JP5578618B2 - Transmission method, transmission device, reception method, and reception device - Google Patents
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Description
本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行うプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、送信装置、受信方法および受信装置に関する。 The present invention relates to a precoding method, a precoding device, a transmission method, a transmission device, a reception method, and a reception device that perform communication using a multi-antenna in particular.
従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばMIMO(Multiple−Input Multiple−Output)と呼ばれる通信方法がある。MIMOに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。 Conventionally, as a communication method using multiple antennas, for example, there is a communication method called MIMO (Multiple-Input Multiple-Output). In multi-antenna communication typified by MIMO, data transmission speed is increased by modulating transmission data of a plurality of sequences and transmitting each modulated signal simultaneously from different antennas.
図28は、送信アンテナ数2、受信アンテナ数2、送信変調信号(送信ストリーム)数2のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻に同一周波数に送信する方式が空間多重MIMO方式である。 FIG. 28 shows an example of the configuration of the transmission / reception apparatus when the number of transmission antennas is 2, the number of reception antennas is 2, and the number of transmission modulation signals (transmission streams) is 2. In the transmission apparatus, the encoded data is interleaved, the interleaved data is modulated, frequency conversion or the like is performed to generate a transmission signal, and the transmission signal is transmitted from the antenna. At this time, a scheme in which different modulation signals are transmitted from the transmission antenna to the same frequency at the same time is the spatial multiplexing MIMO scheme.
このとき、特許文献1では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターンを具備する送信装置が提案されている。つまり、図28の送信装置において2つのインタリーブ(πa、πb)が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献1、非特許文献2に示されているように、ソフト値を用いた検波方法(図28におけるMIMO detector)を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。 At this time, Patent Document 1 proposes a transmission apparatus having a different interleave pattern for each transmission antenna. That is, in the transmission apparatus of FIG. 28, two interleaves (πa, πb) have different interleave patterns. In the receiving apparatus, as shown in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2, reception quality is improved by repeatedly performing a detection method using a soft value (MIMO detector in FIG. 28). Will do.
ところで、無線通信における実伝搬環境のモデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるNLOS(non−line of sight)環境、ライスフェージング環境で代表されるLOS(line of sight)環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、LOS環境、特に、散乱波の受信電力に対する直接波の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、伝送方式(例えば、空間多重MIMO伝送方式)によっては、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。(非特許文献3参照)
図29の(A)(B)は、レイリ−フェージング環境、及びライスファクタK=3、10、16dBのライスフェージング環境において、LDPC(low−density parity−check)符号化されたデータを2×2(2アンテナ送信、2アンテナ受信)空間多重MIMO伝送した場合のBER(Bit Error Rate)特性(縦軸:BER、横軸:SNR(signal−to−noise power ratio))のシミュレーション結果の一例を示している。図29の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性、図29の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図29(A)(B)からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重MIMOシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重MIMOシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重MIMOシステム固有の課題をもつことがわかる。
By the way, there are an NLOS (non-line of sight) environment represented by a Rayleigh fading environment and an LOS (line of sight) environment represented by a rice fading environment as models of an actual propagation environment in wireless communication. In the case of transmitting a single modulated signal in a transmitting device, performing maximum ratio combining on signals received by a plurality of antennas in a receiving device, and performing demodulation and decoding on the signal after maximum ratio combining, a LOS environment, In particular, good reception quality can be obtained in an environment where the rice factor indicating the magnitude of the reception power of the direct wave with respect to the reception power of the scattered wave is large. However, depending on the transmission method (for example, the spatial multiplexing MIMO transmission method), there arises a problem that reception quality deteriorates when the rice factor increases. (See Non-Patent Document 3)
29A and 29B show 2 × 2 LDPC (low-density parity-check) encoded data in a Rayleigh fading environment and a rice fading environment with Rise factors K = 3, 10, and 16 dB. (2 antenna transmission, 2 antenna reception) An example of a simulation result of BER (Bit Error Rate) characteristics (vertical axis: BER, horizontal axis: signal-to-noise power ratio (SNR)) when spatial multiplexing MIMO transmission is performed ing. FIG. 29A shows the BER characteristics of Max-log-APP (see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2) (APP: a posteriprovability) without iterative detection, and FIG. The BER characteristic of Max-log-APP (refer nonpatent literature 1 and nonpatent literature 2) (number of repetitions 5 times) which performed the detection is shown. As can be seen from FIGS. 29A and 29B, regardless of whether or not iterative detection is performed, in the spatial multiplexing MIMO system, it can be confirmed that reception quality deteriorates as the rice factor increases. Therefore, the spatial multiplexing MIMO system has a problem inherent to the spatial multiplexing MIMO system, which is not found in a conventional system that transmits a single modulation signal, such as “the reception quality deteriorates when the propagation environment becomes stable”. Recognize.
放送やマルチキャスト通信は、見通し内のユーザに対するサービスであり、ユーザが所持する受信機と放送局との間の電波伝搬環境はLOS環境であることが多い。前述の課題をもつ空間多重MIMOシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波の受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重MIMOシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、NLOS環境、及びLOS環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるMIMO伝送方式の開発が望まれる。 Broadcasting and multicast communication are services for users who are in line of sight, and the radio wave propagation environment between a receiver and a broadcasting station owned by the user is often a LOS environment. When a spatial multiplexing MIMO system with the above-mentioned problems is used for broadcasting or multicast communication, a phenomenon occurs in which the receiver receives a service due to a deterioration in reception quality although the received electric field strength of radio waves is high there is a possibility. In other words, in order to use the spatial multiplexing MIMO system in broadcasting or multicast communication, it is desired to develop a MIMO transmission system that can obtain a certain level of reception quality in both NLOS and LOS environments.
非特許文献8では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブック(プリコーディング行列)を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。 Non-Patent Document 8 describes a method of selecting a codebook (precoding matrix) to be used for precoding from feedback information from a communication partner, but as described above, a communication partner, such as broadcast or multicast communication, is described. In the situation where the feedback information from cannot be obtained, there is no description about a method for performing precoding.
一方、非特許文献4では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したLOS環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、LOS環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。 On the other hand, Non-Patent Document 4 describes a method of switching a precoding matrix with time, which can be applied even when there is no feedback information. In this document, it is described that a unitary matrix is used as a matrix used for precoding and that the unitary matrix is randomly switched. However, as to the application method for the degradation of reception quality in the LOS environment described above, It is not described at all, and only switching at random is described. As a matter of course, there is no description about a precoding method for improving degradation of reception quality in a LOS environment and a method for constructing a precoding matrix.
本発明は、LOS環境における受信品質を改善することが可能なMIMOシステムを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a MIMO system capable of improving reception quality in a LOS environment.
かかる課題を解決するため、本発明の一態様であるプリコーディング方法は、それぞれ同相成分及び直交成分で表される複数の選択された変調方式に基づく信号から、同一の周波数帯域に同時に送信される複数のプリコーディングされた信号を生成するプリコーディング方法であって、複数のプリコーディングウェイト行列の中から一つのプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えながら選択し、前記選択されたプリコーディングウェイト行列を前記複数の選択された変調方式に基づく信号に乗算することで前記複数のプリコーディングされた信号を生成する。 In order to solve such a problem, a precoding method according to one aspect of the present invention is simultaneously transmitted from a signal based on a plurality of selected modulation schemes represented by an in-phase component and a quadrature component to the same frequency band, respectively. A precoding method for generating a plurality of precoded signals, wherein one precoding weight matrix is selected from among a plurality of precoding weight matrices while switching regularly, and the selected precoding weight matrix is selected. The plurality of precoded signals are generated by multiplying signals based on the plurality of selected modulation schemes.
上記の本発明の各態様によると、複数のプリコーディングウェイト行列の中から規則的に切り替えながら選択された一つのプリコーディングウェイト行列によりプリコーディングされた信号を送受信することにより、プリコーディングに使用されるプリコーディングウェイト行列が予め決められた複数のプリコーディングウェイト行列のいずれかとなるため、複数のプリコーディングウェイト行列の設計に応じてLOS環境における受信品質を改善することができる。 According to each aspect of the present invention described above, a signal precoded by one precoding weight matrix selected while switching regularly among a plurality of precoding weight matrices is used for precoding. Since the precoding weight matrix is one of a plurality of precoding weight matrices determined in advance, the reception quality in the LOS environment can be improved according to the design of the plurality of precoding weight matrices.
このように本発明によれば、LOS環境における受信品質の劣化を改善するプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、受信方法、送信装置、受信装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a precoding method, a precoding device, a transmission method, a reception method, a transmission device, and a reception device that improve degradation of reception quality in the LOS environment. Therefore, it is possible to provide a high-quality service to a user who is in the line of sight.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態1)
本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
The transmission method, transmission device, reception method, and reception device of this embodiment will be described in detail.
本説明を行う前に、従来システムである空間多重MIMO伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。
NtxNr空間多重MIMOシステムの構成を図1に示す。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu=(u1,…,uNt)が得られる。ただし、ui=(ui1,…,uiM)とする(M:シンボル当たりの送信ビット数)。送信ベクトルs=(s1,…,sNt)Tとすると送信アンテナ#iから送信信号si=map(ui)とあらわし、送信エネルギーを正規化するとE{|si|2}=Es/Ntとあらわされる(Es:チャネル当たりの総エネルギー)。そして、受信ベクトルをy=(y1,…,yNr)Tとすると、式(1)のようにあらわされる。
Prior to this description, an outline of a transmission method and a decoding method in a spatial multiplexing MIMO transmission system which is a conventional system will be described.
The configuration of the N t × N r spatial multiplexing MIMO system is shown in FIG. The information vector z is encoded and interleaved. As a result of interleaving, a vector u = (u 1 ,..., U Nt ) of encoded bits is obtained. However, u i = (u i1 ,..., U iM ) (M: number of transmission bits per symbol) When the transmission vector s = (s 1 ,..., S Nt ) T , the transmission signal s i = map (u i ) is represented from the transmission antenna #i, and when transmission energy is normalized, E {| s i | 2 } = Es / Nt (E s : total energy per channel). Then, if the received vector is y = (y 1 ,..., Y Nr ) T , it is expressed as in equation (1).
このとき、HNtNrはチャネル行列、n=(n1,…,nNr)Tはノイズベクトルであり、niは平均値0、分散σ2のi.i.d.複素ガウス雑音である。受信機で導入
する送信シンボルと受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式(2)のように多次元ガウス分布で与えることができる。
At this time, H NtNr channel matrix, n = (n 1, ... , n Nr) T is the noise vector, n i is zero mean, variance sigma 2 of i. i. d. Complex Gaussian noise. From the relationship between the transmission symbol and the reception symbol introduced by the receiver, the probability regarding the reception vector can be given by a multidimensional Gaussian distribution as shown in Equation (2).
ここで、outer soft−in/soft−outデコーダとMIMO検波からなる図1のような反復復号を行う受信機を考える。図1における対数尤度比のベクトル(L−value)は式(3)−(5)のようにあらわされる。 Here, consider a receiver that performs iterative decoding as shown in FIG. 1 comprising an outer soft-in / soft-out decoder and MIMO detection. The log-likelihood ratio vector (L-value) in FIG. 1 is expressed as in equations (3)-(5).
<反復検波方法>
ここでは、NtxNr空間多重MIMOシステムにおけるMIMO信号の反復検波について述べる。
<Repetitive detection method>
Here, iterative detection of a MIMO signal in an N t × N r spatial multiplexing MIMO system will be described.
xmnの対数尤度比を式(6)のように定義する。 The log likelihood ratio of x mn is defined as in Equation (6).
ベイズの定理より、式(6)は、式(7)のようにあらわすことができる。 From Bayes' theorem, equation (6) can be expressed as equation (7).
ただし、Umn,±1={u|umn=±1}とする。そして、lnΣaj〜max
ln ajで近似すると式(7)は式(8)のように近似することができる。なお、上の「〜」の記号は近似を意味する。
However, U mn, ± 1 = {u | u mn = ± 1}. And lnΣa j -max
When approximated by ln a j , equation (7) can be approximated as equation (8). Note that the symbol “˜” above represents approximation.
式(8)におけるP(u|umn)とln P(u|umn)は以下のようにあらわされる。 P (u | u mn ) and ln P (u | u mn ) in Expression (8) are expressed as follows.
ところで、式(2)で定義した式の対数確率は式(12)のようにあらわされる。 By the way, the logarithmic probability of the equation defined by equation (2) is expressed as in equation (12).
したがって、式(7),(13)から、MAP、または、APP(a posteriori probability)では、事後のL−valueは、以下のようにあらわ
される。
Therefore, from the formulas (7) and (13), the posterior L-value is expressed as follows in MAP or APP (a posteriori probability).
以降では、反復APP復号と呼ぶ。また、式(8),(12)から、Max−Log近似に基づく対数尤度比(Max−Log APP)では、事後のL−valueは、以下のようにあらわされる。 Hereinafter, it is called iterative APP decoding. In addition, from the equations (8) and (12), in the log likelihood ratio (Max-Log APP) based on the Max-Log approximation, the posterior L-value is expressed as follows.
以降では、反復Max−log APP復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式(13)または(14)から事前入力を減算することで、求めることができる。
<システムモデル>
図28に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、2×2空間多重MIMOシステムとし、ストリームA,Bではそれぞれにouterエンコーダがあり、2つのouterエンコーダは同一のLDPC符号のエンコーダとする(ここではouterエンコーダとしてLDPC符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、outerエンコーダが用いる誤り訂正符号はLDPC符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、LDPC畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に実施することができる。また、outerエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、outerエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのouterエンコーダを有していてもよい。)。そして、ストリームA,Bではそれぞれにインタリーバ(πa,πb)がある。ここでは、変調方式を2h−QAMとする(1シンボルでhビットを送信することになる。)。
Hereinafter, it is called iterative Max-log APP decoding. The external information required in the iterative decoding system can be obtained by subtracting the prior input from the equation (13) or (14).
<System model>
FIG. 28 shows a basic configuration of a system that leads to the following description. Here, a 2 × 2 spatial multiplexing MIMO system is used, and streams A and B each have an outer encoder, and the two outer encoders are encoders of the same LDPC code (in this case, an LDPC code encoder is used as the outer encoder). However, the error correction code used by the outer encoder is not limited to the LDPC code, and other error correction codes such as a turbo code, a convolutional code, and an LDPC convolutional code are used in the same manner. In addition, the outer encoder is configured to be provided for each transmission antenna, but the configuration is not limited thereto, and there may be a plurality of transmission antennas or a single outer encoder. Has more outer encoders than antennas Even if it is.). In streams A and B, there are interleavers (π a , π b ), respectively. Here, the modulation scheme is 2 h -QAM (h bits are transmitted in one symbol).
受信機では、上述のMIMO信号の反復検波(反復APP(またはMax−log APP)復号)を行うものとする。そして、LDPC符号の復号としては、例えば、sum−product復号を行うものとする。 In the receiver, it is assumed that the MIMO signal is iteratively detected (iterative APP (or Max-log APP) decoding). As the decoding of the LDPC code, for example, sum-product decoding is performed.
図2はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。
このとき、以下の式のように(ia,ja),(ib,jb)をあらわすものとする。
FIG. 2 shows a frame structure and describes the order of symbols after interleaving.
At this time, it is assumed that (i a , j a ) and (i b , j b ) are expressed as in the following equations.
このとき、ia,ib:インタリーブ後のシンボルの順番、ja,jb:変調方式におけるビット位置(ja,jb=1,・・・,h)、πa,πb:ストリームA,Bのインタリーバ、Ωa ia,ja,Ωb ib,jb:ストリームA,Bのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図2では、ia=ibのときのフレーム構成を示している。
<反復復号>
ここでは、受信機におけるLDPC符号の復号で用いるsum−product復号およびMIMO信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。
At this time, i a , i b : order of symbols after interleaving, j a , j b : bit positions (j a , j b = 1,..., H) in modulation scheme, π a , π b : stream A and B interleavers, Ω a ia, ja , Ω b ib, jb : The order of data before interleaving of streams A and B is shown. However, FIG. 2 shows a frame configuration when i a = i b .
<Iterative decoding>
Here, the sum-product decoding and the iterative detection algorithm of the MIMO signal used in decoding of the LDPC code in the receiver will be described in detail.
sum−product復号
2元MxN行列H={Hmn}を復号対象とするLDPC符号の検査行列とする。集合[1,N]={1,2,・・・,N}の部分集合A(m),B(n)を次式のように定義する。
Sum-product decoding Let a binary MxN matrix H = {H mn } be a parity check matrix of an LDPC code that is to be decoded. Subsets A (m) and B (n) of the set [1, N] = {1, 2,..., N} are defined as follows:
このとき、A(m)は検査行列Hのm行目において、1である列インデックスの集合を意味し、B(n)は検査行列Hのn行目において1である行インデックスの集合である。sum−product復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Step A・1(初期化):Hmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して事前値対数比βmn=0とする。ループ変数(反復回数)lsum=1とし、ループ最大回数をlsum,maxと設定する。
Step A・2(行処理):m=1,2,・・・,Mの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比αmnを更新する。
At this time, A (m) means a set of column indexes that are 1 in the m-th row of the check matrix H, and B (n) is a set of row indexes that are 1 in the n-th row of the check matrix H. . The sum-product decoding algorithm is as follows.
Step A · 1 (initialization): Prior-value log ratio β mn = 0 for all pairs (m, n) satisfying H mn = 1. A loop variable (number of iterations) is set to l sum = 1, and the maximum number of loops is set to l sum, max .
Step A · 2 (row processing): logarithm of external values using the following update formula for all pairs (m, n) satisfying H mn = 1 in the order of m = 1, 2,... Update the ratio α mn .
このとき、fはGallagerの関数である。そして、λnの求め方については以降で詳しく説明する。
Step A・3(列処理):n=1,2,・・・,Nの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比βmnを更新する。
At this time, f is a Gallager function. The method for obtaining λ n will be described in detail later.
Step A · 3 (column processing): logarithm of external values using the following update formula for all pairs (m, n) satisfying H mn = 1 in the order of n = 1, 2,... Update the ratio β mn .
Step A・4(対数尤度比の計算):n∈[1,N]について対数尤度比Lnを以下のように求める。 Step A · 4 (calculation of log-likelihood ratio): The log-likelihood ratio L n is obtained as follows for n∈ [1, N].
Step A・5(反復回数のカウント):もしlsum<lsum,maxならばlsumをインクリメントして、step A・2に戻る。lsum=lsum,maxの場合、この回のsum−product復号は終了する。 Step A · 5 (counting the number of iterations): If l sum <l sum, max , increment l sum and return to step A · 2. In the case of l sum = l sum, max , this round of sum-product decoding ends.
以上が、1回のsum−product復号の動作である。その後、MIMO信号の反復検波が行われる。上述のsum−product復号の動作の説明で用いた変数m,n,αmn,βmn,λn,Lnにおいて、ストリームAにおける変数をma,na,αa mana,βa mana,λna,Lna、ストリームBにおける変数をmb,nb,αb mbnb,βb mbnb,λnb,Lnbであらわすものとする。
<MIMO信号の反復検波>
ここでは、MIMO信号の反復検波におけるλnの求め方について詳しく説明する。
The above is one sum-product decoding operation. Thereafter, iterative detection of the MIMO signal is performed. Variable m used in the description of the operation of the aforementioned sum-product decoding, n, α mn, β mn , at λ n, L n, the variables in the stream A m a, n a, α a mana, β a mana, λ na, L na, variables m b in the stream B, n b, α b mbnb , β b mbnb, λ nb, shall be represented by L nb.
<Repeated detection of MIMO signal>
Here, a method of obtaining λ n in the MIMO signal iterative detection will be described in detail.
式(1)から、次式が成立する。 From the expression (1), the following expression is established.
図2のフレーム構成から、式(16)(17)から、以下の関係式が成立する。 From the frame configuration of FIG. 2, the following relational expressions are established from the equations (16) and (17).
このとき、na,nb∈[1,N]となる。以降では、MIMO信号の反復検波の反復回数kのときのλna,Lna,λnb,Lnbをそれぞれλk,na,Lk,na,λk,nb,Lk,nbとあらわすものとする。 At this time, n a , n b ε [1, N]. Hereinafter, λ na , L na , λ nb , and L nb at the iteration number k of the MIMO signal iterative detection are represented as λ k, na , L k, na , λ k, nb , L k, nb , respectively. And
Step B・1(初期検波;k=0):初期検波のとき、λ0,na,λ0,nbを以下のように求める。
反復APP復号のとき:
Step B · 1 (initial detection; k = 0): At the time of initial detection, λ 0, na , λ 0, nb is obtained as follows.
For iterative APP decoding:
反復Max−log APP復号のとき: For iterative Max-log APP decoding:
ただし、X=a,bとする。そして、MIMO信号の反復検波の反復回数をlmimo=0とし、反復回数の最大回数をlmimo,maxと設定する。
Step B・2(反復検波;反復回数k):反復回数kのときのλk,na,λk,nbは、式(11)(13)−(15)(16)(17)から式(31)−(34)のようにあらわされる。ただし、(X,Y)=(a,b)(b,a)となる。
反復APP復号のとき:
However, X = a, b. Then, the number of iterations of MIMO signal iterative detection is set to l mimo = 0, and the maximum number of iterations is set to l mimo, max .
Step B · 2 (iterative detection; number of iterations k): λ k, na , λ k, nb when the number of iterations is k is obtained from equations (11), (13)-(15), (16), and (17). 31)-(34). However, (X, Y) = (a, b) (b, a).
For iterative APP decoding:
反復Max−log APP復号のとき: For iterative Max-log APP decoding:
Step B・3(反復回数のカウント、符号語推定):もしlmimo<lmimo,maxならばlmimoをインクリメントして、step B・2に戻る。lmimo=lmimo,maxの場合、推定符号語を以下のようにもとめる。 Step B · 3 (count of iterations, codeword estimation): If l mimo <l mimo, max , increment l mimo and return to step B · 2. In the case of l mimo = l mimo, max , the estimated codeword is stopped as follows.
ただし、X=a,bとする。
図3は、本実施の形態における送信装置300の構成の一例である。符号化部302Aは、情報(データ)301A、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(符号化部302Aがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303A
を出力する。
However, X = a, b.
FIG. 3 is an example of a configuration of transmitting apparatus 300 in the present embodiment. The encoding unit 302A receives the information (data) 301A and the frame configuration signal 313 as input, and the frame configuration signal 313 (the error correction method used by the encoding unit 302A for error correction encoding of data, the encoding rate, the block length, etc.) For example, a convolutional code, an LDPC code, a turbo code, or the like may be used in accordance with a method specified by the frame configuration signal 313. Error correction encoding is performed, and the encoded data 303A
Is output.
インタリーバ304Aは、符号化後のデータ303A、フレーム構成信号313を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ305Aを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。)
マッピング部306Aは、インタリーブ後のデータ305A、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Aを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
図24は、QPSK変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Iと直交成分QのIQ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図24(A)のように、入力データが「00」の場合、I=1.0、Q=1.0が出力され、以下同様に、入力データが「01」の場合、I=―1.0、Q=1.0が出力され、・・・、が出力される。図24(B)は、図24(A)とは異なるQPSK変調のIQ平面におけるマッピング方法の例であり、図24(B)が図24(A)と異なる点は、図24(A)における信号点が、原点を中心に回転させることで図24(B)の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献9、非特許文献10に示されており、また、非特許文献9、非特許文献10に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図24とは別の例として、図25に16QAMのときのIQ平面における信号点配置を示しており、図24(A)に相当する例が図25(A)であり、図24(B)に相当する例が図25(B)となる。
The interleaver 304A receives the encoded data 303A and the frame configuration signal 313, performs interleaving, that is, rearranges the order, and outputs the interleaved data 305A. (The interleaving method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
The mapping unit 306A receives the interleaved data 305A and the frame configuration signal 313 as input and performs QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM (64 Quadrature Amplitude Modulation) The signal 307A is output. (The modulation method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
FIG. 24 shows an example of a mapping method on the IQ plane of the in-phase component I and the quadrature component Q constituting the baseband signal in QPSK modulation. For example, as shown in FIG. 24A, when input data is “00”, I = 1.0 and Q = 1.0 are output. Similarly, when input data is “01”, I = -1.0, Q = 1.0 is output, and so on. FIG. 24B is an example of a mapping method on the IQ plane of QPSK modulation different from that in FIG. 24A. FIG. 24B is different from FIG. 24A in that FIG. The signal point in FIG. 24B can be obtained by rotating the signal point around the origin. Such constellation rotation methods are shown in Non-Patent Document 9 and Non-Patent Document 10, and even if the Cyclic Q Delay shown in Non-Patent Document 9 and Non-Patent Document 10 is applied. Good. As an example different from FIG. 24, FIG. 25 shows signal point arrangement on the IQ plane at 16QAM, and an example corresponding to FIG. 24A is FIG. 25A, and FIG. An example corresponding to is shown in FIG.
符号化部302Bは、情報(データ)301B、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303Bを出力する。 Encoding section 302B receives information (data) 301B and frame configuration signal 313 as input, and includes frame configuration signal 313 (including information such as an error correction method to be used, a coding rate, and a block length). In addition, the error correction method may be switched, for example, error correction coding such as convolutional code, LDPC code, turbo code, etc., and the encoded data. 303B is output.
インタリーバ304Bは、符号化後のデータ303B、フレーム構成信号313を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ305Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。)
マッピング部306Bは、インタリーブ後のデータ305B、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
重み付け合成情報生成部314は、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づいた重み付け合成方法に関する情報315を出力する。なお、重み付け合成方法は、規則的に重み付け合成方法が切り替わりことが特徴となる。
The interleaver 304B receives the encoded data 303B and the frame configuration signal 313, performs interleaving, that is, rearranges the order, and outputs the interleaved data 305B. (The interleaving method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
The mapping unit 306B receives the interleaved data 305B and the frame configuration signal 313, and performs QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM (64 Quadrature Amplitude Modulation), and so on. The signal 307B is output. (The modulation method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
The weighted synthesis information generation unit 314 receives the frame configuration signal 313 and outputs information 315 related to the weighting synthesis method based on the frame configuration signal 313. Note that the weighting synthesis method is characterized in that the weighting synthesis method is regularly switched.
重み付け合成部308Aは、ベースバンド信号307A、ベースバンド信号307B、重み付け合成方法に関する情報315を入力とし、重み付け合成方法に関する情報315に基づいて、ベースバンド信号307Aおよびベースバンド信号307Bを重み付け合成し、重み付け合成後の信号309Aを出力する。なお。重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。 The weighting synthesis unit 308A receives the baseband signal 307A, the baseband signal 307B, and the information 315 related to the weighting synthesis method as inputs, and weights and synthesizes the baseband signal 307A and the baseband signal 307B based on the information 315 related to the weighting synthesis method. The signal 309A after the weighted synthesis is output. Note that. Details of the weighting method will be described later.
無線部310Aは、重み付け合成後の信号309Aを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号311Aを出力し、送信信号511Aは、アンテナ312Aから電波として出力される。 Radio section 310A receives signal 309A after weighted synthesis, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311A. Transmission signal 511A is output as a radio wave from antenna 312A. The
重み付け合成部308Bは、ベースバンド信号307A、ベースバンド信号307B、重み付け合成方法に関する情報315を入力とし、重み付け合成方法に関する情報315に基づいて、ベースバンド信号307Aおよびベースバンド信号307Bを重み付け合成し、重み付け合成後の信号309Bを出力する。 The weighting synthesis unit 308B receives the baseband signal 307A, the baseband signal 307B, and the information 315 regarding the weighting synthesis method as inputs, and weights and synthesizes the baseband signal 307A and the baseband signal 307B based on the information 315 regarding the weighting synthesis method. The signal 309B after the weighted synthesis is output.
図26に重み付け合成部の構成を示す。ベースバンド信号307Aは、w11(t)と乗算し、w11(t)s1(t)を生成し、w21(t)と乗算し、w21(t)s1(t)を生成する。同様に、ベースバンド信号307Bは、w12(t)と乗算し、w12(t)s2(t)を生成し、w22(t)と乗算し、w22(t)s2(t)を生成する。次に、z1(t)=w11(t)s1(t)+w12(t)s2(t)、z2(t)=w21(t)s1(t)+w22(t)s2(t)を得る。 FIG. 26 shows the configuration of the weighting synthesis unit. The baseband signal 307A is multiplied by w11 (t) to generate w11 (t) s1 (t), and is multiplied by w21 (t) to generate w21 (t) s1 (t). Similarly, the baseband signal 307B is multiplied by w12 (t) to generate w12 (t) s2 (t) and is multiplied by w22 (t) to generate w22 (t) s2 (t). Next, z1 (t) = w11 (t) s1 (t) + w12 (t) s2 (t) and z2 (t) = w21 (t) s1 (t) + w22 (t) s2 (t) are obtained.
なお、重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。
無線部310Bは、重み付け合成後の信号309Bを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号311Bを出力し、送信信号511Bは、アンテナ312Bから電波として出力される。
The details of the weighting synthesis method will be described later in detail.
Radio section 310B receives weighted signal 309B as input, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311B. Transmission signal 511B is output as a radio wave from antenna 312B. The
図4は、図3とは異なる送信装置400の構成例を示している。図4において、図3と異なる部分について説明する。
符号化部402は、情報(データ)401、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ402を出力する。
FIG. 4 shows a configuration example of a transmission apparatus 400 different from that in FIG. In FIG. 4, a different part from FIG. 3 is demonstrated.
Encoding section 402 receives information (data) 401 and frame configuration signal 313 as input, performs error correction encoding based on frame configuration signal 313, and outputs encoded data 402.
分配部404は符号化後のデータ403を入力とし、分配し、データ405Aおよびデータ405Bを出力する。なお、図4では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をm(mは1以上の整数)とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、2系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。 The distribution unit 404 receives and distributes the encoded data 403, and outputs data 405A and data 405B. In FIG. 4, the case where there is one encoding unit is described. However, the present invention is not limited to this, and the encoding unit is m (m is an integer of 1 or more), and the codes created by each encoding unit The present invention can also be implemented in the same way when the distribution unit outputs divided data into two systems of data.
図5は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル500_1は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。 FIG. 5 shows an example of a frame configuration on the time axis of the transmission apparatus according to the present embodiment. Symbol 500_1 is a symbol for notifying the receiving apparatus of the transmission method. For example, an error correction method used for transmitting a data symbol, information on its coding rate, and a modulation method used for transmitting a data symbol The information etc. is transmitted.
シンボル501_1は、送信装置が送信する変調信号z1(t){ただし、tは時間}のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル502_1は変調信号z1(t)が(時間軸における)シンボル番号uに送信するデータシンボル、シンボル503_1は変調信号z1(t)がシンボル番号u+1に送信するデータシンボルである。 Symbol 501_1 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z1 (t) {where t is time} transmitted by the transmission apparatus. Symbol 502_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1 (t) to symbol number u (on the time axis), and symbol 503_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1 (t) to symbol number u + 1.
シンボル501_2は、送信装置が送信する変調信号z2(t){ただし、tは時間}のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル502_2は変調信号z2(t)がシンボル番号uに送信するデータシンボル、シンボル503_2は変調信号z2(t)がシンボル番号u+1に送信するデータシンボルである。 Symbol 501_2 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z2 (t) {where t is time} transmitted by the transmission apparatus. Symbol 502_2 is a data symbol transmitted from modulated signal z2 (t) to symbol number u, and symbol 503_2 is a data symbol transmitted from modulated signal z2 (t) to symbol number u + 1.
送信装置が送信する変調信号z1(t)と変調信号z2(t)、及び、受信装置におけ
る受信信号r1(t)、r2(t)の関係について説明する。
図5において、504#1、504#2は送信装置における送信アンテナ、505#1、505#2は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号z1(t)を送信アンテナ504#1、変調信号z2(t)を送信アンテナ504#2から送信する。このとき、変調信号z1(t)および変調信号z2(t)は、同一(共通の)周波数(帯域)を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とし、受信装置の受信アンテナ505#1が受信した受信信号をr1(t)、受信装置の受信アンテナ505#2が受信した受信信号をr2(t)とすると、以下の関係式が成立する。
The relationship between the modulation signal z1 (t) and the modulation signal z2 (t) transmitted by the transmission device and the reception signals r1 (t) and r2 (t) in the reception device will be described.
In FIG. 5, 504 # 1 and 504 # 2 indicate transmission antennas in the transmission apparatus, 505 # 1 and 505 # 2 indicate reception antennas in the reception apparatus, and the transmission apparatus transmits the modulated signal z1 (t) to the transmission antenna 504. # 1, modulated signal z2 (t) is transmitted from transmitting antenna 504 # 2. At this time, it is assumed that the modulation signal z1 (t) and the modulation signal z2 (t) occupy the same (common) frequency (band). The channel fluctuation of each transmission antenna of the transmission device and each antenna of the reception device is set to h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t), respectively, and reception received by the reception antenna 505 # 1 of the reception device. When the signal is r1 (t) and the received signal received by the receiving antenna 505 # 2 of the receiving device is r2 (t), the following relational expression is established.
図6は、本実施の形態における重み付け方法(プリコーディング(Precoding)方法)に関連する図であり、重み付け合成部600は、図3の重み付け合成部308Aと308Bの両者を統合した重み付け合成部である。図6に示すように、ストリームs1(t)およびストリームs2(t)は、図3のベースバンド信号307Aおよび307Bに相当する、つまり、QPSK、16QAM、64QAMなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相I、直交Q成分となる。そして、図6のフレーム構成のようにストリームs1(t)は、シンボル番号uの信号をs1(u)、シンボル番号u+1の信号をs1(u+1)、・・・とあらわす。同様に、ストリームs2(t)は、シンボル番号uの信号をs2(u)、シンボル番号u+1の信号をs2(u+1)、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部600は、図3におけるベースバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、重み付け情報に関する情報315を入力とし、重み付け情報に関する情報315にしたがった重み付け方法を施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、309B(z2(t))を出力する。このとき、z1(t)、z2(t)は以下のようにあらわされる。
シンボル番号4iのとき(iは0以上の整数とする):
FIG. 6 is a diagram related to the weighting method (precoding method) in the present embodiment. The weighting synthesis unit 600 is a weighting synthesis unit that integrates both the weighting synthesis units 308A and 308B of FIG. is there. As shown in FIG. 6, the stream s1 (t) and the stream s2 (t) correspond to the baseband signals 307A and 307B of FIG. 3, that is, the base according to the mapping of modulation schemes such as QPSK, 16QAM, and 64QAM. Band signal in-phase I and quadrature Q components. 6, the stream s1 (t) represents the signal with symbol number u as s1 (u), the signal with symbol number u + 1 as s1 (u + 1), and so on. Similarly, in the stream s2 (t), a signal with a symbol number u is represented as s2 (u), a signal with a symbol number u + 1 is represented as s2 (u + 1), and so on. Then, the weighting synthesis unit 600 receives the baseband signals 307A (s1 (t)) and 307B (s2 (t)) in FIG. 3 and the information 315 related to the weighting information, and performs a weighting method according to the information 315 related to the weighting information. Then, the signals 309A (z1 (t)) and 309B (z2 (t)) after the weighted synthesis in FIG. 3 are output. At this time, z1 (t) and z2 (t) are expressed as follows.
For symbol number 4i (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号4i+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 4i + 1:
シンボル番号4i+2のとき: For symbol number 4i + 2:
シンボル番号4i+3のとき: For symbol number 4i + 3:
このように、図6の重み付け合成部は、4スロット周期で規則的にプリコーディングウェイトを切り替えるものとする。(ただし、ここでは、4スロットで規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方式としているが、規則的に切り替えるスロット数は4スロットに限ったものではない。)
ところで、非特許文献4において、スロットごとにプリコーディングウェイトを切り替えることが述べられており、非特許文献4では、プリコーディングウェイトをランダムに切り替えることを特徴としている。一方で、本実施の形態では、ある周期を設け規則的にプリコーディングウェイトを切り替えることを特徴としており、また、4つのプリコーディングウェイトで構成される2行2列のプリコーディングウェイト行列において、4つのプリコーディングウェイトの各絶対値が等しく(1/sqrt(2))、この特徴をもつプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えることを特徴としている。
As described above, the weighting / synthesizing unit in FIG. 6 regularly switches the precoding weights in a 4-slot period. (However, here, the precoding weight is regularly switched in 4 slots, but the number of regularly switched slots is not limited to 4 slots.)
Incidentally, Non-Patent Document 4 describes switching precoding weights for each slot, and Non-Patent Document 4 is characterized by switching precoding weights at random. On the other hand, the present embodiment is characterized in that a predetermined period is provided and the precoding weights are switched regularly. In a 2 × 2 precoding weight matrix composed of four precoding weights, 4 The absolute values of the two precoding weights are equal (1 / sqrt (2)), and the precoding weight matrix having this characteristic is switched regularly.
LOS環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は異なる。しかし、LOS環境には、ある規則があり、この規則に従い特殊なプリコーディング行列を規則的に切り替えれば、データの受信品質が大きく改善する。一方、ランダムにプリコーディング行列を切り替えた場合、先にのべた特殊なプリコーディング行列以外のプリコーディング行列も存在することになる可能性、また、LOS環境には適さない片寄ったプリコーディング行列のみでプリコーディングを行う可能性も存在し、これにより、必ずしもL
OS環境で、良好な受信品質が得られるとは限らない。したがって、LOS環境に適したプリコーディング切り替え方法を実現する必要があり、本発明は、それに関するプリコーディング方法を提案している。
In a LOS environment, reception quality may be greatly improved by using a special precoding matrix, but the special precoding matrix differs depending on the situation of the direct wave. However, there is a certain rule in the LOS environment. If a special precoding matrix is regularly switched according to this rule, the data reception quality is greatly improved. On the other hand, if the precoding matrix is switched at random, there may be precoding matrices other than the special precoding matrix described above, and only the precoding matrix that is not suitable for the LOS environment is offset. There is also the possibility of precoding, which will not necessarily reduce L
Good reception quality is not always obtained in the OS environment. Therefore, it is necessary to realize a precoding switching method suitable for the LOS environment, and the present invention proposes a precoding method related thereto.
図7は、本実施の形態における受信装置700の構成の一例を示している。無線部703_Xは、アンテナ701_Xで受信された受信信号702_Xを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号704_Xを出力する。 FIG. 7 shows an example of the configuration of receiving apparatus 700 in the present embodiment. Radio section 703_X receives reception signal 702_X received by antenna 701_X, performs processing such as frequency conversion and orthogonal demodulation, and outputs baseband signal 704_X.
送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部705_1は、ベースバンド信号704_Xを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_1を抽出し、式(36)のh11に相当する値を推定し、チャネル推定信号706_1を出力する。 Channel fluctuation estimation section 705_1 in modulated signal z1 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_X, extracts channel estimation reference symbol 501_1 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h11 in equation (36). The channel estimation signal 706_1 is output.
送信装置で送信された変調信号z2におけるチャネル変動推定部705_2は、ベースバンド信号704_Xを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_2を抽出し、式(36)のh12に相当する値を推定し、チャネル推定信号706_2を出力する。 Channel fluctuation estimation section 705_2 in modulated signal z2 transmitted by the transmission apparatus receives baseband signal 704_X, extracts channel estimation reference symbol 501_2 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h12 in equation (36). The channel estimation signal 706_2 is output.
無線部703_Yは、アンテナ701_Yで受信された受信信号702_Yを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号704_Yを出力する。
送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部707_1は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_1を抽出し、式(36)のh21に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_1を出力する。
Radio section 703_Y receives reception signal 702_Y received by antenna 701_Y, performs processing such as frequency conversion and orthogonal demodulation, and outputs baseband signal 704_Y.
Channel fluctuation estimation section 707_1 in modulated signal z1 transmitted from the transmission apparatus receives baseband signal 704_Y as input, extracts channel estimation reference symbol 501_1 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h21 in equation (36). The channel estimation signal 708_1 is output.
送信装置で送信された変調信号z2におけるチャネル変動推定部707_2は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_2を抽出し、式(36)のh22に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_2を出力する。 Channel fluctuation estimation section 707_2 in modulated signal z2 transmitted from the transmission device receives baseband signal 704_Y, extracts channel estimation reference symbol 501_2 in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h22 in equation (36). The channel estimation signal 708_2 is output.
制御情報復号部709は、ベースバンド信号704_Xおよび704_Yを入力とし、図5の送信方法を通知するためのシンボル500_1を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を出力する。 Control information decoding section 709 receives baseband signals 704_X and 704_Y, detects symbol 500_1 for notifying the transmission method of FIG. 5, and outputs a signal 710 related to the transmission method information notified by the transmission apparatus.
信号処理部711は、ベースバンド信号704_X、704_Y、チャネル推定信号706_1、706_2、708_1、708_2、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を入力とし、検波、復号を行い、受信データ712_1および712_2を出力する。 The signal processing unit 711 receives the baseband signals 704_X and 704_Y, the channel estimation signals 706_1, 706_2, 708_1, and 708_2, and the signal 710 related to the transmission method notified by the transmission apparatus, performs detection and decoding, and performs reception data 712_1 and 712_2 are output.
次に、図7の信号処理部711の動作について詳しく説明する。図8は、本実施の形態における信号処理部711の構成の一例を示している。図8は、主にINNER MIMO検波部とsoft−in/soft−outデコーダ、重み付け係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献2、非特許文献3で詳細が述べられているが、非特許2、非特許文献3に記載されているMIMO伝送方式は空間多重MIMO伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともにプリコーディングウェイトを変更するMIMO伝送方式である点が、非特許文献2、非特許文献3と異なる点である。式(36)における(チャネル)行列をH(t)、図6におけるプリコーディングウェイト行列をW(t)(ただし、tによりプリコーディングウェイト行列は変化する。)、受信ベクトルをR(t)=(r1(t),r2(t))T、ストリームベクトルS(t)=(s1(t),s2(t))Tとすると以下の関係式が成立す
る。
Next, the operation of the signal processing unit 711 in FIG. 7 will be described in detail. FIG. 8 shows an example of the configuration of the signal processing unit 711 in the present embodiment. FIG. 8 mainly includes an INNER MIMO detection unit, a soft-in / soft-out decoder, and a weighting coefficient generation unit. The details of the iterative decoding method in this configuration are described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3, but the MIMO transmission system described in Non-Patent 2 and Non-Patent Document 3 is a spatial multiplexing MIMO transmission system. However, the transmission method in the present embodiment is a MIMO transmission method in which the precoding weight is changed over time, which is different from Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3. In Equation (36), the (channel) matrix is H (t), the precoding weight matrix in FIG. 6 is W (t) (where the precoding weight matrix changes depending on t), and the received vector is R (t) = When (r1 (t), r2 (t)) T and stream vector S (t) = (s1 (t), s2 (t)) T , the following relational expression is established.
このとき、受信装置は、H(t)W(t)をチャネル行列と考えることで、受信ベクトルをR(t)に対して非特許文献2、非特許文献3の復号方法を適用することができる。
したがって、図8の重み付け係数生成部819は、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号818(図7の710に相当)を入力とし、重み付け係数の情報に関する信号820を出力する。
At this time, the receiving apparatus considers H (t) W (t) as a channel matrix, and can apply the decoding methods of Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3 to R (t) as a received vector. it can.
Therefore, the weighting coefficient generation unit 819 in FIG. 8 receives a signal 818 (corresponding to 710 in FIG. 7) related to the transmission method information notified by the transmission apparatus, and outputs a signal 820 related to the weighting coefficient information.
INNNER MIMO検波部803は、重み付け係数の情報に関する信号820を入力とし、この信号を利用して、式(41)の演算を行うことになる。そして、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。 The INNNER MIMO detection unit 803 receives a signal 820 related to the weighting coefficient information, and uses this signal to perform the calculation of Expression (41). Then, iterative detection and decoding will be performed, and the operation will be described.
図8の信号処理部では、反復復号(反復検波)を行うため図10に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号(ストリーム)s1の1符号語(または、1フレーム)、および、変調信号(ストリーム)s2の1符号語(または、1フレーム)の復号を行う。その結果、soft−in/soft−outデコーダから、変調信号(ストリーム)s1の1符号語(または、1フレーム)、および、変調信号(ストリーム)s2の1符号語(または、1フレーム)の各ビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)が得られる。そして、そのLLRを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる(この操作を反復復号(反復検波)と呼ぶ。)。以降では、1フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比(LLR)の作成方法を中心に説明する。 The signal processing unit in FIG. 8 needs to perform a processing method as shown in FIG. 10 in order to perform iterative decoding (iterative detection). First, one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s2 are decoded. As a result, from the soft-in / soft-out decoder, one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s2 A log-likelihood ratio (LLR) is obtained. Then, detection and decoding are performed again using the LLR. This operation is performed a plurality of times (this operation is called iterative decoding (iterative detection)). In the following, the description will focus on a method for creating a log likelihood ratio (LLR) of a symbol at a specific time in one frame.
図8において、記憶部815は、ベースバンド信号801X(図7のベースバンド信号704_Xに相当する。)、チャネル推定信号郡802X(図7のチャネル推定信号706_1、706_2に相当する。)、ベースバンド信号801Y(図7のベースバンド信号704_Yに相当する。)、チャネル推定信号郡802Y(図7のチャネル推定信号708_1、708_2に相当する。)を入力とし、反復復号(反復検波)を実現するために、式(41)におけるH(t)W(t)を実行(算出)し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部815は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号郡817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号郡817Yとして出力する。 8, the storage unit 815 has a baseband signal 801X (corresponding to the baseband signal 704_X in FIG. 7), a channel estimation signal group 802X (corresponding to the channel estimation signals 706_1 and 706_2 in FIG. 7), and a baseband. The signal 801Y (corresponding to the baseband signal 704_Y in FIG. 7) and the channel estimation signal group 802Y (corresponding to the channel estimation signals 708_1 and 708_2 in FIG. 7) are input to realize iterative decoding (iterative detection). Then, H (t) W (t) in equation (41) is executed (calculated), and the calculated matrix is stored as a modified channel signal group. Then, the storage unit 815 outputs the above signals as a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, and a modified channel estimation signal group 817Y when necessary.
その後の動作については、初期検波の場合と反復復号(反復検波)の場合を分けて説明する。
<初期検波の場合>
INNER MIMO検波部803は、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号郡802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号郡802Yを入力とする。ここでは、変調信号(ストリーム)s1、変調信号(ストリーム)s2の変調方式が16QAMとして説明する。
Subsequent operations will be described separately for the case of initial detection and the case of iterative decoding (iterative detection).
<In case of initial detection>
The INNER MIMO detection unit 803 receives the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y. Here, the modulation scheme of the modulation signal (stream) s1 and the modulation signal (stream) s2 will be described as 16QAM.
INNER MIMO検波部803は、まず、チャネル推定信号郡802X、チャネル推定信号郡802YからH(t)W(t)を実行し、ベースバンド信号801Xに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図11に示す。図11において、●(黒丸)は、IQ平面における候補信号点であり、変調方式が16QAMのため、候補信号点は256個存在する。(ただし、図11では、イメージ図を示しているため、256個の候補信号点は示していない。)ここで、変調信号s1で伝送する4ビットをb0、b1、b2、b3、変調信号s2で伝送する4ビットをb4、b5、b6、b7とすると、図11において(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点1101(ベースバンド信号801Xに相当する。)と候補信号点それぞれとの2乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの2乗ユークリッド距離をノイズの分散σ2で除算する。したがって、(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をEX(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)が求まることになる。なお、各ベースバンド信号、変調信号s1、s2は、複素信号である。 The INNER MIMO detection unit 803 first executes H (t) W (t) from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y, and obtains candidate signal points corresponding to the baseband signal 801X. The state at that time is shown in FIG. In FIG. 11, ● (black circle) is a candidate signal point on the IQ plane. Since the modulation method is 16QAM, there are 256 candidate signal points. (However, since the image diagram is shown in FIG. 11, 256 candidate signal points are not shown.) Here, 4 bits transmitted by the modulation signal s1 are b0, b1, b2, b3, and the modulation signal s2. If the 4 bits to be transmitted are b4, b5, b6, and b7, there are candidate signal points corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) in FIG. Then, the squared Euclidean distance between the reception signal point 1101 (corresponding to the baseband signal 801X) and each candidate signal point is obtained. Then, each square Euclidean distance is divided by the noise variance σ 2 . Therefore, a value obtained by dividing the candidate signal points and a received signal point square Euclidean distances corresponding with the variance of noise (b0, b1, b2, b3 , b4, b5, b6, b7) E X (b0, b1, b2 , B3, b4, b5, b6, b7). Each baseband signal and modulated signals s1 and s2 are complex signals.
同様に、チャネル推定信号郡802X、チャネル推定信号郡802YからH(t)W(t)を実行し、ベースバンド信号801Yに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点(ベースバンド信号801Yに相当する。)との2乗ユークリッド距離を求め、この2乗ユークリッド距離をノイズの分散σ2で除算する。したがって、(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をEY(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)が求まることになる。 Similarly, H (t) W (t) is executed from channel estimation signal group 802X and channel estimation signal group 802Y, a candidate signal point corresponding to baseband signal 801Y is obtained, and a received signal point (corresponding to baseband signal 801Y) And the square Euclidean distance is divided by the noise variance σ 2 . Therefore, a value obtained by dividing the candidate signal point corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) and the received signal point squared Euclidean distance by the variance of noise is represented by E Y (b0, b1, b2 , B3, b4, b5, b6, b7).
そして、EX(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)+EY(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)=E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を求める。 Then, E X (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) + E Y (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) = E (b0, b1, b2, b3) , B4, b5, b6, b7).
INNER MIMO検波部803は、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を信号804として出力する。
対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(28)、式(29)、式(30)に示した通りであり、詳細については、非特許文献2、非特許文献3に示されている。
The INNER MIMO detection unit 803 outputs E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as a signal 804.
Log likelihood calculation section 805A receives signal 804 as input, calculates log likelihood for bits b0 and b1, and b2 and b3, and outputs log likelihood signal 806A. However, in the calculation of the log likelihood, the log likelihood when “1” and the log likelihood when “0” are calculated. The calculation method is as shown in Expression (28), Expression (29), and Expression (30), and details are shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3.
同様に、対数尤度算出部805Bは、信号804を入力とし、ビットb4およびb5およびb6およびb7の対数尤度を算出し、対数尤度信号806Bを出力する。
デインタリーバ(807A)は、対数尤度信号806Aを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304A))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを出力する。
Similarly, log likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates log likelihood of bits b4 and b5 and b6 and b7, and outputs log likelihood signal 806B.
The deinterleaver (807A) receives the log likelihood signal 806A, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304A in FIG. 3)), and outputs a log likelihood signal 808A after deinterleaving.
同様に、デインタリーバ(807B)は、対数尤度信号806Bを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304B))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Bを出力する。 Similarly, the deinterleaver (807B) receives the log likelihood signal 806B as input, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304B) in FIG. 3), and outputs a log likelihood signal 808B after deinterleaving.
対数尤度比算出部809Aは、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを入力とし、図3の符号化器302Aで符号化されたビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Aを出力する。 Log likelihood ratio calculation section 809A receives log likelihood signal 808A after deinterleaving, and calculates a log likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of bits encoded by encoder 302A in FIG. The log likelihood ratio signal 810A is output.
同様に、対数尤度比算出部809Bは、デインタリーブ後の対数尤度信号808Bを入力とし、図3の符号化器302Bで符号化されたビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Bを出力する。 Similarly, log-likelihood ratio calculation section 809B receives log-likelihood signal 808B after deinterleaving and inputs the log-likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of bits encoded by encoder 302B in FIG. ) And a log likelihood ratio signal 810B is output.
Soft−in/soft−outデコーダ811Aは、対数尤度比信号810Aを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Aを出力する。
同様に、Soft−in/soft−outデコーダ811Bは、対数尤度比信号810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Bを出力する。
The soft-in / soft-out decoder 811A receives the log likelihood ratio signal 810A, performs decoding, and outputs a log likelihood ratio 812A after decoding.
Similarly, Soft-in / soft-out decoder 811B receives log-likelihood ratio signal 810B as input, performs decoding, and outputs log-likelihood ratio 812B after decoding.
<反復復号(反復検波)の場合、反復回数k>
インタリーバ(813A)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Aを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Aを出力する。このとき、インタリーブ(813A)のインタリーブのパターンは、図3のインタリーバ(304A)のインタリーブパターンと同様である。
<In the case of iterative decoding (iterative detection), the number of iterations k>
The interleaver (813A) receives the log likelihood ratio 812A after decoding obtained in the (k-1) th soft-in / soft-out decoding, performs interleaving, and outputs a log likelihood ratio 814A after interleaving. . At this time, the interleave pattern of the interleaver (813A) is the same as the interleave pattern of the interleaver (304A) of FIG.
インタリーバ(813B)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Bを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Bを出力する。このとき、インタリーブ(813B)のインタリーブのパターンは、図3のインタリーバ(304B)のインタリーブパターンと同様である。 The interleaver (813B) receives the log likelihood ratio 812B after decoding obtained in the (k-1) th soft-in / soft-out decoding, performs interleaving, and outputs the log likelihood ratio 814B after interleaving. . At this time, the interleave pattern of the interleaver (813B) is the same as the interleave pattern of the interleaver (304B) of FIG.
INNER MIMO検波部803は、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号郡817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号郡817Y、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bを入力とする。ここで、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号郡802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号郡802Yではなく、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号郡817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号郡817Yを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。 The INNER MIMO detection unit 803 inputs a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, a modified channel estimation signal group 817Y, an interleaved log likelihood ratio 814A, and an interleaved log likelihood ratio 814B. And Here, not the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y, but the baseband signal 816X, the modified channel estimation signal group 817X, the baseband signal 816Y, and the modified channel estimation signal group 817Y. Is used because of a delay time due to iterative decoding.
INNER MIMO検波部803の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bを信号処理の際に用いていることである。INNNER MIMO検波部803は、まず、初期検波のときと同様に、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比914Bから、式(11)、式(32)に相当する係数を求める。そして、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をE’(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)とし、信号804として出力する。 The difference between the operation at the time of iterative decoding and the operation at the time of initial detection of the INNER MIMO detection unit 803 is that the log likelihood ratio 814A after interleaving and the log likelihood ratio 814B after interleaving are used in signal processing. It is. The INNNER MIMO detection unit 803 first obtains E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as in the case of initial detection. In addition, coefficients corresponding to Equation (11) and Equation (32) are obtained from the log likelihood ratio 814A after interleaving and the log likelihood ratio 914B after interleaving. Then, the value of E (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) is corrected using the obtained coefficient, and the value is changed to E ′ (b0, b1, b2, b3, b4, b5). , B6, b7) and output as a signal 804.
対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(31)、式(数32)、式(33)、式(34)、式(35)に示した通りであり、非特許文献2、非特許文献3に示されている。 Log likelihood calculation section 805A receives signal 804 as input, calculates log likelihood for bits b0 and b1, and b2 and b3, and outputs log likelihood signal 806A. However, in the calculation of the log likelihood, the log likelihood when “1” and the log likelihood when “0” are calculated. The calculation method is as shown in Expression (31), Expression (Formula 32), Expression (33), Expression (34), and Expression (35), and is shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3. Yes.
同様に、対数尤度算出部805Bは、信号804を入力とし、ビットb4およびb5およびb6およびb7の対数尤度を算出し、対数尤度信号806Bを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。 Similarly, log likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates log likelihood of bits b4 and b5 and b6 and b7, and outputs log likelihood signal 806B. The operation after the deinterleaver is the same as the initial detection.
なお、図8では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ813A、813Bを有していない構成でもよい。このとき、INNNER MIMO検波部803は、反復的な検波を行わないことになる。
そして、本実施の形態で重要な部分は、H(t)W(t)の演算を行うことである。なお、非特許文献5等に示されているように、QR分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
FIG. 8 shows the configuration of the signal processing unit in the case of performing iterative detection. However, iterative detection is not necessarily an essential configuration for obtaining good reception quality, and is a component required only for iterative detection. The interleaver 813A or 813B may be omitted. At this time, the INNNER MIMO detection unit 803 does not perform repetitive detection.
An important part of the present embodiment is to calculate H (t) W (t). In addition, as shown in Non-Patent Document 5 and the like, initial detection and iterative detection may be performed using QR decomposition.
また、非特許文献11に示されているように、H(t)W(t)に基づき、MMSE(Minimum Mean Square Error)、ZF(Zero Forcing)の線形演算を行い、初期検波を行っても
よい。
Further, as shown in Non-Patent Document 11, linear calculation of MMSE (Minimum Mean Square Error) and ZF (Zero Forcing) is performed based on H (t) W (t), and initial detection is performed. Good.
図9は、図8と異なる信号処理部の構成であり、図4の送信装置が送信した変調信号のための信号処理部である。図8と異なる点は、soft−in/soft−outデコーダの数であり、soft−in/soft−outデコーダ901は、対数尤度比信号810A、810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比902を出力する。分配部903は、復号後の対数尤度比902を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図8と同様の動作となる。 FIG. 9 shows a configuration of a signal processing unit different from that in FIG. 8, and is a signal processing unit for a modulated signal transmitted by the transmission apparatus in FIG. The difference from FIG. 8 is the number of soft-in / soft-out decoders. The soft-in / soft-out decoder 901 receives log likelihood ratio signals 810A and 810B as inputs and performs decoding. A log likelihood ratio 902 is output. The distribution unit 903 receives the log likelihood ratio 902 after decoding as input, and performs distribution. The other parts are the same as in FIG.
図12に、図29のときと同様の条件で、伝送方式を本実施の形態のプリコーディングウェイトを用いた送信方法としたときのBER特性を示す。図12の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性、図12の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図12と図29を比較すると、本実施の形態の送信方法を用いると、ライスファクタが大きいときのBER特性が、空間多重MIMO伝送を用いたときのBER特性より大きく改善していることがわかり、本実施の形態の方式の有効性が確認できる。 FIG. 12 shows BER characteristics when the transmission method is the transmission method using the precoding weight of the present embodiment under the same conditions as in FIG. 12A shows the BER characteristic of Max-log-APP (Non-patent Document 1 and Non-patent Document 2) (APP: a posteriprobability) in which iterative detection is not performed, and FIG. The BER characteristic of Max-log-APP (refer nonpatent literature 1 and nonpatent literature 2) (number of repetitions 5 times) which performed the detection is shown. Comparing FIG. 12 and FIG. 29, it can be seen that, when the transmission method of the present embodiment is used, the BER characteristic when the rice factor is large is greatly improved compared to the BER characteristic when using spatial multiplexing MIMO transmission. Thus, the effectiveness of the system of this embodiment can be confirmed.
以上のように、本実施の形態のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmission apparatus of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas as in the present embodiment, the precoding weight is switched over time and the switching is performed regularly. In the LOS environment where the direct wave is dominant, it is possible to obtain an effect that the transmission quality is improved as compared with the case of using the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.
本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、特にLDPC符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、soft−in/soft−outデコーダとして、sum−product復号を例に限ったものではなく、他のsoft−in/soft−outの復号方法、例えば、BCJRアルゴリズム、SOVAアルゴリズム、Msx−log−MAPアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献6に示されている。 In the present embodiment, the operation of the receiving apparatus is described with the number of antennas being limited, but it can be similarly implemented even when the number of antennas is increased. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment. In this embodiment, the LDPC code has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the decoding method is not limited to the sum-product decoding as a soft-in / soft-out decoder. However, there are other soft-in / soft-out decoding methods such as BCJR algorithm, SOVA algorithm, Msx-log-MAP algorithm, and the like. Details are described in Non-Patent Document 6.
また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、OFDM(Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple
Access)、SC−OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、非特許文献7等で示されているウェーブレットOFDM方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。
In the present embodiment, the single carrier scheme has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly implemented even when multicarrier transmission is performed. Therefore, for example, spread spectrum communication, OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing), SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple).
(Access), SC-OFDM (Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) method, the wavelet OFDM method shown in Non-Patent Document 7 and the like can be similarly implemented. In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information transmission symbols, and the like may be arranged in any manner.
以下では、マルチキャリア方式の一例として、OFDM方式を用いたときの例を説明する。
図13は、OFDM方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図13において、図3と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
Hereinafter, an example in which the OFDM method is used as an example of the multicarrier method will be described.
FIG. 13 shows a configuration of a transmission apparatus when the OFDM method is used. In FIG. 13, the same reference numerals are given to those operating in the same manner as in FIG. 3.
OFDM方式関連処理部1301Aは、重み付け後の信号309Aを入力とし、OFDM方式関連の処理を施し、送信信号1302Aを出力する。同様に、OFDM方式関連処理部1301Bは、重み付け後の信号309Bを入力とし、送信信号1302Bを出力する。 The OFDM scheme-related processing unit 1301A receives the weighted signal 309A, performs OFDM scheme-related processing, and outputs a transmission signal 1302A. Similarly, OFDM scheme related processing section 1301B receives weighted signal 309B and outputs transmission signal 1302B.
図14は、図13のOFDM方式関連処理部1301A、1301B以降の構成の一例を示しており、図13の1301Aから312Aに関連する部分が、1401Aから1410Aであり、1301Bから312Bに関連する部分が1401Bから1410Bである。 FIG. 14 shows an example of the configuration after the OFDM scheme related processing units 1301A and 1301B in FIG. 13, and the portions related to 1301A to 312A in FIG. Are 1401B to 1410B.
シリアルパラレル変換部1402Aは、重み付け後の信号1401A(図13の重み付け後の信号309Aに相当する)シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号1403Aを出力する。 The serial / parallel converter 1402A performs serial / parallel conversion on the weighted signal 1401A (corresponding to the weighted signal 309A in FIG. 13), and outputs a parallel signal 1403A.
並び換え部1404Aは、パラレル信号1403Aを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号1405Aを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部1406Aは、並び換え後の信号1405Aを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1407Aを出力する。
Rearrangement section 1404A receives parallel signal 1403A as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1405A. The rearrangement will be described in detail later.
The inverse fast Fourier transform unit 1406A receives the rearranged signal 1405A, performs an inverse fast Fourier transform, and outputs a signal 1407A after the inverse Fourier transform.
無線部1408Aは、逆フーリエ変換後の信号1407Aを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号1409Aを出力し、変調信号1409Aはアンテナ1410Aから電波として出力される。
シリアルパラレル変換部1402Bは、重み付け後の信号1401B(図13の重み付け後の信号309Bに相当する)シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号1403Bを出力する。
Radio section 1408A receives signal 1407A after inverse Fourier transform as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1409A, and modulated signal 1409A is output from antenna 1410A as a radio wave.
The serial / parallel converter 1402B performs serial / parallel conversion on the weighted signal 1401B (corresponding to the weighted signal 309B in FIG. 13), and outputs a parallel signal 1403B.
並び換え部1404Bは、パラレル信号1403Bを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号1405Bを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部1406Bは、並び換え後の信号1405Bを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1407Bを出力する。
Rearranger 1404B receives parallel signal 1403B as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1405B. The rearrangement will be described in detail later.
The inverse fast Fourier transform unit 1406B receives the rearranged signal 1405B as input, performs inverse fast Fourier transform, and outputs a signal 1407B after inverse Fourier transform.
無線部1408Bは、逆フーリエ変換後の信号1407Bを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号1409Bを出力し、変調信号1409Bはアンテナ1410Bから電波として出力される。 The radio unit 1408B receives the signal 1407B after the inverse Fourier transform, performs frequency conversion, amplification, and the like, outputs a modulation signal 1409B, and the modulation signal 1409B is output as a radio wave from the antenna 1410B.
図3の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図6のように、4周期となるようにプリコーディングを切り替え、プリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置している。図13に示すようなOFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式
を用いている場合、当然、図3のようにプリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各(サブ)キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。
Since the transmission apparatus of FIG. 3 is not a transmission method using multicarriers, precoding is switched so as to have four periods as shown in FIG. 6, and symbols after precoding are arranged in the time axis direction. When a multi-carrier transmission scheme such as the OFDM scheme shown in FIG. 13 is used, naturally, symbols after precoding are arranged in the time axis direction as shown in FIG. In the case of the multi-carrier transmission method, a method of arranging using the frequency axis direction or both the frequency axis and the time axis can be considered. Hereinafter, this point will be described.
図15は、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、(サブ)キャリア0から(サブ)キャリア9で構成されており、変調信号z1とz2は、同一時刻(時間)に同一の周波数帯域を使用しており、図15(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図15(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部1402Aが入力とする重み付け後の信号1401Aのシンボルに対し、順番に、#1、#2、#3、#4、・・・と番号をふる。このとき、図15(a)のように、シンボル#1、#2、#3、#4、・・・をキャリア0から順番に配置し、シンボル#1から#9を時刻$1に配置し、その後、シンボル#10から#19を時刻$2に配置するというように規則的に配置するものとする。 FIG. 15 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 1401B in FIG. 14 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time, and the frequency axis ranges from (sub) carrier 0 to (sub) carrier 9 The modulation signals z1 and z2 use the same frequency band at the same time (time), and FIG. 15A shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z1, and FIG. Indicates a rearrangement method of symbols of the modulation signal z2. Numbers such as # 1, # 2, # 3, # 4,... Are sequentially assigned to the symbols of the weighted signal 1401A input to the serial / parallel converter 1402A. At this time, as shown in FIG. 15A, symbols # 1, # 2, # 3, # 4,... Are arranged in order from carrier 0, and symbols # 1 to # 9 are arranged at time $ 1. Thereafter, symbols # 10 to # 19 are regularly arranged such that they are arranged at time $ 2.
同様に、シリアルパラレル変換部1402Bが入力とする重み付け後の信号1401Bのシンボルに対し、順番に、#1、#2、#3、#4、・・・と番号をふる。このとき、図15(b)のように、シンボル#1、#2、#3、#4、・・・をキャリア0から順番に配置し、シンボル#1から#9を時刻$1に配置し、その後、シンボル#10から#19を時刻$2に配置するというように規則的に配置するものとする。なお、変調信号z1とz2は、複素信号である。 Similarly, # 1, # 2, # 3, # 4,... Are sequentially assigned to the symbols of the weighted signal 1401B input to the serial / parallel converter 1402B. At this time, as shown in FIG. 15B, symbols # 1, # 2, # 3, # 4,... Are arranged in order from carrier 0, and symbols # 1 to # 9 are arranged at time $ 1. Thereafter, symbols # 10 to # 19 are regularly arranged such that they are arranged at time $ 2. The modulation signals z1 and z2 are complex signals.
そして、図15に示すシンボル群1501、シンボル群1502は、図6示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボルであり、シンボル#0は図6のスロット4iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#1は図6のスロット4i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#2は図6のスロット4i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#3は図6のスロット4i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル#xにおいて、x mod 4が0のとき、シンボル#xは図6のスロット4iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 4が1のとき、シンボル#xは図6のスロット4i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 4が2のとき、シンボル#xは図6のスロット4i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 4が3のとき、シンボル#xは図6のスロット4i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。 A symbol group 1501 and a symbol group 1502 shown in FIG. 15 are symbols for one period when the precoding weight switching method shown in FIG. 6 is used, and symbol # 0 is a precoding weight of slot 4i in FIG. Symbol # 1 is a symbol when the precoding weight of slot 4i + 1 in FIG. 6 is used, and symbol # 2 is a symbol when the precoding weight of slot 4i + 2 in FIG. 6 is used. Yes, symbol # 3 is a symbol when the precoding weight of slot 4i + 3 in FIG. 6 is used. Therefore, in symbol #x, when x mod 4 is 0, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 4i in FIG. 6 is used, and when x mod 4 is 1, symbol #x is 6 is a symbol when the precoding weight of slot 4i + 1 is used, and when x mod 4 is 2, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 4i + 2 of FIG. 6 is used, and x mod 4 Is # 3, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 4i + 3 in FIG. 6 is used.
このように、OFDM方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図15のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図16、図17を用いて説明する。 As described above, when a multi-carrier transmission scheme such as the OFDM scheme is used, unlike single carrier transmission, symbols can be arranged in the frequency axis direction. The way of arranging the symbols is not limited to the arrangement as shown in FIG. Another example will be described with reference to FIGS.
図16は、図15とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図16(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図16(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図16(A)(B)が図15と異なる点は、変調信号z1のシンボルの並び替え方法と変調信号z2のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図16(B)では、シンボル#0から#5をキャリア4からキャリア9に配置し、シンボル#6から#9をキャリア0から3に配置し、その後、同様の規則で、シンボル#10から#19を各キャリアに配置する。このとき、図15と同様に、図16に示すシンボル群1
601、シンボル群1602は、図6示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボルである。
FIG. 16 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 1401B in FIG. 14 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from FIG. 15, and FIG. 16 (A) shows the modulation signal z1. FIG. 16B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2. FIGS. 16A and 16B differ from FIG. 15 in that the symbol rearrangement method of the modulation signal z1 and the symbol rearrangement method of the modulation signal z2 are different. In FIG. 0 to # 5 are allocated from carrier 4 to carrier 9, symbols # 6 to # 9 are allocated to carriers 0 to 3, and then symbols # 10 to # 19 are allocated to each carrier according to the same rule. At this time, similarly to FIG. 15, the symbol group 1 shown in FIG.
601 and a symbol group 1602 are symbols for one period when the precoding weight switching method shown in FIG. 6 is used.
図17は、図15と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図17(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図17(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図17(A)(B)が図15と異なる点は、図15では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図17では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図17において、図16と同様に、変調信号z1のシンボルの並び替え方法と変調信号z2の並び替え方法を異なるようにしてもよい。 FIG. 17 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 1401B in FIG. 14 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from FIG. 15, and FIG. 17 (A) shows the modulation signal z1. A symbol rearrangement method, and FIG. 17B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2. 17A and 17B differ from FIG. 15 in that symbols are arranged in order on the carrier in FIG. 15, whereas symbols are not arranged in order on the carrier in FIG. Is a point. Of course, in FIG. 17, the rearrangement method of the modulation signal z1 and the rearrangement method of the modulation signal z2 may be different as in FIG.
図18、図15〜17とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図18(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図18(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図15〜17では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図18ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。 FIG. 18 shows an example of a symbol rearrangement method in rearrangement sections 1401A and 1401B in FIG. 14 at a horizontal axis frequency and a vertical axis time different from those in FIGS. 18 and 15 to 17, and FIG. The symbol rearrangement method of z1 and FIG. 18B show the symbol rearrangement method of the modulation signal z2. 15 to 17, symbols are arranged in the frequency axis direction, but in FIG. 18, symbols are arranged using both the frequency and the time axis.
図6では、プリコーディングウェイトの切り替えを4スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、8スロットで切り替える場合を例に説明する。図18に示すシンボル群1801、シンボル群1802は、プリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボル(したがって、8シンボル)であり、 シンボル#0はスロット8iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#1はスロット8i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#2はスロット8i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#3はスロット8i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#4はスロット8i+4のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#5はスロット8i+5のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#6はスロット8i+6のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#7はスロット8i+7のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル#xにおいて、x mod 8が0のとき、シンボル#xはスロット8iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が1のとき、シンボル#xはスロット8i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が2のとき、シンボル#xはスロット8i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が3のとき、シンボル#xはスロット8i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が4のとき、シンボル#xはスロット8i+4のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が5のとき、シンボル#xはスロット8i+5のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が6のとき、シンボル#xはスロット8i+6のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が7のとき、シンボル#xはスロット8i+7のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。図18のシンボルの並べ方では、時間軸方向に4スロット、周波数軸方向で2スロットの計4×2=8スロットを用いて、1周期分のシンボルを配置しているが、このとき、1周期分のシンボルの数をm×nシンボル(つまり、プリコーディングウェイトはm×n種類存在する。)1周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット(キャリア数)をn、時間軸方向に使用するスロットをmとすると、m>nとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態のプリコーディングウェイト変更を行うので、プリコーディングウェイトの変更を行う周期では直接波の変動を小さ
くしたい。したがって、m>nとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図18のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。
In FIG. 6, an example in which the switching of precoding weight is switched in 4 slots has been described, but here, a case in which switching is performed in 8 slots will be described as an example. Symbol group 1801 and symbol group 1802 shown in FIG. 18 are symbols for one period when using the precoding weight switching method (and therefore, eight symbols), and symbol # 0 uses the precoding weight of slot 8i. Symbol # 1 is a symbol when the precoding weight of slot 8i + 1 is used, symbol # 2 is a symbol when the precoding weight of slot 8i + 2 is used, and symbol # 3 is slot 8i + 3 The symbol # 4 is a symbol when the precoding weight of the slot 8i + 4 is used, and the symbol # 5 is a symbol when the precoding weight of the slot 8i + 5 is used. Symbol # 6 is a symbol when the precoding weight of slot 8i + 6 is used, and symbol # 7 is a symbol when the precoding weight of slot 8i + 7 is used. Therefore, in symbol #x, when x mod 8 is 0, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i is used, and when x mod 8 is 1, symbol #x is a pre-slot of slot 8i + 1. Symbol when using coding weight, when x mod 8 is 2, symbol #x is a symbol when using precoding weight of slot 8i + 2, and when symbol x mod 8 is 3, symbol #x is Symbol when using precoding weight of slot 8i + 3, when x mod 8 is 4, symbol #x is a symbol when using precoding weight of slot 8i + 4, and when x mod 8 is 5, Symbol #x uses the precoding weight of slot 8i + 5 And when x mod 8 is 6, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i + 6 is used, and when x mod 8 is 7, symbol #x is a precoding weight of slot 8i + 7 This is a symbol when using. In the arrangement of symbols in FIG. 18, symbols for one period are arranged using 4 slots in the time axis direction and 2 slots in the frequency axis direction in total, 4 × 2 = 8 slots. The number of symbols per minute is m × n symbols (that is, there are m × n types of precoding weights). The slot (number of carriers) in the frequency axis direction used for arranging symbols for one period is n, time When the slot used in the axial direction is m, it is preferable that m> n. This is because the phase of the direct wave is more gradual in fluctuation in the time axis direction than in the frequency axis direction. Therefore, since the precoding weight change of this embodiment is performed in order to reduce the influence of the stationary direct wave, it is desired to reduce the fluctuation of the direct wave in the period in which the precoding weight is changed. Therefore, m> n is preferable. Further, considering the above points, it is more direct wave to perform rearrangement using both the frequency axis and the time axis as shown in FIG. 18 than to rearrange symbols only in the frequency axis direction or only in the time axis direction. Is likely to be stationary, and the effect of easily obtaining the effects of the present invention can be obtained. However, when arranged in the frequency axis direction, since the fluctuation of the frequency axis is steep, there is a possibility that diversity gain can be obtained, so the method of rearranging using both the frequency axis and the time axis is not necessarily optimal This is not always the case.
図19は、図18とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図19(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図19(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図19は、図18と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図18と異なる点は、図18では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図19では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図19において、シンボル群1901、シンボル群1902は、プリコーディング切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボルである。 FIG. 19 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 1401B in FIG. 14 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time, which is different from FIG. 18, and FIG. 19A shows the modulation signal z1. FIG. 19B shows a symbol rearrangement method of the modulation signal z2. In FIG. 19, symbols are arranged using both the frequency and the time axis as in FIG. 18, but the difference from FIG. 18 is that in FIG. 18, the frequency direction is given priority, and then in the time axis direction. In contrast to symbols being arranged, in FIG. 19, the time axis direction is prioritized, and thereafter symbols are arranged in the time axis direction. In FIG. 19, a symbol group 1901 and a symbol group 1902 are symbols for one period when the precoding switching method is used.
なお、図18、図19では、図16と同様に、変調信号z1のシンボルの配置方法と変調信号z2のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図18、図19において、図17のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。 In FIG. 18 and FIG. 19, similar to FIG. 16, even if the symbol arrangement method of the modulation signal z1 and the symbol arrangement method of the modulation signal z2 are arranged differently, it can be implemented in the same manner. An effect that reception quality can be obtained can be obtained. 18 and 19, even if symbols are not arranged sequentially as shown in FIG. 17, it can be carried out in the same manner, and an effect that high reception quality can be obtained can be obtained. it can.
図27は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図14の並び替え部1401A、140Bにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。式(37)〜式(40)のような4スロットを用いて規則的にプリコーディング行列を切り替える場合を考える。図27において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにn(図27の例ではn=1)シンボルサイクリックシフトさせている点である。図27における周波数軸方向のシンボル群2710に示した4シンボルにおいて、式(37)〜式(40)のプリコーディング行列の切り替えを行うものとする。 FIG. 27 shows an example of the symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 140B in FIG. 14 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time different from the above. Consider a case where the precoding matrix is switched regularly using four slots such as Expression (37) to Expression (40). In FIG. 27, the characteristic point is that symbols are arranged in order in the frequency axis direction, but when proceeding in the time axis direction, cyclic shift is performed cyclically by n (n = 1 in the example of FIG. 27). It is. In the four symbols shown in the symbol group 2710 in the frequency axis direction in FIG. 27, the precoding matrixes of Expressions (37) to (40) are switched.
このとき、#0のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#1では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#2では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#3では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 At this time, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is used for the symbol # 0, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is used for # 1, and precoding matrix of Expression (39) is used for # 2. In # 3, precoding using the precoding matrix of Equation (40) is performed.
周波数軸方向のシンボル群2720についても同様に、#4のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#5では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#6では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#7では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 Similarly, for the symbol group 2720 in the frequency axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is used for the symbol # 4, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is used for # 5, # 6 Then, precoding using the precoding matrix of Expression (39) is performed, and precoding using the precoding matrix of Expression (40) is performed in # 7.
時間$1のシンボルにおいて、上記のようなプリコーディング行列の切り替えを行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群2701、2702、2703、2704については以下のようにプリコーディング行列の切り替えを行うことになる。 Although the precoding matrix is switched as described above for the symbol of time $ 1, since the cyclic shift is performed in the time axis direction, the symbol groups 2701, 2702, 2703, and 2704 are pre-coded as follows. The coding matrix is switched.
時間軸方向のシンボル群2701では、#0のシンボルでは式(37)のプリコーディ
ング行列を用いたプリコーディング、#9では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#18では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#27では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。
In the symbol group 2701 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for the symbol # 0, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is used for # 9, and Expression ( It is assumed that precoding using the precoding matrix of 39) and precoding using the precoding matrix of Equation (40) are performed in # 27.
時間軸方向のシンボル群2702では、#28のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#1では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#10では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#19では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 In the symbol group 2702 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is used for the symbol # 28, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is used for # 1, and expression ( It is assumed that precoding using the precoding matrix of 39) and precoding using the precoding matrix of Equation (40) are performed in # 19.
時間軸方向のシンボル群2703では、#20のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#29では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#1では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#10では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 In the symbol group 2703 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for the symbol # 20, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is performed for # 29, and Expression ( It is assumed that precoding using the precoding matrix of 39) and precoding using the precoding matrix of Equation (40) are performed in # 10.
時間軸方向のシンボル群2704では、#12のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#21では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#30では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#3では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 In the symbol group 2704 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is used for the symbol # 12, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is used for # 21, and Expression ( It is assumed that precoding using the precoding matrix of 39) and precoding using the precoding matrix of Equation (40) are performed in # 3.
図27においての特徴は、例えば#11のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル(#10と#12)は、ともに#11とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っているとともに、#11のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル(#2と#20)は、ともに#11とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っていることである。そして、これは#11のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて#11のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的にプリコーディング行列を切り替えていることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。 The feature in FIG. 27 is that, for example, when attention is paid to the symbol # 11, both adjacent symbols (# 10 and # 12) in the frequency axis direction at the same time are both precoded using a precoding matrix different from # 11. And the symbols (# 2 and # 20) on both sides in the time axis direction of the same carrier of the symbol # 11 are both precoded using a precoding matrix different from # 11. is there. This is not limited to the # 11 symbol, and all symbols having symbols on both sides in the frequency axis direction and the time axis direction have the same characteristics as the # 11 symbol. As a result, the precoding matrix is effectively switched and the influence of the direct wave on the steady state is less likely to occur, so that there is a high possibility that the data reception quality is improved.
図27では、n=1として説明したが、これに限ったものではなく、n=3としても同様に実施することができる。また、図27では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム(規則的であってもよい)に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。 In FIG. 27, the case where n = 1 is described. However, the present invention is not limited to this, and the same can be implemented when n = 3. Also, in FIG. 27, when the symbols are arranged on the frequency axis and the time advances in the axial direction, the above feature is realized by providing the feature of cyclically shifting the order of symbol arrangement. There is also a method for realizing the above characteristics by arranging them in a regular manner (which may be regular).
(実施の形態2)
実施の形態1では、図6に示すようなプリコーディングウェイトを規則的に切り替える場合について説明したが、本実施の形態では、図6のプリコーディングウェイトとは異なる具体的なプリコーディングウェイトの設計方法について説明する。
(Embodiment 2)
In the first embodiment, the case where the precoding weights are switched regularly as shown in FIG. 6 has been described, but in this embodiment, a specific precoding weight design method different from the precoding weights in FIG. Will be described.
図6では、式(37)〜式(40)のプリコーディングウェイトを切り替える方法を説明した。これを一般化した場合、プリコーディングウェイトは以下のように変更することができる。(ただし、プリコーディングウェイトの切り替え周期は4とし、式(37)〜式(40)と同様の記載を行う。)
シンボル番号4iのとき(iは0以上の整数とする):
In FIG. 6, the method of switching the precoding weights of Expression (37) to Expression (40) has been described. When this is generalized, the precoding weight can be changed as follows. (However, the precoding weight switching cycle is 4, and the same description as in equations (37) to (40) is given.)
For symbol number 4i (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号4i+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 4i + 1:
シンボル番号4i+2のとき: For symbol number 4i + 2:
シンボル番号4i+3のとき: For symbol number 4i + 3:
そして、式(36)および式(41)から、受信ベクトルをR(t)=(r1(t),r2(t))Tを以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号4iのとき:
From the equations (36) and (41), the received vector R (t) = (r1 (t), r2 (t)) T can be expressed as follows.
For symbol number 4i:
シンボル番号4i+1のとき: For symbol number 4i + 1:
シンボル番号4i+2のとき: For symbol number 4i + 2:
シンボル番号4i+3のとき: For symbol number 4i + 3:
このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(46)〜式(49)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号4iのとき:
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are Assume that all are equal and that there is no variation in time. Then, Formula (46)-Formula (49) can be expressed as follows.
For symbol number 4i:
シンボル番号4i+1のとき: For symbol number 4i + 1:
シンボル番号4i+2のとき: For symbol number 4i + 2:
シンボル番号4i+3のとき: For symbol number 4i + 3:
ただし、式(50)〜式(53)において、Aは正の実数であり、qは複素数であるものとする。このA及びqの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式(50)〜式(53)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号4iのとき:
However, in Formula (50)-Formula (53), A shall be a positive real number and q shall be a complex number. The values of A and q are determined according to the positional relationship between the transmission device and the reception device. Formulas (50) to (53) are expressed as follows.
For symbol number 4i:
シンボル番号4i+1のとき: For symbol number 4i + 1:
シンボル番号4i+2のとき: For symbol number 4i + 2:
シンボル番号4i+3のとき: For symbol number 4i + 3:
すると、qが以下のようにあらわされるとき、r1、r2に、s1またはs2のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号4iのとき:
Then, when q is expressed as follows, a signal component based on one of s1 and s2 is not included in r1 and r2, and thus it is impossible to obtain a signal of either s1 or s2.
For symbol number 4i:
シンボル番号4i+1のとき: For symbol number 4i + 1:
シンボル番号4i+2のとき: For symbol number 4i + 2:
シンボル番号4i+3のとき: For symbol number 4i + 3:
このとき、シンボル番号4i、4i+1、4i+2、4i+3において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、qの値が上記の同一解と等しいチャネル要素を有する受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まない方の解に着目すると、式(58)〜式(61)から、以下の条件が必要となる。 At this time, if q has the same solution in symbol numbers 4i, 4i + 1, 4i + 2, and 4i + 3, the channel component of the direct wave does not vary greatly, and therefore reception with a channel element having a value of q equal to the same solution described above. Since the apparatus cannot obtain good reception quality at any symbol number, it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order for q not to have the same solution, focusing on the solution that does not include δ among the two solutions of q, the following conditions are necessary from the equations (58) to (61). It becomes.
(xは0,1,2,3であり、yは0,1,2,3であり、x≠yである。)
条件#1を満たす例として、
(例#1)
<1> θ11(4i)=θ11(4i+1)=θ11(4i+2)=θ11(4i+3)=0ラジアン
とし、
<2> θ21(4i)=0ラジアン
<3> θ21(4i+1)=π/2ラジアン
<4> θ21(4i+2)=πラジアン
<5> θ21(4i+3)=3π/2ラジアン
と設定する方法が考えられる。(上記は例であり、(θ21(4i),θ21(4i+1),θ21(4i+2),θ21(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/2ラジアン、πラジアン、3π/2ラジアンが一つずつ存在すればよい。)このとき、特に、<1>の条件があると、ベースバンド信号S1(t)に対し、信号処理(回転処理)を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。別の例として、
(例#2)
<6> θ11(4i)=0ラジアン
<7> θ11(4i+1)=π/2ラジアン
<8> θ11(4i+2)=πラジアン
<9> θ11(4i+3)=3π/2ラジアン
とし、
<10> θ21(4i)=θ21(4i+1)=θ21(4i+2)=θ21(4i+3)=0 ラジアン
と設定する方法も考えられる。(上記は例であり、(θ11(4i),θ11(4i+1),θ11(4i+2),θ11(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/2ラジアン、πラジアン、3π/2ラジアンが一つずつ存在すればよい。)このとき、特に、<6>の条件があると、ベースバンド信号S2(t)に対し、信号処理(回転処理)を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。さらに別の例として、以下をあげる。
(例#3)
<11> θ11(4i)=θ11(4i+1)=θ11(4i+2)=θ11(4i+3)=0 ラジアン
とし、
<12> θ21(4i)=0ラジアン
<13> θ21(4i+1)=π/4ラジアン
<14> θ21(4i+2)=π/2ラジアン
<15> θ21(4i+3)=3π/4ラジアン
(上記は例であり、(θ21(4i),θ21(4i+1),θ21(4i+2),θ21(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/4ラジアン、π/2ラジアン、3π/4ラジアンが一つずつ存在すればよい。)
(例#4)
<16> θ11(4i)=0ラジアン
<17> θ11(4i+1)=π/4ラジアン
<18> θ11(4i+2)=π/2ラジアン
<19> θ11(4i+3)=3π/4ラジアン
とし、
<20> θ21(4i)=θ21(4i+1)=θ21(4i+2)=θ21(4i+3)=0 ラジアン
(上記は例であり、(θ11(4i),θ11(4i+1),θ11(4i+2),θ11(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/4ラジアン、π/2ラジアン、3π/4ラジアンが一つずつ存在すればよい。)
なお、4つの例をあげたが、条件#1を満たす方法はこれに限ったものではない。
(X is 0, 1, 2, 3, y is 0, 1, 2, 3, and x ≠ y.)
As an example that satisfies condition # 1,
(Example # 1)
<1> θ11 (4i) = θ11 (4i + 1) = θ11 (4i + 2) = θ11 (4i + 3) = 0 radians,
<2> θ21 (4i) = 0 radians <3> θ21 (4i + 1) = π / 2 radians <4> θ21 (4i + 2) = π radians <5> θ21 (4i + 3) = 3π / 2 radians It is done. (The above is an example, and in the set of (θ21 (4i), θ21 (4i + 1), θ21 (4i + 2), θ21 (4i + 3)), 0 radians, π / 2 radians, π radians, and 3π / 2 radians are one. At this time, especially if there is a condition <1>, it is not necessary to apply signal processing (rotation processing) to the baseband signal S1 (t), so the circuit scale can be reduced. There is an advantage of being able to plan. As another example,
(Example # 2)
<6> θ11 (4i) = 0 radians <7> θ11 (4i + 1) = π / 2 radians <8> θ11 (4i + 2) = π radians <9> θ11 (4i + 3) = 3π / 2 radians,
<10> A method of setting θ21 (4i) = θ21 (4i + 1) = θ21 (4i + 2) = θ21 (4i + 3) = 0 radians is also conceivable. (The above is an example, and in the set of (θ11 (4i), θ11 (4i + 1), θ11 (4i + 2), θ11 (4i + 3)), 0 radians, π / 2 radians, π radians, and 3π / 2 radians are one. At this time, especially if there is a condition <6>, it is not necessary to apply signal processing (rotation processing) to the baseband signal S2 (t). There is an advantage of being able to plan. Another example is as follows.
(Example # 3)
<11> θ11 (4i) = θ11 (4i + 1) = θ11 (4i + 2) = θ11 (4i + 3) = 0 radians,
<12> θ21 (4i) = 0 radians <13> θ21 (4i + 1) = π / 4 radians <14> θ21 (4i + 2) = π / 2 radians <15> θ21 (4i + 3) = 3π / 4 radians In the set of (θ21 (4i), θ21 (4i + 1), θ21 (4i + 2), θ21 (4i + 3)), 0 radians, π / 4 radians, π / 2 radians, and 3π / 4 radians one by one It only has to exist.)
(Example # 4)
<16> θ11 (4i) = 0 radians <17> θ11 (4i + 1) = π / 4 radians <18> θ11 (4i + 2) = π / 2 radians <19> θ11 (4i + 3) = 3π / 4 radians
<20> θ21 (4i) = θ21 (4i + 1) = θ21 (4i + 2) = θ21 (4i + 3) = 0 radians (The above is an example, (θ11 (4i), θ11 (4i + 1), θ11 (4i + 2), θ11 ( In the set of 4i + 3), it is only necessary to have 0 radians, π / 4 radians, π / 2 radians, and 3π / 4 radians.)
Although four examples have been given, the method satisfying the condition # 1 is not limited to this.
次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。 Next, not only θ11 and θ12 but also design requirements for λ and δ will be described. It is only necessary to set a certain value for λ. As a requirement, it is necessary to give a requirement for δ. Therefore, a method for setting δ when λ is 0 radians will be described.
この場合、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。
ところで、シンボル番号4i、4i+1、4i+2、4i+3において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する。したがって、2×4=8点の点が存在することになる。LOS環境において、特定の受信端末において受信品質が劣化することを防ぐためには、これら8点がすべて異なる解であるとよい。この場合、<条件#1>に加え、<条件#2>の条件が必要となる。
In this case, when π / 2 radians ≦ | δ | ≦ π radians with respect to δ, it is possible to obtain good reception quality particularly in the LOS environment.
By the way, in symbol numbers 4i, 4i + 1, 4i + 2, and 4i + 3, there are two points q each having bad reception quality. Therefore, there are 2 × 4 = 8 points. In order to prevent the reception quality from deteriorating at a specific receiving terminal in the LOS environment, these 8 points may be all different solutions. In this case, in addition to <condition # 1>, the condition <condition # 2> is required.
加えて、これら8点の位相が均一に存在するとよい。(直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので)以下では、この要件を満たすδの設定方法について説明する。 In addition, it is preferable that the phases of these eight points exist uniformly. In the following, a method for setting δ that satisfies this requirement will be described (because it is highly likely that the phase of the direct wave has a uniform distribution).
(例#1)(例#2)の場合、δを±3π/4ラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、(例#1)とし、δを3π/4ラジアンとすると、(Aは正の実数とする)図20のように、4スロットに1回受信品質が悪くなる点が存在する。(例#3)(例#4)の場合、δを±πラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、(例#3)とし、δをπラジアンとすると図21のように、4スロットに1回受信品質が悪くなる点が存在する。(チャネル行列Hにおける要素qが、図20、図21に示す点に存在すると、受信品質が劣化することになる。)
以上のようにすることで、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。上記では、4スロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する例で説明したが、以下では、Nスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態1、および、上述の説明と同様に考えると、シンボル番後に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
In the case of (Example # 1) and (Example # 2), by setting δ to be ± 3π / 4 radians, the point where the reception quality is poor is uniformly present. For example, if (example # 1) and δ is 3π / 4 radians, there is a point that the reception quality deteriorates once every four slots as shown in FIG. 20 (A is a positive real number). (Example # 3) In the case of (Example # 4), by setting δ to ± π radians, the phase with poor reception quality is present uniformly. For example, when (example # 3) is assumed and δ is π radians, there is a point that the reception quality deteriorates once every four slots as shown in FIG. (If the element q in the channel matrix H is present at the points shown in FIGS. 20 and 21, the reception quality is degraded.)
As described above, good reception quality can be obtained in the LOS environment. In the above description, the example in which the precoding weight is changed at a 4-slot period has been described. However, the case where the precoding weight is changed at an N-slot period will be described below. When considered in the same manner as in the first embodiment and the above description, the following processing is performed after the symbol number.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
よって、r1、r2は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Therefore, r1 and r2 are expressed as follows.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(66)〜式(69)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are Assume that all are equal and that there is no variation in time. Then, Formula (66)-Formula (69) can be expressed as follows.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
ただし、式(70)〜式(73)において、Aは実数であり、qは複素数であるものとする。このA及びqの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式(70)〜式(73)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
However, in Formula (70)-Formula (73), A shall be a real number and q shall be a complex number. The values of A and q are determined according to the positional relationship between the transmission device and the reception device. Formulas (70) to (73) are expressed as follows.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
すると、qが以下のようにあらわされるとき、r1、r2に、s1またはs2のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Then, when q is expressed as follows, a signal component based on one of s1 and s2 is not included in r1 and r2, and thus it is impossible to obtain a signal of either s1 or s2.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
シンボル番号Ni+1のとき: For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
このとき、シンボル番号N〜Ni+N−1において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、qの値が上記の同一解と等しい受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まない方の解に着目すると、式(78)〜式(81)から、以下の条件が必要となる。 At this time, in the symbol numbers N to Ni + N−1, if q has the same solution, the channel component of the direct wave does not change greatly. Even in the case of numbers, it is difficult to obtain good reception quality, so even if an error correction code is introduced, it is difficult to obtain error correction capability. Therefore, in order for q not to have the same solution, focusing on the solution that does not include δ among the two solutions of q, the following conditions are necessary from equations (78) to (81): It becomes.
(xは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、yは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、x≠yである。)
次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。
(X is 0, 1, 2,..., N−2, N−1, y is 0, 1, 2,..., N−2, N−1, and x ≠ y. .)
Next, not only θ11 and θ12 but also design requirements for λ and δ will be described. It is only necessary to set a certain value for λ. As a requirement, it is necessary to give a requirement for δ. Therefore, a method for setting δ when λ is 0 radians will be described.
この場合、4スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。 In this case, as in the case of the method of changing the precoding weight in the 4-slot period, if π / 2 radians ≦ | δ | ≦ π radians with respect to δ, particularly in the LOS environment, good reception quality can be obtained. Can be obtained.
シンボル番号Ni〜Ni+N−1において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する、したがって、2N点の点が存在することになる。LOS環境において、良好な特性を得るためには、これら2N点がすべて異なる解であるとよい。この場合、<条件#3>に加え、<条件#4>の条件が必要となる。 In symbol numbers Ni to Ni + N−1, there are two points q each having bad reception quality, and therefore there are 2N points. In order to obtain good characteristics in the LOS environment, these 2N points are all preferably different solutions. In this case, in addition to <condition # 3>, the condition <condition # 4> is required.
加えて、これら2N点の位相が均一に存在するとよい。(各受信装置における直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので)
以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。
In addition, the phase of these 2N points should exist uniformly. (Because the direct wave phase at each receiver is likely to be uniform)
As described above, when the transmission apparatus of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weight is switched over time, and the switching is regularly performed, so that the LOS environment in which the direct wave is dominant. In this case, it is possible to obtain an effect that the transmission quality is improved as compared with the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.
本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In this embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. In particular, the configuration of the receiving apparatus has been described by limiting the number of antennas, but the number of antennas has increased. Can also be implemented in the same manner. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment. In the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.
また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。 Also, in this embodiment, the method of changing the precoding weight on the time axis has been described in comparison with the first embodiment. However, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission scheme is used, and the frequency axis and frequency -By arranging symbols on the time axis, the same method can be implemented even if the precoding weight is changed. In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information symbols, etc. may be arranged in any manner.
(実施の形態3)
実施の形態1、実施の形態2では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅が等しい場合について説明したが、本実施の形態では、この条件を満たさない例について説明する。
実施の形態2と対比するために、Nスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態1、および、実施の形態2と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠1とする。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
(Embodiment 3)
In the first and second embodiments, the case where the amplitudes of the elements of the precoding weight matrix are equal in the method of regularly switching the precoding weights has been described. However, this embodiment satisfies this condition. An example that does not exist will be described.
For comparison with the second embodiment, a case where the precoding weight is changed in an N slot period will be described. When considered in the same manner as in the first embodiment and the second embodiment, the following processing is performed on the symbol number. However, β is a positive real number, and β ≠ 1.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
よって、r1、r2は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Therefore, r1 and r2 are expressed as follows.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(86)〜式(89)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are Assume that all are equal and that there is no variation in time. Then, Formula (86)-Formula (89) can be expressed as follows.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
ただし、式(90)〜式(93)において、Aは実数であり、qは複素数であるものとする。そして、式(90)〜式(93)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
However, in Formula (90)-Formula (93), A shall be a real number and q shall be a complex number. Formulas (90) to (93) are expressed as follows.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
すると、qが以下のようにあらわされるとき、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Then, when q is expressed as follows, it becomes impossible to obtain any signal of s1 and s2.
For symbol number Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
シンボル番号Ni+1のとき: For symbol number Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number Ni + N-1:
このとき、シンボル番号N〜Ni+N−1において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まない方の解に着目すると、式(98)〜式(101)から、以下の条件が必要となる。 At this time, if q has the same solution in symbol numbers N to Ni + N−1, the channel component of the direct wave does not vary greatly, so that it is impossible to obtain good reception quality at any symbol number. Therefore, it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order for q not to have the same solution, focusing on the solution that does not include δ among the two solutions of q, the following conditions are necessary from equations (98) to (101): It becomes.
(xは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、yは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、x≠yである。)
次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。
(X is 0, 1, 2,..., N−2, N−1, y is 0, 1, 2,..., N−2, N−1, and x ≠ y. .)
Next, not only θ11 and θ12 but also design requirements for λ and δ will be described. It is only necessary to set a certain value for λ. As a requirement, it is necessary to give a requirement for δ. Therefore, a method for setting δ when λ is 0 radians will be described.
この場合、4スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。 In this case, as in the case of the method of changing the precoding weight in the 4-slot period, if π / 2 radians ≦ | δ | ≦ π radians with respect to δ, particularly in the LOS environment, good reception quality can be obtained. Can be obtained.
シンボル番号Ni〜Ni+N−1において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する、したがって、2N点の点が存在することになる。LOS環境において、良好な特性を得るためには、これら2N点がすべて異なる解であるとよい。この場合、<条件#5>に加え、βは正の実数とし、β≠1であることを考慮すると、<条件#6>の条件が必要となる。 In symbol numbers Ni to Ni + N−1, there are two points q each having bad reception quality, and therefore there are 2N points. In order to obtain good characteristics in the LOS environment, these 2N points are all preferably different solutions. In this case, in addition to <Condition # 5>, β is a positive real number, and considering that β ≠ 1, the condition <Condition # 6> is required.
以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmission apparatus of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weight is switched over time, and the switching is regularly performed, so that the LOS environment in which the direct wave is dominant. In this case, it is possible to obtain an effect that the transmission quality is improved as compared with the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.
本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In this embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. In particular, the configuration of the receiving apparatus has been described by limiting the number of antennas, but the number of antennas has increased. Can also be implemented in the same manner. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment. In the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.
また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。 Also, in this embodiment, the method of changing the precoding weight on the time axis has been described in comparison with the first embodiment. However, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission scheme is used, and the frequency axis and frequency -By arranging symbols on the time axis, the same method can be implemented even if the precoding weight is changed. In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information symbols, etc. may be arranged in any manner.
(実施の形態4)
実施の形態3では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅を1とβの2種類の場合を例に説明した。
(Embodiment 4)
In the third embodiment, the case where the amplitude of each element of the precoding weight matrix is two types, 1 and β, has been described as an example in the method of switching the precoding weight regularly.
なお、ここでは、 Here,
は無視している。
続いて、βの値をスロットで切り替える場合の例について説明する。
実施の形態3と対比するために、2×Nスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。
Is ignored.
Subsequently, an example in which the value of β is switched in a slot will be described.
For comparison with the third embodiment, a case where the precoding weight is changed in a 2 × N slot period will be described.
実施の形態1、実施の形態2、実施の形態3と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠1とする。また、αは正の実数とし、α≠βとする。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
When considered in the same manner as in the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment, the following processing is performed on the symbol number. However, β is a positive real number, and β ≠ 1. Α is a positive real number, and α ≠ β.
For symbol number 2Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + N-1:
シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni + N (i is an integer of 0 or more):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + N + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + N + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+2N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + 2N-1:
よって、r1、r2は以下のようにあらわされる。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
Therefore, r1 and r2 are expressed as follows.
For symbol number 2Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + N-1:
シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni + N (i is an integer of 0 or more):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + N + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + N + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+2N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + 2N-1:
このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(110)〜式(117)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are Assume that all are equal and that there is no variation in time. Then, Formula (110)-Formula (117) can be expressed as follows.
For symbol number 2Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + N-1:
シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni + N (i is an integer of 0 or more):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + N + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + N + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+2N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + 2N-1:
ただし、式(118)〜式(125)において、Aは実数であり、qは複素数であるものとする。そして、式(118)〜式(125)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
However, in Formula (118)-Formula (125), A shall be a real number and q shall be a complex number. Formulas (118) to (125) are expressed as follows.
For symbol number 2Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + N-1:
シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni + N (i is an integer of 0 or more):
ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number 2Ni + N + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + N + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+2N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + 2N-1:
すると、qが以下のようにあらわされるとき、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
Then, when q is expressed as follows, it becomes impossible to obtain any signal of s1 and s2.
For symbol number 2Ni (i is an integer greater than or equal to 0):
シンボル番号2Ni+1のとき: For symbol number 2Ni + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + N-1:
シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni + N (i is an integer of 0 or more):
シンボル番号2Ni+N+1のとき: For symbol number 2Ni + N + 1:
・
・
・
シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:
・
・
・
When symbol number 2Ni + N + k (k = 0, 1,..., N−1):
・
・
・
シンボル番号2Ni+2N−1のとき:
・
・
・
For symbol number 2Ni + 2N-1:
このとき、シンボル番号2N〜2Ni+N−1において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δ
を含まないほうの解に着目すると、式(134)〜式(141)および、α≠βより、<条件#7>または<条件#8>が必要となる。
At this time, if q has the same solution in symbol numbers 2N to 2Ni + N−1, the channel component of the direct wave does not change greatly, so that it is impossible to obtain good reception quality at any symbol number. Therefore, it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order for q not to have the same solution, of the two solutions of q, δ
Focusing on the solution that does not include, <condition # 7> or <condition # 8> is required based on equations (134) to (141) and α ≠ β.
このとき、<条件#8>は、実施の形態1〜実施の形態3で述べた条件と、同様の条件であるが、<条件#7>は、α≠βであるが故に、qの2つの解のうち、δを含まないほうの解は、異なる解を持つことになる。 At this time, <Condition # 8> is the same as the condition described in Embodiments 1 to 3, but <Condition # 7> is set to 2 of q because α ≠ β. Of the two solutions, the solution that does not include δ will have a different solution.
次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。 Next, not only θ11 and θ12 but also design requirements for λ and δ will be described. It is only necessary to set a certain value for λ. As a requirement, it is necessary to give a requirement for δ. Therefore, a method for setting δ when λ is 0 radians will be described.
この場合、4スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。 In this case, as in the case of the method of changing the precoding weight in the 4-slot period, if π / 2 radians ≦ | δ | ≦ π radians with respect to δ, particularly in the LOS environment, good reception quality can be obtained. Can be obtained.
シンボル番号2Ni〜2Ni+2N−1において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する、したがって、4N点の点が存在することになる。LOS環境において、良好な特性を得るためには、これら4N点がすべて異なる解であるとよい。このとき、振幅に着目すると、<条件#7>または<条件#8>に対して、α≠βであるので以下の条件が必要となる。 In the symbol numbers 2Ni to 2Ni + 2N−1, there are two points q each having bad reception quality, and therefore there are 4N points. In order to obtain good characteristics in the LOS environment, all these 4N points should be different solutions. At this time, focusing on the amplitude, since α ≠ β with respect to <Condition # 7> or <Condition # 8>, the following condition is necessary.
以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmission apparatus of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weight is switched over time, and the switching is regularly performed, so that the LOS environment in which the direct wave is dominant. In this case, it is possible to obtain an effect that the transmission quality is improved as compared with the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.
本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In this embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. In particular, the configuration of the receiving apparatus has been described by limiting the number of antennas, but the number of antennas has increased. Can also be implemented in the same manner. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment. In the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.
また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。 Also, in this embodiment, the method of changing the precoding weight on the time axis has been described in comparison with the first embodiment. However, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission scheme is used, and the frequency axis and frequency -By arranging symbols on the time axis, the same can be implemented even if the precoding weight is changed. In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information symbols, etc. may be arranged in any manner.
(実施の形態5)
実施の形態1〜実施の形態4では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明したが、本実施の形態では、その変形例について説明する。
(Embodiment 5)
In Embodiments 1 to 4, the method of switching precoding weights regularly has been described, but in the present embodiment, a modified example thereof will be described.
実施の形態1〜実施の形態4では、プリコーディングウェイトを図6のように規則的に切り替える方法について説明した。本実施の形態では、図6とは異なる規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方法について説明する。 In Embodiments 1 to 4, the method of switching the precoding weight regularly as shown in FIG. 6 has been described. In the present embodiment, a method for regularly switching precoding weights different from that in FIG. 6 will be described.
図6と同様に、4つの異なるプリコーディングウェイト(行列)を切り替える方式で、図6とは異なる切り替え方法に関する図を図22に示す。図22において、4つの異なるプリコーディングウェイト(行列)をW1、W2、W3、W4とあらわすものとする。(例えば、W1を式(37)におけるプリコーディングウェイト(行列)、W2を式(38)におけるプリコーディングウェイト(行列)、W3を式(39)におけるプリコーディングウェイト(行列)、W4を式(40)におけるプリコーディングウェイト(行列)とする。)そして、図3と図6と同様に動作するものについては同一符号を付している。図22において、固有な部分は、
・第1の周期2201、第2の周期2202、第3の周期2203、・・・はすべて、4スロットで構成されている。
・4スロットではスロットごとに異なるプリコーディングウェイト行列、つまり、W1、W2、W3、W4をそれぞれ1度用いる。
・第1の周期2201、第2の周期2202、第3の周期2203、・・・において、必ずしもW1、W2、W3、W4の順番を同一とする必要がない。
Similar to FIG. 6, FIG. 22 shows a diagram relating to a switching method different from that in FIG. 6 in a method of switching four different precoding weights (matrixes). In FIG. 22, four different precoding weights (matrixes) are represented as W 1 , W 2 , W 3 , and W 4 . (For example, W 1 is a precoding weight (matrix) in equation (37), W 2 is a precoding weight (matrix) in equation (38), W 3 is a precoding weight (matrix) in equation (39), W 4 Is a precoding weight (matrix) in the equation (40).) The same reference numerals are given to components that operate in the same manner as in FIGS. In FIG. 22, the unique part is
The first cycle 2201, the second cycle 2202, the third cycle 2203,... Are each composed of 4 slots.
In 4 slots, a different precoding weight matrix for each slot, that is, W 1 , W 2 , W 3 , and W 4 is used once.
In the first period 2201, the second period 2202, the third period 2203,..., The order of W 1 , W 2 , W 3 , W 4 is not necessarily the same.
である。これを実現するために、プリコーディングウェイト行列生成部2200は重み付け方法に関する信号を入力とし、各周期における順番にしたがったプリコーディングウェイトに関する情報2210を出力する。そして、重み付け合成部600は、この信号と、s1(t)、s2(t)を入力とし、重み付け合成を行い、z1(t)、z2(t)を出力する。 It is. In order to realize this, precoding weight matrix generation section 2200 receives as input a signal related to a weighting method, and outputs information 2210 related to precoding weights according to the order in each period. The weighting / synthesizing unit 600 receives the signal and s1 (t) and s2 (t) as inputs, performs weighting / synthesizing, and outputs z1 (t) and z2 (t).
図23は、上述のプリコーディング方法に対し、図22とは重み付け合成方法を示している。図23において、図22の異なる点は、重み付け合成部以降に並び換え部を配置し、信号の並び換えを行うことで、図22と同様な方法を実現している点である。 FIG. 23 shows a weighted synthesis method with respect to the above-described precoding method. 23 differs from FIG. 22 in that a rearrangement unit is arranged after the weighting synthesis unit and signals are rearranged to realize the same method as in FIG.
図23において、プリコーディングウェイト生成部2200は、重み付け方法に関する情報315を入力とし、プリコーディングウェイトW1、W2、W3、W4、W1、W2、W3、W4、・・・の順にプリコーディングウェイトの情報2210を出力する。したがって、重み付け合成部600は、プリコーディングウェイトW1、W2、W3、W4、W1、W2、W3、W4、・・・の順にプリコーディングウェイトを用い、プリコーディング後の信号2300A、2300Bを出力する。 23, a precoding weight generation unit 2200 receives information 315 on the weighting method as an input, and precoding weights W 1 , W 2 , W 3 , W 4, W 1 , W 2 , W 3 , W 4 ,. Output precoding weight information 2210 in the order of Therefore, the weighting synthesis unit 600 uses precoding weights in the order of precoding weights W 1 , W 2 , W 3 , W 4, W 1 , W 2 , W 3 , W 4 ,. Signals 2300A and 2300B are output.
並び替え部2300は、プリコーディング後の信号2300A、2300Bを入力とし、図23の第1の周期2201、第2の周期2202、第3の周期2203の順番となるように、プリコーディング後の信号2300A、2300Bについて並び換えを行い、z1(t)、z2(t)を出力する。 Reordering section 2300 receives precoded signals 2300A and 2300B as input, and outputs the signals after precoding so that the first cycle 2201, the second cycle 2202, and the third cycle 2203 in FIG. Rearrangement is performed for 2300A and 2300B, and z1 (t) and z2 (t) are output.
なお、上述では、プリコーディングウェイトの切り替え周期を図6と比較するために4として説明したが、実施の形態1〜実施の形態4のように、周期4以外のときでも同様に実施することが可能である。 In the above description, the switching cycle of the precoding weight has been described as 4 in order to compare with FIG. 6. However, as in Embodiments 1 to 4, the switching can be performed in the same way even when the cycle is not 4. Is possible.
また、実施の形態1〜実施の形態4、および、上述のプリコーディング方法において、周期内では、δ、βの値をスロットごとに同一であるとして説明したが、スロットごとにδ、βの値を切り替えるようにしてもよい。 In Embodiments 1 to 4 and the above-described precoding method, the values of δ and β are the same for each slot within the period. However, the values of δ and β for each slot are described. May be switched.
以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmission apparatus of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weight is switched over time, and the switching is regularly performed, so that the LOS environment in which the direct wave is dominant. In this case, it is possible to obtain an effect that the transmission quality is improved as compared with the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.
本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In this embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. In particular, the configuration of the receiving apparatus has been described by limiting the number of antennas, but the number of antennas has increased. Can also be implemented in the same manner. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effect of the present embodiment. In the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.
また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていても
よい。
Also, in this embodiment, the method of changing the precoding weight on the time axis has been described in comparison with the first embodiment. However, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission scheme is used, and the frequency axis and frequency -By arranging symbols on the time axis, the same method can be implemented even if the precoding weight is changed. In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), control information symbols, etc. may be arranged in any manner.
(実施の形態6)
実施の形態1〜4において、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について述べたが、本実施の形態では、実施の形態1〜4で述べた内容を含め、再度、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明する。
(Embodiment 6)
In Embodiments 1 to 4, the method for switching the precoding weights regularly has been described. In this embodiment, the precoding weights are regularly changed again, including the contents described in Embodiments 1 to 4. A method of switching will be described.
ここでは、まず、LOS環境を考慮した、通信相手からのフィードバックが存在しないプ
リコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計
方法について述べる。
Here, first, a method for designing a precoding matrix of a spatial multiplexing type 2x2 MIMO system to which precoding without feedback from a communication partner is applied in consideration of the LOS environment will be described.
図30は、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムモデルを示している。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu(p)=(u1(p),u2(p))が得られる(pはスロット時間である。)。ただし、ui(p)=(ui1(p)…,uih(p))とする(h:シンボル当たりの送信ビット数)。変調後(マッピング後)の信号をs(p)=(s1(p),s2(p))Tとすると、プリコーディング行列をF(p)とするとプリコーディング後の
信号x(p)=(x1(p),x2(p))Tは次式であらわされる。
FIG. 30 shows a spatial multiplexing type 2 × 2 MIMO system model to which precoding without feedback from a communication partner is applied. The information vector z is encoded and interleaved. Then, an encoded bit vector u (p) = (u 1 (p), u 2 (p)) is obtained as an interleave output (p is a slot time). Here, u i (p) = (u i1 (p)..., U ih (p)) (h: number of transmission bits per symbol). If the signal after modulation (after mapping) is s (p) = (s 1 (p), s 2 (p)) T , and the precoding matrix is F (p), the signal after precoding x (p) = (x 1 (p), x 2 (p)) T is expressed by the following equation.
したがって、受信ベクトルをy(p)=(y1(p), y2(p))Tとすると、次式であらわされる。 Therefore, if the received vector is y (p) = (y 1 (p), y 2 (p)) T , the following expression is obtained.
このとき、H(p)はチャネル行列、n(p)=(n1(p),n2(p))Tはノイズベクトルであり、ni(p)は平均値0、分散σ2のi.i.d.複素ガウス雑音である。そして、ライスファクタをKとした
とき、上式は、以下のようにあらわすことができる。
At this time, H (p) is a channel matrix, n (p) = (n 1 (p), n 2 (p)) T is a noise vector, n i (p) is an average value 0, and variance σ 2 iid complex Gaussian noise. And when the rice factor is K, the above equation can be expressed as follows.
このとき、Hd(p)は直接波成分のチャネル行列、Hs(p)は散乱波成分のチャネル行列である。したがって、チャネル行列H(p)を以下のようにあらわす。 At this time, H d (p) is a channel matrix of the direct wave component, and H s (p) is a channel matrix of the scattered wave component. Therefore, the channel matrix H (p) is expressed as follows.
式(145)において、直接波の環境は通信機同士の位置関係で一意に決定すると仮定し、直接波成分のチャネル行列Hd(p)は時間的には変動がないものとする。また、直接波
成分のチャネル行列Hd(p)において、送信アンテナ間隔と比較し、送受信機間の距離が十
分長い環境となる可能性が高いため、直接波成分のチャネル行列正則行列であるものとする。したがって、チャネル行列Hd(p)を以下のようにあらわすものとする。
In Expression (145), it is assumed that the environment of the direct wave is uniquely determined by the positional relationship between the communication devices, and the channel matrix H d (p) of the direct wave component does not vary with time. In addition, the channel matrix H d (p) of the direct wave component is a channel matrix regular matrix of the direct wave component because there is a high possibility that the distance between the transmitter and receiver is sufficiently long compared to the transmission antenna interval. And Therefore, the channel matrix H d (p) is represented as follows.
ここで、Aは正の実数であり、qは複素数であるものとする。以下では、LOS環境を考慮
した、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計方法について述べる。
Here, A is a positive real number, and q is a complex number. The following describes a precoding matrix design method for a spatially multiplexed 2x2 MIMO system that applies precoding that does not have feedback from the communication partner in consideration of the LOS environment.
式(144),(145)から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、散乱波を含んだ状態で適切なフィードバックなしのプリコーディング行列を求めるのは困難となる。加えて、NLOS環境では、LOS環境と比較し、データの受信品質の劣化が少ない
。したがって、LOS環境での適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方
法(時間とともにプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列)について述べる。
From the equations (144) and (145), it is difficult to analyze in a state including a scattered wave. Therefore, it is difficult to obtain an appropriate precoding matrix without feedback in a state including a scattered wave. In addition, in the NLOS environment, data reception quality is less degraded than in the LOS environment. Therefore, an appropriate precoding matrix design method without feedback in the LOS environment (precoding matrix of a precoding method for switching a precoding matrix with time) will be described.
上述したように、式(144),(145)から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、直接波のみの成分を含むチャネル行列において、適切なプリコーディング行列を求めることにする。したがって、式(144)において、チャネル行列が直接波のみの成分を含む場合を考える。したがって、式(146)から、以下のようにあらわすことができる。 As described above, since it is difficult to analyze in a state including a scattered wave from equations (144) and (145), an appropriate precoding matrix is obtained in a channel matrix including a component of only a direct wave. To. Therefore, consider a case in which the channel matrix includes a component of only a direct wave in Expression (144). Therefore, from the formula (146), it can be expressed as follows.
