JP4686543B2 - 周波数選択性チャネルにおける時空間符号化されたｍｉｍｏスペクトル拡散システム用の新規なチャネル品質インジケータのための方法及び検出器 - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも２つの送信アンテナ及び／または２つの受信アンテナを用いるＣＤＭＡのような時空間符号化スペクトル拡散通信システムに関する。特に、本発明は、このようなシステムの受信機フィルタを最適化できるフィードバック機構に関する。

複数送信及び複数受信アンテナ（マルチ入力／マルチ出力すなわちＭＩＭＯ）システムは、無線通信システムの高スペクトル効率を実現する可能性を呈する。情報理論的研究は、独立したフラットフェージングチャネル環境において、このようなＭＩＭＯシステムの能力がアンテナの数と共に直線的に増大することを立証している。実際のこのようなＭＩＭＯ構成の１つは、狭帯域ＴＤＭＡシステムに対して高スペクトル効率を実現するＢＬＡＳＴ（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ’Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）システムである。また、ＭＩＭＯ方式はＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡにおける標準化用に考慮されてきており、近い将来、ＣＤＭＡ２０００用にも考慮される可能性がある。（双方とも符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムのダウンリンクのために考慮されている。）

Ｄ−ＢＬＡＳＴ（Ｄｉａｇｏｎａｌ ＢＬＡＳＴ）は、ＭＩＭＯチャネルがレイリーフェージング（Ｒａｙｌｅｉｇｈ ｆａｄｉｎｇ）であり、送信機でではなく受信機でチャネルパラメータが既知であると仮定しているので、開ループアプローチである。Ｄ−ＢＬＡＳＴの簡易な実装であるＶ−ＢＬＡＳＴは、何らかの特定の時空間符号化の代わりに単一データストリームの簡単な逆多重化を提唱している。Ｖ−ＢＬＡＳＴに対応する受信機アーキテクチャも簡単である。一般に、様々なＢＬＡＳＴアプローチは、（フィードバック及び空間チャネル実現に応じて）各送信アンテナまたはアンテナ対に同一レートで送信し、受信機で最小平均２乗誤差線形変換を用い、その後、符号化シンボルに基づいて干渉除去する。開ループアプローチの理由で、Ｖ−ＢＬＡＳＴは、複数のアンテナを介する符号化パケットのシンボルの簡単な逆多重化を用いる。

ＭＩＭＯシステム研究の１つの重要な側面は、周波数選択性チャネルにおいて送信された信号を確実に復号化できる受信機を設計するということである。単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）ＣＤＭＡリンクに対して、チップレベルの等化は、周波数選択性チャネルにおける受信機性能を改善する有望な手段である。２つの主要なタイプのＦＩＲ線形等化、すなわち、線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）または最小分散無歪み応答（ＭＶＤＲ）に基づく非適応的線形等化と、適応的線形等化とが存在する。別の代わりとなるものとして、わずかに複雑性が高く、ＬＭＭＳＥアプローチよりも性能が優れていると示された再帰的カルマンフィルタリングアプローチが挙げられる。信頼できる通信を受信機が達成するために、チップ間干渉（ＩＣＩ）及び同一チャネル干渉（ＣＣＩ）の双方に対抗する必要があるので、ＭＩＭＯ構成をＣＤＭＡダウンリンクに適用することは追加の課題を受信機設計に提起する。ＬＭＭＳＥアルゴリズム及びカルマンフィルタアルゴリズムの双方をＭＩＭＯシステムまで拡張できると示されている。

良好な受信機設計を通じてＭＩＭＯ送信の性能を改善すること以外に、このような高度な受信機の研究は、ＭＩＭＯリンクの特徴付けをより良く理解することにつながる。このような特徴付けは、全体的なシステム評価の観点から極めて重要である。特に、セルラー方式における無線インターフェースは、基地局（ＢＳ）と、移動局（ＭＳ）とも称する端末との間のリンクから成る。無線インターフェースの性能は、これらリンクを個別にシミュレートすることによって定量化される。これらリンクの各々のビットトゥルー（ｂｉｔ−ｔｒｕｅ）シミュレーションをシステムレベルのシミュレーションに組み込むことは事実上不可能である。幸いにも、フレーム及びパケット誤りや信号誤りなどのような限られた量の情報のみが、物理層から上の層によって必要とされる。このため、包括的なリンクシミュレーションに代わり、これらのパラメータがランダムに形成にされても、それらの統計的振る舞いが個々のリンクシミュレーションによって予測されるようなものであることを確かめるようなシミュレーションが、幅広く用いられている。リンク性能の抽象化のこのプロセスは、リンク−システム・マッピングとして既に知られている。このマッピングの機能の１つは、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）のようなリンク品質の何らかの測度を用いて、期待できるフレームエラーレート（ＦＥＲ）を推定することである。

このようなリンク−システム・マッピング手続きは、主にＳＩＳＯリンクについて過去に研究され用いられた。ＭＩＭＯ方式に対するリンク−システム・マッピングの説明を容易にするため、前方誤り訂正符号化を用いるパケット送信の観点から、ＭＩＭＯ送信を広範の２つのカテゴリーすなわち結合符号化（Ｊｏｉｎｔｌｙ−Ｅｎｃｏｄｅｄ，以降ＪＥと示す）及びセパレート符号化（Ｓｅｐａｒａｔｅｌｙ−Ｅｎｃｏｄｅｄ，ＳＥ）に分類できることが規定されている。ＪＥモードの送信では、名前が示唆するとおり、一つの符号化パケットが、逆多重化された後に複数のストリームを介して送信される。これに対してＳＥでは、各ストリームは、別々に符号化されたパケットから成る。符号化されたＶ−ＢＬＡＳＴ及びその改良型は、トレリス符号化時空間変調方式と同様に第１のカテゴリーに該当し、ＰＡＲＣ（Ｐｅｒ Ａｎｔｅｎｎａ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ（係アンテナレート制御））及びその変形は第２のカテゴリーに属する。ＳＮＲ対ＦＥＲマッピングへのアプローチの問題は、用いられる送信方式のタイプに依存する。準静的なチャネル条件の下でさえ、ＳＥ方式では、各ストリームに、等化の後、それ自体と関連する単一のＳＮＲが生じ、従って、ＳＩＳＯの場合と全く同じようにＦＥＲへのマッピングが２次元の問題となる。

ＳＩＳＯシステムについてのこの問題は、第３世代パートナーシッププロジェクト２（３ＧＰＰ２），「１ｘ ＥＶ−ＤＶ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ」，２００１年で解決されている。セパレート符号化を用いるＭＩＭＯシステムの解決策も、少なくとも３つの異なる文書、すなわち、エス・ティ・チュン（Ｓ．Ｔ．Ｃｈｕｎｇ）、エー・ロサノ（Ａ．Ｌｏｚａｎｏ）及びエイチ・ファン（Ｈ．Ｈｕａｎｇ）著，「Ａｐｐｒｏａｃｈｉｎｇ ｅｉｇｅｎｍｏｄｅ ＢＬＡＳＴ ｃｈａｎｎｅｌ ｃａｐａｃｉｔｙ ｕｓｉｎｇ ＶＢＬＡＳＴ ｗｉｔｈ ｒａｔｅ ａｎｄ ｐｏｗｅｒ ｆｅｅｄｂａｃｋ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｆａｌｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐ．９１５−９１９，２００１年１０月、ルーセント（Ｌｕｃｅｎｔ）による「Ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｔｏ ３ＧＰＰ：Ｒ１−０１０８７９：Ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇ ＭＩＭＯ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｗｉｔｈ Ｐｅｒ−Ａｎｔｅｎｎａ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ」，２００１年、及び、三菱（Ｍｉｔｓｕｂｉｓｈｉ）による「Ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｔｏ ３ＧＰＰ：Ｒ１−０４０２９０：Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｗｉｔｈ Ｓｕｂ−Ｇｒｏｕｐ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＳＴＴＤ−ＳＧＲＣ）ｆｏｒ ２ ｏｒ Ｍｏｒｅ Ｒｅｃｅｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａｓ」，２００４年で提案されている。

これら解決策は、ＪＥ ＭＩＭＯシステムに用いるのに容易に適応することができない。その理由は、ＪＥ方式では、パケットの様々な部分が異なるＳＮＲを有し、従って、マッピングが潜在的に多次元の問題になるためである。本発明者は、従来技術においては、周波数選択性チャネルでの結合時空間符号化（ＪＥ）ＭＩＭＯ方式のＣＱＩに対するいかなる提案も聞いたことがない。当該技術分野で必要とされるものは、結合符号化を用いるＭＩＭＯシステムにおける無線リンクを正確に特徴付けるチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）である。このようなＣＱＩは、システムレベルの評価におけるリンク適応及びリンク−システム・マッピングの双方に対して必須である。このようなＣＱＩを用いる受信機は、ＪＥ ＭＩＭＯ通信システムによって提供される理論的な能力の増大を実現するのに役立つ。
第３世代パートナーシッププロジェクト２（３ＧＰＰ２），「１ｘ ＥＶ−ＤＶ Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ」，２００１年 エス・ティ・チュン（Ｓ．Ｔ．Ｃｈｕｎｇ）、エー・ロサノ（Ａ．Ｌｏｚａｎｏ）及びエイチ・ファン（Ｈ．Ｈｕａｎｇ）著，「Ａｐｐｒｏａｃｈｉｎｇ ｅｉｇｅｎｍｏｄｅ ＢＬＡＳＴ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃａｐａｃｉｔｙ ｕｓｉｎｇ ＶＢＬＡＳＴ ｗｉｔｈ ｒａｔｅ ａｎｄ ｐｏｗｅｒ ｆｅｅｄｂａｃｋ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＥＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｆａｌｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ｐ．９１５−９１９，２００１年１０月 ルーセント（Ｌｕｃｅｎｔ）、「Ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｔｏ ３ＧＰＰ：Ｒ１−０１０８７９：Ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇ ＭＩＭＯ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｗｉｔｈ Ｐｅｒ−Ａｎｔｅｎｎａ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｔｒｌ」，２００１年 三菱（Ｍｉｔｓｕｂｉｓｈｉ）、「Ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｔｏ ３ＧＰＰ：Ｒ１−０４０２９０：Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｗｉｔｈ Ｓｕｂ−Ｇｒｏｕｐ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ（ＤＳＴＴＤ−ＳＧＲＣ）ｆｏｒ ２ ｏｒ Ｍｏｒｅ Ｒｅｃｅｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａｓ」，２００４年

発明のまとめ

本発明は、一側面において、マルチパスチャネルを介して受信された結合符号化信号を検出する方法である。この方法は、マルチパスチャネルを介して結合符号化信号をＮ個の受信アンテナによって受信することを含み、ここで、Ｎは、１よりも大きい整数である。Ｎ個の受信アンテナの各々に対して、一のチップ間隔内において受信した信号をサンプリングして、Ｎ個の受信アンテナの各々に対して、個々のアンテナに関するチップベクトル（ａｎｔｅｎｎａ−ｗｉｓｅ ｃｈｉｐ ｖｅｃｔｏｒ，係アンテナチップベクトル）を構成する。これらの係アンテナチップベクトルのブロックについて、チャネル品質インジケータＣＱＩを用いてフィルタリングする。ＣＱＩは、結合符号化信号を受信したマルチパスチャネルを表す。この方法では、更に、フィルタリングしたブロックをビット又はシンボルの一方にダウン変換する。この方法において重要な側面は、結合符号化信号が拡散されている各拡散コードに対して、ダウン変換したビットまたはシンボルを並行して検出するということである。後に詳述するように、ＣＱＩは、推定した送信したチップベクトルと、受信したチップに関する信号ベクトル（ｃｈｉｐ−ｗｉｓｅ ｓｉｇｎａｌ ｖｅｃｔｏｒ，係チップ信号ベクトル）のブロックとの間の制約付き相互情報量（ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ ｍｕｔｕａｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）であるのが好ましい。

別の側面では、本発明は、結合符号化スペクトル拡散信号のシンボルを検出する方法である。この方法は、一つのチップ間隔中に、少なくとも２つの受信アンテナを介してマルチパスチャネルから信号を受信することと、
前記信号に対して送信されたチップベクトルを推定することと、
各受信アンテナから係チップ（ｃｈｉｐ−ｗｉｓｅ）信号ベクトルを得るべく前記信号をサンプリングすることと、
前記係チップ信号ベクトルをブロックとして格納することと、
前記係チップ信号ベクトルのブロックと、該推定した送信チップベクトルとの間の相互情報量を決定することによって前記マルチパスチャネルを推定することと、
前記マルチパスチャネルの推定結果を用いて、前記信号を拡散するために用いられた拡散コードに対する直交性を回復するように、前記係チップ信号ベクトルのブロックをフィルタリングすることと、
前記フィルタリングした係チップ信号ベクトルのブロックをダウン変換し、スクランブル解除し、逆拡散してシンボルレベルの信号ベクトルの並行出力を生じさせ、各並行出力が拡散コードに対応することと、
該並行出力の各々に対して、１つの拡散コードを用いてビットまたはシンボルの一方を空間的に検出することと
を含む。

更なる別の側面では、本発明は、無線通信システムにおいて送信を適応させる方法である。この方法は、第１送受信機及び第２送受信機の間で分割される。第１送受信機では、送信される第１信号を第１符号化レートで結合符号化し、例えばＱＰＳＫまたは１６−ＱＡＭのような第１変調で変調する。結合符号化し変調した第１信号を少なくとも１つの送信アンテナによってスペクトル拡散マルチパス無線チャネルを介して送信する。第２送受信機では、結合符号化し変調した第１信号を少なくとも２つの受信アンテナによってマルチパスチャネルを介して受信し、マルチパスチャネルを有効シングルパスチャネルに変換し、有効シングルパスチャネルを特徴付ける単一のチャネル品質インジケータＣＱＩを決定する。更に第２送受信機では、有効シングルパスチャネルからビット及びシンボルの一方を並行して検出し、各並行検出は、第１信号をスペクトルの間で拡散する１つの拡散コードに従う。また、第２送受信機は、ＣＱＩに基づくフィードバックを第１送受信機に送信する。ＣＱＩは、ＣＱＩ自体または、ＣＱＩから派生された推定フレームエラーレートであるのが好ましい。この方法では更に、第１送受信機において、フィードバックを受信し、送信される第２信号を結合符号化し変調し、結合符号化し変調した第２信号を少なくとも１つの送信アンテナによってスペクトル拡散マルチパス無線チャネルを介して送信する。この方法の一側面は、フィードバックに応答して、第２信号の符号化レート及び変調の少なくとも１つは第１信号のそれとは異なるということである。

本発明の他の側面は、少なくとも２つの受信アンテナと、各受信アンテナの出力端に接続せしめられる第１入力端、及び第２入力端を有する線形フィルタのフィルタバンクと、チャネル推定器と、互いに並列する複数の結合検出器とを有する受信機である。フィルタバンクは、マルチパスチャネルのサブチャネルを介して受信した信号ベクトルをシングルチャネルの信号ベクトルに等化する。チャネル推定器は、各受信アンテナの出力端に接続せしめられる入力端と、フィルタバンクの第２入力端に接続せしめられる出力端とを有する。各結合検出器は、フィルタバンクの出力端に接続せしめられる入力端と、復号器に接続せしめられる出力端とを有し、各結合検出器は、１つの拡散コードに従ってビットまたはシンボルの一方を検出する。受信機はチップ−シンボルダウン変換器、逆スクランブル器及び逆拡散器も有し、各々はフィルタバンクと複数の結合検出器との間に配置されている。

更なる他の側面では、本発明は、符号器、変調器、拡散器、複数Ｍの送信アンテナ及びプロセッサを有する送信機である。符号器は、一チップにわたる少なくとも１つのシンボルのセットに入力信号を結合符号化する。変調器は少なくとも１つのシンボルのセットを搬送波に変調する。拡散器は、一連の拡散コードに従って少なくとも１つのシンボルのセットを拡散するため、符号器の出力端及び変調器の出力端に接続せしめられる入力端を有する。好ましくは、符号器及び変調器を、符号化及び変調の双方を一緒に実行する信号空間符号器内に組み合わせる。この場合、拡散器は、信号空間符号器の出力端に接続せしめられる入力端を有する。プロセッサは、無線フィードバックチャネルに接続せしめられる入力端と、符号器及び変調器の少なくとも１つに接続せしめられる出力端とを有する。チャネル品質フィードバックに応答して、プロセッサは、符号器に符号化レートを変更させること、及び、変調器に変調を変更させることの少なくとも１つを生じさせる。

本発明の前述及びその他の特徴、側面及び利点は、添付図面と併せて以下の説明を参照して明らかになるであろう。しかし、当然のことながら、図面は例示の目的のためのみに用いられ、本発明を限定するものではない。

詳細な説明

本発明は、周波数選択性チャネルでの時空間結合符号化ＭＩＭＯ ＣＤＭＡシステム用の新規なチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）に関する。概して本発明のＣＱＩは、フロントエンドの線形フィルタ及びその後の全ストリーム間の結合シンボル検出から成るいわゆるウォルシュコード毎結合検出構造に基づく。結合符号化が送信機で用いられる場合、マルチパスチャネルの存在はウォルシュタイプの拡散コード間で直交性を破壊する。このことは、ＲＡＫＥ受信機において０．１よりも上のフレームエラーレートでノイズフロアに達するという事実において明らかである。本明細書で説明する線形フィルタは、ウォルシュコードの直交性を復元し、結合系列検出の必要性を回避するためにマルチパスチャネルをシングルパスチャネルに変換するように設計されている。これらフィルタは、いわゆる制約付き相互情報量（ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ ｍｕｔｕａｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を最大化し、ＬＭＭＳＥ及びＭＶＤＲ等化器はフィルタのこのクラスに属する。一般化されたＳＮＲ（ＧＳＮＲ）の考えに類似して、制約付きの相互情報量は、ＭＩＭＯリンク品質を表すＣＱＩ測度を提供する。

チャネル品質の測度に基づいて、本発明が適用され最も効果的な通信システムが関連している。図１は、本願に係るＣＱＩや以下の議論の説明のために役立つ、ＭＩＭＯ通信システム２０の従来技術のブロック図である。通信システム２０は、複数Ｍ個の送信アンテナ２４を介して複数Ｎ個の受信アンテナ２８を有する受信機２６に送信する、送信機２２を含む。マルチパスチャネル３０を介して送信が生じる。ここで、各パスまたはサブチャネルをｈ_ｎ０ｍ０と示す。小文字の下付き文字ｎ，ｍは、ｎ番目の受信アンテナ２４及びｍ番目の送信アンテナ２６を意味する。説明を簡単にするため、送信機はセルラー基地局内にあり、受信機はセルラー方式移動電話のような移動局内にあると仮定する。実際には、基地局及び移動局の各々は送信機及び受信機の双方を異なる時刻に用いる。

送信機２２において、一連の情報ビット３２は、符号化後に情報ビットをパケットに変換する符号化及び変調ブロック３４に入力される。これにより、システムは結合符号化ＭＩＭＯシステム２０となる。また、符号化及び変調ブロック３４は、Ｍ個のバージョンのパケットをＭ個の拡散及びスクランブルブロック３６に出力するシリアル−パラレル変換器を含む。ここで留意すべきは、変調されたパケットまたはシンボルストリームを、好ましくはチャネル符号化及び変調ブロック３４内で、送信前に逆多重化するということである。チャネル符号化を、複数の送信アンテナ２４にまたがって結合して行うことができ、または、異なる送信アンテナ２４毎に別々に行うことができる。

拡散及びスクランブルブロック３６の各々は、ウォルシュコードのような拡散コードｋを用いて、時間及び周波数によって規定された様々なウィンドウの間でパケットを拡散する。拡散及びスクランブルブロック３６の各々は送信アンテナ２４のいずれか１つに出力する。各送信アンテナ２４は、複数のサブチャネルを介してパケットまたはシンボルストリームを送信する。例えば、第１のｍ＝１の送信アンテナ２４は、サブチャネルｈ_１，１，ｈ_２，１，ｈ_３，１，．．．ｈ_Ｎ，１を介して各パケットまたはシンボルストリームを送信する。同じことが、残りの送信アンテナの各々に当てはまる。従って、同一のパケットは、これが送信される様々なサブチャネルのため、異なるＳＮＲに晒される。

受信機２６では、Ｎ個の受信アンテナ２８の各々は、サプチャネルの各々を介して受信する。例えば、第１のｎ＝１の受信アンテナ２８は、サブチャネルｈ_１，１，ｈ_１，２，ｈ_１，３，．．．ｈ_１，Ｍを介してＭ個の送信アンテナ２４の各々から受信する。残りの受信アンテナ２８も同様に受信する。受信アンテナ２８の出力は、検出及び復号化ブロック３８で収集される。

システムにおけるアクティブユーザの数をＵと示し、これらユーザに割り当て

アクティブなウォルシュコードの総数である。一般性を失うことなしに、その後の説明は、第１ユーザｕ＝１が、関心のあるユーザであると仮定する。図２は、送信機２２における信号モデルを示すブロック図である。図中において、図１の１つの拡散及びスクランブルブロック３６が、Ｋ_ｕ個の拡散コード４２の１つに各々が適用する一連のＫ_ｕ個の拡散ブロック４０と、拡散シンボルがｍ番目の送信アンテナ２４から送信される前にスクランブルされるスクランブルブロック４４とに分割されている。ｍ番目の送信アンテナ２４における信号モデルは以下のとおりに与えられる。

ここで、Ｇはシステムの拡散利得であり、ｉ、ｊ、ｍ及びｋはそれぞれチップ、シンボル、送信アンテナ２４及び拡散コード４２のインデックスである。

１ｘ ＥＶ−ＤＶのような実際のシステムはデータ及び音声トラフィックに対して異なる拡散利得を用いるが、この説明では、表記を簡単にするため、一定の拡散利得を仮定する。すなわち、結果として、論理的に可変の拡散利得に適応さ

に留意されたい。基地局のスクランブルコードはｃ（ｉ）によって示され、拡散コードｋに割り当てられた電力はα_ｋによって示される（説明を簡単にするため、所定のウォルシュコードｋに対してすべての送信アンテナ２４の振幅は同じであると仮定するので、結果として、送信アンテナ２４にまたがる電力が一様でないＭＩＭＯシステムまで論理的に拡張することになる）。項α_ｋ，ｍ（ｊ）は、ｋ番目のウォルシュコードでｍ番目の送信アンテナ２４において送信されたｊ番目のシンボルを表す。項ｓ_ｋ＝［ｓ_ｋ（１），．．．，ｓ_ｋ（Ｇ）］^Ｔは、ｋ番目のウォルシュコード４２_ｋである。このモデルは、すべての送信アンテナ２４にわたって同じ一連のウォルシュコード４２が用いられることを黙示的に仮定されていることに留意すべきである。

グチャネル３０を介して伝搬する。ここで、各行列は次元ＮΔ×Ｍを有し、ここで、Δはチップ毎のサンプルの数を示す。従って、ｉ番目のチップ間隔の間にすべての受信アンテナにわたって受信したサンプルをスタックした後の、受信アンテナ２８における信号モデルは以下の式によって与えられる。

隔内における時間サンプルのすべてを含むことに留意されたい。その一方で、Ｌ

Δ×ＮΔの単位行列である。

更に、受信機の線形フィルタについての説明を容易にするため、２Ｆ＋１のブロックで受信した小ベクトルをスタックする（２Ｆ＋１の表記は、因果側及び反因果側の双方におけるＦ個のタップでフィルタが中心化されていることを示唆している）。

ここで、２Ｆ＋１はＬＭＭＳＥ等化フィルタの長さであり、

ここで、行列の次元は行列定義の右側の括弧内に与えられている。表記を分かりやすくしておくため、下付き文字は「ブロック」レベルの状態にしておく。例え

この表記を用いて、式（３）の信号モデルは以下のように書き換えられる。

結合時空間符号化信号を検出する１つの従来技術アプローチは、ベクトルビタビアルゴリズム（ＶＶＡ）すなわち、ダブル・ブイ・エッテン（Ｗ．Ｖ．Ｅｔｔｅｎ）著，「Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−２４，ｐ．２７６−２８４，１９７６年２月に記載された最適な検出器である。ＶＶＡは、長さＮ_ｂのブロック内の受信した信号の条件付き密度を最大化することによってｋ、ｍ及びｊのすべて

結合符号化ＭＩＭＯシステムにおいてＶＶＡアルゴリズムの複雑性を評価するため、少しの間、変調の大きさＱがすべての送信アンテナ２４にわたって同一であると仮定する。更に、最も実際的なシステムの場合、チャネル長は拡散利得よりも小さく、すなわちＬ＜Ｇであって、このことは、チャネル間干渉ＩＣＩメモリ長がＬであるが、シンボル間干渉ＩＳＩメモリ長がちょうどＬ_ＩＳＩ＝１であることを意味することに留意すべきである。これらの仮定を用いて、ユークリッド距離（ＥＤ）計算の数によって測定されたこのアルゴリズ厶の複雑性は

のユーザの第１Ｋ_１ウォルシュコードで運ばれたシンボルのみに関心があるが、信号モデルの性質は、Ｋウォルシュコードのすべてで一緒に適用されるべきＶＶＡを必要とする。エヌ・ベンベヌート（Ｎ．Ｂｅｎｖｅｎｕｔｏ）、アール・サンドレ（Ｒ．Ｓａｎｄｒｅ）及びジー・ソストラト（Ｇ．Ｓｏｓｔｒａｔｏ）著，「Ｒｅｄｕｃｅｄ−Ｓｔａｔｅ Ｍａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ Ｄｅｃｔｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｏｗｎ−Ｌｉｎｋ ＴＤ−ＣＤＭＡ ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．２０，ｐ．２６４−２７２，２００２年２月や、ジェイ・チャン（Ｊ．Ｚｈａｎｇ）、エイチ・バーグ（Ｈ．Ｂｅｒｇ）、エー・サイード（Ａ．Ｓａｙｅｅｄ）及びビー・バン・ビーン（Ｂ．Ｖａｎ Ｖｅｅｎ）著，「Ｒｅｄｕｃｅｄ−ｓｔａｔｅ ＭＩＭＯ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＥＤＧＥ ｓｙｓｔｅｍｓ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００２年のようなセット−パーティションに基づく次善のアプローチを用いた何らかの複雑性の減少の後でも、ＶＶＡの検出複雑性は非常に高い。この問題に関して、ＶＶＡを適用するその他の欠点は、（ａ）Ｋアクティブウォルシュコードのすべてを理解するという非現実的な仮定、及び、（ｂ）実際のＣＤＭＡシステムにおいてマルチレート信号を処理するという更なる困難を含む。例えば、ＣＤＭＡ １ｘ ＥＶ−ＤＶシステムは、３２の拡散利得を有するデータトラフィックと、６４または１２８の拡散利得を有する音声トラフィックとの同時送信を可能にする。

最適な結合ＶＶＡ系列検出方法に関連する問題を回避するため、本発明は、図３Ａに示すような、いわゆるウォルシュコード毎の結合検出構造を有する次善の受信機のクラスに焦点を合わせる。図３Ａは、本発明による受信機４８のブロック図である。複数Ｍ個の少なくとも２つの受信アンテナ２８はマルチパスチャネルを介して信号を受信する。各アンテナ２８から受信した信号は、上記のように、チップ間隔毎にΔ回サンプリングされる。式（２）で一般的に示され、式（３）における中心化されたフィルタタップにより詳しく示されるように、各受信アンテナ２８からのサンプルはスタックされ格納される。復調及びサンプリングブロックは図３に示されていないが、受信アンテナ２８と図示のフロントエンドフィルタバンク５２との間に配置される。

一つのチップ間隔内の信号サンプルは、チップに関連する信号ベクトルのブロック５０に組立てられ、それは、線形フィルタバンク５２と、推定されたチャネル５６をフィルタバンク５２に供給するチャネル推定器５４とに入力される。受信機４８の好適な実施形態では、（大きさ（２Ｆ＋１）ＮΔ×Ｍの）線形フィル

Ｏチャネルを有効シングルパスＭＩＭＯチャネルに変換する。このことは、マルチパスチャネルのチャネルを等化すると称され、フィルタバンク出力５８すなわち

ィルタリング後干渉及びノイズである。更に、前述したように、ｃ（ｉ）はスク

ブル演算を示す対角行列と定義される。これを用いて、合成ブロック６０は、チ

ランブル解除及び逆拡散を実行する。合成ブロック６０のシンボルレベルの信号ベクトル６２ｋを以下のように表すことができる。

隔の間にｋ番目のウォルシュコードで運ばれた送信シンボルベクトルであり、

であり、すなわち、Ｅ［ｃ（ｉ１）ｃ^＊（ｉ２）］＝δ_{ｉ１，ｉ２}であって、ここで、Ｅ［・］は期待演算を示し、（・）^＊は共役演算を示すということを黙示的に用いることに留意すべきである。合成ブロック６０の出力６２は並行し、出力６２の各々は、一ユーザ（例えば、上記のようなｕ＝１）に対応する受信機に対して１つの拡散コードｋに特有のものである。このことは、すべてのＫ拡散コードを用いる前述のＶＶＡアプローチに比べて複雑性を減少させる。

残りのすべては、復号器に対するソフトビットをシンボルレベルの信号ベクト

６２は、ｕ番目のユーザに対する１つのみの拡散コードに相互に関連するので、複数のＫ_１ウォルシュコード結合検出器６４_ｋは、これらに入力されたシンボルベクトル６２からビットを検出する。これらビットは、復号器６６で変更される軟判定ビットとして一般に出力する。非バイナリチャネルコードが用いられる場合、ソフトビットの代わりにソフトシンボルを復号器に移動する必要がある。しかし、説明を簡単にするため、本明細書では、バイナリチャネルコードを用いる

あると仮定する。

出力ソフトビットは、以下のとおり、ｑ＝１，．．．Ｑ_ｂ、ｋ＝１，．．．Ｋ_１及びｍ＝１，．．．Ｍに対する周知の対数尤度比（ＬＬＲ）として与えられる。

同様に定義される。ウォルシュコード毎の結合検出アプローチは、最適ＶＶＡ系列検出に比べて二重の複雑性減少の利益を提供する。第１に、ユーザは、対応のウォルシュコード（コード１〜Ｋ_１）で運ばれたシンボルを検出するだけで足りる。第２に、式（７）の有効チャネルはメモリレスであり、結合検出は空間次元

の知識を前提としている。以下は、フロントエンド線形フィルタの説明であって、

度として用いられ、このような解が線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）または最小分散無歪み応答（ＭＶＤＲ）解と一致することが示される。また、これらの解は、リンク−システム・マッピングに対する分かりやすく喜ばしいチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）を提供する。

ウシアン）上限を実際に最大化することである。

れる（ここで、下付き文字ＭＣは最大容量を表す）。

報量は、

を解くことによって獲得することができる。

バー（Ｔ．Ｍ．Ｃｏｖｅｒ）及びジェイ・エー・トーマス（Ｊ．Ａ．Ｔｈｏｍａｓ）著，「Ｅｌｅｍｅｎｔｓ ｏｆ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ」（１９９１年にワイリー・インターサイエンス（Ｗｉｌｅｙ Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ）によって公開された）で概説されたデータ処理の補助定理を用いて相互情報量に上

留意すべきは、

の知識が条件とされるということである。

従って、データ処理の補助定理によって、不等式

であることを示すことができ、ここで、最後の式は、恒等式

達成されることを検証することができる。すなわち、

（マルチューザ結合系列検出を回避するために必要とされる）マルチパスからシ

が、期待できる最良のものであるという意味を含む。本明細書では、この減少し

マルチパスチャネルからシングルパスチャネルに変換するという考えは、主にＬＭＭＳＥまたはＭＶＤＲアルゴリズムを用いるＣＤＭＡダウンリンクのチップ

る。下記のＭＩＭＯ ＭＶＤＲ問題を代わりに解くことによって不偏推定値を獲得することができる。

ル−ダヒル（Ｎ．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ）著，「ＦＩＲ Ｃｈａｎｎｅｌ−Ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ＩＳＩ Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４９，ｐ．２１３−２１８，２００１年２月で記載された、いわゆるＦＩＲ ＭＩＭＯチャネル短縮フィルタの特別な場合であるという結果になる。

下記の系は、ＬＭＭＳＥ解及びＭＶＤＲ解の双方が実際に相互情報量を最大化することを示す。この結果は、単純なＬＭＭＳＥまたはＭＶＤＲフィルタの後に空間次元の結合検出が続く限り、単純なＬＭＭＳＥまたはＭＶＤＲフィルタが最も達成可能であることを示す。

を最大化する。

である。その一方で、エル・シェルフ（Ｌ．Ｓｃｈａｒｆ）著，「Ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓ ｓｉｎｇ：Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ，Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｔｉｍｅ Ｓｅｒｉｅｓ Ａｎａｌｙｓｉｓ」（Ａｄｄｉｓｏｎ Ｗｅｓｌｅｙ，

できる。

ＣＱＩまたはそれから派生された予測フレームエラーレートのような他の何らかの情報を、図３Ｂのブロック図に示す送信機７０のような送信機へのフィードバックとして図３Ａの受信機によって送信することができる。送信機７０は、空間、時間及び周波数の少なくとも２つについて符号化する結合符号器７２で、第１入力信号（または第１セットの情報ビット）を第１符号化レートで符号化する。変調器７４は、符号化された信号を、メモリ７６に格納された第１変調と見なしうる１６−ＱＡＭのような搬送波形にマッピングする。以下で説明するように、送信機が変調方式をマルチパスチャネルに適合させることができるように、メモリは少なくとも２つの異なる変調を格納する。符号化及び変調が連続してというよりも一緒に実行される、図１の符号化及び変調ブロック３４のような双方の機能を実行するように、信号空間符号器内に符号器７２及び変調器７４を組み合わせるのが好ましい。符号化され変調された信号を、次に、上記で詳述したウォルシュタイプの拡散コード８０を用いて拡散器ブロック７８で利用可能なスペクトルの間に拡散し、スクランブルする。拡散及びスクランブルした信号を、次に、ルータ８２によってＭ（図では、Ｍ＝２）個の送信アンテナ８４の間で分割し、マルチパスチャネルを介して送信する。ルータ８２はウォータフィリングアルゴリズムを用いて、チャネル品質が与えられた容量を最大化するように送信アンテナ８４の間でパケットを分割することができる。このチャネル品質を、直ぐ下で説明するフィードバック８６に入れることができる。

本発明によれば、送信機７０は、フィードバック８６を用いて、チャネル品質インジケータＣＱＩにより表されるような将来の送信をチャネルに適合させる。これは、特に、マルチパスチャネルを介して送信された第１信号の受信側から受信されたフィードバック８６に基づいて変調及び符号化レートの双方またはいずれか一方を変更することによって行われる。２つの様々なＣＱＩを下記に詳述する。マルチパスチャネルそのものやサイドチャネル、専用のフィードバックチャネルなどを介して、フィードバック８６は送信機７０に達することができる。本発明は特定のフィードバック経路に限定されるものではない。フィードバック８６はＣＱＩそのものである必要はないが、フィードバック８６を、ＣＱＩに基づくフレームエラーレートの推定値や符号化レート及び／または変調を変更するための送信機７０に対する命令、または、ＣＱＩから派生された何らかの中間性能指数とすることができる。いずれにしても、フィードバック８６は、図３Ａの受信機のような、フィードバック８６を送信する受信機で計算される。

送信機のプロセッサ８８はフィードバック８６を受信し、これに応答して、第１信号の後でマルチパスチャネルを介して送信すべき第２信号のために符号器７２に符号化レートを変更させるか、または、変調器７４に変調を変更させるか、あるいは、その両方を生じさせる。符号化レート及び変調を下記の表２の場合のように変更することができる。また、マルチパスチャネルを表すＣＱＩに各々基づいて適合した符号化レート及び変調方式に適合するように、パケットサイズを下記の表３の場合のように変更することができる。送信機７０及び受信機４８は各々、全体的な通信システムにおいて送信及び受信するので、記載された送信機７０を第１送受信機と見なし、記載された受信機４８を無線マルチパス通信システムにおける第２送受信機と見なすことができる。

結合時空間符号化を含むＭＩＭＯ送信方式に対して、ＦＥＲ（ＳＮＲ）曲線は明確に定義されない。その理由は、各受信アンテナ２８が異なるＳＮＲを理解するためである。原則として多次元マッピングＦＥＲ（ＳＮＲ_１，．．．，ＳＮＲ_Ｍ，）を常に定義することができるが、このことは不可能ではないにしても、各リンクマッピングに対して必要とされる大量の情報のために、実際には望ましくない。この問題を克服するため、２つの代替のＭＩＭＯリンクマッピング方法を提案する。この問題を解決する鍵は明らかに、ＭＩＭＯリンクを充分に特徴付ける単一のチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）を検出することである。その方法の１つは、いわゆる一般化ＳＮＲ（ＧＳＮＲ）を用いることである。

るスカラー係数である。最も実際的な状況では、シンボル振幅σ_ｋ、は、同じユーザに属するウォルシュコードの場合と同一であり、すなわちσ_１＝…＝σ_Ｋ１であり、従って、ＧＳＮＲ＝ＧＳＮＲ_１＝…＝ＧＳＮＲ_Ｋ１である。従って、リンク−システム・マッピングは、一次元マッピングＦＥＲ（ＧＳＮＲ）に還元される。

別のアプローチは、上記で詳述した制約付き相互情報量を、ＭＩＭＯリンクを特徴付ける単一のＣＱＩとして用いることである。変調及び符号化がチップ信号

獲得されることを認識することは重要である。実際的なＣＤＭＡシステムでは、

であることを示すのは容易である。

であり、ここで、ＣＱＩは、ユーザに割り当てられたウォルシュコードＫ_１にわたる平均相互情報量である。ここでは、条件σ_１＝…＝σ_Ｋ１が必要ないことに留意すべきである。

チップ相互情報量とシンボル相互情報量との間の違いは、図３Ａにおけるフィ

ック内に組み合わせ、次に、この合成フィルタを直接に最適化することができることを示唆している。しかし、似たような調査が、このようなことをすると、この問題に対して別の知見をさほどもたらすことなく、ただ表記上の複雑性を著しく増大させることを示している。そこで本明細書においては、大まかに定義されたチップレベルの相互情報量に集中することにする。チップ相互情報量対シンボル相互情報量は、当該技術分野で知られているチップレベルの等化対シンボルレベルの等化の問題に類似する。

前述したアルゴリズム及び考えは、ＣＤＭＡ２０００ １ｘ ＥＶ−ＤＶ規格に準拠する実際的なリンクレベルのシミュレータにおいて評価されている。シミュレーションの結果は２つに分けて示される。第１には、リンク適応の存在下、符号化ＶＢＬＡＳＴ及びＰＡＲＣシステムの性能を比較することによって、時空間結合符号化システムのリンク適応プロセスを駆動するＣＱＩ測度としての制約付き相互情報量の実用性が示される。第２には、符号化ＶＢＬＡＳＴ方式が送信機で用いられると仮定したリンク−システム・マッピングとの関連において、式（１５）及び（１６）を参照しつつ、前述の２つのＣＱＩ測度の有効性が示される。本明細書は符号化ＶＢＬＡＳＴ及びＰＡＲＣ方式に焦点を合わせたが、本明細書に記載したアルゴリズム及び考えを、その他のより複雑なＭＩＭＯ送信方式まで拡張することができることに留意すべきである。

シミュレーションで用いられたパラメータを以下の表１に示す。制約付き相互

符号化ＶＢＬＡＳＴ方式が用いられた。

比較のために、送信機の信号が別々に符号化されるＰＡＲＣ方式の性能も示す。ＰＡＲＣ方式は、メモリレスのチャネルに対して達成される容量であると従来技術が示した連続復号化構造を仮定している。これらの結果は周波数選択性チャネルまで拡張されるが、その場合は、マルチパスチャネルにおいて、連続復号化が、前に詳述した制約付き相互情報量を達成することが示される。ＰＡＲＣ方式にお

は実現不可能であることに留意すべきである。

リンク適応を用いるＭＩＭＯ方式の性能を示すため、各パケット送信のパラメータは表２から取られる。これらは４セットのパラメータから成り、各セットとも変調及び符号化方式（ＭＣＳ）として既知である。表２は、「Ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ＲＬ−０４０３６６，Ｄｒａｆｔ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ ｉｎ ＵＴＲＡ」，３ＧＰＰ ＴＳＧ−ＲＡＮの文書に用いられた５段階表のサブセットである。これらのスペクトル効率を近似的に達成するため、表３に示すパラメータのセットが１ｘ ＥＶ−ＤＶパケットデータチャネルとの関連で用いられる。表３の有効符号化レートを得るために、各ＰＡＲＣパケットが５ｍｓ（４スロット）の間に送信されるのに対して、各符号化ＶＢＬＡＳＴパケットは２．５ｍｓ（２スロット）の間に送信されることに留意すべきである。図４には、符号化ＶＢＬＡＳＴ及びＰＡＲＣ間の処理能力の比較を示す。

トラフィックＥ_ｃ／Ｉ_ｏｒが固定され、ジオメトリを変更することができること以外、シミュレーションのパラメータの大部分が表１のシミュレーションのパラメータと同じであることに留意すべきである。この場合、リンク適応のためにＭＣＳも可変であることもちろんである。リンク適応に対して遅延なしの完全なフィードバックが仮定される。すなわち、送信機はＭＣＳをあらゆるフレームの終わりで瞬時に変更する。これらの結果は、これらシミュレーションにおいて符号化ＶＢＬＡＳＴがＰＡＲＣよりもわずかに優れていることを示す。特定セットの２つの容量を達成するため、ＰＡＲＣ方式は、２つの小さいパケットサイズを用いるのに対して、符号化ＶＢＬＡＳＴ方式は１つの大きいパケットサイズを用いる。図４に示す利得は、大きいパケットサイズによってターボコードのインターリーバのサイズが増大することによる可能性がある。その一方で、ＰＡＲＣは、ＭＣＳ方式のごくわずかなセットのみが用いられる、このシミュレーションでは充分に使用されないリンク適応に関して、より多くの柔軟性を有する。リンク適応のより高い精度は異なる結果に至ることがある。

リンク−システム・マッピングに対して、コンピュータシミュレーションは、符号化ＶＢＬＡＳＴ方式をマッピングするＦＥＲ（ＣＱＩ）曲線を獲得するのに用いられる。特に、前記に詳述した２つのチャネル測定基準すなわちＧＳＮＲ及

の測定基準は、多次元マッピング方法を回避できるように単一のＣＱＩによってＭＩＭＯリンクの特徴付けを可能にする。

シミュレーションでは、空間チャネルモデル（ＳＣＭ）が仮定され、アーバンマクロシナリオが実装され、各々は、３ＧＰＰ−３ＧＰＰ２ ＳＣＭ ＡＨＧ，「３ＳＣＭ−１３２：Ｓｐａｔｉａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ ＭｏｄｅＩ Ｔｅｘｔ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ」２００３年４月で指定されている。ＳＣＭでは、チャネル遅延プロファイルは、実現毎に異なるマルチパスチャネルプロファイルを有するランダムベクトルである。このランダムベクトルのこのような独立した実現が１０個用いられる。

前述したウォルシュ毎結合検出アルゴリズムが後に続くＬＭＭＳＥ受信機が用いられる。リンクのパラメータは、（図５及び図６に示すシミュレーションにおいてジオメトリがゼロに設定されている以外、）表１に示されている。図５はＧＳＮＲの瞬時値の関数としてＦＥＲをプロットしているのに対して、図６は、制約付き相互情報量に関して類似のプロットを行っている。いかなるＣＱＩ測度に対しても、異なる実現を伴う曲線の変動が少なければ少ない程、リンク品質のインジケータとしての測度がより一層効果的になる。この基準が与えられると、制約付き相互情報量は、ＧＳＮＲに比べてより適するものであることが分かる。

要約すると、本開示は、周波数選択性チャネルにおける時空間結合符号化ＭＩＭＯ ＣＤＭＡシステム用のチャネル品質インジケータ（ＣＱＩ）として制約付き相互情報量を用いることを特徴とする。このようなＣＱＩ測度は、双方のリンク適応にとって不可欠なものであって、しかも、結合符号化ＭＩＭＯ ＣＤＭＡシステム用にリンク−システム・マッピングの手段を構成すると示される。

特許請求の範囲に記載されている発明の好適な実施形態及び代替の実施形態であると現在考えられているものを図示し説明したが、当業者によって多数の変更及び修正が行われる可能性が高いこと明らかである。特許請求の範囲に記載されている発明の意図及び範囲に含まれるこれらすべての変更及び修正を本発明の対象とすることは請求項において意図されている。

Ｍ個のアンテナを有する送信機と、Ｎ個のアンテナを有する受信機とを有するＭＩＭＯ通信システムを示すブロック図であって、本発明に関する従来技術の状況である。 本発明に従って検出され符号化され送信された信号を示す従来技術のブロック図である。 本発明による受信機のブロック図である。 本発明による送信機のブロック図である。 Ｖ−ＢＬＡＳＴ及びＰＡＲＣ ＭＩＭＯシステムを比較するビット処理能力対ジオメトリを示すグラフである。 フレームエラーレート対一般化ＳＮＲを示すグラフである。 フレームエラーレート対制約付き相互情報量を示すグラフである。

Claims (26)

1. マルチパスチャネルを介して受信した結合符号化信号を検出する方法であって、
   マルチパスチャネルを介して結合符号化信号をＮ個の受信アンテナによって受信し、ここで、Ｎは１よりも大きい整数であることと、
   該結合符号化信号に対して、一のチップ間隔内で送信されたチップベクトルを推定することと、
   前記Ｎ個の受信アンテナの各々について、該受信した信号をサンプリングすることによって、係アンテナ（ａｎｔｅｎｎａ−ｗｉｓｅ）受信チップベクトルを、該Ｎ個の受信アンテナの各々に対して構成することと、
   前記Ｎ個の受信アンテナによって受信された前記信号が伝搬したマルチパスチャネルの全体を記述するチャネル品質インジケータによって最大化される相互情報量を用いて、前記Ｎ個の係アンテナチップベクトルを含む、係アンテナ受信チップベクトルのブロックをフィルタリングすることと、
   前記フィルタリングしたブロックをビット又はシンボルのいずれかにダウン変換することと、
   前記結合符号化信号が拡散されている各拡散コードに対して、前記ダウン変換したビットまたはシンボルを並行して検出することと、
   を含み、前記チャネル品質インジケータＣＱＩは、前記結合符号化信号が伝搬した前記ＭＩＭＯマルチパスチャネルの全チャネル使用時を代表する、一般化信号対ノイズ比ＧＳＮＲを含む、方法。
2. 前記一般化信号対ノイズ比は、
   

   

   β_ｋは、ｋ番目のユーザに対してチップレベルの信号対ノイズ比をシンボルレベルの信号対ノイズ比に変換するスカラー係数であり、
   

   

   であり、
   

   

   請求項１に記載の方法。
3. 

   み、ここで、
   

   

   σ^２は、前記係アンテナ受信チップベクトルブロックに対するノイズ分散であり、
   

   

   算を示し、
   

   

   請求項１に記載の方法。
4. 推定する送信チップベクトルと前記係アンテナ受信チップベクトルとの間の制約付き相
   

   

   化され、ここで、
   

   

   であり、
   

   

   算を示し、
   

   

   σ^２は、前記係アンテナ受信チップベクトルのブロックに対するノイズ分散であり、
   

   

   請求項１に記載の方法。
5. 

   ルブロックをフィルタリングする線形最小平均２乗誤差ＬＭＭＳＥフィルタのバンク
   

   

   

   請求項１に記載の方法。
6. 

   プベクトルブロックをフィルタリングする最小分散無歪み応答ＭＶＤＲ線形フィルタのバ
   

   

   算を示し、
   

   

   σ^２は、前記係アンテナ受信チップベクトルブロックに対するノイズ分散であり、
   

   

   請求項１に記載の方法。
7. 結合符号化スペクトル拡散信号のシンボルを検出する方法であって、
   一つのチップ間隔中に、少なくとも２つの受信アンテナを介してマルチパスチャネルから結合符号化スペクトル拡散信号を受信することと、
   前記信号に対して送信されたチップベクトルを推定することと、
   各受信アンテナから係チップ（ｃｈｉｐ−ｗｉｓｅ）信号ベクトルを得るべく前記信号をサンプリングすることと、
   前記係チップ信号ベクトルをブロックとして格納することと、
   前記係チップ信号ベクトルのブロックと、該推定した送信チップベクトルとの間の相互情報量を決定することによって前記マルチパスチャネルを推定すること、ただし前記推定されたマルチパスチャネルは、前記Ｎ個の受信アンテナによって受信された前記信号が伝搬したマルチパスチャネルの全体を記述し、また前記推定されたマルチパスチャネルは、前記結合符号化信号が伝搬した前記ＭＩＭＯマルチパスチャネルの全チャネル使用時を代表する一般化信号対ノイズ比を含む、前記推定することと、
   前記マルチパスチャネルの推定結果を用いて、前記信号を拡散するために用いられた拡散コードに対する直交性を回復するように、前記係チップ信号ベクトルのブロックをフィルタリングすることと、
   前記フィルタリングした係チップ信号ベクトルのブロックをダウン変換し、スクランブル解除し、逆拡散してシンボルレベルの信号ベクトルの並行出力を生じさせ、各並行出力が拡散コードに対応することと、
   該並行出力の各々に対して、１つの拡散コードを用いてビットまたはシンボルの一方を空間的に検出することと
   を含む方法。
8. 前記係チップ信号ベクトルのブロックをフィルタリングすることは、前記係チップ信号ベクトルのブロックを線形最小平均２乗誤差ＬＭＭＳＥフィルタに通すことを含む、請求項７に記載の方法。
9. 

   ブロックについて動作し、ここで、
   

   

   請求項８に記載の方法。
10. 前記係チップ信号ベクトルのブロックをフィルタリングすることは、前記係チップ信号ベクトルのブロックを最小分散無歪み応答ＭＶＤＲフィルタに通すことを含む、請求項７に記載の方法。
11. 

    トルのブロックについて動作し、ここで、
    

    

    算を示し、
    

    

    σ^２は、前記係チップ信号ベクトルのブロックに対するノイズ分散であり、
    

    

    請求項１０に記載の方法。
12. ビットまたはシンボルの一方を空間的に検出することは、前記受信した信号をバイナリコードと共に結合符号化した場合にビットを空間的に検出することを含む、請求項７に記載の方法。
13. 直交性を回復するように前記係チップ信号ベクトルのブロックをフィルタリングすることは、前記マルチパスチャネルのサブチャネルを等化することを含む、請求項７に記載の方法。
14. 

    ンテナの数であり、
    

    

    算を示し、
    

    

    σ^２は、前記係チップ信号ベクトルのブロックに対するノイズ分散であり、
    

    

    請求項７に記載の方法。
15. 無線通信システムにおいて送信を適応させる方法であって、該方法は、
    第１送受信機において、
    送信される第１信号を第１符号化レートで結合符号化することと、
    前記送信される第１信号を第１変調で変調することと、
    前記結合符号化し変調した第１信号を少なくとも１つの送信アンテナによってスペクトル拡散マルチパス無線チャネルを介して送信することと、を含み、
    第２送受信機において、
    前記結合符号化し変調した第１信号を少なくとも２つの受信アンテナによって前記マルチパスチャネルを介して受信することと、
    前記第１信号を受信した前記マルチパスチャネルを有効シングルパスチャネルに変換することと、
    送信されたチップベクトルの推定値と、係アンテナ（ａｎｔｅｎｎａ−ｗｉｓｅ）受信チップベクトルのブロックとの間の相互情報量を制約することによって、前記有効シングルパスチャネルを特徴付ける単一のチャネル品質インジケータＣＱＩを決定すること、ただし前記制約された相互情報量は、前記チャネルの全体的な相互情報量より小さい、前記決定することと、
    前記有効シングルパスチャネルからビット又はシンボルの一方を並行して検出し、各並行検出は、前記第１信号を前記スペクトルの間で拡散する１つの拡散コードに従うことと、
    前記チャネル品質インジケータに基づくフィードバックを前記第１送受信機に送信すること、ただし前記チャネル品質インジケータは、前記Ｎ個の受信アンテナによって受信された前記信号が伝搬したマルチパスチャネルの全体を記述し、また前記チャネル品質インジケータは、前記結合符号化信号が伝搬した前記ＭＩＭＯマルチパスチャネルの全チャネル使用時を代表する一般化信号対ノイズ比を含む、前記送信することと、を含み、
    前記第１送受信機において、
    前記フィードバックを受信することと、
    送信される第２信号を結合符号化することと、
    前記送信される第２信号を変調することと、
    前記結合符号化し変調した第２信号を前記少なくとも１つの送信アンテナによってスペクトル拡散マルチパス無線チャネルを介して送信することと、を含み、
    前記フィードバックに応答して、前記第２信号が、第２符号化レートで符号化されたもの、又は、第２変調で変調されたものの少なくともどちらか一方となる、
    方法。
16. 前記フィードバックは、前記チャネル品質インジケータから計算した推定エラーレートである、請求項１５に記載の方法。
17. 前記フィードバックは、前記チャネル品質インジケータに基づいて符号化レート及び変調フォーマットの少なくとも１つを変更するための命令である、請求項１５に記載の方法。
18. 前記チャネル品質インジケータは、次のように一般化された前記第２送受信機の信号対ノイズ比ＧＳＮＲであり、
    

    

    ここで、
    β_ｋは、ユーザに対してチップレベルの信号対ノイズ比をシンボルレベルの信号対ノイズ比に変換するスカラー係数であり、
    

    

    

    の送信アンテナの数であり、
    

    

    請求項１５に記載の方法。
19. 前記フィードバックは前記一般化信号対ノイズ比である、請求項１６に記載の方法。
20. 前記チャネル品質インジケータは、最大化した制約付き相互情報量
    

    
21. 前記フィードバックは、前記最大化した制約付き相互情報量である、請求項１８に記載の方法。
22. 少なくとも２つの受信アンテナと、
    各受信アンテナの出力端に接続せしめられる第１入力端と、第２入力端とを有する線形フィルタのフィルタバンクであって、送信されたチップベクトルの推定値と、個々のアンテナに関する（ａｎｔｅｎｎａ−ｗｉｓｅ）受信したチップベクトルのブロックとの間の相互情報量を制約することによって、マルチパスチャネルのサブチャネルを介して受信した信号ベクトルをシングルチャネルの信号ベクトルに等化するフィルタバンク、ただし前記制約された相互情報量は、前記チャネルの全体的な相互情報量より小さい、前記フィルタバンクと、
    各受信アンテナの出力端に接続せしめられる入力端と、前記フィルタバンクの前記第２入力端に接続せしめられる出力端とを有し、マルチパスチャネルを推定しうるように構成されるチャネル推定器であって、前記推定されたマルチパスチャネルは、前記Ｎ個の受信アンテナによって受信された前記信号が伝搬したマルチパスチャネルの全体を記述し、また前記推定されたマルチパスチャネルは、前記結合符号化信号が伝搬した前記ＭＩＭＯマルチパスチャネルの全チャネル使用時を代表する一般化信号対ノイズ比を含む、前記推定することと、
    互いに並列する複数の結合検出器であって、各結合検出器が、前記フィルタバンクの出力端に接続せしめられる入力端と、復号器に接続せしめられる出力端とを有し、１つの拡散コードに従ってビットまたはシンボルの一方を検出する複数の結合検出器と、
    前記フィルタバンクと前記複数の結合検出器との間に各々が配置されたチップ−シンボルダウン変換器、逆スクランブル器及び逆拡散器と
    を含む受信機。
23. 

    ンクを含み、ここで、
    

    

    請求項２２に記載の受信機。
24. 

    タのバンクを含み、ここで、
    

    

    算を示し、
    

    

    σ^２は、係チップ（ｃｈｉｐ−ｗｉｓｅ）信号ベクトルのブロックに対するノイズ分散であり、
    

    

    請求項２２に記載の受信機。
25. 前記複数の結合検出器の各々は空間検出器である、請求項２２に記載の受信機。
26. 前記受信機はＮ個の受信アンテナを有し、前記フィルタバンクは、
    

    

    算を示し、
    

    

    σ^２は、係チップ（ｃｈｉｐ−ｗｉｓｅ）信号ベクトルのブロックに対するノイズ分散であり、
    

    

    請求項２２に記載の受信機。

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