JP4724993B2 - Multicarrier demodulation method and multicarrier demodulation device - Google Patents

Description

【００２１】
ここで、キャリアが、ｋ＝０からＮ−１までの全数を使っていないとき、有効シンボルキャリアを全数含むＭ個のキャリアが、ｎ＝０からＮ−１までのＮ個のサンプル点のうちＭ個のサンプル点で復調可能な場合の条件を求める。これを次のように表す。
【数２】

【００２２】
式（２）において、Σは、Ｍ個の整数から成る集合｛k_p｝について取る。また、集合｛n_q｝は、Ｍ個の整数から成る。ここで1≦p,q≦M、0≦k_p,n_q≦N-1、k_p＜k_p+1、n_q＜n_q+1とする。式（２）は、Ｍ個の複素数ｘ(n_q)から成るベクトルが、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)から成る行列とＭ個の複素数Ｘ(k_p)から成るベクトルとの積であることを示している。すると、Ｍ個の複素数ｘ(n_q)から成るベクトルが得られた場合、Ｍ個の複素数Ｘ(k_p)から成るベクトルを算出できるかどうかは、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)から成る行列が逆行列を有するかどうかと等価である。
【００２３】
ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)である行列について、集合｛k_p｝、｛n_q｝がどちらも０以上Ｎ−１以下の整数Ｎ個の集合と一致する場合は式（１）に帰着する。逆行列は、Ｗ_N＝exp(-2πj／N)として、ｋ＋１行ｎ＋１列がＷ_N ^knのＮ行Ｎ列の行列である（ただし０≦ｋ≦Ｎ−１、０≦ｎ≦Ｎ−１、ＩＤＦＴ（Ｎ点逆離散フーリエ変換）とＤＦＴ（Ｎ点離散フーリエ変換）の関係）。一方、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)である行列が逆行列を有するよう、０以上Ｎ−１以下の、互いに異なるＭ個の整数から成る集合｛k_p｝、｛n_q｝を選ぶ方法は極めて広範囲である。しかし、次のようにして、当該集合｛k_p｝、｛n_q｝が、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)である行列が逆行列を有しないものを判断すること、即ち、逆行列を有するよう設定することが可能である。
【００２４】
〔逆行列の有無にいて〕
ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)（各々Ｍ個の整数から成る集合｛k_p｝、｛n_q｝は、1≦p,q≦M、0≦k_p,n_q≦N-1、k_p＜k_p+1、n_q＜n_q+1）のＭ行Ｍ列の行列が逆行列を有するか（行列式が０でないか）どうかについては、次の変換をした行列の行列式が０かどうかと等価である。即ち、第ｑ'行と第ｐ'列に着目し、全要素をexp(2πjk_p'n_q'／N)で除したのち、第ｐ列（ｐ≠ｐ'）をexp(2πj(k_p-k_p')n_q'／N)で除し第ｑ行（ｑ≠ｑ'）をexp(2πjk_p'(n_q-n_q')／N)で除すことである。これにより、第ｑ'行と第ｐ'列の要素をすべて１にすることができる。ここで、行について、Ｎの約数ｂ（Ｎ＝ａｂ）をとり、ｂによる剰余系で元の数が最も多くなる｛n_q｝の剰余系（その元の数をＢとする）を選ぶ。列については第１列の成分を全て１に、前記ｂにより選んだ｛n_q｝の剰余系に対応する行のうちの１行の成分を全て１にする。
【００２５】
これについて実例を上げる。Ｎ＝１２、ｑ行ｐ列がexp(πjk_pn_q／６)、｛k_p｝＝｛０，１，４，５，８｝、｛n_q｝＝｛０，１，２，３，６｝とする。ｂ＝３（即ち、ａ＝４）による｛n_q｝の剰余系は｛０，３，６｝と｛１｝と｛２｝で、元の最多となるものは｛０，３，６｝。当該行列は、次のものである。
【数３】

【００２６】
数３の行列は、第１列の成分が全て１となっており、｛n_q｝＝｛０，１，２，３，６｝のうち、ｂ＝３による剰余系で元の数が最も多くなる行｛n_q｝＝｛０，３，６｝のうち、n_q＝０となる第１行の成分が全て１となっている。
【００２７】
行列式の０か否かについては、行の交換、列の交換に影響されない。今、ｂによる剰余系で元の数が最も多くなる行を第１行乃至第Ｂ行に置き替える。さらに、第１列（ｐ＝１）がすべて１、第１行（ｑ＝１）がすべて１となるというにする。数３の行列においては、元の最多となる｛０，３，６｝に対応する行を、第１行乃至第３行（即ちＢ＝３）に置き替ればよく、次のとおりとなる。
【数４】

【００２８】
ここまでの作業は、問題となっている行列について、Ｎの約数ｂによる整数の集合｛n_q｝の剰余系を勘案したのち、元の数が最多（その数をＢ）となる剰余系に対応する行を第１行乃至第Ｂ行に置き替え、全要素をexp(2πjk₁n₁／N)で除したのち、第ｐ列（ｐ≠１）をexp(2πj(k_p-k₁)n₁／N)で除し第ｑ行（ｑ≠１）をexp(2πjk₁(n_q-n₁)／N)で除すことで得られる。これらはいわゆる行列の基本変形であり、このような変形の前後の行列について、行列式が０か否かは入れ代わることが無い。
【００２９】
すると、列｛k_p｝について、ａによる剰余系の種類の数をＡとおくと、第１乃至第Ｂ行は、Ａ通りの成分配置しかない。実際、数３の行列において、｛k_p｝＝｛０，１，４，５，８｝のａ＝４についての剰余は、２種類（即ちＡ＝２）で｛０，４，８｝と｛１，５｝である。これを変形した（行列式が０かどうかには関係しない）数４において、第１乃至第３行の成分のパターンは、第１、３、５列と第２、４列の２種類しかない。
【００３０】
このように考えると、次のことが明らかである。
〔１〕Ａ＜Ｂならば、変形後の行列式に対応する行列を下三角行列化した際、対角成分はＡ＋１行Ａ＋１列乃至Ｂ行Ｂ列まで０が並び、そもそも元の行列式が０である。例えばＡ＝２、Ｂ＝３である上記数４の行列を下三角化すると、第３行第３列の成分が０となる。
〔２〕Ａ≧Ｂが、Ｎの１とＮ以外の約数ａ、ｂの全ての対について言える（ただし、行と列を入れ換え、行｛n_q｝の剰余系の種類の数と列｛k_p｝の剰余系で元の数が最多のものも検討した上で）なら、変形後の行列式に対応する行列は必ず対角化可能。即ち、元の行列式は０とならない。
【００３１】
よって、Ｎが素数なら常に逆行列を有する。Ｎが素数でないなら、Ｍ個の整数から成る集合｛k_p｝、｛n_q｝を、Ｎ＝ａｂとなる、Ｎの１とＮ以外の約数ａ、ｂの全ての対に関する剰余系につて検討し、｛k_p｝のａによる剰余系の種類の数Ａが、｛n_q｝のによる剰余系の元の数の最大値Ｂより小さいようなＮの約数の対ａ，ｂがあれば、当該行列式は０。そのようなＮの約数の対ａ，ｂが全くなければ（ただし、行と列を入れ換え、行｛n_q｝の剰余系の種類の数と列｛k_p｝の剰余系で元の数が最多のものも検討した上で）、当該行列式は０でない。
【００３２】
また、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)（ただし、各々Ｍ個の整数から成る集合｛k_p｝、｛n_q｝は、1≦p,q≦M、0≦k_p,n_q≦N-1、k_p＜k_p+1,n_q＜n_q+1とする）のＭ行Ｍ列の行列が逆行列を有するか（行列式が０でないか）どうかは、ｑ'行ｐ'列がexp(2πjk_p'n_q'／N)（ただし1≦p',q'≦N-M、0≦k_p',n_q'≦N-1、k_p'＜k_p'+1,n_q'＜n_q'+1、k_p'≠k_p、n_q'≠n_q）のＮ−Ｍ行Ｎ−Ｍ列の行列が逆行列を有するか（行列式が０でないか）どうかと等価であることも明らかである。当該２つの行列は、Ｎ点ＩＤＦＴの行列（逆行列はＤＦＴの行列）から、互いに異なるＭ行Ｍ列の行列とＮ−Ｍ行Ｎ−Ｍ列の行列を取り出したものの関係にあるからである。これはＭがＮ／２より大きい場合に、より少ない集合の剰余系を検討できる点で特に有効である。
【００３３】
また、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛k_p｝に対し、どんなＭ個の互いに異なる整数から成る集合｛n_q｝をとってもｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。逆に、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛n_q｝に対し、どんなＭ個の互いに異なる整数から成る集合｛k_p｝をとってもｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。これらは互いに等価である。このうち後者の証明の概略は次のようである。即ち、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛n_q｝の上記ｂ（Ｎ＝ａｂ）による剰余系の元の数の最大値Ｂは、−[−Ｍ／ｂ]である。ただし[Ｒ]はガウスの記号で、実数Ｒを越えない最大の整数を表す。Ｍ個の互いに異なる整数から成る集合｛k_p｝のａによる剰余系の種類Ａの最小値を求めると、ａによる剰余系には最大ｂ＝Ｎ／ａ個までしか元が無いのであるから、−[−Ｍ／ｂ]となる。即ち、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛n_q｝の上記ｂによる剰余系の元の数の最大値Ｂは、Ｍ個の互いに異なる整数から成る集合｛k_p｝のａによる剰余系の種類Ａの最小値に等しい。このとき、ＢはＡを越えることが無い。
【００３４】
さらに、Ｎ＝ｃ^m（ｃは素数、ｍは２以上の整数）であれば、Ｍ個の連続した整数から成る集合｛k_p｝と、ｃ^m'（ｍ'＝[log_cＭ]、[Ｒ]はガウスの記号で、実数Ｒを越えない最大の整数）による剰余系（剰余の種類と各々の元の個数）が完全一致するＭ個の整数から成る集合｛k_p｝に対し、どんなＭ個の互いに異なる整数から成る集合｛n_q｝をとってもｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。これは｛n_q｝と｛k_p｝を逆にしても成立する。ｃ^m'とは（ｍ'＝[log_cＭ]）、Ｍに等しいか、又はＭを越えない最大の、Ｎの唯一の素因数の階乗である。｛k_p｝と、ｃ^m'による剰余系が完全一致するとは、Ｍ個の連続した整数の任意の各k_pに対し、k_p±ｃ^m'、k_p±２ｃ^m'、k_p±３ｃ^m'、…、k_p±(ｃ^m−ｃ)（ただし、０以上Ｎ−１以下の範囲外にあたるものは一切除外するものとする）のうちのひとつに置き替えた（置き換えによる重複は許されない）、０以上Ｎ−１以下のＭ個の互いに異なる整数の集合を意味する。
【００３５】
〔逆行列についてまとめ〕
１．Ｎが素数であれば当該行列は逆行列を有する。
２．｛n_q｝と｛k_p｝の少なくとも一方が、連続したＭ個の整数から成る集合であれば、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ行Ｍ列の行列は逆行列を有する。
３．Ｎ＝ｃ^m（ｃは素数、ｍは２以上の整数）であれば、上述の通り、連続したＭ個の整数の集合でなくても、｛n_q｝と｛k_p｝の少なくとも一方が、連続したＭ個の整数の集合とｃ^m'（ｍ'＝[log_cＭ]）による剰余系について剰余の種類と各々の元の個数が一致する集合であれば当該行列は逆行列を有する。
４．その他の｛n_q｝と｛k_p｝であっても、Ｎの１とＮ以外の約数ａ、ｂの全ての対に関する剰余系につて検討し、｛k_p｝のａによる剰余系の種類の数Ａが、｛n_q｝のｂによる剰余系の元の数の最大値Ｂより小さいようなＮの約数の対ａ，ｂが全くなく、且つ、｛n_q｝のａによる剰余系の種類の数Ａが、｛k_p｝のｂによる剰余系の元の数の最大値Ｂより小さいようなＮの約数の対ａ，ｂが全くないならば、当該行列は逆行列を有する。
【００３６】
ところで上記逆行列はＭ行Ｍ列であるが、そこから所望のＬ行を取り出したＬ行Ｍ列の行列（Ｌ≦Ｍ）を用いれば、Ｍ本のサブキャリアから任意のＬ本のキャリアをＭ個のサンプル点から求めるための行列となることは自明である。即ち、本願発明うち復調方法及び復調装置の実施に使われる行列は正方行列に限定されない。
【００３７】
また、ここまでの議論が、Ｍ本のサブキャリアにヌルキャリア含まれていたとてしても成立することは明らかである。すると、Ｍ本のサブキャリアの中に更にＭ−Ｌ本（Ｌ＜Ｍ）のヌルキャリアがあったとして、残りＬ本のキャリアをＭ個のサンプル点から求めるための行列は、上記議論におけるｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ行Ｍ列の行列の逆行列であるＭ行Ｍ列の行列から当該Ｌ本のキャリアを復調ために必要なＬ行を取り出したもので良いことは明らかである。即ち、Ｌ本のキャリアに対応するk_pの他に、Ｍ−Ｌ個の任意のk_p（Ｌ本のキャリアに対応するk_pを除く）を仮に用いたＭ行Ｍ列の行列を構成してその逆行列を求め、そこからＬ本のキャリアに対応するＬ行Ｍ列の行列（Ｌ＜Ｍ）を取りだせば良い。簡単な考察から、このようなＬ行Ｍ列の行列は無数に構成することができる。
【００３８】
〔他のマルチキャリアについて〕
上記はＯＦＤＭを代表例に、等周波数間隔のＮ本のサブキャリアから成る通信方法について説明したが、上記説明から明らかなように、本発明の本質は等周波数間隔のＮ本のサブキャリアから成る通信方法に限定されない。即ち、周波数間隔比が整数比であれば、上記逆行列の有無を検討した内容をそのまま考慮することで、Ｍ点のサンプリング点の選択が可能である。この際、Ｍ点のサンプリング点の選択において、「Ｎ本のサブキャリアを復調できるＮ点」が、そもそも等間隔でない場合であっても、上記逆行列の有無を検討した内容をそのまま考慮することで、Ｍ点のサンプリング点の選択が可能である。このことは、周波数間隔比が整数比であるＮ本のサブキャリアから成る通信方法は、等周波数間隔のＮ’本のサブキャリアから成る通信方法であってＮ’−Ｎ本がヌルキャリアであるものと同等と考えることができるからである。
【００３９】
〔より高いサンプリング周波数を使用することについて〕
サンプリング周波数がより高くなるということは、サンプリング間隔Δｔ＝Ｔ／Ｎに対し、Δｔ'＝ｄＴ／Ｄ（ｄとＤは互いに素の自然数で、ｄ／Ｄ＜Ｎ、即ちＮ≦ｄＮ＜Ｄ）でサンプリングすることと同等である。これにより連続するＭ個のサンプリングにより、ｑ行ｐ列がexp(2πjｄk_pn_q／Ｄ)（n_qは０以上Ｍ−１以下の整数）から成る行列が逆行列を有するかどうかを考えることは、上記と全く同等に考えることができる。即ち、Ｄが約数を有するならば、それら約数についてのキャリア番号｛k_p｝、サンプリング番号｛n_q｝の剰余系を検討すれば良い。
