JP4607776B2 - Variable capacitance circuit and voltage measuring device - Google Patents

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Description

本発明は、可変容量回路、およびこの可変容量回路を備えて測定対象体の電圧を非接触で測定し得る電圧測定装置に関するものである。   The present invention relates to a variable capacitance circuit and a voltage measurement device that includes the variable capacitance circuit and can measure the voltage of a measurement object in a non-contact manner.

この種の可変容量回路として、特開平８−１８１０３８号公報および特開平９−１５３４３６号公報において開示された可変容量回路（可変容量コンデンサ）が知られている。   As this type of variable capacitance circuit, a variable capacitance circuit (variable capacitance capacitor) disclosed in Japanese Patent Laid-Open Nos. 8-181038 and 9-153436 is known.

これらの可変容量回路は、いずれも、離間して対向する一対の電極を有して構成されている。各可変容量回路では、一対の電極間にバイアス電圧を印加することにより、各電極間に発生するクーロン力によって一対の電極の間隙の長さが変化し、これに伴い、一対の電極間の静電容量がバイアス電圧に対応して変化する。
特開平８−１８１０３８号公報（第２−３頁、第１図） 特開平９−１５３４３６号公報（第４−５頁、第１図） Each of these variable capacitance circuits has a pair of electrodes that are spaced apart from each other. In each variable capacitance circuit, by applying a bias voltage between the pair of electrodes, the length of the gap between the pair of electrodes is changed by the Coulomb force generated between the electrodes. The capacitance changes corresponding to the bias voltage.
JP-A-8-181038 (page 2-3, FIG. 1) Japanese Patent Laid-Open No. 9-153436 (page 4-5, FIG. 1)

ところが、上記の各可変容量回路には、以下のような問題点がある。すなわち、これらの各可変容量回路では、一対の電極間に印加されるバイアス電圧（交流電圧）に対応して静電容量が変化する。このため、これらの各可変容量回路を例えば容量変調型電圧センサに用いた場合、このセンサの出力信号の周波数（容量変調周波数）がバイアス電圧の周波数と一致するという不都合があり、この結果、センサの出力信号を検出し難いという問題点が存在している。   However, each of the above variable capacitance circuits has the following problems. That is, in each of these variable capacitance circuits, the capacitance changes corresponding to the bias voltage (alternating voltage) applied between the pair of electrodes. For this reason, when each of these variable capacitance circuits is used for, for example, a capacitance modulation type voltage sensor, there is a disadvantage that the frequency (capacitance modulation frequency) of the output signal of this sensor matches the frequency of the bias voltage. There is a problem that it is difficult to detect the output signal.

本発明は、上記の問題を解決すべくなされたものであり、印加される交流電圧とは異なる周波数で容量変調が可能な可変容量回路、およびこれを用いた電圧測定装置を提供することを主目的とする。   The present invention has been made to solve the above problem, and mainly provides a variable capacitance circuit capable of capacity modulation at a frequency different from an applied AC voltage, and a voltage measurement device using the variable capacitance circuit. Objective.

上記目的を達成すべく請求項１記載の可変容量回路は、直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて静電容量が変化する２つの第１電気的要素と、交流信号の通過を許容すると共に直流信号の通過を阻止する２つの第２電気的要素と、交流電圧を発生する２つの交流電圧発生部とを少なくとも有し、前記各第１電気的要素は、２つのダイオードを逆向きに直列接続して構成されると共に、互いに直列に接続され、前記各第２電気的要素は、前記第１電気的要素、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも１つで構成され、前記各交流電圧発生部は、一次巻線に対する巻数比が互いに等しく巻回された２つの二次巻線を有するトランスの当該二次巻線でそれぞれ構成され、前記各二次巻線のうちの一方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの一方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの一方の第２電気的要素を介して前記交流電圧を印加すると共に、前記各二次巻線のうちの他方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの他方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの他方の第２電気的要素を介して前記一方の第１電気的要素に印加される前記交流電圧と位相が反転する前記交流電圧を印加する。 Variable capacitance circuit according to claim 1, wherein to achieve the above object, the two first electrical element capacitance according to the magnitude of the absolute value of the blocking and while the applied voltage to pass varying DC signal, It has at least two second electrical elements that allow passage of an alternating current signal and prevent passage of a direct current signal, and two alternating voltage generators that generate an alternating voltage, and each of the first electrical elements includes: Two diodes are connected in series in opposite directions and are connected in series with each other, and each of the second electrical elements is composed of at least one of the first electrical element, a capacitor, and a resonator. are, each alternating voltage generator is constituted respectively transformer the secondary winding with two secondary winding turns ratio is wound equally wound together to the primary winding, of the respective secondary windings One of the secondary windings Applying the alternating voltage to one first electrical element of one electrical element via one second electrical element of each of the second electrical elements; and The other secondary winding is connected to the other first electric element of the first electric elements via the second electric element of the other of the second electric elements. The alternating voltage whose phase is reversed with respect to the alternating voltage applied to the first electrical element is applied .

また、請求項２記載の可変容量回路は、直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて静電容量が変化する２つの第１電気的要素と、交流信号の通過を許容すると共に直流信号の通過を阻止する２つの第２電気的要素と、交流電圧を発生する２つの交流電圧発生部とを少なくとも有し、前記各第１電気的要素は、トランジスタで構成されると共に、当該各トランジスタの入力端子および出力端子を接続点として互いに直列に接続され、前記各第２電気的要素は、前記第１電気的要素、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも１つで構成され、前記各交流電圧発生部は、一次巻線に対する巻数比が互いに等しく巻回された２つの二次巻線を有するトランスの当該二次巻線でそれぞれ構成され、前記各二次巻線のうちの一方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの一方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの一方の第２電気的要素を介して前記交流電圧を印加すると共に、前記各二次巻線のうちの他方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの他方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの他方の第２電気的要素を介して前記一方の第１電気的要素に印加される前記交流電圧と位相が反転する前記交流電圧を印加する。 The variable capacitance circuit according to claim 2 is characterized in that two first electric elements whose capacitance changes according to the magnitude of the absolute value of the applied voltage while blocking the passage of the DC signal, and the passage of the AC signal. At least two second electrical elements that prevent the passage of a DC signal and two AC voltage generators that generate an AC voltage, and each of the first electrical elements includes a transistor. And each of the second electrical elements is composed of at least one of the first electrical element, a capacitor, and a resonator. Each of the AC voltage generators is composed of a secondary winding of a transformer having two secondary windings wound at equal turns ratios relative to the primary winding. One of them A secondary winding applies the alternating voltage to a first electrical element of one of the first electrical elements via a second electrical element of one of the second electrical elements; , The other secondary winding of each of the secondary windings is connected to the other first electrical element of each of the first electrical elements, and the second electrical of the other of the second electrical elements. The AC voltage whose phase is inverted from that of the AC voltage applied to the first electric element is applied through a target element.

また、請求項３記載の電圧測定装置は、測定対象体の電圧を測定可能に構成された電圧測定装置であって、前記測定対象体に対向可能な検出電極と、請求項１または２記載の可変容量回路と、参照電位を生成する電圧生成回路と、制御部とを備え、前記可変容量回路は、直列接続された前記２つの第１電気的要素全体における一端部が前記検出電極側に位置すると共に他端部が参照電位側に位置するように前記検出電極と前記参照電位との間に接続され、前記制御部は、前記可変容量回路が前記静電容量を変化させているときに、前記電圧生成回路に対して前記参照電位の電圧を変化させる。 The voltage measurement device according to claim 3 is a voltage measurement device configured to be able to measure the voltage of the measurement object, and the detection electrode capable of facing the measurement object, and the voltage measurement device according to claim 1 or 2 . A variable capacitance circuit ; a voltage generation circuit for generating a reference potential; and a control unit , wherein the variable capacitance circuit has one end portion of the whole of the two first electrical elements connected in series positioned on the detection electrode side. And the other end portion is connected between the detection electrode and the reference potential so that the other end portion is positioned on the reference potential side, and the control unit is configured so that when the variable capacitance circuit changes the capacitance, The voltage of the reference potential is changed with respect to the voltage generation circuit .

請求項１または２記載の可変容量回路によれば、直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて静電容量が変化する第１電気的要素を含んで構成したことにより、交流電圧発生部で発生する交流電圧の印加によってこの各第１電気的要素の静電容量を交流電圧の周波数の２倍の周波数で変化させることができる。つまり、印加される交流電圧とは異なる周波数で容量変調が可能となる。 According to the variable capacitance circuit according to claim 1 or 2, wherein, it was configured to include a first electrical element whose capacitance changes according to the magnitude of the absolute value of the blocking and while the applied voltage to pass the direct current signal Thus, the capacitance of each first electrical element can be changed at a frequency twice the frequency of the AC voltage by applying an AC voltage generated by the AC voltage generator. That is, capacity modulation can be performed at a frequency different from the applied AC voltage.

また、トランスの各二次巻線から交流電圧を印加させることにより、各第１電気的要素の静電容量を交流電圧の周波数の２倍の周波数で変化させることができる。この場合、２つの第１電気的要素が互いに直列に接続されているため、トランスが、互いの位相が反転し、かつ同一振幅の交流電圧を２つの二次巻線に発生させて各第１電気的要素に印加することにより、直列接続された各第１電気的要素に発生する各交流電圧の電圧成分同士を打ち消すことができる。これにより、直列接続された２つの第１電気的要素全体において、その両端間における交流電圧の電圧成分の発生を回避することができるため、静電容量変化時において可変容量回路に発生する電流または可変容量回路の両端間電圧への交流電圧の影響を排除することができる結果、この電流または両端間電圧を正確に検出することができる。 Further, by applying an AC voltage from the secondary winding of the transformer, it can be varied at twice the frequency of the alternating voltage the capacitance of the first electric elements. In this case, since the two first electrical elements are connected in series with each other, the transformer inverts the phase of each other and generates AC voltages having the same amplitude in the two secondary windings. By applying to the electrical element, the voltage components of the AC voltages generated in the first electrical elements connected in series can be canceled out. Thereby, in the entire two first electric elements connected in series, it is possible to avoid the generation of the voltage component of the AC voltage between both ends thereof, so that the current generated in the variable capacitance circuit when the capacitance changes or As a result of eliminating the influence of the AC voltage on the voltage between both ends of the variable capacitance circuit, this current or voltage between both ends can be accurately detected.

また、請求項１記載の可変容量回路によれば、２つのダイオードを逆向きに直列接続して第１電気的要素を構成したことにより、簡易、かつ安価に可変容量回路を構成することができる。 Further, according to the variable capacitance circuit according to claim 1, by two da Io de constituted the first electric elements connected in series in opposite directions to constitute a simple and low cost variable capacitance circuit be able to.

また、請求項２記載の可変容量回路によれば、第１電気的要素をトランジスタで構成すると共に、トランジスタの入力端子および出力端子を接続点として互いに直列に接続したことにより、より少ない部品点数で、簡易、かつ安価に可変容量回路を構成することができる。 According to the variable capacitance circuit of the second aspect , the first electrical element is constituted by a transistor, and the input terminal and the output terminal of the transistor are connected in series with each other, so that the number of parts can be reduced. Thus, a variable capacitance circuit can be configured easily and inexpensively.

また、第１電気的要素、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも１つで第２電気的要素を構成したことにより、第１電気的要素およびコンデンサを用いたときには、簡易、かつ安価に第２電気的要素を構成することができる。また、共振体、具体的には交流電圧と同一の周波数のときにインピーダンスが最小となり、かつそれ以外の周波数のときに十分に高いインピーダンスとなる共振体を用いたときには、第１電気的要素を変調する周波数（交流電圧の周波数）においては共振体のインピーダンスが低くなる結果、交流電圧を第１電気的要素に十分に印加することができ、他方、直流電圧や交流電圧の周波数の２倍の周波数（可変容量回路の容量変調周波数）においては、第１電気的要素に並列に接続されている共振体のインピーダンスが十分に高くなる結果、第１電気的要素に十分な電流を流すことができるため、例えば第１電気的要素に流れる電流を利用した電圧検出の精度を十分に高めることができる。 In addition , since the second electric element is configured by at least one of the first electric element, the capacitor, and the resonator, the second electric element can be easily and inexpensively used when the first electric element and the capacitor are used. The key element can be configured. Further, when using a resonator, specifically, a resonator that has a minimum impedance at the same frequency as the AC voltage and a sufficiently high impedance at other frequencies, the first electrical element is At the frequency to be modulated (the frequency of the alternating voltage), the impedance of the resonator is lowered, so that the alternating voltage can be sufficiently applied to the first electrical element, and on the other hand, twice the frequency of the direct current voltage or the alternating voltage. At the frequency (capacitance modulation frequency of the variable capacitance circuit), the impedance of the resonator connected in parallel to the first electrical element becomes sufficiently high, so that a sufficient current can flow through the first electrical element. Therefore, for example, the accuracy of voltage detection using the current flowing through the first electrical element can be sufficiently increased.

また、請求項３記載の電圧測定装置によれば、測定対象体に対向可能な検出電極と、上記の可変容量回路と、参照電位を生成する電圧生成回路と、制御部とを備え、直列接続された２つの第１電気的要素全体における一端部を検出電極側に位置させ、かつ他端部を参照電位側に位置させることによって可変容量回路を検出電極と参照電位との間に接続して静電容量を変化させ、この可変容量回路の容量変化動作を利用して測定対象体の電圧を測定することにより、直列接続された２つの第１電気的要素全体の静電容量（可変容量回路の静電容量）を交流電圧の周波数の２倍の周波数で変化させることができる。つまり、印加される交流電圧とは異なる周波数で容量変調が可能となる。また、直列接続された２つの第１電気的要素全体における両端間（可変容量回路の両端間）における交流電圧の電圧成分の発生を回避することができるため、静電容量変化時において可変容量回路に発生する電流または可変容量回路の両端間電圧への交流電圧の影響を排除することができる結果、この電流または両端間電圧を正確に検出することができる。したがって、この電圧測定装置によれば、測定対象体の電圧を正確に測定することができる。 According to the voltage measuring device of claim 3, the detection electrode capable of facing the measurement object, the variable capacitance circuit , the voltage generating circuit for generating the reference potential, and the control unit are provided, and connected in series. The variable capacitance circuit is connected between the detection electrode and the reference potential by positioning one end of the two first electric elements as a whole on the detection electrode side and positioning the other end on the reference potential side. By changing the capacitance and measuring the voltage of the measurement object using the capacitance changing operation of the variable capacitance circuit, the capacitance of the entire two first electrical elements connected in series (variable capacitance circuit) Can be changed at a frequency twice the frequency of the AC voltage. That is, capacity modulation can be performed at a frequency different from the applied AC voltage. Further, since it is possible to avoid the generation of the voltage component of the AC voltage between both ends of the entire two first electric elements connected in series (between both ends of the variable capacitance circuit), the variable capacitance circuit can be changed when the capacitance changes. As a result, it is possible to eliminate the influence of the AC voltage on the current generated between the two terminals of the variable capacitance circuit or the voltage across the variable capacitance circuit. Therefore, according to this voltage measuring device, the voltage of the measuring object can be accurately measured.

また、可変容量回路が静電容量を変化させているときに、制御部が電圧生成回路に対して参照電位の電圧を変化させることにより、変化させた参照電位の電圧が測定対象体の電圧に一致したときに、可変容量回路を介して検出電極と参照電位との間に流れる電流、または可変容量回路における検出電極側の端部と参照電位側の端部との間に発生する電圧がほぼゼロになることを利用して、測定対象体の電圧を高い精度で測定することができる。 Further, when the variable capacitance circuit is changing capacitance, the control unit changes the voltage of the reference potential with respect to the voltage generating circuit, the voltage of the reference potential of changing the voltage of the measured object The current flowing between the detection electrode and the reference potential via the variable capacitance circuit, or the voltage generated between the detection electrode side end and the reference potential side end in the variable capacitance circuit. By utilizing the fact that it becomes almost zero, the voltage of the measurement object can be measured with high accuracy.

以下、添付図面を参照して、本発明に係る可変容量回路および電圧測定装置の最良の形態について説明する。   The best mode of a variable capacitance circuit and a voltage measuring device according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.

最初に、本発明に係る電圧測定装置１について、図面を参照して説明する。   First, a voltage measuring apparatus 1 according to the present invention will be described with reference to the drawings.

電圧測定装置１は、図１に示すように、プローブユニット２および本体ユニット３を備え、測定対象体４の電圧Ｖ１を非接触で測定可能に構成されている。   As shown in FIG. 1, the voltage measuring device 1 includes a probe unit 2 and a main body unit 3, and is configured to be able to measure the voltage V <b> 1 of the measuring object 4 without contact.

プローブユニット２は、図１に示すように、ケース１１、検出電極１２、可変容量回路１３、電流検出器１５、およびプリアンプ１６を備えている。ケース１１は、導電性材料（例えば金属材料）を用いて構成されている。検出電極１２は、例えば、平板状に形成されると共に、その一方の面側がケース１１の外表面に露出し、かつ他方の面側がケース１１の内部に露出するようにして、ケース１１に電気的に絶縁された状態で固定されている。   As shown in FIG. 1, the probe unit 2 includes a case 11, a detection electrode 12, a variable capacitance circuit 13, a current detector 15, and a preamplifier 16. The case 11 is configured using a conductive material (for example, a metal material). For example, the detection electrode 12 is formed in a flat plate shape, and one surface side thereof is exposed to the outer surface of the case 11, and the other surface side is exposed to the inside of the case 11. It is fixed in an insulated state.

可変容量回路１３は、図１に示すように、２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ、２つの第２電気的要素３２ａ，３２ｂ、およびトランス３３を少なくとも有している。この場合、第１電気的要素３１ａは、 一端が他端に対して高電位のときに抵抗体として機能し、かつ他端が一端に対して高電位のときに容量体として機能する第１素子４１ａ，４１ｂ（以下、特に区別しないときには「第１素子４１」ともいう）を有している。本例では、一例として、各第１素子４１は、電気的特性の同じ１つの可変容量ダイオードでそれぞれ構成されている。第１電気的要素３１ａは、各第１素子４１を、各々の一端同士または他端同士（図１では一例として一端（アノード端子）同士）を接続することによって直列接続して（つまり互いに逆向きに直列接続して）構成されている。また、第１電気的要素３１ａは、各第１素子４１が逆向きに直列接続されることにより、直流信号（具体的には直流電流）の通過を阻止し、かつ交流信号のみが通過し得るように構成されている。第２電気的要素３１ｂも、第１素子４１ａ，４１ｂを有して、第１電気的要素３１ａと同一に構成されている。   As shown in FIG. 1, the variable capacitance circuit 13 includes at least two first electric elements 31 a and 31 b, two second electric elements 32 a and 32 b, and a transformer 33. In this case, the first electrical element 31a functions as a resistor when one end has a high potential with respect to the other end, and functions as a capacitor when the other end has a high potential with respect to the other end. 41a and 41b (hereinafter also referred to as “first element 41” unless otherwise distinguished). In this example, as an example, each first element 41 is configured by one variable capacitance diode having the same electrical characteristics. The first electrical element 31a connects each first element 41 in series by connecting one end or the other end of each first element (one end (anode terminal) as an example in FIG. 1) (that is, opposite to each other). Connected in series). In addition, the first electrical element 31a blocks the passage of a DC signal (specifically, a DC current) and allows only the AC signal to pass through by connecting the first elements 41 in series in the opposite directions. It is configured as follows. The second electrical element 31b also includes first elements 41a and 41b, and is configured in the same manner as the first electrical element 31a.

各第２電気的要素３２ａ，３２ｂは、一例として、図２に示すように１つのコンデンサ４２で構成されている。トランス３３は、図１に示すように、一例として、１つのコア３３ａと、このコア３３ａに巻回された１つの一次巻線３３ｂおよび２つの二次巻線３３ｃ，３３ｄとを備えて構成されている。本例では、二次巻線３３ｃ，３３ｄは、一次巻線３３ｂに対する巻数比が互いに等しくなるように同じ巻数でそれぞれ巻回されて、本発明における交流電圧発生部として機能する。また、二次巻線３３ｃ，３３ｄは、各々の一端側が共通の引き出し線３３ｅに接続されて引き出され、各々の他端側は独立して引き出されている。なお、二次巻線３３ｃ，３３ｄは、各々の一端側および他端側をそれぞれ独立した状態で引き出してもよい。この構成により、トランス３３は、一次巻線３３ｂに本体ユニット３からの駆動信号Ｓ１を入力したときに、同一振幅の駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ（本発明における交流電圧。以下、特に区別しないときには「駆動信号Ｓ２」ともいう）を各二次巻線３３ｃ，３３ｄに駆動信号Ｓ１と電気的に絶縁された状態で発生させる。なお、トランス３３を駆動するための駆動回路（図示せず）を設け、この駆動回路が、本体ユニット３からの駆動信号Ｓ１を入力して、トランス３３の一次巻線３３ｂを励磁する構成を採用してもよい。また、本例では、２つの二次巻線３３ｃ，３３ｄが形成された１つのトランス３３を使用しているが、一次巻線に対する二次巻線の巻数比が互いに等しい２つのトランスを使用し、各トランスの一次巻線に駆動信号Ｓ１を入力する構成を採用することもできる。   As an example, each of the second electrical elements 32a and 32b includes a single capacitor 42 as shown in FIG. As shown in FIG. 1, the transformer 33 includes, as an example, one core 33a, one primary winding 33b wound around the core 33a, and two secondary windings 33c and 33d. ing. In this example, the secondary windings 33c and 33d are wound with the same number of turns so that the turns ratio with respect to the primary winding 33b is equal to each other, and function as an AC voltage generation unit in the present invention. The secondary windings 33c and 33d are drawn out with one end side connected to a common lead wire 33e, and the other end side is drawn out independently. The secondary windings 33c and 33d may be drawn out in a state where one end side and the other end side thereof are independent from each other. With this configuration, when the drive signal S1 from the main unit 3 is input to the primary winding 33b, the transformer 33 has the same amplitude drive signals S2a and S2b (AC voltages in the present invention. Signal S2 ”) is generated in each secondary winding 33c, 33d in a state of being electrically insulated from the drive signal S1. A drive circuit (not shown) for driving the transformer 33 is provided, and this drive circuit inputs the drive signal S1 from the main unit 3 and excites the primary winding 33b of the transformer 33. May be. In this example, one transformer 33 in which two secondary windings 33c and 33d are formed is used. However, two transformers having the same turn ratio of the secondary winding to the primary winding are used. A configuration in which the drive signal S1 is input to the primary winding of each transformer may be employed.

また、図１に示すように、第１電気的要素３１ａ，３１ｂのうちの一方の第１電気的要素３１ａ、各第２電気的要素３２ａ，３２ｂのうちの一方の第２電気的要素３２ａ、および各二次巻線３３ｃ，３３ｄのうちの一方の二次巻線３３ｃがこの順で環状に接続され（１つの環状経路ＬＰ１内に配設され）、また、他方の第１電気的要素３１ｂ、他方の第２電気的要素３２ｂ、および他方の二次巻線３３ｄもこの順で環状に接続され（他の１つの環状経路ＬＰ２内に配設され）ている。また、第１電気的要素３１ａ，３１ｂは、それぞれの一端側が引き出し線３３ｅに接続されている。これにより、第１電気的要素３１ａ，３１ｂは、互いに直列接続された状態になっている。また、各二次巻線３３ｃ，３３ｄは、第１電気的要素３１ａに印加される駆動信号Ｓ２ａと、第１電気的要素３１ｂに印加される駆動信号Ｓ２ｂとが逆極性（位相が反転した状態）となるようにそれぞれの環状経路ＬＰ１，ＬＰ２内に配設されている。   In addition, as shown in FIG. 1, one first electrical element 31a of the first electrical elements 31a and 31b, one second electrical element 32a of each of the second electrical elements 32a and 32b, One secondary winding 33c of the secondary windings 33c and 33d is annularly connected in this order (arranged in one annular path LP1), and the other first electrical element 31b is arranged. The other second electrical element 32b and the other secondary winding 33d are also annularly connected in this order (arranged in the other annular path LP2). The first electrical elements 31a and 31b have one end connected to the lead wire 33e. Thus, the first electrical elements 31a and 31b are in a state of being connected in series with each other. Each of the secondary windings 33c and 33d has a drive signal S2a applied to the first electrical element 31a and a drive signal S2b applied to the first electrical element 31b having opposite polarities (in a state in which the phase is inverted). ) In the respective annular paths LP1 and LP2.

なお、図１に示す各第１電気的要素３１ａ，３１ｂでは、各第１素子４１としての可変容量ダイオードのアノード端子同士を接続することによって一対の第１素子４１を逆向きに直列接続する構成を採用しているが、図３に示すように、カソード端子同士を接続して一対の第１素子４１を逆向きに直列接続することによっても各第１電気的要素３１ａ，３１ｂを構成することができる。また、可変容量ダイオードは、電圧を逆方向に印加したときにダイオードのＰＮ接合における空乏層の厚みが変化することによる静電容量（接合容量）の変化を利用したものであり、この静電容量の変化を大きくしたものをいう。他方、ＰＮ接合で構成される一般的なダイオード（シリコンダイオード）においても、可変容量ダイオードと比べて少ないものの、上記した静電容量（接合容量）の変化は発生する。このため、図４，５に示すように、各第１素子４１を一般的なダイオードで構成して、第１電気的要素３１ａ，３１ｂを構成することもできる。   In each of the first electrical elements 31a and 31b shown in FIG. 1, a pair of first elements 41 are connected in series in opposite directions by connecting anode terminals of variable capacitance diodes as the first elements 41 to each other. However, as shown in FIG. 3, the first electrical elements 31a and 31b can also be configured by connecting the cathode terminals to each other and connecting a pair of first elements 41 in series in the opposite directions. Can do. The variable capacitance diode uses a change in capacitance (junction capacitance) due to a change in the thickness of the depletion layer at the PN junction of the diode when a voltage is applied in the reverse direction. This is the one with a large change. On the other hand, even in a general diode (silicon diode) configured with a PN junction, the above-described change in capacitance (junction capacitance) occurs although it is less than a variable capacitance diode. For this reason, as shown in FIGS. 4 and 5, the first electric elements 31a and 31b can be configured by configuring each first element 41 with a general diode.

また、可変容量回路１３は、参照電位となる部位（本例ではケース１１）と検出電極１２との間に、直列接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体における一端部Ａ（第１電気的要素３１ａの他端側）が可変容量回路１３の一方の接続点（以下、接続点Ａともいう）として検出電極１２に接続され、かつ２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体における他端部Ｂ（第１電気的要素３１ｂの他端側）が可変容量回路１３の他方の接続点（以下、接続点Ｂともいう）として電流検出器１５に接続された状態で配設されている。また、第２電気的要素３２ａおよび二次巻線３３ｃの直列回路と、二次巻線３３ｄおよび第２電気的要素３２ｂの直列回路とは、前者が第１電気的要素３１ａに並列に接続され、かつ後者が第１電気的要素３１ｂに並列に接続された状態で、参照電位となる部位（本例ではケース１１）と検出電極１２との間に配設されている。また、この構成により、各直列回路も、互いに直列に接続された状態ともなっている。なお、各第２電気的要素３２ａ，３２ｂは、検出電極１２とケース１１とが直流的に短絡するのを防止する機能を有しているため、図１に示すように、直列接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体における一端部Ａと二次巻線３３ｃとの間、および他端部Ｂと二次巻線３３ｄとの間にそれぞれ配置されている。   In addition, the variable capacitance circuit 13 includes a first end A (first portion) of the entire two first electrical elements 31a and 31b connected in series between a portion (case 11 in this example) serving as a reference potential and the detection electrode 12. One electrical element 31a on the other end side) is connected to the detection electrode 12 as one connection point (hereinafter also referred to as connection point A) of the variable capacitance circuit 13, and in the two first electrical elements 31a and 31b as a whole. The other end B (the other end side of the first electrical element 31b) is disposed in a state of being connected to the current detector 15 as the other connection point (hereinafter also referred to as connection point B) of the variable capacitance circuit 13. Yes. The former of the series circuit of the second electrical element 32a and the secondary winding 33c and the series circuit of the secondary winding 33d and the second electrical element 32b are connected in parallel to the first electrical element 31a. In the state where the latter is connected in parallel to the first electrical element 31 b, it is disposed between the portion (case 11 in this example) that becomes a reference potential and the detection electrode 12. In addition, with this configuration, the series circuits are also connected to each other in series. Each of the second electrical elements 32a and 32b has a function of preventing the detection electrode 12 and the case 11 from being short-circuited in a direct current, and therefore, as shown in FIG. The first electric elements 31a and 31b are arranged between one end A and the secondary winding 33c and between the other end B and the secondary winding 33d.

また、可変容量回路１３では、トランス３３が第１電気的要素３１ａに駆動信号Ｓ２ａを印加したときに、後述するように、第１電気的要素３１ａは、この駆動信号Ｓ２ａの周期Ｔ１（周波数ｆ１）に同期して、かつ駆動信号Ｓ２ａの二分の一の周期Ｔ２（２倍の周波数ｆ２）で、その静電容量を連続的に変化させるように動作する。また、トランス３３が第１電気的要素３１ｂに駆動信号Ｓ２ｂを印加したときに、後述するように、第１電気的要素３１ｂは、この駆動信号Ｓ２ｂの周期Ｔ１（周波数ｆ１）に同期して、かつ駆動信号Ｓ２ｂの二分の一の周期Ｔ２（２倍の周波数ｆ２）で、その静電容量を連続的に変化させるように動作する。このため、各第１電気的要素３１ａ，３１ｂの合成容量（直列合成容量）も、駆動信号Ｓ２の周期Ｔ１に同期して、かつ周期Ｔ２で連続的に変化する。したがって、各第２電気的要素３２ａ，３２ｂの静電容量も含めた可変容量回路１３全体の静電容量Ｃ１（各接続点Ａ，Ｂ間の静電容量）も、駆動信号Ｓ２の周期Ｔ１に同期して、かつ周期Ｔ２で連続的に変化する。   Further, in the variable capacitance circuit 13, when the transformer 33 applies the drive signal S2a to the first electrical element 31a, the first electrical element 31a has a period T1 (frequency f1) of the drive signal S2a as described later. ) And in such a manner that the capacitance is continuously changed at a period T2 (twice the frequency f2) of the drive signal S2a. When the transformer 33 applies the drive signal S2b to the first electrical element 31b, the first electrical element 31b is synchronized with the cycle T1 (frequency f1) of the drive signal S2b, as will be described later. In addition, it operates so as to continuously change its capacitance at a period T2 (twice the frequency f2) of the drive signal S2b. For this reason, the combined capacity (series combined capacity) of the first electric elements 31a and 31b also changes continuously in synchronization with the period T1 of the drive signal S2 and in the period T2. Therefore, the capacitance C1 of the entire variable capacitance circuit 13 (capacitance between the connection points A and B) including the capacitances of the second electrical elements 32a and 32b is also in the cycle T1 of the drive signal S2. It changes synchronously and continuously in period T2.

電流検出器１５は、一例として抵抗で構成されて、可変容量回路１３とケース１１との間に接続されている。これにより、電流検出器１５は、可変容量回路１３と直列に接続された状態で検出電極１２とケース１１との間に配設されて、可変容量回路１３に流れている電流ｉ（物理量）を検出すると共に、この電流ｉの電流値に比例した値で、かつ電流ｉの向きに対応した極性の電圧Ｖ２をその両端間に発生させる。また、電流検出器１５は、インピーダンス素子であれば、抵抗に限らず、コンデンサやコイルで構成することもできるし、これらを組み合わせて構成することもできる。また、インピーダンス素子に代えて、セラミック共振器や水晶振動子などの各種共振体を含む共振回路、およびコイルとコンデンサとで構成されたＬＣ共振回路（直列共振回路または並列共振回路）のいずれかを用いて、電流検出器１５を構成することもできる。   The current detector 15 is configured by a resistor as an example, and is connected between the variable capacitance circuit 13 and the case 11. Thus, the current detector 15 is disposed between the detection electrode 12 and the case 11 in a state where the current detector 15 is connected in series with the variable capacitance circuit 13, and the current i (physical quantity) flowing through the variable capacitance circuit 13. At the same time, a voltage V2 having a value proportional to the current value of the current i and having a polarity corresponding to the direction of the current i is generated between both ends. Moreover, as long as the current detector 15 is an impedance element, the current detector 15 is not limited to a resistor, and may be configured by a capacitor or a coil, or may be configured by combining them. Also, instead of the impedance element, either a resonance circuit including various resonators such as a ceramic resonator or a crystal resonator, and an LC resonance circuit (series resonance circuit or parallel resonance circuit) composed of a coil and a capacitor are used. The current detector 15 can also be configured by using it.

プリアンプ１６は、不図示の直流遮断用の一対のコンデンサ、不図示の増幅回路（演算増幅器など）、および不図示の絶縁用電子部品（トランスおよびフォトカプラなど）を備えて構成されている。また、プリアンプ１６は、コンデンサを介して入力した電圧Ｖ２を増幅回路で増幅すると共に、増幅した電圧を絶縁用電子部品によって増幅回路（さらにはケース１１）に対して電気的に絶縁された検出信号Ｓ３に変換して出力する。この場合、電圧Ｖ２は電流ｉの値に比例して変化するため、この電圧Ｖ２を増幅して生成された検出信号Ｓ３も電流ｉの値に比例して変化する。また、上記した可変容量回路１３、電流検出器１５およびプリアンプ１６は、ケース１１内部にそれぞれ配設されている。   The preamplifier 16 includes a pair of DC blocking capacitors (not shown), an amplifier circuit (not shown) (not shown), and insulating electronic parts (not shown) (transformers and photocouplers). In addition, the preamplifier 16 amplifies the voltage V2 input through the capacitor by the amplifier circuit, and the detection signal electrically insulated from the amplifier circuit (and the case 11) by the insulating electronic component. Convert to S3 and output. In this case, since the voltage V2 changes in proportion to the value of the current i, the detection signal S3 generated by amplifying the voltage V2 also changes in proportion to the value of the current i. The variable capacitance circuit 13, the current detector 15 and the preamplifier 16 described above are disposed inside the case 11.

なお、本例では、プリアンプ１６において、トランス等の絶縁用電子部品を使用して、ケース１１に対して電気的に絶縁された状態で、検出信号Ｓ３を本体ユニット３に出力しているが、例えば、電流検出器１５自体を、一巻線と二次巻線とを備えた検出トランスで構成して、検出信号Ｓ３をケース１１に対して絶縁する構成を採用することもできる。   In this example, in the preamplifier 16, the detection signal S3 is output to the main unit 3 while being electrically insulated from the case 11 using an insulating electronic component such as a transformer. For example, a configuration in which the current detector 15 itself is configured by a detection transformer having one winding and a secondary winding and the detection signal S3 is insulated from the case 11 may be employed.

本体ユニット３は、図１に示すように、発振回路２１、増幅回路２２、同期検波回路２３、積分器２４、電圧生成回路２５、電圧計２６およびフィルタ回路２７を備えて構成されている。発振回路２１は、一定の周期Ｔ１（周波数ｆ１）の駆動信号Ｓ１を生成してプローブユニット２に出力すると共に、周期Ｔ１の二分の一の周期Ｔ２の検波用信号Ｓ１１（周波数ｆ２）を駆動信号Ｓ１に同期させて生成して同期検波回路２３に出力する。この場合、本例では、発振回路２１は、駆動信号Ｓ１および検波用信号Ｓ１１として正弦波信号を生成する。   As shown in FIG. 1, the main unit 3 includes an oscillation circuit 21, an amplification circuit 22, a synchronous detection circuit 23, an integrator 24, a voltage generation circuit 25, a voltmeter 26, and a filter circuit 27. The oscillation circuit 21 generates a drive signal S1 having a constant period T1 (frequency f1) and outputs the drive signal S1 to the probe unit 2, and also outputs a detection signal S11 (frequency f2) having a period T2 that is a half of the period T1. It is generated in synchronization with S 1 and output to the synchronous detection circuit 23. In this case, in this example, the oscillation circuit 21 generates a sine wave signal as the drive signal S1 and the detection signal S11.

フィルタ回路２７は、プローブユニット２から入力した検出信号Ｓ３に含まれている可変容量回路１３の容量変調周波数と同じ周波数の信号Ｓ３ａを選択的に通過させる。増幅回路２２は、フィルタ回路２７から入力した信号Ｓ３ａを予め設定された電圧レベルまで増幅して、検出信号Ｓ４として出力する。本例では、可変容量回路１３の容量変調周波数は、駆動信号Ｓ２の周波数ｆ１の２倍の周波数ｆ２になる。このため、この静電容量Ｃ１の変化によって生じる電流ｉの周波数も駆動信号Ｓ１の周波数ｆ１の２倍の周波数ｆ２となり、増幅回路２２から出力される検出信号Ｓ４の周波数はフィルタ回路２７のフィルタリングによって周波数ｆ２となる。同期検波回路２３は、検出信号Ｓ４を検波用信号Ｓ１１で同期検波することにより、パルス信号Ｓ５を生成するように構成されている。この場合、パルス信号Ｓ５は、その振幅が可変容量回路１３を流れる電流ｉの値に比例して変化し、かつその極性が可変容量回路１３を流れる電流ｉの向きに応じて変化する。   The filter circuit 27 selectively allows a signal S3a having the same frequency as the capacitance modulation frequency of the variable capacitance circuit 13 included in the detection signal S3 input from the probe unit 2 to pass therethrough. The amplifier circuit 22 amplifies the signal S3a input from the filter circuit 27 to a preset voltage level and outputs the amplified signal as a detection signal S4. In this example, the capacitance modulation frequency of the variable capacitance circuit 13 is a frequency f2 that is twice the frequency f1 of the drive signal S2. For this reason, the frequency of the current i generated by the change in the capacitance C1 is also a frequency f2 that is twice the frequency f1 of the drive signal S1, and the frequency of the detection signal S4 output from the amplifier circuit 22 is filtered by the filter circuit 27. The frequency is f2. The synchronous detection circuit 23 is configured to generate the pulse signal S5 by synchronously detecting the detection signal S4 with the detection signal S11. In this case, the amplitude of the pulse signal S5 changes in proportion to the value of the current i flowing through the variable capacitance circuit 13, and its polarity changes according to the direction of the current i flowing through the variable capacitance circuit 13.

積分器２４は、パルス信号Ｓ５を連続的に積分することで直流電圧Ｖ３を生成して、電圧生成回路２５に出力する。本例では、一例として、積分器２４は、積分動作を開始した後に、最初のパルス信号Ｓ５が入力されるまでの間、ゼロボルトの直流電圧Ｖ３を出力するように設定されている。これらのフィルタ回路２７、増幅回路２２、同期検波回路２３および積分器２４は、制御部ＣＮＴを構成して、電圧生成回路２５を制御する。電圧生成回路２５は、制御部ＣＮＴの制御下で、フィードバック電圧Ｖ４を生成してプローブユニット２のケース１１に印加する。具体的には、電圧生成回路２５は、入力した直流電圧Ｖ３を増幅することにより、フィードバック電圧Ｖ４を生成する。これにより、参照電位であるケース１１の電圧は、フィードバック電圧Ｖ４と等しく維持される。電圧計２６は、フィードバック電圧Ｖ４を測定して、その電圧値を表示する。   The integrator 24 continuously integrates the pulse signal S5 to generate a DC voltage V3 and outputs it to the voltage generation circuit 25. In this example, as an example, the integrator 24 is set to output a DC voltage V3 of zero volts until the first pulse signal S5 is input after the integration operation is started. These filter circuit 27, amplifier circuit 22, synchronous detection circuit 23, and integrator 24 constitute a control unit CNT to control the voltage generation circuit 25. The voltage generation circuit 25 generates a feedback voltage V4 and applies it to the case 11 of the probe unit 2 under the control of the control unit CNT. Specifically, the voltage generation circuit 25 generates the feedback voltage V4 by amplifying the input DC voltage V3. Thereby, the voltage of case 11 which is a reference potential is maintained equal to the feedback voltage V4. The voltmeter 26 measures the feedback voltage V4 and displays the voltage value.

次いで、電圧測定装置１を使用した測定対象体４の電圧Ｖ１の測定方法と共に、電圧測定装置１の測定動作について説明する。なお、発明の理解を容易にするため、一例として、電圧Ｖ１が正の定電圧であるとして説明するが、電圧Ｖ１が負の定電圧であるときにも、対応する信号や電圧の極性が逆になる以外は、正の定電圧のときと同様にして測定される。また、電圧Ｖ１が交流のときにも、原理的には正の定電圧や負の定電圧のときと同様にして測定される。   Next, the measuring operation of the voltage measuring device 1 will be described together with the measuring method of the voltage V1 of the measuring object 4 using the voltage measuring device 1. In order to facilitate understanding of the invention, the voltage V1 is assumed to be a positive constant voltage as an example. However, when the voltage V1 is a negative constant voltage, the polarity of the corresponding signal or voltage is reversed. The measurement is performed in the same manner as in the case of a positive constant voltage except that. Also, when the voltage V1 is alternating current, in principle, the measurement is performed in the same manner as when the voltage is a positive constant voltage or a negative constant voltage.

まず、電圧Ｖ１の測定に際して、検出電極１２が非接触な状態で測定対象体４に対向するように、プローブユニット２を測定対象体４の近傍に配設する。これにより、図１に示すように、検出電極１２と測定対象体４との間に静電容量Ｃ０が形成された状態となる。この場合、静電容量Ｃ０の容量値は、検出電極１２と測定対象体４の距離に反比例して変化するが、プローブユニット２を一旦配設した後は、一定の（変動しない）値となる。   First, when measuring the voltage V1, the probe unit 2 is arranged in the vicinity of the measurement object 4 so that the detection electrode 12 faces the measurement object 4 in a non-contact state. As a result, as shown in FIG. 1, the capacitance C <b> 0 is formed between the detection electrode 12 and the measurement object 4. In this case, the capacitance value of the capacitance C0 changes in inverse proportion to the distance between the detection electrode 12 and the measuring object 4, but once the probe unit 2 is disposed, the capacitance value is constant (does not vary). .

次いで、電圧測定装置１の起動状態において、本体ユニット３では、発振回路２１が駆動信号Ｓ１および検波用信号Ｓ１１の生成を開始して、駆動信号Ｓ１をプローブユニット２に、また検波用信号Ｓ１１を同期検波回路２３に出力する。プローブユニット２では、可変容量回路１３のトランス３３が、入力した駆動信号Ｓ１に基づいて各二次巻線３３ｃ，３３ｄに駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂをそれぞれ発生させて、各第２電気的要素３２ａ，３２ｂを介して各第１電気的要素３１ａ，３１ｂに印加（出力）する。   Next, in the activated state of the voltage measuring apparatus 1, in the main unit 3, the oscillation circuit 21 starts generating the drive signal S1 and the detection signal S11, and the drive signal S1 is sent to the probe unit 2 and the detection signal S11 is sent. Output to the synchronous detection circuit 23. In the probe unit 2, the transformer 33 of the variable capacitance circuit 13 generates the drive signals S2a and S2b in the secondary windings 33c and 33d based on the input drive signal S1, respectively. Application (output) to each first electrical element 31a, 31b via 32b.

可変容量回路１３の各第１電気的要素３１ａ，３１ｂでは、印加された各駆動信号Ｓ２が分圧されて、各第１素子４１にそれぞれ印加される。この場合における各第１電気的要素３１ａ，３１ｂの静電容量の変化の様子について、第１電気的要素３１ａを例に挙げて説明する。図６に示すように、駆動信号Ｓ２（具体的には駆動信号Ｓ２ａ）の１周期Ｔ１のうちの期間Ｔａ（第１電気的要素３１ａの他端側（一端部Ａ）を基準として一端側（第１電気的要素３１ｂとの接続端側）の電位が高電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に大きくなる期間）では、２つの第１素子４１ａ，４１ｂのうちの逆電圧が印加されて（逆バイアスされて）コンデンサとして機能する他端側の第１素子４１ｂの静電容量が徐々に減少する。また、駆動信号Ｓ２の１周期Ｔ１のうちの期間Ｔｂ（第１電気的要素３１ａの他端側を基準として一端側の電位が高電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に小さくなる期間）では、逆電圧が印加されてコンデンサとして機能する第１素子４１ｂの静電容量が徐々に増加する。   In each first electrical element 31a, 31b of the variable capacitance circuit 13, each applied drive signal S2 is divided and applied to each first element 41. In this case, how the capacitances of the first electrical elements 31a and 31b change will be described by taking the first electrical element 31a as an example. As shown in FIG. 6, one end side with respect to a period Ta (the other end side (one end portion A) of the first electrical element 31a) in one cycle T1 of the drive signal S2 (specifically, the drive signal S2a) ( In the period in which the potential at the connection end with the first electrical element 31b) becomes high and the potential difference between them gradually increases, the reverse voltage of the two first elements 41a and 41b is applied. Thus, the capacitance of the first element 41b on the other end side that functions as a capacitor (reversely biased) gradually decreases. Further, a period Tb in one cycle T1 of the drive signal S2 (a period in which the potential at one end becomes high with reference to the other end of the first electrical element 31a and the potential difference between them gradually decreases). Then, the electrostatic capacitance of the 1st element 41b which functions as a capacitor | condenser is reversely applied and increases gradually.

また、駆動信号Ｓ２の１周期Ｔ１のうちの期間Ｔｃ（第１電気的要素３１ａの他端側を基準として一端側の電位が低電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に大きくなる期間）では、２つの第１素子４１ａ，４１ｂのうちの逆電圧が印加されてコンデンサとして機能する一端部Ａ側の第１素子４１ａの静電容量が徐々に減少する。また、駆動信号Ｓ２の１周期Ｔ１のうちの期間Ｔｄ（第１電気的要素３１ａの他端側を基準として一端側の電位が低電位になり、かつ相互間の電位差が徐々に小さくなる期間）では、逆電圧が印加されてコンデンサとして機能する第１素子４１ａの静電容量が徐々に増加する。なお、各第１素子４１のうちの順電圧が印加されている（順バイアスされている）第１素子４１は等価的に抵抗として機能している。このため、第１電気的要素３１ａの静電容量は、駆動信号Ｓ２の１周期Ｔ１内において、減少および増加を２回繰り返す。   Further, a period Tc in one cycle T1 of the drive signal S2 (a period in which the potential at one end becomes low with respect to the other end side of the first electrical element 31a and the potential difference between them gradually increases). Then, the reverse voltage of the two first elements 41a and 41b is applied, and the capacitance of the first element 41a on the one end A side that functions as a capacitor gradually decreases. Further, a period Td in one cycle T1 of the drive signal S2 (a period in which the potential at one end becomes low with respect to the other end side of the first electrical element 31a and the potential difference between them gradually decreases). Then, the electrostatic capacitance of the 1st element 41a which functions as a capacitor | condenser is reversely applied and increases gradually. The first element 41 to which the forward voltage is applied (forward biased) among the first elements 41 equivalently functions as a resistor. For this reason, the electrostatic capacitance of the first electrical element 31a repeats decreasing and increasing twice within one cycle T1 of the drive signal S2.

また、他の第１電気的要素３１ｂにも、第１電気的要素３１ａに印加される駆動信号Ｓ２ａと位相が反転している駆動信号Ｓ２ｂが印加される。このため、第１電気的要素３１ｂの静電容量も、上記した第１電気的要素３１ａの静電容量と同じタイミングで、減少および増加を２回繰り返す。   Further, the drive signal S2b whose phase is inverted from that of the drive signal S2a applied to the first electrical element 31a is also applied to the other first electrical element 31b. For this reason, the capacitance of the first electrical element 31b also repeats decreasing and increasing twice at the same timing as the capacitance of the first electrical element 31a.

したがって、各第１電気的要素３１ａ，３１ｂの静電容量と各第２電気的要素３２ａ，３２ｂの静電容量（一定）との合成容量となる可変容量回路１３全体としての静電容量Ｃ１も減少および増加を、上記した各第１電気的要素３１ａ，３１ｂの静電容量と同じタイミングで、２回繰り返す。つまり、可変容量回路１３は、入力した駆動信号Ｓ１の周期Ｔ１に同期して、かつ周期Ｔ１の二分の一の周期Ｔ２（周波数ｆ２）でその静電容量Ｃ１を連続的（本例では周期的）に変化させる動作を実行する。   Therefore, the capacitance C1 of the variable capacitance circuit 13 as a whole is a combined capacitance of the capacitances of the first electric elements 31a and 31b and the capacitances (constant) of the second electric elements 32a and 32b. The decrease and increase are repeated twice at the same timing as the capacitances of the first electric elements 31a and 31b. That is, the variable capacitance circuit 13 continuously (in this example, periodically) the capacitance C1 in synchronization with the cycle T1 of the input drive signal S1 and at a cycle T2 (frequency f2) that is a half of the cycle T1. ) Is executed.

この場合、上記したように、可変容量回路１３は、電流検出器１５を介在させた状態でケース１１と検出電極１２との間に直列に接続されているため、その静電容量Ｃ１と、測定対象体４および検出電極１２の間に形成される静電容量Ｃ０とは、測定対象体４とケース１１との間に直列に接続された状態になっている。このため、静電容量Ｃ１が周波数ｆ２（容量変調周波数）で周期的に変化することにより、測定対象体４とケース１１との間の静電容量Ｃ２（各静電容量Ｃ０，Ｃ１の直列合成容量）も、図６に示すように、駆動信号Ｓ２の周期Ｔ１に同期して、かつ周期Ｔ１の二分の一の周期Ｔ２（周波数ｆ２）で変化する。   In this case, as described above, the variable capacitance circuit 13 is connected in series between the case 11 and the detection electrode 12 with the current detector 15 interposed therebetween. The capacitance C0 formed between the object 4 and the detection electrode 12 is in a state of being connected in series between the measurement object 4 and the case 11. For this reason, when the electrostatic capacitance C1 periodically changes at the frequency f2 (capacitance modulation frequency), the electrostatic capacitance C2 between the measurement object 4 and the case 11 (the series combination of the electrostatic capacitances C0 and C1). As shown in FIG. 6, the (capacitance) also changes in synchronization with the cycle T1 of the drive signal S2 and in a cycle T2 (frequency f2) which is a half of the cycle T1.

また、上記のように、直列に接続された各第１電気的要素３１ａ，３１ｂに、トランス３３の各二次巻線３３ｃ，３３ｄから、同一振幅で、かつ位相の反転した駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂが印加されるため、直列接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体としてみたときに、駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの電圧成分が打ち消される結果、２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体としての一端部Ａと他端部Ｂとの間における駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの発生が阻止される。   In addition, as described above, the drive signals S2a and S2b having the same amplitude and inverted phases from the secondary windings 33c and 33d of the transformer 33 to the first electrical elements 31a and 31b connected in series. As a result, the voltage components of the drive signals S2a and S2b are canceled when viewed as the entire two first electrical elements 31a and 31b connected in series, so that the entire two first electrical elements 31a and 31b The generation of the drive signals S2a and S2b between the one end A and the other end B is prevented.

また、本体ユニット３の積分器２４は、電圧測定装置１の動作開始直後において、ゼロボルトの直流電圧Ｖ３を出力するため、電圧生成回路２５は、所定電圧のフィードバック電圧Ｖ４（一例として、電圧Ｖ１よりも低電圧であって、ほぼゼロボルトとする）を生成してプローブユニット２のケース１１に印加する。このため、測定対象体４とケース１１との間には電位差（Ｖ１−Ｖ４）が生じた状態になっている。したがって、上記したように、静電容量Ｃ１の周期Ｔ２での周期的な変化に基づいて測定対象体４とケース１１との間の静電容量Ｃ２が周期Ｔ２で周期的に変化することにより、可変容量回路１３には、電流値を周期Ｔ２で変化させつつ電流ｉが流れる。   Further, since the integrator 24 of the main unit 3 outputs a DC voltage V3 of zero volts immediately after the operation of the voltage measuring device 1, the voltage generation circuit 25 is configured to output a feedback voltage V4 of a predetermined voltage (for example, from the voltage V1). Is also a low voltage, which is approximately zero volts) and applied to the case 11 of the probe unit 2. For this reason, a potential difference (V1−V4) is generated between the measurement object 4 and the case 11. Therefore, as described above, the capacitance C2 between the measurement object 4 and the case 11 periodically changes in the cycle T2 based on the periodic change in the cycle C2 of the capacitance C1. A current i flows through the variable capacitance circuit 13 while changing the current value at the period T2.

この場合、電流ｉは、電位差（Ｖ１−Ｖ４）が大きいときにはその電流値が大きくなり、電位差（Ｖ１−Ｖ４）が小さいときにはその電流値が小さくなる。また、電流ｉは、電位差（Ｖ１−Ｖ４）の極性が正のときには検出電極１２から電流検出器１５に向かって流れ、電位差（Ｖ１−Ｖ４）の極性が負のときには逆向きに流れる。本例では、電圧Ｖ１は正の定電圧であり、フィードバック電圧Ｖ４がゼロボルトからスタートするため、電位差（Ｖ１−Ｖ４）は常にゼロボルト以上の電圧となる。したがって、電流ｉは、本例では、常に検出電極１２から電流検出器１５に向かって、その電流値を周期Ｔ２で変化させつつ流れる。プリアンプ１６は、この電流ｉに起因して電流検出器１５の両端に発生する電圧Ｖ２を増幅することにより、正極性の検出信号Ｓ３を本体ユニット３に出力する。   In this case, the current i has a large current value when the potential difference (V1-V4) is large, and a small current value when the potential difference (V1-V4) is small. The current i flows from the detection electrode 12 toward the current detector 15 when the polarity of the potential difference (V1-V4) is positive, and flows in the reverse direction when the polarity of the potential difference (V1-V4) is negative. In this example, the voltage V1 is a positive constant voltage, and the feedback voltage V4 starts from zero volts. Therefore, the potential difference (V1-V4) is always a voltage of zero volts or more. Therefore, in this example, the current i always flows from the detection electrode 12 toward the current detector 15 while changing the current value at the period T2. The preamplifier 16 outputs a positive polarity detection signal S3 to the main unit 3 by amplifying the voltage V2 generated across the current detector 15 due to the current i.

本体ユニット３の制御部ＣＮＴでは、フィルタ回路２７が、検出信号Ｓ３に含まれている周波数ｆ２の信号成分を信号Ｓ３ａとして選択的に出力し、増幅回路２２は、この信号Ｓ３ａを増幅して検出信号Ｓ４を生成して同期検波回路２３に出力する。次いで、同期検波回路２３は、入力した検出信号Ｓ４を検波用信号Ｓ１１で同期検波することにより、パルス信号Ｓ５を生成して、積分器２４に出力する。続いて、積分器２４は、パルス信号Ｓ５を連続的に積分することで直流電圧Ｖ３を生成して、電圧生成回路２５に出力する。   In the control unit CNT of the main unit 3, the filter circuit 27 selectively outputs the signal component of the frequency f2 included in the detection signal S3 as the signal S3a, and the amplifier circuit 22 amplifies and detects the signal S3a. A signal S4 is generated and output to the synchronous detection circuit 23. Next, the synchronous detection circuit 23 generates a pulse signal S5 by synchronously detecting the input detection signal S4 with the detection signal S11 and outputs the pulse signal S5 to the integrator 24. Subsequently, the integrator 24 continuously integrates the pulse signal S <b> 5 to generate a DC voltage V <b> 3 and outputs it to the voltage generation circuit 25.

この場合、上記したように、本例では、検出信号Ｓ３が常に正極性の信号となり、同様にして検出信号Ｓ４も正極性の信号となるため、パルス信号Ｓ５は、常に正極性のパルス信号となる。この結果、積分器２４、つまり制御部ＣＮＴから出力される直流電圧Ｖ３は徐々にその電圧値が上昇する。したがって、電圧生成回路２５で生成されるフィードバック電圧Ｖ４も、図７に示すように、その電圧値が徐々に上昇する。この結果、電流検出器１５、プリアンプ１６、フィルタ回路２７、増幅回路２２、同期検波回路２３、積分器２４および電圧生成回路２５で構成されるフィードバックループ内で、測定対象体４とケース１１との間の電位差（Ｖ１−Ｖ４）が徐々に低下（減少）するように負のフィードバックが行われる。したがって、電流ｉは、電流値が徐々に低下（減少）していく。   In this case, as described above, in this example, since the detection signal S3 is always a positive signal, and similarly, the detection signal S4 is also a positive signal, the pulse signal S5 is always a positive pulse signal. Become. As a result, the voltage value of the DC voltage V3 output from the integrator 24, that is, the control unit CNT, gradually increases. Therefore, the feedback voltage V4 generated by the voltage generation circuit 25 also gradually increases as shown in FIG. As a result, in the feedback loop composed of the current detector 15, preamplifier 16, filter circuit 27, amplifier circuit 22, synchronous detection circuit 23, integrator 24 and voltage generation circuit 25, the measurement object 4 and the case 11 Negative feedback is performed so that the potential difference (V1-V4) decreases gradually (decreases). Therefore, the current value of the current i gradually decreases (decreases).

その後、フィードバック電圧Ｖ４が電圧Ｖ１に達したときには、電位差（Ｖ１−Ｖ４）がゼロボルトになる。この状態では、測定対象体４とケース１１との間の静電容量Ｃ２が周期的に変化していたとしても、電流ｉが流れない。また、電流ｉが流れないため、電流検出器１５において電圧Ｖ２が発生しない（電圧Ｖ２がゼロボルトになる）結果、プリアンプ１６から検出信号Ｓ３が出力されなくなる。また、検出信号Ｓ３が出力されないため、増幅回路２２からも検出信号Ｓ４が出力されない状態となり、同期検波回路２３からのパルス信号Ｓ５の出力も停止し、この結果、積分器２４から出力される直流電圧Ｖ３の上昇も停止して一定の電圧に維持される。   Thereafter, when the feedback voltage V4 reaches the voltage V1, the potential difference (V1-V4) becomes zero volts. In this state, even if the capacitance C2 between the measurement object 4 and the case 11 changes periodically, the current i does not flow. Further, since the current i does not flow, the voltage V2 is not generated in the current detector 15 (the voltage V2 becomes zero volts). As a result, the detection signal S3 is not output from the preamplifier 16. Further, since the detection signal S3 is not output, the detection signal S4 is not output from the amplifier circuit 22, and the output of the pulse signal S5 from the synchronous detection circuit 23 is also stopped. As a result, the direct current output from the integrator 24 is stopped. The rise of the voltage V3 is also stopped and maintained at a constant voltage.

このため、電圧生成回路２５から出力されるフィードバック電圧Ｖ４の上昇が停止して、図７に示すように、フィードバック電圧Ｖ４が一定の電圧に維持される。したがって、電圧計２６で表示されている電圧値（フィードバック電圧Ｖ４）を継続して観察し、その電圧値の上昇が停止して一定になったとき（すなわち、電流ｉがゼロアンペアになったときに）、そのときの電圧計２６で表示されている電圧値（フィードバック電圧Ｖ４）を測定対象体４の電圧Ｖ１として測定する。以上により、測定対象体４の電圧Ｖ１が完了する。   For this reason, the feedback voltage V4 output from the voltage generation circuit 25 stops increasing, and the feedback voltage V4 is maintained at a constant voltage as shown in FIG. Therefore, when the voltage value (feedback voltage V4) displayed on the voltmeter 26 is continuously observed and the increase in the voltage value stops and becomes constant (that is, when the current i becomes zero ampere). ), The voltage value (feedback voltage V4) displayed on the voltmeter 26 at that time is measured as the voltage V1 of the measuring object 4. Thus, the voltage V1 of the measurement object 4 is completed.

このように、この可変容量回路１３では、互いに逆向きに直列接続された２つの第１素子４１を備えて各第１電気的要素３１ａ，３１ｂが構成されている。このため、この可変容量回路１３によれば、トランス３３の各二次巻線３３ｃ，３３ｄからの駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの印加によって各第１電気的要素３１ａ，３１ｂの静電容量を駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの周波数ｆ１の２倍の周波数ｆ２で変化させることができる。つまり、印加される駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂとは異なる周波数で容量変調が可能となる。しかも、この可変容量回路１３では、互いに直列に接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂにトランス３３の二次巻線３３ｃ，３３ｄから、互いの位相が反転し、かつ同一振幅の駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂが印加されるため、直列接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体としては、各駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの電圧成分同士が打ち消される。このため、この可変容量回路１３によれば、直列接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体において、その両端間（一端部Ａと他端部Ｂとの間）における駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの電圧成分の発生を回避（阻止）することができるため、静電容量変化時において可変容量回路１３に発生する電流ｉへの駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの影響を排除することができる結果、可変容量回路１３に発生する電流ｉを正確に検出することができる。したがって、この可変容量回路１３を備えた電圧測定装置１によれば、測定対象体４の電圧Ｖ１を正確に測定することができる。   As described above, the variable capacitance circuit 13 includes the two first elements 41 connected in series in opposite directions to constitute the first electrical elements 31a and 31b. For this reason, according to the variable capacitance circuit 13, by applying the drive signals S2a and S2b from the secondary windings 33c and 33d of the transformer 33, the capacitances of the first electrical elements 31a and 31b are changed to the drive signal S2a. , S2b can be changed at a frequency f2 that is twice the frequency f1. That is, capacity modulation can be performed at a frequency different from the applied drive signals S2a and S2b. In addition, in the variable capacitance circuit 13, the two first electrical elements 31a and 31b connected in series with each other are inverted in phase from the secondary windings 33c and 33d of the transformer 33 and driven with the same amplitude. Since the signals S2a and S2b are applied, the voltage components of the drive signals S2a and S2b are canceled out as a whole in the two first electric elements 31a and 31b connected in series. For this reason, according to the variable capacitance circuit 13, the drive signal S2a between the two ends (between one end A and the other end B) of the two first electric elements 31a and 31b connected in series is connected. Since the generation of the voltage component of S2b can be avoided (blocked), the influence of the drive signals S2a and S2b on the current i generated in the variable capacitance circuit 13 when the capacitance changes can be eliminated. The current i generated in the capacitor circuit 13 can be accurately detected. Therefore, according to the voltage measuring apparatus 1 provided with the variable capacitance circuit 13, the voltage V1 of the measuring object 4 can be accurately measured.

また、可変容量回路１３では、第１素子４１ａ，４１ｂとして可変容量ダイオード（または一般的なダイオード）を使用して各第１電気的要素３１ａ，３１ｂを構成したことにより、簡易、かつ安価に可変容量回路を構成することができる。また、さらに、各第２電気的要素３２ａ，３２ｂをコンデンサ４２で構成したことにより、より簡易、かつより安価に可変容量回路１３を構成することができる。したがって、この可変容量回路１３を使用した電圧測定装置１によれば、装置コストを十分に低減することができる。   In the variable capacitance circuit 13, the first electric elements 31a and 31b are configured by using variable capacitance diodes (or general diodes) as the first elements 41a and 41b, so that the variable capacitance circuit 13 can be changed easily and inexpensively. A capacitor circuit can be formed. Furthermore, since each of the second electrical elements 32a and 32b is configured by the capacitor 42, the variable capacitance circuit 13 can be configured more simply and at a lower cost. Therefore, according to the voltage measuring device 1 using the variable capacitance circuit 13, the device cost can be sufficiently reduced.

また、電圧測定装置１では、可変容量回路１３が静電容量Ｃ１を周期的に変化させているときに、制御部ＣＮＴが電圧生成回路２５に対してフィードバック電圧Ｖ４の電圧を変化させている。したがって、この電圧測定装置１によれば、可変容量回路１３の周期的な容量変化時において可変容量回路１３に発生する（流れる）電流ｉを検出しつつ、この電流ｉがゼロアンペアとなったときのこのフィードバック電圧Ｖ４を測定対象体４の電圧Ｖ１として測定することで、測定対象体４の電圧Ｖ１を高い精度で測定することができる。さらに、この電圧測定装置１によれば、制御部ＣＮＴが、検出した電流ｉが減少するように電圧生成回路２５に対してフィードバック電圧Ｖ４の電圧を変化させることにより、フィードバック電圧Ｖ４を測定対象体４の電圧Ｖ１に短時間で、しかも確実に一致させることができる。この結果、高い測定精度を維持しつつ、短時間で、しかも確実に測定対象体４の電圧Ｖ１を測定することができる。   In the voltage measuring apparatus 1, the control unit CNT changes the voltage of the feedback voltage V <b> 4 with respect to the voltage generation circuit 25 when the variable capacitance circuit 13 periodically changes the capacitance C <b> 1. Therefore, according to the voltage measuring apparatus 1, when the current i generated at (flows through) the variable capacitance circuit 13 when the capacitance of the variable capacitance circuit 13 changes periodically, the current i becomes zero amperes. By measuring this feedback voltage V4 as the voltage V1 of the measurement object 4, the voltage V1 of the measurement object 4 can be measured with high accuracy. Furthermore, according to the voltage measuring apparatus 1, the control unit CNT changes the feedback voltage V4 to the voltage generation circuit 25 so that the detected current i is decreased, whereby the feedback voltage V4 is measured. 4 can be made to coincide with the voltage V1 of 4 in a short time and reliably. As a result, the voltage V1 of the measuring object 4 can be measured reliably in a short time while maintaining high measurement accuracy.

特に、この電圧測定装置１によれば、上述したような高い周波数で測定対象体４とケース１１との間の静電容量Ｃ２を変化させることができるため、電流検出器１５〜電圧生成回路２５のフィードバックループの応答速度を高速化できる結果、一層短時間で測定対象体４の電圧Ｖ１を測定することができる。このため、この電圧測定装置１によれば、測定対象体４の電圧Ｖ１が時間的に変動するときや、測定対象体４の電圧Ｖ１が周期的に変化する交流電圧のときにも、その電圧Ｖ１を正確に測定することができる。   In particular, according to the voltage measuring apparatus 1, the capacitance C2 between the measurement object 4 and the case 11 can be changed at a high frequency as described above, so that the current detector 15 to the voltage generation circuit 25 are changed. As a result of increasing the response speed of the feedback loop, the voltage V1 of the measuring object 4 can be measured in a shorter time. For this reason, according to this voltage measuring apparatus 1, even when the voltage V1 of the measuring object 4 fluctuates with time or when the voltage V1 of the measuring object 4 is an alternating voltage that periodically changes, the voltage V1 can be accurately measured.

なお、本発明は、上記の構成に限定されない。例えば、上記した電圧測定装置１では、Ｉ（比例）制御でフィードバック電圧Ｖ４を制御しているが、ＰＩ（比例・積分）制御、ＰＤ（比例・微分）制御およびＰＩＤ（比例・積分・微分）制御のいずれかでフィードバック電圧Ｖ４を制御することもできる。   In addition, this invention is not limited to said structure. For example, in the voltage measuring apparatus 1 described above, the feedback voltage V4 is controlled by I (proportional) control, but PI (proportional / integral) control, PD (proportional / differential) control, and PID (proportional / integral / differential). The feedback voltage V4 can be controlled by any of the controls.

また、第２電気的要素３２ａ，３２ｂをコンデンサ４２で構成した例について上記したが、図１、図３〜図５に示す第１電気的要素３１ａ（３１ｂ）で構成することもできる。このように、ダイオードからなる第１電気的要素３１ａ（３１ｂ）で第２電気的要素３２ａ，３２ｂを構成することにより、コンデンサ４２を用いたときと同様にして、簡易、かつ安価に可変容量回路１３を構成することができる。また、この可変容量回路１３においても、第１電気的要素３１ａ，３１ｂおよび第２電気的要素３２ａ，３２ｂが、駆動信号Ｓ１に同期して各駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの２倍の周波数ｆ２でそれぞれの静電容量を変化させるため、可変容量回路１３の容量変調周波数を周波数ｆ２に高めることができる。   In addition, the example in which the second electrical elements 32a and 32b are configured by the capacitor 42 has been described above, but may be configured by the first electrical element 31a (31b) illustrated in FIGS. 1 and 3 to 5. In this manner, by configuring the second electrical elements 32a and 32b with the first electrical element 31a (31b) made of a diode, the variable capacitance circuit can be simply and inexpensively similar to the case where the capacitor 42 is used. 13 can be configured. Also in the variable capacitance circuit 13, the first electrical elements 31a and 31b and the second electrical elements 32a and 32b are respectively synchronized with the drive signal S1 at a frequency f2 that is twice that of the drive signals S2a and S2b. Therefore, the capacitance modulation frequency of the variable capacitance circuit 13 can be increased to the frequency f2.

また、図４に示す第１電気的要素３１ａ，３１ｂでは、各第１素子４１は、一般的なダイオードで構成され、かつこれらのダイオードの各アノード端子同士が接続されることにより、互いに逆向きに直列接続されている。すなわち、２つの第１素子４１全体としては、Ｐ型半導体とＮ型半導体とが、Ｎ−Ｐ−Ｐ−Ｎというように配列されて構成されている。このため、図４に示す第１電気的要素３１ａ，３１ｂにおいて各第１素子４１を構成する２つのダイオードを、図８に示すように１つのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＴＲ１で置き換えて第１電気的要素３１ａ、３１ｂを構成することもできる。   Further, in the first electrical elements 31a and 31b shown in FIG. 4, each first element 41 is constituted by a general diode, and the anode terminals of these diodes are connected to each other so that they are opposite to each other. Are connected in series. That is, the two first elements 41 as a whole are configured such that a P-type semiconductor and an N-type semiconductor are arranged as NPPN. For this reason, in the first electrical elements 31a and 31b shown in FIG. 4, two diodes constituting each first element 41 are replaced with one NPN bipolar transistor TR1 as shown in FIG. 31a and 31b can also be configured.

この場合、トランジスタＴＲ１は、その入力端子（コレクタ端子ｃおよびエミッタ端子ｅの一方）および出力端子（コレクタ端子ｃおよびエミッタ端子ｅの他方）がそれぞれ接続されて（それぞれ接続点となって）、各環状経路ＬＰ１，ＬＰ２内に配設される。なお、トランジスタＴＲ１のベース端子ｂは未接続となる（接続点とはならない）。同様にして、図５に示す第１電気的要素３１ａ，３１ｂでは、２つの第１素子４１全体として、Ｐ型半導体とＮ型半導体とが、Ｐ−Ｎ−Ｎ−Ｐというように配列されている。このため、図５に示す第１電気的要素３１ａ，３１ｂにおいて各第１素子４１を構成する２つのダイオードを、図９に示すように１つのＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴＲ２で置き換えて第１電気的要素３１ａ，３１ｂを構成することもできる。この場合も、トランジスタＴＲ１と同様にして、トランジスタＴＲ２は、その入力端子（コレクタ端子ｃおよびエミッタ端子ｅの一方）および出力端子（コレクタ端子ｃおよびエミッタ端子ｅの他方）がそれぞれ接続されて（それぞれ接続点となって）、各環状経路ＬＰ１，ＬＰ２内に配設される。なお、トランジスタＴＲ２のベース端子ｂは未接続となる（接続点とはならない）。   In this case, the transistor TR1 has an input terminal (one of the collector terminal c and the emitter terminal e) and an output terminal (the other of the collector terminal c and the emitter terminal e) connected to each other (each serving as a connection point). It arrange | positions in cyclic | annular path | route LP1, LP2. Note that the base terminal b of the transistor TR1 is not connected (not a connection point). Similarly, in the first electrical elements 31a and 31b shown in FIG. 5, the P-type semiconductor and the N-type semiconductor are arranged as PNNP as the two first elements 41 as a whole. Yes. For this reason, in the first electrical elements 31a and 31b shown in FIG. 5, two diodes constituting each first element 41 are replaced with one PNP-type bipolar transistor TR2 as shown in FIG. 31a and 31b can also be configured. In this case, similarly to the transistor TR1, the transistor TR2 has its input terminal (one of the collector terminal c and the emitter terminal e) and its output terminal (the other of the collector terminal c and the emitter terminal e) connected (respectively). It becomes a connection point) and is disposed in each of the circular paths LP1 and LP2. Note that the base terminal b of the transistor TR2 is not connected (not a connection point).

また、トランジスタとして、バイポーラトランジスタを使用する例について説明したが、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタに代えて同型のＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を使用してもよいし、またはＰＮＰ型バイポーラトランジスタに代えて同型のＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を使用してもよいのは勿論である。この場合、ＭＯＳＦＥＴについては、その入力端子はドレイン端子およびソース端子の一方となり、出力端子はドレイン端子およびソース端子の他方となる。このようにトランジスタＴＲ１（ＴＲ２）を用いて各第１電気的要素３１ａ、３１ｂを構成することにより、より少ない部品点数で、簡易、かつ安価に可変容量回路１３を構成することができる。   Moreover, although the example which uses a bipolar transistor as a transistor was demonstrated, it replaced with a NPN type bipolar transistor, and may use the same type MOSFET (field effect type transistor), or it replaced with a PNP type bipolar transistor, and the same type. Of course, a MOSFET (field effect transistor) may be used. In this case, the input terminal of the MOSFET is one of the drain terminal and the source terminal, and the output terminal is the other of the drain terminal and the source terminal. As described above, by configuring the first electrical elements 31a and 31b using the transistor TR1 (TR2), the variable capacitance circuit 13 can be configured easily and inexpensively with a smaller number of parts.

また、図１０に示す電圧測定装置１Ａのように、電流検出器１５を配設せずに、可変容量回路１３の両端間電圧Ｖ５をプリアンプ１６で検出して検出信号Ｓ３として出力するプローブユニット２Ａを使用し、両端間電圧Ｖ５に比例して変化する検出信号Ｓ３に基づいて制御部ＣＮＴが電圧生成回路２５を制御して、測定対象体４の電圧Ｖ１を測定する構成を採用することもできる。ここで、可変容量回路１３の両端間電圧Ｖ５とは、可変容量回路１３における検出電極１２側の端部（同図では、２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体における一端部Ａ）と可変容量回路１３におけるケース１１側の端部（同図では、２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体における他端部Ｂ）との間に発生する電圧をいう。この場合、プリアンプ１６における一対の入力端子のうちの一方の入力端子は、図１０に示すように、コンデンサ１７を介して可変容量回路１３における検出電極１２側の端部に接続され、他方の入力端子は、可変容量回路１３におけるケース１１側の端部に接続されている。なお、この構成以外の構成については、電圧測定装置１Ａは電圧測定装置１と同一のため、図１０では、電圧測定装置１の各構成要素と同一の構成要素については同一の符号を付して重複する説明を省略する。   Further, unlike the voltage measuring apparatus 1A shown in FIG. 10, the probe unit 2A that detects the voltage V5 across the variable capacitance circuit 13 with the preamplifier 16 and outputs it as the detection signal S3 without providing the current detector 15. The control unit CNT controls the voltage generation circuit 25 based on the detection signal S3 that changes in proportion to the voltage V5 between both ends, and the voltage V1 of the measuring object 4 can be measured. . Here, the voltage V5 between both ends of the variable capacitance circuit 13 is variable from the end portion on the detection electrode 12 side in the variable capacitance circuit 13 (in the figure, one end portion A in the entire two first electric elements 31a and 31b). The voltage generated between the end of the capacitive circuit 13 on the case 11 side (the other end B of the entire two first electric elements 31a and 31b in the figure). In this case, one input terminal of the pair of input terminals in the preamplifier 16 is connected to the end on the detection electrode 12 side in the variable capacitance circuit 13 via the capacitor 17 as shown in FIG. The terminal is connected to the end of the variable capacitance circuit 13 on the case 11 side. Since the voltage measuring device 1A is the same as the voltage measuring device 1 except for this configuration, the same components as those of the voltage measuring device 1 are denoted by the same reference numerals in FIG. A duplicate description is omitted.

この電圧測定装置１Ａにおいても、上記の可変容量回路１３を使用したことにより、電圧測定装置１と同様にして、直列接続された２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体において、その両端間（一端部Ａと他端部Ｂとの間）における駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの電圧成分の発生を回避（阻止）することができるため、静電容量変化時において可変容量回路１３の両端間電圧への駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの影響を排除することができる結果、可変容量回路１３の両端間電圧Ｖ５を正確に検出することができる。したがって、この電圧測定装置１Ａにおいても、電圧測定装置１と同様にして、測定対象体４の電圧Ｖ１を正確に測定することができる。また、電圧測定装置１Ａにおいても、電圧測定装置１と同様にして、電流検出器１５〜電圧生成回路２５のフィードバックループの応答速度を高速化できる結果、短時間で測定対象体４の電圧Ｖ１を測定することができると共に、測定対象体４の電圧Ｖ１が時間的に変動するときや、測定対象体４の電圧Ｖ１が周期的に変化する交流電圧のときにも、その電圧Ｖ１を正確に測定することができる。また、電圧測定装置１Ａによれば、信頼性の高い可変容量回路１３を使用したことにより、装置自体の信頼性を一層向上させることができる。   Also in the voltage measuring device 1A, by using the variable capacitance circuit 13, the two first electric elements 31a and 31b connected in series between the both ends (like the voltage measuring device 1) ( Since the generation of the voltage components of the drive signals S2a and S2b (between one end A and the other end B) can be avoided (blocked), the voltage across the variable capacitance circuit 13 can be reduced when the capacitance changes. As a result of eliminating the influence of the drive signals S2a and S2b, the voltage V5 across the variable capacitance circuit 13 can be accurately detected. Therefore, also in this voltage measuring apparatus 1A, the voltage V1 of the measuring object 4 can be accurately measured in the same manner as the voltage measuring apparatus 1. Also in the voltage measuring apparatus 1A, as in the voltage measuring apparatus 1, the response speed of the feedback loop of the current detector 15 to the voltage generation circuit 25 can be increased, so that the voltage V1 of the measuring object 4 can be obtained in a short time. In addition to being able to measure, when the voltage V1 of the measuring object 4 fluctuates over time or when the voltage V1 of the measuring object 4 is an alternating voltage that changes periodically, the voltage V1 is accurately measured. can do. Further, according to the voltage measuring device 1A, the reliability of the device itself can be further improved by using the highly reliable variable capacitance circuit 13.

また、電圧測定装置１，１Ａの可変容量回路１３では、トランス３３の各二次巻線３３ｃ，３３ｄを交流電圧発生部として用いているが、これに限定されるものではなく、トランス３３に代えて圧電トランスを交流電圧発生部として用いることできる。また、電圧測定装置１，１Ａの可変容量回路１３では、トランス３３を用いることにより、駆動信号Ｓ１に対して電気的に絶縁された各駆動信号Ｓ２を交流電圧発生部としての各二次巻線３３ｃ，３３ｄで発生させているが、フォトカプラを含む交流電圧発生部（図示せず）を採用したとしても、駆動信号Ｓ１に対して電気的に絶縁された各駆動信号Ｓ２を発生させることができる。この構成においては、プローブユニット２内に、各種電池（太陽電池、一次電池または二次電池など）のような本体ユニット３から独立して絶縁された電源を配設して、この電源からの電力でフォトカプラの二次側回路（各駆動信号Ｓ２の生成回路側）を作動させることができる。また、電圧測定装置１，１Ａでは、同期検波回路２３を用いて検出信号Ｓ４に含まれている周波数ｆ２を含む所定の帯域の周波数成分を抽出する構成を採用しているが、これに限定されるものではなく、図示はしないが、同期検波方式に代えて、公知の包絡線検波方式を採用することもできる。また、図示はしないが、電圧測定装置１，１Ａと共に、検出電極１２Ａと可変容量回路１３との間に電流検出器１５を配設することもできる。   In the variable capacitance circuit 13 of the voltage measuring devices 1 and 1A, the secondary windings 33c and 33d of the transformer 33 are used as the AC voltage generator, but the present invention is not limited to this, and the transformer 33 is used instead. Thus, a piezoelectric transformer can be used as the AC voltage generator. Further, in the variable capacitance circuit 13 of the voltage measuring device 1, 1 </ b> A, by using the transformer 33, each drive signal S <b> 2 electrically insulated from the drive signal S <b> 1 is used as each secondary winding as an AC voltage generator. Although generated by 33c and 33d, each drive signal S2 that is electrically insulated from the drive signal S1 can be generated even if an AC voltage generator (not shown) including a photocoupler is employed. it can. In this configuration, a power source insulated independently from the main unit 3 such as various batteries (solar cell, primary battery, secondary battery, etc.) is disposed in the probe unit 2, and power from this power source is provided. Thus, the secondary circuit of the photocoupler (the side of the generation circuit of each drive signal S2) can be operated. Further, the voltage measuring devices 1 and 1A employ a configuration in which the frequency component of a predetermined band including the frequency f2 included in the detection signal S4 is extracted using the synchronous detection circuit 23, but the configuration is limited to this. Although not shown and not shown, a known envelope detection method can be employed instead of the synchronous detection method. Although not shown, the current detector 15 may be disposed between the detection electrode 12A and the variable capacitance circuit 13 together with the voltage measuring devices 1 and 1A.

また、電圧測定装置１，１Ａでは、可変容量回路１３が静電容量Ｃ１を変化させているときに、制御部ＣＮＴが電圧生成回路２５に対して参照電位となる部位（本例ではケース１１）の電圧（フィードバック電圧Ｖ４）を変化させるフィードバック制御方式を採用し、フィードバック電圧Ｖ４が測定対象体４の電圧Ｖ１に一致したときに、可変容量回路１３に流れる電流ｉ、または可変容量回路１３の両端間電圧Ｖ５がほぼゼロになることを利用して、測定対象体４の電圧Ｖ１を測定したが、測定対象体４の電圧Ｖ１の存在範囲が予め判明している場合には、フィードバック制御方式に代えて、オープン制御方式を採用して本体ユニットを構成することもできる。具体的には、可変容量回路１３が静電容量Ｃ１を変化させているときに、制御部が電圧生成回路に対してその出力電圧を、この電圧Ｖ１の存在範囲の下限値から上限値まで（または上限値から下限値まで）変化（スキャン）させつつ、可変容量回路１３に流れる電流ｉ、または可変容量回路１３の両端間電圧Ｖ５がほぼゼロになったときの電圧生成回路の出力電圧を検出し、この出力電圧を測定対象体４の電圧Ｖ１として特定するように本体ユニットを構成することもできる。   Further, in the voltage measuring devices 1 and 1A, a portion where the control unit CNT becomes a reference potential with respect to the voltage generation circuit 25 when the variable capacitance circuit 13 changes the capacitance C1 (case 11 in this example). The feedback control method is used to change the voltage (feedback voltage V4), and when the feedback voltage V4 matches the voltage V1 of the measurement object 4, the current i flowing through the variable capacitance circuit 13 or both ends of the variable capacitance circuit 13 The voltage V1 of the measurement object 4 is measured using the fact that the inter-voltage V5 becomes almost zero. If the existence range of the voltage V1 of the measurement object 4 is known in advance, the feedback control method is used. Alternatively, the main unit can be configured by adopting an open control system. Specifically, when the variable capacitance circuit 13 is changing the capacitance C1, the control unit outputs the output voltage to the voltage generation circuit from the lower limit value to the upper limit value of the existence range of the voltage V1 ( (Alternatively, from the upper limit value to the lower limit value), the current i flowing through the variable capacitance circuit 13 or the output voltage of the voltage generation circuit when the voltage V5 across the variable capacitance circuit 13 becomes almost zero is detected while changing (scanning). In addition, the main body unit can be configured to specify this output voltage as the voltage V <b> 1 of the measurement object 4.

また、可変容量回路１３を測定対象体４の電圧測定に適用した例について上記したが、測定対象体４と参照電位となる部位（本例ではケース１１）との間に電位差が生じているときには、可変容量回路１３が静電容量Ｃ１を変化させているときに、可変容量回路１３に必ず電流ｉが流れ、また可変容量回路１３の両端間電圧Ｖ５がゼロになっていないことを利用することにより、可変容量回路１３を検電器に適用することもできる。また、測定対象体４に流れる電流を測定する電流測定装置の構成と、電圧測定装置１，１Ａのいずれかの構成とを組み合わせることにより、可変容量回路１３を使用して電力計を構成することもできる。   Further, the example in which the variable capacitance circuit 13 is applied to the voltage measurement of the measurement target body 4 has been described above. However, when a potential difference is generated between the measurement target body 4 and a portion serving as a reference potential (case 11 in this example). When the variable capacitance circuit 13 changes the capacitance C1, the current i always flows through the variable capacitance circuit 13, and the voltage V5 across the variable capacitance circuit 13 is not zero. Thus, the variable capacitance circuit 13 can also be applied to the voltage detector. In addition, by combining the configuration of the current measuring device that measures the current flowing through the measurement object 4 and the configuration of any one of the voltage measuring devices 1 and 1A, a wattmeter is configured using the variable capacitance circuit 13. You can also.

また、上記した可変容量回路１３の第１電気的要素３１ａ，３１ｂについては、図１、図３〜図５に示すように、互いに逆向きに直列接続された２つのダイオードだけで構成した例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、図１に示す第１電気的要素３１ａを例に挙げて説明すると、第１電気的要素３１ａの他端側（２つの第１電気的要素３１ａ，３１ｂ全体における一端部Ａ）と第１素子４１ａとの間、各第１素子４１ａ，４１ｂ間、および第１電気的要素３１ａの一端側（第１電気的要素３１ｂとの接続端側）と第１素子４１ｂとの間の少なくとも１つに、抵抗、コンデンサおよびインダクタンスの少なくとも１つを配設することもできるし、また他のダイオードを配設することもできる。また、第１素子４１ａ，４１ｂの各々、および第１素子４１ａ，４１ｂ全体の少なくとも１つに対してコンデンサを並列に接続することもできる。また、可変容量ダイオードも一般的な（通常の）ダイオードも基本的な構成が同じであるため、例えば第１電気的要素３１ａにおいて、一方の第１素子４１ａを通常のダイオードを使用して構成するなど、可変容量ダイオードと一般的なダイオードとを混在して使用することもできる。   As for the first electrical elements 31a and 31b of the variable capacitance circuit 13 described above, as shown in FIGS. 1 and 3 to 5, only two diodes connected in series in opposite directions are used. Although described, the present invention is not limited to this. For example, the first electric element 31a shown in FIG. 1 will be described as an example. The other end side of the first electric element 31a (one end A in the whole of the two first electric elements 31a and 31b) and the first electric element 31a. At least one between the element 41a, between the first elements 41a and 41b, and between one end side of the first electrical element 31a (connection end side with the first electrical element 31b) and the first element 41b. In addition, at least one of a resistor, a capacitor, and an inductance can be disposed, and another diode can be disposed. Further, a capacitor can be connected in parallel to each of the first elements 41a and 41b and at least one of the first elements 41a and 41b as a whole. In addition, since the basic configuration is the same for both variable capacitance diodes and general (normal) diodes, for example, in the first electrical element 31a, one first element 41a is configured using a normal diode. For example, a variable capacitance diode and a general diode can be used together.

また、コンデンサ、およびダイオード（具体的には第１電気的要素３１ａ（３１ｂ））で第２電気的要素３２ａ，３２ｂを構成した可変容量回路１３について上記したが、例えば、セラミック共振器、水晶振動子、およびコイルとコンデンサとで構成されたＬＣ共振回路（直列共振回路）などの各種共振体を用いて構成してもよい。このように共振体、具体的には駆動信号Ｓ１と同一の周波数ｆ１のときにインピーダンスが最小となり、かつそれ以外の周波数のときに十分に高いインピーダンスとなる共振体を用いたときには、第１電気的要素３１ａ，３１ｂを変調する周波数ｆ１では共振体のインピーダンスが低くなる結果、駆動信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂを第１電気的要素３１ａ，３１ｂに十分に印加することができ、他方、直流電圧や駆動信号Ｓ１の周波数ｆ１の２倍の周波数ｆ２では、各第１電気的要素３１ａ，３１ｂに並列に接続されている共振体のインピーダンスが十分に高くなる結果、第１電気的要素３１ａ，３１ｂに十分な電流を流すことができるため、例えば電流検出器１５を用いた電流ｉの検出精度を高めることができ、ひいては測定対象体４の電圧検出を一層高めることができる。   Further, the variable capacitance circuit 13 in which the second electrical elements 32a and 32b are configured by the capacitor and the diode (specifically, the first electrical element 31a (31b)) has been described above. You may comprise using various resonators, such as a LC resonance circuit (series resonance circuit) comprised by the element | child and the coil and the capacitor | condenser. Thus, when a resonator, specifically a resonator having a minimum impedance at the same frequency f1 as the drive signal S1 and a sufficiently high impedance at other frequencies, is used. As a result of the low impedance of the resonator at the frequency f1 for modulating the target elements 31a and 31b, the drive signals S2a and S2b can be sufficiently applied to the first electrical elements 31a and 31b. At a frequency f2 that is twice the frequency f1 of S1, the impedance of the resonator connected in parallel to each of the first electrical elements 31a and 31b becomes sufficiently high, and as a result, sufficient for the first electrical elements 31a and 31b. Since the current can flow, for example, the detection accuracy of the current i using the current detector 15 can be improved, and the voltage detection of the measurement object 4 can be performed. It is possible to increase the layers.

また、第１電気的要素３１ａ，３１ｂおよび第２電気的要素３２ａ，３２ｂを１個ずつ含んで各環状経路ＬＰ１，ＬＰ２を構成した可変容量回路１３について上記したが、第１電気的要素３１ａ，３１ｂおよび第２電気的要素３２ａ，３２ｂの少なくとも一方を２個以上含んで構成することもできる。   In addition, the variable capacitance circuit 13 including the first electrical elements 31a and 31b and the second electrical elements 32a and 32b and configuring the annular paths LP1 and LP2 has been described above. It is also possible to include at least one of 31b and the second electrical elements 32a and 32b.

電圧測定装置１のブロック図である。1 is a block diagram of a voltage measuring device 1. FIG. 電圧測定装置１の第２電気的要素３２ａ，３２ｂの回路図である。3 is a circuit diagram of second electrical elements 32a and 32b of the voltage measuring device 1. FIG. 第１電気的要素３１ａ，３１ｂの他の回路図である。It is another circuit diagram of the 1st electrical element 31a, 31b. 第１電気的要素３１ａ，３１ｂの他の回路図である。It is another circuit diagram of the 1st electrical element 31a, 31b. 第１電気的要素３１ａ，３１ｂの他の回路図である。It is another circuit diagram of the 1st electrical element 31a, 31b. 可変容量回路１３の動作を説明するための駆動信号Ｓ２と静電容量Ｃ２との関係図である。4 is a relationship diagram between a drive signal S2 and a capacitance C2 for explaining the operation of the variable capacitance circuit 13. FIG. フィードバック電圧Ｖ４の時間変化を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the time change of the feedback voltage V4. 第１電気的要素３１ａ，３１ｂの他の回路図である。It is another circuit diagram of the 1st electrical element 31a, 31b. 第１電気的要素３１ａ，３１ｂの他の回路図である。It is another circuit diagram of the 1st electrical element 31a, 31b. 電圧測定装置１Ａのブロック図である。It is a block diagram of voltage measuring device 1A.

符号の説明Explanation of symbols

１，１Ａ 電圧測定装置
３ 本体ユニット
４ 測定対象体
１１ ケース
１２ 検出電極
１３ 可変容量回路
１５ 電流検出器
２５ 電圧生成回路
３１ａ，３１ｂ 第１電気的要素
３２ａ，３２ｂ 第２電気的要素
４１ａ，４１ｂ 第１素子
ＣＮＴ 制御部
ｉ 電流
Ｖ１ 測定対象体の電圧
Ｖ４ フィードバック電圧（参照電位） DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,1A Voltage measuring device 3 Main body unit 4 Measuring object 11 Case 12 Detection electrode 13 Variable capacity circuit 15 Current detector 25 Voltage generation circuit 31a, 31b 1st electric element 32a, 32b 2nd electric element 41a, 41b 1st 1 element CNT control part i Current V1 Voltage of measurement object V4 Feedback voltage (reference potential)

Claims (3)

直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて静電容量が変化する２つの第１電気的要素と、交流信号の通過を許容すると共に直流信号の通過を阻止する２つの第２電気的要素と、交流電圧を発生する２つの交流電圧発生部とを少なくとも有し、
前記各第１電気的要素は、２つのダイオードを逆向きに直列接続して構成されると共に、互いに直列に接続され、
前記各第２電気的要素は、前記第１電気的要素、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも１つで構成され、
前記各交流電圧発生部は、一次巻線に対する巻数比が互いに等しく巻回された２つの二次巻線を有するトランスの当該二次巻線でそれぞれ構成され、前記各二次巻線のうちの一方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの一方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの一方の第２電気的要素を介して前記交流電圧を印加すると共に、前記各二次巻線のうちの他方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの他方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの他方の第２電気的要素を介して前記一方の第１電気的要素に印加される前記交流電圧と位相が反転する前記交流電圧を印加する可変容量回路。 2 for blocking the passage of direct signal as well to allow the two first electrical element capacitance according to the magnitude of the absolute value of the blocking and while the applied voltage to pass varying DC signal, the passage of the alternating current signal Two second electrical elements and at least two AC voltage generators for generating an AC voltage,
Each of the first electrical elements is configured by connecting two diodes in series in opposite directions and connected in series with each other,
Each of the second electrical elements is composed of at least one of the first electrical element, a capacitor, and a resonator,
Each of the AC voltage generators is composed of a secondary winding of a transformer having two secondary windings wound at equal turns ratios with respect to the primary winding. One secondary winding applies the AC voltage to one first electrical element of each of the first electrical elements through one second electrical element of each of the second electrical elements. And the other secondary winding of each of the secondary windings is connected to the other first electrical element of each of the first electrical elements and the other of the second electrical elements. A variable capacitance circuit that applies the AC voltage whose phase is inverted with respect to the AC voltage applied to the first electrical element via two electrical elements . 直流信号の通過を阻止しつつ印加電圧の絶対値の大きさに応じて静電容量が変化する２つの第１電気的要素と、交流信号の通過を許容すると共に直流信号の通過を阻止する２つの第２電気的要素と、交流電圧を発生する２つの交流電圧発生部とを少なくとも有し、
前記各第１電気的要素は、トランジスタで構成されると共に、当該各トランジスタの入力端子および出力端子を接続点として互いに直列に接続され、
前記各第２電気的要素は、前記第１電気的要素、コンデンサおよび共振体のうちの少なくとも１つで構成され、
前記各交流電圧発生部は、一次巻線に対する巻数比が互いに等しく巻回された２つの二次巻線を有するトランスの当該二次巻線でそれぞれ構成され、前記各二次巻線のうちの一方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの一方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの一方の第２電気的要素を介して前記交流電圧を印加すると共に、前記各二次巻線のうちの他方の二次巻線が前記各第１電気的要素のうちの他方の第１電気的要素に前記各第２電気的要素のうちの他方の第２電気的要素を介して前記一方の第１電気的要素に印加される前記交流電圧と位相が反転する前記交流電圧を印加する可変容量回路。 Two first electrical elements whose capacitance changes according to the magnitude of the absolute value of the applied voltage while preventing the passage of the DC signal, and 2 for allowing the passage of the AC signal and preventing the passage of the DC signal Two second electrical elements and at least two AC voltage generators for generating an AC voltage,
Each of the first electrical elements is composed of a transistor, and is connected in series with each other using the input terminal and the output terminal of the transistor as a connection point.
Each of the second electrical elements is composed of at least one of the first electrical element, a capacitor, and a resonator,
Each of the AC voltage generators is composed of a secondary winding of a transformer having two secondary windings wound at equal turns ratios with respect to the primary winding. One secondary winding applies the AC voltage to one first electrical element of each of the first electrical elements through one second electrical element of each of the second electrical elements. And the other secondary winding of each of the secondary windings is connected to the other first electrical element of each of the first electrical elements and the other of the second electrical elements. A variable capacitance circuit that applies the AC voltage whose phase is inverted with respect to the AC voltage applied to the first electrical element via two electrical elements . 測定対象体の電圧を測定可能に構成された電圧測定装置であって、
前記測定対象体に対向可能な検出電極と、請求項１または２記載の可変容量回路と、参照電位を生成する電圧生成回路と、制御部とを備え、
前記可変容量回路は、直列接続された前記２つの第１電気的要素全体における一端部が前記検出電極側に位置すると共に他端部が参照電位側に位置するように前記検出電極と前記参照電位との間に接続され、
前記制御部は、前記可変容量回路が前記静電容量を変化させているときに、前記電圧生成回路に対して前記参照電位の電圧を変化させる電圧測定装置。 A voltage measuring device configured to be able to measure the voltage of a measurement object,
The provided capable of facing the detection electrode to the measured object, and a variable capacitance circuit according to claim 1 or 2, wherein a voltage generating circuit for generating a reference potential, and a control unit,
The variable capacitance circuit includes the detection electrode and the reference potential so that one end portion of the two first electric elements connected in series is positioned on the detection electrode side and the other end portion is positioned on the reference potential side. It is connected between the,
The control unit is a voltage measurement device that changes the voltage of the reference potential with respect to the voltage generation circuit when the variable capacitance circuit changes the capacitance .
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