JP5109574B2

JP5109574B2 - Uninterruptible power system

Info

Publication number: JP5109574B2
Application number: JP2007272240A
Authority: JP
Inventors: 康哉吉岡
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-10-19
Filing date: 2007-10-19
Publication date: 2012-12-26
Anticipated expiration: 2027-10-19
Also published as: JP2009100618A

Description

本発明は無停電電源装置に関し、特に、無停電電源装置の並列運転による出力電流の不均衡を抑制する方法に適用して好適なものである。 The present invention relates to an uninterruptible power supply, and is particularly suitable for application to a method for suppressing imbalance in output current due to parallel operation of uninterruptible power supplies.

コンピュータシステムなどでは、商用電源の停電時に電力の供給が途絶えるのを防止するために、無停電電源装置が用いられている。この無停電電源装置には、蓄電池などの直流電源が設けられ、商用電源の停電時に直流電源の直流をインバータにて交流に変換してから負荷に電力を供給する。このような無停電電源装置において、高効率化や低価格化を実現するために、無停電電源装置の直並列補償方式が提案されている（特許文献１）。 In a computer system or the like, an uninterruptible power supply is used to prevent the supply of power from being interrupted when a commercial power supply fails. This uninterruptible power supply is provided with a direct-current power supply such as a storage battery, and when a commercial power supply is interrupted, the direct-current power of the direct-current power supply is converted into alternating current by an inverter and then power is supplied to the load. In such an uninterruptible power supply, a series-parallel compensation system for the uninterruptible power supply has been proposed in order to achieve higher efficiency and lower price (Patent Document 1).

図４は、直並列補償方式を用いた無停電電源装置の概略構成を示すブロック図である。
図４において、無停電電源装置には、直流を交流に変換する直交変換器１、２が設けられ、直交変換器１は負荷５もしくは交流電源４に並列に接続されるとともに、直交変換器２は交流電源４と負荷５との間に直列に接続されている。また、直交変換器１、２には蓄電池などの直流電力貯蔵装置３が接続されるとともに、直交変換器２と交流電源４とを遮断するスイッチ６が設けられている。 FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of an uninterruptible power supply using a series-parallel compensation method.
In FIG. 4, the uninterruptible power supply apparatus is provided with orthogonal converters 1 and 2 for converting direct current into alternating current. Are connected in series between the AC power source 4 and the load 5. Further, a DC power storage device 3 such as a storage battery is connected to the orthogonal transformers 1 and 2, and a switch 6 that cuts off the orthogonal converter 2 and the AC power supply 4 is provided.

そして、交流電源４が正常な場合、スイッチ６を投入し、交流電源４から出力された入力電圧Ｖ_ｉｎが直交変換器１を介して負荷５に供給されるとともに、直交変換器１にて直流電力貯蔵装置３の充電制御が行われる。
一方、交流電源４が停電した場合、スイッチ６が開放され、直流電力貯蔵装置３から出力された直流が直交変換器１にて交流に変換され、インバータ電流Ｉ_ｉｎｖが負荷５に供給されるとともに、負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが所定の値になるように出力電圧Ｖｓ_ｏｕｔが直交変換器２にて制御される。 When the AC power supply 4 is normal, the switch 6 is turned on, and the input voltage V_in output from the AC power supply 4 is supplied to the load 5 via the orthogonal transformer 1, and the DC power is output from the orthogonal converter 1. Charging control of the storage device 3 is performed.
On the other hand, when the AC power supply 4 fails, the switch 6 is opened, the DC output from the DC power storage device 3 is converted into AC by the orthogonal transformer 1, and the inverter current I_inv is supplied to the load 5, The output voltage Vs_out is controlled by the orthogonal transformer 2 so that the output voltage V_out on the load 5 side becomes a predetermined value.

このような無停電電源装置において、図５に示すように、交流電源４および負荷５を共通として複数台の無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２を並列運転させることで、システムの容量の拡充および信頼性の向上を図る方法がある。
この方法では、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２と負荷５との間の配線インピーダンスＺ１、Ｚ２にずれがあると、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２が分担する出力電流Ｉ_ｏｕｔに不均衡が発生し、システムの有効利用が妨げられることがある。例えば、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２と負荷５との間の配線インピーダンスＺ１、Ｚ２の比率が１：２であったとすると、負荷５に供給される電力は２：１で分担される。
このような無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２の並列運転による各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２からの出力電流Ｉ_ｏｕｔの不均衡を抑制するために、交流電源４と負荷５との間に直列接続される直交変換器２を制御する方法がある。 In such an uninterruptible power supply, as shown in FIG. 5, the capacity of the system is increased and the reliability is improved by operating a plurality of uninterruptible power supplies M1 and M2 in parallel with the AC power supply 4 and the load 5 in common. There is a way to improve.
In this method, if there is a deviation in the wiring impedances Z1 and Z2 between the uninterruptible power supply devices M1 and M2 and the load 5, an imbalance occurs in the output current I_out shared by the uninterruptible power supply devices M1 and M2. The effective use of the system may be hindered. For example, if the ratio of the wiring impedances Z1 and Z2 between the uninterruptible power supply devices M1 and M2 and the load 5 is 1: 2, the power supplied to the load 5 is shared by 2: 1.
In order to suppress the imbalance of the output current I_out from the uninterruptible power supply devices M1 and M2 due to the parallel operation of the uninterruptible power supply devices M1 and M2, the AC power supply 4 and the load 5 are connected in series. There is a method for controlling the orthogonal transformer 2.

図６は、従来の無停電電源装置の並列運転による出力電流の不均衡の抑制制御方法の一例を示すブロック図である。
図６において、図５の無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２には、図５の直交変換器２を制御する直列インバータ出力制御部５０１がそれぞれ設けられ、直列インバータ出力制御部５０１には、無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２間の直交変換器２の出力電流の不均衡を抑制するアンバランス抑制制御部５０２が設けられている。
ここで、直列インバータ出力制御部５０１には、出力電圧振幅指令Ｖ_ｏｕｔ^＊と自動調整器５０４からの出力とを加算する加算器４０１、負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの平均値（もしくは実効値）を算出する自動調整器５０６、加算器４０１から出力された出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ^＊＊と自動調整器５０６からの出力との偏差を算出する減算器４０２、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２の出力電圧の振幅が所定値になるように振幅調整指令に変換する自動調整器５０３、加算器４０１から出力された電圧指令に基づいて直交変換器２をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部３５が設けられている。 FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of a control method for suppressing output current imbalance by parallel operation of a conventional uninterruptible power supply.
6, the uninterruptible power supply devices M1 and M2 in FIG. 5 are each provided with a series inverter output control unit 501 that controls the orthogonal transformer 2 in FIG. 5, and the series inverter output control unit 501 includes an uninterruptible power supply. An unbalance suppression control unit 502 that suppresses an imbalance in output current of the orthogonal transformer 2 between the devices M1 and M2 is provided.
Here, in the series inverter output control unit 501, an adder 401 that adds the output voltage amplitude command V_out ^* and the output from the automatic adjuster 504, and the average value (or effective value) of the output voltage V_out on the load 5 side. automatic regulator 506 which calculates, subtractor 402 for calculating a deviation between the output from the adder 401 is output from the output voltage command V_out ^** and the automatic adjuster 506, the output voltage of each uninterruptible power supply M1, M2 An automatic adjuster 503 that converts the amplitude into an amplitude adjustment command so that the amplitude becomes a predetermined value, and a PWM control unit 35 that performs PWM control of the orthogonal transformer 2 based on the voltage command output from the adder 401 are provided.

また、アンバランス抑制制御部５０２には、負荷５に流れる負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに分担比を乗算する乗算器４０３、乗算器４０３からの出力と各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２からの出力電流Ｉ_ｏｕｔとの瞬時偏差ΔＩを算出する減算器４０４、入力電圧Ｖ_ｉｎに同期した信号θを生成するＰＬＬ回路３１、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θを基準として、同相成分と９０°遅れ位相成分を瞬時偏差ΔＩから抽出し、有効電流成分ΔＩｐおよび無効電流成分ΔＩｑとしてそれぞれ出力する成分分解回路２６、有効電流成分ΔＩｐがゼロになるように振幅調整指令に変換する自動調整器５０４、無効電流成分ΔＩｑがゼロになるように位相調整指令に変換する自動調整器５０５、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θから同相基準正弦波を生成する基準正弦波生成部１８、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θから９０°位相遅れの基準正弦波を生成する基準正弦波生成部３３、自動調整器５０３からの出力と基準正弦波生成部１８からの出力とを乗算する乗算器４０６、自動調整器５０５からの出力と基準正弦波生成部３３からの出力とを乗算する乗算器４０８、乗算器４０６から出力された出力電圧指令有効分ΔＶｐ^＊と、乗算器４０８から出力された出力電圧指令無効分ΔＶｑ^＊とを加算する加算器４０７が設けられている。 The unbalance suppression control unit 502 also includes a multiplier 403 for multiplying the load current I_load flowing through the load 5 by a sharing ratio, an output from the multiplier 403, and an output current I_out from each uninterruptible power supply M1 and M2. Subtractor 404 for calculating instantaneous deviation ΔI, PLL circuit 31 for generating signal θ synchronized with input voltage V_in, and instantaneous deviation of in-phase component and 90 ° delayed phase component with reference to signal θ generated by PLL circuit 31 A component decomposition circuit 26 that extracts from ΔI and outputs it as an active current component ΔIp and a reactive current component ΔIq, an automatic adjuster 504 that converts an amplitude adjustment command so that the active current component ΔIp is zero, and a reactive current component ΔIq is zero The in-phase reference sine wave is generated from the signal θ generated by the automatic adjuster 505 and the PLL circuit 31 that convert the phase adjustment command into The quasi-sine wave generation unit 18, the reference sine wave generation unit 33 that generates a reference sine wave having a phase lag of 90 ° from the signal θ generated by the PLL circuit 31, the output from the automatic adjuster 503, and the reference sine wave generation unit 18 The multiplier 406 that multiplies the output from the multiplier 406, the multiplier 408 that multiplies the output from the automatic adjuster 505 and the output from the reference sine wave generator 33, and the output voltage command effective component ΔVp ^* output from the multiplier 406 ^. And an adder 407 for adding the output voltage command invalidity ΔVq ^* output from the multiplier 408.

そして、図５の無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２は負荷電流Ｉ_ｌｏａｄをそれぞれ検出し、アンバランス抑制制御部５０２の乗算器４０３に入力する。そして、乗算器４０３にて負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに分担比が乗算され、減算器４０４に出力される。そして、減算器４０４にて乗算器４０３からの出力と各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２からの出力電流Ｉ_ｏｕｔとの瞬時偏差ΔＩが算出され、成分分解回路２６に出力される。また、ＰＬＬ回路３１には入力電圧Ｖ_ｉｎが入力され、入力電圧Ｖ_ｉｎに同期した信号θがＰＬＬ回路３１にて生成され、成分分解回路２６に出力される。そして、成分分解回路２６において、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θを基準として、同相成分と９０°遅れ位相成分が瞬時偏差ΔＩから抽出され、有効電流成分ΔＩｐおよび無効電流成分ΔＩｑとして自動調整器５０４、５０５にそれぞれ出力される。なお、成分分解回路２６としては、例えば、座標変換理論を利用する方法が特許文献２に開示されている。 Then, the uninterruptible power supply devices M1 and M2 in FIG. 5 each detect the load current I_load and input it to the multiplier 403 of the unbalance suppression control unit 502. The multiplier 403 multiplies the load current I_load by the sharing ratio and outputs the result to the subtractor 404. Then, the subtractor 404 calculates an instantaneous deviation ΔI between the output from the multiplier 403 and the output current I_out from each uninterruptible power supply M1 and M2, and outputs it to the component decomposition circuit 26. Further, the input voltage V_in is input to the PLL circuit 31, and a signal θ synchronized with the input voltage V_in is generated by the PLL circuit 31 and output to the component decomposition circuit 26. Then, in the component decomposition circuit 26, the in-phase component and the 90 ° delayed phase component are extracted from the instantaneous deviation ΔI on the basis of the signal θ generated by the PLL circuit 31, and are automatically adjusted as the effective current component ΔIp and the reactive current component ΔIq. Are output to devices 504 and 505, respectively. As the component decomposition circuit 26, for example, Patent Document 2 discloses a method using coordinate transformation theory.

そして、自動調整器５０４にて有効電流成分ΔＩｐがゼロになるように振幅調整指令に変換され、加算器４０１に入力されるとともに、自動調整器５０５にて無効電流成分ΔＩｑがゼロになるように位相調整指令に変換され、乗算器４０８に入力される。
また、加算器４０１には出力電圧振幅指令Ｖ_ｏｕｔ^＊が入力され、自動調整器５０４から出力された振幅調整指令と加算されることで、出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ^＊＊が生成され、減算器４０２に出力される。そして、減算器４０２において、加算器４０１から出力された出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ^＊＊と、自動調整器５０６から出力された出力電圧Ｖ_ｏｕｔの平均値との偏差が算出され、自動調整器５０３に出力される。そして、自動調整器５０３において、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２の出力電圧の振幅が所定値になるように減算器４０２からの出力が振幅調整指令に変換され、乗算器４０６に入力される。 Then, the automatic adjuster 504 converts it into an amplitude adjustment command so that the effective current component ΔIp becomes zero and is input to the adder 401, and the automatic adjuster 505 causes the reactive current component ΔIq to become zero. It is converted into a phase adjustment command and input to the multiplier 408.
Further, the output voltage amplitude command V_out ^* is input to the adder 401, and is added to the amplitude adjustment command output from the automatic adjuster 504, thereby generating the output voltage command V_out ^{**, which} is output to the subtractor 402. Is done. The subtractor 402 calculates a deviation between the output voltage command V_out ^** output from the adder 401 and the average value of the output voltage V_out output from the automatic adjuster 506 and outputs the deviation to the automatic adjuster 503. The Then, in automatic adjuster 503, the output from subtractor 402 is converted into an amplitude adjustment command so that the amplitude of the output voltage of each uninterruptible power supply M1, M2 becomes a predetermined value, and is input to multiplier 406.

また、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θは基準正弦波生成部１８、３３に入力され、基準正弦波生成部１８にて同相基準正弦波が生成され、乗算器４０６に入力されるとともに、基準正弦波生成部３３にて９０°位相遅れの基準正弦波が生成され、乗算器４０８に入力される。
そして、乗算器４０６において、自動調整器５０３から出力された振幅調整指令と、基準正弦波生成部１８から出力された同相基準正弦波とが乗算されることで、出力電圧指令有効分ΔＶｐ^＊が生成され、加算器４０７に入力される。また、乗算器４０８において、自動調整器５０５から出力された位相調整指令と、基準正弦波生成部３３から出力された９０°位相遅れの基準正弦波とが乗算されることで、出力電圧指令無効分ΔＶｑ^＊が生成され、加算器４０７に入力される。 In addition, the signal θ generated by the PLL circuit 31 is input to the reference sine wave generation units 18 and 33, an in-phase reference sine wave is generated by the reference sine wave generation unit 18, and input to the multiplier 406. The reference sine wave generation unit 33 generates a reference sine wave having a phase delay of 90 ° and inputs the reference sine wave to the multiplier 408.
Then, the multiplier 406 multiplies the amplitude adjustment command output from the automatic adjuster 503 by the in-phase reference sine wave output from the reference sine wave generation unit 18, so that the output voltage command effective component ΔVp ^* is obtained. Is generated and input to the adder 407. Further, the multiplier 408 multiplies the phase adjustment command output from the automatic adjuster 505 by the reference sine wave of 90 ° phase lag output from the reference sine wave generation unit 33, thereby invalidating the output voltage command. The minute ΔVq ^* is generated and input to the adder 407.

そして、加算器４０７において、乗算器４０６から出力された出力電圧指令有効分ΔＶｐ^＊と、乗算器４０８から出力された出力電圧指令無効分ΔＶｑ^＊とが加算されることで、電圧指令が生成され、ＰＷＭ制御部３５に入力される。
これにより、有効電流成分ΔＩｐにて直交変換器２の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの位相制御を行うとともに、無効電流成分ΔＩｑにて直交変換器２の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの振幅制御を行うことができ、無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２間の直交変換器２の出力電流の不均衡を抑制することができる。 The adder 407 adds the output voltage command effective amount ΔVp ^* output from the multiplier 406 and the output voltage command invalid amount ΔVq ^* output from the multiplier 408 to generate a voltage command. , Input to the PWM control unit 35.
As a result, the phase of the output voltage V_out of the orthogonal transformer 2 can be controlled by the active current component ΔIp, and the amplitude of the output voltage V_out of the orthogonal transformer 2 can be controlled by the reactive current component ΔIq. An imbalance in output current of the orthogonal transformer 2 between the devices M1 and M2 can be suppressed.

図７は、従来の無停電電源装置の並列運転による出力電流の不均衡の抑制制御方法のその他の例を示すブロック図である。
図７において、直列インバータ出力制御部５１１には、無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２間の直交変換器２の出力電流の不均衡を抑制するアンバランス抑制制御部５１２が設けられている。
ここで、直列インバータ出力制御部５１１には、出力電圧振幅指令Ｖ_ｏｕｔ^＊と基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とを乗算する乗算器４１１、乗算器４１１からの出力と自動調整器６０１からの出力Δ_Ｖｏｕｔ^＊とを加算する加算器４１２、加算器４１２から出力された出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ^＊＊と出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの偏差を算出する減算器４１３、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２の出力電圧の振幅が所定値になるように振幅調整指令に変換する自動調整器５０３、自動調整器５０３からの出力と基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とを乗算する乗算器４１４、乗算器４１４から出力された電圧指令に基づいて直交変換器２をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部３５が設けられている。 FIG. 7 is a block diagram showing another example of a control method for suppressing imbalance in output current by parallel operation of conventional uninterruptible power supply devices.
In FIG. 7, the series inverter output control unit 511 is provided with an unbalance suppression control unit 512 that suppresses an imbalance in output current of the orthogonal transformer 2 between the uninterruptible power supply devices M1 and M2.
Here, the series inverter output control unit 511 automatically multiplies the output voltage amplitude command V_out ^* by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generation unit 18 and the output from the multiplier 411 and the automatic output. An adder 412 that adds the output Δ_Vout ^* from the adjuster 601; a subtractor 413 that calculates a deviation between the output voltage command V_out ^** output from the adder 412 and the output voltage V_out; each uninterruptible power supply M1, An automatic adjuster 503 that converts the output voltage of M2 into an amplitude adjustment command so that the amplitude of the output voltage becomes a predetermined value, and the output from the automatic adjuster 503 is multiplied by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generation unit 18 A multiplier 414 that performs PWM control of the orthogonal transformer 2 based on a voltage command output from the multiplier 414 is provided.

また、アンバランス抑制制御部５１２には、負荷５に流れる負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに分担比を乗算する乗算器４１５、乗算器４１５からの出力と各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２からの出力電流Ｉ_ｏｕｔとの瞬時偏差ΔＩを算出する減算器４１６、減算器４１６からの出力を自動調整する自動調整器６０１が設けられている。
そして、乗算器４１１には出力電圧振幅指令Ｖ_ｏｕｔ^＊が入力され、基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波と乗算され、加算器４１２に出力される。 The unbalance suppression control unit 512 also includes a multiplier 415 that multiplies the load ratio I_load flowing through the load 5 by a sharing ratio, an output from the multiplier 415, and an output current I_out from each uninterruptible power supply M1 and M2. A subtractor 416 for calculating the instantaneous deviation ΔI and an automatic adjuster 601 for automatically adjusting the output from the subtracter 416 are provided.
The output voltage amplitude command V_out ^* is input to the multiplier 411, multiplied by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generation unit 18, and output to the adder 412.

