JP4583431B2 - Modulator and the modulation method - Google Patents

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本発明は、例えばLDPC(Low Density Parity Check)符号のようなブロック符号を用いて、送信データを符号化して送信する場合に用いられる変調器及び変調方法に関する。 The present invention is, for example, using a block code such as LDPC (Low Density Parity Check) codes, the transmission data regarding modulator and the modulation method used when encoding and transmitting.

無線通信においては、一般に、誤り訂正能力を高めるために送信データを符号化して送信するようになっている。 In wireless communications, in general, it is adapted to transmit the encoded transmission data to enhance the error correction capability. その符号化の一つとして、非特許文献1に記載されているようなLDPC符号がある。 One of the coding, there is an LDPC code, as described in Non-Patent Document 1. このLDPC符号は、非常に大きなブロック単位(拘束長)で誤り訂正を行うことができるので、バースト誤りに強く、フェージング環境下での通信に適していると考えられている。 The LDPC code, it is possible to perform error correction in very large blocks (constraint length), resistant to burst errors, are believed to be suitable for communication under fading environment.

また、データ伝送速度を高めるためる技術として、非特許文献2に記載されているような、複数のアンテナからOFDM信号を送信するマルチアンテナ送信装置が知られている。 Further, as a technique for storing enhanced data transmission rate, as described in non-patent document 2, multi-antenna transmission apparatus is known that transmits OFDM signals from a plurality of antennas. この種のマルチアンテナ送信装置においては、周波数選択性フェージングによるバースト誤りを抑制する一つの方法として、データを周波数方向(サブキャリア方向)にインターリーブすることが提案されている。 In multi-antenna transmission apparatus of this type, as a way of suppressing burst errors due to frequency selective fading, interleaving the data in the frequency direction (subcarrier direction) it has been proposed.

図28に、この種のマルチアンテナ送信装置による送信信号のフレーム構成例を示す。 Figure 28 shows a frame configuration example of a transmission signal according to this kind of multi-antenna transmission apparatus. 図28において、フレームの先頭には、フェージング変動による歪み、つまりチャネル推定、及び、送受信機間の周波数オフセットを推定するためのプリアンブルが配置され、それに続いてデータシンボルが配置される。 In Figure 28, the head of the frame, distortion due to fading fluctuation, i.e. channel estimation, and are preamble arrangement for estimating a frequency offset between the transmitter and the receiver, the data symbols are arranged subsequently. また、キャリアYには、経時的に変動する周波数オフセットを推定するためのパイロットシンボルが配置される。 Further, the carrier Y, pilot symbols for estimating the time-varying frequency offset is arranged. なお、図中の1つの四角は1シンボルを示す。 Incidentally, one square in the figure shows the 1 symbol. つまり、図28の例では、各時間i、i+1、………において、データシンボルとパイロットとを合わせて合計7シンボルからなる1OFDMシンボルが送信される。 That is, in the example of FIG. 28, each time i, i + 1, at ........., 1 OFDM symbol is transmitted consisting of seven symbols by combining the data symbols and pilot. このとき、データは、1OFDMシンボル内で、インターリーブが施されており、(1)(2)(3)………(11)(12)の順番に配置される。 In this case, data is in 1OFDM symbols, and interleaving is performed, are arranged in order of (1) (2) (3) ......... (11) (12).

ところで、LDPC等のブロック符号を用いた場合、例えば変調多値数を大きくするほど、1つの符号化ブロックを送信するためのシンボル数は少なくなり、1つの符号化ブロックが、より短時間で送信されることになる。 In the case of using a block code LDPC like, for example, the larger the modulation level, the number of symbols for transmitting one encoded block decreases, one encoding block, a shorter time transmission It is is will be. この結果、その送信期間にフェージングによるノッチがあった場合には、バースト誤りが発生し易くなる。 As a result, if there is a notch due to fading in the transmission period, easily burst error occurs. つまり、変調多値数が大きくなるほど、バースト誤りの確率が高くなる。 In other words, the greater the modulation multi-level number, the probability of a burst error becomes high.

ここで、LDPC等のブロック符号は、ブロックサイズを変えることができ、ブロックサイズを大きくするほど(すなわち拘束長を長くするほど)、フェージングのノッチ等に起因するバースト誤りの確率は小さくなる。 Here, block code LDPC etc., can change the block size (the longer i.e. the constraint length) larger the block size, the probability of burst errors due to fading notches, etc. is reduced. よって、適応変調のように変調多値数を変える場合には、変調多値数を大きくするほど、符号化ブロックサイズを大きくすれば、バースト誤りを抑制できると考えられる。 Therefore, when changing the modulation level as adaptive modulation, the larger the modulation level, by increasing the coding block size is believed that the burst error can be suppressed.

しかしながら、変調多値数を変更する毎に、ブロックサイズを変えるように符号化器を設計することは、符号化器の構成が複雑化するので望ましくない。 However, each time changing the modulation level, designing the encoder to change the block size is undesirable because configuration of the encoder becomes complicated.

さらに、MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)方式等のマルチアンテナ送信においては、フレームの先頭に配置されたプリアンブルの直後のデータシンボルについては、高い分離精度が確保できるので受信信号として高いSNRを確保できるが、プリアンブルから離れるに従って分離精度が低下するので受信信号のSNRも低下する問題があった。 Furthermore, in a multi-antenna transmission such as MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) scheme, the data symbol immediately following the preamble positioned at the head of the frame, ensuring a high SNR as the received signal since it ensures a high separation accuracy possible, the separation accuracy with distance from the preamble there is a problem that the SNR of the received signal also decreases because the reduction.

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく、比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置、及びプリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制できるマルチアンテナ送信装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the foregoing, without changing the block size of the encoded block even when increasing the modulation level, the transmission can be suppressed burst errors by a relatively simple configuration device, and and to provide a multi-antenna transmission apparatus which can suppress the degradation of error rate characteristics caused by the distance from the preamble.

かかる課題を解決するため本発明の変調器の一つの態様は、複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、 各々が複数のビットで構成される複数の誤り訂正符号化データを形成する符号化手段と、1つのシンボルが、 前記複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記複数の誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換える並べ換え手段と、前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調手段と、を具備し、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される2つのビットは、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットであり、前記並べ換え手段は、 前記複数の誤り訂正符号化データで One embodiment of the modulator of the present invention to solve such problems, which performs error correction coding processing on transmission data composed of a plurality of bits, a plurality of error constituted each of a plurality of bits encoding means for forming a correction coded data, one symbol, as configured to collect bits belonging to one of the plurality of the error correction coded data, the plurality of error correction coded data a permutation unit for permuting belongs bits, comprising a modulating means for outputting a baseband signal corresponding to the symbol from the error correction coded data that has been modified the arrangement, a plurality of bits constituting the symbol, optionally two bits to be extracted, a bit belonging to the erroneous Ri correction coded data that different from each other, said permutation means is a plurality of mis-Ri correction coded data 成される1系統のデータを入力とし、前記1系統のデータに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換え、1つの誤り訂正符号化データを構成するビット数と前記1つの誤り訂正符号化データを送信するのに用いるシンボル数とが同じである構成を採る。 As input data for one line to be made, the are those rearranging the bits included in the data of one line, in adjacent symbols, the same bit number of the bit number indicating the signal point arrangement of the symbol, reordering to assign bits belonging to the erroneous Ri correction coded data that different from one another, one error correction coded data and the number of bits constituting the single error correction coded data symbol number and the same used to send the a configuration is.

また、本発明の変調方法の一つの態様は、 複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、各々が複数のビットで構成される複数の誤り訂正符号化データを形成し、1つのシンボルが、前記複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記複数の誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換え、前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調方法であって、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される2つのビットは、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットであり、前記ビットの並べ換えは、前記複数の誤り訂正符号化データで構成される1系統のデータを入力とし、前記1系統 Further, one embodiment of the modulation method of the present invention, subjected to error correction coding processing on transmission data composed of a plurality of bits, a plurality of error correction coded data consisting each of a plurality of bits forming a single symbol, as configured to collect bits belonging to one of the plurality of the error correction coded data, reordering the bits belonging to said plurality of error correction coded data, the rearrangement was a modulation method of outputting a baseband signal corresponding to the symbol from the error correction coded data, from a plurality of bits constituting the symbol, the two bits to be extracted arbitrarily, different error correction coding to each other a bit belonging to the data, reordering of the bits, as input data for one line constituted by the plurality of error correction coded data, said one channel データに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換え、1つの誤り訂正符号化データを構成するビット数と前記1つの誤り訂正符号化データを送信するのに用いるシンボル数とが同じである、ようにする Are those rearranging the bits included in the data, in adjacent symbols, the same bit number of the bit number indicating the signal point arrangement of the symbol, to assign bits belonging to different error correction coded data rearranged the number of symbols used to transmit one of two said number of bits 1 that constitutes an error correction coded data error correction coded data and are the same, so as to.

本発明によれば、各符号化ブロック内のデータが複数のシンボルに離散的に配置されるようになるので、変調多値数を多くした場合でもバースト誤りを抑制し得、符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりフェージングのノッチ等による誤り率特性の劣化を抑制し得る送信装置を実現できる。 According to the present invention, since the data in each coding block is to be discretely arranged in a plurality of symbols, obtained by suppressing burst errors even when increasing the number of modulation levels, the blocks of coded blocks It can be realized transmission device capable of suppressing the degradation of error rate characteristics due to fading notches or the like by a comparatively simple configuration without changing the size.

また、各符号化ブロック間の、プリアンブルからの距離を実質的に均一化できるので、プリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制し得るマルチアンテナ送信装置を実現できる。 Also, between each code block, since it substantially uniform distance from the preamble, it is possible to realize a multi-antenna transmission apparatus capable of suppressing the degradation of error rate characteristics caused by the distance from the preamble.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。 It will be described in detail with reference to the drawings, embodiments of the present invention.

(実施の形態1) (Embodiment 1)
図1に、本発明の実施の形態1に係る送信装置の構成を示す。 1 shows a configuration of a transmitting apparatus according to a first embodiment of the present invention. 送信装置10は送信データS1を符号化部11に入力する。 Transmitter 10 inputs the transmission data S1 to the encoding unit 11. 符号化部11は、送信データS1に対してブロック符号化処理を施し、これにより得たブロック符号化データS2を並べ換え部12に送出する。 Coding section 11 performs block encoding process on transmission data S1, and sends the block encoded data S2 obtained by this reordering unit 12. 本実施の形態の場合、符号化部11は、LDPC符号化処理を行うようになっている。 In this embodiment, the encoding unit 11 is configured to perform an LDPC encoding process.

並べ換え部12は、1つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データS2を並べ換えて変調部15に供給する。 Reordering unit 12, as one data symbol is configured gathered block coded data of different encoded blocks, and supplies to the modulation section 15 reorder block encoded data S2. 具体的には、ブロック符号化データS2をセレクタ13に入力し、当該セレクタ13によってブロック符号化データS2をビット単位でメモリ14−1〜14−3又は変調部15に送出する。 Specifically, enter the block encoded data S2 to the selector 13 and sends it to the memory 14-1 to 14-3 or the modulation section 15 block encoding data S2 in units of bits by the selector 13. メモリ14−1〜14−2はバッファメモリとして機能し、一旦格納したビットを、タイミングを合わせて変調部15に送出する。 Memory 14-1~14-2 functions as a buffer memory temporarily bits stored, sent to the modulation section 15 timed. 例えば、変調部15でQPSKを行う場合には、メモリ14−1を用い、メモリ14−1に格納されたビットがセレクタ13から直接変調部15に送出されるビットとタイミングを合わせて出力される。 For example, when performing QPSK in modulating section 15, using the memory 14-1, the bits stored in the memory 14-1 is outputted together bit timing sent to the direct modulation section 15 from the selector 13 . これにより、変調部15では、メモリ14−1から入力されるビットと、直接セレクタ13から入力されるビットの計2ビットを用いてQPSKの1シンボルが形成される。 Thus, the modulation unit 15, and the bits input from the memory 14-1, 1 QPSK symbol using a total of 2 bits of bits input directly from selector 13 is formed. また変調部15で16QAMを行う場合には、メモリ14−1〜14−3を用い、メモリ14−1〜14−3に格納されたビットがセレクタ13から直接変調部15に送出されるビットとタイミングを合わせて出力される。 In the case of performing 16QAM at modulation section 15, a bit using the memory 14-1 to 14-3, stored in the memory 14-1 to 14-3 bit is sent directly to the modulation section 15 from the selector 13 It is output in accordance with the timing. これにより、変調部15では、メモリ14−1〜14−3から入力されるビットと、直接セレクタ13から入力されるビットの計4ビットを用いて16QAMの1シンボルが形成される。 Thus, the modulation unit 15, and the bits input from the memory 14-1 to 14-3, one symbol of 16QAM using four bits of bits input directly from selector 13 is formed.

