JP4602851B2 - Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method - Google Patents

Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method Download PDF

Info

Publication number
JP4602851B2
JP4602851B2 JP2005190021A JP2005190021A JP4602851B2 JP 4602851 B2 JP4602851 B2 JP 4602851B2 JP 2005190021 A JP2005190021 A JP 2005190021A JP 2005190021 A JP2005190021 A JP 2005190021A JP 4602851 B2 JP4602851 B2 JP 4602851B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
signal
phase shift
input
applied voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2005190021A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2007013431A (en
Inventor
洋 澤村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2005190021A priority Critical patent/JP4602851B2/en
Publication of JP2007013431A publication Critical patent/JP2007013431A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4602851B2 publication Critical patent/JP4602851B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Description

本発明は、増幅器に対する歪み補償を行う歪み補償回路、送信機および歪み補償方法に関するものである。 The present invention relates to a distortion compensation circuit that performs distortion compensation for an amplifier , a transmitter, and a distortion compensation method.

無線送信を行う際、増幅器において高い増幅効率で送信波の電力増幅を行うと、増幅器の入力電力対出力電力特性や入力電力対位相回転特性に歪みが発生する。そして、歪みの発生により送信波のスペクトルが広がり隣接チャネルに電力が漏洩し、漏洩した電力（隣接チャネル漏洩電力）の影響により隣接チャネルを使用する無線機と混信を起こすなど、通信性能の劣化を起こす。
そこで、無線送信機では、増幅器への入力信号の位相に対する逆位相の出力信号を入力に戻して入力信号に加算する負帰還回路を用いることにより増幅器に対する歪み補償を行っている。
無線送信機は、例えば、送信データをベースバンド変調して同相成分Ｉと直交成分Ｑとのベースバンド変調信号を生成し、ベースバンド変調信号を直交変調して送信波を生成する。そして、この無線送信機の負帰還回路は、送信波（上記出力信号）を直交復調した復調信号をベースバンド変調信号（上記入力信号）の逆移相でベースバンド変調信号に加算する。また、負帰還回路では、ベースバンド変調信号の逆移相と復調信号との位相差分、復調処理に使用するローカル波（ローカル信号、搬送波）を移相して復調信号の位相をベースバンド変調信号の逆位相にする。 When performing wireless transmission, if power amplification of a transmission wave is performed with high amplification efficiency in an amplifier, distortion occurs in the input power versus output power characteristic and the input power versus phase rotation characteristic of the amplifier. And the transmission wave spectrum spreads due to the occurrence of distortion, and power leaks to the adjacent channel, and the influence of the leaked power (adjacent channel leakage power) causes interference with the radio that uses the adjacent channel. Wake up.
Therefore, in the wireless transmitter, distortion compensation for the amplifier is performed by using a negative feedback circuit that returns an output signal having an opposite phase to the phase of the input signal to the amplifier and adds the output signal to the input signal.
The radio transmitter, for example, baseband modulates transmission data to generate a baseband modulated signal of in-phase component I and quadrature component Q, and quadrature modulates the baseband modulated signal to generate a transmission wave. Then, the negative feedback circuit of this wireless transmitter adds a demodulated signal obtained by orthogonally demodulating the transmission wave (the output signal) to the baseband modulated signal by reverse phase shifting of the baseband modulated signal (the input signal). In the negative feedback circuit, the phase difference between the reverse phase of the baseband modulation signal and the demodulated signal, and the phase of the demodulated signal by shifting the phase of the local wave (local signal, carrier wave) used for the demodulation process The phase is reversed.

負帰還回路により歪み補償する回路を以下、フィードバック方式歪み補償回路とする。
また、ベースバンド変調信号を変調信号とする。
また、変調信号の逆位相と復調信号の位相との位相差を位相誤差とする。
また、変調信号の同相成分ＩをＩ、直交成分ＱをＱ、復調信号の同相成分ＩをＩ’、直交成分ＱをＱ’とする。 A circuit that compensates for distortion by a negative feedback circuit is hereinafter referred to as a feedback distortion compensation circuit.
The baseband modulation signal is used as a modulation signal.
The phase difference between the opposite phase of the modulation signal and the phase of the demodulation signal is defined as a phase error.
The in-phase component I of the modulation signal is I, the quadrature component Q is Q, the in-phase component I of the demodulated signal is I ′, and the quadrature component Q is Q ′.

図８は、従来の送信機２００を示す構成図である。
フィードバック方式歪み補償回路を使用した従来の送信機２００について、図８に基づいて以下に説明する。 FIG. 8 is a block diagram showing a conventional transmitter 200.
A conventional transmitter 200 using a feedback distortion compensation circuit will be described below with reference to FIG.

ベースバンド変調信号生成回路１から出力された変調信号に対して直交変調器３は発振機６から出力されるローカル波を用いて直交変調を行い送信波を生成する。この送信波を増幅器４にて増幅し、カプラ５にて送信波を増幅器８に分岐する。
次に、直交復調器９は増幅器８で増幅された送信波を入力する。直交復調器９では、発振機６から出力されるローカル波を用いて送信波の復調を行い復調信号を生成する。トレーニング位相検出器１１はベースバンド変調信号生成回路１から出力された変調信号と直交復調器９から出力された復調信号とを入力し、変調信号と復調信号の位相誤差を検出する。移相器７は、トレーニング位相検出器１１の検出した位相誤差に対して、線形の電圧対移相特性（理想的な電圧対移相特性）における電圧量を印加電圧とし、発振機６から出力されるローカル波を移相する。直交復調器９は移相器７が移相したローカル波を用いて送信波の復調を行い位相誤差を補正した復調信号を生成する。
そして、加算器２が直交復調器９が生成した復調信号を変調信号に加算し、直交変調器３が復調信号の加算された変調信号の直交変調を行い送信波を生成し、増幅器４にて送信波の増幅を行い、アンテナ１２にて送信波の発信を行う。
特開２０００−１９６６９２号公報 特開平０６−０３００５９号公報 The quadrature modulator 3 performs quadrature modulation on the modulation signal output from the baseband modulation signal generation circuit 1 using the local wave output from the oscillator 6 to generate a transmission wave. This transmission wave is amplified by the amplifier 4, and the transmission wave is branched to the amplifier 8 by the coupler 5.
Next, the quadrature demodulator 9 inputs the transmission wave amplified by the amplifier 8. The quadrature demodulator 9 demodulates the transmission wave using the local wave output from the oscillator 6 to generate a demodulated signal. The training phase detector 11 receives the modulated signal output from the baseband modulated signal generation circuit 1 and the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9, and detects a phase error between the modulated signal and the demodulated signal. The phase shifter 7 applies an amount of voltage in a linear voltage versus phase shift characteristic (ideal voltage versus phase shift characteristic) to the phase error detected by the training phase detector 11 and outputs it from the oscillator 6. Phase shift local waves. The quadrature demodulator 9 demodulates the transmission wave using the local wave phase-shifted by the phase shifter 7 and generates a demodulated signal in which the phase error is corrected.
The adder 2 adds the demodulated signal generated by the quadrature demodulator 9 to the modulated signal, and the quadrature modulator 3 performs quadrature modulation of the modulated signal to which the demodulated signal is added to generate a transmission wave. The transmission wave is amplified, and the transmission wave is transmitted by the antenna 12.
JP 2000-196692 A Japanese Patent Laid-Open No. 06-030059

図９は、電圧制御型の移相器７の電圧対移相特性を例示する図である。
上述のように、従来の送信機２００では、移相器７の電圧対移相特性を線形特性（理想的な電圧対移相特性）として扱い、変調信号と復調信号との位相誤差に対応する印加電圧で移相器７を制御してローカル波を移相し、位相誤差を補正した復調信号を生成している。
但し、移相器７の実際の電圧対移相特性は、図９に例示したように、線形特性ではなく非線形特性である。さらに、移相角、電圧によっては理想的な電圧対移相特性と実際の電圧対移相特性との差が大きい場合がある。
このため、移相器７の電圧対移相特性を線形特性として位相誤差に対応する電圧で移相器７を制御した場合、移相器７でのローカル波の実際の移相角度は位相誤差と異なり、位相誤差を十分に補正できず、増幅器４の歪み補償を十分に行えない場合があった。つまり、隣接チャネル漏洩電力などの性能劣化につながっていた。 FIG. 9 is a diagram illustrating the voltage versus phase shift characteristics of the voltage control type phase shifter 7.
As described above, in the conventional transmitter 200, the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is handled as a linear characteristic (ideal voltage versus phase shift characteristic), and corresponds to the phase error between the modulated signal and the demodulated signal. The phase shifter 7 is controlled by the applied voltage to shift the local wave and generate a demodulated signal with the phase error corrected.
However, the actual voltage-phase shift characteristic of the phase shifter 7 is not a linear characteristic but a non-linear characteristic as illustrated in FIG. Furthermore, depending on the phase shift angle and voltage, there may be a large difference between the ideal voltage versus phase shift characteristic and the actual voltage versus phase shift characteristic.
For this reason, when the phase shifter 7 is controlled with a voltage corresponding to the phase error with the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 as a linear characteristic, the actual phase shift angle of the local wave at the phase shifter 7 is the phase error. Unlike the case, the phase error cannot be sufficiently corrected, and the distortion compensation of the amplifier 4 may not be sufficiently performed. In other words, it led to performance degradation such as adjacent channel leakage power.

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、従来の送信機よりも変調信号と復調信号との位相誤差を低減することで、増幅器の歪み補償の精度を向上させることを目的とする。また、各デバイス（送信機の構成機器）の周波数特性（位相回転の周波数依存性）に合わせて特定のチャネルを使用するように組まれた歪み補償回路で、他のチャネルを使用する場合にも高い精度で歪み補償が可能な送信機、つまり、広帯域で歪み補償が可能な送信機を実現することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and improves the accuracy of amplifier distortion compensation by reducing the phase error between the modulated signal and the demodulated signal as compared with the conventional transmitter. With the goal. Also, when using other channels in a distortion compensation circuit built to use a specific channel according to the frequency characteristics (frequency dependence of phase rotation) of each device (transmitter component) An object is to realize a transmitter capable of compensating distortion with high accuracy, that is, a transmitter capable of compensating distortion in a wide band.

本発明の歪み補償回路は、入力信号と復調信号との位相誤差を検出し、検出した位相誤差を出力する位相検出器と、位相誤差毎に対応する前記移相器への印加電圧値を記憶する記憶素子を有し、前記位相検出器から位相誤差を入力し、前記記憶素子に記憶されている印加電圧値であり入力した位相誤差に対応する印加電圧値に基づいて前記移相器への印加電圧量を制御する移相制御器とを備えたことを特徴とする。   A distortion compensation circuit according to the present invention detects a phase error between an input signal and a demodulated signal, outputs a detected phase error, and stores a voltage value applied to the phase shifter corresponding to each phase error. The phase shifter is inputted from the phase detector, and is applied to the phase shifter based on the applied voltage value stored in the storage element and corresponding to the inputted phase error. And a phase shift controller for controlling the amount of applied voltage.

歪み補償回路において、移相器の実際の電圧対移相特性を記憶素子に記憶し、位相誤差に対応する印加電圧値で移相器を制御する移相制御器を備えたことにより、従来の送信機よりも変調信号と復調信号との位相誤差を低減し、増幅器の歪み補償の精度を向上することができる。また、位相誤差を低減することで、広帯域での歪み補償送信が可能となる。   In the distortion compensation circuit, the actual voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter is stored in the storage element, and the phase shift controller for controlling the phase shifter with the applied voltage value corresponding to the phase error is provided. The phase error between the modulated signal and the demodulated signal can be reduced more than the transmitter, and the accuracy of amplifier distortion compensation can be improved. In addition, by reducing the phase error, distortion compensation transmission in a wide band is possible.

