JP4735087B2 - 90 degree hybrid circuit and Wilkinson power distribution circuit - Google Patents

90 degree hybrid circuit and Wilkinson power distribution circuit Download PDF

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Description

この発明は、主としてＶＨＦ帯からマイクロ波帯で用いる電力分配回路に関し、より詳細には、９０度ハイブリッド回路およびウィルキンソン形電力分配回路に関するものである。   The present invention relates to a power distribution circuit used mainly from the VHF band to the microwave band, and more particularly to a 90 degree hybrid circuit and a Wilkinson power distribution circuit.

電力分配回路は、高周波信号を分配および合成するために広く用いられている。電力分配回路の構成としては、ブランチライン形やウィルキンソン形など分布定数線路を組み合わせたものが広く用いられているが、回路を小形にするために集中定数素子を組み合わせた構成も報告されている（例えば、特許文献１参照）。   Power distribution circuits are widely used to distribute and synthesize high frequency signals. A combination of distributed constant lines such as a branch line type and a Wilkinson type is widely used as a configuration of the power distribution circuit, but a configuration in which lumped constant elements are combined to reduce the size of the circuit has been reported ( For example, see Patent Document 1).

この文献に記載の９０度ハイブリッド回路では、４個のインダクタと４個の接地キャパシタが用いられている。４個の端子をインダクタでリング状に接続し、さらに上記４個の端子にそれぞれ接地キャパシタが接続されることにより、９０度ハイブリッド回路を構成している。   In the 90-degree hybrid circuit described in this document, four inductors and four grounded capacitors are used. A 90-degree hybrid circuit is configured by connecting four terminals in a ring shape with an inductor and further connecting a ground capacitor to each of the four terminals.

特開平８−３３５８４１号公報（第３図など）JP-A-8-335841 (FIG. 3 etc.)

しかしながら、上記のような従来の９０度ハイブリッド回路などの電力分配回路を増幅器の出力に接続する場合、増幅器から出力される不要な高調波信号を抑圧するためにフィルタが必要となり、増幅器を含む回路のサイズが大きくなったり損失が増加するという問題があった。   However, when a power distribution circuit such as the conventional 90-degree hybrid circuit as described above is connected to the output of the amplifier, a filter is required to suppress unnecessary harmonic signals output from the amplifier, and the circuit including the amplifier There is a problem that the size of the device increases and the loss increases.

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小形・低損失で高調波抑圧特性を有する９０度ハイブリッド回路を得ることを目的とする。
また、この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小形・低損失で高調波抑圧特性を有するウィルキンソン形電力分配回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to obtain a 90-degree hybrid circuit having a small size, low loss, and harmonic suppression characteristics.
Another object of the present invention is to provide a Wilkinson power distribution circuit having a small size, a low loss, and a harmonic suppression characteristic.

この発明に係る９０度ハイブリッド回路は、入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間はインダクタで接続し、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路で接続したものである。   The 90-degree hybrid circuit according to the present invention is a reactance circuit having four terminals for input / output, an input terminal, a passing terminal, a coupling terminal, and an isolation terminal, and at least an inductor between the four terminals. A 90-degree hybrid circuit that connects in order and connects a capacitor having one end grounded to each of the four terminals, and distributes and outputs a high-frequency signal input from the input terminal to the passing terminal and the coupling terminal, An inductor is connected between the input terminal and the isolation terminal and between the passing terminal and the coupling terminal, and between the input terminal and the passing terminal and between the coupling terminal and the isolation terminal is the high-frequency signal. Is equivalent to an inductance for the fundamental wave component of and for a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. Which are connected in parallel circuit consisting of the set inductor and a capacitor to resonate.

この発明に係る９０度ハイブリッド回路においては上記のように構成したので、入力端子から入力される高周波信号の基本波成分に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する９０度ハイブリッド回路を得られる。
また、この発明に係る９０度ハイブリッド回路を増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。 Since the 90-degree hybrid circuit according to the present invention is configured as described above, it operates as a lumped constant type 90-degree hybrid circuit for the fundamental component of the high-frequency signal input from the input terminal, and For a predetermined harmonic component, a 90-degree hybrid circuit that operates as a band rejection filter in which the isolation between the input terminal, the pass terminal, and the coupling terminal becomes infinite is obtained.
In addition, when the 90-degree hybrid circuit according to the present invention is applied as a power feeding circuit from an amplifier to an antenna, a filter for suppressing harmonics output from the amplifier becomes unnecessary, and miniaturization and low loss can be achieved. effective.

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。図において、９０度ハイブリッド回路は、入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄ、第１のインダクタ２ａ、第２のインダクタ２ｂ、第１のキャパシタ３ａ、第２のキャパシタ３ｂを備えて構成される。第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａから第１の並列回路４ａが構成されている。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit configuration explanatory view showing a 90-degree hybrid circuit according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, the 90-degree hybrid circuit includes an input terminal 1a, a passing terminal 1b, a coupling terminal 1c, an isolation terminal 1d, a first inductor 2a, a second inductor 2b, a first capacitor 3a, and a second capacitor 3b. It is prepared for. A first parallel circuit 4a is constituted by the first inductor 2a and the first capacitor 3a.

入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄは、値の等しい４個の第２のキャパシタ３ｂで接地されており、かつ、それぞれ２個の第１のインダクタ２ａおよび２個の第２のインダクタ２ｂで接続されている。さらに、入力端子１ａと通過端子１ｂの間および結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄの間には、第１のインダクタ２ａに対して並列に第１のキャパシタ３ａが接続されている。第１のインダクタ２ａのインダクタンスＬ１、第２のインダクタ２ｂのインダクタンスＬ２、第１のキャパシタ３ａのキャパシタンスＣ１、第２のキャパシタ３ｂのキャパシタンスＣ２は、 The input terminal 1a, the passing terminal 1b, the coupling terminal 1c, and the isolation terminal 1d are grounded by four second capacitors 3b having the same value, and each of the two first inductors 2a and two They are connected by the second inductor 2b. Further, a first capacitor 3a is connected in parallel with the first inductor 2a between the input terminal 1a and the passing terminal 1b and between the coupling terminal 1c and the isolation terminal 1d. Inductance L 1 of the first inductor 2a, the inductance L 2 of the second inductor 2b, the capacitance C 1 of the first capacitor 3a, the capacitance C 2 of the second capacitor 3b is

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。ここで、ω０は基本波信号の角周波数、ω１は抑圧する高調波信号の角周波数、Ｚ０は各端子の負荷インピーダンスである。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship. Here, ω 0 is the angular frequency of the fundamental wave signal, ω 1 is the angular frequency of the harmonic signal to be suppressed, and Z 0 is the load impedance of each terminal.

次に、実施の形態１の動作について説明する。
入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）の信号に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａが等価的にインダクタンスに見えるため、４個のインダクタ（第２のインダクタ２ｂと第１の並列回路４ａ）と４個の接地キャパシタ（第２のキャパシタ３ｂ）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。 Next, the operation of the first embodiment will be described.
Among the high-frequency signals input from the input terminal 1a, for the fundamental wave signal (frequency f 0 = ω 0 / 2π), a first parallel composed of the first inductor 2a and the first capacitor 3a is used. Since the circuit 4a appears to be equivalent in inductance, it is equivalent to a 90-degree hybrid circuit composed of four inductors (second inductor 2b and first parallel circuit 4a) and four ground capacitors (second capacitor 3b). become. That is, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c with an equal amplitude and a phase difference of 90 degrees, and nothing is output to the isolation terminal 1d.

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）の信号に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａが共振するため開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。なお、アイソレーション端子１ｄについては、入力端子１ａとの間に接続された第２のインダクタ２ｂによってほとんどの信号が反射されるため、ごくわずかな信号のみがアイソレーション端子１ｄへ出力される。 On the other hand, the signal of harmonics (frequency f 1 = ω 1 / 2π) appears to be open because the first parallel circuit 4a composed of the first inductor 2a and the first capacitor 3a resonates. Accordingly, harmonics input from the input terminal 1a are not output at all to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c, and infinite isolation is obtained. As for the isolation terminal 1d, most signals are reflected by the second inductor 2b connected to the input terminal 1a, so that only a very small signal is output to the isolation terminal 1d.

図２および図３に、入力端子１ａから入力される高周波信号について、基本波を５０ＭＨｚ、抑圧する高調波を１００ＭＨｚとして設計した実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す。図２は基本波および高調波を含んだ広帯域な特性、図３は基本波の帯域付近の特性を示す。図において、入力端子１ａから通過端子１ｂへの通過量（Ｓ２１）と入力端子１ａから結合端子１ｃへの結合量（Ｓ３１）は、基本波（５０ＭＨｚ）においてはともに−３ｄＢと等振幅で分配されており、高調波（１００ＭＨｚ）付近においては５０ｄＢ以上の減衰量が得られていることがわかる。また，入力端子１ａから入力端子１ａへの反射量（Ｓ１１）および入力端子１ａからアイソレーション端子１ｄへのアイソレーション量（Ｓ４１）は、基本波においてはともに−５０ｄＢ以下と小さく、基本波において９０度ハイブリッド回路として動作していることがわかる。 FIG. 2 and FIG. 3 show the characteristic calculation results of the 90-degree hybrid circuit according to the first embodiment, in which the fundamental wave is designed to be 50 MHz and the harmonic to be suppressed is 100 MHz for the high-frequency signal input from the input terminal 1a. FIG. 2 shows a broadband characteristic including a fundamental wave and harmonics, and FIG. 3 shows a characteristic in the vicinity of the fundamental wave band. In the figure, the amount of passage (S 21 ) from the input terminal 1 a to the passage terminal 1 b and the amount of coupling (S 31 ) from the input terminal 1 a to the coupling terminal 1 c are both equal to −3 dB in the fundamental wave (50 MHz). It can be seen that an attenuation of 50 dB or more is obtained in the vicinity of the harmonic (100 MHz). In addition, the reflection amount (S 11 ) from the input terminal 1 a to the input terminal 1 a and the isolation amount (S 41 ) from the input terminal 1 a to the isolation terminal 1 d are both as small as −50 dB or less in the fundamental wave, and the fundamental wave It can be seen that the circuit operates as a 90-degree hybrid circuit.

図４に増幅器からアンテナへの給電回路として実施の形態１の９０度ハイブリッド回路を適用した回路構成説明図を示す。図において、実施の形態１の９０度ハイブリッド回路の入力端子１ａには増幅器５が接続され、通過端子１ｂと結合端子１ｃにはアンテナ７ａおよび７ｂが接続されている。アイソレーション端子１ｄには終端抵抗６が接続されている。増幅器５から出力された基本波信号は，実施の形態１の９０度ハイブリッド回路により等振幅で分配され、アンテナ７ａおよび７ｂから空間に放射される。一方、増幅器５から出力された高調波信号は、実施の形態１の９０度ハイブリッド回路により反射されるため、アンテナ７ａおよび７ｂには出力されない。   FIG. 4 shows an explanatory diagram of a circuit configuration in which the 90-degree hybrid circuit of the first embodiment is applied as a power feeding circuit from the amplifier to the antenna. In the figure, an amplifier 5 is connected to the input terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit of the first embodiment, and antennas 7a and 7b are connected to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c. A termination resistor 6 is connected to the isolation terminal 1d. The fundamental wave signal output from the amplifier 5 is distributed with equal amplitude by the 90-degree hybrid circuit of the first embodiment, and is radiated to the space from the antennas 7a and 7b. On the other hand, since the harmonic signal output from the amplifier 5 is reflected by the 90-degree hybrid circuit of the first embodiment, it is not output to the antennas 7a and 7b.

以上のように、実施の形態１に係る９０度ハイブリッド回路によれば、前記の式で示したインダクタンス及びキャパシタンスの関係に設定された、第１のインダクタ２ａ、第２のインダクタ２ｂ、第１のキャパシタ３ａ、第２のキャパシタ３ｂとを備え、第１のインダクタ２ａの一端と第２のインダクタ２ｂの一端を接続してそれぞれ入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄとし、各端子に一端を接地した第２のキャパシタ３ｂを接続し、さらに第１のインダクタ２ａに対して並列に第１のキャパシタ３ａを設けたので、入力端子１ａから入力される高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波（周波数ｆ１）に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、図４に示すように増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。 As described above, according to the 90-degree hybrid circuit according to the first embodiment, the first inductor 2a, the second inductor 2b, the first inductor, which are set in the relationship between the inductance and the capacitance shown in the above equation. A capacitor 3a and a second capacitor 3b, and one end of the first inductor 2a and one end of the second inductor 2b are connected to form an input terminal 1a, a passing terminal 1b, a coupling terminal 1c, and an isolation terminal 1d, respectively; Since the second capacitor 3b having one end grounded is connected to each terminal, and the first capacitor 3a is provided in parallel to the first inductor 2a, the basic frequency among the high-frequency signals input from the input terminal 1a. It operates as a lumped constant type 90 degree hybrid circuit for waves (frequency f 0 = ω 0 / 2π), and for harmonics (frequency f 1 ). It operates as a band rejection filter in which the isolation between the force terminal, the pass terminal and the coupling terminal is infinite. Therefore, when applied as a power feeding circuit from the amplifier to the antenna as shown in FIG. 4, a filter for suppressing harmonics output from the amplifier becomes unnecessary, and there is an effect of miniaturization and low loss. .

実施の形態２．
図５は、この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。実施の形態２は、前記実施の形態１の構成において、入力端子１ａとアイソレーション端子１ｄの間および通過端子１ｂと結合端子１ｃの間の第２のインダクタ２ｂに代えて、第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃを並列に装荷したものである。図において、入力端子１ａとアイソレーション端子１ｄの間および通過端子１ｂと結合端子１ｃの間には、第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃが並列に接続され、第２の並列回路４ｂを構成している。第１のインダクタ２ａのインダクタンスＬ１、第３のインダクタ２ｃのインダクタンスＬ３、第１のキャパシタ３ａのキャパシタンスＣ１、第２のキャパシタ３ｂのキャパシタンスＣ２、第３のキャパシタ３ｃのキャパシタンスＣ３は、 Embodiment 2. FIG.
FIG. 5 is a circuit configuration explanatory view showing a 90-degree hybrid circuit according to Embodiment 2 of the present invention. In the second embodiment, a third inductor 2c is used instead of the second inductor 2b between the input terminal 1a and the isolation terminal 1d and between the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c in the configuration of the first embodiment. And a third capacitor 3c loaded in parallel. In the figure, a third inductor 2c and a third capacitor 3c are connected in parallel between the input terminal 1a and the isolation terminal 1d and between the passage terminal 1b and the coupling terminal 1c, and the second parallel circuit 4b is connected to the second parallel circuit 4b. It is composed. Inductance L 1 of the first inductor 2a, the inductance L 3 of the third inductor 2c, the capacitance C 1 of the first capacitor 3a, the capacitance C 2 of the second capacitor 3b, the capacitance C 3 of the third capacitor 3c is ,

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship.

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａおよび第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃで構成される第２の並列回路４ｂがいずれも等価的にインダクタンスに見えるため、４個のインダクタ（第１の並列回路４ａと第２の並列回路４ｂ）と４個の接地キャパシタ（第２のキャパシタ３ｂ）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、実施の形態１と同様、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。 Of the high-frequency signal input from the input terminal 1a, for the fundamental wave (frequency f 0 = ω 0 / 2π), the first parallel circuit 4a composed of the first inductor 2a and the first capacitor 3a. Since the second parallel circuit 4b composed of the third inductor 2c and the third capacitor 3c appears to be equivalent in inductance, there are four inductors (the first parallel circuit 4a and the second parallel circuit). 4b) and a 90-degree hybrid circuit composed of four grounded capacitors (second capacitor 3b). That is, as in the first embodiment, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c with an equal amplitude and a phase difference of 90 degrees, and nothing is output to the isolation terminal 1d. .

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａおよび第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃで構成される第２の並列回路４ｂがそれぞれ共振するため両方とも開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄのいずれにも全く出力されず各端子間は無限大のアイソレーションが得られる。 On the other hand, for the harmonics (frequency f 1 = ω 1 / 2π), the first parallel circuit 4a and the third inductor 2c configured by the first inductor 2a and the first capacitor 3a Since the second parallel circuit 4b configured by the capacitor 3c resonates, both of them appear to be open. Therefore, harmonics input from the input terminal 1a are not output to any of the passing terminal 1b, the coupling terminal 1c, and the isolation terminal 1d, and infinite isolation is obtained between the terminals.

図６および図７に、入力端子１ａから入力される高周波信号について、基本波を５０ＭＨｚ、抑圧する高調波を１００ＭＨｚとして設計した実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す。図６は基本波および高調波を含んだ広帯域な特性、図７は基本波の帯域付近の特性を示す。これらの図より、この実施の形態２の９０度ハイブリッド回路は、実施の形態１と同様、基本波に対して集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作することがわかる。さらに、図７において、通過量（Ｓ２１）と結合量（Ｓ３１）の周波数特性が基本波付近で接するため、実施の形態１（図３の特性）に比べて結合特性が広帯域となっている。 FIG. 6 and FIG. 7 show the characteristic calculation results of the 90-degree hybrid circuit according to the second embodiment in which the fundamental wave is designed to be 50 MHz and the harmonic to be suppressed is 100 MHz for the high-frequency signal input from the input terminal 1a. FIG. 6 shows a broadband characteristic including the fundamental wave and harmonics, and FIG. 7 shows a characteristic near the fundamental wave band. From these figures, the 90-degree hybrid circuit according to the second embodiment operates as a lumped constant type 90-degree hybrid circuit with respect to the fundamental wave as in the first embodiment, and an input terminal for harmonics. It can be seen that the filter operates as a band rejection filter in which the isolation between the pass terminal and the coupling terminal is infinite. Further, in FIG. 7, since the frequency characteristics of the passing amount (S 21 ) and the coupling amount (S 31 ) are in contact with each other in the vicinity of the fundamental wave, the coupling characteristic becomes a broadband compared to the first embodiment (characteristic of FIG. 3). Yes.

以上のように、実施の形態２によれば、実施の形態１の９０度ハイブリッド回路において、第２のインダクタ２ｂに代えて、前記の式で示したインダクタンス及びキャパシタンスの関係に設定された第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃを並列に設けたので、実施の形態１と同様、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合には高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。   As described above, according to the second embodiment, in the 90-degree hybrid circuit according to the first embodiment, instead of the second inductor 2b, the third relationship set by the relationship between the inductance and the capacitance shown in the above equation is used. Since the inductor 2c and the third capacitor 3c are provided in parallel, as in the first embodiment, the circuit operates as a lumped constant type 90-degree hybrid circuit for the fundamental wave and the input terminal for the harmonic wave. It operates as a band rejection filter in which the isolation between the pass terminal and the coupling terminal is infinite. Therefore, when it is applied to a power feeding circuit from an amplifier to an antenna, a filter for suppressing harmonics becomes unnecessary, and there is an effect of miniaturization and low loss.

また、第１のインダクタと第３のインダクタの両方に対して並列にキャパシタを設けたので、実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路は二重対称構造（図５にて左右線対称かつ上下線対称）となり、図７に示すように、基本波における９０度ハイブリッド回路の結合特性が広帯域になるという効果もある。   In addition, since the capacitor is provided in parallel with both the first inductor and the third inductor, the 90-degree hybrid circuit according to the second embodiment has a double-symmetric structure (in FIG. As shown in FIG. 7, there is also an effect that the coupling characteristic of the 90-degree hybrid circuit in the fundamental wave becomes a wide band.

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。図において、９０度ハイブリッド回路は、入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄ、第４のインダクタ２ｄ、第５のインダクタ２ｅ、第４のキャパシタ３ｄ、第５のキャパシタ３ｅ、第６のキャパシタ３ｆ、第７のキャパシタ３ｇを備えて構成される。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 8 is a circuit configuration explanatory diagram showing a 90-degree hybrid circuit according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, the 90-degree hybrid circuit includes an input terminal 1a, a passing terminal 1b, a coupling terminal 1c, an isolation terminal 1d, a fourth inductor 2d, a fifth inductor 2e, a fourth capacitor 3d, a fifth capacitor 3e, A sixth capacitor 3f and a seventh capacitor 3g are provided.

入力端子１ａと通過端子１ｂの間および結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄの間は、縦続接続された２個の第４のインダクタ２ｄでそれぞれ接続されており、前記縦続接続された２個の第４のインダクタ２ｄのそれぞれに対して並列に第４のキャパシタ３ｄが接続されている。また、前記縦続接続された２個の第４のインダクタ２ｄの間に一端が接地された第６のキャパシタ３ｆがそれぞれ接続されている。一方、入力端子１ａとアイソレーション端子１ｄの間および通過端子１ｂと結合端子１ｃの間は、縦続接続された２個の第５のインダクタ２ｅでそれぞれ接続されており、前記縦続接続された２個の第５のインダクタ２ｅのそれぞれに対して並列に第５のキャパシタ３ｅが接続されている。また、前記縦続接続された２個の第５のインダクタ２ｅの間に一端が接地された第７のキャパシタ３ｇが接続されている。第４のインダクタ２ｄと第４のキャパシタ３ｄから第３の並列回路４ｃが構成され、第５のインダクタ２ｅと第５のキャパシタ３ｅから第４の並列回路４ｄが構成されている。第４のインダクタ２ｄのインダクタンスＬ４、第５のインダクタ２ｅのインダクタンスＬ５、第４のキャパシタ３ｄのキャパシタンスＣ４、第５のキャパシタ３ｅのキャパシタンスＣ５、第６のキャパシタ３ｆのキャパシタンスＣ６、第７のキャパシタ３ｇのキャパシタンスＣ７は The input terminal 1a and the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c and the isolation terminal 1d are connected by two cascaded fourth inductors 2d, respectively, and the two cascaded second inductors are connected. A fourth capacitor 3d is connected in parallel to each of the four inductors 2d. A sixth capacitor 3f having one end grounded is connected between the two cascaded fourth inductors 2d. On the other hand, between the input terminal 1a and the isolation terminal 1d and between the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c are respectively connected by two fifth inductors 2e connected in cascade, and the two connected in cascade. A fifth capacitor 3e is connected in parallel to each of the fifth inductors 2e. A seventh capacitor 3g having one end grounded is connected between the two cascaded fifth inductors 2e. The fourth inductor 2d and the fourth capacitor 3d constitute a third parallel circuit 4c, and the fifth inductor 2e and the fifth capacitor 3e constitute a fourth parallel circuit 4d. Inductance L 4 of the fourth inductor 2d, inductance L 5 of the fifth inductor 2e, the capacitance C 4 of the fourth capacitor 3d, the capacitance C 5 of the fifth capacitor 3e, the capacitance C 6 of the sixth capacitor 3f, The capacitance C7 of the seventh capacitor 3g is

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship.

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）に対しては、第４のインダクタ２ｄと第４のキャパシタ３ｄで構成される第３の並列回路４ｃおよび第５のインダクタ２ｅと第５のキャパシタ３ｅで構成される第４の並列回路４ｄがいずれも等価的にインダクタンスに見えるため、８個のインダクタ（第３の並列回路４ｃおよび第４の並列回路４ｄ）と４個の接地キャパシタ（第６のキャパシタ３ｆおよび第７のキャパシタ３ｇ）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、実施の形態１と同様、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。 Of the high-frequency signal input from the input terminal 1a, for the fundamental wave (frequency f 0 = ω 0 / 2π), the third parallel circuit 4c configured by the fourth inductor 2d and the fourth capacitor 3d is used. Since the fourth parallel circuit 4d composed of the fifth inductor 2e and the fifth capacitor 3e appears to be equivalent in inductance, the eight inductors (the third parallel circuit 4c and the fourth parallel circuit) 4d) and four grounded capacitors (sixth capacitor 3f and seventh capacitor 3g). That is, as in the first embodiment, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c with an equal amplitude and a phase difference of 90 degrees, and nothing is output to the isolation terminal 1d. .

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）に対しては、第４のインダクタ２ｄと第４のキャパシタ３ｄで構成される第３の並列回路４ｃおよび第５のインダクタ２ｅと第５のキャパシタ３ｅで構成される第４の並列回路４ｄがそれぞれ共振するため両方とも開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄのいずれにも全く出力されず各端子間は無限大のアイソレーションが得られる。 On the other hand, for the harmonics (frequency f 1 = ω 1 / 2π), the third parallel circuit 4c, the fifth inductor 2e, and the fifth inductor 2d and the fourth capacitor 3d are used. Since the fourth parallel circuit 4d composed of the capacitor 3e resonates, both appear to be open. Therefore, harmonics input from the input terminal 1a are not output to any of the passing terminal 1b, the coupling terminal 1c, and the isolation terminal 1d, and infinite isolation is obtained between the terminals.

以上のように、実施の形態３によれば、第４のインダクタ２ｄ、第５のインダクタ２ｅ、第４のキャパシタ３ｄ、第５のキャパシタ３ｅ、第６のキャパシタ３ｆ、第７のキャパシタ３ｇとを備え、縦続接続した２個の第４のインダクタ２ｄの一端と縦続接続した２個の第５のインダクタ２ｅの一端を接続してそれぞれ入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄとし、縦続接続した２個の第４のインダクタ２ｄの間に一端を接地した第６のキャパシタ３ｆを接続し、縦続接続した２個の第５のインダクタ２ｅの間に一端を接地した第７のキャパシタ３ｇを接続し、さらに第４のインダクタ２ｄに対して並列に第４のキャパシタ３ｄを設け、第５のインダクタ２ｅに対して並列に第５のキャパシタ３ｅを設けたので、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、実施の形態１と同様、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合には高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。   As described above, according to the third embodiment, the fourth inductor 2d, the fifth inductor 2e, the fourth capacitor 3d, the fifth capacitor 3e, the sixth capacitor 3f, and the seventh capacitor 3g are provided. And one end of two fourth inductors 2d connected in cascade and one end of two fifth inductors 2e connected in cascade are connected to input terminal 1a, passing terminal 1b, coupling terminal 1c, and isolation terminal 1d, respectively. A sixth capacitor 3f having one end grounded is connected between two cascaded fourth inductors 2d, and one end is grounded between two cascaded fifth inductors 2e. Since the capacitor 3g is connected, the fourth capacitor 3d is provided in parallel with the fourth inductor 2d, and the fifth capacitor 3e is provided in parallel with the fifth inductor 2e. For fundamental operates as quadrature hybrid circuit of the lumped constant type, for harmonic operates as a band rejection filter isolation between the input terminal passes through the terminal and the coupling terminal is infinite. Therefore, as in the first embodiment, when applied to a power feeding circuit from an amplifier to an antenna, a filter for suppressing harmonics is not necessary, and there is an effect of miniaturization and low loss.

実施の形態４．
図９は、この発明の実施の形態４に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。図において、９０度ハイブリッド回路は、入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄ、第６のインダクタ２ｆ、第７のインダクタ２ｇ、第８のインダクタ２ｈ、第８のキャパシタ３ｈからなる。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 9 is a circuit configuration explanatory diagram showing a 90-degree hybrid circuit according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, the 90-degree hybrid circuit includes an input terminal 1a, a passing terminal 1b, a coupling terminal 1c, an isolation terminal 1d, a sixth inductor 2f, a seventh inductor 2g, an eighth inductor 2h, and an eighth capacitor 3h. Become.

入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄは、それぞれ直列に接続された第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈを介して接地されており、かつ、それぞれ２個の第６のインダクタ２ｆおよび２個の第７のインダクタ２ｇで接続されている。第６のインダクタ２ｆのインダクタンスＬ６、第７のインダクタ２ｇのインダクタンスＬ７、第８のインダクタ２ｈのインダクタンスＬ８、第８のキャパシタ３ｈのキャパシタンスＣ８は、 The input terminal 1a, the passing terminal 1b, the coupling terminal 1c, and the isolation terminal 1d are grounded via an eighth inductor 2h and an eighth capacitor 3h connected in series, respectively, and two second terminals are connected. 6 inductors 2f and two seventh inductors 2g. Inductance L 6 of the sixth inductor 2f, inductance L 7 of the seventh inductor 2g of the inductance L 8 of the eighth inductor 2h, the capacitance C 8 of the eighth capacitor 3h are

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship.

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）に対しては、第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈで構成される直列回路が等価的にキャパシタンスに見えるため、図９に示したこの発明の実施の形態４に係わる９０度ハイブリッド回路は、４個のインダクタ（第６のインダクタ２ｆと第７のインダクタ２ｇ）と４個の接地キャパシタ（直列回路）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。 Of the high-frequency signal input from the input terminal 1a, for the fundamental wave (frequency f 0 = ω 0 / 2π), a series circuit composed of the eighth inductor 2h and the eighth capacitor 3h is equivalently used. Since it appears to be a capacitance, the 90-degree hybrid circuit according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. 9 has four inductors (sixth inductor 2f and seventh inductor 2g) and four ground capacitors (series). Circuit) is equivalent to a 90-degree hybrid circuit. That is, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c with an equal amplitude and a phase difference of 90 degrees, and nothing is output to the isolation terminal 1d.

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）に対しては、第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈで構成される直列回路が共振するため短絡に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、入力端子１ａに全反射される。したがって、通過端子１ｂと結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。 On the other hand, a harmonic circuit (frequency f 1 = ω 1 / 2π) appears to be a short circuit because the series circuit composed of the eighth inductor 2h and the eighth capacitor 3h resonates. Therefore, the harmonics input from the input terminal 1a are totally reflected by the input terminal 1a. Therefore, infinite isolation is obtained without being output at all to the passing terminal 1b, the coupling terminal 1c, and the isolation terminal 1d.

以上のように、実施の形態４によれば、第６のインダクタ２ｆ、第７のインダクタ２ｇ、第８のインダクタ２ｈ、第８のキャパシタ３ｈとを備え、第６のインダクタ２ｆの一端と第７のインダクタ２ｇの一端を接続してそれぞれ入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄとし、各端子を直列に接続した第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈを介して接地したので、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、実施の形態１と同様、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合でも高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。   As described above, according to the fourth embodiment, the sixth inductor 2f, the seventh inductor 2g, the eighth inductor 2h, and the eighth capacitor 3h are provided, and one end of the sixth inductor 2f and the seventh inductor One end of each inductor 2g is connected to form an input terminal 1a, a passing terminal 1b, a coupling terminal 1c, and an isolation terminal 1d, respectively, and grounded via an eighth inductor 2h and an eighth capacitor 3h connected in series. Therefore, it operates as a lumped constant 90-degree hybrid circuit for the fundamental wave, and as a band rejection filter for infinite isolation between the input terminal, the pass terminal and the coupling terminal for the harmonics To do. Therefore, as in the first embodiment, even when applied to a power feeding circuit from an amplifier to an antenna, a filter for suppressing harmonics is not required, and there is an effect of miniaturization and low loss.

実施の形態５．
図１０は、この発明の実施の形態５に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。ここでは、前記実施の形態２で説明の図５に示した構成に加えて、更に入力端子に、一端が接地された抵抗８を第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋからなる並列共振回路を介して接続したものである。 Embodiment 5 FIG.
FIG. 10 is a circuit configuration explanatory view showing a 90-degree hybrid circuit according to Embodiment 5 of the present invention. Here, in addition to the configuration shown in FIG. 5 described in the second embodiment, a parallel resonant circuit including a resistor 8 having one end grounded at the input terminal and a ninth inductor 2k and a ninth capacitor 3k. It is connected via.

図９において、第９のインダクタ２ｋのインダクタンスＬ９、第９のキャパシタ３ｋのキャパシタンスＣ９は、 In FIG. 9, the inductance L 9 of the ninth inductor 2k and the capacitance C 9 of the ninth capacitor 3k are

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。なお、その他のインダクタ・キャパシタは実施の形態２での説明と同様に定める。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship. Other inductors and capacitors are determined in the same manner as described in the second embodiment.

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）に対しては、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅが共振して開放に見えるため、その先に接続された抵抗８は見えず、実施の形態２の９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、実施の形態１と同様、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。 Of the high-frequency signal input from the input terminal 1a, for the fundamental wave (frequency f 0 = ω 0 / 2π), the fifth parallel circuit 4e configured by the ninth inductor 2k and the ninth capacitor 3k. Is resonated and appears to be open, the resistor 8 connected ahead is not visible, which is equivalent to the 90-degree hybrid circuit of the second embodiment. That is, as in the first embodiment, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the passing terminal 1b and the coupling terminal 1c with an equal amplitude and a phase difference of 90 degrees, and nothing is output to the isolation terminal 1d. .

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）に対しては、入力端子１ａから入力された高周波信号のうちの一部が、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して接続された抵抗８により吸収される。 On the other hand, for the harmonics (frequency f 1 = ω 1 / 2π), a part of the high-frequency signal input from the input terminal 1a is constituted by the ninth inductor 2k and the ninth capacitor 3k. It is absorbed by the resistor 8 connected via the fifth parallel circuit 4e.

以上のように、実施の形態５によれば、実施の形態２の９０度ハイブリッド回路において、入力端子１ａに一端が接地された抵抗８を第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋからなる並列回路を介して接続したので、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作するとともに、入力端子１ａから入力された高周波信号の一部が抵抗８に吸収される。したがって、実施の形態２と同様、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合でも高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。さらに、増幅器の出力インピーダンス（入力端子１ａの負荷インピーダンスに相当）が短絡に近くかつリアクタンスを有する場合に、上記出力インピーダンスのリアクタンス成分と９０度ハイブリッド回路において入力端子１ａに接続された第２のキャパシタ３ｂのキャパシタンスによって生じる共振を抵抗８で吸収することができるので、上記増幅器の出力インピーダンスに関わらず端子間のアイソレーションが確保できるという効果もある。   As described above, according to the fifth embodiment, in the 90-degree hybrid circuit of the second embodiment, the resistor 8 having one end grounded to the input terminal 1a is connected in parallel to the ninth inductor 2k and the ninth capacitor 3k. Since it is connected via a circuit, it operates as a lumped constant type 90 degree hybrid circuit for the fundamental wave, and for the harmonics, the isolation between the input terminal, the pass terminal and the coupling terminal is infinite. While operating as a band rejection filter, part of the high-frequency signal input from the input terminal 1 a is absorbed by the resistor 8. Accordingly, as in the second embodiment, even when applied to a power feeding circuit from an amplifier to an antenna, a filter for suppressing harmonics is not required, and there is an effect of miniaturization and low loss. Further, when the output impedance of the amplifier (corresponding to the load impedance of the input terminal 1a) is close to a short circuit and has reactance, the reactance component of the output impedance and the second capacitor connected to the input terminal 1a in the 90-degree hybrid circuit Since the resonance caused by the capacitance 3b can be absorbed by the resistor 8, there is an effect that the isolation between the terminals can be ensured regardless of the output impedance of the amplifier.

以上では実施の形態２で示した図５の構成の９０度ハイブリッド回路の入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合を例示して説明したが、実施の形態１で示した図１の構成の９０度ハイブリッド回路の入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合にも同様の効果を奏する。   In the above, one end is connected to the input terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit having the configuration of FIG. 5 shown in the second embodiment through the fifth parallel circuit 4e including the ninth inductor 2k and the ninth capacitor 3k. The case where the grounded resistor 8 is connected has been described as an example. However, the ninth inductor 2k and the ninth capacitor 3k are connected to the input terminal 1a of the 90-degree hybrid circuit having the configuration shown in FIG. The same effect can be obtained when the resistor 8 whose one end is grounded is connected via the fifth parallel circuit 4e configured as follows.

実施の形態６．
図１１は、この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。図において、電力分配回路は、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆ、第１０のインダクタ２ｍ、第１０のキャパシタ３ｍ、第１１のキャパシタ３ｎ、第１２のキャパシタ３ｐ、アイソレーション抵抗９を備えて構成される。第１０のインダクタ２ｍと第１０のキャパシタ３ｍから第６の並列回路４ｆが構成されている。 Embodiment 6 FIG.
FIG. 11 is a circuit configuration explanatory diagram showing a Wilkinson power distribution circuit according to Embodiment 6 of the present invention. In the figure, the power distribution circuit includes an input terminal 1a, a first output terminal 1e, a second output terminal 1f, a tenth inductor 2m, a tenth capacitor 3m, an eleventh capacitor 3n, a twelfth capacitor 3p, An isolation resistor 9 is provided. The tenth inductor 2m and the tenth capacitor 3m constitute a sixth parallel circuit 4f.

入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆは、第１１のキャパシタ３ｎおよび第１２のキャパシタ３ｐでそれぞれ接地されており、かつ、入力端子１ａと第１の出力端子１ｅの間および入力端子１ａと第２の出力端子１ｆの間はそれぞれ第１０のインダクタ２ｍで接続されている。さらに、第１０のインダクタ２ｍに対して並列に第１０のキャパシタ３ｍが接続されている。第１０のインダクタ２ｍのインダクタンスＬ１０、第１０のキャパシタ３ｍのキャパシタンスＣ１０、第１１のキャパシタ３ｎのキャパシタンスＣ１１、第１２のキャパシタ３ｐのキャパシタンスＣ１２、アイソレーション抵抗９の抵抗Ｒは、 The input terminal 1a, the first output terminal 1e, and the second output terminal 1f are grounded by the eleventh capacitor 3n and the twelfth capacitor 3p, respectively, and the input terminal 1a and the first output terminal 1e are connected to each other. And the input terminal 1a and the second output terminal 1f are connected by a tenth inductor 2m. Further, a tenth capacitor 3m is connected in parallel to the tenth inductor 2m. Inductance L 10 of the tenth inductor 2m, the capacitance C 10 of the tenth capacitors 3m, the capacitance C 11 of the capacitor 3n eleventh capacitance C 12 of the twelfth capacitor 3p, resistance R of the isolation resistor 9,

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。ここで、ω０は基本波信号の角周波数、ω１は抑圧する高調波信号の角周波数、Ｚ０は各端子の負荷インピーダンスである。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship. Here, ω 0 is the angular frequency of the fundamental wave signal, ω 1 is the angular frequency of the harmonic signal to be suppressed, and Z 0 is the load impedance of each terminal.

次に、実施の形態６の動作について説明する。
入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）の信号に対しては、第１０のインダクタ２ｍと第１０のキャパシタ３ｍで構成される第６の並列回路４ｆが等価的にインダクタンスに見えるため、２個のインダクタ（第６の並列回路４ｆ）と３個の接地キャパシタ（第１１のキャパシタ３ｎ、第１２のキャパシタ３ｐ）とアイソレーション抵抗９からなる電力分配回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆに等振幅かつ同相で分配され、第１の出力端子１ｅから入力された基本波は、第２の出力端子１ｆには全く出力されない。 Next, the operation of the sixth embodiment will be described.
Among the high-frequency signals input from the input terminal 1a, for the signal of the fundamental wave (frequency f 0 = ω 0 / 2π), a sixth parallel composed of the tenth inductor 2m and the tenth capacitor 3m is used. Since the circuit 4f appears equivalently as an inductance, the power composed of two inductors (sixth parallel circuit 4f), three ground capacitors (eleventh capacitor 3n, twelfth capacitor 3p), and an isolation resistor 9 Equivalent to a distribution circuit. That is, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the first output terminal 1e and the second output terminal 1f with equal amplitude and in phase, and the fundamental wave input from the first output terminal 1e is No output is output to the second output terminal 1f.

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）の信号に対しては、第１０のインダクタ２ｍと第１０のキャパシタ３ｍで構成される第６の並列回路４ｆが共振するため開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。 On the other hand, the harmonic (frequency f 1 = ω 1 / 2π) signal appears to be open because the sixth parallel circuit 4f composed of the tenth inductor 2m and the tenth capacitor 3m resonates. Therefore, harmonics input from the input terminal 1a are not output at all to the first output terminal 1e and the second output terminal 1f, and infinite isolation is obtained.

図１２および図１３に、入力端子１ａから入力される高周波信号について、基本波を５０ＭＨｚ、抑圧する高調波を１００ＭＨｚとして設計した実施の形態６に係わる電力分配回路の特性計算結果を示す。図１２は基本波および高調波を含んだ広帯域な特性、図１３は基本波の帯域付近の特性を示す。図において、入力端子１ａから第１の出力端子１ｅへの分配量（Ｓ２１）は、基本波（５０ＭＨｚ）においては−３ｄＢであり、図１１に示した回路の対称性から、入力端子１ａから第１の出力端子１ｅへの分配量（Ｓ２１）と入力端子１ａから第２の出力端子１ｆへの分配量（Ｓ３１）は等しいことは明らかであり、等振幅で分配されていることがわかる。一方、高調波（１００ＭＨｚ）付近においては５０ｄＢ以上の減衰量が得られている。また，入力端子１ａから入力端子１ａへの反射量（Ｓ１１）、第１の出力端子１ｅから第１の出力端子１ｅへの反射量（Ｓ２２）および第１の出力端子１ｅから第２の出力端子１ｆへのアイソレーション量（Ｓ３２）は、基本波においてはともに−５０ｄＢ以下と小さく、基本波において出力端子間のアイソレーションのある電力分配回路として動作していることがわかる。 FIG. 12 and FIG. 13 show the characteristic calculation results of the power distribution circuit according to the sixth embodiment in which the fundamental wave is designed to be 50 MHz and the harmonic to be suppressed is 100 MHz for the high-frequency signal input from the input terminal 1a. FIG. 12 shows a broadband characteristic including the fundamental wave and harmonics, and FIG. 13 shows a characteristic near the fundamental wave band. In the figure, the distribution amount (S 21 ) from the input terminal 1a to the first output terminal 1e is −3 dB in the fundamental wave (50 MHz). From the symmetry of the circuit shown in FIG. It is clear that the distribution amount (S 21 ) to the first output terminal 1 e is equal to the distribution amount (S 31 ) from the input terminal 1 a to the second output terminal 1 f and is distributed with equal amplitude. Recognize. On the other hand, an attenuation of 50 dB or more is obtained in the vicinity of the harmonic (100 MHz). Also, the amount of reflection from the input terminal 1a to the input terminal 1a (S 11 ), the amount of reflection from the first output terminal 1e to the first output terminal 1e (S 22 ), and the second output from the first output terminal 1e to the second The amount of isolation (S 32 ) to the output terminal 1f is small at −50 dB or less for the fundamental wave, indicating that the fundamental wave operates as a power distribution circuit with isolation between the output terminals.

以上のように、実施の形態６に係るウィルキンソン形電力分配回路によれば、前記の式で示したインダクタンス及びキャパシタンスの関係に設定された、第１０のインダクタ２ｍ、第１０のキャパシタ３ｍ、第１１のキャパシタ３ｎ、第１２のキャパシタ３ｐとを備え、第１０のインダクタ２ｍの一端を接続して入力端子１ａとし、第１０のインダクタ２ｍの他端をそれぞれ第１の出力端子１ｅおよび第２の出力端子１ｆとし、入力端子１ａに一端を接地した第１１のキャパシタ３ｎを接続し、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆに一端を接地した第１２のキャパシタ３ｐを接続し、さらに第１０のインダクタ２ｍに対して並列に第１０のキャパシタ３ｍを設けたので、入力端子１ａから入力される高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）に対しては集中定数形の電力分配回路として動作し、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）に対しては入力端子と出力端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。 As described above, according to the Wilkinson power distribution circuit according to the sixth embodiment, the tenth inductor 2m, the tenth capacitor 3m, the eleventh, which are set to the relationship between the inductance and the capacitance shown in the above equation. The capacitor 3n and the twelfth capacitor 3p are connected, and one end of the tenth inductor 2m is connected to serve as an input terminal 1a, and the other end of the tenth inductor 2m is connected to the first output terminal 1e and the second output, respectively. An eleventh capacitor 3n having one end grounded is connected to the input terminal 1a, a first output terminal 1e, a twelfth capacitor 3p having one end grounded to the second output terminal 1f, and the terminal 1f. Since the tenth capacitor 3m is provided in parallel to the ten inductors 2m, among the high frequency signals input from the input terminal 1a, the fundamental wave (frequency 0 = ω 0 / 2π) with respect to acts as a power distribution circuit lumped for the harmonic (frequency f 1 = ω 1 / 2π) isolation between the input terminal and the output terminal is infinite Acts as a band-stop filter that grows. Therefore, when applied as a power feeding circuit from the amplifier to the antenna, a filter for suppressing harmonics output from the amplifier becomes unnecessary, and there is an effect of miniaturization and low loss.

実施の形態７．
図１４は、この発明の実施の形態７に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。図において、ウィルキンソン形電力分配回路は、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆ、第１１のインダクタ２ｎ、第１３のキャパシタ３ｑ、第１４キャパシタ３ｒ、第１５のキャパシタ３ｓ、アイソレーション抵抗９を備えて構成される。第１１のインダクタ２ｎと第１３のキャパシタ３ｑから第７の並列回路４ｇが構成されている。 Embodiment 7 FIG.
FIG. 14 is a circuit configuration explanatory diagram showing a Wilkinson power distribution circuit according to Embodiment 7 of the present invention. In the figure, the Wilkinson power distribution circuit includes an input terminal 1a, a first output terminal 1e, a second output terminal 1f, an eleventh inductor 2n, a thirteenth capacitor 3q, a fourteenth capacitor 3r, and a fifteenth capacitor 3s. And an isolation resistor 9. The eleventh inductor 2n and the thirteenth capacitor 3q constitute a seventh parallel circuit 4g.

入力端子１ａは、第１４のキャパシタ３ｒで接地されており、かつ、入力端子１ａと第１の出力端子１ｅの間および入力端子１ａと第２の出力端子１ｆの間はそれぞれ第１１のインダクタ２ｎで接続されている。さらに、第１１のインダクタ２ｎに対して並列に第１３のキャパシタ３ｑが接続されている。また、アイソレーション抵抗９に対して並列に第１５のキャパシタ３ｓが接続されている。第１１のインダクタ２ｎのインダクタンスＬ１１、第１３のキャパシタ３ｑのキャパシタンスＣ１３、第１４のキャパシタ３ｒのキャパシタンスＣ１４、第１５のキャパシタ３ｓのキャパシタンスＣ１５、アイソレーション抵抗９の抵抗Ｒは、 The input terminal 1a is grounded by the fourteenth capacitor 3r, and the eleventh inductor 2n is provided between the input terminal 1a and the first output terminal 1e and between the input terminal 1a and the second output terminal 1f. Connected with. Further, a thirteenth capacitor 3q is connected in parallel to the eleventh inductor 2n. A fifteenth capacitor 3 s is connected in parallel to the isolation resistor 9. Inductance L 11 of the inductor 2n eleventh capacitance C 13 of the thirteenth capacitor 3q, the capacitance C 14 of the fourteenth capacitor 3r, the capacitance C 15 of the 15 capacitors 3s of the resistance R of the isolation resistor 9,

Figure 0004735087
という関係を満たすように定める。ここで、ω０は基本波信号の角周波数、ω１は抑圧する高調波信号の角周波数、Ｚ０は各端子の負荷インピーダンスである。
Figure 0004735087
 To satisfy the relationship. Here, ω 0 is the angular frequency of the fundamental wave signal, ω 1 is the angular frequency of the harmonic signal to be suppressed, and Z 0 is the load impedance of each terminal.

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ０＝ω０／２π）の信号に対しては、第１１のインダクタ２ｎと第１３のキャパシタ３ｑで構成される第７の並列回路４ｇが等価的にインダクタンスに見えるため、２個のインダクタ（第７の並列回路４ｇ）と２個のキャパシタ（第１４のキャパシタ３ｒ、第１５のキャパシタ３ｓ）とアイソレーション抵抗９とからなる電力分配回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆに等振幅かつ同相で分配され、第１の出力端子１ｅから入力された基本波は、第２の出力端子１ｆには全く出力されない。 Among the high-frequency signals input from the input terminal 1a, for the fundamental wave signal (frequency f 0 = ω 0 / 2π), a seventh parallel composed of the eleventh inductor 2n and the thirteenth capacitor 3q is used. Since the circuit 4g appears to be equivalently equivalent to the inductance, the power composed of the two inductors (the seventh parallel circuit 4g), the two capacitors (the fourteenth capacitor 3r and the fifteenth capacitor 3s), and the isolation resistor 9 Equivalent to a distribution circuit. That is, the fundamental wave input from the input terminal 1a is distributed to the first output terminal 1e and the second output terminal 1f with equal amplitude and in phase, and the fundamental wave input from the first output terminal 1e is No output is output to the second output terminal 1f.

一方、高調波（周波数ｆ１＝ω１／２π）の信号に対しては、第１１のインダクタ２ｎと第１３のキャパシタ３ｑで構成される第７の並列回路４ｇが共振するため開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。 On the other hand, the harmonic (frequency f 1 = ω 1 / 2π) signal appears to be open because the seventh parallel circuit 4g composed of the eleventh inductor 2n and the thirteenth capacitor 3q resonates. Therefore, harmonics input from the input terminal 1a are not output at all to the first output terminal 1e and the second output terminal 1f, and infinite isolation is obtained.

以上のように、実施の形態７によれば、実施の形態６のウィルキンソン形電力分配回路において、２つの第１２のキャパシタ３ｐに代えて、アイソレーション抵抗９に対して並列に第１５のキャパシタ３ｓを設けたので、実施の形態６と同様、基本波に対しては集中定数形のウィルキンソン形電力分配回路として動作し、高調波に対しては入力端子と出力端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。   As described above, according to the seventh embodiment, in the Wilkinson power distribution circuit of the sixth embodiment, instead of the two twelfth capacitors 3p, the fifteenth capacitor 3s in parallel with the isolation resistor 9 is used. As in the sixth embodiment, it operates as a lumped constant Wilkinson power distribution circuit for the fundamental wave, and infinite isolation between the input terminal and the output terminal for the harmonics. Acts as a band rejection filter. Therefore, when applied as a power feeding circuit from the amplifier to the antenna, a filter for suppressing harmonics output from the amplifier becomes unnecessary, and there is an effect of miniaturization and low loss.

また、第１の出力端子１ｅと第２の出力端子１ｆをそれぞれ接地する２つの第１２のキャパシタ３ｐに代えて、アイソレーション抵抗９に対して並列に第１５のキャパシタ３ｓを１つ設けたので、必要なキャパシタの数が削減でき、より小形化が図れるという効果もある。   Also, instead of the two twelfth capacitors 3p that respectively ground the first output terminal 1e and the second output terminal 1f, one fifteenth capacitor 3s is provided in parallel to the isolation resistor 9. In addition, the number of necessary capacitors can be reduced, and the size can be further reduced.

ここで、前記実施の形態５の図１０で、入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合を例示して説明したが、前記実施の形態６の図１１で、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆのそれぞれに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合にも、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆから信号を入力して合成する場合を含め、実施の形態５での説明同様に機能し、同様の効果を奏する。なお、前記実施の形態６の図１１で、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆそれぞれの少なくとも１つに接続すれば、接続した端子からの入力に対しては同様の効果を奏する。また、前記実施の形態７の図１４で、入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合にも、実施の形態５での説明同様に機能し、同様の効果を奏する。   Here, in FIG. 10 of the fifth embodiment, the resistor 8 having one end grounded via the fifth parallel circuit 4e formed of the ninth inductor 2k and the ninth capacitor 3k is connected to the input terminal 1a. Although the case of connection has been described by way of example, in FIG. 11 of the sixth embodiment, the ninth inductor 2k and the ninth inductor are connected to the input terminal 1a, the first output terminal 1e, and the second output terminal 1f, respectively. Even when a resistor 8 having one end grounded is connected via a fifth parallel circuit 4e composed of a capacitor 3k, a signal is input from the first output terminal 1e and the second output terminal 1f and synthesized. The same functions as described in the fifth embodiment are provided, and the same effects can be obtained. In FIG. 11 of the sixth embodiment, if the input terminal 1a, the first output terminal 1e, and the second output terminal 1f are connected to at least one of them, the same applies to the input from the connected terminal. The effect of. Further, in FIG. 14 of the seventh embodiment, a resistor 8 having one end grounded is connected to the input terminal 1a via a fifth parallel circuit 4e including a ninth inductor 2k and a ninth capacitor 3k. Even in this case, it functions in the same manner as described in the fifth embodiment, and has the same effect.

この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。It is a circuit configuration explanatory view showing a 90-degree hybrid circuit according to the first embodiment of the present invention. この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。It is a figure which shows the characteristic calculation result of the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。It is a figure which shows the characteristic calculation result of the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 1 of this invention. 増幅器からアンテナへの給電回路として実施の形態１の９０度ハイブリッド回路を適用した回路構成説明図である。FIG. 2 is a circuit configuration explanatory diagram in which the 90-degree hybrid circuit of the first embodiment is applied as a power feeding circuit from an amplifier to an antenna. この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。It is circuit structure explanatory drawing which shows the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。It is a figure which shows the characteristic calculation result of the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。It is a figure which shows the characteristic calculation result of the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態３に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。It is circuit structure explanatory drawing which shows the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 3 of this invention. この発明の実施の形態４に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。It is circuit structure explanatory drawing which shows the 90 degree hybrid circuit concerning Embodiment 4 of this invention. この発明の実施の形態５に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。It is a circuit configuration explanatory view showing a 90-degree hybrid circuit according to Embodiment 5 of the present invention. この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。It is circuit structure explanatory drawing which shows the Wilkinson type | mold electric power distribution circuit concerning Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路の特性計算結果を示す図である。It is a figure which shows the characteristic calculation result of the Wilkinson type | mold power distribution circuit concerning Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路の特性計算結果を示す図である。It is a figure which shows the characteristic calculation result of the Wilkinson type | mold power distribution circuit concerning Embodiment 6 of this invention. この発明の実施の形態７に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。It is circuit structure explanatory drawing which shows the Wilkinson type | mold power distribution circuit concerning Embodiment 7 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ａ 入力端子、１ｂ 通過端子、１ｃ 結合端子、１ｄ アイソレーション端子、１ｅ 第１の出力端子、１ｆ 第２の出力端子、２ａ 第１のインダクタ、２ｂ 第２のインダクタ、２ｃ 第３のインダクタ、２ｄ 第４のインダクタ、２ｅ 第５のインダクタ、２ｆ 第６のインダクタ、２ｇ 第７のインダクタ、２ｈ 第８のインダクタ、２ｋ 第９のインダクタ、２ｍ 第１０のインダクタ、２ｎ 第１１のインダクタ、３ａ 第１のキャパシタ、３ｂ 第２のキャパシタ、３ｃ 第３のキャパシタ、３ｄ 第４のキャパシタ、３ｅ 第５のキャパシタ、３ｆ 第６のキャパシタ、３ｇ 第７のキャパシタ、３ｈ 第８のキャパシタ、３ｋ 第９のキャパシタ、３ｍ 第１０のキャパシタ、３ｎ 第１１のキャパシタ、３ｐ 第１２のキャパシタ、３ｑ 第１３のキャパシタ、３ｒ 第１４のキャパシタ、３ｓ 第１５のキャパシタ、４ａ 第１の並列回路、４ｂ 第２の並列回路、４ｃ 第３の並列回路、４ｄ 第４の並列回路、４ｅ 第５の並列回路、４ｆ 第６の並列回路、４ｇ 第７の並列回路、５ 増幅器、６ 終端抵抗、７ａ、７ｂ アンテナ、８ 抵抗、９ アイソレーション抵抗。   1a input terminal, 1b pass terminal, 1c coupling terminal, 1d isolation terminal, 1e first output terminal, 1f second output terminal, 2a first inductor, 2b second inductor, 2c third inductor, 2d 4th inductor, 2e 5th inductor, 2f 6th inductor, 2g 7th inductor, 2h 8th inductor, 2k 9th inductor, 2m 10th inductor, 2n 11th inductor, 3a 1st Capacitor, 3b second capacitor, 3c third capacitor, 3d fourth capacitor, 3e fifth capacitor, 3f sixth capacitor, 3g seventh capacitor, 3h eighth capacitor, 3k ninth capacitor 3m, 10th capacitor, 3n, 11th capacitor, 3p, 12th capacitor, 3q 13th capacitor, 3r 14th capacitor, 3s 15th capacitor, 4a 1st parallel circuit, 4b 2nd parallel circuit, 4c 3rd parallel circuit, 4d 4th parallel circuit, 4e 5th parallel Circuit, 4f sixth parallel circuit, 4g seventh parallel circuit, 5 amplifier, 6 termination resistor, 7a, 7b antenna, 8 resistor, 9 isolation resistor.

Claims (9)

入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間はインダクタで接続し、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路で接続したことを特徴とする９０度ハイブリッド回路。 The four terminals for input and output are an input terminal, a passing terminal, a coupling terminal, and an isolation terminal. The four terminals are connected in order by a reactance circuit including at least an inductor, and the four terminals A 90-degree hybrid circuit in which a capacitor having one end grounded is connected to each other, and a high-frequency signal input from the input terminal is distributed and output to the passing terminal and the coupling terminal, between the input terminal and the isolation terminal The passing terminal and the coupling terminal are connected by an inductor, and the input terminal and the passing terminal and between the coupling terminal and the isolation terminal are equivalent to the fundamental wave component of the high-frequency signal. Inductors and capacitors set to resonate with a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. 90-degree hybrid circuit, characterized in that connected in parallel circuit composed by Sita. 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる第１の並列回路で接続し、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる第２の並列回路で接続したことを特徴とする９０度ハイブリッド回路。 The four terminals for input and output are an input terminal, a passing terminal, a coupling terminal, and an isolation terminal. The four terminals are connected in order by a reactance circuit including at least an inductor, and the four terminals A 90-degree hybrid circuit that connects a capacitor with one end grounded to each other, and distributes and outputs a high-frequency signal input from the input terminal to the passing terminal and the coupling terminal, and between the input terminal and the passing terminal; An inductor and a capacitor are set between the coupling terminal and the isolation terminal so as to be equivalent to an inductance with respect to a fundamental component of the high-frequency signal and to resonate with a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. Connected in a first parallel circuit consisting of: between the input terminal and the isolation terminal and between the pass terminal and the front Between the coupling terminals, a second parallel composed of an inductor and a capacitor set to be equivalent to an inductance for the fundamental component of the high-frequency signal and to resonate for a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. 90 degree hybrid circuit characterized by being connected by a circuit . 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路を２個直列接続した第１のリアクタンス回路で接続すると共に前記２個の並列回路の間に一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになりになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路を２個直列接続した第２のリアクタンス回路で接続すると共に前記２個の並列回路の間に一端を接地したキャパシタを接続したことを特徴とする９０度ハイブリッド回路。 There are four terminals for input and output, an input terminal, a passing terminal, a coupling terminal, and an isolation terminal. The four terminals are connected in order by a reactance circuit including at least an inductor, and input from the input terminal. 90-degree hybrid circuit that distributes and outputs a high-frequency signal to be transmitted to the passing terminal and the coupling terminal, and the basic structure of the high-frequency signal is between the input terminal and the passing terminal and between the coupling terminal and the isolation terminal. A first reactance circuit in which two parallel circuits composed of an inductor and a capacitor are set in series so as to be equivalent to an inductance for a wave component and to resonate for a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. A capacitor having one end grounded between the two parallel circuits and connected to the input terminal and the isolation. Between the terminals and between the passing terminal and the coupling terminal, an inductance is equivalent to the fundamental wave component of the high-frequency signal and resonates with a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. A 90-degree hybrid circuit characterized in that two parallel circuits composed of set inductors and capacitors are connected by a second reactance circuit connected in series, and a capacitor having one end grounded is connected between the two parallel circuits. . 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間をインダクタで順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタとインダクタでなる直列回路を接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記直列回路は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にキャパシタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなることを特徴とする９０度ハイブリッド回路。 It has four terminals for input and output, an input terminal, a passing terminal, a coupling terminal, and an isolation terminal. The four terminals are connected in order with an inductor and one end is grounded to each of the four terminals. A 90-degree hybrid circuit that connects a series circuit composed of a capacitor and an inductor, and distributes and outputs a high-frequency signal input from the input terminal to the pass-through terminal and the coupling terminal, wherein the series circuit is the basic of the high-frequency signal. A 90-degree hybrid circuit comprising an inductor and a capacitor set so as to be equivalent in capacitance to a wave component and to resonate with a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. 前記入力端子に前記高周波信号の基本波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路の一端を接続し、前記並列回路の他端に一端を接地した抵抗を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の９０度ハイブリッド回路。 One end of a parallel circuit composed of an inductor and a capacitor set to resonate with the fundamental component of the high-frequency signal is connected to the input terminal, and a resistor having one end grounded is connected to the other end of the parallel circuit. The 90-degree hybrid circuit according to claim 1 or 2, wherein 入出力のための３つの端子である入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子を有し、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で接続し、前記３つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子の間を抵抗で接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記第１の出力端子と前記第２の出力端子へ分配出力するウィルキンソン形電力分配回路であって、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路で接続したことを特徴とするウィルキンソン形電力分配回路。 An input terminal which is three terminals for input / output, a first output terminal, and a second output terminal, and between the input terminal and the first output terminal and between the input terminal and the second output The terminals are connected by a reactance circuit including at least an inductor, a capacitor having one end grounded is connected to each of the three terminals, and a resistor is connected between the first output terminal and the second output terminal. A Wilkinson power distribution circuit that distributes and outputs a high-frequency signal input from the input terminal to the first output terminal and the second output terminal, and between the input terminal and the first output terminal; between the second output terminal and the input terminal is set to resonate for a given harmonic component before SL RF signal becomes equivalently inductance with respect to the fundamental wave component of the high frequency signal I Wilkinson type power distribution circuit, characterized in that connected in parallel circuit consisting of inductor and capacitor. 入出力のための３つの端子である入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子を有し、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で接続し、前記入力端子に一端を接地したキャパシタを接続し、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子の間を抵抗とキャパシタでなる第３の並列回路で接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記第１の出力端子と前記第２の出力端子へ分配出力するウィルキンソン形電力分配回路であって、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる第４の並列回路で接続したことを特徴とするウィルキンソン形電力分配回路。 An input terminal which is three terminals for input / output, a first output terminal, and a second output terminal, and between the input terminal and the first output terminal and between the input terminal and the second output The terminals are connected by a reactance circuit including at least an inductor, a capacitor having one end grounded is connected to the input terminal, and a resistor and a capacitor are provided between the first output terminal and the second output terminal. The Wilkinson type power distribution circuit is connected in parallel circuit, and distributes and outputs the high-frequency signal input from the input terminal to the first output terminal and the second output terminal, the input terminal and the first Between the output terminals and between the input terminal and the second output terminal is equivalent to an inductance for the fundamental component of the high-frequency signal and resonates for a predetermined harmonic component of the high-frequency signal. Wilkinson type power distribution circuit, characterized in that connected in the fourth parallel circuit consisting of the set inductor and capacitor so that. 前記入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子それぞれの少なくとも１つに前記高周波信号の基本波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路の一端を接続し、前記並列回路の他端に一端を接地した抵抗を接続したことを特徴とする請求項６記載のウィルキンソン形電力分配回路。 At least one of each of the input terminal, the first output terminal, and the second output terminal is connected to one end of a parallel circuit composed of an inductor and a capacitor set to resonate with respect to the fundamental component of the high-frequency signal. 7. The Wilkinson power distribution circuit according to claim 6, wherein a resistor having one end grounded is connected to the other end of the parallel circuit. 前記入力端子に前記高周波信号の基本波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路の一端を接続し、前記並列回路の他端に一端を接地した抵抗を接続したことを特徴とする請求項７記載のウィルキンソン形電力分配回路。 One end of a parallel circuit composed of an inductor and a capacitor set to resonate with the fundamental component of the high-frequency signal is connected to the input terminal, and a resistor having one end grounded is connected to the other end of the parallel circuit. The Wilkinson type power distribution circuit according to claim 7.
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