ここで、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いるものとする。したがって、プリコーディング行列を以下のようにあらわす。 Here, a unitary matrix is used as the precoding matrix. Therefore, the precoding matrix is expressed as follows.
このときλは固定値である。したがって、式(147)は、以下のようにあらわすことができる。 At this time, λ is a fixed value. Therefore, Formula (147) can be expressed as follows.
式(149)からわかるように、受信機がZF(zero forcing)やMMSE(minimum mean squared error)の線形演算を行った場合、s1(p), s2(p)によって送信したビットを判定することはできない。このことから、実施の形態1で述べたような反復APP(または、反復Max-log APP)またはAPP(または、Max-log APP)を行い(以降ではML(Maximum Likelihood)演算とよぶ)、s1(p), s2(p)で送信した各ビットの対数尤度比を求め、誤り訂正符号における復号を行うことになる。したがって、ML演算を行う受信機に対するLOS環境での
適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方法について説明する。
As can be seen from equation (149), when the receiver performs a linear operation such as ZF (zero forcing) or MMSE (minimum mean squared error), the bit transmitted by s 1 (p), s 2 (p) is determined. I can't do it. From this, iterative APP (or iterative Max-log APP) or APP (or Max-log APP) as described in Embodiment 1 is performed (hereinafter referred to as ML (Maximum Likelihood) operation), and s The log likelihood ratio of each bit transmitted in 1 (p), s 2 (p) is obtained, and decoding in the error correction code is performed. Therefore, a method for designing a precoding matrix without an appropriate feedback in an LOS environment for a receiver that performs ML calculation will be described.
式(149)におけるプリコーディングを考える。1行目の右辺、および、左辺にe-jΨを乗算し、同様に、2行目の右辺、および、左辺にe-jΨを乗算する。すると、次式のようにあらわされる。 Consider precoding in equation (149). The right side and the left side of the first row are multiplied by e −jΨ , and similarly, the right side and the left side of the second row are multiplied by e −jΨ . Then, it is expressed as the following formula.
e-jΨy1(p), e-jΨy2(p), e-jΨqをそれぞれy1(p), y2(p), qと再定義し、また、e-jΨn(p)=(e-jΨn1(p), e-jΨn2(p))Tとなり、e-jΨn1(p), e-jΨn2(p)は平均値0、分散σ2のi.i.d.(independent identically distributed)複素ガウス雑音となるので、e-jΨn(p)をn(p)と再定義する。すると、式(150)を式(151)のようにしても一般性は失われていない。 e -jΨ y 1 (p), e -jΨ y 2 (p), e -jΨ q are redefined as y 1 (p), y 2 (p), q, respectively, and e -jΨ n (p ) = (e -jΨ n 1 (p), e -jΨ n 2 (p)) T , and e -jΨ n 1 (p), e -jΨ n 2 (p) is the mean of 0 and the variance σ 2 Since it becomes iid (independent identically distributed) complex Gaussian noise, e −jΨ n (p) is redefined as n (p). Then, even if Expression (150) is changed to Expression (151), generality is not lost.
次に、式(151)を理解しやすいように式(152)のように変形する。 Next, the equation (151) is transformed into the equation (152) so that the equation (151) can be easily understood.
このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値をdmin 2とした
とき、dmin 2がゼロという最小値をとる劣悪点であるとともに、s1(p)で送信するすべてのビット、または、s2(p)で送信するすべてのビットが消失するという劣悪な状態となるqが2つ存在する。
At this time, when the minimum value of the Euclidean distance between the reception signal point and the reception candidate signal point is d min 2 , d min 2 is a bad point that takes a minimum value of zero and is transmitted at s 1 (p) There are two qs that are in a bad state where all bits or all bits transmitted in s 2 (p) are lost.
式(152)においてs1(p)が存在しない: In formula (152), s 1 (p) does not exist:
式(152)においてs2(p)が存在しない: In formula (152), s 2 (p) does not exist:
(以降では、式(153),(154)を満たすqをそれぞれ「s1, s2の受信劣悪点」
と呼ぶ)
式(153)を満たすとき、s1(p)により送信したビットすべてが消失しているためs1(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができず、式(154)を満たすとき、s2(p)により送信したビットすべてが消失しているためs2(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができない。
(Hereinafter, q satisfying the expressions (153) and (154) is changed to “reception poor point of s 1 and s 2 ”, respectively.
Called)
When the expression (153) is satisfied, all the bits transmitted by s 1 (p) are lost, and therefore the reception log likelihood ratio of all the bits transmitted by s 1 (p) cannot be obtained. When all of the bits transmitted by s 2 (p) are lost, the received log likelihood ratio of all the bits transmitted by s 2 (p) cannot be obtained.
ここで、プリコーディング行列を切り替えない場合の放送・マルチキャスト通信システムを考える。このとき、プリコーディング行列を切り替えないプリコーディング方式を用いて変調信号を送信する基地局あり、基地局が送信した変調信号を受信する端末が複数(Γ個)存在するシステムモデルを考える。 Here, consider a broadcast / multicast communication system in which the precoding matrix is not switched. At this time, consider a system model in which there is a base station that transmits a modulated signal using a precoding scheme that does not switch the precoding matrix, and there are a plurality (Γ) of terminals that receive the modulated signal transmitted by the base station.
基地局・端末間の直接波の状況は、時間による変化は小さいと考えられる。すると、式(153),(154)から、式(155)または式(156)の条件にあてはまるような位置にあり、ライスファクタが大きいLOS環境にある端末は、データの受信品質が劣化
するという現象に陥る可能性がある。したがって、この問題を改善するためは、時間的にプリコーディング行列を切り替える必要がある。
The state of direct waves between the base station and the terminal is considered to change little over time. Then, from the equations (153) and (154), a terminal that is in a position that satisfies the condition of the equation (155) or the equation (156) and that is in an LOS environment with a large Rice factor is said to have deteriorated data reception quality. There is a possibility of falling into a phenomenon. Therefore, in order to improve this problem, it is necessary to switch the precoding matrix temporally.
そこで、時間周期をNスロットとし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法
(以降ではプリコーディングホッピング方法と呼ぶ)を考える。
時間周期Nスロットのために、式(148)に基づくN種類のプリコーディング行列F[i]を用意する(i=0,1,…,N-1)。このとき、プリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。
Accordingly, a method of switching the precoding matrix regularly with a time period of N slots (hereinafter referred to as a precoding hopping method) is considered.
For the time period N slots, N types of precoding matrices F [i] based on the equation (148) are prepared (i = 0, 1,..., N−1). At this time, the precoding matrix F [i] is expressed as follows.
ここで、αは時間的に変化しないものとし、λも時間的に変化しないものとする(変化させてもよい。)。
そして、実施の形態1と同様に、時点(時刻)N×k+i(kは0以上の整数、i=0,1,…,N-1)の式(142)におけるプリコーディング後の信号x(p= N×k+i)を得るために用いられるプ
リコーディング行列がF[i]となる。これについては、以降でも同様である。
Here, it is assumed that α does not change with time, and λ also does not change with time (may be changed).
Then, as in the first embodiment, the signal after precoding in the equation (142) of time (time) N × k + i (k is an integer equal to or greater than 0, i = 0, 1,..., N−1) The precoding matrix used to obtain x (p = N × k + i) is F [i]. The same applies to the following.
このとき、式 (153),(154)に基づき、以下のようなプリコーディングホッ
ピングのプリコーディング行列の設計条件が重要となる。
At this time, based on the equations (153) and (154), the following precoding hopping precoding matrix design conditions are important.
<条件#10>により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s1の受
信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s1(p)で
送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、<条件#11>により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s2の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s2(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。
According to <Condition # 10>, in all the Γ terminals, the number of slots having the poor reception of s 1 is 1 slot or less at N in the time period. Therefore, the log likelihood ratio of bits transmitted in s 1 (p) over N−1 slots can be obtained. Similarly, the <Condition # 11>, in all Γ number of terminals, in N time period, the slot taking the reception poor point of s 2 is less than or equal to 1 slot. Therefore, the log likelihood ratio of bits transmitted in s 2 (p) over N−1 slots can be obtained.
このように、<条件#10>、<条件#11>のプリコーディング行列の設計規範を与えることで、s1(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数、および、s2(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数をΓ個の端末すべてにおいて一定数以上
に保証することで、Γ個の端末すべてにおいて、ライスファクタが大きいLOS環境でのデ
ータ受信品質の劣化を改善することを考える。
In this way, by giving the precoding matrix design criteria of <Condition # 10> and <Condition # 11>, the number of bits from which the log likelihood ratio of the bits transmitted in s 1 (p) can be obtained, and s 2 By guaranteeing the number of bits that can obtain the log-likelihood ratio of the bits transmitted in (p) to a certain number or more in all Γ terminals, data in the LOS environment with a large Rice factor in all Γ terminals Consider improving the degradation of reception quality.
以下では、プリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を記載する。
直接波の位相の確率密度分布は[0 2π]の一様分布であると考えることができる。した
がって、式(151),(152)におけるqの位相の確率密度分布も[0 2π]の一様分布であると考えることができる。よって、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
<条件#12>
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置し、かつ、s2の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置する。
Hereinafter, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method will be described.
The probability density distribution of the phase of the direct wave can be considered as a uniform distribution of [0 2π]. Therefore, the probability density distribution of the phase of q in the equations (151) and (152) can also be considered to be a uniform distribution of [0 2π]. Therefore, in the same LOS environment in which only the phase of q is different, the following conditions are given as conditions for giving the Γ terminals as fair a data reception quality as possible.
<Condition # 12>
When the precoding hopping method of time period N slots is used, the reception bad points of s 1 are arranged so as to have a uniform distribution with respect to the phase in N within the time period, and the reception bad points of s 2 are It arrange | positions so that it may become uniform distribution with respect to a phase.
そこで、<条件#10>から<条件#12>に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式(157)のプリコーディング行列のα=1.0とする。
(例#5)
時間周期N=8とし、<条件#10>から<条件#12>を満たすために、次式のような
時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える
。
Therefore, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method based on <condition # 10> to <condition # 12> will be described. Let α = 1.0 of the precoding matrix in equation (157).
(Example # 5)
In order to satisfy <Condition # 10> to <Condition # 12> with a time period N = 8, a precoding matrix in a precoding hopping method with a time period N = 8 as shown in the following equation is given.
ただし、jは虚数単位であり、i=0,1,…,7である。式(160)のかわりに式(161)と与えてもよい(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。
)。
However, j is an imaginary unit, and i = 0, 1,. The equation (161) may be given instead of the equation (160) (λ, θ 11 [i] shall not change with time (may change).
).
したがって、s1, s2の受信劣悪点は図31(a)(b)のようになる。(図31において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。)また、式(160)、式(161)のかわりに式(162)、式(163)と与えてもよい(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しない
ものとする(変化してもよい)。)。
Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIGS. 31 (a) and 31 (b). (In FIG. 31, the horizontal axis is the real axis and the vertical axis is the imaginary axis.) Also, instead of the equations (160) and (161), the equations (162) and (163) may be given (i = 0, 1,..., 7) (λ and θ 11 [i] shall not change over time (may change)).
次に、条件12とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。<条件#13>
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、
Next, in the same LOS environment where only the phase of q is different from the condition 12, the following is given as a condition for giving the data reception quality as fair as possible to the Γ terminals. <Condition # 13>
When using the precoding hopping method of time period N slots,
の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相とs2の受信劣
悪点を位相に対し、一様分布となるように配置する。
そこで、<条件#10>, <条件#11>, <条件#13>に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式(157)のプリコーディング行列のα=1.0とする。
(例#6)
時間周期N=4とし、次式のような時間周期N=4のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。
In addition, in N in the time period, the reception bad points of s 1 are arranged so as to have a uniform distribution with respect to the phase and the bad reception points of s 2 with respect to the phase.
Therefore, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method based on <Condition # 10>, <Condition # 11>, and <Condition # 13> will be described. Let α = 1.0 of the precoding matrix in equation (157).
(Example # 6)
A precoding matrix in a precoding hopping method with a time period N = 4 and a time period N = 4 as shown in the following equation is given.
ただし、jは虚数単位であり、i=0,1,2,3である。式(165)のかわりに式(166
)と与えてもよい(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。
)。
However, j is an imaginary unit and i = 0, 1, 2, and 3. Instead of formula (165), formula (166)
(Λ, θ 11 [i] may not change with time (may change).
).
したがって、s1, s2の受信劣悪点は図32のようになる。(図32において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。)また、式(165)、式(166)のかわりに式(167)、式(168)と与えてもよい(i=0,1,2,3)(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。)。 Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIG. (In FIG. 32, the horizontal axis is the real axis, and the vertical axis is the imaginary axis.) Also, instead of the expressions (165) and (166), the expressions (167) and (168) may be given (i = 0,1,2,3) (λ and θ 11 [i] shall not change over time (may change)).
次に、非ユニタリ行列を用いたプリコーディングホッピング方法について述べる。
式(148)に基づき、本検討で扱うプリコーディング行列を以下のようにあらわす。
Next, a precoding hopping method using a non-unitary matrix will be described.
Based on equation (148), the precoding matrix treated in this study is expressed as follows.
すると、式(151),(152)に相当する式は、次式のようにあらわされる。 Then, the expressions corresponding to the expressions (151) and (152) are expressed as the following expressions.
このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値dmin 2がゼロと
なるqが2つ存在する。
式(171)においてs1(p)が存在しない:
At this time, there are two qs where the minimum value d min 2 of the Euclidean distance between the reception signal point and the reception candidate signal point is zero.
In formula (171), s 1 (p) does not exist:
式(171)においてs2(p)が存在しない: In formula (171), s 2 (p) does not exist:
時間周期Nのプリコーディングホッピング方法において、式(169)を参考にし、N種類のプリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。 In the precoding hopping method of time period N, N types of precoding matrices F [i] are expressed as follows with reference to Equation (169).
ここで、αおよびδは時間的に変化しないものとする。このとき、式(34), (35)に基づき、以下のようなプリコーディングホッピングのプリコーディング行列の設計条件を与える。 Here, α and δ are assumed not to change with time. At this time, the following precoding hopping precoding matrix design conditions are given based on equations (34) and (35).
(例#7)
式(174)のプリコーディング行列のα=1.0とする。そして、時間周期N=16とし、
<条件#12>, <条件#14>, <条件#15>を満たすために、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。
(Example # 7)
It is assumed that α of the precoding matrix in Expression (174) is 1.0. And the time period N = 16,
In order to satisfy <Condition # 12>, <Condition # 14>, and <Condition # 15>, a precoding matrix in a precoding hopping method with a time period N = 8 as shown in the following equation is given.
i=0,1,…,7のとき: When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
また、式(177)、式(178)と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる。
i=0,1,…,7のとき:
Further, as a precoding matrix different from the equations (177) and (178), it can be given as follows.
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
したがって、s1, s2の受信劣悪点は図33(a)(b)のようになる。
(図33において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。)また、式(177)、式(178)および式(179)、式(180)のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い。
Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIGS.
(In FIG. 33, the horizontal axis is the real axis and the vertical axis is the imaginary axis.) Also, instead of the equations (177), (178), (179), and (180), precoding is performed as follows. A matrix may be given.
i=0,1,…,7のとき: When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
(また、式(177)〜(184)において、7π/8を−7π/8としてもよい。)
次に、<条件#12>とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
<条件#16>
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、
(In formulas (177) to (184), 7π / 8 may be set to −7π / 8.)
Next, in the same LOS environment where only the phase of q is different from <Condition # 12>, the following is given as a condition for giving the Γ number of terminals as fair a data reception quality as possible: .
<Condition # 16>
When using the precoding hopping method of time period N slots,
の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相とs2の受信劣
悪点を位相に対し、一様分布となるように配置する。
そこで、<条件#14>, <条件#15>, <条件#16>に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式(174)のプリコーディング行列のα=1.0とする。
(例#8)
時間周期N=8とし、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。
In addition, in N in the time period, the reception bad points of s 1 are arranged so as to have a uniform distribution with respect to the phase and the bad reception points of s 2 with respect to the phase.
Therefore, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method based on <Condition # 14>, <Condition # 15>, and <Condition # 16> will be described. It is assumed that α of the precoding matrix in Expression (174) is 1.0.
(Example # 8)
A precoding matrix in a precoding hopping method with a time period N = 8 and a time period N = 8 as shown in the following equation is given.
ただし、i=0,1,…,7である。
また、式(186)と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることが
できる(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい
)。)。
However, i = 0,1, ..., 7.
Further, as a precoding matrix different from the equation (186), it can be given as follows (i = 0, 1,..., 7) (λ, θ 11 [i] is assumed not to change with time ( May change)).
したがって、s1, s2の受信劣悪点は図34のようになる。また、式(186)、式(187)のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。)。 Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIG. Further, instead of the equations (186) and (187), a precoding matrix may be given as follows (i = 0, 1,..., 7) (λ, θ 11 [i] changes with time. (Do not change.)
または、 Or
(また、式(186)〜式(189)において、7π/8を−7π/8としてもよい。)
次に、式(174)のプリコーディング行列において、α≠1とし、受信劣悪点同士の
複素平面における距離の点を考慮した(例#7), (例#8)と異なるプリコーディングホッピング方法について考える。
(Also, in Formula (186) to Formula (189), 7π / 8 may be set to −7π / 8.)
Next, a precoding hopping method different from (Example # 7) and (Example # 8) in which α ≠ 1 in the precoding matrix of Expression (174) and considering the distance point in the complex plane between the reception poor points Think.
ここでは、式(174)の時間周期Nのプリコーディングホッピング方法を扱っている
が、このとき、<条件#14>により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにお
いて、s1の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s1(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、<条件#15>
により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s2の受信劣悪点をとるス
ロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s2(p)で送信したビットの
対数尤度比を得ることができる。
Here, the precoding hopping method of time period N in Expression (174) is handled. At this time, according to <Condition # 14>, reception of s 1 is received at N in the time period by all Γ terminals. Slots that take inferiority will be 1 slot or less. Therefore, the log likelihood ratio of bits transmitted in s 1 (p) over N−1 slots can be obtained. Similarly, <Condition # 15>
Thus, in all the Γ terminals, the number of slots having the poor reception of s 2 is 1 slot or less at N in the time period. Therefore, the log likelihood ratio of bits transmitted in s 2 (p) over N−1 slots can be obtained.
したがって、時間周期Nは大きい値をしたほうが、対数尤度比を得ることができるスロ
ット数が大きくなることがわかる。
ところで、実際のチャネルモデルでは、散乱波成分の影響をうけるため、時間周期Nが
固定の場合、受信劣悪点の複素平面上の最小距離は可能な限り大きい方が、データの受信品質が向上する可能性があると考えられる。したがって、(例#7), (例#8)において、α≠1とし、(例#7), (例#8)を改良したプリコーディングホッピング方法に
ついて考える。まず、理解が容易となる、(例#8)を改良したプリコーディング方法に
ついて述べる。
(例#9)
式(186)から、(例#7)を改良した時間周期N=8のプリコーディングホッピング
方法におけるプリコーディング行列を次式で与える。
Therefore, it can be seen that the larger the time period N, the larger the number of slots in which the log likelihood ratio can be obtained.
By the way, since the actual channel model is affected by the scattered wave component, when the time period N is fixed, the reception quality of data is improved when the minimum distance on the complex plane of the reception poor point is as large as possible. There seems to be a possibility. Therefore, consider a precoding hopping method in which α ≠ 1 in (Example # 7) and (Example # 8) and (Example # 7) and (Example # 8) are improved. First, a precoding method improved from (Example # 8) that facilitates understanding will be described.
(Example # 9)
From the equation (186), the precoding matrix in the precoding hopping method with the time period N = 8 improved from (Example # 7) is given by the following equation.
ただし、i=0,1,…,7である。また、式(190)と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しない
ものとする(変化してもよい)。)。
However, i = 0,1, ..., 7. Further, as a precoding matrix different from the equation (190), it can be given as follows (i = 0, 1,..., 7) (λ, θ 11 [i] shall not change with time ( May change)).
または、 Or
または、 Or
または、 Or
または、 Or
または、 Or
または、 Or
したがって、s1, s2の受信劣悪点はα<1.0のとき図35(a)、α>1.0のとき図35(b)のようにあらわされる。
(i)α<1.0のとき
α<1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点#1と#2の距離(d#1,#2)および、受信劣悪点#1と#3の距離(d#1,#3)に着目すると、min{d#1,
#2, d#1,#3}とあらわされる。このとき、αとd#1,#2およびd#1,#3の関係を図36に示す。そして、min{d#1,#2, d#1,#3}を最も大きくするαは
Accordingly, the poor reception points of s 1 and s 2 are shown in FIG. 35 (a) when α <1.0 and as shown in FIG. 35 (b) when α> 1.0.
(i) When α <1.0 When α <1.0, the minimum distance in the complex plane of the reception inferior point is the distance between the reception inferior points # 1 and # 2 (d # 1, # 2 ) and the reception inferior point # 1. And # 3 (d # 1, # 3 ), min {d # 1,
# 2 , d # 1, # 3 }. At this time, the relationship between α and d # 1, # 2 and d # 1, # 3 is shown in FIG. And α that maximizes min {d # 1, # 2 , d # 1, # 3 } is
となる。このときのmin{d#1,#2, d#1,#3}は It becomes. Min {d # 1, # 2 , d # 1, # 3 } at this time is
となる。したがって、式(190)〜式(197)においてαを式(198)で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式(198)と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式(198)に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式(198)に限ったものではない。 It becomes. Therefore, a precoding method in which α is given by equation (198) in equations (190) to (197) is effective. However, setting the value of α as equation (198) is one suitable method for obtaining good data reception quality. However, even if α is set to take a value close to Equation (198), there is a possibility that good data reception quality can be obtained in the same manner. Therefore, the set value of α is not limited to the equation (198).
(ii)α>1.0のとき
α>1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点#4と#5の距離(d#4,#5)および、受信劣悪点#4と#6の距離(d#4,#6)に着目すると、min{d#4,
#5, d#4,#6}とあらわされる。このとき、αとd#4,#5およびd#4,#6の関係を図37に示す。そして、min{d#4,#5, d#4,#6}を最も大きくするαは
(ii) When α> 1.0 When α> 1.0, the minimum distance in the complex plane of the reception inferior point is the distance between the reception inferior points # 4 and # 5 (d # 4, # 5 ) and the reception inferior point # 4. And # 6 (d # 4, # 6 ), min {d # 4,
# 5 , d # 4, # 6 }. At this time, the relationship between α and d # 4, # 5 and d # 4, # 6 is shown in FIG. And α that maximizes min {d # 4, # 5 , d # 4, # 6 } is
となる。このときのmin{d#4,#5, d#4,#6}は It becomes. Min {d # 4, # 5 , d # 4, # 6 } at this time is
となる。したがって、式(190)〜式(197)においてαを式(200)で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式(200)と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式(200)に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式(200)に限ったものではない
。
(例#10)
(例#9)の検討から(例#7)を改良した時間周期N=16のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列は次式で与えることができる(λ、θ11[i]は時間
的に変化しないものとする(変化してもよい)。)。
It becomes. Therefore, the precoding method in which α is given by equation (200) in equations (190) to (197) is effective. However, setting the value of α as equation (200) is one suitable method for obtaining good data reception quality. However, even if α is set to take a value close to Equation (200), there is a possibility that good data reception quality can be obtained similarly. Therefore, the set value of α is not limited to the formula (200).
(Example # 10)
The precoding matrix in the precoding hopping method with improved time period N = 16 from the examination of (Example # 9) can be given by the following equation (λ, θ 11 [i] is temporally (It may change).
i=0,1,…,7のとき: When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i = 0,1, ..., 7:
i=8,9,…,15のとき: When i = 8,9, ..., 15:
ただし、αは式(198)または式(200)となると良好なデータの受信品質を得るのに適している。このとき、s1の受信劣悪点はα<1.0のとき図38(a)(b)、α>1.0のとき図39(a)(b)のようにあらわされる。 However, α is suitable for obtaining good data reception quality when the equation (198) or the equation (200) is satisfied. At this time, the poor reception point of s 1 is shown in FIGS. 38A and 38B when α <1.0, and FIGS. 39A and 39B when α> 1.0.
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の
異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
In the present embodiment, the configuration method of N different precoding matrices for the precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F [0], F [1], F [2],..., F [N-2], F [N-1] are prepared as N different precoding matrices. However, since the present embodiment is described by taking the case of the single carrier transmission method as an example, F [0], F [1], F [2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F [N-2], F [N-1] are described in this order. However, the present invention is not limited to this, and N different precoding matrices F [0] generated in the present embodiment are not necessarily limited to this. , F [1], F [2],..., F [N-2], F [N-1] can be applied to a multicarrier transmission scheme such as an OFDM transmission scheme. As for the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method of time period N, the same effect can be obtained even when N different precoding matrices are used at random, that is, a regular period is not necessarily used. It is not necessary to use N different precoding matrices to have.
<条件#10>から<条件#16>に基づき、例#5から例#10を示したが、プリコーディング行列の切り替え周期を長くするために、例えば、例#5から例#10から複数の例を選び、その選択した例で示したプリコーディング行列を用いて長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現してもよい。例えば、例#7で示したプリコーディング行列と例#10で示したプリコーディング行列を用いて、長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現するということになる。この場合、<条件#10>から<条件#16>に必ずしもしたがうとはかぎらない。(<条件#10>の式(158)、<条件#11>の式(159)、<条件#13>の式(164)、<条件#14>の式(175)、<条件#15>の式(176)において、「すべてのx、すべてのy」としているところを「存在することのx、存在することのy」という条件が、良好な受信品質を与える上で重要となる、ということになる。)別の視点で考えた場合、周期N(Nは大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、例#5から例#10のいずれかのプリコーディング行列が含まれると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態7)
本実施の形態では、実施の形態1〜6で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法で送信された変調信号を受信する受信装置の構成について説明する。
Example # 5 to Example # 10 are shown based on <Condition # 10> to <Condition # 16>. In order to increase the switching cycle of the precoding matrix, for example, from Example # 5 to Example # 10, a plurality of examples An example may be selected, and a long-period precoding matrix switching method may be realized using the precoding matrix shown in the selected example. For example, using the precoding matrix shown in Example # 7 and the precoding matrix shown in Example # 10, a long-period precoding matrix switching method is realized. In this case, it does not necessarily follow from <Condition # 10> to <Condition # 16>. (<Condition # 10> Formula (158), <Condition # 11> Formula (159), <Condition # 13> Formula (164), <Condition # 14> Formula (175), <Condition # 15> In the equation (176), the condition that “all x, all y” is “existence x, existence y” is important to give good reception quality. From another viewpoint, in the precoding matrix switching method of period N (N is a large natural number), it is preferable that any of the precoding matrices of Example # 5 to Example # 10 is included. There is a high possibility of giving a good reception quality.
(Embodiment 7)
In this embodiment, a configuration of a receiving apparatus that receives a modulated signal transmitted by the transmission method that regularly switches the precoding matrix described in Embodiments 1 to 6 will be described.
実施の形態1では、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いて変調信号を送信する送信装置が、プリコーディング行列に関する情報を送信し、受信装置が、その情報に基づき、送信フレームに用いられている規則的なプリコーディング行列切り替え情報を得、プリコーディングの復号、および、検波を行い、送信ビットの対数尤度比を得、その後、誤り訂正復号を行う方法について説明した。 In the first embodiment, a transmission apparatus that transmits a modulated signal using a transmission method that regularly switches a precoding matrix transmits information on the precoding matrix, and a reception apparatus uses it for a transmission frame based on the information. A method has been described in which regular precoding matrix switching information is obtained, decoding of precoding and detection are performed, a log likelihood ratio of transmission bits is obtained, and then error correction decoding is performed.
本実施の形態では、上記とは異なる受信装置の構成、および、プリコーディング行列の切り替え方法について説明する。
図40は、本実施の形態における送信装置の構成の一例を示しており、図3と同様に動作するものについては同一符号を付した。符号化器群(4002)は、送信ビット(4001)を入力とする。このとき、符号化器群(4002)は、実施の形態1で説明したように、誤り訂正符号の符号化部を複数個保持しており、フレーム構成信号313に基づき、例えば、1つの符号化、2つの符号化器、4つの符号化器のいずれかの数の符号化器が動作することになる。
In the present embodiment, a configuration of a receiving apparatus different from the above and a precoding matrix switching method will be described.
FIG. 40 shows an example of the configuration of the transmission apparatus according to the present embodiment, and components that operate in the same manner as in FIG. The encoder group (4002) receives the transmission bit (4001). At this time, as described in Embodiment 1, the encoder group (4002) holds a plurality of error correction code encoding units, and, for example, one encoding is performed based on the frame configuration signal 313. Any number of encoders of two encoders and four encoders will operate.
1つの符号化器が動作する場合、送信ビット(4001)は、符号化が行われ、符号化後の送信ビットが得られ、この符号化後の送信ビットを2系統に分配し、分配されたビット(4003A)および分配されたビット(4003B)を符号化器群(4002)は出力する。 When one encoder operates, the transmission bit (4001) is encoded to obtain a transmission bit after encoding, and the transmission bit after encoding is distributed to two systems and distributed. The encoder group (4002) outputs the bits (4003A) and the distributed bits (4003B).
2つの符号化器が動作する場合、送信ビット(4001)を2つに分割して(分割ビットA、Bと名付ける)、第1の符号化器は、分割ビットAを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット(4003A)として出力する。第2の符号化器は、分割ビットBを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット(4003B)として出力する。 When two encoders operate, the transmission bit (4001) is divided into two (named as divided bits A and B), and the first encoder receives the divided bits A and performs encoding. The encoded bits are output as distributed bits (4003A). The second encoder receives the divided bits B as input, performs encoding, and outputs the encoded bits as distributed bits (4003B).
4つの符号化器が動作する場合、送信ビット(4001)を4つに分割して(分割ビットA、B、C、Dと名付ける)、第1の符号化器は、分割ビットAを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットAを出力する。第2の符号化器は、分割ビットBを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットBを出力する。第3の符号化器は、分割ビットCを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットCを出力する。第4の符号化器は、分割ビットDを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットDを出力する。そして、符号化後のビットA、B、C、Dを分配されたビット(4003A)、分配されたビット(4003B)に分割する。 When four encoders operate, the transmission bit (4001) is divided into four (named as divided bits A, B, C, and D), and the first encoder receives the divided bits A as input. Encoding is performed, and the encoded bit A is output. The second encoder receives the divided bits B, performs encoding, and outputs the encoded bits B. The third encoder receives the divided bits C, performs encoding, and outputs the encoded bits C. The fourth encoder receives the divided bits D, performs encoding, and outputs the encoded bits D. Then, the encoded bits A, B, C, and D are divided into distributed bits (4003A) and distributed bits (4003B).
送信装置は、一例として、以下の表1(表1Aおよび表1B)のような送信方法をサポートすることになる。 As an example, the transmission apparatus supports a transmission method as shown in Table 1 (Table 1A and Table 1B) below.
表1に示すように、送信信号数(送信アンテナ数)としては、1ストリームの信号の送信と2ストリームの信号の送信をサポートする。また、変調方式はQPSK、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAMをサポートする。特に、送信信号数が2のとき、ストリーム#1とストリーム#2は別々に変調方式を設定することが可能であり、
例えば、表1において、「#1: 256QAM, #2: 1024QAM」は「ストリーム#1の変調方式
は256QAM、ストリーム#2の変調方式は1024QAM」ということを示している(他についても同様に表現している)。誤り訂正符号化方式としては、A、B、Cの3種類をサポートしているものとする。このとき、A、B、Cはいずれも異なる符号であってもよいし、A、B、Cは異なる符号化率であってもよいし、A、B、Cは異なるブロックサイズの符号化方法であってもよい。
As shown in Table 1, transmission of one stream signal and transmission of two streams are supported as the number of transmission signals (number of transmission antennas). The modulation scheme supports QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, and 1024QAM. In particular, when the number of transmission signals is 2, stream # 1 and stream # 2 can set modulation schemes separately,
For example, in Table 1, “# 1: 256QAM, # 2: 1024QAM” indicates that “the modulation method of stream # 1 is 256QAM and the modulation method of stream # 2 is 1024QAM” (the same applies to other cases) doing). Assume that three types of error correction coding schemes A, B, and C are supported. At this time, A, B, and C may all be different codes, A, B, and C may be different coding rates, and A, B, and C are coding methods having different block sizes. It may be.
表1の送信情報は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」を定めた各モードに対し、各送信情報を割り当てる。したがって、例えば、「送信信号数:2」「変調方式:#1:1024QAM、#2:1024QAM」「符号化器数:4」「誤り訂正符号化方法:C」の場合、送信情報を01001101と設定する。そして、送信装置は、フレームにおいて、送信情報、および、送信データを伝送する。そして、送信データを伝送する際、特に、「送信信号数」が2のとき、表1にしたがって、「プリコーディング行列切り替え方法」を用いることになる。表1において、「プリコーディング行列切り替え方法」としては、D,E,F,G,Hの5種類を用意しておき、この5種類のいずれかを、表1にしたがって、設定することになる。このとき、異なる5種類の実現方法としては、
・プリコーディング行列が異なる5種類を用意し、実現する。
・異なる5種類の周期、例えば、Dの周期を4、Eの周期を8、・・・、とすることで、実現する。
・異なるプリコーディング行列、異なる周期の両者を併用することで、実現する。
等が考えられる。
In the transmission information of Table 1, each transmission information is assigned to each mode in which “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method” are defined. Therefore, for example, in the case of “the number of transmission signals: 2”, “modulation method: # 1: 1024QAM, # 2: 1024QAM”, “number of encoders: 4”, and “error correction coding method: C”, the transmission information is 01001101. Set. Then, the transmission device transmits transmission information and transmission data in the frame. When transmitting transmission data, especially when the “number of transmission signals” is 2, the “precoding matrix switching method” is used according to Table 1. In Table 1, five types of D, E, F, G, and H are prepared as “precoding matrix switching methods”, and any one of these five types is set according to Table 1. . At this time, as five different implementation methods,
-Prepare and implement 5 types of different precoding matrices.
This is realized by setting five different periods, for example, the period of D is 4, the period of E is 8, and so on.
Realize by using both different precoding matrices and different periods.
Etc. are considered.
図41は、図40の送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例を示しており、送信装置は、2つの変調信号z1(t)とz2(t)を送信するようなモードの設定、および、1つの変調信号を送信するモードの両者の設定が可能であるものとする。 FIG. 41 shows an example of the frame configuration of the modulation signal transmitted by the transmission apparatus of FIG. 40. The transmission apparatus sets a mode for transmitting two modulation signals z1 (t) and z2 (t). It is also possible to set both modes for transmitting one modulated signal.
図41において、シンボル(4100)は、表1に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル(4101_1、および、4101_2)は、チャネル推定用のリファレンス(パイロット)シンボルである。シンボル(4102_1、4103_1)は、変調信号z1(t)で送信するデータ伝送用のシンボル、シンボル(4102_2、4103_2)は、変調信号z2(t)で送信するデータ伝送用のシンボルであり、シンボル(4102_1)およびシンボル(4102_2)は同一時刻に同一(共通)周波数を用いて伝送され、また、シンボル(4103_1)およびシンボル(4103_2)は同一時刻に同一(共通)周波数を用いて伝送される。そして、シンボル(4102_1、4103_1)、および、シンボル(4102_2、4103_2)は、実施の形態1〜4、および、実施の形態6で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列演算後のシンボルとなる(したがって、実施の形態1で説明したように、ストリームs1(t)、s2(t)の構成は、図6のとおりである。)
さらに、図41において、シンボル(4104)は、表1に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル(4105)は、チャネル推定用のリファレンス(パイロット)シンボルである。シンボル(4106、4107)は、変調信号z1(t)で送信するデータ伝送用のシンボルであり、このとき、変調信号z1(t)で送信するデータ伝送用のシンボルは、送信信号数が1なので、プリコーディングが行われていないことになる。
In FIG. 41, a symbol (4100) is a symbol for transmitting “transmission information” shown in Table 1. Symbols (4101_1 and 4101_2) are reference (pilot) symbols for channel estimation. Symbol (4102_1, 4103_1) is a symbol for data transmission transmitted with modulated signal z1 (t), symbol (4102_2, 4103_2) is a symbol for data transmission transmitted with modulated signal z2 (t), and symbol ( 4102_1) and symbols (4102_2) are transmitted using the same (common) frequency at the same time, and symbols (4103_1) and symbols (4103_2) are transmitted using the same (common) frequency at the same time. The symbols (4102_1, 4103_1) and symbols (4102_2, 4103_2) are pre-coded when the method of switching the precoding matrix regularly described in Embodiments 1 to 4 and Embodiment 6 is used. The symbols are obtained after the coding matrix calculation (therefore, as described in Embodiment 1, the structures of the streams s1 (t) and s2 (t) are as shown in FIG. 6).
Furthermore, in FIG. 41, a symbol (4104) is a symbol for transmitting the “transmission information” shown in Table 1. Symbol (4105) is a reference (pilot) symbol for channel estimation. Symbols (4106, 4107) are data transmission symbols transmitted with the modulated signal z1 (t). At this time, the number of transmission signals is one for the data transmission symbol transmitted with the modulated signal z1 (t). This means that precoding is not performed.
よって、図40の送信装置は、図41のフレーム構成、および、表1にしたがった変調信号を生成し、送信することになる。図40において、フレーム構成信号313は、表1に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に
関する情報を含んでいることになる。そして、符号化部(4002)、マッピング部306A,B、重み付け合成部308A,B、は、フレーム構成信号を入力とし、表1に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に基づく動作を行うことになる。また、設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」についても受信装置に送信することになる。
Therefore, the transmission apparatus of FIG. 40 generates and transmits a modulated signal according to the frame configuration of FIG. 41 and Table 1. In FIG. 40, the frame configuration signal 313 includes information related to “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method” set based on Table 1. The encoding unit (4002), the mapping units 306A and B, and the weighting synthesis units 308A and B receive the frame configuration signal as input and set the “number of transmission signals”, “modulation scheme”, and “encoder” set based on Table 1 The operation based on “number” and “error correction coding method” is performed. Also, “transmission information” corresponding to the set “number of transmission signals”, “modulation scheme”, “number of encoders”, and “error correction coding method” is transmitted to the receiving apparatus.
受信装置の構成は、実施の形態1と同様図7であらわすことができる。実施の形態1と異なる点は、表1の情報を、送受信装置が予め共有しているため、送信装置が、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を送信しなくても、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」を送信装置が送信し、受信装置がこの情報を得ることで、表1から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を得ることができる、という点である。したがって、図7の受信装置は、制御情報復号部709が、図40の送信装置が送信した「送信情報」を得ることで、表1に相当する情報から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を含む送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を得ることができる。したがって、信号処理部711は、送信信号数2のとき、プリコーディング行列の切り替えパターンに基づく検波を行うことができ、受信対数尤度比を得ることができる。 The configuration of the receiving apparatus can be represented in FIG. 7 as in the first embodiment. The difference from the first embodiment is that since the information in Table 1 is shared in advance by the transmission / reception device, the “transmission signal number” even if the transmission device does not transmit the information of the precoding matrix to be switched regularly. The transmission apparatus transmits “transmission information” corresponding to “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method”, and the reception apparatus obtains this information, so that the pre-switching regularly switched from Table 1. It is that the information of a coding matrix can be obtained. Therefore, in the receiving apparatus of FIG. 7, the control information decoding unit 709 obtains “transmission information” transmitted by the transmitting apparatus of FIG. 40, so that information on the precoding matrix that is regularly switched from the information corresponding to Table 1 is obtained. It is possible to obtain a signal 710 relating to information on the transmission method notified by the transmission apparatus including Therefore, when the number of transmission signals is 2, the signal processing unit 711 can perform detection based on the switching pattern of the precoding matrix, and can obtain a reception log likelihood ratio.
なお、上述では、表1のように、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定しているが、必ずしも、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定しなくてもよく、例えば、表2のように、「送信信号数」「変調方式」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定してもよい。 In the above description, as shown in Table 1, “transmission information” is set for “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method”, and precoding is performed for this. Although the matrix switching method is set, it is not always necessary to set “transmission information” for “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method”. As shown in Table 2, “transmission information” may be set for “number of transmission signals” and “modulation scheme”, and a precoding matrix switching method may be set for this.
ここで、「送信情報」、および、プリコーディング行列切り替え方法の設定方法は、表1や表2に限ったものではなく、プリコーディング行列切り替え方法は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」等の送信パラメータに基づいて切り替えるように予め規則が決められていれば(送信装置、受信装置で予め決められている規則が共有されていれば)、(つまり、プリコーディング行列切り替え方法を、送信パラメータのいずれか、(または、送信パラメータの複数で構成されたいずれか)によって、切り替えていれば)、送信装置は、プリコーディング行列切り替え方法に関する情報を伝送する必要がなく、受信装置は、送信パラメータの情報を判別することで、送信装置が用いたプリコーディング行列切り替え方法を判別することができるので、的確な復号、検波を行うことができる。なお、表1、表2では、送信変調信号数が2のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いるものとしているが、送信変調信号数が2以上であれば、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用することができる。 Here, the “transmission information” and the setting method of the precoding matrix switching method are not limited to those in Tables 1 and 2, but the precoding matrix switching method includes “number of transmission signals”, “modulation scheme”, “sign” If the rules are determined in advance so as to switch based on the transmission parameters such as “number of encoders” and “error correction encoding method” (if the rules determined in advance by the transmitting device and the receiving device are shared) (That is, if the precoding matrix switching method is switched according to one of the transmission parameters (or any one of a plurality of transmission parameters)), the transmission apparatus can obtain information on the precoding matrix switching method. There is no need to transmit, and the receiving device determines the transmission parameter information, thereby switching the precoding matrix used by the transmitting device. Since the method can be determined, it is possible to perform accurate decoding, the detection. In Tables 1 and 2, a transmission method that regularly switches the precoding matrix when the number of transmission modulation signals is 2 is used. However, if the number of transmission modulation signals is 2 or more, the transmission method is regularly updated. A transmission method for switching a coding matrix can be applied.
したがって、送受信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含む送信パラメータに関する表を共有していれば、送信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を送信せず、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含まない制御情報を送信し、受信装置が、この制御情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法を推定することができることになる。 Therefore, if the transmission / reception apparatus shares a table regarding transmission parameters including information on the precoding switching method, the transmission apparatus does not transmit information on the precoding switching method and does not include information on the precoding switching method. Information is transmitted, and the receiving apparatus obtains this control information, so that the precoding switching method can be estimated.
以上のように、本実施の形態では、送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信せずに、受信装置が、送信装置が用いた「規則的にプリコーディング行列を切り替える方法」のプリコーディングに関する情報を推定する方法について、説明した。これにより、送信装置は、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信しないので、その分、データの伝送効率が向上するという効果を得ることができる。 As described above, in the present embodiment, the transmitting apparatus does not transmit the direct information regarding the method for switching the precoding matrix regularly, and the receiving apparatus uses the “regular precoding matrix used by the transmitting apparatus”. The method of estimating information related to precoding in “Method of switching” has been described. As a result, the transmission apparatus does not transmit the direct information regarding the method of switching the precoding matrix regularly, so that it is possible to obtain the effect that the data transmission efficiency is improved accordingly.
なお、本実施の形態において、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更するときの実施の形態を説明したが、実施の形態1で説明したように、OFDM伝送等のマルチキャリア伝送方式を用いたときでも本実施の形態は同様に実施することができる。 In the present embodiment, the embodiment for changing the precoding weight in the time axis has been described. However, as described in the first embodiment, the present embodiment can be used even when a multicarrier transmission scheme such as OFDM transmission is used. Embodiments can be similarly implemented.
また、特に、プリコーディング切り替え方法が、送信信号数のみによって変更されているとき、受信装置は、送信装置が送信する送信信号数の情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法をしることができる。 In particular, when the precoding switching method is changed only by the number of transmission signals, the reception device can perform the precoding switching method by obtaining information on the number of transmission signals transmitted by the transmission device. .
本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話(mobile phone)等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェースを解して接続できるような形態であることも考えられる。 In this specification, it is conceivable that the transmission device is equipped with a communication / broadcasting device such as a broadcasting station, a base station, an access point, a terminal, a mobile phone, and the like. It is conceivable that the receiving device is equipped with a communication device such as a television, a radio, a terminal, a personal computer, a mobile phone, an access point, and a base station. In addition, the transmission device and the reception device in the present invention are devices having a communication function, and the devices provide some interface to a device for executing an application such as a television, a radio, a personal computer, or a mobile phone. It is also conceivable that the connection is possible.
また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自体が重要となっている。 In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, postamble, reference symbol, etc.), control information symbols, etc., are arranged in any manner. Good. Here, the pilot symbol and the control information symbol are named, but any naming method may be used, and the function itself is important.
パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、PSK変調を用いて変調した既知のシンボル(または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。)であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、(各変調信号の)チャネル推定(CSI(Channel State Information)の推定)、信号の検出等を行うことになる。 The pilot symbol is, for example, a known symbol modulated by using PSK modulation in a transmitter / receiver (or the receiver may know the symbol transmitted by the transmitter by synchronizing the receiver). .), And the receiver uses this symbol to perform frequency synchronization, time synchronization, channel estimation (for each modulated signal) (estimation of CSI (Channel State Information)), signal detection, and the like. Become.
また、制御情報用のシンボルは、(アプリケーション等の)データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報(例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等)を伝送するためのシンボルである。 In addition, the control information symbol is information (for example, a modulation method, an error correction coding method used for communication, a communication information symbol) that needs to be transmitted to a communication partner in order to realize communication other than data (such as an application). This is a symbol for transmitting an error correction coding method coding rate, setting information in an upper layer, and the like.
なお、本発明は上記実施の形態1〜5に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが
、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。
The present invention is not limited to Embodiments 1 to 5 described above, and can be implemented with various modifications. For example, in the above embodiment, the case of performing as a communication device has been described. However, the present invention is not limited to this, and this communication method can also be performed as software.
また、上記では、2つの変調信号を2つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、4つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、4つの変調信号を生成し、4つのアンテナから送信する方法、つまり、N個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、N個の変調信号を生成し、N個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト(行列)を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。 In the above description, the precoding switching method in the method of transmitting two modulated signals from two antennas has been described. However, the present invention is not limited to this, and precoding is performed on four mapped signals. In a method of generating one modulated signal and transmitting from four antennas, that is, a method of generating N modulated signals by performing precoding on N mapped signals and transmitting from N antennas Similarly, a precoding switching method for changing precoding weights (matrixes) can be similarly implemented.
本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」等の用語を用いているが、呼び方自体は、どのようなものでもよく、本発明では、その信号処理自体が重要となる。 In the present specification, terms such as “precoding” and “precoding weight” are used. However, any name may be used. In the present invention, the signal processing itself is important.
ストリームs1(t)、s2(t)により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている1つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。
Different data may be transmitted by the streams s1 (t) and s2 (t), or the same data may be transmitted.
Both the transmitting antenna of the transmitting device and the receiving antenna of the receiving device may be configured by a plurality of antennas.
なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めROM(Read Only
Memory)に格納しておき、そのプログラムをCPU(Central Processor Unit)によって動作させるようにしても良い。
For example, a program for executing the above communication method is previously stored in a ROM (Read Only
The program may be stored in a memory and the program may be operated by a CPU (Central Processor Unit).
また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのRAM(Random Access Memory)に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。 In addition, a program for executing the communication method is stored in a computer-readable storage medium, the program stored in the storage medium is recorded in a RAM (Random Access Memory) of the computer, and the computer is operated according to the program. You may do it.
そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるLSI(Large Scale Integration)として実現されてもよい。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように1チップ化されてもよい。 ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC(Integrated Circuit)、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。 Each configuration such as the above-described embodiments may be typically realized as an LSI (Large Scale Integration) which is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include all or part of the configurations of the respective embodiments. Although referred to here as LSI, depending on the degree of integration, it may also be called IC (Integrated Circuit), system LSI, super LSI, or ultra LSI. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。 Further, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. There is a possibility of adaptation of biotechnology.
(実施の形態8)
本実施の形態では、実施の形態1〜4、実施の形態6で説明したプリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法の応用例について、ここでは説明する。
(Embodiment 8)
In this embodiment, an application example of the method for regularly switching the precoding weights described in Embodiments 1 to 4 and Embodiment 6 will be described here.
図6は、本実施の形態における重み付け方法(プリコーディング(Precoding
)方法)に関連する図であり、重み付け合成部600は、図3の重み付け合成部308Aと308Bの両者を統合した重み付け合成部である。図6に示すように、ストリームs1(t)およびストリームs2(t)は、図3のベースバンド信号307Aおよび307Bに相当する、つまり、QPSK、16QAM、64QAMなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相I、直交Q成分となる。そして、図6のフレーム構成のようにストリームs1(t)は、シンボル番号uの信号をs1(u)、シンボル番号u+1の信号をs1(u+1)、・・・とあらわす。同様に、ストリームs2(t)は、シンボル番号uの信号をs2(u)、シンボル番号u+1の信号をs2(u+1)、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部600は、図3におけるベースバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、重み付け情報に関する情報315を入力とし、重み付け情報に関する情報315にしたがった重み付け方法を施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、309B(z2(t))を出力する。
FIG. 6 shows a weighting method (precoding (Precoding) in this embodiment.
) Method), the weighting synthesis unit 600 is a weighting synthesis unit that integrates both the weighting synthesis units 308A and 308B of FIG. As shown in FIG. 6, the stream s1 (t) and the stream s2 (t) correspond to the baseband signals 307A and 307B of FIG. 3, that is, the base according to the mapping of modulation schemes such as QPSK, 16QAM, and 64QAM. Band signal in-phase I and quadrature Q components. 6, the stream s1 (t) represents the signal with symbol number u as s1 (u), the signal with symbol number u + 1 as s1 (u + 1), and so on. Similarly, in the stream s2 (t), a signal with a symbol number u is represented as s2 (u), a signal with a symbol number u + 1 is represented as s2 (u + 1), and so on. Then, the weighting synthesis unit 600 receives the baseband signals 307A (s1 (t)) and 307B (s2 (t)) in FIG. 3 and the information 315 related to the weighting information, and performs a weighting method according to the information 315 related to the weighting information. Then, the signals 309A (z1 (t)) and 309B (z2 (t)) after the weighted synthesis in FIG. 3 are output.
このとき、例えば、実施の形態6における例8の周期N=8のプリコーディング行列切り
替え方法を用いた場合、z1(t)、z2(t)は以下のようにあらわされる。
シンボル番号8iのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, for example, when the precoding matrix switching method of period N = 8 in Example 8 in Embodiment 6 is used, z1 (t) and z2 (t) are expressed as follows.
For symbol number 8i (i is an integer greater than or equal to 0):
ただし、jは虚数単位、k=0。
シンボル番号8i+1のとき:
However, j is an imaginary unit and k = 0.
For symbol number 8i + 1:
ただし、k=1。
シンボル番号8i+2のとき:
However, k = 1.
For symbol number 8i + 2:
ただし、k=2。
シンボル番号8i+3のとき:
However, k = 2.
For symbol number 8i + 3:
ただし、k=3。
シンボル番号8i+4のとき:
However, k = 3.
For symbol number 8i + 4:
ただし、k=4。
シンボル番号8i+5のとき:
However, k = 4.
For symbol number 8i + 5:
ただし、k=5。
シンボル番号8i+6のとき:
However, k = 5.
For symbol number 8i + 6:
ただし、k=6。
シンボル番号8i+7のとき:
However, k = 6.
For symbol number 8i + 7:
ただし、k=7。
ここで、シンボル番号と記載しているが、シンボル番号は時刻(時間)と考えてもよい。他の実施の形態で説明したとおり、例えば、式(225)において、時刻8i+7のz1(8i+7)とz2(8i+7)は、同一時刻の信号であり、かつ、z1(8i+7)とz2(8i+7)は同一(共通の)周波数を用いて送信装置が送信することになる。つまり、時刻Tの信号をs1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)とすると、何らかのプリコーディング行列とs1(T)およびs2(T)から、z1(T)およびz2(T)を求め、z1(T)およびz2(T)は同一(共通の)周波数を用いて(同一時刻(時間)に)送信装置が送信することになる。また、OFDM等のマルチキャリア伝送方式を用いた場合、(サブ)キャリアL、時刻Tにおけるs1、s2、z1、z2に相当する信号をs1(T,L)、s2(T,L)、z1(T,L)、z2(T,L)とすると、何らかのプリコーディング行列とs1(T,L)およびs2(T,L)から、z1(T,L)およびz
2(T,L)を求め、z1(T,L)およびz2(T,L)は同一(共通の)周波数を用い
て(同一時刻(時間)に)送信装置が送信することになる。
However, k = 7.
Here, the symbol number is described, but the symbol number may be considered as time (time). As described in other embodiments, for example, in Expression (225), z1 (8i + 7) and z2 (8i + 7) at time 8i + 7 are signals at the same time, and z1 (8i + 7) and z2 (8i + 7) Are transmitted by the transmitter using the same (common) frequency. That is, if the signal at time T is s1 (T), s2 (T), z1 (T), z2 (T), from some precoding matrix and s1 (T) and s2 (T), z1 (T) and z2 (T) is obtained, and z1 (T) and z2 (T) are transmitted by the transmission device using the same (common) frequency (at the same time (time)). When a multi-carrier transmission scheme such as OFDM is used, signals corresponding to (sub) carrier L and s1, s2, z1, and z2 at time T are s1 (T, L), s2 (T, L), and z1. (T, L), z2 (T, L), from some precoding matrix and s1 (T, L) and s2 (T, L), z1 (T, L) and z
2 (T, L) is obtained, and z1 (T, L) and z2 (T, L) are transmitted by the transmission apparatus using the same (common) frequency (at the same time (time)).
このとき、αの適切な値として、式(198)、または、式(200)がある。
本実施の形態では、上記で述べた式(190)のプリコーディング行列をもとにし、周期を大きくするプリコーディング切り替え方法について述べる。
At this time, as an appropriate value of α, there is formula (198) or formula (200).
In the present embodiment, a precoding switching method for increasing the period based on the precoding matrix of Equation (190) described above will be described.
プリコーディング切り替え行列の周期を8Mとしたとき、異なるプリコーディング行列8M個を以下のようにあらわす。 When the period of the precoding switching matrix is 8M, 8M different precoding matrices are represented as follows.
このとき、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1,・・・, M-2, M-1となる。
例えば、M=2としたとき、α<1とすると、k=0のときのs1の受信劣悪点(○)、お
よび、s2の受信劣悪点(□)は、図42(a)のようにあらわされる。同様に、k=1のと
きのs1の受信劣悪点(○)、および、s2の受信劣悪点(□)は、図42(b)のようにあらわされる。このように、式(190)のプリコーディング行列をもとにすると、受信劣悪点は図42(a)ようになり、この式(190)の右辺の行列の2行目の各要素にejXを乗算した行列をプリコーディング行列とすることで(式(226)参照)、受信劣悪点が図42(a)に対し、回転した受信劣悪点をもつようにする(図42(b)参照)。(ただし、図42(a)と図42(b)の受信劣悪点は重なっていない。このように、ejXを乗算しても、受信劣悪点は重ならないようにするとよい。また、式(190)の右辺の行列の2行目の各要素にejXを乗算するのではなく、式(190)の右辺の行列の1行目の各要素にejXを乗算した行列をプリコーディング行列としてもよい。)このとき、プリコーディング行列F[0]〜F[15]は次式であらわされる。
At this time, i = 0,1,2,3,4,5,6,7, k = 0,1,..., M-2, M-1.
For example, assuming that M = 2 and α <1, the reception poor point (◯) of s1 and the reception bad point (□) of s2 when k = 0 are as shown in FIG. Appears. Similarly, the reception poor point (◯) of s1 when k = 1 and the reception poor point (□) of s2 are expressed as shown in FIG. Thus, when based on the precoding matrix of Equation (190), receiving poor point becomes FIG 42 (a) as, e jX to each element of the second row of the matrix of the right side of the equation (190) Is used as a precoding matrix (see equation (226)) so that the reception poor point has a rotated reception bad point with respect to FIG. 42 (a) (see FIG. 42 (b)). . (However, the poor reception points in FIGS. 42A and 42B do not overlap. In this way, even if e jX is multiplied, the bad reception points should not be overlapped. instead of multiplying e jX to each element of the second row of the right side of the matrix 190), a matrix obtained by multiplying the e jX to each element of the first row of the matrix of the right side of the equation (190) as a pre-coding matrix At this time, the precoding matrices F [0] to F [15] are expressed by the following equations.
ただし、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1となる。
すると、M=2のとき、F[0]〜F[15]のプリコーディング行列が生成されたことになる
(F[0]〜F[15]のプリコーディング行列は、どのような順番にならべてもよい。また、F[0]〜F[15]の行列がそれぞれ異なる行列であるとよい。)。そして、例えば、シンボル番号16iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号16i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号16i+hのときF[h]を用い
てプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、14、15)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
以上をまとめると、式(82)〜式(85)を参考にし、周期Nのプリコーディング行
列を次式であらわす。
However, i = 0,1,2,3,4,5,6,7 and k = 0,1.
Then, when M = 2, precoding matrices F [0] to F [15] are generated (the precoding matrices F [0] to F [15] are arranged in any order). In addition, the matrices F [0] to F [15] may be different from each other. Then, for example, precoding is performed using F [0] when the symbol number is 16i, precoding is performed using F [1] when the symbol number is 16i + 1, and F [h when the symbol number is 16i + h. ] To perform precoding (h = 0, 1, 2,..., 14, 15). (Here, as described in the previous embodiment, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
Summarizing the above, the precoding matrix of period N is expressed by the following equation with reference to equations (82) to (85).
このとき、周期がNであるので、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。そして、式(228
)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。
At this time, since the cycle is N, i = 0, 1, 2,..., N-2, N-1. And the formula (228)
) Is a precoding matrix of period N × M based on the following equation.
このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、
・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(229)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i = 0, 1, 2,..., N-2, N-1, k = 0, 1,.
Then, precoding matrices F [0] to F [N × M-1] are generated (the precoding matrices F [0] to F [N × M-1] have a period N × M. You can use them in any order.) For example, when symbol number N × M × i, precoding is performed using F [0], and when symbol number N × M × i + 1 is performed, precoding is performed using F [1],... When symbol number N × M × i + h, precoding is performed using F [h] (h = 0, 1, 2,
..., N x M-2, N x M-1). (Here, as described in the previous embodiment, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, a switching method of a precoding matrix having a large period can be realized, and the position of the reception poor point can be easily changed, which improves the reception quality of data. May lead to In addition, although the precoding matrix of the cycle N × M is expressed by the equation (229), as described above, the precoding matrix of the cycle N × M may be expressed by the following equation.
このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
なお、式(229)および式(230)において、0ラジアン≦δ<2πラジアンとしたとき、δ=πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり(δの条件については、他の実施の形態のときも同様である。)、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態10や実施の形態16において、詳しく述べるが、式(229)、式(230)において、Nを奇数とすると、良好なデータの受信品質を得ることができ
る可能性が高くなる。
At this time, i = 0, 1, 2,..., N-2, N-1, k = 0, 1,.
In Equations (229) and (230), when 0 radians ≦ δ <2π radians, a unitary matrix is obtained when δ = π radians, and a non-unitary matrix is obtained when δ ≠ π radians. In this method, one characteristic configuration is a non-unitary matrix of π / 2 radians ≦ | δ | <π radians (the condition of δ is the same as in other embodiments). Therefore, good data reception quality can be obtained. As another configuration, a unitary matrix may be used. As will be described in detail in the tenth embodiment and the sixteenth embodiment, if N is an odd number in equations (229) and (230), good data reception is possible. The possibility of obtaining quality increases.
(実施の形態9)
本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
(Embodiment 9)
In the present embodiment, a method for regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix will be described.
実施の形態8で述べたように周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法
において、式(82)〜式(85)を参考にした、周期Nのために用意するプリコーディ
ング行列を次式であらわす。
As described in the eighth embodiment, in the method of switching the precoding matrix regularly in the cycle N, the precoding matrix prepared for the cycle N with reference to the equations (82) to (85) is represented by the following equation: It expresses.
このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。(α>0であるものとする。)本実施の形態では、ユニタリ行列を扱うので、式(231)のプリコーディング行列は次式であらわすことができる。 At this time, i = 0, 1, 2,..., N-2, N-1. (It is assumed that α> 0.) In this embodiment, since a unitary matrix is handled, the precoding matrix of Equation (231) can be expressed by the following equation.
このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。(α>0であるものとする。)このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。 At this time, i = 0, 1, 2,..., N-2, N-1. (It is assumed that α> 0.) At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) in the third embodiment, the following conditions give good data reception quality. It is important to get.
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
実施の形態6で説明した際、受信劣悪点間の距離について述べたが、受信劣悪点間の距離を大きくするためには、周期Nは3以上の奇数であることが重要となる。以下では、こ
の点について説明する。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
In the description of the sixth embodiment, the distance between the reception poor points has been described. However, in order to increase the distance between the reception bad points, it is important that the period N is an odd number of 3 or more. This point will be described below.
実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件19>または<条件20>を与える。
As described in the sixth embodiment, <condition 19> or <condition 20> is given in order to arrange the reception poor points so as to have a uniform distribution with respect to the phase on the complex plane.
つまり、<条件19>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件20>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α<1としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(a)
に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(
b)に示す。また、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図4
4(a)に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を
図44(b)に示す。
That is, <Condition 19> means that the phase difference is 2π / N radians. <Condition 20> means that the phase difference is −2π / N radians.
Then, when θ 11 (0) −θ 21 (0) = 0 radians and α <1, on the complex plane of the reception poor point of s1 and the bad reception point of s2 when the period N = 3 The arrangement in Fig. 43 (a)
FIG. 43 shows the arrangement of the reception poor point of s1 and the bad reception point of s2 on the complex plane when the period N = 4.
Shown in b). Further, when θ 11 (0) −θ 21 (0) = 0 radians and α> 1, when the period N = 3, the reception poor point of s1 and the reception bad point of s2 are on the complex plane. Figure 4 shows the arrangement
FIG. 44B shows the arrangement of the reception poor point of s1 and the bad reception point of s2 on the complex plane when the period N = 4.
このとき、受信劣悪点と原点とで形成する線分と、Realの軸において、Real≧0の半直
線とで形成する位相(図43(a)参照。)を考えた場合、α>1、α<1いずれの場合についても、N=4のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生する。(図43の4301、4302、および図44の4401、4402参照)このとき、複素平面において、受信劣悪点間の距離が小さくなる。一方で、N=3のとき、s1に関する受信劣悪点における前述
の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合は発生しない。
At this time, when considering the phase formed by the line segment formed by the poor reception point and the origin and the half line of Real ≧ 0 in the Real axis (see FIG. 43A), α> 1, In any case of α <1, when N = 4, there is always a case where the above-described phase at the reception poor point regarding s1 and the above-described phase at the reception poor point regarding s2 have the same value. (Refer to 4301 and 4302 in FIG. 43 and 4401 and 4402 in FIG. 44) At this time, the distance between the reception inferior points becomes small in the complex plane. On the other hand, when N = 3, the above-described phase at the reception poor point for s1 and the above-mentioned phase at the reception poor point for s2 do not occur in the same value.
以上から、周期Nが偶数のときs1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する
受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生することを考慮すると、周期Nが奇数のときのほうが、周期Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣
悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、周期Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であ
っても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。
From the above, when the period N is an even number, considering that the above-described phase at the reception poor point for s1 and the above-mentioned phase at the reception poor point for s2 always have the same value, the period N is an odd number. When compared to when the period N is an even number, there is a high possibility that the distance between the reception inferior points will increase in the complex plane. However, when the period N is a small value, for example, N ≦ 16 or less, the minimum distance of reception poor points in the complex plane can be secured to some extent because the number of reception bad points is small. Therefore, when N ≦ 16, there is a possibility that the reception quality of data can be ensured even if the number is even.
したがって、式(232)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、周期Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高
い。なお、式(232)に基づきF[0]〜F[N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N-1]のプリコーディング行列は、周期Nに対しどのような順番にならべ
て使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号NiのときF[0]を用いてプリコー
ディングを行い、シンボル番号Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・
・・、シンボル番号N×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N-2、N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on the equation (232), if the period N is an odd number, there is a high possibility that the data reception quality can be improved. Note that the precoding matrices F [0] to F [N-1] are generated based on the equation (232) (the precoding matrices F [0] to F [N-1] have a period N). Can be used in any order.) For example, when symbol number Ni, precoding is performed using F [0], and when symbol number Ni + 1, precoding is performed using F [1].
... Precoding is performed using F [h] when the symbol number is N × i + h (h = 0, 1, 2,..., N−2, N−1). (Here, as described in the previous embodiment, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.) When both of the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is
とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の
異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
Then, there is a possibility that an effect that the minimum distance between 16 × 16 = 256 signal points on the IQ plane can be increased in a specific LOS environment may be obtained.
In the present embodiment, the configuration method of N different precoding matrices for the precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F [0], F [1], F [2],..., F [N-2], F [N-1] are prepared as N different precoding matrices. However, since the present embodiment is described by taking the case of the single carrier transmission method as an example, F [0], F [1], F [2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F [N-2], F [N-1] are described in this order. However, the present invention is not limited to this, and N different precoding matrices F [0] generated in the present embodiment are not necessarily limited to this. , F [1], F [2],..., F [N-2], F [N-1] can be applied to a multicarrier transmission scheme such as an OFDM transmission scheme. As for the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method of time period N, the same effect can be obtained even when N different precoding matrices are used at random, that is, a regular period is not necessarily used. It is not necessary to use N different precoding matrices to have.
また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより
大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性
が高くなる。このとき、<条件#17><条件#18>は以下のような条件に置き換えることができる。(周期はNとして考える。)
In addition, in the precoding matrix switching method of period H (where H is a period N in which the precoding matrix is regularly switched) is a larger natural number, N different precoding matrices in the present embodiment are included. If it is, the possibility of giving good reception quality increases. At this time, <condition # 17> and <condition # 18> can be replaced with the following conditions. (Consider the period as N.)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(実施の形態10)
本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、実施の形態9とは異なる例を述べる。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(Embodiment 10)
In the present embodiment, an example different from that in Embodiment 9 will be described regarding a method for regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix.
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of switching the precoding matrix regularly with the period 2N, the precoding matrix prepared for the period 2N is expressed by the following equation.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。 Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i).
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(234)のαと式(235)のαは同一の値であるものとする。)
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(234)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要とな
る。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). (It is assumed that α in equation (234) and α in equation (235) have the same value.)
At this time, from the condition 5 in (Equation 106) and the condition 6 in (Equation 107) of the third embodiment, the following condition is obtained for the equation (234) in order to obtain good data reception quality: It becomes important.
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
そして、以下の条件を付加することを考える。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
Consider adding the following conditions.
次に、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#24>または<条件#25>を与える。 Next, as described in the sixth embodiment, <condition # 24> or <condition # 25> is set in order to arrange the reception inferior points so as to have a uniform distribution with respect to the phase on the complex plane. give.
つまり、<条件24>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件25>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図45(a)(b)
に示す。図45(a)(b)からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α<1のときにも同様な状態となる。また、実施の形態9と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、デー
タの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。
In other words, <Condition 24> means that the phase difference is 2π / N radians. <Condition 25> means that the phase difference is −2π / N radians.
And when θ 11 (0) −θ 21 (0) = 0 radians and α> 1, when N = 4, the reception poor point of s1 and the reception bad point of s2 on the complex plane The arrangement is shown in FIGS. 45 (a) and 45 (b).
Shown in As can be seen from FIGS. 45 (a) and 45 (b), in the complex plane, the minimum distance of the reception poor point of s1 is kept large, and similarly, the minimum distance of the reception bad point of s2 can be kept large. Yes. The same state is obtained when α <1. Considering the same as in the ninth embodiment, when N is an odd number, it is more likely that the distance between the reception inferior points is larger in the complex plane than when N is an even number. However, when N is a small value, for example, N ≦ 16 or less, the minimum distance of reception poor points in the complex plane can be ensured to some extent because the number of reception bad points is small. Therefore, when N ≦ 16, there is a possibility that the reception quality of data can be ensured even if the number is even.
したがって、式(234)、(235)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可
能性が高い。なお、式(234)、(235)に基づきF[0]〜F[2N-1]のプリコーディン
グ行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対
しどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2NiのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×i+hのときF[h]を用いてプリコー
ディングを行う(h=0、1、2、・・・、2N-2、2N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを式(233)とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on the equations (234) and (235), if N is an odd number, there is a high possibility that the data reception quality can be improved. Note that the precoding matrices F [0] to F [2N-1] are generated based on the equations (234) and (235) (the precoding matrices F [0] to F [2N-1]). Can be used in any order for period 2N.) For example, precoding is performed using F [0] when the symbol number is 2Ni, precoding is performed using F [1] when the symbol number is 2Ni + 1, and F is performed when the symbol number is 2N × i + h. Precoding is performed using [h] (h = 0, 1, 2,..., 2N−2, 2N−1). (Here, as described in the previous embodiment, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.) Also, when both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is expressed by the equation (233). ), It may be possible to obtain an effect that the minimum distance between 16 × 16 = 256 signal points in the IQ plane can be increased in a specific LOS environment.
また、<条件#23>と異なる条件として、以下の条件を考える。 Further, the following conditions are considered as conditions different from <Condition # 23>.
(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
(X is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 and y is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
このとき、<条件#21>かつ<条件#22>かつ<条件#26>かつ<条件#27>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
(X is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 and y is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
At this time, by satisfying <Condition # 21>, <Condition # 22>, <Condition # 26>, and <Condition # 27>, the distance between the poor reception points of s1 in the complex plane is increased, and between s2 Since the distance between the poor reception points can be increased, good data reception quality can be obtained.
本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In the present embodiment, the configuration method of 2N different precoding matrices for the precoding hopping method of time period 2N has been described. At this time, F [0], F [1], F [2], ..., F [2N-2], F [2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. However, since the present embodiment is described by taking the case of the single carrier transmission method as an example, F [0], F [1], F [2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F [2N-2], and F [2N-1] are described in this order, but the present invention is not necessarily limited to this, and 2N different precoding matrices F [0] generated in the present embodiment , F [1], F [2],..., F [2N-2], F [2N-1] can be applied to a multicarrier transmission scheme such as an OFDM transmission scheme. As for the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method with a time period of 2N, the same effect can be obtained even when 2N different precoding matrices are used at random, that is, a regular period is not necessarily used. It is not necessary to use 2N different precoding matrices to have.
また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態11)
本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
In addition, in the precoding matrix switching method of period H (where H is the above-described regular switching precoding matrix period 2N is a larger natural number), 2N different precoding matrices in this embodiment are included. If it is, the possibility of giving good reception quality increases.
(Embodiment 11)
In the present embodiment, a method for regularly switching a precoding matrix using a non-unitary matrix will be described.
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of switching the precoding matrix regularly with the period 2N, the precoding matrix prepared for the period 2N is expressed by the following equation.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。また、δ≠πラジア
ンとする。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). Further, δ ≠ π radians.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(236)のαと式(237)のαは同一の値であるものとする。)
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(236)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). (It is assumed that α in equation (236) and α in equation (237) have the same value.)
At this time, from the condition 5 in (Equation 106) and the condition 6 in (Equation 107) of the third embodiment, the following condition is obtained for the equation (236) in order to obtain good data reception quality: It becomes important.
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
そして、以下の条件を付加することを考える。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
Consider adding the following conditions.
なお、式(237)のかわりに、次式のプリコーディング行列を与えてもよい。
Note that a precoding matrix of the following equation may be given instead of equation (237).
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(236)のαと式(238)のαは同一の値であるものとする。)
例として、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#31>または<条件#32>を与える。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). (It is assumed that α in equation (236) and α in equation (238) have the same value.)
As an example, as described in the sixth embodiment, <condition # 31> or <condition # 32> is set in order to arrange the reception poor points so as to have a uniform distribution with respect to the phase on the complex plane. give.
つまり、<条件31>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件32>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1とし、δ=(3π)/4ラジアンとしたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面
上での配置を図46(a)(b)に示す。このようにすることで、プルコーディング行列を切り替える周期を大きくすることができ、かつ、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保つことができるため、良好な受信品質を得ることができる。ここでは、α>1、δ=(3π)/4ラジアン、N=4のときを例に説明したがこれに限ったものではなく、π/2ラジアン
≦|δ|<πラジアン、かつ、α>0、かつ、α≠1であれば同様の効果を得ることができる。
That is, <Condition 31> means that the phase difference is 2π / N radians. <Condition 32> means that the phase difference is −2π / N radians.
Then, when θ 11 (0) −θ 21 (0) = 0 radians, α> 1, and δ = (3π) / 4 radians, the reception poor point of s1 and s2 when N = 4 46 (a) and 46 (b) show the arrangement of reception poor points on the complex plane. In this way, the period for switching the pull coding matrix can be increased, and the minimum distance of the reception poor point of s1 can be kept large in the complex plane. Since the minimum distance between points can be kept large, good reception quality can be obtained. Here, the case where α> 1, δ = (3π) / 4 radians, and N = 4 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and π / 2 radians ≦ | δ | <π radians and α If> 0 and α ≠ 1, the same effect can be obtained.
また、<条件#30>と異なる条件として、以下の条件を考える。 The following conditions are considered as conditions different from <Condition # 30>.
(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
(X is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 and y is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
このとき、<条件#28>かつ<条件#29>かつ<条件#33>かつ<条件#34>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
(X is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 and y is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
At this time, by satisfying <Condition # 28>, <Condition # 29>, <Condition # 33>, and <Condition # 34>, the distance between the reception inferior points of s1 in the complex plane is increased, and between s2 Since the distance between the poor reception points can be increased, good data reception quality can be obtained.
本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In the present embodiment, the configuration method of 2N different precoding matrices for the precoding hopping method of time period 2N has been described. At this time, F [0], F [1], F [2], ..., F [2N-2], F [2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. However, since the present embodiment is described by taking the case of the single carrier transmission method as an example, F [0], F [1], F [2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F [2N-2], and F [2N-1] are described in this order, but the present invention is not necessarily limited to this, and 2N different precoding matrices F [0] generated in the present embodiment , F [1], F [2],..., F [2N-2], F [2N-1] can be applied to a multicarrier transmission scheme such as an OFDM transmission scheme. As for the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method with a time period of 2N, the same effect can be obtained even when 2N different precoding matrices are used at random, that is, a regular period is not necessarily used. It is not necessary to use 2N different precoding matrices to have.
また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態12)
本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
In addition, in the precoding matrix switching method of period H (where H is the above-described regular switching precoding matrix period 2N is a larger natural number), 2N different precoding matrices in this embodiment are included. If it is, the possibility of giving good reception quality increases.
(Embodiment 12)
In the present embodiment, a method for regularly switching a precoding matrix using a non-unitary matrix will be described.
In the method of switching the precoding matrix regularly with period N, the precoding matrix prepared for period N is expressed by the following equation.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。また、δ≠πラジア
ン(iによらず固定値)、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1とする。
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(239)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). Further, δ ≠ π radians (a fixed value regardless of i), i = 0, 1, 2,..., N−2, N−1.
At this time, from the condition 5 in (Equation 106) and the condition 6 in (Equation 107) of the third embodiment, the following condition is obtained for the equation (239) in order to obtain good data reception quality: It becomes important.
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
例として、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#37>または<条件#38>を与える。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
As an example, as described in the sixth embodiment, <condition # 37> or <condition # 38> is set in order to arrange the reception poor points so as to have a uniform distribution with respect to the phase on the complex plane. give.
つまり、<条件37>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件38>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
このとき、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアン、かつ、α>0、かつ、α≠1であれば、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、<条件#37>、<条件#38>は必ず必要となる条件ではない。
That is, <Condition 37> means that the phase difference is 2π / N radians. <Condition 38> means that the phase difference is −2π / N radians.
At this time, if π / 2 radians ≦ | δ | <π radians, α> 0, and α ≠ 1, the distance between the reception inferior points of s1 in the complex plane is increased, and reception of s2 is performed. Since the distance between the bad points can be increased, good data reception quality can be obtained. <Condition # 37> and <Condition # 38> are not necessarily required conditions.
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
In the present embodiment, the configuration method of N different precoding matrices for the precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F [0], F [1], F [2],..., F [N-2], F [N-1] are prepared as N different precoding matrices. However, since the present embodiment is described by taking the case of the single carrier transmission method as an example, F [0], F [1], F [2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F [N-2], F [N-1] are described in this order, but the present invention is not necessarily limited to this, and 2N different precoding matrices F [0] generated in the present embodiment , F [1], F [2],..., F [N-2], F [N-1] can be applied to a multicarrier transmission scheme such as an OFDM transmission scheme. As for the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method of time period N, the same effect can be obtained even when N different precoding matrices are used at random, that is, a regular period is not necessarily used. It is not necessary to use N different precoding matrices to have.
また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより
大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性
が高くなる。このとき、<条件#35><条件#36>は以下のような条件に置き換えることができる。(周期はNとして考える。)
In addition, in the precoding matrix switching method of period H (where H is a period N in which the precoding matrix is regularly switched) is a larger natural number, N different precoding matrices in the present embodiment are included. If it is, the possibility of giving good reception quality increases. At this time, <condition # 35><condition#36> can be replaced with the following conditions. (Consider the period as N.)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(実施の形態13)
本実施の形態では、実施の形態8の別の例について説明する。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(Embodiment 13)
In the present embodiment, another example of the eighth embodiment will be described.
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of switching the precoding matrix regularly with the period 2N, the precoding matrix prepared for the period 2N is expressed by the following equation.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。また、δ≠πラジア
ンとする。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). Further, δ ≠ π radians.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(240)のαと式(241)のαは同一の値であるものとする。)
そして、式(240)および式(241)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディ
ング行列を次式であらわす。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). (It is assumed that α in equation (240) and α in equation (241) have the same value.)
A precoding matrix having a period of 2 × N × M based on the equations (240) and (241) is expressed by the following equation.
このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k = 0, 1,..., M-2, M-1.
このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであ
ってもよい。
すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用し
てもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコー
ディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを
行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
At this time, k = 0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk = Yk may be satisfied, or Xk ≠ Yk may be satisfied.
Then, a precoding matrix of F [0] to F [2 × N × M-1] is generated (the precoding matrix of F [0] to F [2 × N × M-1] is Cycle 2 x N x M may be used in any order.) For example, when symbol number 2 × N × M × i, precoding is performed using F [0], and when symbol number 2 × N × M × i + 1 is performed, precoding is performed using F [1]. ..., precoding is performed using F [h] when symbol number 2 × N × M × i + h (h = 0, 1, 2,..., 2 × N × M-2, 2 × N × M-1) (Here, as described in the previous embodiment, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, a switching method of a precoding matrix having a large period can be realized, and the position of the reception poor point can be easily changed, which improves the reception quality of data. May lead to
なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(242)を次式のようにしてもよい。
Note that the formula (242) of the precoding matrix having a period of 2 × N × M may be changed to the following formula.
このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(243)を式(245)〜式(24
7)のいずれかとしてもよい。
At this time, k = 0, 1,..., M-2, M-1.
Also, the expression (243) of the precoding matrix having a period of 2 × N × M is changed from Expression (245) to Expression (24).
It is good also as either of 7).
このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
At this time, k = 0, 1,..., M-2, M-1.
このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k = 0, 1,..., M-2, M-1.
このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
なお、受信劣悪点について着目すると、式(242)から式(247)において、
At this time, k = 0, 1,..., M-2, M-1.
When attention is paid to the reception inferior point, in the equations (242) to (247),
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。) (X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。) (X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
のすべてを満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態8では、<条件#39>および<条件#40>を満たすとよい。
また、式(242)から式(247)のXk, Ykに着目すると、
If all of the above are satisfied, good data reception quality can be obtained. In the eighth embodiment, <condition # 39> and <condition # 40> may be satisfied.
When attention is paid to Xk and Yk in the equations (242) to (247),
(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、sは整数である。
(A is 0,1,2, ..., M-2, M-1 and b is 0,1,2, ..., M-2, M-1 and a ≠ b .)
However, s is an integer.
(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、uは整数である。
(A is 0,1,2, ..., M-2, M-1 and b is 0,1,2, ..., M-2, M-1 and a ≠ b .)
However, u is an integer.
の2つの条件を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態8では、<条件42>を満たすとよい。
なお、式(242)および式(247)において、0ラジアン≦δ<2πラジアンとしたとき、δ=πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態10や実施の形態16において、詳しく述べるが、式(242)から式(247)において、Nを奇数とすると、良好なデータの
受信品質を得ることができる可能性が高くなる。
If these two conditions are satisfied, good data reception quality can be obtained. In the eighth embodiment, it is preferable to satisfy <condition 42>.
In Equations (242) and (247), when 0 radians ≦ δ <2π radians, a unitary matrix is obtained when δ = π radians, and a non-unitary matrix is obtained when δ ≠ π radians. In this method, a non-unitary matrix with π / 2 radians ≦ | δ | <π radians is one characteristic configuration, and good data reception quality can be obtained. As another configuration, a unitary matrix may be used. However, as will be described in detail in the tenth and sixteenth embodiments, good data reception is possible when N is an odd number in the equations (242) to (247). The possibility of obtaining quality increases.
(実施の形態14)
本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いる場合と非ユニタリ行列を用いる場合の使い分けの例について説明する。
(Embodiment 14)
In the present embodiment, an example of proper use when a unitary matrix is used as a precoding matrix and a non-unitary matrix is used as a precoding matrix in a method of switching a precoding matrix regularly.
例えば、2行2列のプリコーディング行列(各要素は複素数で構成されているものとする)を用いた場合、つまり、ある変調方式に基づいた2つの変調信号(s1(t)およびs2(t))に対し、プリコーディングを施し、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明する。 For example, when a 2 × 2 precoding matrix (each element is composed of complex numbers) is used, that is, two modulation signals (s1 (t) and s2 (t )), A case where precoding is performed and two signals after precoding are transmitted from two antennas will be described.
規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いてデータを伝送する場合、図3の 図13の送信装置は、フレーム構成信号313により、マッピング部306A、30
6Bは、変調方式を切り替えることになる。このとき、変調方式の変調多値数(変調多値
数:IQ平面における変調方式の信号点の数)とプリコーディング行列の関係について説明する。
When transmitting data using the method of switching the precoding matrix regularly, the transmission apparatus of FIG. 13 of FIG.
6B switches the modulation method. At this time, the relationship between the modulation multi-level number of the modulation scheme (number of modulation multi-level: the number of signal points of the modulation scheme on the IQ plane) and the precoding matrix will be described.
規則的にプリコーディング行列を切り替える方法の利点は、実施の形態6において説明したようにLOS環境において、良好なデータの受信品質を得ることができる点であり、特に、受信装置がML演算やML演算に基づくAPP(または、Max-log APP)を施した場合、その効果が大きい。ところで、ML演算は、変調方式の変調多値数に伴い、回路規模(演算規模)に大きな影響を与える。例えば、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信し、2つの変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式がQPSKの場合、IQ平面における候補信号点(図11の受信信号点1101)の数は4×4=16個、16QAMの場合16×16=256個、64QAMの場合64×64=4096個、256QAMの場合256×256=65536個、1024QAMの場合1024×1024=1048576個となり、受信装置の演算規模をある程度の回路規模で抑えるためには、変調方
式がQPSK, 16QAM, 64QAMの場合は、受信装置において、ML演算(ML演算に基づく(Max-log)APP)を用い、256QAM, 1024QAMの場合は、MMSE, ZFのような線形演算を用いた検波を
用いることになる。(場合によっては、256QAMの場合、ML演算を用いても良い。)
このような受信装置を想定した場合、多重信号分離後のSNR(signal-to-noise power ratio)を考えた場合、受信装置でMMSE, ZFのような線形演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列が適しており、ML演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列・非ユニタリ行列のいずれをもちいてもよい。上述のいずれかの実施の形態の説明を考慮すると、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信し、2つの変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数が64値以下(または、256値以下)のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたと
きのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、64値より大きい(または256値
より大きい)場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。
The advantage of the method of switching the precoding matrix regularly is that a good data reception quality can be obtained in the LOS environment as described in the sixth embodiment. When APP based on computation (or Max-log APP) is applied, the effect is great. By the way, the ML operation greatly affects the circuit scale (computation scale) with the modulation multi-level number of the modulation method. For example, when two signals after precoding are transmitted from two antennas and two modulation signals (signals based on the modulation method before precoding) both use the same modulation method, the modulation method Is QPSK, the number of candidate signal points (received signal points 1101 in FIG. 11) on the IQ plane is 4 × 4 = 16, 16 × 16 = 256 for 16QAM, 64 × 64 = 4096 for 64QAM, 256 × 256 = 65536 for 256QAM and 1024 × 1024 = 1048576 for 1024QAM. To reduce the computation scale of the receiver to a certain circuit scale, receive when the modulation method is QPSK, 16QAM, 64QAM. In the apparatus, ML calculation ((Max-log) APP based on ML calculation) is used, and in the case of 256QAM and 1024QAM, detection using linear calculation such as MMSE and ZF is used. (In some cases, ML operation may be used for 256QAM.)
Assuming such a receiving device, considering the signal-to-noise power ratio (SNR) after demultiplexing multiple signals, if the receiving device uses linear operations such as MMSE and ZF, precoding When a unitary matrix is suitable as a matrix and ML operation is used, either a unitary matrix or a non-unitary matrix may be used as a precoding matrix. Considering the description of any of the above-described embodiments, two signals after precoding are transmitted from two antennas, and the two modulation signals (signals based on the modulation scheme before precoding) are both the same modulation. Assuming that the method is used, when the modulation multi-level number of the modulation method is 64 values or less (or 256 values or less), the precoding matrix when the method of switching the precoding matrix regularly is used. If a unitary matrix is used and the unitary matrix is larger than 64 values (or larger than 256 values), if the unitary matrix is used, the circuit scale of the receiving apparatus in any modulation system supported by the communication system. There is a high possibility that it is possible to obtain the effect of obtaining good data reception quality while reducing the signal size.
また、変調方式の変調多値数が64値以下(または、256値以下)の場合においてもユニ
タリ行列を用いたほうがよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、変調方式の変調多値数が64値以下(または、256値以下)の複数の変調方式をサポートして
いる場合、サポートしている複数の64値以下の変調方式のいずれかの変調方式で規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。
In addition, there is a possibility that it is better to use the unitary matrix even when the modulation multi-level number of the modulation scheme is 64 or less (or 256 or less). In consideration of this, if multiple modulation schemes with a modulation multi-level number of 64 or less (or 256 or less) are supported, multiple supported modulation schemes of 64 or less are supported. It is important that there is a case where a non-unitary matrix is used as a precoding matrix when a method of regularly switching the precoding matrix is used in any of the modulation methods.
上述では、一例として、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディング後のN個の信
号をN個のアンテナから送信し、N個の変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数にβNという閾値を設け、変調方式の変調多値数がβN以下の複数の変調方式をサポートしている場合、サポートしているβN以下の複数の変調方式のいずれかの変調方式で規則的に
プリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、変調方式の変調多値数がβNより大きい変調方式の場
合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの
受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。(変調方式の変調多値数がβN以下のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用
いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を常に用いてもよい。)
上述では、同時に送信するN個の変調信号の変調方式が、同一の変調方式を用いている
場合で説明したが、以下では、同時に送信するN個の変調信号において、2種類以上の変
調方式が存在する場合について説明する。
In the above description, as an example, the case where two signals after precoding are transmitted from two antennas has been described. However, the present invention is not limited to this, and N signals after precoding are transmitted from N antennas. , N modulation signals (signals based on the modulation method before precoding) all use the same modulation method, a threshold value β N is provided for the modulation multi-level number of the modulation method, and the modulation method If multiple modulation schemes with a modulation multi-level number of β N or less are supported, a method of switching the precoding matrix regularly with any one of the supported modulation schemes of β N or less is supported. In some cases, a non-unitary matrix is used as the precoding matrix, and in the case of a modulation scheme in which the modulation level of the modulation scheme is larger than β N In any modulation system supported by the system, there is a possibility that the effect of obtaining good data reception quality while reducing the circuit scale of the receiving apparatus can be obtained in any modulation system. Get higher. (When the modulation multi-level number of the modulation scheme is equal to or less than β N , a non-unitary matrix may always be used as a precoding matrix when a scheme that regularly switches the precoding matrix is used.)
In the above description, the modulation scheme of N modulation signals transmitted simultaneously is described as being the same modulation scheme. However, in the following, two or more modulation schemes are used in N modulation signals transmitted simultaneously. The case where it exists is demonstrated.
例として、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明する。2つの変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式であるものとしたとき、変調多値数が2a1値の変調方式と変調多値数が2a2値の変調方式を用いているものとする。このとき、受信装置においてML演算(ML演算に基づく(Max-log)APP)を用いている場合、IQ平面における候補信号点(図11の受信信号点1101)の数は、2a1×2a2=2a1+a2の候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、2a1+a2に対し2βという閾値を設け、2a1+a2≦2βのとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、2a1+a2>2β場合、ユニタリ行列を用いるとよい。 As an example, a case where two signals after precoding are transmitted from two antennas will be described. When two modulation signals (signals based on a modulation scheme before precoding) are both the same modulation scheme or different modulation schemes, a modulation scheme having a modulation multi-level number of 2 a1 and a modulation multi-level It is assumed that the number 2a2 modulation method is used. At this time, when ML operation ((Max-log) APP based on ML operation) is used in the receiving apparatus, the number of candidate signal points (reception signal points 1101 in FIG. 11) on the IQ plane is 2 a1 × 2 a2 = 2 There is a candidate signal point of a1 + a2 . At this time, as described above, in order to be able to obtain reception quality of good data while reducing the circuit scale of the receiving apparatus, the threshold of relative 2 a1 + a2 2 β provided, 2 a1 + a2 ≦ 2 β In this case, it is preferable to use a non-unitary matrix as a precoding matrix when a method of regularly switching the precoding matrix is used, and use a unitary matrix when 2 a1 + a2 > 2 β .
また、2a1+a2≦2βの場合においてもユニタリ行列を用いたほうがよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、2a1+a2≦2βの複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている2a1+a2≦2βの複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。 Even in the case of 2 a1 + a2 ≦ 2β , it may be better to use the unitary matrix. In view of such fact, 2 a1 + a2 ≦ 2 if it supports a combination of a plurality of modulation schemes beta, a combination of a plurality of modulation schemes 2 a1 + a2 ≦ 2 β supporting either modulation method It is important that there is a case where a non-unitary matrix is used as a precoding matrix when a method of switching precoding matrices regularly in combination is used.
上述では、一例として、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではない。例えば、N個の変調信号(プリ
コーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式が存在する場合のとき、第iの変調信号の変調方式の変調多値数を2aiとする(i=1、2、・・・、N-1、N)。
In the above description, the case where two signals after precoding are transmitted from two antennas has been described as an example. However, the present invention is not limited to this. For example, when all of N modulation signals (signals based on a modulation scheme before precoding) have the same modulation scheme or different modulation schemes, the modulation multilevel of the modulation scheme of the i-th modulation signal Let the number be 2 ai (i = 1, 2,..., N−1, N).
このとき、受信装置においてML演算(ML演算に基づく(Max-log)APP)を用いている場合、IQ平面における候補信号点(図11の受信信号点1101)の数は、2a1×2a2×・・・×2ai×・・・×2aN=2a1+a2+・・・+ai+・・・+aNの候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、2a1+a2+・・・+ai+・・・+aNに対し2βという閾値を設け、 At this time, when ML operation ((Max-log) APP based on ML operation) is used in the receiving apparatus, the number of candidate signal points (reception signal points 1101 in FIG. 11) on the IQ plane is 2 a1 × 2 a2 X ... x2 ai x ... x2 aN = 2 a1 + a2 + ... + ai + ... + aN candidate signal points exist. At this time, as described above, in order to be able to obtain reception quality of good data while reducing the circuit scale of the receiving apparatus, 2 a1 + a2 + ··· + ai + ··· + threshold of 2 beta to aN Provided,
<条件#44>を満たす複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている<条件#44>を満たす複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、 When a combination of a plurality of modulation schemes satisfying <Condition # 44> is supported, a combination of modulation schemes of a plurality of modulation schemes satisfying <Condition # 44> is pre-ordered regularly. There are cases where a non-unitary matrix is used as a precoding matrix when a coding matrix switching method is used,
<条件#45>を満たすすべての変調方式の組み合わせの場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の組み合わせの場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。(サポートしている<条件#44>を満たす複数の変調方式の組み合わせすべてにおいて、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いてもよい。)
(実施の形態15)
本実施の形態では、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステム例について説明する。
In the case of a combination of all modulation schemes that satisfy <Condition # 45>, if a unitary matrix is used, the circuit scale of the receiving apparatus is the same for all modulation schemes supported by the communication system in any modulation scheme combination. There is a high possibility that it is possible to obtain the effect of obtaining good data reception quality while reducing the signal size. (A non-unitary matrix may be used as a precoding matrix when a method of regularly switching precoding matrices is used in all combinations of a plurality of modulation schemes that satisfy <condition # 44> that are supported.)
(Embodiment 15)
In this embodiment, a system example of a system that regularly switches a precoding matrix using a multicarrier transmission system such as OFDM will be described.
図47は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局(基地局)が送信する送信信号の、時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例を示している。(時間$1から時間$Tまでのフレーム構成とする。)図47(A)は、実施の形態1等で説明したストリームs1の時間−周波数軸におけるフレーム構成、図47(B)は、実施の形態1等で説明したストリームs2の時間−周波数軸におけるフレーム構成を示している。ストリームs1とストリームs2の同一時間、同一(サブ)キャリアのシンボルは、複数のアンテナを用いて、同一時間、同一周波数で送信されることになる。 FIG. 47 shows a time-frequency of a transmission signal transmitted by a broadcast station (base station) in a system that regularly switches a precoding matrix using a multicarrier transmission method such as OFDM in this embodiment. An example of a frame configuration on the shaft is shown. (The frame configuration from time $ 1 to time $ T is assumed.) FIG. 47A shows the frame configuration on the time-frequency axis of the stream s1 described in Embodiment 1 and the like, and FIG. The frame configuration on the time-frequency axis of the stream s2 described in the first embodiment is shown. The symbols of the same (sub) carrier in the stream s1 and the stream s2 are transmitted at the same time and the same frequency using a plurality of antennas.
図47(A)(B)では、OFDMを用いたときに使用される(サブ)キャリアは、(サブ
)キャリアa〜(サブ)キャリアa+Naで構成されたキャリア群#A、(サブ)キャリアb〜(サブ)キャリアb+Nbで構成されたキャリア群#B、(サブ)キャリアc〜(サブ)キャリアc+Ncで構成されたキャリア群#C、(サブ)キャリアd〜(サブ)キャリアd+Ndで構成されたキャリア群#D、・・・で分割するものとする。そして、各サブキャリア群では、複数の送信方法をサポートするものとする。ここで、複数の送信方法をサポートすることで、各送信方法がもつ利点を効果的に活用することが可能となる。例えば、図47(A)(B)では、キャリア群#Aは、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Bは規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Cはストリームs1のみ送信し、キャリア群#Dは時空間ブロック符号を用いて送信するものとする。
47 (A) and 47 (B), (sub) carriers used when OFDM is used are carrier group #A composed of (sub) carrier a to (sub) carrier a + Na, and (sub) carrier b. Carrier group #B composed of (sub) carrier b + Nb, carrier group #C composed of (sub) carrier c to (sub) carrier c + Nc, (sub) carrier d to (sub) carrier d + Nd It shall be divided by carrier group #D,. Each subcarrier group supports a plurality of transmission methods. Here, by supporting a plurality of transmission methods, it is possible to effectively utilize the advantages of each transmission method. For example, in FIGS. 47A and 47B, the carrier group #A uses a spatial multiplexing MIMO transmission scheme or a MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix, and the carrier group #B is regularly precoded. It is assumed that a MIMO transmission method for switching a matrix is used, carrier group #C transmits only stream s1, and carrier group #D transmits using a space-time block code.
図48は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局(基地局)が送信する送信信号の、時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図47とは異なる時間の時間$Xから時間$X+T’までのフレーム構成を示している。図48は、図47と同様に、OFDMを用いたときに使用される(サブ)キャリアは、(サブ)キャリアa〜(サブ)キャリアa+Naで構成されたキャリア群#A、(サブ)キャリアb〜(サブ)キャリアb+Nbで構成されたキャリア群#B、(サブ)キャリアc〜(サブ)キャリアc+Ncで構成されたキャリア群#C、(サブ)キャリアd〜(サブ)キャリアd+Ndで構成されたキャリア群#D、・・・で分割するものとする。そして、図48が図47と異なる点は、図47で用いられている通信方式と図48で用いられている通信方式が異なるキャリア群が存在することである。図48では、(A)(B)では、キャリア群#Aは、時空間ブロック符号を用いて送信するものとし、キャリア群#Bは規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Cは規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Dはストリームs1のみ送信するものとする。 FIG. 48 shows a time-frequency of a transmission signal transmitted by a broadcast station (base station) in a system that regularly switches a precoding matrix using a multi-carrier transmission method such as OFDM in the present embodiment. 48 shows an example of a frame configuration on the axis, and shows a frame configuration from time $ X to time $ X + T ′, which is different from FIG. In FIG. 48, as in FIG. 47, (sub) carriers used when OFDM is used are a carrier group #A composed of (sub) carrier a to (sub) carrier a + Na, and (sub) carrier b. Carrier group #B composed of (sub) carrier b + Nb, carrier group #C composed of (sub) carrier c to (sub) carrier c + Nc, (sub) carrier d to (sub) carrier d + Nd It shall be divided by carrier group #D,. 48 differs from FIG. 47 in that there are carrier groups in which the communication method used in FIG. 47 differs from the communication method used in FIG. In FIG. 48, in (A) and (B), carrier group #A is transmitted using a space-time block code, and carrier group #B is assumed to use a MIMO transmission scheme that regularly switches a precoding matrix. Suppose that the carrier group #C uses a MIMO transmission system that regularly switches the precoding matrix, and the carrier group #D transmits only the stream s1.
次に、サポートする送信方法について説明する。
図49は、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いたときの信号処理方法を示しており、図6と同様の番号を付している。ある変調方式にしたがったベースバンド信号である、重み付け合成部600は、ストリームs1(t)(307A)およびストリームs2(t)(307B)、および、重み付け方法に関する情報315を入力とし、重み付け後の変調信号z1(t)(309A)および重み付け後の変調信号z2(t)(309B)を出力する。ここで、重み付け方法に関する情報315が、空間多重MIMO伝送方式を示していた場合、図49の方式#1の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。
Next, a supported transmission method will be described.
FIG. 49 shows a signal processing method when a spatial multiplexing MIMO transmission scheme or a MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix is used, and the same numbers as those in FIG. 6 are given. The weighting synthesizer 600, which is a baseband signal according to a certain modulation method, receives the stream s1 (t) (307A), the stream s2 (t) (307B), and information 315 on the weighting method as input, Modulation signal z1 (t) (309A) and weighted modulation signal z2 (t) (309B) are output. Here, when the information 315 regarding the weighting method indicates the spatial multiplexing MIMO transmission method, the signal processing of the method # 1 in FIG. 49 is performed. That is, the following processing is performed.
ただし、1つの変調信号を送信する方式をサポートしている場合、送信電力の点から、式(250)は、式(251)のようにあらわされることもある。 However, when a method for transmitting one modulated signal is supported, Expression (250) may be expressed as Expression (251) from the viewpoint of transmission power.
そして、重み付け方法に関する情報315が、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を示している場合、例えば、図49の方式#2の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。 Then, when the information 315 on the weighting method indicates a MIMO transmission method in which the precoding matrix is fixed, for example, signal processing of method # 2 in FIG. 49 is performed. That is, the following processing is performed.
ここで、θ11、θ12、λ、δは固定値となる。
図50は、時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成を示している。図50の時空間ブロック符号化部(5002)は、ある変調信号に基づくベースバンド信号が入力とする。例えば、時空間ブロック符号化部(5002)は、シンボルs1、シンボルs2、・・・を入力とする。すると、図50のように、時空間ブロック符号化が行われ、z1(5003A)は、「シンボル#0としてs1」「シンボル#1として−s2*」「シンボル#2としてs3」「シンボル#3として−s4*」・・・となり、z2(5003B)は、「シンボル#0としてs2」「シンボル#1としてs1*」「シンボル#2としてs4」「シンボル#3としてs3*」・・・となる。このとき、z1におけるシンボル#X、z2におけるシンボル#Xは同一時間に同一周波数によりアンテナから送信されることになる。
Here, θ11, θ12, λ, and δ are fixed values.
FIG. 50 shows the structure of a modulation signal when a space-time block code is used. The space-time block encoding unit (5002) in FIG. 50 receives a baseband signal based on a certain modulation signal. For example, the space-time block encoding unit (5002) receives the symbols s1, s2,. Then, as shown in FIG. 50, space-time block coding is performed, and z1 (5003A) is “s1 as symbol # 0”, “−s2 * as symbol # 1,” “s3 as symbol # 2,” “symbol # 3”. -S4 * "..., And z2 (5003B) is" s2 as symbol # 0 "," s1 * as symbol # 1, "" s4 as symbol # 2, "" s3 * as symbol # 3, "and so on. Become. At this time, symbol #X in z1 and symbol #X in z2 are transmitted from the antenna at the same time and at the same frequency.
図47、図48では、データを伝送するシンボルのみを記載しているが、実際には、伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等の情報を伝送する必要がある。例えば、図51のように、1つの変調信号z1のみでこれらの情報を定期的に伝送すれば、これらの情報を通信相手に伝送することができる。また、伝送路の変動、つまり、受信装置がチャネル変動を推定するためのシンボル(例えば、パイロットシンボル、リファレンスシンボル、プリアンブル、送受信で既知の(PSK:Phase Shift Keying)シンボル)を伝送する必要がある。図47、図48では、これらのシンボルを省略して記述しているが、実際は、チャネル変動を推定するためのシンボルが時間―周波数軸のフレーム構成において、含まれることになる。したがって、各キャリア群は、データを伝送するためのシンボルのみだけで構成されているわけではない。(この点については、実施の形態1においても同様である。)
図52は、本実施の形態における放送局(基地局)の送信装置の構成の一例を示してい
る。送信方法決定部(5205)は、各キャリア群のキャリア数、変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正符号の符号化率、送信方法等の決定を行い、制御信号(5205)として出力する。
47 and 48, only symbols for transmitting data are described, but actually, it is necessary to transmit information such as a transmission method, a modulation method, and an error correction method. For example, as shown in FIG. 51, if these pieces of information are periodically transmitted using only one modulation signal z1, these pieces of information can be transmitted to the communication partner. In addition, it is necessary to transmit transmission path fluctuations, that is, symbols for the receiver to estimate channel fluctuations (for example, pilot symbols, reference symbols, preambles, and known (PSK: Phase Shift Keying) symbols). . In FIG. 47 and FIG. 48, these symbols are omitted and described, but actually, symbols for estimating channel fluctuation are included in the frame configuration of the time-frequency axis. Therefore, each carrier group is not composed only of symbols for transmitting data. (This also applies to the first embodiment.)
FIG. 52 illustrates an example of a configuration of a transmission device of a broadcast station (base station) in the present embodiment. The transmission method determination unit (5205) determines the number of carriers in each carrier group, the modulation method, the error correction method, the coding rate of the error correction code, the transmission method, and the like, and outputs it as a control signal (5205).
変調信号生成部#1(5201_1)は、情報(5200_1)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Aの変調信号z1(5202_1)および変調信号z2(5203_1)を出力する。 Modulation signal generation unit # 1 (5201_1) receives information (5200_1) and control signal (5205) as inputs, and modulates carrier group #A in FIGS. 47 and 48 based on the communication method information of control signal (5205). The signal z1 (5202_1) and the modulation signal z2 (5203_1) are output.
同様に、変調信号生成部#2(5201_2)は、情報(5200_2)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Bの変調信号z1(5202_2)および変調信号z2(5203_2)を出力する。 Similarly, modulation signal generation section # 2 (5201_2) receives information (5200_2) and control signal (5205) as input, and based on the communication method information of control signal (5205), carrier group # in FIG. 47 and FIG. B modulation signal z1 (5202_2) and modulation signal z2 (5203_2) are output.
同様に、変調信号生成部#3(5201_3)は、情報(5200_3)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Cの変調信号z1(5202_3)および変調信号z2(5203_3)を出力する。 Similarly, modulation signal generation section # 3 (5201_3) receives information (5200_3) and control signal (5205) as input, and based on information on the communication method of control signal (5205), carrier group # in FIG. 47 and FIG. The C modulation signal z1 (5202_3) and the modulation signal z2 (5203_3) are output.
同様に、変調信号生成部#4(5201_4)は、情報(5200_4)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Dの変調信号z1(5202_4)および変調信号z2(5203_4)を出力する。 Similarly, modulation signal generation section # 4 (5201_4) receives information (5200_4) and control signal (5205) as input, and based on the communication method information of control signal (5205), carrier group # in FIG. 47 and FIG. D modulation signal z1 (5202_4) and modulation signal z2 (5203_4) are output.
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同様に、変調信号生成部#M(5201_M)は、情報(5200_M)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、あるキャリア群の変調信号z1(5202_M)および変調信号z2(5203_M)を出力する。
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Similarly, the modulation signal generation unit #M (5201_M) receives the information (5200_M) and the control signal (5205) as inputs, and based on the communication method information of the control signal (5205), the modulation signal z1 (5202_M) of a certain carrier group. ) And the modulated signal z2 (5203_M).
OFDM方式関連処理部(5207_1)は、キャリア群#Aの変調信号z1(5202_1)、キャリア群#Bの変調信号z1(5202_2)、キャリア群#Cの変調信号z1(5202_3)、キャリア群#Dの変調信号z1(5202_4)、・・・、あるキャリア群の変調信号z1(5202_M)、および、制御信号(5206)を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号(5208_1)を出力し、送信信号(5208_1)は、アンテナ(5209_1)から電波として出力される。 The OFDM-related processing unit (5207_1) includes a modulation signal z1 (5202_1) of carrier group #A, a modulation signal z1 (5202_2) of carrier group #B, a modulation signal z1 (5202_3) of carrier group #C, and a carrier group #D. Modulation signal z1 (5202_4),..., And a modulation signal z1 (5202_M) of a certain carrier group and a control signal (5206) are input, and processing such as rearrangement, inverse Fourier transform, frequency conversion, and amplification is performed. The transmission signal (5208_1) is output, and the transmission signal (5208_1) is output as a radio wave from the antenna (5209_1).
同様に、OFDM方式関連処理部(5207_2)は、キャリア群#Aの変調信号z1(5203_1)、キャリア群#Bの変調信号z2(5203_2)、キャリア群#Cの変調信号z2(5203_3)、キャリア群#Dの変調信号z2(5203_4)、・・・、あるキャリア群の変調信号z2(5203_M)、および、制御信号(5206)を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号(5208_2)を出力し、送信信号(5208_2)は、アンテナ(5209_2)から電波として出力される。 Similarly, the OFDM system-related processing unit (5207_2) includes a modulation signal z1 (5203_1) of carrier group #A, a modulation signal z2 (5203_2) of carrier group #B, a modulation signal z2 (5203_3) of carrier group #C, and a carrier. The modulation signal z2 (5203_4) of the group #D,..., The modulation signal z2 (5203_M) of a certain carrier group, and the control signal (5206) are input, and rearrangement, inverse Fourier transform, frequency conversion, amplification, etc. Processing is performed and a transmission signal (5208_2) is output, and the transmission signal (5208_2) is output as a radio wave from the antenna (5209_2).
図53は、図52の変調信号生成部#1〜#Mの構成の一例を示している。誤り訂正符号化部(5302)は、情報(5300)および、制御信号(5301)を入力とし、制
御信号(5301)にしたがって、誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率を設定し、誤り訂正符号化を行い、誤り訂正符号化後のデータ(5303)を出力する。(誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率の設定により、例えば、LDPC符号、ターボ符号、畳み込み符号等を用いたとき、符号化率によっては、パンクチャを行い、符号化率を実現する場合がある。)
インタリーブ部(5304)は、誤り訂正符号化後のデータ(5303)、制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれるインタリーブ方法の情報に従い、誤り訂正符号化後のデータ(5303)の並び換えを行い、インタリーブ後のデータ(5305)を出力する。
FIG. 53 shows an example of the configuration of the modulation signal generators # 1 to #M in FIG. The error correction coding unit (5302) receives the information (5300) and the control signal (5301) as input, and sets the error correction coding method and the coding rate of the error correction coding according to the control signal (5301). Then, error correction encoding is performed, and data (5303) after error correction encoding is output. (By setting the error correction coding method and the error correction coding rate, for example, when using LDPC code, turbo code, convolutional code, etc., depending on the coding rate, puncturing is performed to realize the coding rate. May be.)
The interleaving unit (5304) receives the data (5303) after error correction coding and the control signal (5301) as input, and the data after error correction coding (5303) according to the information of the interleaving method included in the control signal (5301). ) And rearranged data (5305) is output.
マッピング部(5306_1)は、インタリーブ後のデータ(5305)および制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号(5307_1)を出力する。 The mapping unit (5306_1) receives the interleaved data (5305) and the control signal (5301) as input, performs mapping processing according to the modulation scheme information included in the control signal (5301), and generates the baseband signal (5307_1). Output.
同様に、マッピング部(5306_2)は、インタリーブ後のデータ(5305)および制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号(5307_2)を出力する。 Similarly, mapping section (5306_2) receives interleaved data (5305) and control signal (5301) as input, performs mapping processing according to the modulation scheme information included in control signal (5301), and performs baseband signal ( 5307_2) is output.
信号処理部(5308)は、ベースバンド信号(5307_1)、ベースバンド信号(5307_2)および制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれる伝送方法(ここでは、例えば、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式)の情報に基づき、信号処理を行い、信号処理後の信号z1(5309_1)および信号処理後のz2(5309_2)を出力する。なお、ストリームs1のみを送信する伝送方式が選択された場合、信号処理部(5308)は、信号処理後のz2(5309_2)を出力しないこともある。また、図53では、誤り訂正符号化部が一つの場合の構成を示したがこれに限ったものではなく、例えば、図3に示すように、複数の符号化器を具備していてもよい。 The signal processing unit (5308) receives the baseband signal (5307_1), the baseband signal (5307_2), and the control signal (5301) as inputs, and a transmission method (here, for example, spatial multiplexing MIMO) included in the control signal (5301). Signal processing based on information of a transmission method, a MIMO method using a fixed precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, a space-time block coding, and a transmission method that transmits only the stream s1) The signal z1 (5309_1) after processing and z2 (5309_2) after signal processing are output. When the transmission method for transmitting only the stream s1 is selected, the signal processing unit (5308) may not output z2 (5309_2) after the signal processing. FIG. 53 shows the configuration in the case where there is one error correction encoding unit. However, the configuration is not limited to this. For example, as shown in FIG. 3, a plurality of encoders may be provided. .
図54は、図52におけるOFDM方式関連処理部(5207_1、および、5207_2)の構成の一例を示しており、図14と同様に動作するものについては同一符号を付している。並び替え部(5402A)は、キャリア群#Aの変調信号z1(5400_1)、キャリア群#Bの変調信号z1(5400_2)、キャリア群#Cの変調信号z1(5400_3)、キャリア群#Dの変調信号z1(5400_4)、・・・、あるキャリア群の変調信号z1(5400_M)、および、制御信号(5403)を入力とし、並び替えを行い、並び替え後の信号1405Aおよび1405Bを出力する。なお、図47、図48、図51では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、これに限ったものではなく、時間ごとに離散的なサブキャリアによりキャリア群を構成してもよい。また、図47、図48、図51では、キャリア群のキャリア数は、時間において変更しない例で説明しているが、これに限ったものではない。この点については、別途、後で、説明する。 FIG. 54 shows an example of the configuration of the OFDM scheme-related processing units (5207_1 and 5207_2) in FIG. 52, and the same reference numerals are given to those that operate in the same way as in FIG. Rearranger (5402A) modulates modulated signal z1 (5400_1) of carrier group #A, modulated signal z1 (5400_2) of carrier group #B, modulated signal z1 (5400_3) of carrier group #C, and modulated of carrier group #D. The signal z1 (5400_4),..., The modulation signal z1 (5400_M) of a certain carrier group and the control signal (5403) are input, rearrangement is performed, and rearranged signals 1405A and 1405B are output. 47, FIG. 48, and FIG. 51, the carrier group allocation is described as an example of the configuration of aggregated subcarriers. However, the present invention is not limited to this. You may comprise a carrier group. 47, FIG. 48, and FIG. 51, the number of carriers in the carrier group is described as an example that does not change in time, but is not limited thereto. This point will be described later separately.
図55は、図47、図48、図51のようにキャリア群ごとに伝送方式を設定する方式の時間−周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例を示している。図55において、制御情報シンボルを5500、個別制御情報シンボルを5501、データシンボルを5502、パイロットシンボルを5503で示す。また、図55(A)はストリームs1の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図55(B)はストリームs2の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示している。 FIG. 55 shows an example of the details of the frame configuration on the time-frequency axis in the method of setting the transmission method for each carrier group as shown in FIG. 47, FIG. 48, and FIG. In FIG. 55, control information symbols are indicated by 5500, individual control information symbols by 5501, data symbols by 5502, and pilot symbols by 5503. FIG. 55A shows the frame configuration of the stream s1 on the time-frequency axis, and FIG. 55B shows the frame configuration of the stream s2 on the time-frequency axis.
制御情報シンボルは、キャリア群共通の制御情報を伝送するためのシンボルであり、送
受信機が周波数、時間同期を行うためのシンボル、(サブ)キャリアの割り当てに関する情報等で構成されている。そして、制御制御シンボルは、時刻$1において、ストリームs1のみから送信されるものとする。
The control information symbol is a symbol for transmitting control information common to the carrier group, and includes a symbol for the transceiver to perform frequency and time synchronization, information on (sub) carrier allocation, and the like. It is assumed that the control control symbol is transmitted only from stream s1 at time $ 1.
個別制御情報シンボルは、サブキャリア群個別の制御情報を伝送するためのシンボルであり、データシンボルの、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報、パイロットシンボルの挿入方法の情報、パイロットシンボルの送信パワーの情報等で構成されている。個別制御情報シンボルは、時刻$1において、ストリームs1のみから送信されるものとする。 The individual control information symbol is a symbol for transmitting control information for each subcarrier group, and the data symbol transmission scheme, modulation scheme, error correction coding scheme, error correction coding rate, and error correction code. Block size information, pilot symbol insertion method information, pilot symbol transmission power information, and the like. It is assumed that the individual control information symbol is transmitted only from the stream s1 at time $ 1.
データシンボルは、データ(情報)を伝送するためのシンボルであり、図47〜図50を用いて説明したように、例えば、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式のいずれかの伝送方式のシンボルである。なお、キャリア群#A、キャリア群#B、キャリア群#C、キャリア群#Dにおいて、ストリームs2にデータシンボルが存在するように記載しているが、ストリームs1のみ送信する伝送方式を用いている場合は、ストリームs2にデータシンボルが存在しない場合もある。 The data symbol is a symbol for transmitting data (information). As described with reference to FIGS. 47 to 50, for example, a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO scheme using a fixed precoding matrix, a rule This symbol is a symbol of any one of the MIMO scheme that switches the precoding matrix, the space-time block coding, and the transmission scheme that transmits only the stream s1. In addition, in the carrier group #A, the carrier group #B, the carrier group #C, and the carrier group #D, the data symbol is described so as to exist in the stream s2, but a transmission scheme that transmits only the stream s1 is used. In some cases, there may be no data symbol in the stream s2.
パイロットシンボルは、受信装置が、チャネル推定、つまり、式(36)のh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)に相当する変動を推定するためのシンボルである。(ここでは、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているため、サブキャリアごとにh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)に相当する変動を推定するためのシンボルということになる。)したがって、パイロットシンボルは、例えば、PSK伝送方式を用いており、送受信機で既知のパターンとなるように構成することになる。また、パイロットシンボルを、受信装置は、周波数オフセットの推定、位相ひずみ推定、時間同期に用いてもよい。 The pilot symbol is a symbol used by the receiving apparatus for channel estimation, that is, estimation of fluctuations corresponding to h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t) in Expression (36). (Here, since a multi-carrier transmission scheme such as the OFDM scheme is used, fluctuations corresponding to h11 (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t) are estimated for each subcarrier. Therefore, the pilot symbol uses, for example, the PSK transmission method and is configured to have a known pattern in the transceiver. In addition, the receiving apparatus may use the pilot symbols for frequency offset estimation, phase distortion estimation, and time synchronization.