【００４０】
〔第１実施例〕
図１は、本発明の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置１０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置１０００は、請求項１乃至３、請求項４乃至６の実施例に相当する。本実施例においては、ガードインターバルを有する、Ｎ本のサブキャリアから成り、うちＬ本が有効キャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信してアナログ直交復調するマルチキャリア復調装置１０００を示した。
【００４１】
図１のマルチキャリア復調装置１０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ１０５Ｉ及び１０５Ｑ、ＧＩ除去回路１０６Ｉ及び１０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路１０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がサンプリング装置及び抽出装置、又はサンプリング及び直交復調装置並びに抽出装置に当たる。また、複素線形演算回路１０８は、Ｌ本のサブキャリアを復調する演算器に当たる。
【００４２】
明示していない同期用のパイロットシンボルにより、同期回路１０１が同期信号を発する。まず、発振器１０２が同期回路１０１の同期信号により、主搬送波と同期した正弦波を発生させる。この正弦波は、乗算器１０３Ｉと１０３Ｑにより受信波との直交復調に用いられる。なおこの際、一方（図１で乗算器１０３Ｉ側）は位相器１０２１により位相がπ／２補正される。次に乗算器１０３Ｉと１０３Ｑの出力が各々低域濾波器（ＬＰＦ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで高周波が除かれ、アナログ直交復調された同相成分Ｉ_Aと直交成分Ｑ_Aとして、各々選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）１０５Ｉ及び１０５Ｑに出力される。
【００４３】
選択Ａ／Ｄ１０５Ｉ及び１０５Ｑでは、Ｎ本のサブキャリアの周波数間隔をΔｆとしたとき、サンプリングレート１／（ＮΔｆ）でサンプリングを行う。次に、ガードインターバルでない、有効シンボル長のＮ個のサンプル点のうち、後ろのＮ−Ｍ個（サンプル番号Ｍ乃至Ｎ−１）についてはここで消去される。即ち、ガードインターバル部分のサンプル点と、有効シンボル長のＮ個のサンプル点のうち、前のＭ個（サンプル番号０乃至Ｍ−１）がガードインターバル除去回路（ＧＩ除去回路）１０６Ｉ、１０６Ｑに出力される。尚、Ｌ、Ｍ、Ｎの関係はＬ≦Ｍ＜Ｎである。
【００４４】
ＧＩ除去回路１０６Ｉ、１０６Ｑは、選択Ａ／Ｄ１０５Ｉ及び１０５Ｑの出力のうちガードインターバルに当たるサンプル点を除去したＭ個のサンプル点について、各々直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力する。Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの２Ｍ個の出力は、Ｍ個の複素ディジタル信号を意味し、複素線形演算回路１０８に出力される。
【００４５】
複素線形演算回路１０８には、Ｌ本の有効キャリアの番号を含むＭ本のサブキャリアの番号を要素とする集合｛k_p｝、サンプル番号０乃至Ｍ−１を要素とする集合｛n_q｝について、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)である行列の逆行列から取り出したＬ行Ｍ列の行列が記憶されている。これを用い、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの出力による、Ｍ個の複素ディジタル信号ｘ(n_q)を要素とする複素ベクトルと当該逆行列の積から、Ｌ本の有効キャリアが有する情報Ｘ(k_p)を演算する。尚、本実施例では複素線形演算回路１０８の作用をソフトウエア的な構成としたが、ＦＩＲによりハードウエア的構成としても良い。こうして復調された情報はデマッピング回路１０９によりデマッピングされ、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１１０により所望の信号列として出力される。
【００４６】
本実施例のマルチキャリア復調装置１０００は、１シンボル長のＡ／Ｄ変換（ガードインターバル除いてＮ個の複素信号の抽出）を行う前により短いＡ／Ｄ変換（ガードインターバルを除いてＭ個の複素信号の抽出、Ｍ＜Ｎ）ののち次のステップに移行し、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて演算を行うので、１シンボル当たりの復調を高速に行うことができる。
【００４７】
〔第２実施例〕
図２は、本発明の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置２０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置２０００は、請求項２及び請求項５の発明の変形例の実施例に相当する。
【００４８】
図２のマルチキャリア復調装置２０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図１のマルチキャリア復調装置１０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図２のマルチキャリア復調装置２０００は、同期回路２０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路２０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がアナログ復調装置に、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑがサンプリング装置に、複素線形演算回路１０８が演算器に当たる。
【００４９】
同期回路２０１から発振器１０２へ出力される同期信号は、図１のマルチキャリア復調装置の同期回路１０１から発振器１０２へ出力される同期信号と同様である。以下、第１実施例同様低域濾波器（ＬＰＦ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで高周波が除かれ、アナログ直交復調された同相成分Ｉ_Aと直交成分Ｑ_Aとして、各々選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）２０５Ｉ及び２０５Ｑに出力される。
【００５０】
選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑでは、Ｎ本のサブキャリアの周波数間隔をΔｆとしたとき、サンプリングレートδ／（ＮΔｆ）でサンプリングを行う。尚、δは１より小さい正の値である。このとき、サンプリング開始及びサンプリング終了タイミングを同期回路２０１から指示を受ける。即ち同期回路２０１は発振器１０２への同期信号とは異なるサンプリング開始及び終了信号を選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑへ出力する。サンプリング開始信号により、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑは、ガードインターバルを除いた有効シンボルからサンプリングを始める。時間差δＭ／（ＮΔｆ）をおいて、サンプリング終了信号を受けるまでに、選択Ａ／Ｄ２０５Ｉ及び２０５Ｑは、各々Ｍ個のディジタル信号から成る信号列Ｉ_RとＱ_Rを取り出し、各々直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力する。Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの２Ｍ個の出力は、Ｍ個の複素ディジタル信号を意味し、複素線形演算回路２０８に出力される。
【００５１】
複素線形演算回路２０８には、Ｌ本の有効キャリアの番号を含むＭ本の有効キャリアの番号を要素とする集合｛k_p｝、サンプル番号０乃至Ｍ−１を要素とする集合｛n_q｝について、ｑ行ｐ列がexp(2πjδk_pn_q／N)である行列の逆行列から取り出したＬ行Ｍ列の行列が記憶されている。これを用い、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの出力による、Ｍ個の複素ディジタル信号ｘ(n_q)を要素とする複素ベクトルと当該逆行列の積から、Ｌ本の有効キャリアが有する情報Ｘ(k_p)を演算する。尚、本実施例では複素線形演算回路２０８の作用をソフトウエア的な構成としたが、ＦＩＲによりハードウエア的構成としても良い。こうして復調された情報はデマッピング回路１０９によりデマッピングされ、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１１０により所望の信号列として出力される。
【００５２】
本実施例のマルチキャリア復調装置２０００は、１シンボル長（時間１／ΔｆのＡ／Ｄ変換を行う前により短いＡ／Ｄ変換（時間δＭ／（ＮΔｆ）、Ｍ＜Ｎ）ののち次のステップに移行し、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて演算を行うので、１シンボル当たりの復調を更に高速に行うことができる。
【００５３】
〔第３実施例〕
図３は、本発明の具体的な第３の実施例に係るマルチキャリア復調装置３０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置３０００は、請求項２及び請求項５の発明の別の変形例の実施例に相当する。本実施例のマルチキャリア復調装置３０００も、ガードインターバルを有する、Ｎ本のサブキャリアから成り、うちＬ本が有効キャリアであるＯＦＤＭ変調信号を受信してアナログ直交復調する。
【００５４】
図３のマルチキャリア復調装置３０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図１のマルチキャリア復調装置１０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図３のマルチキャリア復調装置３０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ３０５Ｉ及び３０５Ｑ、ＧＩ除去回路３０６Ｉ及び３０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路３０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がディジタルサンプリング及び復調装置に、複素線形演算回路３０８が演算器に当たる。
【００５５】
同期回路１０１から発振器１０２への同期信号に始まり、第１実施例同様低域濾波器（ＬＰＦ）１０４Ｉ及び１０４Ｑで高周波が除かれ、アナログ直交復調された同相成分Ｉ_Aと直交成分Ｑ_Aとして、各々選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）３０５Ｉ及び３０５Ｑに出力される。
【００５６】
選択Ａ／Ｄ３０５Ｉ及び３０５Ｑでは、Ｎ本のサブキャリアの周波数間隔をΔｆとしたとき、サンプリングレート１／（νＮΔｆ）でサンプリングを行う。尚、νは２以上の自然数である。次に、ガードインターバルと、有効シンボル長の前のＭ個（サンプル番号０乃至Ｍ−１）がガードインターバル除去回路（ＧＩ除去回路）３０６Ｉ、３０６Ｑに出力される。ガードインターバルは、サンプリングレートの整数倍であるので、有効シンボルの開始点（サンプル番号０）から、（Ｍ−１）／（νＮΔｆ）（サンプル番号Ｍ−１）までのＭ−１個がのちの演算に用いられる。
【００５７】
複素線形演算回路３０８には、Ｌ本の有効キャリアの番号を含むＭ本の有効キャリアの番号を要素とする集合｛k_p｝、サンプル番号０乃至Ｍ−１を要素とする集合｛n_q｝について、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／νN)である行列の逆行列から取り出したＬ行Ｍ列の行列が記憶されている。これを用い、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑの出力による、Ｍ個の複素ディジタル信号ｘ(n_q)を要素とする複素ベクトルと当該逆行列の積から、Ｌ本の有効キャリアが有する情報Ｘ(k_p)を演算する。尚、本実施例では複素線形演算回路３０８の作用をソフトウエア的な構成としたが、ＦＩＲによりハードウエア的構成としても良い。こうして復調された情報はデマッピング回路１０９によりデマッピングされ、並直列変換器（Ｐ／Ｓ）１１０により所望の信号列として出力される。
【００５８】
本実施例のマルチキャリア復調装置３０００は、１シンボル長（時間１／ΔｆのＡ／Ｄ変換を行う前により短いＡ／Ｄ変換（時間Ｍ／（νＮΔｆ）、Ｍ＜νＮ）ののち次のステップに移行し、Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて演算を行うので、１シンボル当たりの復調を更に高速に行うことができる。
【００５９】
〔第４実施例〕
図４は、本発明の具体的な第４の実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア変調装置４０００は、請求項７及び請求項９の実施例に相当する。本実施例においては、ガードインターバルを付加し、Ｎ本のサブキャリアから成り、少なくともＮ−Ｍ本がヌルキャリアであるＯＦＤＭ変調信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により生成し、アナログ直交変調により送信するマルチキャリア変調装置４０００を示した。
【００６０】
図４のマルチキャリア変調装置４０００は、Ｓ／Ｐ４０１、マッピング回路４０２、ＩＤＦＴ４０３、Ｐ／Ｓ４０４Ｉ及び４０４Ｑ、ＧＩ挿入回路４０５Ｉ及び４０５Ｑ、セレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑ、Ｄ／Ａ４０７Ｉ及び４０７Ｑ、ＬＰＦ４０８Ｉ及び４０８Ｑ、発振器４０９、位相器４０９１、乗算器４１０Ｉ及び４１０Ｑ、加算器４１１から構成される。
【００６１】
図４のマルチキャリア変調装置４０００の作用は、セレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑの作用及びそれ以降の信号におけるセレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑの作用のと影響以外の部分については通常のアナログ直交変調によるＯＦＤＭ変調装置の作用と同一である。即ち、１シンボル中に送信すべき信号列を、直並列変換器（Ｓ／Ｐ）４０１により並列信号としたのち、マッピング回路４０２によりＮ個の複素シンボルを示すＡ₀、Ａ₁、…、Ａ_N-1、Ｂ₀、Ｂ₁、…、Ｂ_N-1にマッピングする。尚、Ｎ個の複素シンボルのうち、有効シンボルはＭ個以下である。これをＮ点逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）４０３によりＮ個の複素ディジタル信号を示すＩ₀、Ｉ₁、…、Ｉ_N-1、Ｑ₀、Ｑ₁、…、Ｑ_N-1に変換する。これを並直列変換器（Ｐ／Ｓ）４０４Ｉ及び４０４Ｑにより並直列変換したのち、所望の長さのガードインターバルがガードインターバル挿入回路（ＧＩ挿入回路）４０５Ｉ及び４０５Ｑにより挿入される。
【００６２】
次に、ガードインターバル部分を除いて各々Ｎ個のディジタル信号から成る、ＧＩ挿入回路４０５Ｉ及び４０５Ｑの出力Ｉ_D及びＱ_Dから、末尾Ｎ−Ｍ個がセレクタ４０６Ｉ及び４０６Ｑにてそれぞれ削除される。こうして、ガードインターバルと、Ｍ個のディジタル信号から成る有効シンボル部分を有する信号列Ｉ'_D及びＱ'_Dがディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４０７Ｉ、４０７Ｑに出力され、Ｄ／Ａ変換されてアナログ信号となる。この際、サンプリングレートは１／（ＮΔｆ）である。これを低域濾波器（ＬＰＦ）４０８Ｉ及び４０８Ｑにより低域濾波して、所望の主搬送波の周波数で発信する発振器４０９の正弦波と、位相器４０９１でπ／２位相の修正された正弦波との２つの直交する正弦波により乗算器４１０Ｉ及び４１０Ｑでアナログ直交変調され、加算器４１１で加算されたのち出力される。
【００６３】
本実施例のマルチキャリア変調装置４０００は、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）と、通常のＯＦＤＭの有効シンボル長１／Δｆより短く、高速且つ高密度な通信方法とすることができる。尚、マルチキャリア変調装置４０００と組み合わせるべき復調装置は以下の第５実施例乃至第７実施例に示す。
【００６４】
〔第５実施例〕
図５は、本発明の具体的な第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置５０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置５０００は、請求項８及び請求項１０の実施例に相当し、図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア４０００との組み合わせにより通信を行うことができるものである。
【００６５】
図５のマルチキャリア復調装置５０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図１のマルチキャリア復調装置１０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図５のマルチキャリア復調装置５０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、Ａ／Ｄ５０５Ｉ及び５０５Ｑ、ＧＩ除去回路５０６Ｉ及び５０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路１０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がディジタルサンプリング及び復調装置に、複素線形演算回路１０８が演算器に当たる。
【００６６】
図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００からは、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）の変調波が送信され、図５のマルチキャリア復調装置５０００はそれを受信する。主搬送波によりアナログ直交復調したのち、アナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ）５０５Ｉ及び５０５Ｑではサンプリングレート１／（ＮΔｆ）でサンプリングする。これにより、ガードインターバル部分と、Ｍ個の有効シンボル部分の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_DとＱ_Dが各々ＧＩ除去回路５０６Ｉ及び５０６Ｑに出力される。ＧＩ除去回路５０６Ｉ及び５０６Ｑでは当該ガードインターバル部分を除き、Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_RとＱ_Rが直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力される。Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_RとＱ_Rから所望の信号列を復調する方法は第１実施例と全く同様である。このように、本実施例の復調装置は、第４実施例の変調装置と組み合わせることで、実質的にＯＦＤＭ通信であって有効シンボル長を短くした通信を行うことができるので、高速且つ高密度な通信とすることができる。
【００６７】
〔第６実施例〕
図６は、本発明の具体的な第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置６０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置６０００は、請求項８及び請求項１０の発明の変形例の実施例に相当し、図２のマルチキャリア復調装置２０００で示した請求項２及び請求項５の発明の変形例の実施例に対応する。マルチキャリア復調装置６０００は、図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア４０００との組み合わせにより通信を行うことができるものである。
【００６８】
図６のマルチキャリア復調装置６０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図２のマルチキャリア復調装置２０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図６のマルチキャリア復調装置２０００は、同期回路２０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ６０５Ｉ及び６０５Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路２０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がアナログ復調装置に、選択Ａ／Ｄ６０５Ｉ及び６０５Ｑがサンプリング装置に、複素線形演算回路２０８が演算器に当たる。
【００６９】
図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００からは、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）の変調波が送信され、図６のマルチキャリア復調装置６０００はそれを受信する。主搬送波によりアナログ直交復調したのち、選択アナログ／ディジタル変換器（選択Ａ／Ｄ）６０５Ｉ及び６０５Ｑではサンプリングレートδ／（ＮΔｆ）（０＜δ＜１）でサンプリングする。尚、同期回路２０１からサンプリング開始及び終了信号が出力されるのは第２実施例のマルチキャリア復調装置２０００と同様である。これにより、Ｍ個の有効シンボル部分の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_RとＱ_Rが直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力される。Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_RとＱ_Rから所望の信号列を復調する方法は第２実施例と全く同様である。このように、本実施例の復調装置は、第４実施例の変調装置と組み合わせることで、実質的にＯＦＤＭ通信であって有効シンボル長を短くした受信波から、更に短いサンプリングののち復調する通信を行うことができるので、更に高速且つ高密度な通信とすることができる。
【００７０】
〔第７実施例〕
図７は、本発明の具体的な第７の実施例に係るマルチキャリア復調装置７０００の構成を示したブロック図である。マルチキャリア復調装置７０００は、請求項８及び請求項１０の発明の別の変形例の実施例に相当し、図３のマルチキャリア復調装置３０００で示した請求項２及び請求項５の発明の別の変形例の実施例に対応する。マルチキャリア復調装置７０００は、図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア４０００との組み合わせにより通信を行うことができるものである。
【００７１】
図７のマルチキャリア復調装置７０００の構成要素のうち、動作周波数又は動作タイミングを除いて、図３のマルチキャリア復調装置３０００と同じ作用をするものは同じ番号が付してある。図７のマルチキャリア復調装置７０００は、同期回路１０１、発振器１０２、位相器１０２１、乗算器１０３Ｉ及び１０３Ｑ、ＬＰＦ１０４Ｉ及び１０４Ｑ、選択Ａ／Ｄ７０５Ｉ及び７０５Ｑ、ＧＩ除去回路７０６Ｉ及び７０６Ｑ、Ｓ／Ｐ１０７Ｉ及び１０７Ｑ、複素線形演算回路３０８、デマッピング回路１０９、Ｐ／Ｓ１１０から構成される。このうち、ＲＣＶと示した部分がディジタルサンプリング及び復調装置に、複素線形演算回路３０８が演算器に当たる。
【００７２】
図４に示す第４実施例に係るマルチキャリア変調装置４０００からは、ガードインターバルを除いて、有効シンボル部分の長さがＭ／（ＮΔｆ）（Ｍ＜Ｎ）の変調波が送信され、図７のマルチキャリア復調装置７０００はそれを受信する。主搬送波によりアナログ直交復調したのち、選択アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）７０５Ｉ及び７０５Ｑではサンプリングレート１／（νＮΔｆ）（νは２以上の自然数）でサンプリングする。次に、ガードインターバルと、有効シンボル長の前のＭ個（サンプル番号０乃至Ｍ−１）がガードインターバル除去回路（ＧＩ除去回路）７０６Ｉ、７０６Ｑに出力される。ガードインターバルは、サンプリングレートの整数倍であるので、有効シンボルの開始点（サンプル番号０）から、（Ｍ−１）／（νＮΔｆ）（サンプル番号Ｍ−１）までのＭ−１個がのちの演算に用いられる。これにより、ガードインターバル部分と、Ｍ個の有効シンボル部分の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_DとＱ_Dが各々ＧＩ除去回路７０６Ｉ及び７０６Ｑに出力される。ＧＩ除去回路７０６Ｉ及び７０６Ｑでは当該ガードインターバル部分を除き、Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_RとＱ_Rが直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１０７Ｉ及び１０７Ｑに出力される。Ｍ個の複素ディジタル信号に対応するディジタル信号列Ｉ_RとＱ_Rから所望の信号列を復調する方法は第３実施例と全く同様である。このように、本実施例の復調装置は、第４実施例の変調装置と組み合わせることで、実質的にＯＦＤＭ通信であって有効シンボル長を短くした通信を行うことができるので、高速且つ高密度な通信とすることができる。
【００７３】
上記実施例では、いずれもアナログ直交復調又はアナログ直交変調によるものを説明したが、ディジタル直交復調又はディジタル変調によるものも本願発明に包含される。その際、変調時にはサンプリングレートを例えば４倍として数値制御発振器により周波数１／ＮΔｆの正弦波／余弦波と直交変調して、周波数帯１／２ＮΔｆ乃至３／２ＮΔｆとしたのち周波数コンバートするものとして良い。また、復調時にはサンプリングレートを例えば４倍として数値制御発振器により周波数１／ＮΔｆの正弦波／余弦波と直交復調して周波数帯１／２ＮΔｆ乃至３／２ＮΔｆの複素信号としたのちダウンサンプラによりＮ個の複素信号とするものでも良い。この際、本願の実施例３、７をディジタル直交復調にする場合、当該実施例３、７で示した特殊なサンプリングレートを基準に４倍サンプリングすることは当然である。尚、変調側を逆離散フーリエ変換により行う場合、Ｎ点逆離散フーリエ変換としても良く、２Ｎ点、４Ｎ点逆離散フーリエ変換による方法でＮ本のサブキャリアから成る変調波を生成するものとしても良い。
【００７４】
上記実施例では、ガードインターバルを有するＯＦＤＭによる信号を受信及び送受信する例を挙げたが、ガードインターバルは本発明の実施に必須ではなく、また、通信方法もＯＦＤＭに限定されない。
【００７５】
本実施例では、通常の復調のための複素線形演算回路を示したが、本願との組合せにより、より少ないキャリアのみを使用するパイロット信号を有するシンボルの復調について別の複素線形演算回路を加えた復調装置としても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図２】 本発明の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図３】 本発明の具体的な第３の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図４】 本発明の具体的な第４の実施例に係るマルチキャリア変調装置の構成を示したブロック図。
【図５】 本発明の具体的な第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図６】 本発明の具体的な第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【図７】 本発明の具体的な第７の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成を示したブロック図。