実施の形態１．
ここで、負帰還回路において入力信号に加算する信号を負帰還信号とする。
また、歪み補償するための負帰還（入力信号に負帰還信号を戻すループ）を補償ループとする。
また、補償ループにおいて負帰還信号を生成する処理をトレーニングとする。
また、復調信号を生成し、変調信号と復調信号との位相誤差を検出し、位相誤差に応じてローカル波を移相し、再び復調信号を生成する、トレーニングでの繰り返し処理をトレーニングループとする。
また、トレーニングループでの復調信号の位相をループ位相とする。
また、トレーニングループで検出した（変調信号と復調信号との）位相誤差をループ位相差とする。 Embodiment 1 FIG.
Here, a signal added to the input signal in the negative feedback circuit is a negative feedback signal.
Further, a negative feedback for compensating for distortion (a loop for returning a negative feedback signal to an input signal) is a compensation loop.
Further, the process of generating a negative feedback signal in the compensation loop is training.
Also, a training loop is used as a training loop, which generates a demodulated signal, detects a phase error between the modulated signal and the demodulated signal, shifts the local wave according to the phase error, and generates a demodulated signal again. .
Further, the phase of the demodulated signal in the training loop is defined as a loop phase.
Further, a phase error (between the modulated signal and the demodulated signal) detected in the training loop is defined as a loop phase difference.

図１は、実施の形態１における送信機１００の構成図である。
実施の形態１における送信機１００の構成機器について、図１に基づいて以下に説明する。 FIG. 1 is a configuration diagram of a transmitter 100 in the first embodiment.
The constituent devices of transmitter 100 according to Embodiment 1 will be described below with reference to FIG.

実施の形態１における送信機１００は、前記した従来の送信機２００と同様に、ベースバンド変調信号生成回路１、加算器２、直交変調器３、増幅器４、カプラ５、発振機６、移相器７、増幅器８、直交復調器９、スイッチ１０、トレーニング位相検出器１１、アンテナ１２を備える。
また、実施の形態１における送信機１００は位相補正器１３を備え、位相補正器１３は記憶素子１４を有する。 The transmitter 100 according to the first embodiment is similar to the conventional transmitter 200 described above, in that the baseband modulation signal generation circuit 1, the adder 2, the quadrature modulator 3, the amplifier 4, the coupler 5, the oscillator 6, the phase shifter. And an amplifier 8, an orthogonal demodulator 9, a switch 10, a training phase detector 11, and an antenna 12.
The transmitter 100 according to Embodiment 1 includes a phase corrector 13, and the phase corrector 13 includes a storage element 14.

ベースバンド変調信号生成回路１は送信データをベースバンド変調して生成した同相成分Ｉ（Ｉ）と直交成分Ｑ（Ｑ）とを変調信号として出力する。
加算器２は入力した２つの信号の加算を行う。
直交変調器３は同相成分Ｉの信号と直交成分Ｑの信号とを入力しローカル波を使用して直交変調を行い送信波を生成し出力する。
増幅器４と増幅器８は入力波を電力増幅して出力する。また、増幅器８での増幅率は低いため、増幅器８での歪みの影響は無いものとして扱うことができる。
カプラ５は入力波の出力を分岐する。
発振機６はローカル波を生成して出力する。
移相器７は入力波を移相する。移相器７の移相角度は印加電圧と関連する。
直交復調器９はローカル波を使用して入力波を直交復調し生成した同相成分Ｉ（Ｉ’）と直交成分Ｑ（Ｑ’）とを復調信号として出力する。
スイッチ１０はオン／オフにより信号の入出力を制御する。
トレーニング位相検出器１１は入力した２つの信号の位相誤差を検出し出力する。トレーニング位相検出器１１は、例えば、図２に示すような２つの信号（Ｑ，Ｑ’）のループ位相差を、２つの信号のゼロクロス点の時間差を測定することにより検出する。ここで、ゼロクロス点とは振幅が０であり互いの信号の位相差が１８０°となる時刻を指す。
アンテナ１２は無線により送信波の受発信を行う。
位相補正器１３は、位相誤差を入力し、移相器７の電圧対移相特性に基づき入力した位相誤差に対応する電圧（量）で移相器７を制御する。
記憶素子１４は非線形特性である移相器７の実際の電圧対移相特性について、移相角度に対応する電圧値を記憶する。ここで、移相角度は位相誤差に対応する。 The baseband modulation signal generation circuit 1 outputs an in-phase component I (I) and a quadrature component Q (Q) generated by baseband modulation of transmission data as modulation signals.
The adder 2 adds the two input signals.
The quadrature modulator 3 receives the signal of the in-phase component I and the signal of the quadrature component Q, performs quadrature modulation using a local wave, generates a transmission wave, and outputs it.
The amplifier 4 and the amplifier 8 amplify the power of the input wave and output it. Further, since the amplification factor in the amplifier 8 is low, it can be handled as having no influence of distortion in the amplifier 8.
The coupler 5 branches the output of the input wave.
The oscillator 6 generates and outputs a local wave.
The phase shifter 7 shifts the phase of the input wave. The phase shift angle of the phase shifter 7 is related to the applied voltage.
The quadrature demodulator 9 outputs the in-phase component I (I ′) and the quadrature component Q (Q ′) generated by quadrature demodulation of the input wave using the local wave as demodulated signals.
The switch 10 controls input / output of signals by turning on / off.
The training phase detector 11 detects and outputs a phase error between the two input signals. The training phase detector 11 detects, for example, a loop phase difference between two signals (Q, Q ′) as shown in FIG. 2 by measuring a time difference between zero cross points of the two signals. Here, the zero cross point refers to a time when the amplitude is 0 and the phase difference between the signals is 180 °.
The antenna 12 transmits and receives transmission waves wirelessly.
The phase corrector 13 receives the phase error, and controls the phase shifter 7 with a voltage (amount) corresponding to the input phase error based on the voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7.
The storage element 14 stores a voltage value corresponding to the phase shift angle with respect to the actual voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 which is a non-linear characteristic. Here, the phase shift angle corresponds to the phase error.

そして、ベースバンド変調信号生成回路１は出力側で加算器２とトレーニング位相検出器１１とに接続している。加算器２は入力側でベースバンド変調信号生成回路１と（スイッチ１０を介して）直交復調器９とに接続し、出力側で直交変調器３に接続している。直交変調器３は入力側で加算器２と発振機６とに接続し、出力側で増幅器４に接続している。増幅器４は入力側で直交変調器３に接続し、出力側でカプラ５を介してアンテナ１２と増幅器８とに接続している。アンテナ１２は入力側でカプラ５を介して増幅器４に接続している。増幅器８は入力側でカプラ５を介して増幅器４に接続し、出力側で直交復調器９に接続している。直交復調器９は入力側で増幅器８と移相器７とに接続し、出力側でトレーニング位相検出器１１と（スイッチ１０を介して）加算器２とに接続している。トレーニング位相検出器１１は入力側でベースバンド変調信号生成回路１と直交復調器９とに接続し、出力側で位相補正器１３に接続している。位相補正器１３は入力側でトレーニング位相検出器１１に接続し、出力側で移相器７に接続している。移相器７は入力側で位相補正器１３と発振機６とに接続し、出力側で直交復調器９に接続している。発振機６は出力側で直交変調器３と移相器７とに接続している。   The baseband modulation signal generation circuit 1 is connected to the adder 2 and the training phase detector 11 on the output side. The adder 2 is connected to the baseband modulation signal generation circuit 1 and the quadrature demodulator 9 (via the switch 10) on the input side, and is connected to the quadrature modulator 3 on the output side. The quadrature modulator 3 is connected to the adder 2 and the oscillator 6 on the input side, and is connected to the amplifier 4 on the output side. The amplifier 4 is connected to the quadrature modulator 3 on the input side, and connected to the antenna 12 and the amplifier 8 via the coupler 5 on the output side. The antenna 12 is connected to the amplifier 4 via the coupler 5 on the input side. The amplifier 8 is connected to the amplifier 4 via the coupler 5 on the input side, and is connected to the quadrature demodulator 9 on the output side. The quadrature demodulator 9 is connected to the amplifier 8 and the phase shifter 7 on the input side, and connected to the training phase detector 11 and the adder 2 (via the switch 10) on the output side. The training phase detector 11 is connected to the baseband modulation signal generation circuit 1 and the quadrature demodulator 9 on the input side, and is connected to the phase corrector 13 on the output side. The phase corrector 13 is connected to the training phase detector 11 on the input side and is connected to the phase shifter 7 on the output side. The phase shifter 7 is connected to the phase corrector 13 and the oscillator 6 on the input side, and is connected to the quadrature demodulator 9 on the output side. The oscillator 6 is connected to the quadrature modulator 3 and the phase shifter 7 on the output side.

図３は、実施の形態１における送信機１００の処理を示すフローチャートである。
実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理の流れについて、図３に基づいて以下に説明する。 FIG. 3 is a flowchart showing processing of transmitter 100 in the first embodiment.
A flow of distortion compensation transmission processing of transmitter 100 in the first embodiment will be described below based on FIG.

送信機１００は、送信データを示すベースバンド変調信号を直交変調・増幅して送信波を生成し（送信波生成ステップ）、送信波を直交復調して負帰還信号を生成し（トレーニングステップ）、負帰還信号を加算したベースバンド変調信号を直交変調・増幅して歪み補償した送信波を生成し発信する（歪み補償発信ステップ）。   The transmitter 100 orthogonally modulates and amplifies a baseband modulation signal indicating transmission data to generate a transmission wave (transmission wave generation step), and orthogonally demodulates the transmission wave to generate a negative feedback signal (training step). A baseband modulation signal to which a negative feedback signal is added is quadrature modulated and amplified to generate and transmit a transmission wave with distortion compensation (distortion compensation transmission step).

＜送信波生成ステップ＞
まず、ベースバンド変調信号生成回路１が送信データをベースバンド変調して生成した同相成分Ｉ（Ｉ）と直交成分Ｑ（Ｑ）とを変調信号として出力する（Ｓ１０１）。
次に、直交変調器３がベースバンド変調信号生成回路１の出力した変調信号（Ｉ，Ｑ）を入力し、発振機６の発振するローカル波を使用して直交変調を行い、送信波を生成し出力する（Ｓ１０２）。
次に、増幅器４が直交変調器３の出力した送信波を入力し増幅して出力する（Ｓ１０３）。 <Transmission wave generation step>
First, the baseband modulation signal generation circuit 1 outputs in-phase component I (I) and quadrature component Q (Q) generated by baseband modulation of transmission data as modulation signals (S101).
Next, the quadrature modulator 3 inputs the modulation signal (I, Q) output from the baseband modulation signal generation circuit 1, performs quadrature modulation using the local wave oscillated by the oscillator 6, and generates a transmission wave And output (S102).
Next, the amplifier 4 inputs, amplifies and outputs the transmission wave output from the quadrature modulator 3 (S103).

