JP5033489B2 - Capacitance change detection circuit - Google Patents
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Description
本発明は、電極間のインピーダンス(静電容量)の変化に、基づいてオペレータのタッチ操作を検知する静電容量型のタッチスイッチに用い好適の、静電容量変化検出回路に関するものである。 The present invention relates to a capacitance change detection circuit suitable for use in a capacitance type touch switch that detects an operator's touch operation based on a change in impedance (capacitance) between electrodes.
従来より、導電性の電極部材に人体の一部が接触又は近接するとこれを検出して所望の機器を作動させるタッチスイッチが広く知られている。このようなタッチスイッチでは電極部材が静電容量センサとして機能するものであって、人体が電極に触れた際の電極のインピーダンス(静電容量)の変化を読み取って、タッチスイッチのオンオフを検出するようになっている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a touch switch that detects when a part of a human body contacts or approaches a conductive electrode member and activates a desired device is widely known. In such a touch switch, the electrode member functions as a capacitance sensor, and a change in the impedance (capacitance) of the electrode when the human body touches the electrode is read to detect on / off of the touch switch. It is like that.
このようなタッチ回路では、上述のように静電容量変化(インピーダンス変化)を検出する必要があり、静電容量変化を検出する従来技術としては、電極と発振回路とを接続して、静電容量が変化すると発振回路の周波数又は振幅が変化するように構成された技術が提案されている(例えば下記の特許文献1〜3参照)。また、2つ以上の電極を一対とした電極間の静電容量変化を検出する技術も提案されている(例えば下記の特許文献4,5参照)。
しかしながら、従来の技術では、発振回路を構成するために多くの構成部品が必要でありコスト増を招くという課題があった。特に多くの独立した静電容量被検出対象の信号処理を同時に行う回路構成を形成するには不利であった。また、発振回路を用いていない回路構成においても充放電電流を演算するためのアナログ演算素子等を多用した構成になっており、同様の問題が生じていた。 However, the conventional technique has a problem in that many components are required to configure the oscillation circuit, resulting in an increase in cost. In particular, it is disadvantageous to form a circuit configuration that simultaneously performs signal processing of many independent capacitance detection targets. In addition, even in a circuit configuration that does not use an oscillation circuit, a configuration in which an analog arithmetic element for calculating charge / discharge current is frequently used has caused a similar problem.
さらに、人体の接触又は近接センサとして用いる場合、1つの検出手段あたり2つ以上の電極を必要とする構成では、より多くの電気回路素子を必要とするばかりでなく、2電極間に付着した誘電性物質によって誤検出するおそれがある。
より具体的には、特許文献1及び2に開示された回路ではコイルやバイポーラ素子を用いているため消費電力が大きくコスト増を招く(特許文献1の図2及び特許文献2の図1参照)ほか、人体の近接に応じて連続的に静電容量が変化するような回路でないため感度がよくないほか、感度設定が困難である(特許文献1の図6参照)。
Furthermore, when used as a human contact or proximity sensor, a configuration that requires two or more electrodes per detection means not only requires more electrical circuit elements but also a dielectric attached between the two electrodes. There is a risk of false detection due to sexual substances.
More specifically, since the circuits disclosed in
また、特許文献3〜5に開示された回路では、スイッチング素子(特許文献3の図1の符号2及び特許文献4の図2の符号S1〜S13参照)が必要となるほか、作動増幅器(特許文献3の図1の符号22〜24,特許文献4の図2の符号A4〜A7、及び特許文献5の図3〜5の符号IC1,IC2参照)を複数用いているためコスト増を招くことになる。
In addition, the circuits disclosed in
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、簡素な構成で低コスト化を図り且つ精度の高い静電容量変化検出回路を提供することを目的とする。 The present invention has been devised in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a highly accurate capacitance change detection circuit that achieves cost reduction with a simple configuration.
本発明の静電容量変化検出回路は、微小静電容量の変化を感知し、該変化量により入力の有無を検知する静電容量変化検出回路において、方形波を出力する発振源と、該発振源から出力される方形波が入力される第1抵抗と、該発振源から出力される方形波を反転して出力する反転手段と、該反転手段を介して出力される方形波が入力される第2抵抗と、該第2抵抗の下流側に接続された検出電極と、該検出電極よりも下流側に接続された第3抵抗とをそなえ、該第1抵抗と該第3抵抗との終端側が接続されていることを特徴としている。 An electrostatic capacitance change detection circuit according to the present invention senses a change in a minute electrostatic capacitance, and in the capacitance change detection circuit that detects the presence or absence of an input based on the change amount, an oscillation source that outputs a square wave, and the oscillation A first resistor to which a square wave output from the source is input, an inverting means for inverting and outputting the square wave output from the oscillation source, and a square wave output via the inverting means are input. A second resistor; a detection electrode connected downstream of the second resistor; and a third resistor connected downstream of the detection electrode; and termination of the first resistor and the third resistor. it is characterized by side are connected.
なお、該第1抵抗,該第2抵抗及び該第3抵抗の抵抗値をそれぞれr1,r2及びr3と
すると、該抵抗値r1,r2及びr3は、r1=r2+r3の関係を満たすのが好ましい。
また、該抵抗値r1,r2及びr3は、r1:r2:r3=2:1:1の関係を満たすのが好ましい。
When the resistance values of the first resistor, the second resistor, and the third resistor are r 1 , r 2, and r 3 , respectively, the resistance values r 1 , r 2, and r 3 are r 1 = r 2 + it is not preferable to satisfy the relationship of r 3.
The resistance values r 1 , r 2, and r 3 preferably satisfy the relationship r 1 : r 2 : r 3 = 2: 1: 1.
本発明の静電容量変化検出回路によれば、高い精度で静電容量変化を検出することができるという利点があるほか、バイポーラ素子,オペアンプ及びスイッチング素子等を用いないのでコスト低減を図ることができる。 According to the capacitance change detection circuit of the present invention, there is an advantage that the capacitance change can be detected with high accuracy, and the cost can be reduced because a bipolar element, an operational amplifier and a switching element are not used. it can.
以下、図面により、本発明の一実施形態に係静電容量変化検出回路について説明すると、図1はその全体構成を示す模式的な回路図、図2はその作用を説明するための図である。
さて、図1に示すように、本実施形態にかかる静電容量変化検出回路は、主に抵抗素子とC−MOSインバータ素子とからなるハーフブリッジ回路として形成されている。そして、本回路では、検出電極2からの方形波信号と、この方形波信号の反転信号とを加算し、この加算結果を増幅すること静電容量の変化を検出するとともに、オペレータのタッチ操作の有無を判定するように構成されている。
1 is a schematic circuit diagram showing the overall configuration of the circuit, and FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the circuit according to an embodiment of the present invention. .
As shown in FIG. 1, the capacitance change detection circuit according to the present embodiment is formed as a half-bridge circuit mainly including a resistance element and a C-MOS inverter element. In this circuit, the square wave signal from the
以下、詳細に説明すると、この回路には方形波を出力する高周波発振源1が設けられており、また、高周波発振源1には方形波信号出力を反転するインバータ(反転手段)3が接続されている。この高周波発振源1は所定の周波数でV1(High)とV0(Low)との異なる2つの電圧値の電流を交互に出力する交流電源であって、例えば本実施形態ではV1=5[V]、V0=0[V]が出力されるようになっている。
In the following, this circuit is provided with a high-
また、インバータ3は入力された交流電流を反転して出力するものであって、高周波発振源1から出力された交流電流と逆相で、出力値のV1とV0とが反転した交流信号を出力するようになっている。つまり、このインバータ3より後段では、高周波発振源1がV1を出力している間はV0を出力し、逆に高周波発振源1がV0を出力している間はV1を出力するようになっている。
The
また、図示するように、インバータ3と高周波発振源1との間において信号経路が分岐しており、この分岐経路中に抵抗(第1抵抗)R1が介装されている。
一方、インバータ3の後段には抵抗(第2抵抗)R2と抵抗(第3抵抗)R3とが直列に接続されており、これらの2つの抵抗R2,R3の間にタッチ電極(検出電極)2が介装されている。
Further, as shown in the drawing, a signal path is branched between the
On the other hand, a resistor (second resistor) R2 and a resistor (third resistor) R3 are connected in series after the
また、抵抗R3の終端側と抵抗R1の終端側とが合流しており、これらの2つの経路の信号が合成されるようになっている。また、抵抗R1及び抵抗R3の後段側にはアンプ(増幅手段)5が設けられており、上述の合成された交流信号の振幅がアンプ5に入力されて増幅されるようになっている。さらに、このアンプ5よりも後段には入力された交流信号の振幅を直流信号に変換して、静電容量変化を検出するとともにオペレータのタッチ操作を判定する検波手段6が接続されている。
Further, the termination side of the resistor R3 and the termination side of the resistor R1 are joined, and signals of these two paths are combined. Further, an amplifier (amplifying means) 5 is provided on the subsequent stage side of the resistors R1 and R3, and the amplitude of the above-described synthesized AC signal is input to the
なお、本実施形態においては、アンプ5はインバータ41,抵抗42,複数のコンデンサ43,44等を備えて構成されており、このアンプ5により入力信号が増幅されるようになっている。また、検波手段6は入力された交流電流を直流電流に変換する機能を有しており、ダイオード61,62、コンデンサ63、抵抗64等を備えて構成されている。
なお、上述したアンプ(増幅手段)5及び検波手段6については公知の技術であって、特にその構成について限定されるものではない。
In the present embodiment, the
Note that the above-described amplifier (amplifying means) 5 and detection means 6 are known techniques, and the configuration thereof is not particularly limited.
ところで、上述の抵抗R1,R2,R3はそれぞれ抵抗値がr1 ,r2 ,r3 であって、r1 =r2 +r3 の関係を満たすように設定されている。これにより、オペレータ非操作時における抵抗R1の経路での電圧値と抵抗R2,R3の経路での電圧値とが同一に保持されるようになっている。なお、抵抗値r1 ,r2 及びr3 は、r1:r2:r3=2:1:1の関係を満たすのが好ましい。このため、本実施形態においては、r1 =200[kΩ],r2 =100[kΩ],r3 =100[kΩ]に設定されている。 By the way, the resistances R1, R2, and R3 described above have resistance values r 1 , r 2 , and r 3 , respectively, and are set to satisfy the relationship r 1 = r 2 + r 3 . Thereby, the voltage value in the path of the resistor R1 and the voltage value in the path of the resistors R2 and R3 when the operator is not operated are kept the same. The resistance values r 1 , r 2, and r 3 preferably satisfy the relationship r 1 : r 2 : r 3 = 2: 1: 1. Therefore, in the present embodiment, r 1 = 200 [kΩ], r 2 = 100 [kΩ], and r 3 = 100 [kΩ] are set.
したがって、例えばタッチ電極2にオペレータが触れていない場合には、高周波発振源1からの交流信号がインバータ3を介して反転して出力され、その後抵抗R2及びR3を介して出力される。一方、抵抗R1には高周波発振源1からの信号が直接入力される。
この場合、上述したように各抵抗R1,R2,R3の抵抗値r1 ,r2 ,r3 が、r1 =r2 +r3 の関係を満たしているので、抵抗R1を介して出力される交流信号と抵抗R2,R3を介して出力される交流信号とは、それぞれ電圧値及び振幅が同じで、互いに逆相の方形波となる。
Therefore, for example, when the operator does not touch the
In this case, as described above, the resistance values r 1 , r 2 , and r 3 of the resistors R 1 , R 2 , and R 3 satisfy the relationship r 1 = r 2 + r 3 , and thus are output via the
このため、これらの2つの信号を合成した値(電圧値)は、出力値が打ち消しあい、振幅は0[V]となる。したがって、その後アンプ5で合成信号の振幅を増幅しても出力は略0[V]のままであり、後段の検波手段6で直流化しても出力値は0[V]となる。このため、検波手段6では、出力値が0[V]であると、静電容量は変化していないと判定するとともに、オペレータによるタッチ操作はなされていないと判定するようになっている。
For this reason, the value (voltage value) obtained by combining these two signals cancels out the output value, and the amplitude becomes 0 [V]. Therefore, even if the amplitude of the synthesized signal is amplified by the
一方、オペレータ(被検出体)が電極2に触れると、オペレータを介して接地側(GND)に高周波電流が流れるためインピーダンスが変化し、したがって、抵抗R2と抵抗R3との間においてHigh側の電圧値が低下するとともにLow側の電圧が上昇する。
この場合、非反転信号と反転信号とを重畳すると、抵抗R2,R3を介して出力される交流信号のHigh側電圧値の低下とLow側電圧値の上昇とに応じた分だけ、抵抗R1を介して出力される交流信号との合成値に振幅が生じ交流信号が生成される。このため、この振幅を増幅し、直流化することにより、検波手段6において所定のレベルの電圧値が出力されることになる。
On the other hand, when the operator (object to be detected) touches the
In this case, when the non-inverted signal and the inverted signal are superposed, the resistor R1 is set by an amount corresponding to the decrease in the high-side voltage value and the increase in the low-side voltage value of the AC signal output via the resistors R2 and R3. An amplitude is generated in a composite value with the AC signal output via the AC signal, and an AC signal is generated. For this reason, by amplifying this amplitude and converting it into a direct current, a voltage value of a predetermined level is output from the detection means 6.
したがって、検波手段6では、所定値以上の電圧を検出すると電極2の静電容量が変化した、即ち、オペレータによるタッチ電極2のタッチ操作がなされたと判定するようになっている。
本発明の一実施形態に係る静電容量変化検出回路は、上述のように構成されているのでその作用を図2のタイムチャートを用いて説明すると以下のようになる。ここで、図2はオペレータが検出電極2に触れていない状態から、時間t1において検出電極2に触れたときの状態の変化を示すタイムチャートであって、(a)は高周波発振源1の出力変化を、(b)はインバータ通過後の出力変化を、(c)は検出電極における電圧変化を、(d)は抵抗R1よりも下流側における高周波発振源1の出力と抵抗R3よりも下流側における反転出力とを重合した合成信号を、(e)は検波手段で直流信号に変換された信号をそれぞれ示している。
Accordingly, the detection means 6 determines that the capacitance of the
Since the capacitance change detection circuit according to the embodiment of the present invention is configured as described above, its operation will be described below with reference to the time chart of FIG. Here, FIG. 2 is a time chart showing a change in state when the operator touches the
さて、図2(a),(b)に示すように、高周波発振源1からの出力及びインバータ通過後の出力の変化はオペレータのタッチ操作の有無に関わらず一定であり、互いに逆相の方形波が形成される。
また、検出電極2においては、抵抗値r2に比例した分だけ電圧が低下するが、波形自体は、図2(b),(c)に示すように、インバータ通過後の出力と同相である。そして、t1においてオペレータが電極2に触れると、電極2のインピーダンスが変化して、図2(c)に示すように、タッチ操作以前と比較して高周波信号の振幅が大きく変化する。
Now, as shown in FIGS. 2A and 2B, changes in the output from the high-
Further, in the
このため、抵抗R1よりも下流側の信号と抵抗R3よりも下流側の信号とを重畳した合成信号は、図2(d)に示すように、タッチ操作していない場合には、互いに逆相の方形波により交流信号が打ち消しあい、電圧値が一定となって振幅がなくなるが、タッチ操作時には上記の電圧の低下に起因して交流信号が生成される。
したがって、この交流信号の振幅をアンプ5で増幅し検波手段6で直流化すると、図2(e)に示すような特性を得ることができ、タッチの有無を判定することができる。
For this reason, as shown in FIG. 2 (d), the combined signal obtained by superimposing the signal downstream of the resistor R1 and the signal downstream of the resistor R3 is out of phase with each other when no touch operation is performed. Although the AC signal cancels out due to the square wave and the voltage value becomes constant and the amplitude disappears, the AC signal is generated due to the decrease in the voltage during the touch operation.
Therefore, when the amplitude of this AC signal is amplified by the
したがって、本実施形態に係る静電容量変化検出回路によれば、高周波発振源1から出力される交流信号とこの信号を反転させた交流信号との合成信号の振幅に基づいて静電容量変化(インピーダンス変化)を検出するという簡素な構成により、低コストで且つ確実に静電容量変化を検出できる。特に、このような回路では、電極2に触れていない場合は合成信号の振幅が0となるので、合成信号をアンプ5で増幅することで容易に感度を上げることが可能となる。
Therefore, according to the capacitance change detection circuit according to the present embodiment, the capacitance change (based on the amplitude of the combined signal of the AC signal output from the high-
また、本回路では抵抗素子とC−MOSインバータを用いて構成しており、バイポーラ素子やスイッチング素子等を用いないので、よりコスト低減を図ることができる。
ところで、図3は複数の検出電極2に本発明を適用した場合の構成の一例を示す図である。図示するように複数の検出電極2の信号処理を実行するには、信号を処理する手段(増幅手段5及び検波手段6)のみを並列に接続すればよく、インバータ3に関しては全ての電極2に対して共通の部品として使用できる。したがって、部品点数の低減を図ることができ、多くのタッチスイッチを備えた操作パネルや操作機器にこのような構成を適用することでさらなるコスト低減を図ることができる。
Further, in this circuit, a resistor element and a C-MOS inverter are used, and a bipolar element, a switching element or the like is not used, so that the cost can be further reduced.
Incidentally, FIG. 3 is a diagram showing an example of a configuration when the present invention is applied to a plurality of
次に、図4を用いて本実施形態の変形例について説明する。図4に示す変形例の回路図は、図1に示す回路に対してインバータ3の配置のみが変更されており、これ以外は図1に示す回路と同じである。この場合、反転信号は抵抗R1に対して入力され、抵抗R2には発振源1からの方形波信号が直接入力される。そして、抵抗R2に入力された方形波は検出電極2及び抵抗R3を介して出力され、抵抗R1を介して出力された反転信号と重畳される。
Next, a modification of the present embodiment will be described with reference to FIG. The circuit diagram of the modification shown in FIG. 4 is the same as the circuit shown in FIG. 1 except that only the arrangement of the
したがって、この場合は図1の場合と比較して2つの交流信号の位相が反転するのみであり、実質的に図1に示す実施形態の回路と同様の作用効果を得ることができる。
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形することが可能である。例えば、本発明をマトリックス回路へ適用してもよい。この場合、例えばタッチスイッチを用いたキーボードに応用することができる。
Therefore, in this case, only the phases of the two AC signals are inverted as compared with the case of FIG. 1, and substantially the same operation effect as the circuit of the embodiment shown in FIG. 1 can be obtained.
Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to such embodiments, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. For example, the present invention may be applied to a matrix circuit. In this case, for example, it can be applied to a keyboard using a touch switch.
1 高周波発振源(発振源)
2 タッチ電極(検出電極)
3 インバータ(反転手段)
4 インバータ
5 アンプ(増幅手段)
6 検波手段
R1 第1抵抗
R2 第2抵抗
R3 第3抵抗
1 High-frequency oscillation source (oscillation source)
2 Touch electrode (detection electrode)
3 Inverter (reversing means)
4
6 Detection means R1 1st resistance R2 2nd resistance R3 3rd resistance
Claims (3)
方形波を出力する発振源と、
該発振源から出力される方形波が入力される第1抵抗と、
該発振源から出力される方形波を反転して出力する反転手段と、
該反転手段を介して出力される方形波が入力される第2抵抗と、
該第2抵抗の下流側に接続された検出電極と、
該検出電極よりも下流側に接続された第3抵抗とをそなえ、
該第1抵抗と該第3抵抗との終端側が接続されている
ことを特徴とする、静電容量変化検出回路。 In a capacitance change detection circuit that senses a change in minute capacitance and detects the presence or absence of an input based on the amount of change,
An oscillation source that outputs a square wave;
A first resistor to which a square wave output from the oscillation source is input;
Inverting means for inverting and outputting a square wave output from the oscillation source;
A second resistor to which a square wave output through the inverting means is input;
A sensing electrode connected downstream of the second resistor;
A third resistor connected to the downstream side of the detection electrode;
A capacitance change detection circuit, wherein the terminal ends of the first resistor and the third resistor are connected.
、該抵抗値r1,r2及びr3は以下の関係を満たす
ことを特徴とする、請求項1記載の静電容量変化検出回路。
r1=r2+r3 When the resistance values of the first resistor, the second resistor, and the third resistor are r 1 , r 2, and r 3 , respectively, the resistance values r 1 , r 2, and r 3 satisfy the following relationship: The capacitance change detection circuit according to claim 1.
r 1 = r 2 + r 3
ことを特徴とする、請求項2記載の静電容量変化検出回路。
r1:r2:r3=2:1:1 3. The capacitance change detection circuit according to claim 2 , wherein the resistance values r 1 , r 2 and r 3 satisfy the following relationship.
r 1 : r 2 : r 3 = 2: 1: 1
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