【符号の説明】
｛ｋ_p｝ キャリア番号の集合
｛ｎ_q｝ サンプリング番号の集合
１０８、２０８、３０８ 複素線形演算回路
１０５Ｉ、２０５Ｉ、３０５Ｉ、６０５Ｉ、７０５Ｉ 選択アナログ／ディジタル変換器
５０５Ｉ アナログ／ディジタル変換器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a demodulation method and a demodulation device of a multicarrier transmission system that can modulate a plurality of subcarriers and transmit the plurality of modulated signals with one symbol length. The present invention is particularly effective for a demodulator that receives a signal modulated by, for example, an Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) system.
[0002]
[Prior art]
  For example, in the OFDM method, N complex digital signals arranged at a sampling interval 1 / (NΔf) with a frequency interval of N carriers as Δf on the modulation side, with a symbol interval excluding the guard interval, are converted into inverse discrete Fourier transforms. It was formed by conversion (IDFT). On the demodulation side, a discrete Fourier transform (DFT) is performed using N complex digital signals sampled at a sampling interval 1 / (NΔf) from a symbol length excluding the guard interval, where the frequency interval of N carriers is Δf. ) Was demodulated. A technique for reducing the complex digital signal used for this operation, that is, reducing the length of one symbol to 1/2 has been reported recently (October 2000, 23rd Information Theory and its Application Symposium, pp.101-104).
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
  By the way, in general, a lot of null carriers that are always 0 are included in N-point IDFT (N-point inverse discrete Fourier transform) inputs (signals to be placed on subcarriers) on the modulation side. The present invention pays attention to this point, and since it is not always necessary to use the N-point DFT on the demodulation side, an effective carrier other than the null carrier can be used without using all of the N digital complex signals of one symbol length excluding the guard interval. Can be demodulated. On the modulation side, the effective carrier other than the null carrier can be demodulated (if the guard interval is added, the guard interval is excluded) and the modulation is performed by shortening one symbol length, and the corresponding demodulation is performed. is there.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
  The invention according to claim 1 is a demodulation method of a multi-carrier transmission system, wherein at least NM (M <N) subcarriers are null carriers, and receives and demodulates a signal. An N-point digital signal capable of demodulating all N subcarriers is obtained, M points set in advance are extracted from the N-point digital signal, and M subcarriers other than NM null carriers are extracted. Based on the number and the extracted sample point number, the desired L subcarriers (L ≦ M) among M subcarriers other than NM null carriers are demodulated from the M sample points. And a desired L sub-carriers among M sub-carriers other than NM null carriers based on the product of the prepared matrix and a vector composed of M sample points. Characterized by demodulating the Yaria. ThisHere, “at least N−M (M <N) subcarriers are null carriers” means that the subcarrier corresponds to a guard band, carrier hole or the like whose information is always 0.. StrangeThe key may be complex modulation or amplitude or phase only modulation. Of course, when N subcarriers are complex-modulated, the N-point digital signal should be a complex signal. In any case, it is premised that the synchronization is achieved by some means, but the present invention is not affected by the means for achieving the synchronization.
[0005]
  The invention according to claim 2In the invention of claim 1, the multicarrier transmission method is:Modulate using inverse discrete Fourier transformThe digital signal isSampling interval 1 / (NΔf) where Δf is an adjacent frequency interval of N subcarriersΔ / (NΔf), where 0 <δ <1, or 1 / (νNΔf), where ν is a natural number of 2 or more,Point complex digital signal orthogonally demodulated byIt is characterized by being.Here, the quadrature demodulation and sampling are included in the present invention both in the case of analog / digital conversion after analog quadrature demodulation and in the case of digital quadrature after analog / digital conversion. Here, the score of the inverse discrete Fourier transform is not limited to N points. The invention according to claim 3 is characterized in that the complex digital signal of M points is the first M points in one symbol.
[0006]
[0007]
[0008]
  The inventions according to claims 4 to 6 are multicarrier demodulation apparatuses adopting the multicarrier demodulation method according to claims 1 to 3. The explanation of terms in the claims is almost the same.is there.
[0009]
  The invention according to claim 7 provides:A signal obtained by a multicarrier modulation method that uses an inverse discrete Fourier transform to transmit a signal in which at least NM (M <N) subcarriers are null carriers, and corresponds to an N-point inverse discrete Fourier transform. By transmitting the first M points of the effective symbols to be transmitted, the frequency interval between adjacent N carriers is Δf, and the effective symbol length is 1 / Δf to M / (NΔf). In the multicarrier demodulation method for receiving and demodulating, sampling frequency 1 / (NΔf), δ / (NΔf), where 0f is the frequency interval between adjacent subcarriers of N subcarriers, where 0 <δ <1 or 1 / (ΝNΔf), where ν is an M-point complex digital signal that is orthogonally demodulated with a natural number of 2 or more, and the number of M subcarriers other than NM null carriers and the number of M points. To demodulate desired L subcarriers (L ≦ M) among M subcarriers other than NM null carriers from M sample points based on the number of sample points of the elementary digit signal. And a desired L subcarriers among M subcarriers other than NM null carriers based on the product of the prepared matrix and a vector composed of M sample points. Is demodulated.Since the present invention partially deletes the portion not including the guard interval of one symbol, the transmitted M / (NΔf) length signal is originally a part of the symbol length 1 / Δf, Is not sent in a short time. Here, the score of the inverse discrete Fourier transform is not limited to N points.
[0010]
  Also,Also in the present invention, quadrature demodulation and sampling are included in the present invention both when analog / digital conversion is performed after analog quadrature demodulation and when digital quadrature is performed after analog / digital conversion.
[0011]
[0012]
[0013]
  Claim 8The invention according toClaim 7This is a multicarrier demodulator that employs the multicarrier demodulation method according to FIG. Explanation of terms in claims is almost the sameIt is.
[0014]
[Operation and effect of the invention]
  The multicarrier demodulation method or the multicarrier demodulation apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein information of N subcarriers including a null carrier is to be demodulated using a complex signal or the like of N sampling points at least. When NM (M <N) subcarriers are null carriers (information is always 0, guard band, carrier hole, etc.), the remaining M subcarriers are subject to certain restrictions. , Based on being able to demodulate at M sampling points (M <N). Naturally, of the M subcarriers, desired L (L <M) subcarriers can be demodulated at M sampling points (M <N) under certain restrictions. Further, even when M-L of the M subcarriers are null carriers, the desired L (L <M) subcarriers are M sampling points (M < N) can be demodulated. Strategies and limitations to make that possible are described below. As a result, of the sampled N point signals, up to NM signals are not used, and any of the M subcarriers including all effective carriers can be demodulated from the remaining M sampling points. . That is, it is possible to perform demodulation at higher speed than demodulation from N sampling points (claims 1 and 4).
[0015]
  In particular, the present invention is effective as a demodulation method or a demodulation device for receiving, for example, an OFDM signal modulated using inverse discrete Fourier transform. This is because, for example, an OFDM-based modulated signal modulated using inverse discrete Fourier transform has a uniform design method. That is, a matrix (linear calculation) for demodulation from an M-point complex signal can be easily obtained from the carrier number of a subcarrier that is not a null carrier and the M-point sampling number used for the calculation. ). If the selection from the N point of one symbol to the M point is the first M point of one symbol, demodulation can be performed at the highest speed (claims 3 and 6).
[0016]
  Further, when digital sampling is performed after obtaining a baseband signal by analog quadrature demodulation, the sampling interval can be narrower than 1 / (NΔf) (where Δf is the subcarrier frequency interval), and demodulation is performed at that time. Will be even faster. If the sampling interval is set to 1 / (NΔf) / integer, there is no problem before and after orthogonal demodulation and sampling.
[0017]
  In modulation on the transmission side of a signal received by the present demodulation method and demodulator,One symbol length (excluding the guard band when a guard band is added) is set to M parts formed by N complex signals, so that one symbol length (excluding the guard band when a guard band is added). ) Can be reduced from 1 / Δf to M / (NΔf), and a high-speed and high-density communication method can be obtained.
[0018]
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, the carrier number and sampling point number that enable the present invention will be described using OFDM as an example. As will be described later, the present invention is not limited to OFDM. The following explanation is based on the fact that the rank (rank) is M (there is an inverse matrix) for an M-by-M matrix extracted from an N-by-N matrix showing N-point inverse discrete Fourier transform. The purpose is to confirm without direct calculation such as keratinization.
[0020]
[About carrier number and sampling point number enabling the present invention]
  First, consider an OFDM carrier, that is, a waveform that satisfies the following equation (1) at the nth point (an integer from n = 0 to N−1).
[Expression 1]

[0021]
  Here, when the carrier does not use all the numbers from k = 0 to N−1, the M carriers including all the effective symbol carriers are among the N sample points from n = 0 to N−1. A condition when demodulation is possible with M sample points is obtained. This is expressed as follows.
[Expression 2]

[0022]
  In Equation (2), Σ is a set of M integers {k_p} Take about. Also, the set {n_q} Consists of M integers. Where 1≤p, q≤M, 0≤k_p, n_q≤ N-1, k_p<K_{p + 1}, N_q<N_{q + 1}And Equation (2) is expressed by M complex numbers x (n_q) And q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) and M complex numbers X (k_p) Is a product with a vector consisting of Then, M complex numbers x (n_q), M complex numbers X (k_p) Can calculate a vector of q rows and p columns exp (2πjk_pn_q/ N) is equivalent to whether the matrix has an inverse matrix.
[0023]
  q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) for a matrix {k_p}, {N_q} Both coincide with an integer set of N that is greater than or equal to 0 and less than or equal to N−1, which results in equation (1). The inverse matrix is W_N= Exp (-2πj / N) where k + 1 row n + 1 column is W_N ^kn(Where 0 ≦ k ≦ N−1, 0 ≦ n ≦ N−1, relationship between IDFT (N-point inverse discrete Fourier transform) and DFT (N-point discrete Fourier transform)). On the other hand, q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) is a set of M integers different from each other but not smaller than 0 and not larger than N−1 so that the matrix having the inverse matrix {k_p}, {N_q} Is very broad. However, the set {k_p}, {N_q} Is q rows and p columns is exp (2πjk_pn_qIt is possible to determine that the matrix that is / N) does not have an inverse matrix, that is, it can be set to have an inverse matrix.
[0024]
[With or without inverse matrix]
  q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) (set of M integers each {k_p}, {N_q} Is 1 ≦ p, q ≦ M, 0 ≦ k_p, n_q≤ N-1, k_p<K_{p + 1}, N_q<N_{q + 1}Whether the matrix of M rows and M columns in () has an inverse matrix (whether the determinant is not 0) is equivalent to whether or not the determinant of the matrix after the next transformation is 0. That is, paying attention to the q′th row and the p′th column, exp (2πjk_{p '}n_{q '}/ N) and then pth column (p ≠ p ′) is exp (2πj (k_p-k_{p '}) n_{q '}/ N) divided by q line (q ≠ q ') exp (2πjk_{p '}(n_q-n_{q '}) / N). Thereby, all the elements in the q′-th row and the p′-th column can be set to 1. Here, for a row, a divisor b of N (N = ab) is taken, and the original number is the largest in the remainder system by b {n_q} 'S remainder system (whose original number is B). For the column, all the components in the first column are set to 1 and selected by b above {n_q}, All the components in one row among the rows corresponding to the remainder system are set to 1.
[0025]
  An example is given about this. N = 12, q rows and p columns are exp (πjk_pn_q/ 6), {k_p} = {0, 1, 4, 5, 8}, {n_q} = {0, 1, 2, 3, 6}. {n by b = 3 (ie a = 4)_q} Is {0, 3, 6}, {1}, and {2}, and the original largest is {0, 3, 6}. The matrix is:
[Equation 3]

[0026]
  In the matrix of Equation 3, all the components in the first column are 1, and {n_q} = {0, 1, 2, 3, 6}, the row {n with the largest number of elements in the remainder system with b = 3_q} = {0, 3, 6}, n_qThe components in the first row where = 0 are all 1.
[0027]
  Whether the determinant is 0 or not is not affected by the exchange of rows and exchange of columns. Now, the row with the largest original number in the remainder system by b is replaced with the first row to the Bth row. Further, it is assumed that the first column (p = 1) is all 1 and the first row (q = 1) is all 1. In the matrix of Equation 3, the row corresponding to {0,3,6} that is the original maximum may be replaced with the first row to the third row (that is, B = 3), and is as follows. .
[Expression 4]

[0028]
  Up to this point, the set of integers by the divisor b of N for the matrix in question {n_q}, After replacing the lines corresponding to the residue system with the largest number (the number of which is B) with the first to B rows, all the elements exp (2πjk₁n₁/ N), then pth column (p ≠ 1) is exp (2πj (k_p-k₁) n₁/ N) divided by q line (q ≠ 1) exp (2πjk₁(n_q-n₁) / N). These are so-called basic deformations of a matrix, and the matrix before and after such deformation does not change whether the determinant is 0 or not.
[0029]
  Then the sequence {k_p}, Where A is the number of types of residue systems by a, the first to Bth rows have only A component arrangements. In fact, in the matrix of Equation 3, {k_p} = {0,1,4,5,8}, the remainder for a = 4 is {0,4,8} and {1,5} in two types (ie, A = 2). In Formula 4 (which is not related to whether the determinant is 0), which is a modification of this, there are only two types of patterns of the first to third row components: the first, third and fifth columns and the second and fourth columns. .
[0030]
  Given this, it is clear that:
[1] If A <B, when the matrix corresponding to the modified determinant is converted into a lower triangular matrix, the diagonal components are arranged with 0 from A + 1 row A + 1 column to B row B column, and the original determinant is originally 0. For example, if the matrix of the above formula 4 with A = 2 and B = 3 is triangulated, the component in the third row and the third column becomes zero.
[2] A ≧ B can be said for all pairs of N and divisors a and b other than N (however, the row and the column are interchanged and the row {n_q} Number of residue types and sequence {k_p}, The matrix corresponding to the determinant after transformation can always be diagonalized. That is, the original determinant is not zero.
[0031]
  Thus, if N is a prime number, it always has an inverse matrix. If N is not a prime number, a set of M integers {k_p}, {N_q} For the remainder system for all pairs of divisors a and b other than 1 and N, where N = ab, and {k_p}, The number A of the residue system type by a is {n_q}, If there is a divisor pair a, b of N that is smaller than the maximum value B of the original number of the residue system, the determinant is 0. If there is no such N divisor pair a, b (but replace row and column, row {n_q} Number of residue types and sequence {k_p}, The determinant is not zero (after considering the largest number of remainders).
[0032]
  In addition, q row p column is exp (2πjk_pn_q/ N) (where a set of M integers {k_p}, {N_q} Is 1 ≦ p, q ≦ M, 0 ≦ k_p, n_q≤ N-1, k_p<K_{p + 1}, n_q<N_{q + 1}Whether the matrix of M rows and M columns has an inverse matrix (the determinant is not 0) is expressed as q 'row p' column is exp (2πjk_{p '}n_{q '}/ N) (where 1≤p ', q'≤N-M, 0≤k_{p '}, n_{q '}≤ N-1, k_{p '}<K_{p '+ 1}, n_{q '}<N_{q '+ 1}, K_{p '}≠ k_p, N_{q '}≠ n_qIt is also clear that the NM-by-N-M matrix of) has an inverse matrix (the determinant is not 0). This is because the two matrices are in the relationship of an N-point IDFT matrix (an inverse matrix is a DFT matrix) obtained by extracting different M-row and M-column matrices and NM-row and NM-column matrices. . This is particularly effective in that a smaller set of residue systems can be considered when M is greater than N / 2.
[0033]
  In addition, a set of M consecutive integers {k_p} For any set of M different integers {n_q} And q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) M-by-M matrix has an inverse matrix. Conversely, a set of M consecutive integers {n_q}, Any set of M different integers {k_p} And q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) M-by-M matrix has an inverse matrix. These are equivalent to each other. The outline of the latter proof is as follows. That is, a set of M consecutive integers {n_q}, The maximum value B of the original number of the residue system by b (N = ab) is − [− M / b]. However, [R] is a Gaussian symbol and represents the maximum integer not exceeding the real number R. A set of M different integers {k_p}, The minimum value of the type A of the residue system by a is obtained as-[-M / b] because the residue system by a has only up to b = N / a elements. That is, a set of M consecutive integers {n_q} Is the set of M different integers {k_p} Is equal to the minimum value of the type A of the residue system by a. At this time, B does not exceed A.
[0034]
  Furthermore, N = c^m(Where c is a prime number and m is an integer of 2 or more), a set of M consecutive integers {k_p} And c^{m '}(M '= [log_cM] and [R] are Gaussian symbols, and a set of M integers whose residue system (the type of the residue and the number of each element) is completely matched {k_p} For any set of M different integers {n_q} And q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) M-by-M matrix has an inverse matrix. This is {n_q} And {k_p} Is also true. c^{m '}Is (m '= [log_cM]), the factorial of the only prime factor of N that is equal to or does not exceed M. {K_p} And c^{m '}That the residue system by is completely coincidental is any k of M consecutive integers_pAgainst k_p± c^{m '}, K_p± 2c^{m '}, K_p± 3c^{m '}, ..., k_p± (c^m-C) (however, anything outside the range of 0 or more and N-1 or less will be excluded) Means a set of different integers.
[0035]
[Summary of inverse matrix]
1. If N is a prime number, the matrix has an inverse matrix.
2. {N_q} And {k_p} Is a set of consecutive M integers, q rows and p columns are exp (2πjk_pn_q/ N) M-by-M matrix has an inverse matrix.
3. N = c^m(Where c is a prime number and m is an integer of 2 or more), as described above, even if it is not a set of consecutive M integers, {n_q} And {k_p} Is a continuous set of M integers and c^{m '}(M '= [log_cIf the set of the residue type and the number of each element in the residue system according to M]) is the same, the matrix has an inverse matrix.
4). Other {n_q} And {k_p}, Consider the remainder system for all pairs of N and divisors a and b other than N, and {k_p}, The number A of the residue system type by a is {n_q}, There is no divisor pair a, b of N that is smaller than the maximum value B of the original number of the residue system by b, and {n_q}, The number A of the type of residue system by a is {k_p}, If there is no divisor pair a, b of N that is smaller than the maximum value B of the original number of residue systems by b, the matrix has an inverse matrix.
[0036]
  By the way, although the inverse matrix has M rows and M columns, if an L row and M column matrix (L ≦ M) obtained from the desired L rows is used, any L carriers from M subcarriers can be obtained. It is obvious that the matrix is obtained from M sample points. That is, the matrix used for implementing the demodulation method and the demodulation device of the present invention is not limited to a square matrix.
[0037]
  In addition, it is clear that the discussion so far holds even if a null carrier is included in M subcarriers. Then, assuming that there are M−L (L <M) null carriers in M subcarriers, the matrix for obtaining the remaining L carriers from M sample points is q in the above discussion. Row p column is exp (2πjk_pn_qIt is obvious that the L rows necessary for demodulating the L carriers from the M rows and M columns matrix, which is the inverse matrix of the (N) M rows and M columns matrix, may be used. That is, k corresponding to L carriers_pBesides, M-L arbitrary k_p(K corresponding to L carriers_pThe matrix of M rows and M columns is used temporarily, the inverse matrix is obtained, and the matrix of L rows and M columns (L <M) corresponding to L carriers is obtained therefrom. From simple considerations, an infinite number of such L rows and M columns can be constructed.
[0038]
[About other multi-carriers]
  In the above description, a communication method including N subcarriers with equal frequency intervals has been described using OFDM as a representative example. As is apparent from the above description, the essence of the present invention is composed of N subcarriers with equal frequency intervals. The communication method is not limited. In other words, if the frequency interval ratio is an integer ratio, it is possible to select M sampling points by directly considering the contents of the existence of the inverse matrix. At this time, in selecting M sampling points, even if the “N points at which N subcarriers can be demodulated” are not equally spaced in the first place, the content of examining the presence or absence of the inverse matrix should be considered as it is. Thus, M sampling points can be selected. This is because a communication method composed of N subcarriers with a frequency interval ratio of an integer ratio is a communication method composed of N ′ subcarriers with equal frequency intervals, and N′−N are null carriers. This is because it can be considered equivalent to a thing.
[0039]
[About using a higher sampling frequency]
  The higher sampling frequency means that Δt ′ = dT / D (d and D are relatively prime natural numbers, d / D <N, that is, N ≦ dN <D) with respect to the sampling interval Δt = T / N. Is equivalent to sampling with As a result, q rows and p columns become exp (2πjdk by M consecutive samplings._pn_q/ D) (n_qIs an integer equal to or greater than 0 and equal to or less than M−1), it can be considered exactly the same as above. That is, if D has divisors, the carrier numbers {k_p}, Sampling number {n_q} Is considered.
[0040]
[First embodiment]
  FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 1000 according to a first specific example of the present invention. The multicarrier demodulator 1000 corresponds to the embodiments of claims 1 to 3 and claims 4 to 6. In the present embodiment, a multi-carrier demodulator 1000 that receives an OFDM-modulated signal, which is composed of N subcarriers, of which L is an effective carrier, having a guard interval and performs analog orthogonal demodulation, is shown.
[0041]
  1 includes a synchronization circuit 101, an oscillator 102, a phase shifter 1021, multipliers 103I and 103Q, LPFs 104I and 104Q, selection A / Ds 105I and 105Q, GI removal circuits 106I and 106Q, and S / P 107I and 107Q. , A complex linear arithmetic circuit 108, a demapping circuit 109, and a P / S 110. Of these, the portion indicated by RCV corresponds to the sampling device and extraction device, or the sampling and quadrature demodulation device and extraction device. The complex linear arithmetic circuit 108 corresponds to an arithmetic unit that demodulates L subcarriers.
[0042]
  The synchronization circuit 101 generates a synchronization signal by using a synchronization pilot symbol that is not explicitly shown. First, the oscillator 102 generates a sine wave synchronized with the main carrier by the synchronization signal of the synchronization circuit 101. This sine wave is used for quadrature demodulation with the received wave by multipliers 103I and 103Q. At this time, the phase of one (the multiplier 103I side in FIG. 1) is corrected by π / 2 by the phase shifter 1021. Next, the outputs of the multipliers 103I and 103Q are subjected to analog quadrature demodulated in-phase component I after high frequency is removed by low-pass filters (LPF) 104I and 104Q, respectively._AAnd orthogonal component Q_AAre output to selected analog / digital converters (selection A / D) 105I and 105Q, respectively.
[0043]
  In the selection A / D 105I and 105Q, sampling is performed at a sampling rate 1 / (NΔf), where Δf is the frequency interval of N subcarriers. Next, of the N sample points of the effective symbol length that are not guard intervals, the following NM pieces (sample numbers M to N-1) are erased here. That is, of the sample points in the guard interval portion and the N sample points of the effective symbol length, the previous M pieces (sample numbers 0 to M-1) are output to the guard interval removal circuits (GI removal circuits) 106I and 106Q. Is done. The relationship among L, M, and N is L ≦ M <N.
[0044]
  The GI removal circuits 106I and 106Q output the M sample points from which the sample points corresponding to the guard interval are removed from the outputs of the selection A / Ds 105I and 105Q to the series-parallel converters (S / P) 107I and 107Q, respectively. The 2M outputs of S / P 107I and 107Q mean M complex digital signals and are output to the complex linear arithmetic circuit 108.
[0045]
  The complex linear arithmetic circuit 108 includes a set {k that includes M subcarrier numbers including L effective carrier numbers._p}, Set {n with sample numbers 0 to M-1 as elements_q}, Q rows and p columns are exp (2πjk_pn_qThe matrix of L rows and M columns extracted from the inverse matrix of the matrix / N) is stored. Using this, M complex digital signals x (n by the outputs of S / P 107I and 107Q are used._q), The information X (k_p) Is calculated. In the present embodiment, the operation of the complex linear arithmetic circuit 108 has a software configuration, but a hardware configuration may be used by FIR. The demodulated information is demapped by the demapping circuit 109 and output as a desired signal sequence by the parallel / serial converter (P / S) 110.
[0046]
  The multi-carrier demodulator 1000 of this embodiment performs shorter A / D conversion (excluding guard intervals) before performing A / D conversion of 1 symbol length (extraction of N complex signals excluding guard intervals). After the extraction of the complex signal and M <N), the process proceeds to the next step, and the calculation is performed using the M complex digital signals. Therefore, demodulation per symbol can be performed at high speed.
[0047]
[Second Embodiment]
  FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 2000 according to the second specific example of the present invention. The multicarrier demodulator 2000 corresponds to an embodiment of a modification of the inventions of claims 2 and 5.
[0048]
  Among the components of the multicarrier demodulator 2000 in FIG. 2, components that have the same action as the multicarrier demodulator 1000 in FIG. 1 except for the operating frequency or operation timing are given the same numbers. 2 includes a synchronization circuit 201, an oscillator 102, a phase shifter 1021, multipliers 103I and 103Q, LPFs 104I and 104Q, selection A / Ds 205I and 205Q, S / Ps 107I and 107Q, a complex linear arithmetic circuit 208, The demapping circuit 109 and the P / S 110 are included. Of these, the portion indicated by RCV corresponds to the analog demodulator, the selection A / Ds 205I and 205Q correspond to the sampling device, and the complex linear arithmetic circuit 108 corresponds to the arithmetic unit.
[0049]
  The synchronization signal output from the synchronization circuit 201 to the oscillator 102 is the same as the synchronization signal output from the synchronization circuit 101 of the multicarrier demodulator in FIG. 1 to the oscillator 102. Hereinafter, in the same way as in the first embodiment, the low-frequency filters (LPF) 104I and 104Q remove high frequencies, and the analog quadrature demodulated in-phase component I_AAnd orthogonal component Q_AAre output to selected analog / digital converters (selection A / D) 205I and 205Q, respectively.
[0050]
  In the selection A / D 205I and 205Q, sampling is performed at a sampling rate δ / (NΔf), where Δf is the frequency interval of N subcarriers. Note that δ is a positive value smaller than 1. At this time, the synchronization circuit 201 receives instructions for sampling start and sampling end timing. That is, the synchronization circuit 201 outputs sampling start and end signals different from the synchronization signal to the oscillator 102 to the selection A / D 205I and 205Q. In response to the sampling start signal, the selection A / D 205I and 205Q starts sampling from the effective symbol excluding the guard interval. The selection A / Ds 205I and 205Q each have a signal sequence I composed of M digital signals until a sampling end signal is received with a time difference δM / (NΔf)._RAnd Q_RAre output to serial-parallel converters (S / P) 107I and 107Q, respectively. The 2M outputs of S / P 107I and 107Q mean M complex digital signals and are output to the complex linear arithmetic circuit 208.
[0051]
  The complex linear arithmetic circuit 208 includes a set {k that includes M effective carrier numbers including L effective carrier numbers._p}, Set {n with sample numbers 0 to M-1 as elements_q}, Q rows and p columns are exp (2πjδk_pn_qThe matrix of L rows and M columns extracted from the inverse matrix of the matrix / N) is stored. Using this, M complex digital signals x (n by the outputs of S / P 107I and 107Q are used._q), The information X (k_p) Is calculated. In the present embodiment, the operation of the complex linear arithmetic circuit 208 has a software configuration, but a hardware configuration may be used by FIR. The demodulated information is demapped by the demapping circuit 109 and output as a desired signal sequence by the parallel / serial converter (P / S) 110.
[0052]
  The multi-carrier demodulator 2000 of the present embodiment performs the next step after one symbol length (A / D conversion shorter than time 1 / Δf before time A / D conversion (time δM / (NΔf), M <N)). Since the calculation is performed using M complex digital signals, demodulation per symbol can be performed at higher speed.
[0053]
[Third embodiment]
  FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 3000 according to a third specific example of the present invention. Multicarrier demodulator 3000 corresponds to an embodiment of another modification of the inventions of claims 2 and 5. The multicarrier demodulator 3000 according to the present embodiment also receives an OFDM modulated signal including N subcarriers having guard intervals, of which L are effective carriers, and performs analog orthogonal demodulation.
[0054]
  Among the components of the multicarrier demodulator 3000 in FIG. 3, the same numbers are assigned to the same components as those in the multicarrier demodulator 1000 in FIG. 1 except for the operating frequency or the operation timing. 3 includes a synchronization circuit 101, an oscillator 102, a phase shifter 1021, multipliers 103I and 103Q, LPFs 104I and 104Q, selection A / Ds 305I and 305Q, GI removal circuits 306I and 306Q, and S / P 107I and 107Q. , A complex linear arithmetic circuit 308, a demapping circuit 109, and a P / S 110. Of these, the portion indicated by RCV corresponds to the digital sampling and demodulation device, and the complex linear arithmetic circuit 308 corresponds to the arithmetic unit.
[0055]
  Starting from the synchronizing signal from the synchronizing circuit 101 to the oscillator 102, the high frequency is removed by the low-pass filters (LPF) 104I and 104Q as in the first embodiment, and the in-phase component I which has been subjected to analog quadrature demodulation_AAnd orthogonal component Q_AAre output to the selected analog / digital converters (selection A / D) 305I and 305Q, respectively.
[0056]
  In the selection A / Ds 305I and 305Q, sampling is performed at a sampling rate 1 / (νNΔf), where Δf is the frequency interval of N subcarriers. Note that ν is a natural number of 2 or more. Next, the guard interval and the M symbols (sample numbers 0 to M−1) before the effective symbol length are output to the guard interval removal circuits (GI removal circuits) 306I and 306Q. Since the guard interval is an integer multiple of the sampling rate, M−1 pieces from the start point of the effective symbol (sample number 0) to (M−1) / (νNΔf) (sample number M−1) are later. Used for calculation.
[0057]
  The complex linear arithmetic circuit 308 includes a set {k that includes M effective carrier numbers including L effective carrier numbers._p}, Set {n with sample numbers 0 to M-1 as elements_q}, Q rows and p columns are exp (2πjk_pn_qThe matrix of L rows and M columns extracted from the inverse matrix of the matrix (/ νN) is stored. Using this, M complex digital signals x (n by the outputs of S / P 107I and 107Q are used._q), The information X (k_p) Is calculated. In the present embodiment, the operation of the complex linear arithmetic circuit 308 has a software configuration, but a hardware configuration may be used by FIR. The demodulated information is demapped by the demapping circuit 109 and output as a desired signal sequence by the parallel / serial converter (P / S) 110.
[0058]
  The multicarrier demodulator 3000 according to the present embodiment performs the following step after one symbol length (time A / D conversion (time M / (νNΔf), M <νN) before performing A / D conversion at time 1 / Δf). Since the calculation is performed using M complex digital signals, demodulation per symbol can be performed at higher speed.
[0059]
[Fourth embodiment]
  FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier modulation apparatus 4000 according to a fourth specific example of the present invention. The multicarrier modulation device 4000 corresponds to the embodiments of claims 7 and 9. In this embodiment, a guard interval is added, an OFDM modulated signal consisting of N subcarriers and at least NM null carriers is generated by inverse discrete Fourier transform (IDFT), and transmitted by analog orthogonal modulation. A multi-carrier modulation device 4000 is shown.
[0060]
  4 includes an S / P 401, a mapping circuit 402, an IDFT 403, P / S 404I and 404Q, a GI insertion circuit 405I and 405Q, a selector 406I and 406Q, a D / A 407I and 407Q, an LPF 408I and 408Q, and an oscillator 409. , A phase shifter 4091, multipliers 410I and 410Q, and an adder 411.
[0061]
  The operation of the multicarrier modulation device 4000 in FIG. 4 is the same as the operation of the OFDM modulation device based on normal analog quadrature modulation except for the operation of the selectors 406I and 406Q and the operation of the selectors 406I and 406Q in the subsequent signals. Are the same. That is, after a signal sequence to be transmitted in one symbol is converted into a parallel signal by a serial-to-parallel converter (S / P) 401, the mapping circuit 402 indicates N complex symbols A₀, A₁A ..._N-1, B₀, B₁..., B_N-1To map. Of the N complex symbols, the number of effective symbols is M or less. This is represented by an N-point inverse discrete Fourier transformer (IDFT) 403 that represents N complex digital signals.₀, I₁... I_N-1, Q₀, Q₁... Q_N-1Convert to After this is parallel-serial converted by parallel-serial converters (P / S) 404I and 404Q, a guard interval having a desired length is inserted by guard interval insertion circuits (GI insertion circuits) 405I and 405Q.
[0062]
  Next, the output I of the GI insertion circuits 405I and 405Q, each consisting of N digital signals, excluding the guard interval portion._DAnd Q_D, N-M at the end are deleted by selectors 406I and 406Q, respectively. Thus, a signal sequence I ′ having a guard interval and an effective symbol portion composed of M digital signals._DAnd Q '_DAre output to digital / analog converters (D / A) 407I and 407Q, and D / A converted into analog signals. At this time, the sampling rate is 1 / (NΔf). This is low-pass filtered by low-pass filters (LPF) 408I and 408Q, and is transmitted at a desired main carrier frequency. Are orthogonally modulated by the multipliers 410I and 410Q, added by the adder 411, and then output.
[0063]
  The multicarrier modulation apparatus 4000 according to the present embodiment has an effective symbol portion length of M / (NΔf) (M <N), excluding the guard interval, and is shorter than the effective symbol length 1 / Δf of normal OFDM. And it can be set as a high-density communication method. The demodulator to be combined with the multicarrier modulator 4000 is shown in the following fifth to seventh embodiments.
[0064]
[Fifth embodiment]
  FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 5000 according to a fifth specific example of the present invention. The multicarrier demodulator 5000 corresponds to the embodiments of claims 8 and 10 and can perform communication by combination with the multicarrier 4000 according to the fourth embodiment shown in FIG.
[0065]
  Among the components of the multicarrier demodulator 5000 of FIG. 5, the same numbers are assigned to the same components as those of the multicarrier demodulator 1000 of FIG. 1 except for the operating frequency or the operation timing. 5 includes a synchronizing circuit 101, an oscillator 102, a phase shifter 1021, multipliers 103I and 103Q, LPFs 104I and 104Q, A / Ds 505I and 505Q, GI removal circuits 506I and 506Q, S / Ps 107I and 107Q, A complex linear arithmetic circuit 108, a demapping circuit 109, and a P / S 110 are included. Of these, the portion indicated by RCV corresponds to the digital sampling and demodulation device, and the complex linear arithmetic circuit 108 corresponds to the arithmetic unit.
[0066]
  The multicarrier modulation apparatus 4000 according to the fourth embodiment shown in FIG. 4 transmits a modulated wave having an effective symbol portion length M / (NΔf) (M <N) excluding the guard interval. The multi-carrier demodulator 5000 receives it. After analog quadrature demodulation using the main carrier wave, the analog / digital converters (A / D) 505I and 505Q sample at the sampling rate 1 / (NΔf). As a result, a digital signal sequence I corresponding to the complex digital signal of the guard interval portion and M effective symbol portions is obtained._DAnd Q_DAre output to the GI removal circuits 506I and 506Q, respectively. In the GI removal circuits 506I and 506Q, the digital signal sequence I corresponding to M complex digital signals is excluded except for the guard interval portion._RAnd Q_RAre output to the serial-parallel converters (S / P) 107I and 107Q. Digital signal sequence I corresponding to M complex digital signals_RAnd Q_RThe method for demodulating a desired signal sequence from is exactly the same as in the first embodiment. As described above, the demodulating device of the present embodiment can be used in combination with the modulating device of the fourth embodiment to substantially perform OFDM communication and shortened effective symbol length, so that high speed and high density can be achieved. Communication.
[0067]
[Sixth embodiment]
  FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 6000 according to a sixth specific example of the present invention. The multicarrier demodulator 6000 corresponds to an embodiment of the modification of the invention of claims 8 and 10, and is a modification of the invention of the invention of claims 2 and 5 shown by the multicarrier demodulator 2000 of FIG. This corresponds to the embodiment. The multicarrier demodulator 6000 can perform communication in combination with the multicarrier 4000 according to the fourth embodiment shown in FIG.
[0068]
  Among the components of the multicarrier demodulator 6000 in FIG. 6, components having the same functions as those in the multicarrier demodulator 2000 in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals except for the operating frequency or the operation timing. 6 includes a synchronization circuit 201, an oscillator 102, a phase shifter 1021, multipliers 103I and 103Q, LPFs 104I and 104Q, selection A / Ds 605I and 605Q, S / Ps 107I and 107Q, a complex linear arithmetic circuit 208, The demapping circuit 109 and the P / S 110 are included. Of these, the portion indicated by RCV corresponds to the analog demodulator, the selection A / Ds 605I and 605Q correspond to the sampling device, and the complex linear arithmetic circuit 208 corresponds to the arithmetic unit.
[0069]
  The multicarrier modulation apparatus 4000 according to the fourth embodiment shown in FIG. 4 transmits a modulated wave having an effective symbol length of M / (NΔf) (M <N) excluding the guard interval. The multi-carrier demodulator 6000 receives it. After analog quadrature demodulation using the main carrier wave, the selected analog / digital converters (selection A / D) 605I and 605Q sample at the sampling rate δ / (NΔf) (0 <δ <1). The sampling start and end signals are output from the synchronization circuit 201 in the same manner as the multicarrier demodulator 2000 of the second embodiment. As a result, a digital signal sequence I corresponding to the complex digital signal of M effective symbol portions is obtained._RAnd Q_RAre output to the serial-parallel converters (S / P) 107I and 107Q. Digital signal sequence I corresponding to M complex digital signals_RAnd Q_RThe method for demodulating a desired signal sequence from is exactly the same as in the second embodiment. As described above, the demodulating device of this embodiment is combined with the modulating device of the fourth embodiment so that it can be demodulated after a further shorter sampling from a received wave that is substantially OFDM communication and has a shorter effective symbol length. Therefore, communication with higher speed and higher density can be achieved.
[0070]
[Seventh embodiment]
  FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator 7000 according to a seventh specific example of the present invention. The multicarrier demodulator 7000 corresponds to an embodiment of another modification of the inventions of claims 8 and 10, and is different from the inventions of claims 2 and 5 shown by the multicarrier demodulator 3000 in FIG. This corresponds to the embodiment of the modified example. The multicarrier demodulator 7000 can perform communication in combination with the multicarrier 4000 according to the fourth embodiment shown in FIG.
[0071]
  Among the constituent elements of the multicarrier demodulator 7000 of FIG. 7, the same numbers are assigned to the same components as those of the multicarrier demodulator 3000 of FIG. 3 except for the operating frequency or the operation timing. 7 includes a synchronization circuit 101, an oscillator 102, a phase shifter 1021, multipliers 103I and 103Q, LPFs 104I and 104Q, selection A / Ds 705I and 705Q, GI removal circuits 706I and 706Q, and S / Ps 107I and 107Q. , A complex linear arithmetic circuit 308, a demapping circuit 109, and a P / S 110. Of these, the portion indicated by RCV corresponds to the digital sampling and demodulation device, and the complex linear arithmetic circuit 308 corresponds to the arithmetic unit.
[0072]
  The multicarrier modulation apparatus 4000 according to the fourth embodiment shown in FIG. 4 transmits a modulated wave having an effective symbol length of M / (NΔf) (M <N) excluding the guard interval. The multi-carrier demodulator 7000 receives it. After analog quadrature demodulation using the main carrier wave, the selected analog / digital converters (A / D) 705I and 705Q sample at a sampling rate 1 / (νNΔf) (ν is a natural number of 2 or more). Next, the guard interval and the M symbols (sample numbers 0 to M−1) before the effective symbol length are output to guard interval removal circuits (GI removal circuits) 706I and 706Q. Since the guard interval is an integer multiple of the sampling rate, M−1 pieces from the start point of the effective symbol (sample number 0) to (M−1) / (νNΔf) (sample number M−1) are later. Used for calculation. As a result, a digital signal sequence I corresponding to the complex digital signal of the guard interval portion and M effective symbol portions is obtained._DAnd Q_DAre output to the GI removal circuits 706I and 706Q, respectively. In the GI removal circuits 706I and 706Q, the digital signal sequence I corresponding to M complex digital signals is excluded except for the guard interval portion._RAnd Q_RAre output to the serial-parallel converters (S / P) 107I and 107Q. Digital signal sequence I corresponding to M complex digital signals_RAnd Q_RThe method of demodulating the desired signal sequence from is the same as in the third embodiment. As described above, the demodulating device of the present embodiment can be used in combination with the modulating device of the fourth embodiment to substantially perform OFDM communication and shortened effective symbol length, so that high speed and high density can be achieved. Communication.
[0073]
  In the above embodiments, analog quadrature demodulation or analog quadrature modulation is described. However, digital quadrature demodulation or digital modulation is also included in the present invention. At that time, for example, the sampling rate may be quadruple at the time of modulation, and the signal may be frequency-converted after being orthogonally modulated with a sine wave / cosine wave of frequency 1 / NΔf by a numerically controlled oscillator to obtain a frequency band 1 / 2NΔf to 3 / 2NΔf. . At the time of demodulation, the sampling rate is set to 4 times, for example, by a numerically controlled oscillator and orthogonally demodulated with a sine wave / cosine wave of frequency 1 / NΔf to obtain a complex signal of frequency band 1 / 2NΔf to 3 / 2NΔf, and then N samples by a downsampler It may be a complex signal. At this time, when the third and seventh embodiments of the present invention are digital quadrature demodulation, it is natural that the sampling is quadrupled based on the special sampling rate shown in the third and seventh embodiments. When the modulation side is performed by inverse discrete Fourier transform, N-point inverse discrete Fourier transform may be used, or a modulated wave composed of N subcarriers may be generated by a method using 2N-point and 4N-point inverse discrete Fourier transform. good.
[0074]
  In the above embodiment, an example of receiving and transmitting / receiving a signal based on OFDM having a guard interval has been described. However, the guard interval is not essential for implementing the present invention, and the communication method is not limited to OFDM.
[0075]
  In this embodiment, a complex linear arithmetic circuit for normal demodulation is shown. However, in combination with the present application, another complex linear arithmetic circuit is added for demodulating a symbol having a pilot signal that uses only a smaller number of carriers. A demodulator may be used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator according to a first specific example of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulation apparatus according to a second specific example of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator according to a third specific example of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a multicarrier modulation apparatus according to a fourth specific example of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator according to a fifth specific example of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a multicarrier demodulator according to a sixth specific example of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier demodulator according to a specific seventh embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
{K_p} Set of carrier numbers
{N_q} Set of sampling numbers
108, 208, 308 Complex linear arithmetic circuit
105I, 205I, 305I, 605I, 705I Select analog / digital converter
505I Analog / digital converter

Claims (8)

In a multicarrier demodulation method, a multicarrier demodulation method for receiving and demodulating a signal in which at least NM (M <N) subcarriers are null carriers is received.
Obtain N digital signals that can demodulate all N subcarriers,
From the digital signal of the N point, take a preset M point,
Based on the number of M subcarriers other than the NM null carriers and the number of the extracted sample points, the M number of samples other than the NM null carriers from the M sample points. Prepare a matrix for demodulating desired L subcarriers (L ≦ M) among the subcarriers,
A desired L subcarriers among M subcarriers other than the NM null carriers are demodulated from the product of the prepared matrix and a vector composed of M sample points. Multi-carrier demodulation method. The multi-carrier transmission method is a method of modulating using inverse discrete Fourier transform ,
The digital signal has a sampling interval 1 / (NΔf) , δ / (NΔf), where Δf is an adjacent frequency interval of N subcarriers, where 0 <δ <1, or 1 / (νNΔf), where 2. The multicarrier demodulation method according to claim 1, wherein ν is an N-point complex digital signal that is orthogonally demodulated with a natural number of 2 or more .   The multicarrier demodulation method according to claim 2, wherein the M-point complex digital signal is the first M point in one symbol. In a multicarrier transmission system demodulator, a multicarrier demodulator that receives and demodulates a signal in which at least NM (M <N) subcarriers are null carriers.
A sampling device for obtaining digital signals at N points capable of demodulating all N subcarriers;
An extraction device for extracting M points from the digital signal of N points;
Based on the number of M subcarriers other than the NM null carriers and the number of sample points taken out by the extraction device, the NM points from the M sample points taken out by the extraction device. Of the N subcarriers, the matrix for demodulating desired L subcarriers (L ≦ M), and a vector composed of M sample points, and the N−M A multi-carrier demodulating device comprising: an arithmetic device for demodulating desired L sub-carriers (L ≦ M) among M sub-carriers other than null carriers. The multi-carrier transmission method is a method of modulating using inverse discrete Fourier transform ,
The digital signal has a sampling interval 1 / (NΔf) , δ / (NΔf), where Δf is an adjacent frequency interval of N subcarriers, where 0 <δ <1, or 1 / (νNΔf), where 5. The multicarrier demodulator according to claim 4, wherein ν is a complex digital signal that is quadrature demodulated with a natural number of 2 or more .   6. The multicarrier demodulator according to claim 5, wherein the M point complex digital signal taken out by the extracting unit is the first M point in one symbol. A signal obtained by a multicarrier modulation method that uses an inverse discrete Fourier transform to transmit a signal in which at least NM (M <N) subcarriers are null carriers, and corresponds to an N-point inverse discrete Fourier transform. By transmitting the first M points of the effective symbols to be transmitted, the frequency interval between adjacent N carriers is Δf, and the effective symbol length is 1 / Δf to M / (NΔf). In a multicarrier demodulation method for receiving and demodulating,
Sampling intervals 1 / (NΔf) and δ / (NΔf) where Δf is an adjacent frequency interval of N subcarriers, where 0 <δ <1, or 1 / (νNΔf), where ν is 2 or more Obtain a complex digital signal of M points orthogonally demodulated with a natural number,
Based on the number of M subcarriers other than the NM null carriers and the number of sample points of the complex digita signal at the M points, from the M sample points to other than the NM null carriers A matrix for demodulating desired L subcarriers (L ≦ M) among the M subcarriers is prepared,
A desired L subcarriers among M subcarriers other than the NM null carriers are demodulated from the product of the prepared matrix and a vector composed of M sample points. Multi-carrier demodulation method. A signal obtained by a multicarrier modulation method that uses an inverse discrete Fourier transform to transmit a signal in which at least NM (M <N) subcarriers are null carriers, and corresponds to an N-point inverse discrete Fourier transform. By transmitting the first M points of the effective symbols to be transmitted, the frequency interval between adjacent N carriers is Δf, and the effective symbol length is 1 / Δf to M / (NΔf). In a multi-carrier demodulator that receives and demodulates, sampling intervals 1 / (NΔf) and δ / (NΔf) where Δf is an adjacent frequency interval of N subcarriers, where 0 <δ <1 or 1 / (ΝNΔf), where ν is a natural number equal to or greater than 2, and a sampling and quadrature demodulator that obtains M-point complex digital signals demodulated orthogonally,
Based on the number of M subcarriers other than the NM null carriers and the number of sample points of the complex digita signal at the M points, from the M sample points to other than the NM null carriers From the product of a matrix for demodulating desired L subcarriers (L ≦ M) of the M subcarriers and a vector composed of M sample points, other than the N−M null carriers An arithmetic unit for demodulating desired L subcarriers out of M subcarriers;
A multi-carrier demodulator characterized by comprising:

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