＜トレーニングステップ＞
次に、直交復調器９は、増幅器４が出力しカプラ５と増幅器８を経由した送信波を入力し、発振機６の発振したローカル波を使用して送信波を直交復調し生成した同相成分Ｉ（Ｉ’）と直交成分Ｑ（Ｑ’）とを復調信号として出力する。このとき、移相器７の印加電圧を０とし、移相器７によるローカル波の移相は行わない（Ｓ１０４）。
次に、トレーニング位相検出器１１がベースバンド変調信号生成回路１の出力した変調信号である直交成分Ｑ（Ｑ）と直交復調器９の出力した復調信号である直交成分Ｑ（Ｑ’）とを入力し、入力した２つの信号（Ｑ，Ｑ’）の位相誤差を検出し出力する（Ｓ１０５）。
次に、位相補正器１３が、トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差を移相器７が移相するローカル波の移相角度として、移相角度に対応する移相器７の印加電圧値を記憶素子１４から取得する。所望の移相角度に対応する移相器７の印加電圧値が記憶素子１４に記憶されていない場合、位相補正器１３は記憶素子１４に記憶されている移相角度に対応する移相器７の印加電圧値に対して、多項式近似や移動平均などの補間処理を実行して印加電圧値を取得する。または、移相器７の理想的な電圧対移相特性に基づいて（移相器７の単位移相角度当りの印加電圧値に基づいて）印加電圧値を取得してもよい。または、補間処理を実行した印加電圧値の取得と移相器７の理想的な電圧対移相特性に基づく印加電圧値の取得とのいずれかを選択してもよい。例えば、記憶素子１４に記憶されている移相角度と位相誤差との差が所定の閾値以上である場合に、移相器７の理想的な電圧対移相特性に基づく印加電圧値の取得を選択するようにしてもよい（Ｓ１０６）。
次に、位相補正器１３が、取得した印加電圧値の電圧で移相器７を制御する（Ｓ１０７）。
次に、位相補正器１３の制御した印加電圧により、移相器７が発振機６の発振したローカル波を移相する（Ｓ１０８）。
次に、直交復調器９が移相器７の移相したローカル波を使用して送信波を直交復調し生成した同相成分Ｉ（Ｉ’）と直交成分Ｑ（Ｑ’）とを復調信号として出力する。また、このとき出力した復調信号を負帰還信号とする（Ｓ１０９）。 <Training step>
Next, the quadrature demodulator 9 receives the transmission wave output from the amplifier 4 and passed through the coupler 5 and the amplifier 8, and uses the local wave oscillated by the oscillator 6 to generate the in-phase component generated by quadrature demodulation of the transmission wave. I (I ′) and quadrature component Q (Q ′) are output as demodulated signals. At this time, the applied voltage of the phase shifter 7 is set to 0, and the phase shift of the local wave by the phase shifter 7 is not performed (S104).
Next, the quadrature component Q (Q) that is the modulation signal output from the baseband modulation signal generation circuit 1 by the training phase detector 11 and the quadrature component Q (Q ′) that is the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9 are obtained. Input, and detect and output the phase error of the two input signals (Q, Q ′) (S105).
Next, the phase corrector 13 sets the phase error output from the training phase detector 11 as the phase shift angle of the local wave to which the phase shifter 7 shifts, and the applied voltage value of the phase shifter 7 corresponding to the phase shift angle. Is obtained from the storage element 14. When the applied voltage value of the phase shifter 7 corresponding to the desired phase shift angle is not stored in the storage element 14, the phase corrector 13 corresponds to the phase shifter 7 corresponding to the phase shift angle stored in the storage element 14. The applied voltage value is acquired by executing interpolation processing such as polynomial approximation and moving average. Alternatively, the applied voltage value may be acquired based on the ideal voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 (based on the applied voltage value per unit phase shift angle of the phase shifter 7). Alternatively, either acquisition of an applied voltage value that has been subjected to interpolation processing or acquisition of an applied voltage value based on an ideal voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 may be selected. For example, when the difference between the phase shift angle and the phase error stored in the storage element 14 is equal to or greater than a predetermined threshold, the applied voltage value is acquired based on the ideal voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7. You may make it select (S106).
Next, the phase corrector 13 controls the phase shifter 7 with the voltage of the acquired applied voltage value (S107).
Next, the phase shifter 7 shifts the phase of the local wave oscillated by the oscillator 6 by the applied voltage controlled by the phase corrector 13 (S108).
Next, the in-phase component I (I ′) and the quadrature component Q (Q ′) generated by the quadrature demodulator 9 using the phase-shifted local wave of the phase shifter 7 by quadrature demodulation are used as demodulated signals. Output. The demodulated signal output at this time is set as a negative feedback signal (S109).

＜歪み補償発信ステップ＞
次に、加算器２が、トレーニング位相検出器１１の出力した負帰還信号（Ｉ’，Ｑ’）をベースバンド変調信号生成回路１の出力した変調信号（Ｉ，Ｑ）に加算して変調信号を出力する（Ｓ１１０）。
次に、直交変調器３が加算器２の出力した変調信号を入力し、発振機６の発振するローカル波を使用して直交変調を行い、送信波を生成し出力する（Ｓ１１１）。
次に、増幅器４が直交変調器３の出力した送信波を入力し増幅して出力する（Ｓ１１２）。
そして、アンテナ１２が増幅器４の出力した送信波を発信する（Ｓ１１３）。 <Distortion compensation transmission step>
Next, the adder 2 adds the negative feedback signal (I ′, Q ′) output from the training phase detector 11 to the modulation signal (I, Q) output from the baseband modulation signal generation circuit 1 to generate a modulation signal. Is output (S110).
Next, the quadrature modulator 3 receives the modulation signal output from the adder 2, performs quadrature modulation using the local wave oscillated by the oscillator 6, and generates and outputs a transmission wave (S111).
Next, the amplifier 4 inputs, amplifies and outputs the transmission wave output from the quadrature modulator 3 (S112).
Then, the antenna 12 transmits the transmission wave output from the amplifier 4 (S113).

なお、送信機１００は、トレーニング終了（トレーニングステップ（Ｓ１０９））までスイッチ１０をオフにして変調信号に復調信号を加算しないようにし、トレーニング終了の際にスイッチ１０をオンにして変調信号に負帰還信号を加算するようにする。   The transmitter 100 turns off the switch 10 until the end of training (training step (S109)) so that the demodulated signal is not added to the modulated signal. At the end of training, the transmitter 100 turns on and negative feedback to the modulated signal. Add signals.

次に、非線形特性を持つ移相器７の電圧対移相特性について、移相角度に対応する電圧値を記憶素子１４に記憶させる方法について説明する。
図４は、実施の形態１における移相器７の電圧対移相特性を記憶する処理を示すフローチャートである。
実施の形態１における送信機１００が、位相補正器１３の有する記憶素子１４に、移相器７の実際の電圧対移相特性を記憶する処理（以下、移相器特性記憶処理とする）の流れについて、図４に基づいて以下に説明する。 Next, a method for storing the voltage value corresponding to the phase shift angle in the storage element 14 with respect to the voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 having nonlinear characteristics will be described.
FIG. 4 is a flowchart showing a process for storing the voltage versus phase shift characteristics of the phase shifter 7 according to the first embodiment.
Transmitter 100 according to Embodiment 1 stores the actual voltage versus phase shift characteristic of phase shifter 7 in storage element 14 of phase corrector 13 (hereinafter referred to as phase shifter characteristic storage process). The flow will be described below with reference to FIG.

送信機１００は、任意のデータを示すベースバンド変調信号を直交変調・増幅して上記送信波に相当する信号（特性検出用信号）を生成し（特性検出用信号生成ステップ）、特性検出用信号を直交復調して位相誤差を検出し（移相器特性検出ステップ：前処理ステップ）、移相器７の印加電圧を単位電圧分増加したときの復調信号の移相角度と印加電圧値とを対応付けて位相補正器１３の記憶素子１４に記憶し（移相器特性検出ステップ：移相角度記憶ステップ）、記憶素子１４への移相器７の電圧対移相特性の記憶を移相角３６０°分繰り返す（ループ判定ステップ）。   The transmitter 100 orthogonally modulates and amplifies a baseband modulation signal indicating arbitrary data to generate a signal (characteristic detection signal) corresponding to the transmission wave (characteristic detection signal generation step), and the characteristic detection signal The phase shift angle of the demodulated signal and the applied voltage value when the applied voltage of the phase shifter 7 is increased by a unit voltage are detected by performing quadrature demodulation to detect the phase error (phase shifter characteristic detecting step: preprocessing step). Correspondingly, it is stored in the storage element 14 of the phase corrector 13 (phase shifter characteristic detection step: phase shift angle storage step), and the storage of the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 in the storage element 14 is stored in the phase shift angle. Repeat 360 ° (loop determination step).

ここで、移相器７の実際の電圧対移相特性を記憶するために生成する上記送信波に相当する信号を特性検出用信号とする。例えば、ベースバンド変調方式がπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）である場合、ベースバンド変調信号生成回路１が、連続して０を示すデータ（以下、連続０データとする）をπ／４シフトＱＰＳＫで変調した変調信号を出力し、直交変調器３で直交変調し、増幅器４で増幅して特性検出用信号を生成する。π／４シフトＱＰＳＫ方式の場合、連続０データは＋π／４連続変位する信号で示されるため、ベースバンド変調信号生成回路１の出力する変調信号および直交復調器９の出力する復調信号は共に正弦波となる。トレーニング位相検出器１１は正弦波である変調信号と復調信号のゼロクロス点の時間差を測定して位相差を検出する。   Here, a signal corresponding to the transmission wave generated to store the actual voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is defined as a characteristic detection signal. For example, when the baseband modulation scheme is π / 4 shift QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), the baseband modulation signal generation circuit 1 converts data indicating 0 continuously (hereinafter referred to as continuous 0 data) to π / A modulation signal modulated by 4-shift QPSK is output, quadrature modulated by the quadrature modulator 3, and amplified by the amplifier 4 to generate a characteristic detection signal. In the case of the π / 4 shift QPSK system, continuous 0 data is indicated by a signal that is continuously displaced by + π / 4, so that the modulation signal output from the baseband modulation signal generation circuit 1 and the demodulation signal output from the quadrature demodulator 9 are both sine Become a wave. The training phase detector 11 detects the phase difference by measuring the time difference between the zero-cross point of the modulated signal and demodulated signal which are sine waves.

また、移相器７の電圧対移相特性を検出する際の検出単位を示す電圧を単位電圧とする。例えば、移相器７の電圧対移相特性を線形とした場合の移相１°当りの電圧を単位電圧として移相器７の実際の電圧対移相特性を検出する。   Further, a voltage indicating a detection unit when detecting the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is defined as a unit voltage. For example, the actual voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 is detected with the voltage per phase shift of 1 ° when the voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 is linear.

＜作業用信号生成ステップ＞
まず、ベースバンド変調信号生成回路１が任意データをベースバンド変調して生成した同相成分Ｉ（Ｉ）と直交成分Ｑ（Ｑ）とを変調信号として出力する（Ｓ２０１）。
次に、直交変調器３がベースバンド変調信号生成回路１の出力した変調信号（Ｉ，Ｑ）を入力し、発振機６の発振するローカル波を使用して直交変調を行い、特性検出用信号を生成し出力する（Ｓ２０２）。
次に、増幅器４が直交変調器３の出力した特性検出用信号を入力し増幅して出力する（Ｓ２０３）。 <Work signal generation step>
First, the baseband modulation signal generation circuit 1 outputs in-phase component I (I) and quadrature component Q (Q) generated by baseband modulation of arbitrary data as modulation signals (S201).
Next, the quadrature modulator 3 receives the modulation signal (I, Q) output from the baseband modulation signal generation circuit 1, performs quadrature modulation using the local wave oscillated by the oscillator 6, and detects the characteristic detection signal. Is generated and output (S202).
Next, the amplifier 4 inputs, amplifies and outputs the characteristic detection signal output from the quadrature modulator 3 (S203).

