JP5667503B2 - Filter device - Google Patents

Filter device Download PDF

Info

Publication number
JP5667503B2
JP5667503B2 JP2011089151A JP2011089151A JP5667503B2 JP 5667503 B2 JP5667503 B2 JP 5667503B2 JP 2011089151 A JP2011089151 A JP 2011089151A JP 2011089151 A JP2011089151 A JP 2011089151A JP 5667503 B2 JP5667503 B2 JP 5667503B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
output
filter
filter circuit
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2011089151A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2012222735A (en
Inventor
正輝 大野
正輝 大野
美喜夫 上杉
美喜夫 上杉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2011089151A priority Critical patent/JP5667503B2/en
Publication of JP2012222735A publication Critical patent/JP2012222735A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5667503B2 publication Critical patent/JP5667503B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

本発明は、フィルタ装置に関する。   The present invention relates to a filter device.

ＧｍＣフィルタ回路において、通過帯域特性Ｆｃは、ＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）回路のＧｍ値とコンデンサの容量Ｃ値とによって決まる。しかし、ＧｍＣフィルタ回路を半導体集積回路で形成する場合、製造工程での製造ばらつきに起因してＧｍ値および容量Ｃ値が設計値通りとならず、所望の通過帯域特性を得ることができない傾向にある。   In the GmC filter circuit, the passband characteristic Fc is determined by the Gm value of the OTA (Operational Transducer Amplifier) circuit and the capacitance C value of the capacitor. However, when the GmC filter circuit is formed of a semiconductor integrated circuit, the Gm value and the capacitance C value are not as designed due to manufacturing variations in the manufacturing process, and a desired passband characteristic tends not to be obtained. is there.

それに対して、特許文献１には、ＧｍＣフィルタ回路において、ＯＴＡ回路の出力でコンデンサに電荷を充電し、充電されたコンデンサの電圧と基準信号とを比較回路が比較して、比較回路の出力が制御回路を介してＯＴＡ回路にフィードバックされることが記載されている。この制御回路は、比較回路の出力信号が正論理の場合にハイレベル（負論理の場合にローレベル）のときにＯＴＡ回路のＧｍ値が設計値であると判断し、ＯＴＡ回路に設計値のＧｍ値に対応する制御信号ＶＢを供給することとされている。これにより、特許文献１によれば、製造ばらつきによりＧｍ値や容量Ｃ値にばらつきが生じていても、比較回路の出力信号に基づいてＯＴＡ回路のＧｍ値を制御してＧｍ／Ｃ値を一定に制御するので、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）特性を一定にすることが可能であるとされている。   On the other hand, in Patent Document 1, in the GmC filter circuit, the capacitor is charged with the output of the OTA circuit, the voltage of the charged capacitor is compared with the reference signal, and the output of the comparison circuit is It is described that it is fed back to the OTA circuit through the control circuit. This control circuit determines that the Gm value of the OTA circuit is the design value when the output signal of the comparison circuit is positive logic and is low level when the output signal is negative logic, and the OTA circuit receives the design value. A control signal VB corresponding to the Gm value is supplied. Thus, according to Patent Document 1, even if the Gm value and the capacitance C value vary due to manufacturing variations, the Gm value of the OTA circuit is controlled based on the output signal of the comparison circuit to keep the Gm / C value constant. Therefore, the LPF (low-pass filter) characteristic can be made constant.

特開２００９−０３３３２３号公報JP 2009-033323 A

特許文献１に記載の技術では、比較回路の出力信号がハイレベル又はローレベルであるため、比較回路としてコンパレータ回路を用いていると考えられる。コンパレータ回路の出力電圧は”Ｌ”レベルと”Ｈ”レベルとの２値（デジタル信号）であるため、コンパレータ回路の出力電圧を直接ＯＴＡ回路の制御信号（アナログ信号）に用いることができず、制御回路等を用いＯＴＡ回路に供給すべき制御信号に変換する必要がある。このため、制御回路としてＡＤ変換処理用の回路を含む複雑な回路を付加する必要がある。これにより、フィルタ回路の通過帯域特性を一定にするための回路が全体として大規模なものとなり、回路の小型化に支障をきたす傾向にある。   In the technique described in Patent Document 1, it is considered that a comparator circuit is used as the comparison circuit because the output signal of the comparison circuit is at a high level or a low level. Since the output voltage of the comparator circuit is a binary value (digital signal) of “L” level and “H” level, the output voltage of the comparator circuit cannot be directly used as the control signal (analog signal) of the OTA circuit. It is necessary to convert to a control signal to be supplied to the OTA circuit using a control circuit or the like. For this reason, it is necessary to add a complicated circuit including an AD conversion processing circuit as a control circuit. As a result, the circuit for making the pass band characteristics of the filter circuit constant becomes large as a whole, and there is a tendency to hinder the miniaturization of the circuit.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、フィルタ回路の通過帯域特性を一定にするための回路の規模を低減できるフィルタ装置を得ることを目的とする。   The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a filter device capable of reducing the scale of a circuit for making the passband characteristics of the filter circuit constant.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明のフィルタ装置は、半導体集積回路で形成されたフィルタ装置であって、フィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力電圧と目標の周波数通過帯域に対応した参照電圧とが入力されて、前記出力電圧と前記参照電圧との差に基づき、前記フィルタ回路の周波数通過帯域が前記目標の周波数通過帯域になるように調整する調整回路とを備え、前記フィルタ回路は、トランスコンダクタンス増幅器を有し、前記調整回路は、差動増幅回路を有し、前記差動増幅回路の出力信号に基づいて、前記トランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンスを変化させ、前記差動増幅回路は、前記フィルタ回路の出力電圧と前記参照電圧との差分をとることにより、前記トランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンスを調整するための制御信号を生成し、前記フィルタ回路は、前記トランスコンダクタンス増幅器の出力電圧を保持する第１の容量素子と、前記参照電圧を保持する第２の容量素子と、をさらに有し、前記差動増幅回路は、前記第１の容量素子を介して前記フィルタ回路の出力電圧を受ける第１の入力端子と、前記第２の容量素子を介して前記参照電圧を受ける第２の入力端子と、前記トランスコンダクタンス増幅器の制御端子へ前記制御信号を出力する出力端子と、を有することを特徴とする。 To solve the above problems and achieve the object, filter apparatus of the present invention is a filter device formed by a semiconductor integrated circuit, a filter circuit, the frequency pass of the output voltage and the target of the filter circuit A reference voltage corresponding to a band, and an adjustment circuit that adjusts a frequency pass band of the filter circuit to be the target frequency pass band based on a difference between the output voltage and the reference voltage. The filter circuit includes a transconductance amplifier, the adjustment circuit includes a differential amplifier circuit, and changes the transconductance of the transconductance amplifier based on an output signal of the differential amplifier circuit, The differential amplifier circuit takes the difference between the output voltage of the filter circuit and the reference voltage to thereby increase the transconductance amplification. A control signal for adjusting the transconductance of the filter circuit, wherein the filter circuit includes a first capacitor element that holds an output voltage of the transconductance amplifier, and a second capacitor element that holds the reference voltage. The differential amplifier circuit further includes a first input terminal that receives an output voltage of the filter circuit via the first capacitive element, and a first input terminal that receives the reference voltage via the second capacitive element. And an output terminal for outputting the control signal to a control terminal of the transconductance amplifier .

本発明によれば、調整回路は、差動増幅回路により実現可能である。これにより、調整回路が、複雑な制御回路を必要とせずに、フィルタ回路の周波数通過帯域が目標の周波数通過帯域になるように調整できるので、調整回路２０の規模を容易に低減できる。すなわち、フィルタ回路の通過帯域特性を一定にするための回路の規模を低減できる。   According to the present invention, the adjustment circuit can be realized by a differential amplifier circuit. As a result, the adjustment circuit can be adjusted so that the frequency pass band of the filter circuit becomes the target frequency pass band without requiring a complicated control circuit, and therefore the scale of the adjustment circuit 20 can be easily reduced. That is, the scale of the circuit for making the pass band characteristic of the filter circuit constant can be reduced.

図１は、実施の形態にかかるフィルタ装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a filter device according to an embodiment. 図２は、実施の形態におけるフィルタ回路の周波数特性を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating frequency characteristics of the filter circuit according to the embodiment. 図３は、実施の形態の変形例にかかるフィルタ装置の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a filter device according to a modification of the embodiment.

以下に、本発明にかかるフィルタ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。   Embodiments of a filter device according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

実施の形態．
実施の形態にかかるフィルタ装置１００について図１を用いて説明する。図１は、フィルタ装置１００の構成を示す図である。 Embodiment.
A filter device 100 according to an embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the filter device 100.

フィルタ装置１００は、半導体集積回路で形成されている。フィルタ装置１００は、入力端子Ｔｉｎ及び出力端子Ｔｏｕｔの間に、フィルタ回路１０及び調整回路２０を有する。   The filter device 100 is formed of a semiconductor integrated circuit. The filter device 100 includes the filter circuit 10 and the adjustment circuit 20 between the input terminal Tin and the output terminal Tout.

フィルタ回路１０は、例えば、通過帯域特性を調整可能なＧｍＣフィルタ回路である。具体的には、フィルタ回路１０は、ＯＴＡ回路（トランスコンダクタンス増幅器）１２及びコンデンサ（第１の容量素子）１１を有する。   The filter circuit 10 is, for example, a GmC filter circuit that can adjust the passband characteristics. Specifically, the filter circuit 10 includes an OTA circuit (transconductance amplifier) 12 and a capacitor (first capacitance element) 11.

ＯＴＡ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）回路１２は、入力端子１２ａ、出力端子１２ｂ、及び制御端子１２ｃを有する。入力端子１２ａは、フィルタ装置１００の入力端子Ｔｉｎに接続されている。出力端子１２ｂは、コンデンサ１１の一端、フィルタ装置１００の出力端子Ｔｏｕｔ、及び調整回路２０の入力側に接続されている。制御端子１２ｃは、調整回路２０の出力側に接続されている。ＯＴＡ回路１２は、制御端子１２ｃに供給されるコントロール電圧に応じて、ｇｍ値が制御可能になっている。   The OTA (Operational Transducer Amplifier) circuit 12 has an input terminal 12a, an output terminal 12b, and a control terminal 12c. The input terminal 12a is connected to the input terminal Tin of the filter device 100. The output terminal 12 b is connected to one end of the capacitor 11, the output terminal Tout of the filter device 100, and the input side of the adjustment circuit 20. The control terminal 12 c is connected to the output side of the adjustment circuit 20. The OTA circuit 12 can control the gm value according to the control voltage supplied to the control terminal 12c.

コンデンサ１１は、一端がＯＴＡ回路１２の出力端子１２ｂとフィルタ装置１００の出力端子Ｔｏｕｔとの間のノードＮ１に接続され、他端がグランド電圧に接続されている。コンデンサ１１は、ＯＴＡ回路１２の出力電圧Ｖｏｕｔを保持する。   One end of the capacitor 11 is connected to the node N1 between the output terminal 12b of the OTA circuit 12 and the output terminal Tout of the filter device 100, and the other end is connected to the ground voltage. The capacitor 11 holds the output voltage Vout of the OTA circuit 12.

調整回路２０は、フィルタ回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔと、目標の周波数通過帯域（図２に実線で示す特性参照）に対応したリファレンス電圧（参照電圧）Ｖｒｅｆとの差に基づき、フィルタ回路１０の周波数通過帯域が目標の周波数通過帯域になるように調整する。   The adjustment circuit 20 determines the frequency of the filter circuit 10 based on the difference between the output voltage Vout of the filter circuit 10 and the reference voltage (reference voltage) Vref corresponding to the target frequency passband (see the characteristic indicated by the solid line in FIG. 2). Adjust the passband to be the target frequency passband.

具体的には、調整回路２０は、差動増幅器２１を有する。差動増幅器２１は、反転入力端子（第１の入力端子）２１ａ、非反転入力端子（第２の入力端子）２１ｂ、及び出力端子２１ｃを有する。反転入力端子２１ａは、ノードＮ１とフィルタ装置１００の出力端子Ｔｏｕｔとの間のノードＮ２に接続されている。非反転入力端子２１ｂは、リファレンス電圧Ｖｒｅｆに接続されている。出力端子２１ｃは、ＯＴＡ回路１２の制御端子１２ｃに接続されている。差動増幅器２１は、フィルタ回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分をとることにより、フィルタ回路の周波数通過帯域を調整するためのコントロール電圧（制御信号）ＶＢ１を生成してＯＴＡ回路１２の制御端子１２ｃへ供給する。言い換えると、調整回路２０は、差動増幅器２１の出力信号をそのままコントロール電圧（制御信号）ＶＢ１として、フィルタ回路１０の周波数通過帯域を調整する。   Specifically, the adjustment circuit 20 includes a differential amplifier 21. The differential amplifier 21 has an inverting input terminal (first input terminal) 21a, a non-inverting input terminal (second input terminal) 21b, and an output terminal 21c. The inverting input terminal 21a is connected to a node N2 between the node N1 and the output terminal Tout of the filter device 100. The non-inverting input terminal 21b is connected to the reference voltage Vref. The output terminal 21 c is connected to the control terminal 12 c of the OTA circuit 12. The differential amplifier 21 takes the difference between the output voltage Vout of the filter circuit 10 and the reference voltage Vref, thereby generating a control voltage (control signal) VB1 for adjusting the frequency pass band of the filter circuit and generating the OTA circuit 12 To the control terminal 12c. In other words, the adjustment circuit 20 adjusts the frequency pass band of the filter circuit 10 using the output signal of the differential amplifier 21 as it is as the control voltage (control signal) VB1.

次に、フィルタ装置１００の動作について説明する。   Next, the operation of the filter device 100 will be described.

まず、基準周波数Ｆｉｎ及び基準振幅Ｈｉｎを有する基準信号Ｖｆが入力端子Ｔｉｎを介してＯＴＡ回路１２に入力される。この時ＯＴＡ回路１２では、コントロール電圧ＶＢ１に応じたＧｍ１値を示しており、カットオフ周波数Ｆｃ１＝Ｇｍ１・Ｖｆ／Ｃにてフィルタリングされた信号Ｖｏｕｔ１がＯＴＡ回路１２から出力される。   First, a reference signal Vf having a reference frequency Fin and a reference amplitude Hin is input to the OTA circuit 12 via the input terminal Tin. At this time, the OTA circuit 12 indicates a Gm1 value corresponding to the control voltage VB1, and a signal Vout1 filtered by the cutoff frequency Fc1 = Gm1 · Vf / C is output from the OTA circuit 12.

得られた信号Ｖｏｕｔ１の振幅に相当する信号レベルをリファレンス電圧Ｖｒｅｆとして差動増幅器２１の非反転入力端子２１ｂに与える。例えば、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを発生する回路を差動増幅器２１の非反転入力端子２１ｂに接続する。このとき、差動増幅器２１の反転入力端子２１ａはノードＮ２に接続されており、差動増幅器２１の出力端子２１ｃはＯＴＡ回路１２の制御端子１２ｃに接続されている。   A signal level corresponding to the amplitude of the obtained signal Vout1 is applied to the non-inverting input terminal 21b of the differential amplifier 21 as a reference voltage Vref. For example, a circuit that generates the reference voltage Vref is connected to the non-inverting input terminal 21 b of the differential amplifier 21. At this time, the inverting input terminal 21a of the differential amplifier 21 is connected to the node N2, and the output terminal 21c of the differential amplifier 21 is connected to the control terminal 12c of the OTA circuit 12.

次に、実際の入力信号Ｖｉｎが入力端子Ｔｉｎを介してＯＴＡ回路１２に入力される。ＯＴＡ回路１２では、例えば、コントロール電圧ＶＢに応じたＧｍ値を示しており、カットオフ周波数Ｆｃ＝Ｇｍ・Ｖｉｎ／Ｃ（図２参照）にてフィルタリングされた信号ＶｏｕｔがＯＴＡ回路１２から出力される。   Next, the actual input signal Vin is input to the OTA circuit 12 via the input terminal Tin. In the OTA circuit 12, for example, a Gm value corresponding to the control voltage VB is shown, and a signal Vout filtered with a cutoff frequency Fc = Gm · Vin / C (see FIG. 2) is output from the OTA circuit 12. .

差動増幅器２１は、ＯＴＡ回路１２からの実際の出力電圧Ｖｏｕｔとリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差分をとることによりコントロール電圧ＶＢを生成し、直接ＯＴＡ回路１２の電流を変化させることでＧｍ値を変化させ、ＧｍＣ値として一定に保ち周波数特性を調整する。ＧｍＣフィルタの通過帯域特性ＦｃはＯＴＡ回路のＧｍ値とコンデンサの容量Ｃ値によって決まるため、Ｇｍ値を調整することによりＧｍＣ値として一定に保つことにより通過帯域特性が一定に保たれる。   The differential amplifier 21 generates the control voltage VB by taking the difference between the actual output voltage Vout from the OTA circuit 12 and the reference voltage Vref, and changes the Gm value by directly changing the current of the OTA circuit 12. , GmC value is kept constant and frequency characteristics are adjusted. Since the passband characteristic Fc of the GmC filter is determined by the Gm value of the OTA circuit and the capacitance C value of the capacitor, the passband characteristic is kept constant by keeping the GmC value constant by adjusting the Gm value.

さらに具体的なフィルタ装置１００の動作について図２を用いて説明する。図２は、フィルタ装置１００の通過帯域特性（周波数特性）を示す。   A more specific operation of the filter device 100 will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows the passband characteristics (frequency characteristics) of the filter device 100.

例えば、所望の通過帯域特性（目標の周波数通過帯域）を実線で示される特性とする。そして、フィルタ回路１０の現在の通過帯域特性が二点差線で示される特性である場合、フィルタ回路１０の現在のカットオフ周波数Ｆｃ３は、目標のカットオフ周波数Ｆｃ１より高い。これにより、フィルタ回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔ３がリファレンス電圧Ｖｒｅｆに比べ出力振幅が大きくなっているので、差動増幅器２１の出力するコントロール電圧ＶＢの値は低下しＯＴＡ回路１２の電流を減少させる。このため、ＯＴＡ回路１２のＧｍ値が低下し、フィルタ回路１０のカットオフ周波数は、現在のカットオフ周波数Ｆｃ３から低下するため所望の通過帯域特性に近づくよう調整される。   For example, a desired passband characteristic (target frequency passband) is set as a characteristic indicated by a solid line. When the current passband characteristic of the filter circuit 10 is a characteristic indicated by a two-dot chain line, the current cutoff frequency Fc3 of the filter circuit 10 is higher than the target cutoff frequency Fc1. As a result, since the output amplitude of the output voltage Vout3 of the filter circuit 10 is larger than that of the reference voltage Vref, the value of the control voltage VB output from the differential amplifier 21 decreases and the current of the OTA circuit 12 decreases. For this reason, the Gm value of the OTA circuit 12 is lowered, and the cut-off frequency of the filter circuit 10 is adjusted to approach a desired passband characteristic because it falls from the current cut-off frequency Fc3.

あるいは、例えば、フィルタ回路１０の現在の通過帯域特性が一点差線で示される特性である場合、フィルタ回路１０の現在のカットオフ周波数Ｆｃ２は、目標のカットオフ周波数Ｆｃ１より低い。これにより、フィルタ回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔ２がリファレンス電圧Ｖｒｅｆに比べ出力振幅が小さくなっているので、差動増幅器２１の出力するコントロール電圧ＶＢの値は上昇しＯＴＡ回路１２の電流を増加させる。このため、ＯＴＡ回路１２のＧｍ値が増加し、フィルタ回路１０のカットオフ周波数は、現在のカットオフ周波数Ｆｃ２から増加するため所望の通過帯域特性に近づくよう調整される。   Alternatively, for example, when the current passband characteristic of the filter circuit 10 is a characteristic indicated by a one-point difference line, the current cutoff frequency Fc2 of the filter circuit 10 is lower than the target cutoff frequency Fc1. Thereby, since the output amplitude of the output voltage Vout2 of the filter circuit 10 is smaller than that of the reference voltage Vref, the value of the control voltage VB output from the differential amplifier 21 is increased and the current of the OTA circuit 12 is increased. For this reason, the Gm value of the OTA circuit 12 increases, and the cutoff frequency of the filter circuit 10 increases from the current cutoff frequency Fc2, so that it is adjusted to approach a desired passband characteristic.

このように、差動増幅器２１の出力するコントロール電圧ＶＢに基づいてＯＴＡ回路１２の電流を制御することでＧｍ／Ｃ値に比例したカットオフ周波数Ｆｃを目標のカットオフ周波数Ｆｃ１に近づけるように調整でき、フィルタ回路１０の通過帯域特性を所望の通過帯域特性（目標の周波数通過帯域）に近づけるように調整できる。   In this way, by adjusting the current of the OTA circuit 12 based on the control voltage VB output from the differential amplifier 21, the cutoff frequency Fc proportional to the Gm / C value is adjusted so as to approach the target cutoff frequency Fc1. In addition, the pass band characteristic of the filter circuit 10 can be adjusted to be close to a desired pass band characteristic (target frequency pass band).

以上のように、実施の形態では、調整回路２０が、フィルタ回路１０の出力電圧と、目標の周波数通過帯域に対応したリファレンス電圧Ｖｒｅｆとの差に基づき、フィルタ回路１０の周波数通過帯域が目標の周波数通過帯域になるように調整する。すなわち、調整回路２０は、差動増幅器２１により実現可能である。これにより、調整回路２０が、複雑な制御回路を必要とせずに、フィルタ回路１０の周波数通過帯域が目標の周波数通過帯域になるように調整できるので、調整回路２０の規模を容易に低減できる。すなわち、フィルタ回路の通過帯域特性を一定にするための回路の規模を低減できる。   As described above, in the embodiment, the adjustment circuit 20 determines that the frequency passband of the filter circuit 10 is the target based on the difference between the output voltage of the filter circuit 10 and the reference voltage Vref corresponding to the target frequency passband. Adjust to the frequency passband. That is, the adjustment circuit 20 can be realized by the differential amplifier 21. As a result, the adjustment circuit 20 can be adjusted so that the frequency pass band of the filter circuit 10 becomes the target frequency pass band without requiring a complicated control circuit, so that the scale of the adjustment circuit 20 can be easily reduced. That is, the scale of the circuit for making the pass band characteristic of the filter circuit constant can be reduced.

また、実施の形態では、フィルタ回路１０がＧｍ値の制御可能なＯＴＡ回路１２を有し、調整回路２０が差動増幅器２１を有する。調整回路２０は、差動増幅器２１の出力信号に基づいて、ＯＴＡ回路１２のＧｍ値を変化させる。これにより、複雑な制御回路を必要とせずに、ＯＴＡ回路１２のＧｍ値を調整でき、フィルタ回路１０のＧｍＣ値を一定に保つように調整できる。   In the embodiment, the filter circuit 10 includes the OTA circuit 12 that can control the Gm value, and the adjustment circuit 20 includes the differential amplifier 21. The adjustment circuit 20 changes the Gm value of the OTA circuit 12 based on the output signal of the differential amplifier 21. Thus, the Gm value of the OTA circuit 12 can be adjusted without requiring a complicated control circuit, and the GmC value of the filter circuit 10 can be adjusted to be kept constant.

また、実施の形態では、差動増幅器２１が、フィルタ回路１０の出力電圧とリファレンス電圧との差分をとることにより、ＯＴＡ回路１２のＧｍを調整するためのコントロール電圧ＶＢを生成する。これにより、差動増幅器２１の出力をそのままコントロール電圧ＶＢとしてＯＴＡ回路１２の制御端子１２ｃへ供給することができる。   In the embodiment, the differential amplifier 21 generates the control voltage VB for adjusting Gm of the OTA circuit 12 by taking the difference between the output voltage of the filter circuit 10 and the reference voltage. Thus, the output of the differential amplifier 21 can be supplied as it is to the control terminal 12c of the OTA circuit 12 as the control voltage VB.

なお、図３に示すように、フィルタ装置１００ｉのフィルタ回路１０ｉは、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを決定するとき（図３（ａ））とその決定されたリファレンス電圧Ｖｒｅｆを用いてフィルタ回路の周波数通過帯域を調整するとき（図３（ｂ））とで異なる接続形態に切り替えられても良い。   As shown in FIG. 3, the filter circuit 10 i of the filter device 100 i determines the reference voltage Vref (FIG. 3A) and uses the determined reference voltage Vref to set the frequency passband of the filter circuit. It may be switched to a different connection form for adjustment (FIG. 3B).

具体的には、フィルタ装置１００ｉは、基準周波数Ｆｉｎ及び基準振幅Ｈｉｎを有する基準信号Ｖｆが供給されるための基準信号用端子Ｔｆをさらに有する。また、フィルタ回路１０ｉは、スイッチＳＷ１ｉ、ステッチＳＷ２ｉ、及びコンデンサ１３ｉをさらに有する。   Specifically, the filter device 100i further includes a reference signal terminal Tf to which a reference signal Vf having a reference frequency Fin and a reference amplitude Hin is supplied. The filter circuit 10i further includes a switch SW1i, a stitch SW2i, and a capacitor 13i.

ステッチＳＷ２ｉは、第１の状態と第２の状態とを切り替える。第１の状態は、ＯＴＡ回路１２の出力端子１２ｂをコンデンサ１１へ接続した状態である。第２の状態は、ＯＴＡ回路１２の出力端子１２ｂをコンデンサ１３ｉへ接続した状態である。   The stitch SW2i switches between the first state and the second state. The first state is a state where the output terminal 12 b of the OTA circuit 12 is connected to the capacitor 11. The second state is a state where the output terminal 12b of the OTA circuit 12 is connected to the capacitor 13i.

スイッチＳＷ１ｉは、第３の状態と第４の状態とを切り替える。第３の状態は、ＯＴＡ回路１２の入力端子１２ａをフィルタ装置１００ｉの入力端子Ｔｉｎへ接続した状態である。第４の状態は、ＯＴＡ回路１２の入力端子１２ａをフィルタ装置１００ｉの基準信号用端子Ｔｆへ接続した状態である。   The switch SW1i switches between the third state and the fourth state. The third state is a state in which the input terminal 12a of the OTA circuit 12 is connected to the input terminal Tin of the filter device 100i. The fourth state is a state in which the input terminal 12a of the OTA circuit 12 is connected to the reference signal terminal Tf of the filter device 100i.

図３（ａ）に示すように、リファレンス電圧Ｖｒｅｆを決定するとき、ステッチＳＷ２ｉが第２の状態に切り替えるとともに、スイッチＳＷ１ｉが第４の状態に切り替える。これにより、基準信号Ｖｆが基準信号用端子Ｔｆを介してＯＴＡ回路１２に入力される。この時ＯＴＡ回路１２では、コントロール電圧ＶＢ１に応じたＧｍ１値を示しており、カットオフ周波数Ｆｃ１＝Ｇｍ１・Ｖｆ／Ｃにてフィルタリングされた信号Ｖｏｕｔ１がＯＴＡ回路１２から出力され、ＯＴＡ回路１２からの出力信号Ｖｏｕｔ１によりコンデンサ１３ｉがリファレンス電圧Ｖｒｅｆまで充電されていく。すなわち、リファレンス電圧Ｖｒｅｆが決定されるとともにコンデンサ１３ｉに蓄積される。   As shown in FIG. 3A, when the reference voltage Vref is determined, the stitch SW2i is switched to the second state, and the switch SW1i is switched to the fourth state. As a result, the reference signal Vf is input to the OTA circuit 12 via the reference signal terminal Tf. At this time, the OTA circuit 12 indicates a Gm1 value corresponding to the control voltage VB1, and the signal Vout1 filtered by the cutoff frequency Fc1 = Gm1 · Vf / C is output from the OTA circuit 12, and is output from the OTA circuit 12. The capacitor 13i is charged up to the reference voltage Vref by the output signal Vout1. That is, the reference voltage Vref is determined and stored in the capacitor 13i.

そして、図３（ｂ）に示すように、その決定されたリファレンス電圧Ｖｒｅｆを用いてフィルタ回路１０ｉの周波数通過帯域を調整するとき、ステッチＳＷ２ｉが第１の状態に切り替えるとともに、スイッチＳＷ１ｉが第３の状態に切り替える。これにより、コンデンサ１３ｉは、充電されたリファレンス電圧Ｖｒｅｆを保持するようになる。   As shown in FIG. 3B, when the frequency pass band of the filter circuit 10i is adjusted using the determined reference voltage Vref, the stitch SW2i is switched to the first state and the switch SW1i is set to the third state. Switch to the state. As a result, the capacitor 13i holds the charged reference voltage Vref.

次に、実際の入力信号Ｖｉｎが入力端子Ｔｉｎを介してＯＴＡ回路１２に入力される。ＯＴＡ回路１２では、例えば、コントロール電圧ＶＢに応じたＧｍ値を示しており、カットオフ周波数Ｆｃ＝Ｇｍ・Ｖｉｎ／Ｃ（図２参照）にてフィルタリングされた信号ＶｏｕｔがＯＴＡ回路１２から出力されコンデンサ１１により保持される。   Next, the actual input signal Vin is input to the OTA circuit 12 via the input terminal Tin. In the OTA circuit 12, for example, a Gm value corresponding to the control voltage VB is shown, and a signal Vout filtered with a cut-off frequency Fc = Gm · Vin / C (see FIG. 2) is output from the OTA circuit 12 and the capacitor 11 is held.

すなわち、差動増幅器２１は、コンデンサ１１を介してＯＴＡ回路１２からの出力電圧Ｖｏｕｔを反転入力端子２１ａで受け、コンデンサ１３ｉを介してリファレンス電圧Ｖｒｅｆを非反転入力端子２１ｂで受け、ＯＴＡ回路１２のコントロール電圧ＶＢを出力端子２１ｃからＯＴＡ回路１２へ出力する。これにより、直接ＯＴＡ回路１２の電流を変化させることでＯＴＡ回路１２のＧｍ値を変化させ、フィルタ回路１０ｉのＧｍＣ値として一定に保ち周波数特性を調整する。ＧｍＣフィルタの通過帯域特性ＦｃはＯＴＡ回路のＧｍ値とコンデンサの容量Ｃ値とによって決まるため、Ｇｍ値を調整しＧｍＣ値として一定に保つことにより通過帯域特性を一定に保つことができる。   That is, the differential amplifier 21 receives the output voltage Vout from the OTA circuit 12 via the capacitor 11 at the inverting input terminal 21a, receives the reference voltage Vref via the capacitor 13i at the non-inverting input terminal 21b, and The control voltage VB is output from the output terminal 21c to the OTA circuit 12. Thus, the Gm value of the OTA circuit 12 is changed by directly changing the current of the OTA circuit 12, and the frequency characteristic is adjusted while keeping the GmC value of the filter circuit 10i constant. Since the passband characteristic Fc of the GmC filter is determined by the Gm value of the OTA circuit and the capacitance C value of the capacitor, the passband characteristic can be kept constant by adjusting the Gm value and keeping it constant as the GmC value.

以上のように、本発明にかかるフィルタ装置は、半導体集積回路で形成されたフィルタ装置に有用である。   As described above, the filter device according to the present invention is useful for a filter device formed of a semiconductor integrated circuit.

１０，１０ｉ フィルタ回路
１１ コンデンサ
１２ ＯＴＡ回路
１３ｉ コンデンサ
２０ 調整回路
２１ 差動増幅器
１００，１００ｉ フィルタ装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10,10i Filter circuit 11 Capacitor 12 OTA circuit 13i Capacitor 20 Adjustment circuit 21 Differential amplifier 100,100i Filter apparatus

Claims (3)

半導体集積回路で形成されたフィルタ装置であって、
フィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力電圧と目標の周波数通過帯域に対応した参照電圧とが入力されて、前記出力電圧と前記参照電圧との差に基づき、前記フィルタ回路の周波数通過帯域が前記目標の周波数通過帯域になるように調整する調整回路と、
を備え、
前記フィルタ回路は、トランスコンダクタンス増幅器を有し、
前記調整回路は、差動増幅回路を有し、前記差動増幅回路の出力信号に基づいて、前記トランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンスを変化させ、
前記差動増幅回路は、前記フィルタ回路の出力電圧と前記参照電圧との差分をとることにより、前記トランスコンダクタンス増幅器のトランスコンダクタンスを調整するための制御信号を生成し、
前記フィルタ回路は、
前記トランスコンダクタンス増幅器の出力電圧を保持する第１の容量素子と、
前記参照電圧を保持する第２の容量素子と、
をさらに有し、
前記差動増幅回路は、
前記第１の容量素子を介して前記フィルタ回路の出力電圧を受ける第１の入力端子と、
前記第２の容量素子を介して前記参照電圧を受ける第２の入力端子と、
前記トランスコンダクタンス増幅器の制御端子へ前記制御信号を出力する出力端子と、
を有することを特徴とするフィルタ装置。 A filter device formed of a semiconductor integrated circuit,
A filter circuit;
An output voltage of the filter circuit and a reference voltage corresponding to a target frequency pass band are input, and based on a difference between the output voltage and the reference voltage, the frequency pass band of the filter circuit is the target frequency pass band. An adjustment circuit to adjust so that
With
The filter circuit includes a transconductance amplifier,
The adjustment circuit includes a differential amplifier circuit, and changes a transconductance of the transconductance amplifier based on an output signal of the differential amplifier circuit.
The differential amplifier circuit generates a control signal for adjusting the transconductance of the transconductance amplifier by taking the difference between the output voltage of the filter circuit and the reference voltage,
The filter circuit is
A first capacitive element that holds the output voltage of the transconductance amplifier;
A second capacitive element for holding the reference voltage;
Further comprising
The differential amplifier circuit is:
A first input terminal that receives the output voltage of the filter circuit via the first capacitive element;
A second input terminal that receives the reference voltage via the second capacitive element;
An output terminal for outputting the control signal to a control terminal of the transconductance amplifier;
Filter device characterized by having a. 前記フィルタ回路は、前記トランスコンダクタンス増幅器の出力端子を前記第１の容量素子へ接続した第１の状態と前記トランスコンダクタンス増幅器の出力端子を前記第２の容量素子へ接続した第２の状態とを選択的に切り替えるスイッチをさらに有する
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。 The filter circuit has a first state in which an output terminal of the transconductance amplifier is connected to the first capacitor element and a second state in which an output terminal of the transconductance amplifier is connected to the second capacitor element. The filter device according to claim 1 , further comprising a switch for selectively switching. 前記フィルタ回路は、前記スイッチが前記第２の状態に切り替えている際に、基準周波数信号を前記トランスコンダクタンス増幅器に入力して前記トランスコンダクタンス増幅器から出力される電圧を前記参照電圧として前記第２の容量素子に保持させ、前記スイッチが前記第１の状態に切り替えている際に、入力信号を前記トランスコンダクタンス増幅器に入力して前記トランスコンダクタンス増幅器から出力される電圧を前記フィルタ回路の出力電圧として前記第１の容量素子に保持させる
ことを特徴とする請求項２に記載のフィルタ装置。 When the switch is switched to the second state, the filter circuit inputs a reference frequency signal to the transconductance amplifier and uses a voltage output from the transconductance amplifier as the reference voltage. When the switch is switched to the first state, the input signal is input to the transconductance amplifier and the voltage output from the transconductance amplifier is used as the output voltage of the filter circuit. The filter device according to claim 2 , wherein the filter device is held by the first capacitor element.
JP2011089151A 2011-04-13 2011-04-13 Filter device Expired - Fee Related JP5667503B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011089151A JP5667503B2 (en) 2011-04-13 2011-04-13 Filter device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011089151A JP5667503B2 (en) 2011-04-13 2011-04-13 Filter device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2012222735A JP2012222735A (en) 2012-11-12
JP5667503B2 true JP5667503B2 (en) 2015-02-12

Family

ID=47273749

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2011089151A Expired - Fee Related JP5667503B2 (en) 2011-04-13 2011-04-13 Filter device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP5667503B2 (en)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6116305B2 (en) * 2013-03-25 2017-04-19 三菱電機株式会社 Frequency detection circuit
JP6132655B2 (en) * 2013-05-13 2017-05-24 オリンパス株式会社 Signal processing circuit and capsule endoscope

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2973491B2 (en) * 1990-08-22 1999-11-08 ソニー株式会社 NTSC / PAL signal discrimination circuit and active filter using this discrimination circuit
JP2009033323A (en) * 2007-07-25 2009-02-12 Fujitsu Microelectronics Ltd Cut-off frequency adjusting method, gmc filter circuit and semiconductor device

Also Published As

Publication number Publication date
JP2012222735A (en) 2012-11-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9136855B2 (en) Ad converter
US8854125B2 (en) Linear amplifier that perform level shift and method of level shifting
JPWO2013157127A1 (en) ΔΣ modulator and ΔΣ A / D converter
KR101564145B1 (en) System and method for capacitive signal source amplifier
JP6510199B2 (en) Switching circuit, audio amplifier integrated circuit, electronic device, driving method of electroacoustic transducer
TW200306698A (en) DC offset compensation circuit of closed loop operational amplifier and method of compensating for DC offset
JP2010267068A (en) Power supply circuit
TWI738335B (en) Amplifier, operating method thereof and amplifier circuit
JP5667503B2 (en) Filter device
JP2018537913A (en) High linearity WiGig baseband amplifier with channel selection filter
EP2132871B1 (en) Signal processor comprising a reference voltage circuit
JP2012202872A (en) Sensor control circuit and sensor system
JP2009094843A (en) Filter adjustment circuit
US11323083B2 (en) Amplifier circuit
JP2006270442A (en) Q correction of filter circuit
JPWO2008023530A1 (en) Transconductance amplifier
TWI819565B (en) Signal amplifying circuit and signal processing system and analog-to-digital converting system comprising the same
JP5078393B2 (en) Calibration loop, filter circuit and related method capable of automatically calibrating center frequency of filter
CN110311650B (en) Low-pass filter circuit, low-pass filter and CMOS chip
JP6705681B2 (en) CV conversion circuit
JP2004228625A (en) Hysteresis comparator
JP2002033665A (en) Semiconductor integrated circuit
JP6327813B2 (en) Variable gain amplifier
TWI816426B (en) Audio system, class-d driver circuit and control method thereof
JP2007074340A (en) Operational amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20130830

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20140317

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20140415

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140616

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20140902

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20141110

A911 Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911

Effective date: 20141118

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20141209

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20141212

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5667503

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees