JP4958715B2 - Power converter - Google Patents

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Description

この発明は、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。   The present invention relates to a power conversion device that includes a circuit that improves an input power factor and converts AC power into DC power.

従来の電力変換装置は、入力交流をダイオードブリッジにより全波整流し、ダイオードブリッジの片端にリアクトルを接続し、更にその後段にダイオードブリッジのもう片方の出力端との間にスイッチ素子を接続して構成される。その後段にはダイオードを介して出力段に接続され、上記の半導体スイッチをオンオフすることによって、入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御を行っている（例えば、特許文献１参照）。   In the conventional power converter, the input AC is full-wave rectified by a diode bridge, a reactor is connected to one end of the diode bridge, and a switch element is connected to the other output end of the diode bridge in the subsequent stage. Composed. The subsequent stage is connected to the output stage via a diode, and by turning on and off the semiconductor switch, the input current control for improving the input power factor and the voltage control of the output stage are performed (for example, see Patent Document 1). ).

特開２０００−１１６１２６号公報JP 2000-116126 A

このような電力変換装置では、交流電源からの電流を制御するために、半導体スイッチで交流電圧を高周波でスイッチングさせるため、多大な損失およびノイズが発生する。またこの問題を回避するためにスイッチング周波数を低くすると、良好な入力力率を得るためには大きな限流用リアクトルが必要となるものであった。   In such a power converter, in order to control the current from the AC power source, the AC voltage is switched at a high frequency by the semiconductor switch, so that a great deal of loss and noise occur. If the switching frequency is lowered to avoid this problem, a large current-limiting reactor is required to obtain a good input power factor.

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御とを行って、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化し、かつ大きな限流回路を不要にして装置構成の小型化を促進することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and performs input current control for improving the input power factor and voltage control of the output stage to convert AC power into DC power. An object of the present invention is to reduce power loss and noise in a power conversion device, and to promote downsizing of the device configuration by eliminating a large current limiting circuit.

第１の発明に係る電力変換装置は、交流入力電源からの入力を整流する整流回路と、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータを備え、一方の交流端子を上記整流回路の出力に接続して、交流出力を上記整流回路の出力に重畳するインバータ回路と、該インバータ回路の他方の交流端子に整流ダイオードを介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路の上記他方の交流端子、あるいは上記単相インバータの上記直流電圧源の負極と、上記平滑コンデンサの負極との間に接続され、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備える。そして、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記短絡スイッチを制御すると共に上記インバータ回路を電流指令を用いて制御するものである。 A power converter according to a first aspect of the present invention includes a rectifier circuit that rectifies an input from an AC input power supply, a single-phase inverter having a plurality of semiconductor switch elements and a DC voltage source, and one AC terminal is connected to the rectifier circuit. output to connect to the, an inverter circuit for superimposing the AC output to the output of the rectifier circuit, a smoothing capacitor for smoothing the output is connected via a rectifier diode to the other AC terminal of the inverter circuit, the inverter A shorting switch connected between the other AC terminal of the circuit or a negative electrode of the DC voltage source of the single-phase inverter and a negative electrode of the smoothing capacitor and bypassing the smoothing capacitor ; Then, the short circuit switch is controlled and the inverter circuit is controlled using a current command so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage and the input power factor from the AC input power source is improved. .

第２の発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータを備え、一方の交流端子を交流入力電源の第１の端子に接続して、交流出力を上記交流入力電源からの交流入力に重畳するインバータ回路と、出力平滑用の平滑コンデンサと、短絡用スイッチと整流ダイオードとをそれぞれ直列接続して上記平滑コンデンサの両端子間に接続される第１、第２の直列回路とを備える。上記第１の直列回路の中点が上記インバータ回路の他方の交流端子に接続され、上記第２の直列回路の中点が上記交流入力電源の第２の端子に接続されて、上記第１、第２の直列回路の２つの上記短絡用スイッチは上記平滑コンデンサをバイパスさせるものである。そして、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記短絡スイッチを制御すると共に上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御するものである。 Power converter according to the second invention comprises a single-phase inverter having a plurality of semiconductor switching elements DC voltage source, connected to the first terminal of the AC input power supply one of the AC terminals, AC output an inverter circuit for superimposing the AC input from the AC input power source, a smoothing capacitor for smoothing output, respectively shorting switch rectifier diode and the in series connected first connected between both terminals of the smoothing capacitor And a second series circuit. The midpoint of the first series circuit is connected to the other AC terminal of the inverter circuit , and the midpoint of the second series circuit is connected to the second terminal of the AC input power source . The two shorting switches of the second series circuit bypass the smoothing capacitor. Then, the voltage of the smoothing capacitor is made to follow the target voltage and the short circuit switch is controlled and the inverter circuit is output-controlled using a current command so as to improve the input power factor from the AC input power source. is there.

この発明によると、短絡用スイッチは高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の電圧を制御するインバータ回路は、スイッチングで扱う電圧を比較的小さい電圧にできる。このため、大きな限流回路を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型化とが促進された電力変換装置が実現できる。   According to the present invention, the short-circuit switch does not require high-frequency switching, and the inverter circuit that improves the input power factor and controls the voltage of the output stage can make the voltage handled by switching relatively small. For this reason, switching loss and noise can be reduced without requiring a large current limiting circuit, and a power conversion device in which reduction of power loss and noise and miniaturization of the device configuration are promoted can be realized.

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、交流入力電源としての交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と称す）は整流回路としてのダイオードブリッジ２に接続される。ダイオードブリッジ２の出力は限流回路としてのリアクトル３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。インバータ回路１００を構成する単相インバータは半導体スイッチ素子４、５、ダイオード６、７および直流電圧源８から構成される。ここで、半導体スイッチ素子４、５は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用い、またダイオード６、７も、半導体スイッチ素子４、５と同様に半導体スイッチ素子で構成してもよい。また、リアクトル３はインバータ回路１００の後段に直列接続しても良い。 Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a power converter according to Embodiment 1 of the present invention will be described. FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 1 of the present invention.
As shown in FIG. 1, an AC voltage power source 1 (hereinafter simply referred to as AC power source 1) as an AC input power source is connected to a diode bridge 2 as a rectifier circuit. The output of the diode bridge 2 is connected to the reactor 3 as a current limiting circuit, and the AC side of the inverter circuit 100 constituted by a single-phase inverter is connected in series at the subsequent stage. The single-phase inverter that constitutes the inverter circuit 100 includes semiconductor switch elements 4 and 5, diodes 6 and 7, and a DC voltage source 8. Here, the semiconductor switch elements 4 and 5 use IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) in which diodes are connected in antiparallel, MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors) in which diodes are built in between source and drain, etc. The diodes 6 and 7 may also be constituted by semiconductor switch elements in the same manner as the semiconductor switch elements 4 and 5. Further, the reactor 3 may be connected in series to the subsequent stage of the inverter circuit 100.

またインバータ回路１００の後段には短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０とが接続され、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１１の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０のアノードとの接続点がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ９の他端は平滑コンデンサ１１の負極に接続される。また、短絡用スイッチ９は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子で構成したものを図示したが、これに限るものではなく、機械式のスイッチなどでも良い。   Further, a shorting switch 9 and a rectifier diode 10 are connected to the subsequent stage of the inverter circuit 100, and the cathode side of the rectifier diode 10 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 11 of the output stage. Here, the connection point between the short-circuit switch 9 and the anode of the rectifier diode 10 is connected to the AC output line at the subsequent stage of the inverter circuit 100, and the other end of the short-circuit switch 9 is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor 11. Further, although the short-circuit switch 9 is illustrated as a semiconductor switch element in which a diode is connected in antiparallel, the present invention is not limited to this, and a mechanical switch or the like may be used.

このように構成される電力変換装置の動作について、図２に示す各部の波形に基づいて説明する。
交流電源１からの入力はダイオードブリッジ２にて全波整流され、ダイオードブリッジ２の後段の電圧Vin、電流Iinは、図２に示すような波形となる。Vdcは一定の目標電圧Vdc＊に制御される平滑コンデンサ１１の直流電圧であり、この場合、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより高いものとする。
インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ２後段の電圧Vinに重畳する。インバータ回路１００内の電流は、図３〜図５に示すように、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、ダイオード６を通って直流電圧源８を充電し、ダイオード７を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４のみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子４とダイオード７とを通って出力される。また同様に、半導体スイッチ素子５のみをオンした時には、電流はダイオード６と半導体スイッチ素子５を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４、５を同時にオンした時には、半導体スイッチ素子４を通って直流電圧源８を放電し、半導体スイッチ素子５を通って出力される。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４、５を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。 The operation of the power conversion device configured as described above will be described based on the waveforms of the respective units shown in FIG.
The input from the AC power supply 1 is full-wave rectified by the diode bridge 2, and the voltage Vin and current Iin in the subsequent stage of the diode bridge 2 have waveforms as shown in FIG. 2. Vdc is a DC voltage of the smoothing capacitor 11 controlled to a constant target voltage Vdc * . In this case, the peak voltage of the voltage Vin is higher than the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11.
The inverter circuit 100 controls and outputs the current Iin by PWM control so that the input power factor from the AC power supply 1 becomes approximately 1, and superimposes the generated voltage on the AC side on the voltage Vin at the subsequent stage of the diode bridge 2. As shown in FIGS. 3 to 5, the current in the inverter circuit 100 charges the DC voltage source 8 through the diode 6 and is output through the diode 7 when the semiconductor switch elements 4 and 5 are off. . When only the semiconductor switch element 4 is turned on, the current is output through the semiconductor switch element 4 and the diode 7. Similarly, when only the semiconductor switch element 5 is turned on, a current is output through the diode 6 and the semiconductor switch element 5. When the semiconductor switch elements 4 and 5 are simultaneously turned on, the DC voltage source 8 is discharged through the semiconductor switch element 4 and output through the semiconductor switch element 5. The semiconductor switch elements 4 and 5 are controlled by such a combination of four types of control, and the inverter circuit 100 is PWM-controlled.

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とし、位相θ＝０から０＜θ１＜θ２となる所定位相θ１まで、短絡用スイッチ９をオン状態とする。この場合、図３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→短絡用スイッチ９→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ９はオン状態なので、整流ダイオード１０および出力段の平滑コンデンサ１１には電流が流れない。インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。 The input voltage phase from the AC power supply 1 is θ, and the phase when the voltage Vin is equal to the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11 is θ = θ 2 (0 <θ 2 <π / 2), and the phase θ = 0 The short-circuit switch 9 is turned on until a predetermined phase θ 1 where 0 <θ 1 <θ 2 is satisfied. In this case, as shown in FIG. 3, the current from the AC power source 1 flows through the path of the AC power source 1 → the diode bridge 2 → the reactor 3 → the inverter circuit 100 → the short-circuit switch 9 → the diode bridge 2 → the AC power source 1. Since the shorting switch 9 is in the ON state, no current flows through the rectifier diode 10 and the smoothing capacitor 11 at the output stage. The inverter circuit 100 generates a voltage substantially equal to the reverse polarity of the voltage Vin by combining, for example, a case where the semiconductor switch elements 4 and 5 are off and a case where only the semiconductor switch element 4 is on by PWM control. The current Iin is controlled and output so that the input power factor is approximately 1, and during this time, the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 is charged with energy.

次に、位相θ＝θ１の時、短絡用スイッチ９をオフすると、図４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。
位相θが、θ１≦θ≦θ２である時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５が同時にオンの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できるように、Vdc＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。 Then, when the phase theta = theta 1, when turning off the short-circuiting switch 9, as shown in FIG. 4, current from the AC power supply 1, an AC power source 1 → the diode bridge 2 → reactor 3 → inverter circuit 100 → rectifier The current flows through the path of the diode 10 → the smoothing capacitor 11 → the diode bridge 2 → the AC power supply 1.
When the phase θ is θ 1 ≦ θ ≦ θ 2 , the inverter circuit 100 combines, for example, a case where the semiconductor switch elements 4 and 5 are simultaneously turned on and a case where only the semiconductor switch element 4 is turned on by PWM control. Output. At this time, the current Iin is controlled so that the input power factor becomes approximately 1 while generating a voltage substantially equal to Vdc * −Vin so that the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 can be maintained at the target voltage Vdc *. Output. During this time, the polarity of the voltage generated by the inverter circuit 100 is equal to the polarity of the current Iin, so that the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 is discharged.