＜移相器特性検出ステップ＞
＜前処理ステップ＞
次に、直交復調器９は、増幅器４が出力しカプラ５と増幅器８を経由した特性検出用信号を入力し、発振機６の発振したローカル波を使用して特性検出用信号を直交復調し生成した同相成分Ｉ（Ｉ’）と直交成分Ｑ（Ｑ’）とを復調信号として出力する。このとき、移相器７の印加電圧を０とし、移相器７によるローカル波の移相は行わない（Ｓ２０４）。
次に、トレーニング位相検出器１１がベースバンド変調信号生成回路１の出力した変調信号である直交成分Ｑ（Ｑ）と直交復調器９の出力した復調信号である直交成分Ｑ（Ｑ’）とを入力し、入力した２つの信号（Ｑ，Ｑ’）の位相誤差を検出し出力する。ここで、移相器７によりローカル波の移相を行わなかった際に検出した位相誤差を、構成機器や環境に基づく送信機１００の固有の位相差を示す固定位相差とする（Ｓ２０５）。 <Phase shifter characteristic detection step>
<Pre-processing step>
Next, the quadrature demodulator 9 inputs the characteristic detection signal output from the amplifier 4 via the coupler 5 and the amplifier 8, and orthogonally demodulates the characteristic detection signal using the local wave oscillated by the oscillator 6. The generated in-phase component I (I ′) and quadrature component Q (Q ′) are output as demodulated signals. At this time, the applied voltage of the phase shifter 7 is set to 0, and the phase shift of the local wave by the phase shifter 7 is not performed (S204).
Next, the quadrature component Q (Q) that is the modulation signal output from the baseband modulation signal generation circuit 1 by the training phase detector 11 and the quadrature component Q (Q ′) that is the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9 are obtained. Input, and detect and output the phase error of the two input signals (Q, Q ′). Here, the phase error detected when the phase shifter 7 does not perform the phase shift of the local wave is set as a fixed phase difference indicating the intrinsic phase difference of the transmitter 100 based on the component devices and the environment (S205).

＜移相器特性検出ステップ＞
＜移相角度記憶ステップ＞
次に、位相補正器１３が、単位電圧分増加した印加電圧で移相器７を制御する（Ｓ２０６）。
次に、位相補正器１３の制御した印加電圧により、移相器７が発振機６の発振したローカル波を移相する（Ｓ２０７）。
次に、直交復調器９が移相器７の移相したローカル波を使用して特性検出用信号を直交復調し生成した同相成分Ｉ（Ｉ’）と直交成分Ｑ（Ｑ’）とを復調信号として出力する（Ｓ２０８）。
次に、トレーニング位相検出器１１がベースバンド変調信号生成回路１の出力した変調信号である直交成分Ｑ（Ｑ）と直交復調器９の出力した復調信号である直交成分Ｑ（Ｑ’）とを入力し、入力した２つの信号（Ｑ，Ｑ’）の位相誤差を検出し上記固定位相差を差し引いた位相差を出力する。この際に検出した位相誤差を、位相補正器１３が移相器７の印加電圧を制御し移相器７がローカル波の移相を行った後に検出した移相後位相差とし、トレーニング位相検出器１１が出力する位相差であり移相後位相差から上記固定位相差を差し引いた位相差を移相角度とする（Ｓ２０９）。
次に、位相補正器１３が記憶素子１４に、トレーニング位相検出器１１の出力した移相角度に対応付けて移相器７の当該印加電圧値（Ｓ２０６での印加電圧値）を記憶する（Ｓ２１０）。 <Phase shifter characteristic detection step>
<Phase shift angle storage step>
Next, the phase corrector 13 controls the phase shifter 7 with the applied voltage increased by the unit voltage (S206).
Next, the phase shifter 7 shifts the phase of the local wave oscillated by the oscillator 6 by the applied voltage controlled by the phase corrector 13 (S207).
Next, the quadrature demodulator 9 demodulates the in-phase component I (I ′) and quadrature component Q (Q ′) generated by quadrature demodulation of the characteristic detection signal using the phase-shifted local wave of the phase shifter 7. It outputs as a signal (S208).
Next, the quadrature component Q (Q) that is the modulation signal output from the baseband modulation signal generation circuit 1 by the training phase detector 11 and the quadrature component Q (Q ′) that is the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9 are obtained. Input, detect the phase error between the two input signals (Q, Q ′), and output the phase difference obtained by subtracting the fixed phase difference. The phase error detected at this time is defined as a phase difference after phase shift detected after the phase corrector 13 controls the voltage applied to the phase shifter 7 and the phase shifter 7 performs phase shift of the local wave, and training phase detection is performed. The phase difference which is the phase difference output from the device 11 and is obtained by subtracting the fixed phase difference from the phase difference after phase shift is defined as a phase shift angle (S209).
Next, the phase corrector 13 stores the applied voltage value of the phase shifter 7 (applied voltage value in S206) in the storage element 14 in association with the phase shift angle output from the training phase detector 11 (S210). ).

＜移相器特性検出ステップ＞
＜ループ判定ステップ＞
そして、位相補正器１３が移相角３６０°分の移相器７の当該印加電圧値を記憶素子１４に記憶したか判定する。記憶済みであれば移相器特性記憶処理を終了し、記憶未済みであれば移相角度記憶ステップ（Ｓ２０６〜Ｓ２１０）を繰り返す（Ｓ２１１）。 <Phase shifter characteristic detection step>
<Loop determination step>
Then, it is determined whether or not the phase corrector 13 stores the applied voltage value of the phase shifter 7 for the phase shift angle of 360 ° in the storage element 14. If it has been stored, the phase shifter characteristic storing process is terminated, and if it has not been stored, the phase shift angle storing step (S206 to S210) is repeated (S211).

なお、送信機１００は、移相器特性記憶処理時はスイッチ１０をオフにし、変調信号に復調信号を加算しないようにする。   Note that the transmitter 100 turns off the switch 10 during the phase shifter characteristic storage processing so that the demodulated signal is not added to the modulated signal.

上記実施の形態１において説明した送信機１００は、前記構成図で示した構成機器の他、プログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）を備えている。ＣＰＵは、バスを介してＲＯＭ、ＲＡＭ、各構成機器と接続されている。また、送信機１００は、ベースバンド変調信号生成回路１が送信データを入力する入力機器を備え、入力機器はＣＰＵと接続されている。
ＲＡＭは揮発性メモリの一例であり、ＲＯＭは不揮発性メモリの一例である。これらは記憶機器の一例である。記憶素子１４は例えばＲＡＭで構成される。 The transmitter 100 described in the first embodiment includes a CPU (Central Processing Unit) that executes a program in addition to the components shown in the configuration diagram. The CPU is connected to the ROM, RAM, and each component device via a bus. The transmitter 100 includes an input device to which the baseband modulation signal generation circuit 1 inputs transmission data, and the input device is connected to the CPU.
The RAM is an example of a volatile memory, and the ROM is an example of a nonvolatile memory. These are examples of storage devices. The storage element 14 is constituted by a RAM, for example.

記憶機器には、オペレーティングシステム（ＯＳ）、プログラム群、ファイル群が記憶されている。プログラム群は、ＣＰＵ、ＯＳにより実行される。   The storage device stores an operating system (OS), a program group, and a file group. The program group is executed by the CPU and OS.

上記プログラム群には、実施の形態の説明において「〜回路」、「〜器」として説明する送信機１００の構成機器の機能を実行するプログラムが記憶されている。プログラムは、ＣＰＵにより読み出され実行される。
ファイル群には、実施の形態の説明において、移相器７の電圧対移相特性情報や「〜を判定し」、「〜を判定した結果」、「〜を計算し」、「〜を計算した結果」、「〜を処理し」、「〜を処理した結果」のような表現で説明する結果情報が、「〜ファイル」として記憶されている。 In the above program group, programs for executing functions of constituent devices of the transmitter 100 described as “˜circuit” and “˜device” in the description of the embodiment are stored. The program is read and executed by the CPU.
In the file group, in the description of the embodiment, voltage vs. phase shift characteristic information of the phase shifter 7 and “determined”, “determined result”, “calculated”, “calculated” The result information described in expressions such as “Results”, “Processing”, and “Results of processing” are stored as “˜File”.

また、実施の形態の説明において「〜回路」、「〜器」として説明する送信機１００の構成機器は、ＲＯＭに記憶されたファームウェアで実現されていても構わない。或いは、ハードウェアのみ、或いは、ソフトウェアとハードウェアとの組み合わせ、さらには、ファームウェアとの組み合わせで実施されても構わない。   In addition, the constituent devices of the transmitter 100 described as “˜circuit” and “˜device” in the description of the embodiments may be realized by firmware stored in the ROM. Alternatively, it may be implemented by hardware alone, a combination of software and hardware, or a combination of firmware.

上記実施の形態１において、以下のようなことを説明した。
ベースバンド変調信号生成回路１より出力された変調信号を直交変調器３にて発振機６より出力されるローカル波に直交変調を行ない送信波を生成する。この送信波は増幅器４にて増幅しカプラ５を経由しアンテナ１２より送信される。送信波は、カプラ５で分岐され増幅器８にて増幅されて、直交復調器９に入力される。直交復調器９では、発振機６のローカル波を用いて復調を行い復調信号を生成する。トレーニングを行う場合は、スイッチ１０にて復調信号が加算器２に入力されないように切断しておきベースバンド変調信号生成回路１から出力された変調信号と直交復調器９から出力された復調信号を比較し変調信号と復調信号の位相誤差を検出する。検出した位相誤差から位相補正器１３にて移相器７の制御電圧対移相の誤差を修正した制御電圧（印加電圧）で移相器７を制御することより移相器７で移相されたローカル波を用いて直交復調器９により復調された位相補正後の復調信号を、スイッチ１０を接続して加算器２にて変調信号と加算する。これにより、送信機１００は増幅器４に対する歪み補償を行う。
つまり、電圧制御型移相器の設定誤差を補正するための位相補正器１３を持ち、制御電圧に応じた移相角が正しく設定できる送信機であり、送信波をフィードバックにて歪み補償する方式において、トレーニングした位相誤差に基づいて位相補正量を設定する際、移相器の制御電圧対位相特性の関係を用いて移相器の制御電圧を補正し、移相設定誤差による特性劣化を低減することができる送信機について説明した。
この送信機により、電圧制御型移相器の制御電圧対移相の非直線性による位相誤差を低減し、歪み補償特性を改善することができる。 In the first embodiment, the following has been described.
The modulation signal output from the baseband modulation signal generation circuit 1 is orthogonally modulated by the orthogonal modulator 3 to the local wave output from the oscillator 6 to generate a transmission wave. This transmission wave is amplified by the amplifier 4 and transmitted from the antenna 12 via the coupler 5. The transmission wave is branched by the coupler 5, amplified by the amplifier 8, and input to the quadrature demodulator 9. The orthogonal demodulator 9 performs demodulation using the local wave of the oscillator 6 to generate a demodulated signal. When training is performed, the demodulated signal is cut by the switch 10 so that the demodulated signal is not input to the adder 2, and the modulated signal output from the baseband modulated signal generation circuit 1 and the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9 are used. The phase error between the modulated signal and the demodulated signal is detected by comparison. The phase shifter 7 controls the phase shifter 7 with the control voltage (applied voltage) obtained by correcting the phase shifter 7 control voltage versus the phase shift error from the detected phase error. The demodulated signal after phase correction demodulated by the quadrature demodulator 9 using the local wave is added to the modulation signal by the adder 2 by connecting the switch 10. As a result, the transmitter 100 performs distortion compensation for the amplifier 4.
That is, it is a transmitter having a phase corrector 13 for correcting a setting error of a voltage control type phase shifter, and capable of correctly setting a phase shift angle corresponding to the control voltage, and a method of compensating distortion of a transmission wave by feedback. When setting the phase correction amount based on the trained phase error, correct the phase shifter control voltage using the relationship between the phase shifter control voltage and the phase characteristic to reduce the characteristic deterioration due to the phase shift setting error. A transmitter that can be described.
With this transmitter, it is possible to reduce the phase error due to the nonlinearity of the control voltage versus the phase shift of the voltage control type phase shifter, and to improve the distortion compensation characteristic.

また、補間処理または移相器７の理想的な電圧対移相特性の利用により、位相誤差（移相角度）に対応する（移相器７への）印加電圧値が記憶素子１４に記憶されていない場合にも歪み補償することができる。   In addition, the applied voltage value (to the phase shifter 7) corresponding to the phase error (phase shift angle) is stored in the storage element 14 by the interpolation process or by using the ideal voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7. Even if not, distortion compensation can be performed.

