JP5592839B2 - Wireless communication system and wireless communication method - Google Patents
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Description
本発明は、空間多重を用いて複数の通信相手から同時に無線信号を受信する無線通信システムにおける通信技術に関する。 The present invention relates to a communication technique in a wireless communication system that receives wireless signals simultaneously from a plurality of communication partners using spatial multiplexing.
近年、2.4GHz帯または5GHz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、IEEE802.11g規格、IEEE802.11a規格などの普及が目覚しい。これらのシステムでは、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用い、最大で54Mbpsの物理層伝送速度を実現している(非特許文献1)。 In recent years, the IEEE802.11g standard, the IEEE802.11a standard, and the like are remarkable as high-speed wireless access systems using the 2.4 GHz band or the 5 GHz band. These systems use an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) modulation scheme, which is a technique for stabilizing characteristics in a multipath fading environment, and realize a physical layer transmission rate of 54 Mbps at the maximum. (Non-Patent Document 1).
ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度である。すなわち、実際にはMAC(Medium Access Control)レイヤでの伝送効率が50〜70%程度であるため、実際のスループットの上限値は30Mbps程度である。そのため、情報を必要とする通信相手が増えればこの特性は更に低下する。一方で、有線LAN(Local Area Network)の世界では、Ethernet(登録商標)の100Base−Tインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたFTTH(Fiber to the home)の普及から、100Mbpsの高速回線の提供が普及している。このような普及に応じて、無線の世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。 However, the transmission rate here is a transmission rate on the physical layer. That is, since the transmission efficiency in the MAC (Medium Access Control) layer is actually about 50 to 70%, the upper limit of the actual throughput is about 30 Mbps. For this reason, if the number of communication partners requiring information increases, this characteristic further deteriorates. On the other hand, in the world of wired LAN (Local Area Network), the high speed of 100 Mbps is expected due to the widespread use of Ethernet (registered trademark) 100Base-T interface and FTTH (Fiber to the home) using optical fiber in each home. Line provision is widespread. In accordance with such widespread use, further increase in transmission speed is demanded in the wireless world.
そのための技術として、IEEE802.11nにおいて、空間多重送信技術としてMIMO(Multiple Input Multiple Output)技術が導入された。さらに、IEEE802.11acでは、マルチユーザMIMO(MU−MIMO)送信方法が検討されている(非特許文献2)。 As a technique for this purpose, in IEEE 802.11n, a MIMO (Multiple Input Multiple Output) technique has been introduced as a spatial multiplexing transmission technique. Further, in IEEE 802.11ac, a multi-user MIMO (MU-MIMO) transmission method has been studied (Non-Patent Document 2).
図13は、従来のMIMO通信を行う無線通信システムの機能構成を示す図である。以下、図13を参照して従来のMIMO通信による上り回線を説明する。図13において、9は基地局、8−kは端末、9−2、8−k−4は送信信号生成部、9−3、8−k−2は無線信号送受信部、9−4−1〜9−4−N、8−k−1−1〜8−k−1−Mkはアンテナ、9−5、8−k−3は位置検出チャネル推定同期部、9−6、8−k−5は復調部、9−7は復号判定部、を表す。Mkは端末8−kのアンテナ数、Nは基地局9のアンテナ数である。2次変調として直交波分割多重方式(OFDM)を用い、パケットによる通信を行う場合について説明する。
FIG. 13 is a diagram illustrating a functional configuration of a wireless communication system that performs conventional MIMO communication. Hereinafter, a conventional uplink using MIMO communication will be described with reference to FIG. In FIG. 13, 9 is a base station, 8-k is a terminal, 9-2 and 8-k-4 are transmission signal generation units, 9-3 and 8-k-2 are radio signal transmission / reception units, and 9-4-1. -9-4-N, 8-k-1-1-1 to 8-k-1- Mk are antennas, 9-5, 8-k-3 are position detection channel estimation synchronization units, 9-6, 8-k -5 represents a demodulation unit, and 9-7 represents a decoding determination unit. M k is the number of antennas of the terminal 8-k, and N is the number of antennas of the
本システムの処理の流れは以下の通りである。端末8−kの送信信号生成部8−k−4が送信信号を生成すると、無線信号送受信部8−k−2が変調、ガードインターバルの付与を行う。さらに、無線信号送受信部8−k−2が、アナログ信号への変換、アップコンバートを行うと、アンテナ8−k−1−1〜8−k−1−Mkのうち少なくとも一つを介して無線信号が送信される。基地局9は、アンテナ9−4−1〜9−4−Nのうち少なくとも一つを介して信号を受信する。無線信号送受信部9−3は、受信した信号をダウンコンバートし、デジタル信号へ変換する。次に、位置検出・チャネル推定同期部9−5が信号位置の検出、周波数ずれの補償、チャネル情報の推定を行う。その後、復調部9−6は、信号を復調し、送信されたビットを抽出する。復号判定部9−7は復調されたビット系列の誤り判定を行い正常復号されたか否かを判定する。正常に復号された場合には、復号判定部9−7は、送信信号生成部9−2にその旨を通知する。その場合、送信信号生成部9−2は、正常に復号されたことを通知するACK信号を生成する。無線信号送受信部9−3は、ACK信号に対し、変調を行い、必要な制御信号を加え、アナログ信号に変換し、アップコンバートする。その後、ACK信号は、アンテナ9−4−1〜9−4−Nのうち少なくとも一つ以上を介して送信される。下り回線において信号が送信されると、端末8−kはアンテナ8−k−1−1〜8−k−1−Mkを介して信号を受信する。無線信号送受信部8−k−2は、受信したACK信号をダウンコンバートし、デジタル信号へ変換する。位置検出チャネル推定同期部8−k−3は、信号位置の検出と周波数ずれ補償、チャネル情報の推定を行う。復調部2−k−5は、受信信号を復調し、上り回線通信が正常通信したことを検出する。
The processing flow of this system is as follows. When the transmission signal generation unit 8-k-4 of the terminal 8-k generates a transmission signal, the radio signal transmission / reception unit 8-k-2 performs modulation and assigns a guard interval. Further, when the radio signal transmission / reception unit 8-k-2 performs conversion to an analog signal and up-conversion, the radio signal transmission / reception unit 8-k-2 performs at least one of the antennas 8-k-1-1-1 to 8-k-1- Mk. A radio signal is transmitted. The
上り回線における基地局9における位置検出チャネル推定同期部9−5の動作について、説明する。以下、すべてのアンテナを用いたものとして説明する。ただし、以下に用いるNおよびMkがアンテナ選択された結果用いられたアンテナととらえることもできる。実際の基地局9と端末8−kとの間のj番目のサブキャリアにおけるアンテナ間のチャネル応答を表すチャネル行列は
An operation of the position detection channel estimation synchronization unit 9-5 in the
と定義される。ここで、OFDMシステムを考えており、サブキャリア数をFとする。つまり、jは1以上F以下の値である。hk,j,i,lは端末8−kのj番目のサブキャリアにおける、端末8−kのl番目のアンテナ8−k−1−lから、基地局9のi番目のアンテナ9−4−iまでの間のチャネル応答を表す。端末8−kからの送信信号をxk,jとし、k番目の端末8−kがLkストリームの空間多重を行い、Lk×1ベクトルのxkを用いて送信を行うものとすると、基地局9におけるj番目のサブキャリアの受信信号yjは以下のように定義される。
It is defined as Here, an OFDM system is considered, and the number of subcarriers is F. That is, j is a value between 1 and F. h k, j, i, l are from the l-th antenna 8-k-1-l of the terminal 8-k to the i-th antenna 9-4 of the
ここで、Wk,jは端末8−kにおけるj番目の周波数チャネルに対するMk×Lk行列の送信ウエイトである。この行列は、Wk,jのMkの行ベクトルのうち、Lkの行ベクトルを選択し、列成分の位置が重複しない要素を1とし、それ以外の成分を0として、Lk本のアンテナを選択するアンテナ選択行列としてもよい。また、固定のウエイトを全サブキャリアに共通に用いてもよい。また、各サブキャリアでチャネル行列に演算を行い、決定することもできる。例えば、数式1の行ベクトルに直交化法を用いて得られる基底ベクトルや、数式1の右特異ベクトルを送信ウエイトとすることができる。また、要素を1とした対角行列とすることもでき、この場合、Wk,jを使わない場合と同様である。njはN×1の雑音ベクトルであり、要素は平均0、分散σ2の複素ガウス分布とみなすことができる。
Here, W k, j is the transmission weight of the M k × L k matrix for the j-th frequency channel in the terminal 8-k. This matrix selects L k row vectors from M k row vectors of W k, j , sets the elements whose column component positions do not overlap as 1 and sets the other components as 0, and sets L k An antenna selection matrix for selecting an antenna may be used. A fixed weight may be used in common for all subcarriers. It is also possible to determine by performing computation on the channel matrix for each subcarrier. For example, the base vector obtained by using the orthogonalization method for the row vector of
このような条件で、基地局9は、あらかじめ送信ウエイト込みチャネル行列Hk,jWk,jを推定することにより、送信信号x1〜xKを推定できる。MMSE(Minimum Mean Squared Error)ウエイトを用いて受信を行う場合には、チャネル行列Hk,jを用いて、受信ウエイトは
Under such conditions, the
として算出できる。受信信号に対してRjの複素共役転置を乗算することで、送信信号xk,jが推定できる。 Can be calculated as The transmission signal x k, j can be estimated by multiplying the received signal by the complex conjugate transpose of R j .
このようにして、上り回線MIMO通信は、アンテナ数の小さい方の数に比例して伝送容量を高めることができるMIMO技術により通信可能となる。このような通信を実現するには、端末8−kと基地局9が同期を確立することが不可欠となる。次に、上り回線MIMO通信における同期方法を説明する。
In this way, uplink MIMO communication can be performed by a MIMO technique that can increase the transmission capacity in proportion to the smaller number of antennas. In order to realize such communication, it is essential for the terminal 8-k and the
シングルユーザにおける無線LAN通信では、通信相手からの信号を検出するためにショート・トレーニング・シンボルが用いられる。IEEE802.11aの例で、52のサブキャリアを用いて通信を行う場合には、このうち12個のサブキャリアに特定の信号を使い、残りのサブキャリアに信号0、つまり信号を使わず、逆離散フーリエ変換(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transform)を行うことで得られる、0.8μsの信号を10個つなげたものをショート・トレーニング・シンボルとしている。ここで、12個のサブキャリアに指定する信号をb0〜b11とする。RF(Radio Frequency)の周波数の低い方から並べると、IDFTを行う前のショートプリアンブル信号pSは
In wireless LAN communication for a single user, a short training symbol is used to detect a signal from a communication partner. In the example of IEEE802.11a, when communication is performed using 52 subcarriers, a specific signal is used for 12 subcarriers, and
と表せる。ベースバンド信号に落とした時に、直流成分に対応する中心には0が入れられている。この信号にIDFTを行うことで得られるsS,0〜sS,63はsS,0〜sS,15を4回繰り返したものとなっているため、以後、sS,0〜sS,15を代表として説明する。 It can be expressed. When dropped to the baseband signal, 0 is put in the center corresponding to the DC component. Obtained by performing the IDFT on the signal s S, 0 for ~s S, 63 has a a repeat four times s S, 0 ~s S, 15 , thereafter, s S, 0 ~s S 15 as a representative.
図11は、ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルからなるOFDMパケットの概略を示す図である。この0.8μsの信号(ショート・トレーニング・シンボル1個分)を、1サンプル50nsとして、16サンプルからなるショート・トレーニング・シンボルsS,0〜sS,15として表現できる。受信側では、このs0〜s15を受信し、相関を畳みこみ演算により相関値を算出し、信号位置を検出することができる。さらに、ショート・トレーニング・シンボルsS,0〜sS,15は10個連続して送信しているため、この受信信号の相関値の変動を観測することで通信相手との周波数ずれを推定することができる。
FIG. 11 is a diagram illustrating an outline of an OFDM packet including a short training symbol, a long training symbol, and a data symbol. This 0.8 μs signal (for one short training symbol) can be expressed as a short training symbol s S, 0 to s S, 15 consisting of 16 samples with one
ここで、ρtは時刻tにおけるショート・トレーニング・シンボルとの相関値、rl,tは基地局のl番目のアンテナにおける時刻tの受信信号を表す。受信信号yjが周波数領域の信号だったのに対し、rl,tは時間領域の受信信号に対応する。ショート・トレーニング・シンボルを受信すると、数式6により相関値のピークを0.8μsごと10回観測することになる。この受信位置を基に、OFDM信号に離散フーリエ変換(DFT:Discrete Fourier Transform)を行うことによって信号位置を決定できる。また、検出される10個の相関値のピークにおける時刻をT0〜T9とすると、ρt(t=T0〜T9)の位相の変化から、周波数ずれを検出できる。ピークごとに位相がθSずつ回転している場合には、θSに対応する大きさだけ基地局と端末間で周波数がずれていることになる。よって、例えば受信信号に対し、以下の数式7のように逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。
Here, ρ t represents the correlation value with the short training symbol at time t, and r l, t represents the received signal at time t at the l-th antenna of the base station. Whereas the received signal y j is a frequency domain signal, r l, t corresponds to the time domain received signal. When the short training symbol is received, the peak of the correlation value is observed 10 times every 0.8 μs according to
ロング・トレーニング・シンボル部ではさらに位相回転の詳細な推定および、チャネル情報の推定を行うことができる。ロング・トレーニング・シンボルは図11に示すように、8μsの2つ分のOFDMシンボルを束ねた構造のロング・トレーニング・シンボル(1)、または、4μsのロング・トレーニング・シンボル(2)、またはその両方を用いることができる。 In the long training symbol portion, it is possible to perform further detailed estimation of phase rotation and channel information. As shown in FIG. 11, the long training symbol is a long training symbol (1) structured by bundling two OFDM symbols of 8 μs, or a long training symbol (2) of 4 μs, or its Both can be used.