また、図５の無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２は負荷電流Ｉ_ｌｏａｄをそれぞれ検出し、アンバランス抑制制御部５１２の乗算器４１５に入力する。そして、乗算器４１５にて負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに分担比が乗算され、減算器４１６に出力される。そして、減算器４１６にて乗算器４１５からの出力と各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２からの出力電流Ｉ_ｏｕｔとの瞬時偏差ΔＩが算出され、自動調整器６０１に出力される。そして、自動調整器６０１にて減算器４１６からの出力が自動調整された後、加算器４１２に入力される。そして、加算器４１２において、乗算器４１１からの出力と自動調整器６０１からの出力Δ_Ｖｏｕｔ^＊とが加算されることで、出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ^＊＊が生成され、減算器４１３に出力される。 Further, the uninterruptible power supply devices M1 and M2 in FIG. 5 detect the load current I_load and input it to the multiplier 415 of the unbalance suppression control unit 512. The multiplier 415 multiplies the load current I_load by the sharing ratio and outputs the result to the subtracter 416. Then, the subtractor 416 calculates an instantaneous deviation ΔI between the output from the multiplier 415 and the output current I_out from each uninterruptible power supply M1 and M2, and outputs it to the automatic adjuster 601. Then, the output from the subtracter 416 is automatically adjusted by the automatic adjuster 601 and then input to the adder 412. Then, the adder 412, by output Deruta_Vout ^* and from the output and the automatic adjuster 601 from the multiplier 411 is added, the output voltage command V_out ^** is generated and output to the subtractor 413.

そして、減算器４１３において、加算器４１２から出力された出力電圧指令Ｖ_ｏｕｔ^＊＊と、自動調整器６０１から出力された出力電圧Δ_Ｖｏｕｔ^＊との偏差が算出され、自動調整器５０３に出力される。そして、自動調整器５０３において、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２の出力電圧の振幅が所定値になるように減算器４１３からの出力が振幅調整指令に変換され、乗算器４１４に入力される。
そして、乗算器４１４において、自動調整器５０３から出力された振幅調整指令と基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とが乗算されることで、電圧指令が生成され、ＰＷＭ制御部３５に入力される。 Then, the subtracter 413 calculates the deviation between the output voltage command V_out ^** output from the adder 412 and the output voltage Δ_Vout ^* output from the automatic adjuster 601 and outputs the deviation to the automatic adjuster 503. Then, in automatic adjuster 503, the output from subtractor 413 is converted into an amplitude adjustment command so that the amplitude of the output voltage of each uninterruptible power supply M 1, M 2 becomes a predetermined value, and is input to multiplier 414.
Then, the multiplier 414 multiplies the amplitude adjustment command output from the automatic adjuster 503 by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generation unit 18, thereby generating a voltage command, and PWM control. Input to the unit 35.

これらの図６または図７の構成では、直交変換器２の出力電圧制御を行うことで、各無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２と負荷５との間の配線インピーダンスＺ１、Ｚ２に依存することなく、所望の負荷電流を適切な分担比で供給することができる。
さらに、特許文献４には、特許文献３で提案されたインバータの並列運転方式である「電圧振幅および周波数に応じた出力電圧特性制御方式」を取り入れた電流バランス制御方法が開示されている。この電流バランス制御方法では、交流電源４と負荷５との間に直列に接続されている直交変換器２の出力電圧振幅値が、出力電流の実効値または無効電流に対して反比例するように制御される。
特許第３０８２８４９号公報特開２００４−１５６９８６号公報特開平１−９９４７７号公報特開２００５−３３３７７５号公報 In the configuration of FIG. 6 or FIG. 7, by performing the output voltage control of the orthogonal transformer 2, without depending on the wiring impedances Z1 and Z2 between the uninterruptible power supply devices M1 and M2 and the load 5, A desired load current can be supplied at an appropriate sharing ratio.
Further, Patent Literature 4 discloses a current balance control method that adopts the “output voltage characteristic control method according to voltage amplitude and frequency”, which is a parallel operation method of inverters proposed in Patent Literature 3. In this current balance control method, the output voltage amplitude value of the orthogonal converter 2 connected in series between the AC power supply 4 and the load 5 is controlled so as to be inversely proportional to the effective value or reactive current of the output current. Is done.
Japanese Patent No. 3082849 JP 2004-156986 A JP-A-1-99477 JP 2005-333775 A

しかしながら、図６または図７の構成では、負荷５もしくは交流電源４に並列接続された直交変換器１を制御することなく、交流電源４と負荷５との間に直列接続される直交変換器２のみを電圧制御するため、直交変換器１、２の制御対象電流成分が共通することによる相互の干渉が発生し、制御動作が不安定になるという問題があった。
また、負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの制御において、目標値追従性能を向上させるために電圧フィードバック制御が使用され、この電圧フィードバック制御の目標値に負荷分担量を電流指令値とした出力電流フィードバック制御を行うアンバランス抑制制御の操作量が加算されるため、これら双方の制御が干渉し、制御動作が不安定になるという問題があった。 However, in the configuration of FIG. 6 or 7, the orthogonal transformer 2 connected in series between the AC power supply 4 and the load 5 without controlling the orthogonal transformer 1 connected in parallel to the load 5 or the AC power supply 4. Therefore, there is a problem that the control operation becomes unstable because mutual control occurs due to the common current components to be controlled by the orthogonal transformers 1 and 2.
Further, in the control of the output voltage V_out on the load 5 side, voltage feedback control is used to improve the target value follow-up performance, and the output current feedback control using the load sharing amount as the current command value as the target value of the voltage feedback control. Since the operation amount of the unbalance suppression control for performing the above is added, there is a problem in that both controls interfere with each other and the control operation becomes unstable.

また、特許文献４に開示された方法においても、直交変換器１、２の制御対象電流成分が共通することによる相互の干渉については対策がとられておらず、双方の制御が干渉し、制御動作が不安定になるという問題があった。
そこで、本発明の目的は、直交変換器間の制御対象電流成分が共通することによる相互の干渉を低減しつつ、負荷との間の配線インピーダンスに起因する出力電流の不均衡を抑制することが可能な無停電電源装置の並列運転制御システムを提供することである。 Also, in the method disclosed in Patent Document 4, no countermeasure is taken against mutual interference caused by the common current components to be controlled of the orthogonal transformers 1 and 2, and both controls interfere with each other and control is performed. There was a problem that operation became unstable.
Accordingly, an object of the present invention is to suppress an output current imbalance caused by a wiring impedance with a load while reducing mutual interference due to a common current object to be controlled between orthogonal transformers. It is to provide a parallel operation control system of an uninterruptible power supply.

上述した課題を解決するために、本発明のある態様による無停電電源装置は、直流電力を貯蔵する直流電力貯蔵装置と、交流電源と自装置との間の電力経路を開閉するスイッチと、直流回路部が前記直流電力貯蔵装置に接続され、交流回路部が負荷と並列接続され、前記スイッチの投入時には、前記負荷の電圧が所定値となるように前記直流電力貯蔵装置の直流を交流に変換して出力する第１の直交変換器と、直流回路部が前記直流電力貯蔵装置に接続され、交流回路部が前記スイッチと前記負荷との間に直列接続され、前記スイッチの投入時には、前記負荷の電圧が所定値となるように前記直流電力貯蔵装置の直流を交流に変換して出力する第２の直交変換器と、前記負荷に流れる負荷電流の分担分に含まれる前記交流電源電圧を基準とした基本波無効電流成分と高調波電流成分とに基づいて、前記第１の直交変換器の出力電流を制御する並列インバータ出力制御部と、前記負荷に流れる負荷電流の分担分と前記出力電流との差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした基本波有効電流成分と基本波無効電流成分とに基づいて、前記第２の直交変換器の出力電圧を制御する直列インバータ出力制御部とを備えることを特徴とする。 To solve the problems described above, an uninterruptible power supply according to an aspect of the present invention, a switch for opening and closing a DC power storage device for storing the DC power, the power path between the AC power source and the own apparatus, DC The circuit unit is connected to the DC power storage device, the AC circuit unit is connected in parallel with the load, and when the switch is turned on, the DC of the DC power storage device is converted to AC so that the voltage of the load becomes a predetermined value. A first orthogonal transformer and a DC circuit unit connected to the DC power storage device, an AC circuit unit connected in series between the switch and the load, and when the switch is turned on, the load A second orthogonal converter for converting the direct current of the direct-current power storage device into alternating current and outputting the alternating current so as to have a predetermined voltage, and the alternating-current power supply voltage included in the share of the load current flowing through the load as a reference age Based on the harmonic current component and the fundamental wave reactive current component, a parallel inverter output control unit for controlling the output current of the first orthogonal transformer, the share of said output current of the load current flowing through the load based the AC power supply voltage contained in the difference current and the reference and the fundamental active current component and the fundamental wave reactive current component, comprising a series inverter output control unit for controlling the second output voltage of the orthogonal converter It is characterized by that.

また、前記並列インバータ出力制御部は、前記負荷電流の分担分に含まれる前記交流電源電圧を基準とした基本波無効電流成分と高調波電流成分とを前記第１の直交変換器の出力電流指令とし、前記第１の直交変換器からの出力電流の検出値が前記出力電流指令に一致するように前記第１の直交変換器の出力電流を制御し、前記直列インバータ出力制御部は、前記負荷電流の分担分と前記無停電電源装置の出力電流との差分電流を求め、前記差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした基本波有効電流成分に対する調整器の出力を、前記交流電源電圧を基準とした前記無停電電源装置の負荷側の基本波無効電圧成分の目標値の補正量とするとともに、前記差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした基本波無効電流成分に対する調整器の出力を、前記交流電源電圧を基準とした前記無停電電源装置の負荷側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量とし、前記無停電電源装置の負荷側電圧の検出値が前記補正された基本波無効電圧成分および基本波有効電圧成分の各目標値に一致するように前記第２の直交変換器の出力電圧を制御するようにしてもよい。 Further, the prior SL parallel inverter output control unit, the AC power supply voltage and reference the fundamental wave reactive current component harmonic current component and the first orthogonal transformer the output current of which is included in share of the load current And the output current of the first orthogonal transformer is controlled so that the detected value of the output current from the first orthogonal converter matches the output current command, the series inverter output control unit A difference current between the share of the load current and the output current of the uninterruptible power supply is obtained, and the output of the regulator with respect to the fundamental wave active current component based on the AC power supply voltage included in the difference current is obtained as the AC power supply. A correction amount for the target value of the fundamental reactive voltage component on the load side of the uninterruptible power supply with reference to the voltage, and for the fundamental reactive current component with reference to the AC power supply voltage included in the differential current The output of the regulator is a correction amount of the target value of the fundamental wave effective voltage component on the load side of the uninterruptible power supply with reference to the AC power supply voltage, and the detected value of the load side voltage of the uninterruptible power supply is the The output voltage of the second orthogonal transformer may be controlled so as to coincide with the target values of the corrected fundamental wave reactive voltage component and fundamental wave effective voltage component .

また、前記直列インバータ出力制御部は、前記差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした有効電流成分から高域高調波電流成分が除去された電流成分に対する調整器の出力を、前記第２の直交変換器の基本波有効分電圧指令の補正量とするとともに、前記差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした無効電流成分から高域高調波電流成分が除去された電流成分に対する調整器の出力を、前記第２の直交変換器の基本波無効分電圧指令の補正量とし、前記差分電流が減少するように前記第２の直交変換器の出力電圧を制御するようにしてもよい。 The front Symbol series inverter output control unit, the output of the regulator for the current component AC power supply voltage high-frequency harmonic current components from the active current component based on the has been removed contained in the difference current, the first with a correction amount of the fundamental wave active component voltage command of the second orthogonal transformation unit, for said current component AC power supply voltage high-frequency harmonic current component from the reactive current component based on the has been removed contained in the difference current the output of the regulator, the second as the correction amount of the fundamental wave invalid portion voltage command orthogonal transformer, so as to control the second output voltage of the orthogonal converter such that the difference current is reduced Also good.

また、前記直列インバータ出力制御部は、前記差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした有効電流成分から高域高調波電流成分が除去された電流成分に対する調整器の出力と、前記差分電流に含まれる前記交流電源電圧を基準とした無効電流成分から高域高調波電流成分が除去された電流成分に対する調整器の出力とを、前記交流電源電圧を基準とした座標変換により交流電流成分に変換し、前記交流電流成分に基づいて前記第２の直交変換器の基本波交流出力電圧の指令値の補正量を生成し、前記差分電流が減少するように前記第２の直交変換器の出力電圧を制御するようにしてもよい。 Further, the prior SL series inverter output control unit, the output of the regulator for the current component AC power supply voltage high-frequency harmonic current components from the active current component based on the has been removed included in the differential current, the difference The output of the regulator for the current component in which the high-frequency harmonic current component is removed from the reactive current component based on the AC power supply voltage included in the current is converted into an AC current component by coordinate conversion based on the AC power supply voltage. And generating a correction value for the command value of the fundamental alternating current output voltage of the second orthogonal transformer based on the alternating current component, so that the differential current is reduced. The output voltage may be controlled .

以上説明したように、本発明によれば、第２の直交変換器の電圧制御だけでなく、第１の直交変換器の電流制御を行いながら、無停電電源装置の並列運転による出力電流の不均衡を抑制することができる。このため、第２の直交変換器にて負荷側の電圧変動分を補正させた場合においても、第１の直交変換器の電流制御動作と干渉することなく、負荷分担電流を供給するための電圧制御を実現することができ、負荷との間の配線インピーダンスに依存することなく、安定した電圧を負荷に供給することが可能となるとともに、所望の負荷電流を適切な分担比で供給することが可能となる。 As described above, according to the present invention, not only the voltage control of the second quadrature transformer but also the current control of the first quadrature transformer, the output current is reduced by the parallel operation of the uninterruptible power supply. Balance can be suppressed. For this reason, even when the voltage fluctuation on the load side is corrected by the second orthogonal transformer, the voltage for supplying the load sharing current without interfering with the current control operation of the first orthogonal transformer. Control can be realized and a stable voltage can be supplied to the load without depending on the wiring impedance between the load and a desired load current can be supplied at an appropriate sharing ratio. It becomes possible.

以下、本発明の実施形態に係る無停電電源装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る無停電電源装置の並列運転制御システムの概略構成を示すブロック図である。
図１において、無停電電源装置Ｍ１には、直流を交流に変換する直交変換器１、２が設けられ、直交変換器１は負荷５もしくは交流電源４に並列に接続されるとともに、直交変換器２は交流電源４と負荷５との間に直列に接続されている。また、直交変換器１、２には蓄電池などの直流電力貯蔵装置３が接続されるとともに、直交変換器２と交流電源４とを遮断するスイッチ６が設けられている。無停電電源装置Ｍ２も同様である。 Hereinafter, an uninterruptible power supply according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a parallel operation control system of an uninterruptible power supply according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the uninterruptible power supply M1 is provided with orthogonal converters 1 and 2 for converting direct current into alternating current. 2 is connected in series between the AC power source 4 and the load 5. Further, a DC power storage device 3 such as a storage battery is connected to the orthogonal transformers 1 and 2, and a switch 6 that cuts off the orthogonal converter 2 and the AC power supply 4 is provided. The same applies to the uninterruptible power supply M2.

ここで、直交変換器１は、スイッチ６の投入時には、交流を直流に変換して直流電力貯蔵装置３に電力を供給するとともに、スイッチ６の開放時には、負荷５の電圧が所定値になるように直流を交流に変換して出力することができる。また、直交変換器２は、負荷５の電圧が所定値になるように直流を交流に変換して出力することができる。
そして、無停電電源装置Ｍ１は、交流電源４が正常な場合、スイッチ６を投入し、直交変換器２の出力電圧Ｖ_ｏｕｔと交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎとの和が所定の値になるように直交変換器２を制御するとともに、直交変換器２および直流電力貯蔵装置３に電力が供給されるように直交変換器１を制御することができる。また、交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎが許容電圧範囲を逸脱した場合、スイッチ６を開放し、負荷５に印加される交流電圧が所定値になるように直交変換器１を制御することができる。 Here, when the switch 6 is turned on, the orthogonal transformer 1 converts alternating current into direct current to supply power to the direct-current power storage device 3, and when the switch 6 is opened, the voltage of the load 5 becomes a predetermined value. The direct current can be converted into alternating current and output. Further, the orthogonal transformer 2 can convert direct current into alternating current so that the voltage of the load 5 becomes a predetermined value and output the alternating current.
Then, when the AC power supply 4 is normal, the uninterruptible power supply M1 turns on the switch 6 so that the sum of the output voltage V_out of the orthogonal transformer 2 and the input voltage V_in from the AC power supply 4 becomes a predetermined value. In addition to controlling the orthogonal transformer 2, the orthogonal transformer 1 can be controlled such that power is supplied to the orthogonal transformer 2 and the DC power storage device 3. Further, when the input voltage V_in from the AC power supply 4 deviates from the allowable voltage range, the switch 6 is opened, and the orthogonal transformer 1 can be controlled so that the AC voltage applied to the load 5 becomes a predetermined value. .

また、無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２には、直交変換器１から出力されるインバータ電流Ｉ_ｉｎｖを制御する並列インバータ出力制御部１０１および負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御する直列インバータ出力制御部１０２が設けられている。
そして、直交変換器１は、出力電流指令に含まれる基本波無効電流成分と高調波成分に対する電流制御を行う。一方、直交変換器２は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに含まれる入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波電流成分を自己分担分として電流制御しながら、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが入力電圧Ｖ_ｉｎに同期し所望の振幅を保つように電圧制御を行う。 The uninterruptible power supply devices M1 and M2 include a parallel inverter output control unit 101 that controls the inverter current I_inv output from the orthogonal transformer 1 and a series inverter output control unit 102 that controls the output voltage V_out on the load 5 side. Is provided.
The orthogonal transformer 1 performs current control on the fundamental wave reactive current component and the harmonic component included in the output current command. On the other hand, the orthogonal transformer 2 inputs the output voltage V_out on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 while performing current control using the fundamental wave current component based on the input voltage V_in included in the load current I_load as a self-sharing. Voltage control is performed so as to maintain a desired amplitude in synchronization with the voltage V_in.

ここで、並列インバータ出力制御部１０１は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分に含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波無効成分と高調波成分に基づいて、直交変換器１の出力電流を制御することができる。具体的には、並列インバータ出力制御部１０１は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分に含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波無効電流成分と高調波成分とを直交変換器１の出力電流指令とし、直交変換器１から出力されたインバータ電流Ｉ_ｉｎｖの検出値が出力電流指令に一致するように直交変換器１のインバータ電流Ｉ_ｉｎｖを制御することができる。 Here, the parallel inverter output control unit 101 outputs the output of the orthogonal converter 1 based on the fundamental wave invalid component and the harmonic component based on the input voltage V_in from the AC power supply 4 included in the share of the load current I_load. The current can be controlled. Specifically, the parallel inverter output control unit 101 converts the fundamental wave reactive current component and the harmonic component based on the input voltage V_in from the AC power supply 4 included in the share of the load current I_load to the orthogonal converter 1. As an output current command, the inverter current I_inv of the quadrature converter 1 can be controlled so that the detected value of the inverter current I_inv output from the quadrature converter 1 matches the output current command.

そして、並列インバータ出力制御部１０１には、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θを基準として、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分から有効電流成分Ｉｐおよび無効電流成分Ｉｑを抽出する成分分解回路１４、有効電流成分Ｉｐから基本波有効電流成分を除去するフィルタ回路１５、基本波有効電流成分が除去された有効電流成分Ｉｐを交流電流に変換する成分逆分解回路１６、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分と成分逆分解回路１６の出力との偏差を算出することで、入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波無効電流成分と高調波電流成分を抽出する減算器２０１、入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波無効電流成分と高調波電流成分を出力電流指令とし、この出力電流指令とインバータ電流Ｉ_ｉｎｖとの偏差を算出する減算器２０２、この出力電流指令とインバータ電流Ｉ_ｉｎｖとの偏差がゼロになるように電流調整指令に変換する自動調整器１７、自動調整器１７からの出力と基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とを加算することで、並列インバータ電圧指令Ｖ１を算出する加算器２０３が設けられている。 The parallel inverter output control unit 101 includes a component decomposition circuit 14 that extracts the effective current component Ip and the reactive current component Iq from the share of the load current I_load with reference to the signal θ generated by the PLL circuit 31, an effective current A filter circuit 15 that removes the fundamental active current component from the component Ip, a component reverse decomposition circuit 16 that converts the active current component Ip from which the fundamental active current component has been removed into an alternating current, a share of the load current I_load and a component reverse decomposition By calculating a deviation from the output of the circuit 16, a subtractor 201 that extracts a fundamental wave reactive current component and a harmonic current component based on the input voltage V_in, a fundamental wave reactive current component based on the input voltage V_in, and A subtractor 202 for calculating a deviation between the output current command and the inverter current I_inv using the harmonic current component as an output current command, The automatic regulator 17 that converts the current command and the inverter current I_inv into a current adjustment command so that the deviation becomes zero, the output from the automatic regulator 17 and the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generator 18 Is added to calculate the parallel inverter voltage command V1.

また、直列インバータ出力制御部１０２は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分と無停電電源装置Ｍ１の出力電流Ｉ_ｏｕｔとの差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波有効電流成分と基本波無効電流成分に基づいて、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御することができる。具体的には、直列インバータ出力制御部１０２は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分と無停電電源装置Ｍ１の出力電流Ｉ_ｏｕｔとの差分電流ΔＩを求め、差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波有効電流成分に対する自動調整器３０の出力を、交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波無効電圧成分の目標値の補正量とするとともに、差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波無効電流成分に対する調整器３０の出力を、交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量とし、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの検出値が、その補正量にてそれぞれ補正された基本波無効電圧成分および基本波有効電圧成分の各目標値に一致するように負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御することができる。 The series inverter output control unit 102 also has a fundamental active current based on the input voltage V_in from the AC power supply 4 included in the difference current ΔI between the share of the load current I_load and the output current I_out of the uninterruptible power supply M1. Based on the component and the fundamental wave reactive current component, the output voltage V_out on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 can be controlled. Specifically, the series inverter output control unit 102 obtains a difference current ΔI between the share of the load current I_load and the output current I_out of the uninterruptible power supply M1, and inputs the input voltage from the AC power supply 4 included in the difference current ΔI. The output of the automatic regulator 30 for the fundamental active current component with reference to V_in is the target value of the fundamental reactive voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 with reference to the input voltage V_in from the AC power supply 4. In addition to the correction amount, the output of the regulator 30 with respect to the fundamental wave reactive current component with reference to the input voltage V_in from the AC power supply 4 included in the differential current ΔI is set to be zero with respect to the input voltage V_in from the AC power supply 4. The detected value of the output voltage V_out on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 is set as the correction amount for the target value of the fundamental wave effective voltage component on the load 5 side of the power failure power supply M1. The output voltage V_out on the load 5 side can be controlled so as to coincide with the respective target values of the fundamental wave reactive voltage component and the fundamental wave valid voltage component that have been corrected.

そして、直列インバータ出力制御部１０２には、入力電圧Ｖ_ｉｎを基準として、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを有効電圧成分Ｖｐと無効電圧成分Ｖｑに分離する成分分解回路１９、成分分解回路１９にて分離された有効電圧成分Ｖｐと無効電圧成分Ｖｑから入力電圧Ｖ_ｉｎを基準として、差分電流ΔＩを有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑに分離する成分分解回路２６、成分分解回路２６にて分離された有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑから基本波有効電流成分と基本波無効電流成分とをそれぞれ抽出するフィルタ回路２９、フィルタ回路２９から出力された基本波無効電流成分に基づいて、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量を生成するとともに、フィルタ回路２９から出力された基本波無効電流成分に基づいて、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量を生成する自動調整器３０、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分および基本波無効電圧成分の目標値をそれぞれ発生する基準電圧発生部２２、基準電圧発生部２２にて発生された基本波有効電圧成分の目標値と、基本波無効電流成分に対する自動調整器３０からの出力とを加算する加算器２０５、基準電圧発生部２２にて発生された基本波無効電圧成分の目標値と、基本波有効電流成分に対する自動調整器３０からの出力との偏差を算出する減算器２０６、加算器２０５からの出力とフィルタ回路２０にて抽出された基本波有効電圧成分との偏差を算出する減算器２０７、減算器２０６からの出力とフィルタ回路２０にて抽出された基本波無効電圧成分との偏差を算出する減算器２０８、減算器２０７、２０８からの出力を自動調整する自動調整器２３、基本波有効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力（基本波有効分電圧指令）と、基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とを乗算することで、交流出力電圧指令有効分を生成する乗算器２０９、基本波無効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力（基本波無効分電圧指令）と、基準正弦波生成部３３にて生成された９０°位相遅れの基準正弦波とを乗算することで、交流出力電圧指令無効分を生成する乗算器２１０、交流出力電圧指令有効分と交流出力電圧指令無効分とを加算する加算器２１１が設けられている。 The series inverter output control unit 102 includes a component decomposition circuit 19 that separates the output voltage V_out on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 into an effective voltage component Vp and an ineffective voltage component Vq on the basis of the input voltage V_in. A component decomposition circuit 26 and a component decomposition circuit 26 that separate the differential current ΔI into an effective current component ΔIp and a reactive current component ΔIq from the effective voltage component Vp and the reactive voltage component Vq separated by the decomposition circuit 19 with reference to the input voltage V_in. Filter circuit 29 for extracting the fundamental wave active current component and the fundamental wave reactive current component from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq separated in step, respectively, based on the fundamental wave reactive current component output from the filter circuit 29 A correction amount for the target value of the fundamental effective voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 is generated, and the filter circuit 29 Based on the fundamental wave reactive current component output from the automatic regulator 30 that generates a correction amount of the target value of the fundamental wave active voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1, and the load 5 of the uninterruptible power supply M1. Side reference voltage generation unit 22 for generating the target values of the fundamental wave effective voltage component and the fundamental wave reactive voltage component, the target value of the fundamental wave active voltage component generated by the reference voltage generation unit 22, and the fundamental wave reactive current An adder 205 that adds the output from the automatic adjuster 30 for the component, the target value of the fundamental reactive voltage component generated by the reference voltage generator 22, and the output from the automatic adjuster 30 for the fundamental active current component The subtractor 206 for calculating the deviation between the subtractor 206 and the subtractor 207 for calculating the deviation between the output from the adder 205 and the fundamental wave effective voltage component extracted by the filter circuit 20 and the filter From the subtractor 208 that calculates the deviation from the fundamental reactive voltage component extracted by the circuit 20, the automatic adjuster 23 that automatically adjusts the output from the subtractors 207 and 208, and the automatic regulator 23 for the fundamental effective voltage component. Is multiplied by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generation unit 18 to generate an AC output voltage command effective component, and the fundamental wave is disabled. An AC output voltage command is obtained by multiplying the output (basic wave reactive voltage command) from the automatic adjuster 23 with respect to the voltage component by the reference sine wave of 90 ° phase lag generated by the reference sine wave generator 33. A multiplier 210 for generating an ineffective part and an adder 211 for adding the AC output voltage command effective part and the AC output voltage command ineffective part are provided.

また、ＰＷＭ回路３５には、並列インバータ電圧指令Ｖ１に係数Ｋ_ＰＥを乗算する係数乗算器２１２、直列インバータ電圧指令Ｖ２に係数Ｋ_ＳＥを乗算する係数乗算器２１４、同期キャリア生成回路３４にて生成された入力電圧Ｖ_ｉｎに同期した信号と係数乗算器２１２の出力とを比較するオペアンプ２１３、同期キャリア生成回路３４にて生成された入力電圧Ｖ_ｉｎに同期した信号と係数乗算器２１４の出力とを比較するオペアンプ２１５が設けられている。 Further, generated by PWM in the circuit 35, the parallel inverter voltage coefficient multiplier 212 for multiplying the coefficient _{K PE} to command V1, the coefficient multiplier 214 for multiplying the coefficient _{K SE} series inverter voltage command V2, carrier synchronization generation circuit 34 The signal synchronized with the input voltage V_in and the output of the coefficient multiplier 212 are compared, and the signal synchronized with the input voltage V_in generated by the synchronous carrier generation circuit 34 and the output of the coefficient multiplier 214 are compared. An operational amplifier 215 is provided.

そして、無停電電源装置Ｍ１は負荷電流Ｉ_ｌｏａｄを検出し、乗算器２１６に入力する。そして、乗算器２１６にて負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに分担比が乗算され、成分分解回路１４および減算器２０１に出力される。そして、成分分解回路１４において、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θを基準として、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分から有効電流成分Ｉｐおよび無効電流成分Ｉｑが抽出され、有効電流成分Ｉｐがフィルタ回路１５に出力される。そして、基本波有効電流成分が有効電流成分Ｉｐからフィルタ回路１５にて除去された後、成分逆分解回路１６に入力され、基本波有効電流成分が除去された有効電流成分Ｉｐが交流電流に変換され、減算器２０１に出力される。 The uninterruptible power supply M1 detects the load current I_load and inputs it to the multiplier 216. The multiplier 216 multiplies the load current I_load by the sharing ratio and outputs the result to the component decomposition circuit 14 and the subtractor 201. Then, in the component decomposition circuit 14, the active current component Ip and the reactive current component Iq are extracted from the share of the load current I_load with reference to the signal θ generated by the PLL circuit 31, and the effective current component Ip is input to the filter circuit 15. Is output. Then, after the fundamental wave effective current component is removed from the active current component Ip by the filter circuit 15, the effective current component Ip from which the fundamental wave active current component is removed is input to the component reverse decomposition circuit 16 and converted into an alternating current. And output to the subtractor 201.

そして、減算器２０１において、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分から成分逆分解回路１６の出力が減算されることで、入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波無効電流成分と高調波電流成分を含む出力電流指令が生成され、その出力電流指令が減算器２０２に出力される。そして、減算器２０２において、減算器２０１から出力された出力電流指令とインバータ電流Ｉ_ｉｎｖとの偏差が算出された後、自動調整器１７に入力され、その出力電流指令とインバータ電流Ｉ_ｉｎｖとの偏差がゼロになるように電流調整指令に変換された後、加算器２０３に出力される。そして、加算器２０３において、自動調整器１７からの出力と基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とが加算されることで、並列インバータ電圧指令Ｖ１が算出され、ＰＷＭ回路３５に入力される。そして、ＰＷＭ回路３５の係数乗算器２１２において、並列インバータ電圧指令Ｖ１に係数Ｋ_ＰＥが乗算された後、オペアンプ２１３にて同期キャリア生成回路３４から出力された信号と比較されることで、ゲートパルスが生成され、直交変換器１に入力される。 The subtractor 201 subtracts the output of the component reverse decomposition circuit 16 from the share of the load current I_load, so that an output current command including a fundamental wave reactive current component and a harmonic current component based on the input voltage V_in is obtained. The output current command is output to the subtractor 202. Then, the subtractor 202 calculates the deviation between the output current command output from the subtractor 201 and the inverter current I_inv, and then inputs the deviation to the automatic adjuster 17, and the deviation between the output current command and the inverter current I_inv is calculated. After being converted to a current adjustment command so as to be zero, it is output to the adder 203. The adder 203 adds the output from the automatic adjuster 17 and the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generation unit 18 to calculate the parallel inverter voltage command V1 and the PWM circuit 35. Is input. Then, in the coefficient multipliers 212 of the PWM circuit 35, after the coefficient K _PE is multiplied in parallel inverter voltage command V1, that is compared with the signal output from the carrier synchronization generation circuit 34 by the operational amplifier 213, a gate pulse Is generated and input to the orthogonal transformer 1.

一方、乗算器２１６にて乗算された負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分は、減算器２０４にも出力される。そして、減算器２０４にて負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分と無停電電源装置Ｍ１からの出力電流Ｉ_ｏｕｔとの瞬時偏差ΔＩが算出され、成分分解回路２６に出力される。そして、成分分解回路２６において、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θを基準として、同相成分と９０°遅れ位相成分が瞬時偏差ΔＩから抽出され、有効電流成分ΔＩｐおよび無効電流成分ΔＩｑとしてフィルタ回路２９に出力される。 On the other hand, the share of the load current I_load multiplied by the multiplier 216 is also output to the subtractor 204. Then, the subtractor 204 calculates the instantaneous deviation ΔI between the share of the load current I_load and the output current I_out from the uninterruptible power supply M1 and outputs it to the component decomposition circuit 26. Then, in the component decomposition circuit 26, the in-phase component and the 90 ° delayed phase component are extracted from the instantaneous deviation ΔI with reference to the signal θ generated by the PLL circuit 31, and the filter circuit is used as the effective current component ΔIp and the reactive current component ΔIq. 29 is output.

そして、有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑから基本波有効電流成分と基本波無効電流成分とがフィルタ回路２９にてそれぞれ抽出され、自動調整器３０に出力される。そして、自動調整器３０において、フィルタ回路２９から出力された基本波無効電流成分に基づいて、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量が生成されるとともに、フィルタ回路２９から出力された基本波無効電流成分に基づいて、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量が生成され、基本波無効電流成分に対する自動調整器３０からの出力は加算器２０５に入力され、基本波有効電流成分に対する自動調整器３０からの出力は減算器２０６に入力される。また、基準電圧発生部２２は、基本波有効電圧成分の目標値を発生し、加算器２０５に出力するとともに、基本波無効電圧成分の目標値を発生し、減算器２０６に出力する。 Then, the fundamental wave active current component and the fundamental wave reactive current component are extracted from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq by the filter circuit 29 and output to the automatic adjuster 30. Then, the automatic regulator 30 generates a correction amount for the target value of the fundamental wave effective voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 based on the fundamental wave reactive current component output from the filter circuit 29. Based on the fundamental wave reactive current component output from the filter circuit 29, a correction amount of the target value of the fundamental wave active voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1 is generated and automatically adjusted for the fundamental wave reactive current component The output from the adjuster 30 is input to the adder 205, and the output from the automatic adjuster 30 for the fundamental wave active current component is input to the subtractor 206. In addition, the reference voltage generation unit 22 generates a target value of the fundamental wave effective voltage component and outputs the target value to the adder 205, and also generates a target value of the fundamental wave reactive voltage component and outputs the target value to the subtracter 206.

そして、加算器２０５において、基準電圧発生部２２にて発生された基本波有効電圧成分の目標値と、基本波無効電流成分に対する自動調整器３０からの出力とが加算され、減算器２０７に出力されるとともに、減算器２０６において、基準電圧発生部２２にて発生された基本波無効電圧成分の目標値と、基本波有効電流成分に対する自動調整器３０からの出力との偏差が算出され、減算器２０８に出力される。
そして、減算器２０７において、加算器２０５からの出力とフィルタ回路２０にて抽出された基本波有効電圧成分との偏差が算出されるとともに、減算器２０８において、減算器２０６からの出力とフィルタ回路２０にて抽出された基本波無効電圧成分との偏差が算出され、自動調整器２３を介して乗算器２０９、２１０にそれぞれ出力される。 Then, the adder 205 adds the target value of the fundamental wave effective voltage component generated by the reference voltage generator 22 and the output from the automatic adjuster 30 for the fundamental wave reactive current component, and outputs the result to the subtractor 207. At the same time, the subtractor 206 calculates the difference between the target value of the fundamental wave reactive voltage component generated by the reference voltage generator 22 and the output from the automatic adjuster 30 with respect to the fundamental wave active current component. Is output to the device 208.
The subtractor 207 calculates the deviation between the output from the adder 205 and the fundamental wave effective voltage component extracted by the filter circuit 20, and the subtracter 208 calculates the deviation from the output from the subtractor 206 and the filter circuit. The deviation from the fundamental reactive voltage component extracted at 20 is calculated and output to the multipliers 209 and 210 via the automatic adjuster 23, respectively.

そして、乗算器２０９において、基本波有効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力と、基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とが乗算されるとともに、乗算器２１０において、基本波無効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力と、基準正弦波生成部３３にて生成された９０°位相遅れの基準正弦波とが乗算され、これらの乗算結果が加算器２１１にて加算されることで、直列インバータ電圧指令Ｖ２が算出され、ＰＷＭ回路３５に入力される。そして、ＰＷＭ回路３５の係数乗算器２１４において、直列インバータ電圧指令Ｖ２に係数Ｋ_ＳＥが乗算された後、オペアンプ２１５にて同期キャリア生成回路３４から出力された信号と比較されることで、ゲートパルスが生成され、直交変換器２に入力される。 Then, the multiplier 209 multiplies the output from the automatic regulator 23 for the fundamental wave effective voltage component by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generator 18, and the multiplier 210 performs the basic operation. The output from the automatic adjuster 23 for the wave reactive voltage component is multiplied by the reference sine wave of 90 ° phase lag generated by the reference sine wave generator 33, and the multiplication results are added by the adder 211. Thus, the series inverter voltage command V <b> 2 is calculated and input to the PWM circuit 35. Then, in the coefficient multipliers 214 of the PWM circuit 35, after the coefficient K _SE series inverter voltage command V2 is multiplied, by being compared with the signal output from the carrier synchronization generation circuit 34 by the operational amplifier 215, a gate pulse Is generated and input to the orthogonal transformer 2.

これにより、直交変換器２の電圧制御だけでなく、直交変換器１の電流制御を行いながら、無停電電源装置Ｍ１、Ｍ２の並列運転による出力電流Ｉ_ｏｕｔの不均衡を抑制することができる。このため、直交変換器２にて負荷５側の電圧変動分を補正させた場合においても、直交変換器１の電流制御動作と干渉することなく、負荷分担電流を供給するための電圧制御を実現することができ、負荷５との間の配線インピーダンスＺ１、Ｚ２に依存することなく、安定した電圧を負荷に供給することが可能となるとともに、所望の負荷電流を適切な分担比で供給することが可能となる。 Thereby, the imbalance of the output current I_out due to the parallel operation of the uninterruptible power supply devices M1 and M2 can be suppressed while performing not only the voltage control of the orthogonal transformer 2 but also the current control of the orthogonal transformer 1. For this reason, even when the voltage variation on the load 5 side is corrected by the orthogonal transformer 2, voltage control for supplying the load sharing current is realized without interfering with the current control operation of the orthogonal transformer 1. It is possible to supply a stable voltage to the load without depending on the wiring impedances Z1 and Z2 between the load 5 and to supply a desired load current with an appropriate sharing ratio. Is possible.

図２は、本発明の第２実施形態に係る無停電電源装置の並列運転制御システムの概略構成を示すブロック図である。なお、図１の第１実施形態では、直交変換器２は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに含まれる入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波電流成分を自己分担分として電流制御しながら、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが入力電圧Ｖ_ｉｎに同期し所望の振幅を保つように電圧制御を行うのに対し、図２の第２実施形態では、負荷５側の電圧制御とは独立した負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの自己分担分に対する電流制御を行う。 FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of a parallel operation control system of an uninterruptible power supply according to the second embodiment of the present invention. In the first embodiment of FIG. 1, the orthogonal transformer 2 controls the current of the uninterruptible power supply M1 while controlling the current using the fundamental wave current component based on the input voltage V_in included in the load current I_load as a self-share. While the voltage control is performed so that the output voltage V_out on the load 5 side is synchronized with the input voltage V_in and maintains a desired amplitude, in the second embodiment of FIG. 2, the load current independent of the voltage control on the load 5 side is performed. Current control is performed for self-share of I_load.

図２において、直列インバータ出力制御部１１２は、図１の直列インバータ出力制御部１０２の動作を前提とした上で、差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした有効成分から高域高調波成分が除去された成分に対する自動調整器３７の出力を、直交変換器２の基本波有効分の電圧指令値の補正量とするとともに、差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした無効成分から高域高調波成分が除去された成分に対する自動調整器３７の出力を、直交変換器２の基本波有効分の電圧指令値の補正量とし、差分電流ΔＩが減少するように負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御することができる。 In FIG. 2, the series inverter output control unit 112 is based on the operation of the series inverter output control unit 102 of FIG. 1, and the active component based on the input voltage V_in from the AC power supply 4 included in the differential current ΔI. The output of the automatic adjuster 37 with respect to the component from which the high-frequency harmonic component has been removed is used as the correction amount of the voltage command value for the fundamental wave effective amount of the orthogonal transformer 2 and from the AC power supply 4 included in the differential current ΔI. The output of the automatic adjuster 37 for the component obtained by removing the high-frequency harmonic component from the ineffective component with reference to the input voltage V_in is used as the correction amount of the voltage command value for the fundamental wave effective component of the orthogonal transformer 2, and the difference current The output voltage V_out on the load 5 side can be controlled so that ΔI decreases.

ここで、直列インバータ出力制御部１１２には、図１の直列インバータ出力制御部１０２の構成に加え、成分分解回路２６にて分離された有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑとから高域高調波成分を除去するフィルタ回路３６、有効電流成分ΔＩｐから高域高調波成分が除去された成分に基づいて、自動調整器２３から出力された基本波有効分電圧指令の補正量を生成するとともに、無効電流成分ΔＩｑから高域高調波成分が除去された成分に基づいて、自動調整器２３から出力された基本波無効分電圧指令の補正量を生成する自動調整器３７、自動調整器２３から出力された基本波有効分電圧指令と、自動調整器３７から出力された基本波有効分電圧指令の補正量とを加算する加算器２１７、自動調整器２３から出力された基本波無効分電圧指令と、自動調整器３７から出力された基本波無効分電圧指令の補正量とを加算する加算器２１８が設けられている。 Here, in addition to the configuration of the series inverter output control unit 102 in FIG. 1, the series inverter output control unit 112 includes high frequency harmonics from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq separated by the component decomposition circuit 26. The filter circuit 36 for removing the component generates a correction amount for the fundamental effective voltage dividing command output from the automatic adjuster 23 based on the component obtained by removing the high-frequency harmonic component from the active current component ΔIp, and is invalid. Based on the component from which the high-frequency harmonic component is removed from the current component ΔIq, it is output from the automatic adjuster 37 and the automatic adjuster 23 that generate the correction amount of the fundamental reactive voltage dividing command output from the automatic adjuster 23. The fundamental wave effective voltage dividing command and the correction amount of the fundamental wave effective voltage dividing command output from the automatic adjuster 37, and the fundamental wave invalidity output from the automatic adjuster 23. An adder 218 for adding the voltage command, and a correction amount of the fundamental wave reactive component voltage command outputted from the automatic adjuster 37 is provided.

そして、無停電電源装置Ｍ１は負荷電流Ｉ_ｌｏａｄを検出し、乗算器２１６に入力する。そして、乗算器２１６にて負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに分担比が乗算され、減算器２０４に出力される。そして、減算器２０４にて負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの分担分と無停電電源装置Ｍ１からの出力電流Ｉ_ｏｕｔとの瞬時偏差ΔＩが算出され、成分分解回路２６に出力される。そして、成分分解回路２６において、ＰＬＬ回路３１にて生成された信号θを基準として、同相成分と９０°遅れ位相成分が瞬時偏差ΔＩから抽出され、有効電流成分ΔＩｐおよび無効電流成分ΔＩｑとしてフィルタ回路２９、３６に出力される。 The uninterruptible power supply M1 detects the load current I_load and inputs it to the multiplier 216. The multiplier 216 multiplies the load current I_load by the sharing ratio and outputs the result to the subtractor 204. Then, the subtractor 204 calculates the instantaneous deviation ΔI between the share of the load current I_load and the output current I_out from the uninterruptible power supply M1 and outputs it to the component decomposition circuit 26. Then, in the component decomposition circuit 26, the in-phase component and the 90 ° delayed phase component are extracted from the instantaneous deviation ΔI with reference to the signal θ generated by the PLL circuit 31, and the filter circuit is used as the effective current component ΔIp and the reactive current component ΔIq. 29 and 36.

そして、有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑから基本波有効電流成分と基本波無効電流成分とがフィルタ回路２９にてそれぞれ抽出され、自動調整器３０に出力される。そして、自動調整器３０において、フィルタ回路２９から出力された基本波無効電流成分は無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量とし調整されるとともに、フィルタ回路２９から出力された基本波無効電流成分は無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の基本波有効電圧成分の目標値の補正量として調整され、基本波無効電流成分に対する自動調整器３０からの出力は加算器２０５に入力され、基本波有効電流成分に対する自動調整器３０からの出力は減算器２０６に入力される。また、基準電圧発生部２２は、基本波有効電圧成分の目標値を発生し、加算器２０５に出力するとともに、基本波無効電圧成分の目標値を発生し、減算器２０６に出力する。 Then, the fundamental wave active current component and the fundamental wave reactive current component are extracted from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq by the filter circuit 29 and output to the automatic adjuster 30. Then, in the automatic adjuster 30, the fundamental wave reactive current component output from the filter circuit 29 is adjusted as a correction amount of the target value of the fundamental wave active voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1, and the filter circuit 29 is adjusted as a correction amount of the target value of the fundamental active voltage component on the load 5 side of the uninterruptible power supply M1, and the output from the automatic adjuster 30 for the fundamental reactive current component is The output from the automatic adjuster 30 for the fundamental wave active current component, which is input to the adder 205, is input to the subtractor 206. In addition, the reference voltage generation unit 22 generates a target value of the fundamental wave effective voltage component and outputs the target value to the adder 205, and also generates a target value of the fundamental wave reactive voltage component and outputs the target value to the subtracter 206.

そして、加算器２０５において、基準電圧発生部２２にて発生された基本波有効電圧成分の目標値と、基本波無効電流成分に対する自動調整器３０からの出力とが加算され、減算器２０７に出力されるとともに、減算器２０６において、基準電圧発生部２２にて発生された基本波無効電圧成分の目標値と、基本波有効電流成分に対する自動調整器３０からの出力との偏差が算出され、減算器２０８に出力される。
そして、減算器２０７において、加算器２０５からの出力とフィルタ回路２０にて抽出された基本波有効電圧成分との偏差が算出されるとともに、減算器２０８において、減算器２０６からの出力とフィルタ回路２０にて抽出された基本波無効電圧成分との偏差が算出され、自動調整器２３を介して加算器２１７、２１８にそれぞれ出力される。 Then, the adder 205 adds the target value of the fundamental wave effective voltage component generated by the reference voltage generator 22 and the output from the automatic adjuster 30 for the fundamental wave reactive current component, and outputs the result to the subtractor 207. At the same time, the subtractor 206 calculates the difference between the target value of the fundamental wave reactive voltage component generated by the reference voltage generator 22 and the output from the automatic adjuster 30 with respect to the fundamental wave active current component. Is output to the device 208.
The subtractor 207 calculates the deviation between the output from the adder 205 and the fundamental wave effective voltage component extracted by the filter circuit 20, and the subtracter 208 calculates the deviation from the output from the subtractor 206 and the filter circuit. The deviation from the fundamental reactive voltage component extracted at 20 is calculated and output to the adders 217 and 218 via the automatic adjuster 23, respectively.

一方、成分分解回路２６にて分離された有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑとがフィルタ回路３６に入力されると、有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑとから高域高調波成分が除去され、自動調整器３７を介して加算器２１７、２１８にそれぞれ出力される。そして、加算器２１７において、自動調整器２３から出力された基本波有効分電圧指令と、自動調整器３７から出力された基本波有効分電圧指令の補正量とが加算されるとともに、加算器２１８において、自動調整器２３から出力された基本波無効分電圧指令と、自動調整器３７から出力された基本波無効分電圧指令の補正量とが加算され、乗算器２０９、２１０にそれぞれ出力される。 On the other hand, when the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq separated by the component decomposition circuit 26 are input to the filter circuit 36, the high-frequency harmonic component is removed from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq. Are output to the adders 217 and 218 via the automatic adjuster 37, respectively. The adder 217 adds the fundamental wave effective voltage command output from the automatic adjuster 23 and the correction amount of the fundamental wave effective voltage command output from the automatic adjuster 37, and adds the adder 218. , The fundamental wave reactive voltage command output from the automatic adjuster 23 and the correction amount of the fundamental wave reactive voltage command output from the automatic regulator 37 are added and output to multipliers 209 and 210, respectively. .

そして、乗算器２０９において、基本波有効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力と、基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とが乗算されることで、交流出力電圧指令有効分が生成されるとともに、乗算器２１０において、基本波無効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力と、基準正弦波生成部３３にて生成された９０°位相遅れの基準正弦波とが乗算されることで、交流出力電圧指令無効分が生成され、これらの交流出力電圧指令有効分と交流出力電圧指令無効分が加算器２１１にて加算されることで、直列インバータ電圧指令Ｖ１２が算出され、ＰＷＭ回路３５に入力される。 Then, the multiplier 209 multiplies the output from the automatic regulator 23 for the fundamental wave effective voltage component by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generator 18, thereby enabling the AC output voltage command effective. In addition, the multiplier 210 multiplies the output from the automatic adjuster 23 for the fundamental wave reactive voltage component by the reference sine wave of 90 ° phase lag generated by the reference sine wave generator 33. Thus, an AC output voltage command invalid portion is generated, and the AC output voltage command valid portion and the AC output voltage command invalid portion are added by the adder 211, thereby calculating the series inverter voltage command V12. Input to the PWM circuit 35.

図３は、本発明の第３実施形態に係る無停電電源装置の並列運転制御システムの概略構成を示すブロック図である。なお、図１の第１実施形態では、直交変換器２は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄに含まれる入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした基本波電流成分を自己分担分として電流制御しながら、無停電電源装置Ｍ１の負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔが入力電圧Ｖ_ｉｎに同期し所望の振幅を保つように電圧制御を行うのに対し、図３の第３実施形態では、負荷５側の電圧制御とは独立した負荷電流Ｉ_ｌｏａｄの自己分担分に対する電流制御を行う。 FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of the parallel operation control system of the uninterruptible power supply according to the third embodiment of the present invention. In the first embodiment of FIG. 1, the orthogonal transformer 2 controls the current of the uninterruptible power supply M1 while controlling the current using the fundamental wave current component based on the input voltage V_in included in the load current I_load as a self-share. While the voltage control is performed so that the output voltage V_out on the load 5 side is synchronized with the input voltage V_in and maintains a desired amplitude, in the third embodiment of FIG. 3, the load current independent of the voltage control on the load 5 side is performed. Current control is performed for self-share of I_load.

図３において、直列インバータ出力制御部１２２は、図１の直列インバータ出力制御部１０２の動作を前提とした上で、差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした有効成分から高域高調波成分が除去された成分に対する自動調整器３７の出力と、差分電流ΔＩに含まれる交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした無効成分から高域高調波成分が除去された成分に対する自動調整器３７の出力とを、交流電源４からの入力電圧Ｖ_ｉｎを基準とした座標変換により交流成分に変換し、その交流成分に基づいて直交変換器２の基本波交流出力電圧の指令値の補正量を生成し、差分電流ΔＩが減少するように負荷５側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御することができる。 In FIG. 3, the series inverter output control unit 122 is based on the operation of the series inverter output control unit 102 in FIG. 1, and the active component is based on the input voltage V_in from the AC power supply 4 included in the differential current ΔI. The high-frequency harmonic component is removed from the ineffective component based on the output of the automatic regulator 37 for the component from which the high-frequency harmonic component is removed from the input voltage V_in included in the differential current ΔI. The output of the automatic adjuster 37 for the component is converted into an AC component by coordinate conversion based on the input voltage V_in from the AC power supply 4, and the fundamental AC output voltage command of the orthogonal transformer 2 is based on the AC component. A value correction amount is generated, and the output voltage V_out on the load 5 side can be controlled so that the differential current ΔI decreases.

ここで、直列インバータ出力制御部１２２には、図１の直列インバータ出力制御部１０２の構成に加え、成分分解回路２６にて分離された有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑとから高域高調波成分を除去するフィルタ回路３６、有効電流成分ΔＩｐから高域高調波成分が除去された成分に基づいて、自動調整器２３から出力された基本波有効分電圧指令の補正量を生成するとともに、無効電流成分ΔＩｑから高域高調波成分が除去された成分に基づいて、自動調整器２３から出力された基本波無効分電圧指令の補正量を生成する自動調整器３７、自動調整器３７の出力を交流成分に変換する成分逆分解回路３８、成分逆分解回路３８から出力された交流成分をＫ倍することで、加算器２１１から出力された直列インバータ電圧指令Ｖ２の補正量を算出する係数乗算器３９、加算器２１１から出力された直列インバータ電圧指令Ｖ２と係数乗算器３９からの出力を加算する加算器２１９が設けられている。 Here, in addition to the configuration of the series inverter output control unit 102 in FIG. 1, the series inverter output control unit 122 includes high-frequency harmonics from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq separated by the component decomposition circuit 26. The filter circuit 36 for removing the component generates a correction amount for the fundamental effective voltage dividing command output from the automatic adjuster 23 based on the component obtained by removing the high-frequency harmonic component from the active current component ΔIp, and is invalid. Based on the component from which the high-frequency harmonic component is removed from the current component ΔIq, the outputs of the automatic adjuster 37 and the automatic adjuster 37 that generate the correction amount of the fundamental reactive voltage dividing command output from the automatic adjuster 23 The component inverse decomposition circuit 38 for converting to an alternating current component, and the alternating current component output from the component reverse decomposition circuit 38 are multiplied by K, whereby the series inverter voltage command V2 output from the adder 211 is Coefficient multiplier 39 for calculating a Seiryo, an adder 219 for adding the output from the series inverter voltage command V2 and a coefficient multiplier 39 output from the adder 211 is provided.

そして、乗算器２０９において、基本波有効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力と、基準正弦波生成部１８にて生成された同相基準正弦波とが乗算されることで、交流出力電圧指令有効分が生成されるとともに、乗算器２１０において、基本波無効電圧成分に対する自動調整器２３からの出力と、基準正弦波生成部３３にて生成された９０°位相遅れの基準正弦波とが乗算されることで、交流出力電圧指令無効分が生成され、これらの交流出力電圧指令有効分と交流出力電圧指令無効分が加算器２１１にて加算されることで、直列インバータ電圧指令Ｖ２が算出され、加算器２１９に出力される。 Then, the multiplier 209 multiplies the output from the automatic regulator 23 for the fundamental wave effective voltage component by the in-phase reference sine wave generated by the reference sine wave generator 18, thereby enabling the AC output voltage command effective. In addition, the multiplier 210 multiplies the output from the automatic adjuster 23 for the fundamental wave reactive voltage component by the reference sine wave of 90 ° phase lag generated by the reference sine wave generator 33. Thus, an AC output voltage command invalid part is generated, and the AC output voltage command valid part and the AC output voltage command invalid part are added by the adder 211, whereby the series inverter voltage command V2 is calculated. The data is output to the adder 219.

一方、成分分解回路２６にて分離された有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑとがフィルタ回路３６に入力されると、有効電流成分ΔＩｐと無効電流成分ΔＩｑとから高域高調波成分が除去され、自動調整器３７を介して成分逆分解回路３８に入力される。そして、成分逆分解回路３８にて自動調整器３７の出力が交流成分に変換された後、係数乗算器３９にてＫ倍され、加算器２１９に出力される。
そして、加算器２１１から出力された直列インバータ電圧指令Ｖ２と係数乗算器３９からの出力が加算器２１９にて加算されることで、直列インバータ電圧指令Ｖ２２が算出され、ＰＷＭ回路３５に入力される。 On the other hand, when the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq separated by the component decomposition circuit 26 are input to the filter circuit 36, the high-frequency harmonic component is removed from the active current component ΔIp and the reactive current component ΔIq. , And input to the component reverse decomposition circuit 38 via the automatic adjuster 37. Then, the output of the automatic adjuster 37 is converted into an alternating current component by the component reverse decomposition circuit 38, multiplied by K by the coefficient multiplier 39, and output to the adder 219.
The series inverter voltage command V 2 output from the adder 211 and the output from the coefficient multiplier 39 are added by the adder 219, whereby the series inverter voltage command V 22 is calculated and input to the PWM circuit 35. .

本発明の第１実施形態に係る無停電電源装置の並列運転制御システムの概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the parallel operation control system of the uninterruptible power supply which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態に係る無停電電源装置の並列運転制御システムの概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the parallel operation control system of the uninterruptible power supply which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る無停電電源装置の並列運転制御システムの概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the parallel operation control system of the uninterruptible power supply which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 直並列補償方式を用いた無停電電源装置の概略構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows schematic structure of the uninterruptible power supply using a series-parallel compensation system. 無停電電源装置の並列運転方法を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the parallel operation method of an uninterruptible power supply. 従来の無停電電源装置の並列運転による出力電流の不均衡の抑制制御方法の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of the suppression control method of the imbalance of the output current by the parallel operation of the conventional uninterruptible power supply. 従来の無停電電源装置の並列運転による出力電流の不均衡の抑制制御方法のその他の例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other example of the suppression control method of the imbalance of the output current by the parallel operation of the conventional uninterruptible power supply.

Explanation of symbols

Ｍ１、Ｍ２無停電電源装置
１、２直交変換器
３直流電力貯蔵装置
４交流電源
５負荷
６スイッチ
１４、１９、２６成分分解回路
１５、２０、２９、３６フィルタ回路
１６、３８成分逆分解回路
１７、２３、３０、３７自動調整器
１８、３３基準正弦波生成部
２２基準電圧発生部
３１ＰＬＬ回路
３４同期キャリア生成回路
３５ＰＷＭ回路
１０１並列インバータ出力制御部
１０２、１１２直列インバータ出力制御部
２０１、２０２、２０４、２０６、２０７、２０８減算器
２０３、２０５、２１１、２１７、２１８、２１９加算器
２０９、２１０、２１６乗算器
３９、２１２、２１４係数乗算器
２１３、２１５オペアンプ M1, M2 Uninterruptible power supply device 1, 2 Orthogonal converter 3 DC power storage device 4 AC power supply 5 Load 6 Switch 14, 19, 26 Component decomposition circuit 15, 20, 29, 36 Filter circuit 16, 38 Component reverse decomposition circuit 17 , 23, 30, 37 Automatic regulator 18, 33 Reference sine wave generator 22 Reference voltage generator 31 PLL circuit 34 Synchronous carrier generator 35 PWM circuit 101 Parallel inverter output controller 102, 112 Series inverter output controller 201, 202 , 204, 206, 207, 208 Subtractor 203, 205, 211, 217, 218, 219 Adder 209, 210, 216 Multiplier 39, 212, 214 Coefficient multiplier 213, 215 Operational amplifier

Claims

A DC power storage device for storing DC power;
A switch for opening and closing a power path between the AC power source and the own device ;
A direct current circuit unit is connected to the direct current power storage device, an alternating current circuit unit is connected in parallel with a load, and when the switch is turned on, the direct current of the direct current power storage device is changed to an alternating current so that the voltage of the load becomes a predetermined value. A first orthogonal transformer for converting and outputting;
A DC circuit unit is connected to the DC power storage device, an AC circuit unit is connected in series between the switch and the load, and the DC power is set so that the voltage of the load becomes a predetermined value when the switch is turned on. A second orthogonal transformer that converts the direct current of the storage device into alternating current and outputs the alternating current;
Parallel inverter on the basis of the fundamental wave reactive current component based on the said AC power supply voltage included in share of the load current flowing through the load and the harmonic current component, to control the output current of the first orthogonal transformer An output control unit;
On the basis of the share of said AC power supply voltage reference and the fundamental active current component and the fundamental wave reactive current component contained in the differential current between the output current of the load current flowing through the load, the second orthogonal transformation An uninterruptible power supply comprising: a series inverter output control unit for controlling the output voltage of the battery.

Said parallel inverter output control unit, the AC power supply voltage as a reference and the fundamental wave reactive current component and the output current command and a harmonic current component of the first orthogonal converter included in the share of the load current, Controlling the output current of the first orthogonal transformer so that the detected value of the output current from the first orthogonal transformer matches the output current command;
The series inverter output control unit obtains a difference current between the share of the load current and the output current of the uninterruptible power supply, and with respect to a fundamental active current component based on the AC power supply voltage included in the difference current The output of the regulator is a correction amount of the target value of the fundamental reactive voltage component on the load side of the uninterruptible power supply with the AC power supply voltage as a reference, and the AC power supply voltage included in the differential current is a reference The output of the regulator with respect to the fundamental wave reactive current component is the correction amount of the target value of the fundamental active voltage component on the load side of the uninterruptible power supply with respect to the AC power supply voltage, and the uninterruptible power supply The output voltage of the second orthogonal transformer is controlled so that the detected value of the load side voltage matches each target value of the corrected fundamental wave reactive voltage component and fundamental wave effective voltage component. Motomeko 1 uninterruptible power supply described.

The series inverter output control unit, the output of the regulator for the current component AC power supply voltage high-frequency harmonic current components from the active current component based on the has been removed included in the differential current, orthogonal the second with a correction amount of the fundamental wave active component voltage command of the transducer, the regulator for the current component AC power supply voltage high-frequency harmonic current component from the reactive current component based on the has been removed contained in the difference current claims outputs, as the correction amount of the fundamental wave invalid portion voltage command of the second orthogonal transformer, wherein the differential current to control the second output voltage of the orthogonal converter so as to reduce The uninterruptible power supply according to Item 2.

The series inverter output control unit, the output of the regulator for the current component high-frequency harmonic current component AC power supply voltage from the active current component based on the has been removed included in the differential current, included in the differential current wherein an output of the regulator for the current component high-frequency harmonic current component from the reactive current component on the basis has been removed an AC power supply voltage, and converts the alternating current component by the coordinate transformation relative to the said AC power supply voltage , Generating a correction value for the command value of the fundamental AC output voltage of the second orthogonal transformer based on the AC current component, and setting the output voltage of the second orthogonal transformer to reduce the differential current. The uninterruptible power supply according to claim 2, wherein the uninterruptible power supply is controlled.