実施の形態２．
上記実施の形態１では、事前に位相補正器１３の記憶素子１４に移相器７の制御電圧対ループ位相差の特性（電圧対移相特性）を記憶させ、トレーニングループを１回実施しただけで変調信号に対する復調信号の位相補正を行い歪み補償することについて説明した。
実施の形態２では、移相器７の電圧対移相特性を事前に記憶せず、代わりにトレーニングループを２回実施することで、変調信号に対する復調信号の位相補正を行い歪み補償することについて説明する。
実施の形態２において、上記実施の形態１と異なる部分について説明し、その他の部分については上記実施の形態１と同様であるものとする。 Embodiment 2. FIG.
In Embodiment 1 above, the control voltage versus loop phase difference characteristic (voltage versus phase shift characteristic) of the phase shifter 7 is stored in advance in the storage element 14 of the phase corrector 13 and the training loop is performed only once. In the above description, the phase of the demodulated signal is corrected with respect to the modulated signal to compensate for distortion.
In the second embodiment, the voltage vs. phase shift characteristic of the phase shifter 7 is not stored in advance, and instead the training loop is performed twice, thereby correcting the phase of the demodulated signal with respect to the modulated signal and compensating for distortion. explain.
In the second embodiment, parts different from the first embodiment will be described, and the other parts are the same as those in the first embodiment.

図５は、実施の形態２における送信機１００の構成図である。
図５において、実施の形態２における送信機１００の構成は、上記実施の形態１における送信機１００に対して位相補正器１３の記憶素子１４の無い点が異なり、その他の構成については上記実施の形態１と同様である。 FIG. 5 is a configuration diagram of the transmitter 100 according to the second embodiment.
In FIG. 5, the configuration of the transmitter 100 in the second embodiment is different from the transmitter 100 in the first embodiment in that there is no storage element 14 of the phase corrector 13. This is the same as the first embodiment.

図６は、実施の形態２における送信機１００の処理を示すフローチャートである。
実施の形態２における送信機１００の歪み補償送信処理の流れについて、図６に基づいて以下に説明する。 FIG. 6 is a flowchart showing processing of transmitter 100 in the second embodiment.
The flow of distortion compensation transmission processing of transmitter 100 in Embodiment 2 will be described below based on FIG.

＜送信波生成ステップ＞
まず、送信機１００は、送信データを示すベースバンド変調信号を直交変調・増幅して送信波を生成し出力する。この送信波生成ステップの処理は上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理の送信波生成ステップ（Ｓ１０１〜Ｓ１０３）と同じである（Ｓ３０１〜Ｓ３０３）。 <Transmission wave generation step>
First, the transmitter 100 generates and outputs a transmission wave by orthogonally modulating and amplifying a baseband modulation signal indicating transmission data. The process of this transmission wave generation step is the same as the transmission wave generation step (S101 to S103) of the distortion compensation transmission process of the transmitter 100 in the first embodiment (S301 to S303).

＜トレーニングステップ＞
次に、上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理のトレーニングステップ（Ｓ１０４〜Ｓ１０５）と同様に、直交復調器９が復調信号を生成して出力し（Ｓ３０４）、トレーニング位相検出器１１が位相誤差を検出し出力する（Ｓ３０５）。
次に、位相補正器１３が、トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差を移相器７が移相するローカル波の移相角度として、移相角度に対応する印加電圧で移相器７を制御する。このとき、位相補正器１３は、移相器７の電圧対移相特性を線形とした場合（理想的な電圧対移相特性である場合）の印加電圧値（単位移相角度当りの印加電圧値）を算出し移相器７の印加電圧を制御する。また、位相補正器１３は、２回目のトレーニングループ時には、１回目のトレーニングループ時の移相器７への印加電圧に対して２回目のトレーニングループ時のループ位相差分調整した印加電圧で移相器７を制御する。例えば、１回目のトレーニングループ時の移相器７への印加電圧に２回目のトレーニングループ時の移相角度（＝ループ位相差）分の電圧を加減算して調整した印加電圧で移相器７を制御する（Ｓ３０６）。
次に、上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理のトレーニングステップ（Ｓ１０８〜Ｓ１０９）と同様に、移相器７がローカル波を移相し（Ｓ３０７）、直交復調器９が復調信号を生成し出力する（Ｓ３０８）。
次に、トレーニング位相検出器１１がトレーニングループを２回行ったか判定する。例えば、送信機１００の記憶素子にトレーニングループ回数を記憶し、トレーニング位相検出器１１がトレーニングループ回数の初期設定やインクリメントを処理すると共にトレーニングループ回数が１の場合は再びトレーニングループ（Ｓ３０５〜Ｓ３０８）を繰り返し、トレーニングループ回数が２の場合はトレーニングを終了して次の処理に移す。また、トレーニング終了時の直交復調器９の出力した復調信号を負帰還信号とする（Ｓ３０９）。 <Training step>
Next, similarly to the training steps (S104 to S105) of distortion compensation transmission processing of the transmitter 100 in the first embodiment, the quadrature demodulator 9 generates and outputs a demodulated signal (S304), and the training phase detector 11 detects and outputs a phase error (S305).
Next, the phase corrector 13 sets the phase error output from the training phase detector 11 as the phase shift angle of the local wave to which the phase shifter 7 shifts, and sets the phase shifter 7 with the applied voltage corresponding to the phase shift angle. Control. At this time, the phase corrector 13 applies an applied voltage value (applied voltage per unit phase shift angle) when the voltage-shift characteristic of the phase shifter 7 is linear (when it is an ideal voltage-shift characteristic). Value) and the applied voltage of the phase shifter 7 is controlled. Further, the phase corrector 13 shifts the phase with the applied voltage obtained by adjusting the loop phase difference in the second training loop with respect to the applied voltage to the phase shifter 7 in the first training loop in the second training loop. The device 7 is controlled. For example, the phase shifter 7 is applied by adjusting the voltage applied to the phase shifter 7 during the first training loop by adding and subtracting the voltage corresponding to the phase shift angle (= loop phase difference) during the second training loop. Is controlled (S306).
Next, similarly to the training steps (S108 to S109) of distortion compensation transmission processing of the transmitter 100 in the first embodiment, the phase shifter 7 shifts the local wave (S307), and the quadrature demodulator 9 demodulates. A signal is generated and output (S308).
Next, it is determined whether the training phase detector 11 has performed the training loop twice. For example, the number of training loops is stored in the storage element of the transmitter 100, the training phase detector 11 processes initial setting and increment of the number of training loops, and when the number of training loops is 1, the training loop is again performed (S305 to S308). If the number of training loops is 2, the training is terminated and the process proceeds to the next process. Further, the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9 at the end of training is used as a negative feedback signal (S309).

＜歪み補償発信ステップ＞
そして、送信機１００は、負帰還信号を加算したベースバンド変調信号を直交変調・増幅して歪み補償した送信波を生成し発信する。この歪み補償発信ステップの処理は上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理の歪み補償発信ステップ（Ｓ１１０〜Ｓ１１３）と同じである（Ｓ３１０〜Ｓ３１３）。 <Distortion compensation transmission step>
Then, the transmitter 100 generates and transmits a transmission wave in which the baseband modulation signal added with the negative feedback signal is orthogonally modulated and amplified to compensate for distortion. The processing of this distortion compensation transmission step is the same as the distortion compensation transmission step (S110 to S113) of the distortion compensation transmission processing of the transmitter 100 in the first embodiment (S310 to S313).

なお、送信機１００は、トレーニング終了（トレーニングステップ（Ｓ３０９））までスイッチ１０をオフにして変調信号に復調信号を加算しないようにし、トレーニング終了の際にスイッチ１０をオンにして変調信号に負帰還信号を加算するようにする。   The transmitter 100 turns off the switch 10 until the training is completed (training step (S309)) so that the demodulated signal is not added to the modulated signal. When the training is finished, the transmitter 10 is turned on and negative feedback is provided to the modulated signal. Add signals.

上記実施の形態２において、以下のようなことを説明した。
送信機１００は、トレーニングループを行い検出したループ位相差に応じた制御電圧を移相器７に与え、再度トレーニングループを行い、ループ位相差を測定する。位相補正器１３でそのループ位相差に応じて制御電圧を補正して移相器７を制御することにより、位相誤差に応じた位相補正を行え、位相補正誤差（位相補正後の位相誤差）を低減して歪み補償することができる。
即ち、トレーニングは通信を開始する前に行うものであり、１回目のトレーニングループで理想的な位相特性との差異がαであったとすると、２回目のトレーニングループではαを補正すべく移相器７への制御電圧を調整する。仮に、２回目のトレーニングループの結果に差異βがあったとしても、その差異βは、β＜αとなり、位相補正誤差を低減することができる。
つまり、トレーニングした位相誤差に基づいて位相補正量を設定後、再度トレーニングを実施し位相設定誤差を測定し、測定した位相設定誤差に応じ位相補正量を修正することで移相器の制御電圧を補正し、移相設定誤差による特性劣化を低減することができる送信機について説明した。 In the second embodiment, the following has been described.
The transmitter 100 applies a control voltage corresponding to the detected loop phase difference through the training loop to the phase shifter 7, performs the training loop again, and measures the loop phase difference. The phase corrector 13 corrects the control voltage in accordance with the loop phase difference and controls the phase shifter 7 to perform phase correction in accordance with the phase error, and to correct the phase correction error (phase error after phase correction). The distortion can be reduced and compensated.
That is, training is performed before communication is started, and if the difference from the ideal phase characteristic is α in the first training loop, the phase shifter is to correct α in the second training loop. Adjust the control voltage to 7. Even if there is a difference β in the result of the second training loop, the difference β becomes β <α, and the phase correction error can be reduced.
In other words, after setting the phase correction amount based on the trained phase error, the training is performed again to measure the phase setting error, and the phase correction amount is corrected according to the measured phase setting error. A transmitter capable of correcting and reducing characteristic deterioration due to phase shift setting error has been described.

上記実施の形態２において、トレーニングループ数を２回としたが３回以上にしてもよい。
また、トレーニング位相検出器１１と位相補正器１３とにおいて、当該トレーニングループ時に検出した位相誤差が前回トレーニングループ時の位相誤差より大きい場合、前回トレーニング時の印加電圧で移相器７を制御して負帰還信号を生成してもよい。 In the second embodiment, the number of training loops is two, but may be three or more.
Further, in the training phase detector 11 and the phase corrector 13, when the phase error detected during the training loop is larger than the phase error during the previous training loop, the phase shifter 7 is controlled by the applied voltage during the previous training loop. A negative feedback signal may be generated.

実施の形態３．
上記実施の形態１では、位相補正器１３が記憶素子１４に所望の移相角度に対応する印加電圧値が記憶されていない場合、記憶素子１４に記憶された移相角度に対応する印加電圧値に対して補間処理を行い取得した印加電圧値の電圧で移相器７を制御して位相補正を行い歪み補償することについて説明した。
また、上記実施の形態２では、２回のトレーニングループ時に、位相補正器１３が移相器７の電圧対移相特性を線形として移相器７の印加電圧を制御して位相補正を行い歪み補償することについて説明した。
実施の形態３では、位相補正器１３が、記憶素子１４に所望の移相角度に対応する印加電圧値が記憶されていない場合に、移相器７の電圧対移相特性を線形として移相器７の印加電圧を制御して行うトレーニングループを２回実施して位相補正を行い歪み補償することについて説明する。また、位相補正器１３がトレーニングループ時の移相器７の印加電圧値と対応する移相角度とを記憶素子１４に記憶することについて説明する。
実施の形態３において、上記実施の形態１と異なる部分について説明し、その他の部分については上記実施の形態１または上記実施の形態２と同様であるものとする。 Embodiment 3 FIG.
In the first embodiment, when the applied voltage value corresponding to the desired phase shift angle is not stored in the storage element 14 in the phase corrector 13, the applied voltage value corresponding to the phase shift angle stored in the storage element 14. In the above description, the phase shifter 7 is controlled with the voltage of the applied voltage value obtained by performing the interpolation processing on the phase to correct the distortion by performing phase correction.
Further, in the second embodiment, during the two training loops, the phase corrector 13 performs phase correction by controlling the applied voltage of the phase shifter 7 with the voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 being linear and performing distortion. The compensation was explained.
In the third embodiment, when the applied voltage value corresponding to the desired phase shift angle is not stored in the storage element 14, the phase corrector 13 sets the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 as linear. A description will be given of a case where the training loop performed by controlling the applied voltage of the device 7 is executed twice to correct the phase and correct the distortion. In addition, a description will be given of how the phase corrector 13 stores the voltage value applied to the phase shifter 7 during the training loop and the corresponding phase shift angle in the storage element 14.
In the third embodiment, parts different from the first embodiment will be described, and the other parts are the same as those in the first embodiment or the second embodiment.

実施の形態３における送信機１００の構成は上記実施の形態１における送信機１００と同様である。   The configuration of transmitter 100 in the third embodiment is the same as that of transmitter 100 in the first embodiment.

図７は、実施の形態３における送信機１００の処理を示すフローチャートである。
実施の形態３における送信機１００の歪み補償送信処理の流れについて、図７に基づいて以下に説明する。 FIG. 7 is a flowchart showing processing of transmitter 100 in the third embodiment.
A flow of distortion compensation transmission processing of transmitter 100 in Embodiment 3 will be described below based on FIG.

＜送信波生成ステップ＞
まず、送信機１００は、送信データを示すベースバンド変調信号を直交変調・増幅して送信波を生成し出力する。この送信波生成ステップの処理は上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理の送信波生成ステップ（Ｓ１０１〜Ｓ１０３）と同じである（Ｓ４０１〜Ｓ４０３）。 <Transmission wave generation step>
First, the transmitter 100 generates and outputs a transmission wave by orthogonally modulating and amplifying a baseband modulation signal indicating transmission data. The process of this transmission wave generation step is the same as the transmission wave generation step (S101 to S103) of the distortion compensation transmission process of the transmitter 100 in the first embodiment (S401 to S403).

＜トレーニングステップ＞
＜前処理ステップ＞
次に、上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理のトレーニングステップ（Ｓ１０４〜Ｓ１０５）と同様に、直交復調器９が復調信号を生成して出力し（Ｓ４０４）、トレーニング位相検出器１１が位相誤差を検出し出力する。この際に検出した位相誤差を、位相補正器１３が移相器７の印加電圧を制御し移相器７がローカル波を移相する前に検出した位相誤差である移相前位相差とする（Ｓ４０５）。
次に、位相補正器１３が記憶素子１４に記憶された移相器７の電圧対移相特性を検索し、トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差に対応する電圧が記憶されているか判定する。記憶されている場合は第１トレーニングステップ（Ｓ４０７〜Ｓ４１０）に処理を移し、記憶されていない場合は第２トレーニングステップ（Ｓ４１１〜Ｓ４１４）に処理を移す（Ｓ４０６）。 <Training step>
<Pre-processing step>
Next, as in the training steps (S104 to S105) of the distortion compensation transmission processing of the transmitter 100 in the first embodiment, the quadrature demodulator 9 generates and outputs a demodulated signal (S404), and the training phase detector 11 detects and outputs a phase error. The phase error detected at this time is a phase difference before phase shift which is a phase error detected before the phase shifter 7 controls the voltage applied to the phase shifter 7 and the phase shifter 7 shifts the local wave. (S405).
Next, the phase corrector 13 searches for the voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 stored in the storage element 14, and determines whether the voltage corresponding to the phase error output from the training phase detector 11 is stored. . If stored, the process proceeds to the first training step (S407 to S410), and if not stored, the process proceeds to the second training step (S411 to S414) (S406).

＜トレーニングステップ＞
＜第１トレーニングステップ＞
トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差に対応する電圧が記憶素子１４に記憶されている場合、上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理のトレーニングステップ（Ｓ１０６〜Ｓ１０９）と同様に、位相補正器１３が記憶素子１４から移相器７への印加電圧値を取得し（Ｓ４０７）、位相補正器１３が移相器７の印加電圧を制御し（Ｓ４０８）、移相器７がローカル波を移相し（Ｓ４０９）、直交復調器９が負帰還信号を生成し出力する（Ｓ４１０）。 <Training step>
<First training step>
When the voltage corresponding to the phase error output from the training phase detector 11 is stored in the storage element 14, it is the same as the training step (S106 to S109) of the distortion compensation transmission process of the transmitter 100 in the first embodiment. The phase corrector 13 acquires the applied voltage value from the storage element 14 to the phase shifter 7 (S407), the phase corrector 13 controls the applied voltage of the phase shifter 7 (S408), and the phase shifter 7 The local wave is phase-shifted (S409), and the quadrature demodulator 9 generates and outputs a negative feedback signal (S410).

＜トレーニングステップ＞
＜第２トレーニングステップ＞
トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差に対応する電圧が記憶素子１４に記憶されていない場合、上記実施の形態２における送信機１００の歪み補償送信処理のトレーニングステップ（Ｓ３０６〜Ｓ３０８）と同様に、位相補正器１３が電圧対移相特性を線形として移相器７の印加電圧を制御し（Ｓ４１１）、移相器７がローカル波を移相し（Ｓ４１２）、直交復調器９が復調信号を生成して出力する（Ｓ４１３）。
次に、トレーニング位相検出器１１が位相誤差を検出し上記移相前位相差を差し引いた位相差を出力する。この際に検出した位相誤差を、（位相補正器１３が印加電圧を制御して）移相器７がローカル波を移相した後に検出した位相誤差である移相後位相差とする。そして、トレーニング位相検出器１１が出力する位相差であり移相後位相差から上記移相前位相差を差し引いた位相差を移相角度とする（Ｓ４１４）。
次に、位相補正器１３が、トレーニング位相検出器１１の出力した移相角度と当該電圧値（Ｓ４１１で移相器７を制御した印加電圧の値）とを対応付けて記憶素子１４に記憶する（Ｓ４１５）。
次に、トレーニング位相検出器１１が（上記実施の形態２のＳ３０９と同様に）トレーニングループ回数を判定する。トレーニング回数が１の場合は再びトレーニングループ（Ｓ４１１〜Ｓ４１５）を繰り返し、トレーニングループ回数が２の場合はトレーニングを終了し次の処理に移す。また、トレーニング終了時の直交復調器９の出力した復調信号を負帰還信号とする（Ｓ４１６）。 <Training step>
<Second training step>
When the voltage corresponding to the phase error output from the training phase detector 11 is not stored in the storage element 14, similarly to the training steps (S 306 to S 308) of the distortion compensation transmission process of the transmitter 100 in the second embodiment. The phase corrector 13 controls the applied voltage of the phase shifter 7 with the voltage vs. phase shift characteristic being linear (S411), the phase shifter 7 shifts the local wave (S412), and the quadrature demodulator 9 demodulates the demodulated signal. Is generated and output (S413).
Next, the training phase detector 11 detects a phase error and outputs a phase difference obtained by subtracting the phase difference before phase shift. The phase error detected at this time is set as a phase difference after phase shift which is a phase error detected after the phase shifter 7 has shifted the phase of the local wave (by the phase corrector 13 controlling the applied voltage). Then, the phase difference output by the training phase detector 11 and obtained by subtracting the phase difference before phase shift from the phase difference after phase shift is set as a phase shift angle (S414).
Next, the phase corrector 13 associates the phase shift angle output from the training phase detector 11 with the voltage value (the value of the applied voltage that controls the phase shifter 7 in S411) and stores it in the storage element 14. (S415).
Next, the training phase detector 11 determines the number of training loops (similar to S309 in the second embodiment). When the number of training times is 1, the training loop (S411 to S415) is repeated again. When the number of training loops is 2, the training is terminated and the next processing is started. Further, the demodulated signal output from the quadrature demodulator 9 at the end of training is used as a negative feedback signal (S416).

＜歪み補償発信ステップ＞
そして、送信機１００は、負帰還信号を加算したベースバンド変調信号を直交変調・増幅して歪み補償した送信波を生成し発信する。この歪み補償発信ステップの処理は上記実施の形態１における送信機１００の歪み補償送信処理の歪み補償発信ステップ（Ｓ１１０〜Ｓ１１３）と同じである（Ｓ４１７〜Ｓ４２０）。 <Distortion compensation transmission step>
Then, the transmitter 100 generates and transmits a transmission wave in which the baseband modulation signal added with the negative feedback signal is orthogonally modulated and amplified to compensate for distortion. The processing of this distortion compensation transmission step is the same as the distortion compensation transmission step (S110 to S113) of the distortion compensation transmission processing of the transmitter 100 in the first embodiment (S417 to S420).

なお、送信機１００は、トレーニング終了（トレーニングステップ（Ｓ４１０・Ｓ４１６））までスイッチ１０をオフにして変調信号に復調信号を加算しないようにし、トレーニング終了の際にスイッチ１０をオンにして変調信号に負帰還信号を加算するようにする。   The transmitter 100 turns off the switch 10 until the end of training (training steps (S410 and S416)) so that the demodulated signal is not added to the modulated signal. Add negative feedback signal.

上記実施の形態３において、以下のようなことを説明した。
上記実施の形態２で説明した、トレーニングループを２回行うことにより位相補正誤差を低減する方法において、トレーニングループを２回行った結果の位相測定値（移相角度）を記憶素子１４に記憶する。そして、１回目のトレーニングループを行った結果（位相誤差）と記憶素子１４に記憶されている電圧対移相特性の示す移相角度とが一致したときは、２回目のトレーニングを行わず、記憶素子１４に記憶されている移相角度の一致した当該電圧値を用いて移相器７を制御し、位相補正誤差を低減した歪み補償を行う。
即ち、記憶素子１４には１回目のトレーニングループの結果と２回目のトレーニングループの結果との移相器７の印加電圧と移相角度との組み合わせを記憶する。通信を開始するに際して、１回目のトレーニングループを行った結果、その結果（位相誤差）と一致する移相角度が記憶素子１４に記憶されていれば、その結果に対応する印加電圧値であり記憶素子１４に記憶されている電圧値を利用して移相器７の制御電圧を調整する。一方、１回目のトレーニングループを行った結果、その結果に対応する印加電圧値が記憶素子１４に記憶されていなければ、２回目のトレーニングループを実施して移相器７の制御電圧を調整すると共に、このときの１回目及び２回目のトレーニングループ結果に基づいて移相器７の実際の電圧対移相特性を記憶素子１４に記憶する。
つまり、上記実施の形態２で説明した歪み補償方式において、１回目及び２回目のトレーニングを実施した位相設定結果（移相角度、制御電圧）をそれぞれ１組として、記憶素子に記憶しておくことで、１回目のトレーニングループを実施した際の位相測定結果が記憶素子内に記憶している位相設定結果と同じであった場合、２回目のトレーニングループを行わず、記憶素子に記憶している同じ組の位相測定結果を用いて位相補正量を修正することにより、移相器の制御電圧を補正し位相設定誤差による特性劣化を低減することができる送信機について説明した。 In the third embodiment, the following has been described.
In the method of reducing the phase correction error by performing the training loop twice described in the second embodiment, the phase measurement value (phase shift angle) as a result of performing the training loop twice is stored in the storage element 14. . When the result of the first training loop (phase error) matches the phase shift angle indicated by the voltage versus phase shift characteristic stored in the storage element 14, the second training is not performed and stored. The phase shifter 7 is controlled using the voltage value having the same phase shift angle stored in the element 14 to perform distortion compensation with reduced phase correction error.
That is, the storage element 14 stores a combination of the applied voltage and the phase shift angle of the phase shifter 7 between the result of the first training loop and the result of the second training loop. If the phase shift angle that coincides with the result (phase error) is stored in the storage element 14 as a result of performing the first training loop when starting communication, the applied voltage value corresponding to the result is stored. The control voltage of the phase shifter 7 is adjusted using the voltage value stored in the element 14. On the other hand, if the applied voltage value corresponding to the result of the first training loop is not stored in the storage element 14, the second training loop is performed to adjust the control voltage of the phase shifter 7. At the same time, the actual voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is stored in the storage element 14 based on the results of the first and second training loops at this time.
That is, in the distortion compensation method described in the second embodiment, the phase setting results (phase shift angle and control voltage) obtained by performing the first training and the second training are stored as one set in the storage element. When the phase measurement result when the first training loop is executed is the same as the phase setting result stored in the storage element, the second training loop is not stored and the storage element stores the result. A transmitter that can correct the control voltage of the phase shifter and reduce characteristic deterioration due to a phase setting error by correcting the phase correction amount using the same set of phase measurement results has been described.

上記実施の形態３において、トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差に対応する電圧が記憶素子１４に記憶されていない場合、上記実施の形態２と同様に、トレーニングループ数を２回としたが３回以上にしてもよい。また、トレーニング位相検出器１１と位相補正器１３とにおいて、当該トレーニングループ時に検出した位相誤差が前回トレーニングループ時の位相誤差より大きければ、前回トレーニング時の印加電圧で移相器７を制御して負帰還信号を生成してもよい。   In the third embodiment, when the voltage corresponding to the phase error output from the training phase detector 11 is not stored in the storage element 14, the number of training loops is set to two as in the second embodiment. It may be 3 times or more. If the phase error detected during the training loop is larger than the phase error during the previous training loop in the training phase detector 11 and the phase corrector 13, the phase shifter 7 is controlled by the applied voltage during the previous training loop. A negative feedback signal may be generated.

また、上記実施の形態３において、上記実施の形態１で説明した移相器特性記憶処理を実施し事前に記憶素子１４に移相器７の実際の電圧対移相特性を記憶してもよい。   In the third embodiment, the phase shifter characteristic storage process described in the first embodiment may be performed, and the actual voltage-phase shift characteristic of the phase shifter 7 may be stored in the storage element 14 in advance. .

そして、上記実施の形態３において、トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差に対応する電圧が記憶素子１４に記憶されていない場合に、移相器７の電圧対移相特性を線形としてトレーニングする代わり（第２トレーニングステップの代わり）に、上記実施の形態１と同様に、記憶素子１４に記憶されている移相角度に対応する印加電圧値を補間処理して算出した印加電圧値に基づいて移相器７への印加電圧を制御してもよい。この場合も移相後位相差から移相前位相差を差し引いた位相差を移相角度とし当該電圧値と対応付けて記憶素子１４に記憶する。   In the third embodiment, when the voltage corresponding to the phase error output from the training phase detector 11 is not stored in the storage element 14, the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is trained as linear. Instead (instead of the second training step), similar to the first embodiment, based on the applied voltage value calculated by interpolating the applied voltage value corresponding to the phase shift angle stored in the storage element 14. The voltage applied to the phase shifter 7 may be controlled. Also in this case, the phase difference obtained by subtracting the phase difference before phase shift from the phase difference after phase shift is stored in the storage element 14 in association with the voltage value as the phase shift angle.

また、上記実施の形態３において、トレーニング位相検出器１１の出力した位相誤差に対応する電圧が記憶素子１４に記憶されていない場合に、移相器７の電圧対移相特性を線形としてトレーニングする（移相器７への）印加電圧の制御と、記憶素子１４に記憶されている移相角度に対応する印加電圧値を補間処理して算出した印加電圧値に基づく（移相器７への）印加電圧の制御とのいずれかを選択してもよい。例えば、記憶素子１４に記憶されている移相角度と位相誤差との差が所定の閾値以上である場合に、移相器７の電圧対移相特性を線形としてトレーニングする（移相器７への）印加電圧の制御を選択するようにしてもよい。また、例えば、移相器７の電圧対移相特性を線形としてトレーニングする（移相器７への）印加電圧の制御と、記憶素子１４に記憶されている移相角度に対応する印加電圧値を補間処理して算出した印加電圧値に基づく（移相器７への）印加電圧の制御とを共に実行し、移相器７への印加電圧を制御後の位相誤差が小さかった方の制御を選択し再度実行して負帰還信号を生成してもよい。   In the third embodiment, when the voltage corresponding to the phase error output from the training phase detector 11 is not stored in the storage element 14, the voltage-to-phase shift characteristic of the phase shifter 7 is trained as linear. Based on the control of the applied voltage (to the phase shifter 7) and the applied voltage value calculated by interpolation processing of the applied voltage value corresponding to the phase shift angle stored in the storage element 14 (to the phase shifter 7) ) Any one of the control of the applied voltage may be selected. For example, when the difference between the phase shift angle and the phase error stored in the storage element 14 is greater than or equal to a predetermined threshold value, the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is trained as linear (to the phase shifter 7). The control of the applied voltage may be selected. Further, for example, the control of the applied voltage (to the phase shifter 7) is trained so that the voltage versus phase shift characteristic of the phase shifter 7 is linear, and the applied voltage value corresponding to the phase shift angle stored in the storage element 14. Control of the applied voltage (to the phase shifter 7) based on the applied voltage value calculated by performing interpolation processing on the control signal, and the control with the smaller phase error after controlling the applied voltage to the phase shifter 7 May be selected and executed again to generate a negative feedback signal.

また、各実施の形態において、トレーニング位相検出器１１は、直交成分Ｑに基づいて位相誤差を検出したが同相成分Ｉに基づいて位相誤差を検出してもよい。   In each embodiment, the training phase detector 11 detects the phase error based on the quadrature component Q, but may detect the phase error based on the in-phase component I.

また、各実施の形態において、送信機１００は直交変調を行ったが他の変調方式でもよい。例えば、ベースバンド変調信号生成回路１がベースバンド変調信号を同相成分と直交成分とに分けずに出力し、直交変調器３の代わりに位相変調、振幅変調、周波数変調などの変調処理を行う変調器を備え、直交復調器９の代わりに変調処理に対応する復調器を備えても構わない。   In each embodiment, transmitter 100 performs quadrature modulation, but other modulation schemes may be used. For example, the baseband modulation signal generation circuit 1 outputs a baseband modulation signal without dividing it into an in-phase component and a quadrature component, and performs modulation processing such as phase modulation, amplitude modulation, and frequency modulation instead of the quadrature modulator 3 And a demodulator corresponding to the modulation processing may be provided instead of the quadrature demodulator 9.

実施の形態１における送信機１００の構成図。FIG. 3 is a configuration diagram of a transmitter 100 in the first embodiment. ２つの信号（Ｑ，Ｑ’）のループ位相差を示す図。The figure which shows the loop phase difference of two signals (Q, Q '). 実施の形態１における送信機１００の処理を示すフローチャート。4 is a flowchart showing processing of the transmitter 100 in the first embodiment. 実施の形態１における移相器７の電圧対移相特性を記憶する処理を示すフローチャート。5 is a flowchart showing processing for storing voltage versus phase shift characteristics of the phase shifter 7 according to the first embodiment. 実施の形態２における送信機１００の構成図。FIG. 3 is a configuration diagram of a transmitter 100 in a second embodiment. 実施の形態２における送信機１００の処理を示すフローチャート。10 is a flowchart showing processing of the transmitter 100 in the second embodiment. 実施の形態３における送信機１００の処理を示すフローチャート。10 is a flowchart showing processing of transmitter 100 in the third embodiment. 従来の送信機２００を示す構成図。The block diagram which shows the conventional transmitter 200. FIG. 電圧制御型の移相器７の電圧対移相特性を例示する図。The figure which illustrates the voltage versus phase shift characteristic of the voltage control type phase shifter.

符号の説明Explanation of symbols

１ ベースバンド変調信号生成回路、２ 加算器、３ 直交変調器、４ 増幅器、５ カプラ、６ 発振機、７ 移相器、８ 増幅器、９ 直交復調器、１０ スイッチ、１１ トレーニング位相検出器、１２ アンテナ、１３ 位相補正器、１４ 記憶素子、１００，２００ 送信機。   1 Baseband modulation signal generation circuit, 2 adder, 3 quadrature modulator, 4 amplifier, 5 coupler, 6 oscillator, 7 phase shifter, 8 amplifier, 9 quadrature demodulator, 10 switch, 11 training phase detector, 12 Antenna, 13 phase corrector, 14 storage element, 100, 200 transmitter.

Claims (5)

入力信号と前記入力信号の変調に用いるローカル信号とを入力し、前記入力信号を前記ローカル信号を用いて変調し、変調した入力信号を出力信号として出力する変調器と、A modulator that inputs an input signal and a local signal used to modulate the input signal, modulates the input signal using the local signal, and outputs the modulated input signal as an output signal;
前記変調器から出力された出力信号を入力し、入力した出力信号を増幅し、増幅した出力信号を出力する増幅器と、An amplifier that inputs the output signal output from the modulator, amplifies the input output signal, and outputs the amplified output signal;
印加電圧量を制御される移相器であって、前記ローカル信号を入力し、入力したローカル信号を印加電圧量に応じた移相角度だけ移相し、移相したローカル信号を移相信号として出力する移相器と、A phase shifter in which an applied voltage amount is controlled, wherein the local signal is input, the input local signal is phase-shifted by a phase shift angle corresponding to the applied voltage amount, and the phase-shifted local signal is used as a phase shift signal. An output phase shifter;
前記増幅器から出力された出力信号と前記移相器から出力された移相信号とを入力し、前記出力信号を前記移相信号を用いて復調し、復調した出力信号を復調信号として出力する復調器と、Demodulation of inputting an output signal output from the amplifier and a phase shift signal output from the phase shifter, demodulating the output signal using the phase shift signal, and outputting the demodulated output signal as a demodulated signal And
前記入力信号と前記復調器から出力された復調信号とを入力し、前記入力信号と前記復調信号との位相誤差を検出し、検出した位相誤差を出力する位相検出器と、A phase detector for inputting the input signal and the demodulated signal output from the demodulator, detecting a phase error between the input signal and the demodulated signal, and outputting the detected phase error;
前記移相器の印加電圧量を制御するための印加電圧値と、前記印加電圧値に基づいて前記移相器の印加電圧量を制御した場合に前記移相器により移相されるローカル信号の移相角度とを対応付けて記憶する記憶素子と、An applied voltage value for controlling the applied voltage amount of the phase shifter, and a local signal phase-shifted by the phase shifter when the applied voltage amount of the phase shifter is controlled based on the applied voltage value. A storage element that stores the phase shift angle in association with each other;
前記位相検出器から出力された位相誤差を移相前位相差として入力し、入力した移相前位相差を移相角度として前記移相前位相差に対応する印加電圧値を前記記憶素子から取得し、取得した印加電圧値に基づいて前記移相器の印加電圧量を制御する移相制御器と、The phase error output from the phase detector is input as a phase difference before phase shift, and the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift is acquired from the storage element by using the input phase difference before phase shift as a phase shift angle. And a phase shift controller that controls the amount of applied voltage of the phase shifter based on the acquired applied voltage value;
前記入力信号を入力し、前記移相制御器が前記移相器の印加電圧量を制御した後に前記復調器から出力された復調信号を負帰還信号として入力し、入力した負帰還信号を前記入力信号に加算し、前記負帰還信号を加算した入力信号を前記変調器に入力する加算器とを備え、The input signal is input, the demodulated signal output from the demodulator after the phase shift controller controls the applied voltage amount of the phase shifter is input as a negative feedback signal, and the input negative feedback signal is input to the input An adder for adding to the modulator an input signal obtained by adding to the signal and adding the negative feedback signal;
前記移相制御器は、前記移相前位相差に対応する印加電圧値が前記記憶素子に記憶されていない場合、前記移相前位相差と所定の単位移相角度当たりの印加電圧値とに基づいて前記移相前位相差に対応する印加電圧値を制御電圧値として算出し、算出した制御電圧値に基づいて前記移相器の印加電圧量を制御し、前記位相検出器から新たに出力された位相誤差を移相後位相差として入力し、入力した移相後位相差と前記移相前位相差との位相差を前記制御電圧値に対応する移相角度として算出し、算出した移相角度と前記制御電圧値とを対応付けて前記記憶素子に記憶する  When the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift is not stored in the storage element, the phase shift controller converts the phase difference before phase shift and the applied voltage value per predetermined unit phase shift angle. Based on the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift based on the calculated control voltage value, the applied voltage amount of the phase shifter is controlled based on the calculated control voltage value, and newly output from the phase detector The phase error is input as a phase difference after phase shift, and the phase difference between the input phase difference after phase shift and the phase difference before phase shift is calculated as a phase shift angle corresponding to the control voltage value. A phase angle and the control voltage value are associated with each other and stored in the storage element.
ことを特徴とする歪み補償回路。A distortion compensation circuit characterized by the above. 前記移相制御器は、前記移相前位相差に対応する印加電圧値が前記記憶素子に記憶されていない場合、移相前位相差の入力と、制御電圧値の算出と、前記移相器の印加電圧量の制御とを複数回繰り返し、
前記加算器は、前記移相前位相差に対応する印加電圧値が前記記憶素子に記憶されていない場合、前記移相制御器が前記移相器の印加電圧量を複数回制御した後に前記復調器から出力された復調信号を負帰還信号として入力し、入力した負帰還信号を前記入力信号に加算し、前記負帰還信号を加算した入力信号を前記変調器に入力する
ことを特徴とする請求項１記載の歪み補償回路。 When the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift is not stored in the storage element, the phase shift controller inputs the phase difference before phase shift, calculates the control voltage value, and the phase shifter. The control of the applied voltage amount is repeated several times
When the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift is not stored in the storage element, the adder performs the demodulation after the phase shift controller controls the applied voltage amount of the phase shifter a plurality of times. The demodulated signal output from the amplifier is input as a negative feedback signal, the input negative feedback signal is added to the input signal, and the input signal obtained by adding the negative feedback signal is input to the modulator.
The distortion compensation circuit according to claim 1. 前記加算器は、前記位相検出器により検出された今回の位相誤差が前記位相検出器により検出された前回の位相誤差より大きくなった場合と、前記移相制御器が前記移相器の印加電圧量を所定の複数回制御した場合とのいずれかの場合に、前記復調器から出力された復調信号を負帰還信号として入力し、入力した負帰還信号を前記入力信号に加算し、前記負帰還信号を加算した入力信号を前記変調器に入力するWhen the current phase error detected by the phase detector is larger than the previous phase error detected by the phase detector, the adder detects that the phase shift controller applies the voltage applied to the phase shifter. The demodulated signal output from the demodulator is input as a negative feedback signal when the amount is controlled a predetermined number of times, and the input negative feedback signal is added to the input signal. An input signal obtained by adding the signals is input to the modulator.
ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の歪み補償回路。The distortion compensation circuit according to claim 1 or 2, wherein 請求項１から請求項３いずれかに記載の歪み補償回路と、The distortion compensation circuit according to any one of claims 1 to 3,
送信データを変調して変調信号を生成し、生成した変調信号を入力信号として前記歪み補償回路の前記加算器に入力する変調信号生成回路と、A modulation signal generation circuit that modulates transmission data to generate a modulation signal, and inputs the generated modulation signal as an input signal to the adder of the distortion compensation circuit;
前記歪み補償回路の前記増幅器から出力された出力信号を発信するアンテナとAn antenna for transmitting an output signal output from the amplifier of the distortion compensation circuit;
を備えたことを特徴とする送信機。A transmitter characterized by comprising: 変調器が、入力信号と前記入力信号の変調に用いるローカル信号とを入力し、前記入力信号を前記ローカル信号を用いて変調し、変調した入力信号を出力信号として出力し、The modulator inputs an input signal and a local signal used for modulating the input signal, modulates the input signal using the local signal, and outputs the modulated input signal as an output signal,
増幅器が、前記変調器から出力された出力信号を入力し、入力した出力信号を増幅し、増幅した出力信号を出力し、The amplifier inputs the output signal output from the modulator, amplifies the input output signal, and outputs the amplified output signal,
印加電圧量を制御される移相器が、前記ローカル信号を入力し、入力したローカル信号を印加電圧量に応じた移相角度だけ移相し、移相したローカル信号を移相信号として出力し、A phase shifter whose applied voltage amount is controlled inputs the local signal, shifts the input local signal by a phase shift angle corresponding to the applied voltage amount, and outputs the phase-shifted local signal as a phase shift signal. ,
復調器が、前記増幅器から出力された出力信号と前記移相器から出力された移相信号とを入力し、前記出力信号を前記移相信号を用いて復調し、復調した出力信号を復調信号として出力し、A demodulator inputs an output signal output from the amplifier and a phase shift signal output from the phase shifter, demodulates the output signal using the phase shift signal, and demodulates the demodulated output signal. Output as
位相検出器が、前記入力信号と前記復調器から出力された復調信号とを入力し、前記入力信号と前記復調信号との位相誤差を検出し、検出した位相誤差を出力し、A phase detector inputs the input signal and the demodulated signal output from the demodulator, detects a phase error between the input signal and the demodulated signal, and outputs the detected phase error,
記憶素子が、前記移相器の印加電圧量を制御するための印加電圧値と、前記印加電圧値に基づいて前記移相器の印加電圧量を制御した場合に前記移相器により移相されるローカル信号の移相角度とを対応付けて記憶し、  When the storage element controls the applied voltage value for controlling the applied voltage amount of the phase shifter and the applied voltage amount of the phase shifter based on the applied voltage value, the phase shifter shifts the phase. The phase shift angle of the local signal
移相制御器が、前記位相検出器から出力された位相誤差を移相前位相差として入力し、入力した移相前位相差を移相角度として前記移相前位相差に対応する印加電圧値を前記記憶素子から取得し、取得した印加電圧値に基づいて前記移相器の印加電圧量を制御し、A phase shift controller inputs the phase error output from the phase detector as a phase difference before phase shift, and an applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift using the input phase difference before phase shift as a phase shift angle. Is obtained from the storage element, and the amount of applied voltage of the phase shifter is controlled based on the obtained applied voltage value,
加算器が、前記入力信号を入力し、前記移相制御器が前記移相器の印加電圧量を制御した後に前記復調器から出力された復調信号を負帰還信号として入力し、入力した負帰還信号を前記入力信号に加算し、前記負帰還信号を加算した入力信号を前記変調器に入力し、The adder inputs the input signal, the phase shift controller controls the amount of voltage applied to the phase shifter, and then inputs the demodulated signal output from the demodulator as a negative feedback signal. A signal is added to the input signal, the input signal obtained by adding the negative feedback signal is input to the modulator,
前記移相制御器は、前記移相前位相差に対応する印加電圧値が前記記憶素子に記憶されていない場合、前記移相前位相差と所定の単位移相角度当たりの印加電圧値とに基づいて前記移相前位相差に対応する印加電圧値を制御電圧値として算出し、算出した制御電圧値に基づいて前記移相器の印加電圧量を制御し、前記位相検出器から新たに出力された位相誤差を移相後位相差として入力し、入力した移相後位相差と前記移相前位相差との位相差を前記制御電圧値に対応する移相角度として算出し、算出した移相角度と前記制御電圧値とを対応付けて前記記憶素子に記憶する  When the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift is not stored in the storage element, the phase shift controller converts the phase difference before phase shift and the applied voltage value per predetermined unit phase shift angle. Based on the applied voltage value corresponding to the phase difference before phase shift based on the calculated control voltage value, the applied voltage amount of the phase shifter is controlled based on the calculated control voltage value, and newly output from the phase detector The phase error is input as a phase difference after phase shift, and the phase difference between the input phase difference after phase shift and the phase difference before phase shift is calculated as a phase shift angle corresponding to the control voltage value. A phase angle and the control voltage value are associated with each other and stored in the storage element.
ことを特徴とする歪み補償方法。A distortion compensation method characterized by the above.
JP2005190021A 2005-06-29 2005-06-29 Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method Expired - Fee Related JP4602851B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005190021A JP4602851B2 (en) 2005-06-29 2005-06-29 Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005190021A JP4602851B2 (en) 2005-06-29 2005-06-29 Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2007013431A JP2007013431A (en) 2007-01-18
JP4602851B2 true JP4602851B2 (en) 2010-12-22

Family

ID=37751364

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2005190021A Expired - Fee Related JP4602851B2 (en) 2005-06-29 2005-06-29 Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4602851B2 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8644766B2 (en) 2008-04-21 2014-02-04 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Radio communication system, transmission device, reception device, radio communication method, transmission method, reception method

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06507772A (en) * 1992-03-02 1994-09-01 モトローラ・リミテッド RF power amplifier with linearization function
JPH11505977A (en) * 1995-05-22 1999-05-25 ユニバーシティー・オブ・ブリストル Cartesian loop transmitter
JP2000101358A (en) * 1998-09-21 2000-04-07 Nec Eng Ltd Feedback amplifier circuit
JP2000101662A (en) * 1998-09-21 2000-04-07 Nec Eng Ltd Feedback amplifier circuit and transmitter applying it

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06507772A (en) * 1992-03-02 1994-09-01 モトローラ・リミテッド RF power amplifier with linearization function
JPH11505977A (en) * 1995-05-22 1999-05-25 ユニバーシティー・オブ・ブリストル Cartesian loop transmitter
JP2000101358A (en) * 1998-09-21 2000-04-07 Nec Eng Ltd Feedback amplifier circuit
JP2000101662A (en) * 1998-09-21 2000-04-07 Nec Eng Ltd Feedback amplifier circuit and transmitter applying it

Also Published As

Publication number Publication date
JP2007013431A (en) 2007-01-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3570898B2 (en) Pre-distortion circuit
CN102037699B (en) Distortion compensation circuit and distortion compensation method
JP4637850B2 (en) Transmission device, communication device, and mobile radio
JP4583979B2 (en) Transmitting apparatus and wireless communication apparatus
US8077799B2 (en) Apparatus and method to adjust a phase and frequency of a digital signal
JPWO2008023414A1 (en) Polar modulation transmission apparatus and polar modulation transmission method
JP4199680B2 (en) Transmitter
JP4516973B2 (en) DC offset compensation method and DC offset compensation apparatus
JPH0832464A (en) Carrier leak correction method in transmitter
JP3934585B2 (en) Wideband modulation PLL, wideband modulation PLL timing error correction system, modulation timing error correction method, and wireless communication apparatus adjustment method including wideband modulation PLL
JP2007195056A (en) Distortion compensation device and distortion compensation method
US7248644B2 (en) Circuit and method for compensating for nonliner distortion of power amplifier
JP5488073B2 (en) Radio apparatus, distortion compensation apparatus, and distortion compensation method
JP4602851B2 (en) Distortion compensation circuit, transmitter, and distortion compensation method
JP2004040564A (en) Distortion compensation method for power amplifier and unit using the same
WO2010016111A1 (en) Transmission device and adjustment value measurement method
JP2002252663A (en) Digital radio device
JP2007221613A (en) Distortion compensating method and device
JP2009060174A (en) Radio device, radio circuit, and radio circuit control method
JP3145015B2 (en) Transmission device
US20060083330A1 (en) Distortion compensation table creation method and distortion compensation method
JPH04291829A (en) Distortion compensation circuit
JP4574531B2 (en) Transmitter
JP4068999B2 (en) Cartesian transmitter
JP6787042B2 (en) Feedback amplifier and transmitter using it

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20080331

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20100705

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20100713

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20100831

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20100928

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20100930

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131008

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees