JP5398544B2 - フィールド装置及び端子漏れを検出する方法 - Google Patents

Description

本発明は、フィールド装置の状態のモニタリングに関する。具体的には、本発明は、フィールド装置内の流体の存在を検出するためのシステムに関する。

多くの工業環境では、制御システムを使用して在庫、工程などをモニタし、制御する。典型的な制御システムは、集中制御室と、制御室から地理的に離れた数多くのフィールド装置とを含む。フィールド装置は、アナログ通信手段又はデジタル通信手段のいずれかを使用して処理データを制御室へ通信する。

従来、アナログフィールド装置は２線式ツイストペア電流ループによって制御室に接続され、個々のフィールド装置が１本の２線式ツイストペアループによって制御室に接続されていた。フィールド装置のハウジング内には、ツイストペア電流ループをフィールド装置内の回路に接続するための端子が設置される。この領域は、フィールド装置の端子ブロック領域と呼ばれる。通常、２線間で約２０〜２５ボルトの電圧差が維持され、４〜２０ミリアンペア（ｍＡ）の間の電流がループを通り抜ける。アナログフィールド装置は、電流ループを通り抜ける電流を、感知したプロセス変量に比例する電流に変調することにより、信号を制御室へ送信する。変調電流の振幅を求めるために、受信装置が、通常は制御室に位置する負荷抵抗器にかかる電圧を測定する。

従来、フィールド装置は１つの機能のみを実行することができたが、最近では、電流ループにデジタルデータを重ねるハイブリッドシステムが分散制御システムにおいて使用されてきている。Ｈｉｇｈｗａｙ Ａｄｄｒｅｓｓａｂｌｅ Ｒｅｍｏｔｅ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ（ＨＡＲＴ）、及びＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔ Ｓｏｃｉｅｔｙ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ（ＩＳＡ）のフィールドバスＳＰ５０標準は、電流ループ信号にデジタル搬送波信号を重ねる。ＨＡＲＴ標準は、周波数偏移変調（ＦＳＫ）を使用して、電流ループを介してデジタルデータを送信し、１２００及び２４００ボーの周波数で動作する。電流ループを介してデジタル情報を通信するための他の共通のプロトコルに、Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎフィールドバス、Ｐｒｏｆｉｂｕｓ、及びＤｅｖｉｃｅＮｅｔがある。通常、これらのシステムはＨＡＲＴプロトコルよりもはるかに高い周波数で動作する。デジタル搬送波信号を使用して、二次情報及び診断情報を送ることができる。搬送波信号を介して提供される情報の例には、二次プロセス変量、（センサ診断、装置診断、配線診断、プロセス診断などの）診断情報、動作温度、センサ温度、較正データ、装置ＩＤ番号、構成情報などが含まれる。従って、単一のフィールド装置が様々な入力及び出力変数を有することができるとともに様々な機能を実行することができる。

フィールド装置は多くの場合物理的に厳しい環境にあり、１つの潜在的な問題にフィールド装置の端子ブロック領域内の流体の貯留がある。端子ブロック領域内の流体の存在が、フィールド装置の端子間に端子漏れとして知られる導電路をもたらすことがある。フィールド装置内の端子漏れの存在は、フィールド装置が測定したプロセス変量を制御室へ正しく通信する能力に影響を与える。測定したプロセス変量に関連する値を制御室へ正しく通信する能力は、制御プロセスの正しい動作を確実にするために重要である。しかしながら、端子ブロック内の流体の存在を求めて個々のフィールド装置を定期的に検査することは困難かつ多大な時間を要する。従って、フィールド装置の端子ブロック領域で流体の存在を自動的に検出するためのシステムを設計することが有益となろう。

本発明の１つの態様では、端子電圧の変動値と電流調整器電圧の変動値との比較に基づいて電圧比の値を測定することにより端子漏れが検出される。この電圧比の値を以前に測定した電圧比の値と比較することにより端子漏れが判定される。

フィールド装置の透視図である。 フィールド装置内に位置する構成要素の機能ブロック図である。 フィールド装置が使用する電流調整回路の回路図である。 端子漏れが存在しない電流ループによって制御室に接続されたフィールド装置を示す回路図である。 端子漏れが存在する電流ループによって制御室に接続されたフィールド装置を示す回路図である。 フィールド装置の端子ブロック内の流体の検出に使用される、通信チップセット内に位置する構成要素の機能ブロック図である。 端子電圧と電流調整電圧との間の電圧比を計算するための電圧比コンバータの機能ブロック図である。 端子ブロック領域内の端子漏れをモニタし検出する方法を示すフローチャートである。 本発明の実用性及び正確性を試すために使用するハードウェアの回路図である。 本発明の実用性及び正確性を試すために使用するハードウェアの回路図である。

上記で認識される図面は本発明の実施形態を示すものであるが、説明で分かるように他の実施形態も企図される。全ての場合において、本開示は、本発明を説明の目的で提供するものであり、本発明を限定するものではない。当業者であれば他の数多くの修正及び実施形態を考案することができ、これらも本発明の原理の領域及び思想の範囲に入ることを理解されたい。個々の図は縮尺通りに描かれていない可能性もある。図全体を通じて、類似の部分を示すために同じ参照番号を使用している。

図１は、ハウジング１２、センサ基板１４、回路基板１６、及び（１８ａ及び１８ｂで表す少なくとも２つの端子を含む）端子ブロック１７を含むフィールド装置１０を示す図である。センサ基板１４は、（圧力、温度、流量などの）プロセス変量を測定し、この測定したプロセス変量を電子信号に変換する。回路基板１４は、従来型の４〜２０ｍＡのアナログ通信技術、又は（ＨＡＲＴなどの）何らかの形のデジタル通信プロトコルのいずれかを使用して、センサ基板１２が供給する信号を制御室へ通信できる信号に変換する。制御室からの配線がフィールド導管ポート２０を通ってフィールド装置１０に入り、端子ブロック１７内の端子１８ａ及び１８ｂに接続される。

端子ブロック１７は、端子ブロック１７を覆ってカバー２１を設置できるようにするねじ山を含む。ハウジング１２及びカバー２１は、端子ブロック１７内における流体貯留などの環境因子から端子１８ａ及び１８ｂを保護する役割を果たすことが理想的である。これらの努力にもかかわらず、時として端子ブロック１７内に流体が貯留する。端子１８ａと１８ｂとの間の流体の存在は、フィールド装置１０と（図４Ａ及び図４Ｂに示す）制御室との間の通信に悪影響を与える可能性があるため、端子ブロック１７内の端子漏れを検出する能力が非常に有益なものとなる。

図２は、モニタしたプロセス変量を、制御室へ伝える前にフィールド装置１０内でどのように処理するかを示す機能ブロック図である。図２に示すように、センサ基板１４は、センサ装置２２及びアナログデジタルコンバータ２４を含み、回路基板１６は、マイクロプロセッサ２６及び通信チップセット２８を含む。センサ装置２２は、圧力又は温度などのプロセス変量を測定し、測定したプロセス変量をアナログ信号に変換する。センサ装置２２は、感知したプロセス変量を表すアナログ信号をＡ／Ｄコンバータ２４に供給し、このＡ／Ｄコンバータ２４がアナログ信号をデジタル信号に変換してこれをマイクロプロセッサ２６に供給する。（マイクロコントローラとも呼ばれる）マイクロプロセッサ２６は、計算を実行できるとともに他の構成要素と通信する装置のことを広く意味する。マイクロプロセッサ２６は、接続装置が供給する入力を記憶するためのメモリ装置を含むことができる。通信チップセット２８は、マイクロプロセッサ２６の要求に応じて、マイクロプロセッサ２６から受信した信号を制御室へ通信できる信号に変換する。

１つの実施形態では、通信チップセット２８が、端子１８ａ及び１８ｂに供給される電流を４〜２０ｍＡの間に調節することにより制御室と通信し、この場合、通信チップセット２８が供給する電流の振幅が感知したプロセス変量の振幅を表す。また、通信チップセット２８は、標準的な４〜２０ｍＡ信号の上にデジタル信号を重ねることにより（すなわち、ＨＡＲＴプロトコルとして知られるプロトコルを使用して）制御室と通信することができる。４〜２０ｍＡ信号を±０．５ｍＡで変調することによりデジタル信号が送信される。別の実施形態では、フィールド装置１０が、４〜２０ｍＡの電流調整を使用するアナログ通信の代わりに、Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎフィールドバスとして知られるプロトコルを使用して制御室とデジタルで通信する。本開示の多くでは、フィールド装置１０が標準的な４〜２０ｍＡのアナログ信号を介して制御室と通信する実施形態について説明しているが、本発明はデジタル通信を使用する実施形態にも同様に適用可能である。

図３は、（図２に示す）通信チップセット２８内に位置する電流調整回路３０の実施形態を示す回路図であり、この電流調整回路３０は、（これも図２に示す）マイクロプロセッサ２６が供給する入力を、４〜２０ｍＡのループ電流を使用して制御室に供給されるアナログ信号、又はデジタル信号のいずれかに変換する。電流調整回路３０は、入力端子Ｖ_TXA及び入力端子Ｖ_MSBと、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４及びＣ５と、（電流調整抵抗器Ｒ０とも呼ばれる）抵抗器Ｒ０、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、及びＲ９と、演算増幅器ＯｐＡｍｐ１と、トランジスタＱ１及びＱ２と、端子１８ａ及び１８ｂに接続する出力端子＋ＰＷＲ及び−ＰＷＲとを含む。入力端子Ｖ_TXA及びＶ_MSBにおいてマイクロプロセッサ２６により入力が供給され、出力端子＋ＰＷＲ及び−ＰＷＲを介して制御室へ出力が供給される。

電流調整回路３０は、入力端子Ｖ_TXA及びＶ_MSBで受信した入力に基づいて、抵抗器Ｒ０を通じて発生した電流を調整する。マイクロプロセッサ２６が入力端子Ｖ_MSBに供給する信号は感知したプロセス変量を表し、入力端子Ｖ_MSBに供給する信号の振幅は、抵抗器Ｒ０を通じて供給される４〜２０ｍＡの電流の振幅を決定づける。すなわち、電流調整回路３０は、抵抗器Ｒ０を通じて供給される電流を、入力端子Ｖ_MSBにおいて供給される信号に基づいて４ｍＡから２０ｍＡの間で変化させる。

感知したプロセス変量を表す入力に基づいて電流調整回路３０が行う４〜２０ｍＡのアナログ電流調整に加え、電流調整回路３０はまた、抵抗器Ｒ０を通る電流を調整して、制御室へデジタル信号を通信することができる。アナログ４〜２０ｍＡ信号を±０．５ｍＡで変調する（すなわちＨＡＲＴデジタル通信プロトコルを実行する）ことによりデジタル信号が通信される。この例では、デジタル信号は、端子Ｖ_TXAにおいてマイクロプロセッサ２６により電流調整回路に供給される。

アナログ４〜２０ｍＡ信号及びデジタル±０．５ｍＡ信号の両方に関して、出力端子＋ＰＷＲと−ＰＷＲとの間の総抵抗値を知ることにより、電流調整回路３０が抵抗器Ｒ０を通る正確な電流振幅を生成できるようになる。詳細には、電流調整回路３０は、抵抗器Ｒ０の両端に加える適切な電圧を決定して、出力端子＋ＰＷＲと−ＰＷＲとの間に適切な４〜２０ｍＡ電流を発生させるようにする。以下で図４Ａ及び４Ｂに示すように、端子漏れの存在はシステムの抵抗値全体を変化させ、従って電流調整回路３０が生成する電流の振幅を歪ませることになる。端子漏れによってもたらされる追加の抵抗値が大きければ、制御室に供給される電流の振幅が、検知したプロセス変量の振幅を正確に反映しなくなる。

図４Ａ及び図４Ｂは、フィールド装置１０の制御室３２への接続を示している。フィールド装置１０は、（抵抗器Ｒ_loop1及びＲ_loop2で示す）ツイストペア線３４によって制御室３２に接続され、制御室３２は電源Ｖｃ及び内部抵抗器ＲＣを含む。制御室３２は、接続されているフィールド装置が提供するデータを制御室が解釈できるようにするいくつかのハードウェア構成要素も含むと思われる。例えば、制御室３２内に位置する構成要素として、コンピュータシステム、通信カード、及び記憶装置が挙げられる。

フィールド装置１０と制御室３２との間に形成される電流路は、電流ループＩ_loopと呼ばれる。フィールド端子１８ａ及び１８ｂと、ループ電流Ｉ_loopの、測定したプロセス変量に比例する振幅への調整に関与する電流調整回路３０とによってフィールド装置１０を表している。ここでは、（図３にさらに詳細に示す）電流調整回路３０を、理想的な電流源Ｉ_loop及び電流調整抵抗器Ｒ₀（図３に示す同じ抵抗器）の形でモデル化している。

端末装置１０は、ツイストペア線及び端末装置１０に約２０〜２５ボルトを供給する電源Ｖ_Cから電力を受け取る。電流調整回路３０は、（図３に関して説明したように）Ｒ₀を通る電流を調整して、検知したプロセス変量の値を制御室３２へ通信する。また、電流調整回路３０は、抵抗器Ｒ₀を通る電流を±０．５ｍＡで調整して制御室３２とデジタル通信することができる。

図４Ａに示すように、フィールド装置１０と制御室３２との間には単一の電流路しか存在しないので、電流調整回路３０が設定する抵抗器Ｒ₀を通る電流の振幅は、制御室３２が抵抗器Ｒ_Cを通じて測定する電流に等しい。このようにして、プロセス変量の振幅が、端末装置１０から制御室３２へ正確に通信される。

キルヒホッフの電圧法則を用いれば、端子電圧Ｖ_X（すなわち端子１８ａと１８ｂとの間の電圧）と、電流調整電圧Ｖ₀（すなわち電流調整回路３０により抵抗器Ｒ₀をまたいで発生する電圧）との間の関係を、次の式により関係付けることができる。

方程式１

端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀を、それぞれ電圧変動δＶ_X及びδＶ₀として表している。電圧変動値は、最大値における電圧と最小値における電圧との間の差（例えば、δＶ_X＝Ｖ_{X_max}−Ｖ_{X_min}）を表す。端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀の電圧変動は、ループ電流を変調することにより発生する。１つの実施形態では、フィールド装置のデジタル通信能力を使用して、所望の電流変調を発生させることができる（例えば、フィールド装置のＨＡＲＴ通信手段を使用して、ループ電流を±０．５ｍＡ変調してもよい）。端子電圧の変動δＶ_X及び電流調整電圧の変動δＶ_Oを測定することにより、（時間とともに変化する可能性がある）供給電圧及び（測定したプロセス変量に基づいて変化する）ループ電流の変動とは無関係に端子漏れの計算が行われるという利点が得られる。フィールド装置１０の外部のループ抵抗に等しい値として値Ｒ_Aが定義される（すなわちＲ_A＝Ｒ_loop1＋Ｒ_loop2＋Ｒ_C）。この方程式は、端子にかかる電圧Ｖ_Xと、電流調整回路３０により抵抗器Ｒ₀をまたいで発生する電圧との間の関係を定めるものである。

図４Ｂは、抵抗器Ｒ_Xによってモデル化した、フィールド装置１０の端子１８ａと端子１８ｂとの間の端子漏れの存在により、ループ電流がどのように影響を受けるかを示す図である。端子漏れの存在により、制御室３２とフィールド装置１０との間の電流ループが、電流調整成分Ｉ₁、端子漏れ成分Ｉ₂、及び制御室／ループ成分Ｉ₃の３つの成分に分割されるようになる。３つの電流成分の間の関係は、次の方程式により定められる。
Ｉ₃＝Ｉ₁＋Ｉ₂ 方程式２

電流調整回路３０は、抵抗器Ｒ₀を通る電流を、フィールド装置１０が測定したプロセス変量に比例するように調整する。従って、電流調整成分Ｉ₁は、フィールド装置１０が測定したプロセス変量を表す。しかしながら、端子漏れ電流成分Ｉ₂の存在により、制御室／ループ電流成分Ｉ₃の振幅は電流調整成分Ｉ₁よりも大きくなる。電流調整成分Ｉ₁と制御室／ループ電流Ｉ₃との間の振幅の差により、測定したプロセス変量の値を制御室３２が誤って解釈するようになる。

再びキルヒホッフの電圧法則を使用すれば、端子電圧Ｖ_Xと電流調整電圧Ｖ₀との間の関係は次の方程式により定められる。

方程式３

端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀を、電圧変動δＶ_X及びδＶ₀として表している。方程式１と方程式３との間の比較により、端子電圧の変動δＶ_Xと電流調整電圧の変動δＶ₀との間の比率を測定できれば、端子漏れ抵抗値Ｒ_Xを決定できることが示される。１つの実施形態では、以下の方法を使用して端子漏れ値Ｒ_Xを決定する。この説明のために、Ｖ_XとＶ₀との間の電圧変動比κを無次元パラメータとして表す。端子漏れがない場合、このパラメータは次の方程式により表現することができる。

方程式４

この方程式では、‘ｇ_A’項は、フィールド装置１０の外部の電流ループに関連する導電率の値に関し、‘ｇ₀’項は、図４Ａ及び図４Ｂに示す抵抗器Ｒ₀の導電率に関する。

端子漏れが存在する場合、無次元パラメータｋ_tが次の方程式による導電率として表される。

方程式５
この方程式では、‘ｇ_X’項は、図３Ｂに抵抗器Ｒ_Xとして示す端子漏れ抵抗器の導電率を表す。

方程式４及び方程式５に基づき、次の方程式によって漏れ導電率を表すことができる。

方程式６
従って、方程式６は、漏れ抵抗が存在しない最初の状態で端子電圧の変動δＶ_Xの電流調整電圧の変動δＶ₀に対する比率を測定できれば、（抵抗器Ｒ₀の既知の導電率と共に）この比率のその後の測定値を使用して、フィールド装置の端子１８ａと１８ｂとの間の漏れ抵抗（又は導電率）を計算できることを提示している。

図５は、端子ブロック１７内の端子１８ａと１８ｂとの間の端子漏れの検出を可能にする、（図２に示す）通信チップセット２８内に位置する構成要素間の接続を示す機能ブロック図である。これらの構成要素には、電源３６、（図３にさらに詳細に示す）電流調整回路３０、及び（図６にさらに詳細に示す）電圧比計算器３８が含まれる。１つの実施形態では、これらの構成要素の各々が、図２に示す通信チップセット２８内に位置する。

図４Ａ及び図４Ｂに関して述べたように、制御室３２は、端子１８ａと１８ｂとの間に約２０〜２５ボルトを供給し、これを図４Ａ及び図４Ｂに端子電圧Ｖ_Xとして表している。電源３６は、端子１８ａと１８ｂとの間に接続されるとともに、制御室３２が供給する２０〜２５ボルトを使用して、（マイクロプロセッサ２６、電流調整回路３０、及び電圧比計算器３８などの）フィールド装置１０内に位置する装置及び構成要素に（ＰＷＲで表す）調整電力を供給する。

電流調整回路３０は、マイクロプロセッサ２６から入力を受信するように接続されるとともに、端子１８ａ及び１８ｂに供給される電流を調整する。図３に関して述べたように、マイクロプロセッサ２６から受信する入力は、感知したプロセッサ変量を表す信号、並びにＨＡＲＴなどのデジタル通信標準を使用して送信される信号を含むことができる。デジタル通信に加え、マイクロプロセッサは、電流調整回路３０に、端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀に関連する電圧変動値を測定するという単一の目的のためにループ電流を変調するように命令することもできる。

端子１８ａと１８ｂとの間に供給される端子電圧Ｖ_Xと、電流調整回路３０内の電圧調整抵抗器Ｒ₀をまたいで発生する電流調整電圧Ｖ₀とをモニタするように電圧比計算器３８が接続される。電圧比計算器３８は、モニタした端子電圧Ｖ_Xと電流調整電圧Ｖ₀とに基づいて（図５に示すように）電圧変動比κを計算する。電圧比計算器３８は、計算した電圧変動比κをマイクロプロセッサ２６に提供する。

１つの実施形態では、マイクロプロセッサ２６が、計算した電圧変動比κを保存する。別の実施形態では、マイクロプロセッサが、計算した電圧変動比κを電流調整回路３０に提供し、デジタル通信プロトコルを使用して計算値を制御室３２へ通信するように電流調整回路３０に命令する。

上述のように、最初の電圧変動値κ０及びその後の電圧変動値κ_tを計算することにより、端子１８ａと１８ｂとの間に存在する端子漏れを判定できるようになる。

図６は、（図５に示す）電圧比計算器３８の実装に使用する構成要素の実施形態を示す図である。電圧比計算器３８は、シグマデルタ・アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）４０とＳＩＮＣフィルタ４２とを含む。この実施形態では、端子１８ａと１８ｂとの間に供給される端子電圧Ｖ_X、及び抵抗器Ｒ₀をまたいで供給される電流調整電圧Ｖ₀がシグマデルタＡＤＣ４０に提供される。１つの実施形態では、シグマデルタＡＤＣ４０が、一連のスイッチ、コンデンサ、積分器（すなわち容量帰還による演算増幅器）、及び比較器から構成される。シグマデルタＡＤＣ４０は、端子電圧Ｖ_Xと電流調整電圧Ｖ₀とが供給する電荷の平衡を保つべく動作する。

ループ電流を±０．５ｍＡで変調することにより、端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀の両方に電圧変動が生じるようになる（これについては、ループ電流の変調に関連するピークを表す表示Ｖ₀ ⁺及びＶ_X ⁺と、ループ電流の変調に関連する谷間すなわち低点を表す表示Ｖ₀ ^-及びＶ_X ^-とによって図６に示す）。シグマデルタＡＤＣ４０は、端子電圧Ｖ_Xと電流調整電圧Ｖ₀とが供給する電荷の平衡を保つことによりシグマデルタＡＤＣへの入力間の比率を測定する。ループ電流を変調して、端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀に変動を生み出すことにより、シグマデルタＡＤＣ４０は、これらの電圧変動間の比率を表す１ビットストリームを生成する。すなわち、１’ｓ及び０’ｓのストリームの密度が、端子電圧Ｖ_Xの変動と電流調整電圧Ｖ₀の変動との間の比率を表す。

パルス符号変調（ＰＣＭ）として知られる１’ｓ及び０’ｓの１ビットストリームがＳＩＮＣフィルタ４２に供給される。１’ｓ及び０’ｓのＰＣＭストリームに基づいて、ＳＩＮＣフィルタ４２は、このストリームを、端子電圧の変動δＶ_Xの電流調整電圧の変動δＶ₀に対する比率を表すデジタル値に変換する。この比率を無次元パラメータκで表している。次に、通常のデジタル通信手段に従って、測定したκパラメータをマイクロプロセッサ２６へ通信することができる。マイクロプロセッサは、計算したパラメータをローカルに保存するか、或いは電流調整回路３０に計算したパラメータを制御室３２へ通信するように命令するかのいずれかを行うことができる。

図７は、端子漏れの存在を判定する方法の１つの実施形態を示す図である。ステップ５０において、端子電圧Ｖ_Xと電流調整電圧Ｖ₀との間の比率の最初の測定が行われ、κ₀とされる。１つの実施形態では、制御室３２が、（κ₀値と称する）電圧変動比κ値を測定するようにフィールド装置１０（具体的には電圧比計算器３８）に命令するコマンドをフィールド装置１０に発することができる。別の実施形態では、フィールド装置１０が、取り付け時にκ₀値の測定を自動的に開始することができる。

ステップ５２において、最初の無次元パラメータκ₀がメモリに保存される。フィールド装置１０は、κ₀をローカルに保存するか、或いはκ₀を制御室３２へ通信することができるが、この場合は制御室がκ₀を保存することになる。

ステップ５４において、κ₀値を最初に測定した後の或る時点で、フィールド装置１０が端子電圧Ｖ_Xと電流調整電圧Ｖ₀との間の比率の２回目の測定を行い、これがκ_tとされる。κ_t値の測定は、制御室３２から受信した命令に応じて行われてもよく、或いはこの測定をフィールド装置１０が定期的に行ってフィールド装置１０の端子１８ａと１８ｂとの間に端子漏れが存在しないことを確実にしてもよい。

ステップ５６において、その後の電圧変動値κ_tがメモリに保存される。この場合も、電流変動値κ_tをフィールド装置１０にローカルに保存するか、或いは制御室３２へ通信して保存することができる。

ステップ５８において、電圧変動パラメータの最初の測定値κ₀と電圧変動パラメータのその後の測定値κ_tとに基づき、方程式６を使用して漏れ抵抗又は導電率ｇ_Xを評価することができる。マイクロプロセッサ２６がこの計算をローカルに行ってもよく、或いは測定したκ_tパラメータを制御室３２へ通信して、そこで漏れ抵抗の計算を行うようにしてもよい。

ステップ６０において、計算した漏れ導電率ｇ_Xに基づいて、この漏れ導電率が、フィールド装置１０が供給する信号の歪みを引き起こすほど高いかどうかの判定が行われる。すなわち、計算した漏れ導電率をしきい値と比較して、フィールド装置１０に対して通知又はアラームを発するべきかどうかを判定することができる。

図８Ａ及び図８Ｂは、電圧比測定に基づいて行われる漏れ抵抗計算の実用性及び正確性を試すために使用するハードウェアの接続を示す図である。実験を行うために、以下の構成要素、すなわち電源ＶＣＣ、フィールド装置１０の外部の抵抗を表す２７０オーム（Ω）抵抗器、漏れ抵抗Ｒ_xを表す１３５０Ω抵抗器、Ｒｏｓｅｍｏｕｎｔ ３０５１Ｃ圧力トランスミッタ６６、モデム６８及びパーソナルコンピュータ７０を使用した。３０５１圧力トランスミッタ６６は、フィールド端子７２a及び７２ｂと、図８Ｂに示す電流調整回路を含む出力用電子機器７４とを含む。２７０Ω抵抗器をまたいでモデム６８及びＰＣ７０を接続して、実験のために２７０Ω抵抗器を通じて発生する電流をユーザが制御できるようにする。

図８Ｂは、出力用電子機器７４内の回路構成を示しており、ダイオードＤ１、トランジスタＱ３、抵抗器Ｒ１０及び電流調整抵抗器Ｒ₀が含まれる。この実施形態では、電流調整抵抗器Ｒ₀は１３５オームの抵抗を有する。図８Ｂに示すように、フィールド端子７２ａと７２ｂとをまたいで端子電圧Ｖ_Xを測定し、抵抗器Ｒ₀をまたいで電流調整電圧Ｖ₀を測定する。

この実験を分かりやすくするために、図８Ａ及び図８Ｂに示す実験設備を、図１に示すフィールド送信機１０と比較することができる。図８Ａに示す３０５１フィールド装置１０は、図１に示すフィールド装置１０に相当する。図８Ａに示す出力用電子機器７４は、図１及び図２に示す回路基板１６に相当する。図８Ａ及び図８Ｂに示すフィールド端子７２ａ及び７２ｂは、図１に示すフィールド端子１８ａ及び１８ｂに相当する。図８Ａに示す１３５０Ω抵抗器は、図４Ｂに示す抵抗器Ｒ_Xに相当する。

この実験では、モデム６８及びＰＣ７０を使用して、２７０Ω抵抗器を通るループ電流を様々なレベルに設定した。結果として生じた電圧Ｖ_X及びＶ₀を、選択した電流値よりも０．５ｍＡ高く設定した電流で測定し、その後結果として生じた電圧Ｖ_X及びＶ₀を、選択した電流値よりも０．５ｍＡ低く設定した電流で測定することにより、個々の電流値の電圧変動δＶ_X及びδＶ₀を測定した。端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀の第１の測定値を、端子電圧Ｖ_X及び電流調整電圧Ｖ₀の第２の測定値からそれぞれ減算することにより、電圧変動δＶ_X及びδＶ₀が求められる。電圧変動δＶ₀を電圧変動Ｖ_Xで除算することにより、比率κが求められる。この電圧変動を求める方法は、この実験の目的のみに使用される。フィールド装置における実際の実施構成は異なるものになると思われる。例えば、図６に関して述べたように、シグマデルタ変調器とＳＩＮＣフィルタとで構成される電圧比デジタルコンバータを使用して、δＶ_XとδＶ₀の間の電圧変動比を測定することができる。

（以下に示す）表１は、漏れがない場合（すなわち漏れ抵抗器Ｒ_Xが構成から取り除かれている場合）に行った測定及び計算の結果を示している。第１列は、モデム６８及びＰＣ７０により設定したループ電流を示す。第２列は、第１の列に示す対応するループ電流について計算した結果得られる電圧変動δＶ₀を示す。第３列は、第１の列に示す対応するループ電流について計算した結果得られる電圧変動δＶ_Xを示す。第４列は、結果として得られる電圧変動比κ₀を示しており、第２及び第３の列に示す測定した電圧変動に基づいて計算したものである。
表１−電圧変動の測定、漏れ抵抗なし

表２は、フィールド端子７２ａと７２ｂとの間に漏れ抵抗器Ｒ_X（１３５０Ω）を接続した後に行った測定を示しており、フィールド端子間の漏れ抵抗の存在を模倣したものである。この場合も、抵抗器Ｒ₀を通る電流を、モデム６８及びＰＣ７０により３つの異なる値に設定し、個々の値について対応する電圧変動を測定した。測定した電圧変動に基づいて、電圧変動値δＶ₀をδＶ_Xで除算することにより無次元パラメータκ_tが計算される。
表２−電圧変動の測定、漏れ抵抗あり

表３は、表１及び表２の第４列に記載したκ₀及びκ_tの計算値と、説明を簡単にするためにここに再掲載する上述の方程式６とを使用した漏れ抵抗（この実験では約１３５０Ωであることが既知である）の計算を示している。

方程式６
表３−漏れ抵抗の推定

表３は、供給されるループ電流の個々の値について、方程式６を使用して漏れ抵抗の正確な予測値を計算したことを示している。従って、上記実験は、本発明がフィールド装置の端子間の漏れ抵抗を検出し数量化するのに適したものであることのみならず、漏れ抵抗の計算がループ電流の振幅に左右されるものではないことも示している。電圧変動（δＶ₀及びδＶ_X）を使用することにより、供給電力の変動及びループ電流の変動などの外部要因とは無関係に端子漏れの計算が行われる。すなわち、ループ電流を５．０±０．５ｍＡに設定することにより、ループ電流を１９．０±０．５ｍＡに設定するのとほぼ同じ漏れ抵抗の計算が得られる（１４０８Ω対１３５８Ω）。従って、漏れ抵抗を測定し判定するのに、ループ電流の現在の状態又は値に関する特別な情報は不要となる。

好ましい実施形態を参照しながら本発明について説明したが、当業者であれば、本発明の思想及び範囲から逸脱することなく形状及び細部に変更を行うことができることを認識するであろう。具体的には、検知したプロセス変量に基づいて４〜２０ｍＡのループ電流を変調することにより制御室と通信するフィールド装置に関して本発明を説明した。別の実施形態では、（Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎフィールドバスなどの）デジタル通信プロトコルのみを使用して通信するフィールド装置とともに本発明を実現することもできる。

１７ 端子ブロック
１８ａ、１８ｂ 端子
２６ マイクロプロセッサ
３０ 電流調整器
３６ 電源
３８ 電圧比計算器

Claims (22)

1. 端子漏れを検出するフィールド装置であって、
   プロセス変量を測定するためのセンサ装置と、
   制御室と通信するように接続された第１の端子及び第２の端子と、
   を備え、前記第１の端子と第２の端子との間には端子電圧が存在し、
   前記フィールド装置の前記第１及び第２の端子に接続され、電流調整電圧を調整することにより前記フィールド装置の前記第１及び第２の端子に供給される電流を調整する電流調整回路と、
   前記第１の端子及び前記第２の端子と前記電流調整回路とに接続され、前記端子電圧の変動と、前記電流調整回路による前記電流の変調により生じる前記電流調整電圧の変動とに基づいて電圧変動比の値κを測定する電圧比計算器と、
   前記電圧比計算器により測定されマイクロプロセッサに提供される電圧変動比の値κに基づいて前記端子漏れを計算する前記マイクロプロセッサであって、最初に測定した最初の電圧変動比κ ₀ をその後に測定したその後の電圧変動比κ _t と比較することにより前記第１の端子と第２の端子との間の端子漏れを計算するマイクロプロセッサと、
   をさらに備え、前記測定した電圧変動比の値κに基づいて前記第１の端子と前記第２の端子との間の端子漏れの存在を検出する、
   ことを特徴とするフィールド装置。
2. 前記電圧比計算器は、
   前記端子電圧と前記電流調整電圧とを入力として受信するとともに、前記端子電圧の変動と前記電流調整電圧の変動との間の比率を表す１ビット出力ストリームを供給するシグマデルタ変調器と、
   前記シグマデルタ変調器が供給する前記１ビット出力ストリームを、前記電圧変動比の値κを表すデジタル値に変換するＳＩＮＣフィルタと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載のフィールド装置。
3. 前記電圧比計算器が計算した電圧変動比の値を保存するメモリ装置をさらに含む、
   ことを特徴とする請求項１に記載のフィールド装置。
4. 前記フィールド装置の第１の端子と第２の端子との間の前記端子漏れの検出は、次の方程式：
   

   

   に基づき、この場合κ₀は最初の電圧変動比を表し、κ_tはその後の電圧変動比を表し、g₀は第１の抵抗器の導電率（抵抗の逆）を表し、ｇ_Xは前記フィールド装置の前記第１の端子と第２の端子との間の前記端子漏れの導電率を表す、
   ことを特徴とする請求項１に記載のフィールド装置。
5. フィールド装置のハウジング内に位置する第１の端子と第２の端子との間の端子漏れを検出する方法であって、
   最初の時点ｔ₀において前記第１の端子と前記第２の端子との間のループ電流を変調するステップと、
   前記第１の端子と前記第２の端子との間の最初の端子電圧の変動と、前記第１の端子と第２の端子との間に接続された電流調整回路内の最初の電流調整電圧の変動とに基づいて最初の電圧変動比κ₀を測定するステップと、
   その後の時点ｔ_tにおいて前記第１の端子と前記第２の端子との間の前記ループ電流を変調するステップと、
   その後の端子電圧の変動とその後の電流調整電圧の変動とに基づいてその後の電圧変動比κ_tを測定するステップと、
   前記最初の電圧変動比κ₀と前記その後の電圧変動比κ_tとの前記測定した値に基づいて端子漏れを計算するステップと、
   を含むことを特徴とする方法。
6. 前記最初の電圧変動比κ₀と前記その後の電圧変動比κ_tとの前記測定した値に基づいて端子漏れを計算するステップは、次の方程式：
   

   

   に基づくものである、
   ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記最初の電圧変動比κ₀を前記フィールド装置にあるメモリ装置に保存するステップと、
   前記その後の電圧変動比κ_tを前記フィールド装置にあるメモリ装置に保存するステップと、
   をさらに含み、前記最初の電圧変動比κ₀及びその後の電圧変動比κ_tは、端子漏れを計算するためにマイクロプロセッサに提供される、
   ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
8. 前記最初の電圧変動比κ₀を前記フィールド装置に接続された制御室へ通信するステップと、
   前記その後の電圧変動比κ_tを前記フィールド装置に接続された前記制御室へ通信するステップと、
   をさらに含み、前記制御室は、前記最初の電圧変動比κ₀と前記その後の電圧変動比κとに基づいて前記端子漏れを計算する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
9. 前記最初の電圧変動比κ₀を測定するステップは、
   前記最初の端子電圧と前記最初の電流調整電圧とをシグマデルタ変調器に供給し、該シグマデルタ変調器が、前記最初の端子電圧の変動と前記最初の電流調整電圧の変動との間の比率を表す１ビットストリームを供給するステップと、
   前記１ビットストリームをＳＩＮＣフィルタに供給し、該ＳＩＮＣフィルタが前記最初の電圧変動比κ₀を表すデジタル値を供給するステップと、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
10. 前記その後の電圧変動比κ_tを測定するステップは、
    前記その後の端子電圧と前記その後の電流調整電圧とをシグマデルタ変調器に供給し、該シグマデルタ変調器が、前記その後の端子電圧の変動と前記その後の電流調整電圧の変動との間の比率を表す１ビットストリームを供給するステップと、
    前記１ビットストリームをＳＩＮＣフィルタに供給し、該ＳＩＮＣフィルタが前記その後の電圧変動比κ_tを表すデジタル値を供給するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
11. 前記計算した端子漏れ値に基づいてアラームを開始するかどうかを決定するステップをさらに含む、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
12. 最初の電圧変動比κ₀を測定するステップは、前記フィールド装置と通信するように接続された制御室の要求に応じて行われる、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
13. 最初の電圧変動比κ₀を測定するステップは、前記フィールド装置の取り付け時に自動的に行われる、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
14. その後の電圧変動比κ_tを測定するステップは、前記フィールド装置と通信するように接続された制御室の要求に応じて行われる、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
15. その後の電圧変動比κ_tを測定するステップは、前記フィールド装置により定期的に行われる、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
16. 前記最初の時点ｔ₀及び前記その後の時点ｔ_tにおいて前記ループ電流を変調するステップは、前記端子電圧及び前記電流調整電圧の電圧変動を測定する目的でマイクロプロセッサの要求に応じて行われる、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
17. 最初の時点ｔ₀又はその後の時点ｔ_tのいずれかにおいて前記ループ電流を変調するステップは、前記フィールド装置と制御室との間でデジタル通信を行うことと、前記端子電圧及び前記電流調整電圧の電圧変動を測定することという２つの目的を兼ねる、
    ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
18. フィールド装置のハウジング内に位置する第１の端子と第２の端子との間の端子漏れを検出できる前記フィールド装置であって、
    電流調整回路内の電流調整電圧を調整することにより前記第１の端子と第２の端子の間に流れる電流の振幅を調整するとともに前記第１の端子と第２の端子との間の電流を変調するための前記電流調整回路と、
    前記第１の端子と前記第２の端子との間に存在する端子電圧の変動と、前記第１の端子と第２の端子との間の前記電流の前記変調によって生じる前記電流調整電圧の変動とに基づいて電圧変動比の値κを測定するための手段と、
    前記測定した電圧変動比の値κに基づいて端子漏れを計算するための手段と、
    を含み、
    端子漏れを計算するための前記手段は、最初に測定した最初の電圧変動比κ ₀ をその後に測定したその後の電圧変動比κ _t と比較して前記端子漏れを計算する、
    ことを特徴とするフィールド装置。
19. 電圧変動比の値κを測定するための前記手段により測定された前記最初の電圧変動比κ₀と前記その後の電圧変動比κ_tとを保存するためのメモリ手段をさらに含む、
    請求項１８に記載のフィールド装置。
20. 前記電流調整回路は、電圧変動比の値を測定するための前記手段により計算された前記電圧変動比の値を、前記フィールド装置に接続された制御室へ通信するための手段を含み、該制御室は、前記電圧変動比の値に基づいて前記端子漏れを計算する、
    ことを特徴とする請求項１８に記載のフィールド装置。
21. 電圧変動比の値を測定するための前記手段は、
    前記電流調整電圧と前記端子電圧とを入力として受信するとともに、前記端子電圧の変動と前記電流調整電圧の変動との間の比率を表す１ビットストリームを出力として供給するシグマデルタ変調器と、
    前記シグマデルタ変調器が供給する前記１ビットの出力ストリームを、前記電圧変動比の値κを表すデジタル値に変換する、前記シグマデルタ変調器に接続されたＳＩＮＣフィルタとを含む、
    ことを特徴とする請求項１８に記載のフィールド装置。
22. 端子漏れを計算するための前記手段は、前記計算した端子漏れ値に基づいてアラームを開始するかどうかを決定するための手段を含む、
    ことを特徴とする請求項１８に記載のフィールド装置。

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