JP4709316B2 - Multimode high frequency circuit - Google Patents

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Description

本発明は、無線通信装置に用いられる高周波回路、特に複数の通信方式の送受信回路を同一基板に配置したマルチモード高周波回路に関する。   The present invention relates to a high-frequency circuit used in a wireless communication device, and more particularly to a multi-mode high-frequency circuit in which a plurality of communication system transmission / reception circuits are arranged on the same substrate.

時分割多重接続（以下「ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access」という）と符号分割多重接続（以下「ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access」という）の２方式に対応させるようにしたフロントエンドモジュールの例が特許文献１に開示されている。同例では、アンテナに接続されるダイプレクサと、同ダイプレクサに接続される高周波スイッチ及びデュプレクサとが１個の集積用多層基板上に集積される。ダイプレクサでＴＤＭＡ方式とＣＤＭＡ方式が分離され、高周波スイッチでＴＤＭＡ方式の送受信が分離され、デュプレクサでＣＤＭＡ方式の送受信が分離される。   An example of a front-end module adapted to support two systems of time division multiple access (hereinafter referred to as “TDMA: Time Division Multiple Access”) and code division multiple access (hereinafter referred to as “CDMA: Code Division Multiple Access”) is disclosed in Patent Literature. 1 is disclosed. In this example, a diplexer connected to an antenna, and a high-frequency switch and duplexer connected to the diplexer are integrated on a single multilayer substrate. The diplexer separates TDMA and CDMA, the high frequency switch separates TDMA transmission and reception, and the duplexer separates CDMA transmission and reception.

また、ＧＳＭ（Global System for Mobile communications）とＤＣＳ（Digital Communication System）の２通信方式に対応させるようにしたフロントエンドモジュールの例が特許文献２に開示されている。同例では、アンテナに接続されるダイプレクサと、同ダイプレクサの一方の端子に接続されるＧＳＭ側の低域通過フィルタ（以下「ＬＰＦ：Low Pass Filter」という）と、他方の端子に接続されるＤＣＳ側のＬＰＦとがそれぞれセラミック基板に積層したチップ部品として構成され、これら３個のチップ部品と、ＧＳＭ側のＬＰＦに接続される高周波スイッチと、ＤＣＳ側のＬＰＦに接続される高周波スイッチとが樹脂多層基板上に搭載される。   Also, Patent Document 2 discloses an example of a front-end module adapted to correspond to two communication systems of GSM (Global System for Mobile communications) and DCS (Digital Communication System). In this example, a diplexer connected to the antenna, a GSM-side low-pass filter (hereinafter referred to as “LPF: Low Pass Filter”) connected to one terminal of the diplexer, and a DCS connected to the other terminal. The LPF on the side is configured as a chip part laminated on the ceramic substrate, and these three chip parts, the high frequency switch connected to the LPF on the GSM side, and the high frequency switch connected to the LPF on the DCS side are made of resin. Mounted on a multilayer substrate.

特開２００４−３２６７４号公報JP 2004-32684 A 特開２００３−２４９８６８号公報JP 2003-249868 A

一般的な携帯電話の回路構成を図１５に示す。携帯電話の回路は、高周波信号即ち無線周波数（以下「ＲＦ：Radio Frequency」という）信号を扱う高周波回路部（ＲＦ部）とデジタル信号を扱うベースバンド（以下「ＢＢ：Base Band」という）部に大別される。図１５において、ＲＦ部２には電波の送受信を行なうアンテナ１と基準周波数信号源となる水晶振動子（以下「Ｘｔａｌ：Crystal unit」という）が接続され、更にベースバンド大規模集積回路４（以下「ＢＢ−ＬＳＩ：Base Band−Large Scale Integrated circuit」という）が接続される。ＢＢ−ＬＳＩ４にはマイク、スピーカ、アプリケーションプロセッサ等などが接続される。アプリケーションプロセッサには、キーパッド（Ｋｅｙ）、液晶表示装置（ＬＣＤ）、カメラ、スタティックメモリ（ＳＲＡＭ）、不揮発性メモリ（ＮＶＭ）等が接続される。携帯電話における送受信動作の概略は以下の通りである。   A circuit configuration of a general mobile phone is shown in FIG. The cellular phone circuit is divided into a high-frequency circuit unit (RF unit) that handles high-frequency signals, that is, radio frequency (hereinafter referred to as “RF: Radio Frequency”) signals, and a baseband unit (hereinafter referred to as “BB: Base Band”) that handles digital signals. Broadly divided. In FIG. 15, an RF unit 2 is connected to an antenna 1 for transmitting and receiving radio waves and a crystal resonator (hereinafter referred to as “Xtal: Crystal unit”) as a reference frequency signal source, and further, a baseband large-scale integrated circuit 4 (hereinafter referred to as “Xtal: Crystal unit”). "BB-LSI: Base Band-Large Scale Integrated circuit") is connected. A microphone, a speaker, an application processor, and the like are connected to the BB-LSI 4. A keypad (Key), a liquid crystal display (LCD), a camera, a static memory (SRAM), a non-volatile memory (NVM), and the like are connected to the application processor. The outline of the transmission / reception operation in the mobile phone is as follows.

まず、送信時には、マイクから入力された音声がＢＢ-ＬＳＩ４により符号化、変調されてＢＢ送信信号となる。ＢＢ送信信号はＲＦ部２に送られ、ＲＦ送信信号に変換されてアンテナ１から放射される。後でも述べるが、ＲＦ部２において、ＢＢ送信信号は、送信回路により周波数変換されてＲＦ送信信号となり、続いて、ＲＦ送信信号は、電力増幅器（以下「ＰＡ：Power Amplifier」という）により増幅され、送信フィルタにより不要な高調波が除去され、アンテナ１にから放射される。   First, at the time of transmission, the sound input from the microphone is encoded and modulated by the BB-LSI 4 to become a BB transmission signal. The BB transmission signal is sent to the RF unit 2, converted into an RF transmission signal, and radiated from the antenna 1. As will be described later, in the RF unit 2, the BB transmission signal is frequency-converted by the transmission circuit to become an RF transmission signal, and then the RF transmission signal is amplified by a power amplifier (hereinafter referred to as “PA: Power Amplifier”). Unnecessary harmonics are removed by the transmission filter and radiated from the antenna 1.

次に、受信時には、アンテナ１によって受信されたＲＦ受信信号はＲＦ部２に送られ、ＢＢ受信信号に変換されてからＢＢ−ＬＳＩ４に送られ、復調、復号されてスピーカから出力される。後でも述べるが、ＲＦ部２において、ＲＦ受信信号は受信フィルタにより不要な妨害波が除去され、低雑音増幅器（以下「ＬＮＡ：Low Noise Amplifier」という）で増幅され、受信回路により周波数変換されてＢＢ受信信号となる。   Next, at the time of reception, the RF reception signal received by the antenna 1 is sent to the RF unit 2, converted into a BB reception signal, sent to the BB-LSI 4, demodulated, decoded, and output from the speaker. As will be described later, in the RF unit 2, unnecessary interference waves are removed from the RF reception signal by a reception filter, amplified by a low noise amplifier (hereinafter referred to as “LNA: Low Noise Amplifier”), and frequency-converted by a reception circuit. BB reception signal.

ここで、送信回路及び受信回路による周波数変換には、電圧制御発信器（以下「ＶＣＯ：Voltage Control Oscillator」という）が発生する特定の周波数を有する局部発振信号が用いられる。ＶＣＯは、Ｘｔａｌが発生する基準周波数信号を用いて局部発振信号の周波数を設定する。   Here, a local oscillation signal having a specific frequency generated by a voltage control oscillator (hereinafter referred to as “VCO: Voltage Control Oscillator”) is used for frequency conversion by the transmission circuit and the reception circuit. The VCO sets the frequency of the local oscillation signal using a reference frequency signal generated by Xtal.

携帯電話には地域によってさまざまな通信方式が採用されており、また使用される周波数帯も異なっている。現在、主流の通信方式は、欧州を中心にした上記のＧＳＭと、米国及び日本を中心にしたＷ−ＣＤＭＡ（Wide-band−CDMA）である。携帯電話内での送受信動作において、ＧＳＭでは送受信が交互に行なわれる時分割複信（以下「ＴＤＤ：Time Division Duplex」という）方式が採用され、Ｗ−ＣＤＭＡでは送受信が同時に行なわれる周波数分割複信（以下「ＦＤＤ：Frequency Division Duplex」という）方式が採用される。   Various communication systems are adopted for mobile phones depending on the region, and the frequency bands used are also different. At present, the mainstream communication systems are the above-mentioned GSM mainly in Europe and W-CDMA (Wide-band-CDMA) mainly in the United States and Japan. In transmission / reception operation in a mobile phone, GSM employs a time division duplex (hereinafter referred to as “TDD: Time Division Duplex”) method in which transmission and reception are alternately performed, and frequency division duplex in which transmission and reception are simultaneously performed in W-CDMA. (Hereinafter referred to as “FDD: Frequency Division Duplex”) is employed.

近年、複数の地域に跨って携帯電話を使用できるように、複数の周波数帯や通信方式に対応したマルチバンド／マルチモード携帯電話が実現されつつある。この両方式を一つにまとめたマルチモード高周波回路の回路構成を図１６に示す。なお、以降では、ＧＳＭを「Ｇ−」、Ｗ−ＣＤＭＡを「Ｗ−」と表すこととする。   In recent years, multiband / multimode mobile phones corresponding to a plurality of frequency bands and communication methods have been realized so that the mobile phones can be used across a plurality of regions. FIG. 16 shows a circuit configuration of a multimode high-frequency circuit in which both of these methods are combined into one. Hereinafter, GSM is represented as “G-” and W-CDMA is represented as “W-”.

図１６において、Ｗ−高周波回路は、Ｗ−送信回路（Ｔｘ）１３０、帯域通過フィルタ（以下「ＢＰＦ：Band Pass Filter」という）であるＷ−段間フィルタ１２５、Ｗ−ＰＡ１２１、アイソレータ１１５、デュプレクサ（Ｄｕｐ）１００、Ｗ−受信回路（Ｒｘ）１５０で構成される。Ｗ−送信回路１３０は、ＢＢ送信信号を周波数変換してＲＦ送信信号を生成し、Ｗ−段間フィルタ１２５は、Ｗ−送信回路１３０が生成したＲＦ送信信号から不要な周波数成分を除去する。ＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１は、一般的には出力整合回路等と一緒にモジュール化され、Ｗ−電力増幅器モジュール１２０（以下「ＰＡＭ：PA Module」という）の形で用いられることが多い。アイソレータ１１５は、信号を一方向にしか通さない回路であり、アンテナ側の負荷が変動した場合に、送信電力がＰＡに戻ってＰＡを破壊することを防止する。デュプレクサ１００は、周波数の異なる信号を二つの経路それぞれに分配する回路であり、周波数の異なるＷ−ＲＦ送信信号とＷ−ＲＦ受信信号に対して、ＲＦ送信信号は送信回路側からアンテナ側のみに送り、ＲＦ受信信号はアンテナ側から受信回路側のみに送る動作をする。デュプレクサにはＰＡが増幅したＲＦ送信信号から不要な周波数成分を除去する機能や、アンテナが受信した信号から不要な周波数成分を除去する機能もある。Ｗ−受信回路１５０にはＬＮＡが含まれ、受信したＲＦ受信信号を増幅し、更にＢＢ受信信号へと周波数変換する。   In FIG. 16, a W-high frequency circuit includes a W-transmission circuit (Tx) 130, a W-stage filter 125, which is a band pass filter (hereinafter referred to as “BPF: Band Pass Filter”), a W-PA 121, an isolator 115, and a duplexer. (Dup) 100 and W-receiving circuit (Rx) 150. The W-transmission circuit 130 frequency-converts the BB transmission signal to generate an RF transmission signal, and the W-interstage filter 125 removes unnecessary frequency components from the RF transmission signal generated by the W-transmission circuit 130. The W-PA 121 that amplifies an RF transmission signal is generally modularized together with an output matching circuit and the like, and is often used in the form of a W-power amplifier module 120 (hereinafter referred to as “PAM: PA Module”). . The isolator 115 is a circuit that passes signals in only one direction, and prevents the transmission power from returning to the PA and destroying the PA when the load on the antenna side fluctuates. The duplexer 100 is a circuit that distributes signals having different frequencies to each of two paths. For a W-RF transmission signal and a W-RF reception signal having different frequencies, the RF transmission signal is transmitted only from the transmission circuit side to the antenna side. Sending and RF reception signals are sent from the antenna side only to the receiving circuit side. The duplexer also has a function of removing unnecessary frequency components from the RF transmission signal amplified by the PA and a function of removing unnecessary frequency components from the signal received by the antenna. The W-receiver circuit 150 includes an LNA, amplifies the received RF reception signal, and further converts the frequency into a BB reception signal.

次に、Ｇ−高周波回路は、Ｇ−送信回路２３０、Ｇ−ＰＡ２２１、ＬＰＦであるＧ−送信フィルタ２１０、スイッチ（ＳＷ）９０、ＢＰＦであるＧ−受信フィルタ２４０、Ｇ−受信回路２５０で構成される。本例ではＧＳＭは４つの周波数帯に対応するクワッドバンド構成となっている。Ｇ−送信回路２３０は、ＢＢ送信信号を周波数変換してＲＦ送信信号を生成する。ここで、ＧＳＭでは送信回路にオフセットＰＬＬ（Phase Lock Loop）回路など不要な周波数成分を発生しにくい回路形式を用いることで、Ｗ−ＣＤＭＡのような段間フィルタを不要とする場合が多い。ＲＦ送信信号を増幅するＧ−ＰＡ２２１は、二つの周波数帯毎にそれぞれ用意されており、双方ともＷ−ＣＤＭＡの場合と同様に出力整合回路等と一緒にモジュール化され、Ｇ−ＰＡＭ２２０の形で用いられることが多い。ここで、ＧＳＭではＰＡに破壊耐圧の高いデバイスを用いることで、アイソレータを不要とする場合が多い。Ｇ−送信フィルタはＰＡが増幅したＲＦ送信信号から不要な周波数成分を除去する機能があり、ここではＧ−ＰＡが二つの周波数帯毎の二系統用意されているため、二つ用意されている。Ｇ−受信フィルタ２４０は４つの周波数帯のそれぞれに対して設けられ、アンテナが受信した信号から不要な周波数成分を除去してＧ−受信回路２５０に送る。Ｇ−受信回路２５０にはＬＮＡが含まれ、受信したＲＦ受信信号を増幅し、更にＢＢ受信信号へと周波数変換する。   Next, the G-high frequency circuit includes a G-transmission circuit 230, a G-PA 221, a G-transmission filter 210 that is an LPF, a switch (SW) 90, a G-reception filter 240 that is a BPF, and a G-reception circuit 250. Is done. In this example, GSM has a quad band configuration corresponding to four frequency bands. The G-transmission circuit 230 converts the frequency of the BB transmission signal to generate an RF transmission signal. Here, in GSM, an interstage filter such as W-CDMA is often unnecessary by using a circuit format that hardly generates unnecessary frequency components such as an offset PLL (Phase Lock Loop) circuit in the transmission circuit. G-PAs 221 for amplifying RF transmission signals are prepared for each of two frequency bands, and both are modularized together with an output matching circuit and the like in the case of W-CDMA, and in the form of G-PAM220. Often used. Here, in GSM, an isolator is often unnecessary by using a device having a high breakdown voltage for PA. The G-transmission filter has a function of removing unnecessary frequency components from the RF transmission signal amplified by the PA. Here, two G-PAs are prepared for each of two frequency bands, so two G-PAs are prepared. . The G-reception filter 240 is provided for each of the four frequency bands, removes unnecessary frequency components from the signal received by the antenna, and sends it to the G-reception circuit 250. The G-reception circuit 250 includes an LNA, amplifies the received RF reception signal, and further converts the frequency into a BB reception signal.

