JP4631536B2 - antenna - Google Patents
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Description
この発明は、アンテナに関し、特に、フェライト部材を備えたアンテナに関する。 The present invention relates to an antenna, and more particularly to an antenna provided with a ferrite member.
従来、アンテナとして、ロッドアンテナ、ループアンテナ、および、フェライト部材の回りにコイルを巻いたフェライトバーアンテナなどが知られている。このロッドアンテナおよびループアンテナは、小型化するのが困難であるという不都合がある。これに対して、フェライト部材の回りにコイルを巻いたフェライトバーアンテナでは、複素比透磁率の大きいフェライトを用いるので、アンテナの受信効率を向上させることが可能である。これにより、受信効率を向上するためにアンテナを大型化する必要がないので、小型化することが可能である。しかしながら、従来のフェライトバーアンテナでは、温度によるフェライト部材の複素比透磁率の変化率が大きいので、アンテナの特性の温度安定性が低下するという不都合があった。 Conventionally, as an antenna, a rod antenna, a loop antenna, a ferrite bar antenna in which a coil is wound around a ferrite member, and the like are known. The rod antenna and the loop antenna have a disadvantage that it is difficult to reduce the size. On the other hand, in a ferrite bar antenna in which a coil is wound around a ferrite member, ferrite having a large complex relative permeability is used, so that the receiving efficiency of the antenna can be improved. Thereby, it is not necessary to increase the size of the antenna in order to improve the reception efficiency, so that it is possible to reduce the size. However, the conventional ferrite bar antenna has a disadvantage in that the temperature stability of the antenna characteristics decreases because the rate of change of the complex relative permeability of the ferrite member due to temperature is large.
そこで、従来では、上記の不都合を解消するために、温度による複素比透磁率の変化率の小さいフェライト部材を備えたアンテナが知られている(たとえば、特許文献1参照)。 Therefore, conventionally, in order to eliminate the above inconvenience, an antenna including a ferrite member having a small rate of change in complex relative permeability due to temperature is known (for example, see Patent Document 1).
上記特許文献1に開示されたアンテナのフェライト部材では、主成分としてのFe2O3、ZnO、NiOおよびCuOと、副成分としてのBi2O3、Co3O4とをそれぞれ所定の量含有することによって、温度による複素比透磁率の変化率を小さくしている。また、上記特許文献1に開示されたアンテナでは、上記のように、主成分としてのFe2O3、ZnO、NiOおよびCuOと、副成分としてのBi2O3、Co3O4とによって、通信時の感度を向上させるためにQ値を大きくしている。なお、Q値とは、振動系の共振の鋭さを表わす量であり、Q値が大きくなることによって、アンテナの感度が向上するとともに、通信時の消費電力が低減する一方、通信可能な周波数帯域が狭くなる。
The ferrite member of the antenna disclosed in
しかしながら、上記特許文献1に開示されたフェライト部材を用いたアンテナでは、通信時の感度を向上させるためにQ値を大きくしているので、通信可能な周波数帯域が狭くなるという問題点がある。
However, the antenna using the ferrite member disclosed in
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の1つの目的は、通信可能な周波数帯域を広くするとともに、温度安定性を向上させることが可能なアンテナを提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and one object of the present invention is to provide an antenna capable of widening a communicable frequency band and improving temperature stability. Is to provide.
上記目的を達成するために、この発明の一の局面によるアンテナは、コイルと、コイルが巻かれるフェライト部材とを備え、フェライト部材は、所定の複素比透磁率μを有し、所定の複素比透磁率μの実数部分および虚数部分をそれぞれμ′およびμ″として、複素比透磁率μを、μ=μ′−iμ″と表わす場合に、複素比透磁率の虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上の周波数f2を使用周波数として用いる。なお、本発明における複素比透磁率μは、複素透磁率を真空の透磁率μ0で除した値である。 In order to achieve the above object, an antenna according to one aspect of the present invention includes a coil and a ferrite member around which the coil is wound, and the ferrite member has a predetermined complex relative permeability μ and has a predetermined complex ratio. When the real part and the imaginary part of the magnetic permeability μ are expressed as μ ′ and μ ″, respectively, and the complex relative permeability μ is expressed as μ = μ′−iμ ″, the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability is maximized. The frequency f2 that is equal to or higher than the frequency f1 is used as the frequency to be used, and the complex relative permeability μ in the present invention is a value obtained by dividing the complex permeability by the vacuum permeability μ 0 .
この発明の一の局面によるアンテナでは、上記のように、複素比透磁率の虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上の周波数f2を使用周波数として用いることによって、通信時におけるフェライト部材の複素比透磁率の虚数部分μ″を大きくすることができるので、相対損失係数tanδ/μ′(=μ″/(μ′)2)および損失係数tanδ(=μ″/μ′)を大きくすることができる。これにより、損失係数tanδの逆数であるQ値(=μ′/μ″)を小さくすることができるので、通信可能な周波数帯域を広くすることができる。また、複素比透磁率の虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上の周波数f2を使用周波数として用いることによって、温度による複素比透磁率の実数部分μ′および虚数部分μ″の変化率を小さくすることができるので、アンテナの特性の温度安定性を向上させることができる。これらにより、温度安定性に優れ、かつ、通信可能な周波数帯域の広い車載用などに適したアンテナを実現することができる。 In the antenna according to one aspect of the present invention, as described above, the complex ratio of the ferrite member at the time of communication is used by using the frequency f2 that is equal to or higher than the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability is maximized. Since the imaginary part μ ″ of the magnetic permeability can be increased, the relative loss coefficient tan δ / μ ′ (= μ ″ / (μ ′) 2 ) and the loss coefficient tan δ (= μ ″ / μ ′) can be increased. it can. As a result, the Q value (= μ ′ / μ ″), which is the reciprocal of the loss coefficient tan δ, can be reduced, so that the communicable frequency band can be widened. Also, the imaginary part μ of the complex relative permeability By using the frequency f2 that is equal to or greater than the frequency f1 at which "" is the maximum as the operating frequency, the rate of change of the real part μ 'and the imaginary part μ "of the complex relative permeability due to temperature can be reduced. As a result, it is possible to realize an antenna that is excellent in temperature stability and suitable for in-vehicle use with a wide communication frequency band.
上記一の局面によるアンテナにおいて、好ましくは、フェライト部材は、MnO、NiO、CuO、ZnO、MgOおよびLi2Oからなるグループより選択される少なくとも1つと、Fe2O3とを含有する。このように構成すれば、本発明のアンテナに用いるフェライト部材を容易に得ることができる。 In the antenna according to the above aspect, the ferrite member preferably contains at least one selected from the group consisting of MnO, NiO, CuO, ZnO, MgO, and Li 2 O and Fe 2 O 3 . If comprised in this way, the ferrite member used for the antenna of this invention can be obtained easily.
上記一の局面によるアンテナにおいて、好ましくは、使用周波数として用いる周波数f2は、複素比透磁率の実数部分μ′と複素比透磁率の虚数部分μ″とが実質的に同一となる周波数f3の近傍以上の周波数である。このように構成すれば、温度によるフェライト部材の複素比透磁率の変化率をより小さくすることができるので、アンテナの特性の温度安定性をより向上させることができる。 In the antenna according to the above aspect, the frequency f2 used as the use frequency is preferably in the vicinity of the frequency f3 at which the real part μ ′ of the complex relative permeability and the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability are substantially the same. With this configuration, since the rate of change of the complex relative permeability of the ferrite member due to temperature can be further reduced, the temperature stability of the antenna characteristics can be further improved.
この場合に、好ましくは、使用周波数として用いる周波数f2は、周波数f3の近傍の周波数である。このように構成すれば、温度によるフェライト部材の複素比透磁率の変化率を容易に小さくすることができるので、アンテナの特性の温度安定性を容易に向上させることができる。 In this case, the frequency f2 used as the use frequency is preferably a frequency in the vicinity of the frequency f3. With this configuration, the rate of change of the complex relative permeability of the ferrite member due to temperature can be easily reduced, so that the temperature stability of the antenna characteristics can be easily improved.
上記一の局面によるアンテナにおいて、好ましくは、フェライト部材は、60mol%以下のFe2O3と、20mol%以上のZnOとを含有し、使用周波数として用いる周波数f2は、13.6MHz近傍の周波数である。このように、20mol%以上のZnOを含有することによって、フェライト部材の複素比透磁率の虚数部分μ″が極大となる周波数f1が、13.6MHz近傍よりも大きくなるのを抑制することができるので、容易に、13.6MHz近傍の周波数f2を使用周波数として用いることができる。 In the antenna according to the above aspect, the ferrite member preferably contains 60 mol% or less of Fe 2 O 3 and 20 mol% or more of ZnO, and the frequency f2 used as a use frequency is a frequency near 13.6 MHz. is there. As described above, by containing 20 mol% or more of ZnO, the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability of the ferrite member is maximized can be suppressed from becoming larger than the vicinity of 13.6 MHz. Therefore, the frequency f2 near 13.6 MHz can be easily used as the operating frequency.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施形態によるアンテナの構造を概略的に示した斜視図である。図2および図3は、一般的なフェライトの磁気特性を説明するための図である。まず、図1を参照して、本発明の一実施形態によるアンテナ1の構造について説明する。
FIG. 1 is a perspective view schematically showing a structure of an antenna according to an embodiment of the present invention. 2 and 3 are diagrams for explaining the magnetic characteristics of a general ferrite. First, the structure of an
本発明の一実施形態によるアンテナ1は、車載用として使用されるとともに、図1に示すように、フェライト部材2と、コイル3と、コイル3に接続されたインピーダンス調製用の回路部4とを備えている。また、フェライト部材2は、約20mm×約10mm×約5mmの直方体の形状を有している。また、本実施形態では、フェライト部材2は、20mol%以上のZnOと、60mol%以下のFe2O3とを含有している。なお、フェライト部材2は、ZnOおよびFe2O3以外に、MnO、NiO、CuO、ZnO、MgOおよびLi2Oを含有していてもよい。また、フェライト部材2は、所定の複素比透磁率μ(=μ′−iμ″)を有している。なお、μ′は、複素比透磁率μの実数部分を表わしている。また、μ″は、複素比透磁率μの虚数部分を表わしている。なお、本発明における複素比透磁率μは、複素透磁率を真空の透磁率μ0で除した値である。
An
ここで、本実施形態によるアンテナ1は、フェライト部材2の複素比透磁率μの虚数部分μ″の値が極大となる周波数f1(図2参照)以上の周波数f2(図2参照)を使用周波数として用いて通信されるように構成されている。また、アンテナ1は、フェライト部材2の複素比透磁率μの実数部分μ′と複素比透磁率μの虚数部分μ″とが実質的に同一となる周波数f3(図2参照)の近傍以上の周波数f2を使用周波数として用いるのがより好ましい。なお、従来のアンテナでは、損失を小さくして消費電力を小さくするために、損失成分としてのフェライト部材の複素比透磁率μの虚数部分μ″が実質的に0である周波数以下の周波数f4(図2参照)を用いて通信されるのが一般的である。
Here, the
また、本実施形態によるアンテナ1のコイル3は、銅線により形成されているとともに、フェライト部材2に約10周巻きつけられている。
In addition, the coil 3 of the
本実施形態では、上記のように、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上の周波数f2を使用周波数として用いることによって、図2に示すように、通信時におけるフェライト部材2の複素比透磁率μの虚数部分μ″を大きくすることができるので、相対損失係数tanδ/μ′(=μ″/(μ′)2)および損失係数tanδ(=μ″/μ′)を大きくすることができる。これにより、損失係数tanδの逆数であるQ値(=μ′/μ″)を小さくすることができるので、通信可能な周波数帯域を広くすることができる。本実施形態では、このように通信可能な周波数帯域を広くすることができる反面、上記のようにフェライト部材2の損失成分としての虚数部分μ″が大きくなる。しかし、本実施形態によるアンテナ1は、バッテリなどにより電源の確保が容易な車載用などであるので、損失が大きいために消費電力が大きくなった場合にもそれほど問題にはならない。また、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上の周波数f2を使用周波数として用いることによって、この周波数f2では、図3に示すように、温度による複素比透磁率μの実数部分μ′および虚数部分μ″の変化率を小さくすることができるので、アンテナ1の特性の温度安定性を向上させることができる。これらにより、本実施形態では、温度安定性に優れ、かつ、通信可能な周波数帯域の広い車載用などに適したアンテナ1を実現することができる。
In the present embodiment, as described above, by using the frequency f2 that is equal to or higher than the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ becomes the maximum, as shown in FIG. Since the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ of 2 can be increased, the relative loss coefficient tan δ / μ ′ (= μ ″ / (μ ′) 2 ) and the loss coefficient tan δ (= μ ″ / μ ′) Can be increased. As a result, the Q value (= μ ′ / μ ″) that is the reciprocal of the loss coefficient tan δ can be reduced, so that the communicable frequency band can be widened. In this embodiment, communication is possible in this way. However, the imaginary part μ ″ as the loss component of the
また、本実施形態では、複素比透磁率μの実数部分μ′と複素比透磁率μの虚数部分μ″とが実質的に同一となる周波数f3の近傍以上の周波数f2を使用周波数として用いる場合には、アンテナ1の特性の温度安定性をより向上させることができる。すなわち、一般的なフェライト部材では、図3に示すように、たとえば、周波数f1(130℃)における複素比透磁率μの実数部分μ′の温度による変化量(たとえば、25℃に対する130℃の複素比透磁率μの実数部分μ′の変化量L1)に比べて、周波数f3(130℃)の近傍以上における複素比透磁率μの実数部分μ′の温度による変化量(周波数f3(130℃)における25℃に対する130℃の複素比透磁率μの実数部分μ′の変化量L2)が小さくなるとともに、周波数f1(130℃)における複素比透磁率μの虚数部分μ″の温度による変化量(たとえば、25℃に対する130℃の複素比透磁率μの虚数部分μ″の変化量L3)に比べて、周波数f3(130℃)の近傍以上における複素比透磁率μの虚数部分μ″の温度による変化量(周波数f3(130℃)における25℃に対する130℃の複素比透磁率μの虚数部分μ″の変化量L4)が小さくなるので、周波数f3の近傍以上の周波数f2を使用周波数として用いることにより、温度によるフェライト部材2の複素比透磁率μの変化率をより小さくすることができる。これにより、アンテナ1の特性の温度安定性をより向上させることができる。なお、130℃以外の、たとえば、80℃、25℃および−45℃においても、図3に示したように、周波数f1における複素比透磁率μの実数部分μ′および虚数部分μ″の温度による変化率に比べて、周波数f3における複素比透磁率μの実数部分μ′および虚数部分μ″の温度による変化率がそれぞれ小さくなる。
In the present embodiment, the frequency f2 near or above the frequency f3 at which the real part μ ′ of the complex relative permeability μ and the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ are substantially the same is used as the use frequency. 3 can further improve the temperature stability of the characteristics of the
また、本実施形態では、フェライト部材2は、60mol%以下のFe2O3と、20mol%以上のZnOとを含有し、約13.6MHz近傍の周波数f2を使用周波数として用いる。このように、20mol%以上のZnOを含有することによって、フェライト部材2の複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1が、13.6MHz近傍よりも大きくなるのを抑制することができるので、容易に、約13.6MHz近傍の周波数f2を使用周波数として用いることができる。
In the present embodiment, the
(実施例)
次に、上記した一実施形態によるアンテナの効果を確認するために行った比較実験について説明する。まず、アンテナに用いるフェライト部材の磁気特性に関する比較実験について説明する。なお、この比較実験では、本実施形態に対応する実施例1〜3による試料A〜Cと、比較例1および2による試料DおよびEとを作製するとともに、それらの作製した試料A〜Eについて磁気特性を評価した。
(Example)
Next, a comparative experiment conducted to confirm the effect of the antenna according to the above-described embodiment will be described. First, a comparative experiment regarding the magnetic characteristics of the ferrite member used for the antenna will be described. In this comparative experiment, Samples A to C according to Examples 1 to 3 corresponding to the present embodiment and Samples D and E according to Comparative Examples 1 and 2 were prepared, and the prepared samples A to E were used. The magnetic properties were evaluated.
(実施例1)
この実施例1では、49mol%のFe2O3と、22mol%のNiOと、6mol%のCuOと、23mol%のZnOとを含有するNiZn系スピネルフェライトを用いて試料Aを作製した。また、試料Aは、8mmの外径と2mmの厚みとを有するとともに、中央に4mmの内径の円形の空洞部を有するリング形状に形成した。
Example 1
In Example 1, Sample A was prepared using NiZn-based spinel ferrite containing 49 mol% Fe 2 O 3 , 22 mol% NiO, 6 mol% CuO, and 23 mol% ZnO. Sample A was formed into a ring shape having an outer diameter of 8 mm and a thickness of 2 mm, and a circular cavity having an inner diameter of 4 mm at the center.
(実施例2)
実施例2では、49mol%のFe2O3と、25mol%のNiOと、6mol%のCuOと、20mol%のZnOとを含有するNiZn系スピネルフェライトを用いて試料Bを作製した。これ以外は、上記実施例1による試料Aと同様にして、試料Bを作製した。
(Example 2)
In Example 2, Sample B was prepared using NiZn-based spinel ferrite containing 49 mol% Fe 2 O 3 , 25 mol% NiO, 6 mol% CuO, and 20 mol% ZnO. Except for this, Sample B was prepared in the same manner as Sample A according to Example 1 above.
(実施例3)
実施例3では、60mol%のFe2O3と、7mol%のLi2Oと、5mol%のMnOと、28mol%のZnOとを含有するLiZn系スピネルフェライトを用いて試料Cを作製した。これ以外は、上記実施例1による試料Aと同様にして、試料Cを作製した。
(Example 3)
In Example 3, Sample C was prepared using LiZn spinel ferrite containing 60 mol% Fe 2 O 3 , 7 mol% Li 2 O, 5 mol% MnO, and 28 mol% ZnO. Except this, Sample C was prepared in the same manner as Sample A according to Example 1 above.
(比較例1)
比較例1では、53mol%のFe2O3と、31mol%のNiOと、6mol%のCuOと、10mol%のZnOとを含有するNiZn系スピネルフェライトを用いて試料Dを作製した。これ以外は、上記実施例1による試料Aと同様にして、試料Dを作製した。
(Comparative Example 1)
In Comparative Example 1, Sample D was prepared using NiZn-based spinel ferrite containing 53 mol% Fe 2 O 3 , 31 mol% NiO, 6 mol% CuO, and 10 mol% ZnO. Except for this, Sample D was prepared in the same manner as Sample A according to Example 1 above.
(比較例2)
比較例2では、66mol%のFe2O3と、10mol%のLi2Oと、6mol%のMnOと、18mol%のZnOとを含有するLiZn系スピネルフェライトを用いて試料Eを作製した。これ以外は、上記実施例1による試料Aと同様にして、試料Eを作製した。
(Comparative Example 2)
In Comparative Example 2, Sample E was prepared using LiZn-based spinel ferrite containing 66 mol% Fe 2 O 3 , 10 mol% Li 2 O, 6 mol% MnO, and 18 mol% ZnO. Except this, Sample E was prepared in the same manner as Sample A according to Example 1 above.
上記のように作製した試料A〜Eを、恒温槽中で25℃の温度で保持した。その後、25℃の温度で保持した試料A〜Eについて、1MHz〜100MHzの範囲で周波数を変化させて複素比透磁率μ(=μ′−iμ″)を測定した。この測定結果が図4〜図8に示されている。なお、複素比透磁率μの測定には、アジレントテクノロジー社製のインピーダンスアナライザE4991Aを用いた。 Samples A to E produced as described above were held at a temperature of 25 ° C. in a thermostatic bath. Thereafter, for samples A to E held at a temperature of 25 ° C., the complex relative permeability μ (= μ′−iμ ″) was measured by changing the frequency in the range of 1 MHz to 100 MHz. The measurement results are shown in FIGS. It is shown in Drawing 8. In addition, impedance analyzer E4991A by Agilent Technologies was used for measurement of complex relative permeability mu.
また、−45℃、25℃および130℃で保持した試料A〜Eについて、13.6MHzの周波数で測定した複素比透磁率μの実数部分μ′および虚数部分μ″を用いて、各試料A〜Eの相対損失係数tanδ/μ′(=μ″/(μ′)2)を算出した。そして、算出した25℃で保持した試料A〜Eの13.6MHzにおける相対損失係数tanδ/μ′に対する、−45℃および130℃で保持した試料A〜Eの13.6MHzの周波数における相対損失係数tanδ/μ′の変化率Δtanδ/μ′(%)を算出した。また、25℃で保持した試料A〜Eの13.6MHzの周波数における複素比透磁率μの実数部分μ′に対する、−45℃および130℃で保持した試料A〜Eの13.6MHzの周波数における複素比透磁率μの実数部分μ′の変化率Δμ′(%)を算出した。 For samples A to E held at −45 ° C., 25 ° C., and 130 ° C., each sample A was measured using the real part μ ′ and imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ measured at a frequency of 13.6 MHz. The relative loss coefficient tan δ / μ ′ (= μ ″ / (μ ′) 2 ) of ˜E was calculated. Then, the relative loss coefficient at the frequency of 13.6 MHz of the samples A to E held at −45 ° C. and 130 ° C. to the calculated relative loss coefficient tan δ / μ ′ of the samples A to E held at 25 ° C. The rate of change tan δ / μ ′ (%) of tan δ / μ ′ was calculated. In addition, samples A to E held at 25 ° C. at the frequency of 13.6 MHz of samples A to E held at −45 ° C. and 130 ° C. with respect to the real part μ ′ of the complex relative permeability μ at the frequency of 13.6 MHz. The rate of change Δμ ′ (%) of the real part μ ′ of the complex relative permeability μ was calculated.
また、25℃で保持した試料A〜Eについて周波数を変化させて測定した複素比透磁率μ(=μ′−iμ″)を用いて、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1、および、複素比透磁率μの実数部分μ′と虚数部分μ″とが実質的に同一となる周波数f3を算出した。 Further, the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ is maximized by using the complex relative permeability μ (= μ′−iμ ″) measured by changing the frequency for the samples A to E held at 25 ° C. The frequency f3 and the frequency f3 at which the real part μ ′ and the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ are substantially the same were calculated.
上記した複素比透磁率μ(=μ′−iμ″)の測定結果と、相対損失係数tanδ/μ′、周波数f1および周波数f3の算出結果とが以下の表1に示されている。また、相対損失係数tanδ/μ′の変化率Δtanδ/μ′(%)、および、複素比透磁率μの実数部分μ′の変化率Δμ′(%)が以下の表2に示されている。 The measurement results of the complex relative permeability μ (= μ′−iμ ″) and the calculation results of the relative loss coefficient tan δ / μ ′, the frequency f1, and the frequency f3 are shown in Table 1 below. Table 2 below shows the rate of change Δtanδ / μ ′ (%) of the relative loss coefficient tan δ / μ ′ and the rate of change Δμ ′ (%) of the real part μ ′ of the complex relative permeability μ.
また、図4〜図8および表1を参照して、本実施形態に対応する実施例1〜3では、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上である一方、比較例1および2では、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1よりも小さくなることが判明した。具体的には、本実施形態に対応する実施例1〜3、比較例1および2の複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1は、それぞれ、8MHz、13MHz、10MHz、40MHzおよび25MHzであった。これは、実施例1〜3では、フェライトに20mol%以上のZnOを含有することによって、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1が大きくなるのが抑制されたためであると考えられる。 4 to 8 and Table 1, in Examples 1 to 3 corresponding to this embodiment, the frequency of 13.6 MHz is the frequency at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ is maximized. On the other hand, in Comparative Examples 1 and 2, the frequency of 13.6 MHz was found to be smaller than the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ becomes a maximum. Specifically, the frequencies f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ in Examples 1 to 3 and Comparative Examples 1 and 2 corresponding to this embodiment are maximized are 8 MHz, 13 MHz, 10 MHz, and 40 MHz, respectively. In Examples 1 to 3, the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ is maximized is increased in Examples 1 to 3 by containing 20 mol% or more of ZnO in the ferrite. This is thought to be due to suppression.
また、本実施形態に対応する実施例1(試料A)では、図4および表1に示すように、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの実数部分μ′と虚数部分μ″とが同一になる周波数f3(10MHz)以上の周波数であることが判明した。また、本実施形態に対応する実施例3(試料C)では、図6および表1に示すように、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの実数部分μ′と虚数部分μ″とが同一になる周波数f3(14MHz)の近傍の周波数であることが判明した。これに対して、本実施形態に対応する実施例2(試料B)では、図5および表1に示すように、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの実数部分μ′と虚数部分μ″とが同一になる周波数f3(25MHz)以下の周波数であることが判明した。また、比較例1(試料D)では、図7および表1に示すように、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの実数部分μ′と虚数部分μ″とが同一になる周波数f3(75MHz)以下の周波数であることが判明した。また、比較例2(試料E)では、図8および表1に示すように、13.6MHzの周波数は、複素比透磁率μの実数部分μ′と虚数部分μ″とが同一になる周波数f3(28MHz)以下の周波数であることが判明した。 In Example 1 (sample A) corresponding to the present embodiment, as shown in FIG. 4 and Table 1, the frequency of 13.6 MHz has a real part μ ′ and an imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ. In Example 3 (Sample C) corresponding to the present embodiment, as shown in FIG. 6 and Table 1, the frequency of 13.6 MHz is found to be equal to or higher than the frequency f3 (10 MHz). The frequency was found to be a frequency in the vicinity of the frequency f3 (14 MHz) at which the real part μ ′ and the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ are the same. On the other hand, in Example 2 (sample B) corresponding to this embodiment, as shown in FIG. 5 and Table 1, the frequency of 13.6 MHz is the real part μ ′ and the imaginary part of the complex relative permeability μ. It was found that the frequency was equal to or lower than the frequency f3 (25 MHz) equal to μ ″. In Comparative Example 1 (Sample D), as shown in FIG. 7 and Table 1, the frequency of 13.6 MHz was It has been found that the frequency is equal to or lower than the frequency f3 (75 MHz) at which the real part μ ′ and the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ are the same. In Comparative Example 2 (Sample E), as shown in FIG. 8 and Table 1, the frequency of 13.6 MHz is the frequency f3 at which the real part μ ′ and the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ are the same. It was found that the frequency was (28 MHz) or less.
また、上記表1を参照して、本実施形態に対応する実施例1〜3の相対損失係数tanδ/μ′(=μ″/(μ′)2)(実施例1:7040×10−6、実施例2:3974×10−6、実施例3:5874×10−6)は、比較例1および2の相対損失係数tanδ/μ′(=μ″/(μ′)2)(比較例1:578×10−6、比較例2:1276×10−6)に比べて大きくなることが判明した。これにより、実施例1〜3では、Q値を小さくすることが可能となるので、通信可能な周波数帯域を広くすることが可能であることがわかる。 In addition, referring to Table 1, the relative loss coefficient tan δ / μ ′ (= μ ″ / (μ ′) 2 ) of Examples 1 to 3 corresponding to the present embodiment (Example 1: 7040 × 10 −6). , Example 2: 3974 × 10 −6 , Example 3: 5874 × 10 −6 ) is the relative loss coefficient tan δ / μ ′ (= μ ″ / (μ ′) 2 ) of Comparative Examples 1 and 2 (Comparative Example) 1: 578 × 10 −6 , Comparative Example 2: 1276 × 10 −6 ). Thereby, in Examples 1-3, since Q value can be made small, it turns out that the frequency band which can be communicated can be widened.
また、上記表2を参照して、25℃における複素比透磁率μの実数部分μ′に対する130℃および−45℃における複素比透磁率μの実数部分μ′の変化率Δμ′は、実施例1では、8.3%および16.9%であり、実施例2では、4.3%および−2.0%であり、実施例3では、−1.3%および13.4%であり、本実施形態に対応する実施例1〜3では、変化率Δμ′は、25%以下になることが判明した。これに対して、比較例1では、41.7%および−27.8%であり、比較例2では、0.4%および−32.9%であり、比較例1および2では、変化率Δμ′は、25%以上になることが判明した。これにより、本実施形態に対応する実施例1〜3の複素比透磁率μの実数部分μ′の変化率Δμ′の絶対値は、比較例1および2の複素比透磁率μの実数部分μ′の変化率Δμ′の絶対値よりも小さくなることが判明した。これは、以下の理由によるものと考えられる。すなわち、本実施形態に対応する実施例1〜3では、使用周波数としての13.6MHzの周波数(f2)は、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上であるので、複素比透磁率μの温度による変化率を小さくすることができたためであると考えられる。 Referring to Table 2 above, the change rate Δμ ′ of the real part μ ′ of the complex relative permeability μ at 130 ° C. and −45 ° C. with respect to the real part μ ′ of the complex relative permeability μ at 25 ° C. 1 was 8.3% and 16.9%, Example 2 was 4.3% and -2.0%, and Example 3 was -1.3% and 13.4%. In Examples 1 to 3 corresponding to this embodiment, it has been found that the rate of change Δμ ′ is 25% or less. On the other hand, in Comparative Example 1, they are 41.7% and -27.8%, in Comparative Example 2, they are 0.4% and -32.9%, and in Comparative Examples 1 and 2, the rate of change is Δμ ′ was found to be 25% or more. Thus, the absolute value of the rate of change Δμ ′ of the real part μ ′ of the complex relative permeability μ of Examples 1 to 3 corresponding to this embodiment is the real part μ of the complex relative permeability μ of Comparative Examples 1 and 2. It has been found that the change rate Δ ′ of ′ becomes smaller than the absolute value. This is considered to be due to the following reasons. That is, in Examples 1 to 3 corresponding to the present embodiment, the frequency (f2) of 13.6 MHz as the use frequency is equal to or higher than the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ is maximized. This is considered to be because the rate of change of the complex relative permeability μ with temperature could be reduced.
また、表2から、130℃および−45℃における相対損失係数tanδ/μ′の変化率Δtanδ/μ′は、実施例1では、−4%および−35%であり、実施例2では、51%および−50%であり、実施例3では、15%および−42%であり、本実施形態に対応する実施例1〜3では、変化率Δtanδ/μ′は、100%以下になることが判明した。これに対して、比較例1では、575%および−95%であり、比較例2では、291%および−85%であり、比較例1および2では、変化率Δtanδ/μ′は、100%よりも大きくなることが判明した。これにより、本実施形態に対応する実施例1〜3の相対損失係数tanδ/μ′の変化率Δtanδ/μ′は、比較例1および2の相対損失係数tanδ/μ′の変化率Δtanδ/μ′よりも小さくなることが判明した。これは、以下の理由によるものと考えられる。すなわち、本実施形態に対応する実施例1〜3では、使用周波数としての13.6MHzの周波数(f2)は、複素比透磁率μの虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上であるので、上記した複素比透磁率μの実数部分μ′の変化率の場合と同様、複素比透磁率μの温度による変化率を小さくすることができたためであると考えられる。 Also, from Table 2, the rate of change Δtanδ / μ ′ of the relative loss coefficient tanδ / μ ′ at 130 ° C. and −45 ° C. is −4% and −35% in Example 1, and 51% in Example 2. % And −50%, 15% and −42% in Example 3, and in Examples 1 to 3 corresponding to this embodiment, the change rate Δtanδ / μ ′ may be 100% or less. found. In contrast, in Comparative Example 1, they are 575% and -95%, in Comparative Example 2, they are 291% and -85%, and in Comparative Examples 1 and 2, the rate of change Δtanδ / μ ′ is 100%. Turned out to be larger. Thus, the rate of change Δtanδ / μ ′ of the relative loss coefficient tanδ / μ ′ in Examples 1 to 3 corresponding to the present embodiment is the rate of change Δtanδ / μ of the relative loss coefficient tanδ / μ ′ of Comparative Examples 1 and 2. It turned out to be smaller than '. This is considered to be due to the following reasons. That is, in Examples 1 to 3 corresponding to the present embodiment, the frequency (f2) of 13.6 MHz as the use frequency is equal to or higher than the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability μ is maximized. This is considered to be because the rate of change of the complex relative permeability μ due to temperature could be reduced as in the case of the rate of change of the real part μ ′ of the complex relative permeability μ described above.
次に、アンテナ性能を評価した比較実験について説明する。この比較実験では、上記実施例1〜3にそれぞれ対応する実施例4〜6による試料F〜Hと、上記比較例1および2にそれぞれ対応する比較例3および4による試料IおよびJとを作製してアンテナ性能の評価を行った。 Next, a comparative experiment evaluating antenna performance will be described. In this comparative experiment, Samples F to H according to Examples 4 to 6 corresponding to Examples 1 to 3 and Samples I and J according to Comparative Examples 3 and 4 respectively corresponding to Comparative Examples 1 and 2 were prepared. The antenna performance was evaluated.
実施例4〜6、比較例3および4に対応する試料F〜Jは、図1に示したアンテナ1と同様に作製した。具体的には、試料F〜Jのアンテナ1に用いるフェライト部材2は、それぞれ、上記実施例1〜3、比較例1および2に対応する試料A〜Eと同様の組成比で作製した。そして、試料F〜Jでは、フェライト部材2にコイル3を10周巻き付けるとともに、インピーダンス調整用の回路部4をコイル3に接続した。その後、25℃において、インピーダンスアナライザにより13.6MHzで受信側であるアンテナ1と受信機とのインピーダンスを同じにするとともに、発信側であるループアンテナと送信機とのインピーダンスを同じにすることにより、インピーダンスマッチングを行った。このようにして、アンテナ性能を評価する試料として、実施例4〜6、比較例3および4に対応する試料F〜Jを作製した。
Samples F to J corresponding to Examples 4 to 6 and Comparative Examples 3 and 4 were produced in the same manner as the
上記のように作製した試料F〜Jのアンテナについて、恒温槽中で130℃、25℃および−45℃で保持した後、VSWR(電圧定在波比)を測定した。このVSWR(電圧定在波比)の測定は、試料F〜Jを受信側として行った。また、発信側には、発信機が接続された500mmの直径を有するループアンテナを用いるとともに、そのループアンテナを試料F〜Jのアンテナから200mmの距離を隔てて配置した。なお、VSWR(電圧定在波比)とは、インピーダンスの整合の度合を示す指標であり、VSWRが1に近い程、受信側のアンテナ(試料F〜J)の電波の受信効率が良いことを表わす。この測定結果を、以下の表3に示す。なお、一般的に、アンテナのVSWRは、2以下であることが必要である。 About the antenna of sample FJ produced as mentioned above, after hold | maintaining at 130 degreeC, 25 degreeC, and -45 degreeC in a thermostat, VSWR (voltage standing wave ratio) was measured. The measurement of this VSWR (voltage standing wave ratio) was performed using the samples F to J as the receiving side. On the transmitting side, a loop antenna having a diameter of 500 mm connected to a transmitter was used, and the loop antenna was disposed at a distance of 200 mm from the antennas of samples F to J. The VSWR (voltage standing wave ratio) is an index indicating the degree of impedance matching. The closer the VSWR is to 1, the better the radio wave reception efficiency of the receiving antenna (samples F to J). Represent. The measurement results are shown in Table 3 below. In general, the VSWR of the antenna needs to be 2 or less.
また、実施例4〜6、比較例3および4に対応する試料F〜Jのアンテナを受信側として、発信側から発信した電波の周波数が、13.1MHz、13.6MHzおよび14.1MHzの場合における受信電力を測定した。なお、受信電力とは、アンテナ1が電波を受信することにより、コイル3に発生する電力である。そして、13.6MHzにおける受信電力を基準として、13.1MHzおよび14.1MHzにおける受信電力の変化度を算出した。この結果を、表4に示す。
Moreover, when the antennas of the samples F to J corresponding to Examples 4 to 6 and Comparative Examples 3 and 4 are set as the receiving side, the frequencies of the radio waves transmitted from the transmitting side are 13.1 MHz, 13.6 MHz, and 14.1 MHz. The received power at was measured. The received power is power generated in the coil 3 when the
なお、今回開示された実施形態および実施例は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態および実施例の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等などの意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。 The embodiments and examples disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments and examples but by the scope of claims for patent, and includes all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims for patent.
たとえば、上記実施形態では、使用周波数としての周波数f2を約13.6MHzとした例を示したが、本発明はこれに限らず、使用周波数としての周波数f2を約13.6MHz以外の、たとえば、HF(High Frequency)帯(3MHz〜30MHz)〜UHF(Ultra High Frequency)帯(300MHz〜3GHz)の周波数にしてもよい。この場合には、HF帯やUHF帯において、使用周波数としての周波数f2を、複素比透磁率の虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上に設定すればよい。 For example, in the above-described embodiment, the example in which the frequency f2 as the use frequency is about 13.6 MHz is shown. However, the present invention is not limited thereto, and the frequency f2 as the use frequency is other than about 13.6 MHz. The frequency may be in the range of HF (High Frequency) band (3 MHz to 30 MHz) to UHF (Ultra High Frequency) band (300 MHz to 3 GHz). In this case, in the HF band and the UHF band, the frequency f2 as the use frequency may be set to be equal to or higher than the frequency f1 at which the imaginary part μ ″ of the complex relative permeability is maximized.
また、上記実施形態では、フェライト部材に60mol%以下のFe2O3を含有させた例を示したが、本発明はこれに限らず、フェライト部材に60mol%よりも多くのFe2O3を含有させてもよい。
In the above embodiment, an example is shown in which is contained 60 mol% or less of Fe 2 O 3 to the ferrite member, the present invention is not limited thereto, of more than 60 mol% in the
また、上記実施形態では、フェライト部材に20mol%以上のZnOを含有させた例について説明したが、本発明はこれに限らず、フェライト部材に20mol%よりも少ないZnOを含有させてもよい。また、フェライト部材にZnOを含有させなくてもよい。 Moreover, although the said embodiment demonstrated the example which contained 20 mol% or more of ZnO to the ferrite member, this invention is not restricted to this, You may contain ZnO less than 20 mol% in a ferrite member. Further, the ferrite member may not contain ZnO.
また、上記実施形態では、本発明によるアンテナを受信側に用いた例について説明したが、本発明はこれに限らず、本発明によるアンテナを発信側に用いてもよい。 Moreover, although the said embodiment demonstrated the example which used the antenna by this invention for the receiving side, this invention is not restricted to this, You may use the antenna by this invention for a transmission side.
1 アンテナ
2 フェライト部材
3 コイル
4 回路部
1
Claims (5)
前記コイルが巻かれるフェライト部材とを備え、
前記フェライト部材は、所定の複素比透磁率μを有し、
前記所定の複素比透磁率μの実数部分および虚数部分をそれぞれμ′およびμ″として、前記複素比透磁率μを、μ=μ′−iμ″と表わす場合に、前記複素比透磁率の虚数部分μ″が極大となる周波数f1以上の周波数f2を使用周波数として用いる、アンテナ。 Coils,
A ferrite member around which the coil is wound,
The ferrite member has a predetermined complex relative permeability μ,
When the real part and the imaginary part of the predetermined complex relative permeability μ are μ ′ and μ ″, respectively, and the complex relative permeability μ is expressed as μ = μ′−iμ ″, the imaginary number of the complex relative permeability An antenna using a frequency f2 that is equal to or higher than a frequency f1 at which the portion μ ″ is a maximum as a use frequency.
前記使用周波数として用いる周波数f2は、13.6MHz近傍の周波数である、請求項1〜4のいずれか1項に記載のアンテナ。 The ferrite member contains 60 mol% or less of Fe 2 O 3 and 20 mol% or more of ZnO,
The antenna according to any one of claims 1 to 4, wherein the frequency f2 used as the use frequency is a frequency in the vicinity of 13.6 MHz.
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