因みに、図1では、図を簡単化するために、3つのメモリ14−1〜14−3しか記載していないが、変調部15で64QAMを行う場合には、5つのメモリを設け、変調部15によって、各メモリからの入力と直接セレクタ13から入力されるビットの計6ビットを用いて64QAMの1シンボルを形成すればよい。 Incidentally, in FIG. 1, to simplify the drawing, only three memory 14-1 to 14-3 are not described, when performing 64QAM at modulation section 15 is provided with a five memory, the modulator by 15, it may be formed one symbol of 64QAM using a total of 6 bits of bits input from the input directly selector 13 from the memory.

なお、図1に示した並べ換え部12の構成は一例であって、要は、1つのブロック内符号化データが複数のデータシンボルに割り当てられるように、ブロック符号化データS2を並べ換えて変調部15に供給する構成であればどのような構成を採用してもよい。 The configuration of the reordering unit 12 shown in FIG. 1 is an example, short, as encoded data in one block is allocated to a plurality of data symbols, the modulation unit reordering block encoded data S2 15 what configuration may be adopted if and supplied to.

変調部15は、制御信号S10に基づいて適応変調を行う。 Modulation section 15 performs adaptive modulation based on the control signal S10. すなわち、変調部15は、制御信号S10に基づいて、BPSK、QPSK、16QAM又は64QAMのうちいずれの変調処理を行うかを変更する。 That is, the modulation unit 15 based on the control signal S10, to change whether to perform BPSK, QPSK, any modulation processing of the 16QAM or 64QAM. なお、制御信号S10は、並べ換え部13のセレクタ13にも入力されており、セレクタ13は変調部15でどの変調処理が行われるかに応じて、ビット並べ換え規則を変更する。 The control signal S10 is also input to the selector 13 of the reordering unit 13, the selector 13 depending on which modulation processing is performed by the modulation unit 15 changes bit ordering rules. その詳細については後述する。 The details of which will be described later.

変調部15により得られた送信シンボルS3は、無線部16に入力される。 Transmission symbol S3, obtained by the modulation unit 15 is input to the wireless unit 16. 無線部16は、変調シンボルS3に対してディジタルアナログ変換やアップコンバート等の所定の変調処理を施し、これにより得たRF信号S4をアンテナ17に供給する。 Radio unit 16 performs predetermined modulation processing such as digital-to-analog conversion and up-conversion on the modulation symbols S3, and supplies the RF signal S4 obtained by this antenna 17.

図2を用いて、本実施の形態の符号化部11によるLDPC符号の生成処理を説明する。 With reference to FIG. 2, for explaining the production process of an LDPC code by the coder 11 of the present embodiment. 符号化部(LDPCエンコーダ)11は、送信データS1(すなわちLDPC符号化前データ)を入力とし、これをLDPC符号化することによりブロック符号化データS2(すなわちLDPC符号化後データ)を出力する。 Encoding section (LDPC encoder) 11 receives as input transmission data S1 (i.e. LDPC encoded data before), and outputs the block encoded data S2 (i.e. data after LDPC encoding) by LDPC encoding it. 例えば、LDPC符号化前のデータを(m1a,m2a,・・・,m490a)とし、パリティチェックマトリクスをGとすると、LDPC符号化後データとして(C1a,C2a,・・・,C980a)が出力される。 For example, an LDPC coded data before the (m1a, m2a, ···, m490a), the parity check matrix and G, as LDPC coded data after (C1a, C2a, ···, C980a) is output that. つまり、490ビットからなる符号化前ブロック#1から、980ビットからなる符号化後ブロック#1が形成される。 In other words, the pre-encoding block # 1 composed of 490 bits and an encoding after block # 1 is formed consisting of 980 bits.

図3を用いて、変調部15による変調処理を説明する。 With reference to FIG. 3, the modulation processing by the modulation section 15. この変調処理は周知の技術であるため簡単に説明する。 This modulation process is briefly described for a well-known technique. 図3(a)はBPSKの信号点配置を示しており、1シンボルで1ビット、つまりb1が送信される。 Figure 3 (a) shows a signal point arrangement of the BPSK, 1 bit in one symbol, i.e. b1 is transmitted. 図3(b)はQPSKの信号点配置を示しており、1シンボルで2ビット、つまり(b1,b2)が送信される。 FIG. 3 (b) shows the signal point arrangement of the QPSK, 2 bits in one symbol, i.e. (b1, b2) are transmitted. 図3(c)は16QAMの信号点配置を示しており、1シンボルで4ビット、つまり(b1,b2,b3,b4)が送信される。 FIG. 3 (c) shows the 16QAM signal point arrangement, 4-bit in one symbol, i.e. (b1, b2, b3, b4) is transmitted. 図3(d)は64QAMの信号点配置を示しており、1シンボルで4ビット、つまり(b1,b2,b3,b4,b5,b6)が送信される。 FIG. 3 (d) shows a signal point arrangement of 64QAM, 4 bits in 1 symbol, that is (b1, b2, b3, b4, b5, b6) is transmitted.

次に、図4〜図7を用いて、本実施の形態の特徴である並べ換え部12による並べ換え処理について説明する。 Next, with reference to FIGS. 4 to 7, a description will be given of reordering process by the reordering unit 12, which is a characteristic of this embodiment. 図4〜図7は、LDPC符号化された各符号化ブロック内のビットが、変調後のどのシンボルに割り当てられているかを示すものである。 4 to 7, bits in each coded block is LDPC encoded, showing whether allocated to which symbols after modulation. 具体的には、980ビットで構成されている1つのブロック内符号化データ(LDPC符号化後のデータ)が、どのシンボルに配置されているかを示すものである。 Specifically, (data after LDPC encoding) encoded data in one block which is composed of 980 bits, and shows how are arranged in which symbol. また、横軸はシンボルの時間的な並びを示している。 The horizontal axis indicates the temporal sequence of symbols. 縦軸は1シンボルを構成するビット番号、つまり、BPSKの場合b1、QPSKの場合b1,b2、16QAMの場合b1,b2,b3,b4、64QAMの場合b1,b2,b3,b4,b5,b6を示している。 Ordinate bit number constituting one symbol, i.e., the case where b1, QPSK of BPSK b1, if the b2,16QAM b1, b2, b3, when the b4,64QAM b1, b2, b3, b4, b5, b6 the shows.

さらに、図中#X−Yは、X番目の符号化ブロックのY番目(980ビットの中のY番目)のビットを示している。 Furthermore, figure # X-Y indicates the bit (Y-th in the 980-bit) Y-numbered X th coded block. 例えば#1−1は、1番目の符号化ブロックの1番目のビットを示す。 For example # 1-1 shows the first bit of the first encoded block. 同様に、例えば#3−979は、3番目の符号化ブロックの979番目のビットを示す。 Similarly, for example, # 3-979 shows the 979 th bit of the third code block.

図4(a)は、変調方式がBPSKのときの各シンボルへのビット割当てを示している。 4 (a) is a modulation scheme indicates a bit assignment to each symbol when the BPSK. 変調方式がBPSKのときには、1シンボルで1ビット(b1)を送信することになるので、980シンボルによって980ビットの符号化ブロックを1つだけ送信する。 When the modulation method is BPSK, it means that transmitting the 1-bit (b1) in one symbol, to send only one 980-bit encoded block by 980 symbols.

図4(b)は、変調方式がQPSKのときの各シンボルへのビット割当てを示している。 FIG. 4 (b), the modulation scheme indicates a bit assignment to each symbol when the QPSK. 変調方式がQPSKのときには、1シンボルで2ビット(b1、b2)送信することになるので、980シンボルによって980ビットの符号化後ブロックを2つ送信できる。 When the modulation scheme is QPSK, the 1 2 bits (b1, b2) it means to transmit a symbol, may 980 transmits two blocks after encoding the 980 bits by symbols. ここでの各シンボルは、図からも明らかなように、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される。 Each symbol here is, as is apparent from the figure, and a host of block coded data of different encoded blocks. 具体的には、QPSKの980シンボルのビットb1に符号化後ブロック#1のビット#1−1〜#1−980を割り当て、980シンボルのビットb2に符号化後ブロック#2のデータ#2−1〜#2−980を割り当てる。 Specifically, the bits are allocated # 1-1 # 1-980 of post-encoding block # 1 to the bit b1 of the 980 symbols of QPSK, after encoding to the bit b2 of the 980 symbol block # 2 of the data # 2 assign 1 to # 2-980. これにより、各符号化ブロック内のビット(データ)をBPSKと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。 Thus, since the bit (data) in each code block can be arranged temporally distributed over BPSK equivalent number of symbols, the fading notch by overall quality of the data in the encoding block by It is possible to prevent the fall. つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。 In other words, the probability that most data to be encoded in a block is erroneous in a burst fashion is low, error rate performance can be improved.

図4(c)は、変調方式が16QAMのときの各シンボルへのビット割当てを示している。 FIG. 4 (c), the modulation scheme indicates a bit assignment to each symbol when the 16QAM. 変調方式が16QAMのときには、1シンボルで4ビット(b1、b2、b3、b4)送信することになるので、980シンボルによって980ビットの符号化後ブロックを4つ送信できる。 When the modulation method is 16QAM, 1 since the 4 bits (b1, b2, b3, b4) transmitting a symbol, it four transmit blocks after encoding the 980 bits by 980 symbols. ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、QPSKのときと同様に、1つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。 Wherein bit assignment to each symbol Here, as in the case of QPSK, 1 single block coded data is assigned to a plurality of symbols. 具体的には、16QAMの980シンボルのビットb1に符号化後ブロック#1のデータ#1−1〜#1−980を割り当て、980シンボルのビットb2に符号化後ブロック#2のデータ#2−1〜#2―980を割り当て、980シンボルのビットb3に符号化後ブロック#3のデータ#3−1〜#3−980を割り当て、980シンボルのビットb4に符号化後ブロック#4のデータ#4−1〜#4−980を割り当てる。 Specifically, assign data # 1-1 # 1-980 of post-encoding block # 1 to the bit b1 of the 980 symbols of 16QAM, after encoding to the bit b2 of the 980 symbol block # 2 of the data # 2 1 # 2-980 allocation and assignment data # 3-1 # 3-980 of post-encoding block # 3 to the bit b3 of 980 symbols, 980 after encoding the bit b4 of the symbol block # 4 data # assign a 4-1 # 4-980. これにより、各符号化ブロック内のビット(データ)をBPSKと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。 Thus, since the bit (data) in each code block can be arranged temporally distributed over BPSK equivalent number of symbols, the fading notch by overall quality of the data in the encoding block by It is possible to prevent the fall. つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。 In other words, the probability that most data to be encoded in a block is erroneous in a burst fashion is low, error rate performance can be improved.

図4(d)は、変調方式が64QAMのときの各シンボルへのビット割当てを示している。 FIG. 4 (d), the modulation scheme indicates a bit assignment to each symbol when the 64QAM. 変調方式が64QAMのときには、1シンボルで6ビット(b1、b2、b3、b4、b5、b6)送信することになるので、980シンボルによって980ビットの符号化後ブロックを6つ送信できる。 When the modulation method is 64QAM, the 1 6-bit (b1, b2, b3, b4, b5, b6) so will be sent in symbol can six transmit post-encoding blocks of 980 bits by 980 symbols. ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、QPSKや16QAMのときと同様に、1つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。 A characteristic of bit assignment to each symbol, similarly to the case of QPSK or 16QAM, 1 single block coded data is assigned to a plurality of symbols. 具体的には、64QAMの980シンボルのビットb1に符号化後ブロック#1のデータ#1−1〜#1−980を割り当て、980シンボルのビットb2に符号化後ブロック#2のデータ#2−1〜#2―980を割り当て、980シンボルのビットb3に符号化後ブロック#3のデータ#3−1〜#3−980を割り当て、980シンボルのビットb4に符号化後ブロック#4のデータ#4−1〜#4−980を割り当て、980シンボルのビットb5に符号化後ブロック#5のデータ#5−1〜#5−980を割り当て、980シンボルのビットb6に符号化後ブロック#6のデータ#6−1〜#6−980を割り当てる。 Specifically, assign data # 1-1 # 1-980 of post-encoding block # 1 to the bit b1 of the 980 symbols of 64QAM, 980 after encoding to the bit b2 of the symbol block # 2 of the data # 2 1 # 2-980 allocation and assignment data # 3-1 # 3-980 of post-encoding block # 3 to the bit b3 of 980 symbols, 980 after encoding the bit b4 of the symbol block # 4 data # 4-1 # assign a 4-980, assign data # 5-1 # 5-980 of post-encoding block # 5 to the bit b5 of 980 symbols, 980 symbols of the bit b6 of the post-encoding block # 6 assign the data # 6-1 to # 6-980.

これにより、各符号化ブロック内のビット(データ)をBPSKと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。 Thus, since the bit (data) in each code block can be arranged temporally distributed over BPSK equivalent number of symbols, the fading notch by overall quality of the data in the encoding block by It is possible to prevent the fall. つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。 In other words, the probability that most data to be encoded in a block is erroneous in a burst fashion is low, error rate performance can be improved.

次に、本実施の形態の並べ換え部12の並べ換え処理の第2の例を、図5を用いて説明する。 Next, a second example of a reordering process in the reordering unit 12 of this embodiment will be described with reference to FIG. 図5でも、1つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図4と同様であり、図4のように並べ換えたときと同様の効果を得ることができる。 Also in FIG. 5, one block encoded data in terms such as assigning a plurality of symbols is the same as that in FIG. 4, it is possible to obtain the same effect as when the permutation as shown in Figure 4. 図5が図4と異なる点は、QPSK、16QAM、64QAMにおいて、一つの符号化後ブロックを固定ビット(例えば、b1のみ)に割り当てるのではなく、全てのビット(例えば、16QAMのときにはb1、b2、b3、b4)に割り当てるようにした点である。 Figure 5 Figure 4 differs, QPSK, 16QAM, in 64QAM, one fixed bit coded after block (e.g., b1 only) rather than assigned to all bits (e.g., when the 16QAM b1, b2 lies in that to assign the b3, b4). 具体的には、例えば変調方式が16QAMのとき、符号化後ブロック#1については、データ#1―1をb1に割り当て、#1−2をb2に割り当て、#1−3をb3に割り当て、#1−4をb4に割り当てるというように、ブロック#1のデータをb1、b2、b3、b4を用いて送信するという特徴をもつ。 More specifically, for example, when the modulation method is 16QAM, the coding after block # 1, assigns the data # 1-1 b1, assigned to # 1-2 in b2, assignment # 1-3 to b3, # 1-4 and so allocated to b4, with the characteristic that transmits the data of the block # 1 by using b1, b2, b3, b4.

このような割り当て方を採用した理由について述べる。 It describes the reasons for adopting such an assignment the way. 16QAMのb1の受信品質、b2の受信品質、b3の受信品質、b4の受信品質には差がある。 Reception quality of 16QAM of b1, reception quality of b2, reception quality b3, there is a difference in the reception quality of b4. このとき、b1の受信品質が最も悪いものとする。 In this case, it is assumed reception quality of b1 is the worst. すると、例えば、ブロック#1をb1のみで送信した場合、ブロック#1は受信品質が悪いブロックとなってしまう。 Then, for example, if you send the block # 1 b1 only, block # 1 becomes the reception quality is bad block. パケット通信を行っている場合、パケットエラーは最も受信品質の悪いブロックの受信品質に影響を受けることになる。 If packet access, packet error is affected on the reception quality of poor block of best reception quality. したがって、この場合、ブロック#1〜#4の受信品質をなるべく均一にした方が良い。 Therefore, in this case, it is better to as uniform as possible the reception quality of the blocks # 1 to # 4. 図5のような割り当てを行うとこれを実現できる。 After allocating as shown in FIG. 5 can achieve this. さらに、好適には、ブロック#1〜ブロック#4についてb1、b2、b3、b4に割り当てる回数をできる限り均一となるようにすると良い。 Further, preferably, the block # 1 to block # 4 b1, b2, b3, it may made to be uniform as possible the number of times assigned to b4. なお、割り当てる回数の差は、高々1回であることが望ましい。 Incidentally, the difference between the number of allocated is preferably at most once. 因みに、1回の差は、送信シンボル数が必ず4(ビット)の倍数(16QAMが1シンボルに送信できるビット数)であるとは限らないために、どのように割り当てたとしても発生してしまうことがある。 Incidentally, the difference in one, in order to not necessarily the number of transmission symbols is always a multiple of 4 (bits) (number of bits 16QAM can transmit to one symbol), occurs even how allocation Sometimes.

なお、ここでは16QAMのときを例に説明したが、64QAMについても同様の処理を行うことで同様の効果を得ることができる。 Here, it has been described when the 16QAM example, it is possible to obtain the same effect by performing the same processing for 64QAM. 但し、QPSKの場合は、b1、b2には受信品質の差がないため、同様の効果を得ることができるとは限らない。 However, in the case of QPSK, since there is no difference in reception quality in the b1, b2, it is not always possible to obtain the same effect. しかし、送信装置、受信装置により発生する歪みにより受信品質に差が発生する可能性は否定できないため、効果が得られる可能性はある。 However, transmitting apparatus, the possibility of a difference in reception quality by distortion generated by the receiving device generates for undeniable, there is a possibility that effect.

次に、本実施の形態の並べ換え部12の並べ換え処理の第3の例を、図6に示す。 Next, a third example of permutation processing of reordering unit 12 of this embodiment, shown in FIG. 図6でも、1つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図4と同様であり、図4のように並べ換えたときと同様の効果を得ることができる。 Also in FIG. 6, one block encoded data in terms such as assigning a plurality of symbols is the same as that in FIG. 4, it is possible to obtain the same effect as when the permutation as shown in Figure 4. 図5が図4と異なる点は、同一シンボルでは、同一のブロックデータを送信するが、QPSKでは、送信する順番として、ブロック#1のデータ、ブロック#2のデータブロックを交互に、16QAMでは、ブロック#1、ブロック#2、ブロック#3の順番で、64QAMでは、ブロック#1、ブロック#2、ブロック#3、ブロック#4、ブロック#5、ブロック#6の順番で送信している点である。 Figure 5 Figure 4 differs, the same symbol, but transmits the same block data, the QPSK, the order of transmission, block # 1 of the data, the block # 2 data block alternately in 16QAM, block # 1, block # 2, in the order of block # 3, in 64QAM, block # 1, block # 2, block # 3, the block # 4, block # 5, in that it transmits in the order of block # 6 is there. すなわち、図4のようにブロックのデータを連続したシンボルに割り当てるのではなく、間隔おいたシンボルに割り当てるようにしてもよい。 In other words, instead of assigning the symbols contiguous data blocks as shown in FIG. 4, may be assigned to the symbol had intervals. 但し、図4や図5のような割り当て方の方が、ブロック内データをより多くのシンボルに分散できるので、受信品質の改善効果は高い。 However, better assignment direction as shown in FIG. 4 and FIG. 5, it is possible to disperse the more symbols the block data, the effect of improving the reception quality is high.

次に、本実施の形態の並べ換え部12の並べ換え処理の第4の例を、図7に示す。 Next, a fourth example of permutation processing of reordering unit 12 of this embodiment, shown in FIG. 図7でも、1つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図4と同様であり、図4のように並べ換えたときと同様の効果を得ることができる。 Also in FIG. 7, encoded data in one block is in terms such as assigning a plurality of symbols is the same as that in FIG. 4, it is possible to obtain the same effect as when the permutation as shown in Figure 4. 図7は、図5と図6の考えを組み合わせた例である。 Figure 7 is an example of combining the concept of Figure 5 and Figure 6. 図7では、2ビット単位で、割り当てるシンボルを変更している。 In Figure 7, in 2-bit units, and changing the symbol assigned. これにより、図4や図5と同様の効果を得ることができるが、図4や図5のような割り当て方の方が、ブロック内データをより多くのシンボルに分散できるので、受信品質の改善効果は高い。 Thus, it is possible to obtain the same effect as in FIG. 4 and 5, better assignment direction as shown in FIG. 4 and FIG. 5, it is possible to disperse the more symbols the block data, the reception quality improvement effect is high.

このように本実施の形態によれば、送信データに対してブロック符号化処理を施してブロック符号化データを形成する符号化部11と、ブロック符号化データを変調してデータシンボルを形成する変調部15と、1つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ換えて変調部15に供給する並べ換え部12とを設けたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置10を実現できる。 According to this embodiment, an encoder 11 that forms a block encoded data by performing block encoding process on transmission data, modulation of forming a data symbol by modulating the block encoded data and parts 15, as one data symbol is configured gathered block coded data of different encoded blocks, by providing a reordering unit 12 supplies to the modulation section 15 reorder block coded data , it can be realized transmitting apparatus 10 to burst errors can be suppressed by a relatively simple structure without changing the block size of the encoded block even when increasing the modulation level.

因みに、並べ換え部12の処理は、変調部15の変調多値数が多くなるほど、1シンボルがより多くのブロックのブロック符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ換えていると言うこともできる。 Incidentally, processing of reordering unit 12, as the modulation level of the modulation section 15 increases, so that one symbol is configured gathered block coded data of more blocks are rearranged block coded data it is also possible to say that.

(実施の形態2) (Embodiment 2)
図8に、本発明の実施の形態2に係るマルチアンテナ送信装置の構成を示す。 8 shows a configuration of a multi-antenna transmission apparatus according to a second embodiment of the present invention.

マルチアンテナ送信装置100は、所謂OFDM−MIMO通信を行う送信装置であり、2つのアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信するようになっている。 Multi-antenna transmission apparatus 100 is a transmission apparatus for performing a so-called OFDM-MIMO communication, so that transmits different modulated signals from two antennas. 具体的には、アンテナ114Aからは変調信号Aを送信すると共に、アンテナ114Bからは変調信号Bを送信する。 More specifically, the from the antenna 114A transmits the modulated signal A, from the antenna 114B transmits the modulated signal B. ここで図8では、変調信号Aについての信号処理系統と、変調信号Bについての信号処理系とはほぼ同様の構成であるため、変調信号Aの処理系統については符号の後ろに「A」を付けて示し、それと対応する変調信号Bの処理系統については符号の後ろに「B」を付けて示した。 In this case 8, a signal processing system for modulated signals A, since the signal processing system for modulated signal B is substantially the same configuration, the "A" after the code processing system of the modulation signal A attached shows, at the same processing system of the corresponding modulated signal B is indicated with a "B" after the reference numeral.

マルチアンテナ送信装置100のフレーム構成信号生成部115は、フレーム構成に関する情報、符号化方法の情報及び変調方式の情報などの制御信号116を出力する。 Frame configuration signal generation section 115 of the multi-antenna transmission apparatus 100 outputs information about the frame configuration, the control signal 116, such as information of the information and modulation scheme coding method. 符号化部102Aは、変調信号Aのデータ101A及び制御信号116を入力とし、制御信号116に基づいた符号化を施し、符号化後のデータ103Aを出力する。 Encoding unit 102A receives as input data 101A and control signal 116 of modulated signal A, it performs encoding based on the control signal 116, and outputs the data 103A after encoding.

並べ換え部104Aは、符号化後のデータ103A及び制御信号116を入力とし、制御信号116に基づいて符号化後のデータ103Aを並び換え、並び換え後のデータ105Aを出力する。 Reordering unit 104A receives as input data 103A and control signal 116 after encoding, rearranges the data 103A after encoding, and outputs the data 105A after reordering based on the control signal 116.

変調部106Aは、並べ換え後のデータ105A及び制御信号116を入力とし、制御信号116に基づきBPSK、QPSK、16QAM又は64QAMのいずれか変調を施し、ベースバンド信号107Aを出力する。 Modulation section 106A receives as input data 105A and control signal 116 after permutation, BPSK based on the control signal 116, QPSK, modulation either 16QAM or 64QAM subjected, and outputs the baseband signal 107A.

シリアルパラレル変換部(S/P)108Aは、ベースバンド信号107Aを入力とし、シリアルパラレル変換を施し、パラレル信号109Aを出力する。 Serial-parallel conversion unit (S / P) 108A receives as input baseband signal 107A, performs serial-parallel conversion, and outputs parallel signal 109A. 逆フーリエ変換部(ifft)110Aは、パラレル信号109Aを入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号111AすなわちOFDM信号を出力する。 Inverse Fourier transform unit (ifft) 110A inputs the parallel signal 109A, Fourier-transform, and outputs a signal 111A That OFDM signal after the Fourier transform. 無線部112Aは、フーリエ変換後の信号111Aを入力とし、周波数変換、増幅等の所定の無線処理を施すことで変調信号Aの送信信号113Aを形成する。 Radio unit 112A inputs the signal 111A after the Fourier transform, to form a transmission signal 113A of modulated signal A by performing frequency conversion, predetermined radio processing such as amplification. 送信信号Aはアンテナ114Aから電波として出力される。 Transmission signal A is output as a radio wave from antenna 114A.

変調信号Bについても、符号化部102B、並べ換え部104B、変調部106B、シリアルパラレル変換部(S/P)108B、逆フーリエ変換部(ifft)110B、無線部112Bによって同様の処理が施され、変調信号Bの送信信号113Bがアンテナ114Bから電波として出力される。 For even modulated signal B, the encoding unit 102B, reordering unit 104B, modulation section 106B, a serial parallel conversion unit (S / P) 108B, the inverse Fourier transform unit (ifft) 110B, the same processing by the radio section 112B is subjected, transmission signal 113B of modulated signal B is output as a radio wave from the antenna 114B.

