JP5075475B2 - Transmission signal generator and radar transmitter using the same - Google Patents
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Description
本発明は、送信信号を発生する送信信号発生器及びそれを用いたレーダ送信装置に関する。 The present invention relates to a transmission signal generator that generates a transmission signal and a radar transmission device using the transmission signal generator.
近年、電波の利用が増大する中にあって、他機器との間で効率的に周波数を利用するために、レーダの狭帯域化を行うことが強く求められている。 In recent years, with the use of radio waves increasing, it is strongly required to narrow the radar band in order to efficiently use frequencies with other devices.
それと同時に、レーダのスプリアス成分を可能な限り抑制することも国際的な課題となっている。このように、レーダの狭帯域化やスプリアス成分低減のための技術を開発することによって、より狭い周波数帯域幅でレーダが運用できるようになれば、周波数資源の逼迫解消に貢献できる。 At the same time, suppressing the spurious component of the radar as much as possible is an international issue. As described above, if the radar can be operated with a narrower frequency bandwidth by developing a technology for narrowing the bandwidth of the radar and reducing the spurious component, it is possible to contribute to eliminating the tightness of the frequency resources.
これらの課題に対する解決策の一つとして、低電力のパルス圧縮レーダの実用化が挙げられる。 One solution to these problems is the practical application of low-power pulse compression radar.
特許文献1には、パルス圧縮方式を採用したレーダ信号処理装置が示されている。このレーダ信号処理装置は、チャープ信号(線形FM変調信号)を送信信号として相対的に移動する移動目標に向けて送信し、移動目標によって反射された反射信号を受信信号として受信後、その受信信号から目標の移動に起因するドップラ成分を抽出し、この抽出されたドップラ成分に基づき移動する目標を検出する。 Patent Document 1 discloses a radar signal processing apparatus that employs a pulse compression method. This radar signal processing apparatus transmits a chirp signal (linear FM modulation signal) as a transmission signal toward a moving target that moves relatively, receives the reflected signal reflected by the moving target as a received signal, and then receives the received signal. The Doppler component resulting from the movement of the target is extracted, and the moving target is detected based on the extracted Doppler component.
このようなパルス圧縮方式は、長パルス内を変調した信号で送信し、受信後にパルス内変調信号に適合するパルス圧縮フィルタを介してS/N比(Signal to Noise Ratio:以降、SNR)が改善された短パルス信号を得るものであり、探知距離の延伸、高い距離分解能の実現、干渉・妨害波抑圧に有効などの利点から多くのレーダに適用されている。
上記のパルス圧縮型レーダ装置においては、送信信号としてチャープ信号や位相符号変調信号などが用いられているが、これらの信号は、パルス圧縮後のサイドローブが低い反面、スペクトルが広く、かつスプリアス成分も多い。 In the above pulse compression radar apparatus, a chirp signal, a phase code modulation signal, or the like is used as a transmission signal. These signals have low side lobes after pulse compression, but have a wide spectrum and spurious components. There are also many.
スプリアス成分を低減するために、送信信号の波形のエッジ部分をテーパ処理することが検討されているが、スプリアス成分を抑制すればするほど、レンジ分解能などレーダの基本特性を損なわれ、信号レベルが低下してしまう。 In order to reduce the spurious component, it has been studied to taper the edge portion of the waveform of the transmission signal. However, as the spurious component is suppressed, the fundamental characteristics of the radar such as range resolution are impaired, and the signal level is reduced. It will decline.
このようなトレードオフの関係は完全には解消できないものの、実現すべきスプリアスレベルに対して信号レベルを維持しつつ達成可能な狭帯域化の限界を示すことは可能であると思われる。しかし、それを示した従来手法はなく、実現可能な性能限界が不明な状態であった。 Although such a trade-off relationship cannot be completely eliminated, it seems possible to show the limit of narrowing that can be achieved while maintaining the signal level with respect to the spurious level to be realized. However, there is no conventional method that shows this, and the performance limit that can be realized is unknown.
本発明の課題は、送信信号のスプリアス成分を抑制できるとともに、当該送信信号の中心周波数の信号レベルを最大とするような送信信号発生器及びそれを用いたレーダ送信装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a transmission signal generator capable of suppressing spurious components of a transmission signal and maximizing the signal level of the center frequency of the transmission signal, and a radar transmitter using the transmission signal generator.
上記課題を解決するために、本発明の送信信号発生器は、入力信号に対して、中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとし、同時に当該中心周波数に対するSNRを最大とするような窓関数を生成する窓関数演算部と、窓関数演算部で生成された窓関数に基づいて振幅変調を加えた送信信号を発生する送信信号発生部とを備えた送信信号発生器において、前記窓関数演算部は、フーリエ変換行列Qの行要素の一部をすべてゼロにした行列Q m と、前記フーリエ変換行列Qの列要素の一部をすべてゼロとした行列Q s と、前記フーリエ変換行列Qの逆行列
とを乗算した行列
に対して、H=u * {(u T u * ) −1 }u T (ここで、Hは窓関数、*は複素共役、Tは転置を示す)によって前記窓関数を算出するものであって、前記送信信号発生部は、前記中心周波数に相当する入力信号のサンプル値系列に対して位相反転した信号系列を前記窓関数に乗算することを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problem, the transmission signal generator of the present invention sets the frequency outside the center of the input signal to zero except for the center frequency and some frequencies in the vicinity thereof, and at the same time, the center frequency. A window function calculation unit that generates a window function that maximizes the SNR with respect to and a transmission signal generation unit that generates a transmission signal that is amplitude-modulated based on the window function generated by the window function calculation unit in the transmission signal generator, the window function calculator were the matrix Q m where all parts and zero row element of the Fourier transform matrix Q, a part of all zeros sequence component of the Fourier transform matrix Q matrix Q s and inverse matrix of Fourier transform matrix Q
Matrix multiplied by
Against, H = u * {(u T u *) -1} u T ( where, H is the window function, * is complex conjugate, T is denotes the transpose) be one that calculates the window function by The transmission signal generator multiplies the window function by a signal sequence obtained by inverting the phase of the sample value sequence of the input signal corresponding to the center frequency.
本発明の送信信号発生器によれば、中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとし、同時に中心周波数に対する出力S/Nを最大とするような窓関数に基づいて振幅変調を加えた送信信号を発生するので、スプリアス成分を抑制するとともに、中心周波数の信号レベルを最大とすることができる。したがって、この送信信号発生器をレータシステムの送信装置に適用すれば、レーダの狭帯域化を実現することができる。 According to the transmission signal generator of the present invention, the window function is such that all the frequencies outside the center frequency and a part of the frequency in the vicinity thereof are set to zero and the output S / N with respect to the center frequency is maximized at the same time. Since a transmission signal with amplitude modulation is generated based on the above, spurious components can be suppressed and the signal level of the center frequency can be maximized. Therefore, if this transmission signal generator is applied to a transmitter of a lator system, it is possible to realize a narrow band of radar.
以下、本発明の実施形態に係る送信信号発生器を、図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, a transmission signal generator according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の実施形態に係る送信信号発生器が適用されるレーダ装置の概要を示すブロック図である。 FIG. 1 is a block diagram showing an outline of a radar apparatus to which a transmission signal generator according to an embodiment of the present invention is applied.
このレーダ装置は、送信信号発生器10、D/A変換部11、ローカル発振器12、送信側ミキサ13、送信信号増幅器14、サーキュレータ15、空中線16、受信信号増幅器17、受信側ミキサ18、A/D変換部19、パルス圧縮処理部20、周波数分析処理部21および目標検出処理部22から構成されている。
The radar apparatus includes a
送信信号発生器10は、デジタル信号(パルス信号)としての送信信号を生成し、D/A変換部11に送る。D/A変換部11は、送信信号発生器10からの送信信号をアナログ信号に変換して送信側ミキサ13に送る。ローカル発振器12は、ローカル周波数を有するローカル信号を生成し、送信側ミキサ13および受信側ミキサ18に送る。送信側ミキサ13は、D/A変換部11からの送信信号とローカル発振器12からのローカル信号とを混合することにより送信信号を高周波信号に変換し、送信信号増幅器14に送る。
The
送信信号増幅器14は、送信側ミキサ13からの高周波信号を所定の信号レベルまで増幅し、サーキュレータ15に送る。サーキュレータ15は、送信信号増幅器14からの高周波信号を空中線16に出力するか、空中線16からの受信信号を受信信号増幅器17に出力するかを切り替える。 The transmission signal amplifier 14 amplifies the high frequency signal from the transmission side mixer 13 to a predetermined signal level, and sends it to the circulator 15. The circulator 15 switches between outputting the high-frequency signal from the transmission signal amplifier 14 to the antenna 16 or outputting the reception signal from the antenna 16 to the reception signal amplifier 17.
空中線16は、例えばアレイアンテナ等から構成されており、送信信号増幅器14からサーキュレータ15を介して送られてくる高周波信号を目標に向けて送信するとともに、目標からの反射波を受信し、受信信号としてサーキュレータ15へ送る。 The antenna 16 is composed of, for example, an array antenna or the like. The antenna 16 transmits a high-frequency signal transmitted from the transmission signal amplifier 14 via the circulator 15 toward the target, receives a reflected wave from the target, and receives a received signal. To the circulator 15.
受信信号増幅器17は、空中線16からサーキュレータ15を介して送られてくる受信信号を低雑音で増幅し、受信側ミキサ18に送る。受信側ミキサ18は、受信信号増幅器17からの受信信号とローカル発振器12からのローカル信号とを混合することにより受信信号を中間周波信号(IF信号)に変換し、A/D変換部19に送る。A/D変換部19は、受信側ミキサ18からのIF信号をデジタル信号に変換し、パルス圧縮処理部20に送る。
The reception signal amplifier 17 amplifies the reception signal sent from the antenna 16 via the circulator 15 with low noise, and sends it to the reception side mixer 18. The reception-side mixer 18 converts the reception signal from the reception signal amplifier 17 and the local signal from the local oscillator 12 to convert the reception signal into an intermediate frequency signal (IF signal) and sends it to the A /
周波数分析処理部21は、パルス圧縮処理部20で圧縮処理された信号をフーリエ変換することにより、時間領域のデータを周波数領域のデータに変換する。そして、目標の相対速度を検出するために受信信号を目標の速度成分であるドップラ成分に分解する。目標検出処理部22は、周波数分析処理部21からのドップラ成分を抽出することにより、移動目標を抽出する。
The frequency
次に、本実施形態に係る送信信号発生器10の詳細を説明する。
Next, details of the
図2は、送信信号発生器10の詳細な構成を示すブロック図である。送信信号発生器10は、窓関数演算部31と送信信号発生部32とから構成されている。
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the
窓関数演算部31は、入力信号(位相変調された矩形状パルス)に対して、中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとし、同時に当該中心周波数に対するSNRを最大とするような窓関数Hを生成し、生成した窓関数Hを送信信号発生部32に送る。窓関数演算部31の詳細は後述する。
The window
送信信号発生部32は、窓関数演算部31から送られてきた窓関数Hによって、入力信号の振幅を変調した送信信号を生成する。
The
以下、窓関数演算部31における窓関数Hの導出を中心に、送信信号の生成方法を説明する。
Hereinafter, a method for generating a transmission signal will be described focusing on derivation of the window function H in the window
<スプリアスフリーとなる送信信号形成原理>
以下に、スプリアスフリーという拘束条件の下で最小のフィルタ損失を理論的に実現する窓関数Hの算出方法を示す。
<Principle of transmission signal formation to be spurious free>
Hereinafter, a calculation method of the window function H that theoretically realizes the minimum filter loss under the constraint condition of spurious free will be described.
まず、送信パルスをサンプリングしたデータに相当する重みベクトルWを
と書くことにする。 I will write.
ここで、添え字“Nf”は、ある開口時間に対する送信パルスの全サンプル数を表す。 Here, the subscript “N f ” represents the total number of samples of the transmission pulse for a certain opening time.
そして、このデータに対する周波数スペクトルを、周波数軸上の各周波数(離散的サンプル点)における出力を要素とするスペクトルパターンのベクトルyとして、
と書くことにする。 I will write.
このとき、重みベクトルWと周波数ベクトルyとの間には、
の関係が成り立つ。ここで、”Q”は高速フーリエ変換行列(FFT行列)を表し、n,k=1,2,...,Nfである。なお、上で定義した“Nf”は、FFTのポイント数をも表す。また、式(3)の添え字“T”は転置を表す。 The relationship holds. Here, “Q” represents a fast Fourier transform matrix (FFT matrix), and n, k = 1, 2,..., N f . Note that “N f ” defined above also represents the number of FFT points. In addition, the subscript “T” in Expression (3) represents transposition.
式(4)から、逆高速フーリエ変換行列(IFFT行列)を
のように算出できる。ここで、“*”は複素共役を表す。 It can be calculated as follows. Here, “*” represents a complex conjugate.
なお、式(3)で算出したスペクトルパターンと入力パルスのスペクトルパターンとを畳み込んだ結果が観測されるスペクトルパターンとなる。 It should be noted that the spectral pattern obtained by convolving the spectral pattern calculated by Equation (3) with the spectral pattern of the input pulse is observed.
ここで、レンジ分解能など所定の基本性能を満足できる送信パルス幅を有効データとし、それが図3に示すように重みベクトルWの中央領域に存在するものとする。 Here, it is assumed that a transmission pulse width that satisfies a predetermined basic performance such as range resolution is effective data and exists in the central region of the weight vector W as shown in FIG.
このとき、スプリアス周波数領域からの出力をゼロとし、かつ中心周波数のSNRを最大とする重みベクトルWmは、
と書くことができる。ここで、“S”は中心周波数を表すステアリングベクトルである。 Can be written. Here, “S” is a steering vector representing the center frequency.
従って、このステアリングベクトルSを除いた開口面重みである窓関数H(定数項を除く)は、
と表される。 It is expressed.
参考のため、以下に、式(7)〜(9)の導出過程を詳述する。 For reference, the derivation process of equations (7) to (9) will be described in detail below.
(1)スプリアスフリーとなるフィルタ形成原理
まず、図3に示したように、有効データの外側のデータをゼロとした場合、重みベクトルは、
と書かれる。さらに、中心周波数である周波数フィルタのメインローブから±Nxまでの周波数サンプル点における出力のみを許容し、他の周波数サンプル点における出力をサイドローブとしてゼロとした周波数ベクトルは、
と書かれる。ここで、Kは中心周波数である周波数フィルタ番号である。 It is written. Here, K is a frequency filter number which is a center frequency.
このとき、重みベクトルWsと周波数ベクトルymとの間には、
の関係が成り立つ。 The relationship holds.
上述したように、この周波数ベクトルymは、メインローブ近傍以外のすべてのサイドローブが0となるスペクトルパターンを示すものであるので、式(3)において、y=ymとした式
を満たす重みベクトルW=Wmが目的とする重みベクトルとなる。式(12)を式(14)に対する拘束条件と見なすと、
が得られる。これより、求めるべき重みベクトルWmは
と書くことができる。 Can be written.
(2)フィルタ出力最大化の原理
SNRとは、出力信号の中に含まれるノイズの割合を示す数値(単位:dB)であり、いまの場合、
と表される。“S”は、周波数フィルタの中心周波数に相当する入力信号のサンプル値系列を表すベクトルであり、
と書かれる。 It is written.
上記の拘束条件(サイドローブフリー条件)の下で、式(17)で表されるSNRを最大とする重みベクトルWmを求めるために、恒等式
を導入する。 Is introduced.
これより、
を得る。 Get.
式(22)を用いると、式(16)は、
のように変形することができる。このとき、式(17)の分母(ノイズ出力)は、
のように変形される。同様に、式(17)の分子(信号出力)は、
のように変形することができる。 It can be deformed as follows.
ここで、再定義された以下のベクトル
と、任意のベクトルF,Gに対するSchwartzの不等式
を式(17)に対して適用すると、式(17)は以下のように変形される:
SNRが最大となるのは式(31)において等号が成立するときであり、そのための条件は、
として与えられる。ここで、αは定数である。 As given. Here, α is a constant.
(3)サイドローブフリー・フィルタ係数の導出結果
式(32)に式(29)を代入することにより、
を得る。式(33)を式(16)に代入すれば、求めるべき重みベクトルWmは、
として得られる。 As obtained.
このようにして得られた窓関数Hは、初期設定した有効データ数にほぼ相当するフィルタ帯域幅を持ち、サイドローブフリー条件の下でSNRを最大とする重み行列である。また、以上の計算過程から明らかなように、上記の計算は収束演算によらず直接算出可能である。 The window function H obtained in this way is a weight matrix having a filter bandwidth substantially corresponding to the initially set number of valid data and maximizing the SNR under the sidelobe-free condition. Further, as apparent from the above calculation process, the above calculation can be directly calculated regardless of the convergence calculation.
このようにして得られた窓関数Hを用いれば、入力信号から、中心周波数のSNRを最大にしつつ、スプリアス成分を抑制した送信信号を得ることが可能となる。つまり、本発明の送信信号発生器10によれば、中心周波数の信号損失を最小としたことで信号レベルが確保できると共に、周波数帯域が狭帯域化されるという効果が得られる。
By using the window function H obtained in this way, it becomes possible to obtain a transmission signal in which the spurious component is suppressed while maximizing the SNR of the center frequency from the input signal. That is, according to the
上記の例では、所定の中心周波数を持つ全データ数Nfの入力信号の波形を原波形とし、当該原波形をステアリングベクトルSとして設定した上で窓関数Hを適用することで、送信信号に相当する重みベクトルWを生成したわけだが、上記の手順で予め算出した窓関数を記憶部(図示せず)に記憶させておくことも可能である。 In the above example, the waveform of the input signal of the total number of data N f having a predetermined center frequency is set as the original waveform, and the original waveform is set as the steering vector S, and then the window function H is applied to the transmission signal. Although the corresponding weight vector W is generated, the window function calculated in advance by the above procedure can be stored in a storage unit (not shown).
また、一定周波数の信号を原波形として使用することも可能であるし、チャープ信号などのような周波数変調を施された波形を原波形として使用することもできる。さらに、このように窓関数によって振幅変調された波形をパルス毎に位相変調した複数のパルス列を連続的もしくは間欠的に送信することも可能である。 It is also possible to use a signal having a constant frequency as an original waveform, and it is also possible to use a waveform subjected to frequency modulation such as a chirp signal as an original waveform. Furthermore, it is also possible to transmit a plurality of pulse trains obtained by phase-modulating the waveform amplitude-modulated by the window function in this manner for each pulse continuously or intermittently.
このように、本実施形態の送信信号発生器10は、入力信号の中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロにすると共に、中心周波数に対する出力SNRを最大とする窓関数を算出する窓関数演算部31と、この算出された窓関数に基づいて、入力信号の振幅を包絡線形状に変調させた送信信号を発生する送信信号発生部32とを備えた。
As described above, the
このため、スプリアス成分を抑制すると共に、中心周波数の信号レベルを最大とした送信信号を発生することができる。 Therefore, it is possible to generate a transmission signal that suppresses spurious components and maximizes the signal level of the center frequency.
また、送信信号を直接発生することが困難な場合には、送信信号発生器10の送信信号をより高い周波数に周波数変換することで、必要な中心周波数へ変換することも可能である。このような周波数変換を可能とするレーダ送信装置の構成を図4に示す。図4は、上記実施形態に係る送信信号発生器を適用したレーダ送信装置の構成を示すブロック図である。
If it is difficult to directly generate a transmission signal, the transmission signal of the
レーダ送信装置40は、図1に示す送信信号発生器10としての中間周波数信号(IF信号)発生器10aと、ローカル信号を発生するローカル信号発生器31と、周波数変換器33と、高周波数信号送信器35とを有する。周波数変換器33は、IF信号発生器10aの出力信号をローカル信号により出力信号の周波数よりも高い周波数信号に周波数変換(アップコンバート)し、高周波数信号送信器35は、周波数変換器33で周波数変換された周波数信号を送信する。
The
レーダ送信装置40は、上記実施形態に係る送信信号発生器10aを適用したことによって、入力信号の中心周波数およびその近傍の一部周波数を除いて、その外側の全ての周波数をゼロとすると共に、中心周波数に対する出力SNRを最大とする窓関数に基づいて入力信号の振幅を変調させた送信信号を発生するので、スプリアス成分を抑制するとともに、中心周波数の信号レベルを最大とすることができる。このようなレーダ送信装置は、レーダシステムの送信装置などに適用することができる。
By applying the
本発明は、レーダシステムの送信装置などにおいて送信信号を発生する送信信号発生器に利用することができる。 The present invention can be used for a transmission signal generator that generates a transmission signal in a transmission device of a radar system.
10 送信信号発生器
31 窓関数演算部
32 送信信号発生部
10
Claims (6)
前記窓関数演算部で生成された窓関数に基づいて、前記入力信号の振幅を変調した送信信号を発生する送信信号発生部と、
を備えた送信信号発生器において、
前記窓関数演算部は、フーリエ変換行列Qの行要素の一部をすべてゼロにした行列Q m と、前記フーリエ変換行列Qの列要素の一部をすべてゼロとした行列Q s と、前記フーリエ変換行列Qの逆行列
とを乗算した行列
に対して、
H=u*{(uTu*)−1}uT
(ここで、Hは窓関数、*は複素共役、Tは転置を示す。)
によって前記窓関数を算出するものであって、
前記送信信号発生部は、前記中心周波数に相当する入力信号のサンプル値系列に対して位相反転した信号系列を前記窓関数に乗算することを特徴とする送信信号発生器。 Except for the center frequency of the input signal and a part of the frequency in the vicinity thereof, all the frequencies outside the input signal are set to zero, and a window function calculation unit that generates a window function that maximizes the output S / N ratio with respect to the center frequency When,
A transmission signal generator that generates a transmission signal obtained by modulating the amplitude of the input signal based on the window function generated by the window function calculator;
A transmission signal generator comprising:
The window function calculator includes: a matrix Q m of all the part of the row elements of the Fourier transform matrix Q was zero, the matrix Q s all part of the column elements of the Fourier transform matrix Q was zero, the Fourier Inverse matrix of transformation matrix Q
Matrix obtained by multiplying the door
In contrast to,
H = u * {(u T u *) -1} u T
(Here, H represents a window function, * represents a complex conjugate, and T represents transposition.)
Calculating the window function by:
The transmission signal generator is configured to multiply the window function by a signal sequence obtained by inverting the phase of a sample value sequence of an input signal corresponding to the center frequency.
前記送信信号発生器の出力信号をローカル信号により前記出力信号の周波数よりも高い周波数信号に周波数変換する周波数変換部と、
前記周波数変換部で周波数変換された高周波数信号を送信する信号送信部と、
を備えたことを特徴とするレーダ送信装置。 A transmission signal generator according to any one of claims 1 to 5;
A frequency converter that converts the output signal of the transmission signal generator to a frequency signal higher than the frequency of the output signal by a local signal;
A signal transmission unit for transmitting a high-frequency signal frequency-converted by the frequency conversion unit;
A radar transmitter characterized by comprising:
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