JP5528240B2 - Constant current generation circuit - Google Patents
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Description
本発明は、定電流発生回路に関する。 The present invention relates to a constant current generating circuit.
入力側が交流または直流で駆動され、出力側に接続された負荷に規定されたバイアスを供給する電源回路では、出力側に規定されたバイアスの平滑化を図るためキャパシタが接続されている(例えば、特許文献1参照)。また、このような電源回路において、異常電流が流れた際に負荷を保護するために、双方向サイリスタとダイアックを合体させた半導体素子を用いる方法が開示されている(例えば、特許文献2参照)。 In a power supply circuit in which the input side is driven by alternating current or direct current and supplies a bias specified for a load connected to the output side, a capacitor is connected to smooth the bias specified for the output side (for example, Patent Document 1). Moreover, in such a power supply circuit, a method is disclosed in which a semiconductor element in which a bidirectional thyristor and a diac are combined is used to protect a load when an abnormal current flows (see, for example, Patent Document 2). .
しかしながら、上述の電源回路が定電流電源を使用した電源回路(定電流発生回路)であって、負荷がオープン状態になる故障が生じた場合、定電流電源が出力側に定電流を流すように制御する結果、出力電圧が上昇する。このため、キャパシタにかかる電圧がキャパシタの耐圧を超えてしまい、キャパシタを破損してしまう場合がある。キャパシタの破損を防ぐには、耐圧の高いキャパシタを用いる手法と、特許文献1のように過電圧検出回路を設けて定電流電源の出力を停止させる手法がある。ところが、耐圧の高いキャパシタを使用するとサイズ又はコストがアップするという課題があった。また、過電圧検出回路を用いる場合、回路構成が複雑になるという課題があった。 However, if the above-described power supply circuit is a power supply circuit (constant current generation circuit) using a constant current power supply and a failure occurs that causes the load to be in an open state, the constant current power supply causes a constant current to flow to the output side. As a result of the control, the output voltage increases. For this reason, the voltage applied to the capacitor may exceed the withstand voltage of the capacitor, and the capacitor may be damaged. In order to prevent damage to the capacitor, there are a method using a capacitor having a high withstand voltage and a method of providing an overvoltage detection circuit as in Patent Document 1 to stop the output of the constant current power source. However, there is a problem that the use of a capacitor with a high breakdown voltage increases the size or cost. Further, when the overvoltage detection circuit is used, there is a problem that the circuit configuration becomes complicated.
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、耐圧の高いキャパシタ(容量素子)や過電圧検出回路を用いることなく、負荷がオープン状態となる故障時にもキャパシタ(容量素子)の破損を防止可能な定電流発生回路を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above problems, and without using a capacitor (capacitance element) having a high withstand voltage or an overvoltage detection circuit, the capacitor (capacitance element) can be used even when a load is in an open state. An object of the present invention is to provide a constant current generating circuit capable of preventing breakage.
上記問題を解決するために、本発明は、負荷に定格出力電流である定電流を供給する定電流電源と、前記負荷と並列に接続された容量素子と、前記負荷と並列に接続されたサイリスタと、を備え、前記サイリスタは、ブレークオーバ電圧が前記容量素子の耐圧より低く、且つ保持電流が前記定電流電源の定格出力電流より小さく、且つ定格電流が前記定電流電源の定格出力電流より大きいことを特徴とする定電流発生回路である。 In order to solve the above problems, the present invention provides a constant current power source that supplies a constant current that is a rated output current to a load, a capacitive element that is connected in parallel to the load, and a thyristor that is connected in parallel to the load. The thyristor has a breakover voltage lower than a withstand voltage of the capacitive element, a holding current smaller than a rated output current of the constant current power source, and a rated current larger than a rated output current of the constant current power source. This is a constant current generating circuit.
また、本発明は、上記発明において、前記サイリスタは、ブレークオーバ電圧が前記定電流電源の定格出力電圧より高くしてもよい。 In the present invention, the thyristor may have a breakover voltage higher than a rated output voltage of the constant current power source.
また、本発明は、上記発明において、前記負荷は発光ダイオードであり、前記サイリスタは、ブレークオーバ電圧が、前記発光ダイオードに逆方向電圧を印加した時にアバランシェ現象が発生する電圧より低くしてもよい。 In the present invention, the load may be a light emitting diode, and the thyristor may have a breakover voltage lower than a voltage at which an avalanche phenomenon occurs when a reverse voltage is applied to the light emitting diode. .
また、本発明は、上記発明において、前記サイリスタは、双方向性の2端子サイリスタであるようにしてもよい。 In the present invention, the thyristor may be a bidirectional two-terminal thyristor.
本発明によれば、定電流電源の出力側に、負荷と並列に容量素子と、容量素子の耐圧よりブレークオーバ電圧が低いサイリスタとを接続したので、負荷がオープン状態になる故障が発生した場合、定電流電源が定電流を流そうとして出力電圧が上昇するが、容量素子の耐圧を超える前にサイリスタが導通状態になる。サイリスタが導通状態になると、サイリスタには保持電流が流れるので、定電流電源の出力電圧の上昇が止まる。このため、定電流電源の出力電圧は、容量素子の耐圧を超えることがなく、容量素子の破損を防ぐことができる。よって、耐圧の高い容量素子や過電圧検出回路を用いることなく、負荷がオープン状態となる故障時にも容量素子の破損を防止可能になる。 According to the present invention, since a capacitor element and a thyristor having a breakover voltage lower than the breakdown voltage of the capacitor element are connected to the output side of the constant current power source in parallel with the load, a failure that causes the load to be in an open state occurs. The output voltage rises when the constant current power supply tries to pass a constant current, but the thyristor becomes conductive before exceeding the withstand voltage of the capacitive element. When the thyristor is turned on, a holding current flows through the thyristor, so that the increase in the output voltage of the constant current power supply stops. For this reason, the output voltage of the constant current power supply does not exceed the withstand voltage of the capacitive element, and damage to the capacitive element can be prevented. Therefore, it is possible to prevent the capacitive element from being damaged even in the case of a failure in which the load is in an open state without using a capacitive element with a high breakdown voltage or an overvoltage detection circuit.
[第1の実施形態]
以下、本発明の一実施形態による定電流発生回路を図面を参照して説明する。
図1は、本実施形態による定電流発生回路10を示す概略ブロック図である。
この図において、定電流発生回路10は、定電流電源1、出力キャパシタ2、及びサイリスタ3を備える。
[First Embodiment]
Hereinafter, a constant current generating circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic block diagram showing a constant
In this figure, a constant
定電流電源1は、電源線L1及び電源線L2を介して負荷4に接続される。定電流電源1は、定電流を生成し、生成した定電流を負荷4に供給する。定電流電源1は、所望の定格出力電流である定電流を負荷4に供給し、負荷4の電気抵抗により定格出力電圧が定められる。なお、定電流の向きは、電源線L1から負荷4を介して電源線L2に向かう方向に流れる。また、定格出力電圧は、定電流が負荷4に流れている場合における電源線L1と電源線L2との間の電位差を示す。 The constant current power supply 1 is connected to the load 4 via the power supply line L1 and the power supply line L2. The constant current power source 1 generates a constant current and supplies the generated constant current to the load 4. The constant current power source 1 supplies a constant current, which is a desired rated output current, to the load 4, and the rated output voltage is determined by the electric resistance of the load 4. The direction of the constant current flows from the power supply line L1 to the power supply line L2 via the load 4. The rated output voltage indicates a potential difference between the power supply line L1 and the power supply line L2 when a constant current flows through the load 4.
出力キャパシタ2(容量素子)は、一端に電源線L1が、他端に電源線L2が、それぞれ接続される。すなわち、出力キャパシタ2(容量素子)は、負荷4と並列に接続される。 The output capacitor 2 (capacitance element) has a power supply line L1 connected to one end and a power supply line L2 connected to the other end. That is, the output capacitor 2 (capacitance element) is connected in parallel with the load 4.
サイリスタ3(THY)は、例えば、双方向型の2端子サイリスタである。サイリスタ3は、一方の端子に電源線L1が、他方の端子に電源線L2が、それぞれ接続される。サイリスタ3は、負荷4と並列に接続される。すなわち、サイリスタ3は、出力キャパシタ2と負荷4との両方と並列に接続される。また、サイリスタ3のブレークオーバ電圧は、出力キャパシタ2の耐圧より低く、且つ定電流電源1の定格出力電圧より高い。さらに、サイリスタ3の保持電流は、定電流電源1の定格出力電流より小さく、且つサイリスタ3の定格電流は、定電流電源1の定格出力電流より大きい(関係式(1)、及び(2)を参照)。
The thyristor 3 (THY) is, for example, a bidirectional two-terminal thyristor. In the
(定電流電源1の定格出力電圧)<(サイリスタ3のブレークオーバ電圧)<(出力キャパシタ2の耐圧) ・・・ (1) (Rated output voltage of constant current power supply 1) <(Breakover voltage of thyristor 3) <(Withstand voltage of output capacitor 2) (1)
(サイリスタ3の保持電流)<(定電流電源1の定格出力電流)<(サイリスタ3の定格電流) ・・・ (2) (Holding current of thyristor 3) <(Rated output current of constant current power supply 1) <(Rated current of thyristor 3) (2)
負荷4は、電源線L1及び電源線L2を介して定電流電源1に接続される。負荷4は、定電流電源1によって定電流が供給される回路又は素子を示す。 The load 4 is connected to the constant current power supply 1 via the power supply line L1 and the power supply line L2. The load 4 represents a circuit or element to which a constant current is supplied by the constant current power source 1.
ここで、ブレークオーバ電圧とは、サイリスタ3がターンオン状態(導通状態)に移行するまでの最大電圧を示す。つまり、サイリスタ3は、ブレークオーバ電圧に達するとターンオン状態(導通状態)に移行する。また、保持電流とは、サイリスタ3がターンオン状態(導通状態)を保持するために必要な導通電流を示す。従って、サイリスタ3は、ターンオン状態(導通状態)において、その導通電流が保持電流未満になった場合に、ターンオフ状態(遮断状態)に移行する。また、サイリスタ3の定格電流とは、サイリスタ3がターンオン状態(導通状態)にある場合に、サイリスタ3に流すことが可能な電流値である。
Here, the breakover voltage indicates the maximum voltage until the
ここで、定電流電源1によって負荷4に供給される定格出力電流が、例えば、30mA(ミリアンペア)であり、負荷4に対する定格出力電圧が、例えば、12V(ボルト)である。また、出力キャパシタ2の耐圧が、例えば、25Vである。この場合、サイリスタ3の保持電流は、例えば、20mAであり、定電流電源1の定格出力電流30mAより小さい値である。また、サイリスタ3の定格電流は、例えば、40mAであり、定電流電源1の定格出力電流30mAより大きい値である。また、サイリスタ3のブレークオーバ電圧は、例えば、20Vであり、定電流電源1の定格出力電圧12Vより高く、出力キャパシタ2の耐圧25Vより低い値である。
Here, the rated output current supplied to the load 4 by the constant current power source 1 is, for example, 30 mA (milliampere), and the rated output voltage with respect to the load 4 is, for example, 12 V (volt). Further, the withstand voltage of the
次に、本実施形態の動作について説明する。
ここでは、図1における負荷4の両端に流れる出力電流をIout、定電流電源1の出力電圧をVoutとし、サイリスタ3の通過電流(導通電流)をITHYとして説明する。
図2は、本実施形態における定電流発生回路10の動作を示すタイムチャートである。
図2(a)は、定電流電源1の出力電圧Voutを示すグラフである。このグラフにおいて、縦軸は、電圧を示し、横軸は時間(t)を示す。ここで、定電流電源1の出力電圧Voutは、電源線L1と電源線L2との間の電位差を示す。
Next, the operation of this embodiment will be described.
Here, the output current flowing through both ends of the load 4 in FIG. 1 is I out , the output voltage of the constant current power supply 1 is V out, and the passing current (conduction current) of the
FIG. 2 is a time chart showing the operation of the constant
FIG. 2A is a graph showing the output voltage V out of the constant current power source 1. In this graph, the vertical axis represents voltage, and the horizontal axis represents time (t). Here, the output voltage Vout of the constant current power supply 1 indicates a potential difference between the power supply line L1 and the power supply line L2.
図2(b)は、負荷4の両端に流れる出力電流Ioutを示すグラフである。このグラフにおいて、縦軸は、電流を示し、横軸は時間(t)を示す。ここで、出力電流Ioutは、電源線L1から負荷4を介して電源線L2に出力される電流を示す。
図2(c)は、サイリスタ3の通過電流(導通電流)ITHYを示すグラフである。このグラフにおいて、縦軸は、電流を示し、横軸は時間(t)を示す。ここで、サイリスタ3の通過電流(導通電流)ITHYは、電源線L1からサイリスタ3を介して電源線L2に出力される電流を示す。
なお、図2(a)、(b)、及び(c)が示すグラフにおいて、横軸(t)のタイムスケールは共通のスケールになっている。
FIG. 2B is a graph showing the output current I out flowing at both ends of the load 4. In this graph, the vertical axis represents current, and the horizontal axis represents time (t). Here, the output current Iout indicates a current output from the power supply line L1 to the power supply line L2 via the load 4.
FIG. 2C is a graph showing the passing current (conduction current) I THY of the
In the graphs shown in FIGS. 2A, 2B, and 2C, the time scale of the horizontal axis (t) is a common scale.
図2では、時刻T1において負荷4がオープン状態になる故障が生じた場合を示す。時刻0から時刻T1までの期間では、図2(a)における定電流電源1の出力電圧Voutは、電圧値V1(例えば、12V)を示し、図2(b)における定電流電源1の出力電流Ioutは、電流値I1(例えば、30mA)を示す。また、電圧値V1は、サイリスタ3のブレークオーバ電圧より低いため、この期間では、サイリスタ3は、遮断状態にある。従って、図2(c)におけるサイリスタ3の通過電流ITHYは、電流0mAを示す。
FIG. 2 shows a case where a failure occurs in which the load 4 is in an open state at time T1. In the period from
次に、時刻T1において負荷4がオープン状態になる故障が生じた場合には、まず、図2(b)において、負荷4に流れる出力電流Ioutが流れなくなり、0mAになる。これにより、定電流電源1が定格電流の電流を流そうとして、図2(a)における定電流電源1の出力電圧Voutが、時間と共に上昇して行く。ここで、定電流電源1の出力電圧Voutが、サイリスタ3のブレークオーバ電圧(例えば、20V)に達すると、サイリスタ3が、ターンオン状態(導通状態)に移行する。時刻T2は、このサイリスタ3がブレークオーバ電圧に達する時刻を示す。また、時刻T2以降の期間において、定電流電源1の出力電圧Voutは、ターンオン状態であるため、低インピーダンスとなり、例えば、一般的な整流ダイオードの順方向電圧値とほぼ同等となる。
Next, when a failure occurs in which the load 4 is in an open state at time T1, first, in FIG. 2B, the output current I out flowing through the load 4 does not flow and becomes 0 mA. As a result, the constant current power source 1 tries to pass the current of the rated current, and the output voltage V out of the constant current power source 1 in FIG. 2A increases with time. Here, when the output voltage Vout of the constant current power supply 1 reaches a breakover voltage (for example, 20 V) of the