図9に、マルチアンテナ送信装置100の各アンテナ114A、114Bから送信される変調信号A、変調信号Bのフレーム構成例を示す。 9 shows the antenna 114A of the multi-antenna transmission apparatus 100, modulated signal A transmitted from 114B, the frame configuration example of modulated signal B. 図9(a)はアンテナ114Aから送信される変調信号Aのフレーム構成を示し、図9(b)はアンテナ114Bから送信される変調信号Bのフレーム構成を示すものである。 9 (a) shows the frame configuration of modulated signal A transmitted from antenna 114A, FIG. 9 (b) shows the frame configuration of modulated signal B transmitted from antenna 114B. 本実施の形態の場合、通信方式として空間多重のMIMO(Multi-Input Multi-Output)伝送を用いるので、同一キャリア、同一時刻の変調信号Aと変調信号Bのシンボルは、それぞれ異なるアンテナから同時に送信され、空間で多重される。 In the present embodiment, since using the transmission spatial multiplexing MIMO (Multi-Input Multi-Output) as the communication method, the same carrier, the symbol of modulated signal A and modulated signal B of the same time, from different antennas simultaneously transmit It is, are multiplexed in space.

フレームの先頭に配置されているプリアンブルは、チャネル変動を推定するためのものであり、受信機では、プリアンブルを用いてチャネル変動を推定し、ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum Mean Square Error)を施すことで、変調信号Aと変調信号Bとを分離することができる。 Preamble are placed at the beginning of the frame is used to estimate the channel fluctuation, the receiver estimates a channel variation using the preamble, ZF (Zero Forcing), MMSE and (Minimum Mean Square Error) by applying, it is possible to separate the modulated signal a and modulated signal B.

キャリアYの時間方向に亘って配置されたパイロットシンボルは、受信装置において、プリアンブルで除去できなかった周波数オフセットや、デバイスの特性による歪み(振幅・位相)を推定し、除去するためにシンボル用いられるシンボルである。 Pilot symbols arranged in time over the direction of the carrier Y is a receiving apparatus, and a frequency offset that can not be removed in the preamble, used symbols to estimate the distortion (amplitude and phase) due to the characteristic of the device, it is removed it is a symbol.

またデータシンボルは、データを伝送するためのシンボルであり、プリアンブルに続いて送信される。 The data symbol is a symbol for transmitting data, it is transmitted following the preamble.

図10に、マルチアンテナ送信装置100から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の構成を示す。 10 shows a configuration of a multi-antenna reception apparatus that receives and demodulates a signal transmitted from multi-antenna transmission apparatus 100.

マルチアンテナ受信装置300の無線部303_1は、アンテナ301_1で受信した受信信号302_1を入力とし、増幅、周波数変換等を施し、ベースバンド信号304_1を出力する。 Radio unit 303_1 of the multi-antenna reception apparatus 300 receives as input received signal 302_1 received by the antenna 301_1, amplification, frequency conversion or the like subjected to output a baseband signal 304_1. フーリエ変換部(fft)305_1は、ベースバンド信号304_1を入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号306_1を出力する。 Fourier transform unit (fft) 305_1 receives as input baseband signal 304_1 performs Fourier transform, and outputs a signal 306_1 after the Fourier transform.

変調信号Aのチャネル変動推定部307_1は、フーリエ変換後の信号306_1を入力とし、図9(a)に示した変調信号Aのプリアンブルを抽出し、このプリアンブルに基づいて変調信号Aのチャネル変動を推定し、変調信号Aのチャネル変動推定信号308_1を出力する。 Channel fluctuation estimation section 307_1 of modulated signal A as input a signal 306_1 after the Fourier transform, to extract the preamble of modulated signal A shown in FIG. 9 (a), a channel fluctuation of modulated signal A based on the preamble estimation, and outputs channel fluctuation estimation signal 308_1 of the modulation signal a.

変調信号Bのチャネル変動推定部309_1は、フーリエ変換後の信号306_1を入力とし、図9(b)に示した変調信号Bのプリアンブルを抽出し、このプリアンブルに基づいて変調信号Aのチャネル変動を推定し、変調信号Bのチャネル変動推定信号310_1を出力する。 Channel fluctuation estimation section 309_1 of modulated signal B, as input signal 306_1 after the Fourier transform, to extract the preamble of modulated signal B shown in FIG. 9 (b), a channel fluctuation of modulated signal A based on the preamble estimation, and outputs channel fluctuation estimation signal 310_1 of the modulated signal B.

なお、無線部303_2、フーリエ変換部305_2、変調信号Aのチャネル変動推定部307_2、変調信号Bのチャネル変動推定部309_2は、上述と同様の動作をする。 The wireless unit 303_2, a Fourier transform unit 305_2, modulated signal channel fluctuation estimation section 307_2 of A, modulated signal channel fluctuation estimation section 309_2 of B is the the same operation as described above.

信号処理部311は、フーリエ変換後の信号306_1、306_2、変調信号Aのチャネル変動推定信号308_1、308_2、変調信号Bのチャネル変動推定信号310_1、310_2を入力とし、ZF(Zero Forcing)、MMSE(Minimum Mean Square Error)等の処理を行うと共にデコードを行いことで、変調信号Aの受信データ312A及び変調信号Bの受信データ312Bを得る。 The signal processing unit 311, the signal after the Fourier transform 306_1,306_2 modulated signal channel fluctuation estimation signal of the A 308_1,308_2, as input channel fluctuation estimation signal 310_1,310_2 modulated signal B, ZF (Zero Forcing), MMSE ( Minimum Mean Square Error) is treated that decodes performs such obtain received data 312B of the received data 312A and modulated signal B modulated signal a. 信号処理部311の詳細の動作については、図12を用いて後述する。 For details of the operation of the signal processing unit 311 will be described later with reference to FIG. 12.

図11に、マルチアンテナ送信装置とマルチアンテナ受信装置との間での通信モデルを示す。 Figure 11 shows a communication model between the multi-antenna transmission apparatus and multi-antenna reception apparatus. アンテナ409Aから送信される変調信号をTxa(t)、アンテナ409Bから送信される変調信号をTxb(t)(t:時間)とする。 And: (time t) of the modulated signal transmitted from the antenna 409A Txa (t), the modulated signal transmitted from the antenna 409B Txb (t). また、各送受信アンテナ間でのチャネル変動をそれぞれh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とし、アンテナ410_1で受信した受信信号をRx1(t)、アンテナ410_2で受信した受信信号をRx2(t)とすると、以下の関係式が成立する。 Further, h11 channel fluctuation between the transmission and reception antennas, respectively (t), h12 (t), h21 (t), and h22 (t), receives a reception signal received by the antenna 410_1 Rx1 (t), the antenna 410_2 When the received signal and Rx2 (t), the following relationship is established.

図12に、マルチアンテナ受信装置300の信号処理部311の構成を示す。 12 shows a configuration of a signal processing unit 311 of the multi-antenna reception apparatus 300. 分離・周波数オフセット推定・補償部401は、フーリエ変換後の信号306_1、306_2、変調信号Aのチャネル変動推定信号308_1、308_2、変調信号Bのチャネル変動推定信号310_1、310_2を入力とし、(1)式についての逆行列演算(ZF)を行うことで変調信号Aと変調信号とを分離する。 Separation and frequency offset estimation and compensation unit 401, and the signal after the Fourier transform 306_1,306_2 modulated signal channel fluctuation estimation signal of the A 308_1,308_2, channel fluctuation estimation signal 310_1,310_2 modulated signal B and the input, (1) separating the modulated signal a and modulated signal by performing an inverse matrix calculation (ZF) for formula. また分離・周波数オフセット推定・補償部401は、図9に示したパイロットシンボルを用いて、周波数オフセットや、デバイスの特性による歪み(振幅・位相)を推定し、推定結果に基づいて、これを補償することで、変調信号Aの補償後のベースバンド信号402A、変調信号Bの補償後のベースバンド信号402Bを得る。 The separation and frequency offset estimation and compensation unit 401, by using the pilot symbols shown in FIG. 9, and frequency offset estimates the distortion (amplitude and phase) due to the characteristic of the device, based on the estimation result, it compensates for this by obtain baseband signal 402A after the compensation of the modulation signal a, the baseband signal 402B of the compensated modulated signal B.

軟判定計算部403Aは、変調信号Aの補償後のベースバンド信号402Aを入力とし、ブランチメトリックを計算することで軟判定値404Aを得る。 Soft decision calculating unit 403A receives as input baseband signal 402A after the compensation of the modulation signal A, obtaining a soft decision value 404A by calculating a branch metric. デインターリーブ部405Aは、軟判定値404Aを入力とし、デインターリーブ(並べ換え部104Aと逆の処理)を行うことでデインターリーブ後の軟判定値406Aを得る。 Deinterleaving unit 405A inputs the soft decision value 404A, obtain the soft decision value 406A deinterleaved by performing deinterleaving (processing of reordering unit 104A and opposite). デコーダ407Aは、デインターリーブ後の軟判定値406Aを入力とし、これを復号することで変調信号Aの受信データ408Aを得る。 Decoder 407A receives as input soft decision value 406A deinterleaved obtains received data 408A of modulated signal A by decoding this.

また、軟判定計算部403B、デインターリーブ部405B、デコーダ407Bは、上述と同様の動作をし、変調信号Bの受信データ408Bを得る。 Moreover, the soft decision calculating unit 403B, deinterleaving unit 405B, the decoder 407B is the the same operation as described above to obtain received data 408B of the modulated signal B.

図13は、図9のフレーム構成で変調信号を送信した場合に、受信装置において得られる、時間i、i+1、i+2、i+3、i+4、i+5におけるキャリア1から6の信号電力対雑音電力比(SNR)の関係の一例を示したものである。 13, when transmitting a modulated signal in the frame configuration in FIG. 9 are obtained in the receiving apparatus, time i, i + 1, i + 2, i + 3, i + 4, i + signal power to noise power ratio from the carrier 1 6 in 5 (SNR ) illustrates an example of a relationship. 図13のように、データシンボルのSNRは、プリアンブルから時間的に離れるにつれてSNRが低下する。 As shown in FIG. 13, SNR of data symbol, SNR decreases as temporally away from the preamble. これは、受信装置における周波数の推定誤差、デバイスの特性による歪み(振幅・位相)の推定誤差が、プリアンブルから時間的に離れるにつれて大きくなるからである。 This estimated frequency error in the receiver, the estimated error of the distortion (amplitude and phase) due to the characteristic of the device, because increases as temporally away from the preamble.

例えば図28のように、1OFDMシンボル内でインターリーブを施し、受信装置においてデインターリーブを施した場合、時間i+4、i+5のようにプリアンブルから時間的に離れたOFDMシンボルに属するデータは、デインターリーブを施しても、図13の現象を考慮すると、SNRが劣悪なデータシンボルのみで構成されることになるので、誤り訂正を行っても符号化ゲインを得るのが困難であり、誤り率特性が劣化することになる。 For example, as shown in FIG. 28, interleaving performed within 1OFDM symbol, when subjected to deinterleaving in the receiver, the data belonging to the time i + 4, i + 5 OFDM symbols temporally away from the preamble as performs a deinterleaving be, considering the phenomenon of Figure 13, it means that SNR is constituted only by poor data symbol, it is difficult to obtain coded gain even if the error correction, the error rate characteristics deteriorate It will be.

送受信装置がそれぞれ1本のアンテナのみ具備する従来のシステムでは、この問題を解決することは、非常に簡単であった。 In conventional systems the transmission and reception device includes only one antenna each, it was very easy to solve this problem. 周波数オフセット、歪み推定のためのシンボル、例えばパイロットシンボルを挿入すればよい。 Frequency offset symbols for distortion estimation, for example, may be inserted pilot symbols. このとき、パイロットシンボルの挿入頻度もそれほど多くする必要がないため、パイロットシンボルの挿入による伝送速度の低下も小さく、パイロットシンボルを挿入しても、システムとしてのデメリットはそれほど大きくなかった。 In this case, it is not necessary to insert the frequency also so many pilot symbols, smaller decrease in transmission rate due to insertion of pilot symbols, inserting pilot symbols, was not so large disadvantage of the system.

一方、空間多重を用いたMIMOシステムを例とするマルチアンテナシステムでは、伝送路上で混ざり合った各変調信号を分離するための分離用シンボル(図9のプリアンブル)は必ず必要となる。 Meanwhile, in a multi-antenna system as example MIMO system using spatial multiplexing, (preamble of FIG. 9) separating symbol for separating each modulated signal mixed on the transmission line becomes absolutely necessary. また、この分離用シンボルを用いて、チャネル変動h11〜h22を推定する。 Further, by using the separation symbol, estimates channel fluctuation H11~h22. チャネル変動h11〜h22の推定精度を劣化させる要因として、周波数オフセット、歪みの時間的変動がある。 Factors degrading the estimation accuracy of channel variation H11~h22, there is a frequency offset, temporal variation in the strain. しかしながら、パイロットシンボルを挿入し、周波数オフセット、歪み推定の時間的変動を推定するだけでは前述のSNRの低下を防ぐことはできない。 However, inserting the pilot symbols, only the estimated frequency offset, a time variation of distortion estimation can not prevent the degradation of the aforementioned SNR. あくまでも、チャネル変動h11〜h22の推定精度を確保しない限り、前述のSNRの低下を防ぐことはできない。 Last, unless secure the estimation accuracy of channel variation H11~h22, it is impossible to prevent a reduction in the aforementioned SNR. これを実現するためには、分離用シンボルの挿入頻度をあげる方法が考えられる。 To achieve this, a method of increasing the frequency of separation symbol insertion are contemplated. つまり、パイロットシンボルの挿入頻度をあげても、解決が困難である。 In other words, even if raising the insertion frequency of pilot symbols, resolution is difficult. しかし、分離用シンボルは、全キャリアに亘って配置する必要があるので、分離用シンボルの挿入頻度をあげると伝送速度の低下が著しいという課題が発生する。 However, the separation symbol, it is necessary to place over the entire carrier, reduction of transmission rate and increasing the frequency of separation symbol insertion is a problem that occurs remarkably. したがって、分離用シンボルの挿入頻度をできる限り少なく保ったままで、SNRを改善することが重要である。 Therefore, while keeping as low as possible the frequency of separation symbol insertion, it is important to improve the SNR.

本実施の形態では、プリアンブルの挿入頻度を増やさずに、プリアンブルの離れた位置のシンボルに割り当てられたデータの誤り率特性の劣化を抑制することができるマルチアンテナ送信装置を提案するものである。 In the present embodiment, it is to propose without increasing the insertion frequency of the preamble, the multi-antenna transmission apparatus which can suppress deterioration of the error rate characteristic of the data assigned to the symbol of the remote location of the preamble.

本実施の形態では、符号化部102A、102Bと変調部106A、106Bとの間に設けた並べ換え部104A、104Bの並べ換え処理を工夫することで、上述した問題を解決した。 In this embodiment, by devising the encoding unit 102A, 102B and modulation section 106A, a reordering unit 104A, 104B reordering process provided between 106B, have solved the above problems. 以下その詳細について説明する。 The following will explain the details.

ここで、並べ換え部104A、104Bは、入力されるm番目のデータを周波数軸においてキャリアp(m)の位置のデータシンボルに、時間軸において時間q(m)の位置のデータシンボルに配置するように並び替えるものとする。 Here, reordering unit 104A, 104B is the m-th data input to the data symbols of the position of the carrier p (m) in the frequency axis, to place the data symbol position in time q (m) in the time axis It shall be rearranged to. この並び換え処理を、π(m)=(p(m),q(m))で表す。 The rearrangement process, represented by π (m) = (p (m), q (m)).

図14及び図15は、並べ換え部104A、104Bによる符号化後のデータの並べ換え処理例を示す。 14 and 15 show the reordering processing example of the coded data reordering unit 104A, by 104B. なお図14及び図15は、一例として6OFDMシンボル内でデータの並び換えを行った例を示すものである。 Note FIGS. 14 and 15 shows an example in which the rearrangement of the data within 6OFDM symbol as an example. なお、プリアンブルは省略している。 It should be noted that the preamble has been omitted. 図14、図15において、(1)、(2)、(3)………は、データの配置の順番を示しており、例えば、1番目に入力されたデータを(1)のデータシンボルに配置し、2番目に入力されたデータを(2)のデータシンボルに配置することを意味している。 14, 15, (1), (2), (3) ......... shows the order of arrangement of the data, for example, the data symbols of the data input to the first (1) arrangement and has means placing the input data in the second data symbol (2).

図14、図15の並び換えで重要なことは、1番目のデータ、2番目のデータを異なる時間のデータシンボル位置に配置することである。 14, by important rearrangement 15, is to place the first data, the data symbol position of second data different times. 例えば、符号化部102A、102Bがブロックサイズ6のブロック符号化処理を施した場合には、並べ換え部104A、104Bは、符号化ブロック内の6個のデータを、時間的に異なる位置のシンボルに割り当てる。 For example, when the encoding unit 102A, 102B are subjected to block encoding process of block sizes 6, reordering unit 104A, 104B are six data coded block to symbols of temporally different positions assign. つまり、例えば、q(1)≠q(2)≠q(3)≠q(4)≠q(5)≠q(6)、q(7)≠q(8)≠q(9)≠q(10)≠q(11)≠q(12)となるようにブロック符号化後のデータをシンボルに割り当てる。 Thus, for example, q (1) ≠ q (2) ≠ q (3) ≠ q (4) ≠ q (5) ≠ q (6), q (7) ≠ q (8) ≠ q (9) ≠ q (10) ≠ q (11) allocates the data after block coding so that ≠ q (12) to the symbol.

これにより、受信装置がデインターリーブを施したデータ系列において、SNRが劣悪なデータが連続することがなくなるため、誤り訂正を行うことで符号化ゲインを得ることができるようになり、誤り率特性の劣化を抑制できる。 Thus, the data sequence receiver subjected to the deinterleaving, since it eliminates the SNR is poor data continuously, it becomes possible to obtain a coding gain by performing error correction, the error rate characteristic the deterioration can be suppressed.

因みに、周波数軸方向におけるSNRの相関性(近いキャリア同士ではSNRの相関性が高い)を考慮した場合、上記の条件に加え、p(1)≠p(2)≠p(3)≠p(4)≠p(5)≠p(6)、p(7)≠p(8)≠p(9)≠p(10)≠p(11)≠p(12)となるように符号化データを並び換えると、誤り率特性の劣化を一段と抑制できるようになる。 Incidentally, when the correlation of the SNR in the frequency axis direction (in the near carrier particles is high SNR correlation) considering, in addition to the above conditions, p (1) ≠ p (2) ≠ p (3) ≠ p ( 4) ≠ p (5) ≠ p (6), p a (7) ≠ p (8) ≠ p (9) ≠ p (10) ≠ p (11) ≠ coded data such that p (12) When rearranged, it becomes possible to further suppress the degradation of error rate characteristics.

このように、本実施の形態によれば、同一符号化ブロック内の符号化データが、時間方向の複数のデータシンボルに割り当てられるように符号化データを並び換える並べ換え部104A、104Bを設けたことにより、プリアンブルから遠く離れた位置のデータシンボルに符号化ブロック内の全てのデータが割り当てられることを回避できる。 Thus, according to this embodiment, encoded data in the same coding block are provided time direction of the plurality of reordering unit 104A for rearranging the encoded data to be allocated to the data symbol, the 104B allows avoiding that all the data to be encoded in a block is allocated to the data symbol position remote from the preamble. 換言すれば、各符号化ブロック間の、プリアンブルからの距離を実質的に均一化できるので、プリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制し得るマルチアンテナ送信装置100を実現できる。 In other words, between each code block, since it substantially uniform distance from the preamble, it is possible to realize a multi-antenna transmission apparatus 100 capable of suppressing the degradation of error rate characteristics caused by the distance from the preamble. また、フェージングによるノッチの影響も軽減できる。 In addition, the influence of the notch due to fading can also be reduced.

なお、本実施の形態では、図9のように、プリアンブル、データシンボル、パイロットシンボルのみで構成されたフレーム構成を例に採って説明したが、これに限ったものではなく、例えば制御情報を伝送するシンボル等を含んでいてもよい。 In the present embodiment, as shown in FIG. 9, the preamble data symbols, but the frame structure is composed of only the pilot symbols has been described by way of example, and not limited to this, for example, transmission control information symbols or the like which may contain. 要は、データシンボルの前にプリアンブルを配置するものに広く適用して好適である。 In short, it is preferable widely applied to those that place a preamble before the data symbols.

また、図8に示した構成例では、各変調信号A、Bについて各々符号化部102A、102Bを設けた構成を説明したが、1つの符号化部で変調信号A、B両方の符号化処理を行う構成に適用することもできる。 In the configuration example shown in FIG. 8, each coding unit 102A, have been described structure provided with 102B, 1 single encoding unit in modulated signal A, B both of the encoding process for each modulation signal A, B It may be used in the configuration performed.

図16に、その構成例を示す。 16 shows a configuration example. 図8との対応部分に同一符号を付して示す図16において、マルチアンテナ送信装置500がマルチアンテナ送信装置100と異なる点は、符号化部102及び並び替え部104が一つしかない点である。 16 showing the corresponding portions will be denoted by the same reference numerals with FIG. 8, that the multi-antenna transmission apparatus 500 is different from the multi-antenna transmission apparatus 100 in that the coding unit 102 and the reordering unit 104 there is only one is there.

符号化部102は、データ101及び制御信号116を入力とし、制御信号116に基づいた符号化を施すことで、符号化後のデータ103を得る。 Coding section 102 receives as input data 101 and control signal 116, by performing encoding based on the control signal 116 to obtain the data 103 after encoding. 並び換え部104は、符号化後のデータ103及び制御信号116を入力とし、制御信号116に含まれるフレーム構成の情報に基づき、符号化後のデータイ103を並び換え、並び換え後のデータ105A、105Bをそれぞれ変調部106A、106Bに供給する。 Rearrangement section 104 receives as input data 103 and control signal 116 after encoding, based on frame configuration information included in the control signal 116, rearranges Detai 103 after encoding, data 105A after rearrangement, each modulation unit 106A to 105B, supplied to 106B.

図17、図18、図19に、並べ換え部104による符号化後のデータの並べ換え処理例を示す。 Figure 17, Figure 18, Figure 19 shows the reordering processing example of the data after encoding by reordering unit 104.

図17では、はじめに、符号化後の6ビットのデータを変調信号Aの異なる時間のデータシンボルに割り当てる(図17の(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)に相当する)。 In Figure 17, initially allocates six bits of data after encoding the data symbols of different times modulated signal A ((1) in FIG. 17, (2), (3), (4), (5), It corresponds to (6)). 更に、符号化後の6ビットのデータを変調信号Bの異なる時間のデータシンボルに割り当てる(図17の(7)、(8)、(9)、(10)、(11)に相当する)。 Furthermore, assigning the 6-bit data after encoding the data symbols of different times modulated signal B ((7 in FIG. 17), (8), (9), (10), corresponding to (11)). 次に、符号化後の6ビットのデータを変調信号Aに割り当てる。 Next, assign the 6 bits of the coded data to a modulated signal A. このように、符号化後のデータを異なる時間のデータシンボルに割り当てると共に、変調信号A、変調信号Bに交互に割り当てる。 Thus, the data after coding assigns the data symbols of different times, modulated signal A, assigned alternately to modulated signal B. このようにすることで、図14、図15に示した割り当て例と同様の効果を得ることができるのに加えて、変調信号A、変調信号Bに交互に割り当てているため、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。 In this way, in addition to being able to obtain the same effect as allocation example shown in FIG. 14, FIG. 15, the modulation signal A, because it is assigned alternately to modulated signal B, the spatial diversity it is possible to obtain the further effect of being able to obtain a gain.

図18では、変調信号A、変調信号Bに交互にデータの割り当てを行っている。 In Figure 18, modulated signal A, and assigns a data alternately to modulated signal B. そのとき、奇数番目だけを抽出した6ビットのデータ、または、偶数番目だけを抽出した6ビットのデータを、異なる時間のシンボルに配置する。 Then, 6-bit data obtained by extracting only odd-numbered, or, the data of 6 bits obtained by extracting only even-numbered, arranged in symbols of different times. 例えば、変調信号Aの(1)(3)(5)(7)(9)(11)のデータシンボルを見れば明らかである。 For example, it is evident in the data symbols of modulated signal A (1) (3) (5) (7) (9) (11). このようにすることで、図14、図15に示した割り当て例と同様の効果を得ることができるのに加えて、変調信号A、変調信号Bに交互に割り当てているため、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。 In this way, in addition to being able to obtain the same effect as allocation example shown in FIG. 14, FIG. 15, the modulation signal A, because it is assigned alternately to modulated signal B, the spatial diversity it is possible to obtain the further effect of being able to obtain a gain.

図19では、まず、変調信号Aにデータを割り当て、次に変調信号Bに割り当てている。 In Figure 19, first, assignment data to the modulating signal A, and then assigned to the modulation signal B. そして、符号化後の6ビットを単位として、これらを異なる時間のシンボルに配置する。 Then, as a unit 6 bits after encoding, to place them into symbols of different times. このようにすることで、図14、図15に示した割り当て例と同様の効果を得ることができる。 In this way, FIG. 14, it is possible to obtain the same effect as allocation example shown in FIG. 15.

図20に、図16に示すような構成のマルチアンテナ送信装置500から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示す。 20 shows a configuration of a signal processing section of the multi-antenna reception apparatus that receives and demodulates a signal transmitted from multi-antenna transmitting apparatus 500 configured as shown in FIG. 16. ここでマルチアンテナ受信装置の全体構成は、図10に示したような構成とすればよく、信号処理部311を、図20に示すように構成すればよい。 Overall structure of where the multi-antenna reception apparatus may be configured as shown in FIG. 10, a signal processing unit 311 may be configured as shown in FIG. 20.

図12との対応部分に同一符号を付して示す図20の信号処理部311は、デインターリーブ部405、デコーダ部407が1つだけしか設けられていない点を除いて、図12の信号処理部311と同様の構成である。 The signal processing unit 311 of FIG. 20 where the same reference numerals are assigned to corresponding parts in FIG. 12, deinterleaving section 405, a decoder unit 407 except that there is only provided only one signal processing of FIG. 12 parts 311 and the same configuration. デインターリーブ部405は、変調信号Aの軟判定値404A、変調信号Bの軟判定値404Bを入力とし、フレーム構成に応じてデインターリーブを行う(図16の並べ変え部104と逆の処理を行う)ことで、デインターリーブ後の軟判定値406を得る。 Deinterleaving unit 405 performs a soft decision value 404A of modulated signals A, as input soft decision value 404B of the modulated signal B, performs deinterleaving according to the frame structure (the rearranged unit 104 and the inverse of the processing of FIG. 16 ) it is to give the soft decision value 406 deinterleaved. デコーダ407は、デインターリーブ後の軟判定値406を入力とし、これを復号することで受信データ408を得る。 The decoder 407 receives as input soft decision value 406 deinterleaved to obtain reception data 408 by decoding it.

(実施の形態3) (Embodiment 3)
本実施の形態では、マルチアンテナ送信装置でLDPC符号化を行う場合の具体的な形態を説明する。 In this embodiment, a specific embodiment for performing LDPC encoding in a multi-antenna transmitting apparatus. さらには、適応変調を行う場合の具体的な形態を説明する。 Further, a specific embodiment for performing adaptive modulation.

図21は、図8の符号化部102A、102Bでそれぞれ符号化後のブロックサイズが980ビットでなるLDPC符号化を行った場合の、並べ換え部104A、104Bによるデータシンボルへの符号化後データの割り当て例を示す。 21, the encoding unit 102A of FIG. 8, when the block size after encoding is performed LDPC coding consisting in 980 bits respectively 102B, reordering unit 104A, 104B by the data after encoding the data symbols It shows an example of allocation. 変調信号AのA(1)、A(2)、………、A(980)の980シンボルに1つの符号化ブロック内の980ビットを割り当てる。 A modulated signal A (1), A (2), ........., assign 980 bits of one encoding block 980 symbol A (980). ここで、(1)、(2)、………、(980)は、データの順番を示している。 Here, (1), (2), ........., (980) indicates the order of the data. 同様に、変調信号BのB(1)、B(2)、………、B(980)の980シンボルに1つの符号化ブロック内の980ビットを割り当てる。 Similarly, the modulated signal B B (1), B (2), ........., assign 980 bits of one encoding block to 980 symbols B (980). このように、1つの符号化ブロック内のデータ(ビット)が複数のデータシンボルに割り当てられている。 Thus, the data in one encoded block (bits) are allocated to a plurality of data symbols. これにより、1つの符号化ブロック内のデータを少ないデータシンボルに割り当てる場合と比較して、バースト誤りを抑制できる。 Thus, as compared with the case of assigning the data in one encoded block into smaller data symbols, it can be suppressed burst errors.

図22に、図16の符号化部102でブロックサイズが980ビットでなるLDPC符号化を行った場合の、並べ換え部104によるデータシンボルへの符号化後データの割り当て例を示す。 Figure 22, in the case of performing LDPC coding block size in the encoding unit 102 of FIG. 16 is 980 bits, indicating the allocation example of a post-encoding data in the data symbol by reordering unit 104. 変調信号A及び変調信号Bの980シンボルに1つの符号化ブロック内の980ビットを割り当てる。 Assigning one of 980 bits of the encoded block 980 the symbol of modulated signal A and modulated signal B. ここで、(1)、(2)、・・・、(980)はデータの順番を示している。 Here, shows (1), (2), ..., (980) is the data sequence. このように、1つの符号化ブロック内のデータ(ビット)が複数のデータシンボルかつ複数のアンテナに割り当てることにより、1つの符号化ブロック内のデータを少ないデータシンボルに割り当てる場合と比較してバースト誤りを抑制できるのに加えて、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。 Thus, one by the data coding block (bits) assigned to a plurality of data symbols and a plurality of antennas, compared to burst errors to assigning data in one encoded block into smaller data symbols was added to be suppressed, it is possible to obtain the further effect of being able to obtain a spatial diversity gain.

次に、通信状況により適応変調を行う(すなわち変調方式を切り換える)マルチアンテナ送信装置に、本発明を適用した場合の形態について説明する。 Then, the communication status performing adaptive modulation (switching ie modulation scheme) to a multi-antenna transmission apparatus, will be described embodiments in the case of applying the present invention.

図23に適応変調を行うマルチアンテナ送信装置の構成を示す。 It shows the configuration of the multi-antenna transmission apparatus that performs adaptive modulation Figure 23. 図8との対応部分に同一符号を付して示す図23のマルチアンテナ送信装置600は、例えば基地局に設けられている。 Multi-antenna transmission apparatus 600 of FIG. 23 where the same reference numerals are assigned to corresponding parts in FIG. 8, for example, is provided in the base station. 受信装置2303は、アンテナ2301で受信した受信信号2302を入力とし、受信処理を行うことで、通信相手の端末が送信した通信状況の情報、例えばビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率、受信電界強度、マルチパスの状況など情報を得、これから変調方式を決定し、これを制御情報2304として出力する。 Receiving apparatus 2303 receives as input received signal 2302 received by antenna 2301, by performing reception processing, information communication status terminal of the communication partner has sent, for example, bit error rate, packet error rate, frame error rate, received the resulting electric field strength, the information such as the status of the multi-path, from which to determine a modulation scheme, and outputs it as control information 2304. フレーム構成信号生成部115は、制御情報2304を入力とし、制御情報2304に基づき、変調方式、フレーム構成を決定し、これらをフレーム構成信号116として変調部106A、106Bに加えて符号化部102A、102B及び並べ換え部104A、104Bに送出する。 Frame configuration signal generation section 115 receives as input control information 2304, based on the control information 2304, a modulation scheme, and determines a frame configuration, modulation section 106A these as frame configuration signal 116, coding section 102A in addition to 106B, 102B and reordering unit 104A, and sends it to 104B.

並べ換え部104A、104Bは、実施の形態1で説明したのと同様に、変調方式に応じて並べ換えを変更する。 Reordering unit 104A, 104B, similar to that described in the first embodiment, changes the reordering according to the modulation scheme.

図24に、マルチアンテナ送信装置600と通信を行う通信相手の端末の構成例を示す。 Figure 24 shows a configuration example of a terminal of a communication partner communicates with multi-antenna transmission apparatus 600. 図10との対応部分に同一符号を付して示す図24のマルチアンテナ受信装置700の送信装置2403は、送信データ2402、ベースバンド信号304_1、304_2、受信データ312A、312Bを入力とし、例えばベースバンド信号304_1、304_2から受信電界強度を推定し、受信データ312A、312Bからビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率を求め、これらの情報と送信データを含んだ送信信号2404を形成し、これをアンテナ2405から電波として出力する。 Transmitting device 2403 of the multi-antenna reception apparatus 700 of FIG. 24 where the same reference numerals are assigned to corresponding parts in FIG. 10, the transmission data 2402, the baseband signal 304_1,304_2, received data 312A, as input 312B, for example, the base estimates the received field strength from the band signal 304_1,304_2, received data 312A, the bit error rate from 312B, packet error rate, determine the frame error rate, to form a transmission signal 2404 containing the information and the transmission data, which and output as a radio wave from the antenna 2405. これにより、基地局(マルチアンテナ送信装置600)の変調方式が変更される。 Thus, the modulation method of the base station (multi-antenna transmission apparatus 600) is changed.

なお、変調方式の変更方法はこれに限ったものではなく、通信相手である端末が希望する変調方式を指定してもよく、また、基地局が、通信相手の端末が送信した変調信号を受信し、その受信状態に基づいて、送信する変調信号の変調方式を決定するようにしても同様に実施することができる。 Incidentally, how to change the modulation method is not limited thereto, may be a communication terminal specifies a modulation scheme desired, also the base station, receiving a modulation signal terminal of the communication partner sends and, based on the reception state, it can also be similarly implemented so as to determine a modulation scheme of the modulation signal to be transmitted.

(実施の形態4) (Embodiment 4)
本実施の形態では、LDPC符号化後の最後のブロックデータの割り当て方の工夫を説明する。 In this embodiment, illustrating a contrivance way of assigning the last block data after LDPC encoding. 図25において、縦軸は周波数を示し、キャリア1からnを用いてデータを送信する。 In Figure 25, the vertical axis represents the frequency, and transmits the data using the n from the carrier 1. また横軸は時間を示す。 The horizontal axis represents time.

図25において、1パケットのデータを最初は16QAMを用いて送信しているものとする。 In Figure 25, the data of one packet initially assumed to be transmitted using 16QAM. したがって、980シンボルで4つの符号化後ブロック#1〜#4を送信することになる。 Therefore, it will send four coded after block # 1 to # 4 at 980 symbols. 1パケットのデータ量が可変であるとすると、最後に送信するデータ量が、必ずしも、16QAMで4つの符号化ブロックを満たす量となるわけではない。 When the data amount of one packet is assumed to be variable, the amount of data to be transmitted last is not necessarily the amount that satisfies the four coded blocks in 16QAM.

そこで、本実施の形態では、最後に送信する符号化ブロックの数が1つの場合、図25(a)のように、最後のブロックの変調方式としてBPSKを選択し、980シンボルで1つの符号化ブロック#1のみを送信する。 Therefore, in this embodiment, the end when the number of coded blocks is one for transmitting, as shown in FIG. 25 (a), the select BPSK as the modulation scheme of the last block, one encoded at 980 symbols to send only block # 1.

また、最後に送信する符号化ブロックの数が1つより多く2つ以下の場合、図25(b)のように、最後のブロックの変調方式としてQPSKを選択し、980シンボルで2つの符号化ブロック#1、#2を送信する。 Further, the end if the number of encoded blocks of more than two or less to be transmitted, as shown in FIG. 25 (b), the select QPSK as the modulation scheme of the last block, the two encoded with 980 symbols block # 1, and transmits the # 2. この場合には、図4(b)、図5(b)、図6(b)又は図7(b)で説明したような並べ換えを行うとよい。 In this case, FIG. 4 (b), the FIG. 5 (b), the preferably performed rearranged as described in FIG. 6 (b) or FIG. 7 (b).

また、最後に送信する符号化ブロックの数が2つより多い場合、図25(c)のように、最後のブロックの変調方式として16QAMを選択し、980シンボルで例えば4つの符号化ブロック#1〜#4を送信する。 Also, if the number of encoded blocks transmitted last is more than two, 25 as shown in (c), to select the 16QAM as the modulation method of the last block, 980 symbols, for example four encoded block # 1 to send to # 4. この場合には、図4(c)、図5(c)、図6(c)又は図7(c)で説明したような並べ換えを行うとよい。 In this case, FIG. 4 (c), the FIG. 5 (c), the preferably performed rearranged as described in FIG. 6 (c) or FIG. 7 (c).

このように送信することで、1つの符号化ブロックデータが常に980シンボルによって送信されるため、フェージングのノッチによる影響を軽減でき、受信品質が向上する。 By thus transmitting, since one coded block data is transmitted by always 980 symbols, can reduce the effect of fading notches, the reception quality improves.

なお、別の割り当て方としては、符号化ブロックの数に拘わらず16QAMを選択し、不足した分のデータはすべて、例えば“0”のダミーのデータを送信するようにしてもよい。 As another assignment direction, select 16QAM regardless of the number of coded blocks, minute data missing all, may transmit the dummy data, for example "0". このように送信しても、1つの符号化ブロックデータが常に980シンボルによって送信されるため、フェージングのノッチによる影響を軽減でき、受信品質を向上させることができる。 Be transmitted in this way, since one coded block data is transmitted by always 980 symbols, can reduce the effect of fading notches, it is possible to improve the reception quality.

以上の操作は、パケット通信を行っていた場合、受信品質をできる限り均一にするためには、非常に重要である。 Above operations, when going to a packet communication, in order to equalize as much as possible the reception quality is very important. すなわち、もし、最後の符号化ブロックのデータを、980シンボルより少ないシンボル数で送信すると、最後の符号化ブロックの誤り率特性が劣化してしまい、パケットエラーの発生確率が大きくなってしまう。 That is, if the data in the last encoded block, sending less number of symbols in 980 symbols, the error rate characteristic of the last encoded block ends up deteriorating, the probability of packet error increases. 本実施の形態の方法によれば、これを有効に回避できる。 According to the method of the present embodiment can be effectively avoided.

(比較例) (Comparative Example)
ここでは図26を用いて、本発明による符号化ブロックデータの複数シンボルへの均一割り当て方法との比較例として、従来一般的に行われている割り当て方法とその欠点について説明する。 Here with reference to FIG. 26, as a comparative example of a uniform method of assigning a plurality of symbols of the coded block data according to the present invention, conventional commonly performed assignment methods and their disadvantages will be described.

図26(a)は、通信状況として時間と受信電界強度の関係の一例として、980シンボル区間での受信電界強度の状態を示している。 FIG. 26 (a) as an example of the relationship between time and the received field strength as the communication status indicates the state of the reception electric field strength at 980 symbol interval.

図26(b)は、変調方式がBPSKのときのフレーム構成例を示している。 FIG. 26 (b) modulation method shows an example frame structure when the BPSK. なお、図26(b)では、例えばOFDMのようにキャリア1からキャリアnを用いているマルチキャリア伝送方式の場合を例として示している。 Also shows in FIG. 26 (b), the case of a multi-carrier transmission scheme for example, using a carrier n from the carrier 1 as in the OFDM as an example. 従って、縦軸は周波数軸となっており、キャリア1からキャリアnが存在する。 Therefore, the vertical axis is a frequency axis, the carrier n is present from the carrier 1. 変調方式がBPSKのときには、図26(b)のように1つの符号化後ブロック(ブロック#1)を伝送するのに980シンボルが必要となる。 When the modulation method is BPSK, it is necessary to 980 symbols for transmitting one encoded after block (block # 1) as shown in Figure 26 (b).

これに対して、変調方式が16QAMのときには、16QAMでは1シンボルで4ビットを伝送できるため、1つの符号化後ブロックを伝送するのに245シンボルが必要となる。 In contrast, when the modulation method is 16QAM, because it can transmit 4 bits at 16QAM in one symbol, it is necessary to 245 symbols to transmit one of the post-encoding block. したがって、980シンボルを用いると、ブロック#1、ブロック#2、ブロック#3、ブロック#4の4ブロックを送信できることになる。 Therefore, the use of 980 symbols will be able to send block # 1, block # 2, block # 3, the four blocks of the block # 4.

そして、従来は、図26(c)に示すように、BPSKと同様に、時間方向に、ブロック#1のシンボル、ブロック#2のシンボル、ブロック#3のシンボル、ブロック#4のシンボルと順に割り当てることが一般的である。 And, conventionally, as shown in FIG. 26 (c), as with BPSK, the time direction and allocates block # 1 of the symbol, the block # 2 of the symbol, the block # 3 of the symbols, the symbols and the order of the blocks # 4 it is a common practice.

このとき、図26(b)のようにBPSKを用いているときには、図26(a)のような通信状況であっても、1つの符号化ブロックに受信電界強度の良いときと悪いときが発生しているが、符号化ブロック単位で復号を行うと、受信電界強度の良いデータの影響により、誤りが訂正される可能性が高い。 At this time, when using a BPSK as in FIG. 26 (b) it is a communication status, such as FIG. 26 (a), the generation time and at their received field strength bad one coded block Although it has to, when the decoding by the encoding block, due to the influence of good data received electric field strength, there is a high possibility that an error is corrected.

これに対して、図26(c)のように16QAMを用いているときには、ブロック#1及びブロック#3は、受信電界強度の良いときであるため受信品質は良いが、ブロック#2及びブロック#4は、受信電界強度が悪いため受信品質が悪くなる。 In contrast, when using a 16QAM as shown in FIG. 26 (c), the block # 1 and block # 3, the reception quality because it is at their received field strength is good, block # 2 and the block # 4, reception quality is poor for receiving electric field strength is bad. このように、変調方式の変調多値数が増加するにつれ、1つの符号化ブロックが必要とするシンボル数が減少するため、フェージングによる受信電界強度のノッチの影響を受け易い。 Thus, as the modulation level of the modulation scheme increases, the number of symbols required by a single coded block is reduced, susceptible to the notch of the received field intensity due to fading. つまり、ノッチによる受信品質の低下を受け易くなる。 That is, susceptible to degradation in the receiving quality due to the notch.

本発明の送信装置は、上記実施の形態でも説明したように、このような問題を符号長(ブロックサイズ)を変えること無しに、有効に解決したものである。 Transmitting apparatus of the present invention, as described in the above embodiment, such a problem without changing the code length (block size) is obtained by effectively resolved.

(他の実施の形態) (Other embodiments)
なお、上述した実施の形態1では、一つの符号化部11を用いる場合を前提条件として説明が、別の実施の形態として、システムが、符号化率R=1/2、2/3、ブロック長が980ビットの符号をサポートしている場合も、符号化率R=1/2、2/3において、別々に実施すれば、上述の実施の形態を同様に実施することができる。 In the first embodiment described above, it explains the case of using a single encoding unit 11 as a prerequisite, as another embodiment, the system, the coding rate R = 1 / 2,2 / 3, block even if the length supports 980-bit code, the coding rate R = 1 / 2,2 / 3, if carried out separately, can be carried out similarly to the above-described embodiment. また、システムが、符号化率R=1/2、2/3、ブロック長が980、1960ビットの符号をサポートしている場合も、それぞれの場合において、別々に実施すれば、上述の実施の形態と同様に実施することができる。 Moreover, the system, the coding rate R = 1 / 2,2 / 3, even if the block length supports the sign of 980,1960 bits, in each case, if carried out separately, the implementation of the above it can be carried out similarly to the embodiment.

また、上述した実施の形態2〜4では、マルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置がそれぞれ2本のアンテナをもつ、空間多重を用いたMIMOシステムの場合について説明したが、これに限ったものではなく、アンテナ数が増大し、送信する変調信号数が増大した場合についても同様に実施することができる。 Further, in the second to fourth embodiments described above, multi-antenna transmission apparatus, multi-antenna reception apparatus having two antennas, respectively, the description has been given of the MIMO system using spatial multiplexing, limited to this without the number of antennas is increased, it can be performed similarly also when the number of modulated signals to be transmitted is increased. また、スペクトル拡散通信方式を用いたシステムに適用した場合でも、同様の効果を得ることができる。 Further, even when applied to a system using the spread spectrum communication system, it is possible to obtain the same effect.

また、本発明のマルチアンテナ送信装置は、実施の形態2に示した構成に限らず、例えば固有モードを用いたMIMOシステムにも適用できる。 Moreover, multi-antenna transmission apparatus of the present invention is not limited to the configuration shown in the second embodiment, for example, it can be applied to a MIMO system using eigenmode. 図27を用いて、固有モードの通信方法について詳しく説明する。 With reference to FIG. 27, it will be described in detail how the communication eigenmode.

MIMOシステムでは、受信局だけでなく送信局側においてもチャネル状態情報(CSI:Channel State Information)が既知である場合に、送信局が送信のチャネルシグネチャベクトル(channel signature vector)を用いてベクトル化された信号を送信アレーアンテナより受信局に対して送信し、さらに受信局で、受信アレーアンテナの受信信号から送信のチャネルシグネチャベクトルに対応付けられた受信のチャネルシグネチャベクトルを用いて送信信号を検出し復調する通信方法が実現できる。 In MIMO systems, the channel state information at the transmitting station as well receiving station: If (CSI Channel State Information) is known, the transmitting station is vectorized using channel signature vectors (channel signature vector) of the transmission signal was transmitted from the transmitting array antenna to the receiving station, further at the receiving station, detecting the transmission signal by using a channel signature vector of received associated with the channel signature vector of transmission from the received signal of the reception array antenna communication method for demodulation can be realized.

特に、通信空間に複数のチャネルを構成し信号を多重伝送する通信モードとして、チャネル行列の特異ベクトル(singular vector)または固有ベクトル(eigen vector)を利用した固有モード(eigenmode)がある。 In particular, as the communication mode for multiplex transmission configuration to signal a plurality of channels in a communication space, singular vectors of the channel matrix (singular vector) or eigenvector (eigen vector) eigenmode using (eigenmode). この固有モードは、これら特異ベクトルや固有ベクトルを前述したチャネルシグネチャベクトルとして利用する方法である。 This eigenmode is a method of using these singular vectors and eigen vectors as channel signature vectors as described above. ここでチャネル行列は、送信アレーアンテナの各アンテナ素子と受信アレーアンテナの各アンテナ素子のすべてまたは一部の組み合わせの複素チャネル係数を要素とする行列である。 Here the channel matrix is ​​a matrix for the complex channel coefficients of all or part of a combination of the antenna elements of each antenna element and the receiving array antenna transmitting array antenna as elements.

送信局が下り回線のチャネル状態情報を得る方法としては、無線回線の上りと下りで同一の周波数キャリアを利用するTDDでは、チャネルの双対性(reciprocity)により、受信局からの上り回線を用いて送信局においてチャネル状態情報の推定(estimating)または測定(measuring)をすることが可能である。 As a method of transmitting station obtains channel state information of the downlink, the TDD utilizes the same frequency carrier in uplink and downlink radio channel, the duality of the channel (reciprocity), using the uplink from the receiving station it is possible to estimate the channel state information (estimating) or measured (measuring) in the transmitting station. 一方で、上りと下りで異なる周波数キャリアを利用するFDDでは、受信局において下り回線のチャネル状態情報を推定または測定し、その結果を送信局へ通知(reporting)することにより、送信局において下り回線の正確なCSIを得ることできる。 On the other hand, in the FDD utilize different frequency carriers in the uplink and downlink, estimates or measures the channel state information of the downlink at a receiving station, by the result and notifies the transmitting station (reporting), downlink in the transmitting station It can be obtained an accurate CSI for.

固有モードは、特にMIMOシステムの無線チャネルが狭帯域のフラットフェージング過程として扱える場合には、MIMOシステムのチャネルキャパシティを最大にできるという特徴がある。 Eigenmode, particularly when handled as flat fading process of the radio channel is narrowband MIMO system is characterized in that it maximizes the channel capacity of the MIMO system. 例えば、OFDMを採用した無線通信システムでは、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉を取り除くためガードインターバルを挿入し、OFDMの各サブキャリアはフラットフェージング過程となるような設計を行うのが一般的である。 For example, in a wireless communication system employing OFDM, inserts a guard interval for removing inter-symbol interference due to multipath delayed waves, each subcarrier of the OFDM is generally performed to design such that the flat fading process . したがって、MIMOシステムにおいてOFDM信号を送信する場合、固有モードを用いることによって、例えば各サブキャリアで複数の信号を空間的に多重化して伝送することが可能となる。 Therefore, when transmitting the OFDM signals in a MIMO system, by using the eigenmode, it is possible for multiplexing and transmitting a plurality of signals spatially example in each sub-carrier.

MIMOシステムを利用した通信方法としては、送信局および受信局において下り回線のチャネル状態情報を既知とする固有モードに対して、受信局においてのみ無線チャネルのチャネル状態情報を既知とする方法がいくつか提案されている。 As a communication method using the MIMO system, to the eigenmodes of the channel state information of downlink and known in the transmitting and receiving stations, several methods for the known channel state information of the wireless channel only at the receiving station Proposed. 固有モードと同じ目的である空間的に信号を多重化して伝送する方法としては、例えばBLASTが知られている。 Spatially signal is the same purpose as the eigenmode as a method for multiplexing and transmitting, for example BLAST is known. また信号の多重度を犠牲にし、つまりキャパシティを増加させるためでなくアンテナの空間ダイバーシチ効果得る方法としては、例えば時空間符号を用いた送信ダイバーシチが知られている。 Also the expense of a multiplicity of signals, that is, as a method of obtaining spatial diversity effect of the antenna not to increase the capacity, transmission diversity is known using a spatial-time code, for example. 固有モードが送信アレーアンテナで信号をベクトル化して送信する、言い換えると信号をビーム空間(beam space)にマッピングしてから送信するビーム空間モードであるのに対して、BLASTや送信ダイバーシチは信号をアンテナエレメント(antenna element)にマッピングすることからアンテナエレメントモードであると考えられる。 Eigenmode is transmitted vectored signal in the transmission array antenna, in other words the signal whereas a beam space mode is sent after being mapped to the beam space (beam space) to, BLAST or transmit diversity antennas a signal it is considered to be the antenna element mode from the mapping to the element (antenna element).

図27は、固有モード通信の送受信機の構成の一例である。 Figure 27 is an example of the configuration of a transceiver of eigenmode communication. 送信のチャネル解析部2607は、送信局と受信局間の伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化チャネルを構成するために複数の送信のチャネルシグネチャベクトルを算出するとともに、チャネル状態情報によって形成されるチャネル行列をSVD(SVD:Singular Value Decomposition)に基づき、固有値(例えば、λA、λB、λC、・・・、λX)、また、固有パス(例えば、パスA、パスB、パスC、・・・、パスX)を求め、制御情報2608として出力する。 Channel analysis section 2607 of the transmission based on the estimated result is the channel state information of the propagation channel between the transmitting station and the receiving station, calculates the channel signature vectors of a plurality of transmission to constitute a multiplexed channels, the channel SVD channel matrix formed by the state information: based on (SVD Singular Value Decomposition), the eigenvalues ​​(e.g., λA, λB, λC, ···, λX), also specific path (such as path a, path B, path C, · · ·, determined path X), and outputs as control information 2608.

送信局は、多重フレーム生成部2601が送信ディジタル信号、制御情報2608を入力とし、多重化チャネルへマッピングするために複数の送信フレームを生成し、チャネルAの送信ディジタル信号2602A、チャネルBの送信ディジタル信号2602B、・・・、チャネルXの送信ディジタル信号2602Xを出力する。 The transmitting station transmits a digital signal multiplexing frame generating unit 2601, and inputs the control information 2608, and generates a plurality of transmission frames for mapping to the multiplexing channel, transmission digital signal 2602A of channel A, transmission digital channel B signal 2602B, · · ·, and outputs transmission digital signal 2602X channel X.

符号化・並べ換え・変調部2603Aは、チャネルAの送信ディジタル信号2602A、制御情報2608を入力とし、制御情報2608に基づき、符号化率、変調方式を決定し、チャネルAのベースバンド信号2604Aを出力する。 Coding and reordering and modulating sections 2603A receives transmission digital signal 2602A of the channel A, the control information 2608 as input, based on the control information 2608, the coding rate, and determines a modulation scheme, outputs the baseband signal 2604A of channel A to. チャネルBからチャネルXについても同様な動作となり、チャネルBのベースバンド信号2604BからチャネルXのベースバンド信号2604Xが得られる。 Becomes similar operation applies to the channel X from channel B, a baseband signal 2604X of channel X is obtained from the baseband signal 2604B channel B. なお、図27では、図を簡単化するために、符号化・並べ換え・変調部を1つのブロックで示したが、実際には、上述した実施の形態1〜3のような構成となっており、並べ換え部によって1つのブロック内符号化データが複数のデータシンボルに割り当てられるように、ブロック符号化データが並べ換えられて変調部に供給されるようになっている。 In FIG. 27, in order to simplify the drawing, showing an encoding-reordering and modulating sections in one block, in fact, is constructed as shown in the first to the third embodiments as encoded data in one block by reordering unit is assigned to a plurality of data symbols, and is supplied to the modulator is rearranged block coded data.

ベクトル多重化部2605は、チャネルAからチャネルXのエースバンド信号2604Aから2604X、制御情報2608を入力とし、チャネルAからチャネルXのエースバンド信号2604Aから2604Xに個別にチャネルシグネチャベクトルを乗算し、合成した後、送信アレーアンテナ2606より受信局に対して送信する。 Vector multiplexing section 2605, from ace band signal 2604A channel X from the channel A 2604X, and inputs the control information 2608, multiplied by the individual channel signature vectors 2604X from channel A from Ace band signal 2604A of the channel X, the synthetic after transmits to the receiving station from the transmission array antenna 2606.

受信局では、受信のチャネル解析部2615が、予め送信局と受信局間の伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化された送信信号を分離するために複数の受信のチャネルシグネチャベクトルを算出する。 At the receiving station, the channel analyzer 2615 reception in advance based on the channel state information is an estimation result of the propagation channel between the transmitting station and the receiving station, the channel of the plurality of reception to separate the transmission signal multiplexed to calculate the signature vectors. 多重信号分離部2610は、受信アレーアンテナ2609で受信した受信信号を入力として、各々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせ得られる複数の受信信号、つまり、チャネルAの受信信号2611AからチャネルXの受信2611Xを生成する。 Multiplexed signal separating unit 2610 is input with the received signal received by the receiving array antenna 2609, a plurality of received signals that are obtained by multiplying each channel signature vectors, i.e., the reception 2611X channel X from the received signal 2611A of channel A generated.

復号化部2612Aは、チャネルAの受信信号2611A、送信方法情報2618を入力とし、送信方法情報2618(変調方式、符号化率の情報)に基づき復号を行い、チャネルAのディジタル信号2613Aを出力する。 Decoding unit 2612A is received signal 2611A of channel A, transmission method information 2618 as input, transmission method information 2618 performs decoding based on the (modulation scheme, information coding rate), and outputs a digital signal 2613A of channel A . チャネルBからチャネルXについても同様な動作となり、チャネルBのディジタル信号2613BからチャネルXのディジタル信号2613Xが得られる。 Becomes similar operation applies to the channel X from channel B, a digital signal 2613X of channel X is obtained from the digital signal 2613B of the channel B.

送信方法情報検出部2617は、チャネルAのディジタル信号2613Aを入力とし、各チャネルの変調信号の送信方法、例えば、変調方式、符号化率の情報を抽出し、送信方法情報2618を出力する。 Transmission method information detecting unit 2617 inputs the digital signal 2613A of the channel A, a method of transmitting modulation signals of each channel, for example, to extract the modulation scheme, information coding rate, and outputs a transmission method information 2618.

受信データ合成部2614は、チャネルAからチャネルXのディジタル信号2613Aから2613X、および、送信方法情報2618を入力とし、受信ディジタル信号を生成する。 Receiving data combining unit 2614, 2613X from the channel A from the digital signal 2613A of the channel X, and receives transmission method information 2618, and generates a received digital signal.

本発明は、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できるといった効果を有し、例えばLDPC符号のようなブロック符号を用いて送信データを符号化して送信する送信装置及びマルチアンテナ送信装置に広く適用できる。 The present invention has the effect that the burst errors by a relatively simple structure without changing the block size of the encoded block even when a large number of modulation levels can be suppressed, using a block code such as LDPC code transmitting data Te possible widely applied to a transmitting apparatus and multi-antenna transmission apparatus transmits encoded.

本発明の実施の形態1に係る送信装置の構成を示すブロック図 Block diagram showing a configuration of a transmission apparatus according to a first embodiment of the present invention 符号化部によるLDPC符号化処理の説明に供する図 Diagram for explaining the LDPC encoding process by the encoding unit 各変調方式の説明に供する図 Diagram for explaining the respective modulation schemes 並べ換え部によるLDPC符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 It shows the assignment to each symbol of the LDPC encoded data by rearranging unit 並べ換え部によるLDPC符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 It shows the assignment to each symbol of the LDPC encoded data by rearranging unit 並べ換え部によるLDPC符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 It shows the assignment to each symbol of the LDPC encoded data by rearranging unit 並べ換え部によるLDPC符号化データの各シンボルへの割り当てを示す図 It shows the assignment to each symbol of the LDPC encoded data by rearranging unit 実施の形態2のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 Block diagram showing the configuration of a multi-antenna transmission apparatus of Embodiment 2 マルチアンテナ送信装置の各アンテナから送信される変調信号のフレーム構成例を示す図 It shows a frame configuration example of a modulated signal transmitted from each antenna of the multi-antenna transmission apparatus 実施の形態2のマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図 Block diagram showing the configuration of a multi-antenna reception apparatus of Embodiment 2 マルチアンテナ送信装置とマルチアンテナ受信装置との間での通信モデルを示す図 It illustrates a communication model between the multi-antenna transmission apparatus and multi-antenna reception apparatus マルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 Block diagram showing a configuration of a signal processing section of the multi-antenna reception apparatus 受信装置における各時点の信号のSNR特性の関係を示す図 Diagram showing the relationship between SNR characteristics of the signal at each point in time in the receiver 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of the coded data 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of the coded data 実施の形態2のマルチアンテナ送信装置の他の構成例を示すブロック図 Block diagram illustrating another configuration example of the multi-antenna transmission apparatus of Embodiment 2 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of the coded data 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of the coded data 符号化後のデータの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of the coded data 信号処理部の構成を示すブロック図 Block diagram showing a configuration of a signal processing unit LDPC符号化データの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of LDPC encoded data LDPC符号化データの並べ換え処理例を示す図 It illustrates reordering processing example of LDPC encoded data 適応変調を行うマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 Block diagram showing the configuration of a multi-antenna transmission apparatus that performs adaptive modulation 適応変調信号を受信するマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図 Block diagram showing the configuration of a multi-antenna reception apparatus which receives the adaptive modulation signal 実施の形態4の説明に供する図 Diagram for explaining the fourth embodiment 比較例としての、従来の符号化ブロックの割り当て方法を適用した場合の通信状況による受信品質特性の劣化の説明に供する図 As a comparative example, diagram for explaining deterioration of the reception quality characteristics due to the communication situation where allocation method of applying the conventional coded blocks 本発明を固有モードを用いたシステムに適用する場合の構成例を示すブロック図 Block diagram illustrating a configuration example of a case where the present invention is applied to a system using eigenmode 従来のマルチアンテナ送信装置による送信信号のフレーム構成例を示す図 Diagram showing a frame configuration example of a transmission signal according to a conventional multi-antenna transmission apparatus

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

10 送信装置 11、102A、102B、102 符号化部 12、104A、104B、104 並べ換え部 15、106A、106B 変調部 100、500、600 マルチアンテナ送信装置 10 transmitting apparatus 11,102A, 102B, 102 coding unit 12,104A, 104B, 104 reordering unit 15,106A, 106B modulation section 100, 500, and 600 multi-antenna transmission apparatus

Claims (6)

  1. 複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、 各々が複数のビットで構成される複数の誤り訂正符号化データを形成する符号化手段と、 It applies error correction coding processing on transmission data composed of a plurality of bits, and encoding means each of which forms a plurality of error correction coded data composed of a plurality of bits,
    1つのシンボルが、 前記複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記複数の誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換える並べ換え手段と、 One symbol is to consist collects bits belonging to one of the plurality of the error correction coded data, and rearranging means for rearranging the bits belonging to said plurality of error correction coded data,
    前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調手段と、 Modulating means for outputting a baseband signal corresponding to the symbol from the error correction coded data that has been modified the arrangement,
    を具備し、 Equipped with,
    前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される2つのビットは、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットであり、 A plurality of bits constituting the symbol, the two bits to be extracted arbitrarily, a bit belonging to the erroneous Ri correction coded data that different from each other,
    前記並べ換え手段は、 前記複数の誤り訂正符号化データで構成される1系統のデータを入力とし、前記1系統のデータに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換え、1つの誤り訂正符号化データを構成するビット数と前記1つの誤り訂正符号化データを送信するのに用いるシンボル数とが同じである The permutation means inputs the data of one line constituted by the plurality of mis-Ri correction coded data, which rearranges the bits included in the data of one line, the adjacent symbol, the symbol the same bit number of the bit number indicating the signal point arrangement, reordering to allocate bits belonging to mis Ri correction coded data that different from each other, said one error and the number of bits constituting one error correction coded data it is the same as the number of symbols used to transmit the correction coded data
    ことを特徴とする変調器。 Modulator, characterized in that.
  2. 前記変調手段は、複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、形成されるシンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される2つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットである ことを特徴とする請求項1に記載の変調器。 The modulation means may use a plurality of modulation schemes, even when using any modulation scheme, two bits are extracted from a plurality of bits constituting the symbol to be formed optionally it is different the error correction to each other modulator according to claim 1, characterized in that the bits belonging to the encoded data.
  3. 前記ベースバンド信号は、OFDM方式を用いて形成された信号である ことを特徴とする請求項1又は2に記載の変調器。 The baseband signal is modulator of claim 1 or 2, characterized in that a signal formed by using the OFDM scheme.
  4. 複数のビットで構成される送信データに対して誤り訂正符号化処理を施して、 各々が複数のビットで構成される複数の誤り訂正符号化データを形成し、 Applies error correction coding processing on composed transmission data of a plurality of bits to form a plurality of error correction coded data consisting each of a plurality of bits,
    1つのシンボルが、 前記複数の前記誤り訂正符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記複数の誤り訂正符号化データに属するビットを並べ換え、 One symbol is to consist collects bits belonging to one of the plurality of the error correction coded data, reordering the bits belonging to said plurality of error correction coded data,
    前記並び換えられた誤り訂正符号化データから前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調方法であって、 A modulation method for outputting a baseband signal corresponding to the symbol from the error correction coded data that has been modified the arrangement,
    前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される2つのビットは、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットであり、 A plurality of bits constituting the symbol, the two bits to be extracted arbitrarily, a bit belonging to the erroneous Ri correction coded data that different from each other,
    前記ビットの並べ換えは、 前記複数の誤り訂正符号化データで構成される1系統のデータを入力とし、前記1系統のデータに含まれるビットを並び換えるものであり、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる誤り訂正符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換え、1つの誤り訂正符号化データを構成するビット数と前記1つの誤り訂正符号化データを送信するのに用いるシンボル数とが同じである Reordering the bits, said plurality of mis-Ri data for one line constituted by correction coded data as input, which rearranges the bits included in the data of one line, the adjacent symbol, the symbol the same bit number, different that erroneous Ri rearranged to assign bits belonging to the correction coded data, the number of bits constituting one error correction coded data and the one mutually among the signal point bit number showing the arrangement of it is the same as the number of symbols used to transmit the error correction coded data
    ことを特徴とする変調方法。 Modulation method characterized by.
  5. 複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、形成されるシンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される2つのビットは、互いに異なる前記誤り訂正符号化データに属するビットである ことを特徴とする請求項4に記載の変調方法。 Can use a plurality of modulation schemes, even when using any modulation scheme, two bits are extracted from a plurality of bits constituting the symbol to be formed arbitrarily belong to different said error correction encoded data with each other modulation method according to claim 4, characterized in that a bit.
  6. 前記ベースバンド信号は、OFDM方式を用いて形成された信号である ことを特徴とする請求項4又は5に記載の変調方法。 The baseband signal is modulated method according to claim 4 or 5, characterized in that a signal formed by using the OFDM scheme.
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