JP4515887B2

JP4515887B2 - Fourier transform spectrophotometer

Info

Publication number: JP4515887B2
Application number: JP2004313799A
Authority: JP
Inventors: 晴一柏原; 純小勝負
Original assignee: Jasco Corp
Current assignee: Jasco Corp
Priority date: 2004-10-28
Filing date: 2004-10-28
Publication date: 2010-08-04
Anticipated expiration: 2024-10-28
Also published as: JP2006125971A

Description

本発明はフーリエ変換分光光度計、特にデータのＳ／Ｎ改善機構に関する。 The present invention relates to a Fourier transform spectrophotometer, and more particularly to a data S / N improvement mechanism.

従来より、各種化学分析を行うため、フーリエ変換分光光度計が用いられている（例えば特許文献１）。
フーリエ変換分光光度計は、干渉光発生手段と、主検出器と、ＡＤコンバータと、信号処理手段と、を備える。そして、可動鏡の走査に伴う干渉光発生手段よりの干渉光を試料に照射し、試料よりの干渉光を主検出器により光電変換する。主検出器よりのインターフェログラム信号をＡＤ変換器によりＡＤ変換し、さらに信号処理手段によりスペクトルを得ている。
特開平５−２０３４９３号公報 Conventionally, a Fourier transform spectrophotometer has been used to perform various chemical analyzes (for example, Patent Document 1).
The Fourier transform spectrophotometer includes interference light generating means, a main detector, an AD converter, and signal processing means. Then, the sample is irradiated with interference light from the interference light generation means accompanying the scanning of the movable mirror, and the interference light from the sample is photoelectrically converted by the main detector. The interferogram signal from the main detector is AD converted by the AD converter, and the spectrum is obtained by the signal processing means.
JP-A-5-203493

ところで、フーリエ変換分光光度計においては、データのＳ／Ｎの改善が非常に重要である。
本発明者は、データのＳ／Ｎの改善のためには、インターフェログラム信号をオーバーサンプリングすることが重要であることを突き止めた。
しかしながら、フーリエ変換分光光度計において一般的な逐次比較型ＡＤコンバータを用いたのでは、充分な変換速度が得られないので、従来はデータのＳ／Ｎの改善も充分に図れなかった。
本発明は前記従来技術の課題に鑑みなされたものであり、その目的はデータのＳ／Ｎを改善することのできる分光光度計を提供することにある。 By the way, in the Fourier transform spectrophotometer, it is very important to improve the S / N of the data.
The present inventor has found that it is important to oversample the interferogram signal in order to improve the S / N ratio of the data.
However, if a general successive approximation AD converter is used in a Fourier transform spectrophotometer, a sufficient conversion speed cannot be obtained, so that the S / N of data has not been improved sufficiently in the past.
The present invention has been made in view of the above problems of the prior art, and an object thereof is to provide a spectrophotometer capable of improving the S / N ratio of data.

本発明において特徴的なことは、データのＳ／Ｎの改善を図るため、フーリエ変換分光光度計においてΔΣ型ＡＤコンバータと干渉計のデジタルドライブ制御とを組み合わせたことである。
まず本発明者は、データのＳ／Ｎの改善を図るため、フーリエ変換分光光度計に最適なＡＤコンバータとして、数あるＡＤコンバータの中からΔΣ型ＡＤコンバータを選択した。さらに本発明者は、フーリエ変換分光光度計においてΔΣ型ＡＤコンバータを用いるためには可動鏡の等速性を得ることが非常に重要であること、及び可動鏡の等速性を得るためには干渉計の制御にデジタルドライブ制御を用いることが非常に有効であることを突き止め、本発明を完成するに至った。
（ΔΣ型ＡＤコンバータとデジタル制御） What is characteristic in the present invention is that a ΔΣ AD converter and digital drive control of an interferometer are combined in a Fourier transform spectrophotometer in order to improve data S / N.
First, in order to improve the S / N ratio of data, the present inventor has selected a ΔΣ type AD converter from among a number of AD converters as an optimum AD converter for a Fourier transform spectrophotometer. Furthermore, the present inventor is very important to obtain the constant velocity of the movable mirror in order to use the ΔΣ AD converter in the Fourier transform spectrophotometer, and to obtain the constant velocity of the movable mirror. The inventors have found that it is very effective to use digital drive control for interferometer control, and have completed the present invention.
(ΔΣ type AD converter and digital control)

すなわち、前記目的を達成するために本発明にかかるフーリエ変換分光光度計は、主干渉計と、主検出器と、ＡＤコンバータと、信号処理手段と、可動鏡駆動手段と、コントロール干渉計と、測距用検出器と、を備えたフーリエ変換分光光度計において、前記ＡＤコンバータとしてインターフェログラム用ΔΣ型ＡＤコンバータを用いる。また前記主干渉計のデジタルドライブ制御を行うデジタル制御機構を備える。前記デジタル制御機構は、測距用ＡＤコンバータと、位置検出手段と、可動鏡制御手段と、を備えることを特徴とする。 That is, in order to achieve the above object, a Fourier transform spectrophotometer according to the present invention includes a main interferometer, a main detector, an AD converter, a signal processing means, a movable mirror driving means, a control interferometer, In a Fourier transform spectrophotometer including a distance measuring detector, a ΔΣ AD converter for interferogram is used as the AD converter. A digital control mechanism for performing digital drive control of the main interferometer is provided. The digital control mechanism includes a ranging AD converter, a position detection unit, and a movable mirror control unit.

ここで、前記主干渉計は、可動鏡の走査に伴い赤外光の干渉光を生成させる。
また、前記主検出器は、主干渉計よりの干渉光を試料に照射して得られた干渉光を光電変換し、インターフェログラム信号を出力する。
前記ＡＤコンバータは、前記主検出器よりのインターフェログラム信号をＡＤ変換する。
前記信号処理手段は、前記ＡＤコンバータよりのインターフェログラム信号に基づいて、スペクトルを得るためのものとする。
前記可動鏡駆動手段は、前記可動鏡の走査を行うためのものとする。
前記インターフェログラム用ΔΣ型ＡＤコンバータは、前記可動鏡の走査速度と非同期で及び前記測距用干渉信号の１周期又は１／２周期よりも短い等周期の基本クロックにより、自走的に前記主検出器よりのインターフェログラム信号のＡＤ変換を行う。 Here, the main interferometer generates infrared interference light as the movable mirror scans.
The main detector photoelectrically converts the interference light obtained by irradiating the sample with interference light from the main interferometer, and outputs an interferogram signal.
The AD converter AD converts the interferogram signal from the main detector.
The signal processing means is for obtaining a spectrum based on an interferogram signal from the AD converter.
The movable mirror driving means is for scanning the movable mirror.
The interferogram ΔΣ type AD converter is self-propelled by a basic clock that is asynchronous with the scanning speed of the movable mirror and has an equal period shorter than one period or half period of the ranging interference signal. AD conversion of the interferogram signal from the main detector is performed.

前記コントロール干渉計は、前記可動鏡の走査に伴い測距用単色光の干渉光を生成する。
前記測距用検出器は、前記コントロール干渉計よりの測距用干渉光を光電変換し、測距用干渉信号を出力する。
前記測距用ＡＤコンバータは、前記測距用検出器よりの測距用干渉信号のＡＤ変換を行う。
前記位置検出手段は、前記測距用ＡＤコンバータよりの測距用干渉信号に基づいて、前記可動鏡の位置をモニタする。
前記可動鏡制御手段は、前記位置検出手段よりの可動鏡位置のモニタに基づいて、前記可動鏡の走査速度が目標の一定速度となるように、前記可動鏡駆動手段による可動鏡走査を制御する。
なお、本発明において、前記測距用ＡＤコンバータは、前記可動鏡の走査速度と非同期で及び前記測距用干渉信号の１周期又は１／２周期よりも短い等周期の基本クロックにより、自走的に前記測距用検出器よりの測距用干渉信号のＡＤ変換を行うことが好適である。
（ΔΣ型ＡＤコンバータ） The control interferometer generates interference light of monochromatic light for distance measurement as the movable mirror is scanned.
The ranging detector photoelectrically converts the ranging interference light from the control interferometer and outputs a ranging interference signal.
The ranging AD converter performs AD conversion of the ranging interference signal from the ranging detector.
The position detecting means monitors the position of the movable mirror based on a distance measuring interference signal from the distance measuring AD converter.
The movable mirror control means controls the movable mirror scanning by the movable mirror drive means so that the scanning speed of the movable mirror becomes a target constant speed based on the monitor of the movable mirror position from the position detection means. .
In the present invention, the ranging AD converter is free-running by a basic clock that is asynchronous with the scanning speed of the movable mirror and has an equal cycle shorter than one cycle or half cycle of the ranging interference signal. In particular, it is preferable to perform AD conversion of the ranging interference signal from the ranging detector.
(ΔΣ AD converter)

本発明のΔΣ型ＡＤコンバータとしては、例えば特開平７−１４３００６号公報、特開２００３−１６３５９６号公報に記載のものを用いることができる。
ΔΣ型ＡＤコンバータは、ΔΣ型変調器により入力電圧を１ビットで量子化し時間情報をもつビットストリーム信号に変換し、これをデジタルフィルタで処理しデジタル値を出力するものである。
（デジタル制御） As the ΔΣ type AD converter of the present invention, for example, those described in JP-A-7-143006 and JP-A-2003-163596 can be used.
The ΔΣ AD converter quantizes an input voltage by 1 bit by a ΔΣ modulator and converts it into a bit stream signal having time information, which is processed by a digital filter and outputs a digital value.
(Digital control)

また本発明において、前記可動鏡制御手段は、所定サンプリング位置での前記測距用ＡＤコンバータよりの測距用干渉信号強度が、前記測距用ＡＤコンバータよりの測距用干渉信号のピーク強度及び可動鏡の目標速度に対応する周期に基づいて予め得ておいた、所定サンプリング位置での理想強度と同じとなるように、前記可動鏡の等速制御を前記可動鏡駆動手段に行わせることが好適である。
（デジタル制御） Further, in the present invention, the movable mirror control means is configured such that the ranging interference signal intensity from the ranging AD converter at a predetermined sampling position is the peak intensity of the ranging interference signal from the ranging AD converter and It is possible to cause the movable mirror driving means to perform constant velocity control of the movable mirror so as to be the same as the ideal intensity at a predetermined sampling position obtained in advance based on a cycle corresponding to the target speed of the movable mirror. Is preferred.
(Digital control)

また本発明において、前記デジタル制御機構は、被検信号処理手段と、基準信号発生手段と、を備える。前記可動鏡制御手段は、前記被検信号処理手段よりの被検矩形波信号と前記基準信号発生手段よりの基準矩形波信号との位相差がゼロとなるように、前記可動鏡の等速制御を前記可動鏡駆動手段に行わせることが好適である。
ここで、前記被検信号処理手段は、前記測距用ＡＤコンバータよりの測距用干渉信号に基づいて、被検矩形波信号を作る。
また前記基準信号発生手段は、前記可動鏡の目標速度に基づいて定められた周期を持つ基準矩形波信号を発生する。
（二の測距用干渉信号によるデジタル制御） In the present invention, the digital control mechanism includes a test signal processing means and a reference signal generating means. The movable mirror control means controls the constant speed of the movable mirror so that the phase difference between the test rectangular wave signal from the test signal processing means and the reference rectangular wave signal from the reference signal generating means becomes zero. It is preferable to cause the movable mirror driving means to perform.
Here, the test signal processing means creates a test rectangular wave signal based on the ranging interference signal from the ranging AD converter.
The reference signal generating means generates a reference rectangular wave signal having a period determined based on a target speed of the movable mirror.
(Digital control by interference signal for second distance measurement)

また本発明においては、前記主干渉計の光路中に設けられ、位相差のある二の測距用干渉光を作る位相板を備える。また前記被検信号処理手段は、前記位相差のある二の測距用干渉信号に基づいて、周波数が逓倍に変換された被検逓倍波信号を作る。前記基準信号発生手段は、前記可動鏡の目標速度に対応する周波数に対し逓倍の周波数を持つ基準逓倍波信号を発生する。前記可動鏡制御手段は、前記被検信号処理手段よりの被検逓倍波信号と前記基準信号発生手段よりの基準逓倍波信号との位相差がゼロとなるように、前記可動鏡の等速制御を前記可動鏡駆動手段に行わせることが好適である。
（誤差補正） The present invention further includes a phase plate that is provided in the optical path of the main interferometer and produces two distance measuring interference lights having a phase difference. The test signal processing means creates a test multiplied wave signal having a frequency converted to multiple based on the two interference signals for ranging with a phase difference. The reference signal generating means generates a reference multiplied wave signal having a frequency multiplied by a frequency corresponding to a target speed of the movable mirror. The movable mirror control means controls the constant speed of the movable mirror so that the phase difference between the detected multiplied wave signal from the detected signal processing means and the reference multiplied wave signal from the reference signal generating means becomes zero. It is preferable to cause the movable mirror driving means to perform.
(Error correction)

また本発明において、前記デジタル制御機構は、前記測距用ＡＤコンバータよりの、位相差のある二の測距用干渉信号の位相差誤差を考慮し前記可動鏡の等速制御を前記可動鏡制御手段に行わせるものであり、前記測距用ＡＤコンバータよりの、位相差のある二の測距用干渉信号の位相差誤差を求めるための誤差測定機構を備える。前記誤差測定機構は、直流成分検出手段と、ピーク値検出手段と、位相差誤差取得手段と、を備えることが好適である。 In the present invention, the digital control mechanism may perform constant velocity control of the movable mirror in consideration of a phase difference error between two ranging interference signals having a phase difference from the ranging AD converter. And an error measurement mechanism for obtaining a phase difference error between two distance measuring interference signals having a phase difference from the distance measuring AD converter. It is preferable that the error measurement mechanism includes a direct current component detection unit, a peak value detection unit, and a phase difference error acquisition unit.

ここで、前記直流成分検出手段は、前記測距用ＡＤコンバータよりの二の測距用干渉信号である、第一測距用干渉信号及び第二測距用干渉信号の直流成分を求める。
また前記ピーク値検出手段は、前記直流成分考慮後の第一測距用干渉信号による前記可動鏡の位相制御中に、該直流成分考慮後の第一測距用干渉信号のピーク強度及び前記直流成分考慮後の第二測距用干渉信号のピーク強度を求める。
前記位相差誤差取得手段は、前記第一測距用干渉信号のピーク強度をサンプリングした時の第二測距用干渉信号強度及び予め得ておいた第二測距用干渉信号のピーク強度に基づいて、前記位相差誤差を求める。
（インターフェログラムの内挿） Here, the DC component detection means obtains DC components of the first ranging interference signal and the second ranging interference signal, which are the two ranging interference signals from the ranging AD converter.
Further, the peak value detecting means is configured to control the peak intensity of the first ranging interference signal after considering the direct current component and the direct current during phase control of the movable mirror by the first ranging interference signal after considering the direct current component. The peak intensity of the second ranging interference signal after considering the components is obtained.
The phase difference error acquisition means is based on the second ranging interference signal intensity when the peak ranging of the first ranging interference signal is sampled and the previously obtained second ranging interference signal peak intensity. Then, the phase difference error is obtained.
(Interferogram interpolation)

さらに、前記フーリエ変換分光光度計において、前記基本クロックにより、前記インターフェログラム用ΔΣ型ＡＤコンバータよりのインターフェログラム信号と前記測距用ＡＤコンバータよりの測距用干渉信号とを同時にサンプリングする。また内挿手段を備えることが好適である。
ここで、前記内挿手段は、前記測距用ＡＤコンバータよりの測距用干渉信号の角度変化が一定となるように、前記インターフェログラム用ΔΣ型ＡＤコンバータよりのインターフェログラム信号を内挿する。 In the Fourier transform spectrophotometer, the interferogram signal from the interferogram ΔΣ AD converter and the ranging interference signal from the ranging AD converter are simultaneously sampled by the basic clock. It is also preferable to provide an interpolating means.
Here, the interpolation means interpolates the interferogram signal from the ΔΣ AD converter for interferogram so that the angular change of the interference signal for distance measurement from the AD converter for distance measurement is constant. To do.

本発明にかかるフーリエ変換分光光度計によれば、前記ΔΣ型ＡＤコンバータと前記デジタル制御機構とを組み合わせることとしたので、データのＳ／Ｎを改善することができる。
本発明にかかるフーリエ変換分光光度計によれば、前記デジタル制御機構を用いて可動鏡の等速制御を行うことにより、前記データのＳ／Ｎの改善を、さらに図ることができる。
本発明にかかるフーリエ変換分光光度計によれば、前記内挿手段を用いてインターフェログラム信号を内挿することにより、前記データのＳ／Ｎの改善を、さらに図ることができる。 According to the Fourier transform spectrophotometer according to the present invention, since the ΔΣ AD converter and the digital control mechanism are combined, the S / N ratio of data can be improved.
According to the Fourier transform spectrophotometer according to the present invention, the S / N of the data can be further improved by performing constant speed control of the movable mirror using the digital control mechanism.
According to the Fourier transform spectrophotometer according to the present invention, the S / N of the data can be further improved by interpolating the interferogram signal using the interpolation means.

以下、図面に基づき本発明の好適な一実施形態について説明する。
ΔΣ型ＡＤＣとデジタル制御
図１には本発明の一実施形態にかかるフーリエ変換分光光度計の概略構成が示されている。
同図に示すフーリエ変換赤外分光光度計（フーリエ変換分光光度計）１０は、赤外光源１２と、マイケルソン干渉計（主干渉計）１４と、赤外検出器（主検出器）１６と、アンプ１８ａ，１８ｂと、ΔΣ型ＡＤコンバータ２０と、ＣＰＵ又はコンピュータ（信号処理手段）２２とを備える。
また同図において、フーリエ変換赤外分光光度計１０は、可動鏡制御手段２４と、Ｈｅ−Ｎｅレーザ（測距用光源）５０と、前記マイケルソン干渉計（主干渉計）１４と兼用のコントロール干渉計と、Ｈｅ−Ｎｅ検出器（測距用検出器）５２とを備える。 Hereinafter, a preferred embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
ΔΣ ADC and Digital Control FIG. 1 shows a schematic configuration of a Fourier transform spectrophotometer according to an embodiment of the present invention.
A Fourier transform infrared spectrophotometer (Fourier transform spectrophotometer) 10 shown in FIG. 1 includes an infrared light source 12, a Michelson interferometer (main interferometer) 14, an infrared detector (main detector) 16, and , Amplifiers 18 a and 18 b, ΔΣ AD converter 20, and CPU or computer (signal processing means) 22.
In the figure, the Fourier transform infrared spectrophotometer 10 is also used as a movable mirror control means 24, a He-Ne laser (ranging light source) 50, and the Michelson interferometer (main interferometer) 14. An interferometer and a He-Ne detector (ranging detector) 52 are provided.

赤外光源１２は、赤外光を発生する。
マイケルソン干渉計（主干渉計）１４は、固定鏡２６、可動鏡２８及びビームスプリッタ３０を含み、可動鏡２８の走査に伴い赤外光源１２よりの赤外光の干渉光を発生させる。赤外検出器１６は、試料３２よりの干渉光を光電変換し、インターフェログラム信号を出力する。
アンプ１８ａは、赤外検出器１６よりのインターフェログラム信号を増幅する。
ΔΣ型ＡＤコンバータ２０は、２チャンネルのΔΣ型ＡＤコンバータであり、Ａ／Ｄ部４２ａ（インターフェログラム用ΔΣ型ＡＤコンバータ）と、Ａ／Ｄ部４２ｂ（測距用ＡＤコンバータ）とを備える。Ａ／Ｄ部４２ａは、アンプ１８ａよりのインターフェログラム信号をＡＤ変換する。 The infrared light source 12 generates infrared light.
The Michelson interferometer (main interferometer) 14 includes a fixed mirror 26, a movable mirror 28, and a beam splitter 30, and generates infrared interference light from the infrared light source 12 as the movable mirror 28 scans. The infrared detector 16 photoelectrically converts interference light from the sample 32 and outputs an interferogram signal.
The amplifier 18a amplifies the interferogram signal from the infrared detector 16.
The ΔΣ AD converter 20 is a two-channel ΔΣ AD converter, and includes an A / D unit 42 a (interferogram ΔΣ AD converter) and an A / D unit 42 b (ranging AD converter). The A / D unit 42a AD converts the interferogram signal from the amplifier 18a.

ＣＰＵ又はコンピュータ２２は、例えばインターフェログラム取得手段３４と、フーリエ変換手段３６とを備え、Ａ／Ｄ部４２ａよりのインターフェログラム信号に基づいて、スペクトルを得ている。
可動鏡駆動手段２４は、例えばボイスコイル等を含み、可動鏡２８の走査を行う。
Ｈｅ−Ｎｅレーザ５０は、Ｈｅ−Ｎｅレーザ（単色光）を発生する。
前記コントロール干渉計は、可動鏡２８の走査に伴いＨｅ−Ｎｅレーザの干渉光（測距用干渉光）を生成する。
Ｈｅ−Ｎｅ検出器５２は、干渉計１４よりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉光を光電変換し、Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号を出力する。
アンプ１８ｂは、Ｈｅ−Ｎｅ検出器５２よりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（測距用干渉信号）を増幅する。
Ａ／Ｄ部４２ｂ（測距用ΔΣ型ＡＤコンバータ）は、アンプ１８ｂよりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号をＡＤ変換する。 The CPU or computer 22 includes, for example, an interferogram acquisition unit 34 and a Fourier transform unit 36, and obtains a spectrum based on the interferogram signal from the A / D unit 42a.
The movable mirror driving unit 24 includes, for example, a voice coil and scans the movable mirror 28.
The He—Ne laser 50 generates a He—Ne laser (monochromatic light).
The control interferometer generates He—Ne laser interference light (ranging interference light) as the movable mirror 28 scans.
The He—Ne detector 52 photoelectrically converts the He—Ne laser interference light from the interferometer 14 and outputs a He—Ne laser interference signal.
The amplifier 18b amplifies the He—Ne laser interference signal (range measurement interference signal) from the He—Ne detector 52.
The A / D unit 42b (a ΔΣ AD converter for distance measurement) AD-converts the He—Ne laser interference signal from the amplifier 18b.

本発明において特徴的なことは、フーリエ変換分光光度計においてΔΣ型ＡＤコンバータによるデータサンプリングと、干渉計のデジタルドライブ制御とを組み合わせたことである。このために本実施形態においては、ＡＤコンバータ（特に赤外検出器よりのインターフェログラム信号用）としてΔΣ型ＡＤコンバータ２０を用い、また前記干渉計１４のデジタルドライブ制御を行うデジタル制御機構４０を備えている。
（ΔΣ型ＡＤＣ） What is characteristic in the present invention is that data sampling by a ΔΣ AD converter and digital drive control of an interferometer are combined in a Fourier transform spectrophotometer. For this reason, in this embodiment, a ΔΣ AD converter 20 is used as an AD converter (particularly for an interferogram signal from an infrared detector), and a digital control mechanism 40 that performs digital drive control of the interferometer 14 is provided. I have.
(ΔΣ ADC)

ΔΣ型ＡＤコンバータ２０は、前述のように２チャンネル、つまりＡ／Ｄ部４２ａ，４２ｂを備え、クロック発生回路４４よりの基本クロックにより、自走的に赤外検出器１６よりのインターフェログラム信号のサンプリング及びＡＤ変換を行う。
この基本クロックは、可動鏡２８の走査速度と非同期で、及びＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号の１周期又は１／２周期よりも短い等周期のクロックである。
（デジタル制御機構） As described above, the ΔΣ AD converter 20 includes two channels, that is, A / D units 42 a and 42 b, and interferogram signals from the infrared detector 16 autonomously by the basic clock from the clock generation circuit 44. Sampling and AD conversion.
This basic clock is a clock that is asynchronous with the scanning speed of the movable mirror 28 and has an equal period shorter than one period or ½ period of the He—Ne laser interference signal.
(Digital control mechanism)

デジタル制御機構４０は、前記Ａ／Ｄ部４２ｂと、前記ＣＰＵ又はコンピュータ２２と兼用の位置検出手段５４及び可動鏡制御手段５６とを備える。
Ａ／Ｄ部４２ｂは、クロック発生回路４４よりの基本クロックにより、自走的にＨｅ−Ｎｅ検出器５２よりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号のサンプリング及びＡＤ変換を行う。
位置検出手段５４は、Ａ／Ｄ部４２ｂよりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号に基づいて、可動鏡２８の位置をモニタする。
可動鏡制御手段５６は、位置検出手段５４よりの可動鏡位置のモニタに基づいて、可動鏡２８の走査速度が目標の一定速度となるように、可動鏡駆動手段２４による可動鏡走査の制御を行う。 The digital control mechanism 40 includes the A / D unit 42 b, a position detection unit 54 and a movable mirror control unit 56 that are also used as the CPU or the computer 22.
The A / D unit 42 b performs sampling and AD conversion of the He—Ne laser interference signal from the He—Ne detector 52 in a self-propelled manner based on the basic clock from the clock generation circuit 44.
The position detection unit 54 monitors the position of the movable mirror 28 based on the He—Ne laser interference signal from the A / D unit 42b.
The movable mirror control means 56 controls the movable mirror scanning by the movable mirror driving means 24 so that the scanning speed of the movable mirror 28 becomes a target constant speed based on the monitor of the movable mirror position from the position detection means 54. Do.

以上のように本実施形態にかかるフーリエ変換赤外分光光度計１０においては、ΔΣ型ＡＤコンバータ２０によるデータサンプリングと、デジタル制御機構４０による干渉計１４のデジタルドライブ制御とを組み合わせるので、データのＳ／Ｎを改善することができる。
以下にその作用について詳細に説明する。 As described above, in the Fourier transform infrared spectrophotometer 10 according to the present embodiment, data sampling by the ΔΣ AD converter 20 and digital drive control of the interferometer 14 by the digital control mechanism 40 are combined. / N can be improved.
The operation will be described in detail below.

すなわち、フーリエ変換分光光度計においては、Ｓ／Ｎを改善するため、オーバーサンプリングを行うことが考えられる。オーバーサンプリングを行うためには、Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号から得られるＨｅ−Ｎｅレーザの１周期（３１６．４ｎｍ）又は１／２周期（１５８．２ｎｍ）を等分割し、細分化する。該分割された間隔でインターフェログラム信号をＡＤ変換する必要がある。このような短い時間間隔でのＡＤ変換に、変換時間のかかる逐次比較型ＡＤコンバータは向いていない。
そこで、本実施形態においては、フーリエ変換分光光度計に最適なＡＤコンバータとしてΔΣ型ＡＤコンバータを採用している。 That is, in the Fourier transform spectrophotometer, it is conceivable to perform oversampling in order to improve the S / N. In order to perform oversampling, one period (316.4 nm) or 1/2 period (158.2 nm) of the He-Ne laser obtained from the He-Ne laser interference signal is equally divided and subdivided. It is necessary to AD-convert the interferogram signal at the divided intervals. A successive approximation AD converter that requires a long conversion time is not suitable for AD conversion at such a short time interval.
Therefore, in this embodiment, a ΔΣ AD converter is employed as an AD converter that is optimal for a Fourier transform spectrophotometer.

しかしながら、ΔΣ型ＡＤコンバータを用いただけでは、Ｓ／Ｎを充分に改善することができないことがある。
すなわち、フーリエ変換分光光度計においては、逐次比較型ＡＤコンバータと干渉計のアナログドライブ制御との組み合わせが一般的である。通常は、Ｈｅ−Ｎｅ検出器よりのアナログ信号（Ｈｅ−Ｎｅレーザの干渉信号）をモニタし、その１周期間隔又は１／２周期間隔で、赤外検出器よりのインターフェログラム信号を逐次比較型ＡＤコンバータを用いてサンプリングしていた。
このため、フーリエ変換分光光度計において一般的な逐次比較型ＡＤコンバータと干渉計のアナログドライブ制御との組み合わせでは、可動鏡の走査速度（ドライブスピード）に多少のふらつきがあっても、サンプリング距離間隔が一定であるので、インターフェログラムの再現性は得られていた。 However, there are cases where the S / N cannot be sufficiently improved only by using the ΔΣ AD converter.
That is, in a Fourier transform spectrophotometer, a combination of a successive approximation AD converter and an interferometer analog drive control is common. Normally, analog signals from He-Ne detectors (He-Ne laser interference signals) are monitored, and interferogram signals from infrared detectors are sequentially compared at one or half cycle intervals. Sampling was performed using a type AD converter.
Therefore, in the combination of the successive approximation AD converter and the analog drive control of the interferometer, which are common in Fourier transform spectrophotometers, even if there is some fluctuation in the scanning speed (drive speed) of the movable mirror, the sampling distance interval Is constant, the reproducibility of the interferogram was obtained.

一方、本実施形態においては、よりＳ／Ｎの改善を図るため、基本クロックにより、自走的にＡＤ変換（オーバーサンプリング）を行うΔΣ型ＡＤコンバータ２０を採用している。この基本クロックは可動鏡がＨｅ−Ｎｅレーザの１周期分又は１／２周期分だけ動く時間よりも更に短く、また可動鏡の速度と非同期である。このため可動鏡の速度にふらつきがあると、インターフェログラムのサンプリング距離間隔がばらつくことになり、フーリエ変換の精度を落としてしまう。
そこで、本実施形態において、ΔΣ型ＡＤコンバータを用いるには、インターフェログラム形状の再現性を得るため、可動鏡の等速性が必須の条件となる。 On the other hand, in this embodiment, in order to further improve the S / N, the ΔΣ AD converter 20 that performs AD conversion (oversampling) in a self-propelled manner with a basic clock is employed. This basic clock is even shorter than the time during which the movable mirror moves by one or half period of the He-Ne laser, and is asynchronous with the speed of the movable mirror. For this reason, if the speed of the movable mirror fluctuates, the sampling distance interval of the interferogram varies and the accuracy of the Fourier transform is lowered.
Therefore, in this embodiment, in order to use the ΔΣ AD converter, the constant velocity of the movable mirror is an essential condition in order to obtain reproducibility of the interferogram shape.

ここで、可動鏡のドライブ制御に一般的なアナログ制御を用いることが考えられる。これは、例えばＨｅ−Ｎｅレーザ検出器よりのアナログ信号（Ｈｅ−Ｎｅレーザの干渉信号）の１周期間隔又は１／２周期間隔で干渉計の可動鏡の速度を監視し、速度制御を行うものである。
しかしながら、一般的なアナログ制御を用いたのでは、可動鏡の速度にむらを生じることがある。この可動鏡の速度のむらをカバーするため、可動鏡の速度の監視をより短い時間間隔で行うことも考えられるが、より短い監視時間間隔をアナログ技術で作るのは困難である。
そこで、本実施形態においては、フーリエ変換赤外分光光度計のΔΣ型ＡＤコンバータとの組み合わせの相性、及び可動鏡の等速性の面で優れた、例えば以下に示されるようなデジタル制御１〜３を用いることが好ましい。
（デジタル制御１） Here, it is conceivable to use general analog control for drive control of the movable mirror. This is, for example, monitoring the speed of the movable mirror of the interferometer at one-cycle intervals or half-cycle intervals of an analog signal (He-Ne laser interference signal) from a He-Ne laser detector and performing speed control. It is.
However, when general analog control is used, the speed of the movable mirror may be uneven. In order to cover the uneven speed of the movable mirror, it is conceivable to monitor the speed of the movable mirror at shorter time intervals, but it is difficult to make a shorter monitoring time interval by analog technology.
Therefore, in the present embodiment, the combination with the ΔΣ type AD converter of the Fourier transform infrared spectrophotometer is excellent in terms of compatibility with the ΔΣ type AD converter and the constant velocity of the movable mirror, for example, digital control 1 to 1 as shown below. 3 is preferably used.
(Digital control 1)

デジタル制御１は、一の測距用干渉信号の位相情報に基づいて、可動鏡の等速制御を行うものである。
すなわち、一の測距用干渉信号のピーク強度が判れば、所定サンプリング位置での理想強度が求められる。この理想強度とΔΣ型ＡＤコンバータ２０（Ａ／Ｄ部４２ｂ）よりの実際の測距用干渉信号の強度とが同じとなるように、可動鏡の走査を制御することにより、可動鏡の等速性を向上させることができる。
このために本実施形態においては、ΔΣ型ＡＤコンバータ２０（Ａ／Ｄ部４２ｂ）よりの測距用レーザ干渉信号として一の測距用レーザ干渉信号を用いている。またデジタル制御機構４０は、理想強度取得手段６０を備える。 The digital control 1 performs constant speed control of the movable mirror based on phase information of one ranging interference signal.
In other words, if the peak intensity of one interference signal for ranging is known, the ideal intensity at a predetermined sampling position can be obtained. By controlling the scanning of the movable mirror so that the ideal intensity and the intensity of the actual interference signal for distance measurement from the ΔΣ AD converter 20 (A / D unit 42b) are the same, the constant velocity of the movable mirror is controlled. Can be improved.
For this reason, in this embodiment, one distance measuring laser interference signal is used as the distance measuring laser interference signal from the ΔΣ AD converter 20 (A / D unit 42b). The digital control mechanism 40 includes ideal intensity acquisition means 60.

ここで、理想強度取得手段６０は、あらかじめ得ておいた所定サンプリング位置での理
想強度を保持している。すなわち、理想強度取得手段６０は、可動鏡駆動手段２４による
可動鏡２８の走査中に、ΔΣ型ＡＤコンバータ２０（Ａ／Ｄ部４２ｂ）よりの測距用干渉
信号のピーク強度を検出する。そして、理想強度取得手段６０は、該検出された測距用干
渉信号のピーク値、及び可動鏡の目標速度に対応する周期に基づいて求められた、所定サ
ンプリング位置での理想強度を保持している。
そして、可動鏡制御手段５６は、基本クロックにより定められた所定サンプリング位置でのΔΣ型ＡＤコンバータ２０（Ａ／Ｄ部４２ｂ）よりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号強度が、理想強度取得手段６０に保持している該サンプリング位置での理想強度と同じとなるように、可動鏡駆動手段２４による可動鏡２８の走査の制御を行う。
このようなデジタル制御１により、可動鏡２８の等速性を向上させることができる。
（デジタル制御２） Here, the ideal intensity acquisition means 60 holds the ideal intensity at a predetermined sampling position obtained in advance. That is, the ideal intensity acquisition unit 60 detects the peak intensity of the ranging signal from the ΔΣ AD converter 20 (A / D unit 42b) during the scanning of the movable mirror 28 by the movable mirror driving unit 24. The ideal intensity acquisition means 60 holds the ideal intensity at a predetermined sampling position obtained based on the detected peak value of the interference signal for distance measurement and the period corresponding to the target speed of the movable mirror. Yes.
Then, the movable mirror control means 56 holds the intensity of the He—Ne laser interference signal from the ΔΣ AD converter 20 (A / D section 42b) at the predetermined sampling position determined by the basic clock in the ideal intensity acquisition means 60. The scanning of the movable mirror 28 by the movable mirror driving means 24 is controlled so as to be the same as the ideal intensity at the sampling position.
By such digital control 1, the constant velocity of the movable mirror 28 can be improved.
(Digital control 2)

デジタル制御２は、基準矩形波信号に基づいて、可動鏡２８の等速制御を行うものである。
このために本実施形態においては、図２に示されるような構成を用いることも好ましい。なお、前記図１と対応する部分には符号１００を加えて示し説明を省略する。
同図において、デジタル制御機構１４０は、被検信号処理手段１６２と、基準信号発生手段１６４とを備える。
被検信号処理手段１６２は、ΔΣ型ＡＤコンバータ１２２（Ａ／Ｄ部１４２ｂ）よりの
デジタル信号（Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号）に基づいて、図３に示されるような正弦波信号であるＨｅ−Ｎｅレーザ干渉波形（Ｓ_１）を作る。被検信号処理手段１６２は、これを波形整形し、被検矩形波信号（Ｓ_２）を作る。 The digital control 2 performs constant speed control of the movable mirror 28 based on the reference rectangular wave signal.
Therefore, in the present embodiment, it is also preferable to use a configuration as shown in FIG. Note that portions corresponding to those in FIG. 1 are denoted by reference numeral 100 and description thereof is omitted.
In the figure, the digital control mechanism 140 includes a test signal processing means 162 and a reference signal generating means 164.
The test signal processing means 162 is a sine wave signal as shown in FIG. 3, based on the digital signal (He-Ne laser interference signal) from the ΔΣ AD converter 122 (A / D unit 142b). A Ne laser interference waveform (S ₁ ) is created. The test signal processing means 162 shapes the waveform to produce a test rectangular wave signal (S ₂ ).

基準信号発生手段１６４は、可動鏡の目標速度に基づいて定められた周期を持つ矩形波信号を基準矩形波信号とする。
そして、可動鏡制御手段１５６は、被検信号処理手段１６２よりの被検矩形波信号と基準信号発生手段１６４よりの基準矩形波信号との位相差がゼロとなるように、可動鏡１２８の等速制御を可動鏡駆動手段１２４に行わせる。
このようなデジタル制御２によっても、可動鏡１２８の等速性を向上させることができる。
（デジタル制御３） The reference signal generating means 164 sets a rectangular wave signal having a period determined based on the target speed of the movable mirror as a reference rectangular wave signal.
The movable mirror control means 156 then adjusts the movable mirror 128 so that the phase difference between the test rectangular wave signal from the test signal processing means 162 and the reference rectangular wave signal from the reference signal generating means 164 becomes zero. The speed control is performed by the movable mirror driving means 124.
Such a digital control 2 can also improve the constant velocity of the movable mirror 128.
(Digital control 3)

図３に示した一のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_１）を用いた場合に比較し、さらに可動鏡の等速性を向上させるためには、図４に示されるような二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）に基づいて作られた逓倍波信号（Ｓ_Ｃ）を用いることが、より好ましい。
すなわち、一のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_１）を用いた場合、位相差を検出しているのは基準波長の１／２毎であり離散的である。このため位相差を検出する時刻以外には、速度の変化を検出することができない。可動鏡の走査速度をより一定速度とするため、可動鏡の走査速度を制御する間隔をさらに短くすることが考えられる。これにより、どの位置に対しても、より一定速度とすることができる。 Compared with the case where one He—Ne laser interference signal (S ₁ ) shown in FIG. 3 is used, in order to further improve the constant velocity of the movable mirror, two He— as shown in FIG. It is more preferable to use a multiplied wave signal (S _C ) created based on the Ne laser interference signal (S _A , S _B ).
That is, when one He—Ne laser interference signal (S ₁ ) is used, the phase difference is detected every 1/2 of the reference wavelength and is discrete. For this reason, it is impossible to detect a change in speed other than the time when the phase difference is detected. In order to make the scanning speed of the movable mirror more constant, it is conceivable to further shorten the interval for controlling the scanning speed of the movable mirror. Thereby, it can be set as a more constant speed about any position.

そこで、デジタル制御３においては、まず第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）、及び第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）を得るため、干渉計のビームスプリッタと固定鏡間、又はビームスプリッタと可動鏡間に位相板を設けている。
この結果、９０度位相のずれた第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）及び第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）を作ることができる。該二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）を用いて、周波数がｎ倍に変換された被検逓倍波信号（Ｓ_Ｃ）を作ることができる。 Therefore, in the digital control 3, in order to obtain the first He—Ne laser interference signal (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal (S _B ), first, between the beam splitter and the fixed mirror of the interferometer, or A phase plate is provided between the beam splitter and the movable mirror.
As a result, a first He—Ne laser interference signal (S _A ) and a second He—Ne laser interference signal (S _B ) that are 90 degrees out of phase can be produced. Using the second He—Ne laser interference signals (S _A , S _B ), a test multiplied wave signal (S _C ) whose frequency is converted to n times can be generated.

デジタル制御３を行うため、図２においては、ビームスプリッタ１３０と可動鏡１２８との間の光路中に、例えばλ／２板１６６（位相板）を設けている。
被検信号処理手段１６２は、前述のようにして作られた二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）を用いて、周波数がｎ倍に変換された被検逓倍波信号（Ｓ_Ｃ）を作る。
デジタル制御３において、基準信号発生手段１６４は、可動鏡の目標速度に対応する周波数に対し逓倍の周波数を持つ基準逓倍波信号を発生する。
デジタル制御３において、可動鏡制御手段１５６は、被検信号処理手段１６２よりの被検逓倍波信号（Ｓ_Ｃ）と基準信号発生手段１６４よりの基準逓倍波信号との位相差がゼロとなるように、可動鏡１２８の等速制御を可動鏡駆動手段１２４に行わせる。
このようなデジタル制御３によっても、可動鏡１２８の等速性をより向上させることができる。
（位相差誤差） In order to perform the digital control 3, in FIG. 2, for example, a λ / 2 plate 166 (phase plate) is provided in the optical path between the beam splitter 130 and the movable mirror 128.
The test signal processing means 162 uses the second He-Ne laser interference signal (S _A , S _B ) produced as described above, and the test multiplied wave signal (S) whose frequency is converted to n times. _C ).
In the digital control 3, the reference signal generating means 164 generates a reference multiplied wave signal having a frequency multiplied with respect to the frequency corresponding to the target speed of the movable mirror.
In digital control 3, the movable mirror control unit 156, so that the phase difference between the reference multiplied wave signal from the reference signal generating means 164 and the test multiplied wave signal from the test signal processing unit 162 (S _C) is zero Then, the movable mirror driving means 124 performs constant speed control of the movable mirror 128.
Also with such digital control 3, the constant velocity of the movable mirror 128 can be further improved.
(Phase difference error)

ところで、前記デジタル制御３において、より可動鏡の等速性を向上させるためには、二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の持つ位相差を、本来の位相差に正確に合わせることが非常に重要である。
しかしながら、位相板のような光学素子を正確に９０度に合わせるのは難しいため、本実施形態においては、二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の持つ実際の位相差と本来の位相差とのずれである位相差誤差を補正することにより、正確な９０度の位相差に合わせている。
位相差誤差の補正を正確に行うためには、前記位相差誤差を正確に知ることが必要である。本実施形態においては、二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）に、以下に示されるようなデジタル処理を行うことにより、位相差誤差を求めている。
（位相差誤差の補正済みデジタル制御３） By the way, in the digital control 3, in order to further improve the constant velocity of the movable mirror, the phase difference of the two He—Ne laser interference signals (S _A , S _B ) is accurately changed to the original phase difference. It is very important to match.
However, since it is difficult to accurately adjust an optical element such as a phase plate to 90 degrees, in this embodiment, the actual phase difference of the two He—Ne laser interference signals (S _A , S _B ) By correcting the phase difference error, which is a deviation from the phase difference, the phase difference is accurately adjusted to 90 degrees.
In order to correct the phase difference error accurately, it is necessary to accurately know the phase difference error. In the present embodiment, the phase difference error is obtained by performing digital processing as described below on the second He—Ne laser interference signals (S _A , S _B ).
(Phase control error corrected digital control 3)

位相差誤差を考慮し前記デジタル制御３を行うため、図５において、補正手段１６６を備える。
補正手段１６６は、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）と第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）との持つ実際の位相差が本来の位相差となるように、位相差誤差取得手段１６８よりの位相差誤差を用いて、例えば第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）を基準に、第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の位相を調整する。
被検信号処理手段１６２は、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）と、位相差誤差補正済みの第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号とを波形整形し、逓倍の周波数を持つ被検矩形波信号を発生する。 In order to perform the digital control 3 in consideration of a phase difference error, a correction unit 166 is provided in FIG.
The correcting unit 166 corrects the phase difference error so that the actual phase difference between the first He—Ne laser interference signal (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal (S _B ) becomes the original phase difference. Using the phase difference error from the acquisition unit 168, for example, the phase of the second He-Ne laser interference signal (S _B ) is adjusted with reference to the first He—Ne laser interference signal (S _A ).
The test signal processing means 162 shapes the waveform of the first He—Ne laser interference signal (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal after the phase difference error correction, and has a test rectangle having a frequency of multiplication. Generate a wave signal.

そして、可動鏡制御手段１５６は、被検信号処理手段１６２よりの被検矩形波信号と基準信号発生手段１６４よりの基準矩形波信号との位相差がゼロとなるように、可動鏡駆動手段１２４による可動鏡１２８の走査の制御を行う。これは、次のような制御と等価である。
すなわち、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）を用いて所定サンプリング個数毎にΔΣ型ＡＤコンバータ１２０（Ａ／Ｄ部１４２ｂ）の読取値がゼロとなるように可動鏡１２８の走査速度を制御し、また第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）を用いて所定サンプリング位置の読取値が前記位相差誤差を考慮した値となるように可動鏡１２８の走査速度を制御している。 The movable mirror control means 156 then moves the movable mirror driving means 124 so that the phase difference between the test rectangular wave signal from the test signal processing means 162 and the reference rectangular wave signal from the reference signal generating means 164 becomes zero. Control of scanning of the movable mirror 128 is performed. This is equivalent to the following control.
That is, using the first He—Ne laser interference signal (S _A ), the scanning speed of the movable mirror 128 is set so that the reading value of the ΔΣ AD converter 120 (A / D unit 142b) becomes zero every predetermined number of samplings. In addition, the scanning speed of the movable mirror 128 is controlled using the second He—Ne laser interference signal (S _B ) so that the read value at the predetermined sampling position becomes a value considering the phase difference error.

このように本実施形態においては、二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の位相差誤差を考慮し前記デジタル制御３を行うことにより、可動鏡の走査速度をより所望の一定速度とすることができるので、等時間間隔を等距離間隔のサンプリング間隔にすることができる。これによりインターフェログラムの再現性をより向上することができる。
また本実施形態において可動鏡制御手段は、一のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号を利用した時よりも短い間隔で可動鏡の速度制御が行える。また可動鏡制御手段は、位相差誤差が得られた第一及び第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の四則演算により求められた正弦波信号を用いることにより、さらに短い間隔で可動鏡の等速制御を行うことができる。
（位相差誤差の測定機構） As described above, in the present embodiment, the digital control 3 is performed in consideration of the phase difference error between the two He—Ne laser interference signals (S _A , S _B ), so that the scanning speed of the movable mirror can be set to a desired constant value. Since the speed can be set, the equal time interval can be set to the equidistant sampling interval. Thereby, the reproducibility of the interferogram can be further improved.
In this embodiment, the movable mirror control means can control the speed of the movable mirror at shorter intervals than when one He-Ne laser interference signal is used. Further, the movable mirror control means uses the sine wave signal obtained by the four arithmetic operations of the first and second He—Ne laser interference signals (S _A , S _B ) from which the phase difference error is obtained, thereby further shortening the interval. Thus, the movable mirror can be controlled at a constant speed.
(Measuring mechanism of phase difference error)

以下に位相差誤差の測定機構について説明する。
同図に示されるように、本実施形態においては、前記二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号の持つ位相差誤差を求めるため、誤差測定機構を備える。該誤差測定機構は、直流成分検出手段１７０ａ，１７０ｂと、ピーク値検出手段１７２ａ，１７２ｂと、モニタ手段１７４ａ，１７４ｂと、位相差誤差取得手段１６８とを備える。また可動鏡制御手段１５６は、位相制御部１７６を含む。
ここで、直流成分検出手段１７０ａ，１７０ｂは、それぞれΔΣ型ＡＤコンバータ１２０（Ａ／Ｄ部１４２ｂ）よりの第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）及び第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の直流成分の位置を求める。 The measurement mechanism for the phase difference error will be described below.
As shown in the figure, in this embodiment, an error measurement mechanism is provided in order to obtain a phase difference error of the two He-Ne laser interference signals. The error measurement mechanism includes DC component detection means 170a and 170b, peak value detection means 172a and 172b, monitor means 174a and 174b, and phase difference error acquisition means 168. The movable mirror control means 156 includes a phase control unit 176.
Here, the DC component detection means 170a, 170b are respectively the first He—Ne laser interference signal (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal (S) from the ΔΣ AD converter 120 (A / D unit 142b). The position of the DC component of _B ) is obtained.

位相制御部１７６は、目標速度に基づいて定められたサンプリング個数毎に、ΔΣ型ＡＤコンバータ１２０（Ａ／Ｄ部１４２ｂ）での第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）の読取値が０となるように、可動鏡１２８の位相制御を行う。
ピーク値検出手段１７２ａは、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）による可動鏡１２８の位相制御を行いながら、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピーク値を検出する。各ピーク強度の平均値を第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）のピーク強度とする。
ピーク値検出手段１７２ｂは、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）による可動鏡１２８の位相制御を行いながら、第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピーク値を検出する。各ピーク強度の平均値を第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピーク強度とする。 In the phase control unit 176, the reading value of the first He-Ne laser interference signal (S _A ) at the ΔΣ AD converter 120 (A / D unit 142b) is 0 for each sampling number determined based on the target speed. The phase of the movable mirror 128 is controlled so that
The peak value detection means 172a detects the peak value of the first He-Ne laser interference signal (S _B ) while performing phase control of the movable mirror 128 by the first He—Ne laser interference signal (S _A ). Let the average value of each peak intensity be the peak intensity of the first He-Ne laser interference signal (S _A ).
The peak value detection means 172b detects the peak value of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) while performing phase control of the movable mirror 128 using the first He—Ne laser interference signal (S _A ). Let the average value of each peak intensity be the peak intensity of the second He—Ne laser interference signal (S _B ).

モニタ手段１７４ａ，１７４ｂは、それぞれ第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）及び第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の強度をモニタしている。
位相差誤差取得手段１６８は、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）のピーク強度をサンプリングした時の第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の強度を読取る。その時の第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の強度、及び予め得ておいた第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピーク強度に基づいて、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）と第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）との持つ、実際の位相差と本来の位相差とのずれである位相差誤差を求める。
以下に前記位相差誤差の測定について、より具体的に説明する。 The monitoring means 174a and 174b monitor the intensity of the first He—Ne laser interference signal (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal (S _B ), respectively.
The phase difference error acquisition unit 168 reads the intensity of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) when the peak intensity of the first He—Ne laser interference signal (S _A ) is sampled. Based on the intensity of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) at that time and the peak intensity of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) obtained in advance, the first He—Ne laser interference signal. _A phase difference error, which is a difference between the actual phase difference and the original phase difference, between the (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal (S _B ) is obtained.
Hereinafter, the measurement of the phase difference error will be described more specifically.

（１）直流成分検出
図６に示されるように、ΔΣ型ＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ部１４２ｂ）よりの二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）は、直流成分を含むので、後述するような二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の交流成分のゼロクロス点の検出を行うためには、まず二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の直流成分の位置を知ることが重要である。
このためにボイスコイルに一定電圧を加え可動鏡を動かし、９０度位相のずれた二のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）を、例えば１０μｓｅｃ毎にサンプリングする。各サンプリングデータの平均値を計算し、それぞれＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ，Ｓ_Ｂ）の直流成分とする。 (1) DC component detection As shown in FIG. 6, the two He-Ne laser interference signals (S _A , S _B ) from the ΔΣ AD converter (A / D unit 142b) include a DC component. In order to detect the zero-cross point of the AC component of two He-Ne laser interference signals (S _A , S _B ) as described later, first, the second He-Ne laser interference signal (S _A , S _B ) It is important to know the position of the DC component.
For this purpose, a constant voltage is applied to the voice coil to move the movable mirror, and two He-Ne laser interference signals (S _A and S _B ) that are 90 degrees out of phase are sampled, for example, every 10 μsec. The average value of each sampling data is calculated and used as the direct current component of the He—Ne laser interference signal (S _A , S _B ).

（２）位相制御
図７に示されるように可動鏡の目標速度に対応する目標波長を１６０μｓｅｃとすると、サンプリング個数が１６個毎に、Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）の交流成分の位相がゼロとなるように、位相制御を行う。 (2) Phase control As shown in FIG. 7, assuming that the target wavelength corresponding to the target speed of the movable mirror is 160 μsec, the phase of the AC component of the He—Ne laser interference signal (S _A ) every 16 samplings. Phase control is performed so that becomes zero.

（３）第一ピーク値検出
図８に示されるような第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）による位相制御を行いながら、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）のピーク−ピーク値を求める。このピーク−ピーク値の求め方は、ピークトップ位置になるサンプリング時刻の値を読取り、平均をその値とする。このようにピーク−ピーク値を求めるのに平均を用いるのは、サンプリング位置に第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）のピークが必ずしも位置しないからである。 (3) First Peak Value Detection The peak-peak of the first He-Ne laser interference signal (S _A ) while performing phase control using the first He-Ne laser interference signal (S _A ) as shown in FIG. Find the value. This peak-peak value is obtained by reading the sampling time value at the peak top position and taking the average as the value. The average is used to determine the peak-peak value in this way because the peak of the first He—Ne laser interference signal (S _A ) is not necessarily located at the sampling position.

（４）第二ピーク値検出
図９に示されるような第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）による位相制御を行いながら、第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピーク−ピーク値を求める。ピークの求め方は、ピークトップ位置になるサンプリング時刻の値を読み取り、平均をその値とする。このようにピーク−ピーク値を求めるのに平均を用いるのは、第一ピーク値の場合と同様、サンプリング位置に第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピークが必ずしも位置しないからである。 (4) Second Peak Value Detection The peak-peak of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) while performing phase control with the first He—Ne laser interference signal (S _A ) as shown in FIG. Find the value. The peak is obtained by reading the sampling time value at the peak top position and taking the average as the value. The reason why the average is used for obtaining the peak-peak value is that the peak of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) is not necessarily located at the sampling position, as in the case of the first peak value. .

（５）位相差誤差取得
図１０に示されるような第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）による速度制御を行いながら、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）のピークトップをサンプリングした時の第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の値を読取る。その時の第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の値、及び予め得ておいた第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）のピーク強度に基づいて、第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）と第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）の持つ、実際の位相差と本来の位相差とのずれである位相差誤差を求めることができる。 (5) while the speed control by the first He-Ne laser interferometer signal as shown in the phase difference error acquisition diagram 10 _{(S A),} sampling the peak top of the first He-Ne laser interference signal _{(S A)} Then, the value of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) is read. Based on the value of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) at that time and the peak intensity of the second He—Ne laser interference signal (S _B ) obtained in advance, the first He—Ne laser interference signal. _A phase difference error that is a difference between the actual phase difference and the original phase difference between (S _A ) and the second He—Ne laser interference signal (S _B ) can be obtained.

（６）可動鏡の等速制御
このようにして求められた位相差誤差を考慮し、前記デジタル制御３を行うことにより、可動鏡の等速制御を行うことができる。
すなわち、図１１に示されるように第一Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ａ）を用いて所定サンプリング個数毎にΔΣ型ＡＤコンバータ（Ａ／Ｄ部１４２ｂ）の読取値がゼロとなるように可動鏡の走査速度を制御する。また第二Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号（Ｓ_Ｂ）を用いて所定サンプリング位置の読取値が前述のようにして求められた位相差誤差を考慮した値となるように可動鏡の走査速度を制御する。
このように可動鏡制御手段は、一のＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号を利用した時よりも短い１／２の間隔で可動鏡の速度制御が行える。 (6) Constant speed control of movable mirror Considering the phase difference error obtained in this way, the digital control 3 is performed, so that the constant speed control of the movable mirror can be performed.
That is, as shown in FIG. 11, the first He—Ne laser interference signal (S _A ) is used so that the reading value of the ΔΣ AD converter (A / D unit 142b) becomes zero every predetermined number of samplings. Control the scanning speed of the mirror. Further, the scanning speed of the movable mirror is controlled using the second He—Ne laser interference signal (S _B ) so that the read value at the predetermined sampling position becomes a value in consideration of the phase difference error obtained as described above. .
As described above, the movable mirror control means can control the speed of the movable mirror at a half interval shorter than when one He-Ne laser interference signal is used.

以上のように本実施形態にかかるフーリエ変換分光光度計によれば、Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号をデジタル処理し、可動鏡の位置情報、位相情報を得ている。この結果、本実施形態においては、Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号の１周期又は１／２周期よりも短い間隔で可動鏡の速度を監視することができるので、可動鏡の等速性をより向上させることができる。したがって、本実施形態においては、フーリエ変換分光光度計においてΔΣ型ＡＤコンバータによるデータサンプリングと主干渉計のデジタルドライブ制御とを組み合わせることにより、高Ｓ／Ｎのデータを得ることができる。
また本実施形態においては、２チャンネルのΔΣ型ＡＤコンバータを用いているので、インターフェログラム用と測距用とで、それぞれ別個のＡＤコンバータを設けたものに比較し、構成の簡略化が図られる。 As described above, according to the Fourier transform spectrophotometer according to the present embodiment, the He-Ne laser interference signal is digitally processed to obtain position information and phase information of the movable mirror. As a result, in the present embodiment, the speed of the movable mirror can be monitored at an interval shorter than one cycle or ½ cycle of the He—Ne laser interference signal, so that the constant velocity of the movable mirror is further improved. be able to. Therefore, in this embodiment, high S / N data can be obtained by combining data sampling by the ΔΣ AD converter and digital drive control of the main interferometer in the Fourier transform spectrophotometer.
Further, in this embodiment, since a two-channel ΔΣ type AD converter is used, the configuration is simplified compared to the case where separate AD converters are provided for interferogram and distance measurement. It is done.

インターフェログラムの内挿
従来、フーリエ変換分光光度計においては、赤外検出器からのインターフェログラム信号のサンプリングを、Ｈｅ−Ｎｅレーザ干渉信号のゼロクロス点でのみ行っている。
しかしながら、フーリエ変換分光光度計のインターフェログラム信号のサンプリング時に発生する光学的光路差、サンプリング間隔にずれがあり、データのＳ／Ｎの改善のためには、このずれを補正することが重要である。
そこで、本実施形態においては、図１２に示されるような構成を用いることも好ましい。なお、前記図１と対応する部分には符号２００を加えて示し説明を省略する。 Interpolation conventional interferogram, in the Fourier transform spectrometer, the sampling of the interferogram signal from the infrared detector, is performed only at the zero cross point of the He-Ne laser interferometer signal.
However, there is a difference in the optical optical path difference and sampling interval that occur when sampling the interferogram signal of the Fourier transform spectrophotometer. In order to improve the S / N of the data, it is important to correct this deviation. is there.
Therefore, in the present embodiment, it is also preferable to use a configuration as shown in FIG. Note that portions corresponding to those in FIG. 1 are denoted by reference numeral 200 and description thereof is omitted.

同図において、ΔΣ型ＡＤコンバータ２２０は、外部タイミングで、つまりクロック発生回路２４４よりの基本クロックを用いて、フーリエ変換赤外分光光度計１０の赤外検出器２１６よりのインターフェログラム信号とＨｅ−Ｎｅ検出器２５２よりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号とを同時にサンプリングしている。また同図においては、内挿手段２８０と、角度変化検出手段２８２とを備える。
角度変化検出手段２８２は、Ａ／Ｄ部２４２ｂよりのＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号の角度変化を検出する。 In the figure, the ΔΣ AD converter 220 uses an interferogram signal from the infrared detector 216 of the Fourier transform infrared spectrophotometer 10 and He at an external timing, that is, using a basic clock from the clock generation circuit 244. -The He-Ne laser interference signal from the Ne detector 252 is sampled simultaneously. Further, in the figure, an interpolation means 280 and an angle change detection means 282 are provided.
The angle change detection means 282 detects the angle change of the He—Ne laser interference signal from the A / D unit 242b.

内挿手段２８０は、角度変化検出手段２８２により検出されたＨｅ−Ｎｅレーザ干渉信号の角度変化が一定となるように、Ａ／Ｄ部２４２ａよりのインターフェログラム信号を内挿している。このようなインターフェログラムの内挿を図１３に示す。
この結果、本実施形態においては、フーリエ変換分光光度計において、赤外検出器よりのインターフェログラム信号のサンプリング時に発生する光学的光路差、サンプリング間隔を補正することができる。
したがって、本実施形態にかかるフーリエ変換分光光度計において、測定スペクトルの再現性が向上する。特にベースライン平坦性と波数精度とが向上する。 The interpolating unit 280 interpolates the interferogram signal from the A / D unit 242a so that the angle change of the He—Ne laser interference signal detected by the angle change detecting unit 282 is constant. Such interferogram interpolation is shown in FIG.
As a result, in this embodiment, in the Fourier transform spectrophotometer, it is possible to correct the optical optical path difference and the sampling interval that occur when sampling the interferogram signal from the infrared detector.
Therefore, in the Fourier transform spectrophotometer according to the present embodiment, the reproducibility of the measurement spectrum is improved. In particular, baseline flatness and wave number accuracy are improved.

また本実施形態においては、赤外検出器よりのインターフェログラム信号を従来に比較し短い間隔でサンプリングすることができるので、スペクトルのＳ／Ｎ比を改善することができ、また測定波数帯域を高波数側に拡張することもできる。
なお、前記各構成では、測距用ＡＤコンバータとして、ΔΣ型を用いた例について説明したが、ΔΣ型以外のＡＤコンバータも使用可能である。 Further, in this embodiment, since the interferogram signal from the infrared detector can be sampled at a shorter interval compared to the conventional case, the S / N ratio of the spectrum can be improved, and the measurement wave number band can be increased. It can be extended to the high wavenumber side.
In each of the above-described configurations, the example using the ΔΣ type as the AD converter for ranging has been described, but an AD converter other than the ΔΣ type can also be used.

本発明の一実施形態にかかるフーリエ変換分光光度計の概略構成の説明図である。It is explanatory drawing of schematic structure of the Fourier-transform spectrophotometer concerning one Embodiment of this invention. 本実施形態において特徴的なデジタル制御２，３の概略構成の説明図である。It is explanatory drawing of schematic structure of the digital controls 2 and 3 characteristic in this embodiment. 本実施形態において特徴的なデジタル制御２の作用の説明図である。It is explanatory drawing of the effect | action of the digital control 2 characteristic in this embodiment. 本実施形態において特徴的なデジタル制御３の作用の説明図である。It is explanatory drawing of the effect | action of the digital control 3 characteristic in this embodiment. デジタル制御３において好適な位相差誤差測定機構の概略構成の説明図である。It is explanatory drawing of schematic structure of a suitable phase difference error measurement mechanism in the digital control. 図５に示したデジタル制御３に好適に用いられる直流成分検出の説明図である。It is explanatory drawing of the direct current | flow component detection used suitably for the digital control 3 shown in FIG. 図５に示したデジタル制御３に好適に用いられる位相制御の説明図である。It is explanatory drawing of the phase control used suitably for the digital control 3 shown in FIG. 図５に示したデジタル制御３に好適に用いられる第一ピーク値検出の説明図である。It is explanatory drawing of the 1st peak value detection used suitably for the digital control 3 shown in FIG. 図５に示したデジタル制御３に好適に用いられる第二ピーク値検出の説明図である。It is explanatory drawing of the 2nd peak value detection used suitably for the digital control 3 shown in FIG. 図５に示したデジタル制御３に好適に用いられる位相差誤差取得の説明図である。It is explanatory drawing of the phase difference error acquisition used suitably for the digital control 3 shown in FIG. 図５に示したデジタル制御３の説明図である。It is explanatory drawing of the digital control 3 shown in FIG. 本実施形態において特徴的な内挿手段の概略構成の説明図である。It is explanatory drawing of schematic structure of the insertion means characteristic in this embodiment. 本実施形態において特徴的な内挿の説明図である。It is explanatory drawing of the characteristic interpolation in this embodiment.

Explanation of symbols

１０フーリエ変換赤外分光光度計（フーリエ変換分光光度計）
１２赤外光源
１４マイケルソン干渉計（主干渉計，コントロール干渉計）
１６赤外検出器（主検出器）
２２，１２２，２２２ＣＰＵ又はコンピュータ（信号処理手段）
４０，１４０，２４０デジタル制御機構
４２ａ，１４２ａ，２４２ａＡ／Ｄ部（インターフェログラム用ΔΣ型ＡＤコンバータ）
４２ｂ，１４２ｂ，２４２ｂＡ／Ｄ部（測距用ＡＤコンバータ）
５４，１５４，２５４位置検出手段
５６，１５６，２５６可動鏡制御手段
２８０内挿手段
10 Fourier transform infrared spectrophotometer (Fourier transform spectrophotometer)
12 Infrared light source 14 Michelson interferometer (main interferometer, control interferometer)
16 Infrared detector (main detector)
22, 122, 222 CPU or computer (signal processing means)
40, 140, 240 Digital control mechanisms 42a, 142a, 242a A / D section (ΔΣ AD converter for interferogram)
42b, 142b, 242b A / D section (ranging AD converter)
54, 154, 254 Position detection means 56, 156, 256 Movable mirror control means 280 Interpolation means

Claims

A main interferometer that generates interference light as the movable mirror scans;
A main detector that photoelectrically converts the interference light obtained by irradiating the sample with interference light from the main interferometer, and outputs an interferogram signal;
An AD converter for AD-converting an interferogram signal from the main detector;
Signal processing means for obtaining a spectrum based on an interferogram signal from the AD converter;
Movable mirror driving means for scanning the movable mirror;
A control interferometer that generates interference light of monochromatic light for distance measurement in accordance with scanning of the movable mirror;
A ranging detector that photoelectrically converts ranging interference light from the control interferometer and outputs a ranging interference signal;
In a Fourier transform spectrophotometer with
As the A / D converter, the main detector can interpolate autonomously by a basic clock that is asynchronous with the scanning speed of the movable mirror and has an equal cycle shorter than one cycle or half cycle of the interference signal for distance measurement. Using a delta-sigma type AD converter for interferogram that performs AD conversion of the pherogram signal,
A digital control mechanism for performing digital drive control of the main interferometer ;
A phase plate provided in the optical path of the main interferometer so that two ranging interference signals having a phase difference can be obtained by the ranging detector ;
The digital control mechanism is
A distance measuring AD converter that performs AD conversion of the two distance measuring interference signals having the phase difference from the distance measuring detector;
A test signal processing means for generating a test double wave signal of a rectangular wave whose frequency has been converted into multiples based on the two interference signals for ranging from the AD converter for distance measurement ;
A reference signal generating means for generating a reference multiplied wave signal of a rectangular wave having a frequency multiplied with respect to a frequency corresponding to a target speed of the movable mirror;
The movable mirror is controlled at a constant speed so that the phase difference between the detected multiplied wave signal from the detected signal processing means and the reference multiplied wave signal from the reference signal generating means becomes zero. Movable mirror control means to be performed by the drive means ,
The digital control mechanism takes into account a phase difference error that is a difference between an actual phase difference and an original phase difference of the two ranging interference signals, and performs the constant velocity control of the movable mirror. Including an error measurement mechanism for obtaining a phase difference error of the two ranging interference signals from the ranging AD converter,
The error measurement mechanism is
DC component detecting means for obtaining DC components of the first ranging interference signal and the second ranging interference signal which are two ranging interference signals from the ranging AD converter;
During phase control of the movable mirror by the first ranging interference signal after considering the DC component, the peak intensity of the first ranging interference signal and the second ranging interference signal after considering the DC component A peak value detecting means for obtaining a peak intensity;
Based on the second ranging interference signal intensity when the peak ranging of the first ranging interference signal is sampled and the peak intensity of the second ranging interference signal obtained in advance, the phase difference error is calculated. A Fourier transform spectrophotometer comprising: a phase difference error obtaining means to be obtained .

The Fourier transform spectrophotometer according to claim 1,
The ranging AD converter is self-propelled for the ranging by a basic clock which is asynchronous with the scanning speed of the movable mirror and has a constant period shorter than one cycle or half cycle of the ranging interference signal. A Fourier transform spectrophotometer which performs AD conversion of an interference signal for distance measurement from a detector.

The Fourier transform spectrophotometer according to claim 2 ,
Sampling the interferogram signal from the interferogram ΔΣ AD converter and the ranging interference signal from the ranging AD converter simultaneously with the basic clock,
In addition, interpolating means for interpolating the interferogram signal from the interferogram ΔΣ AD converter is provided so that the angular change of the ranging interference signal from the ranging AD converter is constant. A Fourier transform spectrophotometer characterized by