JP4734740B2

JP4734740B2 - Power supply device and discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP4734740B2
Application number: JP2001075075A
Authority: JP
Inventors: 隆神原; 俊朗中村; 務塩見; 智之中野; 寿文田中
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-03-15
Filing date: 2001-03-15
Publication date: 2011-07-27
Anticipated expiration: 2021-03-15
Also published as: JP2002281753A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置および放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、自動車のヘッドランプに用いる高圧放電灯を負荷として電力を供給する電源回路（放電灯点灯装置）が提供されている。この種の電源回路は、たとえば図５９に示す構成を有する。
【０００３】
図示する電源回路は、カーバッテリのような直流電源１の電圧を高圧放電灯ＬＰ１が点灯可能になる電圧まで昇圧するＤＣ−ＤＣ変換回路４を備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路４から出力される直流電圧を極性反転回路６により交番電圧に変換して高圧放電灯ＬＰ１に印加する構成を有している。また、高圧放電灯ＬＰ１を始動させるためにＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧とは別に高電圧を出力する昇圧回路７と、昇圧回路７の出力電圧をさらに昇圧した高電圧の始動パルスを発生するイグナイタ１０とを備える。実装時には高圧放電灯ＬＰ１およびイグナイタ１０は他の回路を実装する基板とは別に設けられ出力接続部９を介して他の回路と接続される。高圧放電灯ＬＰ１およびイグナイタ１０は、他の回路により構成した電源装置に対する負荷回路として機能する。
【０００４】
直流電源１とＤＣ−ＤＣ変換回路４との間には電源スイッチＳＷ１が挿入され、さらに直流電源１と電源スイッチＳＷ１との直列回路は入力接続部３を介してＤＣ−ＤＣ変換回路４に接続される。入力接続部３は２個の端子ＴＮ１，ＴＮ２を備え、両端子ＴＮ１，ＴＮ２の間にＤＣ−ＤＣ変換回路４のトランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。トランスＴ１は２個の２次巻線ｎ２，ｎ３を備え、一方の２次巻線ｎ２の両端間には、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充電電流を阻止する極性に接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１から放出しダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電電流を流す。したがって、ダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ１との接続点がコンデンサＣ１の低電位側になり、図示例ではコンデンサＣ１の高電位側をフレームグランド（回路グランド）に接続して基準電位としている。つまり、直流電源１の負極とＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力の高電位側とが同電位になり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は基準電位に対して負極性になる。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８が高周波（数十ｋ〜数百ｋＨｚ）で制御しており（図６０（ａ）参照）、制御回路８ではスイッチング素子Ｑ１のオン・オフのデューティや周波数を変化させることにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を制御している。制御回路８は端子ＴＮ１，ＴＮ２の間で電源が供給され、電源スイッチＳＷ１がオンになると制御回路８に給電される。また、制御回路８は、コンデンサＣ１の一端とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電位によりＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を監視するとともに、コンデンサＣ１の他端と後段の回路との間に挿入した電流検出用の抵抗Ｒ１′の両端電圧によりＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を監視する。制御回路８は、高圧放電灯ＬＰ１が点灯する前の無負荷期間には、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧が規定の一定電圧（たとえば、−４００Ｖ）になるようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する。
【０００６】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は、始動補助回路５を通して極性反転回路６に入力される。極性反転回路６はＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を備え、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点を出力端として出力接続部９に設けた端子ＴＮ３，ＴＮ４に接続してある。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフは、一方のアームの高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン・オフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン・オフとが一致するように制御回路８によって制御される。つまり、図６０（ｂ）（ｃ）に示すように、通常動作の際には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンのときにはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンのときにはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになるように制御される。極性反転回路６を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフは比較的低周波（数十〜数百Ｈｚ）で行われ、かつ高圧放電灯ＬＰ１に矩形波交番電圧を印加する。ただし、高圧放電灯ＬＰ１の点灯前には図６０（ｂ）（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフにする。つまり、この期間には端子ＴＮ４が端子ＴＮ３に対して負極側になる。
【０００７】
始動補助回路５は、コンデンサＣ２と２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３との直列回路をコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１′との直列回路に並列接続するとともに、抵抗Ｒ２にダイオードＤ２を並列接続した構成を有している。したがって、コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１′，Ｒ２，Ｒ３を通してコンデンサＣ２が充電される。また、ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ２の正極に接続されており、コンデンサＣ２の電荷の放電経路はダイオードＤ２および抵抗Ｒ３を通る経路になる。始動補助回路５は高圧放電灯ＬＰ１の始動時に、ＤＣ−ＤＣ変換回路４とともに高圧放電灯ＬＰ１に電流を供給することによって、高圧放電灯ＬＰ１をすみやかに点灯させるものである。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたトランスＴ１の２次巻線ｎ３は、コンデンサＣ９、ダイオードＤ７、抵抗Ｒ５とともに昇圧回路７を構成する。つまり、２次巻線ｎ３の両端間にはダイオードＤ７とコンデンサＣ９との直列回路が接続され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と同様に、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１からコンデンサＣ９に充電電流が流れるようにダイオードＤ７の極性が設定されている。２次巻線ｎ３の一端は２次巻線ｎ２の一端とともに直流電源１の負極に接続される。コンデンサＣ９の一端とダイオードＤ７のカソードとの接続点は抵抗Ｒ５を介して出力端子部９に設けた端子ＴＮ５に接続される。したがって、端子ＴＮ５には基準電位に対して正極性の電圧が印加される。したがって、高圧放電灯ＬＰ１の始動前には端子ＴＮ４と端子ＴＮ５との間の電圧は、基準電位に対する端子ＴＮ４の電位と端子ＴＮ５の電位との加算値である高電圧になる。
【０００９】
高圧放電灯ＬＰ１の放電を開始させて始動するには、高圧放電灯ＬＰ１に高電圧の始動パルスを印加する必要があるから、出力接続部９には始動パルスを発生させるためのイグナイタ１０が接続される。イグナイタ１０は、極性反転回路６の出力端間に端子ＴＮ３，ＴＮ４を介して接続されるコンデンサＣ７と、昇圧回路７の出力端間に端子ＴＮ５，ＴＮ４を介して接続されるコンデンサＣ８と、コンデンサＣ８に並列接続された抵抗Ｒ６と、２次巻線がランプ接続部１１の端子ＴＮ６，ＴＮ７を介して高圧放電灯ＬＰ１に直列接続されるとともに２次巻線と高圧放電灯ＬＰ１との直列回路がコンデンサＣ７の両端間に接続されたパルストランスＰＴ１と、パルストランスＰＴ１の１次巻線との直列回路がコンデンサＣ８の両端間に接続される閾値素子としてのスパークギャップＳＧ１とにより構成されている。
【００１０】
上述の構成から明らかなように、コンデンサＣ８は出力接続部９の２つの端子ＴＮ４，ＴＮ５の間に接続されるから、高圧放電灯ＬＰ１の始動前にはコンデンサＣ８には高電圧が印加される。しかして、コンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に達すると、スパークギャップＳＧ１が導通しパルストランスＰＴ１の１次巻線を通してコンデンサＣ８の電荷が放出される。パルストランスＰＴ１の２次巻線には１次巻線の印加電圧を昇圧した電圧が誘起され、スパークギャップＳＧ１の導通によってパルストランスＰＴ１の２次巻線には高電圧の始動パルスが発生する（高圧放電灯ＬＰ１の電極間電圧を示す図６０（ｆ）参照）。その結果、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されて高圧放電灯ＬＰ１が放電する。コンデンサＣ７は始動パルスに対して低インピーダンスであって、始動パルスが極性反転回路６に印加されるのを防止する。
【００１１】
始動パルスが時刻ｔ１において発生して高圧放電灯ＬＰ１が始動すると、図６０（ｄ）のようにＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧が変化するとともに、抵抗Ｒ１′により検出されるＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流が変化するから、制御回路８では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフの周波数を高くするとともに、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを開始させる。したがって、高圧放電灯ＬＰ１には矩形波交番電圧が印加されるようになり、高圧放電灯ＬＰ１は点灯状態を維持する。
【００１２】
高圧放電灯ＬＰ１の点灯後の通常動作では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は高圧放電灯ＬＰ１の電極間電圧にほぼ等しくなり、高圧放電灯ＬＰ１の点灯前の無負荷期間における出力電圧よりも低くなる（たとえば、無負荷期間に−４００Ｖとすれば、通常動作の期間では−８５Ｖなど）。また、図６０（ｇ）のように昇圧回路７から出力されて端子ＴＮ５に印加される電圧が無負荷期間よりも低下する。つまり、図６０（ｅ）のように、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電位差が小さくなり、イグナイタ１０に設けたコンデンサＣ８の両端電圧も無負荷期間よりも低下するから、スパークギャップＳＧ１は放電しなくなる。
【００１３】
ただし、スパークギャップＳＧ１が放電して高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されても高圧放電灯ＬＰ１が正常に始動しない場合には、イグナイタ１０のコンデンサＣ８が再充電され、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスを再度印加するという動作が繰り返されることになる。
【００１４】
このように始動パルスが発生しても高圧放電灯ＬＰ１が点灯しない場合には、高圧放電灯ＬＰ１などに異常があると考えられるから、電源投入（電源スイッチＳＷ１のオン）から規定の始動期間を経過しても始動パルスが繰り返して発生している場合には、安全のためにＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路８の動作を停止させる構成が提案されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のように、電源投入から規定の始動期間内で高圧放電灯ＬＰ１が始動しなければ、始動期間の終了までの間に端子ＴＮ４，ＴＮ５の間に高電圧が繰り返し印加されることになる。もっとも、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されており、かつスパークギャップＳＧ１が正常に動作するとすれば、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電圧は、スパークギャップＳＧの閾値電圧で制限されるから、端子ＴＮ５の電圧は極端に高くなることはない。
【００１６】
しかしながら、イグナイタ１０が接続されていない場合やスパークギャップＳＧ１の経年変化による劣化でスパークギャップＳＧ１が放電しないような場合には、図６０（ｈ）のように端子ＴＮ５の電位が昇圧回路７の出力電圧の最大値まで上昇することになり、かなりの高電圧が端子ＴＮ５に印加されることになる。このような高電圧が端子ＴＮ５に印加されることは好ましいことではない。
【００１７】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、昇圧回路を備える構成であるときに、負荷回路が接続されていないときの昇圧回路の出力電圧の過昇圧を抑制した電源装置を提供し、かつこの電源装置を高圧放電灯の点灯回路として用いた放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、電源として入力された直流電圧を変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の一部から電力が供給されＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧よりも高電圧を出力する昇圧回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を制御する制御回路とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路を電力供給源とする放電灯からなる第１の負荷およびＤＣ−ＤＣ変換回路と第１の負荷との間に設けられ昇圧回路を電力供給源とする第２の負荷を備える負荷回路に電力を供給する電源装置であって、負荷回路の接続の有無を監視するとともに負荷回路が接続されていない状態において制御回路によるＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させる異常検出回路が付加されていることを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を矩形波の交番電圧に変換する極性反転回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記負荷回路との間に設けられていることを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記極性反転回路が４個のスイッチング素子をブリッジ接続した構成を有することを特徴とする。
【００２１】
請求項４の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記負荷回路との間に前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端を通る電流を検出する電流検出手段が設けられ、前記制御回路では回路動作開始から規定した検査期間内に前記極性反転回路の出力電圧の極性を少なくとも一回は反転させ、前記異常検出回路では検査期間において電流検出手段により検出される電流値が検査期間中に規定の閾値を越えないときには検査期間の終了時にＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２２】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記制御回路が、前記検査期間中には前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を検出期間後の通常動作時よりも低く設定するように制御することを特徴とする。
【００２３】
請求項６の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記負荷回路が、前記極性反転回路の出力端間に挿入される第１のコンデンサと、前記昇圧回路の一方の出力端と前記極性反転回路の一方の出力端との間に挿入される第２のコンデンサとを備え、前記異常検出回路が極性反転回路の出力端のうち第１および第２のコンデンサの一端と共通に接続される出力端の電位を監視し、前記制御回路では回路動作開始から規定した検査期間においては、前記極性反転回路の出力電圧の極性を反転させずに昇圧回路の前記一方の出力端と極性反転回路の他方の出力端との間に第１および第２のコンデンサの両端電圧の加算電圧が印加されるように極性反転回路を動作させ、異常検出回路では監視している電位が検査期間において閾値電圧まで上昇しないときには検査期間の終了時にＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２４】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記第２のコンデンサの容量が第１のコンデンサの容量よりも大きいことを特徴とする。
【００２５】
請求項８の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路が電源として入力された直流電圧を断続させるスイッチング素子を備え、前記制御回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が規定の制御電圧に達するまではスイッチング素子のオン・オフを高周波で制御する発振状態とし、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が制御電圧に達すると発振状態と停止状態とを繰り返す間欠発振状態として制御電圧に維持し、前記負荷回路としてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の間欠発振状態が継続して生じているときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２６】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、前記異常検出回路が前記スイッチング素子の両端電圧の平均値を用いて前記間欠発振状態の継続を検出することを特徴とする。
【００２７】
請求項１０の発明は、請求項８の発明において、前記異常検出回路が前記スイッチング素子のオン・オフを指示する駆動信号を用いて前記間欠発振状態の継続を検出することを特徴とする。
【００２８】
請求項１１の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００２９】
請求項１２の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３０】
請求項１３の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では規定の待機期間においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流に所定の変動が生じなければＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３１】
請求項１４の発明は、請求項１１ないし請求項１３の発明において、前記負荷回路の作用により前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧が脈動を繰り返す周期よりも前記待機期間が長く設定されていることを特徴とする。
【００３２】
請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下になるとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３３】
請求項１６の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の直後における前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３４】
請求項１７の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記制御回路では前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から前記負荷回路への電流を阻止するように前記極性反転回路を制御した状態でＤＣ−ＤＣ変換回路を動作させた後に極性反転回路の動作を開始させ、前記異常検出回路では極性反転回路の動作開始の直後における前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３５】
請求項１８の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記制御回路では回路動作開始の直後には前記昇圧回路と前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の基準電位側の出力端との間で前記負荷回路に電圧が印加されるように前記極性反転回路を制御し、前記異常検出回路では前記昇圧回路から前記負荷回路を通る経路で流れる電流が規定の閾値以下であるときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３６】
請求項１９の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記負荷回路として前記極性反転回路の出力電圧の極性が反転したときに前記昇圧回路の出力電圧を変動させるものを用い、前記異常検出回路では前記昇圧回路の出力電圧の変動を検出するとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３７】
請求項２０の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記昇圧回路の出力端間に昇圧回路の出力電圧よりも低い電圧を印加する状態と電圧を印加しない状態とを選択可能とした電圧発生回路が付加され、電圧発生回路と負荷回路とを含むループ内に異常検出回路としての電流検出手段が付加され、前記制御回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を停止させた状態で電圧発生回路により昇圧回路の出力端間に電圧を印加したときに、前記電流検出手段では検出した電流値が規定の閾値に達しないときにＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を禁止するように制御回路に指示することを特徴とする。
【００３８】
請求項２１の発明は、請求項２０の発明において、前記電流検出手段が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作時においてＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を監視する機能に兼用されることを特徴とする。
【００３９】
請求項２２の発明は、請求項２０の発明において、前記電圧発生回路が前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を用いて低電圧を発生させることを特徴とする。
【００４０】
請求項２３の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧が規定の閾値を越えるとＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４１】
請求項２４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の内部で発生する電圧が規定の閾値を越えると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４２】
請求項２５の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記昇圧回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧の積分値が規定の閾値を越えると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とすることを特徴とする。
【００４３】
請求項２６の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記負荷回路として前記昇圧回路の出力電圧を脈動させるものを用い、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧に規定の時限期間を越えて脈動が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４４】
請求項２７の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電圧が規定値に達するまでの時間が規定の判定期間よりも短いときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４５】
請求項２８の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路の出力電流が規定の閾値以下であるときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４６】
請求項２９の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記異常検出回路では回路動作開始の後に前記昇圧回路への入力電流が規定の閾値よりも小さいときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止させるように制御回路に指示することを特徴とする。
【００４７】
請求項３０の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記制御回路が回路動作開始の直後には前記極性反転回路の出力電圧を前記負荷回路に印加しない状態とし、前記異常検出回路では極性反転回路の一方の出力端の電位に基づいて前記負荷回路の接続の有無を判定することを特徴とする。
【００４８】
請求項３１の発明は、請求項１ないし請求項３０の発明において、前記昇圧回路の出力端間を短絡する状態と開放する状態とを選択可能なスイッチ要素を設け、前記異常検出回路により前記負荷回路が接続されていないことが検出されるとスイッチ要素をオンにして昇圧回路の出力電圧を強制的に低減させることを特徴とする。
【００４９】
請求項３２の発明は、請求項１ないし請求項３１の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路がフライバック型であることを特徴とする。
【００５０】
請求項３３の発明は、請求項１ないし請求項３２の発明において、前記昇圧回路がコッククロフト回路であることを特徴とする。
【００５１】
請求項３４の発明は、前記負荷回路が高圧放電灯を含み、請求項１ないし請求項３３のいずれか１項に記載の電源装置により高圧放電灯を点灯させることを特徴とする。
【００５２】
請求項３５の発明は、請求項３４の発明において、前記負荷回路がイグナイタを含むことを特徴とする。
【００５３】
請求項３６の発明は、請求項３５の発明において、前記イグナイタが前記昇圧回路の出力電圧が規定電圧に達すると放電するスパークギャップを含み、前記異常検出回路がスパークギャップの異常を併せて検出することを特徴とする。
【００５４】
請求項３７の発明は、請求項３４ないし請求項３６の発明において、前記高圧放電灯が着脱可能であって、負荷回路の一部の電路が高圧放電灯の電極により形成されていることを特徴とする。
【００５５】
なお、回路動作開始とは、放電灯点灯装置では電源投入時のほかに、高圧放電灯の立ち消えや、電源異常による一時停止後等の点灯動作を意味する。負荷回路の接続の有無とは、負荷回路がまったく接続されていない状態のほか、負荷回路の動作中に何らかの理由により負荷回路がはずれて接続されていない状態になることを含む。
【００５６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、自動車のヘッドランプに用いる高圧放電灯を点灯させる放電灯点灯装置を例示する。基本的な構成は図５９に示した従来構成と同様であって、図１に示すように、カーバッテリのような直流電源１の電圧を昇圧して高圧放電灯ＬＰ１が点灯可能な電圧（たとえば、４００Ｖ）に変換するＤＣ−ＤＣ変換回路４と、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を交番電圧に変換する極性反転回路８と、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を昇圧する昇圧回路７とを電源回路の基本構成として備え、この電源回路の負荷として、高圧放電灯ＬＰ１と、高圧放電灯ＬＰ１の始動に必要な高電圧の始動パルスを発生させるイグナイタ１０とを備える。直流電源１は電源スイッチＳＷ１および入力接続部３を介してＤＣ−ＤＣ変換回路４に接続される。すなわち、直流電源１と電源スイッチＳＷ１との直列回路は、入力接続部３に設けた２個の端子ＴＮ１，ＴＮ２に接続され、端子ＴＮ１，ＴＮ２にＤＣ−ＤＣ変換回路４が接続される。
【００５７】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４は、入力接続部３に設けた２個の端子ＴＮ１，ＴＮ２の間に、トランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。また、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間には、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ１に充電電流を流す極性で接続される。従来構成として説明したように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８により高周波で制御されており、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄積された電磁エネルギが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にダイオードＤ１を介して放出されコンデンサＣ１に充電電流を流すのである。したがって、図１に示すＤＣ−ＤＣ変換回路４はフライバック型の構成を有している。
【００５８】
コンデンサＣ１の一端には電流検出用の抵抗Ｒ１の一端が直列接続され、コンデンサＣ１の他端にダイオードＤ１のアノードが接続される。抵抗Ｒ１の他端は端子ＴＮ２を介して直流電源１の負極に接続され、この電位が基準電位になる。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧ＶｌａはコンデンサＣ１の他端において監視され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは基準電位に対して低電位になる。この構成のＤＣ−ＤＣ変換回路４では、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフによって電圧変換を行い、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフのデューティを変化させることによって出力電圧の調節を行う。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させるにはスイッチング素子Ｑ１をオフに維持する。
【００５９】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４におけるスイッチング素子Ｑ１の制御は制御回路８が行っており、制御回路８では、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点の電圧（つまり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａ）と、抵抗Ｒ１の両端電圧（抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｌａに相当する）とを監視している。電源の投入時点（電源スイッチＳＷ１のオン時）や動作の再開時（通電中に何らかの理由で電力供給を停止した後に電力供給を再開した時）のような「回路動作開始」の直後の動作などを除いた安定動作状態である通常動作時には、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフのデューティを変化させる。また、制御回路８は後述する極性反転回路６の動作も制御している。さらに、制御回路８は、外部から停止信号が入力されたときにＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる機能や、回路動作開始の際に電源リセットの信号を出力する機能も備える。
【００６０】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は、始動補助回路５を通して極性反転回路６に入力され、極性反転回路６ではＤＣ−ＤＣ変換回路４から出力された直流電圧を矩形波の交番電圧に変換して高圧放電灯ＬＰ１に印加する。つまり、極性反転回路６は、直流電圧を交番電圧に変換するからインバータの一種であるが、高圧放電灯ＬＰ１の音響的共鳴現象を防止するために交番周波数は比較的低く設定されかつ矩形波の交番電圧を出力するように構成されている。極性反転回路６はＭＯＳＦＥＴからなる４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を備え、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点を出力端として出力接続部９に設けた端子ＴＮ３，ＴＮ４に接続してある。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフは、一方のアームの高電位側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン・オフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン・オフとが一致するように制御回路８によって制御される。つまり、図２（ｂ）（ｃ）に示すように、通常動作の際には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンのときにはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンのときにはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになるように制御される。
【００６１】
始動補助回路５は、コンデンサＣ２と２本の抵抗Ｒ２，Ｒ３との直列回路をコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路に並列接続するとともに、抵抗Ｒ２にダイオードＤ２を並列接続した構成を有している。したがって、コンデンサＣ１から抵抗Ｒ１〜Ｒ３を通してコンデンサＣ２が充電される。また、ダイオードＤ２のアノードはコンデンサＣ２の正極に接続されており、コンデンサＣ２の電荷の放電経路はダイオードＤ２および抵抗Ｒ３を通る経路になる。始動補助回路５の機能については後述する。
【００６２】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間には昇圧回路７が接続され、昇圧回路７の出力端は出力接続部９に設けた端子ＴＮ５に接続される。本実施形態では昇圧回路７としてコッククロフト回路を用いており、昇圧回路７には順方向に接続した４個のダイオードＤ３〜Ｄ６の直列回路が設けられ、ダイオードＤ３のアノードはトランスＴ１の２次巻線ｎ２の一端とコンデンサＣ１の正極との接続点に接続される。直結された２個ずつのダイオードＤ３〜Ｄ６の直列回路の両端間にはそれぞれコンデンサＣ４〜Ｃ６が接続され、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の他端には抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ３の一端が接続され、コンデンサＣ３の他端はダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードとの接続点に接続される。さらに、ダイオードＤ６のカソードとコンデンサＣ６との接続点は抵抗Ｒ５を介して端子ＴＮ５に接続される。
【００６３】
コッククロフト回路の動作は周知のものであるが簡単に説明しておく。いま、回路動作開始から高圧放電灯ＬＰ１が点灯するまでの期間であって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフによってコンデンサＣ１の端子電圧が無負荷電圧（高圧放電灯ＬＰ１が点灯しない状態での最大電圧）に達しているものとする。この状態において、トランスＴ１の２次巻線ｎ２に誘起される電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には直流電源１の電圧に対してトランスＴ１の１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比倍の電圧になり、スイッチング素子Ｑ１のオフの瞬間にはコンデンサＣ１の両端電圧にほぼ等しい電圧になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフが繰り返されることによって、コンデンサＣ３の両端電圧はコンデンサＣ１の両端電圧とほぼ等しくなり、他のコンデンサＣ４〜Ｃ６の両端電圧はコンデンサＣ１の両端電圧にスイッチング素子Ｑ１のオン時におけるトランスＴ１の２次巻線ｎ２の誘起電圧を加算した電圧になる。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時における２次巻線ｎ２の誘起電圧を８０Ｖとし、無負荷電圧が−４００Ｖであるとすれば、コンデンサＣ３の両端電圧は４００Ｖ、コンデンサＣ４〜Ｃ６の両端電圧はそれぞれ４８０Ｖになり、昇圧回路７の出力電圧はコンデンサＣ４，Ｃ６の加算電圧である９６０Ｖになる。
【００６４】
ところで、高圧放電灯ＬＰ１の放電を開始させて始動するには、高圧放電灯ＬＰ１に高電圧の始動パルスを印加する必要があるから、出力接続部９には始動パルスを発生させるためのイグナイタ１０が接続され、イグナイタ１０を介して極性反転回路６に高圧放電灯ＬＰ１が接続されている。イグナイタ１０は、昇圧回路７から出力される高電圧を用いてピーク電圧をさらに上昇させた始動パルスを生成し、この始動パルスを高圧放電灯に印加する。
【００６５】
具体的には、イグナイタ１０は、極性反転回路６の出力端間に端子ＴＮ３，ＴＮ４を介して接続されるコンデンサＣ７と、昇圧回路７の出力端間に端子ＴＮ５，ＴＮ４（この端子は極性反転回路６の一方の出力端と共通）を介して接続されるコンデンサＣ８と、コンデンサＣ８に並列接続された抵抗Ｒ６と、２次巻線が高圧放電灯ＬＰ１に直列接続されるとともに２次巻線と高圧放電灯ＬＰ１との直列回路がコンデンサＣ７の両端間に接続されたパルストランスＰＴ１と、パルストランスＰＴ１の１次巻線との直列回路がコンデンサＣ８の両端間に接続される閾値素子としてのスパークギャップＳＧ１とにより構成されている。
【００６６】
この構成により、コンデンサＣ８に印加される電圧はＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧（約−４００ボルト）と昇圧回路７の出力電圧（約９６０Ｖ）との差分の電圧（約１３６０Ｖ）になるから、コンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してパルストランスＰＴ１の１次巻線を通してコンデンサＣ８の電荷が放出される。パルストランスＰＴ１の２次巻線には１次巻線の印加電圧を昇圧した電圧が誘起され、スパークギャップＳＧ１の導通によってパルストランスＰＴ１の２次巻線には高電圧の始動パルスが発生する。その結果、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されて高圧放電灯ＬＰ１が放電する。コンデンサＣ７は始動パルスに対して低インピーダンスであって、始動パルスが極性反転回路６に印加されるのを防止する。
【００６７】
ところで、本実施形態ではイグナイタ１０の接続の有無と、イグナイタ１０の異常の有無とを検出するために、異常検出回路１２が付加されている。イグナイタ１０の異常とは、ここではスパークギャップＳＧの経年変化で閾値電圧が上昇し、設計された電圧ではスパークギャップＳＧ１が導通しなくなることを意味する。
【００６８】
上述したように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間には始動補助回路５が設けられている。始動補助回路５は、回路動作開始の直後においてＤＣ−ＤＣ変換回路４が動作を開始すると抵抗Ｒ２，Ｒ３を通してコンデンサＣ２を充電する。また、イグナイタ１０から始動パルスが発生したときには、コンデンサＣ１と同様にコンデンサＣ２の電荷も始動パルスの発生時に放電され、始動補助回路５はコンデンサＣ１とともに極性反転回路６に電力を供給するから、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に充分な電流を供給して始動を補助することになる。
【００６９】
異常検出回路１２は、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを基準電圧（閾値）Ｖｒ１と比較し、出力電圧ＶＨＶが基準電圧Ｖｒ１を越えるとＨレベルの停止信号を出力する。そのため、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを検出する電圧検出手段ＶＴ１と、電圧検出手段ＶＴ１により検出された電圧を基準電圧Ｖｒ１と比較するコンパレータＣＰ１とを備える。電圧検出手段ＶＴ１は昇圧回路７の出力電圧を分圧して基準電圧Ｖｒ１と比較可能とするために設けてある。異常検出回路１２の出力がＨレベルになると停止信号として制御回路８に入力され、制御回路８は停止信号を受けるとＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５をオフにし、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との動作を停止させる。
【００７０】
以下に動作を説明する。イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには図２のような動作になる。すなわち、回路動作開始により図２（ａ）のようにスイッチング素子Ｑ１のオン・オフが開始されると、図２（ｄ）のようにコンデンサＣ１が充電されてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧が無負荷電圧に到達する。このとき同時に昇圧回路７を通してイグナイタ１０のコンデンサＣ８も充電されるから、図２（ｅ）のようにコンデンサＣ８の両端電圧が上昇する。図示例ではコンデンサＣ８の充電過程においては、図２（ｂ）（ｃ）のように、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のみをオンにし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保っている。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフは通常動作の期間よりも低周波に設定してある。
【００７１】
コンデンサＣ８の両端電圧が時刻ｔ１においてスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に到達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してコンデンサＣ８の電荷が放出され、図２（ｆ）のように、高圧放電灯ＬＰ１の両端に高電圧の始動パルスが印加される。こうして高圧放電灯ＬＰ１が始動すると、通常動作に移行し、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフが高周波で行われるとともに、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフが開始される。通常動作においては、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は低下するから、コンデンサＣ８の両端電圧もスパークギャップＳＧ１が導通しない程度の低電圧に維持される。ここで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧および昇圧回路７の出力電圧は始動パルスの発生に伴って脈動することになる。
【００７２】
上述の動作によって、出力接続部９の端子ＴＮ５の電圧（つまり、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶ）は、図２（ｇ）のように変化し、基準電圧Ｖｒ１を適宜に設定しておけば、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図２（ｈ）のように基準電圧Ｖｒ１を越える前に低下する。つまり、コンパレータＣＰ１の出力はＨレベルにならず、結果的に制御回路８には停止信号が入力されることがない。
【００７３】
一方、イグナイタ１０が接続されていないとすれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および昇圧回路７が無負荷であるから、図３（ａ）に実線で示すように、端子ＴＮ５の電圧（昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶ）は昇圧回路７に含まれるコンデンサＣ３〜Ｃ６の両端電圧の上昇に伴って急速に上昇し、結果的に、図３（ｂ）のように、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧が時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１に到達する。その結果、回路動作開始の直後にコンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６が停止する。図３において二点鎖線は、時刻ｔ２の後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した場合の動作を例示している。
【００７４】
ところで、イグナイタ１０が接続されているもののスパークギャップＳＧ１の寿命などによってスパークギャップＳＧ１が導通しない場合には、コンデンサＣ８は正常に充電されるから、端子ＴＮ５の電圧は図４（ａ）のように正常時と同様に上昇する。しかしながら、スパークギャップＳＧ１が導通しないことによって、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図４（ｂ）のように時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１に到達し、イグナイタ１０が接続されていない場合と同様に、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力され、結果的にＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。図４においても二点鎖線は、時刻ｔ２の後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した場合の動作を例示している。
【００７５】
なお、電圧検出手段ＶＴ１は、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを抵抗により分圧する程度の構成としてエネルギを蓄積するコンデンサなどの要素を用いないようにすれば、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力された後に、昇圧回路７の出力電圧を短時間で低下させることが可能になる。
【００７６】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態においては、イグナイタ１０の接続の有無およびイグナイタ１０の動作の異常を検出するために、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを監視する構成としたが、本実施形態では図５に示すように、昇圧回路７におけるコンデンサＣ４とダイオードＤ４のカソードとの接続点の電位を検出する構成を採用している。つまり、第１の実施の形態とは電圧の検出部位が異なるものの、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを反映する電圧を検出しているから同様に動作する。ただし、電圧が異なるから電圧検出手段ＶＴ１は第１の実施の形態とは定数値が異なる。もっとも、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は第１の実施の形態と同程度に設定することが可能であるから、基準電圧Ｖｒ１およびコンパレータＣＰ１は第１の実施の形態と同じものを用いてもよい。
【００７７】
しかるに、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、コンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に到達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してコンデンサＣ８の電荷が放出されるから、出力接続部９の端子ＴＮ５の電圧が図６（ａ）のように変化し、基準電圧Ｖｒ１を適宜に設定しておけば、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図６（ｂ）のように基準電圧Ｖｒ１を越える前に低下する。つまり、コンパレータＣＰ１の出力はＨレベルにならず、結果的に制御回路８に停止信号が入力されることはない。
【００７８】
一方、イグナイタ１０が接続されていないとすれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および昇圧回路７が無負荷であるから、図７（ａ）に実線で示すように、端子ＴＮ５の電圧は昇圧回路７に含まれるコンデンサＣ３〜Ｃ６の両端電圧の上昇に伴って急速に上昇し、図７（ｂ）に示すように時刻ｔ２において電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧が基準電圧Ｖｒ１に到達する。その結果、回路動作開始の直後にコンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６が停止する。
【００７９】
また、イグナイタ１０が接続されていてもスパークギャップＳＧ１が導通しない異常の場合には、コンデンサＣ８は正常に充電されるから、端子ＴＮ５の電圧は図８（ａ）のように正常時と同様に上昇する。ただし、スパークギャップＳＧ１が導通しないことによって、電圧検出手段ＶＴ１の出力電圧は図８（ｂ）のように時刻ｔ３において基準電圧Ｖｒ１に到達し、イグナイタ１０が接続されていない場合と同様に、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力され、結果的にＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。
【００８０】
図７および図８において二点鎖線は、電圧検出手段ＶＴ１の出力が基準電圧Ｖｒ１に達した後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した場合の動作を例示している。なお、電圧検出手段ＶＴ１は、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを抵抗により分圧する程度の構成としてエネルギを蓄積するコンデンサなどの要素を用いないようにすれば、コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８に入力された後に、昇圧回路７の出力電圧を短時間で低下させることが可能になる。また、電圧検出手段ＶＴ１に入力する電圧としては、コンデンサＣ４の端子電圧ではなく昇圧回路７の他のコンデンサＣ３，Ｃ５，Ｃ６の端子電圧を採用してもよい。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００８１】
（第３の実施の形態）
図９に示すように、本実施形態の基本的な構成は図１に示した第１の実施の形態と同様であって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４にはフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いている。
【００８２】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は極性反転回路６により交番電圧に変換され、イグナイタ１０を通して放電灯ＬＰ１に印加される。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４におけるトランスＴ１の２次巻線の両端電圧が昇圧回路７に印加され、昇圧回路７ではトランスＴ１の２次巻線に生じる交番電圧を昇圧するとともに整流して高電圧を出力する。昇圧回路７から出力される直流高電圧はイグナイタ１０に印加され、イグナイタ１０では高電圧の始動パルスを発生させることによって高圧放電灯ＬＰ１を始動させる。なお、第１の実施の形態と同符号を付した構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。以下の説明において図９に含まれていない符号については図１を適宜参照することとする。
【００８３】
ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧ＶｌａおよびＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６への供給電流Ｉｌａは制御回路８において検出される。制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御するものであって、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御するための専用の集積回路により構成されている。この制御回路８では昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを監視している。さらに、制御回路８は、回路動作開始の際にリセット信号を出力するリセット端子ＲＳＴと、外部からＨレベルの停止信号が入力されるとＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５をオフにして動作を停止させる停止端子ＳＴＰとを備えている。図示例ではＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流Ｉｌａは電流検出手段ＩＴにより検出される。電流検出手段ＩＴは第１の実施の形態における抵抗Ｒ１に相当する構成であるが他の構成を用いてもよい。
【００８４】
本実施形態において利用する制御回路８の重要な動作は、出力電圧Ｖｌａによるスイッチング素子Ｑ１の制御であって、出力電圧Ｖｌａが規定した制御電圧ＶＳ１以下であるときにはスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを高周波で繰り返す発振状態とし、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達すると出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に保たれるような周期で発振状態と停止状態とを間欠的に繰り返す間欠発振状態とする制御である。間欠発振状態においては出力電圧Ｖｌａを監視し、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１よりもやや高い電圧になると停止状態とし、制御電圧ＶＳ１よりもやや低い電圧になると発振状態とする動作を繰り返す。このような動作によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１を大幅に上回ることが防止される。また、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１より低い期間が長くなるほど発振状態の期間も長くなる。
【００８５】
本実施形態では、イグナイタ１０が接続されていない場合、あるいはイグナイタ１０の故障によって始動パルスが発生しない場合に、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させるように制御回路８に指示する異常検出回路１２を設けてある。つまり、制御回路８がＤＣ−ＤＣ変換回路４のスイッチング素子Ｑ１を制御することによって、負荷である高圧放電灯ＬＰ１への供給電力が制御される。また、異常検出回路１２によりイグナイタ１０の接続の有無あるいはイグナイタ１０の故障を検出する。
【００８６】
異常検出回路１２は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたスイッチング素子Ｑ１のオン時とオフ時との両端電圧の平均値を出力するローパスフィルタＦ１を備えるとともに、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの平均値を出力するローパスフィルタＦ２を備える。両ローパスフィルタＦ１，Ｆ２の出力電圧ＶＱ１ｆ，ＶＣ１ｆはコンパレータＣＰ２により比較され、ローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆのほうが高いときにコンパレータＣＰ２の出力がＨレベルになる。ローパスフィルタＦ２には分圧用の抵抗が含まれており、出力電圧ＶＣ１ｆとローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆとの関係を調節し、イグナイタ１０が正常に動作するときにはローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆのほうが高くなるように設定してある。
【００８７】
コンパレータＣＰ２の出力はＲＳフリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップＦＦ１のリセット端子Ｒには制御回路８のリセット端子ＲＳＴから出力されるリセット信号が入力される。ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑは制御回路８の停止端子ＳＴＰに接続されており、制御回路８では停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させ（スイッチング素子Ｑ１をオフにし）、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。
【００８８】
以下に本実施形態の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ１がオフになると、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１は、図１０（ｃ）および図１１（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフに伴ってトランスＴ１のインダクタンス成分などによって生じるサージ電圧と、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧ＶｌａにトランスＴ１の２次巻線に対する１次巻線の巻数比を乗じた電圧とを合成した電圧になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の包絡線は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの変化に相似した形になる。
【００８９】
まず、イグナイタ１０が正常に動作する場合について図１０を用いて動作を説明する。図１０（ｂ）に示すように、回路動作開始からＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは平滑用のコンデンサＣ１に充電されることによって徐々に上昇して時刻ｔ１において制御電圧ＶＳ１に到達する。一方、イグナイタ１０には昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが印加され、昇圧回路７やイグナイタ１０には昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶに影響するコンデンサ（Ｃ３〜Ｃ６，Ｃ８）が設けられているから、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶもＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａと同様に時間経過に伴って上昇する。イグナイタ１０は昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが時刻ｔ２においてブレークオーバ電圧に達すると導通する閾値素子としてのスパークギャップＳＧ１を含むから、閾値素子が導通するとイグナイタ１０や昇圧回路７に設けたコンデンサに蓄積された電荷が放電され、イグナイタ１０ではこの電荷を利用して高電圧の始動パルスを発生させる。また、始動パルスの発生によって高圧放電灯ＬＰ１が放電するから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４に設けたコンデンサＣ１の電荷も放電される。
【００９０】
ここで、出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達するまではスイッチング素子Ｑ１は図１０（ｃ）のように、高周波でオン・オフを継続する発振状態になるが、制御電圧ＶＳ１に達するとスイッチング素子Ｑ１はオフになって停止状態となり、その後は、出力電圧Ｖｌａが低下すると発振状態になり出力電圧Ｖｌａが増加すると停止状態になるという動作を繰り返して間欠発振状態になる。イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが上昇してイグナイタ１０に設けた閾値素子が時刻ｔ２に導通することによって、図１０（ａ）のように昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが急激に低下し、このとき同時に図１０（ｂ）のようにコンデンサＣ１の両端電圧が急激に低下する。その結果、図１０（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１はＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを上昇させるために発振状態を継続する。このような動作を繰り返すことによって、高圧放電灯ＬＰ１に高電圧の始動パルスを繰り返して印加することができる。
【００９１】
昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよびＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの低下は、始動パルスの発生時に高圧放電灯ＬＰ１が始動するか否かにかかわらずイグナイタ１０が正常に動作すれば生じる。その結果、スイッチング素子Ｑ１が間欠発振状態に移行した後に図１０（ｃ）に示すように、比較的長い期間の発振状態が生じることになる。
【００９２】
一方、イグナイタ１０が接続されていないか始動パルスを発生しない場合、つまりイグナイタ１０が正常に動作しない場合には、図１１（ａ）（ｂ）に示すように、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよびＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが時刻ｔ１において制御電圧ＶＳ１まで上昇した後には低下しなくなる。したがって、スイッチング素子Ｑ１が間欠発振状態になった後に、図１１（ｃ）に示すように、比較的短い時間間隔で停止状態と発振状態とを交互に繰り返す間欠発振状態が継続することになる。
【００９３】
上述の動作から明らかなように、回路動作開始からイグナイタ１０が動作する期間内において、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に到達して間欠発振状態に移行した後に、発振状態が継続する時間を比較すればイグナイタ１０が正常に動作しているか否かを判断することが可能である。ここで、ローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆは、スイッチング素子Ｑ１が発振状態っである期間を反映しているが、上述したように、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の包絡線はイグナイタ１０が正常に動作しても変動するから、ローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆを一定値と比較しても間欠発振状態における発振状態の継続時間を知ることはできない。そこで、本実施形態ではイグナイタ１０が正常に動作しているときにはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａとスイッチング素子Ｑ１の両端電圧の包絡線とがほぼ相似になることを利用し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを入力とするローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆと比較しているのである。つまり、コンパレータＣＰ２に入力される電圧ＶＱ１ｆ，ＶＣ１ｆの関係は図１０（ｄ）のようになり、イグナイタ１０が正常に動作していれば、ＶＱ１ｆ＞ＶＣ１ｆの関係がつねに維持されるから、ＲＦフリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓへの入力がＨレベルに立ち上がることがなく、図１０（ｅ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号が入力されることはない（制御回路８の端子への入力はＬレベルに保たれる）。
【００９４】
一方、イグナイタ１０が接続されていない場合やイグナイタ１０の故障によって始動パルスを発生させることができないような場合には、図１１（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１が間欠発振状態になった後に発振状態と停止状態とが比較的短い時間間隔で交互に繰り返されるから、図１１（ｄ）に示すように、ローパスフィルタＦ１の出力電圧ＶＱ１ｆは徐々に低下することになる。また、イグナイタ１０で始動パルスが発生しなければ、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａはほぼ一定値に保たれるから、図１１（ｄ）に示すようにローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆはほぼ一定値に保たれることになり、間欠発振状態の開始時点からある程度の時間が経過すると、コンパレータＣＰ２に入力される電圧ＶＱ１ｆ，ＶＣ１ｆの大小関係が逆転することになる。つまり、間欠発振状態の開始時にはＶＱ１ｆ＞ＶＣ１ｆであるのに対して、間欠発振状態が開始されてからある程度の時間が経過した時刻ｔ３においては、ＶＱ１ｆ＜ＶＣ１ｆという関係になる。このときコンパレータＣＰ２の出力はＨレベルになるから、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力端子ＱがＨレベルになり、図１１（ｅ）のように制御回路８の停止信号ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力され、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させる（つまり、スイッチング素子Ｑ１をオフにする）。
【００９５】
以上のように、スイッチング素子Ｑ１の間欠発振状態を利用してイグナイタ１０の接続の有無ないしイグナイタ１０の故障の有無を判断することができ、かつイグナイタ１０の異常時にはＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させることができる。ここに、ローパスフィルタＦ１，Ｆ２の定数を適宜に設定することによって、時刻ｔ１において間欠発振状態に移行した後に時刻ｔ３においてスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させるまでの時間を適宜に調節することができ、イグナイタ１０の異常時に比較的短時間で動作を停止させるような設定が可能である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００９６】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、第３の実施の形態の変形であって、第３の実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の平均値を取り出すために、異常検出回路１２にローパスフィルタＦ１を設ける構成としたが、本実施形態では図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ１に印加されるサージ電圧を抑制するためにローパスフィルタＦ１の代わりにスナバ回路ＳＮを用い、スナバ回路ＳＮに設けたコンデンサＣＳの両端電圧をスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の平均値の電圧ＶＱ１ｆとして用いている。スナバ回路ＳＮは、ダイオードＤＳとコンデンサＣＳとの直列回路をスイッチング素子Ｑ１に並列接続し、コンデンサＣＳに抵抗ＲＳを並列接続した構成を有してある。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のサージ電圧がダイオードＤＳを通してコンデンサＣＳに印加されるようにしてある。コンデンサＣＳのインピーダンスはサージ電圧に対しては小さくなるように設定してあり、スイッチング素子Ｑ１へのサージ電圧の印加を抑制することができる。
【００９７】
ただし、サージ電圧を除くスイッチング素子Ｑ１の両端電圧はコンデンサＣＳに印加されるから、コンデンサＣＳと抵抗ＲＳとの定数を適宜に選択しておけば、コンデンサＣＳの両端電圧ＶＱ１ｆによってスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の平均値を得ることが可能になる。本実施形態では、このようにして得られるコンデンサＣＳの両端電圧ＶＱ１ｆと、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが入力されるローパスフィルタＦ２の出力電圧ＶＣ１ｆとをコンパレータＣＰ２で比較し、コンパレータＣＰ２の出力でＲＳフリップフロップＦＦ１を介して制御回路８の動作を制御するのである。コンパレータＣＰ２、ＲＳフリップフロップＦＦ１、制御回路８の関係は第３の実施の形態と同様である。
【００９８】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御する制御回路８の出力（駆動信号ＤＱ１）を用いて間欠発振状態における発振状態の継続時間を検出するものである。駆動信号ＤＱ１の包絡線はスイッチング素子Ｑ１の両端電圧ＶＱ１の包絡線のように変動しないから、発振状態の継続時間は一定値と比較して求めることが可能である。
【００９９】
すなわち、本実施形態の異常検出回路１２は、駆動信号ＤＱ１の電圧ＶＤＱ１の平均値を出力電圧ＶＱ１ｆとするローパスフィルタＦ３を備え、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆをコンパレータＣＰ２によって基準電圧Ｖｒと比較している。ただし、ローパスフィルタＦ３には時定数があるから、回路動作開始の直後においてはローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆは比較的低く、時間経過に伴って上昇する。そこで、回路動作開始の直後において出力電圧ＶＱ１ｆが十分に上昇するまでは基準電圧Ｖｒを０Ｖに設定する。基準電圧Ｖｒを０Ｖに設定する期間は、回路動作開始から時限動作を開始するタイマ回路ＴＭ１によって設定されており、タイマ回路ＴＭ１による時限動作中には基準電圧Ｖｒを０Ｖに保つ。
【０１００】
いま、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１４（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１４（ｂ）のように変化する。時刻ｔ２においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達すると、制御回路８は図１４（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１を間欠発振状態となるように制御する。また、図１４（ｄ）のように、時刻ｔ２より前の時刻ｔ１においてタイマ回路ＴＭ１の時限動作が終了してコンパレータＣＰ２に所定の基準電圧Ｖｒが印加されるようにしてある。間欠発振状態に移行した後に、時刻ｔ３においてイグナイタ１０から始動パルスが出力されると、その後にスイッチング素子Ｑ１が発振状態を比較的長い期間に亘って継続するから、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆは基準電圧Ｖｒを下回ることがなく、図１４（ｅ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号が入力されることはない。
【０１０１】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１５（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１５（ｂ）のように変化する。つまり、スイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＱ１は、図１５（ｃ）のように時刻ｔ２において間欠発振状態に移行した後に、停止状態と発振状態とを比較的短い時間間隔で繰り返すから、図１５（ｄ）のように間欠発振状態に移行した後にローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆは徐々に低下し、時刻ｔ４において基準電圧Ｖｒを下回る。つまり、時刻ｔ４においてコンパレータＣＰ２の出力がＨレベルになり、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力端子ＱがＨレベルになって、図１５（ｅ）のように、制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。こうして、イグナイタ１０の異常時には制御回路８がスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させる（オフに保つ）のである。
【０１０２】
なお、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆの立ち上がりの遅れを考慮して基準電圧Ｖｒを切り換える手段は、必ずしもタイマ回路ＴＭ１である必要はなく、ローパスフィルタＦ３の出力電圧ＶＱ１ｆの変化を監視するような構成としてもよい。また、駆動信号ＤＱ１の電圧ＶＤＱ１の平均値を検出する構成としては、ローパスフィルタＦ３を用いる代わりに、周波数−電圧変換器を用いることも可能である。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【０１０３】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、回路動作開始から規定した待機期間Ｔａにおいてイグナイタ１０から始動パルスが発生するか否かを検出することにより、イグナイタ１０の異常の有無を検出するものである。すなわち、本実施形態の異常検出回路１２は、図１６に示すように、回路動作開始から待機期間Ｔａを時限するタイマ回路ＴＭ２と、イグナイタ１０から始動パルスが発生したか否かを検出するためのコンパレータＣＰ３およびＲＳフリップフロップＦＦ２とを備える。タイマ回路ＴＭ２は待機期間Ｔａの時限が終了すると出力をＨレベルにし、またコンパレータＣＰ３は始動パルスがイグナイタ１０から出力される前に出力をＨレベルにし始動パルスが発生すると出力をＬレベルにする。したがって、イグナイタ１０が正常に動作していれば、待機期間Ｔａが終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになる前に、始動パルスが発生してコンパレータＣＰ３の出力がＬレベルになり、イグナイタ１０が異常であれば待機期間Ｔａが終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになってもコンパレータＣＰ３の出力がＨレベルになる。そこで、タイマ回路ＴＭ２とコンパレータＣＰ３の出力をアンド回路ＡＮＤ１に入力し、両者がともにＨレベルであるときにはＲＳフリップフロップＦＦ２を通して制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号を入力し、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させる構成としてある。上述の説明から明らかなように、待機期間Ｔａは回路動作開始から少なくとも１回はイグナイタ１０からの始動パルスが発生する時間以上の長さに設定され、望ましくはイグナイタ１０から始動パルスが１回は発生し２回は発生しない程度に設定すれば、回路動作開始から短時間でイグナイタ１０の異常を検出することができる。
【０１０４】
いま、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１７（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１７（ｂ）のように変化する。時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達した後、時刻ｔ２になるとイグナイタ１０から始動パルスが発生してＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは急峻に低下する。コンパレータＣＰ３ではＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを基準電圧Ｖｒ３と比較しており、基準電圧Ｖｒ３よりもＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが低くなると出力をＨレベルにする。コンパレータＣＰ３の出力はＲＳフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力端子ＱはＬレベルに立ち下がる。つまり、イグナイタ１０からの始動パルスの発生によって、図１７（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＬレベルに立ち下がる。ここに、ＲＳフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓには制御回路８からのリセット信号が入力される。つまり、始動パルスが１回発生して出力端子Ｑが一旦Ｈレベルになると、制御回路８からのリセット信号が入力されるまでは、次に始動パルスが発生してコンパレータＣＰ３の出力が再びＨレベルになっても、ＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＬレベルに保たれる。ただし、回路動作開始の直後では基準電圧Ｖｒ３よりもＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａのほうが低い期間が存在するから、回路動作開始から一定時間（イグナイタ１０から始動パルスが発生するよりは十分に短く、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが基準電圧Ｖｒ３より高くなる程度の時間）は、制御回路８によってＲＳフリップフロップＦＦ２のセット端子ＳをＨレベルとしてマスクをかけることによって、コンパレータＣＰ３の出力変化を無視させる。
【０１０５】
しかして、イグナイタ１０からの始動パルスの発生が検出されてＲＳフリップフロップＦＦ２の出力がＬレベルになった後に、図１７（ｄ）のように時刻ｔ３においてタイマ回路ＴＭ２の時限動作（待機期間Ｔａ）が終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになるから、アンド回路ＡＮＤ１の出力はＬレベルに保たれ、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力はＬレベルに保たれることになる。つまり、図１７（ｅ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰには停止信号が入力されず、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを継続させることになる。
【０１０６】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図１８（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１８（ｂ）のように変化する。つまり、時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達してもイグナイタ１０からは始動パルスが発生しないから、図１８（ｃ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＨレベルに保たれることになる。その結果、図１８（ｄ）のように時刻ｔ３においてタイマ回路ＴＭ２の時限動作が終了してタイマ回路ＴＭ２の出力がＨレベルになった時点で、アンド回路ＡＮＤ１への２入力がともにＨレベルになるから、アンド回路ＡＮＤ１の出力がＨレベルになり、図１８（ｅ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ１を通して制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。停止信号を受けた制御回路８はスイッチング素子Ｑ１をオフにするから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は動作を停止することになる。他の構成および動作は第３の実施の形態と同様である。
【０１０７】
（第７の実施の形態）
本実施形態は、図１９に示すように、図１６に示した第６の実施の形態とほぼ同様の構成であるが、第６の実施の形態ではイグナイタ１０からの始動パルスの発生をＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａによって検出していたのに対して、本実施形態ではＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に設けた電流検出手段ＩＴにより検出される供給電流Ｉｌａに基づいてイグナイタ１０からの始動パルスの発生を検出している。すなわち、コンデンサＣ１は始動パルスの発生に伴って電荷が放電され、電流検出手段ＩＴにおいて短時間のパルス状の電流が検出されるから、この現象を利用するのである。
【０１０８】
電流検出手段ＩＴの出力はコンパレータＣＰ４に入力される。このコンパレータＣＰ４は、第４の実施の形態とは逆に基準電圧Ｖｒ４よりも大きい入力に対して出力レベルをＨレベルとするように接続されている。つまり、電流検出手段ＩＴとして供給電流Ｉｌａに比例する電圧を出力するものを用い、この電圧が基準電圧Ｖｒ４よりも大きくなるとコンパレータＣＰ４の出力がＨレベルになるのである。
【０１０９】
いま、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２０（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図１９２０）のように変化する。時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達した後、時刻ｔ２になるとイグナイタ１０から始動パルスが発生し、図２０（ｃ）のように電流検出手段ＩＴでは供給電流Ｉｌａとして短時間のパルス状の電流が検出される。したがって、コンパレータＣＰ４に設定された基準電圧Ｖｒ４よりも供給電流Ｉｌａに対応する電圧（供給電流Ｉｌａに比例する電圧であるから、図ではＩｌａという符号で示してある）のほうが大きくなるから、図２０（ｄ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＨレベルからＬレベルに変化する。その後、時刻ｔ３において図２０（ｅ）のようにタイマ回路ＴＬの時限動作が終了してタイマ回路ＴＬの出力がＨレベルになるが、アンド回路ＡＮＤ１の出力はＬレベルに保たれ、ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力はＬレベルに保たれることになる。つまり、図２０（ｆ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰには停止信号は入力されず、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを継続させることになる。
【０１１０】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２１（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図２１（ｂ）のように変化する。つまり、時刻ｔ１においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達してもイグナイタ１０からは始動パルスが発生しないから、図２１（ｃ）のように電流検出手段ＩＴに出力が発生せず、図２１（ｄ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ２の出力はＨレベルに保たれる。その結果、図２１（ｅ）のように時刻ｔ３においてタイマ回路ＴＬの時限動作が終了してタイマ回路ＴＬの出力がＨレベルになった時点で、アンド回路ＡＮＤ１への２入力がともにＨレベルになるから、アンド回路ＡＮＤ１の出力がＨレベルになり、図２１（ｆ）のようにＲＳフリップフロップＦＦ１を通して制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。停止信号を受けた制御回路８はスイッチング素子Ｑ１をオフにするから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は動作を停止することになる。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。ただし、本実施形態では、コンパレータ４に対して電流検出手段ＩＴから基準電圧Ｖｒ４よりも高い電圧が入力されるのは、イグナイタ１０から始動パルスが発生するときのみであるから、回路動作開始の直後において制御回路８からＲＳフリップフロップＦＦ２にマスクをかけることは必須ではない。もっとも、回路動作開始の直後における不安定動作による誤動作を防止するという意味ではマスクを設定してもよい。
【０１１１】
（第８の実施の形態）
本実施形態は、図２２に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に始動補助回路５が存在し、始動補助回路５に設けたコンデンサＣ２が２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路を通してコンデンサＣ１の両端間に接続される構成を前提にしている。本実施形態に示す始動補助回路５は部品の接続関係が第１の実施の形態とは異なるものの第１の実施の形態において示した始動補助回路５と同様に機能する。始動補助回路５では、回路動作開始の直後においてＤＣ−ＤＣ変換回路４が動作を開始すると抵抗Ｒ２，Ｒ３を通してコンデンサＣ２への充電電流が流れる。また、イグナイタ１０から始動パルスが発生したときに、コンデンサＣ１と同様にコンデンサＣ２の電荷も始動パルスの発生時に放電されるから、始動パルスの発生後にもコンデンサＣ２に充電電流が流れることになる。このような動作によって、始動補助回路５はコンデンサＣ１とともに極性反転回路６に電力を供給するから、高圧放電灯ＬＰ１の始動時に充分な電流を供給して始動を補助することになる。
【０１１２】
上述のように、始動補助回路５が設けられていると、イグナイタ１０において始動パルスが発生すれば電流検出手段ＩＴにおいてコンデンサＣ２への充電電流が検出され、始動パルスが発生しなければコンデンサＣ２への充電電流は回路動作開始の直後にのみ検出されることになる。本実施形態は、この相違を利用することによって、イグナイタ１０の異常の有無を検出するものである。
【０１１３】
本実施形態の異常検出回路１２では、電流検出手段ＩＴの出力電圧を平滑するローパスフィルタＦ４と、ローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆを基準電圧（閾値）Ｖｒ５と比較するコンパレータＣＰ５とによって、イグナイタ１０からの始動パルスの発生の有無を検出する。ここに、電流検出手段ＩＴはＤＣ−ＤＣ変換回路４から後段への供給電流Ｉｌａに比例した電圧を出力するから、電流検出手段ＩＴの出力電圧を符号Ｉｌａで表す。したがって、この出力電圧Ｉｌａを平滑したローパスフィルタＦ４の出力電圧については符号Ｉｌａｆで表す。上述のように、始動補助回路５のコンデンサＣ２にはイグナイタ１０での始動パルスの発生直後に充電電流が流れるから、イグナイタ１０が正常に動作していれば、ローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは０Ｖにはならず、ある程度の電圧が維持される。そこで、イグナイタ１０が正常に動作して始動パルスが発生するときに得られるローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆよりも低い電圧として基準電圧Ｖｒ５を設定しておくことによって、始動パルスの発生時にコンパレータＣＰ５の出力をＬレベルにすることが可能になる。
【０１１４】
また、ローパスフィルタＦ４には応答に遅れがあり回路動作開始の直後においてはローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆが立ち上がっていないから、この間にコンパレータＣＰ５の出力がＨレベルになってもイグナイタ１０の異常と判断しないように、タイマ回路ＴＭ３およびアンド回路ＡＮＤ２を設けてある。つまり、タイマ回路ＴＭ３は回路動作開始から不感期間Ｔｂにおいて出力をＬレベルにし、アンド回路ＡＮＤ２はコンパレータＣＰ５の出力とタイマ回路ＴＭ３の出力との論理積を出力する。したがって、アンド回路ＡＮＤ２では回路動作開始からの不感期間ＴｂにおいてコンパレータＣＰ５の出力をマスクする。不感期間Ｔｂはイグナイタ１０によって始動パルスが１回発生するよりは短い時間であって、回路動作開始からコンパレータＣＰ５の出力がＬレベルになる時間よりは長く設定される。アンド回路ＡＮＤ２の出力は制御回路８に入力され、制御回路８ではアンド回路ＡＮＤ２の出力がＨレベルになる停止信号を受けると、スイッチング素子Ｑ１をオフにしてＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。
【０１１５】
しかして、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２３（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図２３（ｂ）のように変化する。電流検出手段ＩＴの出力電圧Ｉｌａを受けてローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは図２３（ｃ）のように変化するから、図２３（ｄ）のようにコンパレータＣＰ５の出力は回路動作開始の直後にＬレベルになる。一方、タイマ回路ＴＭ３の出力は図２３（ｅ）のように不感期間Ｔｂの後に時刻ｔ１においてＨレベルになる。時刻ｔ２においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達した後、時刻ｔ３になるとイグナイタ１０から始動パルスが発生し、始動補助回路５のコンデンサＣ２への充電電流が流れる。つまり、ローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは基準電圧Ｖｒ５よりも大きい状態に保たれ、コンパレータＣＰ５の出力は図２３（ｄ）のようにＬレベルに保たれる。その結果、図２３（ｆ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰには停止信号が入力されず、制御回路８はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフを継続させることになる。
【０１１６】
イグナイタ１０に異常があるときには、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは図２４（ａ）のように変化し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは図２４（ｂ）のように変化する。回路動作開始の直後においてはイグナイタ１０が正常である場合と同様に動作するから、電流検出手段ＩＴにより供給電流Ｉｌａが検出されローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆは図２４（ｃ）のように変化する。つまり、コンパレータＣＰ５の出力は回路動作開始の直後に図２４（ｄ）のようにＬレベルになる。その後、タイマ回路ＴＭ３の出力が図２４（ｅ）のように時刻ｔ１においてＨレベルになり、アンド回路ＡＮＤ２がコンパレータＣＰ５の出力変化を待つ。イグナイタ１０が異常であると、時刻ｔ２においてＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが制御電圧ＶＳ１に達してもイグナイタ１０からは始動パルスが発生しないから、図２４（ｃ）のようにローパスフィルタＦ４の出力電圧Ｉｌａｆはしだいに低下し、時刻ｔ４において基準電圧Ｖｒ５よりも小さくなる。このときコンパレータＣＰ５の出力が図２４（ｄ）のようにＨレベルになるから、始動パルスが発生しなかったことが検出され、図２４（ｆ）のように制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力される。停止信号を受けた制御回路８はスイッチング素子Ｑ１をオフにするから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は動作を停止する。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１１７】
なお、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の後段に始動補助回路５を設けた例を示したが、上述の動作から明らかなように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の後段に設けられコンデンサを含む回路であって、イグナイタ１０における始動パルスの発生に伴ってコンデンサの電荷が放出され、始動パルスの発生後にＤＣ−ＤＣ変換回路４を通してコンデンサへの充電電流が流れる回路であれば、必ずしも始動補助回路５である必要はない。
【０１１８】
（第９の実施の形態）
本実施形態は、図２５に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出する電流検出手段ＩＴ（電流検出用の抵抗Ｒ１に相当）とは別に、ＤＣ−ＤＣ変換回路４から昇圧回路７への入力電流が通過する経路に抵抗Ｒｅを設け、この抵抗Ｒｅの両端電圧を異常検出回路１２において検出している。
【０１１９】
異常検出回路１２は、抵抗Ｒｅと昇圧回路７との接続点にカソードを接続したダイオードＤ８を備え、ダイオードＤ８のアノードにはローパスフィルタＦ５が接続され、ローパスフィルタＦ５の出力が反転増幅器ＣＡを介してコンパレータＣＰ６に入力される。コンパレータＣＰ６は反転増幅器ＣＡの出力を基準電圧（閾値）Ｖｒ６と比較しており、反転増幅器ＣＡの出力が基準電圧Ｖｒ６よりも低い期間に出力をＨレベルにする。このコンパレータＣＰ６の出力は２入力型のアンド回路ＡＮＤ３の一方の入力になる。アンド回路ＡＮＤ３の他方の入力は回路動作開始から不感期間を時限するタイマ回路ＴＭ４の出力であって、タイマ回路ＴＭ４は回路動作開始から不感期間が経過すると出力をＨレベルにする。
【０１２０】
いま、イグナイタ１０が接続されていないかイグナイタ１０が動作しないとすれば、イグナイタ１０を動作させるため昇圧回路７への電力供給量が低下する。つまり、抵抗Ｒｅに流れる電流も小さくなるから、抵抗ＲｅとダイオードＤ８との接続点の電位はイグナイタ１０が正常である場合に比較すると上昇する（基準電位に近付く）。そこで、抵抗ＲｅとダイオードＤ８との接続点の電圧をダイオードＤ８により整流した後にローパスフィルタＦ５で平滑し、さらに反転増幅器ＣＡで極性を反転した後にコンパレータＣＰ６に入力すると、反転増幅器ＣＡの出力は昇圧回路７への電流供給が少ないほど小さくなる。つまり、イグナイタ１０が接続されていないなどの異常があれば、コンパレータＣＰ６への入力が低下し、コンパレータＣＰ６の出力がＨレベルになる。
【０１２１】
また、ローパスフィルタＦ５には応答に遅れがあり回路動作開始の直後においてはローパスフィルタＦ５の出力電圧が立ち上がっていないから、この間にコンパレータＣＰ６の出力がＨレベルになってもイグナイタ１０の異常と判断しないように、タイマ回路ＴＭ４およびアンド回路ＡＮＤ３を設けてある。つまり、タイマ回路ＴＭ４は回路動作開始から不感期間において出力をＬレベルにし、アンド回路ＡＮＤ３はコンパレータＣＰ６の出力とタイマ回路ＴＭ４の出力との論理積を出力する。したがって、アンド回路ＡＮＤ３では回路動作開始からの不感期間においてコンパレータＣＰ６の出力をマスクする。不感期間はイグナイタ１０によって始動パルスが１回発生するよりは短い時間であって、回路動作開始からコンパレータＣＰ６の出力がＬレベルになる時間よりは長く設定される。アンド回路ＡＮＤ３の出力は制御回路８に入力され、制御回路８ではアンド回路ＡＮＤ３の出力がＨレベルになる停止信号を受けるとＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１２２】
しかして、イグナイタ１０が正常に動作するとすれば、タイマ回路ＴＭ４で時限される不感期間の間に抵抗Ｒｅの両端電圧が低下して（基準電位から遠ざかり）コンパレータＣＰ６への入力電圧が上昇するから、コンパレータＣＰ６の出力がＬレベルになる。その後、不感期間が終了するとタイマ回路ＴＭ４の出力がＨレベルになり、アンド回路ＡＮＤ３ではコンパレータＣＰ６の出力変化を制御回路８に入力できるようになる。イグナイタ１０が正常に動作していれば、コンパレータＣＰ６の出力はＬレベルに保たれるから、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続させる。
【０１２３】
一方、イグナイタ１０に異常があれば、昇圧回路７に供給される電流は少ないから、コンパレータＣＰ６の出力はＨレベルになる。タイマ回路ＴＭ４の出力は不感期間の終了後にＨレベルになるから、不感期間の終了時点でアンド回路ＡＮＤ３の出力がＨレベルになり、制御回路８に停止信号が入力される。その結果、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。なお、電流検出用に設けた抵抗Ｒｅは昇圧回路７に供給する電流を限流するインピーダンス素子としても機能することになる。他の構成および動作は第６の実施の形態と同様である。
【０１２４】
（第１０の実施の形態）
本実施形態は、図２６に示すイグナイタ１０の動作を利用してイグナイタ１０の接続の有無を判定するものである。いま、電流検出手段ＩＴでの電圧降下を無視し、直流電源１の基準電位を昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶの基準電位にとるとすれば、イグナイタ１０が接続されているときには昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは極性反転回路６の一方の出力端の電位にコンデンサＣ８の両端電圧を加算した電圧になる。したがって、極性反転回路６の動作によってコンデンサＣ８が接続されている一方の出力端の電位が変化すれば出力電圧ＶＨＶも変化する。一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、コンデンサＣ８も存在しないから、極性反転回路６が動作しても昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは変化しない。この現象を利用すればイグナイタ１０の接続の有無を判断することができる。
【０１２５】
そこで、本実施形態の異常検出回路１２では、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを微分回路ＤＦに入力して出力電圧ＶＨＶの変化点を抽出するとともに、微分回路ＤＦの出力をコンパレータＣＰ７に入力して基準電圧Ｖｒ７と比較することにより、極性反転回路６の動作が昇圧回路７の出力電圧に反映されているか否かが判断される。コンパレータＣＰ７の出力はＲＳフリップフロップＦＦ４のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳフリップフロップＦＦ４は制御回路８から出力されるリセット信号がセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップＦＦ４の出力端子Ｑは２入力型のアンド回路ＡＮＤ４の一方の入力端子に接続され、アンド回路ＡＮＤ４の他方の入力端子にはタイマ回路ＴＭ５の出力端子が接続される。さらに、アンド回路ＡＮＤ４の出力端子は制御回路８に接続され、制御回路８ではこの端子の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを停止させ（スイッチング素子Ｑ１をオフにし）、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。
【０１２６】
タイマ回路ＴＭ５は回路動作開始から一定の不感時間Ｔｃを時限し、回路動作開始から不感時間Ｔｃが経過するまでは出力をＬレベルにしておき、不感時間Ｔｃの経過後には出力をＨレベルにする。不感時間Ｔｃは回路動作開始の後に極性反転回路６の出力電圧の極性が少なくとも１回は反転する時間よりは長く設定される。ただし、イグナイタ１０が接続されていないときには、できるだけ短い時間で極性反転回路１０およびＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させることができるように、極性反転回路６の出力電圧の極性が２回反転する時間よりは短く設定するのが望ましい。
【０１２７】
以下に本実施形態の動作を説明する。いま、回路動作開始の後に極性反転回路６の出力電圧の極性を最初に反転させる際の極性が規定されており、イグナイタ１０が正常に接続されているときに、最初の極性反転によって微分回路ＤＦの出力が基準電圧Ｖｒ７を越えるように設定されているものとする。つまり、回路動作開始の後に極性反転回路６の出力電圧の極性が最初に反転したときにコンパレータＣＰ７からＨレベルが出力されるように構成されているものとする。
【０１２８】
イグナイタ１０が正常に動作する場合には、図２７に示すように、回路動作を開始すると時刻ｔ１において図２７（ｂ）のように極性反転回路６においてコンデンサＣ８と接続されている出力端が基準電位に対して負極性から正極性に反転し、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶが図２７（ａ）のように不連続に上昇する。このとき、微分回路ＤＦの出力には図２７（ｃ）のように入力電圧の変化点を示す短時間のパルスが発生し、このパルスはコンパレータＣＰ７に設定された基準電圧Ｖｒ７を越えるから、ＲＳフリップフロップＦＦ４のリセット端子ＲにＨレベルのトリガ信号が入力され、ＲＳフリップフロップＦＦ４の出力は図２７（ｄ）のようにＬレベルに立ち下がる。その後、図２７（ｅ）のように時刻ｔ２においてタイマ回路ＴＭ５の出力がＨレベルになるが、アンド回路ＡＮＤ４への入力が同時にＨレベルになる期間がないから、図２７（ｆ）のようにアンド回路ＡＮＤ４の出力は変化せず、制御回路８の停止端子ＳＴＰにはＨレベルの停止信号が入力されず、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６は正常に動作することになる。
【０１２９】
一方、イグナイタ１０が接続されていない場合には、図２８（ｂ）のように極性反転回路６の出力電圧の極性が回路動作開始の後の時刻ｔ１において反転しても、図２８（ａ）に示すように昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶへの影響がないから、図２８（ｃ）のように微分回路ＤＦの出力にも変化は生じないのであって、コンパレータＣＰ７の出力はＬレベルに保たれる。図２８（ｄ）のように、ＲＳフリップフロップＦＦ４は回路動作開始の時点で制御回路８からセット端子Ｓへの信号によって出力をＨレベルにしており、タイマ回路ＴＭ５が図２８（ｅ）のように時刻ｔ２において出力をＨレベルにすると、図２８（ｆ）のようにアンド回路ＡＮＤ４の出力もＨレベルになる。つまり、時刻ｔ２において制御回路８の停止端子ＳＴＰにＨレベルの停止信号が入力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止されるのである。
【０１３０】
なお、本実施形態は、比較的高圧である昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを用いてイグナイタ１０の接続の有無を検出しているから、異常検出回路１２の電圧ストレスを小さくするためには、回路動作開始から各部の電圧が充分に上昇するまでの電圧の比較的低い期間において出力電圧ＶＨＶを検出するのが望ましい。また、図示例では極性反転回路６の出力電圧の極性が負極から正極に反転する時点として例示したが、極性反転回路６の出力電圧の極性から正極から負極に反転する時点としてもよい。また、回路動作開始の直後においてイグナイタ１０の接続の有無を判定しているから、必ずしも極性反転回路４を通常動作と同様に動作させる必要はなく、たとえば極性反転回路６を構成するすべてのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフにした状態から、極性反転回路６の出力電圧の極性が規定の極性になるように制御して昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを測定してもよい。
【０１３１】
（第１１の実施の形態）
図２９に示す構成は、第１の実施の形態と同様の構成を有するものであって、図１と同符号の構成は同機能を有している。したがって、以下の説明におて図２９に図示していない符号については図１を適宜参照することとする。上述したように、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１は出力接続部９を介して極性反転回路６および昇圧回路７に接続される。つまり、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１は、実装時には他の構成を実装した回路基板から分離させて負荷回路として設けられる。したがって、出力接続部９としてコネクタを用いることによって、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が着脱可能になる。
【０１３２】
ところで、イグナイタ１０は上述したように始動パルスの発生時における極性反転回路６への影響を軽減するために極性反転回路６の出力端間に接続されるコンデンサＣ７を備える。したがって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６が動作していれば、極性反転回路６によってコンデンサＣ７に印加される電圧が交互に反転するから、極性反転回路６を構成するスイッチング素子のオン・オフに伴ってコンデンサＣ７を充電する電流が流れることになる。つまり、出力接続部９を介してイグナイタ１０が接続されていれば、コンデンサＣ７を充電する電流が流れるから、この電流の存在を検出することにより、イグナイタ１０が接続されているか否かを検出することが可能になる。
【０１３３】
そこで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と出力接続部９との間であってコンデンサＣ７を充電する電流の経路となる部位（図示例では始動補助回路５と極性反転回路６との間）に電流検出用の抵抗Ｒｆを挿入し、抵抗Ｒｆの両端電圧によってコンデンサＣ７を充電する電流の有無を検出する。抵抗Ｒｆの両端電圧は反転増幅器ＶＴ８により増幅され、コンパレータＣＰ８において基準電圧（閾値）Ｖｒ８と比較される。図示する構成では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力の基準電位を高電位側としており、図示する部位に抵抗Ｒｆを挿入すると抵抗Ｒｆの両端電圧の極性が負になる。そこで、反転増幅器ＶＴ８を用いてコンパレータＣＰ８への入力電圧の極性を反転させているのである。コンパレータＣＰ８の出力は制御回路８に入力され、極性反転回路６のスイッチング素子がオンになったときに、コンパレータＣＰ８の出力がＨレベルにならない場合にはイグナイタ１０が接続されていないと判断して制御回路８ではＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１３４】
以下に動作を簡単に説明する。回路動作開始が指示されると制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ、図３０（ａ）（ｂ）のように極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを制御する。図示例ではスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンであって、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフである状態を示す。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４が動作しているから、図３０（ｃ）のように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの絶対値が時間経過に伴って急激に大きくなる。ここに、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを負極性としているのは、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａの高電位側を基準電位としているからである。
【０１３５】
いま、出力接続部９にイグナイタ１０が接続されているとすれば、上述のようにスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン時に図３０（ｄ）のようにコンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が流れる。ここで、図２９における抵抗Ｒｆの右端の電位は左端の電位よりも低いから、反転増幅器ＶＴ８で極性を反転させることによってコンパレータＣＰ８への入力電圧が図３０（ｅ）のようになる。ここで、電流ｉ１に対応して反転増幅器ＶＴ８から出力される電圧が基準電圧Ｖｒ８を越えるように基準電圧Ｖｒ８を設定しておくことによって、コンパレータＣＰ８の出力をＨレベルにし、制御回路８にイグナイタ１０が接続されていることを認識させることができる。つまり、本実施形態の制御回路８では回路動作開始の後に停止端子ＳＴＰへの入力が一旦Ｈレベルになると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続させる。
【０１３６】
一方、出力接続部９にイグナイタ１０が接続されていないときには、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がオンになっても図３０（ｆ）のようにコンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が抵抗Ｒｆに流れないから、図３０（ｇ）のように反転増幅器ＶＴ８の出力電圧もほぼ０Ｖであって、コンパレータＣＰ８の出力はＬレベルに保たれる。つまり、制御回路８では回路動作開始から規定の時間内にコンパレータＣＰ８の出力がＨレベルにならないことによってイグナイタ１０が接続されていないことを認識し、制御回路８の停止端子ＳＴＰにＬレベルの停止信号が入力されたと判断することになる。
【０１３７】
イグナイタ１０が接続されているか否かは、回路動作開始の直後においてのみ検出すればよい。また、抵抗ＲｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段として兼用することが可能であるが、始動補助回路５が含まれているときには始動補助回路５に設けたコンデンサを充電する電流と誤認が生じない部位に抵抗Ｒｆを設けるのが望ましい。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１３８】
（第１２の実施の形態）
第１１の実施の形態では、回路動作開始を行ったときにＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６とを同時に動作させるように制御回路８を動作させているが、図２９に示した回路構成において、ＤＣ−ＤＣ変換回路４を極性反転回路６の動作開始に先行して動作させれば、抵抗Ｒｆにおいて検出されるコンデンサＣ７を充電する電流ｉ１の変化をさらに急峻にすることができる。つまり、イグナイタ１０の接続の有無をより識別しやすくなる。
【０１３９】
以下に動作を簡単に説明する。回路動作開始が指示されると制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４のみを動作させて図３１（ｃ）のように出力電圧Ｖｌａの絶対値を充分に大きくする。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが規定した電圧に達すると、制御回路８では図３１（ａ）（ｂ）のように極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５をオフに保つとともに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンにする。イグナイタ１０が接続されていれば、図３１（ｄ）のようにコンデンサＣ７を充電する急激な電流ｉ１が流れ、結果的に反転増幅器ＶＴ８の出力は図３１（ｅ）のように基準電圧Ｖｒ８を大きく越えることになる。つまり、イグナイタ１０が接続されていることを確実に検出することができる。言い換えると、コンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が比較的大きいから、基準電圧Ｖｒ８を比較的高く設定することができ、コンパレータＣＰ８での比較が容易になる。
【０１４０】
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、図３１（ｆ）のように、コンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が流れないから、図３１（ｇ）のように、反転増幅器ＶＴ８にも出力は現れない。その結果、コンパレータＣＰ８の出力はＬレベルに保たれ、制御回路８ではコンパレータＣＰ８の出力がＨレベルにならないことによって、イグナイタ１０が接続されていないことを認識することができる。
【０１４１】
上述の動作では、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａが規定した電圧に達するまでは極性反転回路６の動作を停止（すべてのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフに）していたが、必ずしもすべてのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフに保つ必要はなく、コンデンサＣ７を充電する電流ｉ１が流れないようにしておけばよい。たとえば、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオフにし、スイッチング素子Ｑ４はオンにしてもよい。また、抵抗ＲｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段（すなわち、抵抗Ｒ１の機能）として兼用することが可能であるが、始動補助回路５が含まれているときには始動補助回路５に設けたコンデンサを充電する電流と誤認が生じない部位に抵抗Ｒｆを設けるのが望ましい。他の構成および動作は第１１の実施の形態と同様である。
【０１４２】
（第１３の実施の形態）
第１１の実施の形態および第１２の実施の形態では、イグナイタ１０に設けたコンデンサＣ７を充電する電流を検出する構成を採用したが、イグナイタ１０には始動パルスを発生させるための電荷を蓄積するコンデンサＣ８も設けられており、このコンデンサＣ８を充電する電流を検出するようにしてもイグナイタ１０の接続の有無を検出することが可能である。
【０１４３】
ただし、図３２のように、始動補助回路５と極性反転回路６との間に抵抗Ｒｆを挿入して通常の動作を行ってもコンデンサＣ８を充電する電流を検出することはできない。そこで、回路動作開始の直後においてはイグナイタ１０の接続の有無を検出するために、通常とは異なる動作を行うことで、抵抗Ｒｆに流れる電流がイグナイタ１０の接続の有無を反映する構成としてある。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３２に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１４４】
抵抗Ｒｆに流れる電流ｉ２は抵抗Ｒｆの両端電圧により検出され、非反転増幅器ＶＴ９により増幅される。非反転増幅器ＶＴ９の出力電圧はコンパレータＣＰ９により基準電圧（閾値）Ｖｒ９と比較され、非反転増幅器ＶＴ９の出力電圧が基準電圧Ｖｒ９よりも高いときにコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになる。コンパレータＣＰ９の出力は制御回路８に入力され、制御回路８では回路動作開始の直後においてコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになるとイグナイタ１０が接続されていると判断する。
【０１４５】
ところで、極性反転回路６は、上述したように、４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がブリッジ接続され、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の各直列回路がブリッジの各アームを形成している。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点はコンデンサＣ８の一端に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５にはＭＯＳＦＥＴを用いているから、それぞれボディダイオードＤ２〜Ｄ５が存在している。ボディダイオードＤ２〜Ｄ５は、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のソースにアノードが接続され、ドレインにカソードが接続された形であって、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン時とは逆向きの電流を流す極性になっている。
【０１４６】
そこで、制御回路８では、回路動作開始の直後には、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のみを動作させて極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はすべてオフに保つように極性反転回路６を制御する。この制御によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のコンデンサＣ１−昇圧回路７−コンデンサＣ８−ボディダイオードＤ５−抵抗Ｒｆ−コンデンサＣ１の経路でコンデンサＣ８を充電する電流が流れることになる。つまり、イグナイタ１０が接続されていれば抵抗Ｒｆに電流ｉ２が流れるから、コンパレータＣＰ９には基準電圧Ｖｒ９よりも大きい電圧が印加され、コンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになることによって第１２の実施の形態と同様にイグナイタ１０の接続を制御回路８に認識させることができる。
【０１４７】
以下に動作を簡単に説明する。回路動作開始が指示されると制御回路８は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のみを動作させ、図３３（ａ）（ｂ）のように、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はすべてオフに保つ。したがって、イグナイタ１０が接続されていれば、図３３（ｃ）のように抵抗Ｒｆを通る経路でコンデンサＣ８を充電する電流ｉ２が流れ、非反転増幅器ＶＴ９の出力は図３３（ｄ）のように基準電圧Ｖｒ９を越えることになる。その結果、コンパレータＣＰ９の出力がＨレベルになりイグナイタ１０が接続されていることを制御回路８に認識させることができる。この場合には、イグナイタ１０が接続されていると判断して、制御回路８は極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフの動作を開始させる。
【０１４８】
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、図３３（ｅ）のように、コンデンサＣ８を充電する電流ｉ２が流れないから、図３３（ｆ）のように、非反転増幅器ＶＴ９にも出力は現れない。その結果、コンパレータＣＰ９の出力はＬレベルに保たれ、制御回路８ではコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルにならないことによって、イグナイタ１０が接続されていないことを認識することになる。つまり、回路動作開始から極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ８のオン・オフを開始させる前にコンパレータＣＰ９の出力がＨレベルにならなければ、イグナイタ１０が接続されていないなどの異常があるものと判断し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１４９】
ところで、極性反転回路６の通常動作では、昇圧回路７からコンデンサＣ８に向かって流れる電流は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４−昇圧回路７−コンデンサＣ８−スイッチング素子Ｑ３−ＤＣ−ＤＣ変換回路４の経路を通るから抵抗Ｒｆを通らず、また、このときに抵抗Ｒｆを通る電流はＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６に向かう向きになる。これに対して、上述した動作では、極性反転回路６の通常動作の際とは異なる経路でコンデンサＣ８を充電する電流を検出しており、しかも抵抗Ｒｆに流れる電流の向きは極性反転回路６からＤＣ−ＤＣ変換回路４に向かう向きになり、結果的に通常動作においては検出されない情報に基づいてイグナイタ１０の接続の有無を検出していることになる。その結果、通常動作において抵抗Ｒｆの両端電圧によって得られる情報とは明確に区別することができ、誤検出の可能性が少なくなる。
【０１５０】
なお、上述した動作例では回路動作開始の直後において極性反転回路６のすべてのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフにしているが、通常動作とは異なる経路かつ異なる極性でコンデンサＣ８を充電する電流を抵抗Ｒｆに流すことによってイグナイタ１０の接続の有無を検出することができれば、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の動作や抵抗Ｒｆの位置は上述した例に限定されない。たとえば、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ５をオフにし、スイッチング素子Ｑ４はオンにしてもよい。また、抵抗ＲｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段として兼用することが可能であるが、始動補助回路５が含まれているときには始動補助回路５に設けたコンデンサを充電する電流と誤認が生じない部位に抵抗Ｒｆを設けるのが望ましい。他の構成および動作は第１１の実施の形態と同様である。
【０１５１】
（第１４の実施の形態）
本実施形態は、図３４に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に電流検出手段ＤＴを設け、電流検出手段ＤＴで検出される電流に基づいてイグナイタ１０の接続の有無を判断するために、昇圧回路７の出力端に直流電圧を印加する電圧発生回路ＧＶを設けたものである。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３４に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１５２】
電圧発生回路ＧＶは、直流電源ＤＣ１とスイッチ要素Ｓ１との直列回路であって、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力端（基準電位側）と昇圧回路７の出力端との間に接続される。ただし、電流検出手段ＤＴは電圧発生回路ＧＶと極性反転回路６との間に設けられる。したがって、イグナイタ１０を通して電圧発生回路ＧＶにより極性反転回路６に電圧を印加したときに極性反転回路６の入力側に流れる電流ｉｄを検出することになる。イグナイタ１０は、上述のように昇圧回路７の一方の出力端と極性反転回路６の一方の出力端との間に挿入されたコンデンサＣ８を備え、コンデンサＣ８には抵抗Ｒ６が並列接続されている。
【０１５３】
次に本実施形態の動作を説明する。回路動作開始から規定の検査期間Ｔｄ（図３５参照）には、制御回路（図示せず）ではＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作を停止させる。つまり、図３５（ａ）に示すように電源を投入したとき、図３５（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ１はオフに保たれる。したがって、極性反転回路６および昇圧回路７にはＤＣ−ＤＣ変換回路４からの出力が与えられず、ＤＣ−ＤＣ変換回路４からの給電に伴う電流ｉｄは電流検出手段ＤＴでは検出されないことになる。
【０１５４】
一方、検査期間Ｔｄにおいては、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組またはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組をオンにする。また、このとき図３５（ｂ）のようにスイッチ要素Ｓ１をオンにする。これにより直流電源ＤＣ１の電圧が極性反転回路６を通してイグナイタ１０の抵抗Ｒ６に印加されることになる。つまり、極性反転回路６を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５はＭＯＳＦＥＴであって、ボディダイオードを備えるから、上述した抵抗Ｒ６を通る経路で直流電源ＤＣ１の両端間に電流が流れ、したがって電流検出手段ＤＴにより図３５（ｃ）のように電流ｉｄを検出することができる。おこで、電流検出手段ＤＴにおいて電流ｉｄに対する閾値ｔｈを適宜に設定しておけば、図３５（ｄ）のように回路動作の開始後に電流ｉｄが閾値ｔｈを上回ると、以後はＨレベルになるような検知信号ｄｅｔを発生させることが可能である。こうしてイグナイタ１０の接続の有無を検査する検査期間Ｔｄにおいてイグナイタ１０の接続が検出されたときには、スイッチ要素Ｓ１をオフにし、図３５（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を正常に動作させる。
【０１５５】
一方、イグナイタ１０が接続されていないときには、スイッチ要素Ｓ１をオンにしても抵抗Ｒ６を通る経路が形成されず、結果的に電流検出手段ＤＴでは電流が検出されないか検出されても閾値ｔｈを越えない。つまり、電流検出手段ＤＴの出力がＨレベルになることはなく、イグナイタ１０が接続されていないことを制御回路８に認識させることが可能になる。ここで、イグナイタ１０が接続されていないことが検出されると、制御回路８においてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５をオフに保ってＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させておくのはいうまでもない。
【０１５６】
また、本実施形態では、検査期間Ｔｄにおいて出力接続部９には直流電源ＤＣ１からの電圧が印加されるが、直流電源ＤＣ１はイグナイタ１０の接続の有無を検査するために設けられ駆動用ではないから、低電圧のものを用いることができる。その結果、検査期間Ｔｄにおいて端子ＴＮ３〜ＴＮ５が露出していたとしても感電するなどの危険がない。
【０１５７】
なお、電圧発生回路ＧＶは図示例のように別途に設けてもよいが、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力の一部を流用したりＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を低電圧に制限して動作させたりすることにより、昇圧回路７の出力端間に低電圧を印加するようにしても同様の動作が可能である。また、電流検出手段ＤＴは、電圧発生回路Ｖｔとイグナイタ１０との間に流れる電流を検出可能であればどの部位に設けてもよい。さらに、電流検出手段ＤＴはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電流を検出するための電流検出手段として兼用することが可能である。ここで、検査期間Ｔｄにおいて電流検出手段ＤＴで検出する電流値は、通常動作の際に高圧放電灯ＬＰ１の点灯に用いるためにＤＣ−ＤＣ変換回路４から出力される電流に比較して大幅に小さいが、ＤＣ−ＤＣ変換回路４は検査期間Ｔｄにおいては非動作であるから、検査期間ＴｄにはＤＣ−ＤＣ変換回路４の動作に伴って生じる雑音の影響を受けることなく電流を検出することができることになり、結果的に比較的低感度の電流検出手段ＤＴでも検査期間Ｔｄの電流を検出することができる。他の構成および動作は第１１の実施の形態と同様である。
【０１５８】
（第１５の実施の形態）
本実施形態は、図３６に示すように、昇圧回路７の出力電圧を積分するためにコンデンサＣｆを設けたものであって、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶを検出する電圧検出手段ＶＴ１０と、電圧検出手段ＶＴ１０の出力により充電されるコンデンサＣｆとによって積分回路を構成してある。コンデンサＣｆの両端電圧はコンパレータＣＰ１０により基準電圧（閾値）Ｖｒ１０と比較され、コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルになると停止信号として制御回路８の停止端子ＳＴＰに入力される。つまり、電圧検出手段ＶＴ１０は、たとえば複数個の抵抗を用いた分圧回路からなり、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶに比例する電圧を出力する。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３６に含まれていない符号については図１を適宜参照することとする。
【０１５９】
しかして、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、イグナイタ１０に設けたコンデンサＣ８の両端電圧がスパークギャップＳＧ１の閾値電圧に到達すると、スパークギャップＳＧ１が導通してコンデンサＣ８の電荷が放出され、パルストランスＰＴ１の２次巻線に始動パルスが発生し、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスが印加されて高圧放電灯ＬＰ１が始動する。このように高圧放電灯ＬＰ１が正常に始動するときには、始動時点においてコンデンサＣｆの両端電圧が基準電圧Ｖｒ１０には達しないように電圧検出手段ＶＴ１０の出力および基準電圧Ｖｒ１０が設定されており、したがって、高圧放電灯ＬＰ１が正常に始動すれば、停止信号は制御回路８に入力されない。ここにおいて、コンデンサＣｆを設けていることによって、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶに瞬時的な変化が生じても制御回路８に停止信号が入力されることはなく、ノイズによる誤動作が生じにくいものである。
【０１６０】
一方、イグナイタ１０が接続されていてもイグナイタ１０の異常や高圧放電灯ＬＰ１の異常によって高圧放電灯ＬＰ１が始動しない場合には、スパークギャップＳＧ１が放電を繰り返す状態が継続することがある。つまり、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図３７（ａ）のように、コンデンサＣ８の充電過程では上昇し、スパークギャップＳＧ１の放電によって急激に低下するという変化を繰り返すことになる。このとき、コンデンサＣｆの両端電圧は、図３７（ｂ）のように徐々に上昇し時刻ｔ１において基準電圧Ｖｒ１０に達するから、コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力される。その結果、始動パルスが発生しているにもかかわらず高圧放電灯ＬＰ１が始動しない場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６がすみやかに停止する。
【０１６１】
また、イグナイタ１０が接続されていなければ、端子ＴＮ５が開放されていることによって昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図３８（ａ）のように回路動作開始の直後に急上昇し、コンデンサＣｆの両端電圧も図３８（ｂ）のように急上昇して回路動作開始の直後の時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１０に達する。つまり、コンパレータＣＰ１０の出力がＨレベルになって停止信号が制御回路８の停止端子ＳＴＰに入力され、結果的にＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。なお、図３８では時刻ｔ２を過ぎてもＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した状態を示してあり、時刻ｔ２を過ぎてもコンデンサＣｆの両端電圧が基準電圧Ｖｒ１０を越えて上昇しているが、実際には、コンデンサＣｆの両端電圧が時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１０に達すると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止するから、昇圧回路７の出力電圧およびコンデンサＣｆの両端電圧は上昇しない。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１６２】
（第１６の実施の形態）
本実施形態は、図３９に示すように、昇圧回路７の出力電圧に比例した電圧を出力する電圧検出手段ＶＴ１１と、電圧検出手段ＶＴ１１の出力電圧を基準電圧Ｖｒ２と比較するコンパレータＣＰ１２とを備える。さらに、コンパレータＣＰ１２の出力は２入力型のアンド回路ＡＮＤ６の一方の入力となり、アンド回路ＡＮＤ６の出力はタイマ回路ＴＭ６に入力される。タイマ回路ＴＭ６の出力はアンド回路ＡＮＤ６の他方の入力になるとともに、タイマ回路ＴＭ６の出力がＬレベルになると制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号（つまり、本実施形態ではＬレベルの信号が停止信号になる）が入力される。タイマ回路ＴＭ６は回路動作開始の時点でリセットされて出力をＨレベルにし、時限動作の終了後に出力をＬレベルにする。また、時限動作の途中でタイマ回路ＴＭ６の入力がＨレベルに立ち上がると再トリガされて時限動作を延長する。以下では、タイマ回路ＴＭ６の時限動作の期間を時限期間Ｔｅと呼ぶ。第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図３９に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１６３】
しかして、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４０（ａ）のように、コンデンサＣ８の充電過程では上昇し、スパークギャップＳＧ１の放電によって急激に低下するという変化を繰り返すことになる。このとき、電圧検出手段ＶＴ１１の出力は図４０（ｂ）のように基準電圧Ｖｒ２を越える状態と、基準電圧Ｖｒ２以下になる状態とを繰り返し、電圧検出手段ＶＴ１１の出力が基準電圧Ｖｒ２以下になる期間のほうが短くなる。タイマ回路ＴＭ６の出力がＨレベルであれば、アンド回路ＡＮＤ６からは図４０（ｃ）のようにパルス状の出力を繰り返して発生させることになり、タイマ回路ＴＭ６は繰り返してトリガされるから、図４０（ｄ）のように出力をＨレベルに保つことになる。要するに、制御回路８への入力がＨレベルに保たれ、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ続ける通常動作を行うことになる。
【０１６４】
一方、イグナイタ１０が接続されていてもスパークギャップＳＧ１の経年的な劣化などによってタイマ回路ＴＭ６の時限期間Ｔｅ内にスパークギャップＳＧ１の放電が行われない場合には、タイマ回路ＴＭ６が時限期間Ｔｅ内に再トリガされないから、タイマ回路ＴＭ６の出力がＬレベルになる。その結果、制御回路８には停止信号が入力され、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。
【０１６５】
また、イグナイタ１０が接続されていなければ、端子ＴＮ５が開放されていることによって昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４１（ａ）のように回路動作開始の直後に急上昇し、図４１（ｂ）のように電圧検出手段ＶＴ１１の出力電圧も急上昇して基準電圧Ｖｒ２を越えるから、アンド回路ＡＮＤ６の出力は図４１（ｃ）のように回路動作開始時のみ瞬間的にＨレベルになる。その後、電圧検出手段ＶＴ１１の出力電圧は基準電圧Ｖｒ２以下になることはなく、タイマ回路ＴＭ６の出力は図４１（ｄ）のように時限期間Ｔｅの終了後に時刻ｔ１においてＬレベルになり、制御回路８には停止信号が入力されることになる。その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。なお、図４０ではタイマ回路ＴＭ６の出力が時刻ｔ１においてＬレベルになって制御回路８に停止信号が入力された後もＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した状態を示してあり、時刻ｔ１を過ぎても電圧検出手段ＶＴ１１の出力は基準電圧Ｖｒ２より高い状態が維持されているが、実際には、時刻ｔ１においてタイマ回路ＴＭ６の出力がＬレベルになると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止するから、昇圧回路７の出力電圧は低下することになる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１６６】
（第１７の実施の形態）
本実施形態は、図４２に示すように、昇圧回路７の出力電圧に比例した電圧を出力する電圧検出手段ＶＴ１２と、電圧検出手段ＶＴ１２の出力電圧を基準電圧（規定値）Ｖｒ１２と比較するコンパレータＣＰ１２とを備え、さらに、コンパレータＣＰ１２の出力を２入力型のアンド回路ＡＮＤ７の一方の入力とし、アンド回路ＡＮＤ７の他方の入力をタイマ回路ＴＭ７から入力してある。コンパレータＣＰ１２は電圧検出手段ＶＴ１２の出力が基準電圧Ｖｒ１２を越えると出力をＨレベルにし、アンド回路ＡＮＤ７の出力は制御回路８に入力され、アンド回路ＡＮＤ７の出力がＨレベルになると制御回路８に停止信号が入力される。タイマ回路ＴＭ７は回路動作開始から規定の判定期間Ｔｆの後に出力をＨレベルにする。なお、第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図４２に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１６７】
しかして、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続され、イグナイタ１０が正常に動作するときには、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４３（ａ）のように、コンデンサＣ８の充電過程では上昇し、スパークギャップＳＧ１の放電によって急激に低下する。つまり、電圧検出手段ＶＴ１２の出力は図４３（ｂ）のように回路動作開始の直後では基準電圧Ｖｒ１２以下であるが、時刻ｔ２において基準電圧Ｖｒ１２に達する。したがって、図４３（ｃ）のように、時刻ｔ２においてコンパレータＣＰ１２の出力がＨレベルになる。タイマ回路ＴＭ７の判定期間Ｔｆは回路動作開始から時刻ｔ２までの期間よりも短く設定されており、図４３（ｄ）のように、回路動作開始から判定期間Ｔｆが経過すると時刻ｔ２に達するまでにタイマ回路ＴＭ７の出力が短時間だけＨレベルになる。ここで、アンド回路ＡＮＤ７にはコンパレータＣＰ１２の出力とタイマ回路ＴＭ７の出力とが入力され、アンド回路ＡＮＤ７において両入力が同時にＨレベルになる期間がないから、アンド回路ＡＮＤ７の出力は図４３（ｅ）のようにＬレベルに保たれる。つまり、制御回路８に停止信号が入力されることはなく、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ続ける通常動作を行うことになる。
【０１６８】
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、端子ＴＮ５が開放されていることによって昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは、図４４（ａ）のように回路動作開始の直後に急上昇し、図４４（ｂ）のように電圧検出手段ＶＴ１２の出力電圧も急上昇して時刻ｔ３において基準電圧Ｖｒ１２を越える。つまり、時刻ｔ３において図４４（ｃ）のようにコンパレータＣＰ１２の出力がＨレベルになる。図４４（ｄ）のように、タイマ回路ＴＭ７における判定期間Ｔｆは回路動作開始から時刻ｔ３までの期間よりは長く設定してあり、したがって、タイマ回路ＴＭ７による判定期間Ｔｆが時刻ｔ１で終了すると、図４４（ｅ）のようにアンド回路ＡＮＤ７の出力が時刻ｔ１においてＨレベルになり、制御回路８の停止端子ＳＴＰに停止信号を入力することができる。その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止する。上述のように、回路動作開始からの昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶの立ち上がり速度の差を利用してイグナイタ１０の接続の有無を検出しており、イグナイタ１０が接続されていなければ、回路動作開始から最初の始動パルスが発生するまでの期間で停止信号を発生することができるから、回路保護を迅速に行うことができる。
【０１６９】
なお、図４４では時刻ｔ１の後にもＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を継続した状態を示してあり、時刻ｔ１を過ぎても昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよび電圧検出手段ＶＴ１２の出力は上昇し続けているが、実際には、時刻ｔ１においてタイマ回路ＴＭ７の出力がＨレベルになると、ＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作が停止するから、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶおよび電圧検出手段ＶＴ１２の出力は低下することになる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１７０】
（第１８の実施の形態）
第１６の実施の形態では、昇圧回路７の出力電圧を監視してイグナイタ１０の接続の有無および高圧放電灯ＬＰ１の始動の有無を判定していたが、本実施形態では昇圧回路７の出力電流を用いてイグナイタ１０の接続の有無および高圧放電灯ＬＰ１の始動の有無を判定する例を示す。
【０１７１】
図４５に示すように、昇圧回路７の出力端と端子ＴＮ５との間に流れる電流を検出する電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３（ＩＴ１３は電流を検出する機能を持ち、ＶＴ１３は電流−電圧変換を行う）が設けられる。電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３は昇圧回路７と端子ＴＮ５との間に流れる電流に対応する電圧を出力する。電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力はコンパレータＣＰ１３に入力され、コンパレータＣＰ１３では電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力を基準電圧（閾値）Ｖｒ１３と比較し、電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力が基準電圧Ｖｒ１３以下であると出力をＨレベルにする。コンパレータＣＰ１３の出力はローパスフィルタＦ３に入力された後、バッファないしシュミットトリガからなる波形整形回路ＷＦに入力され、波形整形回路ＷＦの出力がＨレベルになると制御回路８に停止信号が入力されるようにしてある。なお、第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図４５に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１７２】
イグナイタ１０が接続され正常に動作するとすれば、図４６（ａ）に示すように、昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶはイグナイタ１０のコンデンサＣ８の充電過程において上昇し、スパークギャップＳＧ１が放電すると急激に低下する。ここで、イグナイタ１０が接続されているから電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３では図４６（ｂ）に示すような形でコンデンサＣ８を充電する電流を検出することになる。ここで、イグナイタ１０が接続されていることによって始動パルスが繰り返し発生するときには、コンデンサＣ８を充電する電流が繰り返し流れるから、電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力は基準電圧Ｖｒ１３以下にはならず、コンパレータＣＰ１３の出力も図４６（ｃ）のようにＬレベルに保たれる。つまり、波形整形回路ＷＦの出力は図４６（ｄ）のようにＬレベルに保たれ、制御回路８には停止信号が入力されることはない。その結果、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させ続けることになる。電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力は脈動するから、コンパレータＣＰ１３の出力には微小なパルスが発生する可能性があるが、コンパレータＣＰ１３の出力にローパスフィルタＦ３を設けるとともに、波形整形回路ＷＦを設けているから、このような微小パルスは除去され、制御回路８に誤って停止信号が入力される可能性が低減される。
【０１７３】
一方、イグナイタ１０においてスパークギャップＳＧ１の経年的劣化などによりスパークギャップＳＧ１が放電しなくなったり、スパークギャップＳＧ１の閾値電圧の上昇によって放電の時間間隔が長くなると、コンデンサＣ８の充電が進むと電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３で検出される電流がほぼ零になり、電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３の出力が基準電圧Ｖｒ１３以下になる。つまり、コンパレータＣＰ１３の出力がＨレベルになる期間が長くなり、波形整形回路ＷＦの出力がＨレベルになって制御回路８に停止信号が入力される。
【０１７４】
同様に、イグナイタ１０が接続されていないときには、図４７（ａ）のように昇圧回路７の出力電圧ＶＨＶは回路動作開始の直後に急上昇し、図４７（ｂ）のように電流検出手段ＩＴ１３，ＶＴ１３では電流が検出されないから、コンパレータＣＰ１３の出力は図４７（ｃ）のようにＨレベルに保たれる。つまり、波形整形回路ＷＦの出力は図４７（ｄ）のようにＨレベルになり、制御回路８に停止信号が入力される。
【０１７５】
イグナイタ１０の故障やイグナイタ１０が接続されていないことによって制御回路８に停止信号が入力されると、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を停止させる。本実施形態は上述のように昇圧回路７の出力電流の監視によって、イグナイタ１０の異常時やイグナイタ１０が接続されていなければ、比較的短時間でＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６の動作を迅速に停止させることができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１７６】
（第１９の実施の形態）
本実施形態は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間を流れる電流がイグナイタ１０の動作時において変化する現象を利用してイグナイタ１０の接続の有無を検出するものである。
【０１７７】
本実施形態の基本的な構成は第１の実施の形態と同様であって、以下の説明において図４８に含まれていない符号については図１を適宜参照することとする。昇圧回路７の動作に着目すれば、昇圧回路７は高圧放電灯ＬＰ１の始動時にのみ電力が消費され、高圧放電灯ＬＰ１の点灯後には極性反転回路６から高圧放電灯ＬＰ１に電力が供給されるのであるから、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間の電流を監視することによって高圧放電灯ＬＰ１に流れる電流（ランプ電流）の目安を得ることができる。この電流を検出するために、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間には電流検出手段ＤＴｆが設けられる。電流検出手段ＤＴｆとしてはＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に挿入した低抵抗を用いることができ（つまり、抵抗Ｒ１を用いることが可能であり）、極性反転回路６の基準電位に対して低抵抗の他端の電位を電流値に相当する電圧値の出力としている。電流検出手段ＤＴｆの出力は整流増幅回路ＶＴ１４により整流された後に増幅され、さらにコンデンサＣｇにより平滑された後にコンパレータＣＰ１４において閾値電圧Ｖｒｘと比較される。コンパレータＣＰ１４は、コンデンサＣｇの両端電圧が閾値電圧Ｖｒｘよりも高いと制御回路８の許可端子ＥｎにＨレベルの許可信号を与える。つまり、整流増幅回路ＶＴ１４とコンデンサＣｇとコンパレータＣＰ１４とにより異常検出回路１２が構成される。また、閾値電圧Ｖｒｘは電流検出手段ＤＴｆにより検出された電流値に対して設定されるから、電流値を閾値と比較したことになる。
【０１７８】
いま、出力接続部９にイグナイタ１０が正常に接続されているものとして図４９を用いて動作を説明する。電源の投入時点あるいは電源投入後に動作を一旦停止させた後に動作を再開した時点（以下では、電源の投入時点と動作の再開時点とを一括して「回路動作開始」と言う。）から規定の検査期間Ｔｇにおいては、図示しない制御回路によって図４９（ａ）のように検査モードがオンになる。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは、図４９（ｂ）のように、検査期間Ｔｇにおいては検査期間Ｔｇ以外の通常動作期間よりも十分に低く設定される。
【０１７９】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧は平滑用のコンデンサＣ１の両端電圧として出力され、イグナイタ１０には高電圧の始動パルスが極性反転回路６に印加されるのを防止するために極性反転回路６からの入力インピーダンスを高周波的に引き下げるコンデンサＣ７を備えている。したがって、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフによって極性反転回路６の出力極性が反転した直後においては、コンデンサＣ１とコンデンサＣ７とが加極的に接続され（つまり、コンデンサＣ１の正極にコンデンサＣ７の負電位側が接続され）、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に瞬間的に電流が流れることになる。その結果、図４９（ｅ）のように電流検出手段ＤＴｆで電流ｉｄｔが検出される。
【０１８０】
整流増幅回路ＶＴ１４の出力インピーダンスおよび電圧比較回路ＣＰ１４の入力インピーダンスと、コンデンサＣｇの容量とを適宜に設定しておけば、電流検出手段ＤＴｆで検出された電流ｉｄｔの値に応じて図４９（ｆ）のようにコンデンサＣｇの両端電圧ＶＤＴが徐々に上昇する。ここで、正常時には検査期間Ｔｇの間にコンデンサＣｇの両端電圧が電圧比較回路ＣＰ１４に設定された閾値電圧Ｖｒｘを越えるように設定しておけば、図４９（ｇ）のように、検査期間Ｔｇの間に電圧比較回路ＣＰ１４からＨレベルの許可信号Ｅｎが出力される。検査期間Ｔｇの終了までに許可信号ＥｎがＨレベルになっていると、検査期間Ｔｇの終了時点で制御回路８は通常動作に移行し、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力が上昇してイグナイタ１０から始動パルスが出力され高圧放電灯が始動する。
【０１８１】
一方、イグナイタ１０が接続されていないとすれば、図５０に示すように、検査期間ＴｇにおいてコンデンサＣ１とコンデンサＣ７との間の電荷の移動がなく、図５０（ｅ）のように電流検出手段ＤＴｆでは電流ｉｄｔは検出されず、したがって図５０（ｆ）のようにコンデンサＣｇの両端電圧ＶＤＴも略０Ｖに保たれ閾値電圧Ｖｒｘを越えることがない。つまり、図５０（ｇ）のように検査期間Ｔｇの終了時点までに許可信号ＥｎがＨレベルにならない。その結果、制御回路８では通常動作に移行することがなく、図５０（ｂ）のようにＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａは検査期間Ｔｇと同程度の低電圧に維持される。検査期間ＴｇにおけるＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧Ｖｌａを十分に低電圧に設定しておくことによって、出力接続部９が開放されていても昇圧回路７の出力による感電などを生じることがなく安全に使用することができるのである。なお、電流検出手段ＤＴｆの位置は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ７との間の電荷の移動を検出可能な箇所であれば図４８に示す箇所以外に設けるようにしてもよい。電流検出手段ＤＴｆはＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６を通して高圧放電灯に供給する電流を検出していることになるから、電流検出手段ＤＴｆを高圧放電灯のランプ電流の検出手段として兼用してもよい。
【０１８２】
（第２０の実施の形態）
第１９の実施の形態は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４と極性反転回路６との間に流れる電流を電流検出手段ＤＴｆで検出することによって、イグナイタ１０の接続の有無を検出する構成としているが、極性反転回路６におけるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の動作を監視することによってもイグナイタ１０の接続の有無を検出することが可能である。
【０１８３】
すなわち、本実施形態は図５１に示すように、極性反転回路６を構成する４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５から１個のスイッチング素子Ｑ５を選択し、このスイッチング素子Ｑ５の両端間に高抵抗である電圧検出様の抵抗Ｒｇを並列に接続し、抵抗Ｒｇの両端電圧を電圧検出手段ＶＴ１５により検出している。電圧検出手段ＶＴ１５は抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇを適宜時定数で積分（平滑）するとともに、抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇを平滑した電圧が適宜に規定した閾値電圧Ｖｒｙに達すると許可信号Ｅｎを出力するように構成してある。
【０１８４】
イグナイタ１０には、第１９の実施の形態において説明したコンデンサＣ７のほかに昇圧回路７により昇圧された電圧が印加されるコンデンサＣ８も設けられている。また、回路動作開始から規定時間が検査期間Ｔｇとして設定されており、極性反転回路６の４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のうち、通常動作時には抵抗Ｒｇが並列接続されているスイッチング素子Ｑ５と同時にオンになるスイッチング素子Ｑ２を検査期間Ｔｇにおいて連続的にオンにし、他のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ５は検査期間Ｔｇにはオフに保つ。この状態で抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇを用いてイグナイタ１０の有無が判定される。
【０１８５】
検査期間Ｔｇにおける等価回路を図５２に示す。ＤＣ−ＤＣ変換回路４から極性反転回路６に印加される電圧を起電力Ｖ１とし、昇圧回路７の出力電圧を起電力Ｖ２で表してある。したがって、起電力Ｖ２は起電力Ｖ１よりも高くなる。また、起電力Ｖ１の正極は起電力Ｖ２の負極と共通に接続してある。昇圧回路７の等価回路は起電力Ｖ２と抵抗Ｒ７との直列回路と考えてよく、極性反転回路６の等価回路においてはスイッチング素子Ｑ２のみがオンであるから他の経路は省略してある。
【０１８６】
したがって、イグナイタ１０が接続されているとすれば、検査期間Ｔｇにおいては、抵抗Ｒ７−コンデンサＣ８−コンデンサＣ７−スイッチング素子Ｑ２の直列回路に起電力Ｖ１，Ｖ２の加算電圧を印加するとともに、抵抗Ｒｇ−コンデンサＣ７−スイッチング素子Ｑ２の直列回路に起電力Ｖ１を印加することと等価になる。ここで、起電力Ｖ１，Ｖ２の加算電圧をＶａとし、コンデンサＣ７，Ｃ８の両端電圧をそれぞれＶｃ７，Ｖｃ８とすれば、以下の関係が成立する。
Ｖ１＋Ｖ２＝Ｖｃ７＋Ｖｃ８＝Ｖａ
Ｖｃ７＝｛Ｃ８／（Ｃ７＋Ｃ８）｝×Ｖａ
ＶＲｇ＝Ｖｃ７−Ｖ１
ただし、厳密に言えば抵抗Ｒ７の存在によってコンデンサＣ７，Ｃ８の直列回路の両端電圧Ｖａは起電力Ｖ１，Ｖ２の加算電圧よりは低くなるが、便宜的にはコンデンサＣ７，Ｃ８が完全に充電されていると考えてよい。ところで、イグナイタ１０から高電圧の始動パルスを発生させるために用いられるコンデンサＣ８は、極性反転回路６からの入力側の始動パルスに対するインピーダンスを引き下げるためのコンデンサＣ７よりも容量が十分に大きく設定されるから、Ｃ８≫Ｃ７と仮定することができる。具体的には、コンデンサＣ８は０．１〜１．０μＦ程度に設定され、コンデンサＣ７は０．０１μＦ程度であって、コンデンサＣ８の容量はコンデンサＣ７の容量の１０〜１００倍程度に設定されることが多い。したがって、Ｃ８≫Ｃ７という仮定は一般に成立する。その結果、以下のように近似することが可能である。
Ｖｃ７≒Ｖａ
ＶＲｇ≒Ｖａ−Ｖ１＝Ｖ２
一方、イグナイタ１０が接続されていなければ、コンデンサＣ７，Ｃ８が存在しないから、当然ながら抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇは０Ｖである。つまり、検出期間Ｔｃにおける抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇによってイグナイタ１０の接続の有無を検出することができる。
【０１８７】
イグナイタ１０が接続されているときの各部の動作を図５３に示し、イグナイタ１０が接続されていないときの各部の動作を図５４に示す。イグナイタ１０が接続されていると、図５３（ａ）のように回路動作開始からの検出期間Ｔｃにおいて、図５３（ｄ）のようにスイッチング素子Ｑ２がオンになり、他のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ５はオフになるから、図５３（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ５はオフに保たれる。上述したように、イグナイタ１０が接続されていれば、抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇは比較的大きくなる。起電力Ｖ２は昇圧回路７の出力電圧であって、図５３（ｆ）のように実際には回路動作開始から徐々に上昇するから、図５３（ｂ）のように抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇも徐々に上昇して閾値電圧Ｖｒｙに達することになり、その結果、図５３（ｃ）のように許可信号ＥｎがＨレベルになる。許可信号ＥｎがＨレベルになれば、検出期間Ｔｃの終了時点で図示しない制御回路が通常動作に移行し、昇圧回路７の出力電圧がその後も上昇を続けることになる。また、スイッチング素子Ｑ５がオンになることにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンになり、高圧放電灯への交番電圧の印加が開始される。
【０１８８】
一方、イグナイタ１０が接続されていないと、図５４（ｆ）のように昇圧回路７の出力電圧は徐々に上昇するものの、コンデンサＣ７，Ｃ８が存在しないから、図５４（ｂ）のように抵抗Ｒｇの両端電圧ＶＲｇは０Ｖに保たれる。つまり、図５４（ｃ）のように許可信号ＥｎもＬレベルに保たれ、図５４（ａ）のように検出期間Ｔｃが終了しても、図５４（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ５はオンにならない。つまり、検出期間Ｔｃの終了までに許可信号ＥｎがＨレベルならないから、図５４（ｄ）のようにスイッチング素子Ｑ２はオフになり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力が制限されることによって図５４（ｆ）のように昇圧回路７の出力電圧も上昇しなくなる。このような動作によってイグナイタ１０の接続の有無に応じた動作が可能になる。
【０１８９】
（第２１の実施の形態）
上述した各実施形態では、イグナイタ１０が接続されていない状態であっても回路動作開始によって極性反転回路６が動作するから、出力接続部９の端子ＴＮ４，ＴＮ５にはそれぞれ高電圧が印加される。高圧放電灯ＬＰ１を点灯させるためには、たとえば極性反転回路６に接続された端子ＴＮ４には−４００Ｖが印加され、昇圧回路７に接続された端子ＴＮ５には＋６００Ｖが印加されるから、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間には１ｋＶの高電圧が発生することになる。出力接続部９にイグナイタ１０が接続されていない状態で、このような高電圧が端子ＴＮ４，ＴＮ５に発生すると端子ＴＮ４，ＴＮ５の間で放電を生じる可能性があり、また高電圧が印加される端子ＴＮ４，ＴＮ５が露出していると危険であるから、安全性を高めるためには、イグナイタ１０が接続されていない状態であっても、出力接続部９に高電圧が印加されないような構成が望ましい。
【０１９０】
さらに具体的に説明する。本実施形態では、高圧放電灯ＬＰ１には、図５６に示す形状のものを用いる。すなわち、高圧放電灯ＬＰ１は発光管２１を収納した外管２２の一端部に口金２３を備え、口金２３の一端面に中央電極２４を備えるとともに、口金２３の外周に外周電極２５を備える形状に形成されている。イグナイタ１０において高圧放電灯ＬＰ１を接続する端子（ソケット）は、図５５に示すように、中央電極２４に接続される電極ＥＬ１と、外周電極２５に接続される２個の電極ＥＬ２，ＥＬ３とを備える。電極ＥＬ２，ＥＬ３は独立して設けられ、高圧放電灯ＬＰ１が端子に接続されると、外周電極２５を介して電極ＥＬ２，ＥＬ３が電気的に接続されるようになっている。つまり、電極ＥＬ２，ＥＬ３は高圧放電灯ＬＰ１が接続されているか否かに応じて開閉される一種のスイッチとして機能することになる。電極ＥＬ２には端子ＴＮ４（つまり、極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点）が接続され、電極ＥＬ３にはコンデンサＣ８とスパークギャップＳＧ１と抵抗Ｒ６との接続点が接続される。
【０１９１】
図５５に示す回路において、回路動作開始の直後には制御回路８はスイッチング素子Ｑ３をオフにしている。したがって、出力接続部９にイグナイタ１０が接続されていなければ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点の電位は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５のドレイン−ソース間容量により２分した電圧になる。つまり、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧のほぼ２分の１になる。これに対して、出力接続部９にイグナイタ１０が接続され、かつイグナイタ１０の端子に高圧放電灯ＬＰ１が接続されていると、昇圧回路７−端子ＴＮ５−抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ８−高圧放電灯ＬＰ１の外周電極２５−端子ＴＮ４−スイッチング素子Ｑ５のボディダイオード−昇圧回路７の経路が形成されるから、端子ＴＮ４はスイッチング素子Ｑ５のボディダイオードを通して基準電位（ほぼ０Ｖ）にクランプされることになる。つまり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点の電位は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の基準電位になる。
【０１９２】
上述の動作を考慮して、制御回路８では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５の接続点の電位を検出することにより、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１の接続の有無を認識する。イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続されていないときには、制御回路８は極性反転回路６を動作させず、イグナイタ１０および高圧放電灯ＬＰ１が接続されているときにはスイッチング素子Ｑ３をオンにする。スイッチング素子Ｑ３がオンになれば、昇圧回路７−端子ＴＮ５−抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ８−高圧放電灯ＬＰ１の外周電極２５−端子ＴＮ４−スイッチング素子Ｑ３−ＤＣ−ＤＣ変換回路４−昇圧回路７の経路で電流が流れることにより、コンデンサＣ８の両端間にはＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧と昇圧回路７の出力電圧とを加算した高電圧が印加される。その結果、スパークギャップＳＧ１が導通して、パルストランスＰＴ１の２次巻線に高電圧の始動パルスが誘起され、高圧放電灯ＬＰ１に始動パルスを印加して高圧放電灯ＬＰ１を始動させることができる。本実施形態では制御回路８が異常検出回路に兼用されている。
【０１９３】
上述した構成では、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されていても高圧放電灯ＬＰ１がイグナイタ１０に接続されていなければ、昇圧回路７とＤＣ−ＤＣ変換回路４との間に極性反転回路６を通る経路が形成されないから、高圧放電灯ＬＰ１が接続されていない状態を、イグナイタ１０が接続されていない状態と同様に検出することができる。つまり、高圧放電灯ＬＰ１が接続されていなければ、始動パルスが発生することはなく、安全に使用することができる。
【０１９４】
要するに、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されていない場合やイグナイタ１０が出力接続部９に接続されていても高圧放電灯ＬＰ１がイグナイタ１０に接続されていない場合には、昇圧回路ＴＮ５に接続された端子ＴＮ５にのみ電圧が印加され、端子ＴＮ３，ＴＮ４はほぼ０Ｖに保たれるから、たとえば端子ＴＮ５に＋６００Ｖが印加されるとしても、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電圧は６００Ｖになり、端子ＴＮ４，ＴＮ５の間の電圧を引き下げることが可能になる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。また、本実施形態の技術思想は他の実施の形態においても適用することができる。
【０１９５】
（第２２の実施の形態）
本実施形態は、図５７に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路４の基準電位側の出力端と端子ＴＮ５との間にスイッチ要素Ｓ２を挿入し、スイッチ要素Ｓ２を制御回路８の解除端子Ｄｉｓからの解除信号により制御するものである。他の構成は第１の実施の形態と同様であって、第１の実施の形態と同符号を付した他の構成は第１の実施の形態と同様の回路を用いることができる。したがって、以下の説明において図５７に含まれていない符号については図１を適宜参照する。
【０１９６】
制御回路８はイグナイタ１０が接続されていない場合やスパークギャップＳＧ１が正常に動作しないことによって異常検出回路１２からの停止信号を受けたときには、解除端子ＤｉｓからＨレベルの解除信号を出力してスイッチ要素Ｓ２をオンにする。第１の実施の形態において説明したように、昇圧回路７にはコンデンサおよび抵抗が用いられており、スイッチ要素Ｓ２がオンになれば、昇圧回路７に含まれるコンデンサの電荷が抵抗を通して放電されることになる。つまり、昇圧回路７の出力電圧はスイッチ要素Ｓ２がオンになると急速に低下する。つまり、イグナイタ１０が出力接続部９に接続されていないときには、端子ＴＮ５に印加される電圧を引き下げることによって、端子ＴＮ５に高電圧が印加された状態で人が接触する可能性を低減することができ、結果的に感電の可能性を低減して安全性を高めることができる。
【０１９７】
本実施形態では、回路動作開始の直後において図５８（ａ）のように電源スイッチＳＷ１をオンにすると、図５８（ｂ）のように判定期間Ｔｘ（上述した各実施形態における判定期間Ｔｆ、検査期間Ｔｄ，Ｔｇなど）においてイグナイタ１０の接続の有無が判定される。判定期間Ｔｘにおいては、制御回路８はＤＣ−ＤＣ変換回路４および極性反転回路６を動作させており、図５８（ｅ）のように昇圧回路７に接続された端子ＴＮ５に印加される電圧が上昇する。また、判定期間Ｔｘにおいては、図５８（ｃ）のように制御回路８の解除端子Ｄｉｓからスイッチ要素Ｓ２を制御するＨレベルの解除信号が出力されておらず、図５８（ｄ）のようにスイッチ要素Ｓ２はオフに保たれている。
【０１９８】
イグナイタ１０が接続されていないことによって停止信号が時刻ｔ１において制御回路８に入力されると、図５８（ｂ）のように判定期間Ｔｘが終了し、図５８（ｃ）のようにＨレベルの解除信号が出力されて、図５８（ｄ）のようにスイッチ要素Ｓ２がオンになる。つまり、端子ＴＮ５の印加電圧はスイッチ要素Ｓ２のオンに伴って図５８（ｅ）のように急速に低下する。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【０１９９】
なお、本実施形態においてスイッチ要素Ｓ２の位置は昇圧回路７に設けたコンデンサの電荷を放出することが可能な位置であれば、図５７に示した位置に限定されない。
【０２００】
上述した各実施形態において、直流電源１としてカーバッテリを想定しているが、商用電源を整流するなどしてＡＣ−ＤＣ変換を行った直流電源を用いてもよい。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路４としてフライバック型のものを例示したが、フォワード型を用いたり、チョッパ型のものを用いることも可能である。さらに、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のトランスＴ１に絶縁型のものではなくオートトランスを用いることも可能である。ＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力は基準電位を高電位側にとっているが（つまり、回路グランドに対してＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を負にとっているが）、基準電位を低電位側としてもよい（つまり、回路グランドに対してＤＣ−ＤＣ変換回路４の出力電圧を正にとってもよい）。
【０２０１】
昇圧回路７としてはコッククロフト回路のほか、ＤＣ−ＤＣ変換回路４のトランスＴに別途に巻線を設けて昇圧する構成や多の多段昇圧回路を用いることも可能である。始動補助回路５については省略が可能であり、極性反転回路６は４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を用いるいわゆるフルブリッジ型のほかハーフブリッジ型などの他の構成を採用することが可能であり、実施形態の一部では極性反転回路６を含まない構成とすることも可能である。イグナイタ１０としては、スパークギャップＳＧ１に代えて半導体トリガ素子などの他の素子を用いる構成としてもよい。上述の例ではスパークギャップＳＧ１の経年変化による異常について説明したが、上述した実施形態においては高圧放電灯ＬＰ１の寿命や高圧放電灯ＬＰ１が非接続ないし外れた場合などの異常にも対応することが可能なものもある。
【０２０２】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、負荷回路が接続されていない状態を検出することによってＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を停止ないし非動作としているから、負荷回路が接続されていないことによる高電圧出力の発生を抑制することができる。つまり、高電圧を出力しないかあるいは高電圧が発生していても高電圧の発生を迅速に停止させることができる。その結果、安全な電源装置または放電灯点灯装置を提供することが可能になる。
【０２０３】
また、昇圧回路の出力端間に接続されたスイッチ要素を備えるものでは、負荷回路が接続されていないときに昇圧回路の出力電圧を迅速に低減させることができ、より安全性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１４】同上の動作説明図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】本発明の第６の実施の形態を示す回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明図である。
【図１９】本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図２０】同上の動作説明図である。
【図２１】同上の動作説明図である。
【図２２】本発明の第８の実施の形態を示す回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】本発明の第９の実施の形態を示す回路図である。
【図２６】本発明の第１０の実施の形態を示す回路図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の動作説明図である。
【図２９】本発明の第１１の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３０】同上の動作説明図である。
【図３１】本発明の第１２の実施の形態の動作説明図である。
【図３２】本発明の第１３の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３３】同上の動作説明図である。
【図３４】本発明の第１４の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３５】同上の動作説明図である。
【図３６】本発明の第１５の実施の形態を示す要部回路図である。
【図３７】同上の動作説明図である。
【図３８】同上の動作説明図である。
【図３９】本発明の第１６の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４０】同上の動作説明図である。
【図４１】同上の動作説明図である。
【図４２】本発明の第１７の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４３】同上の動作説明図である。
【図４４】同上の動作説明図である。
【図４５】本発明の第１８の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４６】同上の動作説明図である。
【図４７】同上の動作説明図である。
【図４８】本発明の第１９の実施の形態を示す要部回路図である。
【図４９】同上の動作説明図である。
【図５０】同上の動作説明図である。
【図５１】本発明の第２０の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５２】同上の動作説明図である。
【図５３】同上の動作説明図である。
【図５４】同上の動作説明図である。
【図５５】本発明の第２１の実施の形態を示す回路図である。
【図５６】同上に用いる高圧放電灯を示す側面図である。
【図５７】本発明の第２２の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５８】同上の動作説明図である。
【図５９】従来例を示す回路図である。
【図６０】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１直流電源
４ＤＣ−ＤＣ変換回路
６極性反転回路
７昇圧回路
８制御回路
１０イグナイタ
１２異常検出回路
２４中央電極
２５外周電極
Ｃ７コンデンサ
Ｃ８コンデンサ
ＩＴ電流検出手段
ＬＰ１高圧放電灯
Ｑ１〜Ｑ５スイッチング素子
ＳＧ１スパークギャップ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device and a discharge lamp lighting device.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a power supply circuit (discharge lamp lighting device) that supplies power using a high-pressure discharge lamp used for a headlamp of an automobile as a load is provided. This type of power supply circuit has a configuration shown in FIG. 59, for example.
[0003]
The power supply circuit shown in the figure includes a DC-DC conversion circuit 4 that boosts the voltage of a DC power supply 1 such as a car battery to a voltage at which the high-pressure discharge lamp LP1 can be lit, and is output from the DC-DC conversion circuit 4. The voltage is converted into an alternating voltage by the polarity inversion circuit 6 and applied to the high pressure discharge lamp LP1. Further, in order to start the high-pressure discharge lamp LP1, a booster circuit 7 that outputs a high voltage separately from the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4, and a high-voltage start pulse that further boosts the output voltage of the booster circuit 7 are generated. And an igniter 10 that performs. At the time of mounting, the high-pressure discharge lamp LP1 and the igniter 10 are provided separately from the substrate on which other circuits are mounted, and are connected to other circuits via the output connection section 9. The high-pressure discharge lamp LP1 and the igniter 10 function as a load circuit for a power supply device configured by other circuits.
[0004]
A power switch SW1 is inserted between the DC power supply 1 and the DC-DC conversion circuit 4, and a series circuit of the DC power supply 1 and the power switch SW1 is connected to the DC-DC conversion circuit 4 via the input connection unit 3. Is done. The input connection unit 3 includes two terminals TN1 and TN2, and a series circuit of a primary winding n1 of the transformer T1 of the DC-DC conversion circuit 4 and a switching element Q1 formed of a MOSFET is interposed between both terminals TN1 and TN2. Connected. The transformer T1 includes two secondary windings n2 and n3, and a series circuit of a diode D1 and a smoothing capacitor C1 is connected between both ends of one secondary winding n2. The diode D1 is connected to a polarity that prevents a charging current from the transformer T1 to the capacitor C1 when the switching element Q1 is turned on. That is, electromagnetic energy is accumulated in the transformer T1 when the switching element Q1 is turned on, and this electromagnetic energy is discharged from the transformer T1 when the switching element Q1 is turned off, and a charging current is passed through the capacitor C1 through the diode D1. Therefore, the connection point between the anode of the diode D1 and the capacitor C1 is on the low potential side of the capacitor C1, and in the illustrated example, the high potential side of the capacitor C1 is connected to the frame ground (circuit ground) as the reference potential. That is, the negative electrode of the DC power supply 1 and the high potential side of the output of the DC-DC conversion circuit 4 are at the same potential, and the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is negative with respect to the reference potential.
[0005]
The switching circuit Q1 is turned on / off by the control circuit 8 at a high frequency (several tens of kilos to several hundreds of kHz) (see FIG. 60 (a)). In the control circuit 8, the switching element Q1 is turned on / off. The output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is controlled by changing the frequency. The control circuit 8 is supplied with power between the terminals TN1 and TN2, and power is supplied to the control circuit 8 when the power switch SW1 is turned on. The control circuit 8 monitors the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 based on the potential at the connection point between one end of the capacitor C1 and the anode of the diode D1, and between the other end of the capacitor C1 and the subsequent circuit. The output current of the DC-DC conversion circuit 4 is monitored by the voltage across the inserted current detection resistor R1 '. In the no-load period before the high pressure discharge lamp LP1 is lit, the control circuit 8 turns on the switching element Q1 so that the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 becomes a specified constant voltage (for example, −400 V). Control off.
[0006]
The output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is input to the polarity inversion circuit 6 through the start assist circuit 5. The polarity inversion circuit 6 includes four switching elements Q2 to Q5 made of MOSFETs, and is bridge-connected in a form in which two arms made of a series circuit of two switching elements Q2 to Q5 are connected in parallel. The connection point of the switching elements Q2 to Q5 in the arm is connected to terminals TN3 and TN4 provided in the output connection portion 9 with the output terminal as an output end. The on / off of the switching elements Q2 to Q5 coincides with the on / off of the switching elements Q2 and Q3 on the high potential side of one arm and the on / off of the switching elements Q4 and Q5 on the low potential side of the other arm. Control is performed by the control circuit 8. That is, as shown in FIGS. 60B and 60C, during normal operation, when switching elements Q2 and Q5 are on, switching elements Q3 and Q4 are off, and when switching elements Q3 and Q4 are on. The switching elements Q2 and Q5 are controlled to be turned off. The switching elements Q2 to Q5 constituting the polarity inverting circuit 6 are turned on / off at a relatively low frequency (several tens to several hundreds Hz), and a rectangular wave alternating voltage is applied to the high pressure discharge lamp LP1. However, before the high pressure discharge lamp LP1 is turned on, the switching elements Q3 and Q4 are turned on and the switching elements Q2 and Q5 are turned off as shown in FIGS. That is, during this period, the terminal TN4 is on the negative electrode side with respect to the terminal TN3.
[0007]
The starting auxiliary circuit 5 has a configuration in which a series circuit of a capacitor C2 and two resistors R2 and R3 is connected in parallel to a series circuit of a capacitor C1 and a resistor R1 ′, and a diode D2 is connected in parallel to the resistor R2. ing. Therefore, the capacitor C2 is charged from the capacitor C1 through the resistors R1 ′, R2 and R3. The anode of the diode D2 is connected to the positive electrode of the capacitor C2, and the discharge path of the charge of the capacitor C2 is a path that passes through the diode D2 and the resistor R3. The start auxiliary circuit 5 supplies the current to the high pressure discharge lamp LP1 together with the DC-DC conversion circuit 4 at the time of starting the high pressure discharge lamp LP1, thereby promptly lighting the high pressure discharge lamp LP1.
[0008]
The secondary winding n3 of the transformer T1 provided in the DC-DC conversion circuit 4 constitutes the booster circuit 7 together with the capacitor C9, the diode D7, and the resistor R5. That is, a series circuit of a diode D7 and a capacitor C9 is connected between both ends of the secondary winding n3, and a charging current is transferred from the transformer T1 to the capacitor C9 when the switching element Q1 is turned off, as in the DC-DC conversion circuit 4. The polarity of the diode D7 is set so as to flow. One end of the secondary winding n3 is connected to the negative electrode of the DC power supply 1 together with one end of the secondary winding n2. A connection point between one end of the capacitor C9 and the cathode of the diode D7 is connected to a terminal TN5 provided in the output terminal portion 9 via a resistor R5. Accordingly, a positive voltage with respect to the reference potential is applied to the terminal TN5. Therefore, before starting the high-pressure discharge lamp LP1, the voltage between the terminal TN4 and the terminal TN5 becomes a high voltage that is an addition value of the potential of the terminal TN4 and the potential of the terminal TN5 with respect to the reference potential.
[0009]
In order to start by starting the discharge of the high-pressure discharge lamp LP1, it is necessary to apply a high-voltage start pulse to the high-pressure discharge lamp LP1, and therefore the igniter 10 for generating the start pulse is connected to the output connection portion 9 Is done. The igniter 10 includes a capacitor C7 connected between output terminals of the polarity inverting circuit 6 via terminals TN3 and TN4, a capacitor C8 connected between output terminals of the booster circuit 7 via terminals TN5 and TN4, The resistor R6 connected in parallel to C8 and the secondary winding are connected in series to the high-pressure discharge lamp LP1 via the terminals TN6 and TN7 of the lamp connecting section 11, and the series circuit of the secondary winding and the high-pressure discharge lamp LP1 Is composed of a pulse transformer PT1 connected between both ends of the capacitor C7 and a spark gap SG1 as a threshold element connected between both ends of the capacitor C8. .
[0010]
As is apparent from the above-described configuration, the capacitor C8 is connected between the two terminals TN4 and TN5 of the output connection unit 9, so that a high voltage is applied to the capacitor C8 before starting the high-pressure discharge lamp LP1. . Thus, when the voltage across the capacitor C8 reaches the threshold voltage of the spark gap SG1, the spark gap SG1 becomes conductive, and the charge of the capacitor C8 is released through the primary winding of the pulse transformer PT1. A voltage obtained by boosting the voltage applied to the primary winding is induced in the secondary winding of the pulse transformer PT1, and a high-voltage start pulse is generated in the secondary winding of the pulse transformer PT1 due to the conduction of the spark gap SG1 ( FIG. 60F shows the interelectrode voltage of the high-pressure discharge lamp LP1). As a result, a start pulse is applied to the high pressure discharge lamp LP1, and the high pressure discharge lamp LP1 is discharged. Capacitor C7 has a low impedance to the starting pulse and prevents the starting pulse from being applied to the polarity inversion circuit 6.
[0011]
When the start pulse is generated at time t1 and the high pressure discharge lamp LP1 is started, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. 60 (d), and the DC-DC conversion detected by the resistor R1 '. Since the output current of the circuit 4 changes, the control circuit 8 increases the on / off frequency of the switching element Q1 of the DC-DC conversion circuit 4 and turns on / off the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inversion circuit 6. To start. Therefore, a rectangular wave alternating voltage is applied to the high-pressure discharge lamp LP1, and the high-pressure discharge lamp LP1 maintains a lighting state.
[0012]
In the normal operation after the high pressure discharge lamp LP1 is lit, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is substantially equal to the voltage between the electrodes of the high pressure discharge lamp LP1, and from the output voltage in the no-load period before the high pressure discharge lamp LP1 is lit. (For example, if -400 V is set in the no-load period, -85 V is set in the normal operation period). Further, as shown in FIG. 60 (g), the voltage output from the booster circuit 7 and applied to the terminal TN5 is lower than the no-load period. That is, as shown in FIG. 60 (e), the potential difference between the terminals TN4 and TN5 is reduced, and the voltage across the capacitor C8 provided in the igniter 10 is also lower than the no-load period, so that the spark gap SG1 is not discharged. .
[0013]
However, if the high pressure discharge lamp LP1 does not start normally even if the spark gap SG1 is discharged and a start pulse is applied to the high pressure discharge lamp LP1, the capacitor C8 of the igniter 10 is recharged and the high pressure discharge lamp LP1 is started. The operation of reapplying the pulse is repeated.
[0014]
If the high pressure discharge lamp LP1 is not lit even when the start pulse is generated in this way, it is considered that there is an abnormality in the high pressure discharge lamp LP1 or the like, and therefore the specified start period is changed from turning on the power (turning on the power switch SW1). In the case where the start pulse is repeatedly generated even after a lapse of time, a configuration has been proposed in which the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 8 are stopped for safety.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, as described above, if the high-pressure discharge lamp LP1 does not start within the specified start-up period after the power is turned on, a high voltage is repeatedly applied between the terminals TN4 and TN5 until the end of the start-up period. Become. However, if the igniter 10 is connected to the output connection 9 and the spark gap SG1 operates normally, the voltage between the terminals TN4 and TN5 is limited by the threshold voltage of the spark gap SG. The voltage of TN5 does not become extremely high.
[0016]
However, when the igniter 10 is not connected or when the spark gap SG1 is not discharged due to deterioration due to aging of the spark gap SG1, the potential of the terminal TN5 is the output of the booster circuit 7 as shown in FIG. The voltage will rise to the maximum value, and a considerably high voltage will be applied to the terminal TN5. It is not preferable that such a high voltage is applied to the terminal TN5.
[0017]
The present invention has been made in view of the above-described reasons, and an object thereof is to provide a power supply that suppresses over-boosting of the output voltage of the booster circuit when the load circuit is not connected when the booster circuit is provided. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device using the power supply device as a lighting circuit for a high pressure discharge lamp.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, a DC-DC conversion circuit that converts a DC voltage input as a power source and a power supplied from a part of the DC-DC conversion circuit are set to a voltage higher than the output voltage of the DC-DC conversion circuit. An output booster circuit and a control circuit for controlling the operation of the DC-DC converter circuit are provided, and the DC-DC converter circuit is used as a power supply source. Consisting of a discharge lamp A first load and Provided between the DC-DC conversion circuit and the first load. Second negative power source using booster circuit Load An abnormality detection circuit for monitoring the presence or absence of connection of the load circuit and stopping the operation of the DC-DC conversion circuit by the control circuit when the load circuit is not connected. It is added.
[0019]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, a polarity inversion circuit for converting the output voltage of the DC-DC conversion circuit into an alternating voltage of a rectangular wave is provided between the DC-DC conversion circuit and the load circuit. It is provided.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the polarity inversion circuit has a configuration in which four switching elements are bridge-connected.
[0021]
According to a fourth aspect of the present invention, in the second or third aspect of the present invention, the current detection means detects a current passing through the output terminal of the DC-DC conversion circuit between the DC-DC conversion circuit and the load circuit. The control circuit inverts the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit at least once within the inspection period defined from the start of circuit operation, and the abnormality detection circuit detects the current detection means during the inspection period. When the current value does not exceed a prescribed threshold during the inspection period, the control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit at the end of the inspection period.
[0022]
According to a fifth aspect of the present invention, in the fourth aspect of the present invention, the control circuit controls the output voltage of the DC-DC conversion circuit to be lower during the inspection period than during normal operation after the detection period. It is characterized by doing.
[0023]
According to a sixth aspect of the present invention, in the second or third aspect of the present invention, the load circuit includes a first capacitor inserted between output terminals of the polarity inverting circuit, and one output terminal of the booster circuit. A second capacitor inserted between one output terminal of the polarity reversing circuit, and the abnormality detecting circuit is connected in common with one end of the first and second capacitors among the output terminals of the polarity reversing circuit. The control circuit monitors the potential of the output terminal, and the control circuit reverses polarity with the one output terminal of the booster circuit without inverting the polarity of the output voltage of the polarity inverting circuit during the inspection period specified from the start of circuit operation. The polarity inversion circuit is operated so that the sum of the voltages across the first and second capacitors is applied between the other output terminal of the circuit and the potential monitored by the abnormality detection circuit is a threshold value during the inspection period. Up to voltage When no temperature is characterized by instructing the control circuit to stop the operation of the DC-DC converter circuit at the end of the test period.
[0024]
A seventh aspect of the invention is characterized in that, in the sixth aspect of the invention, the capacity of the second capacitor is larger than the capacity of the first capacitor.
[0025]
According to an eighth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the DC-DC conversion circuit includes a switching element for intermittently connecting a DC voltage input as a power supply. The control circuit includes a DC-DC conversion circuit. Until the output voltage reaches the specified control voltage, the switching element is turned on and off in an oscillating state that is controlled at a high frequency, and when the output voltage of the DC-DC converter circuit reaches the control voltage, the oscillation state and the stop state are repeated intermittently. An oscillation state is maintained at a control voltage, and the load circuit pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit. In the abnormality detection circuit, the intermittent oscillation state of the DC-DC conversion circuit is continuously generated. Sometimes, the control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit.
[0026]
A ninth aspect of the invention is characterized in that, in the eighth aspect of the invention, the abnormality detection circuit detects the continuation of the intermittent oscillation state using an average value of voltages across the switching element.
[0027]
According to a tenth aspect of the present invention, in the eighth aspect of the invention, the abnormality detection circuit detects the continuation of the intermittent oscillation state using a drive signal that instructs on / off of the switching element.
[0028]
According to an eleventh aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the load circuit pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit, and the abnormality detection circuit uses a DC− during a specified standby period. The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit if a predetermined fluctuation does not occur in the output of the DC conversion circuit.
[0029]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, the load circuit pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit, and the abnormality detection circuit uses a DC- The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit if a predetermined fluctuation does not occur in the output voltage of the DC conversion circuit.
[0030]
According to a thirteenth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the load circuit pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit, and the abnormality detection circuit uses a DC- The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit if a predetermined fluctuation does not occur in the output current of the DC conversion circuit.
[0031]
According to a fourteenth aspect of the invention, in the invention of the eleventh to thirteenth aspects, the standby period is set longer than a period in which the output voltage of the DC-DC conversion circuit repeats pulsation by the action of the load circuit. It is characterized by.
[0032]
According to a fifteenth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, the control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the output current of the DC-DC conversion circuit falls below a specified threshold value. It is characterized by doing.
[0033]
According to a sixteenth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, when the output current of the DC-DC conversion circuit immediately after the start of the circuit operation in the abnormality detection circuit is equal to or less than a specified threshold value, the DC-DC The control circuit is instructed to stop the operation of the conversion circuit.
[0034]
According to a seventeenth aspect of the present invention, in the invention of the second or third aspect, the control circuit is configured to control the polarity inversion circuit so as to prevent a current from the DC-DC conversion circuit to the load circuit. The polarity inversion circuit starts operating after the DC conversion circuit is operated, and the abnormality detection circuit has an output current of the DC-DC conversion circuit that is equal to or less than a predetermined threshold immediately after the polarity inversion circuit starts operating; The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit.
[0035]
According to an eighteenth aspect of the present invention, in the invention of the second or third aspect, immediately after the circuit operation is started in the control circuit, between the booster circuit and the output terminal on the reference potential side of the DC-DC conversion circuit. The polarity inversion circuit is controlled so that a voltage is applied to the load circuit, and the abnormality detection circuit performs DC-DC conversion when the current flowing from the booster circuit through the load circuit is below a predetermined threshold value. The control circuit is instructed to stop the operation of the circuit.
[0036]
The invention according to claim 19 is the invention according to claim 2 or claim 3, wherein the load circuit is one that changes the output voltage of the booster circuit when the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit is inverted. The abnormality detection circuit is characterized by instructing the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when detecting the fluctuation of the output voltage of the booster circuit.
[0037]
According to a twentieth aspect of the invention, in the first to third aspects of the invention, a state where a voltage lower than the output voltage of the booster circuit is applied between the output terminals of the booster circuit and a state where no voltage is applied can be selected. The voltage generation circuit is added, current detection means as an abnormality detection circuit is added in the loop including the voltage generation circuit and the load circuit, and the control circuit stops the DC-DC conversion circuit to generate voltage. When a voltage is applied between the output terminals of the booster circuit by the circuit, the current detection means instructs the control circuit to prohibit the operation of the DC-DC conversion circuit when the detected current value does not reach a specified threshold value. It is characterized by doing.
[0038]
According to a twenty-first aspect of the invention, in the twentieth aspect of the invention, the current detection unit is also used for a function of monitoring an output current of the DC-DC conversion circuit during operation of the DC-DC conversion circuit. .
[0039]
According to a twenty-second aspect of the present invention, in the twentieth aspect, the voltage generation circuit generates a low voltage using an output voltage of the DC-DC conversion circuit.
[0040]
According to a twenty-third aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, the operation of the DC-DC conversion circuit is stopped when the output voltage of the booster circuit exceeds a predetermined threshold after the circuit operation is started in the abnormality detection circuit. The control circuit is instructed to do so.
[0041]
According to a twenty-fourth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, when the voltage generated in the booster circuit after the circuit operation starts exceeds a predetermined threshold in the abnormality detection circuit, the DC-DC conversion circuit The control circuit is instructed to stop the operation.
[0042]
According to a twenty-fifth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the load circuit pulsates the output voltage of the booster circuit, and the abnormality detection circuit outputs the output of the booster circuit after the circuit operation is started. The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the integral value of the voltage exceeds a specified threshold value.
[0043]
According to a twenty-sixth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, the load circuit pulsates the output voltage of the booster circuit, and the abnormality detection circuit outputs the output of the booster circuit after the circuit operation is started. The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when no pulsation is detected beyond a predetermined time period in the voltage.
[0044]
According to a twenty-seventh aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, in the abnormality detecting circuit, the time until the output voltage of the booster circuit reaches a specified value after the start of circuit operation is shorter than a specified determination period. Sometimes, the control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit.
[0045]
According to a twenty-eighth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, when the output current of the booster circuit is not more than a specified threshold value after the circuit operation starts in the abnormality detection circuit, the DC-DC conversion circuit The control circuit is instructed to stop the operation.
[0046]
According to a twenty-ninth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the invention, when the input current to the booster circuit is smaller than a specified threshold value after the circuit operation starts in the abnormality detection circuit, the DC-DC conversion circuit The control circuit is instructed to stop the operation.
[0047]
The invention according to claim 30 is the invention according to claim 2 or 3, wherein the control circuit does not apply the output voltage of the polarity inversion circuit to the load circuit immediately after the circuit operation starts, and the abnormality detection circuit. Then, the presence or absence of connection of the load circuit is determined based on the potential of one output terminal of the polarity inverting circuit.
[0048]
According to a thirty-first aspect of the present invention, in the first to thirty-first aspects of the present invention, a switch element capable of selecting a short circuit state and an open state between the output terminals of the booster circuit is provided, and the load is detected by the abnormality detection circuit. When it is detected that the circuit is not connected, the switch element is turned on to forcibly reduce the output voltage of the booster circuit.
[0049]
A thirty-second aspect of the invention is characterized in that, in the first to thirty-first aspects of the invention, the DC-DC conversion circuit is a flyback type.
[0050]
According to a thirty-third aspect of the present invention, in the first to thirty-second aspect of the present invention, the booster circuit is a cockcroft circuit.
[0051]
The invention of claim 34 is characterized in that the load circuit includes a high-pressure discharge lamp, and the high-pressure discharge lamp is turned on by the power supply device according to any one of claims 1 to 33.
[0052]
The invention of claim 35 is characterized in that, in the invention of claim 34, the load circuit includes an igniter.
[0053]
In a thirty-sixth aspect of the present invention, in the thirty-fifth aspect of the present invention, the igniter includes a spark gap that discharges when the output voltage of the booster circuit reaches a specified voltage, and the abnormality detection circuit also detects an abnormality of the spark gap. It is characterized by that.
[0054]
A thirty-seventh aspect of the invention is characterized in that in the thirty-fourth to thirty-sixth aspects of the invention, the high-pressure discharge lamp is detachable, and a part of the electric circuit of the load circuit is formed by an electrode of the high-pressure discharge lamp. And
[0055]
In addition, in the discharge lamp lighting device, the start of the circuit operation means a lighting operation such as when the high-pressure discharge lamp goes off or after a temporary stop due to power failure, in addition to when the power is turned on. The presence / absence of connection of the load circuit includes not only a state where the load circuit is not connected at all, but also a state where the load circuit is disconnected for some reason during the operation of the load circuit.
[0056]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
The present embodiment exemplifies a discharge lamp lighting device that lights a high-pressure discharge lamp used for an automobile headlamp. The basic configuration is the same as the conventional configuration shown in FIG. 59. As shown in FIG. 1, the voltage (for example, the high voltage discharge lamp LP1 can be turned on by boosting the voltage of the DC power source 1 such as a car battery. , 400V), a polarity inversion circuit 8 that converts the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 into an alternating voltage, and a booster circuit 7 that boosts the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 As a basic configuration of the power supply circuit, and as a load of the power supply circuit, a high-pressure discharge lamp LP1 and an igniter 10 for generating a high-voltage start pulse necessary for starting the high-pressure discharge lamp LP1. The DC power source 1 is connected to the DC-DC conversion circuit 4 via the power switch SW1 and the input connection unit 3. That is, the series circuit of the DC power supply 1 and the power switch SW1 is connected to two terminals TN1 and TN2 provided in the input connection unit 3, and the DC-DC conversion circuit 4 is connected to the terminals TN1 and TN2.
[0057]
In the DC-DC conversion circuit 4, a series circuit of a primary winding n1 of a transformer T1 and a switching element Q1 formed of a MOSFET is connected between two terminals TN1 and TN2 provided in the input connection unit 3. A series circuit of a diode D1 and a smoothing capacitor C1 is connected between both ends of the secondary winding n2 of the transformer T1. The diode D1 is connected with a polarity that allows a charging current to flow from the secondary winding n2 of the transformer T1 to the capacitor C1 when the switching element Q1 is turned off. As described in the conventional configuration, on / off of the switching element Q1 is controlled by the control circuit 8 at a high frequency, and electromagnetic energy accumulated in the transformer T1 when the switching element Q1 is on is a diode when the switching element Q1 is off. It is discharged through D1 and a charging current flows through the capacitor C1. Therefore, the DC-DC conversion circuit 4 shown in FIG. 1 has a flyback configuration.
[0058]
One end of the current detection resistor R1 is connected in series to one end of the capacitor C1, and the anode of the diode D1 is connected to the other end of the capacitor C1. The other end of the resistor R1 is connected to the negative electrode of the DC power source 1 via the terminal TN2, and this potential becomes the reference potential. The output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is monitored at the other end of the capacitor C1, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is lower than the reference potential. In the DC-DC conversion circuit 4 having this configuration, voltage conversion is performed by turning on / off the switching element Q1, and the output voltage is adjusted by changing the on / off duty of the switching element Q1. Further, in order to stop the operation of the DC-DC conversion circuit 4, the switching element Q1 is kept off.
[0059]
The control circuit 8 controls the switching element Q1 in the DC-DC conversion circuit 4. In the control circuit 8, the voltage at the connection point between the capacitor C1 and the diode D1 (that is, the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4). ) And the voltage across the resistor R1 (corresponding to the current Ila flowing through the resistor R1). Operation immediately after “circuit operation start”, such as when power is turned on (when power switch SW1 is turned on) or when operation is resumed (when power supply is resumed after stopping power supply for some reason during energization) During normal operation, which is a stable operation state except for, the control circuit 8 changes the on / off duty of the switching element Q1 so as to keep the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 constant. The control circuit 8 also controls the operation of the polarity inversion circuit 6 described later. Further, the control circuit 8 has a function of stopping the operation of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 when a stop signal is input from the outside, and a function of outputting a power reset signal when the circuit operation starts. Also equipped.
[0060]
The output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is input to the polarity inversion circuit 6 through the auxiliary start circuit 5, and the polarity inversion circuit 6 converts the DC voltage output from the DC-DC conversion circuit 4 into a rectangular wave alternating voltage. Applied to the high-pressure discharge lamp LP1. In other words, the polarity inversion circuit 6 is a kind of inverter because it converts a DC voltage into an alternating voltage, but the alternating frequency is set to be relatively low and a rectangular wave in order to prevent the acoustic resonance phenomenon of the high-pressure discharge lamp LP1. It is comprised so that an alternating voltage may be output. The polarity inversion circuit 6 includes four switching elements Q2 to Q5 made of MOSFETs, and is bridge-connected in a form in which two arms made of a series circuit of two switching elements Q2 to Q5 are connected in parallel. The connection point of the switching elements Q2 to Q5 in the arm is connected to terminals TN3 and TN4 provided in the output connection portion 9 with the output terminal as an output end. The on / off of the switching elements Q2 to Q5 coincides with the on / off of the switching elements Q2 and Q3 on the high potential side of one arm and the on / off of the switching elements Q4 and Q5 on the low potential side of the other arm. Control is performed by the control circuit 8. That is, as shown in FIGS. 2B and 2C, during normal operation, when the switching elements Q2 and Q5 are on, the switching elements Q3 and Q4 are off, and when the switching elements Q3 and Q4 are on, The switching elements Q2 and Q5 are controlled to be turned off.
[0061]
The starting auxiliary circuit 5 has a configuration in which a series circuit of a capacitor C2 and two resistors R2 and R3 is connected in parallel to a series circuit of a capacitor C1 and a resistor R1, and a diode D2 is connected in parallel to the resistor R2. Yes. Therefore, the capacitor C2 is charged from the capacitor C1 through the resistors R1 to R3. The anode of the diode D2 is connected to the positive electrode of the capacitor C2, and the discharge path of the charge of the capacitor C2 is a path that passes through the diode D2 and the resistor R3. The function of the start assist circuit 5 will be described later.
[0062]
By the way, a booster circuit 7 is connected between both ends of the secondary winding n2 of the transformer T1 provided in the DC-DC conversion circuit 4, and an output terminal of the booster circuit 7 is connected to a terminal TN5 provided in the output connection portion 9. The In the present embodiment, a cockcroft circuit is used as the booster circuit 7. The booster circuit 7 is provided with a series circuit of four diodes D3 to D6 connected in the forward direction, and the anode of the diode D3 is the secondary winding of the transformer T1. It is connected to a connection point between one end of the line n2 and the positive electrode of the capacitor C1. Capacitors C4 to C6 are respectively connected between both ends of a series circuit of two diodes D3 to D6 directly connected, and one end of a capacitor C3 is connected to the other end of the secondary winding n2 of the transformer T1 via a resistor R4. The other end of the capacitor C3 is connected to a connection point between the cathode of the diode D3 and the anode of the diode D4. Further, the connection point between the cathode of the diode D6 and the capacitor C6 is connected to the terminal TN5 via the resistor R5.
[0063]
The operation of the cockcroft circuit is well known, but will be described briefly. Now, it is a period from the start of the circuit operation until the high pressure discharge lamp LP1 is turned on, and the terminal voltage of the capacitor C1 becomes the no-load voltage (the high pressure discharge lamp LP1 It is assumed that the maximum voltage without lighting is reached. In this state, the voltage induced in the secondary winding n2 of the transformer T1 is such that the primary winding n1 and the secondary winding n2 of the transformer T1 with respect to the voltage of the DC power source 1 during the ON period of the switching element Q1. And the voltage is almost equal to the voltage across the capacitor C1 at the moment when the switching element Q1 is turned off. Therefore, by repeatedly turning on and off the switching element Q1, the voltage across the capacitor C3 becomes substantially equal to the voltage across the capacitor C1, and the voltages across the other capacitors C4 to C6 are switched to the voltage across the capacitor C1. This is a voltage obtained by adding the induced voltage of the secondary winding n2 of the transformer T1 when is turned on. Here, if the induced voltage of the secondary winding n2 when the switching element Q1 is on is 80V and the no-load voltage is −400V, the voltage across the capacitor C3 is 400V, and the voltage across the capacitors C4 to C6 is Each of them becomes 480V, and the output voltage of the booster circuit 7 becomes 960V which is an added voltage of the capacitors C4 and C6.
[0064]
By the way, in order to start the discharge by starting the discharge of the high-pressure discharge lamp LP1, it is necessary to apply a high-voltage start pulse to the high-pressure discharge lamp LP1, so the igniter 10 for generating the start pulse is generated in the output connection portion 9. Is connected, and the high pressure discharge lamp LP1 is connected to the polarity inversion circuit 6 through the igniter 10. The igniter 10 generates a start pulse that further increases the peak voltage using the high voltage output from the booster circuit 7 and applies the start pulse to the high-pressure discharge lamp.
[0065]
Specifically, the igniter 10 includes a capacitor C7 connected between the output terminals of the polarity inverting circuit 6 via the terminals TN3 and TN4, and terminals TN5 and TN4 between the output terminals of the booster circuit 7 (this terminal is inverted in polarity). Capacitor C8 connected via a common output terminal of circuit 6, resistor R6 connected in parallel to capacitor C8, and secondary winding connected in series to high-pressure discharge lamp LP1 and secondary winding And a series circuit of a high-pressure discharge lamp LP1 connected between both ends of the capacitor C7 and a series circuit of a primary winding of the pulse transformer PT1 as a threshold element connected between both ends of the capacitor C8. It is comprised by the spark gap SG1.
[0066]
With this configuration, the voltage applied to the capacitor C8 is a difference voltage (about 1360V) between the output voltage (about −400 volts) of the DC-DC conversion circuit 4 and the output voltage (about 960V) of the booster circuit 7. When the voltage across the capacitor C8 reaches the threshold voltage of the spark gap SG1, the spark gap SG1 is turned on and the capacitor C8 is discharged through the primary winding of the pulse transformer PT1. A voltage obtained by boosting the voltage applied to the primary winding is induced in the secondary winding of the pulse transformer PT1, and a high-voltage start pulse is generated in the secondary winding of the pulse transformer PT1 due to the conduction of the spark gap SG1. As a result, a start pulse is applied to the high pressure discharge lamp LP1, and the high pressure discharge lamp LP1 is discharged. Capacitor C7 has a low impedance to the starting pulse and prevents the starting pulse from being applied to the polarity inversion circuit 6.
[0067]
By the way, in the present embodiment, an abnormality detection circuit 12 is added to detect whether the igniter 10 is connected and whether the igniter 10 is abnormal. Here, the abnormality of the igniter 10 means that the threshold voltage increases due to the secular change of the spark gap SG, and the spark gap SG1 does not conduct at the designed voltage.
[0068]
As described above, the auxiliary start circuit 5 is provided between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6. The start auxiliary circuit 5 charges the capacitor C2 through the resistors R2 and R3 when the DC-DC conversion circuit 4 starts operating immediately after the circuit operation starts. Further, when a starting pulse is generated from the igniter 10, the charge of the capacitor C2 is also discharged when the starting pulse is generated in the same manner as the capacitor C1, and the starting auxiliary circuit 5 supplies electric power to the polarity inverting circuit 6 together with the capacitor C1. When the discharge lamp LP1 is started, a sufficient current is supplied to assist the start.
[0069]
The abnormality detection circuit 12 compares the output voltage VHV of the booster circuit 7 with a reference voltage (threshold value) Vr1, and outputs an H level stop signal when the output voltage VHV exceeds the reference voltage Vr1. For this purpose, voltage detecting means VT1 for detecting the output voltage VHV of the booster circuit 7 and a comparator CP1 for comparing the voltage detected by the voltage detecting means VT1 with the reference voltage Vr1 are provided. The voltage detection means VT1 is provided to divide the output voltage of the booster circuit 7 so that it can be compared with the reference voltage Vr1. When the output of the abnormality detection circuit 12 becomes H level, it is input to the control circuit 8 as a stop signal. When the control circuit 8 receives the stop signal, the switching elements Q1 to Q5 of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are turned off. The operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped.
[0070]
The operation will be described below. When the igniter 10 and the high pressure discharge lamp LP1 are connected and the igniter 10 operates normally, the operation is as shown in FIG. That is, when the on / off of the switching element Q1 is started as shown in FIG. 2A by the start of the circuit operation, the capacitor C1 is charged as shown in FIG. 2D, and the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is Reaches no-load voltage. At this time, since the capacitor C8 of the igniter 10 is also charged through the booster circuit 7, the voltage across the capacitor C8 rises as shown in FIG. In the illustrated example, in the charging process of the capacitor C8, as shown in FIGS. 2B and 2C, only the switching elements Q3 and Q4 among the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inverting circuit 6 are turned on, and the switching elements Q2 and Q5 Keeps off. The on / off state of the switching element Q1 of the DC-DC conversion circuit 4 is set to a frequency lower than that of the normal operation period.
[0071]
When the voltage across the capacitor C8 reaches the threshold voltage of the spark gap SG1 at time t1, the spark gap SG1 conducts and the capacitor C8 is discharged, as shown in FIG. 2 (f), across the high-pressure discharge lamp LP1. A high voltage start pulse is applied. When the high-pressure discharge lamp LP1 is started in this way, the normal operation is started, the switching element Q1 is turned on / off at a high frequency, and the switching elements Q2-Q5 are turned on / off. In normal operation, since the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 decreases, the voltage across the capacitor C8 is also maintained at a low voltage that does not allow the spark gap SG1 to conduct. Here, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 and the output voltage of the booster circuit 7 pulsate as the start pulse is generated.
[0072]
With the above-described operation, the voltage of the terminal TN5 of the output connection unit 9 (that is, the output voltage VHV of the booster circuit 7) changes as shown in FIG. 2G, and if the reference voltage Vr1 is set appropriately, The output voltage of the voltage detection means VT1 decreases before exceeding the reference voltage Vr1 as shown in FIG. That is, the output of the comparator CP1 does not become H level, and as a result, no stop signal is input to the control circuit 8.
[0073]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the DC-DC conversion circuit 4 and the booster circuit 7 are unloaded. Therefore, as shown by the solid line in FIG. Output voltage VHV) rises rapidly as the voltage across the capacitors C3 to C6 included in the booster circuit 7 rises. As a result, as shown in FIG. 3B, the output voltage of the voltage detection means VT1 The reference voltage Vr1 is reached at time t2. As a result, immediately after the start of the circuit operation, the output of the comparator CP1 becomes H level, a stop signal is input to the control circuit 8, and the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. In FIG. 3, an alternate long and two short dashes line illustrates an operation when the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are continued after the time t2.
[0074]
When the igniter 10 is connected but the spark gap SG1 is not turned on due to the life of the spark gap SG1, etc., the capacitor C8 is normally charged, so the voltage at the terminal TN5 is as shown in FIG. It rises as normal. However, since the spark gap SG1 does not conduct, the output voltage of the voltage detection means VT1 reaches the reference voltage Vr1 at time t2 as shown in FIG. 4B, and the comparator is the same as when the igniter 10 is not connected. The output of CP1 becomes H level, and a stop signal is input to the control circuit 8. As a result, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. Also in FIG. 4, the two-dot chain line illustrates the operation when the operations of the DC-DC converting circuit 4 and the polarity inverting circuit 6 are continued after the time t2.
[0075]
If the voltage detection means VT1 is configured to divide the output voltage VHV of the booster circuit 7 by a resistor and does not use an element such as a capacitor for storing energy, the output of the comparator CP1 becomes H level. After the stop signal is input to the control circuit 8, the output voltage of the booster circuit 7 can be reduced in a short time.
[0076]
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the configuration is such that the output voltage VHV of the booster circuit 7 is monitored in order to detect the presence or absence of connection of the igniter 10 and the abnormal operation of the igniter 10, but in this embodiment, FIG. As shown, a configuration is adopted in which the potential at the connection point between the capacitor C4 and the cathode of the diode D4 in the booster circuit 7 is detected. That is, although the voltage detection portion is different from that of the first embodiment, the operation is the same because the voltage reflecting the output voltage VHV of the booster circuit 7 is detected. However, since the voltages are different, the voltage detection means VT1 has a constant value different from that of the first embodiment. However, since the output voltage of the voltage detection means VT1 can be set to the same level as in the first embodiment, the reference voltage Vr1 and the comparator CP1 may be the same as those in the first embodiment. .
[0077]
However, when the igniter 10 and the high-pressure discharge lamp LP1 are connected and the igniter 10 operates normally, when the voltage across the capacitor C8 reaches the threshold voltage of the spark gap SG1, the spark gap SG1 becomes conductive and the charge of the capacitor C8 is charged. Since the voltage at the terminal TN5 of the output connection portion 9 changes as shown in FIG. 6A and the reference voltage Vr1 is appropriately set, the output voltage of the voltage detection means VT1 is as shown in FIG. ) Before the reference voltage Vr1 is exceeded. That is, the output of the comparator CP1 does not become H level, and as a result, no stop signal is input to the control circuit 8.
[0078]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the DC-DC conversion circuit 4 and the booster circuit 7 are unloaded, so the voltage at the terminal TN5 is the booster circuit 7 as shown by the solid line in FIG. As shown in FIG. 7B, the output voltage of the voltage detecting means VT1 reaches the reference voltage Vr1 at time t2, as the voltage across the capacitors C3 to C6 increases. As a result, immediately after the start of the circuit operation, the output of the comparator CP1 becomes H level, a stop signal is input to the control circuit 8, and the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped.
[0079]
If the spark gap SG1 does not conduct even when the igniter 10 is connected, the capacitor C8 is normally charged. Therefore, the voltage at the terminal TN5 is the same as in the normal state as shown in FIG. To rise. However, since the spark gap SG1 does not conduct, the output voltage of the voltage detection means VT1 reaches the reference voltage Vr1 at time t3 as shown in FIG. 8B, and the comparator is the same as when the igniter 10 is not connected. The output of CP1 becomes H level, and a stop signal is input to the control circuit 8. As a result, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped.
[0080]
7 and 8, the two-dot chain line illustrates the operation when the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are continued even after the output of the voltage detection means VT1 reaches the reference voltage Vr1. . If the voltage detection means VT1 is configured to divide the output voltage VHV of the booster circuit 7 by a resistor and does not use an element such as a capacitor for storing energy, the output of the comparator CP1 becomes H level. After the stop signal is input to the control circuit 8, the output voltage of the booster circuit 7 can be reduced in a short time. Further, as the voltage input to the voltage detection means VT1, not the terminal voltage of the capacitor C4 but the terminal voltages of the other capacitors C3, C5 and C6 of the booster circuit 7 may be adopted. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0081]
(Third embodiment)
As shown in FIG. 9, the basic configuration of this embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, and a flyback type DC-DC converter is used for the DC-DC conversion circuit 4. Used.
[0082]
The output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is converted into an alternating voltage by the polarity inversion circuit 6 and applied to the discharge lamp LP1 through the igniter 10. The voltage across the secondary winding of the transformer T1 in the DC-DC conversion circuit 4 is applied to the booster circuit 7. The booster circuit 7 boosts and rectifies the alternating voltage generated in the secondary winding of the transformer T1. Output voltage. The DC high voltage output from the booster circuit 7 is applied to the igniter 10, and the igniter 10 starts the high-pressure discharge lamp LP1 by generating a high-voltage start pulse. In addition, the structure which attached | subjected the same code | symbol as 1st Embodiment can use the circuit similar to 1st Embodiment. In the following description, the reference numerals not included in FIG. 9 will be referred to FIG. 1 as appropriate.
[0083]
The control circuit 8 detects the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 and the supply current Ila from the DC-DC conversion circuit 4 to the polarity inversion circuit 6. The control circuit 8 controls on / off of the switching element Q1, and is configured by a dedicated integrated circuit for controlling the DC-DC converter. The control circuit 8 monitors the output voltage VHV of the booster circuit 7. Further, when a reset terminal RST that outputs a reset signal at the start of circuit operation and an H level stop signal are input from the outside, the control circuit 8 switches the DC-DC conversion circuit 4 and the switching element Q1 of the polarity inversion circuit 6. To Q5 and a stop terminal STP for stopping the operation. In the illustrated example, the output current Ila of the DC-DC conversion circuit 4 is detected by the current detection means IT. The current detection means IT has a configuration corresponding to the resistor R1 in the first embodiment, but other configurations may be used.
[0084]
An important operation of the control circuit 8 used in this embodiment is the control of the switching element Q1 by the output voltage Vla. When the output voltage Vla is equal to or lower than the specified control voltage VS1, the switching element Q1 is turned on / off at a high frequency. In this control, the oscillation state is repeated repeatedly, and when the output voltage Vla reaches the control voltage VS1, the oscillation state and the stop state are intermittently repeated in such a cycle that the output voltage Vla is maintained at the control voltage VS1. . In the intermittent oscillation state, the output voltage Vla is monitored, and when the output voltage Vla is slightly higher than the control voltage VS1, the operation is stopped, and when the output voltage Vla is slightly lower than the control voltage VS1, the operation to enter the oscillation state is repeated. Such an operation prevents the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 from significantly exceeding the control voltage VS1. Further, the longer the period during which the output voltage Vla is lower than the control voltage VS1, the longer the period of oscillation state.
[0085]
In the present embodiment, when the igniter 10 is not connected or when a start pulse is not generated due to a failure of the igniter 10, the abnormality detection circuit that instructs the control circuit 8 to stop the operation of the DC-DC conversion circuit 4 12 is provided. That is, the control circuit 8 controls the switching element Q1 of the DC-DC conversion circuit 4, whereby the power supplied to the high-pressure discharge lamp LP1 that is a load is controlled. Further, the abnormality detection circuit 12 detects the presence or absence of connection of the igniter 10 or the failure of the igniter 10.
[0086]
The abnormality detection circuit 12 includes a low-pass filter F1 that outputs an average value of both-end voltages when the switching element Q1 provided in the DC-DC conversion circuit 4 is turned on and off, and an output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 A low-pass filter F2 that outputs an average value of Vla is provided. The output voltages VQ1f and VC1f of both the low-pass filters F1 and F2 are compared by the comparator CP2, and when the output voltage VC1f of the low-pass filter F2 is higher, the output of the comparator CP2 becomes H level. The low-pass filter F2 includes a resistor for voltage division, and adjusts the relationship between the output voltage VC1f and the output voltage VQ1f of the low-pass filter F1, and when the igniter 10 operates normally, the output voltage VQ1f of the low-pass filter F1 is better. It is set to be higher.
[0087]
The output of the comparator CP2 is input to the set terminal S of the RS flip-flop FF1. A reset signal output from the reset terminal RST of the control circuit 8 is input to the reset terminal R of the RS flip-flop FF1. The output terminal Q of the RS flip-flop FF1 is connected to the stop terminal STP of the control circuit 8, and when the H level stop signal is input to the stop terminal STP, the control circuit 8 stops on / off of the switching element Q1. (The switching element Q1 is turned off), and the operation of the DC-DC conversion circuit 4 is stopped.
[0088]
The operation of this embodiment will be described below. When the switching element Q1 is turned off, the voltage VQ1 across the switching element Q1 is a surge generated by an inductance component of the transformer T1 or the like as the switching element Q1 is turned off, as shown in FIGS. 10 (c) and 11 (c). This is a voltage obtained by combining the voltage and a voltage obtained by multiplying the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 by the turn ratio of the primary winding with respect to the secondary winding of the transformer T1. Therefore, the envelope of the voltage VQ1 across the switching element Q1 has a shape similar to the change in the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4.
[0089]
First, the operation when the igniter 10 operates normally will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 10B, the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is gradually increased by charging the smoothing capacitor C1 from the start of the circuit operation, and reaches the control voltage VS1 at time t1. . On the other hand, the output voltage VHV of the booster circuit 7 is applied to the igniter 10, and the booster circuit 7 and the igniter 10 are provided with capacitors (C3 to C6, C8) that affect the output voltage VHV of the booster circuit 7. Similarly to the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4, the output voltage VHV of the booster circuit 7 also rises with time. Since the igniter 10 includes a spark gap SG1 as a threshold element that is turned on when the output voltage VHV of the booster circuit 7 reaches the breakover voltage at time t2, the igniter 10 accumulates in a capacitor provided in the igniter 10 or the booster circuit 7 when the threshold element is turned on. The igniter 10 uses this charge to generate a high voltage start pulse. Further, since the high pressure discharge lamp LP1 is discharged by the generation of the start pulse, the electric charge of the capacitor C1 provided in the DC-DC conversion circuit 4 is also discharged.
[0090]
Here, until the output voltage Vla reaches the control voltage VS1, the switching element Q1 is in an oscillating state that continues to be turned on and off at a high frequency as shown in FIG. 10C, but when the output voltage Vla reaches the control voltage VS1, the switching element Q1 Is turned off to be in a stop state, and thereafter, an oscillation state is brought about when the output voltage Vla is lowered, and a stop state is brought about when the output voltage Vla is increased, thereby causing an intermittent oscillation state. If the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rises and the threshold element provided in the igniter 10 becomes conductive at time t2, so that the output of the booster circuit 7 as shown in FIG. The voltage VHV rapidly decreases, and at this time, the voltage across the capacitor C1 rapidly decreases as shown in FIG. As a result, the switching element Q1 continues to oscillate in order to increase the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 as shown in FIG. By repeating such an operation, a high-voltage start pulse can be repeatedly applied to the high-pressure discharge lamp LP1.
[0091]
The decrease in the output voltage VHV of the booster circuit 7 and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 occurs if the igniter 10 operates normally regardless of whether or not the high-pressure discharge lamp LP1 is started when a start pulse is generated. As a result, after the switching element Q1 shifts to the intermittent oscillation state, an oscillation state of a relatively long period occurs as shown in FIG.
[0092]
On the other hand, when the igniter 10 is not connected or when a start pulse is not generated, that is, when the igniter 10 does not operate normally, as shown in FIGS. 11A and 11B, the output voltage VHV of the booster circuit 7 and After the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 rises to the control voltage VS1 at time t1, it does not drop. Therefore, after the switching element Q1 enters the intermittent oscillation state, as shown in FIG. 11C, the intermittent oscillation state in which the stop state and the oscillation state are alternately repeated at a relatively short time interval continues.
[0093]
As is apparent from the above-described operation, after the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 and shifts to the intermittent oscillation state within the period when the igniter 10 operates from the start of the circuit operation, the oscillation state It is possible to determine whether or not the igniter 10 is operating normally by comparing the durations of the above. Here, the output voltage VQ1f of the low-pass filter F1 reflects a period during which the switching element Q1 is in an oscillating state. As described above, the envelope of the both-ends voltage VQ1 of the switching element Q1 indicates that the igniter 10 is normal. Since it fluctuates even if it operates, even if the output voltage VQ1f of the low-pass filter F1 is compared with a constant value, it is impossible to know the duration of the oscillation state in the intermittent oscillation state. Therefore, in this embodiment, when the igniter 10 is operating normally, the fact that the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 and the envelope of the both-ends voltage of the switching element Q1 are substantially similar is utilized. This is compared with the output voltage VC1f of the low-pass filter F2 that receives the output voltage Vla of the conversion circuit 4. That is, the relationship between the voltages VQ1f and VC1f input to the comparator CP2 is as shown in FIG. 10D. If the igniter 10 is operating normally, the relationship VQ1f> VC1f is always maintained. The input to the set terminal S of the flip-flop FF1 does not rise to the H level, and no stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 as shown in FIG. 10E (to the terminal of the control circuit 8). Is kept at the L level).
[0094]
On the other hand, when the igniter 10 is not connected or when a start pulse cannot be generated due to a failure of the igniter 10, the oscillation occurs after the switching element Q1 enters an intermittent oscillation state as shown in FIG. Since the state and the stop state are alternately repeated at relatively short time intervals, the output voltage VQ1f of the low-pass filter F1 gradually decreases as shown in FIG. If the igniter 10 does not generate a start pulse, the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is maintained at a substantially constant value, so that the output voltage VC1f of the low-pass filter F2 is as shown in FIG. As a result, the magnitude relationship between the voltages VQ1f and VC1f input to the comparator CP2 is reversed when a certain amount of time has elapsed from the start of the intermittent oscillation state. That is, VQ1f> VC1f at the start of the intermittent oscillation state, whereas VQ1f <VC1f is established at time t3 when a certain amount of time has elapsed since the start of the intermittent oscillation state. At this time, since the output of the comparator CP2 becomes H level, the output terminal Q of the RS flip-flop FF1 becomes H level, and an H level stop signal is input to the stop signal STP of the control circuit 8 as shown in FIG. Then, the control circuit 8 stops on / off of the switching element Q1 (that is, turns off the switching element Q1).
[0095]
As described above, it is possible to determine whether the igniter 10 is connected or whether the igniter 10 is faulty using the intermittent oscillation state of the switching element Q1, and the operation of the DC-DC conversion circuit 4 when the igniter 10 is abnormal. Can be stopped. Here, by appropriately setting the constants of the low-pass filters F1 and F2, the time until the switching element Q1 is stopped on / off at the time t3 after the transition to the intermittent oscillation state at the time t1 is appropriately adjusted. It is possible to set so that the operation is stopped in a relatively short time when the igniter 10 is abnormal. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0096]
(Fourth embodiment)
The present embodiment is a modification of the third embodiment. In the third embodiment, a low-pass filter F1 is provided in the abnormality detection circuit 12 in order to extract the average value of the voltage VQ1 across the switching element Q1. However, in this embodiment, as shown in FIG. 12, in order to suppress the surge voltage applied to the switching element Q1, a snubber circuit SN is used instead of the low-pass filter F1, and the capacitor CS provided in the snubber circuit SN is changed. The both-end voltage is used as the average voltage VQ1f of the both-end voltage VQ1 of the switching element Q1. The snubber circuit SN has a configuration in which a series circuit of a diode DS and a capacitor CS is connected in parallel to the switching element Q1, and a resistor RS is connected in parallel to the capacitor CS. Therefore, the surge voltage when the switching element Q1 is turned off is applied to the capacitor CS through the diode DS. The impedance of the capacitor CS is set to be small with respect to the surge voltage, and the application of the surge voltage to the switching element Q1 can be suppressed.
[0097]
However, since the voltage across the switching element Q1 excluding the surge voltage is applied to the capacitor CS, if the constant between the capacitor CS and the resistor RS is appropriately selected, the voltage across the switching element Q1 is determined by the voltage VQ1f across the capacitor CS. An average value of the voltage VQ1 can be obtained. In the present embodiment, the comparator CP2 compares the voltage VQ1f across the capacitor CS thus obtained with the output voltage VC1f of the low-pass filter F2 to which the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is input. The operation of the control circuit 8 is controlled via the RS flip-flop FF1. The relationship between the comparator CP2, the RS flip-flop FF1, and the control circuit 8 is the same as that in the third embodiment.
[0098]
(Fifth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 13, the duration of the oscillation state in the intermittent oscillation state is detected using the output (drive signal DQ1) of the control circuit 8 that controls on / off of the switching element Q1. . Since the envelope of the drive signal DQ1 does not vary like the envelope of the voltage VQ1 across the switching element Q1, the duration of the oscillation state can be obtained by comparing with a constant value.
[0099]
That is, the abnormality detection circuit 12 of this embodiment includes a low-pass filter F3 that uses the average value of the voltage VDQ1 of the drive signal DQ1 as the output voltage VQ1f, and compares the output voltage VQ1f of the low-pass filter F3 with the reference voltage Vr by the comparator CP2. ing. However, since the low-pass filter F3 has a time constant, the output voltage VQ1f of the low-pass filter F3 is relatively low immediately after the start of the circuit operation, and increases with time. Therefore, the reference voltage Vr is set to 0V until the output voltage VQ1f sufficiently increases immediately after the circuit operation starts. The period for setting the reference voltage Vr to 0V is set by the timer circuit TM1 that starts the timed operation from the start of the circuit operation, and the reference voltage Vr is kept at 0V during the timed operation by the timer circuit TM1.
[0100]
If the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 14A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. 14B. Change. When the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t2, the control circuit 8 controls the switching element Q1 to be in an intermittent oscillation state as shown in FIG. Further, as shown in FIG. 14 (d), the timed operation of the timer circuit TM1 ends at time t1 before time t2, and a predetermined reference voltage Vr is applied to the comparator CP2. After the transition to the intermittent oscillation state, when a starting pulse is output from the igniter 10 at time t3, the switching element Q1 continues to oscillate for a relatively long period thereafter, so the output voltage VQ1f of the low-pass filter F3 is It does not fall below the reference voltage Vr, and no stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 as shown in FIG.
[0101]
On the other hand, if the igniter 10 is abnormal, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 15A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. 15B. . That is, since the drive signal DQ1 of the switching element Q1 shifts to the intermittent oscillation state at time t2 as shown in FIG. 15C, the stop state and the oscillation state are repeated at a relatively short time interval. ), The output voltage VQ1f of the low-pass filter F3 gradually decreases after shifting to the intermittent oscillation state, and falls below the reference voltage Vr at time t4. That is, at time t4, the output of the comparator CP2 becomes H level, the output terminal Q of the RS flip-flop FF1 becomes H level, and the stop terminal STP of the control circuit 8 is at H level as shown in FIG. A stop signal is input. In this way, when the igniter 10 is abnormal, the control circuit 8 stops turning on / off the switching element Q1 (keep it off).
[0102]
The means for switching the reference voltage Vr in consideration of the rising delay of the output voltage VQ1f of the low-pass filter F3 is not necessarily the timer circuit TM1, and is configured to monitor the change in the output voltage VQ1f of the low-pass filter F3. It is good. Further, as a configuration for detecting the average value of the voltage VDQ1 of the drive signal DQ1, a frequency-voltage converter can be used instead of using the low-pass filter F3. Other configurations and operations are the same as those of the third embodiment.
[0103]
(Sixth embodiment)
In the present embodiment, the presence or absence of an abnormality in the igniter 10 is detected by detecting whether or not a start pulse is generated from the igniter 10 during a standby period Ta defined from the start of circuit operation. That is, as shown in FIG. 16, the abnormality detection circuit 12 of the present embodiment detects whether or not a start pulse has been generated from the timer circuit TM2 that limits the waiting period Ta from the start of circuit operation and the igniter 10. Comparator CP3 and RS flip-flop FF2 are provided. The timer circuit TM2 sets the output to the H level when the time limit of the waiting period Ta ends, and the comparator CP3 sets the output to the H level before the start pulse is output from the igniter 10, and sets the output to the L level when the start pulse is generated. Therefore, if the igniter 10 is operating normally, the start pulse is generated and the output of the comparator CP3 becomes L level before the waiting period Ta ends and the output of the timer circuit TM2 becomes H level. If 10 is abnormal, the output of the comparator CP3 becomes H level even if the waiting period Ta ends and the output of the timer circuit TM2 becomes H level. Therefore, the outputs of the timer circuit TM2 and the comparator CP3 are input to the AND circuit AND1, and when both are at the H level, an H level stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 through the RS flip-flop FF2, and the switching element The configuration is such that the on / off of Q1 is stopped. As is apparent from the above description, the standby period Ta is set to a length that is at least once after the start of the circuit operation, and preferably the start pulse from the igniter 10 is generated. If it is set so that it does not occur twice, the abnormality of the igniter 10 can be detected in a short time from the start of the circuit operation.
[0104]
Assuming that the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 17A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. Change. After the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t1, a start pulse is generated from the igniter 10 at time t2, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 sharply decreases. . The comparator CP3 compares the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 with the reference voltage Vr3. When the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 becomes lower than the reference voltage Vr3, the output is set to the H level. The output of the comparator CP3 is input to the reset terminal R of the RS flip-flop FF2, and the output terminal Q of the RS flip-flop FF2 falls to the L level. That is, the generation of the start pulse from the igniter 10 causes the output of the RS flip-flop FF2 to fall to the L level as shown in FIG. Here, the reset signal from the control circuit 8 is input to the set terminal S of the RS flip-flop FF2. That is, once the start pulse is generated and the output terminal Q becomes H level once, until the reset signal from the control circuit 8 is input, the next start pulse is generated and the output of the comparator CP3 is again H level. Even in this case, the output of the RS flip-flop FF2 is kept at the L level. However, immediately after the start of the circuit operation, there is a period in which the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is lower than the reference voltage Vr3. The control circuit 8 masks the set terminal S of the RS flip-flop FF2 with the H level by applying a mask to the comparator CP3. Ignore changes in output.
[0105]
Thus, after the occurrence of the start pulse from the igniter 10 is detected and the output of the RS flip-flop FF2 becomes L level, the timed operation (waiting period Ta) of the timer circuit TM2 at time t3 as shown in FIG. Since the output of the timer circuit TM2 becomes H level, the output of the AND circuit AND1 is kept at L level, and the output of the RS flip-flop FF1 is kept at L level. That is, as shown in FIG. 17E, no stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8, and the control circuit 8 continues to turn on / off the switching element Q1.
[0106]
On the other hand, if the igniter 10 is abnormal, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 18A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. 18B. . That is, even when the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t1, no start pulse is generated from the igniter 10, so that the output of the RS flip-flop FF2 is H as shown in FIG. Will be kept at the level. As a result, as shown in FIG. 18D, at the time t3, when the time limit operation of the timer circuit TM2 ends and the output of the timer circuit TM2 becomes H level, both inputs to the AND circuit AND1 become H level. Therefore, the output of the AND circuit AND1 becomes H level, and an H level stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 through the RS flip-flop FF1 as shown in FIG. Since the control circuit 8 that has received the stop signal turns off the switching element Q1, the DC-DC conversion circuit 4 stops its operation. Other configurations and operations are the same as those of the third embodiment.
[0107]
(Seventh embodiment)
As shown in FIG. 19, the present embodiment has substantially the same configuration as that of the sixth embodiment shown in FIG. 16, but in the sixth embodiment, the generation of the start pulse from the igniter 10 is DC−. In contrast to the detection by the output voltage Vla of the DC conversion circuit 4, in the present embodiment, the supply current Ila detected by the current detection means IT provided between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 is used. Based on the above, the generation of the start pulse from the igniter 10 is detected. That is, since the capacitor C1 is discharged with the start pulse, and the current detection means IT detects a short pulse current, this phenomenon is used.
[0108]
The output of the current detection means IT is input to the comparator CP4. Contrary to the fourth embodiment, the comparator CP4 is connected so that the output level is H level with respect to an input larger than the reference voltage Vr4. That is, as the current detection means IT, one that outputs a voltage proportional to the supply current Ila is used, and when this voltage becomes higher than the reference voltage Vr4, the output of the comparator CP4 becomes H level.
[0109]
If the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 20A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. 1920). . After the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t1, a start pulse is generated from the igniter 10 at time t2, and the current detection means IT supplies current as shown in FIG. 20 (c). A short pulse current is detected as Ila. Accordingly, since the voltage corresponding to the supply current Ila (the voltage proportional to the supply current Ila is indicated by the symbol Ila in the figure) is larger than the reference voltage Vr4 set in the comparator CP4. As shown in (d), the output of the RS flip-flop FF2 changes from the H level to the L level. After that, as shown in FIG. 20E, the timed operation of the timer circuit TL ends and the output of the timer circuit TL becomes H level at time t3, but the output of the AND circuit AND1 is kept at L level, and the RS flip-flop The output of FF1 is kept at the L level. That is, as shown in FIG. 20F, no stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8, and the control circuit 8 continues to turn on / off the switching element Q1.
[0110]
On the other hand, if the igniter 10 is abnormal, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 21A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. . In other words, even if the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t1, no start pulse is generated from the igniter 10, so that an output is generated in the current detection means IT as shown in FIG. Instead, the output of the RS flip-flop FF2 is kept at the H level as shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 21E, at the time t3, when the time limit operation of the timer circuit TL is completed and the output of the timer circuit TL becomes H level, both inputs to the AND circuit AND1 become H level. Therefore, the output of the AND circuit AND1 becomes H level, and an H level stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 through the RS flip-flop FF1 as shown in FIG. Since the control circuit 8 that has received the stop signal turns off the switching element Q1, the DC-DC conversion circuit 4 stops its operation. Other configurations and operations are the same as those of the sixth embodiment. However, in the present embodiment, a voltage higher than the reference voltage Vr4 is input from the current detection means IT to the comparator 4 only when a start pulse is generated from the igniter 10, and immediately after the circuit operation starts. It is not essential to mask the RS flip-flop FF2 from the control circuit 8 in FIG. However, a mask may be set in the sense of preventing malfunction due to unstable operation immediately after the start of circuit operation.
[0111]
(Eighth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 22, the starting auxiliary circuit 5 exists between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6, and the capacitor C2 provided in the starting auxiliary circuit 5 includes two resistors R2. , R3 is connected to both ends of the capacitor C1 through a series circuit. The starting auxiliary circuit 5 shown in the present embodiment functions in the same manner as the starting auxiliary circuit 5 shown in the first embodiment although the connection relation of components is different from that in the first embodiment. In the auxiliary start circuit 5, when the DC-DC conversion circuit 4 starts operating immediately after the circuit operation starts, a charging current flows to the capacitor C2 through the resistors R2 and R3. Further, when a start pulse is generated from the igniter 10, the charge of the capacitor C2 is also discharged when the start pulse is generated in the same manner as the capacitor C1, so that a charging current flows through the capacitor C2 even after the start pulse is generated. By such an operation, the auxiliary start circuit 5 supplies electric power to the polarity inverting circuit 6 together with the capacitor C1, and therefore, a sufficient current is supplied to start the high pressure discharge lamp LP1 to assist the start.
[0112]
As described above, when the auxiliary start circuit 5 is provided, the charging current to the capacitor C2 is detected by the current detection means IT when the starting pulse is generated in the igniter 10, and to the capacitor C2 when the starting pulse is not generated. This charging current is detected only immediately after the start of the circuit operation. In the present embodiment, the presence or absence of abnormality of the igniter 10 is detected by utilizing this difference.
[0113]
In the abnormality detection circuit 12 of the present embodiment, the low-pass filter F4 that smoothes the output voltage of the current detection means IT, and the comparator CP5 that compares the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 with the reference voltage (threshold) Vr5, The presence or absence of the start pulse is detected. Here, since the current detection means IT outputs a voltage proportional to the supply current Ila from the DC-DC conversion circuit 4 to the subsequent stage, the output voltage of the current detection means IT is denoted by reference numeral Ila. Therefore, the output voltage of the low-pass filter F4 obtained by smoothing the output voltage Ila is represented by reference numeral Ilaf. As described above, since the charging current flows through the capacitor C2 of the auxiliary start circuit 5 immediately after the start pulse is generated in the igniter 10, if the igniter 10 is operating normally, the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 is 0V. A certain voltage is maintained. Therefore, by setting the reference voltage Vr5 as a voltage lower than the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 obtained when the igniter 10 operates normally and a start pulse is generated, the comparator CP5 The output can be set to L level.
[0114]
Further, since the response of the low-pass filter F4 is delayed and the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 does not rise immediately after the start of circuit operation, even if the output of the comparator CP5 becomes H level during this period, A timer circuit TM3 and an AND circuit AND2 are provided so as not to make a determination. That is, the timer circuit TM3 sets the output to the L level in the dead period Tb from the start of the circuit operation, and the AND circuit AND2 outputs a logical product of the output of the comparator CP5 and the output of the timer circuit TM3. Therefore, the AND circuit AND2 masks the output of the comparator CP5 in the dead period Tb from the start of the circuit operation. The dead time Tb is set to be shorter than the time when the start pulse is generated once by the igniter 10 and longer than the time when the output of the comparator CP5 becomes L level from the start of the circuit operation. The output of the AND circuit AND2 is input to the control circuit 8, and when the control circuit 8 receives a stop signal at which the output of the AND circuit AND2 becomes H level, the switching element Q1 is turned off and the operation of the DC-DC conversion circuit 4 is stopped. Let
[0115]
If the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 23A, and the output voltage Vla of the DC-DC converter circuit 4 changes as shown in FIG. To change. Since the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 changes as shown in FIG. 23C in response to the output voltage Ila of the current detection means IT, the output of the comparator CP5 immediately after the circuit operation starts as shown in FIG. 23D. Becomes L level. On the other hand, the output of the timer circuit TM3 becomes H level at time t1 after the dead period Tb as shown in FIG. After the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t2, a starting pulse is generated from the igniter 10 at time t3, and a charging current flows to the capacitor C2 of the starting auxiliary circuit 5. That is, the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 is maintained in a state higher than the reference voltage Vr5, and the output of the comparator CP5 is maintained at the L level as shown in FIG. As a result, no stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 as shown in FIG. 23 (f), and the control circuit 8 continues to turn on / off the switching element Q1.
[0116]
When the igniter 10 is abnormal, the output voltage VHV of the booster circuit 7 changes as shown in FIG. 24A, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 changes as shown in FIG. Immediately after the start of the circuit operation, the igniter 10 operates in the same manner as when it is normal, so that the supply current Ila is detected by the current detection means IT, and the output voltage Ilaf of the low-pass filter F4 changes as shown in FIG. . That is, the output of the comparator CP5 becomes L level as shown in FIG. 24 (d) immediately after the circuit operation starts. Thereafter, the output of the timer circuit TM3 becomes H level at time t1 as shown in FIG. 24E, and the AND circuit AND2 waits for the output change of the comparator CP5. If the igniter 10 is abnormal, a starting pulse is not generated from the igniter 10 even when the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the control voltage VS1 at time t2, so a low-pass filter as shown in FIG. The output voltage Ilaf of F4 gradually decreases and becomes lower than the reference voltage Vr5 at time t4. At this time, since the output of the comparator CP5 becomes H level as shown in FIG. 24D, it is detected that the start pulse has not occurred, and H is applied to the stop terminal STP of the control circuit 8 as shown in FIG. A level stop signal is input. The control circuit 8 that has received the stop signal turns off the switching element Q1, and thus the DC-DC conversion circuit 4 stops its operation. Other configurations and operations are the same as those of the sixth embodiment.
[0117]
In the present embodiment, an example in which the start assist circuit 5 is provided at the subsequent stage of the DC-DC conversion circuit 4 is shown. However, as is apparent from the above-described operation, a capacitor provided at the subsequent stage of the DC-DC conversion circuit 4 is shown. If the circuit is a circuit that discharges the charge of the capacitor with the generation of the start pulse in the igniter 10 and the charge current to the capacitor flows through the DC-DC conversion circuit 4 after the start pulse is generated, the circuit is not necessarily started. The auxiliary circuit 5 is not necessarily required.
[0118]
(Ninth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 25, the voltage is boosted from the DC-DC conversion circuit 4 separately from the current detection means IT (corresponding to the current detection resistor R1) that detects the output current of the DC-DC conversion circuit 4. A resistor Re is provided in a path through which an input current to the circuit 7 passes, and a voltage across the resistor Re is detected by the abnormality detection circuit 12.
[0119]
The abnormality detection circuit 12 includes a diode D8 having a cathode connected to the connection point between the resistor Re and the booster circuit 7. The low-pass filter F5 is connected to the anode of the diode D8, and the output of the low-pass filter F5 passes through the inverting amplifier CA. Is input to the comparator CP6. The comparator CP6 compares the output of the inverting amplifier CA with the reference voltage (threshold) Vr6, and sets the output to the H level during a period when the output of the inverting amplifier CA is lower than the reference voltage Vr6. The output of the comparator CP6 becomes one input of the 2-input AND circuit AND3. The other input of the AND circuit AND3 is an output of the timer circuit TM4 that limits the dead period from the start of the circuit operation. The timer circuit TM4 sets the output to the H level when the dead period elapses from the start of the circuit operation.
[0120]
Now, if the igniter 10 is not connected or the igniter 10 does not operate, the amount of power supplied to the booster circuit 7 decreases because the igniter 10 is operated. That is, since the current flowing through the resistor Re is also reduced, the potential at the connection point between the resistor Re and the diode D8 rises (approaches the reference potential) compared to when the igniter 10 is normal. Therefore, when the voltage at the connection point between the resistor Re and the diode D8 is rectified by the diode D8 and then smoothed by the low-pass filter F5, the polarity is inverted by the inverting amplifier CA and then input to the comparator CP6, the output of the inverting amplifier CA is boosted. The smaller the current supply to the circuit 7, the smaller. That is, if there is an abnormality such as the igniter 10 not being connected, the input to the comparator CP6 decreases and the output of the comparator CP6 becomes H level.
[0121]
Further, since the response of the low-pass filter F5 is delayed and the output voltage of the low-pass filter F5 does not rise immediately after the start of the circuit operation, it is determined that the igniter 10 is abnormal even if the output of the comparator CP6 becomes H level during this time. In order to avoid this, a timer circuit TM4 and an AND circuit AND3 are provided. That is, the timer circuit TM4 outputs an L level during the dead period from the start of the circuit operation, and the AND circuit AND3 outputs a logical product of the output of the comparator CP6 and the output of the timer circuit TM4. Therefore, the AND circuit AND3 masks the output of the comparator CP6 in the dead period from the start of the circuit operation. The dead period is set to be shorter than the time when the starting pulse is generated once by the igniter 10 and longer than the time when the output of the comparator CP6 becomes L level from the start of the circuit operation. The output of the AND circuit AND3 is input to the control circuit 8. When the control circuit 8 receives a stop signal at which the output of the AND circuit AND3 becomes H level, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped.
[0122]
Therefore, if the igniter 10 operates normally, the voltage across the resistor Re is lowered (away from the reference potential) during the dead period limited by the timer circuit TM4, and the input voltage to the comparator CP6 is increased. The output of the comparator CP6 becomes L level. Thereafter, when the dead period ends, the output of the timer circuit TM4 becomes H level, and the AND circuit AND3 can input the output change of the comparator CP6 to the control circuit 8. If the igniter 10 is operating normally, the output of the comparator CP6 is kept at the L level, so that the control circuit 8 continues the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6.
[0123]
On the other hand, if the igniter 10 is abnormal, the current supplied to the booster circuit 7 is small, so that the output of the comparator CP6 becomes H level. Since the output of the timer circuit TM4 becomes H level after the dead period ends, the output of the AND circuit AND3 becomes H level at the end of the dead period, and a stop signal is input to the control circuit 8. As a result, the control circuit 8 stops the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment. The resistor Re provided for current detection also functions as an impedance element for limiting the current supplied to the booster circuit 7. Other configurations and operations are the same as those of the sixth embodiment.
[0124]
(Tenth embodiment)
In the present embodiment, the presence / absence of connection of the igniter 10 is determined using the operation of the igniter 10 shown in FIG. Now, if the voltage drop at the current detection means IT is ignored and the reference potential of the DC power supply 1 is set to the reference potential of the output voltage VHV of the booster circuit 7, the output of the booster circuit 7 when the igniter 10 is connected. The voltage VHV is a voltage obtained by adding the voltage at both ends of the capacitor C8 to the potential at one output terminal of the polarity inverting circuit 6. Therefore, if the potential of one output terminal to which the capacitor C8 is connected is changed by the operation of the polarity inverting circuit 6, the output voltage VHV is also changed. On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the capacitor C8 does not exist, and therefore the output voltage VHV of the booster circuit 7 does not change even when the polarity inversion circuit 6 operates. By utilizing this phenomenon, it is possible to determine whether or not the igniter 10 is connected.
[0125]
Therefore, in the abnormality detection circuit 12 of the present embodiment, the output voltage VHV of the booster circuit 7 is input to the differentiation circuit DF to extract the changing point of the output voltage VHV, and the output of the differentiation circuit DF is input to the comparator CP7. By comparing with the reference voltage Vr7, it is determined whether or not the operation of the polarity inverting circuit 6 is reflected in the output voltage of the booster circuit 7. The output of the comparator CP7 is input to the reset terminal R of the RS flip-flop FF4, and the reset signal output from the control circuit 8 is input to the set terminal S of the RS flip-flop FF4. The output terminal Q of the RS flip-flop FF4 is connected to one input terminal of the two-input AND circuit AND4, and the other input terminal of the AND circuit AND4 is connected to the output terminal of the timer circuit TM5. Further, the output terminal of the AND circuit AND4 is connected to the control circuit 8, and when the H level stop signal is input to the stop terminal STP of this terminal, the control circuit 8 stops the switching element Q1 from being turned on / off (switching). The element Q1 is turned off), and the operation of the DC-DC conversion circuit 4 is stopped.
[0126]
The timer circuit TM5 limits the fixed dead time Tc from the start of the circuit operation, keeps the output at the L level until the dead time Tc elapses from the start of the circuit operation, and sets the output to the H level after the dead time Tc elapses. . The dead time Tc is set longer than the time when the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit 6 is inverted at least once after the circuit operation starts. However, when the igniter 10 is not connected, the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit 6 is inverted twice so that the operations of the polarity inversion circuit 10 and the DC-DC conversion circuit 4 can be stopped in as short a time as possible. It is desirable to set it shorter than the time to do.
[0127]
The operation of this embodiment will be described below. Now, the polarity when the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit 6 is first inverted after the circuit operation is started is defined. When the igniter 10 is normally connected, the first polarity inversion causes the differentiation circuit DF. Is set to exceed the reference voltage Vr7. That is, it is assumed that the comparator CP7 outputs an H level when the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit 6 is first inverted after the circuit operation is started.
[0128]
When the igniter 10 operates normally, as shown in FIG. 27, when the circuit operation is started, the output terminal connected to the capacitor C8 in the polarity inverting circuit 6 as shown in FIG. The potential is inverted from negative to positive, and the output voltage VHV of the booster circuit 7 rises discontinuously as shown in FIG. At this time, a short-time pulse indicating the change point of the input voltage is generated at the output of the differentiating circuit DF as shown in FIG. 27C, and this pulse exceeds the reference voltage Vr7 set in the comparator CP7. An H level trigger signal is input to the reset terminal R of the flip-flop FF4, and the output of the RS flip-flop FF4 falls to the L level as shown in FIG. Thereafter, the output of the timer circuit TM5 becomes H level at time t2 as shown in FIG. 27 (e), but there is no period in which the inputs to the AND circuit AND4 are simultaneously H level, so that as shown in FIG. 27 (f). The output of the AND circuit AND4 does not change, and an H level stop signal is not input to the stop terminal STP of the control circuit 8, and the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 operate normally.
[0129]
On the other hand, when the igniter 10 is not connected, even if the polarity of the output voltage of the polarity inverting circuit 6 is inverted at the time t1 after the circuit operation starts as shown in FIG. As shown in FIG. 28, since there is no influence on the output voltage VHV of the booster circuit 7, no change occurs in the output of the differentiating circuit DF as shown in FIG. 28C, and the output of the comparator CP7 is kept at the L level. Be drunk. As shown in FIG. 28D, the RS flip-flop FF4 is set to the H level by the signal from the control circuit 8 to the set terminal S at the start of the circuit operation, and the timer circuit TM5 is as shown in FIG. If the output is set to H level at time t2, the output of the AND circuit AND4 also becomes H level as shown in FIG. That is, an H level stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 at time t2, and the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped.
[0130]
In this embodiment, since the presence or absence of connection of the igniter 10 is detected by using the output voltage VHV of the booster circuit 7 having a relatively high voltage, in order to reduce the voltage stress of the abnormality detection circuit 12, a circuit is used. It is desirable to detect the output voltage VHV in a relatively low voltage period from the start of operation until the voltage of each part sufficiently rises. In the illustrated example, the polarity of the output voltage of the polarity inverting circuit 6 is illustrated as the time when the polarity of the output voltage is reversed from the negative electrode to the positive electrode. Further, since it is determined whether or not the igniter 10 is connected immediately after the start of the circuit operation, it is not always necessary to operate the polarity inverting circuit 4 in the same manner as the normal operation. For example, all switching elements constituting the polarity inverting circuit 6 The output voltage VHV of the booster circuit 7 may be measured by controlling the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit 6 to be a specified polarity from the state where Q2 and Q5 are turned off.
[0131]
(Eleventh embodiment)
The configuration shown in FIG. 29 has the same configuration as that of the first embodiment, and the configuration having the same reference numerals as those in FIG. 1 has the same functions. Therefore, in the following description, FIG. 1 will be referred to as appropriate for symbols not shown in FIG. As described above, the igniter 10 and the high-pressure discharge lamp LP1 are connected to the polarity inversion circuit 6 and the booster circuit 7 through the output connection unit 9. That is, the igniter 10 and the high-pressure discharge lamp LP1 are provided as load circuits by being separated from a circuit board on which other components are mounted at the time of mounting. Therefore, by using a connector as the output connection portion 9, the igniter 10 and the high pressure discharge lamp LP1 can be attached and detached.
[0132]
Incidentally, the igniter 10 includes the capacitor C7 connected between the output terminals of the polarity inversion circuit 6 in order to reduce the influence on the polarity inversion circuit 6 when the start pulse is generated as described above. Therefore, if the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity reversing circuit 6 are operating, the voltage applied to the capacitor C7 is alternately reversed by the polarity reversing circuit 6, so that the switching elements constituting the polarity reversing circuit 6 are turned on. A current for charging the capacitor C7 flows with the turning off. That is, if the igniter 10 is connected via the output connecting portion 9, a current for charging the capacitor C7 flows. Therefore, by detecting the presence of this current, it is detected whether the igniter 10 is connected. It becomes possible.
[0133]
Therefore, a current is detected between the DC-DC conversion circuit 4 and the output connection portion 9 and serving as a current path for charging the capacitor C7 (between the start auxiliary circuit 5 and the polarity inversion circuit 6 in the illustrated example). Resistance Rf is inserted, and the presence or absence of a current for charging the capacitor C7 is detected by the voltage across the resistor Rf. The voltage across the resistor Rf is amplified by the inverting amplifier VT8 and compared with the reference voltage (threshold value) Vr8 by the comparator CP8. In the illustrated configuration, the reference potential of the output of the DC-DC conversion circuit 4 is set to the high potential side, and when the resistor Rf is inserted in the illustrated portion, the polarity of the voltage across the resistor Rf becomes negative. Therefore, the polarity of the input voltage to the comparator CP8 is inverted using the inverting amplifier VT8. The output of the comparator CP8 is input to the control circuit 8, and when the output of the comparator CP8 does not become H level when the switching element of the polarity inverting circuit 6 is turned on, it is determined that the igniter 10 is not connected. The control circuit 8 stops the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6.
[0134]
The operation will be briefly described below. When the circuit operation start is instructed, the control circuit 8 operates the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 and turns on the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inversion circuit 6 as shown in FIGS.・ Control off. In the illustrated example, the switching elements Q3 and Q4 are on, and the switching elements Q2 and Q5 are off. Further, since the DC-DC conversion circuit 4 is operating, as shown in FIG. 30C, the absolute value of the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 suddenly increases with time. The reason why the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 has a negative polarity is that the high potential side of the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is used as a reference potential.
[0135]
Assuming that the igniter 10 is connected to the output connection portion 9, the current i1 for charging the capacitor C7 flows as shown in FIG. 30 (d) when the switching elements Q2 to Q5 are turned on as described above. Here, since the potential at the right end of the resistor Rf in FIG. 29 is lower than the potential at the left end, the input voltage to the comparator CP8 becomes as shown in FIG. 30E by inverting the polarity with the inverting amplifier VT8. Here, by setting the reference voltage Vr8 so that the voltage output from the inverting amplifier VT8 corresponding to the current i1 exceeds the reference voltage Vr8, the output of the comparator CP8 is set to the H level, and the control circuit 8 is ignited. 10 can be recognized. That is, in the control circuit 8 of this embodiment, once the input to the stop terminal STP becomes H level after the circuit operation starts, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are continued.
[0136]
On the other hand, when the igniter 10 is not connected to the output connection portion 9, even if the switching elements Q2 to Q5 are turned on, the current i1 for charging the capacitor C7 does not flow to the resistor Rf as shown in FIG. As shown in FIG. 30 (g), the output voltage of the inverting amplifier VT8 is also approximately 0V, and the output of the comparator CP8 is kept at the L level. That is, the control circuit 8 recognizes that the igniter 10 is not connected because the output of the comparator CP8 does not become H level within a specified time from the start of the circuit operation, and stops the L level at the stop terminal STP of the control circuit 8. It is determined that a signal has been input.
[0137]
Whether or not the igniter 10 is connected may be detected only immediately after the start of the circuit operation. The resistor Rf can also be used as a current detection means for detecting the output current of the DC-DC conversion circuit 4, but when the start auxiliary circuit 5 is included, a capacitor provided in the start auxiliary circuit 5 It is desirable to provide a resistor Rf at a site where no misidentification occurs as a current for charging the battery. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0138]
(Twelfth embodiment)
In the eleventh embodiment, the control circuit 8 is operated so that the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are simultaneously operated when the circuit operation is started. However, the circuit shown in FIG. In the configuration, if the DC-DC conversion circuit 4 is operated prior to the start of the operation of the polarity inversion circuit 6, the change in the current i1 for charging the capacitor C7 detected by the resistor Rf can be further abrupt. That is, it becomes easier to identify whether or not the igniter 10 is connected.
[0139]
The operation will be briefly described below. When the start of circuit operation is instructed, the control circuit 8 operates only the DC-DC conversion circuit 4 to sufficiently increase the absolute value of the output voltage Vla as shown in FIG. When the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches a specified voltage, the control circuit 8 keeps the switching elements Q2 and Q5 of the polarity inversion circuit 6 off as shown in FIGS. Elements Q3 and Q4 are turned on. If the igniter 10 is connected, an abrupt current i1 for charging the capacitor C7 flows as shown in FIG. 31 (d). As a result, the output of the inverting amplifier VT8 reduces the reference voltage Vr8 as shown in FIG. 31 (e). It will greatly exceed. That is, it can be reliably detected that the igniter 10 is connected. In other words, since the current i1 for charging the capacitor C7 is relatively large, the reference voltage Vr8 can be set relatively high, and the comparison by the comparator CP8 is facilitated.
[0140]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the current i1 for charging the capacitor C7 does not flow as shown in FIG. 31 (f), so that no output appears in the inverting amplifier VT8 as shown in FIG. 31 (g). . As a result, the output of the comparator CP8 is kept at the L level, and the control circuit 8 can recognize that the igniter 10 is not connected because the output of the comparator CP8 does not become the H level.
[0141]
In the above operation, the operation of the polarity inversion circuit 6 is stopped (all the switching elements Q2 to Q5 are turned off) until the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 reaches the specified voltage. It is not necessary to keep the switching elements Q2 to Q5 off, and it is sufficient that the current i1 for charging the capacitor C7 does not flow. For example, switching elements Q2, Q3, and Q5 may be turned off and switching element Q4 may be turned on. The resistor Rf can also be used as current detection means for detecting the output current of the DC-DC conversion circuit 4 (that is, the function of the resistor R1), but when the start assist circuit 5 is included. It is desirable to provide a resistor Rf at a site where the current provided for charging the capacitor provided in the starting auxiliary circuit 5 is not mistakenly recognized. Other configurations and operations are the same as those in the eleventh embodiment.
[0142]
(Thirteenth embodiment)
In the eleventh embodiment and the twelfth embodiment, the configuration for detecting the current for charging the capacitor C7 provided in the igniter 10 is adopted. However, the igniter 10 accumulates electric charges for generating a start pulse. A capacitor C8 is also provided, and whether or not the igniter 10 is connected can be detected by detecting a current for charging the capacitor C8.
[0143]
However, as shown in FIG. 32, even if the resistor Rf is inserted between the auxiliary start circuit 5 and the polarity inversion circuit 6 and the normal operation is performed, the current for charging the capacitor C8 cannot be detected. Therefore, immediately after the start of the circuit operation, in order to detect the presence / absence of connection of the igniter 10, the current flowing through the resistor Rf reflects the presence / absence of connection of the igniter 10 by performing an operation different from normal. Other configurations denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment can use the same circuit as that in the first embodiment. Therefore, in the following description, FIG. 1 will be referred to as appropriate for symbols not included in FIG.
[0144]
The current i2 flowing through the resistor Rf is detected by the voltage across the resistor Rf and amplified by the non-inverting amplifier VT9. The output voltage of the non-inverting amplifier VT9 is compared with the reference voltage (threshold value) Vr9 by the comparator CP9. When the output voltage of the non-inverting amplifier VT9 is higher than the reference voltage Vr9, the output of the comparator CP9 becomes H level. The output of the comparator CP9 is input to the control circuit 8. The control circuit 8 determines that the igniter 10 is connected when the output of the comparator CP9 becomes H level immediately after the start of the circuit operation.
[0145]
In the polarity inverting circuit 6, as described above, the four switching elements Q2 to Q5 are bridge-connected, and each series circuit of the two switching elements Q2 to Q5 forms each arm of the bridge. The connection point of switching elements Q3 and Q5 is connected to one end of capacitor C8. Since switching elements Q2 to Q5 use MOSFETs, there are body diodes D2 to D5, respectively. The body diodes D2 to D5 have a configuration in which an anode is connected to a source of each switching element Q2 to Q5 and a cathode is connected to a drain, and the polarity of flowing a current in a direction opposite to that when the switching elements Q2 to Q5 are turned on. It has become.
[0146]
Therefore, in the control circuit 8, immediately after the circuit operation starts, the polarity inversion circuit 6 is controlled so that only the DC-DC conversion circuit 4 is operated and all the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inversion circuit 6 are kept off. . With this control, a current for charging the capacitor C8 flows through the path of the capacitor C1-boost circuit 7-capacitor C8-body diode D5-resistor Rf-capacitor C1 of the DC-DC conversion circuit 4. That is, since the current i2 flows through the resistor Rf if the igniter 10 is connected, a voltage higher than the reference voltage Vr9 is applied to the comparator CP9, and the output of the comparator CP9 becomes the H level, so that the twelfth embodiment is performed. Similarly to the embodiment, the control circuit 8 can recognize the connection of the igniter 10.
[0147]
The operation will be briefly described below. When the circuit operation start is instructed, the control circuit 8 operates only the DC-DC conversion circuit 4 and all the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inversion circuit 6 are turned off as shown in FIGS. keep. Therefore, if the igniter 10 is connected, the current i2 for charging the capacitor C8 flows through the path passing through the resistor Rf as shown in FIG. 33C, and the output of the non-inverting amplifier VT9 is as shown in FIG. 33D. The reference voltage Vr9 is exceeded. As a result, the control circuit 8 can recognize that the output of the comparator CP9 is at the H level and the igniter 10 is connected. In this case, it is determined that the igniter 10 is connected, and the control circuit 8 starts the on / off operation of the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inverting circuit 6.
[0148]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the current i2 for charging the capacitor C8 does not flow as shown in FIG. 33 (e), so that the output also appears in the non-inverting amplifier VT9 as shown in FIG. 33 (f). Absent. As a result, the output of the comparator CP9 is kept at L level, and the control circuit 8 recognizes that the igniter 10 is not connected because the output of the comparator CP9 does not become H level. That is, if the output of the comparator CP9 does not become H level before the switching elements Q2 to Q8 of the polarity inverting circuit 6 are started after the circuit operation starts, there is an abnormality such as the igniter 10 not being connected. And the operation of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 is stopped.
[0149]
By the way, in the normal operation of the polarity inverting circuit 6, the current flowing from the booster circuit 7 toward the capacitor C8 is a path of the DC-DC converter circuit 4-boost circuit 7-capacitor C8-switching element Q3-DC-DC converter circuit 4. The current passing through the resistor Rf at this time is directed from the DC-DC conversion circuit 4 toward the polarity inversion circuit 6. On the other hand, in the above-described operation, the current for charging the capacitor C8 is detected through a path different from that in the normal operation of the polarity inversion circuit 6, and the direction of the current flowing through the resistor Rf is determined from the polarity inversion circuit 6. As a result, the presence / absence of connection of the igniter 10 is detected based on information not detected in the normal operation. As a result, it can be clearly distinguished from the information obtained by the voltage across the resistor Rf in normal operation, and the possibility of erroneous detection is reduced.
[0150]
In the above-described operation example, all the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inverting circuit 6 are turned off immediately after the start of the circuit operation. However, the current that charges the capacitor C8 with a different path and different polarity from the normal operation If the presence or absence of connection of the igniter 10 can be detected by flowing it to Rf, the operation of the switching elements Q2 to Q5 and the position of the resistor Rf are not limited to the above-described example. For example, switching elements Q2, Q3, and Q5 may be turned off and switching element Q4 may be turned on. The resistor Rf can also be used as a current detection means for detecting the output current of the DC-DC conversion circuit 4, but when the start auxiliary circuit 5 is included, a capacitor provided in the start auxiliary circuit 5 It is desirable to provide a resistor Rf at a site where no misidentification occurs as a current for charging the battery. Other configurations and operations are the same as those in the eleventh embodiment.
[0151]
(Fourteenth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 34, a current detection means DT is provided between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6, and the igniter 10 is connected based on the current detected by the current detection means DT. In order to determine the presence or absence of voltage, a voltage generation circuit GV for applying a DC voltage is provided at the output terminal of the booster circuit 7. Other configurations denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment can use the same circuit as that in the first embodiment. Therefore, in the following description, FIG. 1 will be referred to as appropriate for symbols not included in FIG.
[0152]
The voltage generation circuit GV is a series circuit of a DC power source DC1 and a switch element S1, and is connected between the output end (reference potential side) of the DC-DC conversion circuit 4 and the output end of the booster circuit 7. However, the current detection means DT is provided between the voltage generation circuit GV and the polarity inversion circuit 6. Therefore, the current id flowing to the input side of the polarity inversion circuit 6 is detected when a voltage is applied to the polarity inversion circuit 6 by the voltage generation circuit GV through the igniter 10. The igniter 10 includes the capacitor C8 inserted between one output terminal of the booster circuit 7 and one output terminal of the polarity inverting circuit 6 as described above, and the resistor R6 is connected in parallel to the capacitor C8. .
[0153]
Next, the operation of this embodiment will be described. In the specified inspection period Td (see FIG. 35) from the start of the circuit operation, the operation of the DC-DC conversion circuit 4 is stopped in the control circuit (not shown). That is, when the power is turned on as shown in FIG. 35 (a), the switching element Q1 is kept off as shown in FIG. 35 (e). Therefore, the output from the DC-DC conversion circuit 4 is not given to the polarity inversion circuit 6 and the booster circuit 7, and the current id accompanying the power supply from the DC-DC conversion circuit 4 is not detected by the current detection means DT. .
[0154]
On the other hand, in the inspection period Td, the set of switching elements Q2 and Q5 or the set of switching elements Q3 and Q4 of the polarity inverting circuit 6 is turned on. At this time, the switch element S1 is turned on as shown in FIG. As a result, the voltage of the DC power supply DC1 is applied to the resistor R6 of the igniter 10 through the polarity inversion circuit 6. That is, since the switching elements Q2 to Q5 constituting the polarity inverting circuit 6 are MOSFETs and have body diodes, a current flows between both ends of the DC power source DC1 through the above-described resistor R6, and therefore, the current detection means DT. Thus, the current id can be detected as shown in FIG. By the way, if the threshold value th for the current id is appropriately set in the current detection means DT, when the current id exceeds the threshold th after the start of the circuit operation as shown in FIG. Such a detection signal det can be generated. Thus, when the connection of the igniter 10 is detected in the inspection period Td for inspecting whether or not the igniter 10 is connected, the switch element S1 is turned off, and the switching elements Q1 to Q5 are normally operated as shown in FIG.
[0155]
On the other hand, when the igniter 10 is not connected, even if the switch element S1 is turned on, a path passing through the resistor R6 is not formed. As a result, even if no current is detected by the current detection means DT, the threshold th is exceeded. Absent. That is, the output of the current detection means DT does not become H level, and the control circuit 8 can recognize that the igniter 10 is not connected. Here, when it is detected that the igniter 10 is not connected, the switching elements Q1 to Q5 are kept off in the control circuit 8 and the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. Needless to say.
[0156]
In the present embodiment, the voltage from the DC power source DC1 is applied to the output connection unit 9 in the inspection period Td. However, the DC power source DC1 is provided for inspecting the connection of the igniter 10 and is not for driving. Therefore, a low voltage can be used. As a result, there is no danger of electric shock even if the terminals TN3 to TN5 are exposed during the inspection period Td.
[0157]
The voltage generation circuit GV may be provided separately as in the illustrated example, but a part of the output of the DC-DC conversion circuit 4 is diverted or the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is limited to a low voltage. The same operation is possible even when a low voltage is applied between the output terminals of the booster circuit 7 by operating the circuit. Further, the current detection means DT may be provided in any part as long as it can detect the current flowing between the voltage generation circuit Vt and the igniter 10. Furthermore, the current detection means DT can also be used as a current detection means for detecting the output current of the DC-DC conversion circuit 4. Here, the current value detected by the current detection means DT in the inspection period Td is significantly larger than the current output from the DC-DC conversion circuit 4 for use in lighting the high-pressure discharge lamp LP1 during normal operation. Although it is small, the DC-DC conversion circuit 4 is inactive during the inspection period Td. Therefore, the current is detected in the inspection period Td without being affected by noise caused by the operation of the DC-DC conversion circuit 4. As a result, even the current detection means DT having a relatively low sensitivity can detect the current during the inspection period Td. Other configurations and operations are the same as those in the eleventh embodiment.
[0158]
(Fifteenth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 36, a capacitor Cf is provided to integrate the output voltage of the booster circuit 7, and voltage detection means VT10 for detecting the output voltage VHV of the booster circuit 7, An integrating circuit is constituted by the capacitor Cf charged by the output of the detecting means VT10. The voltage across the capacitor Cf is compared with the reference voltage (threshold value) Vr10 by the comparator CP10, and when the output of the comparator CP10 becomes H level, it is input to the stop terminal STP of the control circuit 8 as a stop signal. That is, the voltage detection means VT10 is composed of a voltage dividing circuit using a plurality of resistors, for example, and outputs a voltage proportional to the output voltage VHV of the booster circuit 7. Other configurations denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment can use the same circuit as that in the first embodiment. Therefore, in the following description, reference will be made to FIG. 1 as appropriate for symbols not included in FIG.
[0159]
Thus, when the igniter 10 and the high-pressure discharge lamp LP1 are connected and the igniter 10 operates normally, when the voltage across the capacitor C8 provided in the igniter 10 reaches the threshold voltage of the spark gap SG1, the spark gap SG1 becomes conductive. Thus, the electric charge of the capacitor C8 is released, a start pulse is generated in the secondary winding of the pulse transformer PT1, and the start pulse is applied to the high pressure discharge lamp LP1 to start the high pressure discharge lamp LP1. Thus, when the high pressure discharge lamp LP1 starts normally, the output of the voltage detection means VT10 and the reference voltage Vr10 are set so that the voltage across the capacitor Cf does not reach the reference voltage Vr10 at the time of starting. If the high pressure discharge lamp LP1 starts normally, the stop signal is not input to the control circuit 8. Here, by providing the capacitor Cf, even if an instantaneous change occurs in the output voltage VHV of the booster circuit 7, no stop signal is input to the control circuit 8, and malfunction due to noise is unlikely to occur. is there.
[0160]
On the other hand, even if the igniter 10 is connected, if the high-pressure discharge lamp LP1 does not start due to an abnormality of the igniter 10 or an abnormality of the high-pressure discharge lamp LP1, the state where the spark gap SG1 repeats the discharge may continue. That is, as shown in FIG. 37A, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rises during the charging process of the capacitor C8, and repeats a change that rapidly decreases due to the discharge of the spark gap SG1. At this time, the voltage across the capacitor Cf gradually increases as shown in FIG. 37B and reaches the reference voltage Vr10 at time t1, so that the output of the comparator CP10 becomes H level and a stop signal is input to the control circuit 8. Is done. As a result, when the high-pressure discharge lamp LP1 does not start even though the start pulse is generated, the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 stop immediately.
[0161]
If the igniter 10 is not connected, the terminal TN5 is opened, so that the output voltage VHV of the booster circuit 7 rapidly increases immediately after the start of the circuit operation as shown in FIG. The voltage also rises rapidly as shown in FIG. 38B and reaches the reference voltage Vr10 at time t2 immediately after the start of the circuit operation. That is, the output of the comparator CP10 becomes H level and the stop signal is input to the stop terminal STP of the control circuit 8, and as a result, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. FIG. 38 shows a state in which the operation of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 continues even after the time t2, and the voltage across the capacitor Cf exceeds the reference voltage Vr10 even after the time t2. Actually, when the voltage across the capacitor Cf reaches the reference voltage Vr10 at time t2, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. The voltage and the voltage across the capacitor Cf do not rise. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0162]
(Sixteenth embodiment)
As shown in FIG. 39, the present embodiment includes voltage detection means VT11 that outputs a voltage proportional to the output voltage of the booster circuit 7, and a comparator CP12 that compares the output voltage of the voltage detection means VT11 with a reference voltage Vr2. . Further, the output of the comparator CP12 becomes one input of the 2-input AND circuit AND6, and the output of the AND circuit AND6 is input to the timer circuit TM6. The output of the timer circuit TM6 becomes the other input of the AND circuit AND6, and when the output of the timer circuit TM6 becomes L level, a stop signal (that is, an L level signal is stopped in the stop terminal STP of the control circuit 8). Input). The timer circuit TM6 is reset at the start of the circuit operation to set the output to the H level, and to set the output to the L level after the time limit operation ends. Further, when the input of the timer circuit TM6 rises to the H level in the middle of the timed operation, it is retriggered to extend the timed operation. Hereinafter, the period of the timed operation of the timer circuit TM6 is referred to as a timed period Te. Other configurations denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment can use the same circuit as that in the first embodiment. Accordingly, in the following description, FIG. 1 is referred to as appropriate for symbols not included in FIG.
[0163]
Thus, when the igniter 10 and the high pressure discharge lamp LP1 are connected and the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rises during the charging process of the capacitor C8 as shown in FIG. The change of rapidly decreasing due to the discharge of the spark gap SG1 is repeated. At this time, the output of the voltage detection means VT11 repeats the state exceeding the reference voltage Vr2 and the state below the reference voltage Vr2 as shown in FIG. 40B, and the output of the voltage detection means VT11 becomes below the reference voltage Vr2. The period is shorter. If the output of the timer circuit TM6 is at the H level, the AND circuit AND6 repeatedly generates a pulsed output as shown in FIG. 40C, and the timer circuit TM6 is repeatedly triggered. As in 40 (d), the output is kept at the H level. In short, the input to the control circuit 8 is kept at the H level, and the control circuit 8 performs a normal operation in which the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are continuously operated.
[0164]
On the other hand, even if the igniter 10 is connected, if the discharge of the spark gap SG1 is not performed within the time period Te of the timer circuit TM6 due to deterioration over time of the spark gap SG1, the timer circuit TM6 remains within the time period Te. Therefore, the output of the timer circuit TM6 becomes L level. As a result, a stop signal is input to the control circuit 8, and the control circuit 8 stops the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6.
[0165]
If the igniter 10 is not connected, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rapidly increases immediately after the start of the circuit operation as shown in FIG. ), The output voltage of the voltage detection means VT11 also rises rapidly and exceeds the reference voltage Vr2, so that the output of the AND circuit AND6 instantaneously becomes H level only at the start of the circuit operation as shown in FIG. 41 (c). Thereafter, the output voltage of the voltage detection means VT11 does not become lower than the reference voltage Vr2, and the output of the timer circuit TM6 becomes L level at time t1 after the end of the time period Te as shown in FIG. A stop signal is input to 8. As a result, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. FIG. 40 shows a state in which the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are continued after the output of the timer circuit TM6 becomes L level at time t1 and the stop signal is input to the control circuit 8. The output of the voltage detection means VT11 is maintained higher than the reference voltage Vr2 even after the time t1, but actually, when the output of the timer circuit TM6 becomes L level at the time t1, the DC-DC Since the operations of the conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped, the output voltage of the booster circuit 7 is lowered. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0166]
(Seventeenth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 42, voltage detection means VT12 that outputs a voltage proportional to the output voltage of the booster circuit 7, and a comparator that compares the output voltage of the voltage detection means VT12 with a reference voltage (specified value) Vr12. Further, the output of the comparator CP12 is used as one input of a two-input AND circuit AND7, and the other input of the AND circuit AND7 is input from the timer circuit TM7. The comparator CP12 sets the output to H level when the output of the voltage detection means VT12 exceeds the reference voltage Vr12, the output of the AND circuit AND7 is input to the control circuit 8, and stops when the output of the AND circuit AND7 becomes H level. A signal is input. The timer circuit TM7 sets the output to the H level after a prescribed determination period Tf from the start of circuit operation. In addition, the circuit similar to 1st Embodiment can be used for the other structure which attached | subjected the same code | symbol as 1st Embodiment. Therefore, in the following description, FIG. 1 will be referred to as appropriate for symbols not included in FIG.
[0167]
Thus, when the igniter 10 and the high pressure discharge lamp LP1 are connected and the igniter 10 operates normally, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rises in the charging process of the capacitor C8 as shown in FIG. It decreases rapidly due to the discharge of the spark gap SG1. That is, the output of the voltage detection means VT12 is equal to or lower than the reference voltage Vr12 immediately after the start of the circuit operation as shown in FIG. 43B, but reaches the reference voltage Vr12 at time t2. Therefore, as shown in FIG. 43C, the output of the comparator CP12 becomes H level at time t2. The determination period Tf of the timer circuit TM7 is set to be shorter than the period from the start of the circuit operation to the time t2, and when the determination period Tf elapses from the start of the circuit operation as shown in FIG. The output of the timer circuit TM7 becomes H level for a short time. Here, since the output of the comparator CP12 and the output of the timer circuit TM7 are input to the AND circuit AND7, and there is no period in which both inputs are simultaneously at the H level in the AND circuit AND7, the output of the AND circuit AND7 is as shown in FIG. ) As shown in FIG. That is, no stop signal is input to the control circuit 8, and the control circuit 8 performs a normal operation that keeps the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 operating.
[0168]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rapidly rises immediately after the start of the circuit operation as shown in FIG. ), The output voltage of the voltage detection means VT12 also rises rapidly and exceeds the reference voltage Vr12 at time t3. That is, at time t3, the output of the comparator CP12 becomes H level as shown in FIG. As shown in FIG. 44 (d), the determination period Tf in the timer circuit TM7 is set longer than the period from the start of the circuit operation to the time t3. Therefore, when the determination period Tf by the timer circuit TM7 ends at the time t1, As shown in FIG. 44 (e), the output of the AND circuit AND7 becomes H level at time t1, and a stop signal can be input to the stop terminal STP of the control circuit 8. As a result, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. As described above, the presence / absence of connection of the igniter 10 is detected using the difference in the rising speed of the output voltage VHV of the booster circuit 7 from the start of the circuit operation. If the igniter 10 is not connected, the circuit operation starts. Since the stop signal can be generated during the period from the start to the generation of the first start pulse, circuit protection can be performed quickly.
[0169]
FIG. 44 shows a state in which the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inverting circuit 6 are continued even after time t1, and the output voltage VHV and voltage detection means VT12 of the booster circuit 7 even after time t1. However, when the output of the timer circuit TM7 becomes H level at the time t1, the operations of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 are stopped. The output voltage VHV and the output of the voltage detection means VT12 will drop. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0170]
(Eighteenth embodiment)
In the sixteenth embodiment, the output voltage of the booster circuit 7 is monitored to determine whether the igniter 10 is connected and whether the high pressure discharge lamp LP1 is started. In this embodiment, the output current of the booster circuit 7 is determined. Is used to determine whether or not the igniter 10 is connected and whether or not the high-pressure discharge lamp LP1 is started.
[0171]
As shown in FIG. 45, current detection means IT13 and VT13 for detecting the current flowing between the output terminal of the booster circuit 7 and the terminal TN5 (IT13 has a function of detecting current, and VT13 performs current-voltage conversion. ) Is provided. The current detection means IT13, VT13 output a voltage corresponding to the current flowing between the booster circuit 7 and the terminal TN5. The outputs of the current detection means IT13 and VT13 are input to the comparator CP13. The comparator CP13 compares the outputs of the current detection means IT13 and VT13 with the reference voltage (threshold) Vr13, and the outputs of the current detection means IT13 and VT13 are equal to or lower than the reference voltage Vr13. If it is, the output is set to the H level. The output of the comparator CP13 is input to the low-pass filter F3, and then input to the waveform shaping circuit WF including a buffer or a Schmitt trigger. When the output of the waveform shaping circuit WF becomes H level, a stop signal is input to the control circuit 8. It is. In addition, the circuit similar to 1st Embodiment can be used for the other structure which attached | subjected the same code | symbol as 1st Embodiment. Therefore, in the following description, FIG. 1 is referred to as appropriate for symbols not included in FIG.
[0172]
If the igniter 10 is connected and operates normally, as shown in FIG. 46A, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rises in the charging process of the capacitor C8 of the igniter 10, and suddenly when the spark gap SG1 is discharged. descend. Here, since the igniter 10 is connected, the current detection means IT13 and VT13 detect the current for charging the capacitor C8 in the form as shown in FIG. 46 (b). Here, when the start pulse is repeatedly generated due to the connection of the igniter 10, the current for charging the capacitor C8 repeatedly flows. Therefore, the outputs of the current detection means IT13 and VT13 do not become lower than the reference voltage Vr13. The output of CP13 is also maintained at the L level as shown in FIG. That is, the output of the waveform shaping circuit WF is kept at the L level as shown in FIG. 46 (d), and no stop signal is input to the control circuit 8. As a result, the control circuit 8 continues to operate the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6. Since the outputs of the current detection means IT13 and VT13 pulsate, a minute pulse may be generated in the output of the comparator CP13. A low-pass filter F3 and a waveform shaping circuit WF are provided in the output of the comparator CP13. Therefore, such a minute pulse is removed, and the possibility that the stop signal is erroneously input to the control circuit 8 is reduced.
[0173]
On the other hand, if the spark gap SG1 does not discharge due to the aging of the spark gap SG1 in the igniter 10 or the discharge time interval becomes longer due to the increase of the threshold voltage of the spark gap SG1, the current detection means is increased when the capacitor C8 is charged. The current detected by IT13 and VT13 becomes almost zero, and the outputs of the current detection means IT13 and VT13 become the reference voltage Vr13 or less. That is, the period during which the output of the comparator CP13 is at the H level is lengthened, the output of the waveform shaping circuit WF is at the H level, and a stop signal is input to the control circuit 8.
[0174]
Similarly, when the igniter 10 is not connected, the output voltage VHV of the booster circuit 7 rapidly rises immediately after the start of the circuit operation as shown in FIG. 47 (a), and the current detection means IT13, Since no current is detected in VT13, the output of comparator CP13 is kept at the H level as shown in FIG. 47 (c). That is, the output of the waveform shaping circuit WF becomes H level as shown in FIG. 47 (d), and the stop signal is input to the control circuit 8.
[0175]
When a stop signal is input to the control circuit 8 due to a failure of the igniter 10 or because the igniter 10 is not connected, the control circuit 8 stops the operation of the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6. In the present embodiment, as described above, by monitoring the output current of the booster circuit 7, if the igniter 10 is abnormal or if the igniter 10 is not connected, the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 can be connected in a relatively short time. The operation can be stopped quickly. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0176]
(Nineteenth embodiment)
In the present embodiment, the presence / absence of connection of the igniter 10 is detected by utilizing a phenomenon in which the current flowing between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 changes during the operation of the igniter 10.
[0177]
The basic configuration of this embodiment is the same as that of the first embodiment, and in the following description, reference is made to FIG. 1 as appropriate for reference numerals not included in FIG. Focusing on the operation of the booster circuit 7, the booster circuit 7 consumes power only when the high-pressure discharge lamp LP1 is started. After the high-pressure discharge lamp LP1 is lit, power is supplied from the polarity inversion circuit 6 to the high-pressure discharge lamp LP1. Therefore, by monitoring the current between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6, an indication of the current (lamp current) flowing through the high-pressure discharge lamp LP1 can be obtained. In order to detect this current, a current detection means DTf is provided between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6. As the current detection means DTf, a low resistance inserted between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 can be used (that is, the resistor R1 can be used). The potential at the other end of the low resistance with respect to the potential is output as a voltage value corresponding to the current value. The output of the current detection means DTf is amplified after being rectified by the rectifying amplifier circuit VT14, further smoothed by the capacitor Cg, and then compared with the threshold voltage Vrx in the comparator CP14. The comparator CP14 gives an H level permission signal to the permission terminal En of the control circuit 8 when the voltage across the capacitor Cg is higher than the threshold voltage Vrx. That is, the rectification amplifier circuit VT14, the capacitor Cg, and the comparator CP14 constitute the abnormality detection circuit 12. Further, since the threshold voltage Vrx is set with respect to the current value detected by the current detection means DTf, the current value is compared with the threshold value.
[0178]
Now, the operation will be described with reference to FIG. 49 assuming that the igniter 10 is normally connected to the output connecting portion 9. Specified from the time when the power is turned on or after the operation is temporarily stopped after the power is turned on (hereinafter, the time when the power is turned on and the time when the operation is resumed is collectively referred to as “circuit operation start”). In the inspection period Tg, the inspection mode is turned on by a control circuit (not shown) as shown in FIG. As shown in FIG. 49B, the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is set sufficiently lower in the inspection period Tg than in the normal operation period other than the inspection period Tg.
[0179]
By the way, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is outputted as the voltage across the smoothing capacitor C1, and the igniter 10 is polarity-inverted in order to prevent a high-voltage start pulse from being applied to the polarity inversion circuit 6. A capacitor C7 for reducing the input impedance from the circuit 6 in a high frequency manner is provided. Therefore, immediately after the output polarity of the polarity inverting circuit 6 is inverted by turning on / off the switching elements Q2 to Q5 of the polarity inverting circuit 6, the capacitor C1 and the capacitor C7 are positively connected (that is, the capacitor C1 is connected). The negative potential side of the capacitor C7 is connected to the positive electrode), and a current flows instantaneously between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6. As a result, the current idt is detected by the current detection means DTf as shown in FIG.
[0180]
If the output impedance of the rectifying and amplifying circuit VT14, the input impedance of the voltage comparison circuit CP14, and the capacitance of the capacitor Cg are appropriately set, the value of the current idt detected by the current detection means DTf is changed according to the value of FIG. ), The voltage VDT across the capacitor Cg gradually increases. If the voltage across the capacitor Cg is set so as to exceed the threshold voltage Vrx set in the voltage comparison circuit CP14 during the inspection period Tg during normal operation, the inspection period Tg as shown in FIG. 49 (g). During the period, the H level enable signal En is output from the voltage comparison circuit CP14. If the permission signal En is at the H level by the end of the inspection period Tg, the control circuit 8 shifts to a normal operation at the end of the inspection period Tg, and the output of the DC-DC conversion circuit 4 rises and the igniter 10 A start pulse is output from the high pressure discharge lamp.
[0181]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, there is no movement of charge between the capacitor C1 and the capacitor C7 in the inspection period Tg as shown in FIG. 50, and current detecting means as shown in FIG. In DTf, the current idt is not detected. Therefore, as shown in FIG. 50F, the voltage VDT across the capacitor Cg is also maintained at approximately 0 V and does not exceed the threshold voltage Vrx. That is, as shown in FIG. 50G, the permission signal En does not become H level by the end of the inspection period Tg. As a result, the control circuit 8 does not shift to normal operation, and the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 is maintained at a low voltage comparable to the inspection period Tg as shown in FIG. By setting the output voltage Vla of the DC-DC conversion circuit 4 in the inspection period Tg to a sufficiently low voltage, there is no electric shock due to the output of the booster circuit 7 even when the output connection unit 9 is open. It can be used safely. Note that the position of the current detection means DTf may be provided at a location other than the location shown in FIG. 48 as long as it can detect the movement of charges between the capacitor C1 and the capacitor C7. Since the current detection means DTf detects the current supplied from the DC-DC conversion circuit 4 to the high pressure discharge lamp through the polarity inversion circuit 6, the current detection means DTf is also used as the lamp current detection means of the high pressure discharge lamp. May be.
[0182]
(20th embodiment)
The nineteenth embodiment is configured to detect whether or not the igniter 10 is connected by detecting the current flowing between the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6 by the current detection means DTf. Whether or not the igniter 10 is connected can also be detected by monitoring the operations of the switching elements Q2 to Q5 in the polarity inversion circuit 6.
[0183]
That is, in this embodiment, as shown in FIG. 51, one switching element Q5 is selected from four switching elements Q2 to Q5 constituting the polarity inverting circuit 6, and a high resistance is provided between both ends of the switching element Q5. A voltage detection-like resistor Rg is connected in parallel, and the voltage across the resistor Rg is detected by the voltage detection means VT15. The voltage detection means VT15 integrates (smooths) the voltage VRg across the resistor Rg with a time constant as appropriate, and outputs a permission signal En when the voltage obtained by smoothing the voltage VRg across the resistor Rg reaches the threshold voltage Vry as defined appropriately. It is constituted as follows.
[0184]
In addition to the capacitor C7 described in the nineteenth embodiment, the igniter 10 is also provided with a capacitor C8 to which a voltage boosted by the booster circuit 7 is applied. Further, a specified time from the start of the circuit operation is set as the inspection period Tg, and among the four switching elements Q2 to Q5 of the polarity inverting circuit 6, at the same time as the switching element Q5 to which the resistor Rg is connected in parallel during normal operation. The switching element Q2 to be turned on is continuously turned on in the inspection period Tg, and the other switching elements Q3 to Q5 are kept off in the inspection period Tg. In this state, the presence or absence of the igniter 10 is determined using the voltage VRg across the resistor Rg.
[0185]
An equivalent circuit in the inspection period Tg is shown in FIG. The voltage applied from the DC-DC conversion circuit 4 to the polarity inversion circuit 6 is represented by an electromotive force V1, and the output voltage of the booster circuit 7 is represented by an electromotive force V2. Therefore, the electromotive force V2 is higher than the electromotive force V1. The positive electrode of the electromotive force V1 is connected in common with the negative electrode of the electromotive force V2. The equivalent circuit of the booster circuit 7 may be considered as a series circuit of the electromotive force V2 and the resistor R7. In the equivalent circuit of the polarity inversion circuit 6, only the switching element Q2 is on, and other paths are omitted.
[0186]
Therefore, if the igniter 10 is connected, during the test period Tg, the added voltage of the electromotive forces V1 and V2 is applied to the series circuit of the resistor R7-capacitor C8-capacitor C7-switching element Q2, and the resistor Rg -It becomes equivalent to applying the electromotive force V1 to the series circuit of the capacitor | condenser C7-switching element Q2. Here, if the added voltage of the electromotive forces V1 and V2 is Va and the voltages across the capacitors C7 and C8 are Vc7 and Vc8, respectively, the following relationship is established.
V1 + V2 = Vc7 + Vc8 = Va
Vc7 = {C8 / (C7 + C8)} × Va
VRg = Vc7−V1
Strictly speaking, the voltage Va across the series circuit of the capacitors C7 and C8 is lower than the sum voltage of the electromotive forces V1 and V2 due to the presence of the resistor R7, but for convenience, the capacitors C7 and C8 are completely charged. You may think. Incidentally, the capacitor C8 used for generating a high-voltage start pulse from the igniter 10 is set to have a sufficiently larger capacity than the capacitor C7 for reducing the impedance to the input start pulse from the polarity inversion circuit 6. From this, it can be assumed that C8 >> C7. Specifically, the capacitor C8 is set to about 0.1 to 1.0 μF, the capacitor C7 is set to about 0.01 μF, and the capacity of the capacitor C8 is set to about 10 to 100 times the capacity of the capacitor C7. There are many cases. Therefore, the assumption that C8 >> C7 is generally valid. As a result, it is possible to approximate as follows.
Vc7≈Va
VRg≈Va−V1 = V2
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, since the capacitors C7 and C8 do not exist, the voltage VRg across the resistor Rg is naturally 0V. That is, the presence or absence of connection of the igniter 10 can be detected by the voltage VRg across the resistor Rg in the detection period Tc.
[0187]
FIG. 53 shows the operation of each part when the igniter 10 is connected, and FIG. 54 shows the operation of each part when the igniter 10 is not connected. When the igniter 10 is connected, the switching element Q2 is turned on as shown in FIG. 53 (d) in the detection period Tc from the start of the circuit operation as shown in FIG. 53 (a), and the other switching elements Q3 to Q5 are turned on. Since is turned off, the switching element Q5 is kept off as shown in FIG. 53 (e). As described above, if the igniter 10 is connected, the voltage VRg across the resistor Rg becomes relatively large. The electromotive force V2 is the output voltage of the booster circuit 7, and actually increases gradually from the start of the circuit operation as shown in FIG. 53 (f). Therefore, the voltage VRg across the resistor Rg is also shown in FIG. 53 (b). It gradually rises and reaches the threshold voltage Vry, and as a result, the permission signal En becomes H level as shown in FIG. 53 (c). When the permission signal En becomes H level, a control circuit (not shown) shifts to normal operation at the end of the detection period Tc, and the output voltage of the booster circuit 7 continues to rise thereafter. Further, when the switching element Q5 is turned on, the switching elements Q2 and Q5 are turned on, and application of an alternating voltage to the high-pressure discharge lamp is started.
[0188]
On the other hand, if the igniter 10 is not connected, the output voltage of the booster circuit 7 gradually increases as shown in FIG. 54 (f), but the capacitors C7 and C8 do not exist, so that the resistance as shown in FIG. 54 (b). The voltage VRg across Rg is kept at 0V. That is, the enable signal En is also kept at the L level as shown in FIG. 54C, and the switching element Q5 is turned on as shown in FIG. 54E even when the detection period Tc ends as shown in FIG. do not become. That is, since the permission signal En does not become H level by the end of the detection period Tc, the switching element Q2 is turned off and the output of the DC-DC conversion circuit 4 is limited as shown in FIG. As in (f), the output voltage of the booster circuit 7 also does not increase. By such an operation, an operation according to whether or not the igniter 10 is connected becomes possible.
[0189]
(Twenty-first embodiment)
In each of the above-described embodiments, since the polarity inversion circuit 6 operates by starting the circuit operation even when the igniter 10 is not connected, a high voltage is applied to the terminals TN4 and TN5 of the output connection unit 9, respectively. . In order to light up the high pressure discharge lamp LP1, for example, −400V is applied to the terminal TN4 connected to the polarity inversion circuit 6, and + 600V is applied to the terminal TN5 connected to the booster circuit 7, so that the terminal TN4 , TN5, a high voltage of 1 kV is generated. If such a high voltage is generated at the terminals TN4 and TN5 in a state where the igniter 10 is not connected to the output connection section 9, there is a possibility that a discharge occurs between the terminals TN4 and TN5, and a high voltage is applied. Since it is dangerous if the terminals TN4 and TN5 are exposed, in order to increase safety, a configuration in which a high voltage is not applied to the output connection portion 9 even when the igniter 10 is not connected is provided. desirable.
[0190]
This will be described more specifically. In the present embodiment, a high pressure discharge lamp LP1 having a shape shown in FIG. 56 is used. That is, the high-pressure discharge lamp LP1 has a shape in which a base 23 is provided at one end of an outer tube 22 in which the arc tube 21 is housed, a central electrode 24 is provided on one end surface of the base 23, and an outer peripheral electrode 25 is provided on the outer periphery of the base 23. Is formed. As shown in FIG. 55, a terminal (socket) for connecting the high pressure discharge lamp LP1 in the igniter 10 includes an electrode EL1 connected to the central electrode 24 and two electrodes EL2 and EL3 connected to the outer peripheral electrode 25. Prepare. The electrodes EL2 and EL3 are provided independently. When the high-pressure discharge lamp LP1 is connected to a terminal, the electrodes EL2 and EL3 are electrically connected via the outer peripheral electrode 25. That is, the electrodes EL2 and EL3 function as a kind of switch that is opened and closed depending on whether or not the high-pressure discharge lamp LP1 is connected. A terminal TN4 (that is, a connection point between the switching elements Q3 and Q5 of the polarity inverting circuit 6) is connected to the electrode EL2, and a connection point between the capacitor C8, the spark gap SG1, and the resistor R6 is connected to the electrode EL3.
[0191]
In the circuit shown in FIG. 55, immediately after the start of the circuit operation, the control circuit 8 turns off the switching element Q3. Therefore, if the igniter 10 is not connected to the output connection portion 9, the potential at the connection point of the switching elements Q3 and Q5 is the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 and the drain-source capacitance of each switching element Q3 and Q5. The voltage is divided by 2. That is, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is approximately one half. On the other hand, when the igniter 10 is connected to the output connection portion 9 and the high-pressure discharge lamp LP1 is connected to the terminal of the igniter 10, the booster circuit 7-terminal TN5-resistor R6 and capacitor C8-high-pressure discharge lamp LP1. Since the path of the outer peripheral electrode 25 -the terminal TN4 -the body diode-boosting circuit 7 of the switching element Q5 is formed, the terminal TN4 is clamped to the reference potential (approximately 0 V) through the body diode of the switching element Q5. That is, the potential at the connection point of the switching elements Q3 and Q5 becomes the reference potential of the DC-DC conversion circuit 4.
[0192]
In consideration of the above-described operation, the control circuit 8 recognizes whether or not the igniter 10 and the high-pressure discharge lamp LP1 are connected by detecting the potential at the connection point of the switching elements Q3 and Q5. When the igniter 10 and the high pressure discharge lamp LP1 are not connected, the control circuit 8 does not operate the polarity inversion circuit 6, and when the igniter 10 and the high pressure discharge lamp LP1 are connected, the switching element Q3 is turned on. If the switching element Q3 is turned on, the step-up circuit 7-terminal TN5-resistor R6 and capacitor C8-peripheral electrode 25 of the high-pressure discharge lamp LP1-terminal TN4-switching element Q3-DC-DC conversion circuit 4-boost circuit 7 path As a result, the high voltage obtained by adding the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 and the output voltage of the booster circuit 7 is applied across the capacitor C8. As a result, the spark gap SG1 is conducted, a high voltage start pulse is induced in the secondary winding of the pulse transformer PT1, and the high pressure discharge lamp LP1 can be started by applying the start pulse to the high pressure discharge lamp LP1. . In the present embodiment, the control circuit 8 is also used as an abnormality detection circuit.
[0193]
In the configuration described above, if the high pressure discharge lamp LP1 is not connected to the igniter 10 even though the igniter 10 is connected to the output connection unit 9, the polarity inversion circuit 6 is interposed between the booster circuit 7 and the DC-DC conversion circuit 4. Since the path passing through is not formed, the state where the high pressure discharge lamp LP1 is not connected can be detected in the same manner as the state where the igniter 10 is not connected. That is, if the high-pressure discharge lamp LP1 is not connected, a starting pulse is not generated and it can be used safely.
[0194]
In short, when the igniter 10 is not connected to the output connection part 9 or when the high pressure discharge lamp LP1 is not connected to the igniter 10 even though the igniter 10 is connected to the output connection part 9, it is connected to the booster circuit TN5. Therefore, even if + 600V is applied to the terminal TN5, for example, the voltage between the terminals TN4 and TN5 becomes 600V, so that the voltage between the terminals TN4 and TN5 becomes 600V. It becomes possible to reduce the voltage between TN4 and TN5. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment. In addition, the technical idea of this embodiment can be applied to other embodiments.
[0195]
(Twenty-second embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 57, the switch element S2 is inserted between the output terminal on the reference potential side of the DC-DC conversion circuit 4 and the terminal TN5, and the switch element S2 is connected to the release terminal Dis of the control circuit 8. It is controlled by the release signal from Other configurations are the same as those in the first embodiment, and circuits having the same reference numerals as those in the first embodiment can use the same circuits as those in the first embodiment. Accordingly, in the following description, FIG. 1 is referred to as appropriate for symbols not included in FIG.
[0196]
When the igniter 10 is not connected or the control circuit 8 receives a stop signal from the abnormality detection circuit 12 because the spark gap SG1 does not operate normally, the control circuit 8 outputs an H level release signal from the release terminal Dis to switch Turn on element S2. As described in the first embodiment, a capacitor and a resistor are used in the booster circuit 7. When the switch element S2 is turned on, the charge of the capacitor included in the booster circuit 7 is discharged through the resistor. It will be. That is, the output voltage of the booster circuit 7 rapidly decreases when the switch element S2 is turned on. That is, when the igniter 10 is not connected to the output connection portion 9, the possibility that a person will come into contact with a high voltage applied to the terminal TN5 can be reduced by reducing the voltage applied to the terminal TN5. As a result, the possibility of electric shock can be reduced and safety can be increased.
[0197]
In the present embodiment, when the power switch SW1 is turned on as shown in FIG. 58A immediately after the start of the circuit operation, as shown in FIG. 58B, the determination period Tx (the determination period Tf in each embodiment described above, the inspection) Whether or not the igniter 10 is connected is determined in the periods Td, Tg, etc. In the determination period Tx, the control circuit 8 operates the DC-DC conversion circuit 4 and the polarity inversion circuit 6, and the voltage applied to the terminal TN5 connected to the booster circuit 7 as shown in FIG. To rise. Further, in the determination period Tx, an H level release signal for controlling the switch element S2 is not output from the release terminal Dis of the control circuit 8 as shown in FIG. 58 (c), and as shown in FIG. 58 (d). The switch element S2 is kept off.
[0198]
When the stop signal is input to the control circuit 8 at time t1 because the igniter 10 is not connected, the determination period Tx ends as shown in FIG. 58 (b), and the H level becomes high as shown in FIG. 58 (c). The release signal is output, and the switch element S2 is turned on as shown in FIG. That is, the voltage applied to the terminal TN5 rapidly decreases as the switch element S2 is turned on as shown in FIG. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0199]
In the present embodiment, the position of the switch element S2 is not limited to the position shown in FIG. 57 as long as it is a position where the charge of the capacitor provided in the booster circuit 7 can be discharged.
[0200]
In each of the above-described embodiments, a car battery is assumed as the DC power source 1, but a DC power source that has been subjected to AC-DC conversion by rectifying a commercial power source may be used. Further, although the flyback type is exemplified as the DC-DC conversion circuit 4, a forward type or a chopper type can also be used. Furthermore, it is possible to use an autotransformer instead of an insulation type for the transformer T1 of the DC-DC conversion circuit 4. The output of the DC-DC conversion circuit 4 has the reference potential on the high potential side (that is, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 is negative with respect to the circuit ground), but the reference potential can also be on the low potential side. Good (that is, the output voltage of the DC-DC conversion circuit 4 may be positive with respect to the circuit ground).
[0201]
As the booster circuit 7, in addition to the cockcroft circuit, a configuration in which a separate winding is provided in the transformer T of the DC-DC conversion circuit 4 to boost the voltage or a multistage booster circuit can be used. The start auxiliary circuit 5 can be omitted, and the polarity inversion circuit 6 can adopt other configurations such as a half bridge type in addition to a so-called full bridge type using a bridge circuit composed of four switching elements. In some embodiments, the polarity inverting circuit 6 may not be included. The igniter 10 may be configured to use another element such as a semiconductor trigger element instead of the spark gap SG1. In the above-described example, the abnormality due to the secular change of the spark gap SG1 has been described. However, in the above-described embodiment, it is possible to deal with an abnormality such as the life of the high-pressure discharge lamp LP1 or the disconnection or disconnection of the high-pressure discharge lamp LP1. Some are possible.
[0202]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the operation of the DC-DC conversion circuit is stopped or inactivated by detecting the state in which the load circuit is not connected, the high load caused by the fact that the load circuit is not connected. Generation of voltage output can be suppressed. That is, even if a high voltage is not output or a high voltage is generated, the generation of the high voltage can be stopped quickly. As a result, it is possible to provide a safe power supply device or discharge lamp lighting device.
[0203]
In addition, with the switch element connected between the output terminals of the booster circuit, the output voltage of the booster circuit can be quickly reduced when the load circuit is not connected, and the safety becomes higher.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 4 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 8 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 11 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 15 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 16 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 18 is an explanatory diagram of the operation of the above.
FIG. 19 is a circuit diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 20 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 21 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 22 is a circuit diagram showing an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 24 is a diagram illustrating the operation of the above.
FIG. 25 is a circuit diagram showing a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 26 is a circuit diagram showing a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 27 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 28 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 29 is a main part circuit diagram showing an eleventh embodiment of the present invention;
FIG. 30 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 31 is an operation explanatory diagram of the twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 32 is a main portion circuit diagram showing a thirteenth embodiment of the present invention;
FIG. 33 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 34 is a main part circuit diagram showing a fourteenth embodiment of the present invention;
FIG. 35 is an explanatory diagram of the operation of the above.
FIG. 36 is a main portion circuit diagram showing a fifteenth embodiment of the present invention;
FIG. 37 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 38 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 39 is a main part circuit diagram showing a sixteenth embodiment of the present invention;
FIG. 40 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 41 is an explanatory diagram of the operation of the above.
FIG. 42 is a main part circuit diagram showing a seventeenth embodiment of the present invention;
FIG. 43 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 44 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 45 is a main portion circuit diagram showing an eighteenth embodiment of the present invention;
FIG. 46 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 47 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 48 is a main part circuit diagram showing a nineteenth embodiment of the present invention;
FIG. 49 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 50 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 51 is a main part circuit diagram showing a twentieth embodiment of the present invention;
FIG. 52 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 53 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 54 is an explanatory diagram of the operation of the above.
FIG. 55 is a circuit diagram showing a twenty-first embodiment of the present invention.
FIG. 56 is a side view showing a high pressure discharge lamp used in the above.
FIG. 57 is a main portion circuit diagram showing a twenty second embodiment of the present invention;
FIG. 58 is a diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 59 is a circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 60 is a diagram for explaining the operation of the above.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
4 DC-DC conversion circuit
6 Polarity inversion circuit
7 Booster circuit
8 Control circuit
10 Igniter
12 Abnormality detection circuit
24 Center electrode
25 Peripheral electrode
C7 capacitor
C8 capacitor
IT Current detection means
LP1 High pressure discharge lamp
Q1-Q5 switching element
SG1 spark gap

Claims

A DC-DC conversion circuit that converts a DC voltage input as a power supply, a booster circuit that is supplied with power from a part of the DC-DC conversion circuit and outputs a voltage higher than the output voltage of the DC-DC conversion circuit, and DC A control circuit for controlling the operation of the DC conversion circuit, and a first load comprising a discharge lamp using the DC-DC conversion circuit as a power supply source and provided between the DC-DC conversion circuit and the first load is a booster circuit the power supply device for supplying power to a load circuit comprising a second load to the power supply, the control circuit in a state in which the load circuit is not connected with monitoring the presence or absence of the connection of the load circuit An abnormality detection circuit for stopping the operation of the DC-DC conversion circuit is added.

The polarity inversion circuit which converts the output voltage of the said DC-DC conversion circuit into the alternating voltage of a rectangular wave is provided between the said DC-DC conversion circuit and the said load circuit. Power supply.

3. The power supply apparatus according to claim 2, wherein the polarity inversion circuit has a configuration in which four switching elements are bridge-connected.

Current detection means for detecting a current passing through the output terminal of the DC-DC conversion circuit is provided between the DC-DC conversion circuit and the load circuit, and the control circuit is within an inspection period defined from the start of circuit operation. The polarity of the output voltage of the polarity inverting circuit is inverted at least once, and the inspection period ends when the current value detected by the current detection means does not exceed a prescribed threshold during the inspection period in the abnormality detection circuit. 4. The power supply device according to claim 2, wherein the control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit.

5. The power supply apparatus according to claim 4, wherein the control circuit controls the output voltage of the DC-DC conversion circuit to be set lower during the inspection period than during normal operation after the detection period.

The load circuit is inserted between the output terminal of the polarity inverting circuit and the second capacitor inserted between one output terminal of the booster circuit and one output terminal of the polarity inverting circuit. And the abnormality detection circuit monitors the potential of the output terminal commonly connected to one end of the first and second capacitors among the output terminals of the polarity inversion circuit. In the specified inspection period, the polarity of the output voltage of the polarity inverting circuit is not inverted, and the first and second capacitors are not connected between the one output terminal of the booster circuit and the other output terminal of the polarity inverting circuit. The polarity inversion circuit is operated so that the addition voltage of the both-end voltages is applied, and when the potential monitored in the abnormality detection circuit does not rise to the threshold voltage in the inspection period, the DC-DC conversion circuit Power apparatus according to claim 2 or claim 3, wherein the direct control circuit to stop the work.

The power supply device according to claim 6, wherein a capacity of the second capacitor is larger than a capacity of the first capacitor.

The DC-DC conversion circuit includes a switching element for intermittently connecting a DC voltage input as a power source. In the control circuit, the switching element is turned on / off until the output voltage of the DC-DC conversion circuit reaches a specified control voltage. The oscillation state is controlled at a high frequency, and when the output voltage of the DC-DC conversion circuit reaches the control voltage, it is maintained at the control voltage as an intermittent oscillation state in which the oscillation state and the stop state are repeated, and the DC-DC conversion circuit as the load circuit The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the intermittent oscillation state of the DC-DC conversion circuit occurs continuously. The power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the power supply device is provided.

9. The power supply device according to claim 8, wherein the abnormality detection circuit detects continuation of the intermittent oscillation state using an average value of voltages across the switching element.

9. The power supply apparatus according to claim 8, wherein the abnormality detection circuit detects continuation of the intermittent oscillation state using a drive signal that instructs on / off of the switching element.

As the load circuit, a circuit that pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit is used. In the abnormality detection circuit, if a predetermined fluctuation does not occur in the output of the DC-DC conversion circuit in a specified standby period, the DC-DC conversion circuit The power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the control circuit is instructed to stop the operation.

As the load circuit, one that pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit is used, and the abnormality detection circuit performs DC-DC conversion unless a predetermined fluctuation occurs in the output voltage of the DC-DC conversion circuit in a specified standby period. The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the control circuit is instructed to stop the operation of the circuit.

As the load circuit, a circuit that pulsates the output voltage of the DC-DC conversion circuit is used, and the abnormality detection circuit performs DC-DC conversion unless a predetermined fluctuation occurs in the output current of the DC-DC conversion circuit in a specified standby period. The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the control circuit is instructed to stop the operation of the circuit.

The standby period is set longer than a period in which the output voltage of the DC-DC conversion circuit repeats pulsation due to the action of the load circuit. Power supply.

The control circuit is instructed to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the output current of the DC-DC conversion circuit becomes a predetermined threshold value or less. The power supply device described in 1.

The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the output current of the DC-DC conversion circuit immediately after the start of the circuit operation is below a predetermined threshold value. The power supply device according to any one of claims 1 to 3.

The control circuit starts the operation of the polarity inversion circuit after operating the DC-DC conversion circuit in a state where the polarity inversion circuit is controlled so as to block the current from the DC-DC conversion circuit to the load circuit, The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the output current of the DC-DC conversion circuit immediately after the start of the operation of the polarity inversion circuit is equal to or less than a predetermined threshold value. The power supply device according to claim 2, wherein:

In the control circuit, immediately after the circuit operation starts, the polarity inverting circuit is controlled so that a voltage is applied to the load circuit between the booster circuit and the output terminal on the reference potential side of the DC-DC converter circuit. The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the current flowing from the booster circuit through the load circuit is equal to or less than a predetermined threshold value. The power supply device according to claim 2 or claim 3.

When the polarity of the output voltage of the polarity inversion circuit is inverted as the load circuit, the output voltage of the booster circuit is changed when the polarity of the output voltage is inverted. 4. The power supply apparatus according to claim 2, wherein the control circuit is instructed to stop the operation of the conversion circuit.

A loop including a voltage generation circuit and a load circuit, to which a voltage generation circuit capable of selecting a state of applying a voltage lower than the output voltage of the booster circuit and a state of not applying a voltage are added between the output terminals of the booster circuit Current detection means as an abnormality detection circuit is added, and when the control circuit stops the DC-DC conversion circuit and a voltage is applied between the output terminals of the booster circuit by the voltage generation circuit, the current The detection means instructs the control circuit to prohibit the operation of the DC-DC conversion circuit when the detected current value does not reach a specified threshold value. The power supply device described in 1.

21. The power supply apparatus according to claim 20, wherein the current detection means is also used for a function of monitoring an output current of the DC-DC conversion circuit during operation of the DC-DC conversion circuit.

21. The power supply device according to claim 20, wherein the voltage generation circuit generates a low voltage using an output voltage of the DC-DC conversion circuit.

The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the output voltage of the booster circuit exceeds a predetermined threshold after the circuit operation is started. Item 4. The power supply device according to any one of Items 3.

The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when a voltage generated inside the booster circuit exceeds a predetermined threshold after the circuit operation is started. The power supply device according to any one of claims 1 to 3.

As the load circuit, one that pulsates the output voltage of the booster circuit is used, and in the abnormality detection circuit, if the integrated value of the output voltage of the booster circuit exceeds a predetermined threshold after the circuit operation starts, the DC-DC converter circuit The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the control circuit is instructed to stop the operation.

As the load circuit, one that pulsates the output voltage of the booster circuit is used, and when the pulsation is not detected in the output voltage of the booster circuit beyond a predetermined time period after the circuit operation starts, the DC− The power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the control circuit is instructed to stop the operation of the DC conversion circuit.

In the abnormality detection circuit, the control circuit is configured to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the time until the output voltage of the booster circuit reaches a specified value after the circuit operation starts is shorter than a specified determination period. The power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein the power supply device is instructed.

The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when the output current of the booster circuit is equal to or less than a predetermined threshold after the circuit operation is started. The power supply device according to any one of claims 1 to 3.

The abnormality detection circuit instructs the control circuit to stop the operation of the DC-DC conversion circuit when an input current to the booster circuit is smaller than a predetermined threshold after the circuit operation is started. The power supply device according to any one of claims 1 to 3.

Immediately after the control circuit starts circuit operation, the output voltage of the polarity inversion circuit is not applied to the load circuit, and the abnormality detection circuit has the load circuit based on the potential of one output terminal of the polarity inversion circuit. 4. The power supply device according to claim 2, wherein the presence or absence of connection is determined.

A switch element capable of selecting a short circuit state and an open state between the output terminals of the booster circuit is provided, and when the abnormality detection circuit detects that the load circuit is not connected, the switch element is turned on. The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 30, wherein the output voltage of the booster circuit is forcibly reduced.

The power supply apparatus according to any one of claims 1 to 31, wherein the DC-DC conversion circuit is a flyback type.

The power supply device according to any one of claims 1 to 32, wherein the booster circuit is a cockcroft circuit.

34. A discharge lamp lighting device, wherein the load circuit includes a high pressure discharge lamp, and the high pressure discharge lamp is turned on by the power supply device according to any one of claims 1 to 33.

The discharge lamp lighting device according to claim 34, wherein the load circuit includes an igniter.

36. The discharge lamp lighting device according to claim 35, wherein the igniter includes a spark gap that discharges when the output voltage of the booster circuit reaches a specified voltage, and the abnormality detection circuit also detects an abnormality of the spark gap. .

The discharge according to any one of claims 34 to 36, wherein the high-pressure discharge lamp is detachable, and a part of the electric circuit of the load circuit is formed by an electrode of the high-pressure discharge lamp. Electric light lighting device.