図56は、図52の送信装置が送信した変調信号を受信するための受信装置の構成の一例を示しており、図7と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図56において、OFDM方式関連処理部(5600_X)は、受信信号702_Xを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号704_Xを出力する。同様に、OFDM方式関連処理部(5600_Y)は、受信信号702_Yを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号704_Yを出力する。
FIG. 56 shows an example of the configuration of a receiving apparatus for receiving the modulated signal transmitted by the transmitting apparatus of FIG. 52, and the same reference numerals are given to those operating in the same manner as in FIG.
In FIG. 56, the OFDM scheme-related processing unit (5600_X) receives the received signal 702_X, performs predetermined processing, and outputs a signal 704_X after signal processing. Similarly, the OFDM scheme-related processing unit (5600_Y) receives the received signal 702_Y, performs predetermined processing, and outputs a signal 704_Y after signal processing.
図56の制御情報復号部709は、信号処理後の信号704_Xおよび信号処理後の信号704_Yを入力とし、図55における制御情報シンボルおよび個別制御情報シンボルを抽出し、これらのシンボルで伝送した制御情報を得、この情報を含む制御信号710を出力する。 Control information decoding section 709 in FIG. 56 receives signal processed signal 704_X and signal processed signal 704_Y as input, extracts control information symbols and individual control information symbols in FIG. 55, and transmits the control information using these symbols. And a control signal 710 containing this information is output.
変調信号z1のチャネル変動推定部705_1は、信号処理後の信号704_X、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号706_1を出力する。 The channel fluctuation estimation unit 705_1 of the modulated signal z1 receives the signal 704_X after signal processing and the control signal 710 as input, performs channel estimation in a carrier group (desired carrier group) required by this receiving apparatus, and performs channel estimation The signal 706_1 is output.
同様に、変調信号z2のチャネル変動推定部705_2は、信号処理後の信号704_X、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号706_2を出力する。 Similarly, channel fluctuation estimation section 705_2 of modulated signal z2 receives signal processed signal 704_X and control signal 710 as input, and performs channel estimation in a carrier group (desired carrier group) required by this receiving apparatus. The channel estimation signal 706_2 is output.
同様に、変調信号z1のチャネル変動推定部705_1は、信号処理後の信号704_Y、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望の
キャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号708_1を出力する。
Similarly, channel fluctuation estimation section 705_1 of modulated signal z1 receives signal processed signal 704_Y and control signal 710 as input, and performs channel estimation in a carrier group (desired carrier group) required by this receiving apparatus. The channel estimation signal 708_1 is output.
同様に、変調信号z2のチャネル変動推定部705_2は、信号処理後の信号704_Y、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号708_2を出力する。 Similarly, channel fluctuation estimation section 705_2 of modulated signal z2 receives signal processed signal 704_Y and control signal 710 as input, and performs channel estimation in a carrier group (desired carrier group) required by this receiving apparatus. The channel estimation signal 708_2 is output.
そして、信号処理部711は、信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、および制御信号710を入力とし、制御信号710に含まれている、所望のキャリア群で伝送したデータシンボルにおける、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ712を出力する。 Then, the signal processing unit 711 receives the signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y and the control signal 710, and transmits the data symbols transmitted in the desired carrier group included in the control signal 710. Based on information such as the system, modulation system, error correction coding system, coding rate of error correction coding, block size of error correction code, etc., demodulation and decoding are performed, and received data 712 is output.
図57は、図56におけるOFDM方式関連処理部(5600_X、5600_Y)の構成を示しており、周波数変換部(5701)は、受信信号(5700)を入力とし、周波数変換を行い、周波数変換後の信号(5702)を出力する。 FIG. 57 shows the configuration of the OFDM system-related processing units (5600_X, 5600_Y) in FIG. 56. The frequency conversion unit (5701) receives the received signal (5700) as an input, performs frequency conversion, and performs frequency conversion. The signal (5702) is output.
フーリエ変換部(5703)は、周波数変換後の信号(5702)を入力とし、フーリエ変換を行い、フーリエ変換後の信号(5704)を出力する。
以上のように、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、複数のキャリア群に分割し、キャリア群ごとに伝送方式を設定することで、キャリア群ごとに受信品質、かつ、伝送速度を設定することができるため、柔軟なシステムを構築できるという効果を得ることができる。このとき、他の実施の形態で述べたような、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、LOS環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、このとき、時空間符号として、図50の方式を説明したがこれに限ったものではなく、また、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式は、図49の方式#2に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を2の場合で説明したがこれに限ったものではなく、2より大きい場合においても、キャリア群ごとに「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」のいずれか伝送方式を選択できるようにすれば、同様の効果を得ることができる。
The Fourier transform unit (5703) receives the signal (5702) after frequency conversion, performs Fourier transform, and outputs a signal (5704) after Fourier transform.
As described above, when a multi-carrier transmission scheme such as the OFDM scheme is used, by dividing into a plurality of carrier groups and setting a transmission scheme for each carrier group, the reception quality and transmission for each carrier group are set. Since the speed can be set, an effect that a flexible system can be constructed can be obtained. At this time, by making it possible to select a method for switching the precoding matrix regularly as described in the other embodiments, it is possible to obtain high reception quality and a high transmission rate for the LOS environment. The advantage that can be obtained can be obtained. In this embodiment, as a transmission scheme in which a carrier group can be set, a “spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO scheme using a fixed precoding matrix, a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix, a space-time block, Although the encoding method and the transmission method for transmitting only the stream s1 have been described, the present invention is not limited to this. At this time, the method of FIG. 50 has been described as the space-time code, but the method is not limited to this, and is not fixed. The MIMO scheme using a typical precoding matrix is not limited to scheme # 2 in FIG. 49, but may be composed of a fixed precoding matrix. Further, in the present embodiment, the case where the number of antennas of the transmission apparatus is two has been described. However, the present invention is not limited to this, and even when the number of antennas is larger than two, “spatial multiplexing MIMO transmission scheme, fixed If the transmission method can be selected from the MIMO method using a precoding matrix, the MIMO method that regularly switches the precoding matrix, the space-time block coding, and the transmission method that transmits only the stream s1, the same effect can be obtained. Can be obtained.
図58は、図47、図48、図51とは異なるキャリア群の割り当て方法を示している。図47、図48、図51、図55では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、図58では、キャリア群のキャリアを離散的に配置していることが特徴となっている。図58は、図47、図48、図51、図55とは異なる、時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図58では、キャリア1からキャリアH、時間$1から時間$Kのフレーム構成を示しており、図55と同様のものについては同一符号を付している。図58のデータシンボルにおいて、「A」と記載されているシンボルはキャリア群Aのシンボルであること、「B」と記載されているシンボルはキャリア群Bのシンボルであること、「C」と記載されているシンボルはキャリア群Cのシンボルであること、「D」と記載されているシンボルはキャリア群Dのシンボルであること、を示している。このようにキャリア群は、(サブ)キャリア方向において、離散的に配置しても同様に実施することができ、また、時間軸方向において、常に同一のキャリアを使用する必要はない。このような配置を行うことで、時間、周波数ダイバーシチゲ
インを得ることができるという効果を得ることができる。
FIG. 58 shows a carrier group allocation method different from that in FIGS. 47, 48, and 51. 47, FIG. 48, FIG. 51, and FIG. 55 illustrate an example in which the allocation of carrier groups is configured with aggregated subcarriers, but in FIG. 58, carriers in the carrier groups are discretely arranged. It is a feature. FIG. 58 shows an example of a frame configuration on the time-frequency axis that is different from FIGS. 47, 48, 51, and 55. In FIG. 58, carrier 1 to carrier H, time $ 1 to time $ K The same structure as that of FIG. 55 is denoted by the same reference numeral. In the data symbols of FIG. 58, a symbol described as “A” is a symbol of carrier group A, a symbol described as “B” is a symbol of carrier group B, and is described as “C”. Indicates that the symbol is a symbol of the carrier group C, and a symbol described as “D” is a symbol of the carrier group D. As described above, the carrier groups can be similarly implemented even if they are arranged discretely in the (sub) carrier direction, and it is not always necessary to use the same carrier in the time axis direction. By performing such an arrangement, it is possible to obtain an effect that time and frequency diversity gain can be obtained.
図47、図48、図51、図58において、制御情報シンボル、固有制御情報シンボルをキャリア群ごとに同一の時間に配置しているが、異なる時間に配置してもよい。また、キャリア群が使用する(サブ)キャリア数は、時間とともに変更してもよい。 47, 48, 51, and 58, the control information symbols and the unique control information symbols are arranged at the same time for each carrier group, but may be arranged at different times. Further, the number of (sub) carriers used by the carrier group may be changed with time.
(実施の形態16)
本実施の形態では、実施の形態10と同様、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、Nを奇数とする場合について述べる。
(Embodiment 16)
In the present embodiment, as in Embodiment 10, a method for regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix will be described in the case where N is an odd number.
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of switching the precoding matrix regularly with the period 2N, the precoding matrix prepared for the period 2N is expressed by the following equation.
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。 Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i).
α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(253)のαと式(254)のαは同一の値であるものとする。)
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(253)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。
Let α> 0 and assume a fixed value (regardless of i). (It is assumed that α in equation (253) and α in equation (254) have the same value.)
At this time, from the condition 5 in (Equation 106) and the condition 6 in (Equation 107) of the third embodiment, the following condition is obtained for the equation (253) in order to obtain good data reception quality: It becomes important.
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
そして、以下の条件を付加することを考える。
(X is 0,1,2, ..., N-2, N-1, y is 0,1,2, ..., N-2, N-1 and x ≠ y .)
Consider adding the following conditions.
次に、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#49>または<条件#50>を与える。 Next, as described in the sixth embodiment, <condition # 49> or <condition # 50> is set in order to arrange the reception inferior points so as to have a uniform distribution with respect to the phase on the complex plane. give.
つまり、<条件49>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。
また、<条件50>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、N=3のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図60(a)(b)
に示す。図60(a)(b)からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α<1のときにも同様な状態となる。また、実施の形態10の図45と比較すると、実施の形態9と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小
さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣
悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存
在する可能性がある。
That is, <Condition 49> means that the phase difference is 2π / N radians.
<Condition 50> means that the phase difference is −2π / N radians.
Then, when θ 11 (0) −θ 21 (0) = 0 radians and α> 1, when N = 3, the reception bad point of s1 and the bad reception point of s2 on the complex plane 60 (a) (b)
Shown in As can be seen from FIGS. 60A and 60B, in the complex plane, the minimum distance of the reception poor point of s1 is kept large, and similarly, the minimum distance of the reception bad point of s2 can be kept large. Yes. The same state is obtained when α <1. Compared with FIG. 45 of the tenth embodiment, when considered in the same manner as in the ninth embodiment, when N is an odd number, the distance between reception poor points in the complex plane is larger than when N is an even number. Is likely to grow. However, when N is a small value, for example, N ≦ 16 or less, the minimum distance of reception poor points in the complex plane can be ensured to some extent because the number of reception bad points is small. Therefore, when N ≦ 16, there is a possibility that the reception quality of data can be ensured even if the number is even.
したがって、式(253)、(254)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可
能性が高い。なお、式(253)、(254)に基づきF[0]〜F[2N-1]のプリコーディン
グ行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対
しどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2NiのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×i+hのときF[h]を用いてプリコー
ディングを行う(h=0、1、2、・・・、2N-2、2N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを式(233)とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on the equations (253) and (254), if N is an odd number, there is a high possibility that the data reception quality can be improved. Note that the precoding matrices F [0] to F [2N-1] are generated based on the expressions (253) and (254) (the precoding matrices F [0] to F [2N-1]) Can be used in any order for period 2N.) For example, precoding is performed using F [0] when the symbol number is 2Ni, precoding is performed using F [1] when the symbol number is 2Ni + 1, and F is performed when the symbol number is 2N × i + h. Precoding is performed using [h] (h = 0, 1, 2,..., 2N−2, 2N−1). (Here, as described in the previous embodiment, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.) Also, when both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is expressed by the equation (233). ), It may be possible to obtain an effect that the minimum distance between 16 × 16 = 256 signal points in the IQ plane can be increased in a specific LOS environment.
また、<条件#48>と異なる条件として、以下の条件を考える。 Further, the following conditions are considered as conditions different from <Condition # 48>.
(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
(X is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 and y is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
このとき、<条件#46>かつ<条件#47>かつ<条件#51>かつ<条件#52>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
(X is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 and y is N, N + 1, N + 2, ..., 2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
At this time, by satisfying <Condition # 46>, <Condition # 47>, <Condition # 51>, and <Condition # 52>, the distance between the poor reception points of s1 in the complex plane is increased, and between s2 Since the distance between the poor reception points can be increased, good data reception quality can be obtained.
本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In the present embodiment, the configuration method of 2N different precoding matrices for the precoding hopping method of time period 2N has been described. At this time, F [0], F [1], F [2], ..., F [2N-2], F [2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. However, since the present embodiment is described by taking the case of the single carrier transmission method as an example, F [0], F [1], F [2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F [2N-2], and F [2N-1] are described in this order, but the present invention is not necessarily limited to this, and 2N different precoding matrices F [0] generated in the present embodiment , F [1], F [2],..., F [2N-2], F [2N-1] can be applied to a multicarrier transmission scheme such as an OFDM transmission scheme. As for the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method with a time period of 2N, the same effect can be obtained even when 2N different precoding matrices are used at random, that is, a regular period is not necessarily used. It is not necessary to use 2N different precoding matrices to have.
また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。 In addition, in the precoding matrix switching method of period H (where H is the above-described regular switching precoding matrix period 2N is a larger natural number), 2N different precoding matrices in this embodiment are included. If it is, the possibility of giving good reception quality increases.
(実施の形態A1)
本実施の形態では、これまで説明してきた規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法をDVB(Digital Video Broadcasting)−T2(T:Terrestrial
)規格を用いた通信システムに適用する方法について、詳しく説明する。
(Embodiment A1)
In the present embodiment, the transmission method for switching the precoding matrix regularly described above is referred to as DVB (Digital Video Broadcasting) -T2 (T: Terrestrial).
) A method applied to a communication system using a standard will be described in detail.
図61は、DVB−T2規格における、放送局が送信する信号のフレーム構成の概要を示している。DVB−T2規格では、OFDM方式を用いているため、時間―周波数軸にフレームが構成されている。図61は、時間−周波数軸におけるフレーム構成を示しており、フレームは、P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成されている(PLP:Physical Layer Pipe)。 (ここで、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)をP2
シンボルと呼ぶ。)このように、P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成されているフレームをT2フレームと名付けており、フレーム構成の一つの単位となっている。
FIG. 61 shows an outline of a frame configuration of a signal transmitted by a broadcasting station in the DVB-T2 standard. In the DVB-T2 standard, since the OFDM system is used, a frame is configured on the time-frequency axis. FIG. 61 shows a frame structure on the time-frequency axis. The frame includes P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post-Signalling data (6103), Common PLP (6104), PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N) (PLP: Physical Layer Pipe). (Here, L1 Pre-Signalling data (6102) and L1 Post-Signalling data (6103)
Called a symbol. ) Thus, it is composed of P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post-Signalling data (6103), Common PLP (6104), and PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N). This frame is named a T2 frame and is a unit of the frame configuration.
P1 Signalling data(6101)により、受信装置が信号検出、周波数同期(周波数オフセット推定も含む)を行うためのシンボルであると同時に、フレームでにおけるFFT(Fast Fourier Transform)サイズの情報、SISO(Single-Input Single-Output)/MISO(Multiple-Input Single-Output)のいずれの方式で変調信号を送信するかの情報等を伝送する。(SISO方式の場合、一つの変調信号を送信する方式で、MISO方式の場合、複数の変調信号を送信する方法であり、かつ、時空間ブロック符号を用いてい
る。)
L1 Pre-Signalling data(6102)により、送信フレームで使用するガードインターバルの情報、PAPR(Peak to Average Power Ratio)の方法に関する情報、L1 Post-Signalling dataを伝送する際の変調方式、誤り訂正方式(FEC: Forward Error Correction)、誤り訂正方式の符号化率の情報、L1 Post-Signalling dataのサイズおよび情報サイズの情報、パイロットパターンの情報、セル(周波数領域)固有番号の情報、ノーマルモードおよび拡張モード(ノーマルモードと拡張モードでは、データ伝送に用いるサブキャリア数が異なる。)のいずれの方式を用いているかの情報等を伝送する。
P1 Signaling data (6101) is a symbol for the receiver to perform signal detection and frequency synchronization (including frequency offset estimation), and at the same time, FFT (Fast Fourier Transform) size information in the frame, SISO (Single- Transmits information on whether to transmit a modulation signal using either Input Single-Output) or MISO (Multiple-Input Single-Output). (In the case of the SISO system, it is a system that transmits one modulated signal, and in the case of the MISO system, it is a method of transmitting a plurality of modulated signals and uses a space-time block code.)
Information on guard intervals used in transmission frames, information on PAPR (Peak to Average Power Ratio) methods, modulation schemes for transmitting L1 Post-Signalling data, error correction schemes (L1 Pre-Signalling data (6102)) FEC: Forward Error Correction, coding rate information of error correction method, L1 Post-Signalling data size and information size information, pilot pattern information, cell (frequency domain) unique number information, normal mode and extended mode (In normal mode and extended mode, the number of subcarriers used for data transmission is different.) Information on which method is used is transmitted.
L1 Post-Signalling data(6103)により、PLPの数の情報、使用する周波数領
域に関する情報、各PLPの固有番号の情報、各PLPを伝送するのに使用する変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、各PLPの送信するブロック数の情報等を伝送する。
According to L1 Post-Signalling data (6103), information on the number of PLPs, information on the frequency domain to be used, information on the unique number of each PLP, modulation scheme used to transmit each PLP, error correction scheme, error correction scheme The coding rate information, the number of blocks transmitted by each PLP, and the like are transmitted.
Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)は、データを伝
送するための領域である。
図61のフレーム構成では、P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)は時分割で送信されているように記載いるが、実際は、同一時刻に2種類以上の信号が存在している。その例を図62に示す。図62に示すように、同一時刻に、L1 Pre-Signalling data、L1 Post-Signalling data、Common PLPが存在していたり、同一時刻に、PLP#1、PLP#2が存在したりすることもある。つまり、
各信号は、時分割および周波数分割を併用し、フレームが構成されている。
Common PLP (6104) and PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N) are areas for transmitting data.
In the frame configuration of FIG. 61, P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post-Signalling data (6103), Common PLP (6104), and PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N) are Although described as being transmitted in a time division manner, in reality, there are two or more types of signals at the same time. An example is shown in FIG. As shown in FIG. 62, L1 Pre-Signalling data, L1 Post-Signalling data, and Common PLP may exist at the same time, or PLP # 1 and PLP # 2 may exist at the same time. . That means
Each signal is composed of a frame using both time division and frequency division.
図63は、DVB−T2規格における(例えば、放送局)の送信装置に対し、これまでに説明してきた規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用した送信装置の構成の一例を示している。PLP信号生成部6302は、PLP用の送信データ6301(複数PLP用のデータ)、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれる各PLPの誤り訂正符号化の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、PLPの(直交)ベースバンド信号6303を出力する。 FIG. 63 shows an example of a configuration of a transmission apparatus in which the transmission method for switching a precoding matrix regularly described so far is applied to a transmission apparatus of the DVB-T2 standard (for example, a broadcasting station). . A PLP signal generation unit 6302 receives PLP transmission data 6301 (data for a plurality of PLPs) and a control signal 6309, and receives error correction coding information, modulation method information, etc. of each PLP included in the control signal 6309. Based on the information, error correction coding and mapping based on the modulation method are performed, and a PLP (orthogonal) baseband signal 6303 is output.
P2シンボル信号生成部6305は、P2シンボル用送信データ6304、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるP2シンボルの誤り訂正の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、P2シンボルの(直交)ベースバンド信号6306を出力する。 P2 symbol signal generation section 6305 receives P2 symbol transmission data 6304 and control signal 6309 as input, and performs error correction coding based on information such as P2 symbol error correction information and modulation scheme information contained in control signal 6309. Then, mapping based on the modulation method is performed, and a (orthogonal) baseband signal 6306 of P2 symbols is output.
制御信号生成部6308は、P1シンボル用の送信データ6307、P2シンボル用送信データ6304を入力とし、図61における各シンボル群(P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)
、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N))の送信方法(
誤り訂正符号、誤り訂正符号の符号化率、変調方式、ブロック長、フレーム構成、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を含む選択した送信方法、パイロットシンボル挿入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFTの情報等、PAPR削減方法
の情報、ガードインターバル挿入方法の情報)の情報を制御信号6309として出力する。
The control signal generator 6308 receives the transmission data 6307 for P1 symbols and the transmission data 6304 for P2 symbols as input, and each symbol group (P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post in FIG. 61). -Signalling data (6103)
, Common PLP (6104), PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N)) transmission method (
Error correction code, coding rate of error correction code, modulation method, block length, frame configuration, selected transmission method including transmission method for switching precoding matrix regularly, pilot symbol insertion method, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) / FFT information, PAPR reduction method information, guard interval insertion method information) information is output as a control signal 6309.
フレーム構成部6310は、PLPのベースバンド信号6312、P2シンボルのベースバンド信号6306、制御信号6309を入力とし、制御信号に含まれるフレーム構成
の情報に基づき、周波数、時間軸における並び替えを施し、フレーム構成にしたがった、ストリーム1の(直交)ベースバンド信号6311_1、ストリーム2の(直交)ベースバンド信号6311_2を出力する。
The frame configuration unit 6310 receives the PLP baseband signal 6312, the P2 symbol baseband signal 6306, and the control signal 6309, and performs rearrangement in the frequency and time axes based on the frame configuration information included in the control signal. According to the frame configuration, the (orthogonal) baseband signal 6311_1 of stream 1 and the (orthogonal) baseband signal 6311_2 of stream 2 are output.
信号処理部6312は、ストリーム1のベースバンド信号6311_1、ストリーム2のベースバンド信号6311_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれる送信方法に基づいた信号処理後の変調信号1(6313_1)および信号処理後の変調信号2(6313_2)を出力する。ここで特徴的な点は、送信方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法が選択されたとき、信号処理部は、図6、図22、図23、図26と同様に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるとともに、重み付け合成(プリコーディング)を行い、プリコーディング後の信号が、信号処理後の変調信号1(6313_1)および信号処理後の変調信号2(6313_2)となる。 The signal processing unit 6312 receives the baseband signal 6311_1 of the stream 1, the baseband signal 6311_2 of the stream 2, and the control signal 6309, and the modulated signal 1 after signal processing based on the transmission method included in the control signal 6309 (6313_1) The modulated signal 2 (6313_2) after the signal processing is output. Here, the characteristic point is that when a transmission method for regularly switching the precoding matrix is selected as the transmission method, the signal processing unit is regularly arranged as in FIG. 6, FIG. 22, FIG. The precoding matrix is switched and weighted synthesis (precoding) is performed, and the precoded signals become the modulated signal 1 (6313_1) after signal processing and the modulated signal 2 (6313_2) after signal processing.
パイロット挿入部6314_1は、信号処理後の変調信号1(6313_1)、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるパイロットシンボルの挿入方法に関する情報に基づき、信号処理後の変調信号1(6313_1)にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_1を出力する。 Pilot insertion section 6314_1 receives modulated signal 1 (6313_1) after signal processing and control signal 6309 as input, and receives modulated signal 1 (6313_1) after signal processing based on information regarding the pilot symbol insertion method included in control signal 6309. A pilot symbol is inserted into, and a modulated signal 6315_1 after the pilot symbol is inserted is output.
パイロット挿入部6314_2は、信号処理後の変調信号2(6313_2)、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるパイロットシンボルの挿入方法に関する情報に基づき、信号処理後の変調信号2(6313_2)にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_2を出力する。 Pilot insertion section 6314_2 receives modulated signal 2 (6313_2) after signal processing and control signal 6309 as input, and receives modulated signal 2 (6313_2) after signal processing based on information regarding the pilot symbol insertion method included in control signal 6309. A pilot symbol is inserted into, and a modulated signal 6315_2 after the pilot symbol is inserted is output.
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部6316_1は、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_1、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるIFFTの方法の情報に基づき、IFFTを施し、IFFT後の信号6317_1を出力する。 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) section 6316_1 receives modulated signal 6315_1 after pilot symbol insertion and control signal 6309 as input, performs IFFT based on IFFT method information included in control signal 6309, and signal 6317_1 after IFFT Is output.
IFFT部6316_2は、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるIFFTの方法の情報に基づき、IFFTを施し、IFFT後の信号6317_2を出力する。 IFFT section 6316_2 receives modulated signal 6315_2 after pilot symbol insertion and control signal 6309 as input, performs IFFT based on IFFT method information included in control signal 6309, and outputs signal 6317_2 after IFFT.
PAPR削減部6318_1は、IFFT後の信号6317_1、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるPAPR削減に関する情報に基づき、IFFT後の信号6317_1にPAPR削減のための処理を施し、PAPR削減後の信号6319_1を出力する。 PAPR reduction section 6318_1 receives signal 6317_1 after IFFT and control signal 6309 as input, performs processing for PAPR reduction on signal 6317_1 after IFFT, based on information related to PAPR reduction included in control signal 6309, and after PAPR reduction The signal 6319_1 is output.
PAPR削減部6318_2は、IFFT後の信号6317_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるPAPR削減に関する情報に基づき、IFFT後の信号6317_2にPAPR削減のための処理を施し、PAPR削減後の信号6319_2を出力する。 The PAPR reduction unit 6318_2 receives the signal 6317_2 after IFFT and the control signal 6309 as input, performs a process for PAPR reduction on the signal 6317_2 after IFFT based on information on PAPR reduction included in the control signal 6309, and after PAPR reduction The signal 6319_2 is output.
ガードインターバル挿入部6320_1は、PAPR削減後の信号6319_1、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるガードインターバルの挿入方法に関する情報に基づき、PAPR削減後の信号6319_1にガードインターバルを挿入し、ガードインターバル挿入後の信号6321_1を出力する。 The guard interval insertion unit 6320_1 receives the signal 6319_1 after PAPR reduction and the control signal 6309 as input, and inserts a guard interval into the signal 6319_1 after PAPR reduction based on the information on the guard interval insertion method included in the control signal 6309. A signal 6321_1 after insertion of the guard interval is output.
ガードインターバル挿入部6320_2は、PAPR削減後の信号6319_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるガードインターバルの挿入方法に関する情報に基づき、PAPR削減後の信号6319_2にガードインターバルを挿入し、ガード
インターバル挿入後の信号6321_2を出力する。
The guard interval insertion unit 6320_2 receives the signal 6319_2 after the PAPR reduction and the control signal 6309 as inputs, and inserts the guard interval into the signal 6319_2 after the PAPR reduction based on the information on the guard interval insertion method included in the control signal 6309. The signal 6321_2 after insertion of the guard interval is output.
P1シンボル挿入部6322は、ガードインターバル挿入後の信号6321_1、ガードインターバル挿入後の信号6321_2、P1シンボル用の送信データ6307を入力とし、P1シンボル用の送信データ6307からP1シンボルの信号を生成し、ガードインターバル挿入後の信号6321_1に対し、P1シンボルを付加し、P1シンボル用処理後の信号6323_1、および、ガードインターバル挿入後の信号6321_2に対し、P1シンボルを付加し、P1シンボル用処理後の信号6323_2を出力する。なお、P1シンボルの信号は、P1シンボル用処理後の信号6323_1、P1シンボル用処理後の信号6323_2両者に付加されていてもよく、また、いずれもか一方に付加されていてもよい。一方に付加されている場合、付加されている信号の付加されている区間では、付加されていない信号には、ベースバンド信号としてゼロの信号が存在することになる。 The P1 symbol insertion unit 6322 receives the signal 6321_1 after the guard interval is inserted, the signal 6321_2 after the guard interval is inserted, and the transmission data 6307 for the P1 symbol, and generates a signal of the P1 symbol from the transmission data 6307 for the P1 symbol, A signal after adding a P1 symbol to the signal 6321_1 after the insertion of the guard interval, adding a P1 symbol to the signal 6323_1 after the processing for the P1 symbol, and a signal 6321_2 after the insertion of the guard interval, and a signal after the processing for the P1 symbol 6323_2 is output. The P1 symbol signal may be added to both the signal 6323_1 after the P1 symbol processing and the signal 6323_2 after the P1 symbol processing, or may be added to either of them. In the case where the signal is added to the other side, a zero signal is present as the baseband signal in the signal that is not added in the section where the added signal is added.
無線処理部6324_1は、P1シンボル用処理後の信号6323_1を入力とし、周波数変換、増幅等の処理が施され、送信信号6325_1を出力する。そして、送信信号6325_1は、アンテナ6326_1から電波として出力される。 Radio processing section 6324_1 receives signal 6323_1 after P1 symbol processing as input, performs processing such as frequency conversion and amplification, and outputs transmission signal 6325_1. Then, the transmission signal 6325_1 is output as a radio wave from the antenna 6326_1.
無線処理部6324_2は、P1シンボル用処理後の信号6323_2を入力とし、周波数変換、増幅等の処理が施され、送信信号6325_2を出力する。そして、送信信号6325_2は、アンテナ6326_2から電波として出力される。 Radio processing section 6324_2 receives signal 6323_2 after P1 symbol processing as input, and performs processing such as frequency conversion and amplification, and outputs transmission signal 6325_2. Then, the transmission signal 6325_2 is output as a radio wave from the antenna 6326_2.
次に、DVB−T2システムに対し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を適用したときの放送局(基地局)の送信信号のフレーム構成、制御情報(P1シンボルおよびP2シンボルにより送信する情報)の伝送方法について、詳しく説明する。 Next, the frame structure of the transmission signal of the broadcasting station (base station) and control information (information transmitted by the P1 symbol and the P2 symbol) when the method of switching the precoding matrix regularly is applied to the DVB-T2 system. The transmission method will be described in detail.
図64は、P1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後、複数のPLPを送信する場合の周波数−時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。図64において、ストリームs1は、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いており、同様にストリームs2も、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いている。したがって、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。 FIG. 64 shows an example of a frame configuration on the frequency-time axis when a plurality of PLPs are transmitted after transmitting the P1 symbol, the P2 symbol, and the Common PLP. In FIG. 64, stream s1 uses subcarrier # 1 to subcarrier #M on the frequency axis, and similarly stream s2 uses subcarrier # 1 to subcarrier #M on the frequency axis. Therefore, if symbols exist at the same time of the same subcarrier in both s1 and s2, symbols of two streams exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
図64に示すように、区間1は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#1のシンボル群6401を伝送しており、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。
区間2は、ストリームs1を用いてPLP#2のシンボル群6402を伝送しており、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。
As shown in FIG. 64, section 1 transmits PLP # 1 symbol group 6401 using stream s1 and stream s2, and the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. It is assumed that data is transmitted using a fixed MIMO transmission method.
In section 2, it is assumed that symbol group 6402 of PLP # 2 is transmitted using stream s1, and data is transmitted by transmitting one modulated signal.
区間3は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#3のシンボル群6403を伝送しており、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。 In section 3, symbol group 6403 of PLP # 3 is transmitted using stream s1 and stream s2, and data is transmitted using a precoding scheme that regularly switches the precoding matrix.
区間4は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#4のシンボル群6404を伝送しており、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものと
する。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
In section 4, symbol group 6404 of PLP # 4 is transmitted using stream s1 and stream s2, and data is transmitted using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
放送局が、図64のように各PLPを送信した場合、図64の送信信号を受信する受信装置では、各PLPの送信方法を知る必要がある。したがって、前述で述べたように、P2シンボルであるL1 Post-Signalling data(図61の6103)を用いて、各PLPの
送信方法の情報を伝送する必要がある。以下では、このときのP1シンボルの構成方法、および、P2シンボルの構成方法の一例について説明する。
When the broadcast station transmits each PLP as shown in FIG. 64, the receiving apparatus that receives the transmission signal shown in FIG. 64 needs to know the transmission method of each PLP. Therefore, as described above, it is necessary to transmit information on the transmission method of each PLP using L1 Post-Signalling data (6103 in FIG. 61) which is a P2 symbol. Hereinafter, an example of the P1 symbol configuration method and the P2 symbol configuration method will be described.
表3にP1シンボルを用いて送信する制御情報の具体例を示す。
Table 3 shows a specific example of the control information transmitted using the P1 symbol.
DVB−T2規格では、S1の制御情報(3ビットの情報)により、DVB−T2の規格を用いているかどうか、また、DVB−T2規格を用いている場合、用いている送信方法を受信装置が判断できるようになっている。3ビットのS1情報として、“000”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の一つの変調信号送信」に準拠していることになる。 In the DVB-T2 standard, whether the DVB-T2 standard is used by the control information (3-bit information) of S1, and if the DVB-T2 standard is used, the receiving apparatus determines the transmission method used. It is possible to judge. When “000” is set as the 3-bit S1 information, the modulation signal to be transmitted conforms to “one modulation signal transmission of the DVB-T2 standard”.
また、3ビットのS1情報として、“001”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の時空間ブロック符号を用いた送信」に準拠していることになる。
DVB−T2規格では、“010”〜“111”は将来のために「Reserve」となってい
る。ここで、DVB−T2との互換性があるように本発明を適用するために、3ビットのS1情報として、例えば“010”と設定した場合(“000”“001”以外であればよい。)、送信する変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠しているを示すことにし、端末の受信装置は、この情報が“010”であることがわかると、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠していることを知ることができる。
Further, when “001” is set as the 3-bit S1 information, the modulation signal to be transmitted conforms to “transmission using a space-time block code of the DVB-T2 standard”.
In the DVB-T2 standard, “010” to “111” are “Reserve” for the future. Here, in order to apply the present invention so as to be compatible with DVB-T2, for example, “010” is set as the 3-bit S1 information (other than “000” and “001”). ), Indicating that the modulated signal to be transmitted conforms to a standard other than DVB-T2, and the receiving device of the terminal knows that this information is “010”, the modulated signal transmitted by the broadcast station is It can be known that the system conforms to a standard other than DVB-T2.
次に、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠している場合のP2シンボルの構成方法の例を説明する。最初の例では、DVB−T2規格におけるP2シンボルを利用した方法について説明する。 Next, an example of a method for configuring the P2 symbol when the modulation signal transmitted by the broadcasting station conforms to a standard other than DVB-T2 will be described. In the first example, a method using P2 symbols in the DVB-T2 standard will be described.
表4に、P2シンボルのうち、L1 Post-Signalling dataにより送信する、制御情報の
第1の例を示す。
Table 4 shows a first example of control information transmitted by L1 Post-Signalling data among P2 symbols.
SISO: Single-Input Single-Output (一つの変調信号送信、一つのアンテナで受信)
SIMO: Single-Input Multiple-Output(一つの変調信号送信、複数のアンテナで受信)
MISO: Multiple-Input Single-Output(複数の変調信号を複数アンテナで送信、一つのアンテナで受信)
MIMO: Multiple-Input Multiple-Output(複数の変調信号を複数アンテナで送信、複数のアンテナで受信)
表4に示した2ビットの情報である「PLP_MODE」は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための制御情報であり、PLP_MODEの情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。
SISO: Single-Input Single-Output (One modulation signal transmission, one antenna reception)
SIMO: Single-Input Multiple-Output (single modulation signal transmission, reception with multiple antennas)
MISO: Multiple-Input Single-Output (Transmit multiple modulation signals with multiple antennas and receive with one antenna)
MIMO: Multiple-Input Multiple-Output (Transmit multiple modulation signals with multiple antennas and receive with multiple antennas)
“PLP_MODE”, which is 2-bit information shown in Table 4, is control information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (in FIG. 64, PLP # 1 to # 4) as shown in FIG. Yes, PLP_MODE information exists for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, there are PLP_MODE information for PLP # 1, PLP_MODE information for PLP # 2, PLP_MODE information for PLP # 3, PLP_MODE information for PLP # 4, and so on. Will be transmitted from the broadcasting station. Naturally, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcast station for PLP by demodulating this information (and also performing error correction decoding).
「PLP_MODE」として、“00”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“01”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“10”と設定した場合、そのPLPは、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、そのPLPは、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式、または、空間多重MIMO伝送方式」を用いて、データが伝送される。 When “00” is set as “PLP_MODE”, data is transmitted by transmitting “one modulation signal” to the PLP. When “01” is set, the PLP transmits data by “transmitting a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding”. When “10” is set, the PLP transmits data using “a precoding method for switching a precoding matrix regularly”. When “11” is set, the PLP transmits data using a “MIMO scheme with a fixed precoding matrix or a spatial multiplexing MIMO transmission scheme”.
なお、「PLP_MODE」として、“01”〜“11”と設定された場合、放送局が具体的にどのような処理を施したか(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法における具体的な切り替え方法、使用した時空間具ロック符号化方法、プリコーディング行列として使用した行列の構成)を端末に伝送する必要がある。このときの制御情報の構成を含めた、表4とは異なる制御情報の構成方法について以下では説明する。 Note that when “01” to “11” is set as “PLP_MODE”, what kind of processing is performed by the broadcast station (for example, specific switching in the method of switching the precoding matrix regularly) Method, space-time device lock coding method used, and matrix configuration used as precoding matrix) need to be transmitted to the terminal. A method for configuring control information different from Table 4 including the configuration of control information at this time will be described below.
表5は、P2シンボルのうち、L1 Post-Signalling dataにより送信する、制御情報の
表4とは異なる第2の例である。
Table 5 is a second example different from Table 4 of control information transmitted by L1 Post-Signalling data among P2 symbols.
表5のように、1ビットの情報である「PLP_MODE」、1ビットの情報である「MIMO_MODE」、2ビットの情報である「MIMO_PATTERN#1」、2ビットの情報である「MIMO_PATTER#2」が存在し、これら4つの制御情報は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための情報であり、したがって、これら4つの制御情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。 As shown in Table 5, 1-bit information “PLP_MODE”, 1-bit information “MIMO_MODE”, 2-bit information “MIMO_PATTERN # 1”, and 2-bit information “MIMO_PATTER # 2” are As shown in FIG. 64, these four pieces of control information are information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (PLP # 1 to # 4 in FIG. 64). Control information exists for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, PLP_MODE information for PLP # 1 / MIMO_MODE information / MIMO_PATTERN # 1 information / MIMO_PATTER # 2 information, PLP_MODE information for PLP # 2 / MIMO_MODETER information / MIMO_PATTERN # 1 Information / MIMO_PATTER # 2 information, PLP_MODE information for PLP # 3 / MIMO_MODE information / MIMO_PATTERN # 1 information / MIMO_PARTER # 2 information, PLP_MODE information for PLP # 4 / MIMO_MODETERN information / MIMO_PATTERN # 1 information / MIMO_PATTER # 2 information... Is transmitted from the broadcasting station. Naturally, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcast station for PLP by demodulating this information (and also performing error correction decoding).
「PLP_MODE」として、“0”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“1”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式」、「空間多重MIMO伝送方式」のいずれかの方式で、データが伝送される。 When “0” is set as “PLP_MODE”, data is transmitted by transmitting “one modulation signal” to the PLP. When “1” is set, the PLP is “transmits a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding”, “a precoding method for regularly switching a precoding matrix”, and “a precoding matrix is fixed. Data is transmitted by either of the “navigation scheme” and the “spatial multiplexing MIMO transmission scheme”.
「PLP_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_MODE」の情報は有効な情報となり、「MIMO_MODE」として、“0”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用しないで、データが伝送される。「MIMO_MODE」として、“1”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用して、データが伝送される。 When “PLP_MODE” is set to “1”, the information of “MIMO_MODE” becomes valid information. When “0” is set as “MIMO_MODE”, a precoding method for switching the precoding matrix regularly is used. Instead, data is transmitted. When “1” is set as “MIMO_MODE”, data is transmitted using a precoding method that regularly switches the precoding matrix.
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「0」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#1」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#1」として、“00”と設定した場合、時空間ブロック符号を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列#1を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列#2を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。(ただし、プリコーディング行列#1とプリコーディング行列#2はことなる行列である。)“11”と設定した場合、空間多重MIMO伝送方式を用いて、データが伝送される。(当然であるが、図49の方式1のプリコーディング行列が選択された、とも解釈することができる。)
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#2」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#2」として、“00”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#1の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#2の規則的にプリコーディング行列を切り替
えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#3の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリ
コーディング方法を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#4の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディ
ング方法を用いて、データが伝送される。ここで、プリコーディング行列切り替え方法#1〜#4はそれぞれ異なる方法となるが、このとき、異なる方法とは、例えば、#Aと#Bが異なる方法とすると、
・#Aに用いる複数のプリコーディング行列と#Bに用いる複数のプリコーディング行列の中に、同一のプリコーディング行列を含むが、周期が異なる、
・#Aには含まれるいるが#Bには含まれていないプリコーディング行列が存在する、
・#Aで使用する複数のプリコーディング行列を、#Bの方法では使用するプリコーディングに含まない
という方法がある。
When “PLP_MODE” is set to “1” and “MIMO_MODE” is set to “0”, the information of “MIMO_PATTERN # 1” becomes valid information, and when “00” is set as “MIMO_PATTERN # 1”, Data is transmitted using a space block code. When “01” is set, data is transmitted using a precoding method in which precoding matrix # 1 is fixedly used and weighted synthesis is performed. When “10” is set, data is transmitted using a precoding method in which precoding matrix # 2 is fixedly used and weighted synthesis is performed. (However, precoding matrix # 1 and precoding matrix # 2 are different matrices.) When “11” is set, data is transmitted using the spatial multiplexing MIMO transmission method. (Of course, it can also be interpreted that the precoding matrix of scheme 1 in FIG. 49 has been selected.)
When “PLP_MODE” is set to “1” and “MIMO_MODE” is set to “1”, the information of “MIMO_PATTERN # 2” is valid information, and when “00” is set as “MIMO_PATTERN # 2”, Data is transmitted using the precoding method of regularly switching the precoding matrix of the coding matrix switching method # 1. When “01” is set, data is transmitted using the precoding method of regularly switching the precoding matrix of the precoding matrix switching method # 2. When “10” is set, data is transmitted using the precoding matrix switching method # 3 which regularly switches the precoding matrix. When “11” is set, data is transmitted using the precoding matrix switching method # 4 in which the precoding matrix is regularly switched. Here, the precoding matrix switching methods # 1 to # 4 are different from each other. At this time, for example, when different methods are used, for example, #A and #B are different from each other,
The same precoding matrix is included in a plurality of precoding matrices used for #A and a plurality of precoding matrices used for #B, but the periods are different.
-There is a precoding matrix that is included in #A but not in #B.
There is a method in which a plurality of precoding matrices used in #A are not included in the precoding used in method #B.
上述では、表4、表5の制御情報を、P2シンボルのうち、L1 Post-Signalling data
により送信するものとして説明した。ただし、DVB−T2規格では、P2シンボルとして送信できる情報量に制限がある。したがって、DVB−T2規格におけるP2シンボルで伝送する必要がある情報に加え、表4、表5の情報を加えることで、P2シンボルとして送信できる情報量の制限を超えた場合、図65に示すように、Signalling PLP(6501)を設け、DVB−T2規格以外の規格で必要となる制御情報(一部でもよい、つまり、L1 Post-Signalling dataとSignalling PLPの両者で伝送する)を伝送すればよい。な
お、図65では、図61と同様のフレーム構成としているが、このようなフレーム構成に限ったものではなく、図62のL1 Pre-signalling data等のように、Signalling PLPを時間−周波数軸において、特定の時間−特定のキャリアの領域に割り当てるようにしてもよい、つまり、時間−周波数軸において、Signalling PLPをどのように割り当ててもよい。
In the above description, the control information in Tables 4 and 5 is the L1 Post-Signalling data among the P2 symbols.
It explained as what transmits. However, in the DVB-T2 standard, the amount of information that can be transmitted as P2 symbols is limited. Therefore, when the information of Table 4 and Table 5 is added to the information that needs to be transmitted with the P2 symbol in the DVB-T2 standard, the limit on the amount of information that can be transmitted as the P2 symbol is exceeded, as shown in FIG. In addition, a Signaling PLP (6501) may be provided to transmit control information required by a standard other than the DVB-T2 standard (may be a part, that is, transmitted by both L1 Post-Signalling data and Signaling PLP). . In FIG. 65, the frame configuration is the same as that in FIG. 61. However, the frame configuration is not limited to such a frame configuration, and the Signaling PLP is applied to the time-frequency axis as in L1 Pre-signaling data in FIG. , It may be assigned to a specific time-specific carrier region, that is, the Signaling PLP may be assigned in the time-frequency axis.
以上のように、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用い、かつ、DVB−T2規格に対し、互換性を保ちながら、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、LOS環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式は、図49の方式#2に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。 As described above, by using a multi-carrier transmission method such as the OFDM method and maintaining compatibility with the DVB-T2 standard, a method for switching the precoding matrix regularly can be selected. With respect to the LOS environment, it is possible to obtain an advantage that a high reception quality can be obtained and a high transmission rate can be obtained. In this embodiment, as a transmission scheme in which a carrier group can be set, a “spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO scheme using a fixed precoding matrix, a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix, a space-time block, Although the encoding method and the transmission method for transmitting only the stream s1 have been described, the present invention is not limited to this. The MIMO method using a fixed precoding matrix is not limited to the method # 2 in FIG. What is necessary is just to be comprised by a simple precoding matrix.
そして、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」を放送局が選択可能としている例で説明したが、これらすべての送信方法が選択可能な送信方法でなくてもよく、例えば、
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式が選択可能な送信方法
規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
のように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式を含むことで、LO
S環境で、高速なデータ伝送を行うことができ、かつ、受信装置の受信データ品質を確保することができるという効果を得ることができる。
Then, the broadcasting station selects “a spatial multiplexing MIMO transmission system, a MIMO system using a fixed precoding matrix, a MIMO system that regularly switches the precoding matrix, a space-time block coding, and a transmission system that transmits only the stream s1”. As described in the example of enabling, all these transmission methods may not be selectable transmission methods, for example,
A MIMO method using a fixed precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, a space-time block coding, a transmission method that can select a transmission method that transmits only the stream s1, and a MIMO that uses a fixed precoding matrix System, MIMO system that switches precoding matrix regularly, Transmission method that can select space-time block coding MIMO system that uses fixed precoding matrix, MIMO system that switches precoding matrix regularly, only stream s1 is transmitted A transmission method in which a transmission method can be selected A MIMO method that regularly switches a precoding matrix, a space-time block coding, a transmission method in which a transmission method that transmits only the stream s1 can be selected, a MIMO method that uses a fixed precoding matrix, Rule Transmission method that can select MIMO scheme that switches precoding matrix regularly MIMO scheme that switches precoding matrix regularly, Transmission method that can select space-time block coding MIMO scheme and stream that regularly switch precoding matrix By including a MIMO scheme that regularly switches the precoding matrix, such as a transmission method in which only a transmission scheme that transmits only s1 can be selected, LO
In the S environment, high-speed data transmission can be performed, and the reception data quality of the receiving apparatus can be ensured.
このとき、上記で述べたようにP1シンボルにおけるS1を設定する必要があるとともに、P2シンボルとして、表4とは異なる制御情報の設定方法(各PLPの伝送方式の設定方法)として、例えば、表6が考えられる。
At this time, as described above, it is necessary to set S1 in the P1 symbol, and as a P2 symbol, a control information setting method (setting method for each PLP transmission method) different from that in Table 4 is, for example, a table. 6 is conceivable.
表6が表4とは異なる点は、「PLP_MODE」を“11”としたときはReserveと
している点である。このように、PLPの伝送方式として、選択可能な伝送方式が上記で示した例のような場合、選択可能な伝送方式の数によって、例えば、表4、表6のPLP_MODEを構成するビット数を大きく、または、小さくすればよい。
Table 6 is different from Table 4 in that when “PLP_MODE” is set to “11”, “Reserve” is set. As described above, when the selectable transmission method is the above-described example as the PLP transmission method, the number of bits constituting the PLP_MODE in Tables 4 and 6 is set according to the number of selectable transmission methods, for example. What is necessary is just to make it large or small.
表5についても同様で、例えば、MIMO伝送方式として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法しかサポートしていない場合は、「MIMO_MODE」の制御情報は必要ないことになる。また、「MIMO_PATTER#1」において、例えば、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式をサポートしていない場合、「MIMO_PATTER#1」の制御情報を必要としない場合もあり、また、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式に用いるプリコーディング行列が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。 The same applies to Table 5. For example, when only a precoding method that regularly switches a precoding matrix is supported as a MIMO transmission method, control information of “MIMO_MODE” is not necessary. Further, in “MIMO_PATTER # 1”, for example, when the precoding matrix does not support a fixed MIMO scheme, the control information of “MIMO_PATTER # 1” may not be required, and the precoding matrix is fixed. When a plurality of precoding matrices used for a general MIMO scheme are not required, 1-bit control information may be used instead of 2-bit control information, and when a plurality of precoding matrices can be set, 2 The control information may be more than bits.
「MIMO_PATTERN#2」について同様に考えることができ、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法としてプリコーディング行列の切り替え方法が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列の切り替え方法を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。 “MIMO_PATTERN # 2” can be considered in the same way, and when a plurality of precoding matrix switching methods are not required as a precoding method for regularly switching the precoding matrix, control of 1 bit instead of 2 bits of control information is performed. Information may be used, and further, control information of 2 bits or more may be used when a method for switching a plurality of precoding matrices can be set.
また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を2の場合で説明したがこれに限ったものではなく、2より大きい場合においても、同様に、制御情報を送信すればよい。このとき、2アンテナを用いて変調信号を送信する場合に加え、4アンテナを用いて変調信号を送信する場合を実施するために、各制御情報を構成するビット数を増やす必要がある場合が発生する。このとき、P1シンボルで制御情報を送信する、P2シンボルで制御情報を送信する、という点は、上記で説明した場合と同様である。
放送局が送信するPLPのシンボル群のフレーム構成について、図64のように時分割で
送信する方法を説明したが、以下では、その変形例について説明する。
Further, in the present embodiment, the case where the number of antennas of the transmission apparatus is 2 has been described. However, the present invention is not limited to this. At this time, in addition to the case where a modulated signal is transmitted using two antennas, there is a case where the number of bits constituting each control information needs to be increased in order to perform the case where a modulated signal is transmitted using four antennas. To do. At this time, the control information is transmitted using the P1 symbol and the control information is transmitted using the P2 symbol, as in the case described above.
The frame structure of the PLP symbol group transmitted by the broadcasting station has been described in a time-division manner as shown in FIG. 64. Hereinafter, modifications thereof will be described.
図66は、図64とは異なる、P1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図66において、「#1」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#4」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#4のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図64と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。PLP#3は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#4は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 FIG. 66 shows an example of a method for arranging symbols of streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmission of P1 symbol, P2 symbol, and Common PLP, which is different from FIG. In FIG. 66, a symbol described as “# 1” represents one symbol in the symbol group of PLP # 1 in FIG. Similarly, the symbol described as “# 2” indicates one symbol in the symbol group of PLP # 2 in FIG. 64, and the symbol described as “# 3” indicates the PLP in FIG. One symbol in the symbol group of # 3 is shown, and a symbol described as “# 4” shows one symbol in the symbol group of PLP # 4 in FIG. Similarly to FIG. 64, PLP # 1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. 49 or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix. And PLP # 2 shall transmit data by transmitting one modulation signal. PLP # 3 shall transmit data using the precoding system which switches a precoding matrix regularly. PLP # 4 shall transmit data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
なお、図66において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。 In FIG. 66, when symbols exist at the same time on the same subcarrier in both s1 and s2, two stream symbols exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
図66が図64と異なる点は、前述のように、図64では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図66では、図64と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在しており、時刻3では、PLP#3のシンボルとPLP#4のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。 FIG. 66 differs from FIG. 64 in that, as described above, FIG. 64 shows an example in which a plurality of PLPs are arranged in time division, but FIG. 66 differs from FIG. 64 in that time division and frequency division are performed. In combination, a plurality of PLPs are present. That is, for example, at time 1, there is a PLP # 1 symbol and a PLP # 2 symbol, and at time 3, there is a PLP # 3 symbol and a PLP # 4 symbol. In this way, PLP symbols with different indexes (#X; X = 1, 2,...) Can be assigned to each symbol (consisting of one time and one subcarrier).
なお、図66では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図66に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。 In FIG. 66, for simplicity, only “# 1” and “# 2” exist at time 1, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLP of “# 1” and “# 2” are present. PLP symbols may exist at time 1, and the relationship between the subcarrier and the PLP index at time 1 is not limited to that in FIG. 66, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Also good. Similarly, PLP symbols of any index may be assigned to subcarriers at other times.
図67は、図64とは異なるP1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図67における特徴的な部分は、T2フレームにおいて、PLPの伝送方式として、複数アンテナ送信を基本とした場合、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を選択できないという点である。
したがって、図67において、PLP#1のシンボル群6701は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#2のシンボル群6702は、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」により、データが伝送されるものとする
。PLP#3のシンボル群6703は、「時空間ブロック符号」により、データが伝送されるものとする。そして、PLP#3のシンボル群6703以降のT2フレーム内でのPLPシンボル群は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」のいずれかの送信方法により、データが伝送されることになる。
FIG. 67 shows an example of a method for arranging symbols of streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting P1 symbols, P2 symbols, and Common PLP, which are different from those in FIG. The characteristic part in FIG. 67 is that, in the T2 frame, when a multi-antenna transmission is basically used as the PLP transmission method, the “transmission method for transmitting only the stream s1” cannot be selected.
Therefore, in FIG. 67, PLP # 1 symbol group 6701 is assumed to transmit data by the “spatial multiplexing MIMO transmission scheme or MIMO scheme using a fixed precoding matrix”. It is assumed that data is transmitted to the symbol group 6702 of PLP # 2 by “a precoding method for switching a precoding matrix regularly”. In the symbol group 6703 of PLP # 3, data is transmitted by “space-time block code”. A PLP symbol group in a T2 frame after the symbol group 6703 of PLP # 3 includes a “spatial multiplexing MIMO transmission system or a MIMO system using a fixed precoding matrix”, “a precoding matrix regularly. Data is transmitted by a transmission method of “switching precoding scheme” or “space-time block code”.
図68は、図66とは異なる、P1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図68において、「#1」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図67と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#3は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 FIG. 68 shows an example of a method for arranging symbols of streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmission of P1 symbol, P2 symbol, and Common PLP, which is different from FIG. In FIG. 68, the symbol described as “# 1” represents one symbol in the symbol group of PLP # 1 in FIG. Similarly, the symbol described as “# 2” indicates one symbol in the symbol group of PLP # 2 in FIG. 67, and the symbol described as “# 3” indicates the PLP in FIG. One symbol of symbol group # 3 is shown. As in FIG. 67, PLP # 1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. 49 or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix. And PLP # 2 shall transmit data using the precoding system which switches a precoding matrix regularly. PLP # 3 shall transmit data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
なお、図68において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図68が図67と異なる点は、前述のように、図67では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図68では、図67と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。
In FIG. 68, when symbols exist at the same time on the same subcarrier in both s1 and s2, two stream symbols exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
67 differs from FIG. 67, as described above, FIG. 67 shows an example in which a plurality of PLPs are arranged in time division. However, in FIG. 68, unlike FIG. 67, time division and frequency division are shown. In combination, a plurality of PLPs are present. That is, for example, at time 1, there is a PLP # 1 symbol and a PLP # 2 symbol. In this way, PLP symbols with different indexes (#X; X = 1, 2,...) Can be assigned to each symbol (consisting of one time and one subcarrier).
なお、図68では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図68に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。一方で、時刻3のように、ある時刻において、一つのPLPのシンボルのみを割り当ててもよい。つまり、PLPのシンボルを時間―周波数におけるフレーム方法において、どのように割り当ててもよい。 In FIG. 68, for simplicity, only “# 1” and “# 2” exist at time 1, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLP of “# 1” and “# 2” are present. The PLP symbol may be present at time 1, and the relationship between the subcarrier and the PLP index at time 1 is not limited to that in FIG. 68, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Also good. Similarly, PLP symbols of any index may be assigned to subcarriers at other times. On the other hand, as in time 3, only one PLP symbol may be assigned at a certain time. In other words, PLP symbols may be allocated in any way in the time-frequency frame method.
このように、T2フレーム内において、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を用いたPLPが存在しないため、端末が受信する受信信号のダイナミックレンジを抑えることができるため、良好な受信品質を得る可能性を高くすることができという効果を得ることができる。 As described above, since there is no PLP using the “transmission method that transmits only the stream s1” in the T2 frame, the dynamic range of the received signal received by the terminal can be suppressed, so that it is possible to obtain good reception quality. The effect that it is possible to increase the property can be obtained.
なお、図68で説明するにあたって、送信方法として、「空間多重MIMO伝送方式、
または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」をいずれかを選択する例で説明したが、これらの送信方法をすべて選択可能であるとする必要がなく、例えば、
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
としてもよい。
In the description with reference to FIG. 68, as a transmission method, “spatial multiplexing MIMO transmission method,
Alternatively, the description has been given of the example of selecting any one of “MIMO scheme using fixed precoding matrix”, “precoding scheme for switching precoding matrix regularly”, and “space-time block code”. Need not be all selectable, for example
・ "Precoding method for switching precoding matrix regularly", "Spatio-temporal block code", "MIMO method using fixed precoding matrix" can be selected-"Precoding method for switching precoding matrix regularly""A space-time block code" can be selected. A "precoding scheme for regularly switching a precoding matrix" or a "MIMO scheme using a fixed precoding matrix" may be selectable.
上述では、T2フレーム内に複数のPLPが存在する場合について説明したが、以降では、T2フレーム内に一つのPLPのみ存在する場合について説明する。
図69は、T2フレーム内に一つのみPLPが存在する場合の、時間―周波数軸におけるストリームs1およびs2のフレーム構成の一例を示している。図69において、「制御シンボル」と記載しているが、これは、上述で説明したP1シンボル、および、P2シンボル等のシンボルを意味している。そして、図69では、区間1を用いて第1のT2フレームを送信しており、同様に、区間2を用いて第2のT2フレームを送信しており、区間3を用いて第3のT2フレームを送信しており、区間4を用いて第4のT2フレームを送信している。
Although the case where a plurality of PLPs exist in the T2 frame has been described above, the case where only one PLP exists in the T2 frame will be described below.
FIG. 69 illustrates an example of a frame configuration of the streams s1 and s2 on the time-frequency axis when only one PLP exists in the T2 frame. In FIG. 69, “control symbol” is described, which means symbols such as the P1 symbol and the P2 symbol described above. In FIG. 69, the first T2 frame is transmitted using the section 1, and similarly, the second T2 frame is transmitted using the section 2, and the third T2 is transmitted using the section 3. The frame is transmitted, and the fourth T2 frame is transmitted using the section 4.
また、図69において、第1のT2フレームでは、PLP#1−1のシンボル群6801を送信しており、送信方法としては、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択している。 In FIG. 69, the symbol group 6801 of PLP # 1-1 is transmitted in the first T2 frame, and “spatial multiplexing MIMO transmission method or fixed precoding matrix is used as the transmission method. “MIMO system” is selected.
第2のT2フレームでは、PLP#2−1のシンボル群6802を送信しており、送信方法としては、「一つの変調信号を送信する方法」を選択している。
第3のT2フレームでは、PLP#3−1のシンボル群6803を送信しており、送信方法としては、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」を選択している。
In the second T2 frame, a symbol group 6802 of PLP # 2-1 is transmitted, and the “method of transmitting one modulated signal” is selected as the transmission method.
In the third T2 frame, the symbol group 6803 of PLP # 3-1 is transmitted, and the “precoding scheme for switching the precoding matrix regularly” is selected as the transmission method.
第4のT2フレームでは、PLP#4−1のシンボル群6804を送信しており、送信方法としては、「時空間ブロック符号」を選択している。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 In the fourth T2 frame, a symbol group 6804 of PLP # 4-1 is transmitted, and “time-space block code” is selected as the transmission method. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
なお、図69において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。 In FIG. 69, when symbols exist at the same time on the same subcarrier in both s1 and s2, two stream symbols exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
このようにすることで、PLPごとに、データの伝送速度、端末のデータ受信品質を考慮して、送信方法を設定できるので、データの伝送速度の向上とデータの受信品質の確保の両立を図ることが可能となる。なお、P1シンボル、P2シンボル(場合によっては、Signalling PLP)の伝送方法等の制御情報の構成方法の例は、上記の表3から表6のように構成すれば、同様に実施することができる。異なる点は、図64等のフレーム構成では
、一つのT2フレームに、複数のPLPを有しているため、複数のPLPに対する伝送方法等の制御情報を必要としていたが、図69のフレーム構成の場合、一つのT2フレームには、一つのPLPしか存在しないため、その一つのPLPに対する伝送方法等の制御情報のみ必要となるという点である。
In this way, since a transmission method can be set for each PLP in consideration of the data transmission rate and the data reception quality of the terminal, both improvement of the data transmission rate and securing of the data reception quality are achieved. It becomes possible. It should be noted that an example of the configuration method of control information such as the transmission method of P1 symbol and P2 symbol (in some cases, Signaling PLP) can be implemented in the same manner if it is configured as shown in Tables 3 to 6 above. . The difference is that in the frame configuration of FIG. 64 and the like, since one T2 frame has a plurality of PLPs, control information such as transmission methods for the plurality of PLPs is required. In this case, since only one PLP exists in one T2 frame, only control information such as a transmission method for the one PLP is required.
上述では、P1シンボル、P2シンボル(場合によっては、Signalling PLP)を用いて、PLPの伝送方法に関する情報を伝送する方法について述べたが、以降では、特に、P2シンボルを用いずにPLPの伝送方法に関する情報を伝送する方法について説明する。 In the above description, a method for transmitting information related to a PLP transmission method using P1 symbols and P2 symbols (in some cases, Signaling PLP) has been described. In the following, in particular, a PLP transmission method without using P2 symbols. A method for transmitting the information on will be described.
図70は、放送局がデータを伝送する相手である端末が、DVB−T2規格でない規格に対応している場合の、時間−周波数軸におけるフレーム構成である。図70において、図61と同様に動作するものについては、同一符号を付している。図70のフレームは、P1 Signalling data(6101)、第1 Signalling data(7001)、第2 Signalling data(7002)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_
N)で構成されている(PLP:Physical Layer Pipe)。このように、P1 Signalling data(6101)、第1 Signalling data(7001)、第2 Signalling data(700
2)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成され
ているフレームが一つのフレームの単位となっている。
FIG. 70 shows a frame configuration on the time-frequency axis when a terminal to which a broadcast station transmits data corresponds to a standard that is not the DVB-T2 standard. 70 that operate in the same manner as in FIG. 61 are assigned the same reference numerals. 70 includes P1 Signaling data (6101), first Signaling data (7001), second Signaling data (7002), Common PLP (6104), PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_).
N) (PLP: Physical Layer Pipe). In this way, P1 Signaling data (6101), first Signaling data (7001), and second Signaling data (700
2) A frame composed of Common PLP (6104) and PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N) is a unit of one frame.
P1 Signalling data(6101)により、受信装置が信号検出、周波数同期(周波数オフセット推定も含む)を行うためのシンボルであると同時に、この場合、DVB−T2規格のフレームであるかどうかを識別するためのデータ、例えば、表3で示したS1により、DVB−T2規格の信号であること/信号でないことを伝送する必要がある。 The P1 Signaling data (6101) is used to identify whether the receiving apparatus is a symbol for performing signal detection and frequency synchronization (including frequency offset estimation), and in this case, is a DVB-T2 standard frame. For example, S1 shown in Table 3 needs to be transmitted to indicate that it is a DVB-T2 standard signal or not.
第1 Signalling data(7001)により、例えば、送信フレームで使用するガードインターバルの情報、PAPR(Peak to Average Power Ratio)の方法に関する情報、第
2 Signalling dataを伝送する際の変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、第2 Signalling dataのサイズおよび情報サイズの情報、パイロットパターンの情報、セル(周波数領域)固有番号の情報、ノーマルモードおよび拡張モードのいずれの方式を用いているかの情報等を伝送する方法が考えられる。このとき、第1 Signalling data(7001)は、DVB−T2規格に準拠したデータを必ずしも伝送する必要はない。
By using the first signaling data (7001), for example, information on guard intervals used in transmission frames, information on PAPR (Peak to Average Power Ratio) methods, modulation schemes when transmitting second signaling data, error correction schemes, Whether error rate coding rate information, second signaling data size and information size information, pilot pattern information, cell (frequency domain) unique number information, normal mode or extended mode A method of transmitting the information and the like can be considered. At this time, the first signaling data (7001) does not necessarily need to transmit data compliant with the DVB-T2 standard.
第2 Signalling data(7002)により、例えば、PLPの数の情報、使用する周波数領域に関する情報、各PLPの固有番号の情報、各PLPを伝送するのに使用する変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、各PLPの送信するブロック数の情報等を伝送する。 According to the second Signaling data (7002), for example, information on the number of PLPs, information on the frequency domain to be used, information on the unique number of each PLP, modulation scheme used to transmit each PLP, error correction scheme, error correction Information on the coding rate of the system, information on the number of blocks transmitted by each PLP, and the like are transmitted.
図70のフレーム構成では、第1 Signalling data(7001)、第2 Signalling data(7002)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)は時分割で送信されているように記載いるが、実際は、同一時刻に2種類以上の信号が存在している。その例を図71に示す。図71に示すように、同一時刻に、第1 Signalling data、第2 Signalling data、Common PLPが存在していたり、同一時刻に、PLP#1、PLP#2が存在したりすることもある。つまり、各信号は、時分割および周波数分割を併用し、フレームが構成されている。 In the frame configuration of FIG. 70, the first Signaling data (7001), the second Signaling data (7002), the L1 Post-Signalling data (6103), the Common PLP (6104), and PLP # 1 to #N (6105_1 to 6105_N) are Although described as being transmitted in a time division manner, in reality, there are two or more types of signals at the same time. An example is shown in FIG. As shown in FIG. 71, the first signaling data, the second signaling data, and the common PLP may exist at the same time, or the PLP # 1 and the PLP # 2 may exist at the same time. That is, each signal uses a time division and a frequency division together to form a frame.
図72は、DVB−T2とは異なる規格における(例えば、放送局)の送信装置に対し、これまでに説明してきた規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用した送信装置の構成の一例を示している。図72において、図63と同様に動作するものについては、同一符号を付しており、その動作についての説明は、上述と同様となる。制御信号生成部6308は、第1、第2 Signalling data用の送信データ7201、P1シン
ボル用の送信データ6307を入力とし、図70における各シンボル群の送信方法(誤り訂正符号、誤り訂正符号の符号化率、変調方式、ブロック長、フレーム構成、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を含む選択した送信方法、パイロットシンボル挿入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFTの情報等、PAPR削減方法の情
報、ガードインターバル挿入方法の情報)の情報を制御信号6309として出力する。
FIG. 72 shows an example of a configuration of a transmission apparatus in which the transmission method for switching a precoding matrix regularly described above is applied to a transmission apparatus of a standard (for example, a broadcasting station) different from DVB-T2. Show. In FIG. 72, components that operate in the same manner as in FIG. 63 are given the same reference numerals, and the description of the operations is the same as described above. The control signal generation unit 6308 receives the transmission data 7201 for the first and second signaling data and the transmission data 6307 for the P1 symbol as input, and the transmission method (error correction code and error correction code code) of each symbol group in FIG. PAPR reduction methods such as conversion rate, modulation method, block length, frame configuration, selected transmission method including transmission method for switching precoding matrix regularly, pilot symbol insertion method, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) / FFT information, etc. And information on guard interval insertion method) are output as a control signal 6309.
制御シンボル信号生成部7202は、第1、第2 Signalling data用の送信データ7201、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれる第1、第2 Signalling dataの誤り訂正の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、第1、第2 Signalling dataの(直交)ベースバンド信号7203を出力する。 The control symbol signal generation unit 7202 receives the transmission data 7201 for the first and second signaling data and the control signal 6309 as input, and includes information on error correction of the first and second signaling data included in the control signal 6309 and the modulation scheme. Based on information such as information, error correction coding and mapping based on a modulation method are performed, and an (orthogonal) baseband signal 7203 of first and second Signaling data is output.
次に、DVB−T2とは異なる規格のシステムに対し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を適用したときの放送局(基地局)の送信信号のフレーム構成、制御情報(P1シンボルおよび、第1、第2 Signalling dataにより送信する情報)の伝送方法について、詳しく説明する。 Next, the frame configuration of the transmission signal of the broadcasting station (base station), control information (P1 symbol, and second information) when a method of switching the precoding matrix regularly is applied to a system of a standard different from DVB-T2. The transmission method of information transmitted using the first and second signaling data will be described in detail.
図64は、P1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後、複数のPLPを送信する場合の周波数−時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。図64において、ストリームs1は、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いており、同様にストリームs2も、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いている。したがって、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。 FIG. 64 shows an example of a frame configuration on the frequency-time axis when a plurality of PLPs are transmitted after transmitting the P1 symbol, the first and second signaling data, and the common PLP. In FIG. 64, stream s1 uses subcarrier # 1 to subcarrier #M on the frequency axis, and similarly stream s2 uses subcarrier # 1 to subcarrier #M on the frequency axis. Therefore, if symbols exist at the same time of the same subcarrier in both s1 and s2, symbols of two streams exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
図64に示すように、区間1は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#1のシンボル群6401を伝送しており、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。 As shown in FIG. 64, section 1 transmits PLP # 1 symbol group 6401 using stream s1 and stream s2, and the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. It is assumed that data is transmitted using a fixed MIMO transmission method.
区間2は、ストリームs1を用いてPLP#2のシンボル群6402を伝送しており、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。
区間3は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#3のシンボル群6403を伝送しており、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。
In section 2, it is assumed that symbol group 6402 of PLP # 2 is transmitted using stream s1, and data is transmitted by transmitting one modulated signal.
In section 3, symbol group 6403 of PLP # 3 is transmitted using stream s1 and stream s2, and data is transmitted using a precoding scheme that regularly switches the precoding matrix.
区間4は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#4のシンボル群6404を伝送しており、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 In section 4, symbol group 6404 of PLP # 4 is transmitted using stream s1 and stream s2, and data is transmitted using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
放送局が、図64のように各PLPを送信した場合、図64の送信信号を受信する受信装置では、各PLPの送信方法を知る必要がある。したがって、前述で述べたように、第1、第2 Signalling dataを用いて、各PLPの送信方法の情報を伝送する必要がある。以下では、このときのP1シンボルの構成方法、および、第1、第2 Signalling dataの構成方法の一例について説明する。表3にP1シンボルを用いて送信する制御情報の具体
例は表3のとおりである。
DVB−T2規格では、S1の制御情報(3ビットの情報)により、DVB−T2の規格を用いているかどうか、また、DVB−T2規格を用いている場合、用いている送信方法を受信装置が判断できるようになっている。3ビットのS1情報として、“000”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の一つの変調信号送信」に準拠していることになる。
When the broadcast station transmits each PLP as shown in FIG. 64, the receiving apparatus that receives the transmission signal shown in FIG. 64 needs to know the transmission method of each PLP. Therefore, as described above, it is necessary to transmit information on the transmission method of each PLP using the first and second Signaling data. In the following, an example of the method for configuring the P1 symbol and the method for configuring the first and second signaling data at this time will be described. Table 3 shows specific examples of the control information transmitted using the P1 symbol in Table 3.
In the DVB-T2 standard, whether the DVB-T2 standard is used by the control information (3-bit information) of S1, and if the DVB-T2 standard is used, the receiving apparatus determines the transmission method used. It is possible to judge. When “000” is set as the 3-bit S1 information, the modulation signal to be transmitted conforms to “one modulation signal transmission of the DVB-T2 standard”.
また、3ビットのS1情報として、“001”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の時空間ブロック符号を用いた送信」に準拠していることになる。
DVB−T2規格では、“010”〜“111”は将来のために「Reserve」となってい
る。ここで、DVB−T2との互換性があるように本発明を適用するために、3ビットのS1情報として、例えば“010”と設定した場合(“000”“001”以外であればよい。)、送信する変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠しているを示すことにし、端末の受信装置は、この情報が“010”であることがわかると、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠していることを知ることができる。
次に、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠している場合の第1、第2 Signalling dataの構成方法の例を説明する。第1、第2 Signalling dataの制御情報の第1の例は表4のとおりである。
Further, when “001” is set as the 3-bit S1 information, the modulation signal to be transmitted conforms to “transmission using a space-time block code of the DVB-T2 standard”.
In the DVB-T2 standard, “010” to “111” are “Reserve” for the future. Here, in order to apply the present invention so as to be compatible with DVB-T2, for example, “010” is set as the 3-bit S1 information (other than “000” and “001”). ), Indicating that the modulated signal to be transmitted conforms to a standard other than DVB-T2, and the receiving device of the terminal knows that this information is “010”, the modulated signal transmitted by the broadcast station is It can be known that the system conforms to a standard other than DVB-T2.
Next, an example of a configuration method of the first and second Signaling data when the modulation signal transmitted by the broadcasting station conforms to a standard other than DVB-T2 will be described. Table 4 shows a first example of the control information of the first and second signaling data.
表4に示した2ビットの情報である「PLP_MODE」は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための制御情報であり、PLP_MODEの情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。 “PLP_MODE”, which is 2-bit information shown in Table 4, is control information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (in FIG. 64, PLP # 1 to # 4) as shown in FIG. Yes, PLP_MODE information exists for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, there are PLP_MODE information for PLP # 1, PLP_MODE information for PLP # 2, PLP_MODE information for PLP # 3, PLP_MODE information for PLP # 4, and so on. Will be transmitted from the broadcasting station. Naturally, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcast station for PLP by demodulating this information (and also performing error correction decoding).
「PLP_MODE」として、“00”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“01”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“10”と設定した場合、そのPLPは、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、そのPLPは、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式、または、空間多重MIMO伝送方式」を用いて、データが伝送される。
なお、「PLP_MODE」として、“01”〜“11”と設定された場合、放送局が具体的にどのような処理を施したか(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法における具体的な切り替え方法、使用した時空間具ロック符号化方法、プリコーディング行列として使用した行列の構成)を端末に伝送する必要がある。このときの制御情報の構成を含めた、表4とは異なる制御情報の構成方法について以下では説明する。
When “00” is set as “PLP_MODE”, data is transmitted by transmitting “one modulation signal” to the PLP. When “01” is set, the PLP transmits data by “transmitting a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding”. When “10” is set, the PLP transmits data using “a precoding method for switching a precoding matrix regularly”. When “11” is set, the PLP transmits data using a “MIMO scheme with a fixed precoding matrix or a spatial multiplexing MIMO transmission scheme”.
Note that when “01” to “11” is set as “PLP_MODE”, what kind of processing is performed by the broadcast station (for example, specific switching in the method of switching the precoding matrix regularly) Method, space-time device lock coding method used, and matrix configuration used as precoding matrix) need to be transmitted to the terminal. A method for configuring control information different from Table 4 including the configuration of control information at this time will be described below.
第1、第2 Signalling dataの制御情報の第2の例は表5のとおりである。
表5のように、1ビットの情報である「PLP_MODE」、1ビットの情報である「MIMO_MODE」、2ビットの情報である「MIMO_PATTERN#1」、2ビットの情報である「MIMO_PATTER#2」が存在し、これら4つの制御情報は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための情報であり、したがって、これら4つの制御情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報
/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。
A second example of the control information of the first and second signaling data is as shown in Table 5.
As shown in Table 5, “PLP_MODE” that is 1-bit information, “MIMO_MODE” that is 1-bit information, “MIMO_PATTERN # 1” that is 2-bit information, and “MIMO_PATTER # 2” that is 2-bit information As shown in FIG. 64, these four pieces of control information are information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (PLP # 1 to # 4 in FIG. 64). Control information exists for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, PLP_MODE information for PLP # 1 / MIMO_MODE information / MIMO_PATTERN # 1 information / MIMO_PATTER # 2 information, PLP_MODE information for PLP # 2 / MIMO_MODETER information / MIMO_PATTERN # 1 Information / MIMO_PATTER # 2 information, PLP_MODE information for PLP # 3 / MIMO_MODE information / MIMO_PATTERN # 1 information / MIMO_PATTER # 2 information, PLP_MODE information for PLP # 4 / MIMO_MODETER information / MIMO_PATTERN # 1 information / MIMO_PATTER # 2 information... Is transmitted from the broadcasting station. Naturally, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcast station for PLP by demodulating this information (and also performing error correction decoding).
「PLP_MODE」として、“0”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“1”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式」、「空間多重MIMO伝送方式」のいずれかの方式で、データが伝送される。 When “0” is set as “PLP_MODE”, data is transmitted by transmitting “one modulation signal” to the PLP. When “1” is set, the PLP is “transmits a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding”, “a precoding method for regularly switching a precoding matrix”, and “a precoding matrix is fixed. Data is transmitted by either of the “navigation scheme” and the “spatial multiplexing MIMO transmission scheme”.
「PLP_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_MODE」の情報は有効な情報となり、「MIMO_MODE」として、“0”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用しないで、データが伝送される。「MIMO_MODE」として、“1”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用して、データが伝送される。 When “PLP_MODE” is set to “1”, the information of “MIMO_MODE” becomes valid information. When “0” is set as “MIMO_MODE”, a precoding method for switching the precoding matrix regularly is used. Instead, data is transmitted. When “1” is set as “MIMO_MODE”, data is transmitted using a precoding method that regularly switches the precoding matrix.
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「0」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#1」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#1」として、“00”と設定した場合、時空間ブロック符号を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列#1を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列#2を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。(ただし、プリコーディング行列#1とプリコーディング行列#2はことなる行列である。)“11”と設定した場合、空間多重MIMO伝送方式を用いて、データが伝送される。(当然であるが、図49の方式1のプリコーディング行列が選択された、とも解釈することができる。)
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#2」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#2」として、“00”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#1の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#2の規則的にプリコーディング行列を切り替
えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#3の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリ
コーディング方法を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#4の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディ
ング方法を用いて、データが伝送される。ここで、プリコーディング行列切り替え方法#1〜#4はそれぞれ異なる方法となるが、このとき、異なる方法とは、例えば、#Aと#Bが異なる方法とすると、
・#Aに用いる複数のプリコーディング行列と#Bに用いる複数のプリコーディング行列の中に、同一のプリコーディング行列を含むが、周期が異なる、
・#Aには含まれるいるが#Bには含まれていないプリコーディング行列が存在する、
・#Aで使用する複数のプリコーディング行列を、#Bの方法では使用するプリコーディングに含まない
という方法がある。
When “PLP_MODE” is set to “1” and “MIMO_MODE” is set to “0”, the information of “MIMO_PATTERN # 1” becomes valid information, and when “00” is set as “MIMO_PATTERN # 1”, Data is transmitted using a space block code. When “01” is set, data is transmitted using a precoding method in which precoding matrix # 1 is fixedly used and weighted synthesis is performed. When “10” is set, data is transmitted using a precoding method in which precoding matrix # 2 is fixedly used and weighted synthesis is performed. (However, precoding matrix # 1 and precoding matrix # 2 are different matrices.) When “11” is set, data is transmitted using the spatial multiplexing MIMO transmission method. (Of course, it can also be interpreted that the precoding matrix of scheme 1 in FIG. 49 has been selected.)
When “PLP_MODE” is set to “1” and “MIMO_MODE” is set to “1”, the information of “MIMO_PATTERN # 2” is valid information, and when “00” is set as “MIMO_PATTERN # 2”, Data is transmitted using the precoding method of regularly switching the precoding matrix of the coding matrix switching method # 1. When “01” is set, data is transmitted using the precoding method of regularly switching the precoding matrix of the precoding matrix switching method # 2. When “10” is set, data is transmitted using the precoding matrix switching method # 3 which regularly switches the precoding matrix. When “11” is set, data is transmitted using the precoding matrix switching method # 4 in which the precoding matrix is regularly switched. Here, the precoding matrix switching methods # 1 to # 4 are different from each other. At this time, for example, when different methods are used, for example, #A and #B are different from each other,
The same precoding matrix is included in a plurality of precoding matrices used for #A and a plurality of precoding matrices used for #B, but the periods are different.
-There is a precoding matrix that is included in #A but not in #B.
There is a method in which a plurality of precoding matrices used in #A are not included in the precoding used in method #B.
上述では、表4、表5の制御情報を、第1、第2 Signalling dataにより送信するもの
として説明した。この場合、制御情報を伝送するために、特に、PLPを利用する必要がないという利点がある。
In the above description, the control information in Tables 4 and 5 has been described as being transmitted using the first and second Signaling data. In this case, there is an advantage that it is not particularly necessary to use PLP in order to transmit the control information.
以上のように、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用い、かつ、DVB−T2規格との識別が可能でありながら、DVB−T2とは異なる規格に対し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、LOS環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式は、図49の方式#2に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。 As described above, the multi-carrier transmission method such as the OFDM method is used, and the precoding matrix is switched regularly for a standard different from DVB-T2 while being distinguishable from the DVB-T2 standard. By making it possible to select a method, it is possible to obtain an advantage that a high reception quality can be obtained and a high transmission rate can be obtained for the LOS environment. In this embodiment, as a transmission scheme in which a carrier group can be set, a “spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO scheme using a fixed precoding matrix, a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix, a space-time block, Although the encoding method and the transmission method for transmitting only the stream s1 have been described, the present invention is not limited to this. The MIMO method using a fixed precoding matrix is not limited to the method # 2 in FIG. What is necessary is just to be comprised by a simple precoding matrix.
そして、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」を放送局が選択可能としている例で説明したが、これらすべての送信方法が選択可能な送信方法でなくてもよく、例えば、
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式が選択可能な送信方法
規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
のように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式を含むことで、LOS環境で、高速なデータ伝送を行うことができ、かつ、受信装置の受信データ品質を確保することができるという効果を得ることができる。
Then, the broadcasting station selects “a spatial multiplexing MIMO transmission system, a MIMO system using a fixed precoding matrix, a MIMO system that regularly switches the precoding matrix, a space-time block coding, and a transmission system that transmits only the stream s1”. As described in the example of enabling, all these transmission methods may not be selectable transmission methods, for example,
A MIMO method using a fixed precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, a space-time block coding, a transmission method that can select a transmission method that transmits only the stream s1, and a MIMO that uses a fixed precoding matrix Scheme, MIMO scheme that switches precoding matrix regularly, transmission method that can select space-time block coding MIMO scheme that uses fixed precoding matrix, MIMO scheme that switches precoding matrix regularly, only stream s1 is transmitted Transmission method that can select a transmission method MIMO method that regularly switches the precoding matrix, space-time block coding, transmission method that can select a transmission method that transmits only the stream s1, MIMO method that uses a fixed precoding matrix, Rules A transmission method in which a MIMO scheme for switching a precoding matrix can be selected A MIMO scheme in which a precoding matrix is switched regularly, a transmission method in which space-time block coding can be selected A MIMO scheme in which a precoding matrix is switched regularly, only stream s1 By including a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, such as a transmission method in which the transmission method to be transmitted can be selected, high-speed data transmission can be performed in the LOS environment, and the received data of the receiving device The effect that quality can be ensured can be obtained.
このとき、上記で述べたようにP1シンボルにおけるS1を設定する必要があるとともに、第1、第2 Signalling dataとして、表4とは異なる制御情報の設定方法(各PLPの伝送方式の設定方法)として、例えば、表6が考えられる。 At this time, it is necessary to set S1 in the P1 symbol as described above, and as a first and second Signaling data, a control information setting method different from Table 4 (setting method of transmission method of each PLP) For example, Table 6 can be considered.
表6が表4とは異なる点は、「PLP_MODE」を“11”としたときはReserveと
している点である。このように、PLPの伝送方式として、選択可能な伝送方式が上記で示した例のような場合、選択可能な伝送方式の数によって、例えば、表4、表6のPLP_MODEを構成するビット数を大きく、または、小さくすればよい。
Table 6 is different from Table 4 in that when “PLP_MODE” is set to “11”, “Reserve” is set. As described above, when the selectable transmission method is the above-described example as the PLP transmission method, the number of bits constituting the PLP_MODE in Tables 4 and 6 is set according to the number of selectable transmission methods, for example. What is necessary is just to make it large or small.
表5についても同様で、例えば、MIMO伝送方式として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法しかサポートしていない場合は、「MIMO_MODE」の制御情報は必要ないことになる。また、「MIMO_PATTER#1」において、例えば、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式をサポートしていない場合
、「MIMO_PATTER#1」の制御情報を必要としない場合もあり、また、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式に用いるプリコーディング行列が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。
The same applies to Table 5. For example, when only a precoding method that regularly switches a precoding matrix is supported as a MIMO transmission method, control information of “MIMO_MODE” is not necessary. In “MIMO_PATTER # 1”, for example, when the precoding matrix does not support a fixed MIMO scheme, the control information of “MIMO_PATTER # 1” may not be required, and the precoding matrix is fixed. When a plurality of precoding matrices used for a general MIMO scheme are not required, 1-bit control information may be used instead of 2-bit control information, and when a plurality of precoding matrices can be set, 2 The control information may be more than bits.
「MIMO_PATTERN#2」について同様に考えることができ、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法としてプリコーディング行列の切り替え方法が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列の切り替え方法を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。 “MIMO_PATTERN # 2” can be considered in the same way, and when a plurality of precoding matrix switching methods are not required as a precoding method for regularly switching the precoding matrix, control of 1 bit instead of 2 bits of control information is performed. Information may be used, and further, control information of 2 bits or more may be used when a method for switching a plurality of precoding matrices can be set.
また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を2の場合で説明したがこれに限ったものではなく、2より大きい場合においても、同様に、制御情報を送信すればよい。このとき、2アンテナを用いて変調信号を送信する場合に加え、4アンテナを用いて変調信号を送信する場合を実施するために、各制御情報を構成するビット数を増やす必要がある場合が発生する。このとき、P1シンボルで制御情報を送信する、第1、第2 Signalling dataで制御情報を送信する、という点は、上記で説明した場合と同様である。 Further, in the present embodiment, the case where the number of antennas of the transmission apparatus is 2 has been described. However, the present invention is not limited to this. At this time, in addition to the case where a modulated signal is transmitted using two antennas, there is a case where the number of bits constituting each control information needs to be increased in order to perform the case where a modulated signal is transmitted using four antennas To do. At this time, the control information is transmitted using the P1 symbol and the control information is transmitted using the first and second Signaling data, as in the case described above.
放送局が送信するPLPのシンボル群のフレーム構成について、図64のように時分割で送信する方法を説明したが、以下では、その変形例について説明する。
図66は、図64とは異なる、P1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。
The frame structure of the PLP symbol group transmitted by the broadcasting station has been described in a time-division manner as shown in FIG. 64. Hereinafter, modifications thereof will be described.
FIG. 66 shows an example of a method for arranging symbols of streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmission of P1 symbols, first and second signaling data, and Common PLP, which is different from FIG.
図66において、「#1」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#4」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#4のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図64と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。PLP#3は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#4は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 In FIG. 66, a symbol described as “# 1” represents one symbol in the symbol group of PLP # 1 in FIG. Similarly, the symbol described as “# 2” indicates one symbol in the symbol group of PLP # 2 in FIG. 64, and the symbol described as “# 3” indicates the PLP in FIG. One symbol in the symbol group of # 3 is shown, and a symbol described as “# 4” shows one symbol in the symbol group of PLP # 4 in FIG. Similarly to FIG. 64, PLP # 1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. 49 or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix. And PLP # 2 shall transmit data by transmitting one modulation signal. PLP # 3 shall transmit data using the precoding system which switches a precoding matrix regularly. PLP # 4 shall transmit data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
なお、図66において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。 In FIG. 66, when symbols exist at the same time on the same subcarrier in both s1 and s2, two stream symbols exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
図66が図64と異なる点は、前述のように、図64では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図66では、図64と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシン
ボルとPLP#2のシンボルが存在しており、時刻3では、PLP#3のシンボルとPLP#4のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。
FIG. 66 differs from FIG. 64 in that, as described above, FIG. 64 shows an example in which a plurality of PLPs are arranged in a time division manner, but FIG. 66 differs from FIG. In combination, a plurality of PLPs are present. That is, for example, at time 1, there is a PLP # 1 symbol and a PLP # 2 symbol, and at time 3, there is a PLP # 3 symbol and a PLP # 4 symbol. In this way, PLP symbols with different indexes (#X; X = 1, 2,...) Can be assigned to each symbol (consisting of one time and one subcarrier).
なお、図66では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図66に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。 In FIG. 66, for simplicity, only “# 1” and “# 2” exist at time 1, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLP of “# 1” and “# 2” are present. PLP symbols may exist at time 1, and the relationship between the subcarrier and the PLP index at time 1 is not limited to that in FIG. 66, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Also good. Similarly, PLP symbols of any index may be assigned to subcarriers at other times.
図67は、図64とは異なるP1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図67における特徴的な部分は、T2フレームにおいて、PLPの伝送方式として、複数アンテナ送信を基本とした場合、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を選択できないという点である。 FIG. 67 illustrates an example of a method for arranging symbols of streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting P1 symbols, first and second Signaling data, and Common PLP, which are different from those in FIG. The characteristic part in FIG. 67 is that, in the T2 frame, when a multi-antenna transmission is basically used as the PLP transmission method, the “transmission method for transmitting only the stream s1” cannot be selected.
したがって、図67において、PLP#1のシンボル群6701は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#2のシンボル群6702は、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#3のシンボル群6703は、「時空間ブロック符号」により、データが伝送されるものとする。そして、PLP#3のシンボル群6703以降の単位フレーム内でのPLPシンボル群は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」のいずれかの送信方法により、データが伝送されることになる。 Therefore, in FIG. 67, PLP # 1 symbol group 6701 is assumed to transmit data by the “spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the MIMO scheme using a fixed precoding matrix”. It is assumed that data is transmitted to the symbol group 6702 of PLP # 2 by “a precoding method for switching a precoding matrix regularly”. In the symbol group 6703 of PLP # 3, data is transmitted by “space-time block code”. A PLP symbol group in a unit frame after the symbol group 6703 of PLP # 3 includes a “spatial multiplexing MIMO transmission scheme or a MIMO scheme using a fixed precoding matrix”, “regular precoding matrix. Data is transmitted by a transmission method of “switching precoding scheme” or “space-time block code”.
図68は、図66とは異なる、P1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。 FIG. 68 shows an example of a method for arranging symbols of streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmission of P1 symbols, first and second signaling data, and Common PLP, which is different from FIG.
図68において、「#1」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図67と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#3は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 In FIG. 68, the symbol described as “# 1” represents one symbol in the symbol group of PLP # 1 in FIG. Similarly, the symbol described as “# 2” indicates one symbol in the symbol group of PLP # 2 in FIG. 67, and the symbol described as “# 3” indicates the PLP in FIG. One symbol of symbol group # 3 is shown. As in FIG. 67, PLP # 1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. 49 or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix. And PLP # 2 shall transmit data using the precoding system which switches a precoding matrix regularly. PLP # 3 shall transmit data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
なお、図68において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プ
リコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
In FIG. 68, when symbols exist at the same time on the same subcarrier in both s1 and s2, two stream symbols exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
図68が図67と異なる点は、前述のように、図67では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図68では、図67と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。 67 differs from FIG. 67, as described above, FIG. 67 shows an example in which a plurality of PLPs are arranged in time division. However, in FIG. 68, unlike FIG. 67, time division and frequency division are shown. In combination, a plurality of PLPs are present. That is, for example, at time 1, there is a PLP # 1 symbol and a PLP # 2 symbol. In this way, PLP symbols with different indexes (#X; X = 1, 2,...) Can be assigned to each symbol (consisting of one time and one subcarrier).
なお、図68では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図68に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。一方で、時刻3のように、ある時刻において、一つのPLPのシンボルのみを割り当ててもよい。つまり、PLPのシンボルを時間―周波数におけるフレーム方法において、どのように割り当ててもよい。 In FIG. 68, for simplicity, only “# 1” and “# 2” exist at time 1, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLP of “# 1” and “# 2” are present. The PLP symbol may be present at time 1, and the relationship between the subcarrier and the PLP index at time 1 is not limited to that in FIG. 68, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Also good. Similarly, PLP symbols of any index may be assigned to subcarriers at other times. On the other hand, as in time 3, only one PLP symbol may be assigned at a certain time. In other words, PLP symbols may be allocated in any way in the time-frequency frame method.
このように、単位フレーム内において、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を用いたPLPが存在しないため、端末が受信する受信信号のダイナミックレンジを抑えることができるため、良好な受信品質を得る可能性を高くすることができという効果を得ることができる。 As described above, since there is no PLP using the “transmission method for transmitting only the stream s1” in the unit frame, the dynamic range of the received signal received by the terminal can be suppressed, so that it is possible to obtain good reception quality. The effect that it is possible to increase the property can be obtained.
なお、図68で説明するにあたって、送信方法として、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」をいずれかを選択する例で説明したが、これらの送信方法をすべて選択可能であるとする必要がなく、例えば、
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
としてもよい。
68, as a transmission method, “spatial multiplexing MIMO transmission method or MIMO method using fixed precoding matrix”, “precoding method for switching precoding matrix regularly”, “time” In the example of selecting one of “space block codes”, it is not necessary to select all these transmission methods. For example,
・ "Precoding method for switching precoding matrix regularly", "Spatio-temporal block code", "MIMO method using fixed precoding matrix" can be selected-"Precoding method for switching precoding matrix regularly""A space-time block code" can be selected. A "precoding scheme for regularly switching a precoding matrix" or a "MIMO scheme using a fixed precoding matrix" may be selectable.
上述では、単位フレーム内に複数のPLPが存在する場合について説明したが、以降では、単位フレーム内に一つのPLPのみ存在する場合について説明する。
図69は、単位フレーム内に一つのみPLPが存在する場合の、時間―周波数軸におけるストリームs1およびs2のフレーム構成の一例を示している。
Although the case where a plurality of PLPs exist in a unit frame has been described above, the case where only one PLP exists in a unit frame will be described below.
FIG. 69 shows an example of the frame configuration of the streams s1 and s2 on the time-frequency axis when only one PLP exists in a unit frame.
図69において、「制御シンボル」と記載しているが、これは、上述で説明したP1シンボル、および、第1、第2 Signalling data等のシンボルを意味している。そして、図69では、区間1を用いて第1の単位フレームを送信しており、同様に、区間2を用いて第2の単位フレームを送信しており、区間3を用いて第3の単位フレームを送信しており、区間4を用いて第4の単位フレームを送信している。 In FIG. 69, “control symbol” is described, which means the P1 symbol described above and symbols such as the first and second Signaling data. In FIG. 69, the first unit frame is transmitted using the section 1, and similarly, the second unit frame is transmitted using the section 2, and the third unit is transmitted using the section 3. The frame is transmitted, and the fourth unit frame is transmitted using the section 4.
また、図69において、第1の単位フレームでは、PLP#1−1のシンボル群6801を送信しており、送信方法としては、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的な
プリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択している。
In FIG. 69, the symbol group 6801 of PLP # 1-1 is transmitted in the first unit frame, and “spatial multiplexing MIMO transmission system or fixed precoding matrix is used as the transmission method. “MIMO system” is selected.
第2の単位フレームでは、PLP#2−1のシンボル群6802を送信しており、送信方法としては、「一つの変調信号を送信する方法」を選択している。
第3の単位フレームでは、PLP#3−1のシンボル群6803を送信しており、送信方法としては、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」を選択している。
In the second unit frame, the symbol group 6802 of PLP # 2-1 is transmitted, and the “method for transmitting one modulated signal” is selected as the transmission method.
In the third unit frame, the symbol group 6803 of PLP # 3-1 is transmitted, and the “precoding scheme for switching the precoding matrix regularly” is selected as the transmission method.
第4の単位フレームでは、PLP#4−1のシンボル群6804を送信しており、送信方法としては、「時空間ブロック符号」を選択している。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。 In the fourth unit frame, a symbol group 6804 of PLP # 4-1 is transmitted, and “space-time block code” is selected as the transmission method. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction, and may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in a symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
なお、図69において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。 In FIG. 69, when symbols exist at the same time on the same subcarrier in both s1 and s2, two stream symbols exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method for regularly switching precoding matrices is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
このようにすることで、PLPごとに、データの伝送速度、端末のデータ受信品質を考慮して、送信方法を設定できるので、データの伝送速度の向上とデータの受信品質の確保の両立を図ることが可能となる。なお、P1シンボル、第1、第2 Signalling dataの伝送方法等の制御情報の構成方法の例は、上記の表3から表6のように構成すれば、同様に実施することができる。異なる点は、図64等のフレーム構成では、一つの単位フレームに、複数のPLPを有しているため、複数のPLPに対する伝送方法等の制御情報を必要としていたが、図69のフレーム構成の場合、一つの単位フレームには、一つのPLPしか存在しないため、その一つのPLPに対する伝送方法等の制御情報のみ必要となるという点である。 In this way, the transmission method can be set for each PLP in consideration of the data transmission speed and the data reception quality of the terminal, so that both improvement of the data transmission speed and securing of the data reception quality are achieved. It becomes possible. Note that examples of control information configuration methods such as the P1 symbol, first and second signaling data transmission methods, and the like can be implemented in the same manner as shown in Tables 3 to 6 above. The difference is that in the frame configuration of FIG. 64 and the like, since one unit frame has a plurality of PLPs, control information such as transmission methods for the plurality of PLPs is required. In this case, since only one PLP exists in one unit frame, only control information such as a transmission method for the one PLP is required.
本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を、DVB規格を用いたシステムに適用した場合の適用方法について述べた。このとき、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。 In the present embodiment, the application method when the precoding method for regularly switching the precoding matrix is applied to a system using the DVB standard has been described. At this time, examples of the precoding method for regularly switching the precoding matrix are as described in the first to the sixteenth embodiments. However, the method for regularly switching the precoding matrix is not limited to the method described in the first to the sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices are prepared. In this embodiment, if one precoding matrix is selected from each precoding matrix for each slot, precoding is performed, and a precoding matrix to be regularly used is switched for each slot, It can be implemented similarly.
また、本実施の形態では、制御情報を特別な呼び方をしているが、呼び方は、本発明に影響を与えるものではない。
(実施の形態A2)
本実施の形態では、実施の形態A1で説明した、DVB−T2規格を用いた通信システムに、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を適用した方法を用いた時の受信
方法、および、受信装置の構成について詳しく説明する。
In the present embodiment, the control information is specially called, but the calling does not affect the present invention.
(Embodiment A2)
In the present embodiment, a receiving method and a receiving apparatus when using a method in which a method of switching a precoding matrix regularly is applied to the communication system using the DVB-T2 standard described in Embodiment A1 The configuration of will be described in detail.
図73は、図63の放送局の送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときの、端末の受信装置の構成の一例を示しており、図7、図56と同様に動作するものについては同一符号を付している。 FIG. 73 shows an example of the configuration of the receiving device of the terminal when the transmitting device of the broadcasting station of FIG. 63 applies a precoding method for switching the precoding matrix regularly, and FIG. Components that operate in the same manner are denoted by the same reference numerals.
図73において、P1シンボル検出、復調部7301は、放送局が送信した信号を受信し、信号処理後の信号704_X、704_Yを入力とし、P1シンボルを検出することで、信号検出、時間周波数同期を行うと同時に、P1シンボルに含まれる制御情報を(復調、および、誤り訂正復号を行うことで)得、P1シンボル制御情報7302を出力する。
OFDM方式関連処理部5600_X、および、5600_Yは、P1シンボル制御情報7302を入力としており、この情報に基づき、OFDM方式のための信号処理方法を変更する。(実施の形態A1に記載したように、放送局が送信する信号の伝送方法の情報が、P1シンボルに含まれているからである。)
P2シンボル(Signalling PLPを含む場合もある。)復調部7303は、信号処理後の信号704_X、704_Y、および、P1シンボル制御情報7302を入力とし、P1シンボル制御情報に基づき、信号処理を行い、復調(誤り訂正復号を含む)を行い、P2シンボル制御情報7304を出力する。
In FIG. 73, a P1 symbol detection / demodulation unit 7301 receives a signal transmitted by a broadcast station, receives signals 704_X and 704_Y after signal processing, and detects a P1 symbol to perform signal detection and time-frequency synchronization. At the same time, control information included in the P1 symbol is obtained (by performing demodulation and error correction decoding), and P1 symbol control information 7302 is output.
The OFDM-related processing units 5600_X and 5600_Y receive the P1 symbol control information 7302, and change the signal processing method for the OFDM method based on this information. (This is because, as described in Embodiment A1, information on a transmission method of a signal transmitted by a broadcasting station is included in the P1 symbol.)
A P2 symbol (may include Signaling PLP) demodulator 7303 receives signals 704_X and 704_Y after signal processing and P1 symbol control information 7302 as input, performs signal processing based on the P1 symbol control information, and demodulates them (Including error correction decoding) and P2 symbol control information 7304 is output.
制御情報生成部7305は、P1シンボル制御情報7302、および、P2シンボル制御情報7304を入力とし、(受信動作に関係する)制御情報をたばね、制御信号7306として出力する。そして、制御信号7306は、図73に示したように、各部に入力されることになる。 Control information generation section 7305 receives P1 symbol control information 7302 and P2 symbol control information 7304 as input, and outputs control information (related to reception operation) as a control signal 7306. The control signal 7306 is input to each unit as shown in FIG.
信号処理部711は、信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、および、制御信号7306を入力とし、制御信号7306に含まれている、各PLPを伝送するために用いた伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ712を出力する。 The signal processing unit 711 receives the signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y, and the control signal 7306, and the transmission method and modulation used for transmitting each PLP included in the control signal 7306. Based on information such as the method, the error correction coding method, the coding rate of the error correction coding, the block size of the error correction code, etc., demodulation and decoding are performed, and the received data 712 is output.
このとき、PLPを伝送するために、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のいずれかの伝送方式を用いている場合、(数41)の式(41)、(数153)の式(143)の関係式を用いて、信号処理部711は、復調処理を行えばよい。なお、チャネル行列(H)は、チャネル変動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)の出力結果から得ることができ、プリコーディング行列(FまたはW)は、用いた伝送方式により、その行列の構成は異なる。特に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いた場合、都度、用いているプリコーディング行列を切り替え、復調することになる。また、時空間ブロック符号を用いているときも、チャネル推定値、受信(ベースバンド)信号を用いて、復調を行うことになる。 At this time, in order to transmit PLP, when using any one of a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO scheme using a fixed precoding matrix, and a precoding method that regularly switches the precoding matrix, The signal processing unit 711 may perform demodulation processing using the relational expression of Expression (41) in (Expression 41) and Expression (143) in (Expression 153). Note that the channel matrix (H) can be obtained from the output result of the channel fluctuation estimation unit (705_1, 705_2, 707_1, 707_2), and the precoding matrix (F or W) is determined by the transmission scheme used. Configuration is different. In particular, when a precoding method for regularly switching the precoding matrix is used, the precoding matrix being used is switched and demodulated each time. Even when a space-time block code is used, demodulation is performed using a channel estimation value and a received (baseband) signal.
図74は、図72の放送局の送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときの、端末の受信装置の構成の一例を示しており、図7、図56、図73と同様に動作するものについては同一符号を付している。 FIG. 74 shows an example of the configuration of the receiving device of the terminal when the transmitting device of the broadcasting station of FIG. 72 applies a precoding method for switching the precoding matrix regularly, and FIG. Components that operate in the same manner as in FIG. 73 are given the same reference numerals.
図74の受信装置と図73の受信装置の異なる点は、図73の受信装置は、DVB−T2規格とそれ以外の規格の信号を受信し、データを得ることができるに対し、図74の受信装置は、DVB−T2規格以外の信号のみ受信し、データを得ることができる点である。 74 is different from the receiving apparatus in FIG. 73 in that the receiving apparatus in FIG. 73 can receive signals of the DVB-T2 standard and other standards and obtain data. The receiving device can receive only signals other than the DVB-T2 standard and obtain data.
図74において、P1シンボル検出、復調部7301は、放送局が送信した信号を受信し、信号処理後の信号704_X、704_Yを入力とし、P1シンボルを検出することで、信号検出、時間周波数同期を行うと同時に、P1シンボルに含まれる制御情報を(復調、および、誤り訂正復号を行うことで)得、P1シンボル制御情報7302を出力する。 In FIG. 74, a P1 symbol detection / demodulation unit 7301 receives a signal transmitted by a broadcasting station, receives signals 704_X and 704_Y after signal processing, detects a P1 symbol, and performs signal detection and time-frequency synchronization. At the same time, control information included in the P1 symbol is obtained (by performing demodulation and error correction decoding), and P1 symbol control information 7302 is output.
OFDM方式関連処理部5600_X、および、5600_Yは、P1シンボル制御情報7302を入力としており、この情報に基づき、OFDM方式のための信号処理方法を変更する。(実施の形態A1に記載したように、放送局が送信する信号の伝送方法の情報が、P1シンボルに含まれているからである。)
第1、第2 Signalling data復調部7401は、信号処理後の信号704_X、704_Y、および、P1シンボル制御情報7302を入力とし、P1シンボル制御情報に基づき、信号処理を行い、復調(誤り訂正復号を含む)を行い、第1、第2 Signalling data制御情報7402を出力する。
The OFDM-related processing units 5600_X and 5600_Y receive the P1 symbol control information 7302, and change the signal processing method for the OFDM method based on this information. (This is because, as described in Embodiment A1, information on a transmission method of a signal transmitted by a broadcasting station is included in the P1 symbol.)
First and second Signaling data demodulator 7401 receives signals 704_X and 704_Y after signal processing and P1 symbol control information 7302 as input, performs signal processing based on P1 symbol control information, and performs demodulation (error correction decoding). The first and second Signaling data control information 7402 is output.
制御情報生成部7305は、P1シンボル制御情報7302、および、第1、第2 Signalling data制御情報7402を入力とし、(受信動作に関係する)制御情報をたばね、制御信号7306として出力する。そして、制御信号7306は、図73に示したように、各部に入力されることになる。 The control information generation unit 7305 receives the P1 symbol control information 7302 and the first and second signaling data control information 7402 as inputs, and outputs control information (related to the reception operation) as a spring and control signal 7306. The control signal 7306 is input to each unit as shown in FIG.
信号処理部711は、信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、および、制御信号7306を入力とし、制御信号7306に含まれている、各PLPを伝送するために用いた伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ712を出力する。 The signal processing unit 711 receives the signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y, and the control signal 7306, and the transmission method and modulation used for transmitting each PLP included in the control signal 7306. Based on information such as the method, the error correction coding method, the coding rate of the error correction coding, the block size of the error correction code, etc., demodulation and decoding are performed, and the received data 712 is output.
このとき、PLPを伝送するために、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のいずれかの伝送方式を用いている場合、(数41)の式(41)、(数153)の式(143)の関係式を用いて、信号処理部711は、復調処理を行えばよい。なお、チャネル行列(H)は、チャネル変動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)の出力結果から得ることができ、プリコーディング行列(FまたはW)は、用いた伝送方式により、その行列の構成は異なる。特に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いた場合、都度、用いているプリコーディング行列を切り替え、復調することになる。また、時空間ブロック符号を用いているときも、チャネル推定値、受信(ベースバンド)信号を用いて、復調を行うことになる。 At this time, in order to transmit PLP, when using any one of a spatial multiplexing MIMO transmission scheme, a MIMO scheme using a fixed precoding matrix, and a precoding method that regularly switches the precoding matrix, The signal processing unit 711 may perform demodulation processing using the relational expression of Expression (41) in (Expression 41) and Expression (143) in (Expression 153). Note that the channel matrix (H) can be obtained from the output result of the channel fluctuation estimation unit (705_1, 705_2, 707_1, 707_2), and the precoding matrix (F or W) is determined by the transmission scheme used. Configuration is different. In particular, when a precoding method for regularly switching the precoding matrix is used, the precoding matrix being used is switched and demodulated each time. Even when a space-time block code is used, demodulation is performed using a channel estimation value and a received (baseband) signal.
図75は、DVB−T2規格に対応し、かつ、DVB−T2以外の規格に対応した、端末の受信装置の構成を示しており、図7、図56、図73と同様に動作するものについては同一符号を付している。 FIG. 75 shows the configuration of a terminal receiving apparatus corresponding to the DVB-T2 standard and corresponding to a standard other than DVB-T2, and operates in the same manner as in FIGS. 7, 56, and 73. Are given the same reference numerals.
図75の受信装置と図73、図74の受信装置の異なる点は、図75の受信装置は、DVB−T2規格とそれ以外の規格の信号の両者に対し、復調が可能となるように、P2シンボル、または、第1、第2 Signalling data復調部7501を具備している点である
。
75 is different from the receivers of FIGS. 73 and 74 in that the receiver of FIG. 75 can demodulate both signals of the DVB-T2 standard and other standards. The P2 symbol or the first and second Signaling data demodulator 7501 is provided.
第1、第2 Signalling data復調部7501は、信号処理後の信号704_X、70
4_Y、および、P1シンボル制御情報7302を入力とし、P1シンボル制御情報に基づき、受信した信号が、DVB−T2規格に対応した信号か、または、それ以外の規格に
対応した信号なのか、を判断し(例えば、表3により判断が可能である。)、信号処理を行い、復調(誤り訂正復号を含む)を行い、受信信号が対応している規格が何であるかの情報を含んだ制御情報7502を出力する。それ以外の部分については、図73、図74と同様の動作となる。
The first and second Signaling data demodulator 7501 receives the signal 704_X, 70 after signal processing.
4_Y and P1 symbol control information 7302 are input, and based on the P1 symbol control information, it is determined whether the received signal is a signal corresponding to the DVB-T2 standard or a signal corresponding to another standard. (For example, determination can be made according to Table 3), signal processing is performed, demodulation (including error correction decoding) is performed, and control information including information on what standard the received signal corresponds to 7502 is output. Other parts are the same as those in FIGS. 73 and 74.
以上のように、本実施の形態で示したような受信装置の構成とすることで、実施の形態A1で記載した放送局の送信装置が送信した信号を受信し、適切な信号処理を施すことで、受信品質の高いデータを得ることができる。特に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の信号を受信したときは、LOS環境において、データの伝送効率の向上とデータ受信品質の向上の両立を実現することができる。 As described above, with the configuration of the reception device as described in this embodiment, the signal transmitted by the transmission device of the broadcasting station described in Embodiment A1 is received and appropriate signal processing is performed. Thus, data with high reception quality can be obtained. In particular, when a signal of a precoding method that regularly switches the precoding matrix is received, it is possible to achieve both improvement in data transmission efficiency and improvement in data reception quality in a LOS environment.
なお、本実施の形態において、実施の形態A1で述べた放送局の送信方法に対応する受信装置の構成について説明したため、受信アンテナ数を2本のときの受信装置の構成について説明したが、受信装置のアンテナ数は2本に限ったものではなく、3本以上としても同様に実施することができ、このとき、ダイバーシチゲインが向上するため、データの受信品質を向上させることができる。また、放送局の送信装置の送信アンテナ数を3本以上とし、送信変調信号数を3以上としたときも、端末の受信装置の受信アンテナ数を増加させることで、同様に実施することができる。このとき、送信方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用していることが望ましい。 Note that in this embodiment, the structure of the receiving device corresponding to the transmission method of the broadcasting station described in Embodiment A1 is described, and thus the structure of the receiving device when the number of receiving antennas is two has been described. The number of antennas in the apparatus is not limited to two, and the number of antennas can be similarly increased to three or more. At this time, the diversity gain is improved, so that the data reception quality can be improved. In addition, when the number of transmission antennas of a broadcasting station transmission apparatus is set to three or more and the number of transmission modulation signals is set to three or more, it can be similarly implemented by increasing the number of reception antennas of the terminal reception apparatus. . At this time, it is desirable to apply a precoding method that regularly switches the precoding matrix as a transmission method.
また、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。
(実施の形態A3)
実施の形態A1で記載した、DVB−T2規格に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したシステムにおいて、L1 Pre-Signallingで、パ
イロットの挿入パターンを指定する制御情報が存在する。本実施の形態では、L1 pre-signallingでパイロット挿入パターンを変更するときの、規則的にプリコーディング行列を
切り替えるプリコーディング方法の適用方法について説明する。
An example of a precoding method for regularly switching the precoding matrix is as described in the first to the sixteenth embodiments. However, the method for regularly switching the precoding matrix is not limited to the method described in the first to the sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices are prepared. In this embodiment, if one precoding matrix is selected from each precoding matrix for each slot, precoding is performed, and a precoding matrix to be regularly used is switched for each slot, It can be implemented similarly.
(Embodiment A3)
In a system in which a precoding method for switching a precoding matrix regularly is applied to the DVB-T2 standard described in the embodiment A1, there is control information for specifying a pilot insertion pattern in L1 Pre-Signalling. In the present embodiment, an application method of a precoding method for regularly switching a precoding matrix when changing a pilot insertion pattern by L1 pre-signalling will be described.
図76、図77は、同一周波数帯域を用いて、複数の変調信号を複数アンテナから送信する送信方法を用いているときの、DVB−T2規格の周波数―時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。図76、図77において、横軸は周波数、つまり、キャリア番号を示しており、縦軸は、時間を示しており、(A)は、これまで説明した実施の形態における、変調信号z1のフレーム構成、(B)は、これまで説明した実施の形態における、変調信号z2のフレーム構成を示している。キャリア番号として、「f0、f1、f2、・・・」、時間として、「t1、t2、t3、・・・」というインデックスを付している。そして、図76、図77において、同一キャリア番号、同一時間のシンボルは、同一周波数、同一時刻に存在しているシンボルとなる。 FIG. 76 and FIG. 77 show an example of a frame configuration on the frequency-time axis of the DVB-T2 standard when using a transmission method in which a plurality of modulated signals are transmitted from a plurality of antennas using the same frequency band. Yes. 76 and 77, the horizontal axis indicates the frequency, that is, the carrier number, the vertical axis indicates the time, and (A) shows the frame of the modulation signal z1 in the embodiments described so far. The configuration (B) shows the frame configuration of the modulation signal z2 in the embodiments described so far. An index of “f0, f1, f2,...” Is assigned as the carrier number, and “t1, t2, t3,. 76 and 77, symbols having the same carrier number and the same time are symbols existing at the same frequency and the same time.
図76、図77は、DVB−T2規格におけるパイロットシンボルの挿入位置の例である。(DVB−T2規格において、複数アンテナを用いて複数の変調信号を送信する場合、パイロットの挿入位置に関する方法は、8種類存在するが、図76、図77は、そのうちの2つを示している。)
図76、図77において、パイロットのためのシンボル、データ伝送のためのシンボルの2種類のシンボルが記載されている。他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法、または、プリコーディング行列が固定的なプリコーディング方法を用いているとき、変調信号z1のデータ伝送のためのシンボルは、ストリームs1とストリームs2の重み付け後合成後のシンボルとなり、また、変調信号z2のデータ伝送のためのシンボルも、ストリームs1とストリームs2の重み付け合成後のシンボルとなる。時空間ブロック符号、空間多重MIMO伝送方式を用いている場合、変調信号z1のデータ伝送のためのシンボルは、ストリームs1またはストリームs2のいずれかのシンボルとなり、また、変調信号z2のデータ伝送のためのシンボルも、ストリームs1またはストリームs2のいずれかのシンボルとなる。図76、図77において、パイロットのためのシンボルには、「PP1」または「PP2」のインデックスのいずれかが付されており、「PP1」と「PP2」では異なる構成方法のパイロットシンボルとなる。前述でも述べたように、DVB−T2規格では、8種類のパイロット挿入方法(パイロットシンボルのフレームにおける挿入頻度が異なる)のいずれかの挿入方法を放送局が指定することができるようになっており、図76、図77は、前述の8種類のうちの2種類のパイロット挿入方法を示している。そして、放送局が8種類のうちから選択したパイロット挿入方法に関する情報は、実施の形態A1で述べた、P2シンボルのうちのL1 Pre-Signalling dataとして、送信相手である端末に、伝送される。
76 and 77 are examples of pilot symbol insertion positions in the DVB-T2 standard. (In the DVB-T2 standard, when transmitting a plurality of modulated signals using a plurality of antennas, there are eight methods related to the pilot insertion position, and FIGS. 76 and 77 show two of them. .)
76 and 77, two types of symbols are described: a symbol for pilot and a symbol for data transmission. As described in the other embodiments, the precoding method for regularly switching the precoding matrix, or the data transmission of the modulation signal z1 when the precoding matrix uses a fixed precoding method. The symbol is a symbol after weighted combining of the stream s1 and the stream s2, and the symbol for data transmission of the modulated signal z2 is also a symbol after weighted combining of the stream s1 and the stream s2. When the space-time block code and the spatial multiplexing MIMO transmission system are used, the symbol for data transmission of the modulation signal z1 is either the symbol of the stream s1 or the stream s2, and for data transmission of the modulation signal z2. Are also symbols of either stream s1 or stream s2. In FIG. 76 and FIG. 77, a pilot symbol is assigned either “PP1” or “PP2”, and “PP1” and “PP2” are pilot symbols having different configuration methods. As described above, in the DVB-T2 standard, a broadcasting station can specify any one of eight types of pilot insertion methods (different insertion frequencies in pilot symbol frames). 76 and 77 show two types of pilot insertion methods among the eight types described above. Information regarding the pilot insertion method selected from the eight types by the broadcast station is transmitted to the terminal that is the transmission partner as the L1 Pre-Signalling data of the P2 symbol described in Embodiment A1.
次に、パイロット挿入方法に伴う、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の適用方法について説明する。例として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法における用意する複数の異なるプリコーディング行列Fを10種類とし、プリコーディング行列をF[0],F[1],F[2],F[3],F[4],F[5],F[6],F[7],F[8],F[9]とあらわすものとする。 Next, a method for applying a precoding method for switching a precoding matrix regularly according to the pilot insertion method will be described. As an example, a plurality of different precoding matrices F prepared in a precoding method for regularly switching precoding matrices are used, and the precoding matrices are F [0], F [1], F [2], F [ 3], F [4], F [5], F [6], F [7], F [8], F [9].
図76の周波数―時間軸におけるフレーム構成において、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときのプリコーディング行列の割り当てを行ったときの状況を図78に、図77の周波数−時間におけるフレーム構成において、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときのプリコーディング行列の割り当てを行ったときの状況を図79に示す。例えば、図78の(A)の変調信号z1のフレーム構成、(B)の変調信号z2のフレーム構成、いずれにおいても、f1,t1のシンボルにおいて「#1」と記載されているが、これは、f1,t1のシンボルは、F[1]のプリコーディング行列を用いてプリコーディングが行われることを意味している。したがって、図78、図79において、キャリアfx(x=0、1、2、・・・)、ty(y=1、2、3、・・・)のシンボルにおいて「#Z」と記載されていた場合、fx,tyのシンボルは、F[Z]のプリコーディング行列を用いてプリコーディ
ングが行われることを意味している。
FIG. 78 shows the situation when the precoding matrix is assigned when the precoding method for switching the precoding matrix regularly is applied in the frequency-time axis frame configuration of FIG. 76, and FIG. 77 shows the frequency-time. FIG. 79 shows a situation when precoding matrix allocation is performed when a precoding method for regularly switching precoding matrices is applied in the frame configuration in FIG. For example, in both the frame configuration of the modulation signal z1 in (A) of FIG. 78 and the frame configuration of the modulation signal z2 in (B), “# 1” is described in the symbols of f1 and t1. , F1, t1 means that precoding is performed using a precoding matrix of F [1]. Therefore, in FIGS. 78 and 79, “#Z” is described in the symbols of carriers fx (x = 0, 1, 2,...) And ty (y = 1, 2, 3,...). In this case, the symbols fx and ty mean that precoding is performed using a precoding matrix of F [Z].
当然であるが、図78、図79の周波数―時間軸におけるフレーム構成において、パイロットシンボルの挿入方法(挿入間隔)は異なる。また、パイロットシンボルにたいしては、規則的なプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法は適用しない。このため、図78、図79において、ともに同一周期(規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法として用意する異なるプリコーディング行列の数)の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用しても、図78、図79からわかるように、図78,図79において、同一キャリア、同一時間のシンボルでも、割り当てられるプリコーディング行列は異なる場合が発生する。例えば、図78のf5,t2のシンボルは、「#7」と示されており、F[7]でプリコーディング行列によりプリコーディングが行われることになる。一方、図79のf5,t2のシンボルは、「#8」と示されており、F[8]でプリコーディング行列によりプリコーディングが行われるこ
とになる。
As a matter of course, the pilot symbol insertion method (insertion interval) differs in the frequency-time axis frame structure of FIGS. 78 and 79. Also, a precoding method for switching a regular precoding matrix is not applied to pilot symbols. Therefore, in FIGS. 78 and 79, a precoding method for regularly switching precoding matrices of the same period (the number of different precoding matrices prepared as a precoding method for regularly switching precoding matrices) is applied. However, as can be seen from FIGS. 78 and 79, in FIG. 78 and FIG. 79, even in the same carrier and the same time symbol, the precoding matrix to be assigned may be different. For example, the symbols f5 and t2 in FIG. 78 are indicated as “# 7”, and the precoding is performed by the precoding matrix in F [7]. On the other hand, the symbols f5 and t2 in FIG. 79 are indicated as “# 8”, and precoding is performed by the precoding matrix at F [8].
したがって、L1 Pre-Signalling dataにより、パイロットパターン(パイロット挿入方法)を示す制御情報を放送局は送信することになるが、このパイロットパターンを示す制御情報は、パイロット挿入方法を示すと同時に、表4または表5の制御情報により、放送局がPLPを伝送する伝送方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を選択した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の割り当て方法を示すようにしてもよい。したがって、放送局が送信した変調信号を受信する端末の受信装置は、L1 Pre-Signnaling dataにおけるパイロットパターンを示す制御情報を得ることで、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の割り当て方法を知ることができる。(このとき、表4または表5の制御情報により、放送局がPLPを伝送する伝送方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を選択していることが前提となる。)なお、ここでは、L1 Pre-Signalling dataを用いて説明しているが、P2シンボルが存在しない図70のフレーム構成の場合は、パイロットパターン、および、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の割り当て方法を示す制御情報は、第1、第2 Signalling dataに存在することになる。 Therefore, the broadcast station transmits control information indicating a pilot pattern (pilot insertion method) using L1 Pre-Signaling data. The control information indicating this pilot pattern indicates the pilot insertion method and Table 4 below. Alternatively, when the precoding method for regularly switching the precoding matrix is selected as the transmission method for transmitting the PLP according to the control information in Table 5, the precoding matrix in the precoding method for regularly switching the precoding matrix. The assignment method may be shown. Therefore, a receiving apparatus of a terminal that receives a modulated signal transmitted by a broadcasting station obtains control information indicating a pilot pattern in L1 Pre-Signaling data, and thereby a precoding matrix in a precoding method that switches a precoding matrix regularly. You can know how to assign. (At this time, it is assumed that the pre-coding method for regularly switching the pre-coding matrix is selected as the transmission method for transmitting the PLP according to the control information in Table 4 or Table 5). Here, the description is given using L1 Pre-Signaling data. However, in the case of the frame configuration in FIG. 70 in which no P2 symbol is present, precoding in a precoding method in which a pilot pattern and a precoding matrix are switched regularly is performed. Control information indicating a matrix allocation method exists in the first and second Signaling data.
以下では、さらなる別の例を説明する。例えば、表2のように、変調方式が指定されると同時に規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法で使用するプリコーディング行列が決定される場合、上述の説明と同様に考えることができ、P2シンボルの、パイロットパターンの制御情報とPLPの伝送方法の制御情報と変調方式の制御情報のみを伝送することで、端末の受信装置は、これらの制御情報を得ることで、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法を推定することができる。同様に、表1Bのように、変調方式および誤り訂正符号の方法が指定されると同時に規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法で使用するプリコーディング行列が決定される場合、P2シンボルの、パイロットパターンの制御情報とPLPの伝送方法の制御情報と変調方式の制御情報、誤り訂正符号の方法のみを伝送することで、端末の受信装置は、これらの制御情報を得ることで、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法を推定することができる。 In the following, still another example will be described. For example, as shown in Table 2, when a precoding matrix to be used in a precoding method for switching a precoding matrix regularly is determined at the same time as a modulation scheme is specified, it can be considered in the same manner as described above. By transmitting only P2 symbol pilot pattern control information, PLP transmission method control information, and modulation scheme control information, the terminal receiving apparatus obtains these control information, thereby precoding regularly. It is possible to estimate a precoding matrix allocation method (in the frequency-time axis) of a precoding method for switching matrices. Similarly, as shown in Table 1B, when the precoding matrix to be used in the precoding method for switching the precoding matrix regularly is determined at the same time as the modulation scheme and the error correction code method are specified, By transmitting only the control information of the pilot pattern, the control information of the PLP transmission method, the control information of the modulation scheme, and the error correction code method, the receiving apparatus of the terminal obtains these control information regularly. It is possible to estimate a precoding matrix allocation method (frequency-time axis) of a precoding method for switching a precoding matrix.
しかし、表1B、表2と異なり、変調方式を決定しても、2種類以上の異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のいずれかを選択できる(例えば、周期が異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法から選択できる、または、プリコーディング行列自身が異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法から選択できる)、または、変調方式・誤り訂正方式を決定しても、2種類以上の異なる規則的にプリコーディング行列を切り替える方法のいずれかを選択できる、または、誤り訂正方式を決定しても、2種類以上の異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法から選択できる場合、表5のように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列切り替え方法を伝送することになるが、これに加え、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法に関する情報を伝送してもよい。 However, unlike Tables 1B and 2, even if the modulation scheme is determined, it is possible to select one of two or more different precoding methods for switching the precoding matrix regularly (for example, regularly precoding with different periods). The precoding method for switching the coding matrix can be selected, or the precoding method can be selected from the precoding methods for switching the precoding matrix regularly. Either a method of switching the precoding matrix regularly different from two or more types can be selected, or even if an error correction method is determined, a method of switching between two or more different precoding matrices regularly can be selected In the case, as shown in Table 5 In addition to this, a precoding matrix switching method of a precoding method for switching a matrix is transmitted, and in addition to this, a precoding matrix (in the frequency-time axis) allocation method of a precoding method for switching a precoding matrix regularly Information may be transmitted.
そのときの、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法に関する情報に関する制御情報の構成例を表7に示す。
Table 7 shows an example of the configuration of control information related to information related to a precoding matrix allocation method (in the frequency-time axis) of the precoding method for switching the precoding matrix regularly.
例えば、放送局の送信装置が、パイロットの挿入パターンとして、図76を選択したものとし、かつ、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法として、Aという方法を選択したものとする。このとき、放送局の送信装置は、プリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法として、図78,図80のいずれかを選択可能であるとする。例えば、放送局の送信装置が、図78を選択した場合、表7の「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT」を「00」と設定し、図80を選択した場合、表7の「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT」を「01」と設定するものとする。そして、端末の受信装置は、表7の制御情報を得ることで、プリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法を知ることができる。なお、表7の制御情報は、P2シンボルにより伝送することが可能であり、また、第1、第2、Signalling dataにより、伝送することも可能であ
る。
For example, it is assumed that the transmitter of the broadcasting station selects FIG. 76 as the pilot insertion pattern, and selects the method A as a precoding method for regularly switching the precoding matrix. At this time, it is assumed that the transmission apparatus of the broadcasting station can select either FIG. 78 or FIG. 80 as the precoding matrix allocation method (frequency-time axis). For example, when the transmitter of the broadcasting station selects FIG. 78, “MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT” in Table 7 is set to “00”, and when FIG. 80 is selected, “MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT” in Table 7 is set to “01”. Shall. And the receiving apparatus of a terminal can know the allocation method (in a frequency-time axis) of a precoding matrix by obtaining the control information of Table 7. The control information in Table 7 can be transmitted using P2 symbols, and can also be transmitted using first, second, and signaling data.
以上のように、パイロット挿入方法に基づいた、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の割り当て方法を実現し、かつ、その割り当て方法の情報を的確に送信相手に伝送することで、送信相手である端末の受信装置は、データの伝送効率の向上と、データの受信品質の向上の両立を図ることができるという効果を得ることができる。 As described above, a precoding matrix assignment method of a precoding method that regularly switches precoding matrices based on a pilot insertion method is realized, and information on the assignment method is accurately transmitted to a transmission partner. Thus, the receiving apparatus of the terminal that is the transmission partner can obtain an effect that it is possible to achieve both improvement in data transmission efficiency and improvement in data reception quality.
なお、本実施の形態において、放送局の送信信号数を2とした場合を説明したが、放送局の送信装置の送信アンテナ数を3本以上とし、送信変調信号数を3以上としたときも、同様に実施することができる。また、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。
(実施の形態A4)
本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法において、データの受信品質を向上させるためのレペティション(repetition)方法につ
いて述べる。
In this embodiment, the case where the number of transmission signals of the broadcasting station is set to 2 has been described. Can be implemented similarly. An example of a precoding method for regularly switching the precoding matrix is as described in the first to the sixteenth embodiments. However, the method for regularly switching the precoding matrix is not limited to the method described in the first to the sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices are prepared. In this embodiment, if one precoding matrix is selected from each precoding matrix for each slot, precoding is performed, and a precoding matrix to be regularly used is switched for each slot, It can be implemented similarly.
(Embodiment A4)
In the present embodiment, a repetition method for improving data reception quality in a precoding method for regularly switching precoding matrices will be described.
規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用した送信装置の構成は、図3、図4、図13、図40、図53に示したとおりであるが、本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法に対し、レペティションを適用した場合の応用例について説明する。 The configuration of the transmission apparatus to which the precoding method for switching the precoding matrix regularly is as shown in FIG. 3, FIG. 4, FIG. 13, FIG. 40 and FIG. An application example in which repetition is applied to a precoding method for switching a precoding matrix will be described.
図81は、レペティション適用時の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の信号処理部の構成の一例を示している。図81は、図53で考えた場合、信号処理部5308に相当する。 FIG. 81 illustrates an example of a configuration of a signal processing unit of a precoding method that regularly switches a precoding matrix when applying repetition. FIG. 81 corresponds to the signal processing unit 5308 when considered in FIG.
図81のベースバンド信号8101_1は、図53のベースバンド信号5307_1に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs1のベースバンド信号となる。同様に、図81のベースバンド信号8101_2は、図53のベースバンド信号5307_2に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs2のベースバンド信号となる。 A baseband signal 8101_1 in FIG. 81 corresponds to the baseband signal 5307_1 in FIG. 53, is a baseband signal after mapping, and is a baseband signal of the stream s1. Similarly, the baseband signal 8101_2 in FIG. 81 corresponds to the baseband signal 5307_2 in FIG. 53, is a baseband signal after mapping, and is a baseband signal of the stream s2.
信号処理部(複製部)8102_1は、ベースバンド信号8101_1、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_1が、時間軸に対し、s11、s12、s13、s14、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_1は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_1の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_1は、時間軸に対し、s11、s11、s11、s11のようにs11を4個出力し、その後、s12、s12、s12、s12のようにs12を4個出力し、その後、s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、・・・と出力する。 The signal processing unit (duplication unit) 8102_1 receives the baseband signal 8101_1 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104 is indicated as four times of repetition, the baseband signal 8101_1 is a signal of s11, s12, s13, s14,. If so, the signal processing unit (duplicating unit) 8102_1 duplicates and outputs each signal four times. Therefore, the output of the signal processing unit (duplicating unit) 8102_1, that is, the baseband signal 8103_1 after the leveling, outputs four s11s such as s11, s11, s11, and s11 with respect to the time axis, and then s12 , S12, s12, s12, and four s12 are output, and then s13, s13, s13, s13, s14, s14, s14, s14,.
信号処理部(複製部)8102_2は、ベースバンド信号8101_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_2が、時間軸に対し、s21、s22、s23、s24、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_2は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_2の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_2は、時間軸に対し、s21、s21、s21、s21のようにs21を4個出力し、その後、s22、s22、s22、s22のようにs22を4個出力し、その後、s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、・・・と出力する。 The signal processing unit (duplication unit) 8102_2 receives the baseband signal 8101_2 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104 is indicated as four times of repetition, the baseband signal 8101_2 is a signal of s21, s22, s23, s24,. If so, the signal processing unit (duplicating unit) 8102_2 duplicates each signal four times and outputs it. Therefore, the output of the signal processing unit (duplicating unit) 8102_2, that is, the baseband signal 8103_2 after the leveling, outputs four s21s such as s21, s21, s21, and s21 with respect to the time axis, and then s22 , S22, s22, s22, and four s22 are output, and then s23, s23, s23, s23, s24, s24, s24, s24,.
重み付け合成部(プリコーディング演算部)8105は、レベティション後のベースバンド信号8103_1、8103_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれている規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の情報に基づくプリコーディングを施す、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_1、8103_2に対し、重み付け合成を行い、プリコーディング後のベースバンド信号8106_1(ここでは、z1(i)とあらわす。)、プリコーディング後のベースバンド信号8106_2(ここでは、z2(i)とあらわす。)を出力する(ただし、iは、(時間、または、周波数の)順番をあらわす)
レベティション後のベースバンド信号8103_1、8103_2をそれぞれ、y1(i)、y2(i)、プリコーディング行列をF(i)とすると、以下の関係が成り立つ。
A weighting synthesizer (precoding operation unit) 8105 is a precoding method in which the baseband signals 8103_1 and 8103_2 after control and the control signal 8104 are input and the precoding matrix included in the control signal 8104 is switched regularly. Precoding based on information is performed, that is, weighted synthesis is performed on the baseband signals 8103_1 and 8103_2 after the revelation, and the baseband signal 8106_1 after precoding (in this case, expressed as z1 (i)) and the pre. A baseband signal 8106_2 after coding (here, expressed as z2 (i)) is output (where i indicates an order (in time or frequency)).
When the baseband signals 8103_1 and 8103_2 after the revelation are y1 (i) and y2 (i) and the precoding matrix is F (i), the following relationship is established.
ただし、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のために用意するN(Nは2以上の整数)個のプリコーディング行列をF[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]とすると、式(255)において、プリコーディング行列をF(i)は、F[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]のいずれかを用いるものとする。 However, N (N is an integer of 2 or more) precoding matrices prepared for a precoding method that regularly switches the precoding matrix are F [0], F [1], F [2], F [ 3],..., F [N-1], the precoding matrix F (i) is represented by F [0], F [1], F [2], F [3 in Equation (255). ], ..., F [N-1] shall be used.
ここで、例えば、iが0、1、2、3において、y1(i)は、4個の複製ベースバンド信号s11、s11、s11、s11であり、y2(i)は、4個の複製ベースバンド信号s21、s21、s21、s21であるものとする。すると、以下の条件が成立することが重要となる。
Here, for example, when i is 0, 1, 2, 3, y1 (i) is four replicate baseband signals s11, s11, s11, s11, and y2 (i) is four replicate bases. Assume that the band signals are s21, s21, s21, and s21. Then, it is important that the following conditions are satisfied.
以上を一般化して考える。レペティション回数をK回とし、iがg0、g1、g2,・・・、gK−1(つまり、gj jは0からK−1の整数)において、y1(i)は、s11であるものとする。すると、以下の条件が成立することが重要となる。
The above is generalized. When i is g 0 , g 1 , g 2 ,..., G K−1 (that is, g j j is an integer from 0 to K−1), y1 (i) is s11 Suppose that Then, it is important that the following conditions are satisfied.
同様に、レペティション回数をK回とし、iがh0、h1、h2,・・・、hK−1(つまり、hj jは0からK−1の整数)において、y2(i)は、s21であるものとする。すると、以下の条件が成立することが重要となる。
Similarly, if the number of times of repetition is K, and i is h 0 , h 1 , h 2 ,..., H K−1 (that is, h j j is an integer from 0 to K−1), y2 (i) Is s21. Then, it is important that the following conditions are satisfied.
このとき、gj=hjが成立すしてもよいし、成立しなくてもよい。このようにすることで、レペティションすることにより発生した同一のストリームを異なるプリコーディング行列を利用することで、伝送することになるので、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。 At this time, g j = h j may or may not be satisfied. In this way, since the same stream generated by repetition is transmitted by using different precoding matrices, the effect of improving the data reception quality can be obtained.
なお、本実施の形態において、放送局の送信信号数を2とした場合を説明したが、放送局の送信装置の送信アンテナ数を3本以上とし、送信変調信号数を3以上としたときも、同様に実施することができる。送信信号数をQとしたとき、レペティション回数をK回とし、iがg0、g1、g2,・・・、gK−1(つまり、gj jは0からK−1の整数)において、yb(i)は、sb1であるものとする(bは1からQの整数)。すると、以下の条件が成立することが重要となる。
In this embodiment, the case where the number of transmission signals of the broadcasting station is set to 2 has been described. Can be implemented similarly. When the number of transmission signals is Q, the number of repetitions is K, and i is g 0 , g 1 , g 2 ,..., G K−1 (that is, g j j is an integer from 0 to K−1) In this case, yb (i) is sb1 (b is an integer from 1 to Q). Then, it is important that the following conditions are satisfied.
ただし、F(i)は、送信信号数をQのときのプリコーディング行列となる。
次に、図81とは異なる実施例を、図82を用いて説明する。図82において、図81と同様に動作するものについては同一符号を付した。図82において、図81と異なる点は、同一のデータを異なるアンテナから送信するように、データの並び替えを行っている点である。
However, F (i) is a precoding matrix when the number of transmission signals is Q.
Next, an embodiment different from FIG. 81 will be described with reference to FIG. 82 that operate in the same manner as in FIG. 81 have the same reference numerals. 82 differs from FIG. 81 in that data rearrangement is performed so that the same data is transmitted from different antennas.
図82のベースバンド信号8101_1は、図53のベースバンド信号5307_1に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs1のベースバンド信号となる。同様に、図81のベースバンド信号8101_2は、図53のベースバンド信号5307_2に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs2のベースバンド信号となる。
信号処理部(複製部)8102_1は、ベースバンド信号8101_1、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_1が、時間軸に対し、s11、s12、s13、s14、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_1は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_1の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_1は、時間軸に対し、s11、s11、s11、s11のようにs11を4個出力し、その後、s12、s12、s12、s12のようにs12を4個出力し、その後、s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、・・・と出力する。
A baseband signal 8101_1 in FIG. 82 corresponds to the baseband signal 5307_1 in FIG. 53, is a baseband signal after mapping, and is a baseband signal of the stream s1. Similarly, the baseband signal 8101_2 in FIG. 81 corresponds to the baseband signal 5307_2 in FIG. 53, is a baseband signal after mapping, and is a baseband signal of the stream s2.
The signal processing unit (duplication unit) 8102_1 receives the baseband signal 8101_1 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104 is indicated as four times of repetition, the baseband signal 8101_1 is a signal of s11, s12, s13, s14,. If so, the signal processing unit (duplicating unit) 8102_1 duplicates and outputs each signal four times. Therefore, the output of the signal processing unit (duplicating unit) 8102_1, that is, the baseband signal 8103_1 after the leveling, outputs four s11s such as s11, s11, s11, and s11 with respect to the time axis, and then s12 , S12, s12, s12, and four s12 are output, and then s13, s13, s13, s13, s14, s14, s14, s14,.
信号処理部(複製部)8102_2は、ベースバンド信号8101_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_2が、時間軸に対し、s21、s22、s23、s24、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_2は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_2の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_2は、時間軸に対し、s21、s21、s21、s21のようにs21を4個出力し、その後、s22、s22、s22、s22のようにs22を4個出力し、その後、s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、・・・と出力する。 The signal processing unit (duplication unit) 8102_2 receives the baseband signal 8101_2 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of times of repetition included in the control signal 8104 is indicated as four times of repetition, the baseband signal 8101_2 is a signal of s21, s22, s23, s24,. If so, the signal processing unit (duplicating unit) 8102_2 duplicates each signal four times and outputs it. Therefore, the output of the signal processing unit (duplicating unit) 8102_2, that is, the baseband signal 8103_2 after the leveling, outputs four s21s such as s21, s21, s21, and s21 with respect to the time axis, and then s22 , S22, s22, s22, and four s22 are output, and then s23, s23, s23, s23, s24, s24, s24, s24,.
並び替え部8201は、レベティション後のベースバンド信号8103_1、レベティション後のベースバンド信号8103_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション方法の情報に基づき、データの並び換えを行い、並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2を出力する。例えば、レベティション後のベースバンド信号8103_1が、時間軸に対し、s11、s11、s11、s11のようにs11を4個で構成されており、同様に、レベティション後のベースバンド信号8103_2は、時間軸に対し、s21、s21、s21、s21のようにs21を4個で構成されているものとする。図82では、s11を、式(255)のy1(i)、y2(i)の両者として出力し、同様に、s21を、式(255)のy1(i)、y2(i)の両者として出力する。したがって、s11と同様の並び替えを(s12、s13、・・・)に対しても施し、また、s21と同様の並び替えを(s22、s23、・・・)に対しても施す。したがって、並び替え後のベースバンド信号8202_1は、s11、s21、s11、s21、s12、s22、s12、s22、s13、s23、s13、s23、・・・となり、これが、式(255)のy1(i)に相当する。なお、s11、s21の順番(ここでは、s11、s21、s11、s21としている)はこれに限ったものではなく、どのような順番となってもよく、同様に、s12、s22についても、また、s13、s23についても順番は、どのような順番となってもよい。そして、並び替え後のベースバンド信号8202_2は、s21、s11、s21、s11、s22、s12、s22、s12、s23、s13、s23、s13、・・・となり、これが、式(255)のy2(i)に相当する。なお、s11、s21の順番(ここでは、s21、s11、s21、s11としている)はこれに限ったものではなく、どのような順番となってもよく、同様に、s12、s22についても、また、s13、s23についても順番は、どのような順番となってもよい。 Reordering unit 8201 receives baseband signal 8103_1 after revelation, baseband signal 8103_2 after revelation, and control signal 8104 as input, and performs data reordering based on the information on the repetition method included in control signal 8104. , The rearranged baseband signals 8202_1 and 8202_2 are output. For example, the baseband signal 8103_1 after the revelation is composed of four s11s such as s11, s11, s11, and s11 with respect to the time axis. Similarly, the baseband signal 8103_2 after the revelation is It is assumed that s21 is composed of four pieces like s21, s21, s21, s21 with respect to the time axis. In FIG. 82, s11 is output as both y1 (i) and y2 (i) in equation (255), and similarly, s21 is expressed as both y1 (i) and y2 (i) in equation (255). Output. Therefore, rearrangement similar to s11 is performed on (s12, s13,...), And rearrangement similar to s21 is performed on (s22, s23,...). Therefore, the rearranged baseband signal 8202_1 is s11, s21, s11, s21, s12, s22, s12, s22, s13, s23, s13, s23,..., Which is y1 ( It corresponds to i). Note that the order of s11, s21 (here, s11, s21, s11, s21) is not limited to this, and may be any order. Similarly, for s12, s22, , S13, and s23 may be in any order. Then, the rearranged baseband signal 8202_2 becomes s21, s11, s21, s11, s22, s12, s22, s12, s23, s13, s23, s13,..., Which is y2 ( It corresponds to i). Note that the order of s11, s21 (here, s21, s11, s21, s11) is not limited to this, and may be any order. Similarly, for s12, s22, , S13, and s23 may be in any order.
重み付け合成部(プリコーディング演算部)8105は、並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれている規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の情報に基づくプリコーディングを施す、つまり、並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2に対し、重み付け合成を行い、プリコーディング後のベースバンド信号8106_1(ここでは、z1(i)とあらわす。)、プリコーディング後のベースバンド信号8106_2(ここでは、z2(i)とあらわす。)を出力する(ただし、iは、(時間、または、周波数の)順番をあらわす)
並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2をそれぞれ、前述のとおり、y1(i)、y2(i)、プリコーディング行列をF(i)とすると、式(255)の関係が成立する。
A weighting synthesizer (precoding operation unit) 8105 is a precoding method in which the baseband signals 8202_1 and 8202_2 after rearrangement and the control signal 8104 are input and the precoding matrix included in the control signal 8104 is switched regularly. Precoding based on information is performed, that is, baseband signals 8202_1 and 8202_2 after rearrangement are subjected to weighted synthesis, and baseband signal 8106_1 after precoding (here, expressed as z1 (i)) and pre. A baseband signal 8106_2 after coding (here, expressed as z2 (i)) is output (where i indicates an order (in time or frequency)).
As described above, when the rearranged baseband signals 8202_1 and 8202_2 are y1 (i) and y2 (i) and the precoding matrix is F (i), the relationship of Expression (255) is established.
ただし、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のために用意するN(Nは2以上の整数)個のプリコーディング行列をF[0], F[1], F[2], F[3], ・・
・, F[N-1]とすると、式(255)において、プリコーディング行列をF(i)は、F[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]のいずれかを用いるものとする。
However, N (N is an integer of 2 or more) precoding matrices prepared for a precoding method that regularly switches the precoding matrix are F [0], F [1], F [2], F [ 3], ・ ・
.., F [N-1] In Equation (255), the precoding matrix F (i) is F [0], F [1], F [2], F [3],. , F [N-1].
上述では、レペティション回数を4回として説明したがこれに限ったものではない。そして、図81を用いて説明したときと同様に、図82の構成のときに対しても、数304から数307の条件が成立すると、高い受信品質を得ることができる。 In the above description, the number of times of repetition has been described as four, but the present invention is not limited to this. Similarly to the case described with reference to FIG. 81, high reception quality can be obtained when the conditions of Equations 304 to 307 are satisfied even in the case of the configuration of FIG. 82.
受信装置の構成は、図7、図56に示したとおりであり、式(144)および式(255)の関係が成立することを利用し、信号処理部では、(s11、s12、s13、s14、・・・)のそれぞれで送信されているビットの復調を行い、また、(s21、s22、s23、s24、・・・)のそれぞれで送信されているビットの復調を行う。なお、各ビットは対数尤度比として算出してもよく、また、硬判定値として得てもよい。また、例えば、s11は、K回のレペティションが行われているので、これを利用することで、信頼性の高い、s1で送信されたビットの推定値を得ることが可能となる。(s12、s13、・・・)および、を(s21、s22、s23、・・・)に対しても同様で、信頼性の高い送信されたビットの推定値を得ることができる。 The configuration of the receiving apparatus is as shown in FIGS. 7 and 56, and the signal processing unit uses (s11, s12, s13, s14) by utilizing the fact that the relations of the expressions (144) and (255) are established. ,... Is demodulated, and the bits transmitted in (s21, s22, s23, s24,...) Are demodulated. Each bit may be calculated as a log likelihood ratio or may be obtained as a hard decision value. Further, for example, since s11 is repeated K times, it is possible to obtain a highly reliable estimated value of the bit transmitted in s1 by using this. The same applies to (s12, s13,...) And (s21, s22, s23,...), And a highly reliable estimated value of transmitted bits can be obtained.
本実施の形態では、レペティションを行ったときに、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用する方法について説明した。このとき、レペティションを行ってデータを送信しているスロットとレペティションを行なわずにデータを送信しているスロットの両者が存在したとき、レペティションを行なわずにデータを送信しているスロットの通信方式は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法、プリコーディング行列が固定的なプリコーディング方法を含むいずれの伝送方式を用いてもよい。つまり、レペティションを行ったスロットに対し、本実施の形態の送信方法を用いること自身が、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上で重要となる。 In the present embodiment, the method of applying the precoding method that regularly switches the precoding matrix when the repetition is performed has been described. At this time, when there are both a slot transmitting data by repetition and a slot transmitting data without repetition, the communication system of the slot transmitting data without repetition is Any transmission method including a precoding method that regularly switches the precoding matrix and a precoding method in which the precoding matrix is fixed may be used. That is, the use of the transmission method of the present embodiment for the repeated slot itself is important in obtaining high data reception quality in the receiving apparatus.
また、実施の形態A1から実施の形態A3で説明したDVB規格に関連するシステムでは、P2シンボル、第1、第2 signalling dataは、PLPより受信品質を確保する必
要があるので、P2シンボル、第1、第2 signalling dataを伝送する方式として、本
実施の形態で説明した、レペティションを適用した、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用すると、制御情報の受信装置における受信品質が向上するため、システムを安定的に動作させるためには重要となる。
Further, in the system related to the DVB standard described in the embodiment A1 to the embodiment A3, the P2 symbol and the first and second signaling data need to secure the reception quality from the PLP. As a method for transmitting the first and second signaling data, the reception quality of the control information receiving apparatus is improved by applying the precoding method described in the present embodiment and switching the precoding matrix regularly. Therefore, it is important to operate the system stably.
なお、本実施の形態において、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。
(実施の形態A5)
本実施の形態では、実施の形態A1で説明した送信方法に対し、共通増幅を行うことで、変調信号を送信する方法について説明する。
In the present embodiment, examples of the precoding method for regularly switching the precoding matrix are as described in the first to the sixteenth embodiments. However, the method for regularly switching the precoding matrix is not limited to the method described in the first to the sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices are prepared. In this embodiment, if one precoding matrix is selected from each precoding matrix for each slot, precoding is performed, and a precoding matrix to be regularly used is switched for each slot, It can be implemented similarly.
(Embodiment A5)
In this embodiment, a method of transmitting a modulated signal by performing common amplification on the transmission method described in Embodiment A1 will be described.
図83は、送信装置の構成の一例を示しており、図52と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
図83の変調信号生成部#1から#M(5201_1から5201_M)は、入力信号(入力データ)から、図63、または、図72のP1シンボル用処理後の信号6323_1および6323_2を生成するためのものであり、変調信号z1(5202_1から5202_M)および変調信号z2(5203_1から5203_M)を出力する。
FIG. 83 shows an example of the configuration of the transmission apparatus, and components that operate in the same manner as in FIG.
83. Modulation signal generators # 1 to #M (5201_1 to 5201_M) in FIG. 83 generate signals 6323_1 and 6323_2 after processing for P1 symbol in FIG. 63 or 72 from the input signal (input data). The modulated signal z1 (5202_1 to 5202_M) and the modulated signal z2 (5203_1 to 5203_M) are output.
図83の無線処理部8301_1は、変調信号z1(5202_1から5202_M)
を入力とし、周波数変換等の信号処理を行い、増幅を行い、変調信号8302_1を出力し、変調信号8302_1はアンテナ8303_1から電波として出力さる。
The wireless processing unit 8301_1 in FIG. 83 uses the modulated signal z1 (5202_1 to 5202_M).
Is input, signal processing such as frequency conversion is performed, amplification is performed, and a modulated signal 8302_1 is output. The modulated signal 8302_1 is output as a radio wave from the antenna 8303_1.
同様に、無線処理部8301_2は、変調信号z1(5203_1から5203_M)
を入力とし、周波数変換等の信号処理を行い、増幅を行い、変調信号8302_2を出力し、変調信号8302_2はアンテナ8303_2から電波として出力さる。
Similarly, the wireless processing unit 8301_2 transmits the modulated signal z1 (5203_1 to 5203_M).
Is input, signal processing such as frequency conversion is performed, amplification is performed, and a modulated signal 8302_2 is output. The modulated signal 8302_2 is output as a radio wave from the antenna 8303_2.
以上のように、実施の形態A1の送信方法に対し、異なる周波数帯の変調信号を一度に周波数変換し、増幅するという送信方法をとってもよい。
(実施の形態B1)
以下では、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法の応用例とそれを用いたシステムの構成例を説明する。
As described above, a transmission method may be employed in which the modulation signals of different frequency bands are frequency-converted at once and amplified with respect to the transmission method of Embodiment A1.
(Embodiment B1)
In the following, an application example of the transmission method and the reception method shown in each of the above embodiments and a configuration example of a system using the transmission method will be described.
図84は、上記実施の形態で示した送信方法及び受信方法を実行する装置を含むシステムの構成例を示す図である。上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法は、図84に示すような放送局と、テレビ(テレビジョン)8411、DVDレコーダ8412、STB(Set Top Box)8413、コンピュータ8420、車載のテレビ8441及び携帯
電話8430等の様々な種類の受信機を含むデジタル放送用システム8400において実施される。具体的には、放送局8401が、映像データや音声データ等が多重化された多重化データを上記各実施の形態で示した送信方法を用いて所定の伝送帯域に送信する。
FIG. 84 is a diagram illustrating a configuration example of a system including apparatuses that execute the transmission method and the reception method described in the above embodiment. The transmission method and the reception method shown in each of the above embodiments include a broadcasting station as shown in FIG. 84, a television (television) 8411, a DVD recorder 8412, an STB (Set Top Box) 8413, a computer 8420, a vehicle-mounted television. It is implemented in a digital broadcasting system 8400 that includes various types of receivers such as 8441 and mobile phone 8430. Specifically, the broadcast station 8401 transmits multiplexed data in which video data, audio data, and the like are multiplexed to a predetermined transmission band using the transmission method described in each of the above embodiments.
放送局8401から送信された信号は、各受信機に内蔵された、または外部に設置され当該受信機と接続されたアンテナ(例えば、アンテナ8560、8440)で受信される。各受信機は、アンテナにおいて受信された信号を上記各実施の形態で示した受信方法を用いて復調し、多重化データを取得する。これにより、デジタル放送用システム8400は、上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。 A signal transmitted from the broadcasting station 8401 is received by an antenna (for example, the antennas 8560 and 8440) that is built in each receiver or is installed outside and connected to the receiver. Each receiver demodulates the signal received by the antenna using the reception method described in each of the above embodiments, and acquires multiplexed data. Thereby, the digital broadcast system 8400 can obtain the effects of the present invention described in the above embodiments.
ここで、多重化データに含まれる映像データは、例えばMPEG(Moving Picture Experts Group)2、MPEG4−AVC(Advanced
Video Coding)、VC−1などの規格に準拠した動画符号化方法を用いて符号化されている。また、多重化データに含まれる音声データは例えばドルビーAC(Audio Coding)−3、Dolby Digital Plus、MLP(Meridian Lossless Packing)、DTS(Digital Theater Systems)、DTS−HD、リニアPCM(Pulse Coding
Modulation)等の音声符号化方法で符号化されている。
Here, the video data included in the multiplexed data is, for example, MPEG (Moving Picture Experts Group) 2, MPEG4-AVC (Advanced
Video Coding), VC-1 and the like, are encoded using a moving image encoding method compliant with standards. The audio data included in the multiplexed data includes, for example, Dolby AC (Audio Coding) -3, Dolby Digital Plus, MLP (Merdian Loss Packing), DTS (Digital Theater Systems), DTS-HD, linear PCM (Pulse Coing).
It is encoded by a speech encoding method such as Modulation).
図85は、上記各実施の形態で説明した受信方法を実施する受信機8500の構成の一例を示す図である。図85に示すように、受信機8500の一つの構成の一例として、モデム部分を一つのLSI(またはチップセット)で構成し、コーデックの部分を別の一つのLSI(またはチップセット)で構成するという構成方法が考えられる。図85に示す受信機8500は、図84に示したテレビ(テレビジョン)8411、DVDレコーダ8412、STB(Set Top Box)8413、コンピュータ8420、車載のテレビ844
1及び携帯電話8430等が備える構成に相当する。受信機8500は、アンテナ8560で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換するチューナ8501と、周波数変換されたベースバンド信号を復調して多重化データを取得する復調部8502とを備える。上記各実施の形態で示した受信方法は復調部8502において実施され、これにより上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。
FIG. 85 is a diagram illustrating an example of a configuration of a receiver 8500 that performs the reception method described in each of the above embodiments. As shown in FIG. 85, as an example of one configuration of the receiver 8500, the modem portion is configured by one LSI (or chip set), and the codec portion is configured by another single LSI (or chip set). The configuration method can be considered. 85 includes a television (television) 8411, a DVD recorder 8412, an STB (Set Top Box) 8413, a computer 8420, and an in-vehicle television 844 shown in FIG.
1 and the mobile phone 8430 and the like. The receiver 8500 includes a tuner 8501 that converts a high-frequency signal received by the antenna 8560 into a baseband signal, and a demodulator 8502 that demodulates the frequency-converted baseband signal to obtain multiplexed data. The receiving method shown in each of the above embodiments is implemented in the demodulating unit 8502, whereby the effects of the present invention described in each of the above embodiments can be obtained.
また、受信機8500は、復調部8502で得られた多重化データから映像データと音声データとを分離するストリーム入出力部8520と、分離された映像データに対応する動画像復号方法を用いて映像データを映像信号に復号し、分離された音声データに対応する音声復号方法を用いて音声データを音声信号に復号する信号処理部8504と、復号された音声信号を出力するスピーカ等の音声出力部8506と、復号された映像信号を表示するディスプレイ等の映像表示部8507とを有する。 In addition, the receiver 8500 uses a stream input / output unit 8520 that separates video data and audio data from the multiplexed data obtained by the demodulation unit 8502, and a video decoding method corresponding to the separated video data. A signal processing unit 8504 that decodes data into a video signal and decodes the audio data into an audio signal using an audio decoding method corresponding to the separated audio data, and an audio output unit such as a speaker that outputs the decoded audio signal 8506 and a video display unit 8507 such as a display for displaying the decoded video signal.
例えば、ユーザは、リモコン(リモートコントローラ)8550を用いて、選局したチャネル(選局した(テレビ)番組、選局した音声放送)の情報を操作入力部8510に送信する。すると、受信機8500は、アンテナ8560で受信した受信信号において、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信機8500は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等)(これについては、実施の形態A1〜実施の形態A4で述べており、また、図5、図41に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン8550によって、チャネルを選局する例を説明したが、受信機8500が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。 For example, the user uses the remote controller (remote controller) 8550 to transmit information on the selected channel (selected (television) program, selected audio broadcast) to the operation input unit 8510. Then, the receiver 8500 performs processing such as demodulation and error correction decoding on the signal corresponding to the selected channel in the reception signal received by the antenna 8560, and obtains reception data. At this time, the receiver 8500 transmits a transmission method (such as the transmission method, modulation method, and error correction method described in the above embodiment) included in the signal corresponding to the selected channel (this is the same as in Embodiment A1). (Described in Embodiment A4 and as described in FIG. 5 and FIG. 41). By obtaining control symbol information including the information of FIG. 5, a method such as a reception operation, a demodulation method, and error correction decoding By setting correctly, it is possible to obtain data included in the data symbols transmitted by the broadcast station (base station). In the above description, an example in which the user selects a channel using the remote controller 8550 has been described. However, even if a channel is selected using the channel selection key installed in the receiver 8500, the same operation as described above is performed. Become.
上記の構成により、ユーザは、受信機8500が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を視聴することができる。
また、本実施の形態の受信機8500は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データ(場合によっては、復調部8502で復調されて得られる信号に対して誤り訂正復号を行わないこともある。また、受信機8500は、誤り訂正復号後に他の信号処理が施されることもある。以降について、同様の表現を行っている部分についても、この点は同様である。)に含まれるデータ、または、そのデータに相当するデータ(例えば、データを圧縮することによって得られたデータ)や、動画、音声を加工して得られたデータを、磁気ディスク、光ディスク、不揮発性の半導体メモリ等の記録メディアに記録する記録部(ドライブ)8508を備える。ここで光ディスクとは、例えばDVD(Digital Versatile Disc)やBD(Blu−ray Disc)等の、レーザ光を用いて情報の記憶と読み出しがなされる記録メディアである。磁気ディスクとは、例えばFD(Floppy Disk)(登録商標)やハードディスク(Hard Disk)等の、磁束を用いて磁性体を磁化することにより情報を記憶する記録メディアである。不揮発性の半導体メモリとは、例えばフラッシュメモリや強誘電体メモリ(Ferroelectric Random Access Memory)等の、半導体素子により構成された記録メディアであり、フラッシュメモリを用いたSDカードやFlash SSD(Solid State Drive)などが挙げられる。なお、ここで挙げた記録メディアの種類はあくまでその一例であり、上記の記録メディア以外の記録メディアを用いて記録を行っても良いことは言うまでもない。
With the above structure, the user can view programs received by the receiver 8500 using the reception methods described in the above embodiments.
In addition, the receiver 8500 in this embodiment demodulates the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding (in some cases, the signal obtained by demodulating by the demodulating unit 8502). In addition, the receiver 8500 may be subjected to other signal processing after the error correction decoding. Are the same, or data corresponding to the data (for example, data obtained by compressing the data), data obtained by processing moving images and audio, A recording unit (drive) 8508 for recording on a recording medium such as an optical disk or a non-volatile semiconductor memory. Here, the optical disk is a recording medium on which information is stored and read using a laser beam, such as a DVD (Digital Versatile Disc) and a BD (Blu-ray Disc). The magnetic disk is a recording medium that stores information by magnetizing a magnetic material using a magnetic flux, such as an FD (Floppy Disk) (registered trademark) or a hard disk (Hard Disk). The non-volatile semiconductor memory is a recording medium composed of a semiconductor element such as a flash memory or a ferroelectric memory (Ferroelectric Random Access Memory), for example, an SD card or a flash SSD (Solid State Drive) using the flash memory. ) And the like. Note that the types of recording media listed here are merely examples, and it goes without saying that recording may be performed using recording media other than the recording media described above.
上記の構成により、ユーザは、受信機8500が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を記録して保存し、番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。 With the above configuration, the user records and stores a program received by the receiver 8500 by the reception method described in each of the above embodiments, and data recorded at an arbitrary time after the broadcast time of the program Can be read and viewed.
なお、上記の説明では、受信機8500は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録部8508で記録するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して記録しても良い。例えば、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、記録部8508は、復調部8502で復調された多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを記録しても良い。また、記録部8508は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを記録しても良い。そして、上記で述べた多重化データに含まれるデータ放送サービスのコンテンツを記録部8508は、記録してもよい。 In the above description, receiver 8500 is assumed to record multiplexed data obtained by demodulating by demodulating unit 8502 and decoding error correction using recording unit 8508, but data included in the multiplexed data Some data may be extracted and recorded. For example, when the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding includes contents of data broadcasting service other than video data and audio data, the recording unit 8508 includes the demodulating unit 8502. New multiplexed data obtained by extracting and multiplexing video data and audio data from the multiplexed data demodulated in (5) may be recorded. Also, the recording unit 8508 demodulates by the demodulating unit 8502 and new multiplexed data obtained by multiplexing only one of the video data and the audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding. May be recorded. Then, the recording unit 8508 may record the content of the data broadcasting service included in the multiplexed data described above.
さらには、テレビ、記録装置(例えば、DVDレコーダ、Blu−rayレコーダ、HDDレコーダ、SDカード等)、携帯電話に、本発明で説明した受信機8500が搭載されている場合、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに、テレビや記録装置を動作させるのに使用するソフトウェアの欠陥(バグ)を修正するためのデータや個人情報や記録したデータの流出を防ぐためのソフトウェアの欠陥(バグ)を修正するためのデータが含まれている場合、これらのデータをインストールすることで、テレビや記録装置のソフトウェアの欠陥を修正してもよい。そして、データに、受信機8500のソフトウェアの欠陥(バグ)を修正するためのデータが含まれていた場合、このデータにより、受信機8500の欠陥を修正することもできる。これにより、受信機8500が搭載されているテレビ、記録装置、携帯電話が、より安定的の動作させることが可能となる。 Further, when the receiver 8500 described in the present invention is mounted on a television, a recording device (for example, a DVD recorder, a Blu-ray recorder, an HDD recorder, an SD card, etc.) or a mobile phone, the demodulator 8502 demodulates the data. The outflow of data, personal information, and recorded data for correcting defects (bugs) in software used to operate a television or recording device on multiplexed data obtained by performing error correction decoding If data for correcting a software defect (bug) for preventing the image is included, the software defect of the television or the recording device may be corrected by installing the data. If the data includes data for correcting a software defect (bug) of the receiver 8500, the data of the receiver 8500 can be corrected by this data. Accordingly, a television set, a recording apparatus, and a mobile phone in which the receiver 8500 is mounted can be operated more stably.
ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部8503で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、図示していないCPU等の制御部からの指示により、復調部8502で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。 Here, a process of extracting and multiplexing a part of data from a plurality of data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding is, for example, a stream input / output unit 8503. Done in Specifically, the stream input / output unit 8503 converts the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502 into video data, audio data, data broadcasting service content, and the like according to an instruction from a control unit such as a CPU (not shown). The data is separated into a plurality of data, and only specified data is extracted from the separated data and multiplexed to generate new multiplexed data. Note that the data to be extracted from the separated data may be determined by the user, for example, or may be determined in advance for each type of recording medium.
上記の構成により、受信機8500は記録された番組を視聴する際に必要なデータのみを抽出して記録することができるので、記録するデータのデータサイズを削減することができる。 With the above configuration, the receiver 8500 can extract and record only data necessary for viewing the recorded program, so that the data size of the data to be recorded can be reduced.
また、上記の説明では、記録部8508は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、記録部8508は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の
音声データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。
In the above description, the recording unit 8508 records the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding. The video data included in the multiplexed data obtained by performing the video encoding is different from the video encoding method applied to the video data so that the data size or bit rate is lower than the video data. It may be converted into video data encoded by the encoding method, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted video data may be recorded. At this time, the moving image encoding method applied to the original video data and the moving image encoding method applied to the converted video data may conform to different standards or conform to the same standard. Only the parameters used at the time of encoding may be different. Similarly, the recording unit 8508 demodulates by the demodulating unit 8502, and the audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding has a data size or bit rate lower than that of the audio data. Alternatively, new multiplexed data obtained by converting into voice data encoded by a voice coding method different from the voice coding method applied to the voice data and multiplexing the converted voice data may be recorded.
ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部8503及び信号処理部8504で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、CPU等の制御部からの指示により、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部8504は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部8503は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部8504は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。 Here, the process of demodulating by the demodulator 8502 and converting the video data and audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding into video data and audio data having different data sizes or bit rates is as follows. For example, this is performed by the stream input / output unit 8503 and the signal processing unit 8504. Specifically, in response to an instruction from a control unit such as a CPU, the stream input / output unit 8503 demodulates the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding, video data, audio data, Separated into a plurality of data such as data broadcasting service content. In response to an instruction from the control unit, the signal processing unit 8504 converts the separated video data into video data encoded by a video encoding method different from the video encoding method applied to the video data. And the process which converts the audio | voice data after isolation | separation into the audio | voice data encoded with the audio | voice encoding method different from the audio | voice encoding method given to the said audio | voice data is performed. The stream input / output unit 8503 multiplexes the converted video data and the converted audio data according to an instruction from the control unit, and generates new multiplexed data. Note that the signal processing unit 8504 may perform conversion processing on only one of the video data and audio data in accordance with an instruction from the control unit, or perform conversion processing on both. Also good. In addition, the data size or bit rate of the converted video data and audio data may be determined by the user, or may be determined in advance for each type of recording medium.
上記の構成により、受信機8500は、記録メディアに記録可能なデータサイズや記録部8508がデータの記録または読み出しを行う速度に合わせて映像データや音声データのデータサイズまたはビットレートを変更して記録することができる。これにより、記録メディアに記録可能なデータサイズが復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのデータサイズよりも小さい場合や、記録部がデータの記録または読み出しを行う速度が復調部8502で復調された多重化データのビットレートよりも低い場合でも記録部が番組を記録することが可能となるので、ユーザは番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。 With the above configuration, the receiver 8500 changes the data size or bit rate of video data or audio data according to the data size that can be recorded on the recording medium and the speed at which the recording unit 8508 records or reads the data. can do. Accordingly, when the data size that can be recorded on the recording medium is smaller than the data size of the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding, the recording unit records or reads the data. Since the recording unit can record the program even when the speed at which the recording is performed is lower than the bit rate of the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502, the user can select an arbitrary time after the program is broadcast. It is possible to read and view the data recorded in the.
また、受信機8500は、復調部8502で復調された多重化データを外部機器に対して通信媒体8530を介して送信するストリーム出力IF(Interface:インターフェース)8509を備える。ストリーム出力IF8509の一例としては、Wi−Fi(登録商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した多重化データを、無線媒体(通信媒体8530に相当)を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力IF8509は、イーサネットやUSB(Universal Serial Bus)、PLC(Power Line Communication)、HDMI(High−Definition Multimedia Interface)等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された多重化データを当該ストリーム出力IF8509に接続された有線伝送路(通信媒体8530に相当)を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。 The receiver 8500 includes a stream output IF (Interface) 8509 that transmits the multiplexed data demodulated by the demodulator 8502 to an external device via the communication medium 8530. As an example of the stream output IF 8509, Wi-Fi (registered trademark) (IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEEE802.11g, IEEE802.11n, etc.), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Zigbee and other wireless communication standards are compliant. A wireless communication device that transmits multiplexed data modulated using a communication method to an external device via a wireless medium (corresponding to the communication medium 8530) can be given. The stream output IF 8509 is multiplexed data modulated using a communication method compliant with a wired communication standard such as Ethernet, USB (Universal Serial Bus), PLC (Power Line Communication), HDMI (High-Definition Multimedia Interface). May be transmitted to an external device via a wired transmission path (corresponding to the communication medium 8530) connected to the stream output IF 8509.
上記の構成により、ユーザは、受信機8500が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した多重化データを外部機器で利用することができる。ここでいう多重化データの利用とは、ユーザが外部機器を用いて多重化データをリアルタイムで視聴することや、外部機器に備えられた記録部で多重化データを記録すること、外部機器からさらに別の外部機器に対して多重化データを送信すること等を含む。 With the above configuration, the user can use multiplexed data received by the receiver 8500 by the receiving method described in each of the above embodiments in an external device. The use of multiplexed data here means that the user views the multiplexed data in real time using an external device, records the multiplexed data with a recording unit provided in the external device, and further from the external device. Including transmitting multiplexed data to another external device.
なお、上記の説明では、受信機8500は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号
を行うことで得られた多重化データをストリーム出力IF8509が出力するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して出力しても良い。例えば、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを出力しても良い。また、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調された多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを出力しても良い。
In the above description, the receiver 8500 is assumed that the stream output IF 8509 outputs the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding. However, the data included in the multiplexed data Some data may be extracted and output. For example, when the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding includes content of a data broadcasting service other than video data and audio data, the stream output IF 8509 includes the demodulating unit 8502. Then, new multiplexed data obtained by extracting and multiplexing video data and audio data from multiplexed data obtained by demodulation and error correction decoding may be output. The stream output IF 8509 may output new multiplexed data obtained by multiplexing only one of video data and audio data included in the multiplexed data demodulated by the demodulator 8502.
ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部8503で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、図示していないCPU(Central Processing Unit)等の制御部からの指示により、復調部8502で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、ストリーム出力IF8509の種類毎に予め決められていてもよい。 Here, a process of extracting and multiplexing a part of data from a plurality of data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding is, for example, a stream input / output unit 8503. Done in Specifically, the stream input / output unit 8503 converts the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502 into video data, audio data, and data broadcasts according to an instruction from a control unit such as a CPU (Central Processing Unit) (not shown). The data is separated into a plurality of data such as service contents, and only designated data is extracted and multiplexed from the separated data to generate new multiplexed data. Note that the data to be extracted from the separated data may be determined by the user, for example, or may be determined in advance for each type of the stream output IF 8509.
上記の構成により、受信機8500は外部機器が必要なデータのみを抽出して出力することができるので、多重化データの出力により消費される通信帯域を削減することができる。 With the above configuration, the receiver 8500 can extract and output only the data necessary for the external device, so that the communication band consumed by the output of the multiplexed data can be reduced.
また、上記の説明では、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。 In the above description, the stream output IF 8509 records the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulator 8502 and performing error correction decoding, but demodulating by the demodulator 8502 and decoding error correction The video data included in the multiplexed data obtained by performing the video encoding is different from the video encoding method applied to the video data so that the data size or bit rate is lower than the video data. Conversion into video data encoded by the conversion method, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted video data may be output. At this time, the moving image encoding method applied to the original video data and the moving image encoding method applied to the converted video data may conform to different standards or conform to the same standard. Only the parameters used at the time of encoding may be different. Similarly, the stream output IF 8509 is demodulated by the demodulator 8502 and the audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding has a data size or bit rate lower than that of the audio data. Alternatively, it may be converted into audio data encoded by an audio encoding method different from the audio encoding method applied to the audio data, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted audio data may be output.
ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部8503及び信号処理部8504で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、制御部からの指示により、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部8504は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部8503は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部8504は制御部からの指示に
応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、ストリーム出力IF8509の種類毎に予め決められていてもよい。
Here, the process of demodulating by the demodulator 8502 and converting the video data and audio data included in the multiplexed data obtained by performing error correction decoding into video data and audio data having different data sizes or bit rates is as follows. For example, this is performed by the stream input / output unit 8503 and the signal processing unit 8504. Specifically, in response to an instruction from the control unit, the stream input / output unit 8503 demodulates the data in the demodulating unit 8502 and decodes the error correction, thereby converting the multiplexed data obtained into video data, audio data, and data broadcasting service. It is separated into a plurality of data such as contents. In response to an instruction from the control unit, the signal processing unit 8504 converts the separated video data into video data encoded by a video encoding method different from the video encoding method applied to the video data. And the process which converts the audio | voice data after isolation | separation into the audio | voice data encoded with the audio | voice encoding method different from the audio | voice encoding method given to the said audio | voice data is performed. The stream input / output unit 8503 multiplexes the converted video data and the converted audio data according to an instruction from the control unit, and generates new multiplexed data. Note that the signal processing unit 8504 may perform conversion processing on only one of the video data and audio data in accordance with an instruction from the control unit, or perform conversion processing on both. Also good. The data size or bit rate of the converted video data and audio data may be determined by the user or may be determined in advance for each type of stream output IF 8509.
上記の構成により、受信機8500は、外部機器との間の通信速度に合わせて映像データや音声データのビットレートを変更して出力することができる。これにより、外部機器との間の通信速度が、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのビットレートよりも低い場合でもストリーム出力IFから外部機器新しい多重化データを出力することが可能となるので、ユーザは他の通信装置において新しい多重化データを利用することが可能になる。 With the above structure, the receiver 8500 can change the bit rate of video data or audio data according to the communication speed with the external device and output the changed data. As a result, even if the communication speed with the external device is lower than the bit rate of the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulator 8502 and performing error correction decoding, a new multiplex from the stream output IF is obtained. Therefore, the user can use the new multiplexed data in another communication apparatus.
また、受信機8500は、外部機器に対して信号処理部8504で復号された映像信号及び音声信号を外部の通信媒体に対して出力するAV(Audio and Visual)出力IF(Interface)8511を備える。AV出力IF8511の一例としては、Wi−Fi(登録商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Gigbee等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した映像信号及び音声信号を、無線媒体を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力IF8509は、イーサネットやUSB、PLC、HDMI等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された映像信号及び音声信号を当該ストリーム出力IF8509に接続された有線伝送路を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。また、ストリーム出力IF8509は、映像信号及び音声信号をアナログ信号のまま出力するケーブルを接続する端子であってもよい。 The receiver 8500 also includes an AV (Audio and Visual) output IF (Interface) 8511 that outputs the video signal and the audio signal decoded by the signal processing unit 8504 to an external device to an external communication medium. As an example of AV output IF8511, Wi-Fi (registered trademark) (IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEEE802.11g, IEEE802.11n, etc.), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Gigbee and other wireless communication standards A wireless communication device that transmits a video signal and an audio signal modulated using a communication method to an external device via a wireless medium can be given. Also, the stream output IF 8509 is connected to a video signal and an audio signal modulated using a communication method compliant with a wired communication standard such as Ethernet, USB, PLC, and HDMI via a wired transmission path connected to the stream output IF 8509. It may be a wired communication device that transmits to an external device. Further, the stream output IF 8509 may be a terminal for connecting a cable that outputs the video signal and the audio signal as analog signals.
上記の構成により、ユーザは、信号処理部8504で復号された映像信号及び音声信号を外部機器で利用することができる。
さらに、受信機8500は、ユーザ操作の入力を受け付ける操作入力部8510を備える。受信機8500は、ユーザの操作に応じて操作入力部8510に入力される制御信号に基づいて、電源のON/OFFの切り替えや、受信するチャネルの切り替え、字幕表示の有無や表示する言語の切り替え、音声出力部8506から出力される音量の変更等の様々な動作の切り替えや、受信可能なチャネルの設定等の設定の変更を行う。
With the above configuration, the user can use the video signal and the audio signal decoded by the signal processing unit 8504 in an external device.
Furthermore, the receiver 8500 includes an operation input unit 8510 that receives an input of a user operation. Based on a control signal input to the operation input unit 8510 in accordance with a user operation, the receiver 8500 switches power ON / OFF, switches a channel to be received, whether to display subtitles, and switches a language to be displayed. Then, various operations such as a change in volume output from the audio output unit 8506 are switched, and settings such as setting of receivable channels are changed.
また、受信機8500は、当該受信機8500で受信中の信号の受信品質を示すアンテナレベルを表示する機能を備えていてもよい。ここで、アンテナレベルとは、例えば受信機8500が受信した信号のRSSI(Received Signal Strength Indication、Received Signal Strength Indicator、受信信号強度)、受信電界強度、C/N(Carrier−to−noise power ratio)、BER(Bit Error Rate:ビットエラー率)、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報(Channel
State Information)等に基づいて算出される受信品質を示す指標であり、信号レベル、信号の優劣を示す信号である。この場合、復調部8502は受信した信号のRSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等を測定する受信品質測定部を備え、受信機8500はユーザの操作に応じてアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)をユーザが識別可能な形式で映像表示部8507に表示する。アンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)の表示形式は、RSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じた数値を表示するものであっても良いし、RSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じて異なる画像を表示するようなものであっても良い。また、受信機85
00は、上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信して分離された複数のストリームs1、s2、・・・毎に求めた複数のアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を表示しても良いし、複数のストリームs1、s2、・・・から求めた1つのアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を表示しても良い。また、番組を構成する映像データや音声データが階層伝送方式を用いて送信されている場合は、階層毎に信号のレベル(信号の優劣を示す信号)を示しても可能である。
The receiver 8500 may have a function of displaying an antenna level indicating the reception quality of a signal being received by the receiver 8500. Here, the antenna level refers to, for example, RSSI (Received Signal Strength Indication, Received Signal Strength Indicator, received signal strength), received field strength, C / N (Carrier-to-noise power) of a signal received by the receiver 8500. , BER (Bit Error Rate), packet error rate, frame error rate, channel state information (Channel)
This is an index indicating reception quality calculated based on (State Information) and the like, and is a signal indicating signal level and signal superiority. In this case, the demodulation unit 8502 includes a reception quality measurement unit that measures the RSSI, received field strength, C / N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, and the like of the received signal. In response to the operation, the antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of the signal) is displayed on the video display unit 8507 in a format that can be identified by the user. The display format of antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of signal) is to display numerical values according to RSSI, received electric field strength, C / N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, etc. Alternatively, different images may be displayed according to RSSI, received electric field strength, C / N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, and the like. In addition, the receiver 85
00 is a plurality of antenna levels (signal levels, signals indicating superiority or inferiority of signals) obtained for each of a plurality of streams s1, s2,... Received and separated by using the reception method described in the above embodiments. ) Or a single antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of signal) obtained from a plurality of streams s1, s2,. In addition, when video data and audio data constituting a program are transmitted using a hierarchical transmission method, a signal level (a signal indicating superiority or inferiority of a signal) may be indicated for each hierarchy.
上記の構成により、ユーザは上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信する場合のアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を数値的に、または、視覚的に把握することができる。 With the above configuration, the user can grasp numerically or visually the antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of the signal) when receiving using the reception method described in the above embodiments. Can do.
なお、上記の説明では受信機8500が、音声出力部8506、映像表示部8507、記録部8508、ストリーム出力IF8509、及びAV出力IF8511を備えている場合を例に挙げて説明したが、これらの構成の全てを備えている必要はない。受信機8500が上記の構成のうち少なくともいずれか一つを備えていれば、ユーザは復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを利用することができるため、各受信機はその用途に合わせて上記の構成を任意に組み合わせて備えていれば良い。
(多重化データ)
次に、多重化データの構造の一例について詳細に説明する。放送に用いられるデータ構造としてはMPEG2−トランスポートストリーム(TS)が一般的であり、ここではMPEG2−TSを例に挙げて説明する。しかし、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法で伝送される多重化データのデータ構造はMPEG2−TSに限られず、他のいかなるデータ構造であっても上記の各実施の形態で説明した効果を得られることは言うまでもない。
In the above description, the case where the receiver 8500 includes the audio output unit 8506, the video display unit 8507, the recording unit 8508, the stream output IF 8509, and the AV output IF 8511 has been described as an example. You don't have to have everything. If the receiver 8500 has at least one of the above-described configurations, the user can use the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulator 8502 and performing error correction decoding. Each receiver may be provided with any combination of the above configurations according to its use.
(Multiplexed data)
Next, an example of the structure of multiplexed data will be described in detail. As a data structure used for broadcasting, MPEG2-transport stream (TS) is generally used, and here, MPEG2-TS will be described as an example. However, the data structure of the multiplexed data transmitted by the transmission method and the reception method shown in each of the above embodiments is not limited to MPEG2-TS, and any other data structure will be described in each of the above embodiments. Needless to say, the same effect can be obtained.
図86は、多重化データの構成の一例を示す図である。図86に示すように多重化データは、各サービスで現在提供されている番組(programmeまたはその一部であるevent)を構成する要素である、例えばビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム(PG)、インタラクティブグラファイックスストリーム(IG)などのエレメンタリーストリームのうち、1つ以上を多重化することで得られる。多重化データで提供されている番組が映画の場合、ビデオストリームは映画の主映像および副映像を、オーディオストリームは映画の主音声部分と当該主音声とミキシングする副音声を、プレゼンテーショングラフィックスストリームとは映画の字幕をそれぞれ示している。ここで主映像とは画面に表示される通常の映像を示し、副映像とは主映像の中に小さな画面で表示する映像(例えば、映画のあらすじを示したテキストデータの映像など)のことである。また、インタラクティブグラフィックスストリームは、画面上にGUI部品を配置することにより作成される対話画面を示している。 FIG. 86 is a diagram illustrating an example of a configuration of multiplexed data. As shown in FIG. 86, the multiplexed data is an element that constitutes a program (program or an event that is a part thereof) currently provided by each service, for example, a video stream, an audio stream, a presentation graphics stream (PG). ) Or an elementary stream such as an interactive graphics stream (IG). If the program provided by the multiplexed data is a movie, the video stream is the main video and sub video of the movie, the audio stream is the main audio portion of the movie and the sub audio mixed with the main audio, and the presentation graphics stream. Shows the subtitles of the movie. Here, the main video is a normal video displayed on the screen, and the sub-video is a video displayed on a small screen in the main video (for example, video of text data showing a movie outline). is there. The interactive graphics stream indicates an interactive screen created by arranging GUI components on the screen.
多重化データに含まれる各ストリームは、各ストリームに割り当てられた識別子であるPIDによって識別される。例えば、映画の映像に利用するビデオストリームには0x1011が、オーディオストリームには0x1100から0x111Fまでが、プレゼンテーショングラフィックスには0x1200から0x121Fまでが、インタラクティブグラフィックスストリームには0x1400から0x141Fまでが、映画の副映像に利用するビデオストリームには0x1B00から0x1B1Fまで、主音声とミキシングする副音声に利用するオーディオストリームには0x1A00から0x1A1Fが、それぞれ割り当てられている。 Each stream included in the multiplexed data is identified by a PID that is an identifier assigned to each stream. For example, 0x1011 for video streams used for movie images, 0x1100 to 0x111F for audio streams, 0x1200 to 0x121F for presentation graphics, 0x1400 to 0x141F for interactive graphics streams, 0x1B00 to 0x1B1F are assigned to video streams used for sub-pictures, and 0x1A00 to 0x1A1F are assigned to audio streams used for sub-audio mixed with the main audio.
図87は、多重化データがどのように多重化されているかの一例を模式的に示す図である。まず、複数のビデオフレームからなるビデオストリーム8701、複数のオーディオ
フレームからなるオーディオストリーム8704を、それぞれPESパケット列8702および8705に変換し、TSパケット8703および8706に変換する。同じくプレゼンテーショングラフィックスストリーム8711およびインタラクティブグラフィックス8714のデータをそれぞれPESパケット列8712および8715に変換し、さらにTSパケット8713および8716に変換する。多重化データ8717はこれらのTSパケット(8703、8706、8713、8716)を1本のストリームに多重化することで構成される。
FIG. 87 is a diagram schematically illustrating an example of how multiplexed data is multiplexed. First, a video stream 8701 composed of a plurality of video frames and an audio stream 8704 composed of a plurality of audio frames are converted into PES packet sequences 8702 and 8705, respectively, and converted into TS packets 8703 and 8706. Similarly, the data of the presentation graphics stream 8711 and the interactive graphics 8714 are converted into PES packet sequences 8712 and 8715, respectively, and further converted into TS packets 8713 and 8716. The multiplexed data 8717 is configured by multiplexing these TS packets (8703, 8706, 8713, 8716) into one stream.
図88は、PESパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されるかをさらに詳しく示している。図88における第1段目はビデオストリームのビデオフレーム列を示す。第2段目は、PESパケット列を示す。図88の矢印yy1,yy2,yy3,yy4に示すように、ビデオストリームにおける複数のVideo Presentation UnitであるIピクチャ、Bピクチャ、Pピクチャは、ピクチャ毎に分割され、PESパケットのペイロードに格納される。各PESパケットはPESヘッダを持ち、PESヘッダには、ピクチャの表示時刻であるPTS(Presentation Time−Stamp)やピクチャの復号時刻であるDTS(Decoding Time−Stamp)が格納される。
図89は、多重化データに最終的に書き込まれるTSパケットの形式を示している。TSパケットは、ストリームを識別するPIDなどの情報を持つ4ByteのTSヘッダとデータを格納する184ByteのTSペイロードから構成される188Byte固定長のパケットであり、上記PESパケットは分割されTSペイロードに格納される。BD−ROMの場合、TSパケットには、4ByteのTP_Extra_Headerが付与され、192Byteのソースパケットを構成し、多重化データに書き込まれる。TP_Extra_HeaderにはATS(Arrival_Time_Stamp)などの情報が記載される。ATSは当該TSパケットのデコーダのPIDフィルタへの転送開始時刻を示す。多重化データには図89下段に示すようにソースパケットが並ぶこととなり、多重化データの先頭からインクリメントする番号はSPN(ソースパケットナンバー)と呼ばれる。
FIG. 88 shows in more detail how the video stream is stored in the PES packet sequence. The first row in FIG. 88 shows a video frame sequence of the video stream. The second level shows a PES packet sequence. As indicated by arrows yy1, yy2, yy3, and yy4 in FIG. 88, a plurality of Video Presentation Units in the video stream are divided into pictures, B pictures, and P pictures and stored in the payload of the PES packet. . Each PES packet has a PES header, and a PTS (Presentation Time-Stamp) that is a picture display time and a DTS (Decoding Time-Stamp) that is a picture decoding time are stored in the PES header.
FIG. 89 shows the format of a TS packet that is finally written in the multiplexed data. The TS packet is a 188-byte fixed-length packet composed of a 4-byte TS header having information such as a PID for identifying a stream and a 184-byte TS payload for storing data. The PES packet is divided and stored in the TS payload. The In the case of a BD-ROM, a 4-byte TP_Extra_Header is added to a TS packet, forms a 192-byte source packet, and is written in multiplexed data. In TP_Extra_Header, information such as ATS (Arrival_Time_Stamp) is described. ATS indicates the transfer start time of the TS packet to the PID filter of the decoder. As shown in the lower part of FIG. 89, source packets are arranged in the multiplexed data, and the number incremented from the head of the multiplexed data is called SPN (source packet number).
また、多重化データに含まれるTSパケットには、ビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリームなどの各ストリーム以外にもPAT(Program Association Table)、PMT(Program
Map Table)、PCR(Program Clock Reference)などがある。PATは多重化データ中に利用されるPMTのPIDが何であるかを示し、PAT自身のPIDは0で登録される。PMTは、多重化データ中に含まれる映像・音声・字幕などの各ストリームのPIDと各PIDに対応するストリームの属性情報(フレームレート、アスペクト比など)を持ち、また多重化データに関する各種ディスクリプタを持つ。ディスクリプタには多重化データのコピーを許可・不許可を指示するコピーコントロール情報などがある。PCRは、ATSの時間軸であるATC(Arrival Time Clock)とPTS・DTSの時間軸であるSTC(System Time Clock)の同期を取るために、そのPCRパケットがデコーダに転送されるATSに対応するSTC時間の情報を持つ。
図90はPMTのデータ構造を詳しく説明する図である。PMTの先頭には、そのPMTに含まれるデータの長さなどを記したPMTヘッダが配置される。その後ろには、多重化データに関するディスクリプタが複数配置される。上記コピーコントロール情報などが、ディスクリプタとして記載される。ディスクリプタの後には、多重化データに含まれる各ストリームに関するストリーム情報が複数配置される。ストリーム情報は、ストリームの圧縮コーデックなどを識別するためのストリームタイプ、ストリームのPID、ストリ
ームの属性情報(フレームレート、アスペクト比など)が記載されたストリームディスクリプタから構成される。ストリームディスクリプタは多重化データに存在するストリームの数だけ存在する。
The TS packet included in the multiplexed data includes PAT (Program Association Table), PMT (Program) in addition to each stream such as a video stream, an audio stream, and a presentation graphics stream.
Map Table) and PCR (Program Clock Reference). PAT indicates what the PID of the PMT used in the multiplexed data is, and the PID of the PAT itself is registered as 0. The PMT has the PID of each stream such as video / audio / subtitles included in the multiplexed data and the stream attribute information (frame rate, aspect ratio, etc.) corresponding to each PID, and various descriptors related to the multiplexed data. Have. The descriptor includes copy control information for instructing permission / non-permission of copying of multiplexed data. In order to synchronize ATC (Arrival Time Clock), which is the time axis of ATS, and STC (System Time Clock), which is the time axis of PTS / DTS, the PCR corresponds to the ATS in which the PCR packet is transferred to the decoder. Contains STC time information.
FIG. 90 is a diagram for explaining the data structure of the PMT in detail. A PMT header describing the length of data included in the PMT is arranged at the head of the PMT. After that, a plurality of descriptors related to multiplexed data are arranged. The copy control information and the like are described as descriptors. After the descriptor, a plurality of pieces of stream information regarding each stream included in the multiplexed data are arranged. The stream information is composed of a stream descriptor that describes a stream type for identifying a compression codec of the stream, a stream PID, and stream attribute information (frame rate, aspect ratio, etc.). There are as many stream descriptors as the number of streams existing in the multiplexed data.
記録媒体などに記録する場合には、上記多重化データは、多重化データ情報ファイルと共に記録される。
図91は、その多重化データファイル情報の構成を示す図である。多重化データ情報ファイルは、図91に示すように多重化データの管理情報であり、多重化データと1対1に対応し、多重化データ情報、ストリーム属性情報とエントリマップから構成される。
When recording on a recording medium or the like, the multiplexed data is recorded together with the multiplexed data information file.
FIG. 91 shows the structure of the multiplexed data file information. As shown in FIG. 91, the multiplexed data information file is management information of multiplexed data, has a one-to-one correspondence with the multiplexed data, and includes multiplexed data information, stream attribute information, and an entry map.
多重化データ情報は図91に示すようにシステムレート、再生開始時刻、再生終了時刻から構成されている。システムレートは多重化データの、後述するシステムターゲットデコーダのPIDフィルタへの最大転送レートを示す。多重化データ中に含まれるATSの間隔はシステムレート以下になるように設定されている。再生開始時刻は多重化データの先頭のビデオフレームのPTSであり、再生終了時刻は多重化データの終端のビデオフレームのPTSに1フレーム分の再生間隔を足したものが設定される。 As shown in FIG. 91, the multiplexed data information includes a system rate, a reproduction start time, and a reproduction end time. The system rate indicates the maximum transfer rate of multiplexed data to the PID filter of the system target decoder described later. The ATS interval included in the multiplexed data is set to be equal to or less than the system rate. The playback start time is the PTS of the first video frame of the multiplexed data, and the playback end time is set by adding the playback interval for one frame to the PTS of the video frame at the end of the multiplexed data.
図92は、多重化データファイル情報に含まれるストリーム属性情報の構成を示す図である。ストリーム属性情報は図92に示すように、多重化データに含まれる各ストリームについての属性情報が、PID毎に登録される。属性情報はビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム、インタラクティブグラフィックスストリーム毎に異なる情報を持つ。ビデオストリーム属性情報は、そのビデオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、ビデオストリームを構成する個々のピクチャデータの解像度がどれだけであるか、アスペクト比はどれだけであるか、フレームレートはどれだけであるかなどの情報を持つ。オーディオストリーム属性情報は、そのオーディオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、そのオーディオストリームに含まれるチャンネル数は何であるか、何の言語に対応するか、サンプリング周波数がどれだけであるかなどの情報を持つ。これらの情報は、プレーヤが再生する前のデコーダの初期化などに利用される。 FIG. 92 shows the structure of stream attribute information included in multiplexed data file information. As shown in FIG. 92, in the stream attribute information, attribute information for each stream included in the multiplexed data is registered for each PID. The attribute information has different information for each video stream, audio stream, presentation graphics stream, and interactive graphics stream. The video stream attribute information includes the compression codec used to compress the video stream, the resolution of the individual picture data constituting the video stream, the aspect ratio, and the frame rate. It has information such as how much. The audio stream attribute information includes the compression codec used to compress the audio stream, the number of channels included in the audio stream, the language supported, and the sampling frequency. With information. These pieces of information are used for initialization of the decoder before the player reproduces it.
本実施の形態においては、上記多重化データのうち、PMTに含まれるストリームタイプを利用する。また、記録媒体に多重化データが記録されている場合には、多重化データ情報に含まれる、ビデオストリーム属性情報を利用する。具体的には、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置において、PMTに含まれるストリームタイプ、または、ビデオストリーム属性情報に対し、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成された映像データであることを示す固有の情報を設定するステップまたは手段を設ける。この構成により、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成した映像データと、他の規格に準拠する映像データとを識別することが可能になる。 In the present embodiment, among the multiplexed data, the stream type included in the PMT is used. Also, when multiplexed data is recorded on the recording medium, video stream attribute information included in the multiplexed data information is used. Specifically, in the video encoding method or apparatus shown in each of the above embodiments, the video encoding shown in each of the above embodiments for the stream type or video stream attribute information included in the PMT. There is provided a step or means for setting unique information indicating that the video data is generated by the method or apparatus. With this configuration, it is possible to discriminate between video data generated by the moving picture encoding method or apparatus described in the above embodiments and video data compliant with other standards.
図93は、放送局(基地局)から送信された、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータを含む変調信号を受信する受信装置9304を含む映像音声出力装置9300の構成の一例を示している。なお、受信装置9304の構成は、図85の受信装置8500に相当する。映像音声出力装置9300には、例えば、OS(Operating System:オペレーティングシステム)が搭載されており、また、インターネットに接続するための通信装置9306(例えば、無線LAN(Local Area Network)やイーザーネットのための通信装置)が搭載されている。これにより、映像を表示する部分9301では、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像9302、および、インターネット上で提供されるハイパーテキスト(World Wide Web(ワールド ワ
イド ウェブ:WWW))9303を同時に表示することが可能となる。そして、リモコン
(携帯電話やキーボードであってもよい)9307を操作することにより、データ放送のためのデータにおける映像9302、インターネット上で提供されるハイパーテキスト9303のいずれかを選択し、動作を変更することになる。例えば、インターネット上で提供されるハイパーテキスト9303が選択された場合、表示しているWWWのサイトを、リ
モコンを操作することにより、変更することになる。また、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像9302が選択されている場合、リモコン9307により、選局したチャネル(選局した(テレビ)番組、選局した音声放送)の情報を送信する。すると、IF9305は、リモコンで送信された情報を取得し、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(これについては、実施の形態A1〜実施の形態A4で述べており、また、図5、図41に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン9307によって、チャネルを選局する例を説明したが、映像音声出力装置9300が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。
FIG. 93 shows an example of a configuration of a video / audio output device 9300 including a reception device 9304 that receives video and audio data or a modulation signal including data for data broadcasting transmitted from a broadcast station (base station). Is shown. Note that the configuration of the reception device 9304 corresponds to the reception device 8500 in FIG. The video / audio output device 9300 includes, for example, an OS (Operating System), and a communication device 9306 for connecting to the Internet (for example, for a wireless local area network (LAN) or Ethernet). Communication device). Accordingly, in the video display portion 9301, video and audio data, or video 9302 in data for data broadcasting, and hypertext (World Wide Web (WWW)) provided on the Internet are displayed. ) 9303 can be displayed simultaneously. Then, by operating a remote controller (which may be a mobile phone or a keyboard) 9307, either the video 9302 in the data for data broadcasting or the hypertext 9303 provided on the Internet is selected and the operation is changed. Will do. For example, when hypertext 9303 provided on the Internet is selected, the displayed WWW site is changed by operating the remote controller. When video 9302 in video and audio data or data for data broadcasting is selected, the remote control 9307 selects a channel selected (selected (TV) program, selected audio broadcast). Send information. Then, IF 9305 acquires information transmitted by the remote controller, and receiving apparatus 9304 performs processing such as demodulation and error correction decoding on a signal corresponding to the selected channel, and obtains received data. At this time, reception apparatus 9304 transmits a transmission method included in a signal corresponding to the selected channel (this is described in Embodiment A1 to Embodiment A4, and is described in FIGS. 5 and 41). By including the control symbol information including the following information), the reception operation, demodulation method, error correction decoding, and other methods are set correctly, so that they are included in the data symbols transmitted by the broadcast station (base station). Data can be obtained. In the above description, an example in which the user selects a channel by using the remote controller 9307 has been described. It becomes operation.
また、インターネットを用い、映像音声出力装置9300を操作してもよい。例えば、他のインターネット接続している端末から、映像音声出力装置9300に対し、録画(記憶)の予約を行う。(したがって、映像音声出力装置9300は、図85のように、記録部8508を有していることになる。)そして、録画を開始する前に、チャネルを選局することになり、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等)(これについては、実施の形態A1〜実施の形態A4で述べており、また、図5、図41に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。
(その他補足)
本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話(mobile phone)等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェース(例えば、USB)を介して接続できるような形態であることも考えられる。
Further, the video / audio output device 9300 may be operated using the Internet. For example, a recording (storage) reservation is made to the video / audio output apparatus 9300 from another terminal connected to the Internet. (Therefore, the video / audio output device 9300 has a recording unit 8508 as shown in FIG. 85.) Before starting recording, the channel is selected and the receiving device 9304 is selected. In this case, the signal corresponding to the selected channel is subjected to processing such as demodulation and error correction decoding to obtain received data. At this time, the reception device 9304 transmits a transmission method (a transmission method, a modulation method, an error correction method, etc. described in the above embodiment) included in a signal corresponding to the selected channel (this is the embodiment A1). (Described in Embodiment A4 and as described in FIG. 5 and FIG. 41). By obtaining control symbol information including the information of FIG. 5, a method such as a reception operation, a demodulation method, and error correction decoding By setting correctly, it is possible to obtain data included in the data symbols transmitted by the broadcast station (base station).
(Other supplements)
In this specification, it is conceivable that the transmission device is equipped with a communication / broadcasting device such as a broadcasting station, a base station, an access point, a terminal, a mobile phone, and the like. It is conceivable that the receiving device is equipped with a communication device such as a television, a radio, a terminal, a personal computer, a mobile phone, an access point, and a base station. In addition, the transmission device and the reception device in the present invention are devices having a communication function, and the devices have some interface (for example, a device for executing an application such as a television, a radio, a personal computer, and a mobile phone). For example, it may be possible to connect via USB).
また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。 In the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, postamble, reference symbol, etc.), control information symbols, etc., are arranged in any manner. Good. Here, the pilot symbol and the control information symbol are named, but any naming method may be used, and the function itself is important.
パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、PSK変調を用いて変調した既知のシンボル(または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。)であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、(各変調信号の)チャネル推定(CSI(Channel St
ate Information)の推定)、信号の検出等を行うことになる。
The pilot symbol is, for example, a known symbol modulated by using PSK modulation in a transmitter / receiver (or the receiver may know the symbol transmitted by the transmitter by synchronizing the receiver). .), And the receiver uses this symbol to perform frequency synchronization, time synchronization, channel estimation (for each modulated signal) (CSI (Channel Stell)).
ate Information), signal detection, and the like.
また、制御情報用のシンボルは、(アプリケーション等の)データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報(例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等)を伝送するためのシンボルである。 In addition, the control information symbol is information (for example, a modulation method, an error correction coding method used for communication, a communication information symbol) that needs to be transmitted to a communication partner in order to realize communication other than data (such as an application). This is a symbol for transmitting an error correction coding method coding rate, setting information in an upper layer, and the like.
なお、本発明は上記実施の形態1〜5に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。 The present invention is not limited to Embodiments 1 to 5 described above, and can be implemented with various modifications. For example, in the above embodiment, the case of performing as a communication device has been described. However, the present invention is not limited to this, and this communication method can also be performed as software.
また、上記では、2つの変調信号を2つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、4つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、4つの変調信号を生成し、4つのアンテナから送信する方法、つまり、N個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、N個の変調信号を生成し、N個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト(行列)を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。
本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」「プリコーディング行列」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく(例えば、コードブック(codebook)と呼んでもよい。)、本発明では、その信号処理自身が重要となる。
また、本明細書において、受信装置で、ML演算、APP、Max-logAPP、ZF、MMSE等を用いて
説明しているが、この結果、送信装置が送信したデータの各ビットの軟判定結果(対数尤度、対数尤度比)や硬判定結果(「0」または「1」)を得ることになるが、これらを総称して、検波、復調、検出、推定、分離と呼んでもよい。
ストリームs1(t)、s2(t)により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
2ストリームのベースバンド信号s1(i)、s2(i)(ただし、iは、(時間、または、周波数(キャリア)の)順番をあらわす)に対し、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングを行い生成された、プリコーディング後のベースバンド信号z1(i)、z2(i)において、プリコーディング後のベースバンド信号z1(i)の同相I成分をI1(i)、直交成分をQ1(i)とし、プリコーディング後のベースバンド信号z2(i)の同相I成分をI2(i)、直交成分をQ2(i)とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
とし、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)に相当する変調信号を送信アンテナ1、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)に相当する変調信号を送信アンテナ2から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号r2(i)を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ
2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(
i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
としてもよい。また、上述では、2ストリームの信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、2ストリームより多い信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
In the above description, the precoding switching method in the method of transmitting two modulated signals from two antennas has been described. However, the present invention is not limited to this, and precoding is performed on four mapped signals. In a method of generating one modulated signal and transmitting from four antennas, that is, a method of generating N modulated signals by performing precoding on N mapped signals and transmitting from N antennas Similarly, a precoding switching method for changing precoding weights (matrixes) can be similarly implemented.
In this specification, terms such as “precoding”, “precoding weight”, and “precoding matrix” are used. However, any name may be used (for example, a codebook) In the present invention, the signal processing itself is important.
In addition, in this specification, the receiving device is described using ML operation, APP, Max-logAPP, ZF, MMSE, etc., but as a result, the soft decision result of each bit of data transmitted by the transmitting device ( A log likelihood, a log likelihood ratio) and a hard decision result (“0” or “1”) are obtained. These may be collectively referred to as detection, demodulation, detection, estimation, and separation.
Different data may be transmitted by the streams s1 (t) and s2 (t), or the same data may be transmitted.
Pre-switching the precoding matrix regularly for two streams of baseband signals s 1 (i), s 2 (i) (where i represents the order of (time or frequency (carrier))). In the baseband signals z 1 (i) and z 2 (i) after precoding generated by coding, the in-phase I component of the baseband signal z 1 (i) after precoding is represented by I 1 (i), The quadrature component is Q 1 (i), the in-phase I component of the baseband signal z 2 (i) after precoding is I 2 (i), and the quadrature component is Q 2 (i). At this time, the baseband component is replaced,
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The modulation signal corresponding to the baseband signal r 1 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 1 and the modulation signal corresponding to the baseband signal r 2 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 2 to the same frequency at the same time. The modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 1 (i) and the replaced baseband signal r 2 (i) are used from different antennas at the same time at the same time. May be transmitted. Also,
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), and the quadrature component is I 2 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i) and the quadrature component is Q
2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i) and the quadrature component is I 1 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i), and the quadrature component is Q 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), and the quadrature component is I 2 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i), and the quadrature component is Q 1 (i).
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i) and the quadrature component is I 1 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i), and the quadrature component is Q 1 (i).
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the base band signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the base band signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i) and the quadrature component is I 2 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i), and the quadrature component is Q 2 (i).
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i), and the quadrature component is I 1 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i), and the quadrature component is Q 2 (i).
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i) and the quadrature component is I 2 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i), and the quadrature component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i), and the quadrature component is I 1 (
i) The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i), and the quadrature component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
It is good. In the above description, the precoding is performed on the signals of two streams and the in-phase component and the quadrature component of the signals after the precoding are exchanged. However, the present invention is not limited to this. It is also possible to perform coding and replace the in-phase component and the quadrature component of the signal after precoding.
送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている1つ
のアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。
本明細書において、「∀」は全称記号(universal quantifier)をあらわしており、「∃」は存在記号(existential quantifier)をあらわしている。
Both the transmitting antenna of the transmitting device and the receiving antenna of the receiving device may be configured by a plurality of antennas.
In this specification, “∀” represents a universal quantifier, and “∃” represents an existent quantifier.
また、本明細書において、複素平面における、例えば、偏角のような、位相の単位は、「ラジアン(radian)」としている。
複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数
z = a + jb (a、bはともに実数であり、jは虚数単位である)に、複素平面上の点 (a, b) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
a=r×cosθ、
b=r×sinθ
Further, in this specification, the unit of phase, such as declination, in the complex plane is “radian”.
Using a complex plane, it can be displayed in polar form as a display of complex polar coordinates. Complex number
When z = a + jb (a and b are both real numbers and j is an imaginary unit) and a point (a, b) on the complex plane is made to correspond, this point is [r, θ] in polar coordinates If it is expressed,
a = r × cos θ,
b = r × sin θ
が成り立ち、r は z の絶対値 (r = |z|) であり、θ が偏角 (argument)となる。そして、z = a + jbは、rejθとあらわされる。
本発明の説明において、ベースバンド信号、s1、s2、z1、z2は複素信号となるが、複素信号とは、同相信号をI、直交信号をQとしたとき、複素信号はI + jQ(jは
虚数単位)とあらわされることになる。このとき、Iがゼロとなってもよいし、Qがゼロとなってもよい。
本明細書で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いた放送システムの一例を図59に示す。図59において、映像符号化部5901は、映像を入力とし、映像符号化を行い、映像符号化後のデータ5902を出力する。音声符号化部5903は、音声を入力とし、音声符号化を行い、音声符号化後のデータ5904を出力する。データ符号化部5905は、データを入力とし、データの符号化(例えば、データ圧縮)を行い、データ符号化後のデータ5906を出力する。これらをまとめて、情報源符号化部5900とする。
Where r is the absolute value of z (r = | z |) and θ is the argument. Z = a + jb is expressed as re jθ .
In the description of the present invention, the baseband signals s1, s2, z1, and z2 are complex signals. When the in-phase signal is I and the quadrature signal is Q, the complex signal is I + jQ ( j is an imaginary unit). At this time, I may be zero or Q may be zero.
FIG. 59 shows an example of a broadcasting system using the method for switching the precoding matrix regularly described in this specification. In FIG. 59, a video encoding unit 5901 receives video as input, performs video encoding, and outputs video 5902 after video encoding. The speech encoding unit 5903 receives speech as input, performs speech encoding, and outputs speech encoded data 5904. The data encoding unit 5905 receives data, performs data encoding (for example, data compression), and outputs data 5906 after data encoding. These are collectively referred to as an information source encoding unit 5900.
送信部5907は、映像符号化後のデータ5902、音声符号化後のデータ5904、データ符号化後のデータ5906を入力とし、これらのデータのいずれか、または、これらのデータ全てを送信データとし、誤り訂正符号化、変調、プリコーディング等の処理(例えば、図3の送信装置における信号処理)を施し、送信信号5908_1から5908_Nを出力する。そして、送信信号5908_1から5908_Nはそれぞれアンテナ5909_1から5909_Nにより、電波として送信される。 The transmission unit 5907 receives the data 5902 after video encoding, the data 5904 after audio encoding, and the data 5906 after data encoding as one of these data or all of these data as transmission data. Processing such as error correction coding, modulation, and precoding (for example, signal processing in the transmission apparatus in FIG. 3) is performed, and transmission signals 5908_1 to 5908_N are output. Transmission signals 5908_1 to 5908_N are transmitted as radio waves by antennas 5909_1 to 5909_N, respectively.
受信部5912は、アンテナ5910_1から5910_Mで受信した受信信号5911_1から5911_Mを入力とし、周波数変換、プリコーディングのデコード、対数尤度比算出、誤り訂正復号等の処理(例えば、図7の受信装置における処理)を施し、受信データ5913、5915、5917を出力する。情報源復号部5919は、受信データ
5913、5915、5917を入力とし、映像復号化部5914は、受信データ5913を入力とし、映像用の復号を行い、映像信号を出力し、映像は、テレビ、ディスプレーに表示される。また、音声復号化部5916は、受信データ5915を入力とし。音声用の復号を行い、音声信号を出力し、音声は、スピーカーから流れる。また、データ復号化部5918は、受信データ5917を入力とし、データ用の復号を行い、データの情報を出力する。
また、本発明の説明を行っている実施の形態において、以前にも説明したようにOFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式において、送信装置が保有している符号化器の数は、いくつであってもよい。したがって、例えば、図4のように、送信装置が、符号化器を1つ具備し、出力を分配する方法を、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式にも適用することも当然可能である。このとき、図4の無線部310A、310Bを図13のOFDM方式関連処理部1301A、1301Bに置き換えればよいことになる。このとき、OFDM方式関連処理部の説明は、実施の形態1のとおりである。
また、実施の形態A1から実施の形態A5では、本明細書で述べた「異なるプリコーディング行列を切り替える方法」とは異なる複数のプリコーディング行列を用いて、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を実現しても、同様に実施することができる。
なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めROM(Read Only
Memory)に格納しておき、そのプログラムをCPU(Central Processor Unit)によって動作させるようにしても良い。
The reception unit 5912 receives the received signals 5911_1 to 5911_M received by the antennas 5910_1 to 5910_M, and performs processing such as frequency conversion, precoding decoding, log likelihood ratio calculation, error correction decoding, and the like (for example, in the receiving apparatus of FIG. 7). Process) and output received data 5913, 5915, 5917. The information source decoding unit 5919 receives the received data 5913, 5915, and 5917, and the video decoding unit 5914 receives the received data 5913, decodes the video, and outputs a video signal. Appears on the display. The voice decoding unit 5916 receives the received data 5915 as an input. Audio decoding is performed and an audio signal is output, and the audio flows from the speaker. Also, the data decoding unit 5918 receives the received data 5917, performs data decoding, and outputs data information.
Further, in the embodiment in which the present invention is described, in the multicarrier transmission scheme such as the OFDM scheme as described before, the number of encoders possessed by the transmission apparatus is any number. May be. Therefore, for example, as shown in FIG. 4, it is naturally possible to apply a method in which the transmission apparatus includes one encoder and distributes the output to a multicarrier transmission scheme such as the OFDM scheme. At this time, the radio units 310A and 310B in FIG. 4 may be replaced with the OFDM system related processing units 1301A and 1301B in FIG. At this time, the description of the OFDM scheme-related processing unit is as in the first embodiment.
In Embodiment A1 to Embodiment A5, a method of regularly switching a precoding matrix using a plurality of precoding matrices different from the “method of switching different precoding matrices” described in this specification is used. Even if it is realized, it can be similarly implemented.
For example, a program for executing the above communication method is previously stored in a ROM (Read Only
The program may be stored in a memory and the program may be operated by a CPU (Central Processor Unit).
また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのRAM(Random Access Memory)に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。 In addition, a program for executing the communication method is stored in a computer-readable storage medium, the program stored in the storage medium is recorded in a RAM (Random Access Memory) of the computer, and the computer is operated according to the program. You may do it.
そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるLSI(Large Scale Integration)として実現されてもよい。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように1チップ化されてもよい。 ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC(Integrated Circuit)、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。 Each configuration such as the above-described embodiments may be typically realized as an LSI (Large Scale Integration) which is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include all or part of the configurations of the respective embodiments. Although referred to here as LSI, depending on the degree of integration, it may also be called IC (Integrated Circuit), system LSI, super LSI, or ultra LSI. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。
(その他の補足2)
2ストリームのベースバンド信号s1(i)、s2(i)(ある変調方式のマッピング後のベースバンド信号)(ただし、iは、(時間、または、周波数(キャリア)の)順番をあらわす)に対し、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングを行い生成された、プリコーディング後のベースバンド信号z1(i)、z2(i)において、プリコーディング後のベースバンド信号z1(i)の同相I成分をI1(i)、直交成分をQ1(i)とし、プリコーディング後のベースバンド信号z2(i)の同相I成分をI2(i)、直交成分をQ2(i)とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
とし、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)に相当する変調信号を送信アンテナ1、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)に相当する変調信号を送信アンテナ2から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号r2(i)を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をQ2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をI2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i)、直交成分をQ2(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i)、直交成分をQ1(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i)、直交成分をI1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i)、直交成分をI2(i)
としてもよい。また、上述では、2ストリームの信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、2ストリームより多い信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
また、上記の例では、同一時刻(同一周波数((サブ)キャリア))のベースバンド信号の入れ替えを説明しているが、同一時刻のベースバンド信号の入れ替えでなくてもよい。例として、以下のように記述することができる
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をI2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をI2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をI2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をI1(i+v)、直交成分をQ2(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をI2(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をI2(i+w)、直交成分をQ1(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r2(i)の同相成分をQ2(i+w)、直交成分をI1(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)の同相成分をQ1(i+v)、直交成分をI2(i+w)
図94は、上記の記載を説明するベースバンド信号入れ替え部9402を示す図である。図94に示すように、プリコーディング後のベースバンド信号z1(i)9401_01、z2(i)9401_02において、プリコーディング後のベースバンド信号z1(i)9401_01の同相I成分をI1(i)、直交成分をQ1(i)とし、プリコーディング後のベースバンド信号z2(i)9401_02の同相I成分をI2(i)、直交成分をQ2(i)とする。そして、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)9403_01の同相成分をIr1(i)、直交成分をQr1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)9403_02の同相成分をIr2(i)、直交成分をQr2(i)とすると、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)9403_01の同相成分Ir1(i)、直交成分Qr1(i)、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)9403_02の同相成分Ir2(i)、直交成分をQr2(i)は上述で説明したいずれかであらわされるものとする。なお、この例では、同一時刻(同一周波数((サブ)キャリア))のプリコーディング後のベースバンド信号の入れ替えについて説明したが、上述のように、異なる時刻(異なる周波数((サブ)キャリア))のプリコーディング後のベースバンド信号の入れ替えであってもよい。
そして、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)9403_01に相当する変調信号を送信アンテナ1、入れ替え後のベースバンド信号r2(i)9403_02に相当する変調信号を送信アンテナ2から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号r1(i)9403_01に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号r2(i)9403_02を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信することになる。
実施の形態A1から実施の形態A5、および、実施の形態1で述べたシンボルの配置方法では、本明細書で述べた「異なるプリコーディング行列を切り替える方法」とは異なる複数のプリコーディング行列を用いて規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法としても、同様に実施することができる。また、他の実施の形態についても同様である。なお、以下では、異なる複数のプリコーディング行列について補足説明する。
規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のためにN個の用意するプリコーディングをF[0], F[1], F[2],・・・F[N-3],F[N-2],F[N-1]であらわすものとする。このとき、上記で述べた「異なる複数のプリコーディング行列」とは、以下の2つの条件(条件*1および条件*2)を満たすものであるものとする。
Further, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. There is a possibility of adaptation of biotechnology.
(Other supplement 2)
Two streams of baseband signals s 1 (i), s 2 (i) (baseband signals after mapping of a certain modulation method) (where i represents the order of (time or frequency (carrier))) contrast, generated performs precoding for switching regularly precoding matrix, in the baseband signal z 1 after precoding (i), z 2 (i), the baseband signal z 1 after precoding (i ) Is the in-phase I component, I 1 (i), the quadrature component is Q 1 (i), the in-phase I component of the baseband signal z 2 (i) after precoding is I 2 (i), and the quadrature component is Q 2 (I). At this time, the baseband component is replaced,
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The modulation signal corresponding to the baseband signal r 1 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 1 and the modulation signal corresponding to the baseband signal r 2 (i) after replacement is transmitted from the transmission antenna 2 to the same frequency at the same time. The modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 1 (i) and the replaced baseband signal r 2 (i) are used from different antennas at the same time at the same time. May be transmitted. Also,
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the base band signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the base band signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the base band signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the base band signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i ), The orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i ), The orthogonal component is I 2 (i)
It is good. In the above description, the precoding is performed on the signals of two streams and the in-phase component and the quadrature component of the signals after the precoding are exchanged. However, the present invention is not limited to this. It is also possible to perform coding and replace the in-phase component and the quadrature component of the signal after precoding.
In the above example, replacement of baseband signals at the same time (same frequency ((sub) carrier)) has been described. However, the replacement of baseband signals at the same time is not necessary. As an example, it can be described as follows: The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is Q 2 (i + w), and the baseband signal r after replacement 2 (i) in-phase component is I 2 (i + w) and quadrature component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is I 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is Q 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i + w), the orthogonal component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the base band signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is Q 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is I 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i + w), the orthogonal component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is Q 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is I 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i + w), the orthogonal component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i + w), the orthogonal component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is I 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is I 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is Q 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i + w), the orthogonal component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is Q 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is I 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 2 (i + w), the orthogonal component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is Q 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is I 1 (i + v), the quadrature component is Q 2 (i + w), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is I 2 (i + w)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i + w), the quadrature component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 2 (i + w). ), The orthogonal component is Q 1 (i + v)
The in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 2 (i + w), the quadrature component is I 1 (i + v), and the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 1 (i + v). ), The orthogonal component is I 2 (i + w)
FIG. 94 is a diagram showing a baseband signal switching unit 9402 for explaining the above description. As shown in FIG. 94, in the baseband signals z 1 (i) 9401 — 01 and z 2 (i) 9401 — 02 after precoding, the in-phase I component of the baseband signals z 1 (i) 9401 — 01 after precoding is I 1 ( i) The quadrature component is Q 1 (i), the in-phase I component of the baseband signal z 2 (i) 9401 — 02 after precoding is I 2 (i), and the quadrature component is Q 2 (i). The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) 9403 — 01 after replacement is Ir 1 (i), the quadrature component is Qr 1 (i), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) 9403 — 02 after replacement is Ir. 2 (i), assuming that the quadrature component is Qr 2 (i), the in-phase component Ir 1 (i), the quadrature component Qr 1 (i) of the baseband signal r 1 (i) 9403 — 01 after replacement, and the baseband after replacement It is assumed that the in-phase component Ir 2 (i) and the quadrature component Qr 2 (i) of the signal r 2 (i) 9403 — 02 are expressed as described above. In this example, replacement of baseband signals after precoding at the same time (same frequency ((sub) carrier)) has been described. However, as described above, different times (different frequencies ((sub) carrier)) The baseband signal may be replaced after the precoding.
Then, the modulation signal corresponding to the baseband signal r 1 (i) 9403_01 after replacement is transmitted from the transmission antenna 1 and the modulation signal corresponding to the baseband signal r 2 (i) 9403_02 after replacement is transmitted from the transmission antenna 2 at the same time. The modulated signal corresponding to the baseband signal r 1 (i) 9403 — 01 after replacement and the baseband signal r 2 (i) 9403 — 02 after replacement are transmitted from different antennas at the same time, such as transmitting using the same frequency. Transmission is performed using the same frequency.
In the symbol arrangement methods described in Embodiment A1 to Embodiment A5 and Embodiment 1, a plurality of precoding matrices different from the “method of switching different precoding matrices” described in this specification are used. Thus, a precoding method for switching the precoding matrix regularly can be implemented in the same manner. The same applies to other embodiments. In the following, a supplementary description of a plurality of different precoding matrices will be given.
F [0], F [1], F [2],... F [N-3], F [N -2], F [N-1]. At this time, it is assumed that the “different precoding matrices” described above satisfy the following two conditions (condition * 1 and condition * 2).
また、プリコーディング行列として、行列Rにおいて、a、b、c、dのいずれか一つが「ゼロ」である行列を用いてもよい。つまり、(1)aがゼロであり、b、c、dはゼロでない、(2)bがゼロであり、a、c、dはゼロでない、(3)cがゼロであり、a、b、dはゼロでない、(4)dがゼロであり、a、b、cはゼロでない、であってもよいことになる。 Further, as a precoding matrix, a matrix in which any one of a, b, c, and d is “zero” in the matrix R may be used. That is, (1) a is zero, b, c, d are not zero, (2) b is zero, a, c, d are not zero, (3) c is zero, a, b , D is non-zero, (4) d is zero, and a, b, c may be non-zero.
そして、本発明の説明で示したシステム例では、2つの変調信号を2つのアンテナから送信し、それぞれを2つのアンテナで受信するMIMO方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にMISO(Multiple Input Single Output)方式の通信システムにも適用できる。MISO方式の場合、送信装置において、複数のプリコーディング行列を規則的に切り替えるプリコーディング方法を適用している点は、これまでの説明のとおりである。一方で、受信装置は、図7に示す構成のうち、アンテナ701_Y、無線部703_Y、変調信号z1のチャネル変動推定部707_1、変調信号z2のチャネル変動推定部707_2がない構成となるが、この場合であっても、本明細書の中で示した処理を実行することで、送信装置が送信したデータを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を1つのアンテナで受信して復号できることは周知のこと(1アンテナ受信において、ML演算等(Max-log APP等)の処理を施せばよい。)であり、本発明では、図7の信号処理部711において、送信側で用いた規則的に切り替えるプリコーディング方法を考慮した復調(検波)を行えばよいことになる。 In the system example shown in the description of the present invention, a MIMO communication system in which two modulated signals are transmitted from two antennas and received by the two antennas is disclosed. (Multiple Input Single Output) communication system is also applicable. In the case of the MISO system, the point that the precoding method for regularly switching a plurality of precoding matrices is applied in the transmitting apparatus is as described above. On the other hand, the receiving apparatus has a configuration without the antenna 701_Y, the radio unit 703_Y, the channel fluctuation estimation unit 707_1 of the modulation signal z1, and the channel fluctuation estimation unit 707_2 of the modulation signal z2 in the configuration illustrated in FIG. Even so, the data transmitted by the transmission device can be estimated by executing the processing shown in this specification. In addition, it is well known that a plurality of transmitted signals can be received and decoded by one antenna in the same frequency band and at the same time (in one antenna reception, processing such as ML calculation (Max-log APP etc.) is performed. In the present invention, the signal processing unit 711 in FIG. 7 may perform demodulation (detection) in consideration of the regularly switched precoding method used on the transmission side.
本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばOFDM−MIMO通信システムに適用して好適である。また、複数の送信箇所を持つ有線通信システム(例えば、PLC(Power Line Communication)システム、光通信システム、DSL(Digital Subscriber Line:デジタル加入者線)システム)において、MIMO伝送を行う場合
についても適用することができ、このとき、複数の送信箇所を用いて、本発明で説明したような複数の変調信号を送信することになる。また、変調信号は、複数の送信箇所から送信されてもよい。
The present invention can be widely applied to wireless systems that transmit different modulated signals from a plurality of antennas, and is suitable for application to, for example, an OFDM-MIMO communication system. The present invention also applies to a case where MIMO transmission is performed in a wired communication system having a plurality of transmission points (for example, a PLC (Power Line Communication) system, an optical communication system, a DSL (Digital Subscriber Line) system). At this time, a plurality of modulated signals as described in the present invention are transmitted using a plurality of transmission locations. The modulated signal may be transmitted from a plurality of transmission locations.
302A,302B 符号化器
304A,304B インタリーバ
306A,306B マッピング部
314 重み付け合成情報生成部
308A,308B 重み付け合成部
310A,310B 無線部
312A,312B アンテナ
402 符号化器
404 分配部
504#1,504#2 送信アンテナ
505#1,505#2 受信アンテナ
600 重み付け合成部
703_X 無線部
701_X アンテナ
705_1 チャネル変動推定部
705_2 チャネル変動推定部
707_1 チャネル変動推定部
707_2 チャネル変動推定部
709 制御情報復号部
711 信号処理部
803 INNER MIMO検波部
805A,805B 対数尤度算出部
807A,807B デインタリーバ
809A,809B 対数尤度比算出部
811A,811B Soft−in/soft−outデコーダ
813A,813B インタリーバ
815 記憶部
819 重み付け係数生成部
901 Soft−in/soft−outデコーダ
903 分配器
1301A,1301B OFDM方式関連処理部
1402A,1402A シリアルパラレル変換部
1404A,1404B 並び換え部
1406A,1406B 逆高速フーリエ変換部
1408A,1408B 無線部
2200 プリコーディングウェイト行列生成部
2300 並び替え部
4002 符号化器群
302A, 302B Encoder 304A, 304B Interleaver 306A, 306B Mapping unit 314 Weighted synthesis information generation unit 308A, 308B Weighting synthesis unit 310A, 310B Radio unit 312A, 312B Antenna 402 Encoder 404 Distribution unit 504 # 1, 504 # 2 Transmitting antenna 505 # 1, 505 # 2 receiving antenna 600 weighting combining section 703_X radio section 701_X antenna 705_1 channel fluctuation estimating section 705_2 channel fluctuation estimating section 707_1 channel fluctuation estimating section 707_2 channel fluctuation estimating section 709 control information decoding section 711 signal processing section 803 INNER MIMO detection unit 805A, 805B log likelihood calculation unit 807A, 807B deinterleaver 809A, 809B log likelihood ratio calculation unit 811A, 811B Soft- n / soft-out decoders 813A and 813B Interleaver 815 Storage unit 819 Weighting coefficient generation unit 901 Soft-in / soft-out decoder 903 Distributor 1301A and 1301B OFDM system related processing units 1402A and 1402A Serial parallel conversion units 1404A and 1404B Rearrangement 1406A, 1406B Inverse fast Fourier transform units 1408A, 1408B Radio unit 2200 Precoding weight matrix generation unit 2300 Rearrangement unit 4002 Encoder group
Claims (4)
複数の変調信号に対して施すプリコーディング処理を規定するN個の行列F[i](ただし、iは0以上N−1以下の整数であり、Nは3以上の整数である。)、の中から一つの行列をスロット毎に切り替えて選択し、
前記スロット毎に第1のビット群から生成された第1の変調信号s1と第2のビット群から生成された第2の変調信号s2とに対して、前記選択された行列F[i]に応じたプリコーディング処理を施すことにより、第1の送信信号z1と第2の送信信号z2とを生成し、
前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2を、それぞれ第1のアンテナ及び第2のアンテナから同一の周波数で同時に送信し、
前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2は、(z1、z2)T=F[i](s1、s2)Tを満たし、
前記N個の行列F[i]は、
θ11(i)及びθ21(i)は、
前記N個の行列のそれぞれは、所定数のスロット内で少なくとも一回選択され、
前記Nは奇数である
送信方法。 A transmission method,
N matrices F [i] (where i is an integer from 0 to N-1 and N is an integer of 3 or more) defining precoding processing to be applied to a plurality of modulated signals. Select one of the matrix by switching for each slot,
For the first modulated signal s1 generated from the first bit group and the second modulated signal s2 generated from the second bit group for each slot, the selected matrix F [i] By performing a corresponding precoding process, a first transmission signal z1 and a second transmission signal z2 are generated,
Transmitting the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 simultaneously from the first antenna and the second antenna at the same frequency, respectively;
The first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 satisfy (z1, z2) T = F [i] (s1, s2) T ,
The N matrices F [i] are
θ 11 (i) and θ 21 (i) are
Each of the N matrices is selected at least once within a predetermined number of slots;
The transmission method wherein N is an odd number.
複数の変調信号に対して施すプリコーディング処理を規定するN個の行列F[i](ただし、iは0以上N−1以下の整数であり、Nは3以上の整数である。)の中から一つの行列をスロット毎に切り替えて選択する重み付け合成情報生成部と、
前記スロット毎に第1のビット群から生成された第1の変調信号s1と第2のビット群から生成された第2の変調信号s2とに対して、前記選択された行列F[i]に応じたプリコーディング処理を施すことにより第1の送信信号z1と第2の送信信号z2を生成する、重み付け合成部と、
前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2を、それぞれ第1のアンテナ及び第2のアンテナから同一の周波数で同時に送信させる送信部とを、備え、
前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2は、(z1、z2)T=F[i](s1、s2)Tを満たし、
前記N個の行列F[i]は、
θ11(i)及びθ21(i)は、
前記N個の行列のそれぞれは、所定数のスロット内で少なくとも一回選択され、
前記Nは奇数である
送信装置。 A transmitting device,
Among N matrices F [i] (where i is an integer from 0 to N-1 and N is an integer of 3 or more) that defines precoding processing to be applied to a plurality of modulated signals. A weighted synthesis information generation unit that selects and selects one matrix from slot to slot;
For the first modulated signal s1 generated from the first bit group and the second modulated signal s2 generated from the second bit group for each slot, the selected matrix F [i] A weighting and synthesizing unit that generates a first transmission signal z1 and a second transmission signal z2 by performing a corresponding precoding process;
A transmission unit for transmitting the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 simultaneously from the first antenna and the second antenna at the same frequency, respectively,
The first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 satisfy (z1, z2) T = F [i] (s1, s2) T ,
The N matrices F [i] are
θ 11 (i) and θ 21 (i) are
Each of the N matrices is selected at least once within a predetermined number of slots;
The transmitting apparatus, wherein N is an odd number.
それぞれ第1のアンテナ及び第2のアンテナから同一の周波数で同時に送信された第1の送信信号z1と第2の送信信号z2とを受信して得られた信号である受信信号を取得し、
前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2は、スロット毎に第1のビット群から生成された第1の変調信号s1及び第2のビット群から生成された第2の変調信号s2にプリコーディング処理を施して生成されており、前記プリコーディング処理は、N個の行列F[i](ただし、iは0以上N−1以下の整数であり、Nは3以上の整数である。)の中からスロット毎に切り替えて選択された一つの行列に応じた処理であり、
前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2は(z1、z2)T=F[i](s1、s2)Tの関係を満たし、
前記N個の行列F[i]は、
θ11(i)及びθ21(i)は、
前記N個の行列のそれぞれは、所定数のスロット内で少なくとも一回選択され、
さらに、前記受信方法は、送信側において各スロット毎に選択された行列に応じて、前記受信信号を復調することにより受信データを生成するステップを含み、前記Nは奇数である受信方法。 A receiving method,
Obtaining a reception signal that is a signal obtained by receiving the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 transmitted simultaneously at the same frequency from the first antenna and the second antenna, respectively;
The first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 are the first modulation signal s1 generated from the first bit group and the second modulation signal generated from the second bit group for each slot. s2 is generated by performing precoding processing, and the precoding processing is performed by N matrices F [i] (where i is an integer of 0 to N−1 and N is an integer of 3 or more). Is a process corresponding to one matrix selected by switching from slot to slot,
The first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 satisfy the relationship of (z1, z2) T = F [i] (s1, s2) T ,
The N matrices F [i] are
θ 11 (i) and θ 21 (i) are
Each of the N matrices is selected at least once within a predetermined number of slots;
Furthermore, the reception method includes a step of generating reception data by demodulating the reception signal in accordance with a matrix selected for each slot on the transmission side, wherein N is an odd number.
それぞれ第1のアンテナ及び第2のアンテナから同一の周波数で同時に送信された第1の送信信号z1と第2の送信信号z2とを受信して得られた信号である受信信号を取得する、受信信号取得部を備え、
前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2は、スロット毎に第1のビット群から生成された第1の変調信号s1及び第2のビット群から生成された第2の変調信号s2にプリコーディング処理を施して生成されており、前記プリコーディング処理は、N個の行列F[i](ただし、iは0以上N−1以下の整数であり、Nは3以上の整数である。)の中からスロット毎に切り替えて選択された一つの行列に応じた処理であり、
前記第1のプリコーディングされた信号z1及び前記第2のプリコーディングされた信号z2は(z1、z2)T=F[i](s1、s2)Tの関係を満たし、
前記N個の行列F[i]は、
θ11(i)及びθ21(i)は、
前記N個の行列のそれぞれは、所定数のスロット内で少なくとも一回選択され、
さらに、前記受信装置は、送信側において各スロット毎に選択された行列に応じて、前記受信信号を復調することにより受信データを生成する信号処理部を備え、前記Nは奇数である受信装置。 A receiving device,
Receiving a received signal, which is a signal obtained by receiving the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 that are simultaneously transmitted from the first antenna and the second antenna at the same frequency, respectively. A signal acquisition unit,
The first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 are the first modulation signal s1 generated from the first bit group and the second modulation signal generated from the second bit group for each slot. s2 is generated by performing precoding processing, and the precoding processing is performed by N matrices F [i] (where i is an integer of 0 to N−1 and N is an integer of 3 or more). Is a process corresponding to one matrix selected by switching from slot to slot,
The first precoded signal z1 and the second precoded signal z2 satisfy the relationship (z1, z2) T = F [i] (s1, s2) T
The N matrices F [i] are
θ 11 (i) and θ 21 (i) are
Each of the N matrices is selected at least once within a predetermined number of slots;
Furthermore, the receiving apparatus includes a signal processing unit that generates received data by demodulating the received signal according to a matrix selected for each slot on the transmitting side, and the N is an odd number.
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