図2(c)におけるサイリスタ3の通過電流ITHYは、時刻T2において、ターンオン状態になったため電流が流れ始める。また、時刻T2以降の期間において、サイリスタ3の通過電流ITHYは、電流値I2(例えば、30mA)となる。ここで、サイリスタ3の保持電流は、電流値I3(例えば、20mA)である。この電流値I2は、サイリスタ3の保持電流I3より大きい。そのため、サイリスタ3は、ターンオン状態(導通状態)を保持する。
また、電流値I2は、定電流電源1の定格電流である電流値I1と等しい。また、電流値I2は、サイリスタ3の定格電流(例えば、40mA)より小さいため、電流値I2によってサイリスタ3が損傷を受けることはない。
Since the passing current I THY of the
The current value I2 is equal to the current value I1 that is the rated current of the constant current power source 1. Further, since the current value I2 is smaller than the rated current (for example, 40 mA) of the
この一連の動作において、出力キャパシタ2に印加される電圧の最大値は、サイリスタ3のブレークオーバ電圧(例えば、20V)である。このため、出力キャパシタ2の耐圧が、例えば、25Vであれば、負荷4がオープン状態になる故障が生じた場合においても、出力キャパシタ2の破損を防止することができる。
In this series of operations, the maximum value of the voltage applied to the
以上のように、定電流発生回路10では、定電流電源1が、負荷4に定電流を供給する。出力キャパシタ2が、負荷4と並列に接続され、サイリスタ3が、負荷4と並列に接続される。また、サイリスタ3のブレークオーバ電圧が出力キャパシタ2の耐圧より低い。さらに、サイリスタ3の保持電流が定電流電源1の定格出力電流より小さく、且つサイリスタ3の定格電流が定電流電源1の定格出力電流より大きい。
As described above, in the constant
つまり、定電流発生回路10では、定電流電源1の出力側に、負荷4と並列に出力キャパシタ2と、出力キャパシタ2の耐圧よりブレークオーバ電圧が低いサイリスタ3とが接続される。そのため、負荷4がオープン状態になる故障が発生した場合、定電流電源1が定電流を流そうとして出力電圧Voutが上昇するが、出力キャパシタ2の耐圧を超える前にサイリスタ3が導通状態になる。サイリスタ3が導通状態になると、サイリスタ3には保持電流が流れるので、定電流電源1の出力電圧Voutの上昇が止まる。このため、定電流電源1の出力電圧Voutは、出力キャパシタ2の耐圧を超えることがなく、出力キャパシタ2の破損を防ぐことができる。よって、定電流発生回路10では、耐圧の高いキャパシタや過電圧検出回路を用いることなく、負荷4がオープン状態となる故障時にも出力キャパシタ2の破損を防止することができる。
That is, in the constant
また、キャパシタは、その耐圧が高い程高価で、且つ素子サイズが大きくなる傾向にある。定電流発生回路10では、サイリスタ3のブレークオーバ電圧を下まわらない範囲において、耐圧の低い出力キャパシタ2を使用することができる。そのため、定電流発生回路10の製造コストを低減することができる。
Capacitors tend to be more expensive and have a larger element size as the breakdown voltage is higher. In the constant
[第2の実施形態]
以下、本発明の別の一実施形態による定電流発生回路を図面を参照して説明する。
図3は、本実施形態による定電流発生回路10aを示す概略ブロック図である。
この図において、図1と同じ構成には同一の符号を付す。
図3において、定電流発生回路10aは、負荷として発光ダイオード41〜4n(又は41a〜4na)を用いた場合の一形態である。なお、図3(a)は、定電流発生回路10aにおいて、発光ダイオード41〜4nが正しく接続されている場合を示す。
この図において、定電流発生回路10aは、定電流電源1、出力キャパシタ2、及びサイリスタ3aを備える。
[Second Embodiment]
Hereinafter, a constant current generating circuit according to another embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 3 is a schematic block diagram showing the constant
In this figure, the same components as those in FIG.
In FIG. 3, the constant
In this figure, a constant
サイリスタ3a(THY)は、例えば、双方向型の2端子サイリスタである。サイリスタ3aは、一端に電源線L1が、他端に電源線L2が、それぞれ接続される。サイリスタ3aは、発光ダイオード41〜4nと並列に接続される。すなわち、サイリスタ3aは、出力キャパシタ2と発光ダイオード41〜4nとの両方と並列に接続される。また、上述の関係式(1)のように、サイリスタ3aのブレークオーバ電圧は、出力キャパシタ2の耐圧より低く、且つ定電流電源1の定格出力電圧、すなわち、発光ダイオード41〜4nの合算順電圧より高い。さらに、上述の関係式(2)のように、サイリスタ3aの保持電流は、定電流電源1の定格出力電流より小さく、且つサイリスタ3aの定格電流は、定電流電源1の定格出力電流より大きい。
The
さらに、サイリスタ3aは、ブレークオーバ電圧が、発光ダイオード41〜4nに逆方向電圧を印加した時にアバランシェ現象が発生する電圧より低い(関係式(3)を参照)。ここで、逆方向電圧とは、発光ダイオード41〜4nのカソード端子に、アノード端子より高い電圧を印加した場合を示す。また、アバランシェ現象が発生する電圧とは、発光ダイオード41〜4nのカソード端子に、アノード端子より高い電圧を印加した場合における発光ダイオード41〜4nの合算耐圧を示す。
Further, the
(定電流電源1の定格出力電圧)<(サイリスタ3aのブレークオーバ電圧)<(発光ダイオード41〜4nの逆方向電圧時の合算耐圧) ・・・ (3)
(Rated output voltage of constant current power supply 1) <(breakover voltage of
発光ダイオード41〜4nは、アノード端子に電源線L1が接続され、カソード端子に電源線L2が接続される。発光ダイオード41〜4nは、定電流電源1から定電流を供給されることにより、発光する。なお、この発光する際に流れる定電流の向きは、電源線L1から電源線L2に向かう方向に流れる。
The
図3(b)は、定電流発生回路10aにおいて、発光ダイオード41〜4nが誤って逆向きに接続されている場合を示す。この図において、発光ダイオード41a〜4naは、誤ってアノード端子とカソード端子が逆に接続された発光ダイオード41〜4nを示す。つまり、発光ダイオード41a〜4naでは、アノード端子に電源線L2が接続され、カソード端子に電源線L1が接続される。
FIG. 3B shows a case where the
次に、本実施形態の動作について説明する。
本実施形態の動作は、図1に示される定電流発生回路10の動作と負荷4が発光ダイオード41〜4n(又は41a〜4na)に置き換わっている点を除き同様である。つまり、図3(a)において、発光ダイオード41〜4nが正しく接続されている場合、及び、発光ダイオード41〜4nのいずれかががオープン状態になる故障が発生した場合における定電流発生回路10aの動作は、定電流発生回路10の動作と同様である。
Next, the operation of this embodiment will be described.
The operation of the present embodiment is the same as that of the constant
図3(b)において、発光ダイオード41〜4nが誤って逆向きに接続されている場合(発光ダイオード41a〜4naのような場合)における定電流発生回路10aの動作を説明する。
この図において、発光ダイオード41a〜4naは、誤ってアノード端子とカソード端子が逆に接続されている。このため、発光ダイオード41a〜4naに流れる出力電流が流れなくなり、0mAになる。これにより、定電流電源1の出力電圧が、定格電流を流そうとするため、時間と共に上昇して行く。ここで、定電流電源1の出力電圧が、サイリスタ3aのブレークオーバ電圧に達すると、サイリスタ3aが、ターンオン状態(導通状態)に移行する。このサイリスタ3aがブレークオーバ電圧に達した以降の期間において、定電流電源1の出力電圧は、ターンオン状態であるため、低インピーダンスとなり、例えば、一般的な整流ダイオードの順方向電圧値とほぼ同等となる。
3B, the operation of the constant
In this figure, the light-emitting
また、サイリスタ3aは、ターンオン状態(導通状態)に移行することにより、電流が流れ始める。この際に、サイリスタ3aに流れ込む通過電流は、サイリスタ3aの保持電流より大きい。このため、サイリスタ3aは、ターンオン状態(導通状態)を保持する。
Moreover, the
この一連の動作において、発光ダイオード41a〜4naに印加される電圧の最大値は、サイリスタ3のブレークオーバ電圧である。サイリスタ3aのブレークオーバ電圧は、発光ダイオード41a〜4naに逆方向電圧を印加した場合の合算耐圧(アバランシェ現象が発生する電圧)より低い。このため、定電流発生回路10aは、誤って逆向きに接続された発光ダイオード41a〜4naの破損を防止することができる。
In this series of operations, the maximum value of the voltage applied to the
以上のように、定電流発生回路10aでは、定電流電源1が、発光ダイオード41〜4nに定電流を供給する。出力キャパシタ2が、発光ダイオード41〜4nと並列に接続され、サイリスタ3aが、発光ダイオード41〜4nと並列に接続される。また、サイリスタ3aのブレークオーバ電圧が出力キャパシタ2の耐圧より低い。さらに、サイリスタ3aの保持電流が定電流電源1の定格出力電流より小さく、且つサイリスタ3aの定格電流が定電流電源1の定格出力電流より大きい。
これにより、定電流発生回路10aは、第1の実施形態における定電流発生回路10と同等の効果が期待できる。
As described above, in the constant
Thereby, the constant
つまり、定電流発生回路10aでは、耐圧の高いキャパシタや過電圧検出回路を用いることなく、発光ダイオード41〜4nのいずれかがオープン状態となる故障時にも出力キャパシタ2の破損を防止可能になる。
That is, in the constant
また、サイリスタ3aは、ブレークオーバ電圧が、発光ダイオード41〜4nに逆方向電圧を印加した時にアバランシェ現象が発生する電圧より低い。この発光ダイオード41〜4nが誤って逆向きに接続(装着)されても、発光ダイオード41〜4nの逆方向の合算電圧によるアバランシェ現象が生じる電圧より低い電圧でサイリスタ3aがターンオン状態(導通状態)になる。これにより、定電流電源1の出力電圧の上昇が止まり、定電流電源1の出力電圧は、発光ダイオード41〜4nの逆方向電圧時の合算耐圧を超えることがない。すなわち、定電流発生回路10aでは、逆向きに装着された発光ダイオード41a〜4naの破損を防ぐことができる。
The
なお、本発明の実施形態によれば、定電流発生回路10(又は10a)は、負荷4に定電流を供給する定電流電源1と、負荷4と並列に接続された出力キャパシタ2(容量素子)と、負荷4と並列に接続されたサイリスタ3(又は3a)とを備える。また、サイリスタ3(又は3a)は、ブレークオーバ電圧が出力キャパシタ2(容量素子)の耐圧より低く、且つ保持電流が定電流電源1の定格出力電流より小さく、且つ定格電流が定電流電源1の定格出力電流より大きい。
これにより、定電流発生回路10(又は10a)では、耐圧の高いキャパシタや過電圧検出回路を用いることなく、負荷4がオープン状態となる故障時にも出力キャパシタ2の破損を防止可能になる。
According to the embodiment of the present invention, the constant current generating circuit 10 (or 10a) includes a constant current power source 1 that supplies a constant current to the load 4, and an output capacitor 2 (capacitive element) connected in parallel with the load 4. ) And a thyristor 3 (or 3a) connected in parallel with the load 4. The thyristor 3 (or 3a) has a breakover voltage lower than the withstand voltage of the output capacitor 2 (capacitance element), a holding current smaller than the rated output current of the constant current power source 1, and a rated current of the constant current power source 1. Greater than rated output current.
Thereby, in the constant current generation circuit 10 (or 10a), it is possible to prevent the
また、サイリスタ3(又は3a)は、ブレークオーバ電圧が定電流電源1の定格出力電圧より高い。
これにより、正常動作時は、サイリスタ3(又は3a)が遮断状態にあり、回路動作を妨げない。
The thyristor 3 (or 3a) has a breakover voltage higher than the rated output voltage of the constant current power supply 1.
As a result, during normal operation, the thyristor 3 (or 3a) is in a cut-off state and does not hinder circuit operation.
また、負荷4は発光ダイオード41〜4nであり、サイリスタ3aは、ブレークオーバ電圧が、発光ダイオード41〜4nに逆方向電圧を印加した時にアバランシェ現象が発生する電圧より低い。
これにより、定電流発生回路10aでは、発光ダイオード41〜4nが誤って逆向きに接続された場合(発光ダイオード41a〜4naのような場合)においても、発光ダイオード41〜4nの素子損傷を抑制することができる。
The load 4 is the
Thereby, in the constant
サイリスタ3(又は3a)は、双方向性の2端子サイリスタである。
これにより、電源線L1より電源線L2の電位が高い異常な状態が発生した場合においても、出力キャパシタ2の破損(及び発光ダイオード41〜4nの損傷)を防止することができる。
The thyristor 3 (or 3a) is a bidirectional two-terminal thyristor.
Thereby, even when an abnormal state in which the potential of the power supply line L2 is higher than that of the power supply line L1 occurs, the
なお、本発明は、上記の各実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。上記の第2の実施形態において、負荷として発光ダイオード41〜4nを接続する形態を説明したが、これに限定されるものではない。本発明の定電流発生回路10(又は10a)に接続される負荷4は、定電流を必要とする回路又は素子であれば、あらゆる種類の回路及び素子に適用することができる。また、第2の実施形態において、発光ダイオード41〜4nを直列に接続する形態を説明したが、発光ダイオード単体で使用する形態でもよい。 The present invention is not limited to the above embodiments, and can be modified without departing from the spirit of the present invention. In said 2nd Embodiment, although the light emitting diodes 41-4n were connected as a load, the form was demonstrated, but it is not limited to this. The load 4 connected to the constant current generating circuit 10 (or 10a) of the present invention can be applied to all kinds of circuits and elements as long as they are circuits or elements that require constant current. Moreover, in 2nd Embodiment, although the form which connects the light emitting diodes 41-4n in series was demonstrated, the form used by a light emitting diode single-piece | unit may be sufficient.
また、上記の各実施形態において、双方向性の2端子サイリスタを用いる形態を説明したが、これに限定されるものではない。例えば、サイリスタ3(又は3a)に、片方向性の2端子サイリスタを用いる形態でもよい。 Further, in each of the above-described embodiments, the form using the bidirectional two-terminal thyristor has been described, but the present invention is not limited to this. For example, a unidirectional two-terminal thyristor may be used for the thyristor 3 (or 3a).
1 定電流電源
2 出力キャパシタ
3、3a サイリスタ
4 負荷
10、10a 定電流発生回路
41〜4n、41a〜4na 発光ダイオード
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Constant
Claims (4)
前記負荷と並列に接続された容量素子と、
前記負荷と並列に接続されたサイリスタと、
を備え、
前記サイリスタは、
ブレークオーバ電圧が前記容量素子の耐圧より低く、且つ保持電流が前記定電流電源の定格出力電流より小さく、且つ定格電流が前記定電流電源の定格出力電流より大きい
ことを特徴とする定電流発生回路。 A constant current power source that supplies a constant current that is a rated output current to the load;
A capacitive element connected in parallel with the load;
A thyristor connected in parallel with the load;
With
The thyristor is
A constant current generating circuit characterized in that a breakover voltage is lower than a withstand voltage of the capacitive element, a holding current is smaller than a rated output current of the constant current power source, and a rated current is larger than a rated output current of the constant current power source. .
ことを特徴とする請求項1に記載の定電流発生回路。 The constant current generating circuit according to claim 1, wherein the thyristor has a breakover voltage higher than a rated output voltage of the constant current power source.
前記サイリスタは、
ブレークオーバ電圧が、前記発光ダイオードに逆方向電圧を印加した時にアバランシェ現象が発生する電圧より低い
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の定電流発生回路。 The load is a light emitting diode;
The thyristor is
The constant current generation circuit according to claim 1, wherein a breakover voltage is lower than a voltage at which an avalanche phenomenon occurs when a reverse voltage is applied to the light emitting diode.
であることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の定電流発生回路。 4. The constant current generating circuit according to claim 1, wherein the thyristor is a bidirectional two-terminal thyristor. 5.
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