次に、位相θ＝θ２にて電圧Vinが平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc＊と等しくなると、短絡用スイッチ９はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、θ２≦θ≦π/2である時、図５に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合と、半導体スイッチ素子５のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持できるように、Vin-Vdc＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。 Then, when the voltage Vin at the phase theta = theta 2 becomes equal to the DC voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11, short-circuiting switch 9 is to keep it off, change the operation of the inverter circuit 100.
That is, when the phase θ is θ 2 ≦ θ ≦ π / 2, as shown in FIG. 5, the current from the AC power source 1 is changed from the AC power source 1 → the diode bridge 2 → the reactor 3 → the inverter circuit 100 → the rectifier diode 10. → Smooth capacitor 11 → Diode bridge 2 → Flows along the AC power source 1 path. Further, the inverter circuit 100 outputs, for example, a combination of a case where the semiconductor switch elements 4 and 5 are turned off and a case where only the semiconductor switch element 5 is turned on by PWM control. At this time, the target voltage Vdc * ≦ voltage Vin of the smoothing capacitor 11 is satisfied, and the inverter circuit 100 sets a voltage approximately equal to Vin−Vdc * so that the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 can be maintained at the target voltage Vdc *. The current Iin is controlled and output so that the input power factor becomes approximately 1 while being generated in the opposite polarity to the polarity of. During this time, the polarity of the voltage generated by the inverter circuit 100 and the polarity of the current Iin are reversed, so that the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 is charged.

図に示すように、π/2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π/2の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。
即ち、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１を特定位相として短絡用スイッチ９を切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡位相範囲２０と称す）でのみ、短絡用スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源８は充電される。そして、上記短絡位相範囲２０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。 As shown in the figure, the phase period of π / 2 ≦ θ ≦ π operates symmetrically with the phase period of 0 ≦ θ ≦ π / 2 described above, and 0 ≦ θ in the phase period of π ≦ θ ≦ 2π. It is the same as the phase period of ≦ π.
That is, the short-circuit switch 9 is switched with the zero cross phase (θ = 0, π) ± θ 1 of the phase θ of the input voltage from the AC power supply 1 as a specific phase, and the phase range of ± θ 1 with the zero cross phase as the center (hereinafter referred to as the phase range). Only in the short-circuit phase range 20), the smoothing capacitor 11 is bypassed by turning on the short-circuit switch 9. At this time, the inverter circuit 100 generates and outputs a voltage substantially equal to the reverse polarity of the voltage Vin, controls and outputs the current Iin so that the input power factor becomes approximately 1, and the DC voltage source 8 is charged. In a phase other than the short-circuit phase range 20, the inverter circuit 100 maintains the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 at the target voltage Vdc * and controls the current Iin so that the input power factor is approximately 1. Output. At this time, when the voltage Vin is equal to or lower than the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11, the DC voltage source 8 is discharged, and when the voltage Vin is equal to or higher than the target voltage Vdc * , the DC voltage source 8 is charged.

θ１を大きくすると、直流電圧源８に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Vinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）を高くできる。
０≦θ≦π/2の位相期間では、インバータ回路１００の直流電圧源８は、上述したように、０≦θ≦θ１、θ２≦θ≦π/2の期間で充電され、θ１≦θ≦θ２の期間で放電される。インバータ回路１００の直流電圧源８の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。 When θ 1 is increased, the energy charged in the DC voltage source 8 increases, and the generated voltage can be superimposed on the voltage Vin in the high voltage region and the discharged energy can be increased during the subsequent discharge. For this reason, the DC voltage Vdc (target voltage Vdc * ) of the smoothing capacitor 11 can be increased.
In the phase period of 0 ≦ θ ≦ π / 2, as described above, the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 is charged in the period of 0 ≦ θ ≦ θ 1 and θ 2 ≦ θ ≦ π / 2, and θ 1 It is discharged at ≦ θ ≦ θ 2 periods. Assuming that the charge / discharge energy of the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 is equal, the following equation is established. However, Vp is the peak voltage of the voltage Vin, and Ip is the peak current of the current Iin.

Figure 0004958715
Figure 0004958715

ここで、Vin＝Vp sinθ、Iin＝Ip sinθとすると、
Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１）
となる。このように、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊は短絡位相範囲２０を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc＊に追従するように制御される。 Here, if Vin = Vp sinθ and Iin = Ip sinθ,
Vdc * = Vp · π / (4cosθ 1 )
It becomes. Thus, the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11 is determined by θ 1 that determines the short-circuit phase range 20, that is, can be controlled by changing θ 1 . The DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 is controlled so as to follow the target voltage Vdc * .

また、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧をVsubとすると、０≦θ≦θ１、θ１≦θ≦θ２、θ２≦θ≦π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に電圧Vsubを設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp sinθ１≦Vsub、（Vdc＊−Vp sinθ１）≦Vsub、（Vp−Vdc＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。なお、直流電圧源８の電圧Vsubは、Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。 Further, when the voltage of the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 is Vsub, the inverter circuit 100 in each phase range of 0 ≦ θ ≦ θ 1 , θ 1 ≦ θ ≦ θ 2 , θ 2 ≦ θ ≦ π / 2. By setting the voltage Vsub to be greater than or equal to the desired generated voltage, the inverter circuit 100 can perform the desired control described above with high reliability. That is,
By setting the voltage Vsub to satisfy the three conditions of Vp sinθ 1 ≦ Vsub, (Vdc * −Vp sinθ 1 ) ≦ Vsub, (Vp−Vdc * ) ≦ Vsub, the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 becomes the target voltage. It is maintained in Vdc *, and the control of the inverter circuit 100 which controls the current Iin to the input power factor becomes approximate 1 is performed reliably in all phases of the AC power supply 1. The voltage Vsub of the DC voltage source 8 is set to be equal to or lower than the Vin peak voltage Vp.

次に、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御の詳細について、以下に説明する。
インバータ回路１００は、図６に示すような制御ブロックで制御される。まず、出力段の平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力２２ａを演算する。また、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保つため、該電圧Vsubとその目標電圧Vsub＊との差２１ｂをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力２２ｂを演算し、両出力２２ａ、２２ｂの和から電流Iinの振幅目標値２３を決定する。そして、この振幅目標値２３に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊を生成する。次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。この時、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正する。そして、補正後の電圧指令２６（短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時以外は補正前電圧指令２５）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子４、５への駆動信号を生成し、インバータ回路１００を動作させる。 Next, details of control of the inverter circuit 100 that controls the current Iin so that the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 is maintained at the target voltage Vdc * and the input power factor is approximately 1 will be described below.
The inverter circuit 100 is controlled by a control block as shown in FIG. First, the PI-controlled output 22a is calculated using the difference 21a between the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 at the output stage and the target voltage Vdc * as a feedback amount. Further, in order to keep the voltage Vsub of the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 constant, the PI-controlled output 22b is calculated using the difference 21b between the voltage Vsub and the target voltage Vsub * as a feedback amount, and both outputs 22a, The amplitude target value 23 of the current Iin is determined from the sum of 22b. Based on the amplitude target value 23, a sine wave current command Iin * synchronized with the voltage Vin is generated. Next, a difference 24 between the current command Iin * and the detected current Iin is used as a feedback amount, and the PI-controlled output is set as a voltage command 25 that becomes a target value of the voltage generated by the inverter circuit 100. At this time, the voltage command 25 is corrected by adding the feedforward correction voltage ΔV synchronized when the shorting switch 9 is switched on / off. Then, using the corrected voltage command 26 (voltage command 25 before correction except when the shorting switch 9 is switched on / off), a drive signal to each of the semiconductor switch elements 4 and 5 of the inverter circuit 100 is generated by PWM control. And the inverter circuit 100 is operated.

