JP4641388B2 - High frequency switch circuit - Google Patents
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Description
本発明は、高周波スイッチ回路に関し、特に、スイッチング素子としてPINダイオードを利用した高周波スイッチ回路に関する。 The present invention relates to a high-frequency switch circuits, in particular, it relates to a high-frequency switch circuits using PIN diodes as switching elements.
近年、高周波数帯を扱う通信機器においては、PINダイオードを利用した高周波スイッチ回路が多用されている。図19(A)は、この種の従来の高周波スイッチを示す回路図であり、図19(B)は、図19(A)の高周波スイッチのオフ状態における等価回路図である。図20は、図19の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。 In recent years, high-frequency switch circuits using PIN diodes are frequently used in communication devices that handle high frequency bands. FIG. 19A is a circuit diagram showing this type of conventional high-frequency switch, and FIG. 19B is an equivalent circuit diagram of the high-frequency switch of FIG. 19A in the OFF state. FIG. 20 is a frequency characteristic diagram of the high frequency switch of FIG. 19 in the on state and the off state.
図19(A)に示すように、この高周波スイッチは、所定の高周波信号が入力する入力端INとこれを出力する出力端OUTとの間に介設され、順方向の所定バイアス電圧に応答してオフ状態からオン状態、又はオン状態からオフ状態に変移するPINダイオードDを有する。入力端INとPINダイオードDとの間、及びPINダイオードDと出力端OUTとの間にはそれぞれ、直流阻止用のコンデンサC1及びC2が直列接続されている。 As shown in FIG. 19A, this high frequency switch is interposed between an input terminal IN for inputting a predetermined high frequency signal and an output terminal OUT for outputting it, and responds to a predetermined bias voltage in the forward direction. A PIN diode D that changes from the off state to the on state or from the on state to the off state. DC blocking capacitors C1 and C2 are connected in series between the input terminal IN and the PIN diode D and between the PIN diode D and the output terminal OUT, respectively.
また、オンオフ用のバイアス電圧+Vが印加される制御端子とPINダイオードDとの間、及びPINダイオードDと接地端子との間にはそれぞれ、インダクタL1及びL2が直列接続されている。PINダイオードDは、バイアス電圧+Vが印加さていないとき、すなわち、オフ状態においては、図19(B)のD′で示すように、寄生キャパシタンスCv′及び抵抗Rv′により、等価的に表すことができる。この寄生キャパシタンスCv′を積極的に利用して、特定の周波数帯f1でのアイソレーションを高めるために、キャパシタンスCv′と並列共振するためのインダクタLvがPINダイオードDに並列接続されている。なお、Cvは、直流阻止用コンデンサである。 Inductors L1 and L2 are connected in series between the control terminal to which the on / off bias voltage + V is applied and the PIN diode D, and between the PIN diode D and the ground terminal, respectively. The PIN diode D can be equivalently represented by a parasitic capacitance Cv ′ and a resistance Rv ′ as shown by D ′ in FIG. 19B when the bias voltage + V is not applied, that is, in the OFF state. it can. An inductor Lv for resonating in parallel with the capacitance Cv ′ is connected in parallel to the PIN diode D in order to positively utilize the parasitic capacitance Cv ′ to increase isolation in a specific frequency band f1. Cv is a DC blocking capacitor.
このような構成において、PINダイオードDに所定のバイアス電圧+Vが印加されているときには、PINダイオードDはオン状態になり、図20の太線で示すような周波数特性を呈する。これに対して、PINダイオードDにバイアス電圧+Vが印加されていないときには、PINダイオードDはオフ状態になり、図20の細線で示すような周波数特性を呈する。すなわち、特定の周波数帯f1において、図19(B)のD′に含まれる寄生キャパシタンスCv′と、インダクタLvとが共振することにより、この周波数帯f1における、アイソレーション(オン状態での出力とオフ状態での出力の比)が確保される。なお、このような従来の高周波スイッチは、下記特許文献1においても示されている。
上記従来の高周波スイッチは、1周波数帯だけを使用する通信機器等の切替制御には好適である。ところで、近年、1周波数帯のみならず、図6を用いて後述するが、2周波数帯以上の多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御にも、PINダイオードを用いた高周波スイッチを採用することが試みられている。しかしながら、上記従来の高周波スイッチでは、周波数帯f1におけるアイソレーションは確保できるものの、この周波数帯f1以外の特定の周波数帯、例えば、図20中の1.6GHz帯や2.5HzG帯では、PINダイオードのオン状態及びオフ状態における通過損失の差がなく、すなわち、十分なアイソレーションが確保できない。 The conventional high-frequency switch is suitable for switching control of a communication device or the like that uses only one frequency band. Incidentally, in recent years, as will be described later with reference to FIG. 6 in addition to one frequency band, a high-frequency switch using a PIN diode is also used for switching control in a communication device or the like that uses multiple frequency bands of two or more frequency bands. It has been tried. However, in the conventional high frequency switch, although isolation in the frequency band f1 can be secured, a PIN diode is used in a specific frequency band other than the frequency band f1, for example, the 1.6 GHz band and the 2.5 Hz G band in FIG. There is no difference in passage loss between the on state and the off state, that is, sufficient isolation cannot be ensured.
したがって、周波数帯f1に加えて、これら1.6GHz帯や2.5HzG帯等を使用する装置やシステムにおいては、これらの周波数帯の信号が、予期しない部位に混入するという問題が発生する。 Therefore, in a device or system that uses these 1.6 GHz band, 2.5 HzG band, and the like in addition to the frequency band f1, there arises a problem that signals in these frequency bands are mixed in unexpected parts.
また、近年、このような高周波スイッチが通信機器等の量産品に利用されることが多くなり、多周波数対応の高周波スイッチを大量生産することが必要になっている。このため、各高周波スイッチに対して、バラツキのない均一な周波数帯特性且つ好適なアイソレーション特性を有すること、仕様に応じて帯域幅調整が容易であること、設計及び調整が容易であること等、がより求められる傾向にある。 In recent years, such high-frequency switches are often used for mass-produced products such as communication devices, and it is necessary to mass-produce high-frequency switches for multiple frequencies. For this reason, each high-frequency switch has uniform frequency band characteristics and suitable isolation characteristics with no variation, easy bandwidth adjustment according to specifications, easy design and adjustment, etc. , Tend to be more demanded.
よって本発明は、上述した現状に鑑み、多周波数帯に対するアイソレーション特性に秀れ、通信機器等の量産品における周波数切替制御に好適な高周波スイッチ回路を提供することを課題としている。 Thus, the present invention is, in view of the situation described above, Xiu is the isolation characteristic for the multi-frequency band, and an object of the invention to provide a suitable high-frequency switch circuits to the frequency switching control in mass production, such as communications equipment.
上記課題を解決するためになされた請求項1記載の高周波スイッチ回路は、入力端と出力端との間に介設され、所定バイアス電圧に応答してオン状態になるPINダイオードと、前記PINダイオードに並列接続され、オフ状態にある前記PINダイオードの寄生キャパシタンスと第1周波数帯で共振する第1共振素子と、前記PINダイオード及び前記第1共振素子の双方に並列接続され、前記オフ状態にある前記PINダイオードの寄生キャパシタンスと前記第1周波数帯とは異なる第2周波数帯で共振する第2共振素子と、前記PINダイオードに並列接続されると共に前記第1共振素子に直列接続され、前記第2周波数帯の信号が前記第1共振素子を通過するのを阻止する第2周波数帯帯域阻止フィルタと、前記PINダイオードに並列接続されると共に前記第2共振素子に直列接続され、前記第1周波数帯の信号が前記第2共振素子を通過するのを阻止する第1周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される共振回路と、を有することを特徴とする。
The high-frequency switch circuit according to
請求項1記載の発明によれば、共振回路は、PINダイオードの寄生キャパシタンスと第1周波数帯で共振する第1共振素子と、この寄生キャパシタンスと第2周波数帯で共振する第2共振素子と、第2周波数帯の第1共振素子への通過を阻止する第2周波数帯帯域阻止フィルタと、第1周波数帯の第2共振素子への通過を阻止する第1周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される。これにより、PINダイオードのオフ状態において、第1周波数帯の信号が入力してきたときには、第2共振素子の影響を受けることなく第1共振素子がPINダイオードの寄生キャパシタンスと共振し、第2周波数帯の信号が入力してきたときには、第1共振素子の影響を受けることなく第2共振素子がPINダイオードの寄生キャパシタンスと共振する。これにより、第1周波数帯及び第2周波数帯の両周波数帯において、好適なアイソレーションが確保される。 According to the first aspect of the present invention, the resonant circuit includes a first resonant element that resonates in the first frequency band with the parasitic capacitance of the PIN diode, a second resonant element that resonates with the parasitic capacitance and the second frequency band, A second frequency band rejection filter that blocks passage of the second frequency band to the first resonance element, and a first frequency band rejection filter that blocks passage of the first frequency band to the second resonance element. Is done. Thus, when a signal in the first frequency band is input in the OFF state of the PIN diode, the first resonant element resonates with the parasitic capacitance of the PIN diode without being affected by the second resonant element, and the second frequency band. When the above signal is input, the second resonant element resonates with the parasitic capacitance of the PIN diode without being affected by the first resonant element. Thereby, suitable isolation is ensured in both the first frequency band and the second frequency band.
請求項1記載の発明によれば、共振回路は、PINダイオードの寄生キャパシタンスと第1周波数帯で共振する第1共振素子と、この寄生キャパシタンスと第2周波数帯で共振する第2共振素子と、第2周波数帯の第1共振素子への通過を阻止する第2周波数帯帯域阻止フィルタと、第1周波数帯の第2共振素子への通過を阻止する第1周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される。これにより、PINダイオードのオフ状態において、第1周波数帯の信号が入力してきたときには、第2共振素子の影響を受けることなく第1共振素子がPINダイオードの寄生キャパシタンスと共振し、第2周波数帯の信号が入力してきたときには、第1共振素子の影響を受けることなく第2共振素子がPINダイオードの寄生キャパシタンスと共振する。これにより、第1周波数帯及び第2周波数帯の両周波数帯において、好適なアイソレーションが確保可能となり、近年、増加傾向にある多周波数をしようとする通信機器等における切替制御が非常に有用となる。 According to the first aspect of the present invention, the resonant circuit includes a first resonant element that resonates in the first frequency band with the parasitic capacitance of the PIN diode, a second resonant element that resonates with the parasitic capacitance and the second frequency band, A second frequency band rejection filter that blocks passage of the second frequency band to the first resonance element, and a first frequency band rejection filter that blocks passage of the first frequency band to the second resonance element. Is done. Thus, when a signal in the first frequency band is input in the OFF state of the PIN diode, the first resonant element resonates with the parasitic capacitance of the PIN diode without being affected by the second resonant element, and the second frequency band. When the above signal is input, the second resonant element resonates with the parasitic capacitance of the PIN diode without being affected by the first resonant element. As a result, it is possible to secure suitable isolation in both the first frequency band and the second frequency band, and switching control in communication devices and the like that are increasing in recent years is very useful. Become.
[第1実施形態]
図1は、本発明の第1実施形態の高周波スイッチを示す回路図である。図2は、図1の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。ここで、この高周波スイッチは、例えば、5.8GHz帯及び1.6GHz帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端IN側に入力する両周波数帯の信号を出力端OUT側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
[First embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a high-frequency switch according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a frequency characteristic diagram of the high-frequency switch of FIG. 1 in an on state and an off state. Here, this high-frequency switch is used in, for example, a communication device or communication system that uses the 5.8 GHz band and the 1.6 GHz band, and passes both frequency band signals input to the input terminal IN side to the output terminal OUT side. It is assumed that it is used for switching control whether to pass or block passage.
図1に示すように、第1実施形態の高周波スイッチは、例えば、5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号が入力する入力端INとこれを出力する出力端OUTとの間に介設され、順方向の所定バイアス電圧に応答してオフ状態からオン状態、又はオン状態からオフ状態に変移するPINダイオードDを有する。入力端INとPINダイオードDとの間、及びPINダイオードDと出力端OUTとの間にはそれぞれ、直流阻止用のコンデンサC1及びC2が直列接続されている。 As shown in FIG. 1, the high frequency switch according to the first embodiment is interposed between an input terminal IN for inputting signals of 5.8 GHz band and 1.6 GHz band and an output terminal OUT for outputting the signals, for example. And a PIN diode D that changes from an off state to an on state or from an on state to an off state in response to a predetermined bias voltage in the forward direction. DC blocking capacitors C1 and C2 are connected in series between the input terminal IN and the PIN diode D and between the PIN diode D and the output terminal OUT, respectively.
また、オンオフ用のバイアス電圧+Vが印加される制御端子とPINダイオードDとの間、及びPINダイオードDと接地端子との間にはそれぞれ、インダクタL1及びL2が直列接続されている。PINダイオードDは、バイアス電圧+Vが印加さていないとき、すなわち、オフ状態においては、図19(B)のD′で示したような等価回路で表すことができる。 Inductors L1 and L2 are connected in series between the control terminal to which the on / off bias voltage + V is applied and the PIN diode D, and between the PIN diode D and the ground terminal, respectively. The PIN diode D can be represented by an equivalent circuit as indicated by D ′ in FIG. 19B when the bias voltage + V is not applied, that is, in the OFF state.
更に、PINダイオードDには、オフ状態におけるPINダイオードDの寄生キャパシタンスCvと、5.8GHz帯及び1.6GHz帯において共振する共振回路11が並列接続されている。この共振回路11は、並列接続された5.8GHz帯共振用インダクタL11a及び1.6GHz帯共振用インダクタL11bを含んで構成される。この5.8GHz帯共振用インダクタL11aには、1.6GHz帯帯域素子フィルタBRF11bが直列接続され、1.6GHz帯共振用インダクタL11bには、5.8GHz帯帯域素子フィルタBRF11aが直列接続されている。なお、C3は直流阻止用コンデンサである。
Further, a parasitic capacitance Cv of the PIN diode D in the OFF state and a
5.8GHz帯共振用インダクタL11aは、オフ状態にあるPINダイオードDの寄生キャパシタンスと5.8GHz帯で共振し、1.6GHz帯共振用インダクタL11bは、オフ状態にあるPINダイオードDの寄生キャパシタンスと1.6GHz帯で共振する。また、5.8GHz帯帯域素子フィルタBRF11aは、5.8GHz帯の信号が1.6GHz帯共振用インダクタL11bを通過するのを阻止し、1.6GHz帯帯域素子フィルタBRF11bは、1.6GHz帯の信号が5.8GHz帯共振用インダクタL11aを通過するのを阻止する。 The 5.8 GHz band resonance inductor L11a resonates in the 5.8 GHz band with the parasitic capacitance of the PIN diode D in the off state, and the 1.6 GHz band resonance inductor L11b has the parasitic capacitance of the PIN diode D in the off state. Resonates at 1.6 GHz band. Further, the 5.8 GHz band device filter BRF11a prevents a 5.8 GHz band signal from passing through the 1.6 GHz band resonance inductor L11b, and the 1.6 GHz band device filter BRF11b The signal is prevented from passing through the 5.8 GHz band resonance inductor L11a.
5.8GHz帯帯域素子フィルタBRF11aは、周知のように、並列接続されたインダクタL113及びコンデンサC113から構成され、上述のように5.8GHz帯の信号を通過阻止するような値になっている。1.6GHz帯帯域素子フィルタBRF11bも、周知のように、並列接続されたインダクタL111及びコンデンサC111から構成され、上述のように1.6GHz帯の信号を通過阻止するような値になっている。 As is well known, the 5.8 GHz band device filter BRF11a is composed of an inductor L113 and a capacitor C113 connected in parallel, and has a value that prevents passage of a 5.8 GHz band signal as described above. As is well known, the 1.6 GHz band device filter BRF11b is also composed of an inductor L111 and a capacitor C111 connected in parallel, and has a value that prevents passage of a 1.6 GHz band signal as described above.
このような構成において、PINダイオードDに所定のバイアス電圧+Vが印加されているときには、PINダイオードDはオン状態になり、図2の太線で示すような周波数特性を呈する。このときには、入力端INに入力する5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端OUT側に通過することができる。 In such a configuration, when a predetermined bias voltage + V is applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned on and exhibits a frequency characteristic as shown by a thick line in FIG. At this time, both 5.8 GHz band and 1.6 GHz band signals input to the input terminal IN can pass through to the output terminal OUT side with almost no loss.
これに対して、PINダイオードDにバイアス電圧+Vが印加されていないときには、PINダイオードDはオフ状態になり、図2の細線で示すような周波数特性を呈する。すなわち、5.8GHz帯の信号は、5.8GHz帯域阻止フィルタBRF11aによって1.6GHz帯共振用インダクタL11b側への通過が阻止されるので、PINダイオードDはオフ状態においては、1.6GHz帯共振用インダクタL11bの影響を受けることなく、PINダイオードDの寄生キャパシタンスと5.8GHz帯共振用インダクタL11aとが共振する。これにより、図2中、f1で示すように、5.8GHz帯の信号に対しては、−25dB〜−20dB程度の通過損失が発生する。5.8GHz帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。 On the other hand, when the bias voltage + V is not applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned off and exhibits frequency characteristics as indicated by a thin line in FIG. That is, the 5.8 GHz band signal is blocked from passing to the 1.6 GHz band resonance inductor L11b by the 5.8 GHz band rejection filter BRF11a, and therefore the PIN diode D is in the 1.6 GHz band resonance in the OFF state. The parasitic capacitance of the PIN diode D and the 5.8 GHz band resonance inductor L11a resonate without being affected by the inductor L11b. As a result, as indicated by f1 in FIG. 2, a pass loss of about −25 dB to −20 dB occurs for a signal of 5.8 GHz band. As is clear from comparison with the on-state passage loss in the 5.8 GHz band, it can be seen that sufficient isolation is ensured.
また、1.6GHz帯の信号は、1.6GHz帯域阻止フィルタBRF11bによって5.8GHz帯共振用インダクタL11a側への通過が阻止されるので、PINダイオードDはオフ状態においては、5.8GHz帯共振用インダクタL11aの影響を受けることなく、PINダイオードDの寄生キャパシタンスと1.6GHz帯共振用インダクタL11bとが共振する。これにより、図2中、f2で示すように、1.6GHz帯の信号に対しても、−25dB〜−20dB程度の損失が発生する。1.6GHz帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、上記2つの周波数帯において、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。 Since the 1.6 GHz band signal is blocked from passing to the 5.8 GHz band resonance inductor L11a by the 1.6 GHz band blocking filter BRF11b, the PIN diode D is 5.8 GHz band resonance in the off state. The parasitic capacitance of the PIN diode D and the 1.6 GHz band resonance inductor L11b resonate without being affected by the inductor L11a. As a result, as indicated by f2 in FIG. 2, a loss of about −25 dB to −20 dB occurs even for a 1.6 GHz band signal. As is clear from comparison with the on-state passage loss in the 1.6 GHz band, it can be seen that sufficient isolation is ensured in the two frequency bands.
このように、第1実施形態によれば、使用する周波数帯に応じた共振用インダクタンスと、帯域阻止フィルタとを組み合わせることにより、3周波数帯以上を使用する通信機器や通信システムにも同様に適用可能となる。帯域阻止フィルタは、上記実施形態で例示したように、共振用インダクタの片端のみならず、両端に直列接続するようにしてもよい。また、上記実施形態では、5.8GHz帯及び1.6GHz帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様である。 Thus, according to the first embodiment, the present invention is similarly applied to communication devices and communication systems that use three or more frequency bands by combining the resonance inductance corresponding to the frequency band to be used and the band rejection filter. It becomes possible. As illustrated in the above embodiment, the band rejection filter may be connected in series not only to one end of the resonance inductor but also to both ends. In the above embodiment, application to the 5.8 GHz band and the 1.6 GHz band is exemplified, but the same applies to combinations of other frequency bands.
なお、この第1実施形態は請求項1、2に対応する。詳しくは、この実施形態1の5.8GHz帯及び1.6GHz帯はそれぞれ、請求項2の第1周波数帯及び第2周波数帯に対応し、5.8GHz帯共振用インダクタL11a及び1.6GHz帯共振用インダクタL11bはそれぞれ、請求項2の第1共振素子及び第2共振素子に対応し、5.8GHz帯域阻止フィルタBRF11a及び1.6GHz帯域阻止フィルタBRF11bはそれぞれ、請求項2の第1周波数帯帯域阻止フィルタ及び第2周波数帯帯域阻止フィルタに対応する。
This first embodiment corresponds to
[第1参考例]
図3は、第1参考例の高周波スイッチを示す回路図である。ここでも、この高周波スイッチは、例えば、5.8GHz帯及び1.6GHz帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端IN側に入力する両周波数帯の信号を出力端OUT側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
[ First Reference Example ]
FIG. 3 is a circuit diagram showing the high-frequency switch of the first reference example . Again, this high frequency switch is used, for example, in a communication device or communication system that uses the 5.8 GHz band and the 1.6 GHz band, and passes both frequency band signals input to the input terminal IN side to the output terminal OUT side. It is assumed that it is used for switching control whether to pass or block passage.
図3に示すように、第1参考例の高周波スイッチは、上記図1の第1実施形態の高周波スイッチにおける共振回路11が、共振回路12に置換された構成になっている。したがって、ここでは、図1と共通する部分には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
As shown in FIG. 3, the high-frequency switch of the first reference example has a configuration in which the
第1参考例の高周波スイッチにおいて、共振回路12は、PINダイオードDに並列接続されたLC梯子型回路により構成されている。すなわち、この共振回路12は、インダクタL12aに対して、コンデンサC12b及びインダクタL12bが並列接続された回路が、直列接続されて構成されている。なお、C12aは、直流阻止用コンデンサである。
In the high frequency switch of the first reference example , the
このようなLC梯子型回路において、各コンデンサ及びインダクタの値を適宜に調整することにより、PINダイオードDのオフ状態における寄生キャパシタンスを利用して5.8GHz帯及び1.6GHz帯で共振させることができる。このようなLC梯子型回路により構成される共振回路12が、この参考例においてはアイソレーション特性の向上のために用いられている。
In such an LC ladder type circuit, by appropriately adjusting the values of the capacitors and the inductor, the parasitic capacitance in the OFF state of the PIN diode D can be used to resonate in the 5.8 GHz band and the 1.6 GHz band. it can. In this reference example , the
このような構成において、PINダイオードDに所定のバイアス電圧+Vが印加されているときには、PINダイオードDはオン状態になり、第1実施形態と同様、図2の太線で示したような周波数特性を呈する。このときには、入力端INに入力する5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端OUT側に通過することができる。 In such a configuration, when a predetermined bias voltage + V is applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned on, and the frequency characteristic as shown by the thick line in FIG. 2 is obtained as in the first embodiment. Present. At this time, both 5.8 GHz band and 1.6 GHz band signals input to the input terminal IN can pass through to the output terminal OUT side with almost no loss.
これに対して、PINダイオードDにバイアス電圧+Vが印加されていないときには、PINダイオードDはオフ状態になり、第1実施形態と同様、図2の細線で示したような周波数特性を呈する。すなわち、PINダイオードDの寄生キャパシタンスと、上記LC梯子型回路で構成される共振回路12とが、5.8GHz帯及び1.6GHz帯で共振する。これにより、図2中、f1及びf2で示すように、5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号に対して、−25dB〜−20dB程度の通過損失が発生する。これらの周波数帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、上記2つの周波数帯において、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。
On the other hand, when the bias voltage + V is not applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned off and exhibits frequency characteristics as shown by the thin line in FIG. 2 as in the first embodiment. That is, the parasitic capacitance of the PIN diode D and the
このように、第1参考例によれば、上記LC梯子型回路で構成される共振回路12を利用することにより、簡易な構成でありながら、5.8GHz帯及び1.6GHz帯において、好適なアイソレーションが確保できる。上記参考例では、5.8GHz帯及び1.6GHz帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様である。このような第1参考例の高周波スイッチは、例えば、2周波数帯を使用する通信機器や通信システムに適用可能となる。
As described above, according to the first reference example , by using the
[第2参考例]
図4は、本発明の第2参考例の高周波スイッチを示す回路図である。図5は、図4の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。ここで、この高周波スイッチは、例えば、5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端IN側に入力する両周波数帯の信号を出力端OUT側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
[ Second Reference Example ]
FIG. 4 is a circuit diagram showing a high frequency switch of a second reference example of the present invention. FIG. 5 is a frequency characteristic diagram of the high-frequency switch of FIG. 4 in an on state and an off state. Here, this high frequency switch is used for a communication device or a communication system using, for example, a 5.8 GHz band, a 2.5 GHz band, and a 1.6 GHz band, and outputs signals in both frequency bands that are input to the input terminal IN side. It is assumed that it is used for switching control whether to pass to the end OUT side or to prevent passage.
図4に示すように、第2参考例の高周波スイッチは、上記図3の第1参考例の高周波スイッチにおける、LC梯子型回路で構成される共振回路12が、3周波数帯対応のLC梯子型回路で構成される共振回路13に置換された構成になっている。したがって、ここでも重複する説明は省略する。
As shown in FIG. 4, the high frequency switch of the second reference example is an LC ladder type corresponding to three frequency bands, in which the
第2参考例の高周波スイッチにおいて、共振回路13は、PINダイオードDに並列接続された3周波数帯対応のLC梯子型回路により構成されている。すなわち、この共振回路13は、図3の共振回路12のLC梯子型回路に、コンデンサC13c及びインダクタL13cの並列接続回路が一段だけ増設されたLC梯子型回路により構成されている。なお、C13a及びC13bはコンデンサ(C13aは直流阻止用コンデンサ)を示し、L13a及びL13bはインダクタを示す。
In the high frequency switch of the second reference example , the
このようなLC梯子型回路において、各コンデンサ及びインダクタの値を適宜に調整することにより、PINダイオードDのオフ状態における寄生キャパシタンスを利用して5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯で共振させることができる。このようなLC梯子型回路により構成される共振回路13が、この参考例においてはアイソレーション特性の向上のために用いられている。
In such an LC ladder type circuit, by appropriately adjusting the values of the capacitors and the inductor, the parasitic capacitance in the OFF state of the PIN diode D is used to make use of the 5.8 GHz band, 2.5 GHz band, and 1.6 GHz band. Can be made to resonate. In this reference example , the
このような構成において、PINダイオードDに所定のバイアス電圧+Vが印加されているときには、PINダイオードDはオン状態になり、第1実施形態及び第1参考例と同様、図5の太線で示すような周波数特性を呈する。このときには、入力端INに入力する5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端OUT側に通過することができる。 In such a configuration, when a predetermined bias voltage + V is applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned on, as shown by the thick line in FIG. 5, as in the first embodiment and the first reference example . Exhibits frequency characteristics. At this time, 5.8 GHz band, 2.5 GHz band, and 1.6 GHz band signals input to the input terminal IN can pass to the output terminal OUT side with almost no loss.
これに対して、PINダイオードDにバイアス電圧+Vが印加されていないときには、PINダイオードDはオフ状態になり、図5の細線で示すような周波数特性を呈する。すなわち、PINダイオードDの寄生キャパシタンスと、上記LC梯子型回路で構成される共振回路13とが、5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯で共振する。これにより、図5中、f1及びf2で示すように、5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号に対しては、−25dB〜−20dB程度の通過損失が発生し、f3で示すように、2.5GHz帯の信号に対しても、−15dB程度の通過損失が発生する。これらの周波数帯におけるオン状態の通過損失と比較すれば明らかなように、上記3つの周波数帯において、十分なアイソレーションが確保されていることがわかる。
On the other hand, when the bias voltage + V is not applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned off and exhibits frequency characteristics as indicated by a thin line in FIG. That is, the parasitic capacitance of the PIN diode D and the
このように、第2参考例によれば、上記LC梯子型回路で構成される共振回路13を利用することにより、簡易な構成でありながら、5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯において、好適なアイソレーションが確保できる。上記参考例では、5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様である。このような第2参考例の高周波スイッチは、例えば、以下の図6に示すような3周波数帯を使用する通信機器や通信システムに適用可能となる。
Thus, according to the second reference example , the 5.8 GHz band, the 2.5 GHz band, and the 1.6 GHz band are obtained by using the
[第3参考例]
図6は、上記第2参考例の高周波スイッチを利用した車載通信システムを示すブロック図である。図7は、図6の車載通信システムにおける高周波スイッチ回路部を示す回路図である。
[ Third reference example ]
FIG. 6 is a block diagram showing an in-vehicle communication system using the high frequency switch of the second reference example . FIG. 7 is a circuit diagram showing a high-frequency switch circuit unit in the in-vehicle communication system of FIG.
図6に示すように、この車載通信システムは、高周波スイッチ回路部1を経由して、3周波アンテナ(3周波数帯対応アンテナ)2が、1.6GHz帯受信器3、2.5GHz帯受信器4、及び5.8GHz帯受信器5a、並びに5.8GHz帯送信機5bに接続されている。なお、アンテナ共用器等は省略されている。ここで、1.6GHz帯受信器3はGPS(全地球測位システム)受信器を想定し、2.5GHz帯受信器4はVICS(道路交通情報通信システム)受信器を想定し、5.8GHz帯受信器5a及び5.8GHz帯送信機5bはDSRC(狭域通信)/ETC(自動料金収受システム)送受信器を想定している。
As shown in FIG. 6, this in-vehicle communication system includes a three-frequency antenna (antenna corresponding to three frequency bands) 2 via a high-frequency
1.6GHz帯受信器3としてのGPS受信器は、1.6GHz帯の受信専用器であり、この周波数帯の受信信号を復調して、測位に必要な情報や時刻情報を抽出する。2.5GHz帯受信器4としてのVICS受信器は、2.5GHz帯の受信専用器であり、この周波数帯の受信信号を復調して、渋滞、事故、交通規制、駐車場等の交通情報を抽出する。5.8GHz帯受信器5a及び5.8GHz帯送信機5bとしてのDSRC/ETC送受信器は、5.8GHz帯の送受信器であり、この周波数帯を使用して、料金収受等に係る各種制御信号の変復調を行う。なお、これら送受信器は周知である。
The GPS receiver as the 1.6
3周波数アンテナ2は、例えば、上記特許文献2に示されるアンテナであり、1.6GHz帯無線波、2.5GHz帯無線波及び5.8GHz帯無線波を共に実用的なレベルで送受信可能である。1.6GHz帯無線波は、GPS衛星から送信されてくる測位用のGPS信号を含む。2.5GHz帯無線波は、路側器からのビーコンやFM多重放送等を使って送信されてくる、渋滞、事故、交通規制、駐車場等の交通情報を含む。5.8GHz帯無線波は、ITS(高度道路交通システム)等で想定される電波の到達距離が数メートルの狭域通信にて利用される信号を含み、特に、自動車が高速道路等の料金所を通過する際、ゲート側の路側機と車両側の車載機との間で通信を行うための制御信号を含む。
The three-
高周波スイッチ回路部1は、図7に示すように、一対の高周波スイッチから構成される。図中、左側の高周波スイッチは、上記図4の第2参考例の高周波スイッチで構成され、コンデンサC1a、C2a、インダクタL1a、L2a、PINダイオードDaはそれぞれ、図4のコンデンサC1、C2、インダクタL1、L2、PINダイオードDと同等である。したがって、重複説明は省略するが、共振回路13を構成する各コンデンサ及びインダクタは、図4を用いて説明した通り、5.8GHz帯、2.5GHz帯及び1.6GHz帯に対応するような値になっている。
As shown in FIG. 7, the high-frequency
また、図中、右側の高周波スイッチもまた、上記図4の高周波スイッチで構成され、コンデンサC1b、C2b、インダクタL1b、L2b、PINダイオードDbはそれぞれ、図4のコンデンサC1、C2、インダクタL1、L2、PINダイオードDと同等である。但し、この右側の高周波スイッチは、送信部分、すなわち、5.8GHz帯送信器5bに係るものであるため、共振回路13なしとしてもよい。この理由は、大電力信号を出力する送信部分に微弱の受信信号が混入しても、さほど問題にならないためである。しかしながら、これは送信部分の設計に依存してシステムによって変わることもあるので、ここにも共振回路13を接続する方がより好ましい。
In addition, the right-side high-frequency switch in the figure is also composed of the high-frequency switch shown in FIG. 4, and the capacitors C1b and C2b, the inductors L1b and L2b, and the PIN diode Db are respectively the capacitors C1 and C2, and the inductors L1 and L2 shown in FIG. , Equivalent to the PIN diode D. However, the high-frequency switch on the right side is related to the transmission portion, that is, the 5.8 GHz band transmitter 5b, and therefore may not have the
また、バイアス電圧+Va及び+Vbは、端子1cを端子1aと接続するか、或いは、端子1bと接続するかを制御するものである。 The bias voltages + Va and + Vb are used to control whether the terminal 1c is connected to the terminal 1a or the terminal 1b.
このような構成の車載通信システムにおいて、3周波数アンテナ2にて受信された1.6GHz帯、2.5GHz帯及び/又は5.8GHz帯の受信信号は、実線矢印で示すように、高周波スイッチ回路部1を経由して、1.6GHz帯受信器3、2.5GHz帯受信器4、及び5.8GHz帯受信器5a、に入力して、それぞれの処理が行われる。
In the in-vehicle communication system having such a configuration, the received signal in the 1.6 GHz band, 2.5 GHz band and / or 5.8 GHz band received by the three-
詳しくは、このとき、バイアス電圧+Vaのみが印加されており、バイアス電圧+Vbは0Vとなっている。このため、3周波数アンテナ2からの受信信号は、ほとんど損失することなく端子1aに伝送されるのに対して、端子1bに対してはほとんど伝送されない。
Specifically, at this time, only the bias voltage + Va is applied, and the bias voltage + Vb is 0V. For this reason, the received signal from the three-
一方、5.8GHz帯送信器5bからの5.8GHz帯の送信信号は、点線矢印で示すように、高周波スイッチ回路部1を経由して、3周波数アンテナ2に至り、所定の路側器等に送信される。
On the other hand, the 5.8 GHz band transmission signal from the 5.8 GHz band transmitter 5b reaches the three-
詳しくは、このとき、バイアス電圧+Vbのみが印加されており、バイアス電圧+Vaは0Vとなっている。このため、端子1bからの送信信号は、ほとんど損失することなく3周波数アンテナ2に伝送されるのに対して、端子1aに対してはほとんど伝送されない。
Specifically, at this time, only the bias voltage + Vb is applied, and the bias voltage + Va is 0V. For this reason, the transmission signal from the terminal 1b is transmitted to the three-
このように第3参考例によれば、近年、共存して車載されることが多くなった、GPS受信器、VICS受信器及びDSRC/ETC送受信器を含んで構成される車載通信システムにおいて、各機器の使用周波数帯において、好適なアイソレーションが確保できる。特に、送信機能も有するDSRC/ETC送受信器からの送信信号が、GPS受信器等の他の受信器に混入するのを効果的に防止することができる。 As described above, according to the third reference example , in the in-vehicle communication system configured to include a GPS receiver, a VICS receiver, and a DSRC / ETC transmitter / receiver, which has been frequently installed in the vehicle in recent years, Suitable isolation can be ensured in the frequency band used by the device. In particular, it is possible to effectively prevent a transmission signal from a DSRC / ETC transceiver having a transmission function from being mixed into another receiver such as a GPS receiver.
[第4参考例]
図8は、本発明の第4参考例の高周波スイッチを示す平面回路図である。図9(A)及び図9(B)は、1.6GHz帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。図10(A)及び図10(B)は、2.5GHz帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。図11(A)及び図11(B)は、5.8GHz帯におけるバラツキ改善例を示すグラフである。図12は、本発明の第4参考例の高周波スイッチの変形例を示す平面回路図である。
[ Fourth Reference Example ]
FIG. 8 is a plan circuit diagram showing a high-frequency switch according to a fourth reference example of the present invention. FIGS. 9A and 9B are graphs showing an example of variation improvement in the 1.6 GHz band. FIG. 10A and FIG. 10B are graphs showing an example of variation improvement in the 2.5 GHz band. FIG. 11A and FIG. 11B are graphs showing an example of variation improvement in the 5.8 GHz band. FIG. 12 is a plan circuit diagram showing a modification of the high-frequency switch of the fourth reference example of the present invention.
上記図4に示したような、高周波スイッチは、複数の所望の周波数帯において、それぞれ好適なアイソレーション特性を有するもの、LC梯子型回路を構成するインダクタ及びコンデンサを全て集中定数としているため、大量生産時に共振周波数にバラツキが発生するという改善点が残されている。通常、集中定数のインダクタ及びコンデンサにはそれぞれ、±10%及び±5%のバラツキが発生することがわかっている。 The high frequency switch as shown in FIG. 4 has a suitable isolation characteristic in each of a plurality of desired frequency bands, and the inductor and the capacitor constituting the LC ladder circuit are all lumped constants. There remains an improvement in that the resonance frequency varies during production. Usually, it is known that variations of ± 10% and ± 5% occur in lumped constant inductors and capacitors, respectively.
このような集中定数のインダクタ及びコンデンサを用いた図4に示したような高周波スイッチの10個の試作品によると、例えば、1.6GHz帯においては、図9(B)に示すように、130MHzのバラツキ、2.5GHz帯においては、図10(B)に示すように、230MHzのバラツキ、5.8GHz帯においては、図11(B)に示すように、220MHzのバラツキが発生していることがわかる。 According to 10 prototypes of the high-frequency switch as shown in FIG. 4 using such a lumped constant inductor and capacitor, for example, in the 1.6 GHz band, as shown in FIG. In the 2.5 GHz band, as shown in FIG. 10 (B), there is a 230 MHz variation, and in the 5.8 GHz band, there is a 220 MHz variation as shown in FIG. 11 (B). I understand.
このようなバラツキを縮小するために、第4参考例では、LC梯子型回路を構成するインダクタのみを、マイクロストリップ構造の平面回路として構成する。すなわち、図8に示すように、例えば、図4に示したような高周波スイッチのインダクタのみを、例えば、基板裏面に、マイクロストリップ構造の平面回路として形成する。インダクタのみを、マイクロストリップ構造の平面回路とする理由は、バラツキを縮小しつつ、小型化の観点からさほど不利にならないようにするためである。 In order to reduce such variation, in the fourth reference example , only the inductor constituting the LC ladder circuit is configured as a planar circuit having a microstrip structure. That is, as shown in FIG. 8, for example, only the inductor of the high-frequency switch as shown in FIG. 4 is formed as a planar circuit having a microstrip structure on the back surface of the substrate, for example. The reason why only the inductor is a planar circuit having a microstrip structure is to reduce the variation and not to be disadvantageous from the viewpoint of miniaturization.
例えば、インダクタ及びコンデンサを共に、マイクロストリップ構造の平面回路とすると必然的に基板が大型化することになるが、上述のようによりコンデンサに比べて大きなバラツキを有するインダクタのみをマイクロストリップ構造の平面回路とすることにより、バラツキを縮小し、かつ、基板の大型化を適度に抑えている。補足すると、基板の誘電体の比誘電率が低い場合にコンデンサをマイクロストリップ構造の平面回路とすると、より基板を大型化する必要がでてくるが、インダクタのみをマイクロストリップ構造の平面回路とすることにより、これを回避している。 For example, if both the inductor and the capacitor are formed as a microstrip structure planar circuit, the substrate will inevitably increase in size. However, as described above, only the inductor having a large variation compared to the capacitor is used as the microstrip structure planar circuit. Thus, the variation is reduced and the increase in the size of the substrate is moderately suppressed. Supplementally, if the capacitor has a microstrip structure planar circuit when the dielectric constant of the substrate dielectric is low, it will be necessary to enlarge the substrate, but only the inductor will be a microstrip structure planar circuit. This avoids this.
なお、図8において、マイクロストリップ構造の平面回路の等価インダクタンスをLEとすると、その値は以下の式で近似することができる。 In FIG. 8, if the equivalent inductance of the planar circuit having the microstrip structure is LE, the value can be approximated by the following equation.
LE=Z0×L/vg L E = Z 0 × L / v g
上式において、Z0はマイクロストリップ構造の平面回路の特性インピーダンス、Lはマイクロストリップ構造の平面回路の長さ、vgはマイクロストリップ構造の平面回路における群速度である。 In the above equation, Z 0 is the characteristic impedance of the planar circuit microstrip structure, L is the length of the planar circuit microstrip structure, v g is the group velocity in the plane circuit microstrip structure.
図8に示したような高周波スイッチの10個の試作品によると、例えば、1.6GHz帯においては、図9(A)に示すように、30MHzのバラツキ、2.5GHz帯においては、図10(A)に示すように、60MHzのバラツキ、5.8GHz帯においては、図11(A)に示すように、50MHzのバラツキに縮小されていることがわかる。すなわち、いずれの周波数帯域においても、バラツキは25%程度に縮小していることがわかる。 According to ten prototypes of the high-frequency switch as shown in FIG. 8, for example, in the 1.6 GHz band, as shown in FIG. 9A, in the variation of 30 MHz, in the 2.5 GHz band, FIG. As shown in FIG. 11A, it can be seen that in the 60 MHz variation and 5.8 GHz band, as shown in FIG. 11A, the variation is reduced to 50 MHz. That is, in any frequency band, it can be seen that the variation is reduced to about 25%.
なお、図12の変形例に示すように、LC梯子型回路を構成するインダクタ及びコンデンサを共に、マイクロストリップ構造の平面回路として構成することも可能である。但し、この場合には、基板の必要以上の大型化を防止するため、インダクタ及びコンデンサをそれぞれ、基板の裏面及び表面に分けて形成する。なお、インダクタ及びコンデンサと、基板の裏面及び表面との関係は、逆であってもよい。 As shown in the modification of FIG. 12, both the inductor and the capacitor constituting the LC ladder circuit can be configured as a planar circuit having a microstrip structure. However, in this case, in order to prevent the substrate from becoming larger than necessary, the inductor and the capacitor are formed separately on the back surface and the front surface of the substrate, respectively. Note that the relationship between the inductor and the capacitor and the back surface and front surface of the substrate may be reversed.
なお、図12において、マイクロストリップ構造の平面回路の等価インダクタンスをLEとすると、その値は以下の式で近似することができる。 In FIG. 12, the equivalent inductance of the planar circuit of microstrip When L E, the value can be approximated by the following equation.
LE=Z0×L/vg L E = Z 0 × L / v g
上式において、Z0はマイクロストリップ構造の平面回路の特性インピーダンス、Lはマイクロストリップ構造の平面回路の長さ、vgはマイクロストリップ構造の平面回路における群速度である。 In the above equation, Z 0 is the characteristic impedance of the planar circuit microstrip structure, L is the length of the planar circuit microstrip structure, v g is the group velocity in the plane circuit microstrip structure.
また、マイクロストリップ構造の平面回路の等価キャパシタンスをCEとすると、その値は以下の式で近似することができる。 If the equivalent capacitance of a planar circuit having a microstrip structure is CE , the value can be approximated by the following equation.
CE=εr×A/d C E = ε r × A / d
上式において、εrは基板の誘電体の比誘電率、Aはキャパシタンスの面積、dは基板の厚さである。 In the above equation, ε r is the relative dielectric constant of the dielectric of the substrate, A is the area of the capacitance, and d is the thickness of the substrate.
図12に示したような高周波スイッチの10個の試作品によると、インダクタ及びコンデンサの両方のバラツキを縮小できるので、1.6GHz帯、2.5GHz帯及び5.8GHz帯共に、図9(A)、図10(A)及び図11(A)に示した以上に、バラツキを縮小することができる。 According to the 10 prototypes of the high-frequency switch as shown in FIG. 12, the variation of both the inductor and the capacitor can be reduced. Therefore, the 1.6 GHz band, the 2.5 GHz band, and the 5.8 GHz band are all shown in FIG. ), The variation can be reduced more than that shown in FIGS. 10 (A) and 11 (A).
このように第4参考例によれば、大量生産時において各高周波スイッチ回路の共振周波数のバラツキを縮小させることができる。したがって、均一な周波数帯で好適なアイソレーションを確保可能になり、高周波スイッチ回路及びこれを用いた製品の大量生産に有利となる。また、インダクタのみをマイクロストリップ構造の平面回路としたり、マイクロストリップ構造の平面回路のインダクタ及びコンデンサをそれぞれ基板の表面又は裏面のいずれかに分けて形成することにより、小型化の点でもさほど不利にはならない。なお、図3に示すような高周波スイッチに対しても、同様に、インダクタ及び/又はコンデンサのマイクロストリップ構造の平面回路として構成することにより、上記と同等の効果を得ることができる。 As described above, according to the fourth reference example , it is possible to reduce the variation in the resonance frequency of each high-frequency switch circuit during mass production. Accordingly, it is possible to ensure suitable isolation in a uniform frequency band, which is advantageous for mass production of a high-frequency switch circuit and a product using the same. In addition, by making only the inductor a microstrip structure planar circuit, or by forming the microstrip structure planar circuit inductor and capacitor separately on either the front surface or the back surface of the substrate, it is also disadvantageous in terms of miniaturization. Must not. Similarly, the high frequency switch as shown in FIG. 3 can be similarly configured as a planar circuit having a microstrip structure of an inductor and / or a capacitor, thereby obtaining the same effect as described above .
[第5参考例]
図13及び図14は、本発明の第5参考例を説明するための図である。図15及び図16は、本発明の第5参考例を説明するためのグラフである。なお、図13及び図14はそれぞれ、第5参考例をより簡潔に理解するために、図3及び図4に示した回路図に対して、別符号を付したものである。
[ Fifth Reference Example ]
13 and 14 are diagrams for explaining a fifth reference example of the present invention. 15 and 16 are graphs for explaining a fifth reference example of the present invention. In addition, in order to understand a 5th reference example more concisely, FIG.13 and FIG.14 attaches another code | symbol with respect to the circuit diagram shown in FIG.3 and FIG.4, respectively.
上記図4に示したような高周波スイッチは、複数の所望の周波数帯において、それぞれ好適なアイソレーション特性を有するものの、各周波数帯における帯域幅の調整方法については、確立された方法はなかった。例えば、上記図6及び図7に示したような車載通信システムにおいて、仕様により、GPS受信器に対応する1.6GHz帯を狭くし、DSRC/ETC送受信器に対応する2.5GHz帯を広めにしたい場合がある。このような場合、従来、試行錯誤的に、インダクタ及びコンデンサ等の値を変更することにより各周波数帯の帯域幅を調整するしかなかったため、多大な時間を要していた。第5参考例はこの問題を解決する。 The high-frequency switch as shown in FIG. 4 has suitable isolation characteristics in a plurality of desired frequency bands, but there has been no established method for adjusting the bandwidth in each frequency band. For example, in the in-vehicle communication system as shown in FIG. 6 and FIG. 7, the 1.6 GHz band corresponding to the GPS receiver is narrowed and the 2.5 GHz band corresponding to the DSRC / ETC transceiver is widened according to the specifications. You may want to In such a case, conventionally, since it has been necessary to adjust the bandwidth of each frequency band by changing the values of the inductor, the capacitor, and the like by trial and error, a long time has been required. The fifth reference example solves this problem.
図13及び図14に示すような、高周波スイッチ回路に含まれる、N周波数帯対応LC梯子型回路のインピーダンスZNは、一般的に下記式(1)で表現できる。ここで、図13及び図14における、CPは計算の利便性により、C1と表記している。 As shown in FIGS. 13 and 14, included in the high-frequency switch circuit, the impedance Z N of N frequency bands corresponding LC ladder circuit can generally represented by the following formula (1). Here, in FIGS. 13 and 14, the convenience of the C P is calculated and denoted as C 1.
図13及び図14にそれぞれ示すような、2周波数帯対応LC梯子型回路のインピーダンスZ2及び3周波数帯対応LC梯子型回路のインピーダンスZ3はそれぞれ、上記式(1)の特殊ケースとして、下記式(2)及び式(3)のように表すことができる。
As shown respectively in FIGS. 13 and 14, respectively the impedance Z 3 of the impedance Z 2 and 3 the frequency band corresponding
ここで、式(2)及び式(3)の分母は、それぞれω2に関する2次方程式及び3次方程式となっていることがわかる。このことから、式(2)及び式(3)の分母を0とする、すなわち、インピーダンスを無限大にする(オフ時のアイソレーションを高くする)周波数は、それぞれ、2つ及び3つあることがわかり、複数の周波数において、このようなLC梯子型回路を用いた高周波スイッチが高いアイソレーション特性を持つことが示される。また、式(2)及び式(3)の分母に含まれるパラメータ(各素子の値)のうち、パラメータC1=CPはPINダイオードにより決定される固有値であるが、この他に自由に調整可能なパラメータがそれぞれ、式(2)の分母では3つ及び式(3)の分母では5つあることがわかる。したがって、求める解の数よりも、パラメータの数の方が多いので、アイソレーション周波数(上記共振周波数に対応)を固定した場合に、パラメータの取り方に自由度がある。 Here, it can be seen that the denominators of the equations (2) and (3) are a quadratic equation and a cubic equation with respect to ω 2 , respectively. From this, there are two and three frequencies at which the denominator of Equations (2) and (3) is 0, that is, the impedance is infinite (isolation at OFF is increased), respectively. It can be seen that a high frequency switch using such an LC ladder circuit has high isolation characteristics at a plurality of frequencies. Also, of the formula (2) and parameters included in the denominator of equation (3) (the value of each element), but the parameters C 1 = C P is the eigenvalues determined by the PIN diode, freely adjusted to Other It can be seen that there are three possible parameters in the denominator of equation (2) and five in the denominator of equation (3), respectively. Accordingly, since the number of parameters is larger than the number of solutions to be obtained, when the isolation frequency (corresponding to the resonance frequency) is fixed, there is a degree of freedom in taking parameters.
具体的な計算方法を図15及び図16を用いて説明する。図15は、図13の回路に対応し、2周波数帯用の計算結果である。図15においては、アイソレーション周波数を1.6GHz帯及び5.8GHz帯に固定して計算した。3つのパラメータC2、L1、L2のうちのパラメータC2を可変させ、アイソレーション周波数を固定するために、他の2つのパラメータL1、L2を調整した、3つの計算例を図15のグラフの上に示している。
A specific calculation method will be described with reference to FIGS. FIG. 15 corresponds to the circuit of FIG. 13 and shows calculation results for two frequency bands. In FIG. 15, the calculation was performed with the isolation frequency fixed at 1.6 GHz band and 5.8 GHz band. Three parameters C 2, L 1, the parameter C 2 of the L 2 is varied, the figures to secure the isolation frequency, the other two
図15からわかるように、パラメータC2を小さくすると、1.6GHz帯が広くなり、5.8GHz帯が狭くなる。パラメータC2を大きくすると、逆に、1.6GHz帯が狭くなり、5.8GHz帯が広くなる。このように各周波数帯の帯域幅はトレードオフの関係にあるため、仕様に応じて各周波数の帯域幅の割り当てを容易に設計できることがわかる。 As can be seen from Figure 15, reducing the parameter C 2, 1.6GHz band becomes wide, 5.8 GHz band is narrowed. Increasing the parameter C 2, conversely, 1.6GHz band is narrowed, 5.8 GHz band is widened. Thus, since the bandwidth of each frequency band has a trade-off relationship, it can be understood that the allocation of the bandwidth of each frequency can be easily designed according to the specification.
また、図16は、図14の回路に対応し、3周波数帯用の計算結果である。図16においては、アイソレーション周波数を1.6GHz帯、2.5GHz帯及び5.8GHz帯に固定して計算した。5つのパラメータC2、C3、L1、L2、L3のうちのパラメータC2を可変させ、アイソレーション周波数を固定するために、他の4つのパラメータC3、L1、L2、L3を調整した、3つの計算例を図16のグラフの上に示している。
FIG. 16 corresponds to the circuit of FIG. 14 and shows calculation results for three frequency bands. In FIG. 16, the calculation was performed with the isolation frequency fixed at 1.6 GHz band, 2.5 GHz band, and 5.8 GHz band. Five parameters C 2, C 3, L 1, the
図16からわかるように、パラメータC2を小さくすると、1.6GHz帯が狭くなり、5.8GHz帯が広くなる。パラメータC2を大きくすると、逆に、1.6GHz帯が広くなり、5.8GHz帯が狭くなる。このように各周波数帯の帯域幅はトレードオフの関係にあるため、仕様に応じて各周波数の帯域幅の割り当てを容易に設計できることがわかる。なお、ここでは、1.6GHz帯と5.8GHz帯との間の調整を一例として示したが、3つの周波数帯のうちの任意の2つについても同様の調整が可能である。 As it can be seen from FIG. 16, reducing the parameter C 2, 1.6GHz band is narrowed, 5.8 GHz band is widened. Increasing the parameter C 2, conversely, 1.6GHz band becomes wide, 5.8 GHz band is narrowed. Thus, since the bandwidth of each frequency band has a trade-off relationship, it can be understood that the allocation of the bandwidth of each frequency can be easily designed according to the specification. Here, the adjustment between the 1.6 GHz band and the 5.8 GHz band is shown as an example, but the same adjustment is possible for any two of the three frequency bands.
このように第5参考例によれば、多周波数帯対応LC梯子型回路を構成するインダクタ及びコンデンサのうちのいずれかひとつの値を制御することにより、各周波数帯の帯域幅を調整するようにしているので、仕様に応じた帯域幅調整を容易に行うことができる。また、多周波数帯の帯域幅を調整するために、インダクタ及びコンデンサのうちのいずれかひとつの値を制御するだけでよいので、より多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御にも有用となる。 As described above, according to the fifth reference example , the bandwidth of each frequency band is adjusted by controlling the value of any one of the inductor and the capacitor constituting the LC ladder type circuit corresponding to the multi-frequency band. Therefore, it is possible to easily adjust the bandwidth according to the specifications. In addition, in order to adjust the bandwidth of the multi-frequency band, it is only necessary to control one value of the inductor and the capacitor, which is useful for switching control in a communication device using a multi-frequency band. Become .
[第6参考例]
図17は、本発明の第6参考例の高周波スイッチを示す回路図である。図18は、図17の高周波スイッチのオン状態及びオフ状態における周波数特性図である。ここで、この高周波スイッチは、例えば、5.8GHz帯及び1.6GHz帯を使用する通信装置又は通信システムに用いられ、入力端IN側に入力する両周波数帯の信号を出力端OUT側に通過させるか、或いは通過阻止するかを切替制御するために利用されるものとする。
[ Sixth reference example ]
FIG. 17 is a circuit diagram showing a high-frequency switch according to a sixth reference example of the present invention. FIG. 18 is a frequency characteristic diagram of the high frequency switch of FIG. 17 in the on state and the off state. Here, this high-frequency switch is used in, for example, a communication device or communication system that uses the 5.8 GHz band and the 1.6 GHz band, and passes both frequency band signals input to the input terminal IN side to the output terminal OUT side. It is assumed that it is used for switching control whether to pass or block passage.
図17に示すように、第6参考例の高周波スイッチは、例えば、5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号が入力する入力端INとこれを出力する出力端OUTとの間に介設され、順方向の所定バイアス電圧に応答してオフ状態からオン状態、又はオン状態からオフ状態に変移する第1PINダイオードD21及び第2PINダイオードD22を有する。入力端INと第1PINダイオードD21との間、及び第2PINダイオードD22と出力端OUTとの間にはそれぞれ、直流阻止用のコンデンサC21及びC22が直列接続されている。 As shown in FIG. 17, the high frequency switch of the sixth reference example is interposed, for example, between an input terminal IN for inputting a signal of 5.8 GHz band and 1.6 GHz band and an output terminal OUT for outputting the signal. The first PIN diode D21 and the second PIN diode D22 change from an off state to an on state or from an on state to an off state in response to a predetermined bias voltage in the forward direction. DC blocking capacitors C21 and C22 are connected in series between the input terminal IN and the first PIN diode D21 and between the second PIN diode D22 and the output terminal OUT, respectively.
また、オンオフ用のバイアス電圧+Vが印加される制御端子と第1PINダイオードD21との間、及び第2PINダイオードD22と接地端子との間にはそれぞれ、インダクタL21及びL22が直列接続されている。第1PINダイオードD21及び第2PINダイオードD22は、バイアス電圧+Vが印加さていないとき、すなわち、オフ状態においては、図19(B)のD′で示したような等価回路で表すことができる。 Inductors L21 and L22 are connected in series between the control terminal to which the on / off bias voltage + V is applied and the first PIN diode D21, and between the second PIN diode D22 and the ground terminal, respectively. The first PIN diode D21 and the second PIN diode D22 can be represented by an equivalent circuit as indicated by D 'in FIG. 19B when the bias voltage + V is not applied, that is, in the off state.
また、第1PINダイオードD21には、1.6GHz帯(請求項の第1周波数帯に対応)でのアイソレーションを高めるために、オフ状態における第1PINダイオードD21の寄生キャパシタンスと、1.6GHz帯で共振するインダクタL21v(請求項の第1共振素子に対応)が並列接続されている。なお、C21vは、直流阻止用のコンデンサである。 In addition, the first PIN diode D21 includes a parasitic capacitance of the first PIN diode D21 in the off state and a 1.6 GHz band in order to increase isolation in the 1.6 GHz band (corresponding to the first frequency band in the claims). A resonating inductor L21v (corresponding to the first resonance element in the claims) is connected in parallel. C21v is a DC blocking capacitor.
更に、第2PINダイオードD22には、5.8GHz帯(請求項の第2周波数帯に対応)でのアイソレーションを高めるために、オフ状態における第2PINダイオードD22の寄生キャパシタンスと、5.8GHz帯で共振するインダクタL22v(請求項の第2共振素子に対応)が並列接続されている。なお、C22vは、直流阻止用のコンデンサである。 Further, the second PIN diode D22 includes a parasitic capacitance of the second PIN diode D22 in the off state and a 5.8 GHz band in order to increase isolation in the 5.8 GHz band (corresponding to the second frequency band in the claims). A resonating inductor L22v (corresponding to the second resonant element in the claims) is connected in parallel. C22v is a DC blocking capacitor.
すなわち、1.6GHz帯で共振する回路と5.8GHz帯で共振する回路とがカスケード接続されていることがわかる。 That is, it can be seen that a circuit that resonates in the 1.6 GHz band and a circuit that resonates in the 5.8 GHz band are cascade-connected.
このような構成において、PINダイオードDに所定のバイアス電圧+Vが印加されているときには、PINダイオードDはオン状態になり、図18の太線で示すような周波数特性を呈する。このときには、入力端INに入力する5.8GHz帯及び1.6GHz帯の信号とも、ほぼ損失無く、出力端OUT側に通過することができる。 In such a configuration, when a predetermined bias voltage + V is applied to the PIN diode D, the PIN diode D is turned on and exhibits a frequency characteristic as shown by a thick line in FIG. At this time, both 5.8 GHz band and 1.6 GHz band signals input to the input terminal IN can pass through to the output terminal OUT side with almost no loss.
これに対して、第1PINダイオードD21及び第2PINダイオードD22にバイアス電圧+Vが印加されていないときには、第1PINダイオードD21及び第2PINダイオードD22は共にオフ状態になり、図18の細線で示すような周波数特性を呈する。 On the other hand, when the bias voltage + V is not applied to the first PIN diode D21 and the second PIN diode D22, both the first PIN diode D21 and the second PIN diode D22 are turned off, and the frequency shown by the thin line in FIG. It exhibits characteristics.
すなわち、オフ状態にある第1PINダイオードD21の寄生キャパシタンスとインダクタL21vとが1.6GHz帯で共振して、オフ時における入力端INから出力端OUTへの1.6GHz帯の信号の通過が阻止される。また、オフ状態にある第2PINダイオードD22の寄生キャパシタンスとインダクタL22vとが5.8GHz帯で共振して、オフ時における入力端INから出力端OUTへの5.8GHz帯の信号の通過が阻止される。図18に示すように、両周波数帯におけるアイソレーション特性がより広帯域になっていることがわかる。 That is, the parasitic capacitance of the first PIN diode D21 in the off state and the inductor L21v resonate in the 1.6 GHz band, and the passage of the 1.6 GHz band signal from the input terminal IN to the output terminal OUT at the time of off is prevented. The In addition, the parasitic capacitance of the second PIN diode D22 in the off state and the inductor L22v resonate in the 5.8 GHz band, and the passage of the signal in the 5.8 GHz band from the input terminal IN to the output terminal OUT at the time of off is blocked. The As shown in FIG. 18, it can be seen that the isolation characteristics in both frequency bands are wider.
このように、第6参考例によれば、簡易な構成でありながら多周波数帯においてのアイソレーションが確保可能となる。また、簡易な構成であるので、設計及び調整が容易である。更に、アイソレーション特性がより広帯域になる。したがって、近年、増加傾向にある多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御に非常に有用となる。なお、上記参考例では、5.8GHz帯及び1.6GHz帯への適用を例示しているが、他の周波数帯の組み合わせであっても同様の効果を得ることができる。また、3周波数帯に適用しても同様の効果を得ることができる。 Thus, according to the sixth reference example , it is possible to ensure isolation in a multi-frequency band with a simple configuration. Moreover, since it is a simple structure, design and adjustment are easy. Furthermore, the isolation characteristic becomes wider. Therefore, it is very useful for switching control in a communication device or the like using a multi-frequency band that has been increasing in recent years. In the above reference example , the application to the 5.8 GHz band and the 1.6 GHz band is illustrated, but the same effect can be obtained even when other frequency bands are combined. The same effect can be obtained even when applied to three frequency bands .
以上のように、上記本発明の実施形態によれば、多周波数帯対応の高周波スイッチにおいて、バラツキが少なく且つ好適なアイソレーションが確保可能になり、更に、帯域幅調整も容易になる。したがって、近年、増加傾向にある多周波数帯を使用する通信機器等における切替制御に非常に有用となる。 As described above, according to the above-described embodiment of the present invention, in a high-frequency switch corresponding to a multi-frequency band, it is possible to ensure suitable isolation with little variation, and further, it is easy to adjust the bandwidth. Therefore, it is very useful for switching control in a communication device or the like using a multi-frequency band that has been increasing in recent years.
なお、本発明の高周波スイッチ回路は、上述のように車載通信システムに適用されて特に有用となるが、必ずしも車載される必要はない。また、本発明の高周波スイッチ回路は、例示した周波数帯以外の周波数帯にも適用可能である。本発明は、その主旨を逸脱しない範囲で変更されたものも含む。 The high-frequency switch circuit of the present invention is particularly useful when applied to the in-vehicle communication system as described above, but it is not necessarily required to be mounted on the vehicle. In addition, the high frequency switch circuit of the present invention can be applied to frequency bands other than the illustrated frequency band . The present invention includes those modified without departing from the gist of the present invention.
1 高周波スイッチ回路部
2 3周波数アンテナ
3 1.6GHz帯受信器
4 2.5GHz帯受信器
5a 5.8GHz帯受信器
5b 5.8GHz帯送信器
11、12、13 共振回路
DESCRIPTION OF
Claims (1)
前記PINダイオードに並列接続され、オフ状態にある前記PINダイオードの寄生キャパシタンスと第1周波数帯で共振する第1共振素子と、前記PINダイオード及び前記第1共振素子の双方に並列接続され、前記オフ状態にある前記PINダイオードの寄生キャパシタンスと前記第1周波数帯とは異なる第2周波数帯で共振する第2共振素子と、前記PINダイオードに並列接続されると共に前記第1共振素子に直列接続され、前記第2周波数帯の信号が前記第1共振素子を通過するのを阻止する第2周波数帯帯域阻止フィルタと、前記PINダイオードに並列接続されると共に前記第2共振素子に直列接続され、前記第1周波数帯の信号が前記第2共振素子を通過するのを阻止する第1周波数帯帯域阻止フィルタと、から構成される共振回路と、
を有することを特徴とする高周波スイッチ回路。 A PIN diode interposed between the input terminal and the output terminal and turned on in response to a predetermined bias voltage;
Wherein connected in parallel to the PIN diode, a first resonator element that resonates with the parasitic capacitance and the first frequency band of the PIN diode in the off state, the are PIN diode and connected in parallel with both the first resonator element, said A parasitic capacitance of the PIN diode in the off state and a second resonant element that resonates in a second frequency band different from the first frequency band, and a parallel connection to the PIN diode and a serial connection to the first resonant element. A second frequency band blocking filter for blocking the signal of the second frequency band from passing through the first resonant element; and a parallel connection to the PIN diode and a series connection to the second resonant element; A first frequency band rejection filter that prevents a signal in the first frequency band from passing through the second resonant element. And circuit vibration,
A high-frequency switch circuit comprising:
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