JP4866979B2 - 送信信号および受信信号の分離 - Google Patents

Description

１．優先権主張
本願は、２００４年１２月２日に出願され、「全二重通信システムにおける送信信号および受信信号の分離（″Isolation of Transmit and Receive Signals in Full-Duplex Communication Systems″）」と題された米国特許出願連続番号第１１／００２，９５３号の一部継続出願でありその優先権を主張している。

２．発明の分野
この発明は通信装置に関し、特に、送信された信号と受信された信号とを分離するための方法および装置に関する。

３．関連技術
現在の通信システムでは、多くの場合、単一のチャネルを用いてデータを同時に送受信する。このプロセスはしばしば全二重動作と称される。全二重動作により、チャネルが最大限に利用されるという利点がもたらされる。というのも、データが、同じ経路を介して同時に送受信され得るからである。当該チャネルは１つ以上の導体または経路を含み、その各々は送信信号および受信信号を同時に搬送し得る。

全二重動作により、送受信のためのチャネルが併用されるという利点がもたらされるが、この全二重動作では、適切なパワーレベルで出力（送信）信号を送信しつつ同時に低レベルの入力（受信）信号を獲得しなければならない。当業者にとって認識可能でありかつ理解されるように、時変送信信号を同時に搬送するチャネル上で時変受信信号を分離することに関連して多くの問題が生じる。この問題は、トランシーバにおいて入力信号のパワーレベルが出力信号のパワーレベルよりも１桁以上小さくなり得ることから、より面倒なものとなる。こうして、送信信号の適切な分離またはキャンセルがなければ、チャネルを通過するせいで大幅に減衰されてしまっている受信信号を正確に獲得し分離することができなくなる。

先行技術のシステムにおいては、いくつかのさまざまな装置を用いて送信機と受信機との間の分離を行なってきたが、これら送信機および受信機はともに共用チャネルに接続している。たとえば、標準的な電話に用いられる先行技術の実施例は、図１に図示のとおり、電圧源および抵抗ブリッジが組込まれたハイブリッドを損なう。図示のとおり、電圧源１０４は送信ポート１０８上で出力送信信号を受信する。電圧源１０４は、Ｒ_outと示される低出力インピーダンスを有する。電圧源１０４の出力は抵抗器Ｒ_SおよびＲ₁に接続する。抵抗器Ｒ_Sの反対側の端子は、チャネルポート１１０と、電圧差動動作用に構成された低雑音増幅器１１２の正入力端子とに接続する。増幅器１１２の負入力端子は抵抗器Ｒ₁の反対側の端子に接続し、抵抗器Ｒ₂を通じて接地に接続する。抵抗器Ｒ_Lはチャネルのインピーダンスを表わす。

この回路においては、電圧源１０４によって送信される信号は抵抗器Ｒ_Sを通じてチャネルに供給される。Ｒ_Sの結果として生じる減衰の量はチャネルインピーダンスＲ_Lによって決定され、ハイブリッドの出力経路における損失として規定される。受信信号は、差動増幅器１１２の正入力端子と負入力端子との間の差として表わされる。ハイブリッドの動作は一般に理解されているので、以下においては詳細には説明しない。受信信号から送信信号を分離するために、当該回路は送信信号を抵抗器Ｒ_SおよびＲ₁に向ける。この先行技術のハイブリッドの回路構成により、送信信号が、差動増幅器１１２の正入力端子および
負入力端子の両方に向けられる。Ｒ₁およびＲ₂についての値を適切に選択することにより、概して等しい送信信号レベルが差動増幅器の入力に供給され、これにより、送信信号がキャンセルされる。これにより、受信信号から送信信号が除去される。

受信信号に関して、当該受信信号は差動増幅器の正入力に直接供給され、抵抗器Ｒ_SはＲ_outと直列に終端インピーダンスを与える。電圧源１０４は入力受信信号へのＡＣ仮想接地として現われるので、結果として、差動増幅器１１２の負入力に受信信号は現われない。この構成が先行技術のシステムおよび応用例に関して申し分のないものであることが判明したが、広帯域通信システムにおけるその有用性が電圧源１０４の帯域幅制限によって妨げられる。一実施例である図１に示されるシステムにおいては、電圧源１０４は、入力信号の帯域幅よりも何倍も高い周波数で動作可能でなければならない。特に、電圧源１０４の出力インピーダンスは、電圧源の信号帯域幅よりも何倍も低い周波数で上昇し始め、これにより、回路動作が妨げられてしまう。高周波数動作では、場合によっては入力信号の帯域幅の１０倍までの超高帯域幅電圧源を用いることが必要となるかもしれず、このような装置を用いても、電力損失およびコストに関しては非効率となる。

提案される他の解決策として、ダイプレクサ、レプリカのハイブリッドまたは指向性デバイス、たとえばアクティブサーキュレータもしくはパッシブサーキュレータ、パワースプリッタまたは指向性カプラなどが使用が挙げられる。これらの装置はすべて、送信信号および受信信号の広帯域分離に不利となる欠点または限定を被る。

たとえば、レプリカのハイブリッド回路は、それが２つのドライバ増幅器（電圧または電流）を用いる点を除いては、図１に示される実施例に類似している。当該２つのドライバ増幅器のうち、第１のドライバ増幅器は出力信号を生成し、第２のドライバ増幅器は受信信号から出力信号を除去するのに用いられる送信信号のレプリカを生成する。レプリカ信号の雑音や歪みの特性が第１の出力信号の雑音や歪みの特性と一致しない場合、この方策では、差動増幅器１１２の出力において許容不可能なレベルの雑音および歪みを被る。この方策では、一般に、非常に低い歪みおよび非常に低い雑音を有するドライバ増幅器が必要となる。というのも、第１のドライバ増幅器からの歪みおよび雑音がレプリカのドライバ増幅器の歪みおよび雑音と完全には一致しないので、差動増幅器の出力において送信の雑音および歪みがさほど減衰されないからである。

ダイプレクサは同様に、広帯域の応用例にはさほど適していない。ダイプレクサは、入力信号および出力信号による独占的な使用のためにチャネルを周波数帯域に分けることによって単一のチャネルにわたる全二重動作を可能にする。高次のハイパスフィルタおよびローパスフィルタが入力信号および出力信号を分けるのに用いられる場合、ダイプレクサを用いることによって十分な分離を行なうことが可能となるが、チャネル帯域幅の或る部分が入力信号のために確保され、チャネル帯域幅の或る部分が出力信号のために確保されるので、チャネルの全容量が用いられるわけではない。この解決策は、狭帯域チャネルにわたる高速データ送信レートの要件を満たすよう設計された広帯域幅通信システムに対しては許容できるものではない。

アクティブサーキュレータもしくはパッシブサーキュレータ、パワースプリッタまたは指向性カプラなどの指向性デバイスに関して、このような装置は、十分な分離を行なうよう構成され得るが、許容できない程の大幅な入力信号もしくは出力信号の減衰、不十分な広帯域分離といった欠点、またはこれらの欠点の組合せを被る。指向性デバイスは、十分な広帯域分離をもたらすよう構成され得るが、これは一般に、入力信号減衰、出力信号減衰またはこれら両方を犠牲にすることによってのみ行なわれる。代替的には、パッシブサ
ーキュレータなどのように、入力信号または出力信号の減衰を最小限にするよう構成された場合、狭帯域の動作を介してのみ十分な分離を実現することができる。このため、帯域制限されたチャネルに渡る広帯域の高速データレート応用例のために指向性デバイスを用いることは一般に実現不可能である。

結果として、共通のチャネルを共有する入力広帯域信号と出力広帯域信号とを分離するための方法および装置が当該技術において引続き必要とされる。この明細書中に開示される方法および装置は、この必要性についての解決策を提供する。

概要
先行技術の欠点を克服し、付加的な利益および利点を提供するために、送信信号を搬送するチャネルから受信信号を分離するための方法が開示される。この例示的な方法は、分離回路においてチャネルから入力信号を受信し、さらに、出力信号が当該チャネルを介して送信されるように分離回路において出力信号を受信するステップを含む。この方法はまた、第１のフィルタで出力信号をフィルタリングして第１のフィルタリングされた出力信号を生成し、第２のフィルタで出力信号をフィルタリングして第２のフィルタリングされた出力信号を生成する。当該方法は、第１のフィルタリングされた出力信号および第２のフィルタリングされた出力信号を差動増幅器の入力に供給する。最後に、当該方法は、第１のフィルタおよび第２のフィルタで入力信号をフィルタリングしてフィルタリングされた入力信号を生成する。次いで、当該方法は、第１のフィルタリングされた出力信号および第２のフィルタリングされた出力信号が差動増幅器においてキャンセルし、差動増幅器の出力がフィルタリングされたタイプの入力信号となるように、差動増幅器の入力に入力信号およびフィルタリングされた入力信号を供給する。

概ね同一の周波数応答を有する第１のフィルタおよび第２のフィルタを備えることが望ましいかもしれず、フィルタリングは、１つ以上の信号の位相シフトおよび減衰を含み得る。一応用例においては、当該チャネルは１つ以上のツイストペア導体を含む。一実施例においては、第１のフィルタおよび第２のフィルタは、分離回路のために全域通過（すなわち、フラットな大きさの）周波数応答を生成するよう構成される。

この明細書中においても、共用チャネル環境において送信ポート上の信号と受信ポート上で受信される入力信号との間の所望されるレベルの電気的分離を維持するよう送信ポートと受信ポートとを分離するための方法が開示される。一実施例においては、この方法は、チャネルからの入力信号をチャネルノードにおいて受信し、出力信号を送信ポートに供給するステップを含む。当該方法は、入力信号を処理することによって当該入力信号の減衰および位相シフトをもたらし、これにより、処理された入力信号を生成する。当該方法はまた、２つ以上の概ね等しい出力信号を生成するよう出力信号を処理する。当該方法は、処理された入力信号および入力信号を差動装置に供給し、また、２つ以上の概ね等しく処理された出力信号を差動装置に供給し、これにより、概ね等しい出力信号が差動装置においてキャンセルし、当該差動装置が入力信号を出力するようにする。

一変形例においては、差動装置は差動増幅器を含む。出力信号の処理が出力信号上で第１の処理を実行するステップと、出力信号上で第２の処理を実行するステップとを含み得ることが企図される。当該処理は１つ以上のフィルタによって実行されてもよく、１つ以上のフィルタのうちの少なくとも１つは減衰器または遅延を含み得る。

この明細書中に含まれる教示に従うと、一実施例においては、分離回路は、チャネルポート、送信ポート、受信ポート、ならびに第１のフィルタおよび第２のフィルタを含んでおり、当該第１のフィルタは当該チャネルポートに接続している。この実施例はさらに、
送信ポート、第１のフィルタおよび第２のフィルタに接続されたドライバ増幅器と、受信ポート、チャネルポートおよび第２のフィルタに接続された差動ジャンクションとを含む。

分離回路はさらに、第２のフィルタに接続され、当該チャネルのインピーダンスと整合するよう構成された終端インピーダンスを含み得る。加えて、第１のフィルタおよび第２のフィルタは各々、遅延および減衰器を含み得る。一例として、当該分離回路は、高周波数プリエンファシスをもたらすリードラグ（lead-lag）周波数応答を有し得る。

別の実施例においては、信号分離ユニットを用いて受信信号を分離し、所望または最大のパワーレベルで送信信号をチャネルに供給する。この実施例は、チャネルに接続するよう構成されたチャネルポートと、送信機に接続するよう構成された送信ポートと、受信機に接続するよう構成された受信ポートとを含む。また、この実施例に関連付けられる差動増幅器は、当該受信ポートに接続される出力と、当該チャネルポートに接続される第１の入力と、第２のフィルタに接続される第２の入力とを含む。当該分離ユニットはまた、第１のフィルタがチャネルポートに接続し、第１のフィルタおよび第２のフィルタが概ね同様の伝達関数を有するように、送信ポートに接続される入力と、第１のフィルタおよび第２のフィルタに接続される出力とを有するドライバ増幅器または任意の信号源を含む。

信号分離ユニットの伝送関数が周波数依存であり、信号分離ユニットの伝送関数が通信チャネルのために最適化されることが企図される。一実施例においては、信号分離ユニットの伝達関数は全域通過関数である。このユニットはさらに終端インピーダンスを含み得る。一実施例においては、当該信号分離ユニットは差動モードで構成される。１つの動作モードでは、差動増幅器の各入力は、送信ポート上で受信された概ね等しいフィルタリングされたタイプの信号を受信する。

この明細書中に開示される分離回路はまた、第１のポート、第２のポートおよび第３のポートを含む。第１のポートはチャネルに接続するよう構成され、第２のポートは送信機に接続するよう構成され、第３のポートは受信機に接続するよう構成される。分離回路はまた、チャネルから受信ポートに進む受信信号をフィルタリングし、第２のポートから当該チャネルに進む送信信号をフィルタリングするよう構成された少なくとも１つのフィルタを含む。この実施例においては、分離回路は、受信信号を分離しつつ第３のポートからの送信信号を除去するよう構成される。

一変形例においては、少なくとも１つのフィルタは、少なくとも１つの遅延および少なくとも１つの減衰器を含む。差動モード構成では、分離回路は、各々の差動経路に関連付けられてもよい。一実施例においては、チャネルインピーダンスに関するインピーダンス値を有する終端インピーダンスが与えられる。別の実施例においては、可変フィルタ、可変終端インピーダンス、またはこれら両方は、調整された分離回路の受信信号伝達関数（周波数応答）および特性インピーダンスを動的に調整してチャネルの特性を補完することを可能にする。関連するチャネル特性が、受信ポート、この実施例においては第３のポート、に位置するチャネル推定回路から得られてもよい。他の実施例においては、他のシステムまたは方法を用いてチャネル特性を決定または推定し得る。チャネル推定回路は、チャネルの周波数応答、特性インピーダンスまたはこれら両方を推定し、フィルタ応答、終端インピーダンスまたはこれら両方を設定するための制御信号を生成する。

添付の図面および以下の詳細な説明を検討すると、この発明の他のシステム、方法、特徴および利点が当業者にとって明らかになるだろう。このような付加的なシステム、方法、特徴および利点がすべてこの説明に含まれ、この発明の範囲内であり、かつ添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図される。

添付の図面における構成要素は必ずしも縮尺通りではなく、この発明の原理を説明することに重点が置かれている。添付の図面においては、同様の参照番号は異なる図面全体を通じて対応する部分を示す。

詳細な説明
図２Ａは、調整された分離回路の実施例のブロック図を示す。図示のとおり、ノード１における送信ポートは、通信装置または他の源から出力信号を受信するよう構成される。出力信号は、ラインインピーダンスＺ_lineを有するものとして示されるチャネル２１０を介して送信されることとなる。

ノード３における受信ポートは、入力信号を受信し、ノード３に接続し得る通信装置または他の信号受信機器に当該入力信号を供給するよう構成される。通信装置という語は、この明細書中においては、２つの位置間で情報またはデータを伝えるよう構成された如何なるシステムおよび機器をも意味するよう規定される。通信装置が全二重モードで動作し、これにより、この明細書中に記載される調整された分離回路から利点を得ることができることが企図される。当該チャネルは、金属導体、ツイストペア、同軸ケーブル、ＣＡＴ５もしくはＣＡＴ６ケーブル配線などを含むがこれらには限定されない、情報もしくはデータを伝達するよう構成されたいずれかの要素もしくは媒体、または、ＣＡＴ５ｅ、無線もしくはフリースペースのチャネル、導波管、シングルエンドもしくは差動伝送線、もしくは光ファイバケーブルなどを含むがこれらには限定されないいずれかの変形例を含み得る。この明細書中に記載される方法および機器が如何なる種類のチャネルでも動作し得るので、当該チャネルは、当業者に理解され得る他の如何なるチャネルを含んでいてもよく、添付の特許請求の範囲は特定のチャネルに限定されない。

認識され得るように、受信ポート上の信号を上回るかまたはこれに干渉することなく、チャネル２１０からの入力信号が最小限の減衰でノード３における受信ポートに供給される一方で、ノード１における送信ポートから送信される信号に対しチャネルに伝達される最大パワーが供給されるように、ノード３における受信ポートからノード１における送信ポートを分離することが必要になるかもしれない。したがって、図２Ａに示される実施例では、ドライバ増幅器２１２を用いてノード１における送信ポートに接続する。ドライバ増幅器２１２は、電流出力ドライバ、電圧出力ドライバ、整合インピーダンスドライバ、または、ノード１上で受信される送信信号を受信および再生することのできる他の如何なる装置をも含み得る。ドライバ増幅器２１２の構成は、利得を備えるものでもまたは備えないものでもよく、フィードバックを備えるものでもまたは備えないものでもよい。

ドライバ増幅器２１２の出力は第１のフィルタ２２０Ａおよび第２のフィルタ２２０Ｂに接続する。フィルタ２２０Ａ、２２０Ｂは、この明細書中に記載のとおりに実行するよう構成された如何なる種類のフィルタをも含み得る。フィルタ２２０Ａ、２２０Ｂは、連続時間フィルタ、離散時間フィルタまたはこれらの組合せを含み得る。一実施例においては、フィルタ２２０Ａ、２２０Ｂは、信号を減衰し、信号の位相の周波数特有の変更または処理を実行するよう構成される。フィルタ２２０Ａ、２２０Ｂが双方向性であり、これにより、信号が通過する方向にかかわらず信号に対して機能することが企図される。

一実施例においては、フィルタ２２０Ａ、２２０Ｂは同一の伝達関数を有するよう構成されるが、ただし、他の実施例においては、当該フィルタが異なるように構成され得ることが企図される。単一のフィルタ２２０Ａ、２２０Ｂとして示されているが、第１のフィルタ２２０Ａがノード２３２とノード２との間の伝達関数を表わし、第２のフィルタ２２０Ｂがノード２３２とノード２３４との間の伝達関数を表わすものと考えられてもよい。
こうして、フィルタ２２０Ａ、２２０Ｂについての伝達関数に到達した場合、ノード自体の応答およびノード間の信号経路が考慮に入れられる。

第１のフィルタ２２０Ａの出力は、この構成においてはチャネルを含むノード２に接続する。ノード２はまた、差動増幅器２２４の入力に接続する。第２のフィルタ２２０Ｂの出力は、終端インピーダンスＲ_termを介して接地に接続し、差動増幅器２２４の第２の入力に接続する。単一の抵抗器として示されているが、終端インピーダンスは、任意の如何なる実インピーダンスまたはリアクティブインピーダンスのネットワークを表わすものと考えられてもよく、ディスクリート部品または分散された要素として実現されてもよく、または、フィードバック方法もしくは適合方法を用いて合成されてもよい。ノード３における差動増幅器の出力は、通信装置の受信ポートに接続するかまたはこれを含む。

動作中、出力信号は、ノード２から出力されてチャネル２１０を介して送信される。入力信号は、ノード２上で受信され、分離され、ノード３上の出力として供給される。所望の動作を達成するために、入力信号からの送信信号の除去と、送信ポートからの入力信号の分離とが行なわれる。図３〜図５に示される実施例の動作が概ね同様であるので、詳細な動作の説明が図６および図７に関連して以下に述べられる。

図２Ａにおいては、受信ポートは差動増幅器の出力から出ているが、図２Ｂにより概略的に示されるように、信号増幅の有無にかかわらず、多数の装置または方法を用いて差動機能を実行し得ることが企図される。これらの装置および方法は、変圧器、抵抗回路網およびトランジスタを含む能動回路または受動回路のうちの１つ以上を含むがこれらには限定されない。パッシブ差動装置、または信号増幅のない差動装置は、より高い受信機雑音指数を犠牲にして回路の電力消費を低減させ得る。したがって、以下の説明および添付の特許請求の範囲は、図２Ａ、図２Ｂの特定の実施例に、または、図示される要素および構成だけに限定されるものと解釈されるべきではない。

図２Ｂに図示のとおり、差動装置２４０は、Ｒｘポートと第２のフィルタ２２０Ｂおよびノード２とに接続するものとして示される。図２Ａと比較すると、同様の要素が同一の参照番号で特定されている。上述のとおり、図２Ａの増幅器２２４は単なる実現可能な差動要素であり、このため、差動装置２４０は、如何なる要素または要素の組合せをも含み得る。一実施例においては、差動装置は抵抗器のみを含み得るか、または、増幅器が組合された抵抗器を含み得る。他の実施例においては、差動装置は他の構成を含み得る。動作の際に、加算および減算の関係のために総和装置としても機能し得る差動装置は、２つの信号間の差をもたらすか、または、逆の極性を有する２つの信号を追加して２つの信号間の差を得る。

図３は、調整された分離回路の実施例を示す。これは単に一実施例に過ぎず、このため、添付の特許請求の範囲はこの特定の構成には限定されない。図２Ａと比較すると、同一の要素は同一の参照番号で特定されており、この説明の焦点は、図２Ａに示されるものとは異なる図３の局面に合わされている。この実施例においては、信号源２１２の出力は、図示のとおり、第１の遅延３０４Ａおよび第２の遅延３０４Ｂに接続する。遅延３０４は如何なる量の遅延をも導入し得るが、その遅延の量は、そこを通過する信号に対する所望の周波数影響に依存している。遅延３０４は、アクティブ遅延装置、タップ付遅延線、同軸ケーブル遅延、シングルエンドまたは差動伝送線、集中素子遅延、または表面弾性波遅延を含むがこれらには限定されない如何なる形態または種類の遅延をも含み得る。遅延３０４は、ディスクリート素子を含み得るか、または、回路の一部もしくは印刷回路基板の一部として構成され得る。

第１の遅延３０４Ａの反対側の端子は第１の減衰器３０８Ａに接続し、第２の遅延３０
４Ｂの反対側は第２の減衰器３０８Ｂに接続する。第２の減衰器３０８Ａの反対側の端子はノード２に接続し、第２の減衰器３０８Ｂの反対側の端子は差動増幅器２２４および終端インピーダンスＲ_termに接続する。減衰器３０８は、そこを通る信号を減衰するよう構成された如何なる装置をも含み得る。図３の実施例においては、各々の減衰器は、１／αの平方根に等しい量の減衰を供給する。ここで、値αは固定または可変であってもよく、調整された分離回路についての所望の受信信号伝達関数を得るよう選択される。

遅延３０４および減衰器３０８がフィルタとして構成されてもよく、能動素子、受動素子またはこれら両方の組合せを含み得ることが企図される。他の実施例においては、減衰器３０８はリアクティブ構成要素または半導体素子、たとえばピンダイオード、スイッチトキャパシタもしくは双方向増幅器など、を含み得る。

図４Ａは、図３の調整された分離回路の実現例の実施例を示す。これは単に一実施例に過ぎず、このため、添付の特許請求の範囲はこの特定の構成には限定されない。図３と比較すると、同一の要素は同一の参照番号で特定され、この説明の焦点は、図３に示されるものとは異なる図４Ａの局面に合わされている。この実現例においては、ドライバ増幅器は電流出力増幅器４０４を含み、受信増幅器は差動低雑音増幅器４０８として構成される。遅延は、同様に構成された遅延４１２Ａ、４１２Ｂを含み、その各々は１／２τ（tau）の遅延をもたらすよう構成されており、ここで、τはボー期間を含む。減衰器４１６Ａ、４１６Ｂは抵抗型のｐｉタイプの減衰器を含むが、他の実施例においては、当該減衰器は他の如何なる種類の減衰器を含んでもよい。

図４Ｂは、図３の調整された分離回路の実現例の第２の実施例を示す。これは単に一実施例に過ぎず、このため、添付の特許請求の範囲はこの特定の構成には限定されない。図３および図４Ａと比較すると、同一の要素は同一の参照番号で特定され、この説明の焦点は、図３および図４Ａに示されるものとは異なる図４Ｂの局面に合わされている。図４Ｂの実施例においては、図４Ａの実施例の固定減衰器および固定終端インピーダンスは、可変減衰器１５１６Ａ、１５１６Ｂおよび可変終端インピーダンス１５２０と置換えられる。可変減衰器１５１６Ａ、１５１６Ｂは、調整された分離回路の受信信号伝達関数（周波数応答）を、減衰率αによって決定されかつ図９に関連して以下により詳細に説明されるとおり、動的に調整してチャネルの周波数応答を補完することを可能にする。

増幅器は、この明細書中により詳細に説明される差動要素１５０８と置換えられる。さらに、可変終端インピーダンス１５２０は、チャネルの特性インピーダンス１５１０と整合するよう、Ｒ_termによって決定される調整された分離回路の特性インピーダンスを動的に調整することを可能にする。

図４Ｂの実施例においては、可変減衰器１５１６Ａ、１５１６Ｂを設定し、可変終端インピーダンス１５２０を設定するための制御信号が、受信ポート３に位置するチャネル推定器１５１８から得られる。チャネル推定器１５１８は単純な信号振幅検出器として機能し得るが、この場合、可変減衰器設定が受信信号パワーに基づいており、可変終端インピーダンス設定が残りの送信信号パワーに基づいているか、または、チャネル推定器１５１８が、現在利用可能であるかまたは将来開発されるいずれかのシステムまたは方法に基づいたより高度なシステム同定アルゴリズムを用い得る。

図４Ｂに示される可変減衰器１５１６Ａ、１５１６Ｂおよび可変終端インピーダンス１５２０を実現するのに如何なる装置または方法をも用い得ることが企図される。これらの装置および方法は、ＰＩＮダイオード、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、スイッチトキャパシタ、ソリッドステートスイッチまたはリレーを含む能動回路または受動回路のうちの１つ以上を含むがこれらに限定されない。したがって、以下の説明および添付の特許請
求の範囲は、図４Ｂの特定の実施例に、または図示される要素および構成のみに限定されるものと解釈されるべきではない。

図５Ａは減衰器の実施例を示す。図示のとおり、第１のノード５００および第２のノード５０４は減衰器に電気的にアクセスする。抵抗器Ｒ₁およびＲ₂は第１のノード５００に接続する。抵抗器Ｒ₁の反対側の端子は接地に接続し、抵抗器Ｒ₂の反対側の端子はノード５０４および抵抗器Ｒ₃に接続する。抵抗器Ｒ₃の反対側の端子は接地に接続する。抵抗器Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ₃の値は、所望のレベルの減衰を達成するよう選択される。

図５Ｂは図５Ａの構成に類似しているが、抵抗器はＴ字型に構成される。図示のとおり、抵抗器Ｒ₄はノード５００に接続する。抵抗器Ｒ₄の反対側の端子は抵抗器Ｒ₅およびＲ₆に接続する。Ｒ₅の反対側の端子は接地に接続し、抵抗器Ｒ₆の反対側の端子はノード５０４に接続する。抵抗器Ｒ₄、Ｒ₅およびＲ₆の値は、所望のレベルの減衰を達成するよう選択される。

他の実施例においては、減衰器は、抵抗器、キャパシタおよびインダクタを含むがこれらに限定されない如何なる装置または要素を用いて構成されてもよい。受動素子または能動素子が用いられてもよい。当該減衰器がピンダイオード、スイッチトキャパシタまたは可変もしくは固定利得双方向増幅器を含み得ることがさらに企図される。

送信信号除去
この明細書中に記載される調整された分離回路の動作に関して、理解させる目的で図６に実現例が提供される。調整されたハイブリッドによる、出力送信信号の受信ポートからの除去が説明される。出力送信信号がとる経路６０４、６０８が図６に破線で示される。図示のとおり、送信信号は電流モードドライバ４０４から出力され、経路６０４および経路６０８に沿って進む。各々の経路が以下に説明される。

ノード１からノード２
経路６０４に沿ってノード１からノード２へと進む出力送信信号は、分離要素４１２Ａおよび４１６Ａに遭遇してからチャネル２１０に到達する。出力送信信号は、全域通過（すなわち、フラットな大きさの）ネットワークを形成する分離要素４１２Ａおよび４１６Ａによってはさほど変更されない。遅延要素４１２Ａはτ／２秒の遅延をもたらし、減衰要素４１６Ａは１０・ｌｏｇ（１／α）ｄＢの減衰をもたらす。結果として、減衰率αに依存している値によって送信機から送信される信号が、調整されたハイブリッドによって減衰される。αについての値は如何なる値を含んでいてもよいが、送信信号に加えられる減衰の量を減じるために減衰率αが大きくすることが一般に所望される。減衰の量はαに依存しており、このため、減衰のレベルは、より高い値のαを選択することによって先行技術の実施例よりも低くされ得る。一実施例において、αが０．７５に等しければ、調整されたハイブリッドは約１．２５ｄＢだけ送信信号を減衰する。これは、この明細書中に規定される他の性能特性を考慮した場合、先行技術のハイブリッドに勝る改善例となる。回路性能に関する異なるα値の間の関係が、図９に関連して以下により詳細に説明される。

図６に示される実施例については、ノード１とノード２との間の完全な伝達関数Ｈ₂₁が以下のとおり表わされてもよい。

ノード１からノード３
経路６０４に関して、送信信号は、ノード１から差動増幅器４０８の正端子へ進むとき遅延要素４１２Ａおよび減衰要素４１６Ａに遭遇する。実施例においては、遅延要素４１２Ａはτ／２秒の遅延をもたらし、減衰要素４１６Ａは１０・ｌｏｇ（１／α）の減衰をもたらす。経路６０８に関して、送信信号は、ノード１から差動増幅器４０８の負端子へ進むとき遅延４１２Ｂおよび減衰器４１６Ｂに遭遇する。実施例においては、遅延要素４１２Ｂはτ／２秒の遅延をもたらし、減衰要素４１６Ｂは１０・ｌｏｇ（１／α）の減衰をもたらす。他の実施例においては、他の量の遅延および／または減衰がもたらされてもよい。

遅延要素４１２Ａおよび４１２Ｂならびに減衰要素４１６Ａおよび４１６Ｂを整合させる。こうして、ラインインピーダンスＺ_lineと終端インピーダンスＲ_termとがまた整合しているのであれば、差動増幅器４０８への各入力における伝達関数は、経路６０４上の信号および経路６０８上の信号から分かるように同一となる。結果として、概ね等しい量の遅延と減衰とを有する送信信号が差動増幅器４０８の両方の入力に与えられる。定義によれば、差動増幅器はその入力間の差を出力し、これにより、ノード３において送信信号が除去されることとなる。

図６に示される実施例については、ノード１とノード３との間の完全な伝達関数Ｈ₃₁が以下のとおり表わされてもよい。

Ｈ₃₁の伝達関数は、終端抵抗Ｒ_termとチャネルインピーダンスＺ_lineとの間のインピーダンス整合によって決定されるとおり、調整されたハイブリッドの除去能力を表わす。Ｒ_termとＺ_lineとが完全に整合していれば、差動増幅器により、ノード３において送信信号が完全に除去されることとなる。他の実施例においては、完全に除去できないかもしれないが、ノード１における送信ポートとノード３における受信ポートとの間の分離の度合は、ノード３における受信ポート上の送信信号を十分に減じて入力受信信号の正確な検出および復号を可能にするのに十分である。

受信信号分離
図７を参照すると、受信信号に応答した実現例の動作を説明するのを助けるブロック図が示される。入力信号がとる経路７０４、７０８が図７に破線で示される。図から分かるように、チャネルノード２において受信される信号は経路７０４および７０８に沿って進む。

ノード２からノード３
経路７０８上の信号は、低雑音差動増幅器４０８の正端子にまっすぐ進む。この経路の伝達関数は１であり、このため、経路７０８上の信号は減衰または遅延されない。

経路７０４上の信号は、減衰器４１６Ａ、遅延４１２Ａ、電流モードドライバ４０４の出力インピーダンス、遅延４１２Ｂ、および減衰器４１６Ｂに遭遇してから差動増幅器４０８の負端子に到達する。この実施例においては、電流出力ドライバ４０４が高出力インピーダンスを処理するので、経路７０４上の信号には影響を及ぼさない。こうして、すべての信号が、要素４１２Ｂ、４１６Ｂを通って下方の経路へと進み、これらの要素４１２Ｂ、４１６Ｂの遅延および減衰に晒され、次いで、差動増幅器の負端子に進むと考えられ
てもよい。

終端抵抗Ｒ_termは入力信号を終端し、図６に示される実施例においては、チャネルＺ_lineの抵抗またはインピーダンスと整合するよう選択される。別の実施例においては、Ｒ_termの値は如何なる実値、または、実インピーダンスおよびリアクティブインピーダンスのネットワークであってもよい。入力信号は、終端抵抗Ｒ_termが当該ラインと整合していれば、経路７０４に沿って進むとき適切に終端されなければならない。

数学的には、ノード２から差動増幅器４０８の負入力端子への伝達関数は以下のとおりに表わされてもよい。

これはまた以下のとおり表わされてもよい。

結果として、ノード２からノード３への受信伝達関数Ｈ₃₂は以下のとおり表わされてもよい。

Ｈ₃₂の受信伝達関数はハイパスチャネル等化フィルタの影響を受け、伝達関数Ｈ₃₁は、終端抵抗Ｒ_termとチャネルインピーダンスＺ_lineとの間のインピーダンス整合によって決定されるとおり、調整されたハイブリッドの除去能力を表わす。

こうして、入力信号に与えられる受信伝達関数はＨ₃₂で表わされる。というのも、経路７０８上の信号が概して全くフィルタリングされておらず、経路７０４上の信号が要素４１２、４１６によってフィルタリングされて所望の全体的な応答を生成するからである。この特定の実施例においては、これは、これらの２つの経路間における２０・ｌｏｇ（１／α）ｄＢの減衰とτ秒の遅延とを含む。結果として得られる差動増幅器４０８からの出力は、フィルタリングされた受信信号と、伝達関数Ｈ₃₁によって決定される残りの若干量の送信信号とを含む。他の実施例においては、減衰および遅延の程度は、減衰要素４１６によってもたらされる減衰の量と、遅延要素４１２によってもたらされる遅延の量とに応じて変更されてもよい。

この実施例および結果として得られる動作方法に対する利点として、入力信号が要素４１２、４１６によって有意に分離され、以下により詳細に説明されるとおり、ノード２からノード３への伝達関数の周波数応答によって入力信号が変更される。入力信号に対する変更の量、種類および詳細は伝達関数に依存している。実施例においては、リードラグ応答が減衰器および遅延要素によって生成されて、入力信号のより高い周波数部分が増幅され、そのより低い周波数部分が減衰され、これにより、結果として高周波数プリエンファシスがもたらされる。高周波数プリエンファシスの量は減衰率αに正比例している。これ
は以下により詳細に説明される。

この実施例および結果として得られる動作方法に対する第２の利点として、ノード１に与えられる出力（送信）信号が、分離要素４１２Ａおよび４１６Ａによってはさほど変更されない。遅延要素４１２Ａおよび減衰要素４１６Ａは全域通過（すなわち、フラットな大きさの）ネットワークを形成する。全域通過ネットワークの減衰は、経路７０４に沿って入力信号に加えられる減衰の半分、または、１０・ｌｏｇ（１／α）である。したがって、送信信号に加えられる減衰は減衰率αに反比例している。減衰率αは、入力（受信）信号の高周波数プリエンファシスと出力（送信）信号の減衰との間に最適なバランスをもたらすよう調整可能である。たとえば、高周波数信号が大幅に減衰されている有線チャネルなどの分散通信チャネル上においては、大きな減衰率αを用いて受信信号の有意な高周波数プリエンファシスをもたらし得るが、この場合、送信信号はほとんど減衰されていない。

この実施例および結果として得られる動作方法に対する第３の利点は、ノード２に入ってくる受信信号が最小限の損失で分離回路に転送されるように、ノード２において見られる入力リターンロスが高くなることである。終端ネットワークＲ_termは、チャネルによって表わされるインピーダンスＺ_lineと整合するよう選択されて、送信信号と受信信号との間に最大の分離をもたらし得る。電流出力ドライバ４０４が高出力インピーダンスを有しているので、ノード２に見られるインピーダンスが終端ネットワークＲ_termによって決定される。こうして、Ｒ_termとＺ_lineとを整合させて送信／受信の分離を最大限にすることにより、ノード２における高入力リターンロスと分離回路への入力信号の最大パワー伝送とが確実にされる。

ノード２からノード３に進む受信された信号に関して、入力受信信号のすべてまたは大部分がノード１において送信信号から分離されることが企図される。上述のとおり、電流出力ドライバ４０４または他の信号源は高出力インピーダンスを有するよう構成され、これにより、高入力リターンロスが確実にされ得る。他の実施例においては、電流出力ドライバ４０４以外の信号源が用いられてもよく、これは高出力インピーダンスを有していてもまたは有していなくてもよい。というのも、分離回路に関連付けられる伝達関数（Ｈ₂₁、Ｈ₃₁およびＨ₃₂）がドライバの出力インピーダンスに依存していないからである。当該ドライバの出力インピーダンスが高インピーダンスでなければ、ノード２に入り、フィルタリングされた経路７０４に沿って進む入力信号の一部がノード２に反射し返される。反射された電圧Ｖ′は以下のとおりである。

したがって、差動増幅器４０８の正（Ｖ₊）端子および負（Ｖ_-）端子における電圧は以下のとおりとなる。

さらに、ノード２からノード３への伝達関数は以下のとおりである。

同様に、以下のとおり示すことができる。

図８は、調整されたハイブリッドの例示的な受信信号周波数応答の例示的な信号プロットを示す。これは、例示的なプロットとして考えられるべきであり、説明の目的で示されている。調整されたハイブリッド内の要素に応じて、調整されたハイブリッドの受信信号周波数応答が変化し得る。こうして、遅延および減衰の量を変えることにより、異なる周波数応答を獲得し得ることが企図される。可変遅延要素および可変減衰器要素を用いて、調整されたハイブリッド周波数応答の動的な制御を行い得ることがさらに企図される。図示のとおり、垂直軸８０４はパワーまたは大きさを表わし、ｄＢスケールで示される。水平軸８０８は周波数を表わす。０ｄＢプロット８１２は、すべての周波数にわたる０ｄＢ軸を表わし、参照用に提示されている。

チャネルについての一般に受入れられるローパス周波数応答がプロット８２０で示される。図から分かるように、チャネルはすべての周波数を減衰しており、この場合、より高い周波数はより大きく減衰されることとなる。より高い周波数のより大きな減衰は高周波数通信についての欠点を表わし、通信信号を受信および復号するのに克服しなければならない設計上の問題となる。

プロット８２２は、調整されたハイブリッドの一実施例の受信信号周波数応答を表わす。図から分かるように、調整されたハイブリッドの受信信号周波数応答はリードラグタイプのフィルタ応答として構成される。こうして、より低い周波数では、調整されたハイブリッドが受信された信号を減衰し、中間周波数はほとんど減衰を被らない。調整されたハイブリッドは高周波数で利得を有するよう構成される。こうして、受信信号のうち高周波数スペクトルの部分がわずかに増幅される。ローパスチャネル上では、この高周波数プリエンファシスが大いに所望される。

結果として得られる信号プロット８１６は、チャネルと調整されたハイブリッドとの組合された伝達関数を表わす。図から分かるように、プロット８１６は、受信信号の周波数スペクトルのより広い部分にわたって概ね平坦となるという利点を有する。こうして、調整されたハイブリッド回路は、分離および除去をもたらすだけでなく、チャネルを等化するという利点を提供する。結果として、受信機内において等化がそれほど、または場合によっては全く必要とされなくなる可能性があるか、または、下流の等化の程度および複雑さが低減される可能性がある。これは、従来より受信信号に関する全域通過周波数応答を有する先行技術のハイブリッドに勝る利点である。

図９は、例示的な調整されたハイブリッドにおける減衰率αの値を変更することに応答して生成される例示的な信号プロットを示す。これは例示的なプロットと考えられるべきであり、説明の目的で提示される。遅延、減衰またはこれら両方の量を変えることにより、異なる受信信号周波数応答を獲得し得ることが企図される。図示のとおり、垂直軸９０４は信号のパワーまたは大きさを表わし、ｄＢスケールで示される。水平軸９０８は周波数を表わす。

０ｄＢプロット８１２は、すべての周波数にわたる０ｄＢ軸を表わし、参照用に提示されている。チャネルについての一般に受入れられる周波数応答がプロット８２０で示される。これらのプロットは図８に関連して上述されており、ここでは改めて説明されない。

プロット９１２、９１６および９２０は、減衰率αのさまざまな値についての、当該調整されたハイブリッドの受信信号周波数応答を表わす。特に、プロット９２０は、他の２つのプロット９１２、９１６の周波数応答を有する調整されたハイブリッドに関連付けられるα値よりも大きなα値を表わす。こうして、より大きなαの値を選択することにより、低周波数での減衰の量が増大し、より高い周波数での利得の量がまた増大する。なお、αの値が１の値に向かって増大すると、結果として得られる１／αの平方根により、１／αよりも値１により近い数が得られることに留意されたい。長いツイストペアワイヤケーブルなどのシビアなローパスのチャネルのために大きなα値が選択され得ることが企図される。というのも、α値がより大きいことにより、長いラインによって大幅に減衰されるより高周波数の信号部分についての利得を増大させながらも、調整されたハイブリッド回路の送信経路における信号減衰の量を減らすといった利点が提供されるからである。

対照的に、プロット９１２は、小さな減衰率α値に関連付けられる。このため、低周波数での減衰の量はプロット９２０に比べて少なくなる。高周波数利得の量もプロット９２０に比べて少なくなる。プロット９１２で示されるとおり当該調整されたハイブリッドのための周波数応答をもたらすαのより小さな値が、長さの短いツイストペアワイヤケーブルのようなさほどシビアでないローパスのチャネルに十分に適していることが企図される。たとえば、短いツイストペアワイヤケーブル上では、長いツイストペアワイヤケーブル上におけるよりも、すべての周波数での信号の減衰の程度が低くなる。こうして、より小さなα値はこの場合十分に適したものとなる。というのも、さほどシビアでないローパスのチャネルを介して到達する信号が、より高い周波数成分ほどの増幅を必要としないからである。

プロット９１６は、プロット９２０を生成したαの値と、プロット９１２を生成したαの値との間にあるα値を有する調整されたハイブリッドの周波数応答のプロットを示す。αについての中間値が広範囲のチャネルローパス特性に適するよう選択され得ることが企図される。α値の対に対する例示的なチャネルローパス特性が与えられるが、調整されたハイブリッドの所望の設計および動作パラメータに応じて、任意のα値が所与のチャネルローパス特性に選択され得ることが企図される。

αの値が、当該チャネルの特性に基づいて理想値に恒久的に設定され得るかまたは適合可能であり得ることがさらに企図される。一実施例、たとえば図４Ｂに示される実施例においては、受信機は、受信ポートにおけるチャネル推定器を用いて、受信された信号のパワーレベルまたは大きさを検出し得る。受信信号のパワーレベルに基づいて、当該チャネルのローパス性質が外挿されてもよく、選択されたαの値が当該チャネルのために最適化される。特に、高周波数利得のレベル、低周波数減衰またはこれら両方は、チャネルの検出された特性に最もよく適合するよう調整され得る。この動作は、定期的に、もしくは初期設定プロセスの一部として、またはその両方の場合に行なわれてもよい。他の実施例に
おいては、αの値が手動で設定されてもよい。

図１０Ａは、差動モード構成での調整されたハイブリッドの実施例のブロック図を示す。差動モードの調整されたハイブリッドについて他にも構成があるので、この実施例を説明の目的で提供することが企図される。たとえば、図１０Ｂは図１０Ａの実施例を示し、ここでは、差動増幅器はより一般的には差動装置と置換えられる。一般に理解されるとおり、図１０Ａの増幅器は差動装置として構成されてもよく、このため、当該増幅器は差動装置の一例となる。

図１０Ｃは、差動増幅器が総和装置と置換えられている実施例を示す。当該総和装置は、抵抗器のネットワークを含み得る一実施例におけるような如何なる要素をも含み得る。図１０Ｂおよび図１０Ｃにそれぞれ示される差動装置および総和装置は、信号増幅を用い得る能動回路または信号増幅を用い得ない受動回路として実現されてもよい。差動装置および総和装置は増幅器または他のいずれかの要素として実現されてもよい。たとえば、差動装置は抵抗器を含み得る。いくつかの構成においては、総和装置は、差動装置よりも実現が容易であり得る。したがって、添付の特許請求の範囲は、図１０Ａ〜図１０Ｃに示される特定の実施例に限定されるものと解釈されるべきではない。

図１０Ａ、図１０Ｂおよび図１０Ｃをここで説明する。これらの図が類似しているので、これら３つはすべて、１回の説明で図１０Ａを参照して記載される。図１０Ａの実施例においては、当該チャネルは、導体１００４Ａ、１００４Ｂを含むツイストペアチャネルを含む。差動モード構成の多数の調整されたハイブリッドが、たとえばＣＡＴ５イーサネット（登録商標）環境で用いられてもよい。導体１００４Ａは第１の調整されたハイブリッド１００８Ａに接続し、第２の導体１００４Ｂは第２の調整されたハイブリッド１００８Ｂに接続する。他の実施例においては、他のチャネルが用いられてもよい。加えて、いくつかの実施例においては、マルチチャネル通信システムは、この明細書中に記載されるとおり、１つ以上の調整されたハイブリッドを用い得る。

第１の調整されたハイブリッド１００８Ａおよび第２の調整されたハイブリッド１００８Ｂは上述のとおり動作し、このため、これらの装置の動作の説明はここでは繰返さない。第１の調整されたハイブリッドはさらに送信ポート１０２０および受信ポート１０２４を含む。同様に、第２の調整されたハイブリッドは送信ポート１０３９および受信ポート１０３４を含む。

送信ポート１０２０、１０３９は、通信装置（図示せず）に関連付けられる２つの導体送信ポートとして機能し、および／または、当該２つの導体送信ポートに接続する。受信ポート１０２４、１０３４は、通信装置（図示せず）に関連付けられる２つの導体受信側ポートとして機能するかまたは当該２つの導体受信側ポートに接続する。他の実施例においては、２つ以上の導体チャネルが用いられてもよい。たとえば、ＣＡＴ５ケーブル配線を用いる通信システムなどのいくつかの通信システムは２つ以上のチャネルを用いる。この明細書中に記載される調整されたハイブリッドをこのような実施例において用い得ることが企図される。導体が２個よりも多いかまたは２個未満であるチャネルを用い得ることがさらに企図される。

図１０Ｂおよび図１０Ｃに図示のとおり、当該構成が差動装置または総和装置を含む場合、受信側チャネル１３２４、１３３４の出力が任意に増幅器に供給され得る。

この発明のさまざまな実施例を説明してきたが、より多くの実施例および実現例がこの発明の範囲内で実現可能であることが当業者に明らかとなるだろう。加えて、さまざまな実施例および特徴が組合わされてもよく、または、単独でもしくは如何なる組合せで構成
されてもよい。

先行技術のハイブリッド構成を示すブロック図である。 調整された分離回路の実施例を示すブロック図である。 調整された分離回路の別の実施例を示すブロック図である。 調整された回路の実施例を示すブロック図である。 調整された分離回路の代替的な実施例を示すブロック図である。 チャネル推定器を有する代替的な実施例を示すブロック図である。 減衰器の実施例を示す図である。 減衰器の実施例を示す図である。 送信信号除去の例示的な方法を示す図である。 受信信号を分離する例示的な方法を示す図である。 調整された分離回路の受信周波数応答のプロットを示す図である。 異なるα値に応答した、調整された分離回路の受信周波数応答のプロットを示す図である。 差動モード構成の調整された分離回路の実施例を示すブロック図である。 差動モード構成の調整された分離回路の別の実施例を示すブロック図である。 差動モード構成の調整された分離回路の別の実施例を示すブロック図である。

Claims (42)

1. 分離回路を用いて、受信された信号を、送信された信号をもまた搬送するチャネルから分離するための方法であって、
   前記分離回路においてチャネルから入力信号を受信するステップと、
   前記分離回路において出力信号を受信するステップとを含み、前記出力信号は前記チャネルを介して送信され、前記方法はさらに、
   前記出力信号を、第１のフィルタでフィルタリングして、第１のフィルタリングされた出力信号を生成するステップと、
   前記出力信号を、前記第１のフィルタと概ね同一の伝達関数を有する第２のフィルタでフィルタリングして、第２のフィルタリングされた出力信号を生成するステップと、
   前記第１のフィルタリングされた出力信号および前記第２のフィルタリングされた出力信号を差動装置に供給するステップと、
   前記入力信号を前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタでフィルタリングして、フィルタリングされた入力信号を生成するステップと、
   前記フィルタリングされた入力信号および前記入力信号を差動装置に供給するステップと、
   前記差動装置から前記入力信号を出力するステップとを含み、前記第１のフィルタリングされた出力信号および前記第２のフィルタリングされた出力信号が前記差動装置においてキャンセルする、方法。
2. 前記差動装置は差動増幅器である、請求項１に記載の方法。
3. 前記分離回路は差動モードで構成される、請求項１に記載の方法。
4. 差動装置は信号総和を実行するよう構成される、請求項１に記載の方法。
5. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタは概ね同一の周波数応答を有する、請求項１に記載の方法。
6. フィルタリングするステップは遅延するステップおよび減衰するステップを含む、請求項１に記載の方法。
7. フィルタリングするステップは全域通過応答フィルタリングするステップを含む、請求項１に記載の方法。
8. 前記チャネルは１つ以上のツイストペア導体を含む、請求項１に記載の方法。
9. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタは、前記チャネルの分散効果を部分的または完全に等化する前記分離回路のための周波数応答を生成するよう構成される、請求項１に記載の方法。
10. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタは、前記チャネルの特性に依存する周波数応答を生成するよう、スイッチネットワークまたは適合プロセスを通じて動的に再構成可能である、請求項１に記載の方法。
11. チャネルポートに接続され、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう構成された終端インピーダンスをさらに含む、請求項１に記載の方法。
12. 前記終端インピーダンスは、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう動的に調整される、請求項１１に記載の方法。
13. 前記分離回路は、リアクティブインピーダンスを有する、請求項１に記載の方法。
14. 前記チャネルのインピーダンス以上の出力インピーダンスを有するドライバを用いて、前記出力信号を、前記第１および第２のフィルタに供給するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
15. 前記方法は、高速ネットワーク通信において用いられる、請求項１に記載の方法。
16. 共用チャネル環境において、送信ポート上の信号と受信ポート上において受信される入力信号との間の所望のレベルの電気的分離を維持するよう送信ポートと受信ポートとを分離するための方法であって、前記方法は、
    チャネルノードにおいてチャネルからの入力信号を受信するステップと、
    出力信号を送信ポートに供給するステップと、
    前記チャネルの分散効果を部分的または完全に等化するよう前記入力信号を処理し、これにより、処理された入力信号を生成するステップと、
    互いに概ね等しい伝達関数を有する少なくとも２つのフィルタを用いて、２つ以上の概ね等しい出力信号を生成するよう前記出力信号を処理するステップと、
    前記処理された入力信号および前記入力信号を差動装置に供給するステップと、
    前記２つ以上の概ね等しく処理された出力信号を差動装置に供給するステップとを含み、前記概ね等しい出力信号が前記差動装置においてキャンセルし、前記差動装置が前記入力信号を出力する、方法。
17. 前記方法は差動モードで構成される、請求項１６に記載の方法。
18. 前記差動装置は信号総和を実行するよう構成される、請求項１６に記載の方法。
19. 前記差動装置は差動増幅器を含む、請求項１６に記載の方法。
20. 前記出力信号を処理するステップは、
    前記出力信号上で第１の処理を実行するステップと、
    前記出力信号上で第２の処理を実行するステップとを含む、請求項１６に記載の方法。
21. 前記チャネルはツイストペア導体を含む、請求項１６に記載の方法。
22. 前記処理は動的に調整されたフィルタによって実行される、請求項１６に記載の方法。
23. 前記１つ以上のフィルタのうちの少なくとも１つは減衰器および遅延を含む、請求項１６に記載の方法。
24. チャネルポートに接続され、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう構成された終端インピーダンスをさらに含む、請求項１６に記載の方法。
25. 前記終端インピーダンスは、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう動的に調整される、請求項２４に記載の方法。
26. 分離回路であって、
    チャネルポートと、
    送信ポートと、
    受信ポートと、
    前記チャネルポートに接続された第１のフィルタと、
    前記第１のフィルタと概ね同一の伝達関数を有する第２のフィルタと、
    前記送信ポート、前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタに接続された信号源と、
    前記受信ポート、前記チャネルポートおよび前記第２のフィルタに接続されたジャンクションとを含む、分離回路。
27. 信号分離ユニットは差動モードで構成される、請求項２６に記載の分離回路。
28. 前記ジャンクションは、差動、総和またはこれら両方を実行するよう構成されたジャンクションを含む、請求項２７に記載の分離回路。
29. 前記チャネルポートに接続され、チャネルのインピーダンスと整合するよう構成された終端インピーダンスをさらに含む、請求項２６に記載の分離回路。
30. 前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタは各々、遅延および減衰器を含む、請求項２６に記載の分離回路。
31. 前記減衰器は１つ以上の抵抗器を含む、請求項３０に記載の分離回路。
32. ハイブリッドの周波数応答は、前記チャネルの分散効果を部分的または完全に等化する周波数応答を含む、請求項２６に記載の分離回路。
33. 前記ハイブリッドの周波数応答は前記チャネルの特性に応じて動的に調整される、請求項２６に記載の分離回路。
34. 前記終端インピーダンスは、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう動的に調整される、請求項２９に記載の分離回路。
35. 信号分離ユニットであって、
    チャネルに接続するよう構成されたチャネルポートと、
    送信機に接続するよう構成された送信ポートと、
    受信機に接続するよう構成された受信ポートと、
    差動装置とを含み、前記差動装置は、
    前記受信ポートに接続された出力と、
    前記チャネルポートに接続された第１の入力と、
    第２のフィルタに接続された第２の入力とを含み、前記信号分離ユニットはさらに、
    前記送信ポートに接続された入力と第１のフィルタおよび第２のフィルタに接続された出力とを含む電流モードドライバを含み、
    前記第１のフィルタは前記チャネルポートに接続し、前記第１のフィルタおよび前記第２のフィルタは、概ね同様の伝達関数を有する、信号分離ユニット。
36. 前記信号分離ユニットの伝達関数は周波数依存である、請求項３５に記載のユニット。
37. 前記信号分離ユニットの伝達関数は全域通過フィルタ以外のものである、請求項３５に記載のユニット。
38. 前記信号分離ユニットの伝達関数は、前記チャネルの特性に応じて動的に調整される、請求項３５に記載のユニット。
39. 前記チャネルポートに接続され、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう構成された終端インピーダンスをさらに含む、請求項３５に記載のユニット。
40. 前記終端インピーダンスは、前記チャネルのインピーダンスと整合するよう動的に調整される、請求項３９に記載のユニット。
41. 前記信号分離ユニットは差動モードで構成される、請求項３５に記載のユニット。
42. 前記差動装置はむしろ信号総和のために構成される、請求項４１に記載のユニット。

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