JP5625650B2 - Vehicle load control device - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチング素子をオンオフすることで負荷を制御する車両用負荷制御装置に関する。   The present invention relates to a vehicle load control device that controls a load by turning on and off a switching element.

車両用負荷制御装置は、パワーMOSFETなどの半導体スイッチング素子を所定周波数のPWM信号を制御信号としてスイッチングすることで車両用負荷に通電制御したり車両用負荷を駆動制御する。電源電流、負荷電流はスイッチング周波数の高調波成分を含むため、この高調波ノイズが車両用のAMラジオなどに混入したりすることが問題となる。このような問題を解決するため、多くの製品にはコイルやコンデンサなどのノイズフィルタ部品が使われている(例えば、特許文献1、2参照)。   The vehicle load control device performs energization control on the vehicle load or drive control of the vehicle load by switching a semiconductor switching element such as a power MOSFET using a PWM signal having a predetermined frequency as a control signal. Since the power supply current and the load current include a harmonic component of the switching frequency, there is a problem that this harmonic noise is mixed into an AM radio for vehicles. In order to solve such problems, many products use noise filter parts such as coils and capacitors (see, for example, Patent Documents 1 and 2).

例えば特許文献1記載の技術思想によれば,単一のスイッチング周波数で半導体素子をPWM信号でスイッチングすることで駆動している。一般に、単一のスイッチング周波数で半導体素子を駆動すると当該駆動周波数の整数倍の高調波成分を生じる。高調波成分の強度は、次数が上がるに連れて減衰するが、単調減少ではなく、ある周期で強度が増減し、その周波数周期は出力デューティ比に依存する。従って、所定の周波数帯域(例えばAM帯)内では高調波成分のピーク周波数が出力デューティ比に応じて変化する。   For example, according to the technical idea described in Patent Document 1, driving is performed by switching a semiconductor element with a PWM signal at a single switching frequency. In general, when a semiconductor element is driven at a single switching frequency, a harmonic component that is an integral multiple of the driving frequency is generated. The intensity of the harmonic component attenuates as the order increases, but does not decrease monotonously, but the intensity increases or decreases in a certain period, and the frequency period depends on the output duty ratio. Therefore, the peak frequency of the harmonic component changes in accordance with the output duty ratio within a predetermined frequency band (for example, AM band).

特開平09−42096号公報Japanese Patent Laid-Open No. 09-42096 特開2005−269736号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-269936

しかしながら、例えば高調波成分のピーク周波数で減衰値が上昇するようにフィルタ定数を最適化したとしても、デューティ比が変化すると最適なフィルタ定数が変化してしまい、ノイズレベルを低減することができない。   However, for example, even if the filter constant is optimized so that the attenuation value increases at the peak frequency of the harmonic component, the optimum filter constant changes when the duty ratio changes, and the noise level cannot be reduced.

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、デューティ比が変化したとしても他の車両用機器が妨害信号として受信する周波数帯に生じる車両ノイズの発生を抑制しながら車両用負荷を制御でき、他の車両用機器に与えられる影響を極力抑制できるようにした車両用負荷制御装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to suppress the generation of vehicle noise generated in a frequency band that other vehicle equipment receives as an interference signal even if the duty ratio changes. An object of the present invention is to provide a vehicle load control device that can control a load and suppress the influence on other vehicle equipment as much as possible.

請求項1記載の発明によれば、制御手段はデューティ比に対応して設定された車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として車両用負荷を制御するため、たとえデューティ比が変化したとしても他の車両用機器が妨害信号として受信可能な周波数帯に生じる車両ノイズの発生を抑制しながら車両用負荷を制御でき、他の車両用機器に与えられる影響を極力抑制できる。このとき、制御手段は(1)式の近似式に応じて車両ノイズ抑制周波数を制御周波数に設定すると良い。 According to the first aspect of the present invention, since the control means controls the vehicle load using the vehicle noise suppression frequency set corresponding to the duty ratio as the control frequency, even if the duty ratio changes, the control means The vehicle load can be controlled while suppressing the generation of vehicle noise that occurs in a frequency band in which the device can receive as an interference signal, and the influence on other vehicle devices can be suppressed as much as possible. At this time, the control means may set the vehicle noise suppression frequency to the control frequency in accordance with the approximate expression (1).

請求項2記載の発明によれば、周波数制御手段は、デューティ比および所定の周波数に対応して予め定められた車両ノイズ発生周波数においてフィルタ回路の減衰値が所定以上の減衰値を有するように、コンデンサの端子電圧を制御することでフィルタ回路の周波数特性を制御するため、たとえデューティ比が変化したとしても他の車両用機器が妨害信号を受信する周波数帯に生じる車両ノイズの発生を抑制しながら車両用負荷を制御できることになり、他の車両用機器に与えられる影響を極力抑制できる。したがって、車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として車両用負荷を制御できると共に、車両ノイズ発生周波数においてフィルタ回路の作用により車両ノイズの発生を抑制できる。   According to the second aspect of the present invention, the frequency control means is configured so that the attenuation value of the filter circuit has an attenuation value greater than or equal to a predetermined value at a vehicle noise generation frequency predetermined corresponding to the duty ratio and the predetermined frequency. Since the frequency characteristics of the filter circuit are controlled by controlling the terminal voltage of the capacitor, even if the duty ratio changes, while suppressing the occurrence of vehicle noise that occurs in the frequency band where other vehicle equipment receives interference signals The vehicle load can be controlled, and the influence on other vehicle equipment can be suppressed as much as possible. Therefore, the vehicle load can be controlled using the vehicle noise suppression frequency as a control frequency, and the generation of vehicle noise can be suppressed by the action of the filter circuit at the vehicle noise generation frequency.

請求項3記載の発明によれば、記憶手段はデューティ比および車両ノイズ抑制周波数の関係を含んだデューティ比および周波数に対応付けられたノイズテーブルを記憶し、制御手段は、記憶手段のノイズテーブルを参照しデューティ比に応じて車両ノイズが最小となる周波数を検索し当該検索周波数を車両ノイズ抑制周波数とするため、製造者は、制御手段が車両用負荷を制御するデューティ比と周波数とを対応付けてノイズテーブルにノイズレベルを記憶させるだけで、周波数制御手段が、記憶手段のノイズテーブルを参照してデューティ比に応じて車両ノイズが最小となる周波数を検索し当該検索周波数を車両ノイズ抑制周波数とするため、当該車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として車両用負荷を制御できる。 According to the invention described in claim 3 , the storage means stores the noise table associated with the duty ratio and frequency including the relationship between the duty ratio and the vehicle noise suppression frequency, and the control means stores the noise table of the storage means. In order to search for a frequency at which vehicle noise is minimized according to the duty ratio and to use the search frequency as the vehicle noise suppression frequency, the manufacturer associates the duty ratio with which the control means controls the vehicle load with the frequency. By simply storing the noise level in the noise table, the frequency control means refers to the noise table of the storage means and searches for the frequency at which the vehicle noise is minimized according to the duty ratio, and uses the search frequency as the vehicle noise suppression frequency. Therefore, the vehicle load can be controlled using the vehicle noise suppression frequency as a control frequency.

本発明の第1実施形態を概略的に示す電気的構成図1 is an electrical configuration diagram schematically showing a first embodiment of the present invention. スイッチング時の要部の電圧波形を示す図Diagram showing voltage waveform of main part at switching (a)はシミュレーション回路構成図、(b)はデューティ比と制御周波数との関係においてAM帯高調波成分の最悪ノイズレベルを示すテーブル(A) is a simulation circuit configuration diagram, (b) is a table showing the worst noise level of the AM band harmonic component in the relationship between the duty ratio and the control frequency. 制御周波数の設定手順を概略的に示すフローチャートFlow chart schematically showing control frequency setting procedure 本発明の第2実施形態を示す図1相当図FIG. 1 equivalent view showing a second embodiment of the present invention 周波数ドメインで高調波成分の波形例を示す図Diagram showing waveform examples of harmonic components in the frequency domain フィルタ減衰特性の一例を示す特性図Characteristic diagram showing an example of filter attenuation characteristics コンデンサの等価回路図Capacitor equivalent circuit diagram コンデンサのインピーダンス−周波数特性図Capacitor impedance vs. frequency characteristics 本発明の第3実施形態を示す図1相当図FIG. 1 equivalent view showing a third embodiment of the present invention 本発明の第4実施形態を示す図5相当図FIG. 5 equivalent view showing the fourth embodiment of the present invention

(第1実施形態)
以下、本発明の車両用負荷制御装置についてフューエルポンプ用の車載モータ制御装置に適用した第1実施形態について図1ないし図4を参照しながら説明する。図1は、車載モータ制御装置の電気的な回路構成図の一例を示している。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a vehicle load control device according to the present invention is applied to an in-vehicle motor control device for a fuel pump will be described with reference to FIGS. 1 to 4. FIG. 1 shows an example of an electric circuit configuration diagram of an in-vehicle motor control device.

この図1に示すように、車載モータ制御装置1は、バッテリ2から電源供給されている。このモータ制御装置1は、スイッチング素子としてのパワーMOSFET3および4、コンデンサC1〜C3、コイルL1およびL2、制御回路(制御IC:制御手段に相当)7を接続して構成されており負荷としての車載モータ8を駆動制御する。車載モータ8はフューエルポンプの回転駆動モータである。制御回路7は、指令制御回路(例えば車両ECU)Eからの指令を受けて車載モータ8を駆動制御する。指令制御回路Eは車載モータ8の目標回転数に応じて制御回路7に目標出力電圧制御信号を出力する。   As shown in FIG. 1, the in-vehicle motor control device 1 is supplied with power from a battery 2. This motor control device 1 is configured by connecting power MOSFETs 3 and 4 as switching elements, capacitors C1 to C3, coils L1 and L2, and a control circuit (control IC: equivalent to control means) 7, and is mounted on a vehicle as a load. The drive of the motor 8 is controlled. The on-vehicle motor 8 is a rotational drive motor of a fuel pump. The control circuit 7 drives and controls the in-vehicle motor 8 in response to a command from a command control circuit (for example, a vehicle ECU) E. The command control circuit E outputs a target output voltage control signal to the control circuit 7 in accordance with the target rotational speed of the in-vehicle motor 8.

バッテリ2の電源ノードN1およびN2間には、Pチャネル型のパワーMOSFET3、Nチャネル型のパワーMOSFET4が直列接続されている。電源端子ノードN1およびN2間には、コンデンサC1が接続されている。バッテリ2の電源ノードN1、N2には、その何れかに高周波除去用のコイルL2が形成されており、バッテリ2とパワーMOSFET3、4、制御回路7との間に介在して構成されている。パワーMOSFET4は還流ダイオードとして機能する。   Between the power supply nodes N1 and N2 of the battery 2, a P-channel power MOSFET 3 and an N-channel power MOSFET 4 are connected in series. A capacitor C1 is connected between power supply terminal nodes N1 and N2. The power supply nodes N1 and N2 of the battery 2 are each formed with a coil L2 for removing high frequency, and are interposed between the battery 2, the power MOSFETs 3 and 4, and the control circuit 7. The power MOSFET 4 functions as a freewheeling diode.

コンデンサC2がパワーMOSFET3、4に並列接続されている。本実施形態では、これらのコンデンサC2は電源ノードN2からコイルL2を介在したノードN4とノードN1との間に直列接続されている。これらのコンデンサC1およびC2、コイルL2によりΠ型のフィルタ回路9が車両の電源ノイズ除去用に構成されている。このフィルタ回路9は、バッテリ2と接続される電源供給ラインのリップルを平滑化しノイズの除去処理を行っている。   A capacitor C2 is connected to the power MOSFETs 3 and 4 in parallel. In the present embodiment, these capacitors C2 are connected in series between the node N4 and the node N1 through the coil L2 from the power supply node N2. The capacitors C1 and C2 and the coil L2 constitute a saddle type filter circuit 9 for removing power source noise of the vehicle. The filter circuit 9 smoothes ripples in the power supply line connected to the battery 2 and performs noise removal processing.

パワーMOSFET3および4の共通接続ノードN3と電源端子ノードN2との間にはコイルL1およびモータ8が接続されている。これらのコイルL1およびモータ8の共通接続ノードN5とノードN1との間には、コンデンサC3が接続されている。フィルタ回路10はコンデンサC3とコイルL1とを主として構成されている。このフィルタ回路10は、モータ8と接続される車載モータ駆動信号供給ラインにおけるリップル平滑化およびノイズの除去処理を行っている。コンデンサC1〜C3は、それぞれ数十μF(例えば10μF)程度の大容量のセラミックコンデンサにより構成されている。制御回路7は、例えば論理回路およびアナログ回路を主として構成されメモリ7a(記憶手段に相当)を備える。   A coil L1 and a motor 8 are connected between the common connection node N3 of the power MOSFETs 3 and 4 and the power supply terminal node N2. A capacitor C3 is connected between the common connection node N5 of the coil L1 and the motor 8 and the node N1. The filter circuit 10 mainly includes a capacitor C3 and a coil L1. The filter circuit 10 performs ripple smoothing and noise removal processing in an in-vehicle motor drive signal supply line connected to the motor 8. Capacitors C1 to C3 are each composed of a ceramic capacitor having a large capacity of about several tens of μF (for example, 10 μF). The control circuit 7 is mainly composed of a logic circuit and an analog circuit, for example, and includes a memory 7a (corresponding to storage means).

図2は、パワーMOSFETのスイッチング動作時の入力−出力波形を示している。また、図3は、パワーMOSFETを駆動制御するときに現れる高調波成分を示している。図2に示すように、制御回路7がパワーMOSFET3の制御端子(ゲート)に所定のデューティ比で駆動電圧Vaを印加しパワーMOSFET4を還流させるようにオンオフすると、コイルL1およびコンデンサC3の作用により、車載モータ8には高周波成分が除去された駆動電圧Vbが印加されるようになる。   FIG. 2 shows an input-output waveform during the switching operation of the power MOSFET. FIG. 3 shows harmonic components that appear when driving the power MOSFET. As shown in FIG. 2, when the control circuit 7 applies a drive voltage Va to the control terminal (gate) of the power MOSFET 3 at a predetermined duty ratio and turns it on and off so that the power MOSFET 4 is circulated, the action of the coil L1 and the capacitor C3 The drive voltage Vb from which the high frequency component is removed is applied to the on-vehicle motor 8.

本実施形態では、デューティ比に対応して予め定められた車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として車両用負荷である車載モータ8を駆動制御するところに特徴を備えており、以下、この動作について説明する。   The present embodiment is characterized in that the vehicle-mounted motor 8 that is a vehicle load is drive-controlled using a vehicle noise suppression frequency predetermined corresponding to the duty ratio as a control frequency, and this operation will be described below. .

図3(a)はLC直列フィルタ回路を示しており、図3(b)はこのLC直列フィルタ回路を適用したときのデューティ比と駆動周波数とに対応付けられたノイズテーブルを示している。   FIG. 3A shows an LC series filter circuit, and FIG. 3B shows a noise table associated with a duty ratio and a drive frequency when the LC series filter circuit is applied.

以下、発明者らにより行われたシミュレーション結果を示す。例えばコイルL3のインダクタンス値を7.5[μH]、コンデンサC4の容量値を10[μF]とする。コイルL3は、理想的には内部抵抗0Ωであるものの実際には寄生の抵抗成分(ESR)を有するため、直列内部抵抗の値を6.5[mΩ]と仮定している。また、コンデンサC4も同様に寄生の抵抗成分(ESR)となる直列内部抵抗の値を2[mΩ]としている。また、コンデンサC4はそのチップ長などに起因した寄生インダクタンス成分も有する。このため、コンデンサC4の寄生インダクタンス成分(ESL)を5[nH]としている。これらの寄生の抵抗成分(ESR)、インダクタンス成分(ESL)は制御不能であるため、一定値となる。   Hereinafter, simulation results performed by the inventors will be shown. For example, the inductance value of the coil L3 is 7.5 [μH], and the capacitance value of the capacitor C4 is 10 [μF]. Although the coil L3 ideally has an internal resistance of 0Ω but actually has a parasitic resistance component (ESR), the value of the series internal resistance is assumed to be 6.5 [mΩ]. Similarly, the capacitor C4 has a series internal resistance value of 2 [mΩ], which is a parasitic resistance component (ESR). The capacitor C4 also has a parasitic inductance component due to its chip length and the like. For this reason, the parasitic inductance component (ESL) of the capacitor C4 is set to 5 [nH]. Since these parasitic resistance component (ESR) and inductance component (ESL) cannot be controlled, they have constant values.

図3(b)は、振幅12[V](例えばVp−p=12V(最小電圧0V、最大電圧12V)の矩形波パルス電圧Vinを図3(a)に示す回路に入力させたときの出力電圧VoutのAMラジオ帯における高調波成分の強度ピークレベル(最悪ノイズレベル)を示している。この図3(b)は、スイッチング周波数を100[kHz]〜200[kHz]の範囲で変化させると共にデューティ比を10[%]〜90[%]の範囲で変化させたときのシミュレーション結果を1[V]=0[dB]としたdB単位で示している。   FIG. 3B shows an output when a rectangular wave pulse voltage Vin having an amplitude of 12 [V] (for example, Vp−p = 12 V (minimum voltage 0 V, maximum voltage 12 V)) is input to the circuit shown in FIG. The intensity peak level (worst noise level) of the harmonic component in the AM radio band of the voltage Vout is shown in Fig. 3B, where the switching frequency is changed in the range of 100 [kHz] to 200 [kHz]. The simulation result when the duty ratio is changed in the range of 10 [%] to 90 [%] is shown in dB unit with 1 [V] = 0 [dB].

この図3(b)では、各デューティ比において高調波成分の強度レベルが極小値(最小値)となるスイッチング周波数の強度レベルを太枠で囲んで示しており、この周波数が各デューティ比おいて車両ノイズの強度レベルが最小値となる最適なスイッチング周波数となっている。なお、このシミュレーション例では、周波数を離散的に選択しているため、実質的な最適スイッチング周波数は、各デューティ比における最小値および最小値から2番目の値の間の周波数となることが推定される。   In FIG. 3 (b), the intensity level of the switching frequency at which the intensity level of the harmonic component becomes the minimum value (minimum value) at each duty ratio is shown in a bold frame, and this frequency is shown for each duty ratio. The optimum switching frequency is such that the vehicle noise intensity level is the minimum value. In this simulation example, since the frequency is selected discretely, it is estimated that the substantially optimum switching frequency is a minimum value and a frequency between the minimum value and the second value at each duty ratio. The

仮に、50[%]デューティ比で考慮すると、200[kHz]の最適スイッチング周波数で駆動することで100[kHz]のスイッチング周波数で駆動した場合に比較して約5[dB]程度ノイズレベルを低減できることがわかる。その他のデューティ比条件においても、100[kHz]〜200[kHz]間の実用的な駆動周波数範囲において数[dB]程度ノイズレベルを低減できることがわかる。   Considering a duty ratio of 50 [%], driving at an optimum switching frequency of 200 [kHz] reduces the noise level by about 5 [dB] compared to driving at a switching frequency of 100 [kHz]. I understand that I can do it. It can be seen that even under other duty ratio conditions, the noise level can be reduced by several [dB] in a practical driving frequency range between 100 [kHz] and 200 [kHz].

そこで、図1に示す回路構成において、実使用が想定されるデューティ比(例えば0%〜100%)および駆動制御周波数(例えば100kHz〜200kHz)の関係に応じたAM帯ノイズピークレベルを測定し、当該測定されたノイズピークレベルが最小となる最適な駆動制御周波数をデューティ比と対応付けて制御回路7内のメモリ7aに予め記憶保持させる。   Therefore, in the circuit configuration shown in FIG. 1, the AM band noise peak level corresponding to the relationship between the duty ratio (for example, 0% to 100%) and the drive control frequency (for example, 100 kHz to 200 kHz) assumed to be actually used is measured. The optimum drive control frequency that minimizes the measured noise peak level is stored in advance in the memory 7a in the control circuit 7 in association with the duty ratio.

すなわち、仮に図3(b)に示すように、PWM信号のデューティ比に対応した最適な周波数が測定されたときには、デューティ比10[%]に対応して駆動制御周波数100[kHz]〜111[kHz]の間の周波数(例えば105[kHz])、デューティ比20[%]〜30[%]および80[%]に対応して駆動制御周波数167[kHz]、デューティ比40[%]〜70[%]に対応して駆動制御周波数200[kHz]、デューティ比90[%]に対応して駆動制御周波数100[kHz]と予め記憶保持する。   That is, as shown in FIG. 3B, when an optimum frequency corresponding to the duty ratio of the PWM signal is measured, the drive control frequencies 100 [kHz] to 111 [corresponding to the duty ratio 10 [%]. kHz] corresponding to a frequency (for example, 105 [kHz]) and a duty ratio of 20 [%] to 30 [%] and 80 [%], a drive control frequency of 167 [kHz] and a duty ratio of 40 [%] to 70 The drive control frequency is 200 [kHz] corresponding to [%], and the drive control frequency is 100 [kHz] corresponding to the duty ratio of 90 [%].

すると、制御回路7は、デューティ比に応じて車両ノイズを抑制可能な周波数(車両ノイズ抑制周波数)を選定することができ、当該選定された車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数(制御周波数相当)とし当該駆動制御周波数に応じたオンオフ制御信号をパワーMOSFET3、4のゲート(制御端子)に印加することで車載モータ8を駆動制御することができる。この場合、予め定められた車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数に設定できるため車両ノイズの発生を抑制できる。また、当該ノイズのピークレベルを制御回路7内のメモリ7aにノイズテーブルTとして記憶保持するようにしても良い。 Then, the control circuit 7 can select a frequency (vehicle noise suppression frequency) that can suppress vehicle noise in accordance with the duty ratio, and the selected vehicle noise suppression frequency is set as a drive control frequency (corresponding to a control frequency). The on-vehicle motor 8 can be driven and controlled by applying an on / off control signal corresponding to the drive control frequency to the gates (control terminals) of the power MOSFETs 3 and 4. In this case, since a predetermined vehicle noise suppression frequency can be set as the drive control frequency, generation of vehicle noise can be suppressed. Further, the peak level of the noise may be stored and held in the memory 7a in the control circuit 7 as a noise table T.

また、制御回路7が車両ノイズ抑制周波数を下記(1)又は(2a)(2b)の近似式(関係式)で設定するようにしても良い。例えば、駆動周波数(制御周波数相当)を100[kHz]〜200[kHz]とした場合、車両ノイズ抑制周波数f[kHz]、出力デューティ比をD[%]とすると、
f = −(D−50)2/25+200 …(1)
の2次近似式の関係を適用できる。
Further, the control circuit 7 may set the vehicle noise suppression frequency by the following approximate expression (relational expression) (1) or (2a) (2b). For example, when the drive frequency (corresponding to the control frequency) is 100 [kHz] to 200 [kHz], when the vehicle noise suppression frequency f [kHz] and the output duty ratio are D [%],
f = - (D-50) 2/25 + 200 ... (1)
It is possible to apply the relationship of the quadratic approximation formula.

f = 2×D+100 (0<D<50) …(2a)
f = 2×D+300 (50<D<100)…(2b)
の1次近似式の関係を適用できる。これらの関係を対応付けた近似式を適用して車両ノイズ抑制周波数を設定しても良い。なお、近似式は1次近似、2次近似に限られない。
f = 2 × D + 100 (0 <D <50) (2a)
f = 2 × D + 300 (50 <D <100) (2b)
The relationship of the first-order approximation equation can be applied. The vehicle noise suppression frequency may be set by applying an approximate expression that associates these relationships. Note that the approximate expression is not limited to the first-order approximation and the second-order approximation.

図4は、駆動制御周波数の設定フローチャートを示している。制御回路7は、前段の指令制御回路Eから目標出力電圧制御信号を受信する(S1)。そして、制御回路7は、バッテリ2の電圧を読取ると(S2)、制御回路7は目標出力電圧をバッテリ電圧で除して100を乗じた値をデューティ比として算出する(S3)。そして、制御回路7は、最小ノイズレベルとなる車両ノイズ抑制周波数を選択する(S4)。この場合、前述したように、ノイズテーブルTを参照してデューティ比に対応した車両ノイズ抑制周波数を選定しても良いし、(1)又は(2a)(2b)の近似式から車両ノイズ抑制周波数を設定しても良い。   FIG. 4 shows a drive control frequency setting flowchart. The control circuit 7 receives the target output voltage control signal from the command control circuit E at the previous stage (S1). When the control circuit 7 reads the voltage of the battery 2 (S2), the control circuit 7 calculates the duty ratio by dividing the target output voltage by the battery voltage and multiplying by 100 (S3). And the control circuit 7 selects the vehicle noise suppression frequency used as the minimum noise level (S4). In this case, as described above, the vehicle noise suppression frequency corresponding to the duty ratio may be selected with reference to the noise table T, or the vehicle noise suppression frequency may be selected from the approximate expression (1) or (2a) (2b). May be set.

そして、制御回路7は、車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数として設定し(S5)、車載モータ8を駆動制御する(S6)。すると、車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数に設定でき車両ノイズの発生を抑制できる。   Then, the control circuit 7 sets the vehicle noise suppression frequency as the drive control frequency (S5), and drives and controls the vehicle-mounted motor 8 (S6). Then, the vehicle noise suppression frequency can be set to the drive control frequency, and the generation of vehicle noise can be suppressed.

以上説明したように、本実施形態によれば、制御回路7はデューティ比に応じた車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数に設定し車載モータ8を駆動制御するため、たとえデューティ比が変化したとしても当該デューティ比に対応した車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数として設定できるため、車両ノイズの発生を抑制できる。   As described above, according to the present embodiment, the control circuit 7 sets the vehicle noise suppression frequency corresponding to the duty ratio to the drive control frequency and controls the drive of the in-vehicle motor 8, so even if the duty ratio changes. Since the vehicle noise suppression frequency corresponding to the duty ratio can be set as the drive control frequency, the generation of vehicle noise can be suppressed.

制御回路7はノイズテーブルTを参照し、設定されるデューティ比の欄から車両ノイズが最小ノイズレベルとなる周波数(車両ノイズ抑制周波数)を検索し、当該車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数として設定して車載モータ8を駆動制御するため、車両ノイズ抑制周波数を駆動制御周波数に設定することができ車両ノイズの発生を抑制できる。   The control circuit 7 refers to the noise table T, retrieves the frequency (vehicle noise suppression frequency) at which the vehicle noise becomes the minimum noise level from the set duty ratio column, and sets the vehicle noise suppression frequency as the drive control frequency. Since the vehicle motor 8 is driven and controlled, the vehicle noise suppression frequency can be set to the drive control frequency, and the generation of vehicle noise can be suppressed.

この場合、製造者は、制御回路7が車載モータ8を制御するデューティ比と周波数とを対応付けてノイズテーブルTにノイズレベルを記憶させるだけで、制御回路7が、メモリ7aのノイズテーブルTを参照しデューティ比に応じて車両ノイズが最小となる周波数を検索し当該検索周波数を車両ノイズ抑制周波数とするため、当該車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として車載モータ8を制御できる。   In this case, the manufacturer simply stores the noise level in the noise table T by associating the duty ratio and frequency with which the control circuit 7 controls the in-vehicle motor 8, and the control circuit 7 stores the noise table T in the memory 7 a. Since the frequency at which vehicle noise is minimized is searched according to the duty ratio and the search frequency is set as the vehicle noise suppression frequency, the vehicle-mounted motor 8 can be controlled using the vehicle noise suppression frequency as a control frequency.

また、制御回路7が(1)又は(2a)(2b)近似式の関係を適用してデューティ比に応じて車両ノイズが最小となる周波数を車両ノイズ抑制周波数として設定するため、当該車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として車載モータ8を制御できる。これにより、他の車両用機器に与えられる影響を極力抑制できる。   Further, since the control circuit 7 applies the relationship of the approximate expression (1) or (2a) (2b) and sets the frequency at which the vehicle noise is minimized according to the duty ratio, the vehicle noise suppression frequency is set. The in-vehicle motor 8 can be controlled using the frequency as a control frequency. Thereby, the influence given to other equipment for vehicles can be controlled as much as possible.

(第2実施形態)
図5ないし図9は、本発明の第2実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、PWM信号のデューティ比および所定の周波数に対応して予め定められた車両ノイズ発生周波数においてフィルタ回路の減衰値が所定以上の減衰値を有するように、コンデンサの端子電圧を制御することでフィルタ回路の減衰値の周波数特性を制御しているところにある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分について説明する。
(Second Embodiment)
FIGS. 5 to 9 show a second embodiment of the present invention. The difference from the above-described embodiment is that a filter is applied at a vehicle noise generation frequency predetermined corresponding to a duty ratio of the PWM signal and a predetermined frequency. The frequency characteristic of the attenuation value of the filter circuit is controlled by controlling the terminal voltage of the capacitor so that the attenuation value of the circuit has an attenuation value not less than a predetermined value. The same parts as those of the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted, and different parts are described below.

図5は、図1に代わる回路構成を示している。この図5に示すように、図1のコンデンサC1に代えて図5ではコンデンサC1およびC5の直列回路が構成されている。また、図1のコンデンサC2に代えて図5ではコンデンサC2およびC6の直列回路が構成されている。また、図1のコンデンサC3に代えて図5ではコンデンサC3およびC7の直列回路が構成されている。コンデンサC1〜C3、C5〜C7はその端子電圧(数十V:例えば10〜30V)に応じて容量値が変化する直流(DC)バイアス依存性を有するセラミックコンデンサにより構成されている。これらのコンデンサC1〜C3、C5〜C7は端子電圧を上昇させるとその容量値は低下する。フィルタ回路9は、コンデンサC1、C2、C5、C6およびコイルL2によるΠ型ローパスフィルタにより構成されている。フィルタ回路10は、コンデンサC3、C7およびコイルL1によるLCローパスフィルタにより構成されている。   FIG. 5 shows a circuit configuration in place of FIG. As shown in FIG. 5, a series circuit of capacitors C1 and C5 is configured in FIG. 5 instead of the capacitor C1 in FIG. Further, instead of the capacitor C2 in FIG. 1, a series circuit of capacitors C2 and C6 is configured in FIG. Further, in FIG. 5, a series circuit of capacitors C3 and C7 is configured instead of the capacitor C3 of FIG. Capacitors C1 to C3 and C5 to C7 are configured by ceramic capacitors having a direct current (DC) bias dependency whose capacitance value changes according to the terminal voltage (several tens of volts: for example, 10 to 30 V). The capacitance values of these capacitors C1 to C3 and C5 to C7 decrease when the terminal voltage is increased. The filter circuit 9 includes a saddle type low-pass filter including capacitors C1, C2, C5, and C6 and a coil L2. The filter circuit 10 includes an LC low-pass filter including capacitors C3 and C7 and a coil L1.

これらのフィルタ回路9、10と制御回路7との間には、制御信号線11、12、13が接続されており、コンデンサC1〜C3、C5〜C7の端子電圧を調整することでフィルタ回路9、10の減衰値の周波数特性を調整することができる。   Control signal lines 11, 12, and 13 are connected between the filter circuits 9 and 10 and the control circuit 7, and the filter circuit 9 is adjusted by adjusting the terminal voltages of the capacitors C1 to C3 and C5 to C7. The frequency characteristics of 10 attenuation values can be adjusted.

制御信号線11はコンデンサC1およびC5の共通接続ノードN6と制御回路7との間に接続されており、制御信号線12がコンデンサC2およびC6の共通接続ノードN7と制御回路7との間に接続されており、制御信号線13がコンデンサC3およびC7の共通接続ノードN8と制御回路7との間に接続されており、制御回路7がこれらの制御信号線11〜13に所定の直流電圧V1〜V3が印加されることに応じて特性を変化させている。   The control signal line 11 is connected between the common connection node N6 of the capacitors C1 and C5 and the control circuit 7, and the control signal line 12 is connected between the common connection node N7 of the capacitors C2 and C6 and the control circuit 7. The control signal line 13 is connected between the common connection node N8 of the capacitors C3 and C7 and the control circuit 7, and the control circuit 7 applies a predetermined DC voltage V1 to the control signal lines 11 to 13. The characteristics are changed according to the application of V3.

制御回路7は指令が与えられると当該指令に応じたデューティ比および周波数のPWM信号をMOSトランジスタ3、4のゲート(制御端子)に印加することで車載モータ8を回転駆動制御するが、本実施形態では、制御回路7は、制御信号線11〜13を通じて各々所定の直流電圧V1〜V3を各ノードN6〜N8に印加することで各コンデンサC1〜C6の容量値を調整する。このようにして、車載モータ制御装置1に代わる車載モータ制御装置14が構成されている。   When given a command, the control circuit 7 applies a PWM signal having a duty ratio and frequency corresponding to the command to the gates (control terminals) of the MOS transistors 3 and 4 to control the rotational drive of the vehicle-mounted motor 8. In the embodiment, the control circuit 7 adjusts the capacitance values of the capacitors C1 to C6 by applying predetermined DC voltages V1 to V3 to the nodes N6 to N8 through the control signal lines 11 to 13, respectively. In this way, the in-vehicle motor control device 14 that replaces the in-vehicle motor control device 1 is configured.

図6は、所定の周波数(100[kHz])の矩形波の駆動制御信号をパワーMOSFET3、4のゲート(制御端子)に印加したときの基本周期に対する高次の高調波成分信号の例を示している。図6(a)はデューティ比50%の場合のAM帯(510[kHz]〜1710[kHz])における高調波成分を周波数ドメインで示し、図6(b)はデューティ比10[%]の場合のAM帯における高調波成分を周波数ドメインにより示している。これらの図6(a)および図6(b)に示すように、高調波成分は、矩形波信号の整数次の高調波成分を有しており、これらの次数に対して単調減少または単調増加するわけではなく、ある所定周波数の周期毎に高調波強度ピークが増減する形態となっている。   FIG. 6 shows an example of higher-order harmonic component signals with respect to the fundamental period when a rectangular wave drive control signal of a predetermined frequency (100 [kHz]) is applied to the gates (control terminals) of the power MOSFETs 3 and 4. ing. FIG. 6A shows harmonic components in the AM band (510 [kHz] to 1710 [kHz]) in the case of a duty ratio of 50% in the frequency domain, and FIG. 6B shows a case of a duty ratio of 10 [%]. The harmonic component in the AM band is shown in the frequency domain. As shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b), the harmonic component has an integer-order harmonic component of the rectangular wave signal, and monotonically decreases or monotonically increases with respect to these orders. However, the harmonic intensity peak increases or decreases every period of a predetermined frequency.

このピーク周波数の周期は、
Tf = (駆動制御周波数[kHz]×100)/(デューティ比[%])…(3)
の関係があることが確認されている。駆動制御周波数はパワーMOSFET3、4のスイッチング周波数を示している。すなわち、例えば図6(a)および図6(b)に示すように、駆動制御周波数(スイッチング周波数)が100[kHz]、デューティ比50[%]のときには、200[kHz]周期でノイズピーク成分が現れ、駆動制御周波数が100[kHz]、デューティ比10[%]のときには、1[MHz]周期でノイズピーク成分が現れる。したがって、デューティ比に応じてAM帯高調波成分のピーク周波数が変化することが確認されている。この場合、デューティ比が50[%]のときには約700[kHz]、10[%]のときには約600[kHz]のときに高調波成分のノイズレベルがピークとなることが確認されている。
The period of this peak frequency is
Tf = (drive control frequency [kHz] × 100) / (duty ratio [%]) (3)
It has been confirmed that there is a relationship. The drive control frequency indicates the switching frequency of the power MOSFETs 3 and 4. That is, for example, as shown in FIG. 6A and FIG. 6B, when the drive control frequency (switching frequency) is 100 [kHz] and the duty ratio is 50 [%], the noise peak component has a cycle of 200 [kHz]. When the drive control frequency is 100 [kHz] and the duty ratio is 10 [%], a noise peak component appears at a cycle of 1 [MHz]. Therefore, it has been confirmed that the peak frequency of the AM band harmonic component changes according to the duty ratio. In this case, it has been confirmed that when the duty ratio is 50 [%], the noise level of the harmonic component peaks when it is about 700 [kHz] and when it is 10 [%] and about 600 [kHz].

AM帯のラジオノイズを抑制するためには、高調波ノイズの大きい周波数と減衰値が最大となる周波数とが極力近接または一致するように、回路構成および当該回路を構成するコンデンサC1〜C3、C5〜C7の容量値、コイルL1、L2のインダクタンス値を調整することで、当該フィルタ回路9、10の減衰周波数特性を調整すると良い。   In order to suppress radio noise in the AM band, the circuit configuration and the capacitors C1 to C3 and C5 that configure the circuit are set so that the frequency at which the harmonic noise is large and the frequency at which the attenuation value is maximum are as close as possible or match. It is preferable to adjust the attenuation frequency characteristics of the filter circuits 9 and 10 by adjusting the capacitance value of .about.C7 and the inductance values of the coils L1 and L2.

また、例えばAM帯において高調波ノイズが最大となるノイズが発生する車両ノイズ発生周波数(前述の例では、例えばデューティ比50[%]時において約700[kHz]、デューティ比10[%]時において約600[kHz])において、フィルタ回路9、10の減衰値が予め定められた所定以上の減衰値を有するように、制御回路(周波数制御手段)7がフィルタ回路9、10の減衰周波数特性を制御する。すると、車両ノイズ発生周波数において車両ノイズの発生を抑制することができる。これにより、他の車両用機器が車両内に搭載されていたとしても他の車両用機器に与えられる影響を極力抑制できる。   Further, for example, a vehicle noise generation frequency at which noise with the highest harmonic noise occurs in the AM band (in the above example, for example, when the duty ratio is 50 [%], about 700 [kHz], and when the duty ratio is 10 [%]. At about 600 [kHz]), the control circuit (frequency control means) 7 sets the attenuation frequency characteristics of the filter circuits 9 and 10 so that the attenuation values of the filter circuits 9 and 10 have a predetermined attenuation value or more. Control. Then, the generation of vehicle noise can be suppressed at the vehicle noise generation frequency. Thereby, even if other vehicle equipment is mounted in the vehicle, the influence given to the other vehicle equipment can be suppressed as much as possible.

以下では、駆動制御周波数(スイッチング周波数)を固定とし、各々のデューティ比における高調波成分を効率的に抑制するようにフィルタ回路9、10の減衰値が最大となる周波数について制御する方法を本実施形態の特徴点として説明する。   In the following, a method for controlling the frequency at which the attenuation value of the filter circuits 9 and 10 is maximized so as to efficiently suppress the harmonic component in each duty ratio with the drive control frequency (switching frequency) fixed is implemented. This will be described as feature points of the form.

説明の簡単化のため、図3(a)に示す基本的なLC直列回路の構成を考慮する。図3(a)に示すように、出力電圧Voutの端子間にはコンデンサC4が接続されている。前述実施形態で説明したコイルL3のインダクタンス値およびコンデンサC4の容量値を考慮した場合の減衰特性を図7に示している。図8は、コンデンサの等価回路を示している。コンデンサC4は、特にAM帯高周波ノイズを発生する周波数帯において、所定値を有する内部抵抗r0と寄生インダクタンス成分L0とコンデンサC40とのLCR直列共振回路による等価回路で示すことができる。   In order to simplify the explanation, the configuration of the basic LC series circuit shown in FIG. As shown in FIG. 3A, a capacitor C4 is connected between the terminals of the output voltage Vout. FIG. 7 shows the attenuation characteristics when the inductance value of the coil L3 and the capacitance value of the capacitor C4 described in the above embodiment are taken into consideration. FIG. 8 shows an equivalent circuit of the capacitor. Capacitor C4 can be represented by an equivalent circuit of an LCR series resonance circuit including an internal resistance r0, a parasitic inductance component L0, and a capacitor C40 having predetermined values, particularly in a frequency band that generates AM band high-frequency noise.

図9は、このAM周波数帯におけるコンデンサのインピーダンス特性を示している。この図9に示すように、周波数が自己共振周波数f0=1/2Π√((L0のインダクタンス値)×(C40の容量値))よりも低いときには、このコンデンサC4のインピーダンスはコンデンサC40の特性を主としたインピーダンス特性を有し、周波数が自己共振周波数f0=1/2Π√((L0のインダクタンス値)×(C40の容量値))よりも高いときには、このコンデンサC4のインピーダンスは寄生インダクタンス成分L0の特性を主としたインピーダンス特性を有する。コンデンサC4の端子電圧を変化させると、当該コンデンサC4のインピーダンス特性の共振周波数はシフトさせることができ、フィルタ回路9、10の減衰周波数特性を制御できる。この場合、減衰値が極大値(フィルタゲインが極小値)となる周波数とコンデンサC4のインピーダンスが極小値となる周波数は一致する。   FIG. 9 shows the impedance characteristics of the capacitor in this AM frequency band. As shown in FIG. 9, when the frequency is lower than the self-resonant frequency f0 = 1 / 2Π√ ((inductance value of L0) × (capacitance value of C40)), the impedance of the capacitor C4 indicates the characteristic of the capacitor C40. When having a main impedance characteristic and the frequency is higher than the self-resonant frequency f0 = 1 / 2Π√ ((inductance value of L0) × (capacitance value of C40)), the impedance of the capacitor C4 is a parasitic inductance component L0. It has impedance characteristics mainly consisting of the following characteristics. When the terminal voltage of the capacitor C4 is changed, the resonance frequency of the impedance characteristic of the capacitor C4 can be shifted, and the attenuation frequency characteristics of the filter circuits 9 and 10 can be controlled. In this case, the frequency at which the attenuation value becomes the maximum value (the filter gain is the minimum value) matches the frequency at which the impedance of the capacitor C4 becomes the minimum value.

コンデンサのインピーダンス特性を制御するため、図5に示す回路構成では、制御回路7が各ノードN6〜N8に印加する電圧を変更している。これにより、フィルタ回路9、10を構成するコンデンサC1〜C3、C5〜C7の容量値を制御することで、フィルタ回路9、10の減衰周波数特性を制御できる。   In order to control the impedance characteristics of the capacitor, the voltage applied by the control circuit 7 to each of the nodes N6 to N8 is changed in the circuit configuration shown in FIG. Thereby, the attenuation frequency characteristics of the filter circuits 9 and 10 can be controlled by controlling the capacitance values of the capacitors C1 to C3 and C5 to C7 constituting the filter circuits 9 and 10.

なお、このような周波数特性の制御方法は、負荷出力ノードN5に接続されたコンデンサC5およびC6の容量値を変更することでLC直列回路のフィルタ定数を変更する場合に適用でき、また、電源ノードN1またはN2に接続されたΠ型フィルタのフィルタ定数を変更する場合にも適用できる。   Such a frequency characteristic control method can be applied when the filter constant of the LC series circuit is changed by changing the capacitance values of the capacitors C5 and C6 connected to the load output node N5. The present invention can also be applied to changing the filter constant of the saddle type filter connected to N1 or N2.

以上説明したように、本実施形態によれば、制御回路7は、デューティ比および所定の周波数に対応して予め定められた車両ノイズ発生周波数においてフィルタ回路9、10の減衰値が所定以上の減衰値を有するように、コンデンサC1〜C3、C5〜C7の端子に印加される直流電圧を制御することでフィルタ回路9、10の周波数特性を制御するため、AM周波数帯に生じる車両ノイズの発生を抑制しながら車載モータ8を駆動制御することができる。これにより、他の車両用機器に与えられる影響を極力抑制できる。   As described above, according to the present embodiment, the control circuit 7 reduces the attenuation value of the filter circuits 9 and 10 to a predetermined value or more at a predetermined vehicle noise generation frequency corresponding to the duty ratio and the predetermined frequency. In order to control the frequency characteristics of the filter circuits 9 and 10 by controlling the DC voltage applied to the terminals of the capacitors C1 to C3 and C5 to C7 so as to have a value, the generation of vehicle noise occurring in the AM frequency band is prevented. The on-vehicle motor 8 can be controlled while being suppressed. Thereby, the influence given to other equipment for vehicles can be controlled as much as possible.

(第3実施形態)
図10は、本発明の第3実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、本発明の車両用負荷制御装置について、第1実施形態の構成をDC−DCコンバータなどのスイッチング電源回路による車両用負荷電力供給制御装置に適用したところにある。前述実施形態と同一または類似の構成部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
(Third embodiment)
FIG. 10 shows a third embodiment of the present invention. The difference from the previous embodiment is that the configuration of the first embodiment is changed to a switching power supply circuit such as a DC-DC converter in the vehicle load control device of the present invention. Is applied to the vehicle load power supply control device. Constituent parts that are the same as or similar to those of the above-described embodiment are assigned the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

図10は、降圧チョッパ方式のDC−DCコンバータの回路構成例を示している。この図10に示すように、直流電源21側には車両ノイズ抑制用のフィルタ回路22が構成されており、負荷27側にも車両ノイズ抑制用のフィルタ回路23が構成されている。これらの車両ノイズのフィルタ回路22、23は、それぞれ、Π型のローパスフィルタで構成した回路を適用している。フィルタ回路22の後段にはNチャネル型のMOSトランジスタ24を直列接続して構成され、この後段にはダイオードD1が並列接続され、その後段にはフィルタ回路25が構成されており、これによりDC−DCコンバータ26が構成されており、その後段には負荷27が接続されている。   FIG. 10 shows a circuit configuration example of a step-down chopper type DC-DC converter. As shown in FIG. 10, a vehicle noise suppression filter circuit 22 is configured on the DC power supply 21 side, and a vehicle noise suppression filter circuit 23 is also configured on the load 27 side. Each of the vehicle noise filter circuits 22 and 23 employs a circuit formed of a bowl-shaped low-pass filter. The N-channel MOS transistor 24 is connected in series at the subsequent stage of the filter circuit 22, the diode D1 is connected in parallel at the subsequent stage, and the filter circuit 25 is configured at the subsequent stage. A DC converter 26 is configured, and a load 27 is connected to the subsequent stage.

制御IC23(制御手段、周波数制御手段)は、出力直流目標電圧に応じたデューティ比のPWM信号をMOSトランジスタ24のゲート(制御端子)に印加するように構成され、DC−DCコンバータ26は当該PWM信号のデューティ比に応じた出力電圧Voutを出力する。   The control IC 23 (control means, frequency control means) is configured to apply a PWM signal having a duty ratio corresponding to the output DC target voltage to the gate (control terminal) of the MOS transistor 24, and the DC-DC converter 26 is configured to apply the PWM signal. An output voltage Vout corresponding to the duty ratio of the signal is output.

この種のDC−DCコンバータ26は、直流電源21側のフィルタ回路22、負荷26側のフィルタ回路25を構成するコンデンサとして一般に電解コンデンサを適用するが、本実施形態では、これらに代えて大容量のセラミックコンデンサC8〜C10を適用して構成する。   This type of DC-DC converter 26 generally employs an electrolytic capacitor as a capacitor constituting the filter circuit 22 on the DC power supply 21 side and the filter circuit 25 on the load 26 side. In this embodiment, instead of these, a large capacity is used. The ceramic capacitors C8 to C10 are used.

この場合、第1実施形態に示したように、MOSトランジスタ24のゲートに印加するPWM信号の制御周波数をデューティ比に応じて予め定められた車両ノイズ抑制周波数にする。すると、MOSトランジスタ24がPWM信号に応じてスイッチング動作するときの車両ノイズの発生を抑制できる。   In this case, as shown in the first embodiment, the control frequency of the PWM signal applied to the gate of the MOS transistor 24 is set to a vehicle noise suppression frequency that is predetermined according to the duty ratio. Then, the generation of vehicle noise when the MOS transistor 24 performs a switching operation according to the PWM signal can be suppressed.

本実施形態によれば、DC−DCコンバータ20による車両用負荷電力供給制御装置に適用しているため、前述実施形態とほぼ同様の作用効果を奏する。
なお、本実施形態では降圧チョッパ方式のDC−DCコンバータ20に適用したが、昇圧チョッパ方式のDC−DCコンバータに適用しても良い。
According to this embodiment, since it is applied to the vehicle load power supply control device using the DC-DC converter 20, the same effects as those of the above-described embodiment can be obtained.
Although the present embodiment is applied to the step-down chopper type DC-DC converter 20, it may be applied to a step-up chopper type DC-DC converter.

(第4実施形態)
図11は、本発明の第4実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、本発明の車両用負荷制御装置について、第2実施形態の構成をDC−DCコンバータなどのスイッチング電源回路による車両用負荷電力供給制御装置に適用したところにある。前述実施形態と同一または類似の構成部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
(Fourth embodiment)
FIG. 11 shows a fourth embodiment of the present invention. The difference from the previous embodiment is that the configuration of the second embodiment is changed to a switching power supply circuit such as a DC-DC converter for the vehicle load control device of the present invention. Is applied to the vehicle load power supply control device. Constituent parts that are the same as or similar to those of the above-described embodiment are assigned the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

本実施形態では、図10のコンデンサC8に代えて図11に示すコンデンサC8およびC11の直列回路を適用し、図10のコンデンサC9に代えて図11に示すコンデンサC9およびC12の直列回路を適用し、図10のコンデンサC10に代えて図11に示すコンデンサC10およびC13の直列回路を適用している。   In this embodiment, a series circuit of capacitors C8 and C11 shown in FIG. 11 is applied instead of the capacitor C8 of FIG. 10, and a series circuit of capacitors C9 and C12 shown in FIG. 11 is applied instead of the capacitor C9 of FIG. Instead of the capacitor C10 of FIG. 10, a series circuit of capacitors C10 and C13 shown in FIG. 11 is applied.

第2実施形態に示したように、制御IC23からセラミックコンデンサC8〜C13の端子に直流電圧を印加することでセラミックコンデンサC8〜C13のインピーダンス周波数特性を変化させ、フィルタ回路22、25のそれぞれの減衰周波数特性を変更する。したがって、図11に示すように、セラミックコンデンサ(C8、C11)、(C9、C12)、(C10、C13)をそれぞれ直列接続して適用し、前述実施形態と同様にDCバイアス依存性を利用してインピーダンスの周波数特性を調整することにより車両ノイズの発生を抑制できる。   As shown in the second embodiment, by applying a DC voltage from the control IC 23 to the terminals of the ceramic capacitors C8 to C13, the impedance frequency characteristics of the ceramic capacitors C8 to C13 are changed, and the attenuation of the filter circuits 22 and 25, respectively. Change the frequency characteristics. Therefore, as shown in FIG. 11, ceramic capacitors (C8, C11), (C9, C12), (C10, C13) are applied in series, and the DC bias dependency is utilized as in the previous embodiment. The occurrence of vehicle noise can be suppressed by adjusting the frequency characteristics of the impedance.

(他の実施形態)
本発明は、前記実施形態に限定されることなく他の変形または拡張が可能である。
第1、第2実施形態では、Pチャネル型パワーMOSFET3、Nチャネル型パワーMOSFET4にPWM信号を印加する場合に適用した実施形態を示したが、バイポーラジャンクショントランジスタ(BJT)、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)などの他の半導体スイッチング素子に制御信号を印加する場合にも適用できる。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and other modifications or expansions are possible.
In the first and second embodiments, the embodiment applied when the PWM signal is applied to the P-channel power MOSFET 3 and the N-channel power MOSFET 4 has been described. However, the bipolar junction transistor (BJT), the insulated gate bipolar transistor (IGBT) The present invention can also be applied when a control signal is applied to other semiconductor switching elements such as

車両用負荷として車載モータ8による誘導性負荷を適用した実施形態を説明したが、各種車両用負荷(例えばヒータなどの抵抗負荷、ランプ、スピーカ)などに適用できる。
前述実施形態では、本願発明の要部を説明するため、簡略化した回路構成を適用した実施形態を示しているが、フィルタ回路9、10、22、25の諸特性を調整するため、セラミックコンデンサC1〜C3、C5〜C13について容量値を適宜調整したコンデンサを並列接続して構成しても良い。また、必要に応じて電解コンデンサをセラミックコンデンサC1〜C3、C5〜C13に並列接続して構成しても良い。すなわちコンデンサの回路組合せ形態は前述実施形態で説明した構成に限られない。
Although the embodiment in which the inductive load by the in-vehicle motor 8 is applied as the vehicle load has been described, the present invention can be applied to various vehicle loads (for example, a resistance load such as a heater, a lamp, and a speaker).
In the above-described embodiment, an embodiment to which a simplified circuit configuration is applied is shown to explain the main part of the present invention. However, in order to adjust various characteristics of the filter circuits 9, 10, 22, 25, a ceramic capacitor is used. Capacitors whose capacitance values are appropriately adjusted for C1 to C3 and C5 to C13 may be connected in parallel. Further, if necessary, an electrolytic capacitor may be connected in parallel to the ceramic capacitors C1 to C3 and C5 to C13. That is, the circuit combination form of the capacitors is not limited to the configuration described in the above embodiment.

周波数は、AM帯(510[kHz]〜1710[kHz])のノイズの発生を抑制、ノイズ除去する実施形態を示したが、車載用のスマートキー帯(180[kHz]未満の周波数帯)のノイズの発生を抑制、ノイズ除去する目的の構成に適用できる。   In the embodiment, the embodiment has been described in which the generation of noise in the AM band (510 [kHz] to 1710 [kHz]) is suppressed and the noise is removed. However, the frequency of the smart key band for vehicles (frequency band less than 180 [kHz]) is shown. The present invention can be applied to a configuration for suppressing noise generation and removing noise.

例えば、第2実施形態にて説明した図5の回路構成を適用し、第1実施形態に示したように車両ノイズ抑制周波数を制御周波数としてパワーMOSFET3、4を駆動するようにしても良い。例えば、第1実施形態に示した車両ノイズ抑制周波数を制御周波数としてパワーMOSFET3、4を駆動すると共に、第2実施形態に示したフィルタ回路9、10により車両ノイズ発生周波数にてフィルタ処理するようにしても良い。   For example, the circuit configuration of FIG. 5 described in the second embodiment may be applied, and the power MOSFETs 3 and 4 may be driven using the vehicle noise suppression frequency as a control frequency as shown in the first embodiment. For example, the power MOSFETs 3 and 4 are driven using the vehicle noise suppression frequency shown in the first embodiment as a control frequency, and the filter circuits 9 and 10 shown in the second embodiment perform filtering at the vehicle noise generation frequency. May be.

本発明、本実施形態に係るインダクタンス成分は、コンデンサC1〜C6をチップで構成したときの寄生成分(約1[nH])を考慮して構成しても良いし、各素子間の配線パターン(例えば1[cm]で約10[nH])により構成しても良いし、これらを組み合わせて構成しても良い。   The inductance component according to the present embodiment may be configured in consideration of a parasitic component (about 1 [nH]) when the capacitors C1 to C6 are configured by a chip, or a wiring pattern ( For example, 1 [cm] and about 10 [nH]) may be used, or a combination of these may be used.

図面中、1、14は車載モータ制御装置(車両用負荷制御装置)、2はバッテリ、3、4はパワーMOSFET(スイッチング素子)、7は制御回路(制御手段、周波数制御手段)、7aはメモリ(記憶手段)、8は車載モータ(負荷)、9、10はフィルタ回路、23は制御IC(制御手段、周波数制御手段)、24はMOSトランジスタ(スイッチング素子)を示す。   In the drawings, 1 and 14 are on-vehicle motor control devices (vehicle load control devices), 2 is a battery, 3 and 4 are power MOSFETs (switching elements), 7 is a control circuit (control means, frequency control means), and 7a is a memory. (Storage means), 8 is an in-vehicle motor (load), 9 and 10 are filter circuits, 23 is a control IC (control means, frequency control means), and 24 is a MOS transistor (switching element).

Claims (3)

PWM信号をスイッチング素子に制御信号として印加することで車両用負荷を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、前記PWM信号のデューティ比に対応して設定された車両ノイズ抑制周波数を制御周波数として前記スイッチング素子に制御信号を印加することで車両用負荷を制御するものであり、前記車両ノイズ抑制周波数をf[kHz]、前記デューティ比をD[%]、前記制御周波数を100[kHz]〜200[kHz]の範囲とした場合、
f = −(D−50) 2 /25+200 …(1)
前記(1)式の近似式に応じて前記車両ノイズ抑制周波数を前記制御周波数に設定することを特徴とする車両用負荷制御装置。
A control means for controlling the vehicle load by applying a PWM signal as a control signal to the switching element;
The control means is shall control the vehicle load by applying a control signal to the switching element of the vehicle noise suppression frequency which is set corresponding to the duty ratio of the PWM signal as the control frequency, said vehicle When the noise suppression frequency is f [kHz], the duty ratio is D [%], and the control frequency is in the range of 100 [kHz] to 200 [kHz]
f = - (D-50) 2/25 + 200 ... (1)
The vehicle load control device, wherein the vehicle noise suppression frequency is set to the control frequency in accordance with the approximate expression of the expression (1) .
インダクタンス成分およびコンデンサを組み合わせて構成され、前記コンデンサは当該コンデンサの端子電圧に応じて容量値が変化するDCバイアス依存性を有し当該DCバイアス依存性に応じて減衰周波数特性が変化するフィルタ回路と、
前記デューティ比および前記所定の周波数に対応して予め定められた車両ノイズ発生周波数において前記フィルタ回路の減衰値が所定以上の減衰値を有するように、前記コンデンサの端子電圧を制御することで前記フィルタ回路の減衰周波数特性を制御する周波数制御手段とを備えたことを特徴とする請求項1記載の車両用負荷制御装置。
A filter circuit configured by combining an inductance component and a capacitor, the capacitor having a DC bias dependency in which a capacitance value changes in accordance with a terminal voltage of the capacitor, and an attenuation frequency characteristic changing in accordance with the DC bias dependency; ,
The filter is controlled by controlling a terminal voltage of the capacitor so that an attenuation value of the filter circuit has an attenuation value greater than or equal to a predetermined value at a predetermined vehicle noise generation frequency corresponding to the duty ratio and the predetermined frequency. 2. The vehicle load control device according to claim 1, further comprising frequency control means for controlling an attenuation frequency characteristic of the circuit.
前記デューティ比および前記車両ノイズ抑制周波数の関係を含んだデューティ比および周波数に対応付けられたノイズテーブルを記憶する記憶手段を備え、
前記制御手段は、前記記憶手段のノイズテーブルを参照し前記デューティ比に応じて車両ノイズが最小となる周波数を検索し当該検索周波数を前記車両ノイズ抑制周波数とすることを特徴とする請求項1または2記載の車両用負荷制御装置。
Storage means for storing a noise table associated with the duty ratio and the frequency including the relationship between the duty ratio and the vehicle noise suppression frequency;
The control means refers to a noise table of the storage means, searches for a frequency at which vehicle noise is minimized according to the duty ratio, and uses the search frequency as the vehicle noise suppression frequency. 3. The vehicle load control device according to 2.
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