JP5011146B2 - 高速光パルス位置変調技術と同技術に基づく光通信システム - Google Patents
高速光パルス位置変調技術と同技術に基づく光通信システム Download PDFInfo
- Publication number
- JP5011146B2 JP5011146B2 JP2008024911A JP2008024911A JP5011146B2 JP 5011146 B2 JP5011146 B2 JP 5011146B2 JP 2008024911 A JP2008024911 A JP 2008024911A JP 2008024911 A JP2008024911 A JP 2008024911A JP 5011146 B2 JP5011146 B2 JP 5011146B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- ppm
- symbol
- slot
- communication system
- pulse
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/026—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse time characteristics modulation, e.g. width, position, interval
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4902—Pulse width modulation; Pulse position modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
[数1]
PEL≒(IEL)2
をもたらす。光電力変換のこの「二乗則」の性質は、パルスのピークパワーが大きい場合に特に功を奏する。持続時間TSLOTを有する狭いパルスにおける大きい帯域幅BWEL
光チャンネルリンクの性能を、選択された技術の向上によって如何に改善できるかを決定する評価が行われている。リンク性能の向上に関する基準は、従来技術において達成されているリンクマージンと同じリンクマージンを引き続き維持したままで光チャンネルリンクによってサポートされ得るリンク容量の増大(すなわち、増大されたデータ率及び/又は距離)である。リンク容量を増大させると考えられるオプションについて以下の細目で説明する。
パルス位置変調(PPM)技術におけるブランク時間TBLANK及び/又はアルファベットサイズMを短縮することにより、シンボル周期
[数2]
TSYMB=TBLANK+M・TSLOT
を短縮できる。これにより、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率
[数3]
RRAW=log2(M)/TSYMB
は増大する。しかしながら、ピーク対平均電力比(peak-to-average power ratio)TSYMB/TSLOTも低減される。これにより、当面の光チャンネルの許容可能な光伝送電力及び経路損失を鑑みると、光チャンネルリンクを介する確実な通信が不可能にされる場合がある(負のリンクマージン)。
PPM技術におけるスロット時間TSLOTを短縮すれば、シンボル周期
[数4]
TSYMB=TBLANK+M・TSLOT
が短縮される。これにより、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率
[数5]
RRAW=log2(M)/TSYMB
は増大し、一方、ピーク対平均電力比TSYMB/TSLOTは、TBLANKとM・TSLOTとの比に依存して増大する。しかしながら、光チャンネルリンクの、1/TSLOTに比例する信号帯域幅の増加は、受信機におけるより大きい信号対雑音比(SNR)を必要とする。これにより、また、光チャンネルリンクを介する確実な通信が不可能にされる場合がある(負のリンクマージン)。信号帯域幅1/TSLOTの増加による受信機におけるSNRの増大は、M・TSLOTより小さいブランク時間TBLANKに関するピーク対平均電力比TSYMB/TSLOTの増大に勝る。すなわち、TSLOTを短縮するとリンクマージンは減少する。TBLANKがM・TSLOTに比較して大きいときは、TSLOTを短縮するとリンクマージンは増大する。何れの場合も、短縮されたスロット時間TSLOTを実施する場合の主たる問題点は、光チャンネルリンクのハードウェアの構成要素が、増大された信号帯域幅1/TSLOTをサポートしないことにある。
特別のPPMビットツーシンボルマッピングを定義することにより、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率RRAWを増大してもよい。例えば、差動PPM(Diff-PPM)を用いるときは、連続する2つのパルス間の遅延はTBLANKからTBLANK+M・TSLOTまでの範囲であり、変調シンボルsmは時間ギャップを符号化する。これにより、非一定のシンボル周期TSYMBは平均して
[数6]
TBLANK+M/2・TSLOT
に等しくなる。達成可能な生のビットレートは、
[数7]
RRAW,PPM=log2(M)/(TBLANK+M・TSLOT)
から
[数8]
RRAW,Diff−PPM=log2(M)/(TBLANK+M/2・TSLOT)
に著しく大きくなる。ブランク時間TBLANKが小さくなるとき、RRAW,Diff−PPMとRRAW,PPMとの間の比は、2まで大きくなり得る。しかしながら、データ依存のシンボル周期TSYMBは、光チャンネルリンクの送信機及び受信機におけるより複雑な符号化及び復号化をそれぞれ必要とする。また、Diff−PPM復号器は典型的に誤り伝搬に弱いので、Diff−PPMを用いてデータを確実に通信するために必要とされる受信機におけるSNRは、PPMを用いる場合より大きい。最後に、フレームを構成する複数のパルスの大部分は互いにかなり近接して位置づけられる可能性があり(クラスタリング)、光チャンネルの送信機における増幅器を過負荷にする可能性がある。
[数9]
RRAW=log2(P)/TSYMB
になる。ここで、PはPPMシンボルに組み込まれる異なるパルスパターンの数である。明らかに、このようなパターンはM個存在し、すなわち、パルス11は1番目のタイムスロット、2番目のタイムスロット,…又はM番目のタイムスロットに位置づけられる。従って、生データ率RRAWは
[数10]
log2(M)/TSYMB
に等しくなる。
[数11]
TBLANK=B・TSLOT
であると仮定されている。但し、B=0,1,…である。PPMシンボルは、可能なS個のタイムスロットのうちのD個に位置づけられる正確にD個のパルスを伝送する。ハイパワーの光通信装置等の所定の通信装置は、連続する2つのパルス間の時間が少なくともTBLANKでなければならず、最後のパルス11はPPMシンボルの終わりから少なくともTBLANKは離れていなければならないという制約を受ける。長い距離をブリッジするために、又は妨害が生じた場合に受信機側で十分な光パワーが受信されることを保証するためにハイパワーのレーザが用いられるので、この制約は本発明に係る送信機にも与えられる。従って、光チャンネルリンクの生データ率RRAWは、
[数12]
RRAW=log2(P)/TSYMB
になる。但し、
[数13]
TSYMB=D・(M+B)・TSLOT
である。
上述したように、PPM技術におけるスロット時間TSLOTを短縮すると、シンボル周期
[数14]
TSYMB=TBLANK+M・TSLOT
が短くなり、光チャンネルリンクを介して転送され得る生データ率
[数15]
RRAW=log2(M)/TSYMB
は増大する。しかしながら、光チャンネルリンクの信号帯域幅の増大は、光チャンネルリンクに用いられるパルスの幅TPULSEを一定に保つことによって回避することができる。これにより、図3に示すように、持続時間TSYMBを有するPPMシンボルにおけるM個のタイムスロットのうちの何れかに属する複数のパルス11の形状は、互いにオーバーラップする。この例示的なPPMシンボルでは、TSLOTとTPULSEとの間の比は1/3である。TPULSEより小さいスロット時間TSLOTを用いる光チャンネルリンクの生データ率RRAWは、やはりlog2(M)/TSYMBである。データ率の増大は、最大で上記割合TPULSE/TSLOTに等しい。この最大値は、TBLANK=0のときに達成される。従って、オーバーラップするパルスと組み合わせられたPPM技術を用いることは、同じシステム帯域幅の光チャンネルリンクにおいて生データ率を途方もなく増大させ、すなわち、ハードウェアは、より大きい信号帯域幅をサポートするより強力な構成要素で置き換えられてはならない。従って、オーバーラップするパルスと組み合わせられたPPM技術は、本発明の目的にとって好ましいPPM技術である。本明細書に提示している他のPPM技術及び実施形態は何れも、オーバーラップするパルスと組み合わせられたこのPPM技術の上に構築されるもの、又は上記PPM技術から導出されるものである。
別の実施形態では、オーバーラップするパルスを用いるPPM技術が上述のD次元のPPMと組み合わされる。この組合せを図4に示す。これにより、生データ率はさらに増大する。
本発明のさらに別の実施形態は、別の方策を用いて実施される。この方策は、光チャンネルリンクの容量を高めるために提案されるものであり、すなわち、前の項目で紹介したオーバーラップするパルスと組み合わせられたPPM技術に振幅変調(AM)を組み合わせるものである。ここで、PPMシンボル内の各パルス11は、A=1,2,…の振幅レベルをとることができる。図5は、A=2の振幅変調(AM)と組み合わせられた、通信リンクのベースラインの解決方法に用いられるPPM技術を示す。従って、光チャンネルリンクの生データ率RRAWは、
[数16]
RRAW=log2(A・M)/TSYMB
になる。
図6に示すように、上述したD次元のPPMも同じく、振幅変調(AM)と組み合わせることができる。図6は、A=2のときのAMと組み合わせられた3次元のPPMを示す。従って、光チャンネルリンクの生データ率RRAWは、
[数17]
RRAW=log2(P)/TSYMB
になる。但し、
[数18]
TSYMB=D・(M+B)・TSLOT
である。
図7に示すように、現時点で好ましい一実施形態では、振幅変調と組み合わせられたD次元のPPMと、オーバーラップするパルスと組み合わせられたPPMとの組み合わせが用いられ、これにより、生データ率がさらに大きくなる。
次に、本発明の基本的な機能を第1の実施形態のコンテキストにおいて説明する。図8は、レーザ通信システムの実施形態を概略的に示す。本図から分かるように、レーザ通信システム10は、第1及び第2の送受信機20,30の間に当2つの光チャンネルA,Bを確立するために、第1の送受信機20と第2の送受信機30とを備える。
図10は、送信機T1/T2におけるPPM符号器29/29’の一般的な実装を示す。複数のデータビットをグループ分けすることにより、一連のインデックス(インデックス列)cを生じさせる。ビットインタリーバ21において、各インデックスcは、置換関数p(・)を用いて新しいインデックス値p(c)にマッピングされる。最後に、置換された各インデックスp(c)は、D次元のPPMシンボル内のD個のパルス位置を示すシンボルインデックス集合{s1,s2,…,sD}にマッピングされる。このマッピングは、シンボルマッパ23によって実現される。
図11は、光チャンネルの受信機におけるPPM検出器40/40’の一般的な実装を示す。このオールデジタル検出器は、光チャンネルの送信機においてPPM符号器により符号化された複数のビットに関する複数の対数尤度比(LLRs(log-likelihood ratios))を提供する。下記の項目では、その構成要素について説明する。この検出器を本発明に係る任意のPPM技術へ適用できる点は、留意されるべきである。
本項では、レーザ通信システム10の通信サブシステムの機能ブロックをアルゴリズムレベルで説明する。完全なシステム10の機能ブロックについては、先項で紹介した。図12及び13は、通信リンクの機能ブロックをアルゴリズムレベルで示している。
本項では、本発明に係るレーザ通信システムの通信リンクの送信機セクションの主要な機能ブロックについて、図12を参照して説明する。
本通信リンクは、データストリームに冗長性を加えることによって複数のデータビットbnを複数の符号ビットcnに符号化する前方誤り訂正(FEC)技術を実施する。これにより、受信機R1又はR2における伝送誤りを検出し補正できるようになる。本発明によれば、設計の時間及びリスクを最小限に抑えるターボプロダクトコード(Turbo product code)のIPコアが好ましい。図14は、FEC技術におけるこのクラスの符号器の一例を示す。
レーザ通信システムの送信機T1/T2と受信機R1/R2との間の光チャンネルは、例えば、空気中の乱気流に起因する大気フェージング(atmospheric fades)による被害を受ける。すなわち、受信機におけるSNRは、確実な通信に必要な最低レベルより小さくなりうる。振幅のフェージングは、光リンクバジェットがこのフェージングを十分に考慮していない限り、通信リンクの性能をひどく損なう可能性がある。しかしながら、利用可能な光伝送パワーの場合はそうはならない。そうではなく、フェージングは、十分な長さの符号ビットシーケンス{cn}をインデックス置換関数π(n)を用いてシャッフルするビットインタリーバ21を用いて平均される。すなわち、インタリーブの後、符号化されたビットは順序を変えられて、シーケンス{cπ(n)}にされる。
図12に示す通信リンクの送信機ブロックにおけるシンボルマッパ23は、アルファベット{0,1}からのインタリーブされた複数の符号化されたビットcπ(n)を、アルファベット{0,1,…,S−1}からの複数のシンボルsiにマッピングする。シンボルsiは、シンボル周期TSYMB内のレーザパルス11の位置を示す。
図12に示す通信リンクブロック図の送信機におけるフレーム発生器24のブロックは、i=1,2,…,LDATAであるシンボルsiのシーケンスを取り込み、フレームの、長さLDATAを有するペイロードセクションの前後に別のシンボルを追加することにより、受信機が当該フレームを検出及び識別することを援助する。図15は、光チャンネルリンクに適用されるフレームフォーマットを示す。
本項では、図13に示すレーザ通信システムの受信機の主要な機能ブロックについて説明する。
図13における受信機チェーンの第1の構成要素は、受信機フロントエンド電子回路上のADP−TIAモジュール35/35’である。ADP−TIAモジュール35/35’は、トランスインピーダンス増幅器(TIA(trans-impedance amplifier))と結合されたアバランシェフォトダイオード(APD(avalanche photo diode))である。APD−TIAモジュールは、受信される光パワーを電力に変換する。
受信機フロントエンド電子回路上の低雑音増幅器(LNA)36及び可変利得増幅器(VGA)37は、受信信号の電圧を増幅する。VGAの増幅(又は減衰)は、受信機デジタル電子回路のフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)上で実行されるソフトウェアを介して制御可能である。このソフトウェアは、受信信号を、当該受信信号をサンプリングするアナログ/デジタル変換器(ADC)31のダイナミックレンジに適応させる。
VGA37とADC31との間には、サンプリング中に生じるエイリアシングを最小限に抑えるアンチエイリアシングフィルタ39が存在する。ADC31のサンプル周波数は、光チャンネルリンクのスロット時間TSLOTに関連するものである必要はなく、受信信号の信号帯域幅の少なくとも2倍であるだけでよい。
図11は、受信機プロセスチェーン(図13参照)におけるフレーム及びシンボル検出器32及びシンボルデマッパ33のブロック図を示す。このブロック32がなければ、受信信号を適正かつ確実に処理することは不可能であると思われるので、フレーム及びシンボル検出器32は本発明の必須の構成要素である。この2つのブロック32及び33は、受信機デジタル電子回路のFPGA上のデジタル領域に完全に実装される。フレーム及びシンボル検出器ブロック32の出力信号r(i)は、時間i・TSLOTのタイムスロットにおいて受信された信号がパルス11を含んでいたかどうかの尤度に関する情報を含む。シンボルデマッパ33の出力における対数尤度比(LLR)Lnは、受信された信号が情報を含むときの、インデックスnを有する符号ビットcnが各々0又は1であった尤度の対数の比である。
フレーム及びシンボル検出器ブロック32の最も重要なタスクは、パルス11の検出及びスロット時間回復のアルゴリズムにある。この機能部分の目的は、受信されるパルス11を最小の誤り確率で検出できるように整合フィルタリングを実行し、ローカルなスロット時間が送信機のスロット時間と等しくなるように、受信されるパルスと整合フィルタパルステンプレートとの位相差(この場合は時間遅延)を追跡することにある。図11は、複数の整合フィルタ41と、複数の位相検出器44と、複数のダウンサンプラと、複数のサンプル合成器と、低域通過フィルタと、積分器と、最後のサンプル制御ブロックとから構成される最も重要なパルス検出及びスロット時間回復アルゴリズムブロックを示す。フレーム及びシンボル検出器ブロックに実装されるこのパルス検出及びパルススロット時間回復アルゴリズムは、整合フィルタのインパルス応答h(n)及び位相検出器のインパルス応答g(n)をADC31のサンプル周期より遙かに短い遅延分解能Δtでシフトできることを要求する。この機能を実装するものとして考えられる1つの方法は、インパルス応答hΔt(n)及びgΔt(n)有する整合フィルタ41及び位相検出器44のバンクを、様々なΔtに関してインスタンス化(事例化)することである。サンプリングされた受信信号をフィルタバンク内の全てのフィルタで濾波した後、所望されるΔtに従って正しい出力が選ばれる。しかしながら、ADCサンプル周期の約10分の1であるべき要求される遅延分解能でこのフィルタバンクを実装することは、消費されるハードウェアリソースが大量であるので極めて困難である。代わりに、フィルタバンクはインパルス応答hΔt(n)及びgΔt(n)線形近似を用いて実装される。
[数19]
hΔt(n)=a(n)+b(n)Δt
[数20]
gΔt(n)=c(n)+d(n)Δt
この近似は、整合フィルタのインパルス応答a(n)及びb(n)及び位相検出器のインパルス応答c(n)及びd(n)を有する4つのフィルタの実装を必要とするだけである。達成可能な遅延分解能Δtは任意の小ささであり、フレーム及びシンボル検出器ブロック32のFPGA実装における有限ワード幅演算(finite word width arithmetic)によってのみ制限される。
フレーム及びシンボル検出器ブロック32の第1のタスクは、受信機電子回路上のVGA37の利得の制御である。この機能部分の目的は、受信信号のピークがADC31の動作範囲に適合する所定の電圧範囲内にあると確認することにある。
プリアンブル検出アルゴリズムの目的は、受信信号サンプル内の伝送フレームのプリアンブル12を発見し送信機T1/T2と受信機R1/R2との間の粗いスロット時間同期を確立することにある。図11は、プリアンブルフィルタバンクとプリアンブル検出器とを備えた最も重要なプリアンブル検出アルゴリズムのブロックを示す。
シンクワード検出アルゴリズムの目的は、受信信号サンプル内の伝送フレームのシンクワード13を発見することにある。図11は、このシンクワード検出アルゴリズムを単一のブロックとして示す。
図11は、図13に提示する受信機プロセスチェーンの一部であるシンボルデマッパ33を示す。シンボルデマッパ33は、時間i・TSLOTのタイムスロットにおける受信信号がパルス11を含んでいたかどうかの尤度に関する情報を含むフレーム及びシンボル検出器ブロック32の出力サンプルr(i)を処理する。複数のサンプルr(i)のインデックスカウンタi=0,1,…,は、ヘッダ14の受信直後のフレームのペイロード15の受信とともに開始する。
図13に示された受信機プロセスチェーンにおけるビットデインタリーバ34は、シンボルデマッパ33から提供される複数のLLRであるLnを、置換関数π−1(n)に従って順序付ける。この関数は、光チャンネルリンクの送信機内のビットインタリーバ11によって用いられる置換関数π(n)の逆数である。
本発明に係る通信システムは、衛星間リンク、空対空又は深宇宙通信等の異なる種類のリンクに用いられてもよい。
本項では、光通信システムの送信機の宇宙船における実装について説明する。宇宙船の電子回路は飛行に適したものでなければならないので、この実装は地上での適用とは異なる。何れにしても、宇宙船の送信機に実装されるアルゴリズム的機能は同じである。本発明の一実施形態によれば、光通信リンクの受信機は地上に位置づけられる。図16は、光通信システムのための宇宙船電子回路を示すブロック図である。
本発明によれば、アップリンクのレーザビーコンが深宇宙の衛星によって追跡されるアクティブなビーコンアシストの捕獲/追跡アプローチが用いられてもよい。
Claims (25)
- −光チャンネルの送信側において、上記光チャンネルを介して伝送するための複数のビットを提供するステップと、
−上記複数のビットを複数のPPMシンボルにマッピングするために、ビットツーシンボルマッピングを実行することにより上記複数のビット(bn)を処理するステップとを含む方法であって、
・各PPMシンボルは、D×M個のタイムスロットと、ブランク時間持続時間(TBLANK)を有するブランク時間とを含むシンボル持続時間(TSYMB)を有し、すなわち、T SYMB =D・(M+B)・T SLOT であり、
・各タイムスロットはスロット持続時間(TSLOT)を有し、
・上記ブランク時間持続時間(TBLANK)は上記スロット持続時間(TSLOT)のD×B倍であり、Bはブランクタイムスロットの数を定義しかつ1以上の整数であり、
・パラメータDは、D×(M+B)個のタイムスロットのうちのDに位置づけられるパルスの数を定義する2以上の整数であり、
・MはPPM技術におけるアルファベットサイズでありかつ4以上の整数であり、
・各パルス(11)はパルス持続時間(TPULSE)を有し、
・上記スロット持続時間(TSLOT)は、各PPMシンボル内に理論的にオーバーラップする複数のパルスを提供するように、上記パルス持続時間(TPULSE)より短く、
上記光チャンネルを介する上記複数のビット(b n )の伝送に関する増大された生データ率を提供するために、上記理論的にオーバーラップする複数のパルスは各PPMシンボル内に提供され、
オーバーラップ比はT PULSE /T SLOT で定義され、上記比は好ましくは2又は3に等しく、
上記PPMシンボルの連続する2つのパルスの間には少なくとも1つのブランク時間(T BLANK )が存在し、上記各PPMシンボルの最後のパルス(11)は上記各PPMシンボルの終わりから少なくとも1つのブランク時間(T BLANK )だけ離れており、
PPMシンボルの上記各パルス(11)が異なるA個の振幅レベルをとることができるように振幅変調(AM)が行われ、
Aは利用可能な複数の振幅レベルの数であり、
上記振幅変調(AM)が行われることにより上記生データ率はさらに増大し、
・上記複数のPPMシンボルの各々に含まれる、異なるパルスパターンの数Pは、
- 上記シンボル持続時間(TSYMB)は一定でありかつデータに対して独立である請求項1記載の方法。
- 送信側において、上記ビットツーシンボルマッピングの実行の前に、非対称のFEC符号化技術が用いられる請求項1又は2記載の方法。
- ベースラインPPM技術を用いることにより同期ワードが発生される請求項1乃至3のうちのいずれか1つに記載の方法。
- 上記同期ワードは複数の上記PPMシンボルと共に上記光チャンネルを介して受信側に伝送される請求項4記載の方法。
- 上記受信側では、上記受信される複数のPPMシンボルを処理するために整合フィルタリング手法が用いられる請求項5記載の方法。
- 整合フィルタの複数のサンプルは各スロット時間(TSLOT)において生成され、上記整合フィルタの複数のサンプルは、上記受信される複数のPPMシンボルにおける複数のパルスの正しい位置に対応するように順序づけられる請求項5記載の方法。
- 上記受信側では、上記受信される複数のPPMシンボルからの複数のデータビットは複数のシンボル位置にマッピングされ、上記同期ワードは上記受信側を上記送信側に対して同期させるように用いられる請求項5記載の方法。
- 複数の整合フィルタ(41)の整合フィルタインパルス応答hΔt(n)及び複数の位相検出器(44)の位相検出器インパルス応答gΔt(n)は線形近似され、これにより、上記複数の位相検出器(44)の極めて効率的な実装及び4つのフィルタだけを用いる上記複数の整合フィルタ(41)をもたらす請求項5記載の方法。
- 第1の送受信機(20)と第2の送受信機(30)とを備えた、上記第1及び第2の送受信機の間に2つの光チャンネル(A,B)を確立するためのレーザ通信システム(10)であって、請求項1乃至9のうちのいずれか1つに記載の方法を実行するレーザ通信システムにおいて、
−上記第1の送受信機(20)は、光パルス(11)の位置変調された複数の信号を上記光チャンネルのうちの第1のチャンネル(A)に送信するためのレーザ光源(22)を有する第1の送信機(T1)を備え、
上記第1の送信機(T1)は、ビットインタリーバ(21)と、インタリーブされた複数の符号化されたデータビット(cπ(n))をPPMシンボルアルファベット({0,1,…,S−1})からの複数の変調シンボル(si)にマッピングする、上記ビットインタリーバの後段のシンボルマッパ(23)とを備え、
上記シンボルマッパ(23)は、各変調シンボル(si)にアナログ波形(s(t))が割り当てられるように、後段にパルス整形器(25)を備えたフレーム発生器(24)に信号を入力し、
上記パルス整形器(25)は上記レーザ光源(22)を変調するように上記アナログ波形(s(t))を提供し、
−上記第2の送受信機(30)は、
・上記パルス位置変調された複数のシンボルを受信するための受信機(R2)を備え、
上記受信機(R2)は、高速アナログ/デジタル変換器(31)と、上記高速アナログ/デジタル変換器の後段のフレーム及びシンボル検出器(32)及び受信されたパルス位置変調された複数のシンボルを複数のデータビット(Ln)にマッピングするシンボルデマッパ(33)とを有するオールデジタルPPM検出器(40’)を備え、
上記シンボルデマッパ(33)は上記複数のデータビット(Ln)をビットデインタリーバ(34)に転送するレーザ通信システム(10)。 - 上記第1の送信機(T1)はさらに、複数のデータビット(bn)を複数の符号ビット(cn)に符号化する前方誤り訂正(FEC)符号器(26)を備え、上記複数の符号ビット(cn)は上記ビットインタリーバ(21)に入力される請求項10記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記ビットインタリーバ(21)はインデックス置換関数π(n)を用いて上記複数の符号ビット(cn)をシャッフルする請求項10記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記フレーム発生器(24)は、上記受信機(R2)による各PPMフレームの検出及び識別のために、PPMフレームのペイロードセクションの前後に別のシンボルを追加するように上記複数の変調シンボル(si)を処理する請求項10乃至12のうちのいずれか1つに記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記受信機(R2)はアバランシェフォトダイオード受信機(35’)を備え、上記アバランシェフォトダイオードはトランスインピーダンス増幅器(TIA)に結合されるアバランシェフォトダイオードを備えた請求項10乃至12のうちのいずれか1つに記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記受信機(R2)はさらに低雑音増幅器(36)と可変利得増幅器(37)とを備え、これらの増幅器(36,37)は上記アバランシェフォトダイオード受信機(35’)と上記高速アナログ/デジタル変換器(31)との間に位置づけられる請求項14記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記受信機(R2)はさらに、上記可変利得増幅器(37,38)と上記アナログ/デジタル変換器(31)との間に配置される低域通過フィルタ(39)を備えた請求項15記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記シンボルデマッパ(33)のみならず上記フレーム及びシンボル検出器(32)は、FPGAを用いて実装される請求項10乃至16のうちのいずれか1つに記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記フレーム及びシンボル検出器(32)は複数の整合フィルタ(41)を備えた請求項17記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記フレーム及びシンボル検出器(32)は、受信される複数の信号が上記高速アナログ/デジタル変換器(31)の動作範囲に適合する所定の電圧範囲内であることを保証するように、上記可変利得増幅器(37)の利得を制御できるようにされた請求項17又は18記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記フレーム及びシンボル検出器(32)は、上記第1の受信機(R2)が、受信されるPPMフレームのプリアンブルを発見し上記第1の送信機(T1)と上記第1の受信機(R2)との間の粗いスロット時間同期を実行できるようにするプリアンブル検出アルゴリズムを実施するプリアンブル検出器(42)を備えた請求項10乃至19のうちのいずれか1つに記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記フレーム及びシンボル検出器(32)は、上記第1の受信機(R2)が受信されるPPMフレームの同期ワードを発見できるようにする同期ワード検出フィルタ(43)を備えた請求項10乃至20のうちのいずれか1つに記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記第1の送信機(T1)は宇宙船又は衛星に搭載された請求項10から21における任意の請求項記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記宇宙船又は衛星には、上記第1の送信機(T1)に伝送されるべきユーザデータを提供するためにユーザデータインタフェース(51)が提供される請求項22記載のレーザ通信システム(10)。
- 上記第1の送信機(T1)の制御及び信号処理機能が実装されるFPGAを備えた請求項22記載のレーザ通信システム(10)。
- シードレーザダイオードとして機能する上記レーザ光源(22)を含むレーザダイオードモジュール(52)を備え、光ファイバ増幅器ポンプモジュール(54)及び光ファイバ増幅器(53)を備えた請求項24記載のレーザ通信システム(10)。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP07101803A EP1956734B1 (en) | 2007-02-06 | 2007-02-06 | Optical high-rate pulse position modulation scheme and optical communications system based thereon |
EP07101803.0 | 2007-02-06 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008193701A JP2008193701A (ja) | 2008-08-21 |
JP5011146B2 true JP5011146B2 (ja) | 2012-08-29 |
Family
ID=38171626
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008024911A Expired - Fee Related JP5011146B2 (ja) | 2007-02-06 | 2008-02-05 | 高速光パルス位置変調技術と同技術に基づく光通信システム |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8081882B2 (ja) |
EP (1) | EP1956734B1 (ja) |
JP (1) | JP5011146B2 (ja) |
DE (1) | DE602007004063D1 (ja) |
Families Citing this family (24)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101176214B1 (ko) * | 2008-11-18 | 2012-08-22 | 인하대학교 산학협력단 | 데이터 변조방법 및 복조방법 |
WO2010095267A1 (ja) | 2009-02-23 | 2010-08-26 | 三菱電機株式会社 | 衛星通信システムおよびデータ伝送方法 |
WO2011012158A1 (en) * | 2009-07-28 | 2011-02-03 | Ecole Polytechnique Federale De Lausanne | Encoding and decoding of information |
US8744275B2 (en) * | 2011-03-05 | 2014-06-03 | LGS Innovations LLC | System, method, and apparatus for high-sensitivity optical detection |
US8682181B2 (en) * | 2011-03-05 | 2014-03-25 | Alcatel Lucent | System, method, and apparatus for high-sensitivity optical detection |
US8923705B2 (en) * | 2012-03-06 | 2014-12-30 | Northrop Grumman Systems Corporation | Poisson-based communication system and methods |
WO2013150716A1 (ja) * | 2012-04-03 | 2013-10-10 | パナソニック株式会社 | 可視光受信装置および可視光受信方法 |
CN104184882B (zh) * | 2013-05-27 | 2016-08-10 | 华为终端有限公司 | 一种设置PA blanking工作模式的方法和装置 |
WO2016022579A2 (en) * | 2014-08-05 | 2016-02-11 | Massachusetts Institute Of Technology | Design of a free-space optical communication module for small satellites |
US9397871B2 (en) | 2014-09-30 | 2016-07-19 | Infineon Technologies Ag | Communication devices |
CN104993367B (zh) * | 2015-06-25 | 2018-07-06 | 西安理工大学 | 无线激光通信ppm调制器及其多光源序列合成的方法 |
WO2017152173A1 (en) * | 2016-03-04 | 2017-09-08 | Leidos, Inc. | System and method for implementing adaptive pulse position modulation (appm) for improved optical communications performance |
CN108075829B (zh) * | 2017-12-13 | 2019-08-30 | 桂林电子科技大学 | 一种可变时隙脉冲位置调制装置、方法及激光通信系统 |
CN108333398B (zh) * | 2018-01-18 | 2020-06-09 | 研耀(上海)信息科技有限公司 | 一种高节能电表 |
JP7236068B2 (ja) * | 2018-07-17 | 2023-03-09 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 通信方法およびネットワークシステム |
US10826606B1 (en) | 2018-08-14 | 2020-11-03 | Leidos, Inc. | Quantum detection and tracking of pulsed optical signals |
CN111431620B (zh) * | 2020-04-14 | 2023-08-22 | 兰州理工大学 | 一种基于ppm调制的差分空间调制系统的构建方法 |
US11515629B2 (en) * | 2020-04-24 | 2022-11-29 | Reflex Photonics Inc. | Radiation tolerant electro-optical devices for communication in space |
CN113556177B (zh) * | 2020-09-25 | 2023-07-04 | 哈尔滨工业大学(威海) | 跨介质的空中至水下激光致声通信方法及装置 |
CN112887025B (zh) * | 2021-02-25 | 2023-02-07 | 八院云箭(北京)航天技术研究院有限公司 | 一种微弱绿光脉冲通信增强系统 |
CN112953646B (zh) * | 2021-03-01 | 2022-04-19 | 长春理工大学 | 差分多脉冲位置调制方法及系统 |
US11621740B1 (en) * | 2021-11-11 | 2023-04-04 | L3Harris Technologies, Inc. | Systems and methods for low complexity soft data computation |
CN114513258B (zh) * | 2021-12-24 | 2023-09-05 | 北京遥测技术研究所 | 一种深空激光通信中的可变阶数及速率的ppm信号发射系统 |
CN115001529B (zh) * | 2022-04-26 | 2023-09-01 | 清华大学 | 面向无线光的通信感知一体化波形的生成方法及装置 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5684871A (en) * | 1995-05-02 | 1997-11-04 | Apple Computer, Inc. | Method and apparatus for multi-mode infrared data transmission |
US6735398B1 (en) * | 2000-03-15 | 2004-05-11 | Hughes Electronics Corporation | Generating methods for single and multi-channel wideband optical analog pulse positioned waveforms |
US7068946B2 (en) * | 2001-01-23 | 2006-06-27 | At&T Corp. | Modulation scheme for tedons |
US20030142691A1 (en) * | 2002-01-30 | 2003-07-31 | Rf Saw Components, Incorporated | Modulation by multiple pulse per group keying and method of using the same |
US20030142742A1 (en) * | 2002-01-30 | 2003-07-31 | Rf Saw Components, Incorporated | Modulation by combined multi-pulse per group with simultaneous phase and time shift keying and method of using the same |
US20030142741A1 (en) * | 2002-01-30 | 2003-07-31 | Rf Saw Components, Incorporated | Modulation by phase and time shift keying and method of using the same |
-
2007
- 2007-02-06 DE DE602007004063T patent/DE602007004063D1/de active Active
- 2007-02-06 EP EP07101803A patent/EP1956734B1/en active Active
-
2008
- 2008-01-09 US US11/971,274 patent/US8081882B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2008-02-05 JP JP2008024911A patent/JP5011146B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2008193701A (ja) | 2008-08-21 |
US20080187322A1 (en) | 2008-08-07 |
DE602007004063D1 (de) | 2010-02-11 |
US8081882B2 (en) | 2011-12-20 |
EP1956734A1 (en) | 2008-08-13 |
EP1956734B1 (en) | 2009-12-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5011146B2 (ja) | 高速光パルス位置変調技術と同技術に基づく光通信システム | |
US11431417B2 (en) | Methods and apparatus for reception of low photon density optical signals | |
EP1931065B1 (en) | BI-Directional optical communications system and corresponding method | |
US9397786B2 (en) | System and method including modified bit-interleaved coded modulation | |
EP3082277B1 (en) | System for bidirectional free-space laser communication of gigabit ethernet telemetry data | |
US10374750B2 (en) | Apparatus and method for communicating data over an optical channel | |
CN113169793B (zh) | 卫星通信的系统和方法 | |
US9407398B2 (en) | System and method using cascaded single partity check coding | |
US20140068385A1 (en) | System and Method Including Modified Bit-Interleaved Coded Modulation with Fractional Secondary Coding | |
US9337935B2 (en) | Coded modulation for small step-size variable spectral efficiency | |
US8719656B2 (en) | Four-dimensional non-binary LDPC-coded modulation schemes for ultra high-speed optical fiber communication | |
US9780883B2 (en) | System and method for multi-dimensional modulation using multiple constellations | |
US20070154225A1 (en) | Optical receiver with duo-binary encoder | |
US9900105B1 (en) | Coded modulation with amplitude and phase-shift keying having a circular constellation for variable spectral efficiency | |
CN102088317A (zh) | 基于tcm-64qam编码调制的高速光传输系统和方法 | |
US11128373B1 (en) | System and method for range enhanced high-speed free-space optical communication | |
WO2018099573A1 (en) | Optical transmission method and optical receiver apparatus | |
Shubert et al. | Design and analysis of high photon efficiency optical communications systems utilizing low-risk commercial components | |
Barua et al. | LDPC coded FSO communication system under strong turbulent condition | |
Imajuku et al. | Non-integer power of two QAM signaling for flexible and nonlinearity tolerant optical fiber transmission systems | |
Wu et al. | A Multiple-Stream Intensity-Modulation Scheme for Optical Channels with Unknown Gain and Offset | |
Djordjevic | Coding for free space optical communications |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100924 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120130 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120207 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120423 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120515 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120604 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150608 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |