JP5622070B2 - Linear motor drive device - Google Patents
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Description
本発明は、半導体製造装置などに使用されリニアモータの速度をPWM方式によりフィードバック制御するためのリニアモータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a linear motor driving apparatus for feedback control of the speed of a linear motor used in a semiconductor manufacturing apparatus or the like by a PWM method.
半導体素子や液晶パネルなどの製造装置(露光装置や検査装置等)においては、例えば、被露光部材(ウエハ)又はマスク(レクチル)を搭載したステージを、コイルユニットと磁石ユニットを備えたリニア同期モータ(以下単にリニアモータという)により駆動することが行われている(特許文献1参照)。特にスキャン形縮小投影露光装置では、ウエハステージとレクチルステージを等速で移動させながら転写するので、ナノオーダのスキャン精度を確保するために、同期一定速度送り、高精度位置決め、推力リップル改善が重要である。 In a manufacturing apparatus (exposure apparatus, inspection apparatus, etc.) such as a semiconductor element or a liquid crystal panel, for example, a linear synchronous motor having a coil unit and a magnet unit on a stage on which a member to be exposed (wafer) or a mask (rectile) is mounted Driving is performed (hereinafter simply referred to as a linear motor) (see Patent Document 1). In particular, scanning reduction projection exposure equipment transfers while moving the wafer stage and the reticle stage at a constant speed. To ensure nano-order scanning accuracy, synchronous constant-speed feed, high-precision positioning, and thrust ripple improvement are important. is there.
上記のリニアモータは、電流の値に応じた推力で可動部材(例えばコイルユニット)を移動させるために、負荷(U相コイル、V相コイル、W相コイルからなる3相コイル)に正弦波状の駆動電流(例えば数A〜10A)を供給することにより駆動される。この駆動電流は、商用電源を全波整流して直流電圧に変換するコンバータ部と、コンデンサで平滑化された直流電圧を任意の周波数の交流に変換するインバータ部を有する電圧形インバータから供給される。このインバータ部は、キャリア波(例えば三角波)と信号波を比較してブリッジ接続した各相のスイッチング素子をその制御位相を120°ずつずらして(UV−UW−VW−VU−WU−WV)オンオフすることにより、正弦波状の駆動電流に変調するPWM方式により制御される。通常のリニアモータは、可動子の移動方向を切り替える(コイルに供給する電流の向きを変える)ために可動子の位置を検出する位置センサを備えている(特許文献2参照)。 In order to move a movable member (for example, a coil unit) with a thrust according to the current value, the linear motor described above has a sinusoidal shape on a load (a three-phase coil including a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil) It is driven by supplying a driving current (for example, several A to 10 A). This drive current is supplied from a voltage source inverter having a converter unit that converts a commercial power supply into a DC voltage by full-wave rectification and an inverter unit that converts a DC voltage smoothed by a capacitor into an AC of an arbitrary frequency. . This inverter unit compares a carrier wave (for example, a triangular wave) and a signal wave, and switches each phase of the switching element by shifting the control phase by 120 ° (UV-UW-VW-VU-WU-WV) on / off. By doing so, it is controlled by the PWM system that modulates to a sinusoidal drive current. A normal linear motor includes a position sensor that detects the position of the mover in order to switch the moving direction of the mover (change the direction of the current supplied to the coil) (see Patent Document 2).
上述したリニアモータの推力にリップル成分が含まれていると精密な速度制御及び位置決め制御が困難となるので、負荷(3相コイル)に供給される駆動電流を検出し、その電流値に基づいてインバータ部で電圧の周波数を変えてモータの速度を制御することが行われる。すなわちインバータ部では、出力電流をフィードバックしてPWM信号を生成することにより、出力電圧を安定化している。 If a ripple component is included in the thrust of the linear motor described above, precise speed control and positioning control become difficult. Therefore, the drive current supplied to the load (three-phase coil) is detected and based on the current value. The inverter unit controls the speed of the motor by changing the frequency of the voltage. That is, in the inverter unit, the output voltage is stabilized by feeding back the output current to generate the PWM signal.
またPWM方式では、キャリア波と信号波との比較によってパルス幅変調出力を得るので、キャリア周波数を高くして(例えば100KHz)、変調信号以外の不要なキャリア周波数はサイドバンドとして高周波数域に移動させ、波形改善を行う。すなわち、スイッチング素子の中点とGND間にノイズフィルタ(以下ローパスフィルタという)を挿入して、その挿入損失を利用して高域の周波数をカットすることにより、外部に輻射されるノイズを低減するのが一般的である(例えば特許文献2参照)。このローパスフィルタは、高域の周波数をカットするために回路に直列に接続されるインダクタンス(周波数が高くなるとインピーダンスが増加)と、低域の周波数をカットするために回路に並列に接続されるコンデンサ(周波数が高くなるとインピーダンスが減少)を有する。 In the PWM method, since a pulse width modulation output is obtained by comparing the carrier wave and the signal wave, the carrier frequency is increased (for example, 100 KHz), and unnecessary carrier frequencies other than the modulation signal are moved to a high frequency region as a sideband. To improve the waveform. That is, a noise filter (hereinafter referred to as a low-pass filter) is inserted between the midpoint of the switching element and GND, and high frequency is cut using the insertion loss, thereby reducing noise radiated to the outside. Is generally (see, for example, Patent Document 2). This low-pass filter consists of an inductance connected in series with the circuit to cut the high frequency (impedance increases as the frequency increases) and a capacitor connected in parallel to the circuit to cut the low frequency. (Impedance decreases as frequency increases).
また、上記のインバータ部で発生するノイズは、出力端子(プラス・マイナス)間に直流電圧に重畳されているノーマルモード成分と、アース間と出力端子間に発生し、出力端子間では同相のコモンモード成分からなる。コモンモードノイズは、回路のアンバランスがあるとノーマルモードに変わり、また一般にコモンモードノイズが大きくなると、外部に輻射されるノイズも大きくなるが、前記の通り電圧源(インバータ部)と負荷との間にローパスフィルタ(LCフィルタ)を挿入することにより除去できる。 In addition, the noise generated in the inverter section is generated between the normal mode component superimposed on the DC voltage between the output terminals (plus and minus) and between the ground and the output terminal, and the common in common between the output terminals It consists of mode components. Common mode noise changes to normal mode when there is an imbalance in the circuit. Generally, when common mode noise increases, noise radiated to the outside also increases. However, as described above, the voltage source (inverter unit) and the load It can be removed by inserting a low-pass filter (LC filter) between them.
上述したPWM方式の電流制御系(フィードバック制御)においては、負荷電流や入力電圧の急激な変化に対する出力電圧の過渡応答特性を向上させるために、制御ループゲインを大きくすると、ローパスフィルタで位相遅れが生じ、負帰還であるべき帰還ループが正帰還となり、出力電圧は発振し易くなる。一方発振を抑制するために、制御ループゲインを小さくすると出力電圧の応答性が低下し、負荷電流が増大した場合、出力電圧が低下する。そこで、出力応答性と系の安定性を両立させるために、入力された電力をPWM信号に応じてスイッチングしてパルス状波形を形成するスイッチ回路と、パルス状波形を直流に変換して出力する平滑回路とを備えたスイッチング電源装置用制御装置においては、平滑回路の出力電圧に応じてこの出力電圧の変動を抑制するようにPWM信号の時比率を変化させる時比率調整部と、PWM信号の時比率を演算することによりPWM信号のパルス幅に補正を与えるように設けられた補正用帰還ループと、平滑回路を流れる電流を検出する検出素子からの出力の平均値を求め、時比率調整部内にこの平均値を加える平均電流値生成部とを備え、この平均値を減算器を介して時比率調整部に加える場合は、減算処理となるが、出力電圧の位相が進むように加えられることが提案されている(特許文献3参照)。 In the PWM current control system (feedback control) described above, if the control loop gain is increased in order to improve the transient response characteristics of the output voltage against a sudden change in the load current or the input voltage, the phase delay is caused by the low-pass filter. As a result, the feedback loop that should be negative feedback becomes positive feedback, and the output voltage is likely to oscillate. On the other hand, if the control loop gain is decreased in order to suppress oscillation, the output voltage response decreases, and if the load current increases, the output voltage decreases. Therefore, in order to achieve both output response and system stability, a switch circuit that switches the input power according to the PWM signal to form a pulse waveform, and converts the pulse waveform to direct current and outputs it. In the switching power supply controller including the smoothing circuit, the time ratio adjusting unit that changes the time ratio of the PWM signal so as to suppress the fluctuation of the output voltage according to the output voltage of the smoothing circuit, and the PWM signal The correction feedback loop provided to correct the pulse width of the PWM signal by calculating the time ratio and the average value of the output from the detection element that detects the current flowing through the smoothing circuit is obtained, and the inside of the time ratio adjustment unit When the average value is added to the time ratio adjustment unit via a subtractor, the subtraction process is performed, but the phase of the output voltage advances. It has been proposed to be added (see Patent Document 3).
ノイズは線路を流れる電流の断続により発生するので、線路間を往復するノーマルモードノイズは大きいが、空間への放射が小さく、障害の度合が小さいので、特別な対策は提案されていない。しかしながらリニアモータの電流制御系では、高精度の速度制御、すなわち推力リップルの低減が必要とされるので、駆動装置で発生するノーマルモードノイズを無視することができないが、従来はその除去対策が検討されていないといった問題がある。 Since noise is generated by the intermittent current flowing in the line, normal mode noise reciprocating between the lines is large, but since the radiation to the space is small and the degree of failure is small, no special countermeasure has been proposed. However, the linear motor current control system requires high-accuracy speed control, that is, reduction of thrust ripple, so normal mode noise generated in the drive unit cannot be ignored. There is a problem that is not done.
したがって本発明の目的は、ノイズフィルタのカットオフ周波数帯域を従来よりも広くかつノーマルモードノイズを低減することができるリニアモータ駆動装置を提供することである。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a linear motor driving device that can broaden the cut-off frequency band of a noise filter than before and reduce normal mode noise.
上記目的を達成するために、本発明のリニアモータ駆動装置は、外部入力信号と出力側からの負帰還信号との差を増幅する誤差アンプと、誤差アンプから出力された信号のパルス幅を補正して出力電圧の位相を進相させる位相補償アンプと、この出力電圧をパルス幅変調するPWMアンプと、PWMアンプと負荷コイルとの間に設けられたLC回路を含むコイル入力型ローパスフィルタとを有するリニアモータ用駆動装置において、前記ローパスフィルタは、LC回路を構成するコンデンサと直列に接続された抵抗を含むとともに、抵抗を含む回路定数は、カットオフ周波数近傍における周波数特性が平滑化されるように設定されることを特徴とする。 In order to achieve the above object, the linear motor driving device of the present invention corrects the pulse width of the error amplifier that amplifies the difference between the external input signal and the negative feedback signal from the output side, and the signal output from the error amplifier. A phase compensation amplifier that advances the phase of the output voltage, a PWM amplifier that performs pulse width modulation of the output voltage, and a coil input type low-pass filter including an LC circuit provided between the PWM amplifier and the load coil. In the linear motor driving device, the low-pass filter includes a resistor connected in series with a capacitor constituting the LC circuit, and the circuit constant including the resistor smoothes the frequency characteristic in the vicinity of the cutoff frequency. It is characterized by being set to.
本発明において、前記ローパスフィルタは、前記コンデンサ及び前記抵抗と並列にコンデンサを接続するか又は前記抵抗と並列にコンデンサを接続することができる。 In the present invention, the low-pass filter can connect a capacitor in parallel with the capacitor and the resistor, or can connect a capacitor in parallel with the resistor.
本発明のリニアモータ駆動装置は、ローパスフィルタと負荷コイルとの間にコモンモードチョークコイルを接続することができる。 In the linear motor driving device of the present invention, a common mode choke coil can be connected between the low pass filter and the load coil.
本発明によれば、PWMアンプと負荷コイルとの間に、コンデンサと直列に接続された抵抗を含むとともに、抵抗を含む回路定数が、カットオフ周波数近傍における周波数特性が平滑化されるように設定されたコイル入力型ローパスフィルタを設けるので、ノイズフィルタのカットオフ周波数帯域を従来よりも広くかつノーマルモードノイズを低減することができる。 According to the present invention, a resistor connected in series with a capacitor is included between the PWM amplifier and the load coil, and a circuit constant including the resistor is set so that the frequency characteristic near the cutoff frequency is smoothed. Since the coil input type low-pass filter is provided, the cut-off frequency band of the noise filter is wider than before and normal mode noise can be reduced.
(フィードバック制御系)
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら具体的に説明する。図1に示すように本発明のリニアモータ駆動装置は、リニアモータの負荷(3相巻線)2に不要な高調波成分の少ない駆動電流を供給するために、特定のノイズフィルタを有するPWMドライバ3を備えている。リニアモータは負荷(3相巻線:U相コイル、V相コイル、W相コイルからなる3相コイル)に駆動電流を供給することにより、可動子(コイル又は磁石ユニット)が駆動される。負荷に供給される駆動電流の制御を行うPWMドライバ3は、コントローラ1からの電流指令(アナログ入力)と、負荷2側からフィードバックされた検出電流との偏差を演算して増幅する誤差アンプ31と、この偏差と推力指令との位相差を補償する位相補償アンプ32と、コントローラからの電流指令と出力電流を比較してスイッチング素子のオン時間を制御して所定のデューティー比でパルス幅変調された駆動電流を出力するPWMアンプ33と、駆動電流からノイズを除去するローパスフィルタ34を備えている。この検出電流は、負荷2とPWMドライバ3との間に接続されたシャント抵抗35により、その両端の電圧降下として検出され、絶縁アンプ36を介して誤差アンプ31に供給することにより、シャント抵抗の両端が絶縁されているので、ノイズが重畳され難く、高精度の電流検出が可能となる。
(Feedback control system)
Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the linear motor driving device of the present invention is a PWM driver having a specific noise filter to supply a driving current with less unnecessary harmonic components to the load (three-phase winding) 2 of the linear motor. 3 is provided. The linear motor drives a mover (coil or magnet unit) by supplying a driving current to a load (three-phase winding: a three-phase coil including a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil). The
(PWMアンプ)
PWMアンプ33は、ブリッジ接続した3組のスイッチング素子(図1では1組のみを示す。)を有する。スイッチング素子としては、例えばMOSFETを使用した場合は、その内蔵ダイオード(寄生ダイオード)がスイッチング素子と逆並列の帰還ダイオードとなり、負荷からの還流電流を流すことができる。PWMアンプ33は、キャリア波(例えば三角波)と正弦波(変調波)の電圧を比較して(一定高さのパルスをチョッピングして、デューティー比を変える)、各スイッチング素子をその制御位相を120°ずつずらして(UV−UW−VW−VU−WU−WV)オンオフさせることにより、低次の高調波が少ない波形が得られる正弦波PWM方式の回路構成を有する。
(PWM amplifier)
The
(ローパスフィルタ)
図2に示すように、駆動手段(不図示)でオンオフされるスッチング素子M1及びM2を有するPWMアンプ33とコイルL13(負荷)との間にローパスフィルタ34が挿入されるとともに、ローパスフィルタ34とコイルL13(リニアモータの巻線)との間に駆動電流を検出するシャント抵抗Rsが接続されている。PWMアンプ33の出力電圧は、ローパスフィルタ34を介してコイルL13に供給されるので、スイッチング素子のオンオフで発生するノイズが除去される。ローパスフィルタ34は、負荷(コイルL13)と直列に接続されたコイルL1と、負荷と並列に接続されたコンデンサC1と、コンデンサC1と直列に接続された抵抗R1(直列に接続されたコンデンサC1と抵抗R1を接続体と呼称)を有するコイル入力型ノイズフィルタである。実際のリニアモータはY形結線又はΔ形結線された3相コイル(U相コイル、V相コイル、W相コイル)を有するが、図2は1相分のみを示す。
(Low-pass filter)
As shown in FIG. 2, a low-
このローパスフィルタ34は、インダクタとコンデンサからなる少なくとも2次以上の次数をもつので、フィルタを通過したアナログ信号(正弦波電流)には180°以上の位相回転が生じるので、安定な負帰還動作を行うためには、ループゲインを下げて位相の進み補償を行うことが必要である。そこでコンデンサC1と直列に抵抗R1を接続する。このようにLC回路に抵抗を付加することにより、カットオフ周波数近傍におけるループゲインが下がるので、安定な負帰還動作を行うことができる。
Since this low-
ただ単純にループゲインを下げただけでは、応答性が低下するので、ローパスフィルタ(単体)の特性、すなわちフィルタの周波数応答の変化の鋭さを示す指標となるQ値を下げて、周波数特性の変化を抑制する(Q値を下げて、接続回路とフィルタとで鋭い直列共振回路をつくらないようにする。)ことが必要である。そこでローパスフィルタの回路定数、特に付加抵抗の抵抗値を適切に選定することにより、周波数帯域を広げることが可能となり、もって輻射ノイズの減少効果と応答性を両立することができる。 However, simply reducing the loop gain reduces the response, so the frequency characteristics change by lowering the Q value, which is an index indicating the sharpness of the change in the frequency response of the low-pass filter (single unit), that is, the filter. (It is necessary to reduce the Q value so that a sharp series resonance circuit is not formed by the connection circuit and the filter). Therefore, by appropriately selecting the circuit constant of the low-pass filter, particularly the resistance value of the additional resistor, it is possible to widen the frequency band, thereby achieving both the effect of reducing the radiation noise and the responsiveness.
(ローパスフィルタの等価回路)
実際のフィードバック制御では、駆動電流はフィルタを構成するコイルの抵抗分や負荷コイルの抵抗分などの影響を受けるので、図3に示す等価回路で検討した結果を述べる。ローパスフィルタ34は、コイルL1、コンデンサC1及び付加抵抗R1からなる(C1はR1と直列回路を構成する。)とともに、コイルに含まれる抵抗分、すなわち銅損R5及び鉄損R6を含む。負荷側はコイルのインダクタンスL11とその抵抗分R11の直列回路とし、また電流を検出するためのシャント抵抗Rsを含む。この等価回路から、コンデンサC1の等価直列抵抗(ESR)と付加抵抗R1の合計(ESR+R1)が、コンデンサのインピーダンス(Zc)よりも十分小さく、かつコンデンサのインピーダンスZcがコイルのインピーダンス(ZL)よりも十分に小さい場合は、フィルタを流れる電流Icは負荷抵抗R1に依存せず、ノイズフィルタの効果を維持できることがわかる。
(Equivalent circuit of low-pass filter)
In actual feedback control, the drive current is affected by the resistance of the coil constituting the filter, the resistance of the load coil, and the like, so the results of investigation with the equivalent circuit shown in FIG. 3 will be described. The low-
そこで、図3において、各素子定数を次のように設定してフィルタのQ値を算出した。例えばローパスフィルタは、カットオフ周波数を概ね20kHz(例えば17kHz)とするために、コイルL2のインダクタンスZc=0.4mH、銅損R5=0.5Ω、鉄損R6=1500Ω、コンデンサC1の容量=220nF、付加抵抗R1=3Ωとし、リニアモータの巻線(コイル)は、インダクタンスL11=8mH、抵抗R11=5Ωとし[インピーダンス(+j)=4.8kΩ]、シャント抵抗Rs=0.02Ωとし、PWMアンプのスイッチング周波数を100kHz、入力電圧を±175Vとした。図3の等価回路では、フィルタのQ値は、コイルL1のインピーダンスZL(+j=240Ω)を、コンデンサC1のインピーダンス(−j=7Ω)と付加抵抗R1とオン抵抗(スイッチング素子をオンオフする時の損失)と銅損の和で除した値[240Ω/ESR+外付抵抗(R1)+オン抵抗(スイッチング損失)+銅損(R6)]に近似できるので、Q値は大幅に低下し、ゲインの位相余裕が拡大することが明らかである。このフィルタ回路は、通過させたい信号の周波数の上限にカットオフ周波数を設定する(カットオフ周波数で挿入損失が増加し始める)ように、フィルタ定数(C/L)が決定され、例えば、カットオフ周波数を低くする場合は、素子定数を大きくすればよい。また通常のノイズフィルタと同様に、本発明においても、直列共振周波数が高く高周波損失が大きいコイルL1を使用することが好ましい。 Therefore, in FIG. 3, each element constant is set as follows to calculate the Q value of the filter. For example, the low-pass filter has an inductance Z c = 0.4 mH, a copper loss R5 = 0.5Ω, an iron loss R6 = 1500Ω, and a capacitance of the capacitor C1 in order to set the cutoff frequency to approximately 20 kHz (for example, 17 kHz). 220 nF, additional resistance R1 = 3Ω, winding of the linear motor (coil), inductance L11 = 8 mH, resistance R11 = 5Ω [impedance (+ j) = 4.8 kΩ], shunt resistance Rs = 0.02Ω, PWM The switching frequency of the amplifier was 100 kHz, and the input voltage was ± 175V. In the equivalent circuit of FIG. 3, the Q value of the filter is the impedance Z L (+ j = 240Ω) of the coil L1, the impedance (−j = 7Ω) of the capacitor C1, the additional resistor R1, and the on-resistance (when the switching element is turned on / off). Loss) and copper loss (240Ω / ESR + external resistance (R1) + on-resistance (switching loss) + copper loss (R6)). It is clear that the phase margin increases. In this filter circuit, the filter constant (C / L) is determined so that the cut-off frequency is set to the upper limit of the frequency of the signal to be passed (insertion loss starts increasing at the cut-off frequency). When the frequency is lowered, the element constant may be increased. Further, similarly to a normal noise filter, in the present invention, it is preferable to use a coil L1 having a high series resonance frequency and a large high frequency loss.
(ローパスフィルタのゲイン−周波数特性)
図3の等価回路において、各素子の定数を上記と同様に設定してフィルタ回路の周波数特性をシミュレーションにより算出した結果を図4(a)に示し、比較のために図3において外付け抵抗が無い場合のシミュレーション結果を図4(b)に示す。
(Gain-frequency characteristics of low-pass filter)
In the equivalent circuit of FIG. 3, the results of calculating the frequency characteristics of the filter circuit by simulation with the constants of each element set in the same manner as shown above are shown in FIG. 4A. For comparison, the external resistance is shown in FIG. FIG. 4B shows the simulation result in the case where there is not.
図4(b)に示すように、比較例のローパスフィルタを備えたクローズドループのゲインは、20kHz(カットオフ周波数)近傍で約30dBの鋭いピークをもつのに対し、図4(a)に示すように、本発明のローパスフィルタを備えたクローズドループのゲインは、20kHz近傍にピークが存在するが、その値は20dBに減少しかつピークの前後で緩やかなゲイン変動になることがわかる。またゲインの減衰特性を比較すると、100kHz(スイッチング周波数)のゲインは、図4(a)と図4(b)とで略同一の値(約−30dB)であることがわかる。すなわち、ローパスフィルタ(LC回路)にコイルL及びコンデンサCのインピーダンスよりも十分に小さいインピーダンスを有する抵抗を付加することにより、カットオフ周波数に変動はないが、フィルタのQ値が大幅に低下し、その分フィードバック制御系の一巡(クローズドループ)ゲインを増加できる、すなわちローパスフィルタのノイズ除去機能を低下することなく、応答性の高い負帰還動作を実現できることがわかる。 As shown in FIG. 4B, the gain of the closed loop including the low-pass filter of the comparative example has a sharp peak of about 30 dB near 20 kHz (cut-off frequency), whereas it is shown in FIG. Thus, it can be seen that the gain of the closed loop provided with the low-pass filter of the present invention has a peak in the vicinity of 20 kHz, but its value decreases to 20 dB and becomes a gentle gain fluctuation before and after the peak. Further, comparing the attenuation characteristics of the gain, it can be seen that the gain of 100 kHz (switching frequency) is substantially the same value (about −30 dB) in FIG. 4A and FIG. That is, by adding a resistor having an impedance sufficiently smaller than the impedance of the coil L and the capacitor C to the low-pass filter (LC circuit), the cutoff frequency does not vary, but the filter Q value is significantly reduced. Accordingly, it can be seen that the loop gain of the feedback control system can be increased, that is, a highly responsive negative feedback operation can be realized without deteriorating the noise removal function of the low-pass filter.
図4に示す周波数特性はシミュレーションで算出した結果であるが、動作確認用回路でゲイン−周波数特性を実測した結果を見ると、シミュレーション結果と略一致しており、ゲインのピークの数値は異なるが、カットオフ周波数(20kHz)におけるゲインのピーク値が略10dBだけ下がることが確認された。 The frequency characteristics shown in FIG. 4 are the results calculated by simulation, but the results of actually measuring the gain-frequency characteristics by the operation check circuit are almost the same as the simulation results, but the gain peak values are different. It was confirmed that the peak value of gain at the cutoff frequency (20 kHz) was lowered by about 10 dB.
(フィードバック制御系のゲイン−周波数特性)
次に、本発明のローパスフィルタを備えたフィードバック制御系(図1参照)のゲイン−周波数特性をシミュレーション(回路定数は図4の場合と同様)により算出した結果を図5(a)に示す。また比較のために、図2において抵抗R1が無いローパスフィルタを備えた以外は図5(a)と同一の条件でシミュレーションした結果を図5(b)に示す。図5(a)に示すように、本発明のローパスフィルタを備えたフィードバック制御系のオープンループゲインのピークはカットオフ周波数付近に存在し、その値は4kHz付近の周波数におけるゲインと同等であり、図5(b)に示す従来のローパスフィルタを備えたフィードバック制御系のオープンループゲインのピークが2kHz付近の周波数におけるゲインと略同等である、すなわち、モータ駆動周波数のバンド幅を従来の2倍にできることがわかる。したがって本発明のローパスフィルタを備えたフィードバック制御系では、駆動電流(実電流)を検出する回路の出力端から負帰還を掛けているので、PWMアンプの電源電圧の変動によりフィードバック制御系のゲインが変動することがあるが、その場合でも、ゲイン余裕(ボード線図では位相交点におけるゲインの符号を反転させた値となる)を考慮した場合、応答性を損なわずに安定性を確保することができる。
(Gain-frequency characteristics of feedback control system)
Next, FIG. 5A shows the result of calculating the gain-frequency characteristics of the feedback control system (see FIG. 1) provided with the low-pass filter of the present invention by simulation (circuit constants are the same as those in FIG. 4). For comparison, FIG. 5B shows the result of simulation under the same conditions as in FIG. 5A except that a low-pass filter without the resistor R1 in FIG. 2 is provided. As shown in FIG. 5 (a), the peak of the open loop gain of the feedback control system including the low-pass filter of the present invention is present near the cutoff frequency, and its value is equivalent to the gain at the frequency near 4 kHz. The peak of the open loop gain of the feedback control system provided with the conventional low-pass filter shown in FIG. 5B is substantially equal to the gain at a frequency near 2 kHz, that is, the motor driving frequency bandwidth is doubled. I understand that I can do it. Therefore, in the feedback control system provided with the low-pass filter of the present invention, negative feedback is applied from the output terminal of the circuit for detecting the drive current (actual current), so that the gain of the feedback control system is changed by the fluctuation of the power supply voltage of the PWM amplifier. Even in such a case, when considering the gain margin (in the Bode diagram, the value obtained by inverting the sign of the gain at the phase intersection), stability can be ensured without impairing responsiveness. it can.
また図5に示す周波数特性もシミュレーションで算出した結果であるが、前述した動作確認用回路で入力指令をステップ状の電圧で与えた場合の駆動電流の立ち上がり時間を実測した結果を見ると、電源電圧(入力指令)の変動によるゲインの変化に対して余裕があり、安定した動作を行えることが確認された。 Further, the frequency characteristic shown in FIG. 5 is also a result calculated by the simulation. When the result of actually measuring the rise time of the drive current when the input command is given by the step-like voltage in the operation check circuit described above, It was confirmed that there was a margin for gain changes due to voltage (input command) fluctuations, and that stable operation was possible.
(素子定数の設定)
図2に示すローパスフィルタにおいて、LC回路に付加した抵抗R1の値を変化させた場合の、抵抗R1での損失(Ploss)、抵抗R1に印加される電圧(VR1pp)、スイッチング素子のオンオフに伴い抵抗の両端に発生する電圧のリップル(Vout1pp)をシミュレーションで算出した結果を図6に示す。同図から、抵抗R1が増加すると、抵抗R1に印加される電圧も増加するので、損失が増大する。またリップル成分(電圧はコンデンサのインピーダンスと抵抗のインピーダンスの合計になる。)は抵抗R1が5Ωまでは緩やかに増加し、抵抗R1が7Ω以上になると急激に増加することがわかる。このシミュレーション結果から、抵抗R1が5Ωまではリップル電圧を低減できることがわかる。ただし抵抗R1が低くなりすぎるとカットオフ周波数近傍におけるループゲインを下げる効果が減少し、安定な負帰還動作を行うことが困難となることも考慮すると、付加抵抗R1の値は例えば2〜5Ωの範囲に設定することが好ましい。この抵抗値は、リニアモータの動作仕様(推力、駆動電流、ストローク等)、制御機器の構成及びその使用環境(配線、接地方法等)などを考慮して設定すればよい。例えば半導体製造用縮小投影露光装置で使用されるリニアモータの場合には、ローパスフィルタに付加する抵抗R1を上述したような範囲(2〜5Ω)に設定すればよい。
(Element constant setting)
In the low-pass filter shown in FIG. 2, when the value of the resistor R1 added to the LC circuit is changed, the loss (Ploss) at the resistor R1, the voltage (VR1pp) applied to the resistor R1, and the switching element on / off FIG. 6 shows the result of calculating the voltage ripple (Vout1pp) generated at both ends of the resistor by simulation. From the figure, when the resistance R1 increases, the voltage applied to the resistance R1 also increases, so the loss increases. It can also be seen that the ripple component (the voltage is the sum of the impedance of the capacitor and the resistance) increases slowly until the resistance R1 is 5Ω, and rapidly increases when the resistance R1 is 7Ω or more. From this simulation result, it can be seen that the ripple voltage can be reduced up to a resistance R1 of 5Ω. However, if the resistance R1 is too low, the effect of lowering the loop gain in the vicinity of the cutoff frequency is reduced, and it becomes difficult to perform a stable negative feedback operation. It is preferable to set the range. This resistance value may be set in consideration of the operation specifications (thrust, drive current, stroke, etc.) of the linear motor, the configuration of the control device, and the usage environment (wiring, grounding method, etc.). For example, in the case of a linear motor used in a reduction projection exposure apparatus for manufacturing a semiconductor, the resistor R1 added to the low-pass filter may be set within the above range (2 to 5Ω).
(コモンモードチョークコイル)
また、本発明においては、図2に示す回路構成に限らず、図7及び図8に示すように、輻射ノイズをさらに低減する(コモンモードノイズを除去する)ために、ローパスフィルタと負荷コイルとの間に、3個のコイルを各巻線に生じる電圧が打ち消し合う方向に巻回して形成したコモンモードチョークコイルを接続した回路構成とすることができる。図7はY形結線された3相コイルの各相に駆動電流を供給する3相3線方式であり、図8はY形結線された3相コイルの中性点にも駆動電流を供給する3相4線方式である。図7及び8において、負荷コイルはΔ結線されていてもよい。
(Common mode choke coil)
Further, in the present invention, not only the circuit configuration shown in FIG. 2 but also a low-pass filter and a load coil are used to further reduce radiation noise (to remove common mode noise) as shown in FIGS. A circuit configuration in which a common mode choke coil formed by winding three coils in the direction in which the voltages generated in the respective windings cancel each other out can be formed. 7 shows a three-phase three-wire system that supplies a drive current to each phase of a Y-connected three-phase coil, and FIG. 8 supplies a drive current to the neutral point of the Y-connected three-phase coil. It is a three-phase four-wire system. 7 and 8, the load coil may be Δ-connected.
図7の回路では、各組のスイッチング素子(M1とM2、M3とM4、M5とM6)から出力された駆動電流は各々、ローパスフィルタ34a(L1、R1、C1)、34b(L2、R2、C2)、34C(L3、R3、C3)及びコモンモードチョークコイル(L14、L15、L16)を介して各相のコイルL13、L12及びL11に供給される。
In the circuit of FIG. 7, the drive currents output from each set of switching elements (M1 and M2, M3 and M4, M5 and M6) are low-
図8の回路では、各組のスイッチング素子(M1とM2、M3とM4、M5とM6)から出力された駆動電流は各々、図7と同様にローパスフィルタ(34a、34b、34C)及びコモンモードチョークコイル(L14、L15、L16)を介して各相のコイルL13、L12及びL11に供給される。また残りのスイッチング素子(M7とM8)ら出力された駆動電流は、ローパスフィルタ34d(L18、R4、C4)を介して負荷コイルの中性点に供給される。
In the circuit of FIG. 8, the driving currents output from the respective switching elements (M1 and M2, M3 and M4, M5 and M6) are respectively low-pass filters (34a, 34b, 34C) and common mode as in FIG. The choke coils (L14, L15, L16) are supplied to the coils L13, L12, and L11 of each phase. The drive current output from the remaining switching elements (M7 and M8) is supplied to the neutral point of the load coil via the low-
(動作の安定性及び応答性)
本発明のローパスフィルタを備えた電流制御系の動作の安定性と電流指令に対する応答性を確認するために、図8に示す電流制御回路のゲイン−周波数特性を測定した結果を図9及び図10に示す。ローパスフィルタを構成する各素子の定数は、図3の場合と同様である。また比較のために図8において付加抵抗を除いたローパスフィルタを備えた以外は同様の電流制御回路のゲイン−周波数特性を測定した結果を図11及び図12に示す。図9及び図11はクローズドループのボード線図、図10及び図12はオープンループのボード線図である。図9と図11から、本発明によれば、カットオフ周波数(20kHz)近傍において比較例よりもゲインのピークが2.3dB減少するが、ピーク以外の特性は殆ど変化しないことがわかる。すなわち電源電圧が約30%増加してその分ゲインが増加しても安定な動作が行えることがわかる。また図10と図12からオープンループゲインは全体として2.3dB高くなるので、応答性が約20%向上することがわかる。
(Operational stability and responsiveness)
FIG. 9 and FIG. 10 show the results of measuring the gain-frequency characteristics of the current control circuit shown in FIG. 8 in order to confirm the stability of the operation of the current control system including the low-pass filter of the present invention and the response to the current command. Shown in The constants of the elements constituting the low-pass filter are the same as in FIG. For comparison, FIG. 11 and FIG. 12 show the results of measuring the gain-frequency characteristics of the same current control circuit except that the low-pass filter excluding the additional resistor in FIG. 8 is provided. 9 and 11 are closed-loop Bode diagrams, and FIGS. 10 and 12 are open-loop Bode diagrams. 9 and 11, according to the present invention, the gain peak is reduced by 2.3 dB in the vicinity of the cutoff frequency (20 kHz) as compared with the comparative example, but the characteristics other than the peak are hardly changed. That is, it can be seen that stable operation can be performed even if the power supply voltage increases by about 30% and the gain increases accordingly. 10 and 12, it can be seen that the open loop gain is 2.3 dB higher as a whole, and the responsiveness is improved by about 20%.
(ローパスフィルタの変形例)
本発明のローパスフィルタは、上記の回路構成に限定されず、例えば次のような変更(図示を省略する。)が可能である。すなわち図2に示すフィルタ回路において、抵抗R1と並列にコンデンサを接続することができる。またコンデンサと抵抗の直列回路に並列にコンデンサを付加することができる。このようにローパスフィルタにバイパス・コンデンサを付加することにより、フィルタのQ値を調整できるので、フィルタのカットオフ周波数を微調整できると推定される。これらの回路構成を採用する場合は、スイッチング周波数におけるコンデンサのインピーダンスを抵抗よりも十分大きくして、スイッチング周波数におけるフィルタの特性(Q値)を低減する効果が維持できるように素子定数を設定すればよい。
(Modification of low-pass filter)
The low-pass filter of the present invention is not limited to the circuit configuration described above, and can be modified as follows (not shown), for example. That is, in the filter circuit shown in FIG. 2, a capacitor can be connected in parallel with the resistor R1. A capacitor can be added in parallel to the series circuit of the capacitor and the resistor. Since the Q value of the filter can be adjusted by adding a bypass capacitor to the low-pass filter in this way, it is estimated that the cutoff frequency of the filter can be finely adjusted. If these circuit configurations are adopted, the element constant should be set so that the effect of reducing the filter characteristics (Q value) at the switching frequency can be maintained by making the impedance of the capacitor at the switching frequency sufficiently larger than the resistance. Good.
(ノーマルモードノイズ)
2つの回路を接続する2本以上の配線が同時に同じノイズの影響を受けた場合(コモンモードノイズ)、各配線に同じ大きさで同じ向きに流れる電流が発生するが、このノイズは原理的に除去できる。しかし、複数の配線がそれぞれ異なったノイズの影響を受けた場合(ノーマルモードノイズ)、このノイズは原理的に除去できないので、本発明では複数の接続線を同じ環境化にあるように配線させることが好ましい。
(Normal mode noise)
When two or more wires connecting two circuits are affected by the same noise at the same time (common mode noise), currents of the same magnitude and direction are generated in each wire. Can be removed. However, when multiple wirings are affected by different noises (normal mode noise), this noise cannot be removed in principle. Therefore, in the present invention, multiple connection lines should be wired in the same environment. Is preferred.
1:コントローラ、2:負荷、3:PWMドライバ、31:誤差アンプ、32:位相補償アンプ、33:PWMアンプ、34:ローパスフィルタ、35:シャント抵抗、36:絶縁アンプ 1: controller, 2: load, 3: PWM driver, 31: error amplifier, 32: phase compensation amplifier, 33: PWM amplifier, 34: low-pass filter, 35: shunt resistor, 36: insulation amplifier
Claims (3)
An error amplifier that amplifies the deviation between the external input signal and the negative feedback signal from the load coil side, a phase compensation amplifier that corrects the pulse width of the signal output from the error amplifier and advances the phase of the output voltage, In a linear motor driving apparatus having a PWM amplifier that performs pulse width modulation on a phase-compensated signal, and a low-pass filter including an LC circuit provided between the PWM amplifier and the load coil, the low-pass filter includes the load A normal mode choke coil connected in series with the coil, a capacitor connected in parallel with the load coil, and an additional resistor connected in series with the capacitor, the connection body formed of the capacitor and the additional resistance the opposite end of the connection end of the normal mode choke coil is connected to the ground side of the PWM amplifier, the Pressurizing element constants of the resistor is driven by a linear motor device characterized by Q value of the filter circuit without substantial variation in the cut-off frequency is set so as to reduce.
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Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9146069B2 (en) | 2012-05-22 | 2015-09-29 | Haptech, Inc. | Method and apparatus for firearm recoil simulation |
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Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS5928893A (en) * | 1982-08-09 | 1984-02-15 | Toshiba Corp | Current controller for linear synchronous motor |
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JP2005304096A (en) * | 2004-04-06 | 2005-10-27 | Renesas Technology Corp | Semiconductor integrated circuit for driving motor and magnetic disc storage |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN112054742A (en) * | 2020-08-31 | 2020-12-08 | 深圳市云顶信息技术有限公司 | High-frequency signal driving motor circuit |
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