JP4858192B2 - DC power supply - Google Patents
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Description
本発明は、入力側が直列接続され、かつ出力側が並列接続された複数段のフライバック式DC/DCコンバータからなる直流電源装置に関し、特に、直流電源電圧を分割する複数のコンデンサの電圧アンバランスを防止する技術に関するものである。 The present invention relates to a DC power supply device including a plurality of flyback DC / DC converters whose input side is connected in series and whose output side is connected in parallel, and in particular, the voltage imbalance of a plurality of capacitors that divide the DC power supply voltage. It relates to the technology to prevent.
図7は、この種の直流電源装置の従来技術を示している。
同図において、100は直流電源、11,12,13は直流電源100の正負極間に直列接続されたコンデンサ、31,32,33は一次巻線の一端が前記コンデンサ11,12,13の各一端に接続されたトランス、21,22,23は前記一次巻線の他端と前記コンデンサ11,12,13の各他端との間に接続された半導体スイッチング素子、41,42,43,61,62,63はダイオード、51,52,53はコンデンサ、71,72,73はスイッチング素子21,22,23に対応して設けられたゲート回路、80は制御回路、141,142,143は制御回路80によって駆動され、前記ゲート回路71,72,73に制御信号を絶縁して送出するフォトカプラ、131,132は直流出力端子P,N間に接続された電圧検出用抵抗、90はフォトカプラ、111は順電流制限用抵抗、121はスイッチングレギュレータ、200は前記ゲート回路71,72,73に電源を供給するゲート電源である。
FIG. 7 shows the prior art of this type of DC power supply.
In the figure, 100 is a DC power source, 11, 12, 13 are capacitors connected in series between the positive and negative electrodes of the
ここで、コンデンサ11、トランス31、スイッチング素子21等は1段目のフライバック式DC/DCコンバータを構成しており、以下同様に構成された2段目、3段目のフライバック式DC/DCコンバータと相俟って、入力側が直列接続され、かつ出力側が並列接続された3段のフライバック式DC/DCコンバータからなる直流電源装置が構成されている。
Here, the capacitor 11, the
この従来技術では、電圧検出用抵抗131,132、順電流制限用抵抗111、スイッチングレギュレータ121及びフォトカプラ90により電圧調整器が構成され、この電圧調整器は、スイッチングレギュレータ121内部にある基準電圧(出力電圧目標値)と抵抗器131,132の分圧によって得られた出力電圧検出値とを比較し、その偏差に応じた電圧をスイッチングレギュレータ121が出力することによって電圧調整を行なっている。電圧調整器の出力(パルス幅指令値)はフォトカプラ90を介して制御回路80に入力され、制御回路80では同じ幅のスイッチング信号をフォトカプラ141,142,143により絶縁して各ゲート回路71,72,73に分配している。
そして、ゲート回路71,72,73からの点弧信号によりスイッチング素子21,22,23をそれぞれ点弧することにより、各トランス31,32,33の二次巻線に発生する電力を加え合わせて直流出力端子P,N間に出力し、その出力電圧検出値が目標値に一致するように制御を行っている。
In this prior art, a voltage regulator is constituted by the
Then, by igniting the
ここで、各段のスイッチング素子21,22,23の出力側は、直流電源電圧Vinをコンデンサ11,12,13により分割した電位点にそれぞれ接続されており、コンデンサ11,12,13の容量が等しいとすれば、上段のゲート回路71の基準電位は2/3Vin、中段のゲート回路72の基準電位は1/3Vin、下段のゲート回路73の基準電位は0Vであるため、制御回路80では、各ゲート回路71,72,73に送る制御信号およびゲート電圧を個別にフォトカプラ,トランスを用いて絶縁している。
Here, the output side of the
さて、一般にフライバック式DC/DCコンバータは、他のDC/DCコンバータに比べて部品点数が少ないという特徴がある。しかし、DC/DCコンバータを1段構成にしてトランスの一次巻線とスイッチング素子との直列回路に直流電源電圧をそのまま印加すると、直流電源電圧が高い場合には高耐圧のスイッチング素子を用いなければならない。
また、トランスに関しても、入力電圧が高くなるとVT積が大きくなり、磁気飽和させないために断面積の大きなコアを用いなければならず、トランスを小型化できないという問題がある。
In general, a flyback DC / DC converter has a feature that the number of parts is smaller than that of other DC / DC converters. However, if the DC power supply voltage is applied as it is to the series circuit of the transformer primary winding and the switching element with the DC / DC converter having a single stage configuration, if the DC power supply voltage is high, a high voltage switching element must be used. Don't be.
As for the transformer, when the input voltage is increased, the VT product is increased, and a core having a large cross-sectional area must be used in order to prevent magnetic saturation, and the transformer cannot be reduced in size.
なお、以下の数式は、1段構成のフライバック式DC/DCコンバータにおけるスイッチング素子に印加される電圧、直流入出力電圧等の関係を示している。
Vd=Vin+n1/n2×Vo×Vl
Vd:スイッチング素子に印加される電圧,
Vin:直流入力電圧(直流電源電圧),
Vo:直流出力電圧,
Vl:トランスの漏れインダクタンス分による跳ね上がり電圧,
n1:トランスの一次巻数,
n2:トランスの二次巻数
In addition, the following numerical formula has shown the relationship of the voltage applied to the switching element in a flyback type DC / DC converter of 1 step | paragraph structure, a DC input / output voltage, etc.
V d = V in + n 1 /
V d : voltage applied to the switching element,
V in : DC input voltage (DC power supply voltage),
V o : DC output voltage,
V l : Bounce voltage due to transformer leakage inductance,
n 1 : number of primary turns of the transformer,
n 2 : Number of secondary turns of transformer
上記の問題点に対して、図7に示したように複数段のフライバック式DC/DCコンバータからなる直流電源装置によれば、直流電源電圧を直列接続された複数のコンデンサ11,12,13により分割することができ、これらのコンデンサ11,12,13の分担電圧がトランス31,32,33の一次巻線を介してスイッチング素子21,22,23にそれぞれ印加される。
このため、スイッチング素子の低耐圧化が可能であり、トランス入力電圧の低下による小型化と共に装置全体の小型化、低価格化を図ることができる。
なお、図7と同様の主回路を持つ直流電源装置は、例えば特許文献1,2に記載されている。
In order to solve the above problem, according to the DC power supply device comprising a plurality of stages of flyback DC / DC converters as shown in FIG. 7, a plurality of
For this reason, it is possible to reduce the withstand voltage of the switching element, and it is possible to reduce the size and cost of the entire device as well as downsizing due to a decrease in the transformer input voltage.
A DC power supply device having a main circuit similar to that shown in FIG. 7 is described in, for example,
図7等に示した直流電源装置では、直列接続された複数のコンデンサの電圧が各スイッチング素子の通流率に反比例するため、各スイッチング素子は同じパルス幅でスイッチングしないとアンバランスになる不都合がある。また、各段のDC/DCコンバータを個別に制御する方式においては、アンバランスが生じるとこのアンバランスを解消するためのパルス補正を行なわなければならず、電圧調整動作とは逆の動きになる。すなわち、単に電圧調整動作をさせてしまうと、入力電圧が低下するとパルス幅を広げるため、入力電圧が低下するというループで正帰還することになる。逆に、入力電圧が上昇するとパルス幅を絞り込み、これによりさらに入力電圧は上昇するループで正帰還することになる。さらに、複数段のDC/DCコンバータの入力電圧がアンバランスになると、電圧が高いコンデンサに接続されているコンバータのスイッチング素子の電圧責務が厳しくなるので、高耐圧の素子を使用する必要が生じ、コスト高の原因となる。
これを解決するために、特許文献1に係る従来技術では、直流電源電圧から各段のコンデンサが分担するべき電圧目標値を求め、各コンデンサの電圧実際値を検出して電圧目標値との偏差がゼロになるような補正信号を作成すると共に、出力電圧設定値と出力電圧検出値との偏差から求めた自動電圧調整信号に前記補正信号を加算してスイッチング素子の通流率を制御している。
このため、各段のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器が必要であり、スイッチング素子の制御回路も複雑化するおそれがあった。
In the DC power supply device shown in FIG. 7 and the like, since the voltages of a plurality of capacitors connected in series are inversely proportional to the conduction ratio of each switching element, each switching element has an inconvenience of being unbalanced unless it is switched with the same pulse width. is there. Further, in the method of individually controlling the DC / DC converters in each stage, if an imbalance occurs, pulse correction for eliminating the imbalance must be performed, which is the reverse of the voltage adjustment operation. . That is, if the voltage adjustment operation is simply performed, the pulse width is widened when the input voltage is lowered, and therefore, positive feedback is performed in a loop in which the input voltage is lowered. On the contrary, when the input voltage rises, the pulse width is narrowed down, so that the input voltage is positively fed back in a loop where the input voltage further rises. Furthermore, when the input voltage of the multi-stage DC / DC converter becomes unbalanced, the voltage duty of the switching element of the converter connected to the capacitor having a high voltage becomes severe, so that it is necessary to use a high withstand voltage element, It causes high cost.
In order to solve this, in the prior art according to
For this reason, a voltage detector for detecting the voltage of the capacitor at each stage is required, and the control circuit of the switching element may be complicated.
更に、特許文献2に係る従来技術では、各スイッチング素子の動作遅れに起因する電流のアンバランスを低減するために、複数段のDC−DCコンバータの共通入力回路に流れる電流を検出し、その電流検出値に応じてスイッチング素子のオンパルス幅を補正している。
従って、この従来技術では入力電流検出器が必要不可欠であった。
Furthermore, in the prior art according to
Therefore, in this prior art, an input current detector is indispensable.
そこで本発明の解決課題は、直流電源電圧を分割する複数のコンデンサの電圧アンバランスを制限することができ、しかも、入力側の検出器を最小限度にして回路構成の簡略化、装置の小型化、低価格化を図った直流電源装置を提供することにある。 Accordingly, the problem to be solved by the present invention is that it is possible to limit the voltage imbalance of a plurality of capacitors that divide the DC power supply voltage, and to simplify the circuit configuration and miniaturize the apparatus by minimizing the detector on the input side. An object of the present invention is to provide a direct current power supply device that is reduced in price.
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、一次巻線が半導体スイッチング素子に直列接続されるトランスと、直流電圧が印加され、かつ前記一次巻線と半導体スイッチング素子との直列回路に並列接続されるコンデンサと、を有するフライバック式DC/DCコンバータを複数段備え、
各段のDC/DCコンバータの前記コンデンサを直列接続してその直列回路の両端を直流電源に接続すると共に、各段のDC/DCコンバータの前記トランスの二次巻線をダイオードを介し並列接続して直流出力端子に接続してなる直流電源装置において、
前記直流出力端子側に各段のDC/DCコンバータに対応して直列接続したフォトカプラ,スイッチングレギュレータ,抵抗からなる電圧調節器を設け、出力電圧目標値と出力電圧検出値との偏差に基づいて得られたパルス幅指令値を前記フォトカプラを介して各段のDC/DCコンバータに個別に帰還してDC/DCコンバータの前記半導体スイッチング素子を制御するものである。
In order to solve the above-mentioned problem, an invention according to
The capacitors of the DC / DC converters at each stage are connected in series and both ends of the series circuit are connected to a DC power source, and the secondary winding of the transformer of the DC / DC converter at each stage is connected in parallel via a diode. In the DC power supply device connected to the DC output terminal,
A voltage regulator composed of a photocoupler, a switching regulator, and a resistor connected in series corresponding to the DC / DC converter of each stage is provided on the DC output terminal side, and based on the deviation between the output voltage target value and the output voltage detection value The obtained pulse width command value is individually fed back to each stage DC / DC converter via the photocoupler to control the semiconductor switching element of the DC / DC converter.
請求項2に係る発明は、請求項1記載の直流電源装置において、
各段のDC/DCコンバータの前記コンデンサの電圧を検出し、その電圧検出値が設定値以下になったときに、当該DC/DCコンバータの前記半導体スイッチング素子をオフし、または通流率を低下させて前記コンデンサ電圧の低下を防止する電圧制限部を備えたものである。
The invention according to
The voltage of the capacitor of the DC / DC converter in each stage is detected, and when the detected voltage value is lower than the set value, the semiconductor switching element of the DC / DC converter is turned off or the conduction ratio is lowered. And a voltage limiter for preventing the capacitor voltage from being lowered.
請求項1に係る発明によれば、各段のフライバック式DC/DCコンバータの入力側に電圧検出器や電流検出器を備えることなく入力電圧をほぼバランスさせることができ、回路構成の簡略化やコストの低減を図ることができる。
請求項2に係る発明によれば、各段のフライバック式DC/DCコンバータの入力電圧を個別に監視してスイッチング素子を制御することで、入力電圧のアンバランスが助長されるのを未然に防止することができる。
総じて本発明によれば、入力電圧のアンバランスを制限してスイッチング素子等に低耐圧の素子を使用可能とすると共に、トランスへの印加電圧を低下させることができ、全体として小型で入力電圧の高い直流電源装置を実現することが可能である。
According to the first aspect of the present invention, the input voltage can be substantially balanced without providing a voltage detector or a current detector on the input side of each stage of the flyback DC / DC converter, and the circuit configuration is simplified. And cost reduction.
According to the second aspect of the present invention, the input voltage unbalance is promoted by monitoring the input voltage of each stage flyback DC / DC converter and controlling the switching element. Can be prevented.
In general, according to the present invention, it is possible to use a low-breakdown-voltage element as a switching element by limiting imbalance of the input voltage, and to reduce the voltage applied to the transformer. It is possible to realize a high DC power supply device.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図1は本発明の第1,第2実施形態の主回路構成図であり、図7と同一の構成要素には同一の番号を付してある。この主回路は、一次巻線が半導体スイッチング素子に直列接続されるトランスと、直流電源電圧の1/N(Nは2以上の整数であり、この例ではN=3)の電圧が印加されるコンデンサと、を備えたフライバック式DC/DCコンバータを3段備えた直流電源装置である。
また、図2は図1における1段分のフライバック式DC/DCコンバータを示しており、100’は図1の直流電源100の電圧を1/3にした直流電源に相当する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a main circuit configuration diagram of the first and second embodiments of the present invention, and the same components as those in FIG. In this main circuit, a transformer whose primary winding is connected in series to the semiconductor switching element and a voltage of 1 / N of the DC power supply voltage (N is an integer equal to or larger than 2, N = 3 in this example) are applied. A DC power supply device including three stages of flyback DC / DC converters including a capacitor.
FIG. 2 shows the flyback DC / DC converter for one stage in FIG. 1, and 100 ′ corresponds to a DC power source in which the voltage of the
図1に示す主回路は、図7に示した従来技術における主回路と基本的に同一であり、直流電源電圧をコンデンサ11,12,13により3分割すると共に、トランス31,32,33の一次巻線とスイッチング素子21,22,23との直列回路を前記コンデンサ11,12,13にそれぞれ並列接続し、トランス31,32,33の二次側をダイオード41,42,43,61,62,63及びコンデンサ51,52,53を介して並列に接続することにより、低耐圧のスイッチング素子や入力電圧の低いトランスを使用可能として回路の小型化を可能にしている。
The main circuit shown in FIG. 1 is basically the same as the main circuit in the prior art shown in FIG. 7, and the DC power supply voltage is divided into three by the
ここで、図1に示すような直流電源装置では、前述したようにコンデンサ11,12,13の電圧がアンバランスになるという問題があり、その結果、過渡的にスイッチング素子21,22,23に過大な電圧が印加されるおそれがある。
入力電圧をバランスさせるためには、電圧が高くなったコンデンサを含むDC/DCコンバータの出力が増え、入力電圧が低くなると出力を絞るようにスイッチング素子を動作させる必要がある。このためには、各段のDC/DCコンバータのスイッチング素子に全く同じ点弧信号を入力すればよい。
Here, the DC power supply device as shown in FIG. 1 has a problem that the voltages of the
In order to balance the input voltage, it is necessary to operate the switching element so that the output of the DC / DC converter including the capacitor whose voltage is increased increases and the output is reduced when the input voltage is decreased. For this purpose, the same ignition signal may be inputted to the switching elements of the DC / DC converters in the respective stages.
図3は、2段のDC/DCコンバータにより直流電源装置を構成した場合の各段のスイッチング素子に対する点弧信号、上段及び下段のトランスの一次側電流を示す波形図である。
同図において、点線は各段のコンデンサの電圧が同じ場合の一次側電流を示しており、その平均値は等しいため同一の電力を出力可能である。一方、実線は上段のコンデンサの電圧が下段のコンデンサよりも高い場合の一次側電流であり、平均電流もアンバランスな値となっている。
FIG. 3 is a waveform diagram showing an ignition signal for the switching element of each stage and the primary side current of the upper and lower transformers when the DC power supply device is constituted by a two-stage DC / DC converter.
In the figure, the dotted line indicates the primary side current when the voltage of the capacitor of each stage is the same, and since the average value is equal, the same power can be output. On the other hand, the solid line is the primary current when the voltage of the upper capacitor is higher than that of the lower capacitor, and the average current is also an unbalanced value.
この場合、各段の入力電圧をVinとすると、上段及び下段のトランスのインダクタンスLが等しければ、以下の数式によって入力電圧が高い段のdi/dtが高くなり、その分、平均電流も増加する。
di/dt=Vin/L
従って、入力電圧が高い段の出力が増加するので、コンデンサ電圧はやがてバランスすることとなる。
しかし、実際には、点弧信号のパルス幅の違いや、トランスのインダクタンスの違いにより、コンデンサ電圧に許容しうる定常的な偏差が生じて動作する。
In this case, when the input voltage of each stage to V in, being equal upper and lower transformer inductance L, the input voltage is increased higher stage of di / dt by the following equation, that amount, the average current is also increased To do.
di / dt = V in / L
Therefore, since the output of the stage with a high input voltage increases, the capacitor voltage will eventually be balanced.
However, in practice, the capacitor voltage operates with a steady deviation that is allowed by the difference in the pulse width of the ignition signal and the difference in the inductance of the transformer.
そこで、本発明の第1実施形態は、図4のように構成されている。以下では、この回路構成が図7と異なる点を中心にして説明する。
図4において、各段のフライバック式DC/DCコンバータのゲート回路71,72,73に対応して、制御回路81,82,83がそれぞれ個別に設けられている。また、各段のトランス31A,32A,33Aには三次巻線241,242,243が設けられ、その両端に接続されたダイオード221,222,223とコンデンサ231,232,233との各接続点が抵抗211,212,213を介してコンデンサ11,12,13の各一端にそれぞれ接続されていると共に、前記コンデンサ231,232,233の両端がゲート回路71,72,73及び制御回路81,82,83にそれぞれ接続されている。なお、201,202,203はゲート電源を示す。
Therefore, the first embodiment of the present invention is configured as shown in FIG. In the following description, the circuit configuration will be described with a focus on differences from FIG.
In FIG. 4,
更に、直流出力端子P,N間には、図7と同様に抵抗131,132が直列に接続されていると共に、各段の制御回路81,82,83に対応する帰還用のフォトカプラ91,92,93内の発光ダイオード(LED)の直列回路と、順電流制限用抵抗111及びスイッチングレギュレータ121とが直列に接続されて電圧調整器が構成されている。この電圧調整器は、スイッチングレギュレータ121内部にある基準電圧(出力電圧目標値)と抵抗器131,132の分圧によって得られた出力電圧検出値とを比較し、その偏差に応じてスイッチングレギュレータ121が電圧調整することにより、出力電圧目標値と出力電圧検出値との偏差をフォトカプラ91,92,93の順電流(パルス幅指令値)に変換する。
そして、前記フォトカプラ91,92,93の出力端子は各制御回路81,82,83に接続されている。
Further,
The output terminals of the
図4に示した第1実施形態によれば、帰還用のフォトカプラ91,92,93の発光ダイオードには同じ大きさの順電流が流れ、電流伝達率(CTR)のバラツキによる影響はあるものの、各制御回路81,82,83には同じ大きさの出力電圧目標値と出力電圧検出値との偏差であるパルス幅指令値が、フォトカプラ91,92,93を介して各段のDC/DCコンバータに個別に帰還される。このため、各制御回路81,82,83にはほぼ等しいパルス幅指令値を帰還することができ、ゲート回路71,72,73を介して各スイッチング素子21,22,23を点弧させて各段のトランス31A,32A,33Aの出力を均等にすることができる。
この場合、トランス31A,32A,33Aのインダクタンスが等しければ、入力電圧が高い段のトランスがより大きい電力を出力するため、その入力電圧を低下させる方向に制御が働き、定常的には各段の入力側のコンデンサ11,12,13の電圧が等しくなる。
According to the first embodiment shown in FIG. 4, forward currents of the same magnitude flow through the light emitting diodes of the
In this case, if the
ここで、上述したように各段のスイッチング素子21,22,23を個別に点弧した場合、点弧開始のタイミングが揃わず、ずれて起動した場合や負荷変動などの過渡状態において、入力電圧がアンバランスになるおそれがある。
特に、第1実施形態のように三次巻線241,242,243を利用したゲート電源201,202,203から制御電源を供給可能であれば、比較的低い電圧まで動作可能であるため、入力電圧のアンバランス発生時には、直流電源電圧のほぼすべてが一段のコンデンサに印加されるような事態も生じ、直流電源電圧を複数の直列コンデンサにより分担する利点を活かせないおそれもある。
Here, as described above, when the switching
In particular, as long as the control power can be supplied from the
本発明の第2実施形態は上記の問題点を解決するものであり、図5はその回路構成を示している。
図5において、401,402,403は制御ユニットであり、各々が図4における制御回路81,82,83、ゲート回路71,72,73をそれぞれ組み合わせた回路に相当する。
また、これらの制御ユニット401,402,403の電源については図示を省略してあるが、図4と同様にトランス31,32,33に三次巻線を設けて構成したゲート電源から電源電圧が供給される。
従って、各段のこの第2実施形態は、第1実施形態を基本として、以下に述べる電圧制限部301,302,303を付加したものに相当する。
The second embodiment of the present invention solves the above problems, and FIG. 5 shows the circuit configuration thereof.
In FIG. 5, 401, 402, and 403 are control units, each of which corresponds to a circuit combining the
The power supply of these
Accordingly, the second embodiment of each stage corresponds to a configuration obtained by adding
さて、各段の電圧制限部301,302,303は何れも同一の構成であるため、上段の制御ユニット401に対応して設けられた電圧制限部301を例に挙げてその構成を説明する。
311はコンデンサ11の電圧を検出する電圧検出器であり、その電圧検出値は比較器331の一方の入力端子に与えられている。また、321は設定器であり、直流電源電圧に対するコンデンサ11の分担電圧が予め設定されている。この電圧設定値は、前記比較器331の他方の入力端子に与えられている。
比較器331の出力端子はNPNトランジスタ341のベースに接続されており、そのコレクタ及びエミッタは制御ユニット401に接続されると共に、フォトカプラ91を構成するフォトトランジスタのコレクタ及びエミッタに接続されている。
Since the
Reference numeral 311 denotes a voltage detector for detecting the voltage of the capacitor 11, and the voltage detection value is given to one input terminal of the
The output terminal of the
この実施形態の動作を説明すると、電圧検出器311による電圧検出値が設定器321による電圧設定値以下になると比較器331の出力信号が「High」レベルになり、NPNトランジスタ341がオンする。ここで、図8はフォトカプラ91の順電流とパルス幅の関係を示したものであり、順電流が増加するのに伴いパルス幅が狭くなる特性である。したがって、NPNトランジスタ341がオンすると制御ユニット401は、出力電圧が上昇した時と同じ動作で、スイッチング素子21の点弧信号の通流率を低下させてパルス幅を絞り込み、または、点弧信号を完全にオフする。
このため、トランス31からの電力供給が低下し、またはゼロになるため、入力電圧の更なる低下によるアンバランスの助長を防止し、任意の電圧設定値以下に入力電圧が低下しないようにすることができる。このことは、スイッチング素子21,22,23を選定する際にその耐圧を下げられるという効果を生む。
The operation of this embodiment will be described. When the voltage detection value by the voltage detector 311 becomes equal to or lower than the voltage setting value by the
For this reason, since the power supply from the
ここで、図5のように3段構成のDC/DCコンバータからなる直流電源装置において、個々の設定器(例えば設定器321)による電圧設定値を直流電源100の電圧Vinの1/4に設定した場合、素子耐圧を考慮した上での各コンデンサの入力電圧最大値は、以下の数式によりVin/2となる。
Vin−Vin/4−Vin/4=Vin/2
Here, the DC power supply device comprising a DC / DC converter of a three-stage configuration as shown in FIG. 5, the voltage setting value by the individual setting unit (e.g., set 321) to 1/4 of the voltage V in of the
V in −V in / 4−V in / 4 = V in / 2
上記の例は3段構成の場合であるが、設定器による電圧設定値=直流電源電圧/(DC/DCコンバータの直列接続段数+1)とした場合の、DC/DCコンバータの直列接続段数(コンデンサの分割数)と各段のコンデンサの入力電圧最大値との関係を図6に示す。
コンデンサの分割数を増やすと共に、上述した電圧制限部により各段の入力電圧を個別に監視してスイッチング動作を制御することにより、スイッチング素子等の耐圧を下げることが可能となる。
The above example is a case of a three-stage configuration, but the number of series connection stages of the DC / DC converter (capacitor) when the voltage set value by the setting device = DC power supply voltage / (number of series connection stages of DC / DC converter + 1) The relationship between the number of divisions) and the maximum input voltage value of each stage capacitor is shown in FIG.
By increasing the number of divided capacitors and individually monitoring the input voltage at each stage by the voltage limiter described above to control the switching operation, the breakdown voltage of the switching element or the like can be lowered.
11,12,13,51,52,53,231,232,233:コンデンサ
21,22,23:半導体スイッチング素子
31,32,33,31A,32A,33A:トランス
41,42,43,61,62,63,221,222,223:ダイオード
71,72,73:ゲート回路
81,82,83:制御回路
91,92,93:フォトカプラ
100:直流電源
111,131,132,211,212,213:抵抗
121:スイッチングレギュレータ
201,202,203:ゲート電源
241,242,243:三次巻線
301,302,303:電圧制限部
311:電圧検出器
321:設定器
331:比較器
341:NPNトランジスタ
401,402,403:制御ユニット
P,N:直流出力端子
11, 12, 13, 51, 52, 53, 231, 232, 233:
Claims (2)
各段のDC/DCコンバータの前記コンデンサを直列接続してその直列回路の両端を直流電源に接続すると共に、各段のDC/DCコンバータの前記トランスの二次巻線をダイオードを介し並列接続して直流出力端子に接続してなる直流電源装置において、
前記直流出力端子側に各段のDC/DCコンバータに対応して直列接続したフォトカプラ,スイッチングレギュレータ,抵抗からなる電圧調節器を設け、出力電圧目標値と出力電圧検出値との偏差に基づいて得られたパルス幅指令値を前記フォトカプラを介して各段のDC/DCコンバータに個別に帰還してDC/DCコンバータの前記半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする直流電源装置。 A flyback DC / DC having a transformer in which a primary winding is connected in series to a semiconductor switching element, and a capacitor to which a DC voltage is applied and connected in parallel to a series circuit of the primary winding and the semiconductor switching element With multiple converters,
The capacitors of the DC / DC converters at each stage are connected in series and both ends of the series circuit are connected to a DC power source, and the secondary winding of the transformer of the DC / DC converter at each stage is connected in parallel via a diode. In the DC power supply device connected to the DC output terminal,
A voltage regulator composed of a photocoupler, a switching regulator, and a resistor connected in series corresponding to the DC / DC converter of each stage is provided on the DC output terminal side, and based on the deviation between the output voltage target value and the output voltage detection value A direct-current power supply device, wherein the obtained pulse width command value is individually fed back to each stage DC / DC converter via the photocoupler to control the semiconductor switching element of the DC / DC converter.
各段のDC/DCコンバータの前記コンデンサの電圧を検出し、その電圧検出値が設定値以下になったときに、当該DC/DCコンバータの前記半導体スイッチング素子をオフし、または通流率を低下させて前記コンデンサ電圧の低下を防止する電圧制限部を備えたことを特徴とする直流電源装置。 The DC power supply device according to claim 1,
The voltage of the capacitor of the DC / DC converter in each stage is detected, and when the detected voltage value is lower than the set value, the semiconductor switching element of the DC / DC converter is turned off or the conduction ratio is lowered. A DC power supply device comprising a voltage limiting unit that prevents a decrease in the capacitor voltage.
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