ＧＳＭではＴＤＤ方式が採用されるので、送信時には送信系のみ、受信時には受信系のみが動作する。そこで、スイッチ９０によって、送信時にはアンテナと必要な周波数帯の送信系を、受信時にはアンテナと必要な周波数帯の受信系を接続することで、送受信で同じアンテナを共用している。更に、本例ではスイッチ９０によってアンテナ１とデュプレクサ１００とが接続されるため、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡも同じアンテナを共用することができる。スイッチ９０と送信フィルタ２１０及び受信フィルタ２４０をモジュール化した回路がフロントエンドモジュール（以下「ＦＥＭ：Front End Module」という）２００である。   Since GSM employs the TDD system, only the transmission system operates during transmission and only the reception system operates during reception. Therefore, the switch 90 connects the antenna to the transmission system of the necessary frequency band at the time of transmission and connects the antenna to the reception system of the necessary frequency band at the time of reception, thereby sharing the same antenna for transmission and reception. Furthermore, since the antenna 1 and the duplexer 100 are connected by the switch 90 in this example, GSM and W-CDMA can share the same antenna. A circuit in which the switch 90, the transmission filter 210, and the reception filter 240 are modularized is a front end module (hereinafter referred to as "FEM: Front End Module") 200.

以上のようなマルチモード高周波回路を携帯電話上に実現するための従来の手法を図１７を用いて説明する。図１７に、携帯電話に実装される、従来のマルチモード高周波回路を搭載したマザーボード５のレイアウトを示す。携帯電話のマザーボード５上には図１６で説明した高周波回路及びＸｔａｌ３が配置されており、ＦＥＭ２００のアンテナ端子がマザーボード上のアンテナ端子６と電気的に接続される。アンテナ端子６にはアンテナ（図示せず）が接続されて、高周波回路とアンテナとの信号の授受が行なわれる。   A conventional method for realizing the multimode high-frequency circuit as described above on a mobile phone will be described with reference to FIG. FIG. 17 shows a layout of a mother board 5 mounted with a conventional multimode high frequency circuit mounted on a mobile phone. The high-frequency circuit and Xtal3 described with reference to FIG. 16 are arranged on the motherboard 5 of the cellular phone, and the antenna terminal of the FEM 200 is electrically connected to the antenna terminal 6 on the motherboard. An antenna (not shown) is connected to the antenna terminal 6 to exchange signals between the high frequency circuit and the antenna.

高周波回路における受信系回路に対して、ＢＢ部（図示せず）が発生するデジタル信号の高調波が干渉すると受信感度が劣化する。また、高周波回路における送信系回路が発生する送信信号以外の不要波が配線などから放射すると、放射した不要波は、ＢＢ部や他の機器に誤動作を起こさせるような影響を与える。このため、ＲＦ部全体を覆うようにシールドを設けて、ＲＦ部へのノイズの干渉及びＲＦ部からのノイズの放射を抑えることが一般的に行なわれる。更に、マルチモード高周波回路では、各回路が互いに影響を与え合わないように、それぞれの回路間にシールドを設けることが一般的である。特に、送信系回路と受信系回路が同時に動作するＦＤＤ方式のＷ−ＣＤＭＡ用の高周波回路では、ＲＦ送信信号の主成分である送信周波数信号が受信系回路に流入すると、ＬＮＡが飽和するため受信感度が低下し、ＲＦ送信信号における受信周波数帯雑音が受信系回路に流入すると、信号対雑音比が劣化して受信感度が低下する。このため、送信系回路の出力が空間を介して受信系回路に影響を与えないように、送信系回路と受信系回路の間にシールドが設けられる。その他、ＲＦ部におけるシールドには、電力増幅器の出力が送信回路へと帰還して発振することを防止するために、電力増幅器と送信回路を分離するように設けるものなどがある。   If the harmonics of the digital signal generated by the BB section (not shown) interfere with the reception system circuit in the high frequency circuit, the reception sensitivity is deteriorated. Further, when unnecessary waves other than the transmission signal generated by the transmission system circuit in the high frequency circuit are radiated from the wiring or the like, the radiated unnecessary waves have an effect of causing a malfunction in the BB unit or other devices. For this reason, a shield is generally provided so as to cover the entire RF unit, and noise interference to the RF unit and noise emission from the RF unit are generally suppressed. Furthermore, in a multimode high frequency circuit, it is common to provide a shield between the circuits so that the circuits do not affect each other. In particular, in an FDD W-CDMA high-frequency circuit in which a transmission system circuit and a reception system circuit operate at the same time, when a transmission frequency signal, which is a main component of an RF transmission signal, flows into the reception system circuit, the LNA is saturated. When the sensitivity is lowered and the reception frequency band noise in the RF transmission signal flows into the reception system circuit, the signal-to-noise ratio is deteriorated and the reception sensitivity is lowered. For this reason, a shield is provided between the transmission system circuit and the reception system circuit so that the output of the transmission system circuit does not affect the reception system circuit via the space. In addition, the shield in the RF unit includes a shield provided to separate the power amplifier and the transmission circuit in order to prevent the output of the power amplifier from returning to the transmission circuit and oscillating.

図１７に示す従来のマルチモード高周波回路の例では、ＦＥＭ２００及びＧ−ＰＡＭ２２０の組と、ＧＳＭの送受信回路が集積されたＧ−高周波集積回路（以下「ＲＦ−ＩＣ：Radio Frequency Integrated Circuit」という）３００と、Ｗ−ＣＤＭＡ用のデュプレクサ１００と、アイソレータ１１５及びＷ−ＰＡＭ１２０の組と、Ｗ−段間フィルタ及び集積回路化されたＷ−送信回路（Ｔｘ）であるＷ−ＲＦ−ＩＣ１３０の組と、集積化されたＷ−受信回路（Ｒｘ）であるＷ−ＲＦ−ＩＣ１５０と、Ｘｔａｌ３とが、シールド７（点線で示される）によってお互いに分離されるとともに外部の回路からも遮蔽されている。   In the example of the conventional multi-mode high frequency circuit shown in FIG. 17, a G-high frequency integrated circuit (hereinafter referred to as “RF-IC: Radio Frequency Integrated Circuit”) in which a set of FEM 200 and G-PAM 220 and a GSM transceiver circuit are integrated. 300, a set of a duplexer 100 for W-CDMA, a set of an isolator 115 and a W-PAM 120, and a set of a W-RF-IC 130 which is a W-transmission filter (Tx) integrated with a W-stage filter and an integrated circuit. The W-RF-IC 150, which is an integrated W-receiver circuit (Rx), and Xtal3 are separated from each other by a shield 7 (indicated by a dotted line) and shielded from an external circuit.

このような従来のマルチモード高周波回路では、シールドによって分離された回路それぞれが他の回路からの信号干渉を受けることなく動作するという利点があるものの、シールドの厚さ及びシールドとシールド内の回路とが接触しないために必要な位置合わせ余裕が必要となるため、ＲＦ部全体の面積が大きくなるという問題があった。更に、ＲＦ部に用いられるフィルタは表面弾性波フィルタに代表されるが、そのようなフィルタは、温度変化によって周波数特性が変化するため、携帯電話内で最大の電力を消費し、最大の発熱源となるＰＡから離して配置する必要があるため、これもＲＦ部の面積を増加させる要因となっていた。   Such a conventional multimode high frequency circuit has the advantage that each circuit separated by the shield operates without receiving signal interference from other circuits, but the thickness of the shield and the circuits within the shield and the shield There is a problem in that the area of the entire RF portion is increased because a necessary alignment margin is necessary for preventing contact with each other. Furthermore, a filter used in the RF section is represented by a surface acoustic wave filter. However, since such a filter has a frequency characteristic that changes due to a temperature change, it consumes the maximum power in the mobile phone and generates the largest heat source. This is also a factor that increases the area of the RF section because it is necessary to dispose the PA from the PA.

また、特許文献１，２の手法では、各回路間の信号干渉の問題が考慮されていないため、部品間隔を狭くしてモジュールを小型化すると回路間の信号干渉が増大し、性能が劣化することが避けられない。   In addition, in the methods of Patent Documents 1 and 2, the problem of signal interference between circuits is not taken into consideration. Therefore, if the module is downsized by reducing the interval between components, signal interference between circuits increases and performance deteriorates. Inevitable.

本発明の目的は、回路間の信号干渉を抑えつつ小型化したマルチモード高周波回路を実現することにある。   An object of the present invention is to realize a miniaturized multi-mode high-frequency circuit while suppressing signal interference between circuits.

上記目的を達成するための本発明の代表的なものの一例を示せば以下のようになる。即ち、本発明のマルチモード高周波回路は、複数の通信方式に対応するマルチモード高周波回路であって、上記複数の通信方式に含まれる第１の通信方式の高周波送信信号を扱う第１の回路と、上記第１の通信方式の高周波受信信号を扱う第２の回路とを具備してなり、上記マルチモード高周波回路が基板に搭載されるときに、上記第１の回路と上記第２の回路との最短距離間に上記第１の通信方式の回路動作とは無関係な第３の回路が配置されることを特徴とする。第１の回路と第２の回路との間に信号干渉を起こさない十分な距離を設け、かつその間に第１，２の回路の動作とは無関係な第３の回路が配置されるので、回路間の信号干渉を抑えつつ基板を有効利用することが可能になり、小型化したマルチモード高周波回路の実現が期待される。通常、第３の回路のいずれかの部分は接地されるので、第３の回路は第１，２の回路から見て接地導体に近いものとなり、第１，２の回路間の遮蔽がより効果的となる。本発明は、第１の通信方式が同時に送受信が行なわれる周波数分割複信方式である場合に特に効果的である。   An example of a representative example of the present invention for achieving the above object is as follows. That is, the multi-mode high-frequency circuit of the present invention is a multi-mode high-frequency circuit corresponding to a plurality of communication methods, and a first circuit that handles a high-frequency transmission signal of the first communication method included in the plurality of communication methods. And a second circuit that handles a high-frequency received signal of the first communication method, and when the multi-mode high-frequency circuit is mounted on a substrate, the first circuit and the second circuit, A third circuit that is irrelevant to the circuit operation of the first communication method is arranged between the shortest distances. A sufficient distance that does not cause signal interference is provided between the first circuit and the second circuit, and a third circuit that is not related to the operation of the first and second circuits is disposed therebetween. It is possible to effectively use the substrate while suppressing signal interference between them, and it is expected to realize a miniaturized multimode high frequency circuit. Normally, since any part of the third circuit is grounded, the third circuit is closer to the ground conductor when viewed from the first and second circuits, and shielding between the first and second circuits is more effective. It becomes the target. The present invention is particularly effective when the first communication method is a frequency division duplex method in which transmission and reception are performed simultaneously.

上記目的を達成するための本発明の別の代表的なものの一例を示せば以下のようになる。即ち、本発明のマルチモード高周波回路は、複数の通信方式に対応するマルチモード高周波回路であって、上記複数の通信方式に含まれる第１の通信方式の高周波送信信号を出力する送信回路と、上記送信回路が出力する上記高周波送信信号を増幅する電力増幅器とを具備して成り、上記マルチモード高周波回路が基板に搭載されるときに、上記送信回路と上記電力増幅器との最短距離間に上記第１の通信方式の回路動作とは無関係な第７の回路が配置されることを特徴とする。電力増幅器と送信回路との間に信号干渉を起こさない十分な距離を設け、かつその間に電力増幅器及び送信回路の動作とは無関係な第７の回路が配置されるので、回路間の信号干渉を抑えつつ基板を有効利用することが可能になり、小型化したマルチモード高周波回路の実現が期待される。これにより、電力増幅器と送信回路の間で生じるおそれがある発振を回避することができる。なお、上記送信回路が出力する高周波送信信号の低域を制限する第１のフィルタと上記電力増幅器の最短距離間に上記第１の通信方式の回路動作とは無関係な第８の回路が配置されることが望ましい。第８の回路が電力増幅器から第１のフィルタへの熱伝達を妨げるので、電力増幅器が発する熱による第１のフィルタの温度上昇が抑えられ、第１のフィルタの性能を維持することができる。   An example of another representative example of the present invention for achieving the above object is as follows. That is, the multi-mode high-frequency circuit of the present invention is a multi-mode high-frequency circuit corresponding to a plurality of communication methods, a transmission circuit that outputs a high-frequency transmission signal of the first communication method included in the plurality of communication methods, A power amplifier for amplifying the high-frequency transmission signal output from the transmission circuit, and when the multi-mode high-frequency circuit is mounted on a substrate, the transmission circuit and the power amplifier between the shortest distance between the transmission circuit and the power amplifier A seventh circuit unrelated to the circuit operation of the first communication system is arranged. A sufficient distance that does not cause signal interference is provided between the power amplifier and the transmission circuit, and a seventh circuit that is irrelevant to the operation of the power amplifier and the transmission circuit is disposed between the power amplifier and the transmission circuit. It is possible to effectively use the substrate while suppressing it, and the realization of a miniaturized multimode high frequency circuit is expected. Thus, oscillation that may occur between the power amplifier and the transmission circuit can be avoided. An eighth circuit that is irrelevant to the circuit operation of the first communication method is disposed between the first filter that limits the low frequency range of the high-frequency transmission signal output from the transmission circuit and the shortest distance between the power amplifiers. It is desirable. Since the eighth circuit prevents heat transfer from the power amplifier to the first filter, the temperature increase of the first filter due to the heat generated by the power amplifier is suppressed, and the performance of the first filter can be maintained.

本発明によれば、回路間の信号干渉が抑えられた小型のマルチモード高周波回路の実現が期待される。   According to the present invention, it is expected to realize a small multimode high frequency circuit in which signal interference between circuits is suppressed.