交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１の特定位相において、短絡用スイッチ９のオン／オフを切り換えるが、インバータ回路１００は、短絡用スイッチ９をオンからオフにする際には、直流電圧源８を充電する制御から放電する制御に切り替わり、オフからオンにする際には、直流電圧源８を放電する制御から充電する制御に切り替わる。上記のように、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。なお、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡用スイッチ９をオンからオフにする際には正極性の電圧で、短絡用スイッチ９をオフからオンにする際には負極性の電圧である。 The short circuit switch 9 is turned on / off in a specific phase of zero cross phase (θ = 0, π) ± θ 1 of the input voltage from the AC power supply 1, but the inverter circuit 100 turns the short circuit switch 9 from on to off. When switching from the control for charging the DC voltage source 8 to the control for discharging, when switching from OFF to ON, the control for discharging the DC voltage source 8 is switched to the control for charging. As described above, by correcting the voltage command 25 by adding the feedforward correction voltage ΔV synchronized when the shorting switch 9 is switched on / off, it is possible to prevent the control from being delayed by the response time of the feedback control. it can. The feedforward correction voltage ΔV is a positive voltage when the shorting switch 9 is turned off, and is a negative voltage when the shorting switch 9 is turned off.

この実施の形態では、上記のような電流指令を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。短絡用スイッチ９は高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル３を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。また、短絡用スイッチ９がオン状態の時は、平滑コンデンサ１１をバイパスしてインバータ回路１００の直流電圧源８を充電できるため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく交流電源１に電流Iinを流すことができると共に、充電されたエネルギを平滑コンデンサ１１への放電に使える。このため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
なお、この場合リアクトル３は、エネルギを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路１００の直流電圧となる直流電圧源８の電圧Vsubを、Vinのピーク電圧Vp以下に設定することにより、上記高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得る。 In this embodiment, by controlling the inverter circuit 100 using the current command as described above, the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 is made to follow the target voltage Vdc * , and the input power factor from the AC power supply 1 is improved. Control to do. The short-circuit switch 9 does not require high-frequency switching, and the inverter circuit 100 that improves the input power factor and controls the DC voltage Vdc at the output stage can significantly reduce the voltage handled by switching from the peak voltage of the AC power supply 1. For this reason, switching loss and noise can be reduced without requiring a large reactor 3. Further, when the shorting switch 9 is on, the DC voltage source 8 of the inverter circuit 100 can be charged by bypassing the smoothing capacitor 11, so that the inverter circuit 100 does not generate a high voltage and the current Iin is supplied to the AC power source 1. The charged energy can be used for discharging to the smoothing capacitor 11. For this reason, the voltage handled by switching can be further reduced, and higher efficiency and lower noise can be further promoted.
In this case, the reactor 3 does not store energy, but operates as a current limiting circuit that limits current, thereby improving the reliability of current control.
Further, by setting the voltage Vsub of the direct-current voltage source 8 that is the direct-current voltage of the inverter circuit 100 to be equal to or lower than the peak voltage Vp of Vin, the above-described effects of high efficiency and low noise can be reliably obtained.

また交流電源１からの入力電圧の特定の位相でのみ短絡用スイッチ９を動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、スイッチングに起因する損失も殆ど無い。またゼロクロス位相であるθ＝０、πを中央として±θ１の短絡位相範囲２０でのみ、短絡用スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせるため、電圧Vinが低い領域で平滑コンデンサ１１へ出力する必要がなく、インバータ回路１００の直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化の効果が確実に得られる。
また、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊は、短絡位相範囲２０のθ１により制御できるため、目標電圧Vdc＊を容易に制御でき、設計上および制御上の自由度が向上する。 Further, since the shorting switch 9 is operated only at a specific phase of the input voltage from the AC power supply 1, the power converter can be controlled stably and there is almost no loss due to switching. Also a zero cross phase theta = 0, only the short-circuit phase range 20 ± theta 1 to π as a central, for bypassing the smoothing capacitor 11 to short-circuiting switch 9 is turned on to, a voltage Vin to the smoothing capacitor 11 in a low region There is no need for output, and the DC voltage of the inverter circuit 100 can be configured to be low, and the effects of high efficiency and low noise can be obtained with certainty.
Further, since the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11 can be controlled by θ 1 in the short circuit phase range 20, the target voltage Vdc * can be easily controlled, and the degree of freedom in design and control is improved.

また、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時に、インバータ回路１００は、フィードフォワード制御を用いて、直流電圧源８の充電／放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。
また、電流指令を変化させて直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保つ様に制御するため、電力変換装置を安定に制御することができる。また、直流電圧源８の充放電をバランスさせることができ、外部から直流電力の供給が不要で装置構成が簡便となる。
なお、外部から直流電圧源８の電圧制御をしても良く、その場合、インバータ回路１００の出力制御では、電圧Vsubを一定に保つ制御をしなくても良い。 In addition, since the inverter circuit 100 is controlled to switch the charging / discharging operation of the DC voltage source 8 using the feedforward control when the shorting switch 9 is switched on / off, the response time of the feedback control, It is possible to prevent control delay and realize high speed control.
In addition, since the current command is changed so that the voltage Vsub of the DC voltage source 8 is kept constant, the power converter can be controlled stably. In addition, charging / discharging of the DC voltage source 8 can be balanced, and supply of DC power from the outside is unnecessary, and the apparatus configuration is simplified.
Note that voltage control of the DC voltage source 8 may be performed from the outside, and in that case, in the output control of the inverter circuit 100, it is not necessary to perform control to keep the voltage Vsub constant.

