JP5043058B2 - Power supply - Google Patents
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Description
本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換し、その所望の電圧を出力する、電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply device that converts an input voltage into a desired voltage and outputs the desired voltage.
近年、電源装置では、環境への配慮を鑑みて、通常動作時の動作仕様を満足することと同程度に、待機時の低消費電力化(いわゆる、低消費電力動作)が重要視されて久しい。 In recent years, in consideration of the environment, in power supply devices, low power consumption during standby (so-called low power consumption operation) has been regarded as important as much as satisfying operation specifications during normal operation. .
従来、上記電源装置では、通常動作時の動作仕様を満足すると共に、待機時の低消費電力化を実現すべく、1の電源装置に、互いに異なる特性を有している複数の電源回路を備え、通常動作時であるか待機時であるかに応じて、当該複数の電源回路を切り替える構成が知られている(特許文献1参照)。 Conventionally, in the above power supply apparatus, a single power supply apparatus is provided with a plurality of power supply circuits having mutually different characteristics in order to satisfy the operation specifications during normal operation and to realize low power consumption during standby. A configuration is known in which the plurality of power supply circuits are switched depending on whether the operation is normal operation or standby (see Patent Document 1).
具体的に、特に、携帯電話端末をはじめとする携帯機器の分野において、当該機器の低消費電力化を実現するために、電源装置では、待機時に要求される動作仕様が非常に厳しくなってきている。この理由は、通常動作時において、種々のアプリケーションを実行するために、高い電力供給能力および高速応答性が要求される一方、低消費電力動作となる待機時においては、通常動作時と相反する動作仕様が要求されることによる。 Specifically, particularly in the field of mobile devices such as mobile phone terminals, in order to reduce the power consumption of the devices, the operating specifications required during standby have become very strict. Yes. The reason for this is that high power supply capability and high-speed response are required to execute various applications during normal operation, while in standby mode when low power consumption operation is performed, it is contrary to normal operation. Depending on the specifications required.
ここで、特許文献1に開示された電源装置100は、通常動作時における上記動作仕様の満足と、待機時における上記低消費電力化と、の両方に対応するための、2つの電圧変換回路110および120を備える(図6参照)。電圧変換回路110および120の一方は、通常動作時における上記動作仕様を満足するものである。電圧変換回路110および120の他方は、出力電圧および電力供給能力に関して、低消費電力動作に対応し得る必要最低限の動作仕様を満足することで、低消費電力化が実現可能なものである。電源装置100は、これらの電圧変換回路110および120を、選択回路150により切り替えることができる構成となっている。
Here, the
しかしながら、電源装置100は、単に、互いに異なる特性を有している、電圧変換回路110および120を1チップ化した構成に過ぎず、当該構成を有している電源装置100では、出力電圧のオフセットにばらつきが発生する等の問題が発生する。
However, the
そこで、出力電圧のオフセットにばらつきが発生する等の、上記問題を解決するために、特許文献2には、差動回路を構成する各アンプの差動入力部を共通化した構成が開示されている。 Therefore, in order to solve the above problems such as variations in the offset of the output voltage, Patent Document 2 discloses a configuration in which the differential input portion of each amplifier constituting the differential circuit is shared. Yes.
特許文献2に開示された電源装置では、差動入力部が互いに共通化された、第1および第2のアンプを切り替えることで、差動回路への制御回路と差動回路から後段の回路との制御方式を切り替えるため、当該差動回路の入力段を構成するトランジスタを、通常動作時と待機時とで兼用することが可能となる。これにより、複数の電源回路を単に切り替えていた従来技術と比較して、差動入力部を構成する回路を通常動作時と待機時との両方で共用するので、出力電圧のオフセットのばらつき低減が実現可能となる。 In the power supply device disclosed in Patent Document 2, the control circuit to the differential circuit and the circuit from the differential circuit to the subsequent circuit are switched by switching the first and second amplifiers that share the differential input unit. Therefore, the transistors constituting the input stage of the differential circuit can be used for both normal operation and standby. As a result, compared to the conventional technology in which a plurality of power supply circuits are simply switched, the circuit constituting the differential input unit is shared both during normal operation and during standby, thereby reducing variations in output voltage offset. It becomes feasible.
具体的に、特許文献2に開示された電源装置では、送受信時の高速応答性、高リプルリジェクション、および、待機時低消費電流化の実現を図っている技術である、この技術について、図7を参照して説明する。 Specifically, the power supply device disclosed in Patent Document 2 is a technique that achieves high-speed response during transmission and reception, high ripple rejection, and low current consumption during standby. This will be described with reference to FIG.
図7は、特許文献2に開示された電源装置の回路構成を示す図である。 FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply device disclosed in Patent Document 2. In FIG.
なお、以下では便宜上、pチャネル型のMOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタをpトランジスタと、nチャネル型のMOSトランジスタをnトランジスタと、それぞれ称するものとする。 Hereinafter, for convenience, a p-channel MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor is referred to as a p-transistor, and an n-channel MOS transistor is referred to as an n-transistor.
図7に示す電源装置10において、差動入力部を構成するnトランジスタM1〜M3は、第1のアンプ21と第2のアンプ22とで共用されている。こうした構成を有している電源装置10の制御動作には、通常動作および低消費電力動作(待機動作)の2つの動作モードが存在する。
In the
まずは、通常動作時における、電源装置10の制御動作について説明する。
First, the control operation of the
通常動作時におけるスイッチSW1〜SW3の極性はそれぞれ、SW1=ON、SW2=OFF、SW3=OFFである。なお、スイッチSW1は、一端がpトランジスタM11〜M14の各ソース端子に共通して接続されており、他端が入力電圧Vinが印加されている電源ラインに接続されている。また、スイッチSW2は、一端がpトランジスタM21〜M23の各ソース端子に共通して接続されており、他端が当該電源ラインに接続されている。さらに、スイッチSW3は、一端がインバータ26を介して制御回路25に接続されており、他端がnトランジスタM24のゲート端子に接続されている。
The polarities of the switches SW1 to SW3 during normal operation are SW1 = ON, SW2 = OFF, and SW3 = OFF, respectively. Note that one end of the switch SW1 is commonly connected to the source terminals of the p-transistors M11 to M14, and the other end is connected to a power supply line to which the input voltage Vin is applied. In addition, one end of the switch SW2 is commonly connected to the source terminals of the p transistors M21 to M23, and the other end is connected to the power supply line. Furthermore, one end of the switch SW3 is connected to the
nトランジスタM1のゲート端子には、基準電圧源23が接続されている。nトランジスタM2のゲート端子には、出力電圧モニター点が接続されており、当該出力電圧モニター点の電位は、検出電圧Vsである。なお、検出電圧Vsは、出力電圧VOUTが、目標電圧に到達した時点で基準電圧源23からの基準電圧Vrと等しくなるように、当該出力電圧VOUTを、(抵抗R1の抵抗値):(抵抗R2の抵抗値)で分圧した結果得られた電圧である。nトランジスタM1およびM2の各ソース端子は、共通してnトランジスタM3のドレイン端子に接続されている。nトランジスタM3は、ゲート端子がバイアス電源24に接続されており、定電流源として動作する。
A
また、pトランジスタM11は、ドレイン端子がnトランジスタM1のドレイン端子に接続されており、pトランジスタM13は、ドレイン端子がnトランジスタM2のドレイン端子に接続されているが、pトランジスタM11およびM13はいずれも、自身のゲート端子とドレイン端子とが接続された、いわゆるダイオード接続構成となっている。さらに、pトランジスタM11のゲート端子にはpトランジスタM12のゲート端子が、pトランジスタM13のゲート端子にはpトランジスタM14のゲート端子が、それぞれ接続されている。 The p-transistor M11 has a drain terminal connected to the drain terminal of the n-transistor M1, and the p-transistor M13 has a drain terminal connected to the drain-terminal of the n-transistor M2. Also, it has a so-called diode connection configuration in which its gate terminal and drain terminal are connected. Further, the gate terminal of the p transistor M11 is connected to the gate terminal of the p transistor M12, and the gate terminal of the p transistor M13 is connected to the gate terminal of the p transistor M14.
つまり、pトランジスタM11およびM12と、pトランジスタM13およびM14と、は、それぞれカレントミラー構造となっており、当該各カレントミラー構造におけるカレントミラー比を1:1とした場合には、それぞれ、pトランジスタM11とpトランジスタM12とに流れる電流値が互いに等しくなり、pトランジスタM13とpトランジスタM14とに流れる電流値が互いに等しくなる。この構成により、差動入力部を構成するnトランジスタM1に流れる電流は、pトランジスタM11を介して、pトランジスタM12、および、ドレイン端子がpトランジスタM12のドレイン端子に接続されたnトランジスタM15に流れる。 That is, the p-transistors M11 and M12 and the p-transistors M13 and M14 each have a current mirror structure. When the current mirror ratio in each current mirror structure is 1: 1, each p-transistor The current values flowing through M11 and p-transistor M12 are equal to each other, and the current values flowing through p-transistor M13 and p-transistor M14 are equal to each other. With this configuration, the current flowing through the n-transistor M1 constituting the differential input section flows through the p-transistor M11 and the p-transistor M12 and the n-transistor M15 whose drain terminal is connected to the drain terminal of the p-transistor M12. .
nトランジスタM15は、pトランジスタM11およびM13と同様に、自身のゲート端子とドレイン端子とが接続された、上記ダイオード接続構成となっており、かつ、nトランジスタM15のゲート端子は、nトランジスタM16のゲート端子に接続されている。よって、nトランジスタM15およびM16は、カレントミラー構造となっており、当該カレントミラー構造におけるカレントミラー比を1:1とした場合には、やはり、nトランジスタM15とnトランジスタM16とに流れる電流値が互いに等しくなる。さらに、nトランジスタM15およびM16におけるカレントミラー比を1:1とした場合には、nトランジスタM1とnトランジスタM16とに流れる電流値が互いに等しくなり、また、nトランジスタM2に流れる電流が、pトランジスタM13を介して、pトランジスタM14に流れる。pトランジスタM14およびnトランジスタM16の各ドレイン端子は、出力制御トランジスタであるpトランジスタM0のゲート端子に接続されており、nトランジスタM16からpトランジスタM0を介して、出力端子Toutへと電力供給が行われる。 The n-transistor M15 has the above diode-connected configuration in which its gate terminal and drain terminal are connected in the same manner as the p-transistors M11 and M13, and the gate terminal of the n-transistor M15 is connected to the n-transistor M16. Connected to the gate terminal. Therefore, the n transistors M15 and M16 have a current mirror structure, and when the current mirror ratio in the current mirror structure is 1: 1, the current value flowing through the n transistor M15 and the n transistor M16 is still the same. Become equal to each other. Further, when the current mirror ratio in the n transistors M15 and M16 is 1: 1, the current values flowing in the n transistor M1 and the n transistor M16 are equal to each other, and the current flowing in the n transistor M2 is the p transistor. It flows to the p-transistor M14 via M13. The drain terminals of the p-transistor M14 and the n-transistor M16 are connected to the gate terminal of the p-transistor M0 that is an output control transistor, and power is supplied from the n-transistor M16 to the output terminal Tout via the p-transistor M0. Is called.
ここで、電源装置10において、通常動作時に出力電圧VOUTが低くなる場合、nトランジスタM2のゲート電圧(検出電圧Vs)は、nトランジスタM1のゲート電圧(基準電圧Vr)よりも低くなる。このため、nトランジスタM2に流れる電流は、nトランジスタM1に流れる電流よりも小さくなる。結果、nトランジスタM16に流れる電流は、pトランジスタM14に流れる電流よりも大きくなる。そして、pトランジスタM14およびnトランジスタM16と、pトランジスタM0のゲート端子と、が接続されたノードは、グランドレベル(電位)に近づくように、当該ノードの電位が下降する。これにより、pトランジスタM0は導通し、低くなっている出力電圧VOUTの不足分を補償する(すなわち、出力電圧VOUTを上昇させる)。
Here, in the
一方、通常動作時に、出力端子Toutに印加される出力電圧VOUTが、目標電圧に到達して当該目標電圧よりも高くなった場合は、出力電圧VOUTが低くなった場合と反対の動作原理となる。すなわち、nトランジスタM1に流れる電流は、nトランジスタM2に流れる電流よりも小さくなるため、nトランジスタM16に流れる電流は、pトランジスタM14に流れる電流よりも小さくなる。そして、pトランジスタM14およびnトランジスタM16と、pトランジスタM0のゲート端子と、が接続されたノードは、電源装置10における入力電圧Vinに近づくように、当該ノードの電位が上昇する。これにより、pトランジスタM0は非導通となり、図示しない、負荷およびフィードバック抵抗に流れる電流によって、高くなっている出力電圧VOUTの超過分を補償する(すなわち、出力電圧VOUTを降下させる)。
On the other hand, when the output voltage VOUT applied to the output terminal Tout during the normal operation reaches the target voltage and becomes higher than the target voltage, the operation principle is opposite to the case where the output voltage VOUT becomes low. . That is, since the current flowing through the n transistor M1 is smaller than the current flowing through the n transistor M2, the current flowing through the n transistor M16 is smaller than the current flowing through the p transistor M14. Then, the potential of the node rises so that the node to which the p-transistor M14 and the n-transistor M16 are connected to the gate terminal of the p-transistor M0 approaches the input voltage Vin in the
以上のとおり、電源装置10では、通常動作時において、出力電圧VOUTが目標電圧になるようにフィードバック制御されることで、入力電圧Vinを所望の電圧に変換し、その所望の電圧を図示しない後段の負荷に供給することが可能な構成となっている。
As described above, in the
続いては、低消費電力動作時における、電源装置10の制御動作について説明する。
Next, the control operation of the
低消費電力動作時におけるスイッチSW1〜SW3の極性はそれぞれ、SW1=OFF、SW2=ON、SW3=ONである。 The polarities of the switches SW1 to SW3 during the low power consumption operation are SW1 = OFF, SW2 = ON, and SW3 = ON, respectively.
低消費電力動作時には、通常動作時と異なり、pトランジスタM11およびM13は機能しないが、ドレイン端子がnトランジスタM1のドレイン端子に接続されているpトランジスタM21、および、ドレイン端子がnトランジスタM2のドレイン端子に接続されているpトランジスタM22が機能する。pトランジスタM21およびM22は、各ゲート端子が互いに接続されており、かつ、pトランジスタM21はゲート端子とドレイン端子とが接続されている、上記カレントミラー構造となっているため、nトランジスタM1に流れる電流が、pトランジスタM21を介してpトランジスタM22に流れる。よって、pトランジスタM22とnトランジスタM2との各ドレイン端子が接続されたノードには、nトランジスタM1およびM2の各ゲート端子の電位差に応じた電流が流れる。当該ノードは、pトランジスタM23のゲート端子に接続されており、pトランジスタM23のドレイン端子と、nトランジスタM24のドレイン端子と、が接続されており、さらに、pトランジスタM23およびnトランジスタM24の各ドレイン端子が接続されたノードは、pトランジスタM0のゲート端子と接続されている。なお、スイッチSW3が導通していることから、nトランジスタM24のゲート端子は、インバータ26を介して制御回路25に接続されることとなる。最終的に、通常動作状態と同様に、電力供給は、pトランジスタM0を介して、出力端子Toutへと行われる。
During the low power consumption operation, unlike the normal operation, the p transistors M11 and M13 do not function, but the p transistor M21 whose drain terminal is connected to the drain terminal of the n transistor M1, and the drain terminal is the drain of the n transistor M2. The p-transistor M22 connected to the terminal functions. The p-transistors M21 and M22 have the current mirror structure in which the gate terminals are connected to each other, and the gate terminal and the drain terminal are connected to each other, and therefore flow into the n-transistor M1. A current flows to the p-transistor M22 via the p-transistor M21. Therefore, a current corresponding to the potential difference between the gate terminals of the n transistors M1 and M2 flows through the node to which the drain terminals of the p transistor M22 and the n transistor M2 are connected. The node is connected to the gate terminal of the p-transistor M23, the drain terminal of the p-transistor M23 and the drain terminal of the n-transistor M24 are connected, and each drain of the p-transistor M23 and the n-transistor M24 is connected. The node to which the terminal is connected is connected to the gate terminal of the p-transistor M0. Since the switch SW3 is conductive, the gate terminal of the n transistor M24 is connected to the
ここで、電源装置10において、低消費電力動作時に出力電圧VOUTが低くなる場合、通常動作時と同様に、nトランジスタM2のゲート電圧がnトランジスタM1のゲート電圧よりも低くなる。このため、nトランジスタM2に流れる電流は、nトランジスタM1に流れる電流よりも小さくなる。結果、pトランジスタM22に流れる電流は、nトランジスタM2に流れる電流よりも大きくなる。そして、pトランジスタM22とnトランジスタM2とが接続されたノードは、入力電圧Vinとなる。そして、pトランジスタM23は非導通となり、定電流源であるnトランジスタM24によって、pトランジスタM0のゲート電圧は、接地電位となり、pトランジスタM0は導通し、低くなっている出力電圧VOUTの不足分を補償する(すなわち、出力電圧VOUTを上昇させる)。低消費電力動作時において出力電圧VOUTが高くなる場合は、やはり通常動作時と同様に、pトランジスタM0は非導通となり、図示しない負荷と、フィードバック抵抗と、に流れる電流によって、高くなっている出力電圧VOUTの超過分を補償する(すなわち、出力電圧VOUTを降下させる)。
Here, in the
以上のとおり、電源装置10では、低消費電力動作時において、出力電圧VOUTが目標電圧になるようにフィードバック制御されることで、入力電圧Vinを所望の電圧に変換し、その所望の電圧を負荷に供給することが可能な構成となっている。
As described above, the
しかしながら、特許文献2に開示された電源装置では、通常動作時と低消費電力駆動時とで、別々のトランジスタを動作させる必要がある。このため、当該電源装置では、トランジスタ毎の製造ばらつきに起因して、やはり、出力電圧のオフセットにばらつきが発生してしまい、安定した電力供給を行うことが困難であるという問題が発生する。 However, in the power supply device disclosed in Patent Document 2, it is necessary to operate separate transistors during normal operation and during low power consumption driving. For this reason, in the power supply device, due to the manufacturing variation for each transistor, the output voltage offset also varies, which causes a problem that it is difficult to stably supply power.
すなわち、特許文献2に開示された電源装置は、入力差動部を構成するnトランジスタM1およびM2への接続を、互いに別々の差動回路を構成する、pトランジスタM11およびM13と、pトランジスタM21およびM22と、で、スイッチSW1およびSW2を用いて物理的に切り替える構成である。 That is, in the power supply device disclosed in Patent Document 2, the p-transistors M11 and M13 and the p-transistor M21 are connected to the n-transistors M1 and M2 constituting the input differential unit, and the p-transistors M11 and M13 constitute different differential circuits. And M22 are physically switched using the switches SW1 and SW2.
ここで、各々が差動回路の構成要素となる、pトランジスタM11、M13、M21、およびM22は、各トランジスタの各種特性を互いに同一にすること(以下、「ペア性の確保」と称する)が要求される。このペア性の確保が不完全である場合、pトランジスタM11およびM13で構成された差動回路と、pトランジスタM21およびM22で構成された差動回路と、では、各種特性が互いに異なることとなるため、出力電圧のオフセットにばらつきが発生する要因となり、電源装置では、所望の特性を得ることが難しくなる。従って、特に、当該電源装置を大量生産する場合には、当該電源装置毎にプロセスパラメータの大きな変動が発生する虞が大きく、当該変動の発生に伴い、当該電源装置では、安定した電力供給を行うのが困難となってしまう。 Here, the p-transistors M11, M13, M21, and M22, each of which is a component of the differential circuit, have the same characteristics of each transistor (hereinafter referred to as “ensuring pairing”). Required. If the securing of the pair is incomplete, the differential circuit composed of the p transistors M11 and M13 and the differential circuit composed of the p transistors M21 and M22 have different characteristics. For this reason, variations in the offset of the output voltage occur, and it becomes difficult for the power supply device to obtain desired characteristics. Therefore, in particular, when mass-producing the power supply device, there is a high possibility that a large variation in process parameters occurs for each power supply device, and the power supply device supplies stable power with the occurrence of the variation. It becomes difficult.
また、nトランジスタM1およびM2の各ドレイン端子に接続されることとなる各トランジスタのうち、低消費電力動作時に、nトランジスタM2に接続されるpトランジスタM22は、上記ダイオード接続構成となっていない。このため、pトランジスタM22のゲート端子は、バイアス電圧(バイアス点)が大きく変動する端子となり、当該ゲートバイアス電圧が大きく変動することも、出力電圧のオフセットにばらつきが発生する要因となる。 Of the transistors to be connected to the drain terminals of the n transistors M1 and M2, the p-transistor M22 connected to the n transistor M2 does not have the diode connection configuration during the low power consumption operation. For this reason, the gate terminal of the p-transistor M22 becomes a terminal where the bias voltage (bias point) fluctuates greatly. The fluctuation of the gate bias voltage also causes variations in the offset of the output voltage.
本発明は、上記の問題点に鑑みて為されたものであり、その目的は、さらに、出力電圧のオフセットのばらつきを抑制し、安定した電力供給を行うことが可能な、電源装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a power supply device that can further suppress variations in offset of the output voltage and can stably supply power. There is.
本発明に係る電源装置は、上記の問題を解決するために、出力電圧を生成する出力回路と、上記出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、当該出力電圧が所望の電圧値となるように、上記出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置であって、ドレイン端子が、上記出力回路に接続されている第1トランジスタと、ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されており、ゲート端子が、上記差動回路が上記駆動電圧を出力する駆動電圧出力線に接続されている第2トランジスタと、上記第1トランジスタのゲート端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に設けられた切替回路と、を備え、上記切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであることを特徴としている。 In order to solve the above-described problem, the power supply device according to the present invention outputs an output circuit that generates an output voltage according to a difference voltage between a detection voltage obtained from the output voltage and a predetermined reference voltage. And a differential circuit that generates and outputs a drive voltage for driving the output circuit so that the voltage has a desired voltage value, the drain terminal being connected to the output circuit. A first transistor having a drain terminal connected to the drain terminal of the first transistor and a gate terminal connected to a driving voltage output line from which the differential circuit outputs the driving voltage. And a switching circuit provided between the gate terminal of the first transistor and the drive voltage output line, and the switching circuit connects the gate terminal of the first transistor to the driving circuit. A pressure output line, whether or not to connect, and characterized in that for switching in accordance with the operating conditions of the power supply.
上記の構成によれば、上記電源装置では、動作状況(通常動作時であるか低消費電力動作時であるか)に応じて、第1トランジスタのゲート端子を、駆動電圧出力線に接続するか否かを、切替回路により切り替えている。なお、具体的に、第1トランジスタのゲート端子を、駆動電圧出力線に接続する場合は、第1および第2トランジスタが共に機能し、このとき、高レベルの駆動電圧および大きな電流の取り扱いが可能となることから、高い電力供給能力および高速応答性が要求される当該通常動作時において好適である。また、第1トランジスタのゲート端子を、駆動電圧出力線に接続しない場合は、第2トランジスタが機能する一方、第1トランジスタが機能せず、このとき、出力回路へと流れる電流を小さくできることから、当該低消費電力動作時に好適である。 According to the above configuration, in the power supply device, whether the gate terminal of the first transistor is connected to the drive voltage output line according to the operation state (whether the operation is normal operation or low power consumption operation). Whether or not is switched by a switching circuit. Specifically, when the gate terminal of the first transistor is connected to the drive voltage output line, both the first and second transistors function, and at this time, a high level drive voltage and a large current can be handled. Therefore, it is suitable for the normal operation where high power supply capability and high-speed response are required. In addition, when the gate terminal of the first transistor is not connected to the drive voltage output line, the second transistor functions, while the first transistor does not function, and at this time, the current flowing to the output circuit can be reduced. It is suitable for the low power consumption operation.
つまり、上記電源装置は、第1および第2トランジスタ、および切替回路により、通常動作時と低消費電力動作時との切り替えが実現可能なものであり、これにより、差動回路および出力回路において、別々のトランジスタを動作させて、当該切り替えを行う必要がなくなる。従って、当該電源装置では、特許文献2に開示されている電源装置よりもさらに、出力電圧のオフセットのばらつきを抑制し、安定した電力供給を行うことが可能となる。 That is, the power supply device can be switched between the normal operation and the low power consumption operation by the first and second transistors and the switching circuit, and thus, in the differential circuit and the output circuit, There is no need to operate separate transistors to perform the switching. Therefore, in the power supply apparatus, it is possible to suppress the variation in the offset of the output voltage and perform stable power supply more than the power supply apparatus disclosed in Patent Document 2.
なお、本電源装置は、第2トランジスタを機能させたまま、第1トランジスタを機能させるか否かを切り替える構成であり、この構成によれば、第1トランジスタと第2トランジスタとのいずれもが機能しない期間、すなわち、切替回路による切り替えに起因して電源装置の動作が不連続となる期間が発生しない。この場合、本電源装置では、駆動電圧および電流を取り扱う、第1トランジスタの動作が安定するタイミング、すなわち、動作状況が切り替わる前および動作状況が切り替わった後のタイミングにおいて、安定した電力供給を行う大きな効果を得ることができる。 In addition, this power supply device is the structure which switches whether the 1st transistor is made to function, with the 2nd transistor functioned. According to this structure, both the 1st transistor and the 2nd transistor function. There is no period during which the operation of the power supply device becomes discontinuous due to switching by the switching circuit. In this case, in this power supply device, a stable power supply is performed at the timing at which the operation of the first transistor handling the drive voltage and current is stabilized, that is, at the timing before the operation status is switched and after the operation status is switched. An effect can be obtained.
また、本発明に係る電源装置は、上記の問題を解決するために、出力電圧を生成する出力回路と、上記出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、当該出力電圧が所望の電圧値となるように、上記出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置であって、ドレイン端子が、上記出力回路に接続されている第1トランジスタと、ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されている第2トランジスタと、上記第1トランジスタのゲート端子と、上記差動回路が上記駆動電圧を出力する駆動電圧出力線と、の間に設けられた第1切替回路と、上記第2トランジスタのゲート端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に設けられた第2切替回路と、を備え、上記第1切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであり、上記第2切替回路は、上記第2トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであることを特徴としている。 Further, in order to solve the above problem, the power supply device according to the present invention, according to the output circuit that generates the output voltage, and the difference voltage between the detection voltage obtained from the output voltage and a predetermined reference voltage, And a differential circuit that generates and outputs a drive voltage for driving the output circuit so that the output voltage has a desired voltage value, and a drain terminal is connected to the output circuit. The first transistor being connected, the second transistor having a drain terminal connected to the drain terminal of the first transistor, the gate terminal of the first transistor, and the driving for the differential circuit to output the driving voltage. A first switching circuit provided between the voltage output lines, a second switching circuit provided between the gate terminal of the second transistor and the drive voltage output line, and 1 cut The circuit switches whether to connect the gate terminal of the first transistor to the drive voltage output line according to the operating state of the power supply device. The second switching circuit includes the second transistor. Whether to connect the gate terminal to the drive voltage output line is switched according to the operating condition of the power supply device.
上記の構成によれば、上記電源装置では、上記切替回路と同様の機能を有している第1切替回路による切り替えに加え、動作状況に応じて、第2トランジスタのゲート端子を、駆動電圧出力線に接続するか否かを、第2切替回路により切り替えている。そして、具体的に、第2トランジスタのゲート端子を、駆動電圧出力線に接続しない場合は、第2トランジスタが機能しない構成が実現可能となる。本電源装置は、第1および第2トランジスタを機能させるか否かを、各々切り替える構成であり、この構成によれば、上述した、切替回路による切り替えに起因して電源装置の動作が不連続となる期間が発生する。この場合、当該電源装置は、当該切り替えの瞬間のタイミングにおいて、駆動電圧および電流を一旦、充分に低下させることができるため、当該切り替えの瞬間のタイミングにおいて、安定した電力供給を行う大きな効果を得ることができる。 According to the above configuration, in the power supply device, in addition to the switching by the first switching circuit having the same function as the switching circuit, the gate terminal of the second transistor is connected to the drive voltage output according to the operating situation. Whether or not to connect to the line is switched by the second switching circuit. Specifically, when the gate terminal of the second transistor is not connected to the drive voltage output line, a configuration in which the second transistor does not function can be realized. This power supply device is configured to switch whether or not the first and second transistors are to function. According to this configuration, the operation of the power supply device is discontinuous due to the switching by the switching circuit described above. A period occurs. In this case, since the power supply device can sufficiently reduce the drive voltage and current once at the timing of the switching, a large effect of stably supplying power at the timing of the switching is obtained. be able to.
また、本発明に係る電源装置は、上記第1および第2切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子および上記第2トランジスタのゲート端子のいずれか一方のみを、上記駆動電圧出力線に接続するように、切り替えが制御されていることを特徴としている。 In the power supply device according to the present invention, the first and second switching circuits connect only one of the gate terminal of the first transistor and the gate terminal of the second transistor to the drive voltage output line. As described above, the switching is controlled.
上記の構成によれば、上記電源装置は、第1トランジスタを機能させるか、第2トランジスタを機能させるかを切り替える構成であり、この構成によれば、実質的に、第1トランジスタと第2トランジスタとのいずれもが機能しない期間が発生しないため、さらに、安定した電力供給を行う大きな効果を得ることができる。 According to said structure, the said power supply device is a structure which switches whether a 1st transistor is functioned, or a 2nd transistor is functioned, According to this structure, a 1st transistor and a 2nd transistor are substantially set. Therefore, there is no period in which neither of the above functions, so that it is possible to obtain a great effect of supplying stable power.
また、本発明に係る電源装置は、ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されており、ゲート端子が、上記駆動電圧出力線に接続されている第3トランジスタをさらに備えることを特徴としている。 The power supply apparatus according to the present invention further includes a third transistor having a drain terminal connected to the drain terminal of the first transistor and a gate terminal connected to the drive voltage output line. It is said.
第1および第2トランジスタのゲート端子のいずれか一方のみを、駆動電圧出力線に接続する場合には、第1および第2トランジスタが共に機能しない期間、すなわち、駆動電圧を取り扱うトランジスタが存在しない期間が発生する虞がある。ここで、当該期間は、電源装置において想定されていない場合が多いため、当該期間が発生することにより、電源装置では、予期せぬ不具合が発生する虞がある。 When only one of the gate terminals of the first and second transistors is connected to the drive voltage output line, the period in which both the first and second transistors do not function, that is, the period in which there is no transistor that handles the drive voltage May occur. Here, in many cases, the period is not assumed in the power supply apparatus. Therefore, when the period occurs, an unexpected malfunction may occur in the power supply apparatus.
そこで、上記の構成によれば、第1および第2トランジスタとは別に、ドレイン端子が、第1トランジスタのドレイン端子から出力回路に接続されており、ゲート端子が、駆動電圧出力線に接続されている、第3トランジスタをさらに備える。当該第3トランジスタは、動作状況に関らず、駆動電圧を取り扱うものとなるため、当該第3トランジスタをさらに備えることにより、理論的に、電源装置において想定されていない上記期間の発生を回避することが可能となる。 Therefore, according to the above configuration, the drain terminal is connected to the output circuit from the drain terminal of the first transistor separately from the first and second transistors, and the gate terminal is connected to the drive voltage output line. A third transistor. Since the third transistor handles the drive voltage regardless of the operating state, the generation of the period that is theoretically not assumed in the power supply device is avoided by further including the third transistor. It becomes possible.
また、本発明に係る電源装置は、上記第1および第2トランジスタのうち、少なくとも1個のトランジスタは、定電流が供給されることにより、出力可能な最大電流値が制限されていることを特徴としている。 The power supply device according to the present invention is characterized in that a maximum current value that can be output is limited by supplying at least one of the first and second transistors to which a constant current is supplied. It is said.
上記の構成によれば、出力可能な最大電流値が制限されたトランジスタでは、ゲート電圧に対して電流値が小さく制限されるため、高周波帯域における当該トランジスタの利得が低下し、結果、当該トランジスタからの出力電圧の安定化を図ることが可能となる。 According to the above configuration, in the transistor in which the maximum current value that can be output is limited, the current value is limited to be small with respect to the gate voltage, so that the gain of the transistor in the high-frequency band is reduced. The output voltage can be stabilized.
また、本発明に係る電源装置は、上記第1トランジスタは、上記第2トランジスタよりも、出力可能な最大電流値が大きくなっていることを特徴としている。 Also, the power supply device according to the present invention is characterized in that the first transistor has a maximum output current value larger than that of the second transistor.
上記の構成によれば、第2トランジスタを用いていない場合であっても、第1トランジスタを用いて所望の出力電圧の生成が可能である。但し、本構成の場合、第2トランジスタを使用しないことは、必須でない。 According to the above configuration, a desired output voltage can be generated using the first transistor even when the second transistor is not used. However, in this configuration, it is not essential not to use the second transistor.
また、本発明に係る電源装置は、上記出力電圧の位相を調整する位相調整回路をさらに備え、上記位相調整回路は、上記第1トランジスタのドレイン端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に接続されていることを特徴としている。 The power supply device according to the present invention further includes a phase adjustment circuit that adjusts a phase of the output voltage, and the phase adjustment circuit is provided between the drain terminal of the first transistor and the drive voltage output line. It is characterized by being connected.
上記の構成によれば、位相調整回路は、出力電圧の位相を調整するため、当該出力電圧をさらに安定化させることができる。 According to the above configuration, since the phase adjustment circuit adjusts the phase of the output voltage, the output voltage can be further stabilized.
また、本発明に係る電源装置は、上記出力回路に接続された負荷をさらに備え、上記負荷は、電源装置の動作状況に応じて、上記出力回路に対して切り離し可能となっていることを特徴としている。 The power supply device according to the present invention further includes a load connected to the output circuit, and the load is separable from the output circuit according to an operation state of the power supply device. It is said.
上記の構成によれば、出力回路に対して切り離し可能な負荷を、出力回路に接続することにより、特に、上記通常動作時において、当該出力回路からの出力電圧をさらに安定化させることができる。 According to said structure, the output voltage from the said output circuit can be further stabilized by connecting the load separable with respect to an output circuit to an output circuit by the said normal operation especially.
以上のとおり、本発明に係る電源装置は、出力電圧を生成する出力回路と、上記出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、当該出力電圧が所望の電圧値となるように、上記出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置であって、ドレイン端子が、上記出力回路に接続されている第1トランジスタと、ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されており、ゲート端子が、上記差動回路が上記駆動電圧を出力する駆動電圧出力線に接続されている第2トランジスタと、上記第1トランジスタのゲート端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に設けられた切替回路と、を備え、上記切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものである。 As described above, the power supply device according to the present invention includes an output circuit that generates an output voltage, and the output voltage is a desired voltage according to a difference voltage between a detection voltage obtained from the output voltage and a predetermined reference voltage. A differential circuit that generates and outputs a drive voltage for driving the output circuit so as to be a value, and a first transistor whose drain terminal is connected to the output circuit; The drain terminal is connected to the drain terminal of the first transistor, and the gate terminal is connected to the driving voltage output line from which the differential circuit outputs the driving voltage; and the first transistor A switching circuit provided between a gate terminal of the transistor and the drive voltage output line, and the switching circuit connects the gate terminal of the first transistor to the drive voltage output line, Whether connection to, those for switching in accordance with the operating conditions of the power supply.
また、本発明に係る電源装置は、出力電圧を生成する出力回路と、上記出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、当該出力電圧が所望の電圧値となるように、上記出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置であって、ドレイン端子が、上記出力回路に接続されている第1トランジスタと、ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されている第2トランジスタと、上記第1トランジスタのゲート端子と、上記差動回路が上記駆動電圧を出力する駆動電圧出力線と、の間に設けられた第1切替回路と、上記第2トランジスタのゲート端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に設けられた第2切替回路と、を備え、上記第1切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであり、上記第2切替回路は、上記第2トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものである。 Further, the power supply device according to the present invention includes an output circuit that generates an output voltage, and the output voltage has a desired voltage value according to a difference voltage between a detection voltage obtained from the output voltage and a predetermined reference voltage. And a differential circuit that generates and outputs a drive voltage for driving the output circuit, the drain terminal having a first transistor connected to the output circuit, and a drain The terminal is provided between the second transistor connected to the drain terminal of the first transistor, the gate terminal of the first transistor, and the drive voltage output line from which the differential circuit outputs the drive voltage. And a second switching circuit provided between the gate terminal of the second transistor and the drive voltage output line, wherein the first switching circuit includes the first transistor. The second switching circuit switches whether the gate terminal of the second transistor is connected to the driving voltage output line according to the operating state of the power supply device. Whether to connect to the voltage output line is switched according to the operation status of the power supply device.
従って、さらに、出力電圧のオフセットのばらつきを抑制し、安定した電力供給を行うことが可能となるという効果を奏する。 Therefore, it is possible to further suppress the variation in the offset of the output voltage and to perform stable power supply.
本発明を実施するための形態について、図1〜図5を参照して説明する。 The form for implementing this invention is demonstrated with reference to FIGS.
図1、図4、および図5にそれぞれ示す、本発明の電源装置は、上述した問題を解決するために、差動回路107を構成するトランジスタであって、pトランジスタM108に接続されているnトランジスタM110、および、pトランジスタM109に接続されているnトランジスタM111に関して、高い電力供給能力および高速応答性が要求される通常動作時と、低消費電力が要求される低消費電力動作時と、で同じトランジスタを使用している構成である。具体的に、本発明の電源装置では、通常動作時において使用すべき、駆動回路108のnトランジスタM103のゲート端子を、差動回路107が駆動電圧Vdを出力するための駆動電圧出力線L101に、接続するか否かによって、電源装置における電力供給能力(pトランジスタM101およびM102の導通期間)を決定している。nトランジスタM103のゲート端子を駆動電圧出力線L101に接続するか否か、すなわち、nトランジスタM103を機能させるか否か、を切り替えることに起因する、出力電圧Voのオフセットは、ペア性の確保を要求されるトランジスタを切り替えていないことと、元々電源装置全体において十分高い利得が得られていること(このとき、出力電圧Voのオフセットは、利得に対して無視できる程度に小さいこと)と、より、無視できる程度に小さくなり、実質的に考慮する必要が無い。なおここで、ペア性の確保とは、すなわち、複数のトランジスタ(例えば、nトランジスタM110およびM111)を互いに同一の特性とすることを意味し、特に、カレントミラー構造を有している複数のトランジスタ同士の相対比に応じて駆動する差動回路107では、複数の当該トランジスタ同士のペア性の確保を実施してはじめて、理論通りの特性が得られる。ペア性の確保に際しては、たとえ互いに同じ種類のトランジスタを使用していても、W/L比(チャネルの、幅と長さとの比)等に応じて、導通および非導通が切り替わる電圧値(閾値)、およびI‐V(電流‐電圧)特性が互いに異なる。ペア性の確保が実施されていない各トランジスタを組み合わせて、カレントミラー構造を構成し、差動回路107を構成すると、出力電圧Voのオフセットに係る特性は、所望の特性を得ることが難しくなる。ペア性の確保では、各トランジスタに関して、W/L比、電圧依存特性、動作温度範囲、およびレイアウトの配置関係等を、互いに等しくする必要がある。差動回路107、さらには、出力回路109において、ペア性の確保を要求されるトランジスタを切り替えていない、本発明の電源装置は、通常動作時と低消費電力動作時とで、互いに同一の、差動回路107および出力回路109の特性を得ることができるため、出力電圧Voのオフセットを抑制できる。また、本発明の電源装置では、nトランジスタM111が上述したダイオード接続構成となっているため、nトランジスタM110およびM111の各ゲート端子に印加されるバイアス電圧(バイアス点)の変動を抑制することができ、当該変動に起因した、出力電圧Voのオフセット(回路的オフセット)を抑制することができる。さらに、本発明の電源装置は、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかの、電源装置の動作状況に応じて、当該電源装置の安定度を向上させるための回路である、負荷101および/または位相補償回路102を付加することによって、幅広い回路特性を実現することが可能な構成となっている。
In order to solve the above-described problem, the power supply device of the present invention shown in FIG. 1, FIG. 4, and FIG. 5 is a transistor that constitutes the
以下では、本発明の電源装置について、図1に示す電源装置510、図4に示す電源装置540、そして、図5に示す電源装置550の順番に、詳細な説明を行う。
Hereinafter, the power supply device of the present invention will be described in detail in the order of the
図1は、本発明の一実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device according to an embodiment of the present invention.
図1に示す電源装置510は、負荷101、位相補償回路(位相調整回路)102、スイッチ(切替回路、第1切替回路)103、基準電圧発生回路104、モード切替回路105、バイアス発生回路106、および抵抗R101およびR102を備えている。
1 includes a
また、電源装置510は、12個のMOSトランジスタM101〜M112を備えているが、このうち、M101、M102、M106〜M109はpチャネル型(すなわち、pトランジスタ)であり、M103〜M105、M110〜M112はnチャネル型(すなわち、nトランジスタ)である。
The
さらに、電源装置510において、pトランジスタM106、M108、M109、および、nトランジスタM110、M111は、差動回路107を構成している。nトランジスタM103〜M105、位相補償回路102、およびスイッチ103は、駆動回路108を構成している。pトランジスタM101およびM102は、出力回路109を構成している。
Further, in the
電源装置510には、図示しない電源からの入力電圧Vi(例えば、5V)が、電源ラインLhを通じて印加(供給)されている。なお、電源ラインLhには、pトランジスタM101、M102、M106、およびM107の各ソース端子が接続されている。また、pトランジスタM101のドレイン端子に印加される電圧は、電源装置510が外部出力すべき出力電圧Vo(例えば、3V)となる。
An input voltage Vi (for example, 5 V) from a power supply (not shown) is applied (supplied) to the
基準電圧発生回路104は、周知の基準電圧源であり、所定の基準電圧Vrefを生成し出力する。基準電圧発生回路104は、pトランジスタM109のゲート端子に接続されているため、基準電圧Vrefは、pトランジスタM109のゲート端子に印加される。
The reference
モード切替回路105は、電源装置510が、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかの、電源装置510の各動作状況を示す、図示しないモード切替信号を生成し出力する。モード切替回路105は、負荷101、位相補償回路102、およびスイッチ103に接続されているため、当該モード切替信号は、負荷101、位相補償回路102、およびスイッチ103に供給される。なお、当該モード切替信号が供給されると、負荷101、位相補償回路102、およびスイッチ103は、当該モード切替信号が示している、電源装置510の動作状況に応じた各動作を実行するが、この各動作の詳細については後述する。
The
ここで、電源装置510の動作状況が、通常動作時と低消費電力動作時との2種類で規定されている場合、モード切替回路105は、上記モード切替信号として、Lowレベル(低レベル)およびHighレベル(高レベル)の2値からなるロジック信号等の、2種類の信号を出力できる構成であれば十分である。当該ロジック信号を用いて2種類の信号を出力できるモード切替回路105は、具体的な説明を行うまでもなく、論理回路(インバータ等)を用いて、簡単かつ単純な構成により実現可能なものであるため、詳細な説明については省略する。但し、モード切替回路105は、当該モード切替信号として、2値の当該ロジック信号を出力する構成に限定されず、2種類の信号を出力できる構成である、任意の2種類の信号の出力回路を適用することができる。さらに、当該モード切替信号は、外部から、負荷101、位相補償回路102、およびスイッチ103に対して直接供給してもよく、この場合は、モード切替回路105自体が不要である。
Here, when the operation state of the
バイアス発生回路106は、周知のバイアス電圧発生回路(バイアス回路)であり、所定のバイアス電圧Vbを生成し出力する。バイアス発生回路106は、nトランジスタM105およびM112の各ゲート端子に接続されているため、バイアス電圧Vbは、nトランジスタM105およびM112の各ゲート端子に印加される。nトランジスタM105およびM112はいずれも、ゲート端子にバイアス電圧Vbが継続的に印加されることにより、継続的(ゲート端子にバイアス電圧Vbが供給されている全ての期間)に導通する。
The
さらに、電源装置510には、内部または外部において、接地(グランド)電位GNDに接続された電源ラインLlが設けられている。なお、電源ラインLlには、nトランジスタM103、M105、M110〜M112の各ソース端子、負荷101、抵抗R102の一端、およびスイッチ103の端子103cが接続されている。
Furthermore, the
pトランジスタM106とpトランジスタM107とは、ゲート端子が互いに接続されている。また、pトランジスタM107は、ゲート端子、具体的に、pトランジスタM106およびM107の各ゲート端子が接続されたノードと、ドレイン端子と、が接続されている。つまり、pトランジスタM106およびM107は、上述したカレントミラー構造となっており、pトランジスタM106には、pトランジスタM107に流れる電流に比例した大きさの電流が流れる。なお、pトランジスタM106に流れる電流値と、pトランジスタM107に流れる電流値と、の比は例えば、入力電圧Viの値に応じて、任意の比に設定することができる。 The gate terminals of the p-transistor M106 and the p-transistor M107 are connected to each other. The p-transistor M107 has a gate terminal, specifically, a node to which the gate terminals of the p-transistors M106 and M107 are connected, and a drain terminal. That is, the p transistors M106 and M107 have the above-described current mirror structure, and a current proportional to the current flowing through the p transistor M107 flows through the p transistor M106. Note that the ratio between the current value flowing through the p-transistor M106 and the current value flowing through the p-transistor M107 can be set to an arbitrary ratio according to the value of the input voltage Vi, for example.
nトランジスタM112は、ドレイン端子が、pトランジスタM107のドレイン端子に接続されている。上述したとおり、nトランジスタM112のゲート端子には、バイアス発生回路106からのバイアス電圧Vbが印加されており、これにより、nトランジスタM112は継続的に導通している。ここで、導通しているnトランジスタM112には、予め設定されている大きさの電流が、pトランジスタM107のドレイン端子から流れる。そして、これにより、pトランジスタM107は、差動回路107を構成しているpトランジスタM106に対して、任意の定電流を供給することとなる。つまり、nトランジスタM112は、pトランジスタM107に対して定電流を供給する機能を有しており、これにより、pトランジスタM107を通じてpトランジスタM106からは、任意の定電流が出力される。
The drain terminal of the n transistor M112 is connected to the drain terminal of the p transistor M107. As described above, the bias voltage Vb from the
差動回路107は、具体的に以下の構成を有している。すなわち、pトランジスタM106のドレイン端子は、pトランジスタM108およびM109の各ソース端子に接続されている。pトランジスタM108のドレイン端子は、nトランジスタM110のドレイン端子に接続されており、pトランジスタM109のドレイン端子は、nトランジスタM111のドレイン端子に接続されている。pトランジスタM108のゲート端子には、抵抗R102の他端と抵抗R101の一端とが接続されたノードが接続されている。nトランジスタM110とnトランジスタM111とは、ゲート端子が互いに接続されている。また、nトランジスタM111は、ゲート端子、具体的に、nトランジスタM110およびM111の各ゲート端子が接続されたノードと、ドレイン端子と、が接続されている。つまり、nトランジスタM110およびM111は、上述したカレントミラー構造となっており、nトランジスタM110には、nトランジスタM111に流れる電流に比例した大きさの電流が流れる。なお、nトランジスタM110に流れる電流値と、nトランジスタM111に流れる電流値と、の比は例えば、入力電圧Viの値に応じて、任意の比に設定することができる。さらに、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードには、駆動電圧出力線L101の一端が接続されている。
The
駆動回路108は、具体的に以下の構成を有している。すなわち、スイッチ103の端子103bには、駆動電圧出力線L101の他端が接続されている。nトランジスタ(第2トランジスタ)M104のゲート端子は、駆動電圧出力線L101に、スイッチ103に対して並列に接続されている。nトランジスタM104のソース端子は、nトランジスタM105のドレイン端子に接続されている。nトランジスタM104のドレイン端子は、pトランジスタM102およびnトランジスタ(第1トランジスタ)M103の各ドレイン端子に接続されている。nトランジスタM103のゲート端子は、スイッチ103の端子103aに接続されている。nトランジスタM103のドレイン端子は、出力回路109のpトランジスタM102のドレイン端子に接続されている。位相補償回路102は、駆動電圧出力線L101に、スイッチ103およびnトランジスタM104に対して並列に、かつ、駆動電圧出力線L101とnトランジスタM104のゲート端子とが接続されたノードよりも後段に接続されていると共に、pトランジスタM102およびnトランジスタM103およびM104の各ドレイン端子が接続されたノードに接続されている。
Specifically, the
なお、スイッチ103は、3つの端子103a〜103cを有している、c接点動作を行う周知のスイッチ回路であり、端子103aと端子103bとを接続する場合と、端子103aと端子103cとを接続する場合と、を、上述したモード切替信号に応じて、すなわち、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかの、電源装置510の動作状況に応じて切り替える機能を有している、切替回路である。
The
また、上述したとおり、nトランジスタM105のゲート端子には、バイアス発生回路106からのバイアス電圧Vbが印加されており、これにより、nトランジスタM105は継続的に導通している。ここで、nトランジスタM105には、予め設定されている大きさの電流が、nトランジスタM104のソース端子から流れる。そして、これにより、nトランジスタM104は、出力回路109を構成しているpトランジスタM102に対して、任意の定電流を供給することとなる。つまり、nトランジスタM105は、nトランジスタM104に対して定電流を供給する機能を有しており、これにより、nトランジスタM104からpトランジスタM102へと出力される、nトランジスタM104が出力可能な最大電流値は制限される。
Further, as described above, the bias voltage Vb from the
出力回路109は、具体的に以下の構成を有している。すなわち、pトランジスタM101とpトランジスタM102とは、ゲート端子が互いに接続されている。また、pトランジスタM102は、ゲート端子、具体的に、pトランジスタM101およびM102の各ゲート端子が接続されたノードと、ドレイン端子と、が接続されている。つまり、pトランジスタM101およびM102は、上述したカレントミラー構造となっており、pトランジスタM101には、pトランジスタM102に流れる電流に比例した大きさの電流が流れる。なお、pトランジスタM101に流れる電流値と、pトランジスタM102に流れる電流値と、の比は例えば、入力電圧Viの値に応じて、任意の比に設定することができる。
The
また、pトランジスタM101のドレイン端子と電源ラインLlとの間には、負荷101と、抵抗R101およびR102の直列回路と、が並列に接続されている。pトランジスタM101のドレイン端子には、抵抗R101の他端が接続されており、pトランジスタM101のドレイン端子と、抵抗R101の他端と、が接続されたノードには、負荷101が接続されている。
A
ここで、電源装置510では、出力電圧Voが、フィードバック抵抗である、抵抗R101およびR102により分圧される。分圧された出力電圧Voは、検出電圧Vkとして、抵抗R101と抵抗R102とが接続されたノードに発生し、検出電圧Vkは、当該ノードに接続されているpトランジスタM108のゲート端子に印加される。一方、上述したとおり、pトランジスタM109のゲート端子には、基準電圧発生回路104からの基準電圧Vrefが、継続的に印加されている。詳細については後述するが、この構成によれば、差動回路107では、検出電圧Vkに応じて、出力電圧Voを所望の電圧値とするための、駆動電圧Vdが生成される。駆動電圧Vdは、pトランジスタM108のドレイン端子から、駆動電圧出力線L101を通じて、駆動回路108に出力される。なお、検出電圧Vkの電圧値は、抵抗R101と抵抗R102との抵抗値の比(フィードバック抵抗比)に応じて決定される。この抵抗値の比は、所望の電圧値に到達した出力電圧Voの電圧値が、基準電圧Vrefと等しくなるように、抵抗R101およびR102の各抵抗値を適宜設定すればよい。
Here, in
図2は、位相補償回路102の具体的な回路構成の一例を示す図である。
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the
図2に示す位相補償回路102は、コンデンサ201、抵抗R201、および抵抗R202の直列回路において、nトランジスタM201のソース端子およびドレイン端子が、抵抗R202の両端に、抵抗R202に対して並列に接続されている構成である。nトランジスタM201のゲート端子はモード切替回路105に、抵抗R202における抵抗R201と反対側の端部は駆動電圧出力線L101(すなわち、nトランジスタM104のゲート端子、およびnトランジスタM103のゲート端子と接続することとなるスイッチ103の端子103c)に、コンデンサ201における抵抗R201と反対側の端部はpトランジスタM102およびnトランジスタM103およびM104の各ドレイン端子が接続されたノードに、それぞれ接続されている。
2 is a series circuit of a
位相補償回路102は、コンデンサ201、抵抗R201およびR202を直列に接続して、電源装置510において、利得が高くなっている回路素子に接続するように挿入することで、電源装置510の安定性向上を図ることを目的とする、一般的な位相補償回路である。
In the
ここで、電源装置510では、通常動作時および低消費電力動作時という、2種類の動作状況を想定している。この2種類の動作状況のそれぞれにおける位相補償(位相調整)に対応するため、位相補償回路102は、モード切替回路105からのモード切替信号に応じて、導通および非導通を切り替えるnトランジスタM201を、コンデンサ201、抵抗R201、および抵抗R202のいずれか(ここでは、抵抗R202)に対して並列に接続することで、位相補償定数(位相調整の度合)を2段階、すなわち、後述する一方および他方の位相補償定数に設定することが可能な構成となっている。
Here,
上記の構成を有している位相補償回路102は、周知の技術で実現可能な一般的な位相補償回路であり、また、当該位相補償回路102を用いた、位相補償(位相調整)の要領については、周知の技術により、当業者であれば実施可能であるため、具体的な説明については省略する。
The
なお、nトランジスタM201は、電源装置510の通常動作時に導通しても、電源装置510の低消費電力動作時に導通しても、どちらでもよい。また、駆動電圧出力線L101(nトランジスタM104のゲート端子)と、pトランジスタM102およびnトランジスタM103およびM104の各ドレイン端子が接続されたノードと、は、位相補償回路102に接続されている部位が入れ替わっていてもよい。さらに、位相補償回路102においては、抵抗R201およびR202のかわりに2個のトランジスタを使用し、当該各トランジスタのオン抵抗を使用して、位相補償(位相調整)を実現する構成であってもよい。また、位相補償回路102では、nトランジスタM103が、抵抗R202と並列に接続されているが、これに限定されず、抵抗R201と並列に接続されていてもよいし、コンデンサ201に対して並列に接続されていてもよいのは言うまでもない。
Note that the n-transistor M201 may be turned on when the
図3は、負荷101の具体的な回路構成の一例を示す図である。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the
負荷101は、抵抗R301の他端にnトランジスタM301のドレイン端子が接続されており、nトランジスタM301のソース端子が接地されている(電源ラインLlに接続されている)構成である。nトランジスタM301のゲート端子はモード切替回路105に接続されており、抵抗R301の一端は出力回路109(pトランジスタM101のドレイン端子)に接続されている。
The
負荷101は、通常動作時において、pトランジスタM101(図1参照)のソース端子−ドレイン端子間に供給するバイアス電流を増加させることで、出力回路109の動作の安定性を向上させることを目的に備えられた回路である。換言すれば、負荷101は、通常動作時に、電源装置510に対して接続されていれば十分であるため、電源装置510のさらなる低消費電力化を考慮すれば、図3に示すとおり、nトランジスタM301の導通(通常動作時)および非導通(低消費電力動作時)を、モード切替信号に応じて切り替えることで、電源装置510に対して、取り付けおよび切り離し可能に構成されているのが好ましい。
The
ここで、負荷101においては、抵抗R301のかわりにトランジスタを使用し、当該トランジスタのオン抵抗で負荷を構成してもよい。また、負荷101は、nトランジスタM301のソース端子が抵抗R301の一端に接続されており、抵抗R301の他端が接地されており(電源ラインLlに接続されている)、nトランジスタM301のドレイン端子が出力回路109(pトランジスタM101のドレイン端子)に接続されている構成であってもよい。すなわち、nトランジスタM301は、負荷101のどの部位に設けられていてもよい。さらに、低消費電力動作時に、その電流値が無視できる程度に、通常動作時よりも小さな電流が流れる構成であれば、負荷101は、低消費電力動作時に切り離されなくてもよい。
Here, in the
図1に戻って、ここからは、電源装置510の動作状況に応じた、通常動作時と低消費電力動作時とのそれぞれにおける、電源装置510の動作について、詳細な説明を行う。
Returning to FIG. 1, the operation of the
まずは、通常動作時における、電源装置510の動作について、説明を行う。なお、この場合、モード切替回路105からのモード切替信号により、スイッチ103の端子103aと端子103bとが接続されることでnトランジスタM103のゲート端子は駆動電圧出力線L101と接続され、負荷101はnトランジスタM301(図3参照)が導通することで電源装置510に対して接続され、位相補償回路102はnトランジスタM201(図2参照)が非導通となることで一方の位相補償定数に設定される。
First, the operation of the
通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、差動回路107において、pトランジスタM108のゲート端子に印加される検出電圧Vkは、pトランジスタM109のゲート端子に印加されている基準電圧Vrefよりも低レベルとなる。このとき、pトランジスタM109に流れる電流は、pトランジスタM108に流れる電流よりも小さくなり、カレントミラー構造である、nトランジスタM110およびM111に流れる電流値は低下する。これにより、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードにおける電圧レベルは上昇し、結果、当該ノードから出力される駆動電圧Vdのレベルは入力電圧Viに近いレベルにまで上昇し保持される。nトランジスタM103のゲート端子は駆動電圧出力線L101と接続されているため、駆動電圧Vdは、nトランジスタM103およびM104の各ゲート端子、および、位相補償回路102に印加される。
When the output voltage Vo is lower than a desired voltage value during normal operation, the detection voltage Vk applied to the gate terminal of the p-transistor M108 in the
ここで、nトランジスタM105の上述した機能により、nトランジスタM104には定電流が供給されることとなり、nトランジスタM104は出力可能な最大電流値が制限されている。このため、駆動回路108から出力回路109に供給される、駆動電圧Vdに応じた電流の最大電流値は、nトランジスタM103の特性に応じて決定される。
Here, due to the above-described function of the n-transistor M105, a constant current is supplied to the n-transistor M104, and the maximum current value that can be output from the n-transistor M104 is limited. Therefore, the maximum current value corresponding to the drive voltage Vd supplied from the
nトランジスタM103は、ゲート端子に供給された駆動電圧Vdに応じて、導通と非導通とを繰り返すが、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、高いレベルに保持されている駆動電圧VdによってnトランジスタM103が継続的(駆動電圧Vdが高いレベルに保持されている全ての期間)に導通し、これに伴い、出力電圧Voのレベルは上昇する。 The n-transistor M103 repeats conduction and non-conduction in accordance with the drive voltage Vd supplied to the gate terminal, but is held at a high level when the output voltage Vo is lower than a desired voltage value. The n-transistor M103 is continuously turned on by the drive voltage Vd (all periods during which the drive voltage Vd is held at a high level), and the level of the output voltage Vo increases accordingly.
こうして、電源装置510では、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、出力電圧Voのレベルを上昇させることによって、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を行っている。
Thus, in the
一方、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、差動回路107において、pトランジスタM108のゲート端子に印加される検出電圧Vkは、pトランジスタM109のゲート端子に印加されている基準電圧Vrefよりも高レベルとなる。pトランジスタM109に流れる電流は、pトランジスタM108に流れる電流よりも大きくなり、nトランジスタM110およびM111に流れる電流値は上昇する。pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードにおける電圧レベルは下降し、結果、当該ノードから出力される駆動電圧Vdのレベルは接地電位に近いレベルにまで下降し保持される。nトランジスタM103のゲート端子は駆動電圧出力線L101と接続されているため、駆動電圧Vdは、nトランジスタM103およびM104の各ゲート端子、および、位相補償回路102に印加される。出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、低いレベルに保持されている駆動電圧VdによってnトランジスタM103が継続的(駆動電圧Vdが低いレベルに保持されている全ての期間)に非導通となり、これに伴い、出力電圧Voのレベルは下降する。
On the other hand, when the output voltage Vo is higher than a desired voltage value during normal operation, the detection voltage Vk applied to the gate terminal of the p-transistor M108 in the
こうして、電源装置510では、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、出力電圧Voのレベルを下降させることによって、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を行っている。
Thus, in the
なお、負荷101は、通常動作時において機能しているものであるが、pトランジスタのソース端子−ドレイン端子間に供給するバイアス電流を増加させることで、出力回路109の動作の安定性を向上させている。
Although the
また、通常動作時において、位相補償回路102は、2段階設定された位相補償定数のうち、一方の位相補償定数により規定される位相を、駆動回路108から出力される電圧に与えて、位相ズレを補償する。
Further, during normal operation, the
なお、上記位相ズレとしては、nトランジスタM103およびM104における、ゲート電圧に対するドレイン電圧の各位相差、および、各トランジスタの特性のばらつき等が挙げられる。nトランジスタM103およびM104の、各ゲート端子と各ドレイン端子との間に、図2に示す位相補償回路102を接続することにより、駆動回路108から出力される電圧における位相ズレは、簡単かつ容易に補償できる。そしてこれにより、駆動回路108から出力される電圧、ひいては、出力電圧Voは、さらに安定させることができる。これは、後述する低消費電力動作時においても同様である。
Examples of the phase shift include each phase difference of the drain voltage with respect to the gate voltage in n transistors M103 and M104, variation in characteristics of each transistor, and the like. By connecting the
続いては、低消費電力動作時における、電源装置510の動作について、説明を行う。なお、この場合、モード切替回路105からのモード切替信号により、スイッチ103の端子103aと端子103cとが接続されることでnトランジスタM103のゲート端子は駆動電圧出力線L101から切り離され(電源ラインLlに接続され)、負荷101はnトランジスタM301(図3参照)が非導通となることで電源装置510に対して切り離され、位相補償回路102はnトランジスタM201(図2参照)が導通することで他方の位相補償定数に設定される。
Next, the operation of the
低消費電力動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、通常動作時における当該場合と同様に、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードにおける電圧レベルは上昇し、結果、当該ノードから出力される駆動電圧Vdのレベルは入力電圧Viに近いレベルにまで上昇し保持される。 When the output voltage Vo is lower than a desired voltage value during the low power consumption operation, the voltage at the node to which the drain terminals of the p-transistor M108 and the n-transistor M110 are connected is the same as in the normal operation. The level rises, and as a result, the level of the drive voltage Vd output from the node rises to a level close to the input voltage Vi and is held.
ここで、nトランジスタM103のゲート端子は駆動電圧出力線L101から切り離されているため、駆動電圧Vdは、nトランジスタM104のゲート端子、および、位相補償回路102に印加される一方、nトランジスタM103のゲート端子に印加されない。
Here, since the gate terminal of the n transistor M103 is disconnected from the drive voltage output line L101, the drive voltage Vd is applied to the gate terminal of the n transistor M104 and the
nトランジスタM104は、ゲート端子に供給された駆動電圧Vdに応じて、導通と非導通とを繰り返すが、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、高いレベルに保持されている駆動電圧VdによってnトランジスタM104が継続的(駆動電圧Vdが高いレベルに保持されている全ての期間)に導通し、これに伴い、出力電圧Voのレベルは上昇する。 The n-transistor M104 repeats conduction and non-conduction according to the drive voltage Vd supplied to the gate terminal, but is held at a high level when the output voltage Vo is lower than a desired voltage value. The n-transistor M104 is continuously turned on by the drive voltage Vd (all periods in which the drive voltage Vd is held at a high level), and accordingly, the level of the output voltage Vo rises.
こうして、電源装置510では、低消費電力動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、出力電圧Voのレベルを上昇させることによって、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を行っている。
Thus, in the
一方、低消費電力動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、通常動作時における当該場合と同様に、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードにおける電圧レベルは下降し、結果、当該ノードから出力される駆動電圧Vdのレベルは接地電位に近いレベルにまで下降し保持される。nトランジスタM103のゲート端子は駆動電圧出力線L101から切り離されているため、駆動電圧Vdは、nトランジスタM104のゲート端子、および、位相補償回路102に印加される一方、nトランジスタM103のゲート端子に印加されない。出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、低いレベルに保持されている駆動電圧VdによってnトランジスタM104が継続的(駆動電圧Vdが低いレベルに保持されている全ての期間)に非導通となり、これに伴い、出力電圧Voのレベルは下降する。
On the other hand, when the output voltage Vo is higher than a desired voltage value during the low power consumption operation, the node to which the drain terminals of the p-transistor M108 and the n-transistor M110 are connected is the same as in the normal operation. As a result, the level of the drive voltage Vd output from the node falls to a level close to the ground potential and is held. Since the gate terminal of the n transistor M103 is disconnected from the drive voltage output line L101, the drive voltage Vd is applied to the gate terminal of the n transistor M104 and the
こうして、電源装置510では、低消費電力動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、出力電圧Voのレベルを下降させることによって、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を行っている。
Thus, in the
なお、負荷101は、低消費電力動作時において機能していないが、機能させてもよい。また、低消費電力動作時において、位相補償回路102は、2段階設定された位相補償定数のうち、他方の位相補償定数により規定される位相を、駆動回路108から出力される電圧に与えて、位相ズレを補償する。そしてこれにより、駆動回路108から出力される電圧、ひいては、出力電圧Voは、さらに安定させることができる。
The
ここで、nトランジスタM104は、nトランジスタM105により、定電流が供給されることにより、出力可能な最大電流値が制限されており、また、低消費電力動作時に、nトランジスタM103は、ゲート端子が接地されており、実質的に、駆動電圧Vdを取り扱うことがない。 Here, the n-transistor M104 has a constant current supplied by the n-transistor M105, so that the maximum current value that can be output is limited, and the n-transistor M103 has a gate terminal at the time of low power consumption operation. It is grounded and practically does not handle the drive voltage Vd.
なお、nトランジスタM104が出力可能な最大電流値は、nトランジスタM105に流れている定電流の電流値、および、カレントミラー構造を有しているpトランジスタM101およびM102におけるカレントミラー比(pトランジスタM101に流れる電流値とpトランジスタM102に流れる電流値との比)により決定される。 Note that the maximum current value that can be output by the n-transistor M104 is the constant current value flowing through the n-transistor M105 and the current mirror ratio (p-transistor M101 in the p-transistors M101 and M102 having the current mirror structure). The ratio of the current value flowing through the p transistor M102 and the current value flowing through the p-transistor M102).
一例として、nトランジスタM105に流れている定電流の電流値をa(μA)とし、かつ、上記カレントミラー比を下記数式(1)、
(pトランジスタM101に流れる電流値):(pトランジスタM102に流れる電流値)=b:1 ・・・(1)
とした場合、nトランジスタM104が出力可能な最大電流値は、a×b(μA)となる。当該最大電流値に制限が設けられ、かつ、無負荷時にバイアスを増加させる必要がないため、電源装置510では、低消費電力動作を実現することができる。
As an example, the current value of the constant current flowing through the n-transistor M105 is a (μA), and the current mirror ratio is expressed by the following formula (1),
(Current value flowing in the p-transistor M101): (Current value flowing in the p-transistor M102) = b: 1 (1)
In this case, the maximum current value that can be output by the n-transistor M104 is a × b (μA). Since the maximum current value is limited and there is no need to increase the bias when there is no load, the
通常動作時と低消費電力動作時とのそれぞれに関し、出力電圧Voが所望の電圧値よりも、低くなっている場合と高くなっている場合とのそれぞれにおいて、電源装置510は、上述した動作を繰り返し行い、出力電圧Voが所望の電圧値に安定するように、検出電圧Vkを一定化することにより、検出電圧Vkと基準電圧Vrefとの差電圧に応じて、出力電圧Voを所望の電圧値としている。
In each of the normal operation and the low power consumption operation, the
このような、nトランジスタM103およびM104を用いた、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を実施する電源装置510は、通常動作時と低消費電力動作時との切り替え直前および直後のタイミングにおいて、nトランジスタM103およびM104のいずれもが接続されなくなる虞がないため、出力電圧の安定性の向上を図ることができる。
The
図4は、本発明の別の実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply apparatus according to another embodiment of the present invention.
図4に示す電源装置540は、図1に示す電源装置510において、駆動回路108のかわりに駆動回路408を備える構成である。駆動回路408は、駆動回路108の構成に加え、スイッチ(第2切替回路)403をさらに備える構成である。
A
スイッチ403は、モード切替回路105に接続されているため、モード切替信号が供給される。スイッチ403は、3つの端子403a〜403cを有している、c接点動作を行う周知のスイッチ回路であり、端子403aと端子403bとを接続する場合と、端子403aと端子403cとを接続する場合と、を、モード切替信号に応じて、すなわち、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかの、電源装置540の動作状況に応じて切り替える機能を有している、切替回路である。
Since the
端子403aはnトランジスタM104のゲート端子に接続されており、端子403bは駆動電圧出力線L101に接続されており、端子403cは電源ラインLlに接続されている。具体的に、端子403bは、駆動電圧出力線L101における、位相補償回路102が接続されたノードと、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードと、の間に、位相補償回路102およびスイッチ103に対して並列に接続されている。換言すれば、スイッチ403は、nトランジスタM104のゲート端子と駆動電圧出力線L101との間に介在して設けられている。
The
電源装置540において電源装置510と異なる点として、電源装置540では、通常動作時の場合、モード切替回路105からのモード切替信号により、さらに、スイッチ403の端子403aと端子403cとが接続されることでnトランジスタM104のゲート端子は駆動電圧出力線L101から切り離される(電源ラインLlに接続される)。
The
これにより、通常動作時における電源装置540の動作は、通常動作時における電源装置510の動作に対して、以下のように異なる。
Thus, the operation of
すなわち、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、電源装置510における当該場合と同様に、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードにおける電圧レベルは上昇し、結果、当該ノードから出力される駆動電圧Vdのレベルは入力電圧Viに近いレベルにまで上昇し保持される。
That is, when the output voltage Vo is lower than a desired voltage value during normal operation, the voltage at the node to which the drain terminals of the p-transistor M108 and the n-transistor M110 are connected is the same as in the
ここで、nトランジスタM104のゲート端子は駆動電圧出力線L101から切り離されているため、駆動電圧Vdは、nトランジスタM103のゲート端子、および、位相補償回路102に印加される一方、nトランジスタM104のゲート端子に印加されない。
Here, since the gate terminal of the n-transistor M104 is disconnected from the drive voltage output line L101, the drive voltage Vd is applied to the gate terminal of the n-transistor M103 and the
nトランジスタM103は、ゲート端子に供給された駆動電圧Vdに応じて、導通と非導通とを繰り返すが、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、高いレベルに保持されている駆動電圧VdによってnトランジスタM103が継続的(駆動電圧Vdが高いレベルに保持されている全ての期間)に導通し、これに伴い、出力電圧Voのレベルは上昇する。 The n-transistor M103 repeats conduction and non-conduction in accordance with the drive voltage Vd supplied to the gate terminal, but is held at a high level when the output voltage Vo is lower than a desired voltage value. The n-transistor M103 is continuously turned on by the drive voltage Vd (all periods during which the drive voltage Vd is held at a high level), and the level of the output voltage Vo increases accordingly.
こうして、電源装置540では、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも低くなっている場合、出力電圧Voのレベルを上昇させることによって、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を行っている。
Thus, in the
一方、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、電源装置510における当該場合と同様に、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードにおける電圧レベルは下降し、結果、当該ノードから出力される駆動電圧Vdのレベルは接地電位に近いレベルにまで下降し保持される。nトランジスタM104のゲート端子は駆動電圧出力線L101から切り離されているため、駆動電圧Vdは、nトランジスタM103のゲート端子、および、位相補償回路102に印加される一方、nトランジスタM104のゲート端子に印加されない。出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、低いレベルに保持されている駆動電圧VdによってnトランジスタM103が継続的(駆動電圧Vdが低いレベルに保持されている全ての期間)に非導通となり、これに伴い、出力電圧Voのレベルは下降する。
On the other hand, when the output voltage Vo is higher than a desired voltage value during normal operation, the voltage at the node to which the drain terminals of the p-transistor M108 and the n-transistor M110 are connected is the same as in the
こうして、電源装置540では、通常動作時に、出力電圧Voが所望の電圧値よりも高くなっている場合、出力電圧Voのレベルを下降させることによって、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を行っている。
Thus, in the
一方、電源装置540では、低消費電力動作時の場合、モード切替回路105からのモード切替信号により、さらに、スイッチ403の端子403aと端子403bとが接続されることでnトランジスタM104のゲート端子は駆動電圧出力線L101に接続される。但し、この場合、電源装置540の動作は、上述した、低消費電力動作時における電源装置510の動作と同じとなるので、説明を省略する。
On the other hand, in the
つまり、電源装置540は、電源装置510と異なり、通常動作時において、nトランジスタM104のゲート端子が駆動電圧出力線L101から切り離されるため、nトランジスタM104が駆動電圧Vdを取り扱うことがなく、nトランジスタM104が出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作に影響を及ぼさない。
That is, the
電源装置540では、電源装置510と同様のスイッチ103を用いた切り替えに、上述したスイッチ403による切り替えを組み合わせており、スイッチ103および403は、電源装置540が、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかに応じて、nトランジスタM103およびM104の各ゲート端子のいずれか一方のみを、駆動電圧出力線L101に接続するように、切り替えが制御されている。これにより、電源装置540では、スイッチ103のみを用いた電源装置510よりもさらに、通常動作時における出力電圧Voのオフセットのばらつきを抑制し、安定した電力供給を行うことが可能となる。
In the
すなわち、電源装置510、540、550に共通して言えることであるが、通常、nトランジスタM103は、出力可能な最大電流値が、nトランジスタM104よりも大きい。なおこれは、nトランジスタM104の出力可能な最大電流値は、上述したとおり、nトランジスタM105により制限される一方、nトランジスタM103の出力可能な最大電流値は、自身のオン抵抗の最低値Rm、印加される電圧をVmとすると、Vm/Rm(A)にまで大きくすることができることによる。このため、通常動作時においては、nトランジスタM104を使用せず、nトランジスタM103を使用するだけでも、充分大きな電力駆動能力を得ることができる。また、電源装置540では、差動回路107からの駆動電圧Vdに応じて、nトランジスタM103の導通および非導通を切り替えて、出力電圧Voを所望の電圧値とする構成であるため、nトランジスタM103の導通および非導通の切り替え後に出力電圧Voが安定したとき、電源装置510の通常動作時における出力電圧Voと概ね同じレベルの出力電圧Voを得ることができる。このような、nトランジスタM103およびM104のいずれか一方のみを用いた、出力電圧Voを所望の電圧値とするための上記の各動作を実施する電源装置540は、通常動作時と低消費電力動作時との切り替えの瞬間のタイミングにおいて、nトランジスタM103およびM104の両方が接続される虞がないため、出力電圧の安定性の向上を図ることができる。
That is, the same can be said for the
図5は、本発明のさらに別の実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。 FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device according to still another embodiment of the present invention.
図5に示す電源装置550は、図4に示す電源装置540において、駆動回路408のかわりに駆動回路508を備える構成である。駆動回路508は、駆動回路408の構成に加え、nトランジスタM401およびM402をさらに備える構成である。
A
nトランジスタ(第3トランジスタ)M401は、ゲート端子が駆動電圧出力線L101に接続されており、ドレイン端子がnトランジスタM103およびM104の各ドレイン端子に接続されており、ソース端子がnトランジスタM402のドレイン端子に接続されている。具体的に、nトランジスタM401のゲート端子は、駆動電圧出力線L101における、端子403bが接続されたノードと、pトランジスタM108およびnトランジスタM110の各ドレイン端子が接続されたノードと、の間に、位相補償回路102およびスイッチ103に対して並列に接続されている。
The n transistor (third transistor) M401 has a gate terminal connected to the drive voltage output line L101, a drain terminal connected to each drain terminal of the n transistors M103 and M104, and a source terminal connected to the drain of the n transistor M402. Connected to the terminal. Specifically, the gate terminal of the n transistor M401 is between the node of the drive voltage output line L101 to which the terminal 403b is connected and the node to which the drain terminals of the p transistor M108 and the n transistor M110 are connected. The
nトランジスタM402は、ゲート端子がバイアス発生回路106に接続されており、ソース端子が電源ラインLlに接続されている。nトランジスタM402のゲート端子には、バイアス発生回路106のバイアス電圧Vbが継続的に印加されており、これにより、nトランジスタM402は継続的(ゲート端子にバイアス電圧Vbが供給されている全ての期間)に導通する。nトランジスタM402には、予め設定されている大きさの電流が、nトランジスタM401のソース端子から流れる。そして、これにより、nトランジスタM401は、出力回路109を構成しているpトランジスタM102に対して、任意の定電流を供給することとなる。つまり、nトランジスタM402は、nトランジスタM401に対して定電流を供給する機能を有しており、これにより、nトランジスタM401からpトランジスタM102へと出力される、nトランジスタM401が出力可能な最大電流値は制限される。
The n transistor M402 has a gate terminal connected to the
なお、nトランジスタM401のゲート端子に切替回路は接続されておらず、nトランジスタM401は、電源装置550が、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかに関らず、駆動電圧出力線L101から印加される駆動電圧Vdに応じて、導通および非導通を切り替えるものである。
Note that no switching circuit is connected to the gate terminal of the n-transistor M401, and the n-transistor M401 outputs a drive voltage regardless of whether the
図4に示す電源装置540のように、nトランジスタM103およびM104の各ゲート端子のいずれか一方のみを、駆動電圧出力線L101に接続する場合には、nトランジスタM103およびM104が共に、駆動電圧Vdを取り扱わない期間が発生する虞がある。ここで、電源装置540では、当該期間において、駆動回路108に駆動電圧Vdを取り扱うトランジスタが存在せず、このような期間は、本発明の電源装置において想定されていない場合が多いため、当該期間が発生することにより、本発明の電源装置では、予期せぬ不具合が発生する虞がある。
When only one of the gate terminals of the n transistors M103 and M104 is connected to the drive voltage output line L101 as in the
そこで、電源装置550では、通常動作時であるか低消費電力動作時であるかに関らず、駆動電圧出力線L101から印加される駆動電圧Vdに応じて、導通および非導通を切り替えることで駆動電圧Vdを取り扱う、nトランジスタM401をさらに備える。nトランジスタM401をさらに備えることにより、電源装置550は、理論的に、本発明の電源装置において想定されていない上記期間の発生を回避することが可能となる。
Therefore, the
なお、本発明の電源装置では、ゲート端子がバイアス発生回路106に接続されており、ドレイン端子がnトランジスタM103のソース端子に接続されており、ソース端子が電源ラインLlに接続されている、図示しないnトランジスタをさらに備え、当該nトランジスタは、nトランジスタM105およびM402と同様に、nトランジスタM103に対して定電流を供給する機能を有しており、これにより、nトランジスタM103からpトランジスタM102へと出力される、nトランジスタM103が出力可能な最大電流値が制限される構成であってもよい。すなわち、nトランジスタM103、M104、およびM401のうち、少なくとも1個のトランジスタは、定電流が供給されることにより、出力可能な最大電流値が制限されるものであるのが好ましい。
In the power supply device of the present invention, the gate terminal is connected to the
また、上記の最大電流値の制限は、対応する、nトランジスタM103、M104、およびM401のうち、少なくとも1個のトランジスタと、電源ラインLlと、の間に、図示しない抵抗を挿入することにより実施してもよく、この場合、当該制限は、必ずしも定電流を使用しなくてもよい。 The maximum current value is limited by inserting a resistor (not shown) between at least one of the corresponding n transistors M103, M104, and M401 and the power supply line Ll. In this case, the restriction may not necessarily use a constant current.
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made within the scope shown in the claims. That is, embodiments obtained by combining technical means appropriately modified within the scope of the claims are also included in the technical scope of the present invention.
本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換し、その所望の電圧を出力する、電源装置、特に、出力電圧を生成する出力回路と、出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、出力電圧が所望の電圧値となるように、出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置に好適に用いることができる。この種の電源装置としては例えば、携帯電話端末をはじめとする携帯機器用途の電源装置が挙げられる。 The present invention relates to a power supply device that converts an input voltage into a desired voltage and outputs the desired voltage, in particular, an output circuit that generates an output voltage, a detection voltage obtained from the output voltage, and a predetermined reference voltage. And a differential circuit that generates and outputs a drive voltage for driving the output circuit so that the output voltage becomes a desired voltage value in accordance with the difference voltage between the two. An example of this type of power supply device is a power supply device for portable equipment such as a mobile phone terminal.
101 負荷
102 位相補償回路(位相調整回路)
103 スイッチ(切替回路、第1切替回路)
107 差動回路
109 出力回路
403 スイッチ(第2切替回路)
510、540、550 電源装置
L101 駆動電圧出力線
M103 nチャネル型MOSトランジスタ(第1トランジスタ)
M104 nチャネル型MOSトランジスタ(第2トランジスタ)
M401 nチャネル型MOSトランジスタ(第3トランジスタ)
Vd 駆動電圧
Vo 出力電圧
Vref 基準電圧
Vk 検出電圧
101
103 switch (switching circuit, first switching circuit)
107
510, 540, 550 Power supply device L101 Drive voltage output line M103 n-channel MOS transistor (first transistor)
M104 n-channel MOS transistor (second transistor)
M401 n-channel MOS transistor (third transistor)
Vd Drive voltage Vo Output voltage Vref Reference voltage Vk Detection voltage
Claims (9)
上記出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、当該出力電圧が所望の電圧値となるように、上記出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置であって、
ドレイン端子が、上記出力回路に接続されている第1トランジスタと、
ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されており、ゲート端子が、上記差動回路が上記駆動電圧を出力する駆動電圧出力線に接続されている第2トランジスタと、
上記第1トランジスタのゲート端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に設けられた切替回路と、を備え、
上記切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであることを特徴とする電源装置。 An output circuit for generating an output voltage;
Generate and output a drive voltage for driving the output circuit so that the output voltage becomes a desired voltage value according to a difference voltage between a detection voltage obtained from the output voltage and a predetermined reference voltage. A power supply device comprising a differential circuit,
A first transistor having a drain terminal connected to the output circuit;
A second transistor having a drain terminal connected to the drain terminal of the first transistor and a gate terminal connected to a drive voltage output line from which the differential circuit outputs the drive voltage;
A switching circuit provided between the gate terminal of the first transistor and the drive voltage output line,
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the switching circuit is configured to switch whether to connect the gate terminal of the first transistor to the drive voltage output line according to an operating state of the power supply apparatus.
上記出力電圧から得られた検出電圧と所定の基準電圧との差電圧に応じて、当該出力電圧が所望の電圧値となるように、上記出力回路を駆動するための駆動電圧を生成し出力する差動回路と、を備える電源装置であって、
ドレイン端子が、上記出力回路に接続されている第1トランジスタと、
ドレイン端子が、上記第1トランジスタのドレイン端子に接続されている第2トランジスタと、
上記第1トランジスタのゲート端子と、上記差動回路が上記駆動電圧を出力する駆動電圧出力線と、の間に設けられた第1切替回路と、
上記第2トランジスタのゲート端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に設けられた第2切替回路と、を備え、
上記第1切替回路は、上記第1トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであり、
上記第2切替回路は、上記第2トランジスタのゲート端子を、上記駆動電圧出力線に、接続するか否かを、電源装置の動作状況に応じて切り替えるものであることを特徴とする電源装置。 An output circuit for generating an output voltage;
Generate and output a drive voltage for driving the output circuit so that the output voltage becomes a desired voltage value according to a difference voltage between a detection voltage obtained from the output voltage and a predetermined reference voltage. A power supply device comprising a differential circuit,
A first transistor having a drain terminal connected to the output circuit;
A second transistor having a drain terminal connected to the drain terminal of the first transistor;
A first switching circuit provided between a gate terminal of the first transistor and a drive voltage output line from which the differential circuit outputs the drive voltage;
A second switching circuit provided between the gate terminal of the second transistor and the drive voltage output line;
The first switching circuit switches whether or not to connect the gate terminal of the first transistor to the drive voltage output line according to the operating state of the power supply device,
The second switching circuit is configured to switch whether to connect the gate terminal of the second transistor to the drive voltage output line according to the operating state of the power supply device.
上記第1トランジスタのゲート端子および上記第2トランジスタのゲート端子のいずれか一方のみを、上記駆動電圧出力線に接続するように、切り替えが制御されていることを特徴とする請求項2に記載の電源装置。 The first and second switching circuits are
The switching is controlled so that only one of the gate terminal of the first transistor and the gate terminal of the second transistor is connected to the drive voltage output line. Power supply.
上記位相調整回路は、上記第1トランジスタのドレイン端子と、上記駆動電圧出力線と、の間に接続されていることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の電源装置。 A phase adjustment circuit for adjusting the phase of the output voltage;
The power supply device according to claim 1, wherein the phase adjustment circuit is connected between a drain terminal of the first transistor and the drive voltage output line.
上記負荷は、電源装置の動作状況に応じて、上記出力回路に対して切り離し可能となっていることを特徴とする請求項1〜8のいずれか1項に記載の電源装置。 A load connected to the output circuit;
The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 8, wherein the load is separable from the output circuit according to an operation state of the power supply apparatus.
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