JP5626688B2 - Radio receiving device - Google Patents

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Description

本発明は、直交周波数分割多重方式(以下、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式という。)で送信された無線信号を受信する無線受信装置に関し、特に、マルチパスフェージングにより無線信号レベルが低下することに起因する誤り率特性の劣化を補償することができる無線受信装置とそのチャネル等化方法に関する。 The present invention is, orthogonal frequency-division multiplexing (hereinafter, OFDM (. As Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme) relates to a radio receiver for receiving radio signals transmitted by, in particular, the radio signal level is reduced by multipath fading radio reception apparatus can compensate the deterioration of the error rate characteristics caused by and its channel equalization method.

近年、その周波数利用効率の高さとマルチパスによる周波数選択性フェージングへの耐性や遅延波による符号間干渉への耐性から移動通信においてOFDM方式が広く用いられている。 Recently, OFDM scheme has been widely used in mobile communications from resistance to its intersymbol interference due to resistance and delayed wave of frequency utilization efficiency due to the height and multipath to frequency selective fading. しかし、フェージングによる受信信号強度の低下から生ずる劣化からは逃れられない。 However, not escape from deterioration resulting from reduction of received signal strength due to fading. 最大比合成ダイバーシチはマルチパスによる性能劣化の軽減には効果があるが、空間ダイバーシチの効果を最大限に得るためには、RF受信回路、A/D変換器、離散フーリエ変換(DFT(Discrete Fourier Transform))回路などがそれぞれのアンテナに必要となり回路規模の増加が避けられない。 Maximum ratio combining diversity is effective to reduce the performance degradation due to multipath, but in order to get the most out of the effect of spatial diversity, RF receiving circuit, A / D converter, a discrete Fourier transform (DFT (Discrete Fourier Transform)) circuit, such as is it is impossible to avoid an increase in the circuit scale becomes necessary for each of the antenna.

特開2004−096140号公報。 JP 2004-096140 JP. 特開2009−141740号公報 JP 2009-141740 JP 特開2007−228248号公報。 JP 2007-228248 JP.

図17は従来技術に係るESPARアンテナ(Electronically Steerable Passive Array Radiator)アンテナ(以下、エスパアンテナという。例えば、非特許文献1参照。)60の構成を示すブロック図である。 Figure 17 is ESPAR antenna according to the prior art (Electronically Steerable Passive Array Radiator) antenna (hereinafter, referred ESPAR antenna. For example, refer to Non-Patent Document 1.) Is a block diagram showing the 60 configuration. 図17において、エスパアンテナ60は1本の給電素子61と例えば6本の無給電素子62〜67と、接地導体68とを備えて構成され、各無給電素子62〜67の一端にそれぞれ電気長を変化させる可変容量ダイオード72〜77が接続される。 17, the ESPAR antenna 60 is a single feed element 61, for example six parasitic elements 62-67 is constituted by a grounding conductor 68, to one end electrical length of each parasitic element 62-67 variable capacitance diodes 72 to 77 for changing the are connected. 給電素子61の長さは1/4波長であり、各無給電素子62〜67の電気長を変化させることにより、電波の到来方向に対して給電素子61の前後にある無給電素子72〜77を導波器又は反射器として動作させることで八木宇多アンテナのように指向性を持たせることができる。 The length of the feed element 61 is a quarter wavelength, by changing the electrical length of each parasitic element 62-67, the parasitic element with respect to the arrival direction of the radio wave before and after the feed element 61 72 to 77 the can have directivity as Uda Yagi antenna by operating as a waveguide or reflector. アンテナ指向性は、可変容量ダイオード72〜77に印加するDCバイアス電圧をコントローラ70により変化させることで電気的に自由に可変できる。 Antenna directivity, a DC bias voltage applied to the variable capacitance diode 72 to 77 can electrically freely variable by changing the controller 70. 図17に例示したエスパアンテナでは、水平面内360度の任意の方向に指向性を制御できる。 In the illustrated ESPAR antenna 17 can be controlled directivity in an arbitrary direction in the horizontal plane 360 ​​°. 従来技術に係るエスパアンテナは可変容量ダイオード72〜77に印加するバイアス電圧を伝搬路の特性に合わせて可変することでアンテナの指向性を適切に制御して空間ダイバーシチ効果を得ている。 ESPAR antenna according to the prior art has obtained the spatial diversity effect by appropriately controlling the antenna directivity by varying according to the characteristics of the propagation path bias voltage applied to the variable capacitance diode 72 to 77.

上述の問題点に対して、上記エスパアンテナを用いた選択ダイバーシチは回路規模の点で有利だが、指向性制御のための演算の収束に時間が掛かるため、高速移動による高速フェージング環境下ではアンテナの指向性制御が追従できない。 Against the above problems, the selection diversity using ESPAR antenna but advantageous in terms of circuit scale, since it takes time to convergence calculation for directivity control, the antenna under fast fading environment with fast moving directivity control can not follow. その上、マルチパス環境による周波数選択性フェージングに対しても、指向性を切り替えても何れかのサブキャリアが常に落ち込むような状況が現実には多く効果が薄い。 Moreover, multipath against frequency selective fading due to environmental and thin much effect in practice situations always fall any one of the sub-carrier be switched directional.

上記エスパアンテナを用いた無線受信装置において、空間ダイバーシチ効果を得るための適切な指向性を実現するに必要なバイアス電圧はMUSICやESPRITなどのアルゴリズムにより計算できる(例えば、非特許文献2及び3参照。)。 In the radio receiving apparatus using the ESPAR antenna, the bias voltage required to achieve a proper directivity to obtain a space diversity effect can be calculated by algorithms such as MUSIC and ESPRIT (e.g., see Non-Patent Documents 2 and 3 .). しかしながら、アンテナ素子の自由度に比べて一度の受信によって得られる情報が少ないため、収束時間が長くなる傾向が見られ、高速移動により伝搬路の変化が速いと追従性能が問題となる。 However, since the information obtained by the time of reception as compared to the degree of freedom of the antenna elements is small, it tended to convergence time is long, fast and tracking performance change in the propagation path becomes a problem by the high-speed movement. また、アンテナ素子の自由度が少ない提案方式で使用するのと同じ一つの給電素子61に無給電素子62が一つだけ付いているエスパアンテナでも、常に受信信号強度の強い最適な方向を選び続ける状態を維持できない。 Also in ESPAR antenna parasitic element 62 on the same one of the feed element 61 as used in the proposed method is less freedom of the antenna element is attached only one, continue always select a strong optimum direction of the received signal strength We can not maintain the state. これは、単一RF入力なので基本的には選択切り替えダイバーシチ動作になり、この動作では原理的に指向性を切り替えてみないと、それ以前より結果が良くなるか悪くなるかがわからないためである。 Since this is a single RF input is basically become selection switching diversity operation, when this operation not Switch the principle directivity, is because the one previously from the results it is either worse unsure .

図18は従来技術に係るダイバーシチ方式による動作を示すタイミングチャートである。 Figure 18 is a timing chart showing the operation of the diversity system according to the prior art. 図18において、破線はアンテナ素子の切り替えを行う受信信号強度を示すしきい値である。 18, the broken line is a threshold indicating a received signal strength for switching the antenna elements. しきい値を下回るとアンテナ素子を切り替えるように制御を行うとすると三角矢印で示すタイミングでアンテナを切り替える。 When performing control to below the threshold switch the antenna elements switch the antenna at the timing shown by the triangular arrow. 例えば破線で囲んだ部分のように、もう一方のアンテナの方の受信強度が強いにもかかわらず受信強度が弱いアンテナを選択し続けており、最適でないアンテナを選択し続ける場合があることがわかる。 For example, as the enclosed portion by a broken line, a strong despite receiving intensity reception intensity towards the other antenna continues to select the weak antenna, it is understood that it may continue to select the antenna not optimal . その上、移動体無線通信で広く用いられているOFDM方式に適用した場合、この方法では周波数選択性フェージングに対しても効果的でない。 Moreover, when applied to OFDM scheme it has been widely used in mobile radio communications, not effective against frequency selective fading in this way. これは指向性を制御するための最適な方向、すなわち指向性制御の重み係数が周波数により異なるため、OFDMの全てのサブキャリアに対して最適となる重み係数を一意に決められないことによる。 This is because the optimal direction, i.e. the weighting factors of the directional control for controlling the directivity is because different by frequency, not uniquely determined weighting factors to be optimal for all sub-carriers of OFDM.

図19及び図20は従来技術に係るOFDM無線受信装置によって互いに異なる2つの指向性で受信したときのOFDM信号のスペクトラム図である。 19 and 20 are a spectrum diagram of an OFDM signal when received at two different directional together by OFDM radio reception apparatus according to the prior art. これらの図19及び図20に示すように、どちらの方向にしても落ち込むサブキャリアが存在し全てのサブキャリアに対して最適となる方向を選択することが困難であることがわかる。 As shown in these FIGS. 19 and 20, it can be seen that sub-carrier from falling Whichever direction is difficult to select a direction to be optimal for all subcarriers exist.

図21は特許文献1において開示された従来技術に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 21 is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to the prior art disclosed in Patent Document 1. 図21において、エスパアンテナ10は、給電素子11と、可変容量ダイオード13が装荷された無給電素子12とを備えて構成され、コントローラ55から高周波阻止用インダクタ14を介して可変容量ダイオード13に印加される直流バイアス電圧(以下、制御電圧という。)Vcを変化させることによりエスパアンテナ10の指向性を変化させる。 In Figure 21, ESPAR antenna 10 is applied a feed element 11, a variable capacitance diode 13 is constituted by a passive element 12 is loaded, the variable capacitance diode 13 via a high frequency blocking inductor 14 from the controller 55 DC bias voltage (hereinafter, referred to as the control voltage.) changing the directivity of ESPAR antenna 10 by varying the Vc. ここで、給電素子11で受信された無線信号はRFフロントエンド回路51に入力された後、低雑音増幅、ベースバンド信号への周波数変換、A/D変換などの処理がなされた後、OFDMベースバンド復調器50に入力される。 Here, after the radio signal received by the feed element 11 is input to the RF front-end circuit 51, after the low-noise amplification, frequency conversion into a baseband signal, processing such as A / D conversion has been performed, OFDM-based is input to the band demodulator 50. OFDMベースバンド復調器50は、入力されるデジタル信号に対してFFT52により複数のサブキャリアにフーリエ変換した後、誤り訂正復号器53により誤り訂正することによりデジタル復調信号を得る。 OFDM baseband demodulator 50, after Fourier transform to a plurality of subcarriers by FFT52 the digital signal input to obtain a digital demodulated signal by error correction by error correction decoder 53. 特許文献1では、特に、フーリエ変換後の信号に基づいて受信信号品質検出回路54により例えばRSSIなどの受信信号品質を検出し、コントローラ55は例えばRSSIが大きくなるように制御電圧Vcを変化させることにより、マルチパスフェージングにより受信信号レベルが低下することにより起因する誤り率特性の劣化を補償することができる。 Patent Document 1, particularly, to detect the received signal quality, such as for example RSSI by the received signal quality detection circuit 54 based on the signal after the Fourier transform, the controller 55 for changing the control voltage Vc so for example RSSI increases Accordingly, it is possible to receive signal level by multipath fading to compensate for the deterioration of the originating error rate characteristic by lowering.

しかしながら、図21の従来技術に係るOFDM無線受信装置では、測定した受信品質に基づいて指向性をフィードバック制御していたが、制御遅延が大きく、高速に伝搬路特性が変動するフェージング通信路では、その追従性に問題があった、また、無線LANシステムのようなパケット伝送では、非常に短いパケットでデータ伝送が完結しているために、制御による遅延が許容されない。 However, the OFDM radio reception device according to the prior art of FIG. 21, which had controlled by feedback directivity based on the measured reception quality, control delay is large, the fading channel propagation path characteristic fluctuates at a high speed, as there is a problem in follow-up performance, and in packet transmission, such as a wireless LAN system, for data transmission is completed in a very short packets, delay due to control is not allowed. また、マルチパス遅延波の遅延広がりが大きく、周波数選択性のある伝搬路では、時変動が低速で制御遅延が問題とならない状況であっても、誤り訂正符号と組み合わせなければダイバーシチ効果が十分に得られないという問題があった。 Also, large delay spread of multipath delay waves, the propagation path of frequency selectivity, time variation even is a situation in which the control delay at a low speed is not a problem, diversity effect is sufficiently to be combined with error-correcting code there is a problem that can not be obtained.

本発明の目的は以上の問題点を解決し、OFDM無線受信装置において、高速フェージング環境下においてアンテナの指向性制御が受信信号に追従でき、サブキャリア間干渉を確実に等化することができる無線受信装置とそのチャネル等化方法を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above problems, radio in the OFDM radio reception device, the directivity control of the antenna is able to follow the received signal in a fast fading environment, it is possible to reliably equalize the inter-subcarrier interference receiving apparatus and to provide a channel equalization method.

第1の発明に係る無線受信装置は、所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を受信する無線受信装置において、 Radio reception apparatus according to the first invention, in a radio receiver for receiving radio signals in orthogonal frequency-division multiplexing comprising a plurality of sub-carrier signals juxtaposed at a predetermined sub-carrier frequency interval,
上記無線信号を受信するアレーアンテナと、 An array antenna for receiving the radio signal,
第1の自然数を第2の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段と、 A directional changing means for changing the directivity of the array antenna at the control frequency obtained values ​​formed by the first natural number divided by the second natural number by multiplying the sub-carrier frequency spacing,
上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する復調手段とを備えたことを特徴とする。 After Fourier transform of the radio signal received by the array antenna the directivity is changed into a plurality of sub-carrier signals, by inter-subcarrier interference channel equalization for each sub-carrier signal to substantially eliminated, characterized by comprising a demodulation means for demodulating the received radio signal.

上記無線受信装置において、上記指向性変化手段は、上記アレーアンテナにより受信された無線信号に基づいて上記サブキャリア周波数間隔を求め、当該サブキャリア周波数間隔に対して第1の自然数を第2の自然数で除算してなる値を乗算して得られる制御周波数で周波数同期するように上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。 In the radio reception apparatus, said directional change means determines the sub-carrier frequency interval based on the radio signal received by the array antenna, a first natural number second natural number with respect to the sub-carrier frequency interval and wherein the changing the directivity of the array antenna to a frequency synchronization in the control frequency obtained by multiplying the value obtained by dividing.

また、上記無線受信装置において、上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも1本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、 Further, in the above-described radio receiving apparatus, said array antenna comprises a feed element, and at least one parasitic element is provided so as to be electromagnetically coupled with the feed element, a variable reactance, which is loaded in the parasitic element and an element,
上記指向性変化手段は、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。 The directional changing means is characterized by varying the directivity of the array antenna by changing the reactance values ​​of the variable reactance element.

さらに、上記無線受信装置において、上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、 Further, in the radio reception apparatus, said array antenna comprises a plurality of antenna elements disposed to be separated from each other by a predetermined distance,
上記指向性変化手段は、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。 The directional change unit, characterized in that to change the directivity of the array antenna by relative phase shift to each other the phase of each radio signal received by the plurality of antenna elements.

第2の発明に係る無線受信装置のチャネル等化方法は、所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を受信する無線受信装置のチャネル等化方法において、 Channel equalization method of a radio receiving apparatus according to the second invention, the channel or the like of a radio receiver for receiving radio signals in orthogonal frequency-division multiplexing comprising a plurality of sub-carrier signals juxtaposed at a predetermined sub-carrier frequency interval in the method,
上記無線受信装置は、上記無線信号を受信するアレーアンテナを備え、 The wireless receiving apparatus includes an array antenna for receiving the radio signal,
上記チャネル等化方法は、第1の自然数を第2の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する等化ステップを含むことを特徴とする。 The channel equalization method, while the first natural number second formed by dividing the natural number value by changing the directivity of the array antenna at the control frequency obtained by multiplying the above sub-carrier frequency interval, the directional after Fourier transform of the radio signal received by the array antenna sex changes in a plurality of sub-carrier signals, by inter-subcarrier interference channel equalization for each sub-carrier signal to substantially eliminated, the receiving characterized in that it comprises an equalization step of demodulating the radio signal.

上記無線受信装置のチャネル等化方法において、上記等化ステップは、上記アレーアンテナにより受信された無線信号に基づいて上記サブキャリア周波数間隔を求め、当該サブキャリア周波数間隔に対して第1の自然数を第2の自然数で除算してなる値を乗算して得られる制御周波数で周波数同期するように上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。 In channel equalization method of the radio receiver, the equalization step obtains the subcarrier frequency interval based on the radio signal received by the array antenna, the first natural number with respect to the sub-carrier frequency interval and wherein the changing the directivity of the array antenna to a frequency synchronization control frequency obtained by multiplying the value obtained by dividing the second natural number.

また、上記無線受信装置のチャネル等化方法において、上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも1本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、 Further, the channel equalization method of the radio receiver, the array antenna, a feeder element, and at least one parasitic element is provided so as to be electromagnetically coupled with the feed element, in the parasitic element a armed variable reactance element,
上記等化ステップは、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。 The equalization step is characterized by changing the directivity of the array antenna by changing the reactance values ​​of the variable reactance element.

さらに、上記無線受信装置のチャネル等化方法において、上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、 Furthermore, the channel equalization method of the radio receiver, the array antenna includes a plurality of antenna elements disposed to be separated from each other by a predetermined distance,
上記等化ステップは、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする。 The equalization step is characterized by changing the directivity of the array antenna by relative phase shift to each other the phase of each radio signal received by the plurality of antenna elements.

本発明に係る無線受信装置とそのチャネル等化方法によれば、第1の自然数を第2の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する。 According to the radio receiver and the channel equalization method according to the present invention, the array antenna a value obtained by dividing the first natural number in a second natural number in the control frequency obtained by multiplying the above subcarrier frequency spacing while changing the directivity, after Fourier transformation of the received radio signal into a plurality of sub-carrier signals by the array antenna in which the directivity is changed, inter-subcarrier interference for each subcarrier signal as substantially eliminated by channel equalization, demodulating the received radio signal. 従って、フィードバック制御をしないので上述の指向性ダイバーシチにおける制御遅延の問題は発生しない。 Therefore, since no feedback control of the control delay in the above-described directional diversity problem does not occur. また、周波数選択性伝搬路におけるダイバーシチ効果を効果的に得ることができる。 Further, it is possible to obtain a diversity effect in the frequency selective channel effectively. それ故、OFDM無線受信装置において、高速フェージング環境下においてアンテナの指向性制御が受信信号変化に十分に追従できた状態と同等の効果が実現でき、サブキャリア間干渉をも確実に等化することができる。 Therefore, the OFDM radio reception device, a fast fading environment antenna directivity control in the can sufficiently follow can state the same effect can be achieved on the reception signal changes, possible to reliably equalize also the inter-subcarrier interference can.

本発明の第1の実施形態に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception apparatus according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第1の実施形態の変形例に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to a modification of the first embodiment of the present invention. 本発明の第2の実施形態に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to a second embodiment of the present invention. 本発明の第2の実施形態の変形例に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to a modification of the second embodiment of the present invention. 図1のOFDM無線受信装置で受信した無線受信信号のスペクトラムを示す図である。 It is a diagram showing a spectrum of a radio reception signal received by the OFDM radio reception device of FIG. 図1のOFDM無線受信装置におけるOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal in the OFDM radio reception device of FIG. 図1のOFDM無線受信装置において周期的プリフィックス(CP:Cyclic Prefix)信号又はガードインターバル(GI:Guard Interval)を挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの1/4の時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fspで4種類の等化ウェイト(E1〜E4)を用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Cyclic prefix in the OFDM radio reception device of FIG. 1 (CP: Cyclic Prefix) signal or a guard interval (GI: Guard Interval) when inserting the (CP or GI is a when having a time length of 1/4 of one symbol Te is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal If) using a control signal frequency fcont = 4 kinds of equalization weights at the sub-carrier frequency interval fsp (E1 to E4). 図1のOFDM無線受信装置において周期的プリフィックス(CP:Cyclic Prefix)信号又はガードインターバル(GI:Guard Interval)を挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの1/4の時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fsp×4で1種類の等化ウェイトを用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Cyclic prefix in the OFDM radio reception device of FIG. 1 (CP: Cyclic Prefix) signal or a guard interval (GI: Guard Interval) when inserting the (CP or GI is a when having a time length of 1/4 of one symbol Te is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal If) using one kind of equalization weights in the control signal frequency fcont = subcarrier frequency spacing fsp × 4. 図1のOFDM無線受信装置において周期的プリフィックス(CP:Cyclic Prefix)信号又はガードインターバル(GI:Guard Interval)を挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの1/8の時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fsp×4で2種類の等化ウェイトを用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Cyclic prefix in the OFDM radio reception device of FIG. 1 (CP: Cyclic Prefix) signal or a guard interval (GI: Guard Interval) when inserting the (CP or GI is a when having a time length of 1/8 of one symbol Te is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal If) using two kinds of equalization weights in the control signal frequency fcont = subcarrier frequency spacing fsp × 4. 図1のOFDM無線受信装置において周期的プリフィックス(CP:Cyclic Prefix)信号又はガードインターバル(GI:Guard Interval)を挿入したとき(CP又はGIが1シンボルと同じの時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fsp×1/2で1種類の等化ウェイトを用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Cyclic prefix in the OFDM radio reception device of FIG. 1 (CP: Cyclic Prefix) signal or a guard interval (GI: Guard Interval) when inserting the (CP or GI is a case of having the same of duration one symbol, it is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal in the case) that the control signal frequency fcont = subcarrier frequency spacing fsp × 1/2 using a single type of equalization weights. 図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第1の例のスペクトル図である。 It is a spectrum diagram of a first example for explaining the equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG. 図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第2の例のスペクトル図である。 A spectrum diagram of a second example for explaining the equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG. 図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第3の例のスペクトル図である。 A spectrum diagram of a third example for explaining equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG. 図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第4の例のスペクトル図である。 A spectrum diagram of a fourth example for explaining equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG. 図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第5の例のスペクトル図である。 A spectrum diagram of a fifth embodiment for explaining equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG. 図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための第6の例のスペクトル図である。 It is a spectrum diagram of a sixth example for explaining equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG. 図1のOFDM無線受信装置のシミュレーション実行時の諸元を示す表である。 Is a table showing specifications of the simulation execution of OFDM radio receiving apparatus of FIG. 図1のOFDM無線受信装置のシミュレーション結果であって、加法性白色雑音(AWGN)及びレイリーフェージングにおける1シンボル当たりの送信電力と雑音電力の比E /E に対するビット誤り率BERを示すグラフである。 Is a simulation result of the OFDM radio reception device of FIG. 1, a graph illustrating the bit error rate BER for the ratio E b / E 0 of the transmit power and noise power per symbol in additive white noise (AWGN) and Rayleigh fading is there. 従来技術に係るエスパアンテナの構成を示すブロック図である。 Is a block diagram showing the ESPAR antenna configuration according to the prior art. 従来技術に係るダイバーシチ方式による動作を示すタイミングチャートである。 Is a timing chart showing the operation of the diversity system according to the prior art. 従来技術に係るOFDM無線受信装置によって第1の指向性で受信したときのOFDM信号のスペクトラム図である。 It is a spectrum diagram of an OFDM signal when received by the first directional by OFDM radio reception apparatus according to the prior art. 従来技術に係るOFDM無線受信装置によって第2の指向性で受信したときのOFDM信号のスペクトラム図である。 It is a spectrum diagram of an OFDM signal when received by the second directional by OFDM radio reception apparatus according to the prior art. 従来技術に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to the prior art.

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。 It will be described below with reference to the accompanying drawings embodiments of the present invention. なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。 In the following embodiments, like components are denoted by the same reference numerals.

図1は本発明の第1の実施形態に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception apparatus according to the first embodiment of the present invention. 本実施形態に係るOFDM無線受信装置は、上述の問題を解決した単一RF入力でのエスパアンテナ10を用いた最大比合成ダイバーシチ方式を用いて、OFDM信号のシンボルに周波数同期して指向性を変化しながらチャネル等化器24によりチャネル等化を行うことにより、伝搬路推定とサブキャリア間干渉を軽減して等化することを特徴としている。 OFDM radio reception apparatus according to this embodiment, by using a maximum ratio combining diversity scheme using ESPAR antenna 10 in a single RF input which solves the above problems, the directivity in frequency synchronization to the symbol of the OFDM signal by performing channel equalization by altered channel equalizer 24 while, it is characterized in that to reduce to equalize the inter-channel estimation and subcarrier interference.

図1において、受信信号はエスパアンテナ10の給電素子11により受信された低雑音増幅器(LNA)16を介して周波数変換器17に入力されてベースバンド信号に変換される。 In Figure 1, the received signal is converted into a baseband signal is input via a low noise amplifier (LNA) 16 that is received by the feed element 11 ESPAR antenna 10 to the frequency converter 17. ベースバンド信号はA/D変換器18によりデジタル信号に変換された後、OFDMベースバンド復調器20の自動周波数制御器(AFC)21に入力される。 After baseband signal is converted into a digital signal by the A / D converter 18, is input to the automatic frequency controller (AFC) 21 of the OFDM baseband demodulator 20.

エスパアンテナ10は、互いに電磁的に結合するように例えば半波長だけ離隔された給電素子11及び無給電素子12とを備えて構成され、無給電素子12の一端に電気長を変化させる可変容量ダイオード13が接続され、制御電圧発生器15からの制御電圧Vcが高周波阻止用インダクタ14を介して可変容量ダイオード13に印加される。 ESPA antenna 10 is constituted by a feed element 11 and the parasitic element 12, for example spaced apart by half a wavelength so as to be electromagnetically coupled to each other, a variable capacitance diode for changing the electrical length to one end of the parasitic element 12 13 is connected to the control voltage Vc from the control voltage generator 15 is applied to the variable capacitance diode 13 via a high frequency blocking inductor 14. 制御電圧Vcの変化により可変容量ダイオード13の容量が変化して無給電素子12の電気長が変化させる。 The electrical length of the variable capacitance diode capacitance 13 is changed parasitic element 12 is varied by a change in the control voltage Vc. これにより、無給電素子12は導波器又は反射器として動作してエスパアンテナ10の指向性を変化させる。 Thus, the passive element 12 changes the directivity of the ESPAR antenna 10 operates as a wave director or a reflector. ここで、無給電素子12の本数は複数であってもよく、バイアス電圧を発生して指向性を変化させるコントローラを備えてもよい。 Here, the number of parasitic element 12 may be a plurality may comprise a controller for changing the directivity by generating a bias voltage. 図1に例示したエスパアンテナ10では、水平面内0度と180度の方向の指向性、並びに無指向性に制御できる。 In ESPAR antenna 10 illustrated in FIG. 1, the direction of directivity of 0 degrees and 180 degrees in a horizontal plane, and can be controlled to a non-directional.

OFDMベースバンド復調器20は、自動周波数制御器(AFC)21と、ガードインターバル(以下、GIという。)除去器22と、離散フーリエ変換器23と、チャネル等化器24と、位相トラッキング回路25と、サブキャリア復調器26と、デインタリーバ27と誤り訂正復号器28とを備えて構成される。 OFDM baseband demodulator 20, an automatic frequency controller and (AFC) 21, a guard interval (hereinafter, GI referred.) Remover 22, a discrete Fourier transformer 23, a channel equalizer 24, the phase tracking circuit 25 When configured to include a subcarrier demodulator 26, a deinterleaver 27 and the error correction decoder 28. 自動周波数制御器21は入力されるデジタルベースバンド信号から受信信号のデータシンボル長を検出して、これより、サブキャリア周波数間隔fspを求めこれを用いてアンテナ指向性の変更周波数(制御信号周波数fcont)を制御して周波数同期させる。 Automatic frequency controller 21 detects the data symbol length of the received signal from the digital baseband signal input, than this, obtains the subcarrier frequency interval fsp using this antenna directivity change frequency (control signal frequency fcont ) controlled and thereby the frequency synchronizing. ここで、好ましくは、fcont=fspである。 Here, preferably, fcont = fsp. なお、制御信号周波数fcontとサブキャリア周波数間隔fspとの関係については詳細後述する。 Note that the relationship between the control signal frequency fcont and subcarrier frequency spacing fsp is described in detail later.

OFDM信号のシンボルには、送信端末側で有効シンボル内の信号成分を部分的に複製した周期的プリフィックス(CP:Cyclic Prefix)信号をGIとして付加することで、マルチパス伝送路で生じる遅延波との干渉で生じるシンボル間干渉を軽減するようにしている。 The symbols of the OFDM signal, the cyclic prefix that duplicates the signal components in the effective symbol partially in transmitting terminal side: the (CP Cyclic Prefix) signal by adding a GI, delayed wave generated by the multipath transmission channel and and so as to mitigate intersymbol interference caused by interference. 従って、上記データシンボル長とはOFDM信号のシンボルから周期的プリフィックス(CP:Cyclic Prefix)又はGIを取り除いた、離散フーリエ変換器23の入力となるデータ部分の長さである。 Accordingly, the above data symbol length cyclic prefix from a symbol of the OFDM signal: removing the (CP Cyclic Prefix) or GI, is the length of the data portion becomes the input of the discrete Fourier transformer 23. なお、CP又はGIを考慮した同期方法については詳細後述する。 Note that the synchronization method considering CP or GI is described in detail later. 本実施形態では、OFDM信号のシンボルと制御信号とを周波数同期させているが、PLL回路を用いて位相同期(完全同期)させてもよい。 In this embodiment, although to frequency synchronization and symbol and control signals of the OFDM signal, the phase synchronization using a PLL circuit may be (fully synchronized) it is. これについては、詳細後述する。 This will be described in detail later.

GI除去器22は自動周波数制御後のデジタルベースバンド信号からGIを除去し、離散フーリエ変換器23はGI除去後のデジタルベースバンド信号をOFDMの各サブキャリア毎の信号にDFT処理を行う。 GI remover 22 removes the GI from the digital baseband signal after automatic frequency control, a discrete Fourier transformer 23 performs DFT processing digital baseband signal after GI removal signal for each subcarrier of OFDM. 次いで、チャネル等化器24は、DFT処理後の各サブキャリア信号に基づいて、詳細後述するように、各サブキャリア毎にプリアンブル信号に基づく伝搬路推定とサブキャリア間の干渉等化処理を行う。 Then, the channel equalizer 24, based on each sub-carrier signal after the DFT process, as described in detail later, performs interference equalization between channel estimation and subcarrier based on the preamble signal for each subcarrier . 位相トラッキング回路25はチャネル等化後の各サブキャリア信号に対して位相トラッキング処理を行った後、サブキャリア復調器26は各サブキャリア信号毎に復調処理を行い、デインタリーバ27は各サブキャリア信号に基づいて所定のデインタリーバ処理を行う。 After phase tracking circuit 25 is subjected to phase tracking process for each sub-carrier signal after channel equalization, sub-carrier demodulator 26 demodulates each subcarrier signal, a deinterleaver 27 subcarrier signals It performs predetermined deinterleaver processing based on. さらに、誤り訂正復号器28はデインターリーブ処理後の信号に対して例えばビタビ復号方法を用いて誤り訂正復号処理を行った後、復調信号を出力する。 Further, the error correction decoder 28 after performing an error correction decoding process by using, for example Viterbi decoding method for a signal after the deinterleave processing, and outputs a demodulated signal.

以上のように構成されたOFDM無線受信装置においては、エスパアンテナ10の指向性がシンボルタイミングの周期で変化される。 In OFDM radio reception apparatus configured as described above, the directivity of the ESPAR antenna 10 is changed in a cycle of the symbol timing. 図6は図1のOFDM無線受信装置におけるOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 6 is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal in the OFDM radio reception device of FIG. 図6の例では、制御信号を正弦波としているが、制御信号は矩形波や三角波でもよい。 In the example of FIG. 6, the control signals although a sine wave, the control signal may be a square wave or a triangular wave. 矩形波や三角波の場合はそのスペクトルからもわかるように両隣のサブキャリアのみならずそれ以外のサブキャリアにも干渉を生じることになるが等化を行うことは可能である。 For square wave or a triangular wave would cause interference to other sub-carrier not only both sides of the subcarrier as can be seen from the spectrum it is possible to perform equalization. また、実際には可変容量ダイオード13の容量変化はバイアス電圧に対して直線では無いため、単純な正弦波ではなく、この可変容量ダイオード13の特性を考慮して容量を変化として正弦波カーブになるようなバイアス電圧を加えるのが望ましい。 Moreover, since in fact not a straight line relative to the change in capacitance bias voltage of the variable capacitance diode 13 in not a simple sine wave, the sine wave curve as a change of capacitance in consideration of the characteristics of the variable capacitance diode 13 It is desirable to add a bias voltage as. この発振周波数は現在の移動体無線通信システムに用いられているほとんどの規格では1MHz以下である。 The oscillation frequency is 1MHz or less for most standard used in the current mobile radio communication system.

OFDMベースバンド復調器20において、チャネル等化器24は、伝搬路における位相変化や送受信機間での周波数オフセットに対する等化を行う従来の等化器にサブキャリア間干渉対策機能を追加して構成される。 In OFDM baseband demodulator 20, a channel equalizer 24 adds the inter-subcarrier interference countermeasure capabilities of the conventional equalizer performs equalization for the frequency offset between the phase change and the transceiver in a propagation path configuration It is. この等化処理は、エスパアンテナ10の指向性を変化させることにより伝搬路が高速に変化しているように見えるうえに、サブキャリア間での干渉が生じるので従来の方法のままでは劣化が生じる。 This equalization process, in terms of look like the propagation path by changing the directivity of the ESPAR antenna 10 is changed to a high speed, deteriorates remains conventional methods because interference between subcarriers occurs . この等化処理については詳細後述する。 This equalization process will be described in detail later. 本実施形態に係る無線受信装置の特徴はOFDMのシンボル周期に合わせてエスパアンテナ10の指向性を変化させている点にある。 Features of a radio receiving apparatus according to this embodiment lies in that by changing the directivity of the ESPAR antenna 10 in accordance with the symbol period of the OFDM. すなわち、アンテナ方向により受信信号強度が異なる条件では、周期的に指向性を変えることで受信無線信号はあたかもAM変調を受けたようにみえる。 That is, in the received signal strength is different conditions by the antenna direction, received radio signal by changing periodically directed seems as if receiving the AM modulation.

図5は図1のOFDM無線受信装置で受信した無線受信信号のスペクトラムを示す図である。 Figure 5 is a diagram showing the spectrum of the radio signals received by the OFDM radio reception device of FIG. 図5において、シンボル周期で指向性を変化させることにより受信信号では隣のサブキャリアと重なりサブキャリア間干渉が生じる。 5, inter-subcarrier interference overlap with adjacent subcarrier occurs in the received signal by changing the directivity in symbol period. しかし、本実施形態では、指向性変化による変調を受けても変調周波数(制御信号の制御周波数)がサブキャリア周波数の自然数倍に等しい場合はOFDM直交性が維持されており、特に、1倍に等しい場合は両隣のサブキャリアのみが干渉として含まれことから、この影響はデジタル信号処理により容易に等化することが可能である。 However, in this embodiment, when even under the modulation by directional change modulation frequency (control frequency of the control signal) is equal to a natural number multiple of the subcarrier frequency is OFDM orthogonality is maintained, in particular, 1-fold equal to from that contained only the subcarriers on both sides are as interference, this effect can be easily equalized by the digital signal processing. また、一般に、第1の自然数nを第2の自然数mで除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で制御する場合(制御周波数fcont=(n/m)×fsp(サブキャリア周波数間隔)であり、m=nのときは上記の1倍となる。)もその変調による影響は、制御信号波形が既知であるので計算量の増加を容認すれば等化可能である。 In general, if the value of the first natural number n obtained by dividing the second natural number m is controlled by a control frequency obtained by multiplying the above subcarrier frequency interval (control frequency fcont = (n / m) × a fsp (subcarrier frequency interval), and if m = n is 1 times the.) the influence due to the modulation control signal waveform can equalize if tolerated increase in calculation amount because it is known it is. 一方、本実施形態では、単一RFにもかかわらず指向性切り替えにより、1シンボル周期内で受信信号強度が平均化されるように働くことから選択切り替えダイバーシチと異なり無駄が無いだけでなく、最大比合成のようにどのサブキャリアもダイバーシチ効果を得ることができる。 On the other hand, in this embodiment, a single RF despite directivity switching, not only there is no waste unlike selection switching diversity from serve as the received signal strength is averaged in one symbol period, up to which subcarriers as specific synthesis also can obtain a diversity effect.

さらに、上述のように、本実施形態によれば、伝搬路に合わせて指向性を制御している訳ではないので伝搬路の変化が速くても追従性能が問題となることはない。 Further, as described above, according to this embodiment, even fast changes in the propagation path tracking performance is not a problem since but are not to suit the channel and controls the directivity. すなわち伝搬路変化に対する追従性能としてはダイバーシチを行わない単独の受信機と同等の性能が期待できる。 That diversity a single receiver the same performance can be expected is not performed as a follow-up performance with respect to channel changes. また、計算により最適方向に指向性を制御している訳ではないので、周波数選択性フェージング環境下においても問題なく動作するという特有の効果を有する。 Also, since not that controls the directivity in the optimum direction by calculation, it has a unique advantageous effect that also works fine in a frequency selective fading environment.

次いで、図1のチャネル等化器24において、伝搬路推定とサブキャリア間干渉が等化できることを以下に示す。 Then, the channel equalizer 24 in FIG. 1, shown below that between the propagation path estimation and subcarrier interference can be equalized. OFDM信号の全サブキャリアに信号を持つプリアンブル信号を仮定して、この信号のベクトルをPとすると、次式で表される。 Assuming a preamble signal having a signal to all subcarriers of the OFDM signal, when the vector of the signal is P, it is expressed by the following equation.

[数1] [Number 1]
P=[p ,p ,・・・,p N−1 (1) P = [p 0, p 1 , ···, p N-1] T (1)

ここで、p はk番目のサブキャリアのプリアンブルを表す。 Here, p k represents the preamble of the k-th subcarrier. ここで、FをFFTを行うフーリエ変換行列とすると送信信号pは次式で表される。 Here, the transmission signal p and the Fourier transform matrix for performing an FFT of F is expressed by the following equation.

[数2] [Number 2]
p=F −1 P (2) p = F -1 P (2)

伝搬路によるマルチパスフェージングの影響を受けたi番目素子での受信信号qiは次式で表される。 Received signal qi at the i-th element affected by the multipath fading due to the propagation path is expressed by the following equation.

[数3] [Number 3]
=C p (3) q i = C i p (3 )

ここで、C はi番目のアンテナ素子のサイクリックインパルス応答(cyclic impulse response)であって、周波数ドメインでのインパルス応答行列である。 Here, the C i a cyclic impulse response of the i-th antenna element (cyclic impulse response), an impulse response matrix in the frequency domain. 本実施形態に係るOFDM無線受信装置によって受信された後、ベースバンドに変換された信号である復調回路への入力信号rは次式で表される。 After being received by the OFDM radio reception device according to this embodiment, the input signal r to the demodulator is a signal converted into the baseband is expressed by the following equation.

[数4] [Number 4]
r
=q +Dq +n = Q 0 + Dq i + n
=(C +DC )p+n = (C 0 + DC 1) p + n
=(C +DC )F −1 P+n (4) = (C 0 + DC 1) F -1 P + n (4)

ここで、nはノイズであり、Dはアンテナの指向性制御による受信信号変化を表し、サブアンテナの時間kにおける係数d を対角に並べた行列、すなわち次式で表される。 Here, n is the noise, D is represents the received signal change by the directivity control of the antenna, the matrix obtained by arranging the coefficients d k to the diagonal at time k of the sub-antenna, that is expressed by the following equation.

[数5] [Number 5]
D=diag(d ) (5) D = diag (d k) ( 5)
[数6] [6]
u=Fr=(H +GH )P+z (6) u = Fr = (H 0 + GH 1) P + z (6)

ただし、zは周波数領域での熱雑音である。 However, z is the thermal noise in the frequency domain. ここでH は次式で表される。 Here H i is expressed by the following equation.

[数7] [Equation 7]
=FC −1 (7) H i = FC i F -1 ( 7)

はi番目のアンテナ素子の周波数インパルス応答を対角要素に持つ行列である。 H i is a matrix having a frequency impulse response of the i-th antenna element on the diagonal. また、Gは次式で表される。 Moreover, G can be expressed by the following equation.

[数8] [Equation 8]
G=FDF −1 (8) G = FDF -1 (8)

Gはサブキャリア間干渉を表す行列である。 G is a matrix representing the inter-subcarrier interference. ここで、P、hiを対角要素に持つ対角行列Pd及びHiを導入し、次式で表す。 Here, by introducing P, and diagonal matrix Pd and Hi with hi the diagonal elements, expressed by the following equation.

[数9] [Equation 9]
=diag(P) (9) P d = diag (P) ( 9)
[数10] [Number 10]
=diag(h ) (10) H i = diag (h i) (10)

ここで、若干の劣化を無視して式6を変形すると、次式を得ることができる。 Now, modifying the expression 6 by ignoring the slight deterioration, it is possible to obtain the following equation.

[数11] [Number 11]
u=P +GP +z (11) u = P d h 0 + GP d h 1 + z (11)

これから、以下の共分散行列Rと相互相関行列B が得られる Now, obtained following the covariance matrix R and the cross-correlation matrix B i

[数12] [Number 12]
R=E[uu ]=P +GP +σ I (12) R = E [uu H] = P d R h P d H + GP d R h P d H G H + σ 2 z I (12)
[数13] [Number 13]
=E[uh ] (13) B i = E [uh i H ] (13)

なお、Rhは次式で表される。 Note, Rh is expressed by the following equation.

[数14] [Number 14]
=E[h ] (14) R h = E [h i h i H] (14)

Rhはチャネル応答の共分散行列である。 Rh is the covariance matrix of the channel response. ここで、E[x]はxのアンサンブル平均を表す。 Here, E [x] represents the ensemble average of x. さらに、相互相関行列は次式で表される。 Furthermore, the cross-correlation matrix is ​​expressed by the following equation.

[数15] [Number 15]
=P (15) B 0 = P d R h ( 15)
[数16] [Number 16]
=GP (16) B 1 = GP d R h ( 16)

従って、チャネル応答はベクトルW を用いて次式で表される。 Thus, the channel response can be expressed by the following equation using the vector W i.

[数17] [Number 17]
=W u (17) h i = W i H u ( 17)

従って、等化ウェイトベクトルW は次式で表される。 Accordingly, the equalization weight vector W i is expressed by the following equation.

[数18] [Number 18]
=R −1 (18) W i = R -1 B i ( 18)

これは最小二乗誤差を実現するウェイトとなっており、最大比合成ダイバーシチと同様の効果が得られることがわかる。 This has become a weight to achieve a minimum squared error, it can be seen that the same effect as a maximum ratio combining diversity can be obtained.

次に、この結果を用いて伝搬路の等化を行う。 Next, the Equalization using this result. ここで、データ部分の受信信号u を次式で表す。 Here, representing the received signal u d of the data portion by the following equation.

[数19] [Number 19]
=Hc +z (19) u d = Hc d + z ( 19)

ただし、次式の通りとする。 However, it is as follows.
[数20] [Number 20]
Hc=Hc +GHc (20) Hc = Hc 0 + GHc 1 ( 20)
[数21] [Number 21]
Hc =diag(h ) (21) Hc i = diag (h i) (21)

ここで、bを受信信号電力を表す係数とすると、次式の伝搬路等化時の相互相関行列B を用いて、次式の伝搬路等化時の共分散行列R を表すことができる。 Here, when the coefficient representing the received signal power of b, by using a cross-correlation matrix B d during channel equalization of the formula: may represent the covariance matrix R d during channel equalization of the formula it can.

[数22] [Number 22]
=E[u B d = E [u d d H]
=bHc (22) = BHc (22)

[数23] [Number 23]
=E[u R d = E [u d u d H]
=HcE[dd ]Hc +σ = HcE [dd H] Hc H + σ 2 z I
=bHcHc +σ I (23) = BHcHc H + σ 2 z I (23)

従って、送信された信号の推定値dは次式で表される。 Therefore, the estimate d of the transmitted signal is expressed by the following equation.

[数24] [Number 24]
d=R −1 (24) d = R d -1 B d ( 24)
[数25] [Number 25]
dc=b(bHcHc +σ I) −1・Hc (25) dc = b (bHcHc H + σ 2 z I) -1 · Hc (25)

これにより最大比合成による受信が可能である。 Thus it is possible reception by a maximum ratio combining. また、本実施形態に係るOFDM無線受信装置において、干渉は自己のサブキャリアの周辺サブキャリアからの干渉信号であるのでサブキャリア数をフレーム長と見なしてサブキャリアの周波数順に受信信号を並べることでビタビ復号により等化することも可能である。 Further, the OFDM radio reception device according to the present embodiment, interference by arranging the received signal in the order of frequency of subcarrier considers the number of subcarriers and frame length because the interference signals from the peripheral sub-carrier of the own sub-carrier it is also possible to equalize the Viterbi decoding.

図2は本発明の第1の実施形態の変形例に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 2 is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to a modification of the first embodiment of the present invention. 図1のOFDM無線受信装置では、制御信号周波数fcontをサブキャリア周波数間隔fspに一致するように自動周波数制御器21により制御しているが、本発明はこれに限らず、図2に示すように、自動周波数制御を行わなくてもよい。 In OFDM radio reception device of FIG. 1 is controlled by an automatic frequency controller 21 so as to match the control signal frequency fcont the subcarrier frequency interval fsp, the present invention is not limited to this, as shown in FIG. 2 , it may not be performed an automatic frequency control. この場合は、制御信号発生器15の制御信号周波数fcontと、送信されるOFDM信号のサブキャリア周波数間隔fspを実質的に一致するように設定し、かつ各発振器の発振周波数精度が極めて高いものを用いることが好ましい。 In this case, a control signal frequency fcont of the control signal generator 15, the subcarrier frequency spacing fsp of the OFDM signal to be transmitted is set to substantially match the, and the oscillation frequency accuracy of the oscillator a very high it is preferably used. これにより、OFDMのサブキャリア間の干渉を軽減して除去することができる。 Thus, it is possible to remove to reduce the interference between OFDM subcarriers.

また、以上の実施形態及びその変形例では、制御信号周波数fcontをOFDMのサブキャリア周波数間隔fspに実質的に一致させている(fc≒fs)が、本発明はこれに限らず、fcont=(n/m)×fsp(ここで、m,nはそれぞれ1以上の整数、すなわち自然数である。)と設定してもよい。 In the above embodiment and in the modification thereof, a control signal frequency fcont is substantially matched to the OFDM sub-carrier frequency interval fsp (fc ≒ fs), but the invention is not limited to this, fcont = ( n / m) × fsp (where, m, n are each an integer of 1 or more, i.e. a natural number.) and may be set.

無線送信装置での基準周波数の変動や、移動に伴いドップラー効果により生ずる周波数シフトが常に存在するために、送信信号での周波数fspと、制御信号周波数fcontとが同じになり、もしくはfsp×(n/m)=fcontとなるように設定しても、周波数同期を行わない場合には、無線受信装置において受信信号の周波数fspとfcontとが完全に同じになり、もしくは完全にfsp×(n/m)=fcontとはならない場合がある。 Change and the reference frequency in the radio transmitting apparatus, in order to frequency shift caused by Doppler effect in accordance with the movement is always present, and the frequency fsp of the transmit signal, becomes a control signal frequency fcont same or fsp × (n / m) = be set to be fcont, if not carried out frequency synchronization, a frequency fsp and fcont of the received signal is exactly the same in the radio receiver, or completely fsp × (n / m) = there is a case that should not be a fcont. fsp=fcontの関係、もしくはfsp×(n/m)=fcontの関係における等式関係からずれて、等式では無い関係になるにしたがい、サブキャリア間の直交性が失われてゆくため等化が困難になることで、最終的にはエラー特性の劣化要因となり、本実施形態に係るチャネル等化処理による利得を相殺してしまう。 fsp = fcont relationship or deviates from equality relationship fsp × (n / m) = fcont relationship, in accordance becomes irrelevant in equation equalization since orthogonality Yuku lost between subcarriers It is that difficult, eventually become a deterioration factor of the error characteristics in, would offset the gain due to channel equalization processing according to the present embodiment. しかし、この劣化が本実施形態に係るチャネル等化処理による利得を上回らない範囲においては、周波数fspとfcontとが一致していなくても、もしくはfsp×(n/m)=fcontでなくても本実施形態に係るチャネル等化処理の効果はある。 However, in this degradation does not exceed the gain due to the channel equalization process of this embodiment ranges, even if no match the frequency fsp and fcont, or be non-fsp × (n / m) = fcont the effect of channel equalization processing according to this embodiment is. すなわち、サブキャリア間干渉を完全に等化できなくても実質的に等化できて、当該干渉を大幅に軽減できる。 That is, can substantially equalized without completely equalize the inter-subcarrier interference, the interference can be greatly reduced.

また、等化のためには伝搬路と指向性変化を合わせた影響をプリアンブル信号を用いて計算により求め使用するが、この値は位相が変化させると変わってくる。 Moreover, because of the equalization is to use determined by calculation the influence of the combined directional change environments using preamble signals, this value varies with the phase changing. 従って、周波数のずれにより時間の経過と共に位相が変化させることで頻繁にプリアンブル信号を挿入して再計算する必要が生じる要因ともなる。 Therefore, also causes the need arises to recalculate by inserting frequently preamble signal by phase alters over time due to a deviation of the frequency. すなわち、位相同期が結果として実現されていない場合にはそのときどきの位相状態に合わせた等化ウェイトを用意して等化しなくてはならない。 That is, not a case where the phase synchronization is not realized as a result have to equalization are prepared equalization weight to suit the occasional phase states. しかし、これは本発明の必要条件ではないと考えられる。 However, this is not considered to be a requirement of the present invention.

CPやGIが存在する場合は通常その長さはデータ部分の1/4や1/8など整数比なのでこれを除いたデータの開始部分と制御信号の位相関係にはfsp=fcontの場合には4通りの状態又は8通りの状態など複数の状態が存在する。 If normal fsp = fcont the phase relationship between the control signal start portion of the data excluding this because integer ratios, such as 1/4 or 1/8 of its length data portion if the CP and GI exists a plurality of condition exists, such as the state or the eight states of the four types. そこでこれに対応した4種類の値又は8種類の値など必要な種類を用意してこれらを切り替えて設定して使う方法で実現できる。 Therefore thereto to prepare four kinds of values ​​or eight types required such as the value corresponding can be realized by the method used to set by switching them.
また、データの開始部分と制御信号の位相関係の種類が減るように制御信号の周波数をn倍すれば必要な種類を減らす事ができる。 Further, it is possible to reduce the required type if multiplied by the frequency of the control signal n as types of phase relationships is reduced the data of the start portion and the control signal.

図7は図1のOFDM無線受信装置においてCP又はGIを挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの1/4の時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fspで4種類の等化ウェイト(E1〜E4)を用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Figure 7 is a case when inserting a CP or GI (CP or the GI has a time length of 1/4 of one symbol in the OFDM radio reception device of FIG. 1, the control signal frequency fcont = subcarrier frequency spacing fsp 4 is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal in the case) using the type of equalization weights (E1 to E4). また、図8Aは図1のOFDM無線受信装置においてCP又はGIを挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの1/4の時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fsp×4で1種類の等化ウェイトを用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Further, in a case Figure 8A when inserting the CP or GI (CP or the GI has a time length of 1/4 of one symbol in the OFDM radio reception device of FIG. 1, the control signal frequency fcont = subcarrier frequency interval it is a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal If) where in fsp × 4 using one kind of equalization weights. 図7の場合、図8Aの場合ともに、サブキャリア間の干渉を容易に等化することができるが、図8Aの場合は、周波数fsp×4だけ離れた周波数からの干渉、すなわち隣接チャネルからの干渉を受けやすくなる。 For Figure 7, both the case of FIG. 8A, can be easily equalize the inter-subcarrier interference, in the case of FIG. 8A, interference from frequency separated by frequency fsp × 4, i.e. from adjacent channels interference becomes susceptible to.

図8Bは図1のOFDM無線受信装置においてCP又はGIを挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの1/8の時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fsp×4で2種類の等化ウェイトを用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Figure 8B is a case when inserting a CP or GI (CP or the GI has a time length of 1/8 of one symbol in the OFDM radio reception device of FIG. 1, the control signal frequency fcont = subcarrier frequency spacing fsp × 4 in a two timing charts showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal If) using equalization weights. 図8Bの場合は、周波数fsp×4だけ離れた周波数からの干渉、すなわち隣接チャネルからの干渉を受けやすくなる。 In the case of FIG. 8B, interference from frequency separated by frequency fsp × 4, i.e. susceptible to interference from adjacent channels.

図8Cは図1のOFDM無線受信装置においてCP又はGIを挿入したとき(CP又はGIが1シンボルの時間長を有する場合であって、制御信号周波数fcont=サブキャリア周波数間隔fsp/2で1種類の等化ウェイトを用いる場合)のOFDMシンボルと制御信号との関係を示すタイミングチャートである。 Figure 8C is a case when inserting a CP or GI (CP or the GI has a time length of one symbol in the OFDM radio reception device of FIG. 1, the control signal frequency fcont = subcarrier frequency spacing fsp / 2 in one of a timing chart showing the relationship between the OFDM symbol and the control signal If) using equalization weights. 図8Cの場合は、隣接チャネルからの干渉を受けやすくなるだけでなく、高次にわたるサブチャネル間干渉の発生により等化に要する計算量が増加するがサブキャリア間干渉の軽減の効果は得られる。 In the case of FIG. 8C, not only susceptible to interference from adjacent channels, the effect of the calculation amount required for equalizing the occurrence of inter-sub-channel interference over higher increases reduce inter-subcarrier interference is obtained .

等化する際には指向性変化によって生じる振幅の変化が正弦波であれば干渉が基本波に対して上下の周波数にそれぞれ1つずつしか生じない点で干渉による劣化が少なく等化が簡単かつ良好になる点で望ましい。 Amplitude change and easy deterioration less equalized by interference in that occur only one each to the frequency of the up and down with respect to interference fundamental wave if a sine wave caused by the directional change during the equalization desirable in that the better. しかし、実際のデバイスでは指向性変化が制御電圧に対して直線的に変化しないうえに、指向性の変化と振幅変化も必ずしもリニアな関係ではないので制御信号に正確な正弦波を加える必要性は薄い。 However, in terms of not vary linearly with respect to the directional change the control voltage in an actual device, the need to add a correct sine wave control signal so also the directivity of the change and amplitude change is not necessarily linear relation thin. 矩形波や三角波など周期性をもった指向性変化であれば基本的効果は同様に期待できるが、本実施例ではより正弦波に近い振幅変化が期待でき、簡便であることから正弦波の例を示した。 Although a square wave or periodic basic effect if directional changes that have such a triangular wave can be expected as well, can be expected more amplitude changes close to a sine wave in the present embodiment, an example of the sine wave because it is convenient showed that.

さらに、図1のOFDM無線受信装置における制御信号周波数の設定比の自然数m,nとキャリア間干渉の等化について以下に説明する。 Further described natural number m of setting the ratio of the control signal frequency in OFDM radio reception device of FIG. 1, the equalization between the n and the carrier interference below.

本実施形態では、サブキャリア周波数間隔をfspとし、周期的に指向性を変化させるための制御信号周波数をfcontとしている。 In the present embodiment, the sub-carrier frequency interval and fsp, and a control signal frequency for changing periodically directivity and fcont. ここで、n×fsp(n=1,2,3,…)が正確には制御信号周波数fcontと一致していなくてもよいが、好ましくは、n×fsp=fcontである。 Here, n × fsp (n = 1,2,3, ...) but may not be precisely coincident with the control signal frequency fcont, preferably, n × fsp = fcont. この場合、制御信号が正弦波であればサブキャリア間干渉は上下の周波数のn番目のサブキャリアのみに現れる。 In this case, the control signal is inter-subcarrier interference if a sine wave appears only in the n-th subcarrier of the upper and lower frequencies. fsp=m×fcont(m=1,2,3,…)の場合も動作可能であって、この場合、正弦波ではm×fcont周期の全波整流された正弦波(m=2のとき)や正弦波を90度で切った丸みを帯びた鋸波(m=4のとき)のような特殊な波形であるので、その繰り返し波形の周波数スペクトラムから想像されるように、矩形波や三角波同様に等化がより複雑となるが機能的には動作する。 fsp = m × fcont (m = 1,2,3, ...) a possible operational case, this case, (when m = 2) full-wave rectified sine wave of m × fcont cycle sinusoidal because the or sine wave is a special waveform as a sawtooth rounded taken along a 90 ° (when m = 4), as envisioned by the frequency spectrum of the repetitive waveform, similar square wave or a triangular wave Although equalization is more complicated to operate functionally on.

実用化されているOFDMを用いたシステムではCP/GIを一般にはデータシンボル長の自然数分の1と設定することから、シンボル周期はサブキャリア周波数間隔の自然数比n /m 倍(ここで、n ,m はそれぞれ自然数(異なってもいいし、同じでもよい)である。)となるが、これは等化に用いるウェイトの種類や等化の容易さに関係するが本発明では本質的ではない。 In a system using OFDM in practical use since it is set to a natural fraction of the data symbol length is generally the CP / GI, symbol period is a natural number ratio of the subcarrier frequency interval n 0 / m 0 × (here , n 0, m 0 is a natural number, respectively (to good or different, the same also be) a.) and becomes, which in Although the present invention relates to the ease of weight type and equalization for use in equalization not essential.

さらに、サブキャリア周波数間隔fsp=fcontのときの三角波、矩形波の場合のサブキャリア間干渉の現れ方について以下に説明する。 Furthermore, explained triangular wave at a subcarrier frequency spacing fsp = fcont, the manifestations of the inter-subcarrier interference in the case of square wave below. 図9乃至図14は図1のOFDM無線受信装置におけるキャリア間干渉の等化を説明するための各例のスペクトル図である。 9 to 14 is a spectrum diagram of the examples for illustrating the equalization of inter-carrier interference in OFDM wireless receiver of FIG.

元々のOFDM信号は図9のように複数のサブキャリアが並んでいる。 Original OFDM signal are arranged a plurality of sub-carriers as shown in FIG. この例では9サブキャリアである。 Which in this example is 9 subcarriers. この内の一つのサブキャリアに着目すると図10のようになっている。 It is as shown in FIG. 10 when focusing on one subcarrier of this. これに正弦波で指向性を変化させた場合は、振幅変調を行ったのと同様の作用により図11のように2つの側波帯が生成される。 When changing the directivity by a sine wave to the two sidebands as shown in FIG. 11 is generated by the same action as that performed amplitude modulation. 従って、OFDM信号全体では図12のように側波帯がその両側に生成されるとともに中心部分7つのサブキャリアでは2つの側波帯が合成されサブキャリア間干渉が生じる。 Therefore, among the subcarriers two sidebands in the central portion 7 of the sub-carriers are combined with sidebands are generated on both sides of the interference as in Fig. 12 occurs throughout the OFDM signal. これに対して矩形波や三角波を作用させると、そのスペクトルに応じて一つのサブキャリアに対して図13のように高次に渡った側波帯の成分が生成される従って、OFDM信号全体では元々のOFDM信号に対して図14のように全てのサブキャリアにそれぞれ周囲のサブキャリアのよる干渉が高次の側波帯部分として付加される When the action of the rectangular wave or triangular wave other hand, thus components of sidebands over a higher order as in FIG. 13 for one sub-carrier in accordance with the spectrum is generated, the entire OFDM signal each interference with the surrounding subcarriers for all subcarriers as shown in FIG. 14 is added as sideband portion of higher order with respect to the original OFDM signal

第2の実施形態. Second embodiment.
図3は本発明の第2の実施形態に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 3 is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to a second embodiment of the present invention. 第2の実施形態は図1の第1の実施形態と比較して、エスパアンテナ10に代えて、互いに例えば半波長だけ離隔された2本のアンテナ素子31,32と、移相器33と、加算器34とを備えて構成されたアレーアンテナ30を備えたことを特徴とする。 The second embodiment as compared with the first embodiment of FIG. 1, in place of the ESPAR antenna 10, and two antenna elements 31 and 32 spaced apart from each other by for example a half-wavelength, a phase shifter 33, characterized by comprising an array antenna 30 which is constituted by an adder 34.

図3において、アンテナ素子31により受信された無線信号は加算器34に入力される。 3, the radio signal received by the antenna element 31 is input to the adder 34. 一方、アンテナ素子32により受信された無線信号は、制御信号電圧Vcにより移相量が変化される移相器33を介して加算器34に入力される。 On the other hand, a radio signal received by the antenna element 32 is inputted to the adder 34 via the phase shifter 33 which phase shift is varied by the control signal voltage Vc. 加算器34は入力される2つの無線信号を加算して加算結果の無線信号を低雑音増幅器16に出力する。 The adder 34 adds the two radio signal inputted and outputs a radio signal of the addition result to the low noise amplifier 16.

以上のように構成することにより、制御信号電圧Vcによりアレーアンテナ30の指向性が変化し、図1のエスパアンテナ10と同様の作用効果を得ることができる。 By the above configuration, the control signal directivity of array antenna 30 is changed by the voltage Vc, it is possible to obtain the same effect as ESPAR antenna 10 of FIG. その他の動作及び処理については、第1の実施形態と同様である。 The other operations and processes are the same as in the first embodiment.

なお、1個の移相器33を備えているが、本発明はこれに限らず、2本のアンテナ素子31,32で受信した無線信号の相対的な位相を変化させて指向性を変化させるために、各アンテナ素子31,32の給電回路に挿入される2個の移相器を備えてもよい。 Although provided with a single phase shifter 33, the present invention is not limited to this, changing the directivity by changing the relative phase of the received radio signal by two antenna elements 31 and 32 for it may comprise two phase shifter is inserted in the feed circuit of the antenna elements 31 and 32. また、アレーアンテナ30は2本のアンテナ素子31,32を備えているが、本発明はこれに限らず、3本以上のN本のアンテナ素子を備え、各アンテナ素子で受信した無線信号の相対的な位相を変化させて指向性を変化させるために、各アンテナ素子の給電回路に挿入されるN個又はN−1個の移相器を備えてもよい。 Although the array antenna 30 is provided with two antenna elements 31 and 32, the present invention is not limited thereto, comprising three or more of the N antenna elements, the relative of the radio signal received by the antenna elements phase in order to cause to vary the directivity change may comprises N or the N-1 phase shifters are inserted into the feed circuit of the antenna elements. さらに、可変容量ダイオード13を備えているが、本発明はこれに限らず、可変リアクタンス素子を備えてもよい。 Furthermore, although a variable capacitance diode 13, the present invention is not limited thereto, and may be provided with a variable reactance element.

図4は本発明の第2の実施形態の変形例に係るOFDM無線受信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 4 is a block diagram showing a configuration of an OFDM radio reception device according to a modification of the second embodiment of the present invention. この変形例は、第1の実施形態の変形例と同様に、制御信号発生器15への周波数制御を無くした構成であり、第1の実施形態の変形例と同様の作用効果を有する。 This variant, similarly to the modification of the first embodiment, a configuration in which without the frequency control to the control signal generator 15 has the same operational effects as the modification of the first embodiment.

本発明者らは第1の実施形態に係るOFDM無線受信装置を用いてシミュレーションを行った。 The present inventors performed simulation using the OFDM radio reception device according to the first embodiment. 図15は図1のOFDM無線受信装置のシミュレーション実行時の諸元を示す表である。 Figure 15 is a table showing specifications of the simulation execution of OFDM radio receiving apparatus of FIG. また、図16は図1のOFDM無線受信装置のシミュレーション結果であって、加法性白色雑音(AWGN)及びレイリーフェージングにおける1シンボル当たりの送信電力と雑音電力の比E /E に対するビット誤り率BERを示すグラフである。 Further, FIG. 16 is a simulation result of the OFDM radio reception device of FIG. 1, additive white noise (AWGN) and bit error rate for the ratio E b / E 0 of the transmit power and noise power per symbol in Rayleigh Fading is a graph showing the BER.

当該シミュレーションでは基礎的な効果を確認するために単純なモデルを採用しており、符号化は行っていない。 In the simulation employs a simple model to confirm the basic effect, encoding is not performed. また、図7にシミュレーション結果を示す。 Also, it shows the simulation results in FIG. 実線はレイリーフェージング環境下でのビット誤り率特性の理論値で、破線は提案方式による特性である。 The solid line in the theoretical value of the bit error rate characteristic under Rayleigh fading environment, the broken line shows the characteristics of the proposed method. ダイバーシチ効果によりゲインが得られていることがわかる。 It can be seen that the gain is obtained by the diversity effect. 当該コンピュータシミュレーション結果により、本実施形態に係るOFDM無線受信装置においてダイバーシチゲインが得られることを示した。 By the computer simulation results showed that the diversity gain is obtained in the OFDM radio reception device according to this embodiment.

以上詳述したように、本発明に係る無線受信装置とそのチャネル等化方法によれば、第1の自然数を第2の自然数で除算してなる値を上記サブキャリア周波数間隔に乗算して得られる制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、サブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する。 As described above in detail, according radio receiving apparatus according to the present invention and its channel equalization method, to obtain a first natural number a second formed by dividing the natural number value by multiplying the sub-carrier frequency interval while changing the directivity of the array antenna at a control frequency that is, after the radio signal received by the array antenna the directivity is changed Fourier transform into a plurality of sub-carrier signals, inter-subcarrier interference is substantially eliminated by channel equalization for each sub-carrier signals so as to demodulate the received radio signal. 従って、フィードバック制御をしないので上述の指向性ダイバーシチにおける制御遅延の問題は発生しない。 Therefore, since no feedback control of the control delay in the above-described directional diversity problem does not occur. また、周波数選択性伝搬路におけるダイバーシチ効果を効果的に得ることができる。 Further, it is possible to obtain a diversity effect in the frequency selective channel effectively. それ故、OFDM無線受信装置において、高速フェージング環境下においてアンテナの指向性制御が受信信号に追従でき、サブキャリア間干渉を確実に等化することができる。 Therefore, the OFDM radio reception device, the directivity control of the antenna is able to follow the received signal in a fast fading environment, it is possible to reliably equalize the inter-subcarrier interference.

本発明は、デジタル無線通信システムの無線受信装置の伝送品質改善に寄与することができ、特に、具体的には、IEEE802.11a/gに準拠した無線LANシステム、もしくは地上デジタルテレビジョン放送の無線受信装置等に適用することができる。 The present invention can contribute to the transmission quality improvement of the radio receiver of a digital radio communication system, specifically, the wireless LAN system conforming to the IEEE802.11a / g or terrestrial digital television broadcasting radio, it can be applied to a receiving device.

10…エスパアンテナ、 10 ... ESPAR antenna,
11…給電素子、 11 ... feed element,
12…無給電素子、 12 ... parasitic element,
13…可変容量ダイオード、 13 ... variable capacitance diode,
14…高周波阻止用インダクタ、 14 ... high frequency blocking inductor,
15…制御電圧発生器、 15 ... control voltage generator,
16…低雑音増幅器(LNA)、 16 ... low noise amplifier (LNA),
17…周波数変換器、 17 ... frequency converter,
18…A/D変換器、 18 ... A / D converter,
20…OFDMベースバンド復調器、 20 ... OFDM baseband demodulator,
21…自動周波数制御器(AFC)、 21 ... automatic frequency controller (AFC),
22…GI変換器、 22 ... GI converter,
23…離散フーリエ変換器、 23 ... the discrete Fourier transformer,
24…チャネル等化器、 24 ... channel equalizer,
25…位相トラッキング回路、 25 ... phase tracking circuit,
26…サブキャリア復調器、 26 ... sub-carrier demodulator,
27…デインタリーバ、 27 ... deinterleaver,
28…誤り訂正復号器、 28 ... error correction decoder,
30…アレーアンテナ、 30 ... array antenna,
31,32…アンテナ素子、 31, 32 ... antenna element,
33…移相器、 33 ... the phase shifter,
34…加算器。 34 ... adder.

Claims (8)

  1. 所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置であって、 A radio receiver for receiving with a single radio receiving circuit radio signals orthogonal frequency division multiplexing comprising a plurality of sub-carrier signals juxtaposed at a predetermined sub-carrier frequency interval,
    上記無線信号を受信するアレーアンテナと、 An array antenna for receiving the radio signal,
    上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の2以上の自然数倍の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段と、 And asynchronous without depending on the received radio signals, the directivity of the sub-carrier frequency spacing substantially matched control frequency or two or more of said array antenna by a natural number multiple of the control frequency of said subcarrier frequency spacing, a directional changing means for changing the sex,
    上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する復調手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。 After Fourier transform of the radio signal received by the array antenna the directivity is changed into a plurality of subcarrier signals, each subcarrier as inter-subcarrier interference caused by the directional changes is substantially eliminated by channel equalization for each signal, the radio receiving apparatus characterized by comprising a demodulation means for demodulating the received radio signal.
  2. 上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも1本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、 The array antenna comprising a feed element, and at least one parasitic element is provided so as to be electromagnetically coupled with the feed element, and a variable reactance element that is loaded in the parasitic element,
    上記指向性変化手段は、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項1記載の無線受信装置。 The directional change unit, the radio receiver according to claim 1, wherein the changing the directivity of the array antenna by changing the reactance values ​​of the variable reactance element.
  3. 上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、 Said array antenna comprises a plurality of antenna elements disposed to be separated from each other by a predetermined distance,
    上記指向性変化手段は、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項1記載の無線受信装置。 The directional change unit, according to claim 1, wherein the changing the directivity of the array antenna by relative phase shift to each other the phase of each radio signal received by the plurality of antenna elements radio receiver.
  4. 所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置のチャネル等化方法であって、 A channel equalization method of a radio receiving apparatus for receiving using one of the radio receiving circuit radio signals orthogonal frequency division multiplexing comprising a plurality of sub-carrier signals juxtaposed at a predetermined sub-carrier frequency interval,
    上記無線受信装置は、上記無線信号を受信するアレーアンテナを備え、 The wireless receiving apparatus includes an array antenna for receiving the radio signal,
    上記チャネル等化方法は、上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の2以上の自然数倍の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化するアレーアンテナにより受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する等化ステップを含むことを特徴とする無線受信装置のチャネル等化方法。 The channel equalization method, and an asynchronous without depending on the received radio signal, the control frequency substantially coincides with the subcarrier frequency interval, or twice or larger natural number times the control of the subcarrier frequency interval while changing the directivity of the array antenna at the frequency, after the radio signal received by the array antenna the directivity is changed Fourier transform into a plurality of subcarrier signals, the sub-generated by the directional changes by inter-carrier interference channel equalization for each sub-carrier signal to substantially eliminated, methods channel equalization of the radio receiving apparatus characterized by comprising equalizing step of demodulating the received radio signal .
  5. 上記アレーアンテナは、給電素子と、上記給電素子と電磁的に結合するように設けられた少なくとも1本の無給電素子と、上記無給電素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、 The array antenna comprising a feed element, and at least one parasitic element is provided so as to be electromagnetically coupled with the feed element, and a variable reactance element that is loaded in the parasitic element,
    上記等化ステップは、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項記載の無線受信装置のチャネル等化方法 It said equalization step, channel equalization method of the radio receiver according to claim 4, wherein the changing the directivity of the array antenna by changing the reactance values of the variable reactance element.
  6. 上記アレーアンテナは、互いに所定の距離だけ離隔するように設けられた複数のアンテナ素子を備え、 Said array antenna comprises a plurality of antenna elements disposed to be separated from each other by a predetermined distance,
    上記等化ステップは、上記複数のアンテナ素子で受信された各無線信号の位相を互いに相対的に移相することにより上記アレーアンテナの指向性を変化させることを特徴とする請求項記載の無線受信装置のチャネル等化方法 The equalization step, the radio of claim 4, wherein the changing the directivity of the array antenna by relative phase shift to each other the phase of each radio signal received by the plurality of antenna elements channel equalization method of the receiving apparatus.
  7. 所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置であって、 A radio receiver for receiving with a single radio receiving circuit radio signals orthogonal frequency division multiplexing comprising a plurality of sub-carrier signals juxtaposed at a predetermined sub-carrier frequency interval,
    上記無線信号を受信する第1のアンテナ素子と、 A first antenna element for receiving the radio signal,
    上記第1のアンテナ素子と電磁的に結合するように設けられた第2のアンテナ素子と、 A second antenna element provided so as to the first antenna element and electromagnetically coupled,
    上記第2のアンテナ素子に装荷された可変リアクタンス素子と、 A variable reactance element that is loaded in the second antenna element,
    上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の2以上の自然数倍の制御周波数で上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記第1のアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段と、 And asynchronous without depending on the received radio signal, the control frequency substantially coincides with the subcarrier frequency interval, or in two or more natural number multiple of the control frequency of said subcarrier frequency spacing of the variable reactance element by changing the reactance values, and directional changing means for changing the directivity of the first antenna,
    上記指向性が変化する第1のアンテナ素子により受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより新たに発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する復調手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。 After Fourier transform of the radio signal received by the first antenna element in which the directivity is changed into a plurality of sub-carrier signals, inter-subcarrier interference newly generated by the directional changes is substantially eliminated as by channel equalization for each sub-carrier signal, the radio receiving apparatus characterized by comprising a demodulation means for demodulating the received radio signal.
  8. 所定のサブキャリア周波数間隔で並置された複数のサブキャリア信号を含む直交周波数分割多重方式の無線信号を一個の無線受信回路を用いて受信する無線受信装置のチャネル等化方法であって、 A channel equalization method of a radio receiving apparatus for receiving using one of the radio receiving circuit radio signals orthogonal frequency division multiplexing comprising a plurality of sub-carrier signals juxtaposed at a predetermined sub-carrier frequency interval,
    上記無線受信装置は、 The wireless reception apparatus,
    上記無線信号を受信する第1のアンテナ素子と、 A first antenna element for receiving the radio signal,
    上記第1のアンテナ素子と電磁的に結合するように設けられた第2のアンテナ素子と、 A second antenna element provided so as to the first antenna element and electromagnetically coupled,
    上記第2のアンテナ素子に装荷された可変リアクタンス素子とを備え、 And a variable reactance element that is loaded in the second antenna element,
    上記チャネル等化方法は、 The channel equalization method,
    上記受信された無線信号に依存せず非同期でかつ、上記サブキャリア周波数間隔に実質的に一致する制御周波数、もしくは上記サブキャリア周波数間隔の2以上の自然数倍の制御周波数で上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記第1のアンテナの指向性を変化させながら、上記指向性が変化する第1のアンテナ素子により受信された無線信号を複数のサブキャリア信号にフーリエ変換した後、上記指向性が変化することにより新たに発生するサブキャリア間干渉が実質的に無くなるように各サブキャリア信号毎にチャネル等化することにより、上記受信された無線信号を復調する等化ステップを含むことを特徴とする無線受信装置のチャネル等化方法。 And asynchronous without depending on the received radio signal, the control frequency substantially coincides with the subcarrier frequency interval, or in two or more natural number multiple of the control frequency of said subcarrier frequency spacing of the variable reactance element by changing the reactance value while changing the directivity of the first antenna, after Fourier transformation of the received radio signal into a plurality of sub-carrier signals by a first antenna element in which the directivity is changed, by channel equalization for each sub-carrier signal as inter-subcarrier interference is substantially eliminated newly generated by the directional changes, including an equalization step of demodulating the received radio signal channel equalization method of the radio receiving apparatus characterized by.
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