JP5245145B2 - Noise countermeasures - Google Patents
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Description
この発明は、車載ＬＡＮ（Local Area Network）等で使用される差動伝送路上に生じるノイズを抑制するノイズ対策方法に関し、特に、送信側のＩＣ（Integrated Circuit）で生じるノイズの抑制を図ったノイズ対策方法に関するものである。 The present invention relates to a noise countermeasure method for suppressing noise generated on a differential transmission line used in an in-vehicle LAN (Local Area Network) and the like, and in particular, noise intended to suppress noise generated in a transmission side IC (Integrated Circuit). It relates to countermeasures.
一般に、車載LANのCAN（Controller Area Network）やFlexRay（「FlexRay」は登録商標である）は、エンジンやトランスミッション等を制御するネットワークであるため、極めて高い信頼性が必要である。
このため、この種の車載ＬＡＮでは、ノイズ発生を抑制する差動伝送路が、送信側と受信側との間に用いられている。そして、コモンモードチョークコイルやローパスフィルタを送信側に設けることにより、差動伝送路上に発生したノイズを、コモンモードチョークコイルによって除去し、高周波を除去して電磁波の放射を、ローパスフィルタによって低減させると共に信号の折り返し歪みを除去するようにしている（例えば特許文献１参照）。
Generally, CAN (Controller Area Network) and FlexRay ("FlexRay" is a registered trademark) for in-vehicle LANs are networks that control engines, transmissions, and the like, and therefore require extremely high reliability.
For this reason, in this type of in-vehicle LAN, a differential transmission path that suppresses noise generation is used between the transmission side and the reception side. Then, by providing a common mode choke coil and a low-pass filter on the transmission side, noise generated on the differential transmission path is removed by the common mode choke coil, high frequency is removed, and electromagnetic radiation is reduced by the low-pass filter. At the same time, the aliasing distortion of the signal is removed (see, for example, Patent Document 1).
図９は、従来のノイズ対策方法を示すブロック回路図である。
図９に示すように、送信側には、コントローラ１００と送信ＩＣ１１０とがあり、コントローラ１００の制御によって、送信ＩＣ１１０が１対の差動信号Ｓ+，Ｓ-を差動伝送路１２０上に出力する。
具体的には、シングルエンドのデータ信号Ｄと制御信号Ｃとを、コントローラ１００から伝送路１０１，１０２を通じて送信ＩＣ１１０に入力する。この際、ローレベルの制御信号Ｃを送ることで、送信ＩＣ１１０がアクティブ状態になり、１対の差動信号Ｓ+，Ｓ-が送信ＩＣ１１０から差動伝送路１２０に出力される。また、ハイレベルの制御信号Ｃを送ることで、送信ＩＣ１１０がアイドリング状態になり、差動信号Ｓ+，Ｓ-は、出力されない。
そして、コモンモードチョークコイル１３０が送信ＩＣ１１０の出力側に設けられ、差動伝送路上に生じたコモンモードノイズを除去するようにしている。また、ローパスフィルタ１３１，１３２がコントローラ１００の伝送路１０１，１０２上にそれぞれ設けられ、データ信号Ｄや制御信号Ｃから高周波成分を除去して電磁波の放射を低減するようにしている。
FIG. 9 is a block circuit diagram showing a conventional noise countermeasure method.
As shown in FIG. 9, there are a
Specifically, a single-ended data signal D and a control signal C are input from the
A common
しかし、上記した従来のノイズ対策方法では、次のような問題がある。
アクティブ状態では、差動信号Ｓ+，Ｓ-の和であるコモンモード成分に対応した一定のコモンモード電流が、送信ＩＣ１１０に流れる。そして、コントローラ１００からの制御信号Ｃを入力して、アイドリング状態にすると、このコモンモード電流が急激に減少する。このため、コモンモードチョークコイル１３０の有しているインダクタンスに対応した逆起電力が発生する。この逆起電力は、コモンモードチョークコイル１３０のインダクタンスと送信ＩＣ１１０の容量との直列共振周波数で、漸次減衰していくが、その間、リンギングとして、差動伝送路１２０上に放射され続けることとなる。
従来のノイズ対策方法では、このようなリンギングによるノイズを抑制することができず、ノイズ対策効果が、不十分であった。
However, the conventional noise countermeasure method described above has the following problems.
In the active state, a constant common mode current corresponding to the common mode component that is the sum of the differential signals S + and S− flows through the
The conventional noise countermeasure method cannot suppress the noise due to such ringing, and the noise countermeasure effect is insufficient.
この発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、アクティブ状態からアイドリング状態への切換時に生じるノイズを抑制することができるノイズ対策方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to provide a noise countermeasure method capable of suppressing noise generated when switching from an active state to an idling state.
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、周期的にローレベルからハイレベルに所定の時間で立ち上がる制御信号を出力するコントローラと、ローレベルの制御信号を入力すると、アクティブ状態になって１対の差動信号を差動伝送路に出力し、ハイレベルの制御信号を入力し、当該制御信号が所定のスレッショルドレベル以上になると、アイドリング状態になって１対の差動信号の出力を停止する送信ＩＣと、差動伝送路上に設けられたコモンモードチョークコイルとを備えた送信側において、送信ＩＣがアクティブ状態からアイドリング状態へ切り換わる際に生じるコモンモード電流の変化によって送信ＩＣから差動伝送路上に出力されるノイズを抑制するためのノイズ対策方法であって、コントローラからの制御信号の立ち上がり時間を延ばして、スレッショルドレベルに達する時点を送信ＩＣのアクティブ状態時に生じるコモンモード電流の周期的な電流変化の時点に合わせることにより、当該電流変化と、送信ＩＣがアクティブ状態からアイドリング状態へ切り換わる際の電流変化とを相殺させる構成とした。
かかる構成により、送信側において、制御信号がコントローラから出力され、送信ＩＣに入力される。このとき、制御信号がローレベルの状態である場合には、送信ＩＣがアクティブ状態を維持し、１対の差動信号を差動伝送路に出力する。そして、制御信号が、ローレベルからハイレベルに所定の時間で立ち上がり、所定のスレッショルドレベル以上になると、送信ＩＣがアイドリング状態になり、１対の差動信号の出力を停止する。
ところで、送信ＩＣがアクティブ状態からアイドリング状態へ切り換わると、送信ＩＣから出力されるコモンモード電流が変化して、差動伝送路上のコモンモードチョークコイルのインダクタンスに対応した逆起電力が生じ、送信ＩＣの持つ容量とコモンモードチョークコイルのインダクタンスとの直列共振周波数で振動するノイズが、差動伝送路上に生じるおそれがある。
しかしながら、この発明では、制御信号の立ち上がり時間を延ばし、スレッショルドレベルに達する時点を、送信ＩＣのアクティブ状態時に生じるコモンモード電流の周期的な電流変化の時点に合わせて、この周期的な電流変化と、上記切換時の電流変化とを相殺する。このため、送信ＩＣがアクティブ状態からアイドリング状態への切換時に、コモンモード電流は変化しない。この結果、上記のような逆起電力は発生せず、ノイズの発生が抑制される。
In order to solve the above problems, the invention of
With this configuration, on the transmission side, a control signal is output from the controller and input to the transmission IC. At this time, if the control signal is in a low level state, the transmission IC maintains an active state and outputs a pair of differential signals to the differential transmission path. When the control signal rises from a low level to a high level for a predetermined time and becomes equal to or higher than a predetermined threshold level, the transmission IC enters an idling state and stops outputting a pair of differential signals.
By the way, when the transmission IC is switched from the active state to the idling state, the common mode current output from the transmission IC changes, and a back electromotive force corresponding to the inductance of the common mode choke coil on the differential transmission path is generated. Noise that vibrates at a series resonance frequency between the capacitance of the IC and the inductance of the common mode choke coil may occur on the differential transmission path.
However, in the present invention, the rise time of the control signal is extended, and the time point when the threshold level is reached is matched with the time point of the periodic current change of the common mode current that occurs in the active state of the transmission IC. The current change at the time of switching is offset. For this reason, the common mode current does not change when the transmission IC is switched from the active state to the idling state. As a result, the back electromotive force as described above is not generated, and the generation of noise is suppressed.
請求項２の発明は、請求項１に記載のノイズ対策方法において、制御信号をコントローラと送信ＩＣとの間に設けたローパスフィルタに通すことにより、当該制御信号の立ち上がり時間を延ばす構成とした。 According to a second aspect of the present invention, in the noise countermeasure method according to the first aspect, the control signal is passed through a low-pass filter provided between the controller and the transmission IC, thereby extending the rise time of the control signal.
以上詳しく説明したように、この発明に係るノイズ対策方法によれば、アクティブ状態時に生じるコモンモード電流の周期的な電流変化と、アクティブ状態からアイドリング状態への切換時の電流変化とを相殺するようにして、送信ＩＣがアクティブ状態からアイドリング状態への切換時に、コモンモード電流が変化しないようにしたので、コモンモードチョークコイルのインダクタンスによる逆起電力は発生せず、この結果、差動伝送路上へのリンギングやこのリンギングによって生じる放射／伝導ノイズを抑制することができるという優れた効果がある、 As described above in detail, according to the noise countermeasure method according to the present invention, the periodic current change of the common mode current generated in the active state and the current change at the time of switching from the active state to the idling state are canceled out. Thus, when the transmission IC is switched from the active state to the idling state, the common mode current is prevented from changing, so that no counter electromotive force is generated due to the inductance of the common mode choke coil. Ringing and radiation / conduction noise caused by this ringing can be suppressed,
以下、この発明の最良の形態について図面を参照して説明する。 The best mode of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図１は、この発明の一実施例に係るノイズ対策方法が実施される送信側のブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram on the transmission side where a noise countermeasure method according to one embodiment of the present invention is implemented.
送信側１は、次世代車載ＬＡＮであるFlexRay（登録商標）に用いられる送信システムであり、コントローラ２と送信ＩＣ３とコモンモードチョークコイル４とローパスフィルタ５，６及びローパスフィルタ１０とを有している。
The
コントローラ２は、制御信号Ｃとシングルエンドのデータ信号Ｄとをローパスフィルタ５，６にそれぞれ出力するディバイスである。制御信号Ｃは、周期的にローレベル（以下、「Ｌレベル」と記す。）からハイレベル（以下、「Ｈレベル」と記す）に所定の時間で立ち上がる信号である。
The
送信ＩＣ３は、コントローラ２からＬレベルの制御信号Ｃを入力した場合に、アクティブ状態になり、入力したデータ信号Ｄに基づいて、１対の差動信号Ｓ+，Ｓ-を差動伝送路に出力する機能を有するＩＣである。また、送信ＩＣ３は、コントローラ２からＨレベルの制御信号Ｃを入力した場合に、この制御信号Ｃが所定のスレッショルドレベル以上になると、アイドリング状態になって、１対の差動信号Ｓ+，Ｓ-の出力を停止する機能を有するＩＣである。
The
ローパスフィルタ５は、コントローラ２から伝送路２１に出力されたデータ信号Ｄから高周波成分を除去して、電磁波の放射を低減するフィルタであり、ローパスフィルタ６は、コントローラ２から伝送路２２に出力された制御信号Ｃから高周波成分を除去して、電磁波の放射を低減するフィルタである。
ローパスフィルタ１０は、ローパスフィルタ６を通ってきた制御信号Ｃの高周波成分をさらに除去して、制御信号Ｃを鈍らせるためのフィルタである。具体的には、ローパスフィルタ１０は、制御信号Ｃの立ち上がり時間を延ばして、立ち上り完了時点を遅らせるためのフィルタである。
The low-
The low-
コモンモードチョークコイル４は、差動伝送路３４上に生じたノイズを除去するためのコイルである。
The common
図２は、送信側１で生成される各種信号のタイミングチャート図である。
図２の（ａ）に示すように、送信ＩＣ３から出力される差動信号Ｓ+，Ｓ-は、極性が逆であり、若干のスキューが生じている。
このため、図２の（ｂ）に示すように、これら差動信号Ｓ+，Ｓ-の和であるコモンモード成分ＣＭに、電圧変化部分Ｐ，Ｑが生じている。
また、差動信号Ｓ+，Ｓ-の電圧は、一定の電圧だけオフセットされており、この結果、コモンモード成分ＣＭも、全体的に、Ｖ0（ボルト）の電圧だけオフセットされている。
一方、制御信号Ｃは、図２の（ｃ）に示すように、Ｌレベル及びＨレベルを周期的に繰り返し、Ｈレベルへ切換時には、時間Ｔで立ち上がる。
そして、この制御信号Ｃの立ち上がり電圧がスレッショルドレベルＳＬ以上になると、図２の（ａ）に示すように、差動信号Ｓ+，Ｓ-の出力が停止され、送信ＩＣ３がアイドリング状態になる。また、制御信号Ｃの立ち下がり電圧がスレッショルドレベルＳＬ以下になると、差動信号Ｓ+，Ｓ-が再度出力され、送信ＩＣ３がアクティブ状態になる。
FIG. 2 is a timing chart of various signals generated on the
As shown in FIG. 2A, the differential signals S + and S− output from the
Therefore, as shown in FIG. 2B, voltage change portions P and Q are generated in the common mode component CM which is the sum of these differential signals S + and S−.
Further, the voltages of the differential signals S + and S- are offset by a certain voltage, and as a result, the common mode component CM is also offset by a voltage of V0 (volts) as a whole.
On the other hand, as shown in FIG. 2 (c), the control signal C periodically repeats the L level and the H level, and rises at time T when switching to the H level.
When the rising voltage of the control signal C becomes equal to or higher than the threshold level SL, as shown in FIG. 2A, the output of the differential signals S + and S− is stopped, and the
制御信号Ｃは、図１に示すローパスフィルタ１０を通過して、送信ＩＣ３に入力する信号である。したがって、制御信号Ｃの立ち上がりの時間Ｔは、ローパスフィルタ１０の定数値によって変化する。
この実施例のノイズ対策方法は、この制御信号Ｃの立ち上がり時間Ｔをローパスフィルタ１０によって変化させることで、送信ＩＣ３がアクティブ状態からアイドリング状態へ切り換わる際に生じるノイズを抑制する技術である。以下、具体的に説明する。
The control signal C is a signal that passes through the low-
The noise countermeasure method of this embodiment is a technique for suppressing noise generated when the
図３は、送信ＩＣ３のアクティブ状態を示す模式図であり、図４は、送信ＩＣ３のアイドリング状態を示す模式図である。
送信ＩＣ３がアクティブ状態にときは、図２の（ｂ）に示したように、電圧Ｖ０のコモンモード成分ＣＭが発生する。したがって、アクティブ状態のときは、送信ＩＣ３のインピーダンスが低くなり、図３に示すように、送信ＩＣ３のスイッチ部分３１がオンになった状態であると考えることができる。かかる場合には、コモンモード成分ＣＭの電圧Ｖ0によって、コモンモード電流Ｉcがスイッチ部分３１を流れて、コモンモードチョークコイル４に至ることとなる。
そして、図２の（ｃ）に示したように、制御信号ＣがＨレベルに立ち上がると、図２の（ａ）で示したように、差動信号Ｓ+，Ｓ-の出力が停止して、アクティブ状態からアイドリング状態に切り換わる。アイドリング状態のときは、送信ＩＣ３のインピーダンスが高くなり、図４に示すように、スイッチ部分３１がオフになった状態であると考えることができる。
このように、アクティブ状態からアイドリング状態に切り換わり、スイッチ部分３１がオフになると、コモンモード電流Ｉcは、漸次減少する。すなわち、コモンモード電流Ｉcの時間的変化が生じることとなる。このコモンモード電流Ｉcの時間的変化は、コモンモードチョークコイル４においても生じるので、コモンモードチョークコイル４のインダクタンスによって逆起電力Ｖnが発生することとなる。しかも、スイッチ部分３１がオフの状態では、送信ＩＣ３の有する容量部分３２とコモンモードチョークコイル４との直列共振回路が形成されることとなる。このため、逆起電力Ｖnが直列共振回路の共振周波数で振動しながら減衰する。この結果、図２の（ａ）で示すように、かかるリンギングによるノイズＮが、アイドリング時に発生し、差動伝送路３４（図１参照）に出力されることとなる。
FIG. 3 is a schematic diagram illustrating an active state of the
When the
As shown in FIG. 2C, when the control signal C rises to the H level, the output of the differential signals S + and S− is stopped as shown in FIG. The active state is switched to the idling state. In the idling state, the impedance of the
Thus, when the active state is switched to the idling state and the
上記のようなノイズＮは、状態切換時に起こるコモンモード電流Ｉcの変化によって生じる。したがって、この実施例では、コモンモード電流Ｉcの変化を抑えることで、ノイズＮの発生を抑制する。
図５は、ノイズＮの抑制方法を説明するためのタイミングチャート図である。
図５の（ｂ）に示すように、コモンモード成分ＣＭには、電圧変化部分Ｐ，Ｑが存在する。この電圧変化部分Ｐ，Ｑでは、その電圧変化によって、コモンモード電流Ｉcも変化する。したがって、この電圧変化部分Ｐ，Ｑが発生しているときに、送信ＩＣ３をアクティブ状態からアイドリング状態に切り換えるようにすることで、電圧変化部分Ｐ，Ｑに生じるコモンモード電流Ｉcの電流変化が、スイッチ部分３１のオフ時に生じるコモンモード電流Ｉcの時間的減少変化を打ち消す。これにより、送信ＩＣ３がアクティブ状態からアイドリング状態へ切り換わるときに、コモンモード電流Ｉcが変化しないようすることができ、逆起電力Ｖnの発生を抑制することができる。
そこで、この実施例では、図５の（ｃ）に示すように、制御信号ＣのＨレベルへの立ち上がり時間を初期の時間Ｔから時間Ｔ１に延ばして、制御信号ＣのスレッショルドレベルＳＬに達する時点ｔをコモンモード成分ＣＭの電圧変化部分Ｐの発生時点に合わせる。
The noise N as described above is caused by a change in the common mode current Ic that occurs during state switching. Therefore, in this embodiment, the occurrence of noise N is suppressed by suppressing the change in the common mode current Ic.
FIG. 5 is a timing chart for explaining the noise N suppression method.
As shown in FIG. 5B, voltage change portions P and Q exist in the common mode component CM. In the voltage change portions P and Q, the common mode current Ic also changes due to the voltage change. Therefore, when the voltage change portions P and Q are generated, by switching the
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 5C, when the rising time of the control signal C to the H level is extended from the initial time T to the time T1, the threshold level SL of the control signal C is reached. t is adjusted to the time of occurrence of the voltage change portion P of the common mode component CM.
ところで、スイッチ部分３１のオフ時に生じるコモンモード電流Ｉcの変化、すなわち、アクティブ状態からアイドリング状態への切換時に生じるコモンモード電流Ｉcの時間的変化は、減少変化である。したがって、図２の（ｃ）に示す制御信号Ｃの時点ｔは、図２の（ｂ）の示す電圧変化部分Ｐの右側に位置する増加部分Ｐ２に合わせる必要がある。しかも、増加部分Ｐ２のうち、状態切換時に生じるコモンモード電流Ｉcの時間的変化の大きさとほぼ等しい傾斜を持つ時点を見つけ、上記時点ｔをこの時点に一致させる必要がある。
このようなタイミング合わせは、ローパスフィルタ１０の定数を変化させることで行う。
具体的には、任意定数のローパスフィルタ１０を、図１に示す伝送路２２に実装して、送信ＩＣ３からの差動信号Ｓ+，Ｓ-の波形とローパスフィルタ１０から送信ＩＣ３に入力する制御信号Ｃの波形とを、図示しないオシロスコープで観測する。ここで、制御信号Ｃの立ち上がり時間Ｔと、この立ち上がり時間Ｔを有する制御信号Ｃを入力した送信ＩＣ３から出力されるノイズＮの大きさとを測定する。
そして、制御信号ＣのスレッショルドレベルＳＬに達する時点ｔが、電圧変化部分Ｐの増加部分Ｐ２の時点に一致するように、ローパスフィルタ１０の定数を増減させる。定数を増減させながら観測したときのノイズＮの大きさが最小になった場合に、その定数を有するローパスフィルタ１０が、制御信号Ｃの立ち上がり時間Ｔを所望の立ち上がり時間Ｔ１に延ばすフィルタである。
このようにして、ローパスフィルタ１０の定数を特定した後、送信ＩＣ３から出力した差動信号Ｓ+，Ｓ-と図示しない受信側で受信された差動信号Ｓ+，Ｓ-とを比較して、正常に通信が行われているか否かを判断する。
By the way, a change in the common mode current Ic that occurs when the
Such timing adjustment is performed by changing the constant of the low-
Specifically, an arbitrary constant low-
Then, the constant of the low-
After the constants of the low-
以上のように、この実施例のノイズ対策方法によれば、ローパスフィルタ１０の定数を適宜選択することで、送信ＩＣ３がアクティブ状態からアイドリング状態に切り換わる際に生じるノイズを抑制することができるので、容易且つ低コストでノイズ対策を図ることができる。
As described above, according to the noise countermeasure method of this embodiment, noise generated when the
発明者は、かかる効果を確認すべく、次のような評価試験を行った。
図６は、評価試験のための回路構成図である。
この評価試験は、FlexRayの推進団体である「FlexRay Consortium」が推奨する伝導エミッション評価である。
具体的には、図６に示すように、差動伝送路３４を送信ＩＣ３から延出し、コモンモードチョークコイル４を差動伝送路３４上に配置する。そして、５６Ωの終端抵抗２１０を差動伝送路３４の間に設けると共に、１２０Ωの抵抗２１１と４．７ｎＦのコンデンサ２１２とで成るインピーダンスマッチング回路を、各差動伝送路３４上に構成する。このような差動伝送路３４は、先端で交わり、１本の伝送路３５に成っている。この伝送路３５は、スペクトラムアナライザ２２０に接続されている。なお、符号２０１は、制御信号Ｃやデータ信号Ｄの波形を観測するためのオシロスコープであり、符号２１３は、５０Ωの抵抗である。
The inventor conducted the following evaluation test to confirm the effect.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram for the evaluation test.
This evaluation test is a conducted emission evaluation recommended by the FlexRay Consortium, the propagating organization of FlexRay.
Specifically, as shown in FIG. 6, the
評価試験は、かかる回路構成において、直流電源電圧を電源２０２から送信ＩＣ３に供給して、送信ＩＣ３を動作させながら、パルスジェネレータ２００で生成したデータ信号Ｄと制御信号Ｃとを、送信ＩＣ３に入力する。かかるデータ信号Ｄと制御信号Ｃとの入力によって、送信ＩＣ３が、差動信号Ｓ+，Ｓ-を生成して、差動伝送路３４に出力する。そして、差動信号Ｓ+，Ｓ-が、コモンモードチョークコイル４，終端抵抗２１０，抵抗２１１とコンデンサ２１２とでなるインピーダンスマッチング回路を通じて伝送路３５に至り、差動信号Ｓ+，Ｓ-が伝送路３５で加算されて、コモンモード成分ＣＭとなり、このコモンモード成分ＣＭがスペクトラムアナライザ２２０で測定される。
In the evaluation test, the data signal D and the control signal C generated by the
図７は、評価実験で得られたノイズの波形を示す線図であり、図８は、評価実験で得られたノイズレベルを示す線図である。
この評価実験では、スペクトラムアナライザ２２０でコモンモード成分ＣＭを見ながら、パルスジェネレータ２００において、制御信号Ｃの立ち上がり時間をコモンモード成分ＣＭの電圧変化部分Ｐ（図５参照）に合わせるようにした。
FIG. 7 is a diagram showing the waveform of noise obtained in the evaluation experiment, and FIG. 8 is a diagram showing the noise level obtained in the evaluation experiment.
In this evaluation experiment, the rise time of the control signal C is matched with the voltage change portion P (see FIG. 5) of the common mode component CM in the
具体的には、初期状態で、制御信号Ｃの立ち上がり時間Ｔ（図２及び図５参照）を２．５ｎｓにし、次に、７ｎｓに延ばし、最後に２０ｎｓまで延ばした。つまり、制御信号Ｃの立ち上がり時間を初期状態から順次延ばしていって、スペクトラムアナライザ２２０でノイズのリンギング波形とレベルとを観測した。
すると、図７のノイズ曲線Ｎ１で示すように、初期状態では、リンギングの最大の振幅が、０．８Ｖであったが、制御信号Ｃの立ち上がり時間を７ｎｓに延ばすことで、ノイズ曲線Ｎ２で示すように、その最大振幅が０Ｖに低下した。そして、立ち上がり時間を２０ｎに延ばすと、ノイズ曲線Ｎ３で示すように、その最大振幅は２．２Ｖになり、初期状態の振幅よりも増大することも解った。
以上から、制御信号Ｃの立ち上がり時間Ｔ１を７ｎｓに設定することで、送信ＩＣ３のアクティブ状態からアイドリング状態への切換時にノイズがほとんど発生しない状態を実現することができることを確認した。
Specifically, in the initial state, the rise time T (see FIGS. 2 and 5) of the control signal C is set to 2.5 ns, then extended to 7 ns, and finally extended to 20 ns. That is, the rising time of the control signal C was sequentially extended from the initial state, and the noise ringing waveform and level were observed with the
Then, as shown by a noise curve N1 in FIG. 7, in the initial state, the maximum amplitude of ringing was 0.8 V, but by increasing the rise time of the control signal C to 7 ns, the noise curve N2 is shown. As shown, the maximum amplitude decreased to 0V. It was also found that when the rise time is extended to 20 n, the maximum amplitude becomes 2.2 V as shown by the noise curve N3, which is larger than the amplitude in the initial state.
From the above, it was confirmed that by setting the rising time T1 of the control signal C to 7 ns, it is possible to realize a state in which almost no noise is generated when the
一方、ノイズレベルにおいては、図８のに示すような結果を得た。すなわち、ノイズのリンギング周波数（送信ＩＣ３の容量とコモンモードチョークコイル４との直列共振回路による共振周波数）が２ＭＨｚであるときに着目すると、立ち上がり時間が２．５ｎｓの初期状態では、図８のノイズ曲線Ｎ１で示すように、ノイズレベルは２９ｄＢμＶであったが、制御信号Ｃの立ち上がり時間を７ｎｓに延ばすことで、ノイズ曲線Ｎ２で示すように、ノイズレベルが１９ｄＢμＶに低下した。そして、立ち上がり時間を２０ｎに延ばすと、ノイズ曲線Ｎ３で示すように、ノイズレベルは、３７ｄＢμＶに増大することも解った。
以上から、制御信号Ｃの立ち上がり時間を７ｎｓに設定することで、ノイズレベルを１０ｄＢμＶ程度低下させることができることを確認した。
On the other hand, in the noise level, the result as shown in FIG. 8 was obtained. That is, when the ringing frequency of the noise (resonance frequency by the series resonance circuit of the capacitance of the
From the above, it was confirmed that the noise level can be reduced by about 10 dBμV by setting the rise time of the control signal C to 7 ns.
１…送信側、 ２…コントローラ、 ３…送信ＩＣ、 ４…コモンモードチョークコイル、 ５，６，１０…ローパスフィルタ、 ２１，２２，３５…伝送路、 ３１…スイッチ部分、 ３２…容量部分、 ３４…差動伝送路、 ２００…パルスジェネレータ、 ２０１，２０２…ローパスフィルタ、 ２１０…終端抵抗、 ２１１，２１３…抵抗、 ２１２…コンデンサ、 ２２０…スペクトラムアナライザ、 Ｃ…制御信号、 ＣＭ…コモンモード成分、 Ｄ…データ信号、 Ｉc…コモンモード電流、 Ｎ…ノイズ、 Ｐ，Ｑ…電圧変化部分、 Ｓ+，Ｓ-…差動信号、 ＳＬ…スレッショルドレベル。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
上記コントローラからの制御信号の上記立ち上がり時間を延ばして、上記スレッショルドレベルに達する時点を上記送信ＩＣのアクティブ状態時に生じるコモンモード電流の周期的な電流変化の時点に合わせることにより、当該電流変化と、上記送信ＩＣがアクティブ状態からアイドリング状態へ切り換わる際の電流変化とを相殺させる、
ことを特徴とするノイズ対策方法。 When a controller that periodically outputs a control signal that rises from a low level to a high level for a predetermined time, and when the low level control signal is input, the controller enters an active state and outputs a pair of differential signals to the differential transmission line When the high-level control signal is input and the control signal becomes equal to or higher than a predetermined threshold level, the transmitter IC enters an idling state and stops outputting the pair of differential signals, and the differential transmission path. Noise that is output from the transmission IC to the differential transmission line due to a change in common mode current that occurs when the transmission IC switches from the active state to the idling state. A noise countermeasure method for suppressing
By extending the rise time of the control signal from the controller and matching the time point when the threshold level is reached with the time point of the periodic current change of the common mode current generated in the active state of the transmission IC, Canceling the current change when the transmission IC switches from the active state to the idling state;
The noise countermeasure method characterized by this.
上記制御信号を上記コントローラと送信ＩＣとの間に設けたローパスフィルタに通すことにより、当該制御信号の立ち上がり時間を延ばす、
ことを特徴とするノイズ対策方法。 The noise countermeasure method according to claim 1,
Extending the rise time of the control signal by passing the control signal through a low-pass filter provided between the controller and the transmission IC,
The noise countermeasure method characterized by this.
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