JP5091195B2 - High frequency power amplifier circuit and design method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、高周波電力増幅回路およびその設計方法に関するものである。 The present invention relates to a high frequency power amplifier circuit and a design method thereof.
高周波増幅回路においてトランジスタの磨耗劣化を抑えて、長期間に渡る信頼性を確保することは応用上大きな課題であり、古くから磨耗劣化について研究と改良が行われてきた。この問題はトランジスタが大信号動作する高周電力増幅回路において特に顕著である。なぜなら高周電力増幅回路においてはトランジスタへの印加電流電圧が大きく、大きなバイアスストレスが印加されるからである。 In high-frequency amplifier circuits, it is a big problem in application to suppress the wear deterioration of transistors and to ensure long-term reliability, and research and improvement on wear deterioration have been conducted for a long time. This problem is particularly remarkable in a high-frequency power amplifier circuit in which a transistor operates on a large signal. This is because in the high frequency power amplifier circuit, the applied current voltage to the transistor is large and a large bias stress is applied.
バイアスストレスはトランジスタを構成する半導体へ電流を流すことによって半導体特性の劣化を促進する。 Bias stress promotes deterioration of semiconductor characteristics by flowing current to a semiconductor constituting the transistor.
特に顕著な劣化はトランジスタのキャリア濃度の減少による寄生抵抗の増大、増幅率の減少などに見られる。その結果、トランジスタの高周波特性も劣化し最終的には高周電力増幅回路が故障したと判断される。 Particularly remarkable deterioration is seen in an increase in parasitic resistance due to a decrease in transistor carrier concentration, a decrease in amplification factor, and the like. As a result, the high frequency characteristics of the transistor are also deteriorated, and it is finally determined that the high-frequency power amplifier circuit has failed.
前記の劣化速度はバイアスストレスの大きさによって左右される。印加電圧が低くトランジスタに流れる電流も少ない条件では劣化速度が遅く、印加電圧が高い場合でもトランジスタに流れる電流が少ない条件では劣化速度は比較的遅くなる。そのように電圧と電流の相乗効果によって劣化の速さが決まることを考慮して、劣化速度とバイアスストレスの一般的な関係を図3に示す。図3に示した高信頼性領域116(三角形の内側の領域)でトランジスタを動作させる場合に劣化が抑制され、高周電力増幅回路の故障の起こりにくいことがうかがえる。 The rate of deterioration depends on the magnitude of bias stress. When the applied voltage is low and the current flowing through the transistor is small, the deterioration rate is slow. Even when the applied voltage is high, the deterioration rate is relatively slow when the current flowing through the transistor is small. Considering that the speed of deterioration is determined by the synergistic effect of voltage and current, a general relationship between the deterioration speed and the bias stress is shown in FIG. It can be seen that when the transistor is operated in the high reliability region 116 (region inside the triangle) shown in FIG. 3, the deterioration is suppressed, and the failure of the high frequency power amplifier circuit is unlikely to occur.
次に高周波電力増幅回路の設計について述べる。高周波電力増幅回路に用いられるトランジスタの出力負荷条件には一般的に共役整合が用いられることが多い。トランジスタ出力端子からトランジスタ内部を見た時のインピーダンスがZ+jXの場合、共役整合とは負荷としてZ−jXを用いることを意味する。この条件はトランジスタ出力端子においてリアクタンスXに関する項が打ち消し合うため伝達される電力が最大となるが、それ以外の特性については特に考慮しない。その他の整合条件はおもにロードプル測定によって所望の特性を満たすよう実験的に決められる(非特許文献1)。 Next, the design of the high frequency power amplifier circuit will be described. In general, conjugate matching is often used as an output load condition of a transistor used in a high-frequency power amplifier circuit. When the impedance when viewing the inside of the transistor from the transistor output terminal is Z + jX, conjugate matching means that Z−jX is used as a load. This condition maximizes the transmitted power because the terms related to the reactance X cancel each other at the transistor output terminal, but other characteristics are not particularly considered. Other matching conditions are experimentally determined to satisfy desired characteristics mainly by load pull measurement (Non-Patent Document 1).
例えば利得や出力電力を最大にする出力負荷条件をあらかじめ調べ、それらの条件を満たすように出力負荷回路を設計する。同様に電力付加効率や線形性が最大となる出力負荷条件を経験的に調べて、その条件を満たすように出力負荷回路を設計することも多い。これらの出力負荷条件は純粋に経験的なものであるため測定したトランジスタの特定のバイアス条件に対してだけ適用可能であり、かつ高周波電力増幅回路の信頼性に関する情報を持っていない。以上述べた従来の出力負荷条件においてトランジスタ増幅回路の信頼性という観点からの最適化は行われておらず、トランジスタの劣化速度を最小にする出力負荷条件を与える設計指針も無かった。 For example, output load conditions that maximize the gain and output power are checked in advance, and the output load circuit is designed to satisfy those conditions. Similarly, it is often the case that an output load circuit that maximizes power added efficiency and linearity is empirically examined and an output load circuit is designed to satisfy the condition. Since these output load conditions are purely empirical, they are applicable only to the specific transistor bias conditions measured and do not have information about the reliability of the high frequency power amplifier circuit. The conventional output load conditions described above have not been optimized from the viewpoint of the reliability of the transistor amplifier circuit, and there has been no design guideline for providing an output load condition that minimizes the transistor degradation rate.
そのような場合にも最終的には高周電力増幅回路の信頼性を確保する必要がある。そこで設計初期段階における信頼性への配慮としては経験的データをもとにデバイスの大きさに余裕を持たせるか、あるいは大信号シミュレーションを用いてトランジスタ出力端子における負荷線が、図3の高信頼性領域116にほぼ収まるのをひとまず確認していた。その上で最終的にバイアスストレスによる劣化加速試験を行い、製品が仕様を満たしていることを確実にする必要があった。仮にこの試験で不十分な結果が出た場合、デバイスをより大きくして設計の最初からやり直す必要がある。 Even in such a case, it is finally necessary to ensure the reliability of the high frequency power amplifier circuit. Therefore, as a consideration for reliability at the initial stage of design, the device size is given a margin based on empirical data, or the load line at the transistor output terminal using the large signal simulation is shown in FIG. It was confirmed for a while that it almost fits in the sex region 116. After that, it was necessary to finally conduct a deterioration acceleration test by bias stress to ensure that the product meets the specifications. If this test produces inadequate results, it is necessary to make the device larger and start over from the beginning of the design.
しかし、従来、高周波電力増幅回路においてバイアスストレスに対する信頼性という観点から最適化された整合回路設計手法はなく、おもに経験的なデータをもとにデバイスを大きくすることで対応してきた。そのためより大きなデバイスを必要とし、消費電力が増大し、効率が低下し、放熱にコストがかかる問題があった。また最終的な信頼性試験において不十分な結果が出た場合には、デバイスを更に大きくして最初からやり直す必要があった。 Conventionally, however, there is no matching circuit design method optimized from the viewpoint of reliability against bias stress in a high-frequency power amplifier circuit, and this has been dealt with mainly by increasing the device based on empirical data. Therefore, there is a problem that a larger device is required, power consumption is increased, efficiency is lowered, and heat dissipation is costly. If the final reliability test yielded insufficient results, it was necessary to make the device larger and start over.
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高周波電力増幅回路の信頼性を向上させ、より大きな出力電力が取り出し、消費電力を減少させ、効率を向上させ、放熱コストを低減し、製品開発の時間短縮を可能とすることにある。 The present invention has been made in view of the above-described problems, and its object is to improve the reliability of a high-frequency power amplifier circuit, extract more output power, reduce power consumption, and improve efficiency. In other words, it is possible to reduce the heat radiation cost and shorten the product development time.
本発明の高周波電力増幅回路は、トランジスタと該トランジスタの出力側に接続される出力負荷回路を備える高周波電力増幅回路において、前記トランジスタの出力の交流負荷線が存在しえる領域の中の前記トランジスタが高い信頼性を有することとなる領域として予め定めた高信頼性領域に前記トランジスタのドレイン電流源とドレインコンダクタンスで構成されトランジスタ動作を担う中核的な部分である真性領域における交流負荷線が含まれるように前記出力負荷回路の特性が定められ、前記トランジスタは、電界効果トランジスタであり、前記出力負荷回路は、前記トランジスタのドレインに接続され、前記トランジスタのゲートドレイン間容量をCgd、前記トランジスタのドレインソース間容量をCds、前記トランジスタの出力の交流負荷線の勾配をGd、前記トランジスタの真性領域における交流負荷線の勾配をGL、前記トランジスタのドレイン抵抗をRdとしたときに、前記出力負荷回路のインピーダンスの実数分Re(Z)および虚数分Im(Z)は、
本発明の高周波電力増幅回路の設計方法は、トランジスタと該トランジスタの出力側に接続される出力負荷回路を備える高周波電力増幅回路の設計方法において、前記トランジスタの出力の交流負荷線が存在しえる領域の中の前記トランジスタが高い信頼性を有することとなる領域として予め定めた高信頼性領域に前記トランジスタのドレイン電流源とドレインコンダクタンスで構成されトランジスタ動作を担う中核的な部分である真性領域における交流負荷線が含まれるように前記出力負荷回路の特性を定め、前記トランジスタは、電界効果トランジスタであり、前記出力負荷回路は、前記トランジスタのドレインに接続され、前記トランジスタのゲートドレイン間容量をCgd、前記トランジスタのドレインソース間容量をCds、前記トランジスタの出力の交流負荷線の勾配をGd、前記トランジスタの真性領域における交流負荷線の勾配をGL、前記トランジスタのドレイン抵抗をRdとしたときに、前記出力負荷回路のインピーダンスの実数分Re(Z)および虚数分Im(Z)は、
であることを特徴とする。 It is characterized by being.
本発明によれば、高周波電力増幅回路の信頼性が向上し、より大きな出力電力が取り出せ、消費電力が減少し、効率が向上し、放熱コストの低減が行え、製品開発の時間短縮が可能である。 According to the present invention, the reliability of the high-frequency power amplifier circuit is improved, more output power can be extracted, power consumption is reduced, efficiency is improved, heat radiation cost can be reduced, and product development time can be shortened. is there.
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。具体的には、トランジスタと該トランジスタの出力側に接続される出力負荷回路を備える高周波電力増幅回路とその設計方法について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Specifically, a high frequency power amplifier circuit including a transistor and an output load circuit connected to the output side of the transistor and a design method thereof will be described.
図1に、本発明の実施例で用いるトランジスタの一種である電界効果トランジスタの詳細な等価回路と外部負荷、各部の電流電圧の定義を示す。等価回路にはゲート抵抗6(Rg)、ソース抵抗8(Rs)、ドレイン抵抗7(Rd)、ドレインコンダクタンス13(Gd)、ドレイン電流源12(gm)、ゲートソース間容量9(Cgs)、ゲートドレイン間容量10(Cgd)、ドレインソース間容量11(Cds)、入力負荷1(ZS)、出力負荷2(ZL)が含まれる。ここで一般的にはドレイン電流源12はゲートソース間容量9への印加電圧で表される非線形電流源である。さらにゲートソース間容量9、ゲートドレイン間容量10、ドレインソース間容量11もそれらへの印加電圧によってその容量値が変化する非線形容量である。
FIG. 1 shows a detailed equivalent circuit of a field effect transistor, which is a kind of transistor used in an embodiment of the present invention, an external load, and definitions of current voltages of respective parts. The equivalent circuit includes gate resistance 6 (Rg), source resistance 8 (Rs), drain resistance 7 (Rd), drain conductance 13 (Gd), drain current source 12 (gm), gate-source capacitance 9 (Cgs), gate A drain-to-drain capacitance 10 (Cgd), a drain-source capacitance 11 (Cds), an input load 1 (ZS), and an output load 2 (ZL) are included. Here, the drain
図2に電界効果トランジスタの断面構造と前述の等価回路との関係を示す。図1の等価回路における各抵抗、各容量等は図2に示した物理的な構造と結びつけられていることがわかる。ここで電界効果トランジスタの特性劣化メカニズムを説明する。トランジスタの動作中にはゲート電極110とドレイン電極112の間に大きなバイアス電圧が印加されており、ゲート電極110の近傍にドレイン空乏層115が形成される。このドレイン空乏層115の中を流れる電子は空乏層内の高電界による電界加速を受けてホットエレクトロンとなり周辺の半導体に損傷を与える。その損傷が累積した結果、ドレイン空乏層115近辺の電子濃度が減少し、電子移動度も低下することからトランジスタ特性の劣化が起こるとされている。つまり等価回路を構成する要素の中でドレイン空乏層115を表現する部分であるドレイン電流源12とドレインコンダクタンス13の部分に集中的な特性劣化が起こることが理解できる。これらドレイン電流源12とドレインコンダクタンス13を合わせてトランジスタ動作を担う中核的な部分という意味で真性領域18と呼ばれている。トランジスタのバイアスストレスによる急速な劣化を防ぐためには、本質的にはこの真性領域18の劣化を防ぐことが求められる。
FIG. 2 shows the relationship between the cross-sectional structure of the field effect transistor and the above-described equivalent circuit. It can be seen that the resistors, capacitors, etc. in the equivalent circuit of FIG. 1 are associated with the physical structure shown in FIG. Here, the characteristic deterioration mechanism of the field effect transistor will be described. A large bias voltage is applied between the gate electrode 110 and the drain electrode 112 during the operation of the transistor, and a drain depletion layer 115 is formed in the vicinity of the gate electrode 110. Electrons flowing in the drain depletion layer 115 are subjected to electric field acceleration by a high electric field in the depletion layer, become hot electrons, and damage surrounding semiconductors. As a result of the accumulation of the damage, the electron concentration in the vicinity of the drain depletion layer 115 is reduced and the electron mobility is also lowered, so that transistor characteristics are deteriorated. In other words, it can be understood that intensive characteristic deterioration occurs in the drain
図3にトランジスタの信頼性と電流電圧特性の関係の一例を示す。図3に示した三角形の内側の領域がバイアスストレスの少ない高信頼性領域116、外側がバイアスストレスの大きい低信頼性領域117である。トランジスタの特性劣化は大きな電圧と電流が同時に印加される条件において早く進み、逆の場合にはデバイス特性の劣化が少ない。これは前記の真性領域18の特性劣化メカニズムから考えて妥当な傾向である。すなわちより多くのホットエレクトロンが発生する条件ほど劣化が促進されるからである。ここでトランジスタの劣化を抑制し可能な限り大きな出力電力を取り出す方法を考える。劣化速度を考慮すると、図3に示した三角形の内側に負荷線が収まっている条件が好ましい。一方、出力電力を大きくするためには三角形のできるだけ右上方を負荷線が走ることが好ましい。これらを考え合わせると図3に破線で示した三角形の斜辺上を負荷線が走る条件において劣化抑制と出力最大化の両立が行われることがわかる。ここでは、その時の負荷線を最適負荷線118と定義し、その勾配をGLとする。 FIG. 3 shows an example of the relationship between transistor reliability and current-voltage characteristics. The region inside the triangle shown in FIG. 3 is the high reliability region 116 with little bias stress, and the outside is the low reliability region 117 with large bias stress. The deterioration of the characteristics of the transistor proceeds rapidly under the condition where a large voltage and current are applied simultaneously, and in the opposite case, the deterioration of the device characteristics is small. This is a reasonable tendency considering the characteristic deterioration mechanism of the intrinsic region 18. That is, the deterioration is promoted as the condition where more hot electrons are generated. Here, a method of taking out as much output power as possible while suppressing deterioration of the transistor is considered. Considering the deterioration rate, the condition that the load line is within the triangle shown in FIG. 3 is preferable. On the other hand, in order to increase the output power, it is preferable that the load line runs as much as possible in the upper right corner of the triangle. Considering these factors, it can be seen that both the suppression of deterioration and the maximization of output are performed under the condition that the load line runs on the hypotenuse of the triangle indicated by the broken line in FIG. Here, the load line at that time is defined as the optimum load line 118, and the gradient is GL.
ここまでに述べた事柄を用いて電界効果トランジスタの劣化速度が最小であり、かつ最大の出力電力が得られる本発明の実施の形態における設計手法を説明する。従来の設計手法においては負荷線の定義を図1のドレイン端子4で行ってきた。それを本発明の実施の形態においてはトランジスタの真性領域18における負荷線を用いるように変更するところに従来との大きな違いがある。交流信号に対する真性領域18の電流電圧特性は周辺のゲートソース間容量9、ゲートドレイン間容量10、ドレインソース間容量11の影響を強く受けて位相回転を起こし、ドレイン端子4で定義された負荷線とは異なるものとなる。この相違は高周波になるほど顕著になり、10GHzを越える周波数帯において両者は全く異なる傾向を示すようになる。バイアスストレスによる劣化がデバイスの真性領域18で起こることを考慮すると、本質的には真性領域電流17と真性領域電圧16で定義される負荷線が図3に示した破線上を走る条件が、信頼性が維持できる範囲で最大の出力電力が得られる最適値であることが分かる。従来の設計手法においては高周波においてもこの事実が考慮されておらず、その代替としてドレイン端子4で定義された負荷線を用いていた。そのため真性領域18へのバイアスストレスは最小化されず、経験の積み重ねによる調整が多く必要となっていた。
The design method in the embodiment of the present invention in which the degradation rate of the field effect transistor is minimum and the maximum output power can be obtained will be described using the matters described so far. In the conventional design method, the load line is defined at the drain terminal 4 of FIG. In the embodiment of the present invention, there is a significant difference from the prior art in that the load line in the intrinsic region 18 of the transistor is changed. The current-voltage characteristic of the intrinsic region 18 with respect to the AC signal is strongly influenced by the peripheral gate-source capacitance 9, the gate-
次に本発明の実施の形態の負荷条件と従来のドレイン端子4にて定義された通常の共役整合条件との違いを計算式を用いて説明し、両者の違いを明らかにしていく。図1の詳細な等価回路では解析式の導出が困難なため簡略化した等価回路を用いる。まず周波数は十分高くゲートソース間容量9の持つインピーダンスと入力負荷1のインピーダンスは十分低い場合を考え、これらが零と近似できるとする。またソース抵抗8も十分低くなるように電界効果トランジスタが作製されており近似的に零と見なせる場合を考える。さらに各容量やドレイン電流源12の非線形性は無視する。この場合に図1の等価回路は図4のように書き換えられる。周波数wにおけるドレイン端子4での共役整合条件を式(1)と(2)に、真性領域18の負荷線が図3に破線で示された三角形の斜辺上を走る条件を式(3)と(4)に示す。
ここで、Cgdは、トランジスタのゲートドレイン間容量である。
Cdsは、トランジスタのドレインソース間容量である。
Gdは、トランジスタの出力の交流負荷線の勾配である。
GLは、トランジスタの真性領域における交流負荷線の勾配である。
Rdは、トランジスタのドレイン抵抗である。
Re(Z)、Im(Z)はそれぞれ、出力負荷回路のインピーダンスの実数分および虚数分である。
Here, Cgd is a gate-drain capacitance of the transistor.
Cds is the drain-source capacitance of the transistor.
Gd is the gradient of the AC load line of the transistor output.
GL is the gradient of the AC load line in the intrinsic region of the transistor.
Rd is the drain resistance of the transistor.
Re (Z) and Im (Z) are respectively the real number and the imaginary number of the impedance of the output load circuit.
これらの関係式を用いて図5に従来の共役整合による例を、図6に本発明の実施の形態による負荷線の一例を示す。両図にはドレイン端子4、真性領域18で定義された2種類の負荷線および最適負荷線118を重ねて示している。また両図は出力負荷2に取れ出される高周波電力が同一となるように図示してある。図5に示した従来の共役整合条件ではドレイン端子4、真性領域18の両方で楕円軌道の負荷線が描かれるのが分かる。その結果、従来の真性領域負荷線118は低信頼性領域117に容易に侵入してしまい、トランジスタの劣化が促進される。一方、図6に示した本発明の実施の形態による負荷条件では、真性領域18において勾配GLの純抵抗負荷線になるよう調整されており、ドレイン端子4でのみ楕円軌道の負荷線となる事がわかる。そして本発明の実施の形態の真性領域負荷線123は最適負荷線118と一致し(図6では見やすいようにわずかにずらしてある)、常に高信頼性領域116内で動作している。このように同じ大きさの出力電力を得る場合において信頼性の観点から本発明の実施の形態における負荷条件の優れていることが分かる。
Using these relational expressions, FIG. 5 shows an example of conventional conjugate matching, and FIG. 6 shows an example of a load line according to the embodiment of the present invention. In both figures, two types of load lines defined by the drain terminal 4 and the intrinsic region 18 and an optimum load line 118 are shown superimposed. Moreover, both figures are shown so that the high frequency electric power taken out by the
逆に従来の共役整合による高周波電力増幅回路で本発明の実施の形態と同等の信頼性を得るためには、さらに大きなトランジスタを用いる必要があることが分かる。これより本発明を用いることで、従来よりも効率的に大きな高周波電力が取り出せ、消費電力が減少しすることで放熱コストの低減も行え、試行錯誤が減少し製品開発に要する時間の短縮が可能となる。 On the contrary, it can be seen that in order to obtain the same reliability as that of the embodiment of the present invention in the conventional high frequency power amplifier circuit based on conjugate matching, it is necessary to use a larger transistor. By using the present invention, high-frequency power can be extracted more efficiently than before, and power consumption can be reduced by reducing power consumption, reducing trial and error and reducing product development time. It becomes.
実際の回路設計において十分な設計精度を得るためには図1の詳細な等価回路に含まれる全ての回路要素と非線形性を考慮する必要があり、それにはSPICE等の非線形大信号トランジスタモデルを用いる方法が実現容易である。この作業を行うための回路図を図7に示す。この場合、真性領域18の負荷線は数値解として算出される。そこで図7の入力負荷1と出力負荷2の実部を零からプラス無限大まで、虚部をマイナス無限大からプラス無限大まで操引しながら、数値解として求まる本発明の実施の形態による真性領域負荷線123が最適負荷線118に一致する条件を探すことになる。出力負荷2だけでなく入力負荷1を操引する理由は、トランジスタが高周波において単方向化されていないためである。この場合、入力負荷1の条件も真性領域負荷線123の軌道に若干の影響を与える。また、その他の特性、電力利得や、入力反射損失にも要求条件が存在するため、入力負荷1を同時に操引する必要がある。図7のSPICE大信号トランジスタモデルにおいて真性領域電圧16、真性領域電流17はドレイン電流源12を表現するノードのノード電圧、ノード電流として取得可能である。トランジスタの最適負荷線118を与える電流電圧関係としてトランジスタのバイアスストレス試験によりあらかじめ決定されたものを用いる必要がある。
In order to obtain sufficient design accuracy in actual circuit design, it is necessary to consider all circuit elements and nonlinearities included in the detailed equivalent circuit of FIG. 1, and a nonlinear large signal transistor model such as SPICE is used for this. The method is easy to implement. A circuit diagram for performing this operation is shown in FIG. In this case, the load line of the intrinsic region 18 is calculated as a numerical solution. Therefore, the authenticity according to the embodiment of the present invention is obtained as a numerical solution while manipulating the real part of
図8にSPICE大信号トランジスタモデルによる数値解の一例を示す。SPICEの大信号トランジスタモデルとしては、ドレイン電流源12を表現するDCモデルにカーティスモデルを、ゲートソース間容量9、ゲートドレイン間容量10、ドレインソース間容量11を表現する容量モデルにスタッツモデルを用いている。モデリングを行う電界効果トランジスタの電流電圧特性とSパラメータを評価することで、SPICEモデルに必要なデバイスパラメータはあらかじめ決定されている。計算は時間領域で行われることから、時間零において軌跡は図8のバイアス点125にあり、時間とともに本発明の実施の形態の真性領域負荷線123または本発明の実施の形態のドレイン端子負荷線122に収束していく。ここで、図8に示された本発明の実施の形態の真性領域負荷線123と最適負荷線118が一致するように入出力負荷条件が最適化されているため、真性領域負荷線123は図3の高信頼性領域116に相当する領域内に留めることが可能である。
FIG. 8 shows an example of a numerical solution based on the SPICE large signal transistor model. As a large signal transistor model of SPICE, a Curtis model is used as a DC model representing the drain
本実施例では電界効果トランジスタを一例として取り上げたが、バイポーラトランジスタの場合にも同様の負荷条件が存在し高周波電力増幅回路の信頼性を向上させることが可能である。なぜならバイポーラトランジスタにおいても真性領域へのバイアスストレスが特性劣化の本質的要因であり、従来の整合条件では真性領域の負荷線を最適化することが行われてこなかったためである。 In this embodiment, the field effect transistor is taken as an example, but the same load condition exists in the case of the bipolar transistor, and the reliability of the high frequency power amplifier circuit can be improved. This is because even in bipolar transistors, bias stress to the intrinsic region is an essential factor for characteristic deterioration, and the load line in the intrinsic region has not been optimized under conventional matching conditions.
1 入力負荷
2 出力負荷
3 ゲート端子
4 ドレイン端子
5 ソース端子
6 ゲート抵抗
7 ドレイン抵抗
8 ソース抵抗
9 ゲートソース間容量
10 ゲートドレイン間容量
11 ドレインソース間容量
12 ドレイン電流源
13 ドレインコンダクタンス
14 ドレイン電圧
15 ドレイン電流
16 真性領域電圧
17 真性領域電流
18 真性領域
110 ゲート電極
111 ソース電極
112 ドレイン電極
113 半導体活性層
114 半導体基板
115 ドレイン空乏層
116 高信頼性領域
117 低信頼性領域
118 最適負荷線
119 従来のドレイン端子負荷線
120 従来の真性領域負荷線
122 本発明の実施の形態のドレイン端子負荷線
123 本発明の実施の形態の真性領域負荷線
124 ゲート電圧
125 バイアス点
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記トランジスタの出力の交流負荷線が存在しえる領域の中の前記トランジスタが高い信頼性を有することとなる領域として予め定めた高信頼性領域に前記トランジスタのドレイン電流源とドレインコンダクタンスで構成されトランジスタ動作を担う中核的な部分である真性領域における交流負荷線が含まれるように前記出力負荷回路の特性が定められ、
前記トランジスタは、電界効果トランジスタであり、
前記出力負荷回路は、前記トランジスタのドレインに接続され、
前記トランジスタのゲートドレイン間容量をCgd、
前記トランジスタのドレインソース間容量をCds、
前記トランジスタの出力の交流負荷線の勾配をGd、
前記トランジスタの真性領域における交流負荷線の勾配をGL、
前記トランジスタのドレイン抵抗をRdとしたときに、
前記出力負荷回路のインピーダンスの実数分Re(Z)および虚数分Im(Z)は、
A transistor configured by a drain current source and a drain conductance of the transistor in a predetermined high reliability region as a region where the transistor has high reliability in a region where an AC load line of the transistor output can exist The characteristics of the output load circuit are determined so that an AC load line in the intrinsic region, which is a core part responsible for the operation, is included ,
The transistor is a field effect transistor;
The output load circuit is connected to a drain of the transistor;
The gate-drain capacitance of the transistor is Cgd,
The drain-source capacitance of the transistor is Cds,
The gradient of the AC load line at the output of the transistor is Gd,
The gradient of the AC load line in the intrinsic region of the transistor is GL,
When the drain resistance of the transistor is Rd,
The real number Re (Z) and the imaginary number Im (Z) of the impedance of the output load circuit are:
前記トランジスタの出力の交流負荷線が存在しえる領域の中の前記トランジスタが高い信頼性を有することとなる領域として予め定めた高信頼性領域に前記トランジスタのドレイン電流源とドレインコンダクタンスで構成されトランジスタ動作を担う中核的な部分である真性領域における交流負荷線が含まれるように前記出力負荷回路の特性を定め、
前記トランジスタは、電界効果トランジスタであり、
前記出力負荷回路は、前記トランジスタのドレインに接続され、
前記トランジスタのゲートドレイン間容量をCgd、
前記トランジスタのドレインソース間容量をCds、
前記トランジスタの出力の交流負荷線の勾配をGd、
前記トランジスタの真性領域における交流負荷線の勾配をGL、
前記トランジスタのドレイン抵抗をRdとしたときに、
前記出力負荷回路のインピーダンスの実数分Re(Z)および虚数分Im(Z)は、
A transistor configured by a drain current source and a drain conductance of the transistor in a predetermined high reliability region as a region where the transistor has high reliability in a region where an AC load line of the transistor output can exist Determine the characteristics of the output load circuit to include an AC load line in the intrinsic region that is the core part responsible for operation ,
The transistor is a field effect transistor;
The output load circuit is connected to a drain of the transistor;
The gate-drain capacitance of the transistor is Cgd,
The drain-source capacitance of the transistor is Cds,
The gradient of the AC load line at the output of the transistor is Gd,
The gradient of the AC load line in the intrinsic region of the transistor is GL,
When the drain resistance of the transistor is Rd,
The real number Re (Z) and the imaginary number Im (Z) of the impedance of the output load circuit are:
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