上記実施の形態では、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより高いものとしたが、低くても良い。その場合、上述したθ２≦θ≦π/2の位相範囲での動作はなく、０≦θ≦θ１で直流電圧源８は充電、θ１≦θ≦π/2で直流電圧源８は放電する動作をする。
また、θ１＝０として短絡用スイッチ９を常時オフ状態とすることも可能で、その場合、０≦θ≦θ２で直流電圧源８は放電、θ２≦θ≦π/2で直流電圧源８は充電する動作をする。 In the above embodiment, the peak voltage of the voltage Vin is higher than the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11, but may be lower. In that case, there is no operation in the above-described phase range of θ 2 ≦ θ ≦ π / 2, the DC voltage source 8 is charged when 0 ≦ θ ≦ θ 1 , and the DC voltage source 8 is charged when θ 1 ≦ θ ≦ π / 2. Operates to discharge.
It is also possible to always turn off the short-circuit switch 9 by setting θ 1 = 0. In this case, the DC voltage source 8 is discharged when 0 ≦ θ ≦ θ 2 , and the DC voltage when θ 2 ≦ θ ≦ π / 2. The source 8 operates to charge.

また、上記実施の形態では、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１１の正極に接続されるものとしたが、整流ダイオード１０は、平滑コンデンサ１１の負極側に、該負極が整流ダイオード１０のアノード側に接続されるように配置しても良く、上記実施の形態と同様の動作が得られる。   In the above embodiment, the cathode side of the rectifier diode 10 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 11 at the output stage. However, the rectifier diode 10 is connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor 11 and the negative electrode is connected to the rectifier diode 10. It may be arranged so as to be connected to the anode side, and the same operation as in the above embodiment can be obtained.

また、上記実施の形態では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図７に示すように、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの交流側を直列接続してインバータ回路２００を構成しても良い。この場合、各単相インバータ１００ａ、１００ｂの出力の総和が、インバータ回路２００の出力となり、上記実施の形態と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ１１の直流電圧を目標電圧に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。そして、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ２後段の電圧Vinに重畳する。この場合、インバータ回路２００は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。   Moreover, in the said embodiment, although the inverter circuit 100 showed what was comprised by one single phase inverter, as shown in FIG. 7, the alternating current side of several single phase inverter 100a, 100b is connected in series. Thus, the inverter circuit 200 may be configured. In this case, the sum total of the outputs of the single-phase inverters 100a and 100b becomes the output of the inverter circuit 200, and the DC voltage of the smoothing capacitor 11 is made to follow the target voltage using the current command in the same manner as in the above embodiment. Control is performed so as to improve the input power factor from the power source 1. Then, the generated voltage on the AC side is superimposed on the voltage Vin after the diode bridge 2. In this case, the inverter circuit 200 may output by a gradation control that generates a stepped voltage waveform with the sum of the outputs of the plurality of single-phase inverters, or a specific single-phase inverter among the plurality of single-phase inverters Only PWM control may be performed.

実施の形態２．
上記実施の形態１では短絡用スイッチ９の一端は、インバータ回路１００の交流出力線に接続したが、この実施の形態２では、図８に示すように、短絡用スイッチ９ａの一端は、インバータ回路１００を構成する直流電圧源８の負極側に接続する。短絡用スイッチ９ａの他端は、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１１の負極側、即ちダイオードブリッジ２の一端に接続される。 Embodiment 2. FIG.
In the first embodiment, one end of the shorting switch 9 is connected to the AC output line of the inverter circuit 100. However, in this second embodiment, as shown in FIG. 8, one end of the shorting switch 9a is connected to the inverter circuit. 100 is connected to the negative electrode side of the DC voltage source 8 constituting 100. The other end of the short-circuit switch 9a is connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor 11, that is, one end of the diode bridge 2, as in the first embodiment.

この実施の形態では、インバータ回路１００および短絡用スイッチ９ａの制御は、上記実施の形態１と同様であるが、短絡用スイッチ９ａがオン状態の時、即ち、交流電源１からの入力電圧位相θが、ゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１の短絡位相範囲２０において、電流経路は図９に示すようになる。交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００の半導体スイッチ素子４→短絡用スイッチ９ａ→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路、または、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００のダイオード６→直流電圧源８→短絡用スイッチ９ａ→ダイオードブリッジ２→交流電源１で流れる。この時、上記実施の形態１と同様に、θ＝θ１で短絡用スイッチ９ａをオフするまで、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。短絡用スイッチ９ａをオフした後は、上記実施の形態１の図４、図５で示す電流経路と同様の電流経路となる。 In this embodiment, the control of the inverter circuit 100 and the shorting switch 9a is the same as in the first embodiment, but when the shorting switch 9a is in the on state, that is, the input voltage phase θ from the AC power supply 1 but the zero cross phase (θ = 0, π) in short-circuit phase range 20 ± theta 1, the current path is as shown in FIG. The current from the AC power source 1 is: AC power source 1 → diode bridge 2 → reactor 3 → semiconductor switch element 4 of the inverter circuit 100 → short circuit switch 9a → diode bridge 2 → path of the AC power source 1 or AC power source 1 → diode The current flows through bridge 2 → reactor 3 → diode 6 of inverter circuit 100 → DC voltage source 8 → shorting switch 9a → diode bridge 2 → AC power supply 1. In this case, as in the first embodiment, until turning off the short-circuiting switch 9a at theta = theta 1, energy is charged to a DC voltage source 8 of the inverter circuit 100. After the shorting switch 9a is turned off, the current path is the same as the current path shown in FIGS. 4 and 5 of the first embodiment.

この実施の形態２では、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、短絡用スイッチ９ａを直流電圧源８の負極側に接続したため、短絡用スイッチ９ａをオンしている時に電流が通過する素子数が低減でき、導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。   In the second embodiment, the same effect as that of the first embodiment is obtained, and since the short-circuit switch 9a is connected to the negative electrode side of the DC voltage source 8, a current passes when the short-circuit switch 9a is turned on. The number of elements to be reduced can be reduced, conduction loss can be reduced, and the conversion efficiency of the entire power converter can be improved.

なお、図７で示したように、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの交流側を直列接続してインバータ回路２００を構成した場合は、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの内、最後段に接続された単相インバータ１００ｂにおける直流電圧源８の負極側に、短絡用スイッチ９ａを接続することで、同様に動作して同様の効果を奏する。   As shown in FIG. 7, when the inverter circuit 200 is configured by connecting the AC sides of the plurality of single-phase inverters 100a and 100b in series, the last stage of the plurality of single-phase inverters 100a and 100b is included. By connecting the short-circuit switch 9a to the negative electrode side of the DC voltage source 8 in the single-phase inverter 100b connected to, the same operation is performed and the same effect is obtained.

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について、図１０に基づいて説明する。
図１０に示すように、交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路３００の交流側が直列接続される。インバータ回路３００内の単相インバータは、ダイオードが逆並列に接続されたIGBTやソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFETなどから成る半導体スイッチ素子４、５、１６、１７および直流電圧源８から構成される。
また、半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ１２ａと整流ダイオード１３ａとを直列接続してインバータを構成する第１の直列回路１５ａの中点が、インバータ回路３００の後段の交流出力線に接続され、さらに半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ１２ｂと整流ダイオード１３ｂとを直列接続してインバータを構成する第２の直列回路１５ｂの中点が交流電源１の第２の端子に接続される。そして、第１、第２の直列回路１５ａ、１５ｂは並列接続され、出力段の平滑コンデンサ１１の両端子間に接続される。
この場合、各短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂは、半導体スイッチ素子に限るものではなく、機械式のスイッチなどでも良いが、ダイオード１４ａ、１４ｂを逆並列接続する。 Embodiment 3 FIG.
Next, a power converter according to Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 10, the output from the 1st terminal of AC power supply 1 is connected to the reactor 3, and the AC side of the inverter circuit 300 comprised by the single phase inverter in the subsequent stage is connected in series. The single-phase inverter in the inverter circuit 300 includes semiconductor switching elements 4, 5, 16, 17 and a DC voltage source 8 including IGBTs having diodes connected in antiparallel, MOSFETs having a diode built in between source and drain, and the like. Composed.
Further, the midpoint of the first series circuit 15a that constitutes the inverter by connecting the shorting switch 12a made of a semiconductor switch element and the rectifier diode 13a in series is connected to the AC output line at the subsequent stage of the inverter circuit 300, and A midpoint of the second series circuit 15b that constitutes an inverter by connecting a short-circuit switch 12b made of a semiconductor switch element and a rectifier diode 13b in series is connected to a second terminal of the AC power supply 1. The first and second series circuits 15a and 15b are connected in parallel and connected between both terminals of the smoothing capacitor 11 of the output stage.
In this case, each of the short-circuit switches 12a and 12b is not limited to a semiconductor switch element, and may be a mechanical switch or the like, but the diodes 14a and 14b are connected in reverse parallel.

このように構成される電力変換装置の動作においても、上記実施の形態１と同様に、インバータ回路３００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊に維持できるように、また交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１からの入力電圧Vinに重畳する。そして、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１を特定位相として短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂを切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の短絡位相範囲２０でのみ、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせる。 Also in the operation of the power conversion device configured as described above, similarly to the first embodiment, the inverter circuit 300 can maintain the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 at a constant target voltage Vdc *, and can be AC. The current Iin is controlled and output by PWM control so that the input power factor from the power supply 1 is approximately 1, and the generated voltage on the AC side is superimposed on the input voltage Vin from the AC power supply 1. Then, the short-circuit switches 12a and 12b are switched with the zero-cross phase (θ = 0, π) ± θ 1 of the phase θ of the input voltage from the AC power supply 1 as a specific phase, and the short-circuit phase of ± θ 1 with the zero-cross phase as the center. Only in the range 20, the shorting switches 12a and 12b are turned on to bypass the smoothing capacitor 11.

図１１に示すように、短絡位相範囲２０において、まず交流電源１の極性が正の場合、電圧Vinの位相θが、例えば０≦θ≦θ１である時、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオン状態とすると、電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路３００→短絡用スイッチ１２ａ→短絡用スイッチ１２ｂ→交流電源１の経路で流れる。交流電源１の極性が負の場合、電圧Vinの位相θが、例えばπ≦θ≦π＋θ１である時、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオン状態とすると、電流は、図１１で示す逆の経路で、交流電源１→短絡用スイッチ１２ｂ→短絡用スイッチ１２ａ→インバータ回路３００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。この時、インバータ回路３００は、ＰＷＭ制御により、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路３００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。
なお、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂは短絡位相範囲２０において同時にオン状態としたが、交流電源１の極性が正の場合に短絡用スイッチ１２ａのみオン状態とし、交流電源１の極性が負の場合に短絡用スイッチ１２ｂのみオン状態としても良く、その場合、他方の短絡用スイッチ１２ｂ、１２ａに接続されたダイオード１４ｂ、１４ａを経て電流が流れる。 As shown in FIG. 11, the short-circuit phase range 20, first when the polarity of the AC power supply 1 is positive when the phase theta of the voltage Vin, for example, 0 ≦ θ ≦ θ 1, on the short-circuiting switches 12a, 12b are In this state, the current flows through the path of AC power source 1 → reactor 3 → inverter circuit 300 → short circuit switch 12a → short circuit switch 12b → AC power source 1. When the polarity of the AC power supply 1 is negative, the phase theta of the voltage Vin, for example when it is π ≦ θ ≦ π + θ 1 , short-circuiting switch 12a, the 12b to the ON state, current will reverse the path shown in Figure 11 Thus, the current flows through the path of AC power source 1 → short circuit switch 12b → short circuit switch 12a → inverter circuit 300 → reactor 3 → AC power source 1. At this time, the inverter circuit 300 controls and outputs the current Iin so that the input power factor becomes approximately 1 while generating a voltage substantially equal to the reverse polarity of the voltage Vin by PWM control. During this time, the inverter circuit 300 The DC voltage source 8 is charged with energy.
The shorting switches 12a and 12b are simultaneously turned on in the short circuit phase range 20. However, when the polarity of the AC power supply 1 is positive, only the shorting switch 12a is turned on and the polarity of the AC power supply 1 is negative. Only the shorting switch 12b may be turned on. In this case, a current flows through the diodes 14b and 14a connected to the other shorting switches 12b and 12a.

そして、電圧Vinの位相θがゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１のとき、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオフすると、電流は以下のように流れる。まず交流電源１の極性が正の場合、図１２のように、電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路３００→整流ダイオード１３ａ→平滑コンデンサ１１→短絡用スイッチ１２ｂのダイオード１４ｂ→交流電源１の経路で流れる。交流電源１の極性が負の場合は、電流は、交流電源１→整流ダイオード１３ｂ→平滑コンデンサ１１→短絡用スイッチ１２ａのダイオード１４ａ→インバータ回路３００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。この時、インバータ回路３００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。 Then, when the phase theta of the voltage Vin zero cross phase (θ = 0, π) of ± theta 1, short-circuiting switch 12a, when turned off 12b, current flows as follows. First, when the polarity of the AC power supply 1 is positive, as shown in FIG. 12, the current is supplied from the AC power supply 1 → the reactor 3 → the inverter circuit 300 → the rectifier diode 13a → the smoothing capacitor 11 → the diode 14b of the shorting switch 12b → the AC power supply 1 It flows in the route. When the polarity of the AC power source 1 is negative, the current flows through the path of the AC power source 1 → the rectifying diode 13 b → the smoothing capacitor 11 → the diode 14 a of the shorting switch 12 a → the inverter circuit 300 → the reactor 3 → the AC power source 1. At this time, the inverter circuit 300 maintains the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 at the target voltage Vdc * and controls and outputs the current Iin so that the input power factor is approximately 1. At this time, when the absolute value of the voltage Vin is equal to or lower than the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11, the DC voltage source 8 is discharged. When the absolute value of the voltage Vin is equal to or higher than the target voltage Vdc * , the DC voltage source 8 is charged. Is done.

この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc＊は短絡位相範囲２０を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc＊に追従するように制御される。
また、直流電圧源８の電圧Vsubは、Vinのピーク電圧Vp以下に設定し、
Vp sinθ１≦Vsub、（Vdc＊−Vp sinθ１）≦Vsub、（Vp−Vdc＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路３００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。 Also in this embodiment, similarly to the first embodiment, the target voltage Vdc * of the smoothing capacitor 11 is determined by θ 1 that determines the short-circuit phase range 20, that is, can be controlled by changing θ 1 . The DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 is controlled so as to follow the target voltage Vdc * .
The voltage Vsub of the DC voltage source 8 is set to be equal to or lower than the Vin peak voltage Vp,
By setting the voltage Vsub to satisfy the three conditions of Vp sinθ 1 ≦ Vsub, (Vdc * −Vp sinθ 1 ) ≦ Vsub, (Vp−Vdc * ) ≦ Vsub, the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 11 becomes the target voltage. Vdc * can be maintained, and the inverter circuit 300 that controls the current Iin so that the input power factor becomes approximately 1 can be reliably controlled in all phases of the AC power supply 1.

また、インバータ回路３００は、上記実施の形態１と同様に電流指令を生成し、該電流指令に基づいて演算された電圧指令にて制御される。またこのとき、上記実施の形態１と同様に、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂのオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令を補正し、直流電圧源８の充電／放電動作を切り替える。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができ、高速制御が実現できる。   Inverter circuit 300 generates a current command as in the first embodiment, and is controlled by a voltage command calculated based on the current command. At this time, as in the first embodiment, the voltage command is corrected by adding the feedforward correction voltage ΔV synchronized when the shorting switches 12a and 12b are switched on / off, and the DC voltage source 8 is charged / discharged. Switch operation. As a result, it is possible to prevent the control from being delayed by the response time of the feedback control, thereby realizing high-speed control.

この実施の形態３では、上記実施の形態１と同様に、インバータ回路３００の制御により、入力力率を改善し出力段の直流電圧Vdcを制御するため、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くでき、大きなリアクトル３を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。また、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂを備えて、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂがオン状態の時は、平滑コンデンサ１１をバイパスしてインバータ回路３００の直流電圧源８を充電できるため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進でき、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
さらに、上記実施の形態１で用いたダイオードブリッジ２を不要としているため、部品点数を低減でき装置構成が簡便になる。また、電流が通過する素子数が低減できるため、導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。 In the third embodiment, similarly to the first embodiment, the inverter circuit 300 controls the input power factor to control the output stage DC voltage Vdc. The switching loss and noise can be reduced without requiring a large reactor 3, which can be significantly lower than the voltage. Further, when the short-circuit switches 12a and 12b are provided, and the short-circuit switches 12a and 12b are in the on state, the DC voltage source 8 of the inverter circuit 300 can be charged by bypassing the smoothing capacitor 11, so that the voltage handled by switching can be reduced. Further reduction, higher efficiency and lower noise can be further promoted, and the same effect as in the first embodiment can be obtained.
Furthermore, since the diode bridge 2 used in the first embodiment is not necessary, the number of parts can be reduced and the device configuration is simplified. Moreover, since the number of elements through which current passes can be reduced, conduction loss can be reduced, and the conversion efficiency of the entire power conversion device can be improved.

なお、この実施の形態３においても、図７で示したように、複数個の単相インバータの交流側を直列接続してインバータ回路３００を構成しても良い。   Also in the third embodiment, as shown in FIG. 7, the inverter circuit 300 may be configured by connecting AC sides of a plurality of single-phase inverters in series.

また、上記各実施の形態では、平滑コンデンサ１１に整流ダイオード１０、１３ａ、１３ｂを接続したが、これら整流ダイオード１０、１３ａ、１３ｂに替わって半導体スイッチ素子を接続し、オン／オフ制御により同様の動作をさせても良い。   Further, in each of the above embodiments, the rectifier diodes 10, 13a, 13b are connected to the smoothing capacitor 11. However, instead of these rectifier diodes 10, 13a, 13b, a semiconductor switch element is connected, and the same is achieved by on / off control. You may make it work.

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。It is a wave form diagram of each part explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１によるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。It is a control block diagram which shows control of the inverter circuit by Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１の別例によるによる電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device by another example of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２による電力変換装置の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of the power converter device by Embodiment 3 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ 交流入力電源としての交流電源、２ 整流回路としてのダイオードブリッジ、
３ 限流回路としてのリアクトル、４，５ 半導体スイッチ素子、６，７ ダイオード、
８ 直流電圧源、９，９ａ 短絡用スイッチ、１０ 整流ダイオード、
１１ 平滑コンデンサ、１２ａ，１２ｂ 短絡用スイッチ、
１３ａ，１３ｂ 整流ダイオード、１４ａ，１４ｂ ダイオード、
１５ａ，１５ｂ 第１、第２の直列回路、１６，１７ 半導体スイッチ素子、
２０ 短絡位相範囲、１００，３００ インバータ回路（単相インバータ）、
１００ａ，１００ｂ 単相インバータ、２００ インバータ回路、
Iin＊ 電流指令、ΔV フィードフォワード補正電圧。 1 AC power supply as AC input power supply, 2 Diode bridge as rectifier circuit,
3 Reactor as current limiting circuit, 4,5 semiconductor switch element, 6,7 diode,
8 DC voltage source, 9, 9a Short-circuit switch, 10 Rectifier diode,
11 Smoothing capacitor, 12a, 12b Short-circuit switch,
13a, 13b rectifier diode, 14a, 14b diode,
15a, 15b 1st, 2nd series circuit, 16, 17 semiconductor switch element,
20 short circuit phase range, 100,300 inverter circuit (single phase inverter),
100a, 100b single phase inverter, 200 inverter circuit,
Iin * Current command, ΔV Feedforward correction voltage.

Claims (13)

交流入力電源からの入力を整流する整流回路と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータを備え、一方の交流端子を上記整流回路の出力に接続して、交流出力を上記整流回路の出力に重畳するインバータ回路と、
該インバータ回路の他方の交流端子に整流ダイオードを介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、
上記インバータ回路の上記他方の交流端子、あるいは上記単相インバータの上記直流電圧源の負極と、上記平滑コンデンサの負極との間に接続され、上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備え、
上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記短絡スイッチを制御すると共に上記インバータ回路を電流指令を用いて制御することを特徴とする電力変換装置。 A rectifier circuit for rectifying the input from the AC input power supply;
Comprising a single-phase inverter having a plurality of semiconductor switching elements and the DC voltage source, the one AC terminal and connected to the output of the rectifier circuit, and an inverter circuit for superimposing the AC output to the output of the rectifier circuit,
A smoothing capacitor connected to the other AC terminal of the inverter circuit via a rectifier diode and smoothing the output;
A shorting switch connected between the negative terminal of the other AC terminal of the inverter circuit or the DC voltage source of the single-phase inverter and a negative electrode of the smoothing capacitor and bypassing the smoothing capacitor ;
The short-circuit switch is controlled and the inverter circuit is controlled using a current command so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage and the input power factor from the AC input power source is improved. Power conversion device. 上記インバータ回路は、上記単相インバータを複数個備えて、該複数の単相インバータの交流側を直列接続して成ることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。2. The power converter according to claim 1, wherein the inverter circuit includes a plurality of the single-phase inverters, and the AC sides of the plurality of single-phase inverters are connected in series. 上記短絡用スイッチは、上記複数個の単相インバータのうち上記インバータ回路の上記他方の交流端子に直接接続される単相インバータにおける上記直流電圧源の負極と上記平滑コンデンサの負極との間に接続されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 The shorting switch is connected between a negative electrode of the DC voltage source and a negative electrode of the smoothing capacitor in a single-phase inverter directly connected to the other AC terminal of the inverter circuit among the plurality of single-phase inverters. The power conversion device according to claim 2, wherein 上記単相インバータは、上記半導体スイッチ素子にダイオードを直列接続した２組の直列回路を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The single-phase inverter, power converter according to claim 1, characterized in that it comprises two sets of series circuits with the diode to the semiconductor switching elements connected in series. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータを備え、一方の交流端子を交流入力電源の第１の端子に接続して、交流出力を上記交流入力電源からの交流入力に重畳するインバータ回路と、
出力平滑用の平滑コンデンサと、
短絡用スイッチと整流ダイオードとをそれぞれ直列接続して上記平滑コンデンサの両端子間に接続される第１、第２の直列回路とを備え、
上記第１の直列回路の中点が上記インバータ回路の他方の交流端子に接続され、上記第２の直列回路の中点が上記交流入力電源の第２の端子に接続されて、上記第１、第２の直列回路の２つの上記短絡用スイッチは上記平滑コンデンサをバイパスさせるものであり、
上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記短絡スイッチを制御すると共に上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御することを特徴とする電力変換装置。 Comprising a single-phase inverter having a plurality of semiconductor switching elements and the DC voltage source, one of the AC terminals connected to the first terminal of the AC input power supply, superimposing an AC output to the AC input from the AC input power supply An inverter circuit to
A smoothing capacitor for output smoothing ;
A first and a second series circuit, each of which is connected in series with a short-circuiting switch and a rectifier diode and connected between both terminals of the smoothing capacitor;
The midpoint of the first series circuit is connected to the other AC terminal of the inverter circuit , and the midpoint of the second series circuit is connected to the second terminal of the AC input power source . The two shorting switches of the second series circuit bypass the smoothing capacitor;
Controlling the short-circuit switch and controlling the output of the inverter circuit using a current command so that the voltage of the smoothing capacitor follows the target voltage and improves the input power factor from the AC input power supply. Power converter. 上記インバータ回路は、上記単相インバータを複数個備えて、該複数の単相インバータの交流側を直列接続して成ることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。6. The power converter according to claim 5, wherein the inverter circuit includes a plurality of the single-phase inverters, and the AC sides of the plurality of single-phase inverters are connected in series. 上記短絡用スイッチにダイオードを逆並列接続したことを特徴とする請求項５または６に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 5 or 6, wherein a diode is connected in reverse parallel to the shorting switch. 上記交流入力電源からの入力電圧のゼロクロス位相を挟む所定位相範囲でのみ、上記短絡用スイッチをオン状態として上記平滑コンデンサをバイパスさせることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Only in a predetermined phase range sandwiching the zero cross phase of the input voltage from the AC input power source, according to any one of claims 1 to 7, characterized in that bypassing the smoothing capacitor switching the short circuit is turned on to Power converter. 上記短絡用スイッチをオン状態とする上記所定位相範囲を変化させることで、上記平滑コンデンサの目標電圧を調整することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 8, wherein the target voltage of the smoothing capacitor is adjusted by changing the predetermined phase range in which the shorting switch is turned on . 上記短絡用スイッチのオン／オフ切り換え時に、上記インバータ回路は直流電力の充電／放電動作を切り替えるように制御されることを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。 10. The power conversion apparatus according to claim 8 , wherein the inverter circuit is controlled to switch a DC power charging / discharging operation when the shorting switch is switched on / off. 上記インバータ回路の上記一方の交流端子に限流回路を直列に接続したことを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 10, wherein a current limiting circuit is connected in series to the one AC terminal of the inverter circuit. 上記インバータ回路の直流電圧が所定値となるように、上記電流指令を変化させて上記インバータ回路を出力制御することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 11, wherein output control of the inverter circuit is performed by changing the current command so that a DC voltage of the inverter circuit becomes a predetermined value. 上記インバータ回路の直流電圧は、上記交流入力電源の電圧ピーク値以下に設定することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 12, wherein a DC voltage of the inverter circuit is set to be equal to or lower than a voltage peak value of the AC input power supply.
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