まず、ロング・トレーニング・シンボルを用いた周波数ずれの補償について説明する。ロング・トレーニング・シンボルでは、データサブキャリアに特定の信号を定める。ここで、IEEE802.11aのフォーマットに沿い、52のサブキャリアに用いる信号p0〜p51を生成する。次に、p0〜p51に直流成分に0、周波数帯域の端にも0を挿入して得られる64個の信号にDFTを行い、得られる時間領域の信号sL,0〜sL,63を用いてロング・トレーニング・シンボルを生成する。DFT前のロング・トレーニング・シンボルは、RF周波数における低い周波数サブキャリアから順に First, frequency offset compensation using a long training symbol will be described. The long training symbol defines a specific signal for the data subcarrier. Here, in accordance with the IEEE 802.11a format, signals p 0 to p 51 used for 52 subcarriers are generated. Next, DFT is performed on 64 signals obtained by inserting 0 in the direct current component into p 0 to p 51 and 0 in the end of the frequency band, and the obtained time domain signals s L, 0 to s L, 63 is used to generate a long training symbol. Long training symbols before DFT are in order from low frequency subcarriers at RF frequency.
上記にIDFTを行うことで、64の時間領域信号sL,1〜sL,63が得られる。ロング・トレーニング・シンボル(1)は160サンプルの時系列の信号で構成され、以下に示す数式9のように表すことができる。
By performing IDFT as described above, 64 time domain signals s L, 1 to s L, 63 are obtained. The long training symbol (1) is composed of a time-series signal of 160 samples and can be expressed as
ロング・トレーニング・シンボル(2)は80サンプルの時系列の信号で構成され、以下に示す数式10のように表すことができる。
The long training symbol (2) is composed of a time-series signal of 80 samples and can be expressed as
つまり、ロング・トレーニング・シンボルはsL,0〜sL,63の少なくとも一部の繰り返し信号になっている。受信側においては、この周期性を利用し、受信信号の位相ずれから、周波数ずれを補償する。sL1の例においては、sL,0〜sL,63が2回繰り返しているため、ロング・トレーニング・シンボルが受信されるタイミングをTLとすると、1回目のsL,0はTL+31、2回目のsL,0はTL+95で得られることになる。よって、受信信号の自己相関により、 That is, the long training symbol is a repetitive signal of at least a part of s L, 0 to s L, 63 . On the receiving side, this periodicity is used to compensate for the frequency shift from the phase shift of the received signal. In the example of s L1 , since s L, 0 to s L, 63 are repeated twice, if the timing at which the long training symbol is received is TL , the first s L, 0 is TL +31, the second s L, 0 is obtained by T L +95. Therefore, due to the autocorrelation of the received signal,
を得る。このρL,lの位相φL,lが64サンプルにおける位相回転となる。この値は、アナログデジタル変換機(すなわち、アンテナ)ごとに得られるが、特定の受信装置の値を用いたり、受信レベルの大きい受信装置を選択したり、すべての受信装置で得られるρL,lを平均化したり、位相φL,lを平均したりして得られる位相φLを用いることができる。また、ロング・トレーニング・シンボル(2)sL2の場合には、sL,58〜sL,63が2回繰り返している。よって、1回目のsL,58が測定されるタイミングをTLとすると、2回目のsL,58はTL+64で得られることになる。よって、受信信号の自己相関により、 Get. The phase φL , l of ρL , l is the phase rotation in 64 samples. This value is obtained for each analog-to-digital converter (ie, antenna). However, the value of a specific receiving device is used, a receiving device having a high reception level is selected, or ρ L, or averaging the l, it can be used phase phi L obtained by or average phase φ L, l. In the case of the long training symbol (2) s L2 , s L, 58 to s L, 63 are repeated twice. Therefore, when the timing of first s L, 58 is measured and T L, the second s L, 58 will be obtained by T L + 64. Therefore, due to the autocorrelation of the received signal,
このρL,lの位相θL,lが64サンプルにおけるl番目の受信装置で得られる位相回転となる。これも同様に、選択したり、平均化したりすることにより、位相φLを算出することができる。受信信号r’l,tはショート・トレーニング・シンボルによる周波数補償を受けたl番目のアンテナのタイミングtにおける受信信号である。ここで得られたθLにより、周波数ずれを以下のように補償できる。 Phase theta L, l of the [rho L, l is the phase rotation obtained by the l th reception apparatus in 64 samples. This likewise, or selected by or averaged, it is possible to calculate the phase phi L. The received signals r ′ l, t are received signals at the timing t of the l-th antenna that has undergone frequency compensation by the short training symbol. The obtained here theta L, can be compensated as follows frequency deviation.
のように逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。
さらに、当該ロング・トレーニング・シンボルにより、チャネル情報を推定できる。ロング・トレーニング・シンボルのsL,0〜sL,63に対応する受信信号、r”l,TL〜r”l,TL+63に対し、DFTを行い、データサブキャリアに対応する52の成分をyl,0〜yl,51として0〜51番目のサブキャリアに対応する受信信号が得られる。m番目のロング・トレーニング・シンボルに対応する受信信号にDFTを行って得られたj番目のサブキャリアのアンテナ1〜Nにおける受信信号ベクトルは
Thus, the frequency shift can be compensated by applying the reverse phase rotation.
Furthermore, channel information can be estimated by the long training symbol. DFT is performed on the received signals r ″ l, TL to r ″ l, TL + 63 corresponding to s L, 0 to s L, 63 of the long training symbol, and 52 components corresponding to the data subcarriers are represented by y. Received signals corresponding to 0th to 51st subcarriers are obtained as l, 0 to y1,51. The received signal vector at
と表せる。am,1〜am,Lkはロング・トレーニング・シンボルに用いる符号化係数であり、 It can be expressed. a m, 1 to a m, Lk are coding coefficients used for the long training symbol,
と表せる。ここで、 It can be expressed. here,
となるように、Aは決定される。符号化係数行列Aの役割は、チャネル推定を可能にするパイロット信号を全アンテナから送信し、送信電力を有効に利用することにある。単にチャネル推定を行うのであれば、各アンテナからそれぞれ信号を出す、つまり行列Aとして、要素1の対角行列を用いることができるが、あるアンテナが送信中に他のアンテナが送信できないため、効率的でなくなる。Aとしては、ウォルシュ符号を用いることもできるし、DFTの変換行列を用いることもできる。Lk個のロング・トレーニング・シンボルの受信信号ベクトルy1,j〜yLk,jを用いて受信信号行列Yjを表すと、以下に示す数式17のように表すことができる。
A is determined so that The role of the coding coefficient matrix A is to transmit a pilot signal enabling channel estimation from all antennas and to effectively use transmission power. If only channel estimation is performed, a signal is output from each antenna, that is, a diagonal matrix of
すなわち、基地局9において、pj、Aを予め知っておくことで、Hk,jWk,jの推定行列H’W,k,jは、以下に示す数式18のように表すことができる。
That is, the
熱雑音が十分に小さければ、 H’W,k,j=Hk,jWk,jである。
上記のロング・トレーニング・シンボルの動作を図12により説明する。図12は、端末のアンテナ数が2であった場合のトレーニング・シンボルの図である。ロング・トレーニング・シンボルは2つのアンテナから2OFDMシンボルにより送信されており、ストリーム1からは、係数a1,1およびa1,2を各サブキャリアの既知信号pjに乗算したうえで、それぞれ送信する。ストリーム2からは、係数a2,1およびa2,2を各サブキャリアの基地信号pjに乗算したうえで、それぞれ送信する。受信時には、ストリーム1のa1,1が乗算されたOFDMシンボルと、ストリーム2のa2,1が乗算されたOFDMシンボルが同時に受信され(時間1)、ストリーム1のa1,2が乗算されたOFDMシンボルと、ストリーム2のa2,2が乗算されたOFDMシンボルが同時に受信される(時間2)ことがわかる。よって、j番目のサブキャリアにおいて、時間1に対応する受信信号ベクトルy1,jとy2,jから、数式17から受信信号行列Yjが[y1,jy2,j]として生成でき、数式18から2×2のチャネル行列を得ることができる。
If the thermal noise is sufficiently small, H ′ W, k, j = H k, j W k, j .
The operation of the long training symbol will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a diagram of training symbols when the number of antennas of the terminal is two. The long training symbols are transmitted from 2 antennas by 2 OFDM symbols, and from
このようにして、従来のシングルユーザMIMO技術は、同期、チャネル推定を行い、数式3のように受信ウエイトを演算し、数式4のようにデータシンボルの復号を行うことができる。
In this way, the conventional single user MIMO technique can perform synchronization and channel estimation, calculate the reception weight as shown in
しかしながら、MU−MIMO通信の上り回線では、以下のような問題が生じていた。基地局が複数の端末から同一時間同一周波数による送信信号を受信すると、各送信信号の間で周波数ずれや信号到来時間が異なってしまう。また、基地局が同時に受信する信号のレベルに開きがあると、量子化誤差により受信電力の小さい端末の通信品質を著しく低下させてしまう。
上記のように、基地局が複数の端末から同時に受信を行う上り回線MU−MIMO通信において、端末ごとの周波数のずれ、到来時間のずれ、受信レベルの差により、通信の品質が低下してしまい、通信を確立することができなくなる等の問題があった。
However, the following problems have occurred in the uplink of MU-MIMO communication. When the base station receives transmission signals with the same frequency and the same time from a plurality of terminals, the frequency shift and the signal arrival time differ between the transmission signals. In addition, if there is a gap in the level of the signal received by the base station at the same time, the communication quality of the terminal with low received power is significantly reduced due to quantization error.
As described above, in uplink MU-MIMO communication in which the base station receives data simultaneously from a plurality of terminals, communication quality deteriorates due to a frequency shift, arrival time shift, and reception level difference for each terminal. There was a problem that communication could not be established.
上記事情に鑑み、本発明は、基地局が複数の端末から同時に受信を行う上り回線MU−MIMO通信において、通信の品質の低下を軽減する技術を提供することを目的とする。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a technique for reducing deterioration in communication quality in uplink MU-MIMO communication in which a base station simultaneously receives data from a plurality of terminals.
本発明の一態様は、複数の端末が同一の周波数を用いて基地局へ同時にデータの送信を行う無線通信システムであって、前記基地局は、複数の端末からの信号を受信する受信部と、前記端末から送信され前記受信部が受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出部と、前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定部と、複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生成部と、前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信部と、を備え、前記端末装置は、前記基地局からの信号を受信する受信部と、受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信部において受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定部と、前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定部によって算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信部と、を備える。 One aspect of the present invention is a wireless communication system in which a plurality of terminals simultaneously transmit data to a base station using the same frequency, wherein the base station includes a receiving unit that receives signals from the plurality of terminals. The signal position for detecting the signal position shift of the signal transmitted from each terminal by the correlation between the training symbol transmitted from the terminal and received by the receiving unit and the training symbol held by itself A frequency shift estimation unit that estimates a frequency shift for each of the terminals based on a phase difference between the detection unit, the training symbol, and the training symbol designated by the own device for the terminal; On the other hand, a control for generating a control signal including an identifier and information specifying a training symbol used for uplink transmission at the same frequency and the same time. And a downlink transmission unit that generates and transmits a downlink transmission signal including the control signal, and the terminal apparatus receives the signal from the base station, A synchronization / timing setting unit that extracts the control signal from the downlink transmission signal and calculates a frequency shift obtained from the signal received by the reception unit when the identifier included in the control signal indicates the own device And a transmission unit that corrects and transmits a transmission signal to which a unique training symbol specified by the control signal is added based on the frequency shift calculated by the synchronization / timing setting unit.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、予め定められた端末間の受信レベル差を超えない端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末のグループとしてとして選択する。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the control signal generation unit simultaneously communicates terminals that do not exceed a predetermined reception level difference between terminals using the same frequency. Select as a group.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、同一の周波数を用いて同時に通信を行うグループの端末からの受信電力のずれが、予め定められた許容電力差以下になるように、各端末に送信電力を低減させる電力量を決定し、送信電力の低減量の指定を前記制御信号に含める。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the control signal generation unit is configured such that a deviation in received power from a terminal in a group that simultaneously performs communication using the same frequency is a predetermined allowable power. The amount of power for reducing the transmission power for each terminal is determined so as to be equal to or less than the difference, and designation of the amount of transmission power reduction is included in the control signal.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、同一の周波数を用いて同時に通信を行うグループの端末からの受信電力のずれが、予め定められた最大電力低減量と許容電力差との和を超えない端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末のグループとしてとして選択する。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the control signal generation unit is configured such that a deviation in received power from a group of terminals that simultaneously perform communication using the same frequency is a predetermined maximum power. Terminals that do not exceed the sum of the reduction amount and the allowable power difference are selected as a group of terminals that simultaneously communicate using the same frequency.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、各端末に対し推定した信号の到来時間を測定し、自装置から信号の送信要求を行った後に生じる遅延時間の計測を行い、各端末から応答信号が自装置へ届くまでの遅延時間が所定の範囲内になるように送信タイミングの指定を行う制御信号を前記制御信号に含めることによって、前記端末の送信タイミングを制御する。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, in which the control signal generation unit measures a signal arrival time estimated for each terminal and generates a delay after making a signal transmission request from the own device. By measuring the time and including in the control signal a control signal for specifying the transmission timing so that the delay time until each response signal arrives at its own device from each terminal is within the predetermined range, the transmission of the terminal Control timing.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記制御信号生成部は、一の端末について周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間、が予め定められた範囲を超える場合に、前記一の端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末として選択しない。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the control signal generation unit is configured such that the frequency shift, the clock shift, and the delay time for one terminal exceed the predetermined range. The terminal is not selected as a terminal that performs simultaneous communication using the same frequency.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、受信したトレーニング・シンボルから、自装置から端末に対し指定したトレーニング・シンボルの情報により端末に対するチャネル情報を推定するチャネル情報推定手段であって、トレーニング・シンボルがL×Lの直交符号
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記端末装置の前記送信部は、固有のトレーニング・シンボルとして、前記基地局が各端末装置からの信号受信タイミングを知るために用いるトレーニング・シンボルを、他の端末装置と異なる時間で送信する。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, in which the transmission unit of the terminal apparatus uses the training used by the base station to know signal reception timing from each terminal apparatus as a unique training symbol. Transmit symbols at a different time from other terminal devices.
本発明の一態様は、上記の無線通信システムであって、前記端末装置の前記送信部は、固有のトレーニング・シンボルとして、前記基地局が各端末装置からの信号受信タイミングを知るために用いるトレーニング・シンボルを、他の端末装置と異なる時間で送信し、他の端末装置が信号位置推定用のトレーニング・シンボルを送信しているタイミングにおいて、当該他の端末装置が信号位置推定用のトレーニング・シンボルに用いている周波数チャネル以外の周波数チャネルを用いて、チャネル推定用のトレーニング・シンボルを送信する。 One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, in which the transmission unit of the terminal apparatus uses the training used by the base station to know signal reception timing from each terminal apparatus as a unique training symbol. The symbol is transmitted at a time different from that of the other terminal apparatus, and the other terminal apparatus transmits the training symbol for signal position estimation at the timing when the other terminal apparatus transmits the training symbol for signal position estimation. A channel estimation training symbol is transmitted using a frequency channel other than the frequency channel used in the above.
本発明の一態様は、複数の端末が同一の周波数を用いて基地局へ同時にデータの送信を行う無線通信システムが行う無線通信方法であって、前記基地局が、複数の端末からの信号を受信する受信ステップと、前記基地局が、前記端末から送信され前記受信ステップにおいて受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出ステップと、前記基地局が、前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定ステップと、前記基地局が、複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生ステップと、前記基地局が、前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信ステップと、前記端末装置が、前記基地局からの信号を受信する受信ステップと、前記端末装置が、受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信ステップにおいて受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定ステップと、前記端末装置が、前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定ステップにおいて算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信ステップと、を有する。 One aspect of the present invention is a wireless communication method performed by a wireless communication system in which a plurality of terminals simultaneously transmit data to a base station using the same frequency, and the base station receives signals from the plurality of terminals. The signal position of the signal transmitted from each terminal due to the correlation between the receiving step of receiving and the training symbol transmitted from the terminal and received by the base station in the receiving step and the training symbol held by itself. A signal position detecting step for detecting a shift for each terminal, and the base station detects a frequency shift based on a phase difference between the training symbol and a training symbol designated by the own apparatus to the terminal. A frequency shift estimation step that is estimated every time, and the base station determines the identifier and the same frequency at the same time for each of a plurality of terminals. A control signal generating step for generating a control signal including information specifying a training symbol used in uplink transmission, and a downlink in which the base station generates and transmits a downlink transmission signal including the control signal. A transmitting step, a receiving step in which the terminal apparatus receives a signal from the base station, and the terminal apparatus extracts the control signal from the received downlink transmission signal, and the identifier included in the control signal Indicates a self-device, a synchronization / timing setting step for calculating a frequency shift obtained from the signal received in the reception step, and the terminal device adds a unique training symbol specified by the control signal. The transmitted signal is corrected based on the frequency deviation calculated in the synchronization / timing setting step and transmitted. And a transmission step.
本発明により、複数の通信相手から空間多重方式を用いて同時刻同一周波数を用いて受信する場合に、通信可能な端末を選択し、各端末に同期を行い、チャネル情報を推定し、復調を行う。そのため、複数の端末から同時に受信を行う上り回線MU−MIMO通信において通信の品質の低下を軽減することが可能となる。 According to the present invention, when receiving data from a plurality of communication partners using the same time and the same frequency using the spatial multiplexing method, a terminal capable of communication is selected, synchronized to each terminal, channel information is estimated, and demodulation is performed. Do. Therefore, it is possible to reduce deterioration in communication quality in uplink MU-MIMO communication in which reception is performed simultaneously from a plurality of terminals.
図1は、本発明の実施形態における無線通信システムの機能構成を示す図である。以下、図1を参照して種々の実施形態について説明する。
図1において、1は基地局、2−1〜2−Kは端末、1−2、2−1−4〜2−K−4は送信信号生成部、1−3、2−1−2〜2−K−2は無線信号送受信部、1−4−1〜1−4−N、2−1−1−1〜2−K−1−MKはアンテナ、1−5は位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部、2−1−3〜2−K−3は位置検出チャネル推定同期部、1−6、2−1−5〜2−K−5は復調部、2−1−6〜2−K−6は同期・タイミング設定部、1−7は復号判定部、を表す。M1は端末2−1のアンテナ数、Mkは端末2−kのアンテナ数、Nは基地局1のアンテナ数である。2次変調として直交波分割多重方式(OFDM)を用い、パケットによる通信を行う場合について説明する。
FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. Hereinafter, various embodiments will be described with reference to FIG.
In FIG. 1, 1 is a base station, 2-1 to 2-K are terminals, 1-2, 2-1-4 to 2-K-4 are transmission signal generators, 1-3, 2-1-2. 2-K-2 is a radio signal transmission / reception unit, 1-4-1-1-4-N, 2-1-1-1-2-K-1-M K is an antenna, and 1-5 is a position detection / channel. Estimated user separation and synchronization unit, 2-1-3 to 2-K-3 are position detection channel estimation synchronization units, 1-6 and 2-1-5 to 2-K-5 are demodulation units, and 2-1-6 to 2-K-6 represents a synchronization / timing setting unit, and 1-7 represents a decoding determination unit. M 1 is the number of antennas of terminal 2-1, M k is the number of antennas of terminal 2-k, and N is the number of antennas of
本実施形態における基地局1、端末2−1〜2−kを構成する部の主な機能について説明する。まず基地局1の送信信号生成部1−2は、上り回線の通信を行う端末を決定し、上り回線を行う端末に対し、対象となる端末のグループID(端末の識別子)、送信を行う時間区間、用いるトレーニング・シンボルの種類、送信タイミング設定、送信電力設定のうち少なくとも一つからなる制御信号を含む信号(Sig1)を生成する。無線信号送受信部1−3は、アンテナ1−4−1〜1−4−Nのうち少なくとも一つを介して、送信信号生成部1−2によって生成された信号(Sig1)を送信する。
Main functions of the units constituting the
端末2−kの無線信号送受信部2−k−2は、アンテナ2−k−1−1〜2−k−1−Mkのうち少なくとも一つを介して信号を受信する。位置検出チャネル推定同期部2−k−3は同期を行い、復調部2−k−5は復調を行う。復調部2−k−5は、受信したSig1の制御信号から、対象となる端末のグループID、送信を行う時間区間、用いるトレーニング・シンボルの種類、送信タイミング設定、送信電力設定のうちすくなくとも一つを取得し、同期・タイミング設定部2−k−6に出力する。このとき、制御信号に記載されていない情報についても、基地局1からの受信信号の同期ブロックから得られた基地局1との周波数ずれやクロックずれについての情報を取得し、同期・タイミング設定部2−k−6に出力しても良い。
The radio signal transmitting / receiving unit 2-k-2 of the terminal 2-k receives a signal via at least one of the antennas 2-k-1-1-1 to 2-k-1- Mk . The position detection channel estimation synchronization unit 2-k-3 performs synchronization, and the demodulation unit 2-k-5 performs demodulation. The demodulator 2-k-5 receives at least one of the group ID of the target terminal, the time interval for transmission, the type of training symbol used, the transmission timing setting, and the transmission power setting from the received control signal of Sig1. Is output to the synchronization / timing setting unit 2-k-6. At this time, for information that is not described in the control signal, information on frequency shift and clock shift with the
端末2−kの同期・タイミング設定部2−k−6は、Sig1により通知されたか、基地局1との同期時に取得された、周波数ずれ、クロックずれ、送信タイミング設定、送信電力設定、トレーニング・シンボルの種類、のうち少なくとも一つの情報を用い、送信信号生成部2−k−4に送信信号の出力指示を行う。送信信号生成部2−k−4は、送信信号を生成し、指定されたトレーニング・シンボルを付加し、無線信号送受信部2−k−2へ出力する。無線信号送受信部2−k−2は、入力された送信信号に対して、通知された周波数ずれを補償し、アンテナより無線パケットとして出力する。ここで、トレーニング・シンボルは、端末2−1〜2−kが送信する前に端末毎に予め与えられ、無線信号送受信部2−1−1〜2−k−2が備える記憶部において保持される。トレーニング・シンボルは、Sig1の制御信号により指定されてもよいし、グループIDや通信相手を指定する順番により用いるトレーニング・シンボルを判定してもよいし、基地局1との過去の通信時に固定のトレーニング・シンボルを割り当ててもよい。なお、基地局1より、送信電力を制御するための情報を受信したことを同期・タイミング設定部2−k−6が検出したときは、無線信号送受信部2−k−2が当該情報に基づいて、送信電力制御を行う。
The synchronization / timing setting unit 2-k-6 of the terminal 2-k receives a frequency shift, a clock shift, transmission timing setting, transmission power setting, training power setting, training power, Using at least one of the types of symbols, the transmission signal generation unit 2-k-4 is instructed to output a transmission signal. The transmission signal generation unit 2-k-4 generates a transmission signal, adds a designated training symbol, and outputs the transmission signal to the radio signal transmission / reception unit 2-k-2. The radio signal transmission / reception unit 2-k-2 compensates the notified frequency shift for the input transmission signal, and outputs it as a radio packet from the antenna. Here, the training symbols are given in advance for each terminal before the terminals 2-1 to 2-k transmit, and are held in a storage unit included in the radio signal transmitting / receiving units 2-1 to 2-k-2. The The training symbol may be specified by the control signal of Sig1, the training symbol to be used may be determined according to the order in which the group ID or the communication partner is specified, or fixed during past communication with the
一方、基地局1は、複数の端末から同時に受信した無線パケットについて、各無線パケットに付加されているトレーニング・シンボルを利用して、フレーム同期ずれ、周波数ずれを検出する。すなわち、アンテナを介して受信された信号は、無線信号送受信部1−3によりデジタル信号として、位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部1−5へ入力される。位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部1−5は、各端末に指定されたトレーニング・シンボルを利用して、信号位置ずれ、周波数ずれを検出する。
On the other hand, the
チャネル解析部1−8は、基地局1が受信した信号から検出された各端末からの受信電力を、上り回線を同時・同一周波数で行う端末を決定するために記憶する。チャネル解析部1−8は、同時に送信する端末群の各端末からの受信電力が同程度になるように、各端末に対して送信電力を制御するための情報を決定して記憶しても良い。チャネル解析部1−8は、各端末への送信電力の制御信号を、上り回線の端末の組み合わせに応じてそれぞれ個別に記憶する。送信電力の制御信号は、上り回線を行う端末の組み合わせにおいて、各端末からの基地局1における受信信号レベルの信号差が一定レベル以下になるように決定される。例えば、チャネル解析部1−8は、基地局1の受信レベルがPd[dB]以下になるように各端末に送信信号電力の低減値を設定する。送信電力の低減値がP0[dB]を上回る値を設定する必要がある場合には、チャネル解析部1−8は、同時の上り回線を行う端末の組み合わせにその端末を含めないようにする。たとえば、Pdを3として、P0を10とすると、何も送信電力制御を行わない場合の基地局1における受信電力の差が13[dB]より大きいと、この端末は同時同一周波数で上り回線を行う組み合わせとして指定されない。また、チャネル解析部1−8は、信号位置ずれ、周波数ずれを、端末ごとに検出する。そして、各端末が事前補償できるように、チャネル解析部1−8はこれらを各端末に通知しても良い。これらの情報は前述のSig1の制御情報に含めることができる。
The channel analysis unit 1-8 stores the received power from each terminal detected from the signal received by the
本システムにおいても、従来と同様のシングルユーザ通信は行われる。端末2−kからの上り回線通信を考える。送信信号生成部2−k−4が送信信号を生成すると、無線信号送受信部2−k−2が変調、ガードインターバルの付与を行う。そして、無線信号送受信部2−k−2が、アナログ信号への変換、アップコンバートを行い、アンテナ2−k−1−1〜2−k−1−Mkのうち少なくとも一つを介して送信する。基地局1の無線信号送受信部1−3は、アンテナ1−4−1〜1−4−Nのうち少なくとも一つを介して信号を受信し、ダウンコンバート、デジタル信号への変換を行う。位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部1−5は、信号位置の検出、周波数ずれの検出と補償、チャネル情報の推定を行う。この際、位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部1−5は、一つの端末からの受信信号を扱う場合には、ユーザ分離は行わない。この場合、位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部1−5は、端末2−kに対するチャネルの大きさ、周波数ずれの値、遅延量についてチャネル解析部1−8に出力する。復調部1−6は、受信された信号を復調し、もとの送信されたビットを抽出する。
Also in this system, the same single user communication as before is performed. Consider uplink communication from terminal 2-k. When the transmission signal generation unit 2-k-4 generates a transmission signal, the radio signal transmission / reception unit 2-k-2 performs modulation and assigns a guard interval. Then, the radio signal transmission / reception unit 2-k-2 performs conversion to an analog signal, up-conversion, and transmits via at least one of the antennas 2-k-1-1-1 to 2-k-1- Mk. To do. The radio signal transmission / reception unit 1-3 of the
復号判定部1−7は、復調されたビット系列の誤り判定を行い正常受信されたか否かを判定する。復号判定部1−7は、正常に復号されたと判定した場合には、送信信号生成部1−2にその旨を通知する。送信信号生成部1−2は、この通知に応じて、正常に復号されたことを通知するACK信号を生成する。無線信号送受信部1−3は、ACK信号に対し変調を行い、必要な制御信号を加え、アナログ信号に変換し、アップコンバートしアンテナ1−4−1〜1−4−Nのうち少なくとも一つ以上を介して送信する。 The decoding determination unit 1-7 performs error determination on the demodulated bit sequence and determines whether or not the signal has been normally received. When the decoding determination unit 1-7 determines that the decoding has been normally performed, the decoding determination unit 1-7 notifies the transmission signal generation unit 1-2 of that fact. In response to this notification, the transmission signal generation unit 1-2 generates an ACK signal notifying that the decoding has been normally performed. The radio signal transmitting / receiving unit 1-3 modulates the ACK signal, adds a necessary control signal, converts it to an analog signal, up-converts it, and at least one of the antennas 1-4-1 to 1-4-N. Send via the above.
下り回線において信号が送信されると、端末2−kの無線信号送受信部2−k−2はアンテナ2−k−1−1〜2−k−1−Mkを介して信号を受信する。無線信号送受信部2−k−2は、受信したACK信号に対しダウンコンバート、デジタル信号への変換を行う。位置検出チャネル推定同期部2−k−3は、信号位置の検出と周波数ずれ補償、チャネル情報の推定を行う。復調部2−k−5は、受信信号を復調し、上り回線通信が正常通信したことを検出する。また、基地局1のチャネル解析部1−8は、端末ごとにチャネルの大きさ、周波数ずれ、クロックずれ、遅延量、それらの安定性を記憶する。
周波数ずれは前述のθSとθLから、1シンボルごとの位相回転量として、以下の数式21のように得ることができる。
When a signal is transmitted on the downlink, the radio signal transmitting / receiving unit 2-k-2 of the terminal 2-k receives the signal via the antennas 2-k-1-1-1 to 2-k-1- Mk . The radio signal transmitting / receiving unit 2-k-2 performs down-conversion on the received ACK signal and conversion into a digital signal. The position detection channel estimation synchronization unit 2-k-3 performs signal position detection, frequency shift compensation, and channel information estimation. The demodulator 2-k-5 demodulates the received signal and detects that the uplink communication is normal. Further, the channel analysis unit 1-8 of the
The frequency shift can be obtained from the above-described θ S and θ L as the amount of phase rotation for each symbol, as shown in
遅延量は、RTS/CTS(Request to Send/Clear to Send)を用いた通信や、ACKが端末から帰ってくる際に、基地局で返信を求める信号を送信した後どのくらいの遅延量で返信が確認できるかを示す値である。例えば、IEEE802.11では基地局1が通信完了した後、SIFS(Short InterFrame Space)間隔でACK信号が戻る。しかし、実際に送信完了してから受信するまでにSIFS間隔+装置信号処理遅延+伝搬路遅延に対応する時間遅延して、信号が受信される。よって、制御信号送信後、返信が来るまでの時間Dを端末ごとに記憶しておくことで、遅延時間が各端末に対しどれだけ存在するか判定できる。具体的には、送信してから返信を検出するまでの時間をDとし、制御で定められた待機時間をDSとすると、遅延時間DPは、(D−DS)と表すことができる。また、クロックずれは、データシンボルの復調時に既知信号を挿入したパイロットサブキャリアの位相の回転量により判定できる。安定性の情報については後述する。このように記憶された端末2−kの周波数ずれ、クロックずれ、遅延量は、その端末2−kの識別子とともに、送信信号生成部1−2が端末制御信号としてビットに変換する。端末制御信号は、制御信号(Sig1)に含められる。無線信号送受信部1−3は、アンテナ1−4−1〜1−4−Nを介して制御信号を端末2−kに送信する。
The amount of delay is the amount of delay after RTS / CTS (Request to Send / Clear to Send) communication or when a signal requesting a reply is sent from the base station when an ACK is returned from the terminal. It is a value indicating whether it can be confirmed. For example, in IEEE 802.11, after the
端末2−kの無線信号送受信部2−1−kは、アンテナ2−k−1−1〜2−k−1−Mkの少なくとも一つを介して制御信号を受信する。位置検出チャネル推定同期部2−k−3は、信号位置検出、同期、チャネル推定を行う。復調部2−k−5は、受信された制御信号を復調する。復調されたビット情報の中に端末制御信号が含まれていると、同期・タイミング設定部2−k−6は、端末制御信号に含まれている識別子が自装置の識別子と一致するか否か判定する。一致した場合には、同期・タイミング設定部2−k−6は、搬送波の周波数、クロックが基地局と同一になるように補正をかける。ここで、同期・タイミング設定部2−k−6は、搬送波の周波数、クロックの補正を行う際に、制御信号によらず、基地局1からの受信信号との同期を行う際に得られた情報を用いてもよい。また、同期・タイミング設定部2−k−6は、制御信号が基地局1から送信されて端末2−kからある制御時間後に返信する場合に、この遅延時間が一定値D0になるように、制御時間の調整を行っても良い。この遅延時間D0は、シングルユーザの上り回線において要求される遅延時間より、大きく設定されてもよい。周波数ずれの補正は、搬送波の周波数を発生する基準信号発生装置を調整してもよいし、l番目のアンテナから送信する時間領域の送信信号ul,tに対し、受信信号に周波数ずれ補償を行うときと同様に、
The radio signal transmission / reception unit 2-1-k of the terminal 2-k receives a control signal via at least one of the antennas 2-k-1-1-1 to 2-k-1- Mk . The position detection channel estimation synchronization unit 2-k-3 performs signal position detection, synchronization, and channel estimation. The demodulator 2-k-5 demodulates the received control signal. When the terminal control signal is included in the demodulated bit information, the synchronization / timing setting unit 2-k-6 determines whether or not the identifier included in the terminal control signal matches the identifier of the own device. judge. If they match, the synchronization / timing setting unit 2-k-6 performs correction so that the frequency and clock of the carrier wave are the same as those of the base station. Here, the synchronization / timing setting unit 2-k-6 was obtained when performing synchronization with the received signal from the
として、補償された送信信号u’l,tをベースバンド信号として生成することで、周波数ずれを予め補償した送信信号を生成できる。
上り回線通信を各端末と行うことで、チャネル解析部1−8は、通信相手となる端末の周波数ずれ、クロックずれ、チャネルの大きさ、遅延時間に対する情報を収集することができる。また、前述のように端末制御信号を各端末に送信することで、周波数ずれ、クロックずれを0に近づけ、遅延時間を一定値D0に近づけることができる。しかし、これらの推定値には誤差があり、また、端末にも個体差や時間に対する不安定性があるため、必ずしもコントロールできない場合がある。先に述べた安定性とは、端末がどの程度制御可能かを示すパラメータとして用いることができる。すなわち、端末制御信号を挿入して、端末の同期・タイミング設定部2−1−6〜2−k−6により周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間を再設定した結果、その後再び周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間を測定し、期待値内に収まったかを判定する。安定性が低い場合には、上り回線MU−MIMO通信は不可能と判断し、当該端末に上り回線MU−MIMOを行わないことができる。例えば、周波数ずれθがθ0以下であり、且つ遅延量DがD0±ΔDの範囲内になる場合に上り回線MU−MIMOによる通信が可能な端末として判定できる。
As described above, by generating the compensated transmission signal u ′ l, t as a baseband signal , a transmission signal in which the frequency shift is compensated in advance can be generated.
By performing uplink communication with each terminal, the channel analysis unit 1-8 can collect information on the frequency shift, clock shift, channel size, and delay time of the communication partner terminal. Further, by transmitting the terminal control signals as described above to each terminal, the deviation frequency, close the clock shift to 0., it is possible to make the delay time to a constant value D 0. However, there are errors in these estimated values, and there are cases where the terminal cannot always be controlled because there are individual differences and instability with respect to time. The above-described stability can be used as a parameter indicating how much the terminal can be controlled. That is, as a result of inserting the terminal control signal and resetting the frequency shift, clock shift, and delay time by the synchronization / timing setting units 2-1-6 to 2-k-6 of the terminal, the frequency shift and clock shift are again performed thereafter. The delay time is measured to determine whether it is within the expected value. If the stability is low, it is determined that uplink MU-MIMO communication is not possible, and uplink MU-MIMO can not be performed on the terminal. For example, when the frequency shift θ is equal to or less than θ 0 and the delay amount D is in the range of D 0 ± ΔD, it can be determined as a terminal capable of communication by uplink MU-MIMO.
また、上り回線MU−MIMOの組み合わせを、チャネル解析部1−8においてグループIDによりあらかじめ決めておくこともできる。このグループIDは、下り回線MU−MIMOの通信時のものと同一のものを用いることもできる。下り回線MU−MIMOのグループIDは、同時に下り回線データを送る必要が生じる端末、または下り回線の頻度が高い端末に指定することができ、グループIDにより指定を行うことで、端末は自端末へMU−MIMO通信により信号が到来することをいち早く検出可能となる。ただし、下り回線MU−MIMO通信より、上り回線MU−MIMOの方が、端末に科す条件が多く、成立の難易度が高いため、上り回線と下り回線で独立にグループIDを指定することもできる。または、下り回線で指定したグループID内で、上り回線MU−MIMO可能な端末組み合わせをサブグループとして決定することもできる。または、下り回線のグループIDを用いて、各端末の上り回線で用いるストリーム数を、0を含めて各端末に指定しても良い。このように構成することで、ストリーム数が0であることを、グループから除外されたものであるとして判断することもできる。まず、上り回線MU−MIMOでは、各端末からの受信電力に差が生じてくると、基地局1における受信時に低い受信電力に対応する端末の通信品質は低下する。これは、基地局1におけるアナログ・デジタル変換器で用いることができるデジタル信号のビット数が有限であるため、低い受信電力となる端末に割り当てられるビット数が小さくなり、量子化誤差が大きくなったしまうためである。よって、上り回線MU−MIMOでは、受信電力の不均衡に対し、以下の二つのうちいずれかのアプローチにより量子化誤差の増大を防ぐ必要がある。
Also, the combination of uplink MU-MIMO can be determined in advance by the group ID in the channel analyzer 1-8. This group ID can be the same as that used during downlink MU-MIMO communication. The group ID of the downlink MU-MIMO can be specified for a terminal that needs to send downlink data at the same time or a terminal with a high downlink frequency. By specifying the group ID, the terminal can be assigned to the own terminal. It becomes possible to quickly detect that a signal arrives by MU-MIMO communication. However, uplink MU-MIMO has more conditions imposed on the terminal than downlink MU-MIMO communication, and is more difficult to establish. Therefore, group IDs can be specified independently for uplink and downlink. . Alternatively, a terminal combination capable of uplink MU-MIMO can be determined as a subgroup within a group ID designated on the downlink. Alternatively, the number of streams used on the uplink of each terminal may be specified for each terminal including 0 using the group ID of the downlink. With this configuration, it can be determined that the number of streams is 0 as being excluded from the group. First, in uplink MU-MIMO, when a difference occurs in the received power from each terminal, the communication quality of the terminal corresponding to the low received power at the time of reception in the
第一の方法では、端末からの受信電力の大きさの差がPd[dB]以下となる端末同士を組として、グループIDを割り当てる方法である。具体的には以下の通りである。第一の方法では、チャネル解析部1−8において、記憶しているチャネルの大きさが近い端末を上り回線MU−MIMOにおける同時通信端末として組み合わせる。端末2−1〜端末2−kの受信電力をP1〜Pk[dBm]とすると、あらかじめ、レベルのずれとして許される大きさをPd[dB]として設定しておき、選択した組み合わせの最大の受信電力と最小の受信電力の差がPd[dB]以下となるように設定できる。例えば、下り回線のグループID1に端末2−1〜2−4が対応している場合に、それぞれの受信電力が、55dBm,58dBm,41dBm,37dBmであったとし、Pdを5dBと定めていたとすると、端末2−1と2−2、端末2−3と2−4をそれぞれ同時通信可能な上り回線の端末組み合わせとして、上り回線信号を端末に要求することができる。
The first method is a method of assigning a group ID to a pair of terminals whose difference in magnitude of received power from the terminals is equal to or less than Pd [dB]. Specifically, it is as follows. In the first method, the channel analysis unit 1-8 combines terminals having similar stored channel sizes as simultaneous communication terminals in uplink MU-MIMO. Assuming that the received power of the terminals 2-1 to 2-k is P 1 to P k [dBm], the size allowed as the level deviation is set in advance as P d [dB], and the selected combination The difference between the maximum received power and the minimum received power can be set to be equal to or less than P d [dB]. For example, when the terminals 2-1 to 2-4 correspond to the
第二の方法では、端末に対して送信電力の変更を指定する。具体的には以下の通りである。第二の方法では、端末に送信電力の低減を要求する。つまり、端末2−kに対し、シングルユーザにおける上り回線の場合より、Pr,k[dB]だけ送信電力を下げることを指定する。つまり、上述の端末2−1〜2−4の受信電力が55dBm,58dBm,41dBm,37dBmであった場合には、送信電力低減係数、Pr,1〜Pr,4を18dB,21dB,4dB,0dBとして指定することで、すべての受信電力を37dBに揃え、量子化誤差の問題が生じないようにできる。
In the second method, a change in transmission power is specified for the terminal. Specifically, it is as follows. In the second method, the terminal is requested to reduce transmission power. That is, the terminal 2-k is designated to lower the transmission power by P r, k [dB] , compared to the case of the uplink for a single user. In other words, the received power of the above terminal 2-1 to 2-4 are 55dBm, 58dBm, 41dBm, when was 37dBm, the
また、第二の方法にさらに詳細な条件を課し、送信電力の低減量Pr,k[dB]がP0を上回る場合に、この端末を上り回線MU−MIMOの端末組み合わせとして指定しないこともできる。すなわち、P0を20[dB]としていた場合、第二の方法において、端末2−2は同時通信可能な上り回線端末の組み合わせに含めない。例えば、端末2−1〜2−4が下り回線MU−MIMO通信において同一グループIDに属していたとすると、上り回線のグル―プIDとして指定する場合には、端末2−1、2−3、2−4は該当する(下り回線グループIDのサブグループ)が、端末2−2は該当しないことになる。下り回線MU−MIMOに対応して、ACK信号などの送信により上り回線MU−MIMOを行う場合にも、端末2−2は上り回線MU−MIMO通信に含まれないため、独立のタイムスロットを用意する必要がある。また、端末2−4を含めなければ端末2−1、2−2、2−3を上り回線MU-MIMOのグループとすることもできる。 Further, more detailed conditions are imposed on the second method, and when the transmission power reduction amount P r, k [dB] exceeds P 0 , this terminal is not designated as a terminal combination of uplink MU-MIMO. You can also. In other words, if you were to P 0 and 20 [dB], in the second method, the terminal 22 is not included in the combination of simultaneously communicable uplink terminal. For example, if the terminals 2-1 to 2-4 belong to the same group ID in the downlink MU-MIMO communication, the terminals 2-1 to 2-3 are designated as the uplink group ID. 2-4 is applicable (subgroup of downlink group ID), but terminal 2-2 is not applicable. In correspondence with downlink MU-MIMO, when uplink MU-MIMO is performed by transmitting an ACK signal or the like, since terminal 2-2 is not included in uplink MU-MIMO communication, an independent time slot is prepared. There is a need to. Further, if the terminal 2-4 is not included, the terminals 2-1, 2-2, and 2-3 can be made an uplink MU-MIMO group.
ここから、端末のうち、端末2−1〜2−Uの端末に上り回線MU−MIMO通信を指定する場合について説明する。図2は、上り回線MU−MIMOの通信フローの一例を示す図である。基地局1は予め端末2−1〜2−Uが上り回線用のデータを有することを検出し、これらの端末が同時に上り回線MU−MIMOが可能な組み合わせであることを、チャネル解析部において照会する。同時に上り回線MU−MIMOが可能な組み合わせであることは、端末2−1〜2−Uからの信号の受信電力の差が、Pd以下となっていること、電力制御を行う場合は、最大電力補正量P0とPdの合計より、受信電力の差が小さいこと、前述の周波数、クロック、送信タイミングの指定をした後、当該端末からの信号が補正されているかを検出する安定度の測定で、基地局1の指定する制御が端末において行われていることを確認することで判断される。上り回線MU−MIMOを開始する際には、これらの端末を指定する上り回線MU−MIMO開始制御信号Sig1を送信する。上り回線MU−MIMO開始制御信号には、周波数ずれ、クロック、送信タイミングの補正値を含めることもできるし、送信禁止区間(NAV:Network Allocation Vector)を設定することもできる。Sig1が受信されると、各端末は無線信号送受信部2−k−2を介して、位置検出チャネル推定同期部2−k−3で信号を検出し、復調部2−k−5により、Sig1を読み取る。Sig1の中に自端末に対する周波数ずれ・クロックずれ・タイミング補償のビットが含まれれば、同期・タイミング設定部において補正を行う。さらに、上り回線で用いるデータパケットを生成する。ここで、Sig1でNAVの指定があった場合には、指定された長さ以下になるようにパケット信号を生成するか、もしくは、指定された長さになるように、データシンボルの後ろにダミーデータを挿入する。各端末はSig1受信後一定時間後に上り回線の通信信号を送信開始する。
From here, the case where uplink MU-MIMO communication is designated to the terminals 2-1 to 2-U among terminals will be described. FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a communication flow of uplink MU-MIMO. The
図2において、Sig1の受信後、端末2−1〜2−Uがデータを送信する様子を示している。データシンボルの前についたPはショート・トレーニング・シンボル、ロング・トレーニング・シンボルを含む制御信号を表す。データシンボルの後に示す点線で囲われた枠には、ダミー信号を挿入することができるし、信号を送らないこともできる。ダミー信号を挿入する場合には、同一時間で送信されている他の端末からのデータやダミー信号と相関の低い信号を選ぶことができる。例えば、端末ごとに異なるPN系列を選ぶことができる。 FIG. 2 shows a state in which the terminals 2-1 to 2-U transmit data after receiving Sig1. P in front of the data symbol represents a control signal including a short training symbol and a long training symbol. A dummy signal can be inserted into a frame surrounded by a dotted line shown after the data symbol, or no signal can be sent. When inserting a dummy signal, it is possible to select a signal having a low correlation with data or a dummy signal transmitted from another terminal transmitted at the same time. For example, a different PN sequence can be selected for each terminal.
ここで、Pに挿入するショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボルは従来のものではなく、上り回線MU−MIMO通信用のものを用いる。ここから、ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボルについて説明する。 Here, the short training symbol and the long training symbol to be inserted into P are not conventional ones but are used for uplink MU-MIMO communication. From here, the short training symbol and the long training symbol will be described.
IEEE802.11aの例で、64ポイントのDFTで52のサブキャリアを用いて通信を行う場合には、このうち12個のサブキャリアに特定の信号を使い、残りのサブキャリアに信号0、つまり信号を使わず、IDFTを行うことで得られる、0.8μsの信号を10個つなげたものをショート・トレーニング・シンボルとしていた。上り回線MU−MIMOでは、各端末に独立に信号位置、周波数ずれを推定することができる。このように信号を生成するため、基地局1はSig1を用いて、予め各端末に空間ストリーム数と、端末の順番を指定する。ここから、端末数Uを3、各端末が用いる空間多重数Lkを2とする。よって、全体の空間ストリーム数6となり、端末2−1に指定される順番は、1,2、端末2−2には、3,4、端末2−3に、5,6が割り当てられる。ショート・トレーニング・シンボルとしては、6種類以下のショート・トレーニング・シンボルが生成される。ユーザ毎に生成して、3種類とすることもできるし、端末2−1と2−2で共通とし、端末2−3に1種類として、合計2種類とすることもできる。また、ショート・トレーニング・シンボルを一種類として、従来と同様の形式を用いることもできる。これらのショート・トレーニング・シンボルの種類はSig1で指定する。基本的なルールとしては、QS種類のショート・トレーニング・シンボルを生成する場合には、IDFTを行う前のショート・トレーニング・シンボルpS,1〜pS,Qsを生成し、且つ、これらのベクトルが直交条件になるように決定する。すなわち、nとmとが等しくない場合でpS,n HpS,m=0となるように決定する。または、pS,nとpS,mをそれぞれIDFTして得られるsS,nとsS,mの畳みこみ演算を行った値が|sS,m|に比べいちじるしく小さくなるように設定できる。
In the example of IEEE 802.11a, when communication is performed using 52 subcarriers in a 64-point DFT, a specific signal is used for 12 subcarriers among them, and a
次に、ショート・トレーニング・シンボルの生成方法を3種類示す。
<ショート・トレーニング・シンボル1>
n番目のショート・トレーニング・シンボルは、12個のサブキャリアに指定する信号をbn,0〜bn,11から生成する。RFの周波数の低い方から並べると、IDFTを行う前のn番目のショートプリアンブル1の信号pS,nは
Next, three methods for generating a short training symbol are shown.
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The n-th short training symbol is generated from b n, 0 to b n, 11 to specify signals for 12 subcarriers. When arranged from the lower RF frequency, the signal p S, n of the n-th
と表せる。ただし、nとmとが異なる場合において、 It can be expressed. However, when n and m are different,
を満たすように、bn,0〜bn,11を決定する。ここで、既知信号を用いるサブキャリア数が12の場合には、12種類の互いに直交するショート・トレーニング・シンボルが生成できる。よって、帯域幅を拡大して、ショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア数を増やしたり、0を挿入するサブキャリア数を減らしたりすることにより、用いる信号の数が増え、ショート・トレーニング・シンボルとして生成可能な種類の数を増やすこともできる。 B n, 0 to b n, 11 are determined so as to satisfy the above. Here, when the number of subcarriers using a known signal is 12, 12 types of orthogonal short training symbols can be generated. Therefore, by expanding the bandwidth and increasing the number of subcarriers for short training symbols, or by reducing the number of subcarriers for inserting zeros, the number of signals used increases and is generated as short training symbols. You can also increase the number of possible types.
<ショート・トレーニング・シンボル2>
ショート・トレーニング・シンボル2は、12個のサブキャリアに指定する信号をb0〜b11は共通としながら、サブキャリアの位置を変更することにより、互いに直交するショート・トレーニング・シンボルを生成できる。IEEE802.11aの規格では、4種類まで生成することができ、
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The
と表すことができる。このようにサブキャリア位置のシフトにより互いに直交するように決定する。また、上記の例は4つのサブキャリアに1つ既知信号を用いる例であるため、4種類までしか生成できないが、信号の挿入頻度を減らすことで、より多くの種類を生成できる。ここで、b12は、1種類目で直流成分に対応する信号のため0として用いないこともできる。b13も帯域の端に位置していることから、0として用いないこともできる。 It can be expressed as. In this way, they are determined to be orthogonal to each other by the shift of the subcarrier position. In addition, since the above example is an example in which one known signal is used for four subcarriers, only four types can be generated, but more types can be generated by reducing the frequency of signal insertion. Here, b 12 may be not used as zero for the signal corresponding to the DC component in the first kind. b 13 from the fact that the edge of the band, it is also possible not to use as zero.
<ショート・トレーニング・シンボル3>
ショート・トレーニング・シンボル3は、ショート・トレーニング・シンボル1とショート・トレーニング・シンボル2の合成となる。すなわち、ショート・トレーニング・シンボル2における信号系列ごとに、QS個の数式25を満たす信号bn,0〜bn,11、または、bn,0〜bn,12、または、bn,0〜bn,13を生成する。ショート・トレーニング・シンボル2におけるショート・トレーニング・シンボルの生成数をQS’とすると、ショート・トレーニング・シンボル3は、QS×QS’種類のショート・トレーニング・シンボルを生成できる。また、これら、複数のショート・トレーニング・シンボルは、あらかじめ部内に記憶しておいて用いることもできる。
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The
<ショート・トレーニング・シンボル4>
ショート・トレーニング・シンボル4は、ショート・トレーニング・シンボル1〜3でのうちいずれかのショート・トレーニング・シンボルを用い、各端末で送信するタイミングをずらすことが特徴となる。図3は、端末2−1に空間多重数2(L1=2)、端末2−2は空間多重数1(L1=1)、端末2−3は空間多重数1(L1=1)の条件で、各端末がそれぞれショート・トレーニング・シンボルを送信していることを示す図である。
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The
このようにタイミングをずらすことで、各端末の信号位置と周波数ずれの検出の精度を高めることができる。また、時刻TS,2、TS,3で前後のショート・トレーニング・シンボルがオーバラップすることを防ぐため、ショート・トレーニング・シンボルの前後のいくつかの信号を0に変換することもできる。例えば、従来のショート・トレーニング・シンボルはsS,0〜sS,15を10回繰り返したものとなっており、相関値のピークが10回検出されるが、先頭のsS,0〜sS,15のレベルを小さくし、相関値のピークが9回検出されるようにし、先頭部分が異なるユーザ間でオーバーラップすることを防ぐことができる。また、点線で示すA11〜A31、B11〜B22において、信号を送信しないこともできる。または、A11、A21において、端末2−2のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。同様にA12、A22、A31では、端末2−2のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。また、B11、B21において、端末2−1のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。ただし、このようにすることで、端末2−1の信号が検出しにくくなるリスクが生じる。端末2−2と2−3のショート・トレーニング・シンボルの位置は端末2−1の信号位置が既に検出されているため、推定しやすい。同様にB22では、端末2−2のショート・トレーニング・シンボルのサブキャリア以外のサブキャリアを用いて、ロング・トレーニング・シンボルを送信することもできる。 By shifting the timing in this way, it is possible to improve the accuracy of detection of the signal position and frequency shift of each terminal. Also, some signals before and after the short training symbols can be converted to 0 in order to prevent the preceding and following short training symbols from overlapping at times T S, 2 and T S, 3 . For example, the conventional short training symbol is obtained by repeating s S, 0 to s S, 15 10 times, and the correlation value peak is detected 10 times, but the leading s S, 0 to s is detected. It is possible to reduce the levels of S and 15 so that the peak of the correlation value is detected nine times, thereby preventing overlap between users with different head portions. In addition, signals can be not transmitted in A11 to A31 and B11 to B22 indicated by dotted lines. Alternatively, in A11 and A21, a long training symbol can be transmitted using subcarriers other than the short training symbol subcarrier of terminal 2-2. Similarly, in A12, A22, and A31, a long training symbol can be transmitted using subcarriers other than the short training symbol subcarrier of terminal 2-2. Also, in B11 and B21, a long training symbol can be transmitted using a subcarrier other than the short training symbol subcarrier of terminal 2-1. However, by doing so, there is a risk that the signal of the terminal 2-1 becomes difficult to detect. The positions of the short training symbols of the terminals 2-2 and 2-3 are easy to estimate because the signal position of the terminal 2-1 has already been detected. Similarly, in B22, a long training symbol can be transmitted using a subcarrier other than the short training symbol subcarrier of terminal 2-2.
