JP5129298B2 - DWA (Data-Weighted-Averaging) circuit and delta-sigma modulator using the same - Google Patents
DWA (Data-Weighted-Averaging) circuit and delta-sigma modulator using the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP5129298B2 JP5129298B2 JP2010133837A JP2010133837A JP5129298B2 JP 5129298 B2 JP5129298 B2 JP 5129298B2 JP 2010133837 A JP2010133837 A JP 2010133837A JP 2010133837 A JP2010133837 A JP 2010133837A JP 5129298 B2 JP5129298 B2 JP 5129298B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital
- switch matrix
- circuit
- selection signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Description
本発明は、DWA回路、およびそれを用いたマルチビット型デルタシグマ変調器に関する。 The present invention relates to a DWA circuit and a multi-bit delta-sigma modulator using the same.
デルタシグマ変調器を用いたAD変換器は、一般的に、優れた線形性と、広いダイナミックレンジとを有する変換器として知られている。デルタシグマ変調器では、信号帯域より高い周波数で信号処理を行なうオーバーサンプリング処理によって信号の変調が行われる。このため、フラッシュAD変換器やパイプラインAD変換器といったナイキスト型の変換器に比べ、高速信号処理に不向きとされている。
しかし、近年、通信システム等の用途において、高速、広ダイナミックレンジのAD変換器が必要とされており、高速な信号処理が可能となる低いオーバーサンプリング比のデルタシグマ変調器への要求が高まっている。
An AD converter using a delta-sigma modulator is generally known as a converter having excellent linearity and a wide dynamic range. In the delta-sigma modulator, the signal is modulated by oversampling processing in which signal processing is performed at a frequency higher than the signal band. For this reason, it is not suitable for high-speed signal processing as compared with a Nyquist type converter such as a flash AD converter or a pipeline AD converter.
However, in recent years, high-speed, wide dynamic range AD converters are required for applications such as communication systems, and there is an increasing demand for delta-sigma modulators with a low oversampling ratio that enable high-speed signal processing. Yes.
低いオーバーサンプリング比で広いダイナミックレンジが得られるデルタシグマ変調器としては、複数の量子化器を持つマルチビット型デルタシグマ変調器が知られている。マルチビット型デルタシグマ変調器は、2値のみをループフィルタにフィードバックする1ビットフィードバックDA変換器(以降、単にフィードバックDAとも記す)に対し、複数のアナログ値をフィードバックするものであり、広いダイナミックレンジが得られると同時にループフィルタの安定性の問題も軽減されるという特長を有している。1ビットフィードバックDAのフィードバック値は、完全に線形である。このため、1ビットフィードバックDAを保有するデルタシグマ変調器は、非常に優れた線形性を有する。 A multi-bit delta sigma modulator having a plurality of quantizers is known as a delta sigma modulator capable of obtaining a wide dynamic range with a low oversampling ratio. The multi-bit type delta-sigma modulator feeds back a plurality of analog values to a 1-bit feedback DA converter that feeds back only two values to a loop filter (hereinafter also simply referred to as feedback DA), and has a wide dynamic range. Is obtained, and at the same time, the problem of stability of the loop filter is reduced. The feedback value of the 1-bit feedback DA is completely linear. For this reason, a delta sigma modulator having 1-bit feedback DA has very good linearity.
しかしながら、マルチビット型デルタシグマ変調器の場合、複数のアナログ値をフィードバックすることに使用される、フィードバックDAを備えている。このため、フィードバックDAを構成する素子のミスマッチ(素子の特性のばらつきによって生じる不具合)によって、フィードバックするアナログ値が非線形性を持ち、AD変換器におけるAD変換結果に高調波の歪みを発生させてしまうという問題があった。
フィードバックDAの非線形性を改善する手段として、複数のDA素子(フィードバックDAを構成する素子)を順番に選択することにより、各素子の使用回数を平均化する、DWA(Data Weighted Averageing:データ加重平均化)というアルゴリズムが知られている。
However, multi-bit delta-sigma modulators have a feedback DA that is used to feed back multiple analog values. For this reason, an analog value to be fed back has non-linearity due to a mismatch of elements constituting the feedback DA (a defect caused by variations in element characteristics), and harmonic distortion is generated in the AD conversion result in the AD converter. There was a problem.
As means for improving the nonlinearity of the feedback DA, a plurality of DA elements (elements constituting the feedback DA) are sequentially selected to average the number of times each element is used. DWA (Data Weighted Averageing) Is known.
図9は、従来技術に係るDWAのアルゴリズムが用いられるDWA回路600を説明するための図である。このようなDWA回路600は、例えば、非特許文献1に記載されている。図9に示したDWA回路600は、素子選択信号生成回路及びDA制御回路602を備えている。また、図9中には、DWA回路600にデジタル信号を入力するデコーダ605、DWA回路600から出力されたデジタル信号が入力されるDA604が示されている。
FIG. 9 is a diagram for explaining a
DWA回路600は、デコーダ605から入力されるデジタル信号の値(デジタル値)に基づいて、DA604に含まれる複数のDA素子が順番に使用されるような素子選択信号を生成し、DA604に出力する。素子選択信号生成回路及びDA制御回路602は、具体的には、入力されたデジタル値を積算するアキュムレータや、デジタル値をシフトするバレルシフタ等から構成される。
しかしながら、複数のDA素子を順番に使用するDWAアルゴリズムでは、素子選択信号生成に使用されるロジック回路における時間遅延のため、入力されたデジタル値が変化してからDA604の出力信号が変化するまでに時間を要してしまうという問題があった。
Based on the value (digital value) of the digital signal input from the
However, in the DWA algorithm that uses a plurality of DA elements in order, due to the time delay in the logic circuit used to generate the element selection signal, the input signal changes until the output signal of the
したがって、DA素子の使用回数を平均化するDAを、非特許文献1にあるようなデルタシグマAD変換のフィードバックDAとして使用した場合、量子化器によるデータサンプリングのタイミングから、ループフィルタに複数のアナログ値がフィードバックされるタイミングまでの信号処理にさらに時間がかかり、デルタシグマ変換器に備えられるループフィルタの動作を不安定にしてしまうという問題があった。換言すると、従来技術では、DA素子の使用回数を平均化するDAを、デルタシグマループの安定性が低下しない程度の低速な回路にしか適用できなかった。
Therefore, when the DA that averages the number of times of use of the DA element is used as the feedback DA of the delta-sigma AD conversion as described in Non-Patent
上記したDWA回路の時間遅延の問題を解決する手段としては、スイッチマトリクスを利用する方法が知られている。このような方法は、例えば、非特許文献2に記載されている。
図10は、スイッチマトリクスを用いる従来技術に係るDWA回路700を説明するための図である。図10に示したDWA回路700は、スイッチマトリクス701、素子選択信号生成回路702を備えている。量子化器703とフィードバックDA704とは、間に挿入されたスイッチマトリクス701により、予め全ての接続がなされている。なお、ここで「全ての接続」とは、スイッチマトリクス701によって接続される量子化器703の内部配線と、フィードバックDA704の内部配線とが、全て1対1で接続された状態になっていることをいう。また、本明細書では、このような状態を、「全通り直接結合」とも記すことがある。
As means for solving the above-described problem of time delay of the DWA circuit, a method using a switch matrix is known. Such a method is described in
FIG. 10 is a diagram for explaining a
量子化器703から出力されるデジタル信号は複数のサーモメタコードであり、この複数のデジタル信号は、スイッチマトリクス701における1段のスイッチを介した後、フィードバックDA704の入力信号となる。したがって、量子化器703の出力値の変化からフィードバックDA704の出力信号が変化するまでの時間遅延は、このスイッチを制御する素子選択信号生成回路702が素子選択信号の生成を適切に行うことによって短縮することができる。
The digital signal output from the
しかしながら、従来技術では、スイッチマトリクスの制御を行なう素子選択信号生成回路が、次回のサンプリングタイミングまでの間に、素子選択を行なうのに必要な演算処理を完了する必要がある。このため、スイッチマトリクスを用いた従来技術のDWA回路には、高速で動作する信号処理システムで利用することが困難であるという課題があった。
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、より高速で動作する信号処理システムで利用可能なスイッチマトリクスを用いたDWA回路、このDWA回路を用いたデルタシグマ変調器を提供することを目的とする。
However, in the prior art, the element selection signal generation circuit that controls the switch matrix needs to complete the arithmetic processing necessary to perform element selection until the next sampling timing. For this reason, the conventional DWA circuit using a switch matrix has a problem that it is difficult to use it in a signal processing system that operates at high speed.
The present invention has been made in view of these points, and provides a DWA circuit using a switch matrix that can be used in a signal processing system that operates at a higher speed, and a delta-sigma modulator using the DWA circuit. For the purpose.
以上の課題を解決するため、本発明のDWA回路(例えば図1に示したDWA回路100)は、サーモメタコードで表現されたデジタル信号を入力し、前記デジタル信号の各ビットをシャッフリングした出力信号を、デジタル/アナログ変換器(例えば図1に示したフィードバックDA104)の入力信号として出力するスイッチマトリクス(例えば図1に示したスイッチマトリクス101)と、前記スイッチマトリクスを制御する素子選択信号を生成する素子選択信号生成回路(例えば図1に示した素子選択信号生成回路102、図7に示した素子選択信号生成回路702)と、を備え、前記スイッチマトリクスは、前記デジタル信号の各ビットと、前記デジタル/アナログ変換器の入力信号の各ビットとを、1対1で接続し得る全ての組み合わせによって直接接続し、複数ビットのデジタル信号を出力できる複数のスイッチ素子(例えば図2に示したスイッチ素子200)を含み、前記素子選択信号が、前記スイッチマトリクスに入力された前記デジタル信号の各ビットのいずれか1つを、前記スイッチマトリクスからの出力信号として選択する信号であり、前記スイッチマトリクスからの出力信号は、前記デジタル/アナログ変換器に含まれ且つ前記素子選択信号生成回路により選択される素子を順番に選択する信号であって、前記素子選択信号生成回路は、前記スイッチマトリクスから出力される出力信号に基づいて前記デジタル/アナログ変換器に含まれる前記素子のうち現サイクルにおいて使用されている素子と使用されていない素子との境界を、論理素子を用いて直接的に検知し、前記検知の結果に基づき前記素子選択信号を生成することを特徴とする。
To solve the above problems, DWA circuit of the present invention (
また、本発明のDWA回路は、上記した発明において、前記素子選択信号生成回路は、1番目からN番目の、合計N個の前記論理素子例えば図3に示した論理素子301)を含み、前記論理素子は、正転入力端子と、反転入力端子とを備え、当該反転入力端子の各々に、前記スイッチマトリクスから出力される前記出力信号の各ビットが入力され、k番目(k≦N)の前記論理素子の正転入力端子は、各々k−1番目の前記論理素子の反転入力端子に接続され、1番目の前記論理素子の正転入力端子が、N番目の前記論理素子の反転入力端子に接続されることが望ましい。
Further, DWA circuit of the present invention, in the invention described above, the device selection signal generating circuit includes a logic device 301) shown from the first N-th, the total of N of the
また、本発明のDWA回路は、上記した発明において、前記素子選択信号生成回路は、前記論理素子として、AND素子もしくはNAND素子と、インバータ素子との対を、少なくとも、前記デジタル信号の各ビットが示すデジタル値の数だけ備えることが望ましい。
また、本発明のDWA回路は、前記素子選択信号生成回路が、前記スイッチマトリクスの出力信号が全てLまたは全てHのとき、前記素子選択信号を更新しないことが望ましい。
Further, DWA circuit of the present invention, in the invention described above, the device selection signal generating circuit, as the logic element, an AND element or NAND element, a pair of the inverter device, at least, each of the front Kide digital signal It is desirable to have as many digital values as the bits indicate.
In the DWA circuit of the present invention, it is preferable that the element selection signal generation circuit does not update the element selection signal when the output signals of the switch matrix are all L or all H.
また、本発明のデルタシグマ変調器は、上記した発明において、ループフィルタ(例えば、図8に示したループフィルタ105)と、前記ループフィルタからの出力を量子化してサーモメタコードで表現されたデジタル信号を出力する量子化器(例えば図8に示した量子化器103)と、前記デジタル信号を入力してデジタル/アナログ変換器(例えば図8に示したフィードバックDA104)に出力する請求項1乃至4のいずれか1項に記載のDWA回路(例えば、図1に示したDWA回路100)と、前記DWA回路から入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換し、当該アナログ値を前記ループフィルタにフィードバックする前記デジタル/アナログ変換器と、を含むことを特徴とする。
また、本発明のデルタシグマ変調器は、上記した発明において、前記ループフィルタは、連続時間ループフィルタであることが望ましい。
The delta-sigma modulator according to the present invention is the digital filter expressed in the thermo metacode by quantizing the output from the loop filter (for example, the
In the delta-sigma modulator according to the present invention, the loop filter is preferably a continuous time loop filter.
このように、本発明によれば、複数のアナログ値を出力するデジタル/アナログ変換器の素子ミスマッチを補正でき、高速動作可能なDWA回路を提供することができる。また、これを用いることにより、高速動作が可能なマルチビット型デルタシグマ変調器を提供することができる。 Thus, according to the present invention, it is possible to provide a DWA circuit capable of correcting an element mismatch of a digital / analog converter that outputs a plurality of analog values and capable of operating at high speed. Also, by using this, it is possible to provide a multi-bit delta sigma modulator capable of high-speed operation.
