JP5335390B2 - Signal processing apparatus and signal processing method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力信号の基本周期を検出する信号処理装置及び信号処理方法に関するものである。 The present invention relates to a signal processing device and a signal processing method for detecting a fundamental period of an input signal.
近年、PLCや無線LAN等の通信媒体を用いて音声通話を行うVoIP(Voice over Internet Protocol)通信が知られている。PLCや無線LAN等の通信媒体は、伝送品質が変動しやすいため、パケットロスによる音声品質の劣化が問題となる。パケットロスが発生すると、例えばプツというようなノイズ音が通話中に発生する可能性がある。 In recent years, VoIP (Voice over Internet Protocol) communication in which voice communication is performed using a communication medium such as a PLC or a wireless LAN is known. Since communication quality such as PLC and wireless LAN tends to fluctuate, deterioration of voice quality due to packet loss becomes a problem. When a packet loss occurs, for example, a noise sound such as a pudding may occur during a call.
そこで、VoIPの通信装置では、パケットロスが発生した場合、直前の音声信号の基本周期(ピッチ)を検出し、パケットロスが発生した直前の基本周期分の音声信号を用いてロス期間を補間する隠蔽処理が行われている。 Therefore, in the VoIP communication apparatus, when packet loss occurs, the basic period (pitch) of the immediately preceding audio signal is detected, and the loss period is interpolated using the audio signal for the basic period immediately before the occurrence of the packet loss. Concealment processing is performed.
図7は、従来の隠蔽処理を説明するための音声信号の波形図である。図7において縦軸は通信装置に入力される音声信号の強度を示し、横軸は時間を示している。音声パケットの受信に失敗し、パケットロスが発生すると、通信装置は、パケットロスが発生する直前の所定期間の音声信号をテンプレートとして設定する。 FIG. 7 is a waveform diagram of an audio signal for explaining a conventional concealment process. In FIG. 7, the vertical axis indicates the intensity of the audio signal input to the communication device, and the horizontal axis indicates time. When reception of a voice packet fails and packet loss occurs, the communication apparatus sets a voice signal for a predetermined period immediately before the packet loss occurs as a template.
次に、このテンプレートを音声信号に対してパケットロスが発生したした時点から過去に向けてスライドさせる。次に、テンプレートと音声信号との相関演算を実行し、パケットロスが発生する直前の音声信号の基本周期を検出する。 Next, the template is slid toward the past from the time when the packet loss occurs with respect to the audio signal. Next, correlation calculation between the template and the audio signal is executed, and the basic period of the audio signal immediately before the packet loss occurs is detected.
次に、パケットロスが発生してから過去に遡って、基本周期分の音声信号を取り出し、その音声信号をロス期間に繰り返し当てはめてロス期間を補間する。 Next, from the occurrence of packet loss, the audio signal for the basic period is extracted retroactively, and the audio signal is repeatedly applied to the loss period to interpolate the loss period.
ここで、この基本周期分の音声信号でロス期間を補間するのは、通話者が例えば「あ」という音声を発した場合、この「あ」の音声は、20msec程度に区切られて1つの音声パケットにのせて送信されるため、ロス期間ではパケットロスが発生する直前の基本周期分の音声信号が繰り返されている可能性が高いからである。 Here, the loss period is interpolated with the audio signal for this basic period. For example, when the caller utters the voice “A”, the voice “A” is divided into about 20 msec and is converted into one voice. This is because, since it is transmitted on a packet, there is a high possibility that the audio signal for the basic period immediately before the occurrence of the packet loss is repeated in the loss period.
したがって、隠蔽処理を行う場合、パケットロスが発生した直前の音声信号の基本周期を検出することが重要となる。 Therefore, when performing concealment processing, it is important to detect the basic period of the audio signal immediately before the occurrence of packet loss.
なお、従来の基本周期の検出手法として下記に示す特許文献1〜4が知られている。特許文献1では、複数の異なる分析窓幅で、入力音声波形の自己相関関数R(τ)を求め、求めた最大値をR(τ)maxとし、V=R(τ)max/R(0)を求め、Vの大きさとτのばらつきとを考慮して、最も信頼できるτの値から入力音声波形のピッチを求める技術が開示されている。
Note that
特許文献2では、デジタルサンプルされた音信号の自己相関関数φ(d)を求め、音声信号の概略のピッチを抽出し、抽出した概略のピッチを基本区間として、基本区間の整数倍で音声信号を区切って演算区間を決定し、決定した演算区間の自己相関関数φ´(d)から音声信号のピッチを求める技術が開示されている。
In
特許文献3では、過去のフレームで抽出したピッチの平均値が大きいときに分析窓長を長く設定すると共に間引き率を高く設定し、逆に前記平均値が小さいときに分析窓長を短く設定すると共に間引き率を低く設定する技術が開示されている。
In
特許文献4では、予め定められた複数のピッチ候補のそれぞれについて入力音声信号のピッチを求めるにあたり、ピッチ候補が長周期になるにつれて、周期評価に用いる入力音声信号の時間軸上の評価範囲を広くすると共に、入力音声信号のサンプリング周期を狭める技術が開示されている。
しかしながら、特許文献1〜4の手法は、いずれも、上記の隠蔽処理を行うことを課題としておらず、単に入力信号から基本周期を精度良く検出すること課題としている。そのため、パケットロスが発生した直前の入力信号の基本周期を精度良く検出することができないという問題がある。特に、特許文献1〜4の手法では、パケットロスが発生する直前に入力信号の基本周期が変化した際に、この基本周期とテンプレートの時間幅とがマッチしていない場合、この基本周期を精度良く検出することができないという問題が発生する。
However, none of the methods of
本発明の目的は、現時点の直前における入力信号の基本周期を精度良く算出することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a signal processing apparatus and a signal processing method capable of accurately calculating the basic period of an input signal immediately before the present time.
(1)本発明の一局面による信号処理装置は、現時点から過去に向けてある時間幅の入力信号を基準信号として設定する基準信号設定部と、前記基準信号を前記入力信号に対して現時点から過去に向けてスライドさせ、前記基準信号と前記入力信号との相関を求めることで、前記入力信号の基本周期を検出する周期検出部とを備え、前記基準信号設定部は、前記基準信号のスライド量が増大するにつれて前記基準信号の時間幅を増大させる。 (1) A signal processing device according to one aspect of the present invention includes a reference signal setting unit that sets an input signal having a time width from the current time to the past as a reference signal, and the reference signal is set to the input signal from the current time. And a period detection unit that detects a basic period of the input signal by sliding toward the past and obtaining a correlation between the reference signal and the input signal, and the reference signal setting unit is configured to slide the reference signal. As the quantity increases, the time width of the reference signal is increased.
本発明の別の一局面による信号処理方法は現時点から過去に向けてある時間幅の入力信号を基準信号として設定する基準信号設定ステップと、前記基準信号を現在の入力信号から過去の入力信号に向けてスライドさせ、前記基準信号と入力信号との相関を求めることで、前記基本周期を検出する周期検出ステップとを備え、前記周期検出ステップは、前記基準信号のスライド量が増大するにつれて前記基準信号の時間幅を増大させる。 A signal processing method according to another aspect of the present invention includes a reference signal setting step of setting an input signal having a time width from the present time to the past as a reference signal, and changing the reference signal from the current input signal to the past input signal. And a period detection step for detecting the fundamental period by obtaining a correlation between the reference signal and the input signal, and the period detection step includes the reference signal as the reference signal slide amount increases. Increase the time width of the signal.
この構成によれば、現時点から過去に向けてある時間幅の入力信号が基準信号として設定される。そして、設定された基準信号が入力信号に対して現時点から過去に向けてスライドされる。そして、基準信号と入力信号との相関が求められ、入力信号の基本周期が検出される。 According to this configuration, an input signal having a time width from the present time to the past is set as the reference signal. Then, the set reference signal is slid toward the past from the present time with respect to the input signal. Then, the correlation between the reference signal and the input signal is obtained, and the fundamental period of the input signal is detected.
ここで、基準信号はスライド量が増大するにつれて時間幅が増大される。したがって、スライド量の小さい比較的初期の段階において、現時点のほぼ直前の基本周期分の入力信号が基準信号とされるタイミングが発生する。このとき、基準信号と入力信号との間で強い相関ピークが現れる。一方、スライド量が大きくなると、それに応じて基準信号の時間幅も増大され、基準信号には複数の周波数成分が含まれるようになる。そのため、上記のタイミングで得られる相関ピークほど強い相関ピークを得ることはできなくなる。よって、現時点の直前の入力信号の基本周期を精度良く検出することが可能となる。 Here, the time width of the reference signal is increased as the slide amount increases. Therefore, at a relatively early stage where the slide amount is small, a timing is generated at which the input signal for the basic period immediately before the current time is used as the reference signal. At this time, a strong correlation peak appears between the reference signal and the input signal. On the other hand, when the slide amount increases, the time width of the reference signal is increased accordingly, and the reference signal includes a plurality of frequency components. Therefore, it becomes impossible to obtain a stronger correlation peak as the correlation peak obtained at the above timing. Therefore, the basic period of the input signal immediately before the current time can be detected with high accuracy.
更に、スライド量の小さい比較的初期の段階においては、基準信号の時間幅が短いため、計算量を小さくすることができる。 Furthermore, in a relatively early stage where the slide amount is small, the time width of the reference signal is short, so that the calculation amount can be reduced.
(2)前記入力信号にパケットロスが発生したか否かを検出するパケットロス検出部と、隠蔽処理部とを更に備え、前記周期検出部は、前記パケットロス検出部によりパケットロスが発生したロス発生時点を前記現時点として前記基本周期を検出し、前記隠蔽処理部は、前記ロス発生時点から過去に向けて前記基本周期分の入力信号を取り出し、取り出した入力信号でパケットロスが発生したロス期間を補間することが好ましい。 (2) A packet loss detection unit that detects whether or not a packet loss has occurred in the input signal, and a concealment processing unit, wherein the period detection unit is a loss in which a packet loss has occurred by the packet loss detection unit The basic period is detected with the occurrence time as the current time, and the concealment processing unit extracts the input signal for the basic period from the loss occurrence time to the past, and a loss period in which a packet loss has occurred in the extracted input signal Is preferably interpolated.
この構成によれば、パケットロスが発生した場合に、ロス発生時点が現時点とされ、ロス発生時点の直前における入力信号の基本周期が検出される。そして、ロス発生時点から過去に向けて基本周期分の入力信号が取り出され、この入力信号を用いてロス期間が補間されて隠蔽処理が行われる。そのため、隠蔽処理を精度良く行うことができる。 According to this configuration, when packet loss occurs, the loss occurrence time is set as the current time, and the basic period of the input signal immediately before the loss occurrence time is detected. Then, an input signal corresponding to the basic period is extracted from the point of occurrence of loss toward the past, and the loss period is interpolated using this input signal to perform concealment processing. Therefore, the concealment process can be performed with high accuracy.
(3)前記基準信号設定部は、前記基準信号のスライド量が所定のスライド基準値になるまで、前記基準信号の時間幅を所定の初期時間幅に設定することが好ましい。 (3) It is preferable that the reference signal setting unit sets a time width of the reference signal to a predetermined initial time width until a slide amount of the reference signal reaches a predetermined slide reference value.
この構成によれば、基準信号のスライド量が比較的小さい場合は、基準信号の時間幅が初期時間幅に設定されるため、スライド量が小さい場合であっても基準信号の時間幅を一定の大きさ以上確保することが可能となり、基準信号と入力信号との間の相関をより精度良く求めることができる。なお、初期時間幅としては、例えば想定される入力信号の基本周期の最小値程度の値を採用すればよい。また、スライド基準値としては、例えば初期時間幅を採用すればよい。 According to this configuration, when the slide amount of the reference signal is relatively small, the time width of the reference signal is set to the initial time width. Therefore, even when the slide amount is small, the time width of the reference signal is constant. It is possible to ensure a size equal to or greater than that, and the correlation between the reference signal and the input signal can be obtained with higher accuracy. As the initial time width, for example, a value about the minimum value of the assumed basic period of the input signal may be adopted. As the slide reference value, for example, an initial time width may be adopted.
(4)前記周期検出部は、相互相関により前記基準信号と前記入力信号との相関を求めることが好ましい。 (4) It is preferable that the period detection unit obtains a correlation between the reference signal and the input signal by cross-correlation.
この構成によれば、相互相関が採用されているため、基準信号と入力信号との相関を精度良く算出することができる。 According to this configuration, since the cross-correlation is employed, the correlation between the reference signal and the input signal can be calculated with high accuracy.
(5)前記周期検出部は、AMDFにより前記基準信号と前記入力信号との相関を求めることが好ましい。 (5) It is preferable that the period detection unit obtains a correlation between the reference signal and the input signal by AMDF.
この構成によれば、AMDFが採用されているため、比較的少ない計算量でありながら精度良く基準信号と入力信号との相関を算出することができる。 According to this configuration, since the AMDF is employed, it is possible to calculate the correlation between the reference signal and the input signal with high accuracy while using a relatively small amount of calculation.
(6)前記入力信号は、所定のサンプリング周期でサンプリングされた信号であり、前記周期検出部は、式(1)を用いて前記相互相関を行うことが好ましい。 (6) Preferably, the input signal is a signal sampled at a predetermined sampling period, and the period detector performs the cross-correlation using equation (1).
但し、φ(τ)は相関値を示し、Nは前記基準信号の時間幅を示し、x(j)は前記基準信号を示し、x(j−τ)は前記入力信号を示し、k+1は前記基準信号の開始点を示し、aは予め定められた係数を示し、τは前記基準信号のスライド量を示し、jは入力信号の各サンプリング点のサンプリング番号を示す。 Where φ (τ) represents a correlation value, N represents a time width of the reference signal, x (j) represents the reference signal, x (j−τ) represents the input signal, and k + 1 represents the input signal. The starting point of the reference signal is indicated, a is a predetermined coefficient, τ is the sliding amount of the reference signal, and j is the sampling number of each sampling point of the input signal.
この構成によれば、式(1)を用いて相互相関が算出されることになる。 According to this configuration, the cross correlation is calculated using Expression (1).
(7)前記入力信号は、所定のサンプリング周期でサンプリングされた信号であり、前記周期検出部は、式(2)を用いて前記AMDFを行うことが好ましい。 (7) It is preferable that the input signal is a signal sampled at a predetermined sampling period, and the period detection unit performs the AMDF using Equation (2).
但し、φ(τ)は相関値を示し、Nは前記基準信号の時間幅を示し、x(j)は前記基準信号を示し、x(j−τ)は前記入力信号を示し、k+1は前記基準信号の開始点を示し、aは予め定められた係数を示し、τは前記基準信号のスライド量を示し、jは入力信号の各サンプリング点のサンプリング番号を示す。 Where φ (τ) represents a correlation value, N represents a time width of the reference signal, x (j) represents the reference signal, x (j−τ) represents the input signal, and k + 1 represents the input signal. The starting point of the reference signal is indicated, a is a predetermined coefficient, τ is the sliding amount of the reference signal, and j is the sampling number of each sampling point of the input signal.
この構成によれば、式(2)を用いてAMDFが行われることになる。 According to this configuration, AMDF is performed using equation (2).
(8)前記基準信号設定部は、前記基準信号のスライド量が所定の変更基準値を超えるまで、前記aを1≦a<2の範囲内の所定の固定値に設定し、前記基準信号のスライド量が前記変更基準値を超えると、前記スライド量が所定の最大スライド量に近づくにつれて、1に近づくように前記aの値を減少させることが好ましい。 (8) The reference signal setting unit sets the a to a predetermined fixed value within a range of 1 ≦ a <2 until the slide amount of the reference signal exceeds a predetermined change reference value, When the slide amount exceeds the change reference value, it is preferable to decrease the value a so as to approach 1 as the slide amount approaches a predetermined maximum slide amount.
この構成によれば、スライド量が小さい場合、基準信号の時間幅をスライド量に対して大きめに設定することができ、スライド量が大きい場合、基準信号の時間幅をスライド量程度の値に設定することができる。そのため、スライド量が小さい場合において、基準信号の時間幅が小さくなりすぎることを防止することができる。 According to this configuration, when the slide amount is small, the time width of the reference signal can be set larger than the slide amount, and when the slide amount is large, the time width of the reference signal is set to a value about the slide amount. can do. Therefore, when the slide amount is small, it is possible to prevent the time width of the reference signal from becoming too small.
本発明によれば、スライド量が小さい比較的初期の段階において、現時点のほぼ直前の基本周期分の入力信号が基準信号とされるタイミングが発生する。このとき、基準信号と入力信号との間で強い相関ピークが現れる。一方、スライド量が大きくなると、それに応じて基準信号の時間幅も増大され、基準信号には複数の周波数成分が含まれるようになる。そのため、上記のタイミングで得られる相関ピークほど強い相関ピークを得ることはできなくなる。よって、現時点のほぼ直前の入力信号の基本周期を精度良く検出することが可能となる。 According to the present invention, in a relatively early stage where the slide amount is small, a timing is generated at which the input signal for the basic period almost immediately before the current point is used as the reference signal. At this time, a strong correlation peak appears between the reference signal and the input signal. On the other hand, when the slide amount increases, the time width of the reference signal is increased accordingly, and the reference signal includes a plurality of frequency components. Therefore, it becomes impossible to obtain a stronger correlation peak as the correlation peak obtained at the above timing. Therefore, it is possible to detect the basic period of the input signal almost immediately before the present time with high accuracy.
以下、本発明の一実施の形態による信号処理装置を通信装置に適用した場合を例に挙げて説明する。図1は、本発明の一実施の形態による信号処理装置が適用された通信装置の全体構成を示すブロック図である。なお、この通信装置は、例えばVoIPによる通話機能を備える通信装置であり、SIP(Session Initiation Protocol)、H.323、IPv4、又はIPv6等の通信プロトコルを用いて所定の通信ネットワークを介して接続された他の通信装置との間で通信を行う。 Hereinafter, a case where a signal processing device according to an embodiment of the present invention is applied to a communication device will be described as an example. FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a communication apparatus to which a signal processing apparatus according to an embodiment of the present invention is applied. Note that this communication apparatus is a communication apparatus having a call function based on VoIP, for example, SIP (Session Initiation Protocol), H.264. Communication is performed with other communication devices connected via a predetermined communication network using a communication protocol such as H.323, IPv4, or IPv6.
図1に示すように、本通信装置は、パケット受信部1、遅延ゆらぎ吸収バッファ2、タイマ3、パケットロス検出部4、検出処理部5、隠蔽処理部6、音声出力部7、及びスピーカ8を備えている。
As shown in FIG. 1, the communication apparatus includes a
パケット受信部1は、他の通信装置から送信される音声パケットを受信し、この音声パケットを遅延ゆらぎ吸収バッファ2に出力する。この音声パケットは、例えば、RTP(Real-time Transport Protocol)に準拠した音声パケットであり、20msecのデジタルの音声信号を含む。また、音声信号は、例えば、PCMμ−Law等により8kHzのサンプリング周波数でサンプリングされたデジタルの音声信号である。
The
したがって、パケット受信部1は、音声パケットのRTPヘッダに含まれるシーケンス番号に従って、受信した音声パケットを時系列順に遅延ゆらぎ吸収バッファ2に出力する。なお、RTPヘッダには、シーケンス番号の他タイムスタンプ等が含まれている。シーケンス番号は音声パケットの送信順序を示し、タイムスタンプは、元の音声波形における音声信号の相対的な位置を示す。
Therefore, the
遅延ゆらぎ吸収バッファ2は、パケット受信部1から出力された音声パケットを一旦保持し、所定時間遅延させて出力することで音声パケットの遅延ゆらぎを吸収する。
The delay
タイマ3は、パケットロス検出部4がパケットロスを検出する際に用いられる。パケットロス検出部4は、遅延ゆらぎ吸収バッファ2が検出処理部5に音声パケットを出力したとき、タイマ3に計時を開始させ、遅延ゆらぎ吸収バッファ2が次の音声パケットを出力する前に、タイマ3による計時時間がパケットロスが発生したと想定される所定時間を超えた場合、パケットロスが発生したと判定する。
The
検出処理部5は、遅延ゆらぎ吸収バッファ2から順次出力される音声パケットからシーケンス番号及びタイムスタンプに従って音声信号を取り出す。そして、検出処理部5は、パケットロス検出部4によりパケットロスが検出された場合、取り出した音声信号に対して基本周期(ピッチ)の検出処理を行い、パケットロス検出部4によりパケットロスが検出されなかった場合、取り出した音声信号を音声出力部7にそのまま出力する。なお、検出処理部5は、過去一定期間の音声信号を保持するものとする。
The
また、検出処理部5は、テンプレート設定部51(基準信号設定部の一例)及び周期検出部52を備えている。テンプレート設定部51は、パケットロスが発生したロス発生時点から過去に向けてある時間幅の音声信号をテンプレート(基準信号の一例)として設定する。ここで、テンプレート設定部51は、周期検出部52がテンプレートのスライド量を増大させるにつれてテンプレートの時間幅を増大させる。
The
周期検出部52は、テンプレート設定部51により設定されたテンプレートを音声信号に対してロス発生時点から過去に向けてスライドさせ、テンプレートと音声信号との相関を求め、テンプレートと音声信号との相関ピークが最も強く現れたときのスライド量からロス発生時点の直前の音声信号の基本周期を検出する。
The
図2は、テンプレート設定部51及び周期検出部52の処理を説明するための音声信号の波形図である。なお、図2に示す縦軸は音声信号の強度を示し、横軸は時間をサンプル数で示したものである。また、図2に示すテンプレートTJは従来の隠蔽処理に使用されていたテンプレートを示している。
FIG. 2 is a waveform diagram of an audio signal for explaining the processing of the
パケットロスが発生すると、従来の通信装置では、例えば、ロス発生時点RTから過去の所定期間分の音声信号をテンプレートTJとして設定する。そして、このテンプレートTJを音声信号に対してロス発生時点RTから過去に向けてスライドさせることで、音声信号とテンプレートTJの相関を求め、最も強い相関ピークが得られたときのテンプレートTJのスライド量から音声信号の基本周期を検出していた。 When a packet loss occurs, the conventional communication apparatus sets, for example, an audio signal for a predetermined period in the past from the loss occurrence time RT as the template TJ. Then, by sliding this template TJ toward the past from the loss occurrence time RT with respect to the audio signal, the correlation between the audio signal and the template TJ is obtained, and the slide amount of the template TJ when the strongest correlation peak is obtained. The basic period of the audio signal was detected.
図3は、従来のテンプレートTJを用いたときのテンプレートTJと音声信号との相関値の演算結果を示したグラフである。なお、図3においては、AMDFを用いて相関値が算出されている。また、図3において、縦軸は相関値を示し、横軸はロス発生時点RTを0としたときの時間をサンプル数で示したものである。また、図3はAMDFによる相関値であるため、値が小さいほど音声信号とテンプレートTJとの相関が強い。 FIG. 3 is a graph showing the calculation result of the correlation value between the template TJ and the audio signal when the conventional template TJ is used. In FIG. 3, the correlation value is calculated using AMDF. In FIG. 3, the vertical axis indicates the correlation value, and the horizontal axis indicates the time when the loss occurrence time RT is 0 as the number of samples. Also, since FIG. 3 shows the correlation value by AMDF, the smaller the value, the stronger the correlation between the audio signal and the template TJ.
図3では、まず、37サンプルの時点で下に凸の相関ピークPK1が現れ、次に、47サンプルの時点で下に凸の相関ピークPK2が現れ、以後、およそ37サンプルの周期で下に凸の相関ピークが繰り返し現れている。そして、相関ピークPK1の方が相関ピークPK2よりも小さく現れている。そのため、従来の手法では37サンプルが音声信号の基本周期として検出されてしまう。 In FIG. 3, first, a convex correlation peak PK1 appears downward at the time of 37 samples, then a downward convex correlation peak PK2 appears at the time of 47 samples, and thereafter convex downward at a period of about 37 samples. The correlation peak of appears repeatedly. The correlation peak PK1 appears smaller than the correlation peak PK2. Therefore, in the conventional method, 37 samples are detected as the basic period of the audio signal.
一方、図2に示すようにロス発生時点RTの直前の音声信号の基本周期は、47サンプルである。そのため、従来の手法では、ロス発生時点RTの直前の音声信号の基本周期が精度良く検出されていないことが分かる。 On the other hand, as shown in FIG. 2, the basic period of the audio signal immediately before the loss occurrence time RT is 47 samples. Therefore, it can be seen that the conventional method does not accurately detect the fundamental period of the audio signal immediately before the loss occurrence time RT.
これは、テンプレートTJの時間幅は、47サンプルより遙かに大きく、テンプレートTJには検出対象となる基本周期が47サンプルの音声信号は1周期分しか含まれていないが、検出対象でない基本周期が37サンプルの音声信号は3周期分も含まれているため、37サンプルで強い相関ピークが現れたと考えられる。 This is because the time width of the template TJ is much larger than 47 samples, and the template TJ includes only one period of a sound signal whose basic period to be detected is 47 samples. However, since the sound signal of 37 samples includes 3 periods, it is considered that a strong correlation peak appeared at 37 samples.
この場合、ロス発生時点RTから過去に遡って37サンプル分の音声信号を取り出し、この音声信号をロス期間に繰り返し当てはめて補間することで、隠蔽処理が行われる。 In this case, the concealment process is performed by taking out the audio signal of 37 samples retroactively from the loss occurrence time RT, and repeatedly applying this audio signal to the loss period for interpolation.
そのため、ロス期間の波形とロス期間以外の波形とを滑らかに繋ぐことが困難となり、隠蔽処理を精度良く行うことが困難となってしまう。 Therefore, it is difficult to smoothly connect the waveform of the loss period and the waveform other than the loss period, and it is difficult to perform the concealment process with high accuracy.
一方、テンプレートの時間幅が47サンプルより小さい場合、47サンプルの基本周期を検出することはできない。 On the other hand, when the time width of the template is smaller than 47 samples, the basic period of 47 samples cannot be detected.
そこで、本実施の形態では、図2に示すようにテンプレートTMのスライド量が増大されるにつれて、テンプレートTMの時間幅が増大されている。 Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 2, the time width of the template TM is increased as the slide amount of the template TM is increased.
そのため、例えば図2の3段目に示すテンプレートTMのように、ある程度テンプレートTMをスライドさせたとき、そのテンプレートには、ほぼ検出対象となる47サンプルの音声信号のみが含まれるようになる。一方、図2の4段目のテンプレートTMにおいては、基本周期が47サンプルの音声信号に加えて、基本周期が37サンプルの音声信号も含まれている。そのため、3段目のテンプレートTMと音声信号との相関の方が、4段目のテンプレートTMと音声信号との相関よりも強く表れ、ロス発生時点RTの直前の音声信号の基本周期を精度良く検出することが可能となる。 Therefore, for example, when the template TM is slid to some extent as in the template TM shown in the third row of FIG. 2, the template includes only 47 samples of audio signals to be detected. On the other hand, the template TM in the fourth stage in FIG. 2 includes an audio signal having a basic period of 37 samples in addition to an audio signal having a basic period of 47 samples. For this reason, the correlation between the third-stage template TM and the audio signal appears stronger than the correlation between the fourth-stage template TM and the audio signal, and the basic period of the audio signal immediately before the loss occurrence time RT is accurately determined. It becomes possible to detect.
ここで、周期検出部52は、相関演算として、例えば式(1)に示す相互相関又は式(2)に示すAMDFを採用することが好ましい。
Here, it is preferable that the
但し、φ(τ)は相関値を示し、NはテンプレートTMの時間幅を示し、x(j)はテンプレートTMを示し、x(j−τ)は音声信号を示し、k+1はテンプレートTMの開始点を示し、aは予め定められた係数を示し、τはテンプレートTMのスライド量を示し、jは音声信号の各サンプリング点のサンプリング番号を示す。 Where φ (τ) indicates the correlation value, N indicates the time width of the template TM, x (j) indicates the template TM, x (j−τ) indicates the audio signal, and k + 1 indicates the start of the template TM. A point indicates a predetermined coefficient, τ indicates a slide amount of the template TM, and j indicates a sampling number of each sampling point of the audio signal.
また、テンプレート設定部51は、テンプレートTMのスライド量が所定のスライド基準値になるまで、テンプレートTMの時間幅を所定の初期時間幅に設定することが好ましい。
Further, it is preferable that the
こうすることで、テンプレートTMのスライド量が比較的小さい場合は、テンプレートTMの時間幅が初期時間幅に設定され、スライド量が小さい場合であってもテンプレートTMの時間幅を一定の大きさ以上確保することが可能となり、テンプレートTMと音声信号(入力信号)との間の相関をより精度良く求めることができる。 In this way, when the slide amount of the template TM is relatively small, the time width of the template TM is set to the initial time width, and even if the slide amount is small, the time width of the template TM is greater than a certain amount. The correlation between the template TM and the audio signal (input signal) can be obtained more accurately.
更に、テンプレートTMのスライド量がスライド基準値になるまで、テンプレートTMの時間幅は初期時間幅に設定されるが、この初期時間幅を比較的短くすることで、計算量を少なくすることができる。 Further, the time width of the template TM is set to the initial time width until the slide amount of the template TM reaches the slide reference value, but the amount of calculation can be reduced by relatively shortening the initial time width. .
なお、初期時間幅としては、想定される音声信号の基本周期の最小値程度を採用することが好ましい。また、スライド基準値としては、例えば初期時間幅を採用すればよい。 Note that, as the initial time width, it is preferable to employ the estimated minimum value of the basic period of the audio signal. As the slide reference value, for example, an initial time width may be adopted.
図4は、テンプレート設定部51及び周期検出部52の処理を説明する図である。図4に示す直線上の各点は音声信号のサンプリング点を示している。また、右端のサンプリング点はロス発生時点RTを示し、各サンプリング点は、左に向かうにつれて過去のサンプリング点を示している。また、ロス発生時点RTを0番目のサンプリング点とする。音声信号の基本周期は、短い場合で3msec程度であり、サンプリング周波数が8kHzとすると、24サンプルに相当する。したがって、初期時間幅として、例えば24サンプルとすればよいが、図4では、説明の便宜上、テンプレートTMの初期時間幅を4とし、a=1とし、スライド基準値を5とする。
FIG. 4 is a diagram for explaining processing of the
まず、パケットロスが発生すると、周期検出部52は、τ=0に設定し、テンプレートTMの初期時間幅が4であるため、ロス発生時点RTから左に4番目のサンプリング点を基準サンプリング点kとして設定し、kからロス発生時点RTに向かうにつれて、1ずつ増えるように各サンプリング点にサンプリング番号を付与し、kから過去に向かうにつれて、1ずつ減少するように各サンプリング点にサンプリング番号を付与する。
First, when a packet loss occurs, the
そして、テンプレート設定部51は、音声信号x(k+1)〜x(k+4)をテンプレートTM0として設定する。
Then, the
そして、周期検出部52は、式(1)又は(2)を用いて、テンプレートTM0と音声信号x(j−0)との相関値φ(0)を算出する。この場合テンプレートTM0は、音声信号x(k+1)〜x(k+4)に当てはめられる。
Then, the
次に、周期検出部52は、τ=1に設定し、τ=0と同様にして、式(1)又は(2)を用いて、テンプレートTM0と音声信号x(j−1)との相関値φ(1)を算出する。この場合、テンプレートTM0は、音声信号x(k)〜x(k+3)に当てはめられる。
Next, the
以下、τ=4になるまで、テンプレートTM0が音声信号に対して過去に向けてスライドされ、式(1)又は(2)を用いてφ(2),φ(3),φ(4)が算出される。 Hereinafter, the template TM0 is slid toward the past with respect to the audio signal until τ = 4, and φ (2), φ (3), φ (4) are expressed by using the formula (1) or (2). Calculated.
次に、周期検出部52は、τ=5に設定すると、τ≧スライド基準値(=5)であるため、ロス発生時点RTから左に5番目のサンプリング点を基準サンプリング点kとして設定する。そして、テンプレート設定部51は、音声信号x(k+1)〜x(k+5)をテンプレートTM5として設定する。そして、周期検出部52は、式(1)又は(2)を用いてテンプレートTM5と音声信号x(j−5)との相関値φ(5)を求める。この場合、テンプレートTM5は、音声信号x(k−4)〜x(k)に当てはめられる。
Next, when setting τ = 5, the
次に、周期検出部52は、τ=6に設定し、ロス発生時点RTから左に6番目のサンプリング点を基準サンプリング点kとして設定する。そして、テンプレート設定部51は、音声信号x(k+1)〜x(k+6)をテンプレートTM6として設定する。そして、周期検出部52は、式(1)又は(2)を用いてテンプレートTM6と音声信号x(j−6)との相関値φ(6)を求める。この場合、テンプレートTM6は、音声信号x(k−5)〜x(k)に当てはめられる。
Next, the
以後、周期検出部52は、τが最大スライド量であるτmaxになるまで、上記処理を繰り返し、φ(τ)を求める。これにより、テンプレートTMは、スライド量が増大するにつれて、時間幅が増大されることになる。
Thereafter, the
図5は、図2に示す音声信号に対して本実施の形態による手法を用いて相関値φ(τ)を求めたときの相関値φ(τ)のグラフを示している。なお、図5において、縦軸は相関値φ(τ)を示し、横軸は時間をサンプル数で示したものである。また、図5においては、AMDFにより相関値φ(τ)が算出されている。したがって、図3と同様、相関値の低い相関ピークほど音声信号とテンプレートTMとの相関が強い。 FIG. 5 shows a graph of the correlation value φ (τ) when the correlation value φ (τ) is obtained for the audio signal shown in FIG. 2 using the method according to the present embodiment. In FIG. 5, the vertical axis indicates the correlation value φ (τ), and the horizontal axis indicates the time in terms of the number of samples. In FIG. 5, the correlation value φ (τ) is calculated by AMDF. Therefore, similarly to FIG. 3, the correlation peak with the lower correlation value has a stronger correlation between the audio signal and the template TM.
図5においては、ロス発生時点RT(=0)からおよそ47サンプル経過したときに下に凸の相関ピークPK1が現れ、次に、相関ピークPK1が現れてからおよそ37サンプル経過したときに下に凸の相関ピークPK2が現れ、以後、およそ37サンプル経過する毎に下に凸の相関ピークが現れている。また、相関ピークは時間が経過するにつれて値が大きくなっており、テンプレートTMと音声信号との相関が弱くなっている。なお、サンプリング周波数を8kHzとすると、37サンプルは、37×0.125msec=4.625msecに相当し、47サンプルは、47×0.125=5.875msecに相当する。 In FIG. 5, a convex correlation peak PK1 appears when approximately 47 samples have elapsed from the loss occurrence time RT (= 0), and then when approximately 37 samples have elapsed since the correlation peak PK1 has appeared. A convex correlation peak PK2 appears, and thereafter a convex correlation peak appears every approximately 37 samples. The correlation peak value increases with time, and the correlation between the template TM and the audio signal is weakened. If the sampling frequency is 8 kHz, 37 samples correspond to 37 × 0.125 msec = 4.625 msec, and 47 samples correspond to 47 × 0.125 = 5.875 msec.
つまり、図5に示す相関ピークのうち、テンプレートTMを47サンプル分ずらしたときの相関ピークPK1が最小となっている。 That is, among the correlation peaks shown in FIG. 5, the correlation peak PK1 when the template TM is shifted by 47 samples is the minimum.
そのため、周期検出部52は、最小の相関ピークPK1が現れた時刻である47サンプルをロス発生時点RTの直前の音声信号の基本周期として検出する。したがって、周期検出部52は、図2に示すロス発生時点RTの直前の音声信号の基本周期である47サンプルを検出できていることが分かる。
Therefore, the
図1に戻り、隠蔽処理部6は、ロス発生時点RTから過去に向けて周期検出部52により検出された基本周期分の音声信号を取り出し、取り出した音声信号でパケットロスが発生したロス期間を補間する隠蔽処理を行う。
Returning to FIG. 1, the
ここで、隠蔽処理部6は、例えば、図2に示す音声信号が入力され、周期検出部52が基本周期として47サンプルを検出したとすると、ロス発生時点RTから過去に向けて47サンプルの音声信号を取り出し、取り出された音声信号をロス期間の最後まで繰り返し当てはめ、ロス期間を補間する。
Here, for example, if the audio signal shown in FIG. 2 is input to the
音声出力部7は、隠蔽処理が行われた音声信号又は隠蔽処理が行われなかった音声信号をアナログ信号に変換し、スピーカ8から音声として出力させる。
The
図6は、図1に示す通信装置の処理を示すフローチャートである。なお、図6のフローチャートでは、説明の便宜上、a=1としている。まず、ステップS1において、パケットロス検出部4が、パケットロスを検出すると(ステップS1でYES)、周期検出部52は、τ=0に設定する(ステップS2)。
FIG. 6 is a flowchart showing processing of the communication apparatus shown in FIG. In the flowchart of FIG. 6, a = 1 is set for convenience of explanation. First, in step S1, when the packet
次に、テンプレート設定部51は、τの値に応じた時間幅のテンプレートTMを音声信号から設定する(ステップS3)。このとき、テンプレート設定部51は、τ<スライド基準値の場合は、テンプレートTMの時間幅を初期時間幅に設定し、τ≧スライド基準値の場合、テンプレートTMの時間幅をN=τに設定する。
Next, the
次に、周期検出部52は、k+1がテンプレートTMの開始点となるように、基準サンプリング点kを設定し、各サンプリング点にサンプリング番号を付与する(ステップS4)。
Next, the
次に、周期検出部52は、式(1)又は(2)を用いてテンプレートTMと音声信号との相関値を算出する(ステップS5)。
Next, the
次に、周期検出部52は、τ=τ+1とする(ステップS6)。次に、周期検出部52は、τ≧スライド基準値の場合(ステップS7でYES)、すなわち、テンプレートTMのスライド量がスライド基準値を超えた場合、処理をステップS8に進め、τ<スライド基準値の場合(ステップS7でNO)、処理をステップS5に戻す。ステップS5〜S7の処理が繰り返されることで、初期時間幅のテンプレートTMは、スライド基準値となるまで、音声信号に対して過去に向けてスライドされる。
Next, the
ステップS8において、τ<τmaxである場合(ステップS8でNO)処理がステップS3に戻され、τ≧τmaxとなるまで、ステップS3〜S8の処理が繰り返される。これにより、テンプレートTMは、スライド量であるτが増大するにつれて時間幅が増大される。 In step S8, if τ <τmax (NO in step S8), the process returns to step S3, and the processes in steps S3 to S8 are repeated until τ ≧ τmax. As a result, the time width of the template TM is increased as the slide amount τ increases.
ステップS8において、τ≧τmaxとなった場合(ステップS8でYES)、周期検出部52は、ステップS5で算出した相関値から相関ピークを検出し、検出した相関ピークのうち、テンプレートTMと音声信号との相関が最も強い相関ピークのスライド量を特定し、特定したスライド量から基本周期を検出する(ステップS9)。ここで、式(1)を採用した場合、相関値が最大の値を有する相関ピークがテンプレートTMと音声信号との最も強い相関を示す。また、式(2)を採用した場合、相関値が最小の値を示す相関ピークがテンプレートTMと音声信号との最も強い相関を示す。
In step S8, when τ ≧ τmax is satisfied (YES in step S8), the
また、周期検出部52は、特定したスライド量に音声信号のサンプリング周期を乗じることで、基本周期を算出すればよい。
The
次に、隠蔽処理部6は、ステップS9で検出された基本周期に従って音声信号を取り出し、取り出した音声信号を用いてロス期間を補間し、隠蔽処理を行う(ステップS10)。
Next, the
なお、図4の説明では、テンプレート設定部51は、a=1に設定したが、これに限定されず、テンプレートTMのスライド量が所定の変更基準値を超えるまで、aを1≦a<2の範囲内の所定の固定値に設定し、スライド量が変更基準値を超えると、スライド量が最大スライド量(τmax)に近づくにつれて、1に近づくようにaの値を漸次減少させてもよい。変更基準値としては、例えば上記のスライド基準値を採用することができる。
In the description of FIG. 4, the
これにより、スライド量が小さい場合、テンプレートTMの時間幅をスライド量に対して大きめに設定することができ、スライド量が大きい場合、テンプレートTMの時間幅をスライド量程度の値に設定することができる。そのため、スライド量が小さい場合において、テンプレートTMの時間幅が小さくなりすぎることによる相関演算精度の低下を防止することができる。 Thereby, when the slide amount is small, the time width of the template TM can be set larger than the slide amount. When the slide amount is large, the time width of the template TM can be set to a value about the slide amount. it can. Therefore, when the slide amount is small, it is possible to prevent the correlation calculation accuracy from being lowered due to the time width of the template TM becoming too small.
また、相関演算としては、式(1)に示す相互相関、又は式(2)に示すAMDFに代えて、ASDF等の手法を採用してもよい。 Further, as the correlation calculation, a technique such as ASDF may be employed instead of the cross-correlation shown in Expression (1) or the AMDF shown in Expression (2).
このように、本通信装置によれば、ロス発生時点RTから過去に向けてある時間幅の音声信号がテンプレートTMとして設定される。そして、設定されたテンプレートTMが音声信号に対して現時点から過去に向けてスライドされる。そして、テンプレートTMと音声信号との相関が求められ、音声信号の基本周期が検出される。 As described above, according to the present communication device, the audio signal having a certain time width from the loss occurrence time point RT to the past is set as the template TM. Then, the set template TM is slid toward the past from the present time with respect to the audio signal. Then, the correlation between the template TM and the audio signal is obtained, and the basic period of the audio signal is detected.
ここで、テンプレートTMはスライド量が増大するにつれて時間幅が増大される。したがって、スライド量が小さい比較的初期の段階において、現時点のほぼ直前の基本周期分の音声信号がテンプレートTMとされるタイミングが発生する。このとき、テンプレートTMと音声信号との間で強い相関ピークが現れる。一方、スライド量が大きくなると、それに応じてテンプレートTMの時間幅も増大され、テンプレートTMには複数の周波数成分が含まれるようになる。そのため、上記のタイミングで得られる相関ピークほど強い相関ピークを得ることはできなくなる。よって、現時点のほぼ直前の音声信号の基本周期を精度良く検出することが可能となる。 Here, the time width of the template TM is increased as the slide amount increases. Therefore, at a relatively early stage where the slide amount is small, a timing is generated at which the audio signal for the basic period almost immediately before the current time is used as the template TM. At this time, a strong correlation peak appears between the template TM and the audio signal. On the other hand, as the slide amount increases, the time width of the template TM is increased accordingly, and the template TM includes a plurality of frequency components. Therefore, it becomes impossible to obtain a stronger correlation peak as the correlation peak obtained at the above timing. Therefore, it is possible to detect the basic period of the audio signal almost immediately before the present time with high accuracy.
1 パケット受信部
2 遅延ゆらぎ吸収バッファ
3 タイマ
4 パケットロス検出部
5 検出処理部
6 隠蔽処理部
7 音声出力部
8 スピーカ
51 テンプレート設定部
52 周期検出部
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記基準信号を前記入力信号に対して現時点から過去に向けてスライドさせ、前記基準信号と前記入力信号との相関を求めることで、前記入力信号の基本周期を検出する周期検出部と、
前記入力信号にパケットロスが発生したか否かを検出するパケットロス検出部とを備え、
前記基準信号設定部は、前記基準信号のスライド量が増大するにつれて前記基準信号の時間幅を増大させ、
前記周期検出部は、前記パケットロス検出部により検出されたパケットロスが発生したロス発生時点を前記現時点として前記基本周期を検出することを特徴とする信号処理装置。 A reference signal setting unit for setting an input signal having a time width from the present time to the past as a reference signal;
A period detection unit that detects the basic period of the input signal by sliding the reference signal toward the past from the present time with respect to the input signal, and obtaining a correlation between the reference signal and the input signal ;
A packet loss detector that detects whether or not a packet loss has occurred in the input signal ,
The reference signal setting unit increases the time width of the reference signal as the slide amount of the reference signal increases,
The signal processor according to claim 1, wherein the period detector detects the basic period with the loss occurrence time at which the packet loss detected by the packet loss detector has occurred as the current time .
前記周期検出部は、式(1)を用いて前記相互相関を行うことを特徴とする請求項4記載の信号処理装置。
The signal processing apparatus according to claim 4, wherein the period detection unit performs the cross-correlation using Equation (1).
前記周期検出部は、式(2)を用いて前記AMDFを行うことを特徴とする請求項5記載の信号処理装置。
The signal processing apparatus according to claim 5, wherein the period detection unit performs the AMDF using Equation (2).
前記基準信号を現在の入力信号から過去の入力信号に向けてスライドさせ、前記基準信号と入力信号との相関を求めることで、前記入力信号の基本周期を検出する周期検出ステップと、
前記入力信号にパケットロスが発生したか否かを検出するパケットロス検出ステップとを備え、
前記基準信号設定ステップは、前記基準信号のスライド量が増大するにつれて前記基準信号の時間幅を増大させ、
前記周期検出ステップは、パケットロス検出ステップにより検出されたパケットロスが発生したロス発生時点を前記現時点として前記基本周期を検出することを特徴とする信号処理方法。 A reference signal setting step for setting an input signal having a time width from the present time to the past as a reference signal;
Slide toward the past input signal the reference signal from the current input signal, by obtaining the correlation between the reference signal and the input signal, the period detection step of detecting a basic period of the input signal,
A packet loss detection step for detecting whether or not a packet loss has occurred in the input signal ,
The reference signal setting step increases the time width of the reference signal as the slide amount of the reference signal increases,
In the signal processing method , the period detection step detects the basic period with the loss occurrence time at which the packet loss detected in the packet loss detection step has occurred as the current time .
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JPH05251997A (en) * | 1992-03-02 | 1993-09-28 | Mitsubishi Electric Corp | Signal processing unit |
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