すなわち、1〜QS個のショート・トレーニング・シンボルに対し、受信側で相関値を取得する演算を行うことで、ショート・トレーニング・シンボルが、重なって受信されても、復調することができる。n番目のショート・トレーニング・シンボルの信号を検出する方法を説明する。図4〜図6は、ショート・トレーニング・シンボルと、ロング・トレーニング・シンボル、データシンボルを含むOFDMパケットの概略を示す図である。ここで、図6は端末2−1に空間多重数2(L1=2)、端末2−2は空間多重数1(L1=1)、端末2−3は空間多重数1(L1=1)の条件で、各端末にそれぞれショート・トレーニング・シンボルを生成している。各ストリームには用いるトレーニング・シンボルの固有番号が割り振られており、端末2−1のストリーム1に1、ストリーム2に2、端末2−2に3、端末2−3に4の固有のトレーニング・シンボルが指定される。これは、各端末へ送信されたSig1により指定することもできるし、同時通信端末として指定された順番に、端末が判断してもよい。例えば、Sig1において、端末2−1、2−2、2−3の順番で同時通信上り回線端末と指定されており、端末2−1のストリーム数が2であると記載されていれば、各端末は指定された順番で、トレーニング・シンボルを割り当て、自端末のストリームが対応するトレーニング・シンボルの固有番号を決定できる。生成されたpn,1〜pn,3はIDFTを行われ、時間領域の信号ベクトル、sS,n,1〜sSn,3に変換される。ここで、これらは、0.8μsの信号を、1サンプル50nsとして、それぞれ16サンプルからなるショート・トレーニング・シンボルsS,1,0〜sS,1,15、sS,2,0〜sS,2,15、sS,3,0〜sS,3,15の繰り返し信号として表現できる。受信側では、ショート・トレーニング・シンボルを受信し、相関を畳みこみ演算により相関値をそれぞれ算出し、信号位置を検出することができる。n番目のショート・トレーニング・シンボルsS,n,0〜sS,n,15は10個連続して送信しているため、この受信信号の相関値の変動を観測することで各通信相手との周波数ずれを推定することができる。
That is, by performing an operation for obtaining a correlation value on the reception side for 1 to Q S short training symbols, even if the short training symbols are received in an overlapping manner, it can be demodulated. A method for detecting the signal of the nth short training symbol will be described. 4 to 6 are diagrams showing an outline of an OFDM packet including a short training symbol, a long training symbol, and a data symbol. Here, FIG. 6 shows that the terminal 2-1 has the spatial multiplexing number 2 (L 1 = 2), the terminal 2-2 has the spatial multiplexing number 1 (L 1 = 1), and the terminal 2-3 has the spatial multiplexing number 1 (L 1 = 1), a short training symbol is generated for each terminal. Each stream is assigned with a unique number of training symbols to be used, 1 for
ここで、ρn,tは時刻tにおけるn番目のショート・トレーニング・シンボルとの相関値であり、rl,tは基地局のl番目のアンテナにおける時刻tの受信信号を表す。ショート・トレーニング・シンボルを受信すると、ショート・トレーニング・シンボルごとに数式27により相関値のピークを0.8μsごと10回観測することになる。この受信位置を基に、OFDM信号にDFTを行う信号位置を決定できる。上り回線MU−MIMOの場合は、端末ごとにDFTを行う位置を共通にすることもできるし、別々に設定することもできる。共通で設定する場合には、相関値のピークの全体の先頭位置、または全体の最後尾位置を基準にDFTの位置を設定する。 Here, ρ n, t is a correlation value with the n-th short training symbol at time t, and r l, t represents a received signal at time t at the l-th antenna of the base station. When a short training symbol is received, the correlation value peak is observed 10 times every 0.8 μs according to Equation 27 for each short training symbol. Based on this reception position, a signal position for performing DFT on the OFDM signal can be determined. In the case of uplink MU-MIMO, the position where DFT is performed for each terminal can be made common, or can be set separately. In the case of common setting, the DFT position is set based on the start position of the entire correlation value peak or the end position of the entire correlation value.
また、n番目のショート・トレーニング・シンボルの検出される10個の相関値のピークにおける時刻をTn,0〜Tn,9とすると、ρn,t(t=Tn,0〜Tn,9)の位相の変化から、周波数ずれを検出できる。ピークごとに位相がθS,nずつ回転している場合には、θS,nに対応する大きさだけ基地局とn番目のショート・トレーニング・シンボルを送信している端末間で周波数がずれていることになる。ただし、この周波数ずれは、通信相手となる端末数だけ存在しているため、端末ごとに受信信号を分岐し、分岐したそれぞれの信号に対して、各ショート・トレーニング・シンボルとの相関をとる必要がある。n番目のショート・トレーニング・シンボルを送信している端末2−kに対する受信信号を、 Also, assuming that the time at the peak of the 10 correlation values at which the n-th short training symbol is detected is T n, 0 to T n, 9 ρ n, t (t = T n, 0 to T n , 9 ) can detect a frequency shift from the phase change. When the phase is rotated by θ S, n for each peak, the frequency is shifted between the base station and the terminal transmitting the nth short training symbol by an amount corresponding to θ S, n. Will be. However, since this frequency shift exists as many as the number of terminals with which it communicates, it is necessary to branch the received signal for each terminal and to correlate each branched training signal with each short training symbol. There is. The received signal for terminal 2-k that is transmitting the nth short training symbol,
として、逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。周波数ずれの補償は、受信信号を分岐した後、行われる。よって、一つの受信信号は、端末の数だけ分岐される。または、複数の端末が、周波数同期精度が高く、共通の周波数ずれ補償係数で補正できる場合には、分岐する受信信号の数を周波数ずれ補償を共通化する端末の数をGとすると、(G−1)だけ減らすことができる。 As described above, the frequency shift can be compensated by applying the reverse phase rotation. Compensation for frequency deviation is performed after the received signal is branched. Therefore, one received signal is branched by the number of terminals. Alternatively, if a plurality of terminals have high frequency synchronization accuracy and can be corrected with a common frequency deviation compensation coefficient, if the number of received signals to be branched is G and the number of terminals sharing frequency deviation compensation is (G -1) can be reduced.
次にロング・トレーニング・シンボルを説明する。ロング・トレーニング・シンボルでは、従来と同様、例えばIEEE802.11aのフォーマットに沿った場合、52のサブキャリアに用いる信号p0〜p51を生成する。次に、p0〜p51に直流成分に0、周波数帯域の端にも0を挿入して得られる64個の信号にDFTを行い、得られる時間領域の信号sL,0〜sL,63を用いてロング・トレーニング・シンボルは生成される。DFT前のロング・トレーニング・シンボルは数式8と同様であり、DFTを行うことで、64の時間領域信号sL,1〜sL,63が得られる。ロング・トレーニング・シンボル(1)と(2)の生成方法も数式9と数式10と同様である。
Next, the long training symbol will be explained. In the long training symbol, signals p 0 to p 51 used for 52 subcarriers are generated as in the conventional case, for example, in accordance with the IEEE 802.11a format. Next, DFT is performed on 64 signals obtained by inserting 0 in the direct current component into p 0 to p 51 and 0 in the end of the frequency band, and the obtained time domain signals s L, 0 to s L, 63 is used to generate a long training symbol. The long training symbols before DFT are the same as those in
ロング・トレーニング・シンボルを用いた周波数ずれの推定と補償について示す。ロング・トレーニング・シンボルはsL,0〜sL,63の少なくとも一部の繰り返し信号になっているが、全端末から同時に受信を行うと、各端末の周波数ずれがそれぞれ混入し、端末ごとの周波数ずれを分離できなくなる。これを防ぐため、例えば図4に示すように、端末ごとにロング・トレーニング・シンボルの送信タイミングをずらし、それぞれ独立のOFDMシンボルを受信し、従来の方法と同様に64サンプル間隔での位相回転量を抽出する。図4に示すロング・トレーニング・シンボルは、ロング・トレーニング・シンボルは(1)でもロング・トレーニング・シンボル(2)でもいずれでもよい。受信側においては、この周期性を利用し、受信信号の位相ずれから、周波数ずれを補償する。図4を参照し、ロング・トレーニング・シンボルがTL,1〜TL,UでU個、各端末からそれぞれ1個ずつ受信される場合を考える。この場合、時刻TL,kにおいて受信されるロング・トレーニング・シンボルは端末2−kから送信されたものであり、推定される周波数ずれは端末2−kと基地局1との間の周波数ずれに対応する。
The estimation and compensation of the frequency shift using the long training symbol is shown. The long training symbol is a repetitive signal of at least a part of s L, 0 to s L, 63. However, when receiving simultaneously from all terminals, the frequency shift of each terminal is mixed, The frequency shift cannot be separated. In order to prevent this, for example, as shown in FIG. 4, the transmission timing of the long training symbol is shifted for each terminal, each independent OFDM symbol is received, and the amount of phase rotation at 64 sample intervals as in the conventional method To extract. The long training symbol shown in FIG. 4 may be either the long training symbol (1) or the long training symbol (2). On the receiving side, this periodicity is used to compensate for the frequency shift from the phase shift of the received signal. Referring to FIG. 4, consider a case where U long training symbols are received by TL, 1 to TL, U, and one each from each terminal. In this case, the long training symbol received at time TL, k is transmitted from the terminal 2-k, and the estimated frequency shift is the frequency shift between the terminal 2-k and the
まず、160サンブルからなるロング・トレーニング・シンボル(1)の例で示す。端末2−kに対する周波数ずれは、端末2−kとの間の周波数ずれをショート・トレーニング・シンボルの受信信号を用いて補償した数式28の受信信号r’(k) l,tを用いて、 First, an example of a long training symbol (1) consisting of 160 samples is shown. The frequency shift with respect to the terminal 2-k is obtained by using the received signal r ′ (k) l, t of Equation 28 in which the frequency shift with the terminal 2-k is compensated by using the received signal of the short training symbol.
を得る。このρL,k,lの位相θL,k,lが、端末2−kに対するl番目のアナログ・デジタル変換器(またはアンテナ)に対応する64サンプルに対する位相回転となる。位相回転量としては、特定のアナログ・デジタル変換器の値を用いたり、受信レベルの大きいアナログ・デジタル変換器のものを選択したり、すべてのアナログ・デジタル変換器で得られるρL,k,lを平均化してえられる相関値の位相を求めたり、位相θL,lを平均したりして、位相θLを用いることができる。また、ロング・トレーニング・シンボル(2)の場合には、sL,58〜sL,63が2回繰り返している。よって、1回目のsL,58が測定されるタイミングをTLとすると、2回目のsL,58はTL+64で得られることになる。よって、受信信号の自己相関により、相関値を以下のように得ることもできる。 Get. The phase θ L, k, l of ρ L, k, l is the phase rotation for 64 samples corresponding to the l-th analog-digital converter (or antenna) for the terminal 2-k. As the amount of phase rotation, the value of a specific analog-to-digital converter is used, an analog-to-digital converter having a high reception level is selected, or ρ L, k, obtained by all analog-to-digital converters the asking for phase correlation values are E are averaged l, and or an average phase theta L, l, can be used phase theta L. In the case of the long training symbol (2), s L, 58 to s L, 63 are repeated twice. Therefore, when the timing of first s L, 58 is measured and T L, the second s L, 58 will be obtained by T L + 64. Therefore, the correlation value can be obtained as follows by autocorrelation of the received signal.
このρL,k,lを用いて、数式32の結果と同様に位相θL,kを決定することができる。ここで得られたθL,kにより、周波数ずれを以下のように補償できる。 Using this ρ L, k, l , the phase θ L, k can be determined similarly to the result of Equation 32. The frequency shift can be compensated as follows by θ L, k obtained here.
上記の数式に示されるように、端末ごとに逆の位相回転を与えることで周波数ずれを補償できる。
次に、ロング・トレーニング・シンボルが同時に受信される場合について示す。図5に、Uの端末から同時にロング・トレーニング・シンボルが受信される例を示す。各端末からのストリーム数は1としている。シングルユーザMIMOの場合と同様に、ロングプリアンブルには、係数ai,jが乗算されており、ai,jを要素として構成される行列AはAHA=Iとなる条件で送信がおこなわれている。各端末は、あらかじめAについては記憶しており、基地局1からの信号(図2におけるSig1)によりAのどの行成分の要素を用いてロング・トレーニング・シンボルを構成するか決定できる。Aのどの部分が自端末のストリームに対応するかは、Sig1により指定される前述の固有番号により決定できる。これは、各端末へ送信されたSig1により指定することもできるし、同時通信端末として指定された順番に、端末が判断してもよい。例えば、Sig1において、端末2−1、2−2、2−3の順番で同時通信上り回線端末と指定されており、端末2−1のストリーム数が2であると記載されていれば、各端末は指定された順番で、トレーニング・シンボルを割り当て、自端末のストリームが対応するトレーニング・シンボルの固有番号を決定できる。
As shown in the above formula, the frequency shift can be compensated by applying an opposite phase rotation for each terminal.
Next, a case where long training symbols are received simultaneously will be described. FIG. 5 shows an example in which long training symbols are received simultaneously from U terminals. The number of streams from each terminal is 1. As in the case of single user MIMO, the long preamble is multiplied by the coefficients a i, j, and the matrix A having a i, j as elements is transmitted under the condition of A H A = I. It is. Each terminal stores A in advance, and can determine which row component element of A is used to form a long training symbol based on a signal from the base station 1 (Sig1 in FIG. 2). Which part of A corresponds to the stream of its own terminal can be determined by the above-mentioned unique number specified by Sig1. This can be designated by Sig1 transmitted to each terminal, or the terminal may determine in the order designated as the simultaneous communication terminal. For example, in Sig1, if the simultaneous communication uplink terminal is designated in the order of the terminals 2-1, 2-2, 2-3, and the number of streams of the terminal 2-1 is described as 2, The terminal assigns training symbols in the designated order, and can determine the unique number of the training symbol to which the terminal's stream corresponds.
図5において、受信時刻TL,1〜TL,Uから始まるロング・トレーニング・シンボルは、それぞれ係数ai,jが乗算されている。各タイミングの受信信号に係数ai,jの複素共役ai,j*を乗算して和をとることで、任意の端末以外の端末からの受信信号を打ち消したり、低減したりすることができる。端末2−kに対する周波数ずれをロング・トレーニング・シンボルを用いて補償するためには、合成受信信号を In FIG. 5, long training symbols starting from reception times T L, 1 to T L, U are respectively multiplied by coefficients a i, j . By multiplying the received signal at each timing by the complex conjugate a i, j * of coefficient a i, j and taking the sum, it is possible to cancel or reduce the received signal from a terminal other than an arbitrary terminal. . In order to compensate the frequency shift for the terminal 2-k using the long training symbol,
として算出する。ここで、TLTはロング・トレーニング・シンボルの周期であり、ロング・トレーニング・シンボル(1)では160、ロング・トレーニング・シンボル(2)では80と設定できる。AHA=Iを満たすため、数式31により、端末2−kに対応するロング・トレーニング・シンボルのみを抽出することができる。ただし、AHA=Iの条件を満たすように送信は行われているが、各端末との間の周波数ずれがそれぞれ異なるため、実際には端末2−k以外の端末から送信された信号が混入し、図4のように各端末からのロング・トレーニング・シンボルを重複しないように送信するより、推定精度は低下する。しかし、このような制御をするメリットは2つあり、第一に無信号区間を作らない点であり、第二に送信電力を有効に利用できる点である。第一の点は、隠れ端末問題や、端末位置条件の違いによる他セル通信の与干渉、被干渉の問題が生じるのを防ぐことができる。第2の点では、すべての端末が常に一定の電力で送信し続けるため、チャネル推定のための信号に用いる送信電力を大きくとることができることがメリットになる。得られた値を数式29、30のr(k) l,tとして用いることで、図4の場合と同様に周波数ずれを各端末に対し推定できる。
また、図4〜6において、ショート・トレーニング・シンボルとして、図3のように時間をずらして送信することもできる。
Calculate as Here, TLT is the period of the long training symbol, and can be set to 160 for the long training symbol (1) and 80 for the long training symbol (2). In order to satisfy A H A = I, only the long training symbol corresponding to the terminal 2-k can be extracted by Equation 31. However, although transmission is performed so as to satisfy the condition of A H A = I, since the frequency shift with each terminal is different, the signals transmitted from terminals other than the terminal 2-k are actually transmitted. If the long training symbols from each terminal are transmitted so as not to overlap as shown in FIG. However, there are two merits of performing such control. First, no signal-free section is created, and second, transmission power can be used effectively. The first point can prevent the hidden terminal problem, the interference of other cell communication due to the difference in the terminal position condition, and the problem of interference. In the second point, since all terminals always transmit with constant power, it is advantageous to be able to increase transmission power used for a signal for channel estimation. By using the obtained values as r (k) l, t in
4 to 6, the short training symbols can be transmitted with a time shift as shown in FIG.
次にロング・トレーニング・シンボルを用いたチャネル情報の推定について説明する。シングルユーザMIMO通信の場合とは異なり、上り回線マルチユーザMIMO通信においては、どの端末と周波数を同期させたかによって、全体のチャネル情報が見掛け上変化することに注意が必要である。まず、ショート・トレーニング・シンボルとロング・トレーニング・シンボルで推定した周波数ずれを表すパラメータを定義する。端末2−kと基地局1間の残留周波数ずれ推定値は
Next, channel information estimation using a long training symbol will be described. Note that, unlike the case of single-user MIMO communication, in uplink multi-user MIMO communication, the overall channel information apparently changes depending on which terminal is synchronized with the frequency. First, a parameter representing a frequency shift estimated by the short training symbol and the long training symbol is defined. The estimated residual frequency deviation between terminal 2-k and
と表すことができ、受信信号r”(k) l,tは推定された端末2−kに対する周波数ずれを補償された受信信号である。OFDMシンボルのガードインターバルを除いた適切な位置で、FポイントのDFTを行うことで得られる、端末2−kの周波数ずれ補償を行った、l番目のアンテナの周波数領域での受信信号は、y(k) l,m,1,y(k) l,m,2,…,y(k) l,m,Fと表すことができる。ここで、mはOFDMシンボルの番号であり、先頭からm番目のOFDMシンボルを表す。FはIEEE802.11において、20MHzの帯域幅を設定する際には、64が用いられる。端末2−kに対して周波数補償を行った受信信号のj番目のサブキャリアのl番目のアンテナの受信信号はy(k) l,m,jと表せる。端末2−kに対して周波数補償を行った受信信号のj番目のサブキャリアの全てのアンテナに対応する受信信号ベクトルは The received signal r ″ (k) l, t is a received signal compensated for the estimated frequency shift with respect to the terminal 2-k. At an appropriate position excluding the guard interval of the OFDM symbol, F The received signal in the frequency domain of the l-th antenna obtained by performing the point DFT and compensated for the frequency shift of the terminal 2-k is y (k) l, m, 1 , y (k) l , M, 2 ,..., Y (k) l, m, F , where m is the number of the OFDM symbol and represents the mth OFDM symbol from the beginning, and F is in IEEE 802.11. When the bandwidth of 20 MHz is set, 64 is used, and the received signal of the l-th antenna of the j-th subcarrier of the received signal subjected to frequency compensation for the terminal 2-k is y (k) l, m, j and Table That. The received signal vector corresponding to all the antennas of the j-th subcarrier of the received signal subjected to frequency compensation to the terminal 2-k is
と表せる。ロング・トレーニング・シンボルに対応するOFDMシンボルがU個あったとすると、端末2−kに対して周波数ずれを補償したj番目のサブキャリアのロング・トレーニング・シンボルに対応する受信信号行列を It can be expressed. Assuming that there are U OFDM symbols corresponding to the long training symbols, a received signal matrix corresponding to the long training symbols of the j-th subcarrier that has compensated the frequency shift for the terminal 2-k.
と表すことができる。ここで、ロング・トレーニング・シンボルが1番目のOFDMシンボルからL番目のOFDMシンボルまでであったとしている。Lはロング・トレーニング・シンボルの数であり、図4や図5の場合では、L=Uと設定される。各端末が複数のアンテナ素子を用いている場合では、Lを通信相手となる端末のアンテナ数の総和として定義することもでき、図6の場合がこれに対応し、端末2−1が2ストリーム用いるために、端末数3に対し、Lは4に設定される。ロング・トレーニング・シンボルに用いている直交化のための符号ai,jは数式15と同様に与えられ、全ての端末と基地局間で、周波数ずれが存在しなければ、L個のロング・トレーニング・シンボルの受信信号ベクトルを用いて受信信号行列Yjを表すと、
It can be expressed as. Here, it is assumed that the long training symbols are from the first OFDM symbol to the Lth OFDM symbol. L is the number of long training symbols, and in the case of FIGS. 4 and 5, L = U is set. When each terminal uses a plurality of antenna elements, L can also be defined as the sum of the number of antennas of the terminal serving as a communication partner. The case of FIG. 6 corresponds to this, and the terminal 2-1 has two streams. For use, L is set to 4 for 3 terminals. The codes a i, j for orthogonalization used for the long training symbols are given in the same manner as in
と表すことができる。ここで、HjとWjは端末2−1〜2−Uに対応するチャネル行列H1,j〜HU,jとW1,j〜WU,jの集合行列であり、 It can be expressed as. Here, H j and W j are set matrices of channel matrices H 1, j to H U, j and W 1, j to W U, j corresponding to terminals 2-1 to 2-U,
と表せる。この場合には、基地局において、pj、Aを予め知っておくことで、HjWjの推定行列H’W,jは It can be expressed. In this case, in the base station, p j, that advance know A, H j W j of the estimated matrix H 'W, j is
として得られる。しかしながら、上り回線マルチユーザMIMO通信では、各端末に周波数ずれが残留するため、受信信号行列にAの逆行列を乗算する方法では、チャネルの推定精度が劣化する。端末2−kに対する受信信号行列は、 As obtained. However, in uplink multi-user MIMO communication, frequency deviation remains in each terminal, so that the method of multiplying the reception signal matrix by the inverse matrix of A degrades the channel estimation accuracy. The received signal matrix for terminal 2-k is
ここで、A’kは端末2−kに対して周波数ずれの補償を行った受信信号系列から見た周波数ずれを含む行列Aを表し、以下のように定義される。 Here, A ′ k represents a matrix A including a frequency shift viewed from a received signal sequence obtained by compensating the frequency shift for the terminal 2-k, and is defined as follows.
すなわち、上り回線マルチユーザMIMO通信において、Aの代わりに各端末に対しA’kを用いることで、チャネル推定精度を高めることができる。すなわち、送信ウエイト込の全体のチャネル行列は、 That is, in uplink multiuser MIMO communication, channel estimation accuracy can be improved by using A ′ k for each terminal instead of A. That is, the entire channel matrix including the transmission weight is
として得ることができる。ここで、H’(k) W,jは、端末2−kに対して周波数を合わせた場合に見えるチャネル行列である。このようにして、端末2−1〜2−Uに対し、それぞれ周波数ずれを補償した受信信号行列Yj (1)〜Yj (U)に対し、それぞれA’kの逆行列、または擬似逆行列を乗算することで複数の端末に対するチャネル情報H’(1) W,j〜H’(U) W,jを推定できる。H’(k) W,jは端末2−kに対し周波数を合わせた際の端末2−1〜2−Uまでのチャネル情報からなっており、この情報から、従来技術であるZero forcing(ZF)法や Minimum mean square error(MMSE)法やMaximum likelihood detection(MLD)により各端末に対し、復調部1−6−1〜1−6−Uにより復調できる。MMSEを用いる場合には、端末2−kに対し、端末2−kへの周波数ずれを補償された受信信号に用いる受信ウエイトは Can be obtained as Here, H ′ (k) W, j is a channel matrix that appears when the frequency is matched to the terminal 2-k. In this way, with respect to the received signal matrices Y j (1) to Y j (U) compensated for the frequency shift for the terminals 2-1 to 2-U, respectively, an inverse matrix of A ′ k or a pseudo inverse By multiplying the matrix, channel information H ′ (1) W, j to H ′ (U) W, j for a plurality of terminals can be estimated. H ′ (k) W, j is composed of channel information from the terminals 2-1 to 2-U when the frequency is matched to the terminal 2-k. From this information, Zero forcing (ZF ) Method, Minimum mean square error (MMSE) method, and Maximum likelihood detection (MLD), each terminal can demodulate by the demodulator 1-6-1 to 1-6-U. In the case of using MMSE, the reception weight used for the reception signal in which the frequency shift to the terminal 2-k is compensated for the terminal 2-k is
として算出できる。ここで、[X](k)は行列Xから、端末2−kに対応する列ベクトルを抽出する関数である。図5のように各端末シングルストリームで、Uの端末がいる場合には、[X](k)はk番目の列ベクトル算出し、図6のように端末によって、ストリーム数が複数になった場合には、k=1では、Xの1番目と2番目の列ベクトル、k=2とk=3では、それぞれXの3番目と4番目の列ベクトルを抽出することになる。受信ウエイトはRk,jはN×Lkの行列である。端末2−kに対し周波数ずれを補償した受信信号に対してRk,jの複素共役転置を乗算することで、送信信号xk,jが推定できる。 Can be calculated as Here, [X] (k) is a function for extracting a column vector corresponding to the terminal 2-k from the matrix X. When there are U terminals in each terminal single stream as shown in FIG. 5, [X] (k) is calculated as the k-th column vector, and the number of streams becomes plural depending on the terminal as shown in FIG. In this case, when k = 1, the first and second column vectors of X are extracted, and when k = 2 and k = 3, the third and fourth column vectors of X are extracted, respectively. The reception weight is R k, j is an N × L k matrix. The transmission signal x k, j can be estimated by multiplying the reception signal whose frequency shift is compensated for the terminal 2-k by the complex conjugate transpose of R k, j .
また、もうひとつの方法として、各端末に時間領域の受信信号に対しては周波数補償を行わないことで、DFTの数を削減し、受信アルゴリズムの負荷を軽減することができる。これまで説明した方法では、各端末に数式28と数式31で示されるように周波数ずれを補償する必要があり、各端末に得られる受信信号に対しそれぞれDFTを行うため、DFTが用いるアナログデジタル変換装置の数×通信する端末数だけ行う必要があり、演算負荷が大きくなる。このように制御したほうが、OFDMにおけるサブキャリア間の干渉を各端末に対し最小化できるメリットがある。しかし、各端末に対する周波数ずれのばらつきが小さければ、DFTを全端末に共通で用いても、サブキャリア間の干渉の影響は小さい。この方法では、受信信号に対して、周波数補償を行わず、そのまま用いるか、全端末に対して代表値θAで補償を行う事で得られる受信信号を用いる。後者の場合のl番目のアナログ・デジタル変換装置の受信信号は Also, as another method, frequency compensation is not performed on the received signal in the time domain for each terminal, so that the number of DFTs can be reduced and the load of the reception algorithm can be reduced. In the method described so far, each terminal needs to compensate for the frequency shift as shown in Equation 28 and Equation 31, and the DFT is performed on the received signal obtained in each terminal. It is necessary to perform the processing by the number of devices × the number of terminals to communicate, which increases the calculation load. Such control has an advantage that interference between subcarriers in OFDM can be minimized for each terminal. However, if the variation in frequency deviation for each terminal is small, the influence of interference between subcarriers is small even if DFT is commonly used for all terminals. In this way, the received signal, without frequency compensation, or used as is used reception signal obtained by performing the compensation at the representative value theta A for all terminals. In the latter case, the received signal of the 1st analog-digital converter is
として得られる。θA=0とすることで、補償を行わない受信信号とすることもできる。θAとしては、例えばθ1〜θUの平均値を用いることができる。ここで得られた受信信号系列に対し、DFTを行うことで得られるロング・トレーニング・シンボルに対応する受信信号行列は As obtained. By setting θ A = 0, it is possible to obtain a received signal without compensation. As θ A , for example, an average value of θ 1 to θ U can be used. The received signal matrix corresponding to the long training symbol obtained by performing DFT on the received signal sequence obtained here is
と表せる。ここで、Yjは、周波数補償なし、もしくはθAにより周波数ずれを補償された受信信号からなる受信信号行列である。 It can be expressed. Here, Y j is a received signal matrix made up of received signals without frequency compensation or compensated for frequency shift by θ A.
と表せる。yl,m,1,yl,m,2,…,yl,m,Fは、先頭からm番目のOFDMシンボルに対応するl番目のアンテナの周波数領域での受信信号であり、受信信号r’’’l,tに対し、OFDMシンボルのガードインターバルを除いた適切な位置で、FポイントのDFTを行うことで得られる。送信ウエイト込みのチャネル情報は、 It can be expressed. y l, m, 1 , y l, m, 2 ,..., y l, m, F are received signals in the frequency domain of the l-th antenna corresponding to the m-th OFDM symbol from the head. It is obtained by performing DFT of F point at an appropriate position excluding the OFDM symbol guard interval with respect to r ″ ′ l, t . The channel information including the transmission weight is
として推定される。ただし、このチャネル情報は、各端末に対し、周波数がずれているため、それぞれ復調を行うための受信ウエイトで残留している周波数ずれを補償する必要がある。また、数式20、41、46で各ストリームに対し定義しているi番目のストリームのθiは同一の端末に対応するストリームは全て共通の値とすることもできる。MMSEを用いる場合には、端末2−kに対し、端末2−kへの周波数ずれを補償された受信信号に用いる受信ウエイトは
Is estimated as However, since this channel information has a frequency shift with respect to each terminal, it is necessary to compensate for a frequency shift remaining in a reception weight for performing demodulation. In addition, θ i of the i-th stream defined for each stream in
として算出できる。数式43とは異なり、各端末に対し計算する必要はなく、全端末共通で数式49の演算を行うことで受信ウエイトが得られる。ただし、各端末に対して周波数ずれが残留しているため、受信ウエイトと、周波数ずれの補償係数を乗算する必要がある。端末2−kに対応する送信信号xk,jは Can be calculated as Unlike Equation 43, there is no need to calculate for each terminal, and the reception weight can be obtained by performing Equation 49 for all terminals. However, since the frequency shift remains for each terminal, it is necessary to multiply the reception weight by the frequency shift compensation coefficient. The transmission signal x k, j corresponding to the terminal 2-k is
として算出することができる。
図7は、第2の通信シーケンスを示す図である。図8は、第3の通信シーケンスを示す図である。図9は、第4の通信シーケンスを示す図である。上記のように本発明の方法によれば、各端末に周波数ずれを推定し、行列A’またはA’kによりチャネル情報の推定も可能となるが、周波数ずれの推定値には誤差を生じる。このため、あらかじめ周波数ずれを小さくして通信を開始することが重要となる。そのためのシーケンスを説明する。
Can be calculated as
FIG. 7 is a diagram illustrating a second communication sequence. FIG. 8 is a diagram showing a third communication sequence. FIG. 9 is a diagram illustrating a fourth communication sequence. As described above, according to the method of the present invention, it is possible to estimate the frequency shift in each terminal and estimate the channel information using the matrix A ′ or A ′ k, but an error occurs in the estimated value of the frequency shift. For this reason, it is important to start communication with a small frequency deviation in advance. A sequence for this will be described.
図7では、基地局はまず上り回線の通信を行うことを端末2−1〜2−Uに指定する。この後、当該通信が問題なく行えることを各端末から返答(Sig21〜Sig2U)をえる。この際に、受信した信号Sig21〜Sig2Uから、従来の方法で周波数ずれ、クロックずれ、受信レベルについて測定を行う。改めて上り回線MU−MIMOを指定する際には、周波数ずれ、クロックずれ、受信レベルのいずれかの情報を通知し、各端末から受信するデータの伝送品質を高めることができる。 In FIG. 7, the base station first designates terminals 2-1 to 2-U to perform uplink communication. Thereafter, a response (Sig21 to Sig2U) is obtained from each terminal that the communication can be performed without any problem. At this time, frequency deviation, clock deviation, and reception level are measured from the received signals Sig21 to Sig2U by a conventional method. When the uplink MU-MIMO is designated again, it is possible to notify information on any of frequency shift, clock shift, and reception level, and improve the transmission quality of data received from each terminal.
図8の方式では、Sig21〜Sig2Uを受信するたびに正常に受信したことをACK1〜ACKUにより通知している。このようにすることで、各端末から返信がない場合に、無信号区間を生じ、セル間干渉を生じさせないようにすることができる。また、この方式では、ACK1〜ACKUを用いて、周波数ずれ、クロックずれ、受信レベルのいずれかの情報を通知することができ、Sig3を省略することもできる。 In the system of FIG. 8, every time Sig21 to Sig2U are received, the fact that they are normally received is notified by ACK1 to ACCU. By doing in this way, when there is no reply from each terminal, it is possible to generate a non-signal period and prevent inter-cell interference. Also, in this method, any information of frequency shift, clock shift, and reception level can be notified using ACK1 to ACCU, and Sig3 can be omitted.
図9の方式では、Sig1により、上り回線MU−MIMO通信を行うことが通知されると、返答信号であるSig21〜Sig2Uを上り回線MU−MIMO通信で端末2−1〜2−Uが送信する。基地局は本発明の方式により周波数ずれを推定し、Sig3により通知することで、データ通信の際の伝送品質を改善することができる。 In the system of FIG. 9, when it is notified by Sig1 that uplink MU-MIMO communication is performed, terminals 2-1 to 2-U transmit Sig21 to Sig2U as response signals by uplink MU-MIMO communication. . The base station can estimate the frequency shift by the method of the present invention and notify it by Sig3, thereby improving the transmission quality at the time of data communication.
また、上記構成の各ストリームにCSD(Cyclic Shift Diversity)を導入することで、特定のフェージング環境で特性が劣化するのを防ぐこともできる。
図10は、本実施形態における効果を示す図である。横軸は周波数ずれに対応し、1OFDMシンボルごとに位相が何度回るかを示している。縦軸は推定されたチャネル情報と実際のチャネル情報の誤差に対応する。チャネル行列は分散1、平均1のi.i.d.複素ガウス分布で与えた。ユーザ数は4とし、4つのロング・トレーニング・シンボルによりチャネルを推定した。熱雑音を0とし、周波数ずれによるチャネル推定精度の劣化だけを抜き出している。本発明の構成によりA’を用いた場合には、ほぼ誤差なくチャネルが推定されるが、従来のようにAを用いた演算では、OFDMシンボルごとに1度位相が回転するだけで、−26dBのMSEが生じてしまうことが確認できる。
Further, by introducing CSD (Cyclic Shift Diversity) into each stream having the above configuration, it is possible to prevent the characteristics from deteriorating in a specific fading environment.
FIG. 10 is a diagram illustrating an effect in the present embodiment. The horizontal axis corresponds to the frequency shift and indicates how many times the phase rotates for each OFDM symbol. The vertical axis corresponds to the error between the estimated channel information and the actual channel information. The channel matrix is i. i. d. Given as a complex Gaussian distribution. The number of users was 4, and the channel was estimated with 4 long training symbols. The thermal noise is set to 0, and only the deterioration of the channel estimation accuracy due to the frequency shift is extracted. When A ′ is used according to the configuration of the present invention, the channel is estimated with almost no error. However, in the conventional calculation using A, the phase is rotated once for each OFDM symbol by −26 dB. It can be confirmed that MSE occurs.
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。 The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes designs and the like that do not depart from the gist of the present invention.
複数の端末に対し、同時刻同一周波数を用いて上り回線通信を行わせることで、システムスループットを飛躍的に高める通信システムを実現する。 A communication system that dramatically increases system throughput is realized by allowing multiple terminals to perform uplink communication using the same frequency at the same time.
2−1〜2−K…端末(端末装置), 1−2…送信信号生成部, 1−3…無線信号送受信部, 1−4−1〜1−4−N…アンテナ, 1−5…位置検出・チャネル推定ユーザ分離同期部, 1−6…復調部, 1−7…復号判定部, 1−8…チャネル解析部, 2−k−1−Mk…アンテナ, 2−k−2…無線信号送受信部, 2−k−3…位置検出チャネル推定同期部, 2−k−4…送信信号生成部, 2−k−5…復調部, 2−k−6…同期・タイミング設定部 2-1 to 2-K ... terminal (terminal device), 1-2 ... transmission signal generation unit, 1-3 ... radio signal transmission / reception unit, 1-4-1 to 1-4-N ... antenna, 1-5 ... Position detection / channel estimation user separation / synchronization section, 1-6 ... demodulation section, 1-7 ... decoding determination section, 1-8 ... channel analysis section, 2-k-1- Mk ... antenna, 2-k-2 ... Wireless signal transmission / reception unit, 2-k-3 ... position detection channel estimation synchronization unit, 2-k-4 ... transmission signal generation unit, 2-k-5 ... demodulation unit, 2-k-6 ... synchronization / timing setting unit
Claims (9)
前記基地局は、
複数の端末からの信号を受信する受信部と、
前記端末から送信され前記受信部が受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出部と、
前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定部と、
複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生成部と、
前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信部と、
を備え、
前記端末装置は、
前記基地局からの信号を受信する受信部と、
受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信部において受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定部と、
前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定部によって算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信部と、を備え、
前記制御信号生成部は、一の端末について周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間、が予め定められた範囲を超える場合に、前記一の端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末として選択しない、
無線通信システム。 A wireless communication system in which a plurality of terminals simultaneously transmit data to a base station using the same frequency,
The base station
A receiver for receiving signals from a plurality of terminals;
Signal position detection for detecting, for each terminal, a signal position shift of a signal transmitted from each terminal based on a correlation between a training symbol transmitted from the terminal and received by the receiving unit and a training symbol held by itself. And
A frequency shift estimator for estimating a frequency shift for each terminal based on a phase difference between the training symbol and a training symbol designated by the own device for the terminal;
For each of the plurality of terminals, a control signal generation unit that generates a control signal including an identifier and information specifying a training symbol used in uplink transmission at the same frequency and the same time;
A downlink transmission unit that generates and transmits a downlink transmission signal including the control signal; and
With
The terminal device
A receiver for receiving a signal from the base station;
Synchronization / timing for extracting the control signal from the received downlink transmission signal and calculating a frequency shift obtained from the received signal in the receiving unit when the identifier included in the control signal indicates the own device A setting section;
A transmission unit that corrects a transmission signal to which a unique training symbol specified by the control signal is added based on the frequency shift calculated by the synchronization / timing setting unit, and transmits the transmission signal .
The control signal generation unit selects the one terminal as a terminal that performs simultaneous communication using the same frequency when the frequency deviation, clock deviation, and delay time of the one terminal exceed a predetermined range. do not do,
Wireless communication system.
前記基地局が、複数の端末からの信号を受信する受信ステップと、
前記基地局が、前記端末から送信され前記受信ステップにおいて受信したトレーニング・シンボルと、自らが保持するトレーニング・シンボルと、の相関により、各端末から送信された信号の信号位置ずれを前記端末毎に検出する信号位置検出ステップと、
前記基地局が、前記トレーニング・シンボルと、自装置が前記端末に対し指定したトレーニング・シンボルと、の位相差に基づいて周波数ずれを前記端末毎に推定する周波数ずれ推定ステップと、
前記基地局が、複数の端末それぞれに対し、識別子と、同一周波数同一時間における上り回線送信で用いるトレーニング・シンボルを指定する情報と、を含む制御信号を生成する制御信号生ステップと、
前記基地局が、前記制御信号を含む下り回線送信信号を生成して、送信する下り回線送信ステップと、
前記端末装置が、前記基地局からの信号を受信する受信ステップと、
前記端末装置が、受信した前記下り回線送信信号から前記制御信号を抽出し、前記制御信号に含まれる前記識別子が自装置を示す場合には、前記受信ステップにおいて受信した信号から得られる周波数ずれを算出する同期・タイミング設定ステップと、
前記端末装置が、前記制御信号により指定された固有のトレーニング・シンボルを付加した送信信号を、前記同期・タイミング設定ステップにおいて算出された周波数ずれに基づいて補正し、送信する送信ステップと、を有し、
前記制御信号生成ステップにおいて、一の端末について周波数ずれ、クロックずれ、遅延時間、が予め定められた範囲を超える場合に、前記一の端末を、同一の周波数を用いて同時に通信を行う端末として選択しない、
無線通信方法。 A wireless communication method performed by a wireless communication system in which a plurality of terminals simultaneously transmit data to a base station using the same frequency,
A receiving step in which the base station receives signals from a plurality of terminals;
Based on the correlation between the training symbol transmitted from the terminal and received in the reception step, and the training symbol held by the base station, the base station determines the signal position deviation of the signal transmitted from each terminal for each terminal. A signal position detecting step to detect;
The base station estimates a frequency shift for each terminal based on a phase difference between the training symbol and a training symbol designated by the own device for the terminal; and
The base station generates a control signal generation step for generating a control signal including, for each of a plurality of terminals, an identifier and information specifying a training symbol used in uplink transmission at the same frequency and same time;
A downlink transmission step in which the base station generates and transmits a downlink transmission signal including the control signal; and
A receiving step in which the terminal apparatus receives a signal from the base station;
When the terminal apparatus extracts the control signal from the received downlink transmission signal and the identifier included in the control signal indicates the own apparatus, a frequency shift obtained from the signal received in the reception step is calculated. Synchronization / timing setting step to be calculated;
A transmission step in which the terminal apparatus corrects a transmission signal to which a unique training symbol specified by the control signal is added based on the frequency shift calculated in the synchronization / timing setting step, and transmits the transmission signal. And
In the control signal generation step, when the frequency shift, clock shift, and delay time of one terminal exceed a predetermined range, the one terminal is selected as a terminal that performs simultaneous communication using the same frequency. do not do,
Wireless communication method.
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CN108352871B (en) * | 2015-10-08 | 2022-01-04 | 松下电器(美国)知识产权公司 | Transmission method, transmission device, reception method, and reception device |
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---|---|---|---|---|
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JP2005260705A (en) * | 2004-03-12 | 2005-09-22 | Murata Mfg Co Ltd | Ofdm modem |
KR100640581B1 (en) * | 2004-07-02 | 2006-10-31 | 삼성전자주식회사 | OFDMA system and method for controlling frequency offsets of subscribers at uplink communication |
WO2006011471A1 (en) * | 2004-07-30 | 2006-02-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Base station device and wireless communication method |
JP2006295629A (en) * | 2005-04-12 | 2006-10-26 | Sony Corp | Radio communication system, radio communication apparatus and radio communication method |
JP2009088577A (en) * | 2006-01-10 | 2009-04-23 | Mitsubishi Electric Corp | Scheduling method and base station device |
JP2010263489A (en) * | 2009-05-08 | 2010-11-18 | Sony Corp | Communication device and communication method, computer program, and communication system |
US20100329236A1 (en) * | 2009-06-26 | 2010-12-30 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for multiple user uplink requiring minimal station timing and frequency synchronization |
JP2011097387A (en) * | 2009-10-30 | 2011-05-12 | Sharp Corp | Radio communication system, mobile station apparatus, base station apparatus, and communication method |
US8873525B2 (en) * | 2009-12-02 | 2014-10-28 | Marvell World Trade Ltd | Method and apparatus for sounding multiple stations |
US9813135B2 (en) * | 2010-09-29 | 2017-11-07 | Qualcomm, Incorporated | Systems and methods for communication of channel state information |
-
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- 2011-06-13 JP JP2011131353A patent/JP5592839B2/en active Active
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2018012111A1 (en) * | 2016-07-13 | 2018-01-18 | ソニー株式会社 | Wireless communication device and wireless communication method |
US11121747B2 (en) | 2016-07-13 | 2021-09-14 | Sony Corporation | Wireless communication device and wireless communication method |
EP3890201A1 (en) * | 2016-07-13 | 2021-10-06 | Sony Group Corporation | Wireless communication device and wireless communication method |
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