本発明に係るマルチモード高周波回路の実施形態１を説明するための構成図。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The block diagram for demonstrating Embodiment 1 of the multimode high frequency circuit which concerns on this invention. 実施形態１のマルチモード高周波回路を搭載した高周波回路モジュールを説明するためのレイアウト図。FIG. 3 is a layout diagram for explaining a high-frequency circuit module on which the multimode high-frequency circuit according to the first embodiment is mounted. 図１Ｂの高周波回路モジュールのＡ−Ａ線断面図。The AA sectional view taken on the line of the high frequency circuit module of FIG. 1B. 本発明のマルチモード高周波回路の効果を比較するための第１の断面図。The 1st sectional view for comparing the effect of the multimode high frequency circuit of the present invention. 本発明のマルチモード高周波回路の効果を比較するための第２の断面図。The 2nd sectional view for comparing the effect of the multimode high frequency circuit of the present invention. 本発明のマルチモード高周波回路の効果を比較するための第３の断面図。The 3rd sectional view for comparing the effect of the multimode high frequency circuit of the present invention. 本発明のマルチモード高周波回路の効果を比較するための第４の断面図。FIG. 6 is a fourth cross-sectional view for comparing the effects of the multimode high-frequency circuit of the present invention. 本発明のマルチモード高周波回路の効果を比較するための第５の断面図。The 5th sectional view for comparing the effect of the multimode high frequency circuit of the present invention. 本発明のマルチモード高周波回路の効果の比較結果を説明するための図。The figure for demonstrating the comparison result of the effect of the multimode high frequency circuit of this invention. 本発明の実施形態１を説明するための別のレイアウト図。FIG. 6 is another layout diagram for explaining the first embodiment of the present invention. 本発明の実施形態２を説明するためのフロントエンドモジュールの構成図。The block diagram of the front end module for demonstrating Embodiment 2 of this invention. 実施形態２のフロントエンドモジュールを説明するためのレイアウト図。FIG. 6 is a layout diagram for explaining a front end module according to a second embodiment. 実施形態２のフロントエンドモジュールを説明するためのパターン図。FIG. 6 is a pattern diagram for explaining a front end module according to a second embodiment. 実施形態２のフロントエンドモジュールを説明するための別のレイアウト図。FIG. 6 is another layout diagram for explaining the front end module according to the second embodiment. 実施形態２のフロントエンドモジュールを説明するための別のパターン図。FIG. 6 is another pattern diagram for explaining the front end module according to the second embodiment. 本発明の実施形態３を説明するための集積回路チップのレイアウト図。FIG. 6 is a layout diagram of an integrated circuit chip for explaining a third embodiment of the present invention. 本発明の実施形態４を説明するための集積回路チップのレイアウト図。FIG. 6 is a layout diagram of an integrated circuit chip for explaining a fourth embodiment of the present invention. 本発明の実施形態５を説明するための高周波回路モジュールのレイアウト図。FIG. 6 is a layout diagram of a high-frequency circuit module for explaining Embodiment 5 of the present invention. 本発明の実施形態６を説明するための携帯電話におけるマザーボードのレイアウト図。The layout diagram of the motherboard in the mobile telephone for demonstrating Embodiment 6 of this invention. 本発明の実施形態７を説明するための構成図。The block diagram for demonstrating Embodiment 7 of this invention. 実施形態７のマルチモード高周波回路を搭載した高周波回路モジュールを説明するためのレイアウト図。FIG. 10 is a layout diagram for explaining a high-frequency circuit module on which a multimode high-frequency circuit according to a seventh embodiment is mounted. 一般的な携帯電話の構成図。1 is a configuration diagram of a general mobile phone. 一般的な携帯電話のマルチモード高周波回路を説明するための構成図。The block diagram for demonstrating the multimode high frequency circuit of a general mobile telephone. 図１６のマルチモード高周波回路を搭載したマザーボードの従来例を説明するためのレイアウト図。FIG. 17 is a layout diagram for explaining a conventional example of a motherboard on which the multimode high frequency circuit of FIG. 16 is mounted.

以下、本発明に係るマルチモード高周波回路を図面に示した幾つかの実施形態を参照して更に詳細に説明する。なお、実施形態を説明するための全図において、同一もしくは類似の機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。   Hereinafter, the multimode high-frequency circuit according to the present invention will be described in more detail with reference to some embodiments shown in the drawings. Note that components having the same or similar functions are denoted by the same reference symbols throughout the drawings for describing the embodiments, and the repetitive description thereof is omitted.

＜実施形態１＞
図１Ａ，１Ｂ及び図２に本発明の実施形態１を示す。本実施形態のマルチモード高周波回路は、モジュール基板に搭載された高周波回路モジュールとして構成される。図１Ａは、マルチモード高周波回路の構成図、図１Ｂは高周波回路モジュールのレイアウト図、図２は高周波回路モジュールのＡ−Ａ線断面図である。本実施形態における第１の通信方式はＷ−ＣＤＭＡ、第２の通信方式はＧＳＭである。ＧＳＭには周波数帯の違いにより、ＧＳＭ１（Ｇ１）とＧＳＭ２（Ｇ２）がある。 <Embodiment 1>
1A, 1B and 2 show Embodiment 1 of the present invention. The multimode high frequency circuit of the present embodiment is configured as a high frequency circuit module mounted on a module substrate. 1A is a configuration diagram of a multimode high-frequency circuit, FIG. 1B is a layout diagram of the high-frequency circuit module, and FIG. 2 is a cross-sectional view of the high-frequency circuit module taken along line AA. In this embodiment, the first communication method is W-CDMA, and the second communication method is GSM. There are GSM1 (G1) and GSM2 (G2) depending on the frequency band.

図１Ａにおいて、Ｗ−高周波回路は、Ｗ−送信回路（Ｗ−Ｔｘ）１３０、Ｗ−段間フィルタ（ＢＰＦ）１２５、Ｗ−ＰＡ１２１、Ｗ−出力整合回路（Ｗ−ＭＮ）１２３、アイソレータ１１５、デュプレクサ（Ｄｕｐ）１００、及びＷ−受信回路（Ｗ−Ｒｘ）１５０で構成される。また、Ｇ−高周波回路は、Ｇ−送信回路２３０、Ｇ−ＰＡ２２２、Ｇ１−出力整合回路（Ｇ１−ＭＮ）２２３ａ、Ｇ２−出力整合回路（Ｇ２−ＭＮ）２２３ｂ、Ｇ−送信フィルタ（ＤｕａｌＬＰＦ）２１１、スイッチ（ＳＷ）９０、Ｇ−受信フィルタ（ＤｕａｌＢＰＦ）２４１ａ、Ｇ−受信フィルタ（ＤｕａｌＢＰＦ）２４１ｂ、及びＧ−受信回路２５０で構成される。本実施形態では、ＧＳＭは４つの周波数帯に対応するクワッドバンド構成となっている。   1A, a W-high frequency circuit includes a W-transmission circuit (W-Tx) 130, a W-interstage filter (BPF) 125, a W-PA 121, a W-output matching circuit (W-MN) 123, an isolator 115, It consists of a duplexer (Dup) 100 and a W-receiving circuit (W-Rx) 150. The G-high frequency circuit includes a G-transmission circuit 230, a G-PA 222, a G1-output matching circuit (G1-MN) 223a, a G2-output matching circuit (G2-MN) 223b, and a G-transmission filter (DualLPF) 211. , A switch (SW) 90, a G-reception filter (DualBPF) 241a, a G-reception filter (DualBPF) 241b, and a G-reception circuit 250. In this embodiment, GSM has a quad band configuration corresponding to four frequency bands.

以上のように、本実施形態のマルチモード高周波回路は、図１６に示したマルチモード高周波回路と類似点が多いが、相違点を以下に纏めて述べる。相違点は３点有り、第１に、ＧＳＭのフロントエンド部がＦＥＭに代わってＳＰ７Ｔ（Single Pole 7 Throw:１極７投）によるスイッチ（ＳＷ）９０と、送信フィルタが２系統まとめられたＧ−デュアルバンド送信フィルタ（ＤｕａｌＬＰＦ）２１１と、受信フィルタが２周波数帯毎に纏められたＧ−デュアルバンド受信フィルタ（ＤｕａｌＢＰＦ）２４１ａ及びＧ−デュアルバンド受信フィルタ（ＤｕａｌＢＰＦ）２４１ｂとで構成される。   As described above, the multi-mode high-frequency circuit of this embodiment has many similarities to the multi-mode high-frequency circuit shown in FIG. 16, but the differences will be summarized below. There are three differences. First, the GSM front-end switch is a switch (SW) 90 with SP7T (Single Pole 7 Throw) instead of FEM and two transmission filters. A dual-band transmission filter (DualLPF) 211, a G-dual-band reception filter (DualBPF) 241a and a G-dual-band reception filter (DualBPF) 241b in which reception filters are grouped every two frequency bands.

第２に、ＧＳＭ及びＷ−ＣＤＭＡの送信電力増幅部は、ＰＡＭに代わって、ＧＳＭ側がＧ−デュアルバンドＰＡ−ＩＣ（Ｇ−ＰＡ−ＩＣＤｕａｌ）２２２とＧ１−出力整合回路（Ｇ１−ＭＮ）２２３ａ及びＧ２−出力整合回路（Ｇ２−ＭＮ）２２３ｂとで構成され、Ｗ−ＣＤＭＡ側がＷ−ＰＡ−ＩＣ１２１とＷ−出力整合回路（Ｗ−ＭＮ）１２３とで構成される。   Secondly, the GSM and W-CDMA transmission power amplifying units have G-dual-band PA-IC (G-PA-ICDual) 222 and G1-output matching circuit (G1-MN) 223a instead of PAM. And a G2-output matching circuit (G2-MN) 223b, and the W-CDMA side is composed of a W-PA-IC 121 and a W-output matching circuit (W-MN) 123.

第３に、Ｗ−送信回路（Ｔｘ）１３０と、Ｗ−受信回路（Ｗ−Ｒｘ）１５０と、Ｇ−Ｍ送信回路（Ｇ−Ｔｘ）２３０と、Ｇ−受信回路（Ｇ−Ｒｘ）２５０とがマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０に集積化されている
これらの回路が図１Ｂに示すようにモジュール基板２０上に配置され、マルチモード高周波回路モジュール１０が構成される。モジュール基板２０はガラスセラミック多層基板であるが、ガラスエポキシ基板などを用いてもよい。図２に示すように、モジュール基板２０内には接地導体３０が設けられ、高周波回路を覆うように搭載されるシールド７は、モジュール基板２０内に設けられるビアホールを介して接地導体３０に接続される。接地導体３０は更に別のビアホールによりモジュール基板２０裏面の接地端子に接続される。 Third, a W-transmission circuit (Tx) 130, a W-reception circuit (W-Rx) 150, a GM transmission circuit (G-Tx) 230, a G-reception circuit (G-Rx) 250, Are integrated on the multimode RF-IC 310. These circuits are arranged on the module substrate 20 as shown in FIG. The module substrate 20 is a glass ceramic multilayer substrate, but a glass epoxy substrate or the like may be used. As shown in FIG. 2, a ground conductor 30 is provided in the module substrate 20, and the shield 7 mounted so as to cover the high frequency circuit is connected to the ground conductor 30 through a via hole provided in the module substrate 20. The The ground conductor 30 is connected to the ground terminal on the back surface of the module substrate 20 through another via hole.

図１Ｂにおいて、Ｗ−ＰＡ１２１で増幅されたＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号は、Ｗ−出力整合回路１２３、アイソレータ（Ｉｓｏ）１１５及び第１の配線３１を経由してデュプレクサ（Ｄｕｐ）１００に伝えられる。Ｗ−ＰＡ１２１から第１の配線３１までの回路（第１の回路）とマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０上のＷ−受信回路１５０（第２の回路）との最短距離間にＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路（第３の回路）であるＧ−ＰＡ２２２と、Ｇ１−出力整合回路２２３ａと、Ｇ２−出力整合回路２２３ｂとが配置される。また、及びＷ−ＰＡ１２１から第１の配線３１までの回路とマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０上のＷ−送信回路１３０との最短距離間にＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路（第７の回路）であるＧ−ＰＡ２２２と、Ｇ１−出力整合回路２２３ａと、Ｇ２−出力整合回路２２３ｂとが配置される。また、Ｗ−ＰＡ１２１とＷ−段間フィルタ１２５（第１のフィルタ）との最短距離間にＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路（第８の回路）であるＧ−ＰＡ２２２及びＧ２−出力整合回路２２３ｂが配置される。   In FIG. 1B, the W-CDMA RF transmission signal amplified by the W-PA 121 is transmitted to the duplexer (Dup) 100 via the W-output matching circuit 123, the isolator (Iso) 115, and the first wiring 31. . W-CDMA circuit operation between the shortest distance between the circuit (first circuit) from the W-PA 121 to the first wiring 31 and the W-receiving circuit 150 (second circuit) on the multimode RF-IC 310; A G-PA 222, a G1-output matching circuit 223a, and a G2-output matching circuit 223b, which are unrelated circuits (third circuit), are arranged. Also, a circuit (seventh circuit) that is unrelated to the circuit operation of W-CDMA between the shortest distance between the circuit from the W-PA 121 to the first wiring 31 and the W-transmission circuit 130 on the multimode RF-IC 310. ) G-PA 222, G1-output matching circuit 223a, and G2-output matching circuit 223b. In addition, G-PA222 and G2-outputs, which are circuits (eighth circuit) that are irrelevant to the circuit operation of W-CDMA within the shortest distance between W-PA121 and W-stage filter 125 (first filter). A matching circuit 223b is arranged.

以上の構成によれば、送受信が同時に動作するＦＤＤ方式のＷ−ＣＤＭＡ用高周波回路において、最大電力のＲＦ送信信号を扱うＷ−ＰＡ１２１から第１の配線３１までの回路と微小振幅のＲＦ受信信号を扱うＷ−受信回路１５０との間に信号干渉を起こさない十分な距離を設けることで、Ｗ−ＣＤＭＡ送受信回路に高い性能を維持させた。更にそれに加えて、距離を設けた部分にＷ−ＣＤＭＡ動作とは無関係なＧ−ＰＡ２２２及びＧ１，Ｇ２−出力整合回路２２３ａ，２２３ｂを配置することで、モジュール基板２０上の面積を有効に活用し、本発明を適用しない場合に比べて大幅な小型化を実現することができた。また、Ｗ−ＣＤＭＡ動作とは無関係なＧ−ＰＡ２２２及びＧ１，Ｇ２−出力整合回路２２３ａ，２２３ｂは、接地部分を持つので、接地導体に近いものとなり、信号干渉がより効果的抑圧される。   According to the configuration described above, in the FDD W-CDMA high-frequency circuit in which transmission and reception operate simultaneously, the circuit from the W-PA 121 that handles the RF transmission signal with the maximum power to the first wiring 31 and the RF reception signal with a small amplitude. By providing a sufficient distance that does not cause signal interference with the W-receiving circuit 150 that handles the W-CDMA, the W-CDMA transmission / reception circuit maintains high performance. In addition, the area on the module substrate 20 can be effectively utilized by arranging the G-PA 222 and the G1, G2-output matching circuits 223a and 223b, which are not related to the W-CDMA operation, in the portion where the distance is provided. As compared with the case where the present invention is not applied, significant downsizing can be realized. Further, since the G-PA 222 and G1, G2-output matching circuits 223a and 223b, which are unrelated to the W-CDMA operation, have a ground portion, they are close to the ground conductor, and signal interference is more effectively suppressed.

また、本実施形態によれば、Ｗ−ＰＡ１２１からＷ−送信回路１３０への信号干渉も小さく抑えられるため、送信系回路が発振を起こすことがなかった。更に、Ｗ−ＰＡ１２１からＷ−段間フィルタ１２５間の熱伝導も小さいため、Ｗ−段間フィルタ１２５が温度上昇によって周波数特性が劣化することを避けることができた。従って、本実施形態により、回路間の信号干渉及び熱干渉を発生させずに、複数の通信方式に対応する複数の送受信回路を配置したマルチモード高周波回路モジュールを高い性能を維持しつつ小型化することができた。本実施形態の高周波回路モジュールを用いた携帯電話は、高い性能を持つＲＦ部が小型に実現されるため、携帯電話自体の大きさをより小型に実現することができた。   In addition, according to the present embodiment, signal interference from the W-PA 121 to the W-transmission circuit 130 can be suppressed to be small, so that the transmission system circuit does not oscillate. Furthermore, since the heat conduction between the W-PA 121 and the W-stage filter 125 is also small, the frequency characteristics of the W-stage filter 125 can be prevented from deteriorating due to a temperature rise. Therefore, according to the present embodiment, the multimode high-frequency circuit module in which a plurality of transmission / reception circuits corresponding to a plurality of communication methods are arranged is reduced in size while maintaining high performance without causing signal interference and thermal interference between circuits. I was able to. In the mobile phone using the high-frequency circuit module of the present embodiment, the RF unit having high performance is realized in a small size, and thus the size of the mobile phone itself can be realized in a smaller size.

また、本実施形態の高周波回路モジュールを用いた別の携帯電話において、高い性能を持つＲＦ部を小型に実現することができるため、マザーボード上の余った空間にマイクロハードディスクドライブなどのその他の回路を追加することが可能になる。   Further, in another mobile phone using the high-frequency circuit module of the present embodiment, a high-performance RF unit can be realized in a small size, so that other circuits such as a micro hard disk drive are provided in the remaining space on the motherboard. It becomes possible to add.

いずれの場合にも、本実施形態の高周波回路モジュールはＲＦ部全ての機能を有しながら、その全体がシールドによって覆われているので、ＢＢ部を近くに配置しても、ＲＦ部とＢＢ部との間の信号干渉が発生せず、マザーボード上の実装密度を高くすることができた。   In any case, the high-frequency circuit module of the present embodiment has all the functions of the RF part, but is entirely covered with the shield. Therefore, even if the BB part is arranged nearby, the RF part and the BB part No signal interference occurs between them and the mounting density on the motherboard can be increased.

なお、本実施形態ではＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡの切り替えをスイッチにより実現したが、ＧＳＭとＷ−ＣＤＭＡそれぞれのアンテナを持つ携帯電話の場合には、スイッチはＧＳＭアンテナに、デュプレクサはＷ−ＣＤＭＡアンテナに接続すれば良く、この場合ＳＰ７Ｔスイッチより簡単な構成のＳＰ６Ｔスイッチを使用することができるほか、Ｗ−ＣＤＭＡ用高周波回路とアンテナとの間の損失を減らすことができる。また、ＳＰ７Ｔスイッチを用いる代わりに、周波数の低い信号と高い信号を別々の系統に分配するダイプレクサとＳＰ３Ｔ及びＳＰ４Ｔスイッチの組合せを用いても良い。いずれの構成においても、本発明を適用することにより本実施形態と同様な効果が得られる。   In this embodiment, switching between GSM and W-CDMA is realized by a switch. However, in the case of a mobile phone having GSM and W-CDMA antennas, the switch is a GSM antenna, and the duplexer is a W-CDMA antenna. In this case, an SP6T switch having a simpler configuration than the SP7T switch can be used, and loss between the W-CDMA high-frequency circuit and the antenna can be reduced. Further, instead of using the SP7T switch, a combination of a diplexer that distributes a low-frequency signal and a high-frequency signal to different systems and SP3T and SP4T switches may be used. In any configuration, the same effects as in the present embodiment can be obtained by applying the present invention.

ここで、本発明の効果を５種類の基板を例に採って説明する。図３Ａ〜３Ｅは基板断面図であり、図３Ａは基板２２上に互いに隣接して配線３１，３２を形成した場合、図３Ｂは更に浮き導体３３を挟んだ場合、図３Ｃは接地導体３３を挟んだ場合、図３Ｄは接地導体３４ａを片側に備えた浮き導体３３を挟んだ場合、図３Ｅは接地導体３４ａ，３４ｂを両脇に備えた浮き導体３３を挟んだ場合を示している。   Here, the effect of the present invention will be described using five types of substrates as examples. 3A to 3E are cross-sectional views of the substrate. FIG. 3A shows a case where wirings 31 and 32 are formed adjacent to each other on the substrate 22, FIG. 3B shows a case where a floating conductor 33 is further sandwiched, and FIG. When sandwiched, FIG. 3D shows a case where a floating conductor 33 provided with a ground conductor 34a on one side is sandwiched, and FIG. 3E shows a case where a floating conductor 33 provided with ground conductors 34a and 34b is sandwiched on both sides.

基板２２は、比誘電率が７．８、ｔａｎδが０．００２のガラスセラミック基板であり、厚さは４００μｍである。基板２２の裏面には接地導体３０が設けられる。基板２２の表面には第１の配線３１と第２の配線３２が間隔Ｄを隔てて設けられている。第１の配線３１及び第２の配線３２の幅は３００μｍである。配線導体の導電率は４×１０７Ｓ／ｍで、厚さは１０μｍである。また、第１の配線３１と第２の配線３２との間に導体パターン３３を設けただけの場合、導体パターン３３は電位の不定な浮き導体となる。導体パターン３３をビアホール４１ａ、４１ｂにて接地導体３０に接続すると、導体パターン３３は接地導体となる。更に、導体パターン３４ａ、３４ｂを設け、これをビアホール４１ａ、４１ｂにて接地導体３０に接続し、導体パターン３４ａ、３４ｂの間に導体パターン３３を設けると、導体パターン３３は接地導体に挟まれた浮き導体となる。ここで、導体パターン３４ａを設け、これをビアホール４１ａにて接地導体３０に接続し、導体パターン３４ａと第２の配線３２との間に導体パターン３３を設けると、導体パターン３３は接地導体を片側に備えた浮き導体となる。導体パターン３３と第１の配線３１、第２の配線３２それぞれの間の間隔は１００μｍ、導体パターン３４ａ、３４ｂの幅はそれぞれ２００μｍ、導体パターン３４ａと第１の配線３１の間隔、導体パターン３４ｂと第２の配線３２の間隔、導体パターン３３と導体パターン３４ａ、３４ｂそれぞれの間の間隔は１００μｍに設定される。 The substrate 22 is a glass ceramic substrate having a relative dielectric constant of 7.8 and tan δ of 0.002, and has a thickness of 400 μm. A ground conductor 30 is provided on the back surface of the substrate 22. A first wiring 31 and a second wiring 32 are provided on the surface of the substrate 22 with a gap D therebetween. The width of the first wiring 31 and the second wiring 32 is 300 μm. The conductivity of the wiring conductor is 4 × 10 7 S / m and the thickness is 10 μm. Further, when only the conductor pattern 33 is provided between the first wiring 31 and the second wiring 32, the conductor pattern 33 becomes a floating conductor having an indefinite potential. When the conductor pattern 33 is connected to the ground conductor 30 through the via holes 41a and 41b, the conductor pattern 33 becomes a ground conductor. Furthermore, when the conductor patterns 34a and 34b are provided and connected to the ground conductor 30 through the via holes 41a and 41b, and the conductor pattern 33 is provided between the conductor patterns 34a and 34b, the conductor pattern 33 is sandwiched between the ground conductors. It becomes a floating conductor. Here, when the conductor pattern 34a is provided, is connected to the ground conductor 30 through the via hole 41a, and the conductor pattern 33 is provided between the conductor pattern 34a and the second wiring 32, the conductor pattern 33 is connected to the ground conductor on one side. It becomes a floating conductor prepared for. The distance between the conductor pattern 33 and the first wiring 31 and the second wiring 32 is 100 μm, the width of the conductor patterns 34a and 34b is 200 μm, the distance between the conductor pattern 34a and the first wiring 31, and the conductor pattern 34b. The interval between the second wirings 32 and the interval between the conductor pattern 33 and each of the conductor patterns 34a and 34b are set to 100 μm.

干渉低減の効果は、クロストークの量で表される。図３Ａ〜３Ｅの構成の配線を５ｍｍの長さに渡って設けた場合の、第１の配線３１と第２の配線３２の配線間距離Ｄ［ｍｍ］とクロストーク［ｄＢ］の関係を電磁界解析により求めた結果のグラフを図４に示す。本グラフに示すクロストークはＷ−ＣＤＭＡの受信周波数帯である２．１１〜２．１７ＧＨｚにおいて、第１の配線３１の信号入力端から第２の配線３２の第１の配線３１の信号入力端に最も近い端に現れるクロストーク、いわゆる近端クロストークの最大値である。図４に示されるように、配線のみの場合に比べて浮き導体がある場合は同じ配線間距離でもクロストークはより大きくなる。これは、浮き導体になっている導体パターン３３を介して、第１の配線３１と第２の配線３２が容量性結合を起こすためである。これに対して、導体パターン３３を接地導体にした場合には、接地導体がシールドの役目を果たし、配線のみの場合に比べてクロストークが小さくなる。両脇に接地導体を備えた浮き導体がある場合には、配線間距離が２ｍｍ以上では、接地導体のみがある場合とほぼ等しいクロストークが得られる。また、接地導体を片側に備えた浮き導体がある場合には、配線間距離が３ｍｍ以上では配線のみの場合に近いクロストークが得られる。   The effect of reducing interference is expressed by the amount of crosstalk. The relationship between the distance D [mm] between the first wiring 31 and the second wiring 32 and the crosstalk [dB] when the wiring having the configuration of FIGS. 3A to 3E is provided over a length of 5 mm. A graph of the results obtained by the field analysis is shown in FIG. The crosstalk shown in this graph is the signal input terminal of the first wiring 31 from the signal input terminal of the first wiring 31 to the signal input terminal of the second wiring 32 in 2.11 to 2.17 GHz which is a W-CDMA reception frequency band. Is the maximum value of the crosstalk appearing at the end closest to the so-called near-end crosstalk. As shown in FIG. 4, when there is a floating conductor as compared with the case of only the wiring, the crosstalk becomes larger even with the same distance between the wirings. This is because the first wiring 31 and the second wiring 32 cause capacitive coupling through the conductor pattern 33 which is a floating conductor. On the other hand, when the conductor pattern 33 is a ground conductor, the ground conductor serves as a shield, and crosstalk is reduced as compared with the case of only the wiring. When there is a floating conductor provided with ground conductors on both sides, a crosstalk almost equal to that when only the ground conductor is present is obtained when the distance between wirings is 2 mm or more. In addition, when there is a floating conductor provided with a ground conductor on one side, crosstalk close to that in the case of only wiring can be obtained when the distance between wirings is 3 mm or more.

図３Ａ〜３Ｅのような基板断面は高周波回路モジュール基板や、携帯電話のマザーボードに相当するものである。第１の配線をＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を扱う回路、第２の配線をＷ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を扱う回路とすると、従来は両者の間の信号干渉を防ぐために図３Ａの構成で配線間距離を広く取るか、図３Ｃの構成で、配線間に接地導体を設けることが一般的であった。図３Ｃの場合、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路は、配線の外側に配置せざるを得なくなり、基板面積の増大が避けられない。   3A to 3E correspond to a high-frequency circuit module substrate and a mobile phone motherboard. When the first wiring is a circuit that handles W-CDMA RF transmission signals and the second wiring is a circuit that handles W-CDMA RF reception signals, the configuration shown in FIG. 3A is conventionally used to prevent signal interference between the two. In general, the distance between the wirings is wide, or the ground conductor is provided between the wirings in the configuration of FIG. 3C. In the case of FIG. 3C, a circuit unrelated to the circuit operation of W-CDMA must be arranged outside the wiring, and an increase in the substrate area is inevitable.

これに対して、本実施形態では、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路が第１の配線３１と第２の配線３２の間に設けられる。初めに、２個のＷ−ＣＤＭＡの回路がそれぞれ第１の配線３１と第２の配線３２に相当し、更にＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路が導体パターン３３に相当し、導体パターン３３が浮き導体であると仮定して考える。図３Ｂの構成において、第１の配線３１と第２の配線３２との間の干渉を−４０ｄＢ以下にする場合、配線間距離Ｄを５ｍｍにすれば十分であることが、図４のＡ点からわかる。この５ｍｍの配線間距離である配線間の領域２２ａに、例えば幅ｄ１が４ｍｍの導体パターン３３を配置することができる。一方、図３Ａの構成において、第１の配線３１と第２の配線３２との間の干渉を−４０ｄＢ以下にする場合、配線間距離Ｄは２ｍｍ必要であることが、図４のＢ点から分かる。更に、図３Ａの構成の場合では、配線間の領域２２ａ以外の場所、例えば図３Ａの２２ｂで示す基板２２上の領域に、導体パターン３３を配置せねばならず、導体パターン３３の幅ｄ１が４ｍｍであるとすると、導体パターン３３と第１の配線３１もしくは第２の配線３２とが接触しないように設ける間隙も含めて、配線間方向に計６ｍｍ以上の幅が必要となる。ここで、配線間方向というのは、配線間距離Ｄと平行な方向であり、ｄ１は導体パターン３３の配線間方向の幅である。このように、導体パターン３３が例えば幅が４ｍｍと広い場合は、導体パターン３３を第１の配線３１と第２の配線３２の間に配置する図３Ｂの方が図３Ａよりも配線間方向の基板幅を小さくすることができる。即ち、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路が十分に大きい、即ち導体パターン３３の幅が十分に広く取れる場合や、第１の配線３１と第２の配線３２の間の信号干渉を十分に低減しなくても良い場合、又は配線長が短い場合などでは、図３Ｂのように第１の配線３１と第２の配線３２の間に浮き導体のみを設けることで、基板上の面積を有効活用することができる。   On the other hand, in this embodiment, a circuit unrelated to the circuit operation of W-CDMA is provided between the first wiring 31 and the second wiring 32. First, the two W-CDMA circuits correspond to the first wiring 31 and the second wiring 32, respectively, and the circuit unrelated to the W-CDMA circuit operation corresponds to the conductor pattern 33. Assume that 33 is a floating conductor. In the configuration of FIG. 3B, when the interference between the first wiring 31 and the second wiring 32 is set to −40 dB or less, it is sufficient that the distance D between the wirings is 5 mm. I understand. For example, a conductor pattern 33 having a width d1 of 4 mm can be disposed in the inter-wiring region 22a having the inter-wiring distance of 5 mm. On the other hand, in the configuration of FIG. 3A, when the interference between the first wiring 31 and the second wiring 32 is −40 dB or less, the inter-wiring distance D needs to be 2 mm. I understand. Furthermore, in the case of the configuration of FIG. 3A, the conductor pattern 33 must be arranged in a place other than the area 22a between the wirings, for example, an area on the substrate 22 indicated by 22b in FIG. 3A, and the width d1 of the conductor pattern 33 is If it is 4 mm, a total width of 6 mm or more is required in the inter-wiring direction including the gap provided so that the conductor pattern 33 does not contact the first wiring 31 or the second wiring 32. Here, the inter-wiring direction is a direction parallel to the inter-wiring distance D, and d1 is the width of the conductor pattern 33 in the inter-wiring direction. Thus, when the conductor pattern 33 is as wide as, for example, 4 mm, the conductor pattern 33 is arranged between the first wiring 31 and the second wiring 32 in FIG. The substrate width can be reduced. That is, a circuit irrelevant to the circuit operation of W-CDMA is sufficiently large, that is, when the width of the conductor pattern 33 is sufficiently wide, or signal interference between the first wiring 31 and the second wiring 32 is sufficient. In the case where it is not necessary to reduce the length of the wiring, or when the wiring length is short, the area on the substrate is reduced by providing only the floating conductor between the first wiring 31 and the second wiring 32 as shown in FIG. 3B. It can be used effectively.

浮き導体である導体パターン３３の幅ｄ１が狭い場合や、第１の配線３１と第２の配線３２との間の信号干渉を十分に低減しなければならない場合には、図３Ｄや図３Ｅの構成を取れば良い。少なくとも第１の配線３１と浮き導体である導体パターン３３の間に接地導体３４ａを設けると、配線間距離３ｍｍ以上では配線のみの場合とほぼ同等のクロストークを実現しながら基板上の面積を有効活用することができる。更に、第１の配線３１と第２の配線３２の間に両側に接地導体３４ａ、３４ｂを備えた浮き導体である導体パターン３３を設けると、配線間距離２ｍｍ以上では配線間に接地導体がある場合とほぼ同等のクロストークを実現しながら基板上の面積を有効活用することができる。   When the width d1 of the conductor pattern 33 that is a floating conductor is narrow, or when signal interference between the first wiring 31 and the second wiring 32 must be sufficiently reduced, FIG. 3D and FIG. What is necessary is just to take a structure. If the ground conductor 34a is provided at least between the first wiring 31 and the conductor pattern 33 that is a floating conductor, the area on the substrate is effectively achieved while realizing crosstalk almost equivalent to that of the wiring only when the distance between wirings is 3 mm or more. Can be used. Further, when a conductive pattern 33 which is a floating conductor having ground conductors 34a and 34b on both sides is provided between the first wiring 31 and the second wiring 32, there is a ground conductor between the wirings when the distance between the wirings is 2 mm or more. The area on the substrate can be effectively utilized while realizing the crosstalk almost equivalent to the case.

以上では、導体パターン３３が浮き導体であると仮定した。しかし、一般的に、導体パターン３３に相当する、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路は接地部分を持つため接地導体に近いものとなり、図３Ｂの構成においてより高い干渉低減の効果が得られ、従ってより基板面積の有効活用が促進される。なお、図３Ｄ及び図３Ｅの構成は、後で図８Ｂ及び図９を用いて説明する例に相当する。ここで、図３Ｄ，３Ｅの構成と図３Ａ，３Ｃの構成におけるクロストーク量の関係は、基板の誘電率、厚さ及び配線長によって変化するため、本実施形態で述べた配線間距離などの数値はあくまでも一例であり、本発明の適用範囲を制限するものではない。   In the above, it is assumed that the conductor pattern 33 is a floating conductor. However, in general, a circuit irrelevant to the circuit operation of W-CDMA, which corresponds to the conductor pattern 33, has a ground portion and is close to a ground conductor. Thus, the configuration shown in FIG. Therefore, more effective utilization of the substrate area is promoted. 3D and 3E correspond to examples described later with reference to FIGS. 8B and 9. Here, the relationship between the crosstalk amounts in the configurations of FIGS. 3D and 3E and the configurations of FIGS. 3A and 3C varies depending on the dielectric constant, thickness, and wiring length of the substrate. The numerical values are merely examples, and do not limit the scope of application of the present invention.

続いて、マルチモードＲＦ−ＩＣ３１０については、Ｗ−送信回路１３０（第１の送信回路）とＷ受信回路１５０（第１の受信回路）とは、それぞれマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０チップの対角線上のそれぞれの角に配置されている。更に、両者の最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路（第１１の回路）であるＧＳＭ送信回路２３０及びその他の図示しない回路が配置されている。このような構成により、Ｗ−送信回路１３０とＷ−受信回路１５０との間にマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０のチップ上で取り得る最大の距離が実現され、信号干渉を最も低減して高い性能を維持したまま、空いた空間にＷ−動作には影響を与えない回路を設けてチップ面積を有効に活用し、マルチモード高周波回路を集積したマルチモードＲＦ−ＩＣを小型に実現することができた。   Subsequently, for the multimode RF-IC 310, the W-transmission circuit 130 (first transmission circuit) and the W reception circuit 150 (first reception circuit) are respectively on diagonal lines of the multimode RF-IC310 chip. It is arranged at the corner. Further, a GSM transmission circuit 230 which is a circuit (eleventh circuit) irrelevant to the circuit operation of W-CDMA and other circuits (not shown) are arranged between the shortest distances. With such a configuration, the maximum distance that can be taken on the chip of the multi-mode RF-IC 310 between the W-transmit circuit 130 and the W-receiver circuit 150 is realized, and signal interference is minimized and high performance is maintained. As it is, a multi-mode RF-IC in which a multi-mode high-frequency circuit is integrated can be realized in a small size by providing a circuit that does not affect the W-operation in the vacant space and effectively utilizing the chip area.

なお、本実施形態のマルチモードＲＦ−ＩＣは、これが用いられる装置の基板上にフェースアップで搭載されることを前提とする場合には、図５に示すように、Ｗ−送信回路１３０上には出力パッド６１が、Ｗ−受信回路１５０上には入力パッド６２が設けられる。出力パッド６１とマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０が搭載される基板上の配線とは、出力ワイヤ７１によってボンディング接続され、入力パッド６２とマルチモードＲＦ−ＩＣが搭載される基板上の別の配線とは、入力ワイヤ７２によってボンディング接続される。ここで、出力ワイヤ７１と入力ワイヤ７２の向きが直交する向きに設けられているため、両ワイヤ間の磁界結合を低く抑えることができる。そのため、マルチモードＲＦ−ＩＣ３１０を基板に搭載した実使用状態においても、送信系から受信系への信号の漏れ込みを増加させることがなかった。なお、本実施形態で出力パッド６１、入力パッド６２とマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０が搭載される基板上の配線との接続にボンディングワイヤを用いたが、フレキシブルプリント基板上に設けた配線でチップ上のパッドと基板上の配線とを接続する構成などにおいても、同様な効果が得られる。   Note that the multi-mode RF-IC of the present embodiment is mounted on the W-transmission circuit 130 as shown in FIG. 5 when it is assumed that the multi-mode RF-IC is mounted face-up on the substrate of the device in which it is used. Is provided with an output pad 61, and an input pad 62 is provided on the W-receiving circuit 150. The wiring on the substrate on which the output pad 61 and the multi-mode RF-IC 310 are mounted is bonded by the output wire 71, and another wiring on the substrate on which the input pad 62 and the multi-mode RF-IC are mounted is Bonding connection is made by the input wire 72. Here, since the directions of the output wire 71 and the input wire 72 are provided so as to be orthogonal to each other, the magnetic field coupling between the two wires can be kept low. Therefore, even in an actual use state where the multimode RF-IC 310 is mounted on the substrate, signal leakage from the transmission system to the reception system has not been increased. In this embodiment, the bonding wire is used to connect the output pad 61, the input pad 62, and the wiring on the substrate on which the multi-mode RF-IC 310 is mounted. However, the wiring provided on the flexible printed board is used on the chip. The same effect can be obtained in a configuration in which the pad and the wiring on the substrate are connected.

＜実施形態２＞
図６及び図７Ａ，７Ｂに本発明の実施形態２を示す。本実施形態のマルチモード高周波回路は、実施形態１に対して、デュプレクサ１００を含めたフロントエンド部、即ちマルチモードフロントエンド部を干渉低減の観点からモジュール化したもので、図６はその回路構成図、図７Ａ，７ＢはマルチモードＦＥＭ１１のそれぞれレイアウト図と内層パターン図である。 <Embodiment 2>
6 and 7A and 7B show Embodiment 2 of the present invention. The multimode high-frequency circuit of the present embodiment is a module in which the front end unit including the duplexer 100, that is, the multimode front end unit is modularized from the viewpoint of reducing interference with respect to the first embodiment. FIG. 7A and 7B are a layout diagram and an inner layer pattern diagram of the multimode FEM 11, respectively.

デュプレクサ１００は、Ｗ−送信フィルタ（ＴｘＢＰＦ）１１０、Ｗ−受信フィルタ（ＲｘＢＰＦ）１４０、移相回路（−φ）１０１、及び移相線路（＋φ）１０２を含んで構成される。移相回路１０１は、図６に示すように、直列接続した２個の容量Ｃの接続点に接地に接続したインダクタを接続して構成される。本実施形態ではＷ−送信フィルタ１１０及びＷ−受信フィルタ１４０は共にＢＰＦであるが、用いる通信方式によってはＬＰＦと高域通過フィルタの組合せにしても良い。Ｗ−送信フィルタ１１０は一端がＷ−送信系回路への接続端子となり、他端が移相回路１０１に接続される。Ｗ−受信フィルタ１４０は、一端がＷ−受信系回路（Ｗ−受信回路１５０）への接続端子となり、他端が移相線路１０２に接続される。ここで、本実施形態では、Ｗ−受信フィルタ１４０のＷ−受信回路１５０への接続端子を耐ノイズ性に優れる差動構成としたが、耐ノイズ性能があまり要求されない用途では、不平衡構成を用いても良い。移相回路１０１と移相線路１０２の接続点であるデュプレクサの共通端子９は、スイッチ９０を介してアンテナ１に接続される。   The duplexer 100 includes a W-transmission filter (TxBPF) 110, a W-reception filter (RxBPF) 140, a phase shift circuit (−φ) 101, and a phase shift line (+ φ) 102. As shown in FIG. 6, the phase shift circuit 101 is configured by connecting an inductor connected to the ground to a connection point of two capacitors C connected in series. In this embodiment, the W-transmission filter 110 and the W-reception filter 140 are both BPFs, but may be a combination of an LPF and a high-pass filter depending on the communication method used. One end of the W-transmission filter 110 serves as a connection terminal to the W-transmission system circuit, and the other end is connected to the phase shift circuit 101. One end of the W-reception filter 140 serves as a connection terminal to the W-reception system circuit (W-reception circuit 150), and the other end is connected to the phase shift line 102. Here, in the present embodiment, the connection terminal of the W-receiver filter 140 to the W-receiver circuit 150 has a differential configuration with excellent noise resistance. However, in applications where noise resistance performance is not so required, an unbalanced configuration is used. It may be used. A duplexer common terminal 9, which is a connection point between the phase shift circuit 101 and the phase shift line 102, is connected to the antenna 1 via the switch 90.

なお、Ｇ−送信フィルタ２１１は、一端がＧ−送信回路系への接続端子となり、他端がスイッチ９０に接続され、Ｇ−受信フィルタ２４１ａ，２４１ｂは、一端がＧ−受信回路系（Ｇ−受信回路２５０）への接続端子となり、他端がスイッチ９０に接続される。   The G-transmission filter 211 has one end serving as a connection terminal to the G-transmission circuit system and the other end connected to the switch 90. The G-reception filters 241a and 241b have one end connected to the G-reception circuit system (G- The other terminal is connected to the switch 90.

デュプレクサ１００がＲＦ送信信号を送信系回路からアンテナ側のみへ、ＲＦ受信信号をアンテナから受信系回路側のみへと分配する原理を以下に説明する。移相回路１０１は、Ｗ−送信周波数においては、アンテナ（本実施形態ではスイッチ９０を介したアンテナ１）のインピーダンス及びＷ−送信フィルタ１１０のインピーダンスの両者に整合の取れた特性インピーダンスを有し、Ｗ−送信フィルタ１１０からアンテナに殆んど損失なく電力を伝える。一方、Ｗ−受信周波数においては、Ｗ−送信フィルタ１１０のインピーダンスが送信周波数におけるインピーダンスと異なるため、このインピーダンスが共通端子９において開放に見えるように位相を回転させる。   The principle by which the duplexer 100 distributes the RF transmission signal from the transmission system circuit to the antenna side only and the RF reception signal from the antenna to the reception system circuit side will be described below. The phase shift circuit 101 has a characteristic impedance matched to both the impedance of the antenna (antenna 1 via the switch 90 in this embodiment) and the impedance of the W-transmission filter 110 at the W-transmission frequency, Power is transmitted from the W-transmit filter 110 to the antenna with almost no loss. On the other hand, at the W-reception frequency, since the impedance of the W-transmission filter 110 is different from the impedance at the transmission frequency, the phase is rotated so that this impedance appears to be open at the common terminal 9.

同様に、移相線路１０２は、Ｗ−受信周波数においては、アンテナのインピーダンス及びＷ−受信フィルタ１４０のインピーダンスの両者に整合の取れた特性インピーダンスを有し、アンテナからＷ−受信フィルタ１４０にほとんど損失なく電力を伝える。一方、Ｗ−送信周波数においては、Ｗ−受信フィルタ１４０のインピーダンスが共通端子９において開放に見えるように位相を回転させる。これにより、Ｗ−送信周波数、Ｗ−受信周波数それぞれの周波数において、共通端子９からは使用しないフィルタが開放に見える、即ち接続されていないように見えるため、デュプレクサ１００においては、ＲＦ送信信号は送信系回路からアンテナ側のみへ、ＲＦ受信信号はアンテナから受信系回路側のみへと分配される。   Similarly, the phase-shifted line 102 has a characteristic impedance matched to both the impedance of the antenna and the impedance of the W-receive filter 140 at the W-receive frequency, and is almost lossy from the antenna to the W-receive filter 140. Without telling power. On the other hand, at the W-transmission frequency, the phase is rotated so that the impedance of the W-reception filter 140 appears to be open at the common terminal 9. Thereby, at each frequency of the W-transmission frequency and the W-reception frequency, the filter not used from the common terminal 9 appears to be open, that is, it appears that the filter is not connected. Therefore, in the duplexer 100, the RF transmission signal is transmitted. The RF reception signal is distributed only from the system circuit to the antenna side and from the antenna to the reception system circuit side only.

ここで、本実施形態ではフィルタと共通端子９間の位相を回転させる回路に、送信側では位相が進むタイプの移相回路を、受信側では位相が遅れる移相線路を使用したが、回転させるべき位相量は用いるフィルタの帯域外インピーダンスの値によって異なるため、用いるフィルタに合わせて本実施形態の組合せ以外の組合せを採用しても良い。また、フィルタと共通端子９間の位相を遅らせたい場合には本例のような移相線路の他、本例の移相回路においてＣとＬとを入れ替えた回路に代表される位相が遅れるタイプの移相回路を用いても良い。   Here, in this embodiment, a circuit that rotates the phase between the filter and the common terminal 9 uses a phase shift circuit that advances the phase on the transmission side and a phase shift line that delays the phase on the reception side. Since the power phase amount varies depending on the value of the out-of-band impedance of the filter to be used, a combination other than the combination of the present embodiment may be adopted according to the filter to be used. In addition, in order to delay the phase between the filter and the common terminal 9, in addition to the phase shift line as in this example, the phase represented by a circuit in which C and L are replaced in the phase shift circuit of this example is delayed. The phase shift circuit may be used.

以上の構成のマルチモードフロントエンド部が、図７Ａに示すようにモジュール基板２１上に搭載され、マルチモードＦＥＭ１１として実装される。但し、移相線路１０２及びＧ−デュアルバンド送信フィルタ２１２は、図７Ｂに示すようにモジュール基板２１内に導体パターンで形成される。また、モジュール基板２１の部品を搭載する表層と、移相線路１０２及びＧ−デュアルバンド送信フィルタ２１１を形成する内層との間には、表層−内層間の信号干渉が起こらないように、接地導体面（図示せず）が設けられる。   The multi-mode front end portion having the above configuration is mounted on the module substrate 21 as shown in FIG. 7A and mounted as a multi-mode FEM 11. However, the phase shift line 102 and the G-dual band transmission filter 212 are formed in a conductor pattern in the module substrate 21 as shown in FIG. 7B. Further, a ground conductor is provided between the surface layer on which the components of the module substrate 21 are mounted and the inner layer forming the phase shift line 102 and the G-dual band transmission filter 211 so as not to cause signal interference between the surface layer and the inner layer. A surface (not shown) is provided.

マルチモードＦＥＭ１１では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のＲＦ送受信信号を扱うデュプレクサ１００のＷ−送信フィルタ１１０とＷ−受信フィルタ１４０との最短距離間にＷ−ＣＤＭＡ方式の回路動作とは無関係な回路（第４の回路）であるＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａが配置される。このような構成を取ることで、送受信が同時に動作するＦＤＤ方式のＲＦ送信信号を扱うＷ−送信フィルタ１１０とＲＦ受信信号を扱うＷ−受信フィルタ１４０との間に信号干渉を起こさないだけの十分な距離をとることが可能になった。それによって高い性能を維持したまま、空いた空間にＷ−ＣＤＭＡ動作には影響を与えないＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａを設けることができたため、モジュール基板２１の面積を有効に活用し、マルチモード高周波回路が搭載されたマルチモードＦＥＭを小型に実現することができた。   In the multi-mode FEM 11, a circuit (fourth circuit) irrelevant to the circuit operation of the W-CDMA system is provided between the shortest distance between the W-transmission filter 110 and the W-reception filter 140 of the duplexer 100 that handles W-CDMA RF transmission / reception signals. The G-dual band reception filter 241a is arranged. By adopting such a configuration, it is sufficient that no signal interference occurs between the W-transmission filter 110 that handles the FDD RF transmission signal that simultaneously transmits and receives and the W-reception filter 140 that handles the RF reception signal. It became possible to take a long distance. As a result, the G-dual band reception filter 241a that does not affect the W-CDMA operation can be provided in the vacant space while maintaining high performance. A multimode FEM equipped with a high-frequency circuit could be realized in a small size.

次に、Ｗ−送信フィルタ１１０とＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａの間に接地導体パターンを設け、Ｗ−受信フィルタ１４０とＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａの間に別の接地導体パターンを設けることにより、更に干渉低減の効果を高めることができる。そのような構成のマルチモードＦＥＭ１１を図８Ａ，８Ｂに示す。図８ＡはＦＥＭのレイアウト図であり、図８Ｂは基板２１の表層パターン図である。表層に接地導体パターン３５ａと接地導体パターン３５ｂとが形成されている。なお、移相回路１０１は、受動素子１０３で構成される。接地導体パターン３５ａは、Ｗ−送信フィルタ１１０とＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａの間、接地導体パターン３５ｂはＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａとＷ−受信フィルタ１４０の間に配置される。   Next, a ground conductor pattern is provided between the W-transmission filter 110 and the G-dual band reception filter 241a, and another ground conductor pattern is provided between the W-reception filter 140 and the G-dual band reception filter 241a. Further, the effect of reducing interference can be enhanced. A multi-mode FEM 11 having such a configuration is shown in FIGS. 8A and 8B. 8A is a layout diagram of the FEM, and FIG. 8B is a surface layer pattern diagram of the substrate 21. A ground conductor pattern 35a and a ground conductor pattern 35b are formed on the surface layer. Note that the phase shift circuit 101 includes a passive element 103. The ground conductor pattern 35a is disposed between the W-transmission filter 110 and the G-dual band reception filter 241a, and the ground conductor pattern 35b is disposed between the G-dual band reception filter 241a and the W-reception filter 140.

接地導体パターン３５ａ、３５ｂは、ビアホール（図示せず）によってモジュール基板２１内層の接地導体面（図示せず）に接続されている。また、Ｇ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａの接地端子は、それぞれ接地導体パターン３５ａ、３５ｂに接続されるように導体パターンが設けられている。   The ground conductor patterns 35a and 35b are connected to the ground conductor surface (not shown) on the inner layer of the module substrate 21 by via holes (not shown). The ground terminals of the G-dual band reception filter 241a are provided with conductor patterns so as to be connected to the ground conductor patterns 35a and 35b, respectively.

このような構成により、図７ＡのＦＥＭ２１と同様に、Ｗ−ＣＤＭＡ送信フィルタ１１０とＷ−ＣＤＭＡ受信フィルタ１４０との間に信号干渉を起こさないだけの十分な距離をとることで高い性能を維持したまま、モジュール基板面積を有効に活用し、マルチモード高周波回路が搭載されたマルチモードＦＥＭを小型に実現することができた。加えて、実施形態１で説明したように、Ｗ−送信フィルタ１１０、Ｇ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ａ、及び第４の回路であるＷ−ＣＤＭＡ受信フィルタ１４０それぞれの間に接地導体が設けられていることから、送信系から受信系への信号の漏れ込みを更に低減させることができた。なお、干渉低減の目標によっては、接地導体パターンの設置は、接地導体パターン３５ａ又は接地導体パターン３５ｂのいずれか一方としても良い。   With this configuration, similar to the FEM 21 in FIG. 7A, high performance is maintained by taking a sufficient distance between the W-CDMA transmission filter 110 and the W-CDMA reception filter 140 so as not to cause signal interference. As a result, the area of the module substrate was effectively utilized, and a multimode FEM equipped with a multimode high-frequency circuit could be realized in a small size. In addition, as described in the first embodiment, a ground conductor is provided between each of the W-transmission filter 110, the G-dual band reception filter 241a, and the W-CDMA reception filter 140 that is the fourth circuit. Therefore, it was possible to further reduce signal leakage from the transmission system to the reception system. Depending on the target of interference reduction, the ground conductor pattern may be installed as either the ground conductor pattern 35a or the ground conductor pattern 35b.

＜実施形態３＞
図９に本発明の実施形態３を示す。本実施形態のマルチモード高周波回路は、実施形態１に対して、マルチモードＲＦ−ＩＣ３１０において接地効果を高めたものである。本実施形態では、Ｗ−送信回路１３０（第１の送信回路））とＷ−受信回路１５０（第２の受信回路）との最短距離間にはＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路（第１０の回路）であるＧ−受信回路２５０が配置されている。それにより、Ｗ−ＣＤＭＡ送信回路１３０とＷ−ＣＤＭＡ受信回路１５０との間に信号干渉を起こさないだけの十分な距離をとることで高い性能を維持したまま、空いた空間にＷ−ＣＤＭＡ動作には影響を与えないＧＳＭ受信回路２５０を設けることができたため、チップ面積を有効に活用し、マルチモード高周波回路を集積したマルチモードＲＦ−ＩＣを小型に実現することができた。 <Embodiment 3>
FIG. 9 shows a third embodiment of the present invention. The multimode high-frequency circuit according to the present embodiment is obtained by enhancing the grounding effect in the multimode RF-IC 310 as compared with the first embodiment. In this embodiment, a circuit (unrelated to the circuit operation of W-CDMA) is between the shortest distances between the W-transmission circuit 130 (first transmission circuit)) and the W-reception circuit 150 (second reception circuit). A G-receiver circuit 250, which is a tenth circuit), is arranged. As a result, a sufficient distance that does not cause signal interference between the W-CDMA transmission circuit 130 and the W-CDMA reception circuit 150 is maintained, and high performance is maintained and W-CDMA operation is performed in a vacant space. Since the GSM receiving circuit 250 that does not affect the frequency can be provided, the multi-mode RF-IC in which the multi-mode high-frequency circuit is integrated can be realized in a small size by effectively utilizing the chip area.

更に、本実施形態のマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０は、これが用いられる装置の基板上にフリップチップ実装されることを前提としており、Ｗ−送信回路１３０上には出力バンプ５１が、Ｗ−受信回路１５０上には入力バンプ５２が、Ｇ−送信回路２３０上には接地バンプ５３が設けられている。接地バンプ５３は、Ｗ−送信回路１３０側及びＷ−受信回路１５０側それぞれに設けられており、これをマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０が用いられる装置の基板上の接地導体に接続することにより、接地バンプ５３は接地導体と同等となる。それにより、実施形態１で説明したように、第１の送信回路であるＷ−送信回路１３０、第１０の回路であるＧ−受信回路２５０、第１の受信回路であるＷ−受信回路１５０それぞれの回路の間に少なくとも１個の接地導体を設けた場合と同等の効果が得られ、送信系から受信系への信号の漏れ込みを更に低減させることができた。なお、干渉低減の目標によっては、接地バンプ５３の設置は、Ｗ−送信回路１３０側又はＷ−受信回路１５０側のいずれか一方としても良い。   Furthermore, the multi-mode RF-IC 310 of this embodiment is premised on flip chip mounting on the substrate of the device in which the multi-mode RF-IC 310 is used, and the output bumps 51 are provided on the W-transmit circuit 130 and the W-receive circuit 150. Input bumps 52 are provided above, and ground bumps 53 are provided on the G-transmission circuit 230. The ground bump 53 is provided on each of the W-transmission circuit 130 side and the W-reception circuit 150 side, and is connected to a ground conductor on a substrate of a device in which the multi-mode RF-IC 310 is used. 53 is equivalent to a ground conductor. Accordingly, as described in the first embodiment, the W-transmission circuit 130 as the first transmission circuit, the G-reception circuit 250 as the tenth circuit, and the W-reception circuit 150 as the first reception circuit, respectively. The effect equivalent to the case where at least one ground conductor is provided between the circuits is obtained, and signal leakage from the transmission system to the reception system can be further reduced. Depending on the target of interference reduction, the ground bump 53 may be provided on either the W-transmission circuit 130 side or the W-reception circuit 150 side.

＜実施形態４＞
図１０に本発明の実施形態４を示す。本実施形態のマルチモード高周波回路は、実施形態１に対して、マルチモードＲＦ−ＩＣ３１０と図１５に示したＢＢ−ＬＳＩ４とを集積化し、改めてＢＢ−ＬＳＩ４００としたものである。ＢＢ−ＬＳＩ４００におけるマルチモード高周波部の配置は、図１Ｂ又は図５に示したマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０における配置と同様である。なお、ＢＢ−ＬＳＩ４００は、例えば、図１ＢにおけるマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０の位置に配置される。 <Embodiment 4>
FIG. 10 shows a fourth embodiment of the present invention. The multimode high-frequency circuit of the present embodiment is obtained by integrating the multimode RF-IC 310 and the BB-LSI 4 shown in FIG. The arrangement of the multimode high-frequency unit in the BB-LSI 400 is the same as the arrangement in the multimode RF-IC 310 shown in FIG. 1B or FIG. Note that the BB-LSI 400 is disposed at the position of the multimode RF-IC 310 in FIG. 1B, for example.

以上のＢＢ−ＬＳＩ４００の構成により、Ｗ−送信回路１３０とＷ−受信回路１５０との間の信号干渉を低減したまま、空いた空間にＷ−ＣＤＭＡ動作には影響を与えない回路を設けてチップ上の面積を有効活用することで、ＢＢ−ＬＳＩ４００チップ上のマルチモード高周波回路部を高性能かつ小面積で実現することができた。そのため、マルチモード高周波回路を集積したＢＢ−ＬＳＩ４００チップを小面積で実現することができた。このように実現したＢＢ−ＬＳＩ４００チップは、小型であることから、一回のウェハプロセスでより多くの個数を得ることができるため、チップ価格を低減することができる。   With the configuration of the BB-LSI 400 described above, a circuit that does not affect the W-CDMA operation is provided in the vacant space while reducing signal interference between the W-transmission circuit 130 and the W-reception circuit 150. By effectively utilizing the above area, the multimode high-frequency circuit unit on the BB-LSI 400 chip could be realized with high performance and a small area. Therefore, a BB-LSI 400 chip on which a multimode high frequency circuit is integrated can be realized with a small area. Since the BB-LSI 400 chip realized in this way is small in size, a larger number can be obtained by one wafer process, so that the chip price can be reduced.

＜実施形態５＞
図１１に本発明の第５の実施形態を示す。本実施形態のマルチモード高周波回路の構成は、図１Ａに示したのと同様である。図１１は、そのマルチモード高周波回路を搭載した高周波回路モジュールのレイアウト図である。本実施形態における第１の通信方式はＷ−ＣＤＭＡ、第２の通信方式はＧＳＭである。実施形態１における図１Ａ，１Ｂに示した高周波回路モジュールとの違いは以下の４点である。第１に、デュプレクサ１００の代わりに、デュプレクサ回路の構成要素であるＷ−送信フィルタ（ＴｘＢＰＦ）１１０、Ｗ−受信フィルタ（ＲｘＢＰＦ）１４０、移相回路（−φ）１０１、及び移相線路１０２が用いられる。第２に、Ｗ−ＰＡ１２１とＧ−デュアルバンドＰＡ２２２の代わりに、両者を一つのチップに集積したマルチモードＰＡ−ＩＣ３２０が用いられる。第３に、Ｗ−ＰＡ１２１の破壊耐圧を高めることにより、アイソレータが不要になっている。第４に、Ｇ−デュアルバンド送信フィルタ２１１の代わりに二個のＧ−送信フィルタ２１０ａ，２１０ｂが用いられる。Ｇ−デュアルバンドＰＡは、Ｇ１−ＰＡ２２１ａとＧ２−ＰＡ２２１ｂとで構成される。 <Embodiment 5>
FIG. 11 shows a fifth embodiment of the present invention. The configuration of the multimode high-frequency circuit of this embodiment is the same as that shown in FIG. 1A. FIG. 11 is a layout diagram of a high-frequency circuit module on which the multimode high-frequency circuit is mounted. In this embodiment, the first communication method is W-CDMA, and the second communication method is GSM. Differences from the high-frequency circuit module shown in FIGS. 1A and 1B in the first embodiment are the following four points. First, instead of the duplexer 100, a W-transmission filter (TxBPF) 110, a W-reception filter (RxBPF) 140, a phase shift circuit (−φ) 101, and a phase shift line 102 are components of the duplexer circuit. Used. Second, instead of the W-PA 121 and the G-dual band PA 222, a multimode PA-IC 320 in which both are integrated on one chip is used. Third, by increasing the breakdown voltage of the W-PA 121, an isolator is not necessary. Fourth, two G-transmission filters 210 a and 210 b are used instead of the G-dual band transmission filter 211. The G-dual band PA is composed of G1-PA 221a and G2-PA 221b.

本実施形態の高周波回路モジュール１０は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式とＧＳＭ方式の高周波回路がモジュール基板２０上に以下のように配置される。まず、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を扱うＷ−ＰＡ１２１、Ｗ−出力整合回路１２３、Ｗ−送信フィルタ１１０、及び移相回路１０１と、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を扱うＷ−受信回路１５０との最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係なＧＳＭ方式の回路であるＧ１−ＰＡ２２１ａ、Ｇ１出力整合回路２３３ａ、Ｇ−送信フィルタ２１０ａ、Ｇ−送信回路２３０、及びＧ−受信回路２５０が配置されている。   In the high-frequency circuit module 10 of the present embodiment, W-CDMA and GSM high-frequency circuits are arranged on the module substrate 20 as follows. First, a W-PA 121, a W-output matching circuit 123, a W-transmission filter 110, and a phase shift circuit 101 that handle W-CDMA RF transmission signals, and a W-reception circuit 150 that handles W-CDMA RF reception signals G1-PA 221a, G1 output matching circuit 233a, G-transmission filter 210a, G-transmission circuit 230, and G-reception circuit 250, which are GSM circuits irrelevant to W-CDMA circuit operation. Is arranged.

次に、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を出力するＷ−送信回路１３０と、Ｗ−送信回路１３０から出力されたＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１との最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係なＧＳＭ方式の回路であるＧ１−ＰＡ２２１ａ及びＧ１−出力ＭＮ２２３ａが配置されている。また、Ｗ−ＰＡ１２１とＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を帯域制限するＷ−段間フィルタ１２５との最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係なＧＳＭ方式の回路であるＧ１−ＰＡ２２１ａが配置されている。更に、Ｗ−ＰＡ１２１とＷ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を帯域制限するＷ−受信フィルタ１４０（第２のフィルタ）との最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係なＧＳＭ方式の回路（第９の回路）であるＧ１出力整合回路２３３ａ、Ｇ−送信回路２３０及びＧ−受信回路２５０が配置されている。   Next, a W-CDMA circuit is provided between the W-transmission circuit 130 that outputs the W-CDMA RF transmission signal and the W-PA 121 that amplifies the RF transmission signal output from the W-transmission circuit 130. A G1-PA 221a and a G1-output MN 223a, which are GSM circuits unrelated to the operation, are arranged. In addition, between the shortest distance between the W-PA 121 and the W-stage filter 125 for band-limiting the W-CDMA RF transmission signal, the G1-PA 221a which is a GSM circuit unrelated to the W-CDMA circuit operation is provided. Is arranged. Further, a GSM circuit (not related to the circuit operation of W-CDMA) is connected between the W-PA 121 and the W-receive filter 140 (second filter) that limits the band of the W-CDMA RF reception signal. The ninth circuit) is a G1 output matching circuit 233a, a G-transmission circuit 230, and a G-reception circuit 250.

本実施形態では、ＧＳＭ方式の送受信回路はバンド１、２、３、４の４つの周波数帯に対応している。ＧＳＭのバンド１、２（第１の周波数帯）のＲＦ送信信号を扱う回路（第５の回路）であるＧ１−ＰＡ２２１ａ、Ｇ１−出力整合回路２２３ａ、及びＧ１−送信フィルタ２１０ａは、上述のＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を扱うＷ−ＰＡ１２１、Ｗ−出力整合回路１２３、Ｗ−送信フィルタ１１０、及び移相回路１０１とＷ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を扱うＷ−受信回路１５０との最短距離間に配置される回路に含まれる。ＧＳＭのバンド３、４（第２の周波数帯）のＲＦ送信信号を扱う回路（第６の回路）であるＧ２−ＰＡ２２１ｂ、Ｇ２−出力整合回路２２３ｂ、及びＧ２−送信フィルタ２１０ｂは、これらの回路に含まれないため、結果として、ＧＳＭのバンド１、２のＲＦ送信信号を扱うＧ１−ＰＡ２２１ａ、Ｇ１−出力整合回路２２３ａ、及びＧ１−送信フィルタ２１０ａと、ＧＳＭのバンド３、４のＲＦ送信信号を扱うＧ２−ＰＡ２２１ｂ、Ｇ２−出力整合回路２２３ｂ、及びＧ２−送信フィルタ２１０ｂとの最短距離間には、ＧＳＭの回路動作とは無関係なＷ−ＣＤＭＡ方式の回路であるＷ−ＰＡ１２１、Ｗ−出力整合回路１２３、Ｗ−送信フィルタ１１０、及び移相回路１０１が配置される構成になる。   In this embodiment, the GSM transmission / reception circuit corresponds to four frequency bands of bands 1, 2, 3, and 4. The G1-PA 221a, the G1-output matching circuit 223a, and the G1-transmission filter 210a, which are circuits (fifth circuits) that handle RF transmission signals of GSM bands 1 and 2 (first frequency band), are described above. Between the shortest distances between the W-PA 121, the W-output matching circuit 123, the W-transmission filter 110, and the phase shift circuit 101 that handle the CDMA RF transmission signal and the W-reception circuit 150 that handles the W-CDMA RF reception signal. Included in the circuit. The G2-PA 221b, G2-output matching circuit 223b, and G2-transmission filter 210b, which are circuits (sixth circuit) that handle RF transmission signals of GSM bands 3, 4 (second frequency band), are these circuits. As a result, the G1-PA 221a, the G1-output matching circuit 223a, and the G1-transmission filter 210a that handle the RF transmission signals of the GSM bands 1 and 2 and the RF transmission signals of the GSM bands 3 and 4 are obtained. Between the G2-PA 221b, the G2-output matching circuit 223b, and the G2-transmission filter 210b, the W-PA 121, which is a W-CDMA system circuit unrelated to the GSM circuit operation, and the W-output The matching circuit 123, the W-transmission filter 110, and the phase shift circuit 101 are arranged.

このような構成により、Ｗ−ＣＤＭＡ動作において、Ｗ−ＣＤＭＡの送信系から受信系への信号干渉、Ｗ−ＣＤＭＡの電力増幅器から送信回路への信号干渉、Ｗ−ＣＤＭＡの電力増幅器から段間フィルタや受信フィルタへの熱伝導をそれぞれ低減することが可能になる。そのため、良好な受信感度、発振現象が起きない出力特性、低いスプリアス放射などの優れた性能を実現しつつ、マルチモード高周波モジュールの面積を小型化することができた。   With this configuration, in W-CDMA operation, signal interference from the W-CDMA transmission system to the reception system, signal interference from the W-CDMA power amplifier to the transmission circuit, and W-CDMA power amplifier to interstage filter. And the heat conduction to the receiving filter can be reduced. Therefore, it was possible to reduce the area of the multimode high-frequency module while realizing excellent performance such as good reception sensitivity, output characteristics that do not cause oscillation phenomenon, and low spurious radiation.

更に、ＧＳＭ動作において、ＧＳＭのバンド１、２のＲＦ送信信号を扱う回路とバンド３、４のＲＦ送信信号を扱う回路との最短距離間がＧＳＭ動作に関係のない回路を設けることによって十分に離れ、バンド３、４のＲＦ送信信号の高調波がバンド１、２のＲＦ送信信号を扱う回路に結合する、いわゆるクロスバンドカップリングを低減することができたため、ＧＳＭ動作においてもスプリアス放射が低いという優れた性能を実現することができた。   Further, in the GSM operation, it is sufficient to provide a circuit in which the shortest distance between the circuit that handles the RF transmission signals of the GSM bands 1 and 2 and the circuit that handles the RF transmission signals of the bands 3 and 4 is not related to the GSM operation. Since the so-called cross-band coupling, in which the harmonics of the RF transmission signals of bands 3 and 4 are coupled to the circuits that handle the RF transmission signals of bands 1 and 2, can be reduced, spurious radiation is low even in GSM operation. We were able to realize such excellent performance.

また、本実施形態の高周波回路モジュール１０では、Ｗ−ＣＤＭＡのデュプレクサを構成するＷ−送信フィルタ１１０と、Ｗ−受信フィルタ１４０との最短距離間にＷ−ＣＤＭＡ動作とは関係のない回路であるＧ１−送信フィルタ２１０ａやＧ−デュアルバンド受信フィルタ２４１ｂなどが配置されている。更に、モジュール基板２０の内層に導体パターンで形成される移相線路１０２がデュプレクサの共通端子９からＷ−受信フィルタ１４０へと向かうＲＦ受信信号経路と、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１の出力端子からＷ−出力整合回路１２３、Ｗ−送信フィルタ１１０、及び移相回路１０１を経由して共通端子９へと向かうＲＦ送信信号経路とが大半の区間で殆んど直交する向きに配置されている。   In the high-frequency circuit module 10 of the present embodiment, the W-CDMA operation is not related to the shortest distance between the W-transmission filter 110 and the W-reception filter 140 constituting the W-CDMA duplexer. A G1-transmission filter 210a, a G-dual band reception filter 241b, and the like are arranged. Further, a phase shift line 102 formed of a conductor pattern on the inner layer of the module substrate 20 has an RF reception signal path from the common terminal 9 of the duplexer to the W-reception filter 140, and a W for amplifying the W-CDMA RF transmission signal. The direction in which the RF transmission signal path from the output terminal of the PA 121 to the common terminal 9 via the W-output matching circuit 123, the W-transmission filter 110, and the phase shift circuit 101 is almost orthogonal in most sections. Is arranged.

このような構成により、Ｗ−ＣＤＭＡ動作において、Ｗ−ＣＤＭＡの送信フィルタから受信フィルタへの信号干渉を低減することができるため、良好な受信感度を実現しつつマルチモード高周波モジュールの面積を小型化することができた。更に、本実施形態の高周波回路モジュールにおけるＷ−ＣＤＭＡ動作において最も大きなＲＦ送信信号を扱う経路と最も小さなＲＦ受信信号を扱う経路との間の磁界結合を低減することができたため、より高い受信感度を実現することができた。   With such a configuration, signal interference from the W-CDMA transmission filter to the reception filter can be reduced in W-CDMA operation, thereby reducing the area of the multimode high-frequency module while realizing good reception sensitivity. We were able to. Furthermore, since the magnetic field coupling between the path for handling the largest RF transmission signal and the path for handling the smallest RF reception signal in the W-CDMA operation in the high-frequency circuit module of the present embodiment can be reduced, higher reception sensitivity is achieved. Was able to be realized.

＜実施形態６＞
図１２に本発明の実施形態６を示す。本実施形態においては、マルチモード高周波回路が携帯電話におけるマザーボードに搭載される。図１２は、そのレイアウト図である。本高周波回路モジュールに搭載される高周波回路は、図１Ａで説明した回路構成と同じであり、本実施形態における第１の通信方式はＷ−ＣＤＭＡ、第２の通信方式はＧＳＭである。 <Embodiment 6>
FIG. 12 shows a sixth embodiment of the present invention. In this embodiment, a multimode high frequency circuit is mounted on a mother board in a mobile phone. FIG. 12 is a layout diagram thereof. The high-frequency circuit mounted in the high-frequency circuit module has the same circuit configuration as that described with reference to FIG. 1A. In the present embodiment, the first communication method is W-CDMA, and the second communication method is GSM.

マザーボード５上に搭載されるマルチモード高周波回路は、マルチモードＦＥＭ１１、アイソレータ１１５、Ｗ−ＰＡ１２１とＧ−デュアルバンドＰＡ２２２及びそれぞれの整合回路など（図示せず）を搭載したマルチモードＰＡＭ１２、Ｗ−段間フィルタ１２５、マルチモードＲＦ−ＩＣ３１０、Ｘｔａｌ３、そしてその他回路８を含んで構成される。   The multimode high-frequency circuit mounted on the motherboard 5 includes a multimode FEM 11, an isolator 115, a W-PA 121 and a G-dual band PA 222, a matching circuit (not shown) and the like (not shown), and a W-stage. An inter-filter 125, a multimode RF-IC 310, Xtal 3, and other circuits 8 are included.

これらの回路はシールド７によってシールドされ、ＢＢ部（図示せず）との電磁干渉が防止される。マルチモードＦＥＭ１１のアンテナ端子はマザーボード上のアンテナ端子６と電気的に接続され、アンテナ端子６にはアンテナ１（図示せず）が接続されて、ＲＦ部とアンテナとの信号の授受が行なわれる。なお、本実施形態で用いたマルチモードＦＥＭ１１は、図８Ａ，８Ｂに示した実施形態２で説明したものである。また、マルチモードＲＦ−ＩＣ３１０は、図５に示した実施形態１で説明したものをリードフレーム上に搭載してプラスチック封止することによりパッケージ化したものである。   These circuits are shielded by the shield 7, and electromagnetic interference with the BB portion (not shown) is prevented. The antenna terminal of the multimode FEM 11 is electrically connected to the antenna terminal 6 on the mother board, and the antenna 1 (not shown) is connected to the antenna terminal 6 to exchange signals between the RF unit and the antenna. Note that the multimode FEM 11 used in this embodiment is the same as that described in the second embodiment shown in FIGS. 8A and 8B. The multi-mode RF-IC 310 is packaged by mounting the one described in the first embodiment shown in FIG. 5 on a lead frame and sealing with plastic.

本実施形態では、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を扱うＷ−ＰＡ１２１、アイソレータ１１５とＷ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を扱うＷ−受信回路１５０との最短距離間には、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路であるその他回路８及びＧ−受信回路２５０が配置されている。次に、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を出力するＷ−送信回路１３０と、Ｗ−送信回路１３０から出力されたＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１との最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係なＧＳＭ方式の回路であるＧ−デュアルバンドＰＡ２２２が配置されている。また、Ｗ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１とＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を帯域制限するＷ−段間フィルタ１２５との最短距離間に、Ｗ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係なＧＳＭ方式の回路であるＧ−ＰＡ２２２が配置されている。   In this embodiment, the W-CDMA circuit operation between the W-PA 121 that handles the W-CDMA RF transmission signal and the shortest distance between the isolator 115 and the W-receiver circuit 150 that handles the W-CDMA RF reception signal The other circuit 8 and the G-receiving circuit 250 which are irrelevant circuits are arranged. Next, a W-CDMA circuit is provided between the W-transmission circuit 130 that outputs the W-CDMA RF transmission signal and the W-PA 121 that amplifies the RF transmission signal output from the W-transmission circuit 130. A G-dual band PA 222 which is a GSM circuit unrelated to the operation is arranged. Further, the W-CDMA circuit operation is irrelevant between the shortest distance between the W-PA 121 that amplifies the W-CDMA RF transmission signal and the W-stage filter 125 that limits the band of the W-CDMA RF transmission signal. A G-PA 222, which is a GSM circuit, is arranged.

このような構成により、Ｗ−ＣＤＭＡ動作において、Ｗ−ＣＤＭＡの送信系から受信系への信号干渉、Ｗ−ＣＤＭＡの電力増幅器から送信回路への信号干渉、Ｗ−ＣＤＭＡの電力増幅器から段間フィルタへの熱伝導をそれぞれ低減することができた。そのため、良好な受信感度、発振現象が起きない出力特性、低いスプリアス放射などの優れた性能を実現しつつ、携帯電話のマザーボードにおけるＲＦ部を小型化することができた。   With this configuration, in W-CDMA operation, signal interference from the W-CDMA transmission system to the reception system, signal interference from the W-CDMA power amplifier to the transmission circuit, and W-CDMA power amplifier to interstage filter. The heat conduction to each could be reduced. Therefore, it was possible to reduce the size of the RF portion of the mobile phone motherboard while realizing excellent performance such as good reception sensitivity, output characteristics that do not cause oscillation phenomenon, and low spurious radiation.

本実施形態におけるその他回路８には、Ｗ−ＣＤＭＡ動作と関係のない、Ｇ−受信回路２５０やＧ−送信回路２３０又はＧ−デュアルバンドＰＡ２２２などのための電源バイパスコンデンサを用いても良く、マザーボードのレイアウトの都合上空間ができるような場合には接地導体を設けても良い。また、その他回路８の位置において、シールド７とマザーボード５との間隔を維持する補強導体をシールド７とマザーボード５との間に設けても良い。このような補強導体は、Ｇ−受信回路２５０などによってＷ−ＰＡ１２１及びアイソレータ１１５とＷ−受信回路１５０との最短距離間が信号干渉が起きない程度に十分に隔てられているため、マルチモードＰＡＭ１２とマルチモードＲＦ−ＩＣ３１０との空間を完全に分離するシールド効果がなくても差し支えない。   The other circuit 8 in the present embodiment may use a power supply bypass capacitor for the G-reception circuit 250, the G-transmission circuit 230, the G-dual band PA 222, or the like, which is not related to the W-CDMA operation. If there is a space for the sake of layout, a ground conductor may be provided. Further, a reinforcing conductor that maintains the distance between the shield 7 and the mother board 5 may be provided between the shield 7 and the mother board 5 at the position of the other circuit 8. Such a reinforcing conductor is sufficiently separated from the shortest distance between the W-PA 121 and the isolator 115 and the W-receiver circuit 150 by the G-receiver circuit 250 and the like so that no signal interference occurs. There is no need to have a shielding effect that completely separates the space between the multimode RF-IC 310 and the multimode RF-IC 310.

＜実施形態７＞
図１３，１４に本発明の実施形態７を示す。本実施形態のマルチモード高周波回路は、周波数帯が異なる二つのＷ−ＣＤＭＡに対応しており、図１３はその回路構成図、図１４は同マルチモード高周波回路を搭載した高周波回路モジュールのレイアウト図である。本実施形態における第１の通信方式は第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡであり、第２の通信方式は第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡである。 <Embodiment 7>
13 and 14 show a seventh embodiment of the present invention. The multimode high frequency circuit of this embodiment is compatible with two W-CDMAs having different frequency bands. FIG. 13 is a circuit configuration diagram thereof, and FIG. 14 is a layout diagram of a high frequency circuit module equipped with the multimode high frequency circuit. It is. The first communication system in this embodiment is W-CDMA using the first frequency band, and the second communication system is W-CDMA using the second frequency band.

本高周波回路モジュールに搭載される高周波回路は、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ用の回路が、デュプレクサ（Ｄｕｐ１）１００ａ、Ｗ−ＰＡ１２１ａ、Ｗ−段間フィルタ（ＢＰＦ１）１２５ａ、Ｗ−送信回路（Ｗ１−Ｔｘ）１３０ａ、及びＷ−受信回路（Ｗ１−Ｒｘ）１５０ａを含んで構成される。また、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ用の回路が、デュプレクサ（Ｄｕｐ２）１００ｂ、Ｗ−ＰＡ１２１ｂ、Ｗ−段間フィルタ（ＢＰＦ２）１２５ｂ、Ｗ−送信回路（Ｗ２−Ｔｘ）１３０ｂ、及びＷ−受信回路（Ｗ２−Ｒｘ）１５０ｂを含んで構成される。デュプレクサ１００ａとデュプレクサ１００ｂの共通端子はそれぞれスイッチ（ＳＷ）９５に接続され、スイッチ９５によりアンテナ１と、どちらのデュプレクサを接続するかが切り替えられる。また、Ｗ−ＰＡＭ１２１ａとＷ−ＰＡＭ１２１ｂとはＷ−デュアルバンドＰＡ１２２上に集積されており、Ｗ−送信回路１３０ａ，１３０ｂ及びＷ−受信回路１５０ａ，１５０ｂはＷ−デュアルバンドＲＦ−ＩＣ３０５上に集積されている。なお、本実施形態ではＰＡに耐圧を高めたデバイスを用いたため、本構成においてアイソレータは使用されない。また、デュプレクサ１００ａは、図６に示したのと同様に、Ｗ−送信フィルタ１１０ａ、移相回路（−φ１）１０１ａ、及び図示しない移相線路（＋φ１）で構成される。次に、デュプレクサ１００ｂは、Ｗ−送信フィルタ１１０ｂ、移相回路（−φ２）１０１ｂ、及び図示しない別の移相線路（＋φ２）で構成される。   The high-frequency circuit mounted on the high-frequency circuit module includes a W-CDMA circuit using a first frequency band, a duplexer (Dup1) 100a, a W-PA 121a, a W-interstage filter (BPF1) 125a, and a W-transmission. A circuit (W1-Tx) 130a and a W-receiving circuit (W1-Rx) 150a are included. Further, a circuit for W-CDMA using the second frequency band includes a duplexer (Dup2) 100b, a W-PA 121b, a W-stage filter (BPF2) 125b, a W-transmission circuit (W2-Tx) 130b, and a W-transmission circuit (W2-Tx) 130b. -It is configured to include a receiving circuit (W2-Rx) 150b. The common terminals of the duplexer 100a and the duplexer 100b are respectively connected to a switch (SW) 95, and the switch 95 switches which duplexer is connected to the antenna 1. The W-PAM 121a and the W-PAM 121b are integrated on the W-dual band PA 122, and the W-transmitting circuits 130a and 130b and the W-receiving circuits 150a and 150b are integrated on the W-dual band RF-IC 305. ing. In the present embodiment, since a device with increased breakdown voltage is used for PA, an isolator is not used in this configuration. The duplexer 100a includes a W-transmission filter 110a, a phase shift circuit (−φ1) 101a, and a phase shift line (+ φ1) (not shown), as shown in FIG. Next, the duplexer 100b includes a W-transmission filter 110b, a phase shift circuit (−φ2) 101b, and another phase shift line (+ φ2) (not shown).

本実施形態では、図１４に示すように、以上の回路及びＸｔａｌ３がモジュール基板２３上に以下のように搭載されてマルチモード高周波回路モジュール１３が構成される。まず、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ方式の動作を基準に考えると、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を扱うＷ−ＰＡ１２１ａ、Ｗ−出力整合回路１２３ａ、及びＷ−送信フィルタ１１０ａ、移相回路１０１ａと、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を扱うＷ−受信回路１５０aとの最短距離間に、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路であるＷ−ＰＡ１２１ｂ、Ｗ−出力整合回路１２３ｂ、Ｗ−送信フィルタ１１０ｂ、及び移相回路１０１ｂが配置されている。また、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を出力するＷ−送信回路１３０ａと、Ｗ−送信回路１３０aから出力されたＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１aとの最短距離間に、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路であるＷ−ＰＡ１２１ｂ、及びＷ−デュアルバンドＲＦ−ＩＣ３０５上のその他の回路などが配置されている。更に、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１aと第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を帯域制限するＷ−段間フィルタ１２５aとの最短距離間に、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路であるＷ−ＰＡ１２１ｂが配置されている。   In the present embodiment, as shown in FIG. 14, the above-described circuit and Xtal3 are mounted on the module substrate 23 as follows to constitute a multimode high-frequency circuit module 13. First, considering the operation of the W-CDMA scheme using the first frequency band as a reference, the W-PA 121a, the W-output matching circuit 123a, and the W-CDMA that handle the W-CDMA RF transmission signal using the first frequency band. -Between the shortest distance between the transmission filter 110a and the phase shift circuit 101a and the W-receiver circuit 150a that handles the W-CDMA RF reception signal using the first frequency band, the W-CDMA that uses the first frequency band. W-PA 121b, a W-output matching circuit 123b, a W-transmission filter 110b, and a phase shift circuit 101b, which are W-CDMA circuits using a second frequency band unrelated to circuit operation, are arranged. In addition, the shortest distance between the W-transmission circuit 130a that outputs the W-CDMA RF transmission signal using the first frequency band and the W-PA 121a that amplifies the RF transmission signal output from the W-transmission circuit 130a. W-PA 121b which is a W-CDMA circuit using a second frequency band unrelated to the W-CDMA circuit operation using the first frequency band, and other circuits on the W-dual band RF-IC 305, etc. Is arranged. Further, the shortest of the W-PA 121a for amplifying the W-CDMA RF transmission signal using the first frequency band and the W-interstage filter 125a for band-limiting the W-CDMA RF transmission signal using the first frequency band. Between the distances, W-PA 121b, which is a W-CDMA circuit using a second frequency band unrelated to the W-CDMA circuit operation using the first frequency band, is arranged.

次に、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ方式の動作を基準に考えると、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を扱うＷ−ＰＡ１２１ｂ、Ｗ−出力整合回路１２３ｂ、Ｗ−送信フィルタ１１０ｂ、及び移相回路１０１ｂと、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ受信信号を扱うＷ−受信回路１５０ｂとの最短距離間に、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路であるＷ−受信回路１５０ａ、Ｗ−デュアルバンドＲＦ−ＩＣ３０５上の付加回路、及びその他回路８などが配置されている。また、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を出力するＷ−送信回路１３０ｂと、Ｗ−送信回路１３０ｂから出力されたＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１ｂとの最短距離間に、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路であるＷ−デュアルバンドＲＦ−ＩＣ３０５上の付加回路、及びその他回路８などが配置されている。更に、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を増幅するＷ−ＰＡ１２１ｂと第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡのＲＦ送信信号を帯域制限するＷ−段間フィルタ１２５ｂとの最短距離間に、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡの回路動作とは無関係な回路であるその他回路８が配置されている。ここで、本実施形態におけるその他回路８には、Ｗ−ＣＤＭＡデュアルバンドＲＦ−ＩＣ３０５の第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ回路などに給電する電源回路のバイパスコンデンサが適用される。   Next, considering the operation of the W-CDMA system using the second frequency band as a reference, the W-PA 121b, the W-output matching circuit 123b, W, which handle W-CDMA RF transmission signals using the second frequency band, are used. -W-CDMA using the second frequency band between the shortest distance between the transmission filter 110b and the phase shift circuit 101b and the W-receiving circuit 150b that handles the W-CDMA RF reception signal using the second frequency band. A W-receiver circuit 150a, which is a W-CDMA circuit using a first frequency band unrelated to the circuit operation of, and an additional circuit on the W-dual band RF-IC 305, and other circuit 8 are arranged. Further, between the shortest distance between the W-transmission circuit 130b that outputs the W-CDMA RF transmission signal using the second frequency band and the W-PA 121b that amplifies the RF transmission signal output from the W-transmission circuit 130b. An additional circuit on the W-dual band RF-IC 305, which is a circuit unrelated to the circuit operation of W-CDMA using the second frequency band, and the other circuit 8 are arranged. Further, the shortest of the W-PA 121b for amplifying the W-CDMA RF transmission signal using the second frequency band and the W-interstage filter 125b for band-limiting the W-CDMA RF transmission signal using the second frequency band. The other circuit 8 which is a circuit irrelevant to the W-CDMA circuit operation using the second frequency band is disposed between the distances. Here, a bypass capacitor of a power supply circuit that supplies power to a W-CDMA circuit using the first frequency band of the W-CDMA dual band RF-IC 305 is applied to the other circuit 8 in the present embodiment.

以上の構成により、第１の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ高周波回路、第２の周波数帯を用いるＷ−ＣＤＭＡ高周波回路のどちらにおいても、一方の高周波回路を動作させた場合に、送信系から受信系への信号干渉、電力増幅器から送信回路への信号干渉、電力増幅器から段間フィルタへの熱伝導をそれぞれ低減することができた。そのため、良好な受信感度、発振現象が起きない出力特性、低いスプリアス放射などの優れた性能を実現しつつ、２つのＷ−ＣＤＭＡ周波数帯に対応するマルチモード高周波回路を搭載した高周波モジュールを小型化することができた。   With the above configuration, in either the W-CDMA high-frequency circuit using the first frequency band or the W-CDMA high-frequency circuit using the second frequency band, when one high-frequency circuit is operated, reception is performed from the transmission system. Signal interference to the system, signal interference from the power amplifier to the transmission circuit, and heat conduction from the power amplifier to the interstage filter could be reduced. Therefore, miniaturization of high-frequency module equipped with multi-mode high-frequency circuit corresponding to two W-CDMA frequency bands while realizing excellent performance such as good reception sensitivity, output characteristics without oscillation phenomenon, low spurious radiation, etc. We were able to.

４００…ベースバンド大規模集積回路、５…マザーボード、９…共通端子、１０，１３…マルチモード高周波回路モジュール、１１…マルチモードフロントエンドモジュール、２０，２１，２２，２３…モジュール基板、３０…接地導体、３１…第１の配線、３２…第２の配線、３３，３４ａ，３４ｂ…導体パターン、３５ａ，３５ｂ…接地導体パターン、５３…接地バンプ、７１…出力ワイヤ、７２…入力ワイヤ、９０，９５…スイッチ、１００，１００ａ，１００ｂ…デュプレクサ、１０１，１０１ａ，１０１ｂ…移相回路、１０２…移相線路、１１０，１１０ａ，１１０ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ送信フィルタ、１１５…アイソレータ、１２１，１２１ａ，１２１ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ電力増幅器、１２２…Ｗ−ＣＤＭＡデュアルバンド増幅器、１２３，１２３ａ，１２３ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ出力整合回路、１２５，１２５ａ，１２５ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ段間フィルタ、１３０，１３０ａ，１３０ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ送信回路、１４０，１４０ａ，１４０ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ受信フィルタ、１５０，１５０ａ，１５０ｂ…Ｗ−ＣＤＭＡ受信回路、２００…フロントエンドモジュール、２１０，２１０ａ，２１０ｂ…ＧＳＭ送信フィルタ、２１１，２１２…ＧＳＭデュアルバンド送信フィルタ、２２１ａ，２２１ｂ…ＧＳＭ電力増幅器、２２２…ＧＳＭデュアルバンド電力増幅器、２２３ａ，２２３ｂ…ＧＳＭ出力整合回路、２３０…ＧＳＭ送信回路、２４１ａ，２４１ｂ…ＧＳＭデュアルバンド受信フィルタ、２５０…ＧＳＭ受信回路、３０５…Ｗ−ＣＤＭＡデュアルバンド高周波集積回路、３１０…マルチモード高周波集積回路、３２０…マルチモード増幅器集積回路。 400 ... baseband large-scale integrated circuit, 5 ... motherboard, 9 ... common terminal, 10,13 ... multi-mode high-frequency circuit module, 11 ... multi-mode front-end module, 20, 21, 22, 23 ... module substrate, 30 ... ground Conductor, 31 ... first wiring, 32 ... second wiring, 33, 34a, 34b ... conductor pattern, 35a, 35b ... ground conductor pattern, 53 ... ground bump, 71 ... output wire, 72 ... input wire, 90, 95: Switch, 100, 100a, 100b: Duplexer, 101, 101a, 101b ... Phase shift circuit, 102 ... Phase shift line, 110, 110a, 110b ... W-CDMA transmission filter, 115 ... Isolator, 121, 121a, 121b ... W-CDMA power amplifier, 122... W-CDMA dual band amplifier, 1 3, 123a, 123b ... W-CDMA output matching circuit, 125, 125a, 125b ... W-CDMA interstage filter, 130, 130a, 130b ... W-CDMA transmission circuit, 140, 140a, 140b ... W-CDMA reception filter, 150, 150a, 150b ... W-CDMA receiver circuit, 200 ... front end module, 210, 210a, 210b ... GSM transmission filter, 211, 212 ... GSM dual band transmission filter, 221a, 221b ... GSM power amplifier, 222 ... GSM dual Band power amplifier, 223a, 223b ... GSM output matching circuit, 230 ... GSM transmission circuit, 241a, 241b ... GSM dual band reception filter, 250 ... GSM reception circuit, 305 ... W-CDMA dual band high frequency integrated circuit, 31 ... multimode high frequency integrated circuit, 320 ... multi-mode amplifier integrated circuit.

Claims (3)

複数の通信方式に対応する高周波回路において、
上記複数の通信方式に含まれる第１の通信方式の高周波送信信号を出力する送信回路と、
上記送信回路が出力する上記高周波送信信号を増幅する電力増幅器とを具備して成り、
上記高周波回路が基板に搭載されるときに、上記送信回路と上記電力増幅器との最短距離間に上記複数の通信方式に含まれ、上記第１の通信方式とは同時に動作しない第２の通信方式の信号を扱う第７の回路が配置される
ことを特徴とする高周波回路。 In high-frequency circuits that support multiple communication methods,
A transmission circuit that outputs a high-frequency transmission signal of a first communication method included in the plurality of communication methods;
A power amplifier that amplifies the high-frequency transmission signal output from the transmission circuit;
A second communication method that is included in the plurality of communication methods within the shortest distance between the transmission circuit and the power amplifier when the high-frequency circuit is mounted on a substrate and does not operate simultaneously with the first communication method. A high-frequency circuit, wherein a seventh circuit that handles the signal is arranged. 請求項１において、
上記高周波送信信号の帯域を制限する第１のフィルタを更に具備し、
上記電力増幅器と上記第１のフィルタとの最短距離間に上記複数の通信方式に含まれ、上記第１の通信方式とは同時に動作しない第２の通信方式の信号を扱う第８の回路が配置される
ことを特徴とする高周波回路。 In claim 1,
A first filter for limiting the band of the high-frequency transmission signal;
An eighth circuit for handling a signal of the second communication method that is included in the plurality of communication methods and does not operate simultaneously with the first communication method is disposed within the shortest distance between the power amplifier and the first filter. A high-frequency circuit characterized by being made. 請求項１において、
上記第１の通信方式の高周波受信信号の帯域を制限する第２のフィルタを更に具備し、
上記電力増幅器と上記第２のフィルタとの最短距離間に上記複数の通信方式に含まれ、上記第１の通信方式とは同時に動作しない第２の通信方式の信号を扱う第９の回路が配置される
ことを特徴とする高周波回路。 In claim 1,
A second filter for limiting a band of the high-frequency reception signal of the first communication method;
A ninth circuit for handling a signal of the second communication method that is included in the plurality of communication methods and does not operate simultaneously with the first communication method is disposed within the shortest distance between the power amplifier and the second filter. A high-frequency circuit characterized by being made.
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