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
(実施形態1)
・DWA回路
図1は、本発明の実施形態1のDWA回路100を説明するための回路図であって、DWA回路100の他、量子化器103、フィードバックDA(DA変換器、以下、単にDAとも記す)104を含んでいる。
図1に示すように、実施形態1のDWA回路100は、複数のデジタル信号をシャッフリングするためのスイッチマトリクス101と、その出力信号を元にスイッチマトリクス101の制御信号を生成する素子選択信号生成回路102で構成されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
DWA Circuit FIG. 1 is a circuit diagram for explaining the
As shown in FIG. 1, a
量子化器103からDWA回路100へ入力される複数のデジタル信号はサーモメタコードである。サーモメタコードは、スイッチマトリクス101に直接入力され、素子選択信号生成回路102を介して再びフィードバックされてくる。図1に示したDWA回路100では、スイッチマトリクス101が、量子化器103とフィードバックDA104とを直接接続している。スイッチマトリクス101では、予め、量子化器103とフィードバックDA104との全ての接続がなされている。このようなスイッチマトリクス101は、量子化器103から入力される複数のデジタル信号と、フィードバックDA104の複数の入力信号とを、接続、あるいは非接続可能なスイッチとして全通り直接結合する。
素子選択信号生成回路102は、スイッチマトリクス101の制御信号である素子選択信号を生成する。素子選択信号は、スイッチマトリクス101に入力されたデジタル信号のいずれかひとつを、スイッチマトリクス101の出力信号として選択する信号である。
A plurality of digital signals input from the
The element selection
・スイッチマトリクス
図2は、図1に示した実施形態1のスイッチマトリクス101を説明するための図である。実施形態1のスイッチマトリクス101は、図示したように、4×4個のスイッチ素子200によって構成されている。スイッチマトリクス101には、量子化器103からデジタル信号(Q[3:0])が入力され、素子選択信号生成回路102から素子選択信号(Pt[3:0])が入力される。スイッチマトリクス101からは、フィードバックDA104、素子選択信号生成回路102へ、デジタル信号(Mx[3:0])が出力される。
Switch Matrix FIG. 2 is a diagram for explaining the
・素子選択信号生成回路
次に、図1に示した実施形態1の回路の素子選択信号生成回路102を説明する。
図3は、図1に示した実施形態1の素子選択信号生成回路102を説明するための図である。図示した素子選択信号生成回路102は、スイッチマトリクス101からデジタル信号を入力する4個の論理素子301、論理素子301から出力されたデジタル信号をラッチするラッチ回路106を備えている。論理素子301は、AND素子とインバータ素子とを組み合わせて構成される。
-Element selection signal generation circuit Next, the element selection
FIG. 3 is a diagram for explaining the element selection
素子選択信号生成回路102は、1番目から4番目の、合計4個の論理素子301を含んでいる。論理素子301は、正転入力端子と反転入力端子とを備え、この反転入力端子の各々に、スイッチマトリクス101から出力される複数の出力信号が入力される。論理素子301の正転入力端子は、各々直前の論理素子301の反転入力端子に接続され、1番目の論理素子301の正転入力端子が4番目の論理素子301の反転入力端子に接続されている。ラッチ回路106から出力された素子選択信号(Pt[3:0])は、図2に示したように、スイッチマトリクス101に入力される。
The element selection
・動作
図4、図5は、図1に示したDWA回路100の具体的な動作を説明するための図である。図4は、DWA回路100に入力されるデジタル信号の入力サイクルNと、この入力サイクルNに入力されたデジタル信号(図4中に量子化器出力と記す)と、フィードバックDA104において使用される素子の番号(図4中にDAC素子番号と記す)と、素子選択信号とを示している。
また、図5は、入力サイクルNと、入力サイクルNに対応して使用されるフィードバックDAの素子との関係を示している。
実施形態1では、フィードバックDA104が4個の素子(0〜3)から構成されているものとする。このとき、図4に示したように、入力サイクルN=1(以下、入力サイクルN1と記す)で、量子化器103からDWA回路100に「2」の値のデジタル信号が入力されたものとする。このとき、量子化器103からはデジタル信号としてH、H、L、Lがスイッチマトリクス101に入力される。
Operation FIGS. 4 and 5 are diagrams for explaining a specific operation of the
FIG. 5 shows the relationship between the input cycle N and the feedback DA element used corresponding to the input cycle N.
In the first embodiment, it is assumed that the
入力されたデジタル信号と素子選択信号との組み合わせに応じて、スイッチ素子200の4つがONする。そして、ONされたスイッチ素子200からは、出力された「H」または「L」の信号が、デジタル信号である出力信号としてフィードバックDA104及び素子選択信号生成回路102に出力される。フィードバックDA104では、スイッチマトリクス101から入力されたデジタル信号の値(デジタル値)に応じて演算処理に使用される素子が選択される。使用される素子は、図4において、「ON」と表される。
Four
ここで、素子選択信号Pt[0:3]=L、L、L、H(初期値)だとすると、スイッチマトリクス101からは、デジタル信号Mx1[0:3]=H、H、L、Lが出力される。素子選択信号生成回路102は、デジタル信号Mx1[0:3]を受け、信号「H」と「L」の境界を、デジタル信号のビット数分だけ保有する論理素子301、ラッチ回路106によって検出する。検出の結果が、素子選択信号として出力される。実施形態1では、フィードバックDA104において次の入力サイクルで「2」の素子から使用されることを示す、素子選択信号Pt1[0:3]=L、H、L、Lが出力される。
Here, assuming that the element selection signal Pt [0: 3] = L, L, L, H (initial values), the
次に、実施形態1では、次の入力サイクルN2で「1」のデジタル値が入力されたものとする。上記したように、スイッチマトリクス101には、素子選択信号Pt1[0:3]=L、H、L、Lが入力されるから、入力されたデジタル値と素子選択信号との組み合わせに応じ、スイッチマトリクス101からは、フィードバックDA104において素子2が使用されるような素子選択信号がフィードバックDA104に出力される。
Next, in the first embodiment, it is assumed that the digital value “1” is input in the next input cycle N2. As described above, since the element selection signal Pt1 [0: 3] = L, H, L, L is input to the
さらに、次のサイクルN3で「3」のデジタル値が入力されると、図5に示した円を1周し、フィードバックDA104において、素子3、0、1が選択される。このように、実施形態1では、フィードバックDA104に含まれる全ての素子が順番に使用され、フィードバックDA104に含まれる素子の使用回数を平均化することができる。
このような実施形態1によれば、スイッチマトリクス101から出力されたデジタル信号を用いて素子選択信号が生成される。このため、スイッチマトリクス101後段のデジタル信号は、既にフィードバックDA101に含まれる素子を順番に選択するような信号となっている。このようなスイッチマトリクス101後段の信号には、現時点までのデジタル入力信号の積算情報が含まれていることになる。
Further, when a digital value of “3” is input in the next cycle N3, the circle shown in FIG. 5 is made one round, and the
According to the first embodiment, the element selection signal is generated using the digital signal output from the
このようなことを利用して素子選択信号を生成することにより、実施形態1では、従来必要であった入力信号を積算していくためのアキュムレータ等の回路が不要となり、次回の素子選択を行なうのに必要な演算処理を高速化することができる。これにより、より高速なDWA回路が提供できるとともに、回路規模の小さい簡便な構成を実現することができる。
また、実施形態1によれば、フィードバックDA104に含まれる素子のミスマッチに起因するDA出力信号の歪みが、信号成分とは無相関なミスマッチ雑音となる。また、この雑音は、1次のハイパス型にシェイピングされるため、信号成分近傍での低い周波数域でのSN比が向上される。
By generating an element selection signal using such a thing, in the first embodiment, a circuit such as an accumulator for accumulating input signals that has been necessary in the past becomes unnecessary, and the next element selection is performed. The computation processing necessary for this can be speeded up. As a result, a higher-speed DWA circuit can be provided, and a simple configuration with a small circuit scale can be realized.
Further, according to the first embodiment, the distortion of the DA output signal due to the mismatch of the elements included in the
また、実施形態1では、スイッチマトリクス101により、量子化器103とフィードバックDA104との間で、予め全ての接続がなされている。さらに、量子化器103とフィードバックDA104との間にラッチ回路や演算ロジック等が存在しない。このため、量子化器103の出力が更新された後、直ちにフィードバックDA104へ入力されるデジタル値が更新される。換言すると、実施形態1では、量子化器103の出力が変化してからフィードバックDA104に入力されるデジタル値が更新されるまでの時間は、スイッチのON抵抗とマトリクス出力部に寄生する容量のみで決定する。
In the first embodiment, all connections are made in advance between the
このような実施形態1によれば、量子化器103の出力が変化してからフィードバックDA104に入力されるデジタル値が更新されるまでの時間を比較的容易に短縮することができる。具体的には、例えば、図6に示すタイミングチャートのような、量子化器103から出力されるデジタル値の確定から、フィードバックDA104から出力されるデジタル値の変化タイミングまでサンプリング周波数の半周期しかないような信号処理システムにも、実施形態1のDWA回路100を適用することが可能である。
また、スイッチマトリクス101を通過する信号はLまたはHのデジタル信号である。このため、スイッチマトリクス101の手前でデジタル信号を出力するバッファの駆動力は、量子化器103から出力されるデジタル値の確定からフィードバックDA104から出力されるデジタル値の変化タイミングまでの時間に関しては問題とならない。
According to the first embodiment, the time from when the output of the
The signal passing through the
さらに、図1に示した回路において、スイッチマトリクス101に代えて量子化器103に閾値電圧をシャッフリングするスイッチマトリクスを設けることも可能である。ただし、このような構成では、複数個のアナログ値を高速にシャッフリングするために、アナログ値をバッファするアンプの広帯域化や高速セトリングが必要となる。特に、処理されるデジタル信号のビット数が大きくなると、その回路面積や消費電流が増大するという問題を生じる。しかし、実施形態1では、量子化器103からサーモメタコードを入力しているため、スイッチマトリクスによるアナログ値のシャッフルが不要であり、このような問題が生じないという効果を奏する。
Further, in the circuit shown in FIG. 1, it is possible to provide a switch matrix for shuffling the threshold voltage in the
なお、実施形態1は、以上説明した構成に限定されるものではない。例えば、図3に示した素子選択信号生成回路102において、AND素子とインバータ素子とを組み合わせた論理素子は、NAND素子とインバータとを組み合わせたものであってもよい。また、NAND素子とインバータとを組み合わせた場合であっても、これらの論理素子の出力とスイッチマトリクスとの間にラッチ回路を設けることもできる。
The first embodiment is not limited to the configuration described above. For example, in the element selection
(実施形態2)
次に、本発明の実施形態2を説明する。実施形態2は、図1に示したスイッチマトリクス101の出力が全てL、または全てHにならないようにするためのものである。このため、実施形態2では、実施形態1において図2に示した素子選択信号生成回路102を、図7に示した素子選択信号生成回路702に代えている。
図7に示した素子選択信号生成回路702は、フルコードモニタ回路109を保有し、ラッチ回路106が、ラッチ素子107a〜107d及び、マルチプレクサ108a〜108dで構成されている。フルコードモニタ回路109は、スイッチマトリクス101の出力が全てLもしくは、全てHであることを検知する。そして、検知の結果に基づいて、フラグLまたはHを出力する。
(Embodiment 2)
Next,
The element selection
ラッチ回路106は、フラグがLの時にはタイミングφバー(「バー」は信号φの反転信号であることを示す)の立ち上がりタイミングで、Ptn[0:3]の値を更新する。一方、フラグがHの時には、前回の値であるPtn−1[0:3]の値を再度出力する。このような実施形態2によれば、素子選択信号生成回路702の出力が全てLとなることを防ぐことができる。このため、図1に示したスイッチマトリクス101のスイッチがどれも接続状態にならないという状態を避けることが可能となる。
When the flag is L, the
このような実施形態2によれば、スイッチマトリクス101の出力が全てL、または全てHにならないようにするために、制限回路を設ける、あるいは冗長ビットを持たせたりする必要がない。そして、実施形態2は、比較的少ない回路追加により、スイッチマトリクス101の出力が全てLまたはHなることを防ぐ機能を実現することができる。
なお、フルコードモニタ回路109については、デジタルビット数分の入力ポートを持つAND素子等で構成することが可能である。
According to the second embodiment, there is no need to provide a limiting circuit or provide redundant bits so that the outputs of the
The full
(実施形態3)
次に、本発明の実施形態3を説明する。実施形態3は、実施形態1または実施形態2で説明したDWA回路を用いたデルタシグマ変調器を説明するものである。
図8は、実施形態3のデルタシグマ変調器を説明するための図である。図8に示すように、実施形態3のデルタシグマ変調器は、ループフィルタ105と、ループフィルタ105から出力されるアナログ信号を量子化して複数のデジタル信号を出力する量子化器103と、ループフィルタ105に複数のアナログ信号を出力するフィードバックDA104と、実施形態1または実施形態2で説明したDWA回路100と、で構成されている。
(Embodiment 3)
Next,
FIG. 8 is a diagram for explaining the delta-sigma modulator according to the third embodiment. As shown in FIG. 8, the delta-sigma modulator of
実施形態3のデルタシグマ変調器は、図8に示したように、負帰還のかかったフィードバックループで構成されている。このため、ループフィルタ105の経路の時間遅延量が大きい場合、位相余裕がなくなってループフィルタ105の動作が不安定になるという問題があった。
前記した実施形態1、実施形態2によれば、高速に動作するDWA回路を提供することが可能である。このようなDWA回路を用いることにより、実施形態3のデルタシグマ変調器は、時間遅延の少ないフィードバックループを構成できる。したがって、実施形態3によれば、デルタシグマ変調器の安定性が改善される他、高速信号処理が可能なため、高速動作可能なデルタシグマ変調器の提供が可能となる。
As shown in FIG. 8, the delta-sigma modulator according to the third embodiment includes a feedback loop to which negative feedback is applied. For this reason, when the time delay amount of the path of the
According to the first and second embodiments described above, it is possible to provide a DWA circuit that operates at high speed. By using such a DWA circuit, the delta-sigma modulator of
なお、実施形態3のループフィルタ105は、SC(Switched-Capacitor)フィルタ、連続時間フィルタのいずれの構成であってもよい。連続時間フィルタで構成される連続時間デルタシグマ変調器の場合、SCフィルタのセトリング速度の要求がないため、量子化器からデジタル信号が出力されてから、フィードバックDAからアナログ信号が出力されるまでの時間遅延(excess loop delay)が高速化の律速となる。
複数のアナログ出力をフィードバックする、マルチビット型連続時間デルタシグマ変調器の場合、DWA回路の存在がその高速化の妨げとなることが多い。したがって、実施形態3の連続時間デルタシグマ変調器に、実施形態1、2のDWA回路を適用することは、好ましい適用例であるといえる。
Note that the
In the case of a multi-bit continuous time delta-sigma modulator that feeds back a plurality of analog outputs, the presence of a DWA circuit often hinders the speeding up. Therefore, it can be said that applying the DWA circuit of the first and second embodiments to the continuous time delta-sigma modulator of the third embodiment is a preferable application example.
以上説明した本発明は、DWA回路、およびそれを用いたマルチビット型デルタシグマ変調器であれば、どのような回路にも適用することができる。 The present invention described above can be applied to any circuit as long as it is a DWA circuit and a multi-bit delta-sigma modulator using the DWA circuit.
100 DWA回路
101 スイッチマトリクス
102、702 素子選択信号生成回路
103 量子化器
105 ループフィルタ
106 ラッチ回路
107a〜107d ラッチ素子
108a〜108d マルチプレクサ
109 フルコードモニタ回路
200 スイッチ素子
301 論理素子
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記スイッチマトリクスを制御する素子選択信号を生成する素子選択信号生成回路と、を備え、
前記スイッチマトリクスは、前記デジタル信号の各ビットと、前記デジタル/アナログ変換器の入力信号の各ビットとを、1対1で接続し得る全ての組み合わせによって直接接続し、複数ビットのデジタル信号を出力できる複数のスイッチ素子を含み、
前記素子選択信号が、前記スイッチマトリクスに入力された前記デジタル信号の各ビットのいずれか1つを、前記スイッチマトリクスからの出力信号として選択する信号であり、
前記スイッチマトリクスからの出力信号は、前記デジタル/アナログ変換器に含まれ且つ前記素子選択信号生成回路により選択される素子を順番に選択する信号であって、
前記素子選択信号生成回路は、前記スイッチマトリクスから出力される出力信号に基づいて前記デジタル/アナログ変換器に含まれる前記素子のうち現サイクルにおいて使用されている素子と使用されていない素子との境界を、論理素子を用いて直接的に検知し、前記検知の結果に基づき前記素子選択信号を生成することを特徴とするDWA回路。 Receives the digital signal represented by thermo metacode, an output signal shuffling the bits of the previous SL digital signal, and a switch matrix outputs as an input signal of the digital / analog converter,
An element selection signal generation circuit for generating an element selection signal for controlling the switch matrix,
Said switch matrix, and each bit of the pre Kide digital signal, with each bit of the input signal of the digital / analog converter, connected directly by all combinations that can be connected in a one-to-one, multiple-bit digital Including a plurality of switch elements capable of outputting signals,
The element selection signal is a signal for selecting any one of the bits of the digital signal input to the switch matrix as an output signal from the switch matrix,
The output signal from the switch matrix is a signal for sequentially selecting elements included in the digital / analog converter and selected by the element selection signal generation circuit,
The element selection signal generation circuit includes a boundary between an element used in the current cycle and an element not used among the elements included in the digital / analog converter based on an output signal output from the switch matrix. Is directly detected using a logic element, and the element selection signal is generated based on the detection result .
前記論理素子は、
正転入力端子と、反転入力端子とを備え、当該反転入力端子の各々に、前記スイッチマトリクスから出力される前記出力信号の各ビットが入力され、k番目(k≦N)の前記論理素子の正転入力端子は、各々k−1番目の前記論理素子の反転入力端子に接続され、1番目の前記論理素子の正転入力端子が、N番目の前記論理素子の反転入力端子に接続されることを特徴とする請求項1に記載のDWA回路。 The device selection signal generating circuit includes a first N-th, the total of N of the logic elements,
The logic element is
Includes a non-inverting input terminal, an inverting input terminal, to each of the inverting input terminal, each bit of the previous SL output signal from the switch matrix Ru is outputted is inputted, k-th (k ≦ N) from the logic element Are connected to the inverting input terminal of the (k−1) th logic element, and the normal input terminal of the first logic element is connected to the inverting input terminal of the Nth logic element. The DWA circuit according to claim 1, wherein:
前記ループフィルタからの出力を量子化してサーモメタコードで表現されたデジタル信号を出力する量子化器と、
前記デジタル信号を入力してデジタル/アナログ変換器に出力する請求項1乃至4のいずれか1項に記載のDWA回路と、
前記DWA回路から入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換し、当該アナログ値を前記ループフィルタにフィードバックする前記デジタル/アナログ変換器と、
を含むことを特徴とするデルタシグマ変調器。 A loop filter,
A quantizer that quantizes the output from the loop filter and outputs a digital signal expressed in a thermo metacode ;
And DWA circuit according to any one of claims 1 to 4 and outputs the digital / analog converter to front input the Kide digital signal,
The digital signal inputted from the DWA circuit into an analog signal, and the digital / analog converter the person 該A analog value is fed back to the loop filter,
A delta-sigma modulator comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010133837A JP5129298B2 (en) | 2010-06-11 | 2010-06-11 | DWA (Data-Weighted-Averaging) circuit and delta-sigma modulator using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010133837A JP5129298B2 (en) | 2010-06-11 | 2010-06-11 | DWA (Data-Weighted-Averaging) circuit and delta-sigma modulator using the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011259347A JP2011259347A (en) | 2011-12-22 |
JP5129298B2 true JP5129298B2 (en) | 2013-01-30 |
Family
ID=45474998
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010133837A Active JP5129298B2 (en) | 2010-06-11 | 2010-06-11 | DWA (Data-Weighted-Averaging) circuit and delta-sigma modulator using the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5129298B2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6474627B2 (en) * | 2015-02-02 | 2019-02-27 | アルプスアルパイン株式会社 | Data weighted average circuit and digital-analog converter having the same |
CN110168939B (en) * | 2019-03-12 | 2021-02-23 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | Analog-to-digital converter and related chip |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4270342B2 (en) * | 2003-07-02 | 2009-05-27 | 株式会社ルネサステクノロジ | Semiconductor integrated circuit incorporating bit conversion circuit or shift circuit, semiconductor integrated circuit incorporating A / D conversion circuit, and semiconductor integrated circuit for communication |
KR100693816B1 (en) * | 2005-08-20 | 2007-03-12 | 삼성전자주식회사 | Method for dynamic element matching and multi bit data converter |
JP4836736B2 (en) * | 2006-09-29 | 2011-12-14 | 株式会社東芝 | Digital / analog conversion circuit |
JP2009290455A (en) * | 2008-05-28 | 2009-12-10 | Toshiba Corp | Dem system, delta-sigma a/d converter, and receiver |
-
2010
- 2010-06-11 JP JP2010133837A patent/JP5129298B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2011259347A (en) | 2011-12-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4763644B2 (en) | Dither circuit and analog-to-digital converter with dither circuit | |
CN107465411B (en) | Quantizer | |
JP5358829B2 (en) | ΔΣ A / D converter | |
US20070013571A1 (en) | AD converter | |
US20140253355A1 (en) | 4N+1 Level Capacitive DAC Using N Capacitors | |
US20160173120A1 (en) | Test signal generator for sigma-delta adc | |
US7486210B1 (en) | DWA structure and method thereof, digital-to-analog signal conversion method and signal routing method | |
US7952506B2 (en) | ΔΣ-type A/D converter | |
JP2012065322A (en) | Fast data-weighted average | |
US8624767B2 (en) | Electronic device and method for analog to digital conversion according to delta-sigma modulation using double sampling | |
JP6021090B2 (en) | Analog-to-digital conversion device, driving method thereof, imaging device, imaging device, and battery monitor system | |
Kumar et al. | Multi-channel analog-to-digital conversion techniques using a continuous-time delta-sigma modulator without reset | |
JP2013042488A (en) | Configurable continuous time sigma delta analog-to-digital converter | |
JP5129298B2 (en) | DWA (Data-Weighted-Averaging) circuit and delta-sigma modulator using the same | |
CN108134608B (en) | Delta-sigma modulator and signal conversion method | |
US10897232B2 (en) | Multi-level capacitive digital-to-analog converter for use in a sigma-delta modulator | |
JP4887875B2 (en) | Dynamic element matching method and apparatus | |
CN110679089B (en) | Integration circuit for sigma-delta modulator | |
US8072362B2 (en) | Modulator with loop-delay compensation | |
US20150270847A1 (en) | Uniform distribution dithering in sigma-delta a/d converters | |
JP5768072B2 (en) | D / A converter and delta-sigma type D / A converter | |
US20230099514A1 (en) | Sigma-delta analog-to-digital converter circuit with data sharing for power saving | |
US8653997B2 (en) | Modulator | |
JP2017216561A (en) | A/d converter | |
EP3565123A1 (en) | Continuous time sigma delta modulator, method of operating a continuous time sigma delta modulator and analog-to-digital converter |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20120118 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120521 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120529 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120713 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120807 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120918 |
|
A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20121009 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20121030 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20121101 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 5129298 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20151109 Year of fee payment: 3 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |