JP4502019B2 - High frequency module - Google Patents

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Description

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の無線通信機器に好ましく用いられる高周波モジュールに関し、特に、パワーアンプを備えた高周波モジュールに関するものである。   The present invention relates to a high-frequency module that is preferably used in a wireless communication device such as a mobile phone or a wireless LAN, and particularly relates to a high-frequency module including a power amplifier.

携帯電話や無線ＬＡＮ等の無線通信機器は高周波回路部を備えており、高周波回路部にはパワーアンプが使用されている。パワーアンプは通信機器の送信回路に必須の部品である。特に近年は、無線ＬＡＮ機能を携帯電話機に搭載することも期待されており、高周波回路部のさらなる小型化が望まれている。そこで、高周波回路部においてはパワーアンプとその前後段に設けられるフィルタとを一体化した高周波モジュールが用いられている。   A wireless communication device such as a mobile phone or a wireless LAN includes a high-frequency circuit unit, and a power amplifier is used for the high-frequency circuit unit. The power amplifier is an essential component for the transmission circuit of communication equipment. In particular, in recent years, it is expected that a wireless LAN function is mounted on a mobile phone, and further miniaturization of a high-frequency circuit unit is desired. Therefore, in the high frequency circuit unit, a high frequency module in which a power amplifier and a filter provided before and after the power amplifier are integrated is used.

図５は、高周波モジュールの構成の一例を示すブロック図である。   FIG. 5 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the high-frequency module.

図５に示すように、高周波モジュール２は、パワーアンプ１１と、パワーアンプ１１の前段に設けられた第１のフィルタ１２と、パワーアンプ１１の後段に設けられた第２のフィルタ１３とで構成されている。高周波モジュール２の入力端は高周波回路部のトランシーバＩＣ（ＲＦＩＣ）に接続され、出力端はアンテナスイッチ５１を介してアンテナ５２に接続されている。第１のフィルタ１２は、ＲＦＩＣ内のミキサで発生したスプリアス信号を除去するためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、第２のフィルタ１３は、パワーアンプ１１で発生した逓倍波スプリアス信号を抑圧するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）またはバンドパスフィルタである（特許文献１参照）。   As shown in FIG. 5, the high-frequency module 2 includes a power amplifier 11, a first filter 12 provided in the previous stage of the power amplifier 11, and a second filter 13 provided in the subsequent stage of the power amplifier 11. Has been. The input end of the high frequency module 2 is connected to the transceiver IC (RFIC) of the high frequency circuit section, and the output end is connected to the antenna 52 via the antenna switch 51. The first filter 12 is a bandpass filter (BPF) for removing spurious signals generated by the mixer in the RFIC, and the second filter 13 suppresses the multiplied wave spurious signal generated by the power amplifier 11. A low-pass filter (LPF) or a band-pass filter for this purpose (see Patent Document 1).

高周波モジュール２の前段に設けられるＲＦＩＣは平衡出力であるため、高周波モジュール２も平衡入力で構成する必要がある。従来の高周波モジュール２においては、バランを用いて平衡−不平衡変換を行った後、バンドパスフィルタである第１のフィルタ１２を介してパワーアンプ１１に接続されていたが、近年はバランの機能を有する、いわゆるバランスフィルタも多く使用されている（特許文献２参照）。   Since the RFIC provided in the front stage of the high frequency module 2 has a balanced output, the high frequency module 2 also needs to be configured with a balanced input. In the conventional high-frequency module 2, the balance-unbalance conversion is performed using a balun, and then connected to the power amplifier 11 via the first filter 12 that is a band-pass filter. Many so-called balance filters having the above are also used (see Patent Document 2).

図６は、高周波モジュール２の従来の構造を示す略断面図である。   FIG. 6 is a schematic cross-sectional view showing a conventional structure of the high-frequency module 2.

図６に示すように、高周波モジュール２は、多層基板１０と、多層基板１０の上面に実装されたパワーアンプＩＣ１１と、多層基板１０の内層に形成された第１及び第２のフィルタ１２，１３とを備えている。パワーアンプＩＣ１１の直下にサーマルビア２２が配置されており、サーマルビア２２は多層基板１０の上下を貫通してパワーアンプＩＣ１１と基板底面のグランド端子２０とを接続している（特許文献３、４参照）。   As shown in FIG. 6, the high-frequency module 2 includes a multilayer substrate 10, a power amplifier IC 11 mounted on the upper surface of the multilayer substrate 10, and first and second filters 12 and 13 formed in the inner layer of the multilayer substrate 10. And. Thermal vias 22 are arranged directly under the power amplifier IC 11, and the thermal vias 22 penetrate the upper and lower sides of the multilayer substrate 10 to connect the power amplifier IC 11 and the ground terminal 20 on the bottom surface of the substrate (Patent Documents 3 and 4). reference).

多層基板１０の内層にはグランドパターン２３，２４が設けられており、これらのグランドパターン２３，２４はサーマルビア２２に接続されている。内層の第１のフィルタ１２の入力端はビアホールを介して高周波モジュール用入力端子１８に接続されており、第２のフィルタ１３の出力端はビアホールを介して高周波モジュール用出力端子１９に接続されている。   Ground patterns 23 and 24 are provided in the inner layer of the multilayer substrate 10, and these ground patterns 23 and 24 are connected to the thermal via 22. The input end of the first filter 12 in the inner layer is connected to the high frequency module input terminal 18 through a via hole, and the output end of the second filter 13 is connected to the high frequency module output terminal 19 through a via hole. Yes.

その他の従来技術として、グランドビア及びパターンを用いて送受信回路間或いは異なるバンド間との結合を電磁気的に分離する構造も知られている（特許文献５〜７参照）また、誘電体基板の表面に実装されたパワーアンプと弾性表面波素子（フィルタ）との間に干渉防止接地部を設けた構造も知られている（特許文献７）。また、ＲＦアンテナスイッチ回路部と複数のダイプレクサとが一体化された大規模な高周波モジュールも知られている（特許文献８）。さらに、高周波モジュールに組み込まれるフィルタとして、２本のインダクタ電極を有する２ポール型共振フィルタ、または３本のインダクタ電極を有する３ポール型共振フィルタも知られている（特許文献９参照）。
特開２００５−１０１８９３号公報 特開２００５−４５４４７号公報 特開２００６−１２１１４７号公報 特開２００５−１２３９０９号公報 特開２００６−１４０８６２号公報 特開２００４−２３５８７７号公報 特開２００５−２４４３３６号公報 特開２００６−１５７８８０号公報 特開２００７−２３５４３５号公報 As another conventional technique, there is also known a structure in which coupling between transmission / reception circuits or between different bands is electromagnetically separated using ground vias and patterns (see Patent Documents 5 to 7). There is also known a structure in which an interference prevention grounding portion is provided between a power amplifier mounted on the surface acoustic wave device and a surface acoustic wave element (filter) (Patent Document 7). There is also known a large-scale high-frequency module in which an RF antenna switch circuit unit and a plurality of diplexers are integrated (Patent Document 8). Further, a two-pole resonance filter having two inductor electrodes or a three-pole resonance filter having three inductor electrodes is also known as a filter incorporated in a high-frequency module (see Patent Document 9).
JP 2005-101893 A JP 2005-45447 A JP 2006-121147 A JP-A-2005-123909 JP 2006-140862 A JP 2004-235877 A JP 2005-244336 A JP 2006-157880 A JP 2007-235435 A

上述したように、パワーアンプは消費電力が大きく、発熱量も大きいため、放熱するためのサーマルビアが必須である。従来、サーマルビア２２はパワーアンプＩＣ１１の下面と対向する位置に配置されていたため、パワーアンプＩＣ１１の直下には他の回路や配線を配置することができず、高周波モジュールの小型化に対する弊害となっていた。また、挿入損失の劣化を防ぐため、各フィルタの配線を極力短くすることが望ましく、各フィルタをパワーアンプの近傍に配置することが望ましいが、サーマルビアの存在によってそれが妨げられていた。   As described above, since the power amplifier consumes a large amount of power and generates a large amount of heat, a thermal via for dissipating heat is essential. Conventionally, since the thermal via 22 is disposed at a position facing the lower surface of the power amplifier IC 11, no other circuits or wirings can be disposed immediately below the power amplifier IC 11, which is an adverse effect on downsizing of the high-frequency module. It was. Further, in order to prevent the deterioration of insertion loss, it is desirable to shorten the wiring of each filter as much as possible, and it is desirable to arrange each filter in the vicinity of the power amplifier, but this is hindered by the presence of thermal vias.

一方、高周波モジュールの小型化が進むにつれ、パワーアンプの前段及び後段に設けられる第１のフィルタと第２のフィルタとの間隔が近くなり、これらのフィルタが電磁気的に結合し、アイソレーションが低下するという問題がある。パワーアンプの利得と比較して、フィルタ間のアイソレーションが小さい場合、前後段のフィルタを介してパワーアンプに帰還がかかり、パワーアンプの動作が不安定となり、最悪の場合、パワーアンプが発振するという問題がある。   On the other hand, as the miniaturization of the high-frequency module progresses, the distance between the first filter and the second filter provided in the front stage and the rear stage of the power amplifier becomes closer, and these filters are electromagnetically coupled to reduce isolation. There is a problem of doing. When the isolation between the filters is small compared to the gain of the power amplifier, feedback is applied to the power amplifier through the front and rear filters, the operation of the power amplifier becomes unstable, and in the worst case, the power amplifier oscillates There is a problem.

したがって、本発明の目的は、第１のフィルタとパワーアンプとのインピーダンス整合を図りつつ、小型で高性能な高周波モジュールを提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a small and high-performance high-frequency module while achieving impedance matching between the first filter and the power amplifier.

上記課題を解決するため、本発明の高周波モジュールは、多層基板と、多層基板の主面に実装されたパワーアンプＩＣと、多層基板の内層においてパワーアンプＩＣの略直下に設けられた第１のフィルタと、多層基板の内層に設けられ、第１のフィルタの出力端とパワーアンプＩＣの入力端とを接続する配線パターンとを備え、配線パターンはパワーアンプＩＣの略直下に設けられていることを特徴とするものである。本発明によれば、第１のフィルタの平衡入力端を高周波モジュール用入力端子にできるだけ近づけて配置することができる。   In order to solve the above problems, a high-frequency module according to the present invention includes a multilayer board, a power amplifier IC mounted on the main surface of the multilayer board, and a first amplifier provided directly below the power amplifier IC in the inner layer of the multilayer board. Provided with a filter and a wiring pattern that is provided in the inner layer of the multilayer substrate and connects the output end of the first filter and the input end of the power amplifier IC, and the wiring pattern is provided substantially immediately below the power amplifier IC. It is characterized by. According to the present invention, the balanced input terminal of the first filter can be arranged as close as possible to the high-frequency module input terminal.

本発明において、配線パターンはトリプレートストリップ線路として構成されていることが好ましい。これによれば、第１のフィルタとパワーアンプＩＣとの間のインピーダンス整合を確実に取ることができ、第１のフィルタとパワーアンプＩＣとの間でインピーダンスの不整合が生じたとしても、フィルタの素子値を変えることなく、第１のフィルタとパワーアンプＩＣのインピーダンス整合を容易に調整することができる。   In the present invention, the wiring pattern is preferably configured as a triplate strip line. According to this, impedance matching between the first filter and the power amplifier IC can be ensured, and even if an impedance mismatch occurs between the first filter and the power amplifier IC, the filter The impedance matching between the first filter and the power amplifier IC can be easily adjusted without changing the element value.

本発明において、第１のフィルタはインターディジタル型の電極を用いた１／４波長（λ／４）共振器からなることが好ましい。インターディジタル型の電極を用いたλ／４共振器（以下、単にインターディジタル型λ／４共振器という）によれば、小型で高性能なバランスバンドパスフィルタを実現でき、多層基板への内蔵も容易である。また、第１のフィルタを構成するインターディジタル型λ／４共振器は、その構造上、インターディジタル型の電極の両側に入力端及び出力端をそれぞれ有していることから、出力端側をパワーアンプＩＣの略直下に配置することで、出力端側を高周波モジュールの入力端側に配置することができる。また、インターディジタル型λ／４共振器は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器に一対の平衡端子が接続されていることから、１／２波長共振器を用いた場合や、インターディジタル結合されていない単なる１／４波長共振器を２つ用いた場合に比べて、小型化が容易であり、平衡信号のバランス特性も優れている。さらに、インターディジタル型λ／４共振器はグランドビアと共にインターディジタル型の電極を有しており、インターディジタル型の電極を構成する多数の電極パターンを経由して多層基板に熱が伝わることで熱が分散するので、インターディジタル型の電極を経由した放熱効果を得ることができる。   In the present invention, the first filter is preferably composed of a quarter wavelength (λ / 4) resonator using an interdigital electrode. A λ / 4 resonator using an interdigital electrode (hereinafter simply referred to as an interdigital λ / 4 resonator) can realize a small and high-performance balanced bandpass filter, and can be built into a multilayer substrate. Easy. In addition, the interdigital λ / 4 resonator constituting the first filter has an input end and an output end on both sides of the interdigital electrode because of its structure. By disposing almost directly under the amplifier IC, the output end side can be disposed on the input end side of the high-frequency module. In addition, since an interdigital type λ / 4 resonator has a pair of balanced terminals connected to a pair of interdigitally coupled quarter-wave resonators, Compared with the case where two simple quarter-wave resonators that are not interdigitally coupled are used, the size can be easily reduced and the balance characteristic of the balanced signal is also excellent. Further, the interdigital type λ / 4 resonator has an interdigital type electrode together with a ground via, and heat is transferred to the multilayer substrate through a large number of electrode patterns constituting the interdigital type electrode. Is dispersed, so that a heat dissipation effect can be obtained via the interdigital electrode.

本発明による高周波モジュールは、多層基板の内層においてパワーアンプＩＣの略直下に設けられた第２のフィルタをさらに備えることが好ましい。この場合において、第２のフィルタはパワーアンプＩＣの出力端に接続されていることが好ましい。これによれば、小型且つ高性能な高周波モジュールを提供することができる。   The high-frequency module according to the present invention preferably further includes a second filter provided in the inner layer of the multilayer substrate and immediately below the power amplifier IC. In this case, the second filter is preferably connected to the output terminal of the power amplifier IC. According to this, a small and high-performance high-frequency module can be provided.

このように、本発明によれば、第１のフィルタとパワーアンプとのインピーダンス整合を図りつつ、小型で高性能な高周波モジュールを提供することができる。   As described above, according to the present invention, it is possible to provide a small and high-performance high-frequency module while achieving impedance matching between the first filter and the power amplifier.

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

図１は、本発明の好ましい実施形態による高周波モジュールの構造を示す略断面図である。   FIG. 1 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a high-frequency module according to a preferred embodiment of the present invention.

図１に示すように、高周波モジュール１は、多層基板１０と、多層基板１０の上面に実装されたパワーアンプＩＣ１１と、多層基板１０の内層に形成された第１及び第２のフィルタ１２，１３とを備えている。   As shown in FIG. 1, the high-frequency module 1 includes a multilayer substrate 10, a power amplifier IC 11 mounted on the upper surface of the multilayer substrate 10, and first and second filters 12 and 13 formed on the inner layer of the multilayer substrate 10. And.

多層基板１０は、表層又は内層に配線パターンが印刷された回路基板である。多層基板１０としては、耐熱性・耐湿性に優れ、高周波特性の良好なセラミック基板であることが好ましく、ＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramic：低温焼成セラミック）基板であることが特に好ましい。ＬＴＣＣは、９００℃以下での低温焼成が可能であるため、Ａｇ、Ｃｕ等の高周波特性に優れた低融点金属材料を内部配線として使用でき、これにより抵抗損失の少ない配線パターンを実現できる。また、配線パターンを内層に形成できるので、多層化が容易であり、ＬＣ機能を多層基板１０に内蔵することで小型化、高機能化が可能である。また、放熱性にも優れるため、パワーアンプＩＣ１１の実装基板として好適である。   The multilayer substrate 10 is a circuit board having a wiring pattern printed on a surface layer or an inner layer. The multilayer substrate 10 is preferably a ceramic substrate having excellent heat resistance and moisture resistance and good high-frequency characteristics, and particularly preferably an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramic) substrate. Since LTCC can be fired at a low temperature of 900 ° C. or lower, a low melting point metal material having excellent high frequency characteristics such as Ag and Cu can be used as an internal wiring, thereby realizing a wiring pattern with little resistance loss. Further, since the wiring pattern can be formed in the inner layer, multilayering is easy, and by incorporating the LC function in the multilayer substrate 10, miniaturization and high functionality can be achieved. Moreover, since it is excellent also in heat dissipation, it is suitable as a mounting substrate for the power amplifier IC 11.

多層基板１０の上面及び底面には多数の入出力端子が設けられている。特に、多層基板１０の上面にパワーアンプ用入力端子１６及び出力端子１７が設けられており、多層基板１０の底面には高周波モジュール用入力端子１８及び出力端子１９、及びグランド端子２０が設けられている。   A large number of input / output terminals are provided on the top and bottom surfaces of the multilayer substrate 10. In particular, a power amplifier input terminal 16 and an output terminal 17 are provided on the top surface of the multilayer substrate 10, and a high frequency module input terminal 18, an output terminal 19, and a ground terminal 20 are provided on the bottom surface of the multilayer substrate 10. Yes.

パワーアンプＩＣ１１は、多層基板１０上に実装されたチップ部品（ベアチップ）である。これらは通常、ダイボンド工程を経て多層基板１０上に表面実装され、多層基板１０の表層又は内層に形成された配線パターンやボンディンブワイヤを介して他の素子と電気的に接続される。   The power amplifier IC 11 is a chip component (bare chip) mounted on the multilayer substrate 10. These are usually surface-mounted on the multilayer substrate 10 through a die-bonding process, and are electrically connected to other elements via wiring patterns and bonding wires formed on the surface layer or inner layer of the multilayer substrate 10.

第１のフィルタ１２はパワーアンプの前段に設けられるバンドパスフィルタであり、第２のフィルタ１３はパワーアンプの後段に設けられるローパスフィルタである（図５参照）。本実施形態において、第１のフィルタ１２はインターディジタル型λ／４共振器からなることが好ましい。インターディジタル型λ／４共振器によれば、小型で高性能なバランスバンドパスフィルタを実現でき、多層基板への内蔵も容易である。   The first filter 12 is a band-pass filter provided in the previous stage of the power amplifier, and the second filter 13 is a low-pass filter provided in the subsequent stage of the power amplifier (see FIG. 5). In the present embodiment, the first filter 12 is preferably composed of an interdigital λ / 4 resonator. According to the interdigital type λ / 4 resonator, a small and high-performance balanced bandpass filter can be realized, and it can be easily incorporated in a multilayer substrate.

第１及び第２のフィルタ１２，１３は、パワーアンプＩＣ１１の略直下に配置されている。ここにいう略直下とは、完全な直下でなくてもよいことを意味する。つまり、パワーアンプＩＣ１１と平面的に重なるように配置されていればよく、高周波モジュール１の小型化に寄与する程度に重なり合っていればよい。各フィルタ１２，１３とパワーアンプＩＣ１１との重なり度合いは、フィルタの大きさやアイソレーションに応じて適宜設定すればよい。   The first and second filters 12 and 13 are disposed almost directly below the power amplifier IC 11. Here, “substantially directly below” means that it may not be completely underneath. In other words, the power amplifier IC 11 may be disposed so as to overlap with the power amplifier IC 11, and may be overlapped so as to contribute to the miniaturization of the high-frequency module 1. The degree of overlap between the filters 12 and 13 and the power amplifier IC 11 may be set as appropriate according to the size and isolation of the filter.

第１のフィルタ１２と第２のフィルタ１３の間には複数の結合低減用グランドビア２１が設けられている。第１のフィルタ１２と第２のフィルタ１３の間隔が近くなると、これらのフィルタが電磁気的に結合し、アイソレーションが低下するという問題がある。パワーアンプの利得と比較してフィルタのアイソレーションが小さい場合、前後段のフィルタを介してパワーアンプに帰還がかかり、パワーアンプの動作が不安定となり、最悪の場合には発振する可能性がある。   A plurality of coupling reduction ground vias 21 are provided between the first filter 12 and the second filter 13. When the distance between the first filter 12 and the second filter 13 becomes close, there is a problem that these filters are electromagnetically coupled and isolation is lowered. When the isolation of the filter is small compared to the gain of the power amplifier, feedback is applied to the power amplifier through the front and rear filters, the operation of the power amplifier becomes unstable, and in the worst case, oscillation may occur .

しかし、本実施形態においては、第１のフィルタ１２と第２のフィルタ１３との間に結合低減用グランドビア２１を配置しているので、アイソレーションの低下を防止することができ、パワーアンプの動作を安定させることができる。特に、結合低減用グランドビア２１がパワーアンプ用サーマルビア２２を兼ねていることから、ビアホールの総数を少なくすることができ、高周波モジュールを小型化することができる。   However, in the present embodiment, since the coupling reduction ground via 21 is disposed between the first filter 12 and the second filter 13, it is possible to prevent a decrease in isolation, and the power amplifier The operation can be stabilized. In particular, since the coupling reducing ground via 21 also serves as the power amplifier thermal via 22, the total number of via holes can be reduced, and the high-frequency module can be downsized.

ここに、グランドビアとはグランド電極パターンに接続されたビアホールのことをいい、サーマルビアとは主として放熱のために用いられるビアホールのことをいう。また、ビアホールとは単なる貫通孔ではなく、層間の電気的導通を得るための導体を含むものである。導体は、貫通孔の内面に形成されていてもよく、貫通孔内を完全に埋めるものであってもよい。   Here, the ground via means a via hole connected to the ground electrode pattern, and the thermal via means a via hole mainly used for heat dissipation. The via hole is not a simple through hole but includes a conductor for obtaining electrical conduction between layers. The conductor may be formed on the inner surface of the through hole, or may completely fill the inside of the through hole.

パワーアンプＩＣ１１が発する熱を放熱させるため、パワーアンプＩＣ１１の直下にはサーマルビア２２（２２ａ，２２ｂ）が設けられている。しかし、パワーアンプＩＣ１１の略直下に第１及び第２のフィルタ１２，１３が設けられていることから、本実施形態のサーマルビア２２は多層基板１０を貫通するものではなく、多層基板１０の内層に形成されたグランドパターン２３，２４に接続されているだけである。そして、上層のグランドパターン２３と下層のグランドパターン２４は結合低減用グランドビア２１を介して接続されている。このように、上下のサーマルビア２２ａ，２２ｂの間に結合低減用グランドビア２１が介在することから、結合低減用グランドビア２１をサーマルビアとして機能させることができる。   In order to dissipate heat generated by the power amplifier IC 11, thermal vias 22 (22 a and 22 b) are provided immediately below the power amplifier IC 11. However, since the first and second filters 12 and 13 are provided almost directly below the power amplifier IC 11, the thermal via 22 of this embodiment does not penetrate the multilayer substrate 10, but the inner layer of the multilayer substrate 10. It is only connected to the ground patterns 23 and 24 formed in the above. The upper layer ground pattern 23 and the lower layer ground pattern 24 are connected to each other through a coupling reduction ground via 21. As described above, since the coupling reducing ground via 21 is interposed between the upper and lower thermal vias 22a and 22b, the coupling reducing ground via 21 can function as a thermal via.

パワーアンプＩＣ１１の放熱にはより多くのサーマルビアが必要であり、上記結合低減用グランドビア２１をサーマルビアとして使用するだけでは十分でない。しかし、上述のように第１及び第２のフィルタ１２，１３を配置した場合、多数のサーマルビアを設けることは困難である。そこで、本実施形態においては、第１のフィルタ１２を構成するグランドビアをサーマルビアと共用化することでこの問題を解決している。   More heat vias are required for heat dissipation of the power amplifier IC 11, and it is not sufficient to use the coupling reduction ground via 21 as a thermal via. However, when the first and second filters 12 and 13 are arranged as described above, it is difficult to provide a large number of thermal vias. Thus, in the present embodiment, this problem is solved by sharing the ground via constituting the first filter 12 with the thermal via.

バランスバンドパスフィルタとしてはλ／２共振器も知られているが、λ／２共振器におけるグランドビアは数が非常に少ない。これに対し、第１のフィルタ１２を構成するインターディジタル型λ／４共振器は、その構造上、多数のグランドビア２６を有している。本実施形態ではこのグランドビア２６をパワーアンプ用サーマルビアとして使用するので、ビアホールの総数を少なくすることができ、高周波モジュールを小型化することができる。さらに、インターディジタル型λ／４共振器はグランドビア２６と共に多数のインターディジタル型の電極を有しており、インターディジタル型の電極にも熱が伝わることで熱を分散させることができるので、インターディジタル型の電極から多層基板１０を通じた放熱効果を得ることができる。   A λ / 2 resonator is also known as a balanced bandpass filter, but the number of ground vias in the λ / 2 resonator is very small. On the other hand, the interdigital type λ / 4 resonator constituting the first filter 12 has a number of ground vias 26 due to its structure. In the present embodiment, since the ground via 26 is used as a thermal via for a power amplifier, the total number of via holes can be reduced, and the high-frequency module can be reduced in size. Further, the interdigital type λ / 4 resonator has a large number of interdigital electrodes together with the ground vias 26. Since heat is also transmitted to the interdigital electrodes, the heat can be dispersed. A heat dissipation effect can be obtained from the digital type electrode through the multilayer substrate 10.

第１のフィルタ１２の入力端子は、ビアホール２７を介して基板底面の高周波モジュール用入力端子１８に接続されている。また、第１のフィルタ１２の出力端子は、第１のフィルタ１２の直上、つまりパワーアンプＩＣ１１の略直下に設けられた配線２８及びビアホール２９を介して基板上面のパワーアンプＩＣ用入力端子１６に接続されている。そして、この入力端子１６からボンディングワイヤ３０を介して、パワーアンプＩＣ１１上の入出力パッドに接続されている。   The input terminal of the first filter 12 is connected to the high frequency module input terminal 18 on the bottom surface of the substrate through the via hole 27. The output terminal of the first filter 12 is connected to the power amplifier IC input terminal 16 on the upper surface of the substrate via the wiring 28 and the via hole 29 provided immediately above the first filter 12, that is, substantially below the power amplifier IC 11. It is connected. The input terminal 16 is connected to an input / output pad on the power amplifier IC 11 through a bonding wire 30.

第１のフィルタ１２とパワーアンプＩＣ１１とを接続する配線２８の上下にはグランドパターン２３，２５が設けられており、これにより配線２８はトリプレートストリップ線路として構成されている。その理由は以下の通りである。   Ground patterns 23 and 25 are provided above and below the wiring 28 connecting the first filter 12 and the power amplifier IC 11, whereby the wiring 28 is configured as a triplate strip line. The reason is as follows.

パワーアンプモジュールは、平衡入力−不平衡出力型のモジュールであり、前段のバンドパスフィルタにはバランスフィルタが用いられる（図５参照）。ここで、バランスフィルタの平衡入力の配線長やインピーダンスが異なるとコモンモードノイズが発生するため、モジュール内では平衡入力の配線を極力短くすることが必要となる。そのため、第１のフィルタ１２の平衡入力端を高周波モジュール用入力端子１８にできるだけ近づけて配置する必要がある。その結果、第１のフィルタ１２の不平衡出力端の位置は平衡入力端と反対側、つまりパワーアンプＩＣ１１の直下となる。   The power amplifier module is a balanced input / unbalanced output type module, and a balance filter is used as the band-pass filter in the previous stage (see FIG. 5). Here, if the balanced input wiring length and impedance of the balance filter are different, common mode noise is generated. Therefore, it is necessary to shorten the balanced input wiring as much as possible in the module. Therefore, it is necessary to arrange the balanced input end of the first filter 12 as close as possible to the high frequency module input terminal 18. As a result, the position of the unbalanced output end of the first filter 12 is opposite to the balanced input end, that is, directly below the power amplifier IC11.

第１のフィルタ１２の出力とパワーアンプＩＣ１１の入力との間の配線２８も、パワーアンプＩＣ１１の直下に配置され、ビアホール２９及びボンディングワイヤ３０を介して、パワーアンプＩＣ１１の入力端に接続される。この場合、第１のフィルタ１２の出力側の配線長は入力側よりも長くなるが、平衡線路ほど大きな影響はない。さらに、配線２８はトリプレートストリップ線路であり、トリプレートストリップ線路は他の伝送線路（マイクロストリップ線路、コプレナ線路等）に比べて伝送損失が少ないため、配線による特性劣化を抑えることができる。   A wiring 28 between the output of the first filter 12 and the input of the power amplifier IC 11 is also arranged immediately below the power amplifier IC 11 and connected to the input end of the power amplifier IC 11 via the via hole 29 and the bonding wire 30. . In this case, the wiring length on the output side of the first filter 12 is longer than that on the input side, but is not as great as the balanced line. Furthermore, the wiring 28 is a triplate strip line, and the triplate strip line has less transmission loss than other transmission lines (such as a microstrip line and a coplanar line), so that deterioration of characteristics due to the wiring can be suppressed.

次に、本実施形態による高周波モジュール１の具体的な構成について詳細に説明する。   Next, a specific configuration of the high-frequency module 1 according to the present embodiment will be described in detail.

図２（ａ）及び（ｂ）は、高周波モジュール１の具体的な構成を示す平面図であって、（ａ）は多層基板１０の上面、（ｂ）は底面をそれぞれ示している。また、図３は、高周波モジュール１の等価回路図である。   2A and 2B are plan views showing a specific configuration of the high-frequency module 1, wherein FIG. 2A shows the top surface of the multilayer substrate 10 and FIG. 2B shows the bottom surface. FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency module 1.

図２（ａ）及び（ｂ）及び図３に示すように、高周波モジュール１は多層基板１０を有し、多層基板１０の上面にはパワーアンプＩＣ１１の他、チップインダクタ１４及びチップキャパシタ１５ａ〜１５ｄが実装されている。チップキャパシタ１５ａ，１５ｂは、パワーアンプの信号ライン上、チップインダクタ１４及びチップキャパシタ１５ｃ，１５ｄは、パワーアンプの電源ライン上に設けられるものであり、リフロー工程を経て多層基板１０上に実装される。チップキャパシタ１５ａ，１５ｂは、第１及び第２のフィルタ１２，１３とパワーアンプＩＣとの間に挿入されるＤＣブロッキングコンデンサＣ１７，Ｃ１８であり、チップキャパシタ１５ｃ，１５ｄは、パワーアンプＩＣ１１の電源ライン上に設けられるバイパスコンデンサＣ２４，Ｃ２５である。また、チップインダクタ１４は、パワーアンプの電源ライン上に設けられるチョークコイルＬ１２である。パワーアンプＩＣ１１の入出力パッドはボンディングワイヤ３０を介して多層基板１０上の対応する入出力端子に接続されている。また、図２（ｂ）に示すように、多層基板１０の底面の中央にはグランド端子が設けられ、その周囲には電源ライン、信号ライン、グランド電極パターン等に接続される入出力端子が設けられている。特に、中央の大きなグランド端子は放熱性と接続強度を確保する役割も果たしている。   As shown in FIGS. 2A and 2B and FIG. 3, the high-frequency module 1 has a multilayer substrate 10, and on the upper surface of the multilayer substrate 10, in addition to the power amplifier IC 11, a chip inductor 14 and chip capacitors 15 a to 15 d. Has been implemented. The chip capacitors 15a and 15b are provided on the signal line of the power amplifier, and the chip inductor 14 and the chip capacitors 15c and 15d are provided on the power line of the power amplifier, and are mounted on the multilayer substrate 10 through a reflow process. . The chip capacitors 15a and 15b are DC blocking capacitors C17 and C18 inserted between the first and second filters 12 and 13 and the power amplifier IC, and the chip capacitors 15c and 15d are power lines of the power amplifier IC11. These are bypass capacitors C24 and C25 provided above. The chip inductor 14 is a choke coil L12 provided on the power supply line of the power amplifier. Input / output pads of the power amplifier IC 11 are connected to corresponding input / output terminals on the multilayer substrate 10 through bonding wires 30. Further, as shown in FIG. 2B, a ground terminal is provided at the center of the bottom surface of the multilayer substrate 10, and an input / output terminal connected to a power supply line, a signal line, a ground electrode pattern, etc. is provided around the ground terminal. It has been. In particular, the large ground terminal in the center also plays a role of ensuring heat dissipation and connection strength.

図４は、高周波モジュール１の各層のパターンレイアウトを示す略平面図である。   FIG. 4 is a schematic plan view showing a pattern layout of each layer of the high-frequency module 1.

図４に示すように、高周波モジュール１の多層基板１０は２０層の絶縁シートが積層されたものであり、配線等の導体パターンはこれらの多層シートの上下及び層間に形成されている。したがって、配線層は２１層である。詳細には、第１〜第２０層目の配線層１０１〜１２０は第１〜第２０層目の絶縁シートの上面にそれぞれ形成されており、第２１層目の配線層１２１は第２０層目の絶縁シートの裏面に形成されている。つまり、第１層目の配線層１０１は多層基板１０の上面、第２１層目の配線層１２１は多層基板１０の底面、第２〜第２０層目の配線層は多層基板１０の内層にそれぞれ形成されている。第２０層目の配線層１２０と第２１層目の配線層１２１が形成される絶縁シートは共通である。また、各配線層には、絶縁シートを貫通するビアホールが形成されている。すべての導体パターン及びビアホールに符号を付していないが、ハッチング部分が導体パターンであり、円形部分がビアホールである。   As shown in FIG. 4, the multilayer substrate 10 of the high-frequency module 1 is a laminate of 20 insulating sheets, and conductor patterns such as wirings are formed above and below these multilayer sheets and between layers. Accordingly, there are 21 wiring layers. Specifically, the first to twentieth wiring layers 101 to 120 are respectively formed on the top surfaces of the first to twentieth insulating sheets, and the twenty-first wiring layer 121 is the twentieth layer. It is formed on the back surface of the insulating sheet. That is, the first wiring layer 101 is the upper surface of the multilayer substrate 10, the twenty-first wiring layer 121 is the bottom surface of the multilayer substrate 10, and the second to twentieth wiring layers are the inner layers of the multilayer substrate 10. Is formed. The insulating sheet on which the 20th wiring layer 120 and the 21st wiring layer 121 are formed is common. In each wiring layer, a via hole penetrating the insulating sheet is formed. Although all conductor patterns and via holes are not labeled, hatched portions are conductor patterns and circular portions are via holes.

第１〜第３層目の配線層１０１〜１０３には、多数のサーマルビア２２ａが設けられている。サーマルビア２２ａはパワーアンプＩＣ１１の下方に設けられており、平面方向に対してほぼ等間隔に配列されている。   The first to third wiring layers 101 to 103 are provided with a number of thermal vias 22a. The thermal vias 22a are provided below the power amplifier IC 11 and are arranged at almost equal intervals in the plane direction.

第４層目の配線層１０４にはグランドパターン２３が設けられており、第１９層目の配線層１１９にはグランドパターン２４が設けられている。これらのグランドパターン２３，２４は基板面の広い範囲に設けられており、第１及び第２のフィルタ１２，１３の上下を覆っている。サーマルビア２２ａの下端はグランドパターン２３に接続されている。   The fourth wiring layer 104 is provided with a ground pattern 23, and the nineteenth wiring layer 119 is provided with a ground pattern 24. These ground patterns 23 and 24 are provided over a wide area of the substrate surface and cover the upper and lower sides of the first and second filters 12 and 13. The lower end of the thermal via 22 a is connected to the ground pattern 23.

第４〜第１８層目の配線層１０４〜１１８には複数の結合低減用グランドビア２１が設けられている。グランドビア２１の上端は第４層目の配線層１０４のグランドパターン２３に接続されており、下端は第１９層目の配線層１１９のグランドパターン２４に接続されている。さらに、第１９層目の配線層１１９のグランドパターン２４は、基板の略中央に設けられた多数のグランドビア２２ｂを介して第２１層目の配線層１２１のグランド端子２０（ＧＮＤ）に接続されている。また、グランドパターン２４は、基板の周縁部に設けられたグランドビア３１を介して、第２１層目の配線層１２１の他のグランド端子ＧＮＤにも接続されている。こうして、結合低減用グランドビア２１はグランドパターンに接続される。   A plurality of coupling reduction ground vias 21 are provided in the fourth to eighteenth wiring layers 104 to 118. The upper end of the ground via 21 is connected to the ground pattern 23 of the fourth wiring layer 104, and the lower end is connected to the ground pattern 24 of the nineteenth wiring layer 119. Furthermore, the ground pattern 24 of the nineteenth wiring layer 119 is connected to the ground terminal 20 (GND) of the twenty-first wiring layer 121 through a large number of ground vias 22b provided in the approximate center of the substrate. ing. The ground pattern 24 is also connected to other ground terminals GND of the 21st wiring layer 121 through a ground via 31 provided on the peripheral edge of the substrate. Thus, the coupling reducing ground via 21 is connected to the ground pattern.

複数の結合低減用グランドビア２１は、多層基板１０の長手方向と直交する方向に沿って略直線的に配列されている。これにより、結合低減用グランドビア２１によって区画された２つの平面領域に第１のフィルタ１２及び第２のフィルタ１３をそれぞれ配置することができ、これらのフィルタのレイアウトが容易となるからである。   The plurality of coupling reduction ground vias 21 are arranged substantially linearly along a direction orthogonal to the longitudinal direction of the multilayer substrate 10. This is because the first filter 12 and the second filter 13 can be respectively disposed in the two plane regions partitioned by the coupling reduction ground via 21, and the layout of these filters becomes easy.

結合低減用グランドビア２１よりも図中下側の領域は、第１のフィルタ１２の形成領域である。また、結合低減用グランドビア２１よりも図中上側の領域は、第２のフィルタ１３の形成領域である。第１及び第２のフィルタ１２，１３は、主として、第５〜第１８層目の配線層１０５〜１１８の導体パターン及びこれらと接続されたビアホールによって構成されている。特に、第１のフィルタ１２は、伝送線路パターンＬ１〜Ｌ８、キャパシタンスパターンＣ１〜Ｃ１６によって構成されており、第２のフィルタ１３は、インダクタンスパターンＬ１０〜Ｌ１１、キャパシタンスパターンＣ１９〜Ｃ２３によって構成されている。   A region below the coupling reduction ground via 21 in the drawing is a region where the first filter 12 is formed. Further, the region above the coupling reduction ground via 21 in the drawing is a region where the second filter 13 is formed. The first and second filters 12 and 13 are mainly constituted by the conductor patterns of the fifth to eighteenth wiring layers 105 to 118 and via holes connected thereto. In particular, the first filter 12 is constituted by transmission line patterns L1 to L8 and capacitance patterns C1 to C16, and the second filter 13 is constituted by inductance patterns L10 to L11 and capacitance patterns C19 to C23. .

パワーアンプＩＣ１１の直下に設けられたサーマルビア２２は、従来のように全ての層を貫通して底面のグランド端子２０に接続されているわけでははい。しかし、結合低減用グランドビア２１がサーマルビアとしての役割を果たし、さらに第１のフィルタ１２が有する多数のグランドビア２６もサーマルビア２２としての役割を果たすことから、パワーアンプＩＣ１１専用のサーマルビア２２は不要である。   The thermal via 22 provided immediately below the power amplifier IC 11 does not pass through all the layers and is connected to the ground terminal 20 on the bottom surface as in the prior art. However, since the coupling-reducing ground via 21 serves as a thermal via, and the large number of ground vias 26 included in the first filter 12 also serve as thermal vias 22, the thermal via 22 dedicated to the power amplifier IC 11 is used. Is unnecessary.

チップキャパシタ１５ａ，１５ｂはＤＣブロッキングコンデンサＣ１７，Ｃ１８であり、パワーアンプＩＣと第１のフィルタ１２，１３との間にそれぞれ設けられている。第７層目の配線層１０７には、第１のフィルタ１２の出力端とＤＣブロッキングコンデンサＣ１７の一端とを接続する配線パターン２８（配線パターンＬ９）が設けられている。この配線パターン２８の大部分は、パワーアンプＩＣ１１の直下に配設されており、一端はビアホール３３介してＤＣブロッキングコンデンサに接続され、他端はビアホール３２を介して第１のフィルタ１２の出力端に接続されている。   The chip capacitors 15a and 15b are DC blocking capacitors C17 and C18, and are provided between the power amplifier IC and the first filters 12 and 13, respectively. The seventh wiring layer 107 is provided with a wiring pattern 28 (wiring pattern L9) that connects the output end of the first filter 12 and one end of the DC blocking capacitor C17. Most of the wiring pattern 28 is disposed immediately below the power amplifier IC 11, one end is connected to the DC blocking capacitor via the via hole 33, and the other end is connected to the output end of the first filter 12 via the via hole 32. It is connected to the.

配線パターン２８はトリプレートストリップ線路を構成しており、その上下にはグランドパターンが設けられている。つまり、配線パターン２８は第４層目の配線層１０４のグランドパターン２３と第１０層目の配線層１１０のグランドパターン２５とで挟まれている。配線パターン２８から上方のグランドパターン２３，２５までの距離は等しい（３層分）。インターディジタル型λ／４共振器は多数のグランドビア２６を有することから、これらのグランドビア２６に所定の導体パターンを繋ぎ合わせるだけでトリプレートストリップ線路を構成するために必要な上下のグランド面（ここでは特にグランドパターン２５）を容易に形成することができる。このように、配線パターン２８の上下にグランドパターン２３，２５を設けることで、配線パターン２８をトリプレートストリップ線路として構成することができ、配線長が長くなることによる挿入損失の劣化を防止することができる。   The wiring pattern 28 forms a triplate strip line, and a ground pattern is provided above and below it. That is, the wiring pattern 28 is sandwiched between the ground pattern 23 of the fourth wiring layer 104 and the ground pattern 25 of the tenth wiring layer 110. The distance from the wiring pattern 28 to the upper ground patterns 23 and 25 is equal (for three layers). Since the interdigital type λ / 4 resonator has a large number of ground vias 26, the upper and lower ground planes (necessary for constructing a triplate strip line by simply connecting predetermined ground patterns to these ground vias 26 ( Here, in particular, the ground pattern 25) can be easily formed. Thus, by providing the ground patterns 23 and 25 above and below the wiring pattern 28, the wiring pattern 28 can be configured as a triplate strip line, and deterioration of insertion loss due to an increase in wiring length can be prevented. Can do.

以上説明したように、本実施形態の高周波モジュール１によれば、パワーアンプＩＣ１１の直下に第１及び第２のフィルタ１２，１３を配置すると共に、これらのフィルタ間の結合低減用グランドビア２１をパワーアンプＩＣ１１のサーマルビアと共用化していることから、第１のフィルタ１２と第２のフィルタ１３を近接配置したとしてもアイソレーションが低下することはない。したがって、パワーアンプの動作の安定性及びパワーアンプの放熱性を維持しつつ、モジュール全体の小型化を実現することができる。   As described above, according to the high frequency module 1 of the present embodiment, the first and second filters 12 and 13 are disposed immediately below the power amplifier IC 11 and the coupling reduction ground via 21 between these filters is provided. Since the power via is shared with the thermal via of the power amplifier IC 11, even if the first filter 12 and the second filter 13 are arranged close to each other, isolation does not decrease. Therefore, it is possible to reduce the size of the entire module while maintaining the stability of the operation of the power amplifier and the heat dissipation of the power amplifier.

また、本実施形態の高周波モジュール１によれば、第１のフィルタ１２であるインターディジタル型λ／４共振器のグランドビアをパワーアンプＩＣのサーマルビアと共用化していることから、パワーアンプ専用のサーマルビア２２を不要にすることができる。したがって、従来はサーマルビア２２の形成領域であったパワーアンプＩＣ１１の直下に第１及び第２のフィルタ１２，１３を設けることができる。すなわち、パワーアンプの放熱性を維持しつつ、モジュール全体の小型化を実現することができる。   Further, according to the high frequency module 1 of the present embodiment, the ground via of the interdigital λ / 4 resonator that is the first filter 12 is shared with the thermal via of the power amplifier IC. The thermal via 22 can be dispensed with. Therefore, the first and second filters 12 and 13 can be provided immediately below the power amplifier IC 11 which has conventionally been the formation region of the thermal via 22. That is, it is possible to reduce the size of the entire module while maintaining the heat dissipation of the power amplifier.

また、インターディジタル型の電極を共振フィルタの一部として用いた場合、例えば、２ポール型や３ポール型の一般的な共振フィルタ（特許文献９参照）に比べて、共振器を小型化しつつＱ値を高くでき、平衡／不平衡の入出力変換も容易に行なうことができる。さらに、一般的な共振フィルタに比べて、多数の（本実施形態では４対（８本））のインターディジタル型の電極を有し、これらはすべてグランド電極に繋がっているため、インターディジタル型の電極にサーマルビアを繋げることで放熱効果をさらに良好にすることができる。   Further, when an interdigital electrode is used as a part of the resonance filter, for example, the Q is reduced while reducing the size of the resonator as compared with a general resonance filter of 2 pole type or 3 pole type (see Patent Document 9). The value can be increased, and balanced / unbalanced input / output conversion can be easily performed. Furthermore, compared to a general resonance filter, it has a large number (four pairs (eight) in this embodiment) of interdigital electrodes, and these are all connected to the ground electrode. The thermal radiation effect can be further improved by connecting thermal vias to the electrodes.

また、本実施形態の高周波モジュール１によれば、第１のフィルタ１２であるインターディジタル型λ／４共振器の出力端とパワーアンプＩＣ１１の入力端とを接続する配線２８をパワーアンプＩＣ１１の直下に設けると共に、この配線２８をトリプレートストリップ線路として構成したので、第１のフィルタ１２とパワーアンプＩＣ１１との間のインピーダンス整合を確実に取ることができる。たとえ第１のフィルタ１２とパワーアンプＩＣ１１との間でインピーダンスの不整合が生じたとしても、トリプレートストリップ線路からグランドまでの高さを調節してその特性インピーダンスを変化させれば、フィルタの素子値を変えることなく、第１のフィルタ１２とパワーアンプＩＣ１１のインピーダンス整合を容易に調整することができる。   Further, according to the high frequency module 1 of the present embodiment, the wiring 28 that connects the output terminal of the interdigital λ / 4 resonator that is the first filter 12 and the input terminal of the power amplifier IC 11 is provided directly below the power amplifier IC 11. In addition, since the wiring 28 is configured as a triplate strip line, impedance matching between the first filter 12 and the power amplifier IC 11 can be ensured. Even if an impedance mismatch occurs between the first filter 12 and the power amplifier IC 11, if the characteristic impedance is changed by adjusting the height from the triplate strip line to the ground, the filter element The impedance matching between the first filter 12 and the power amplifier IC 11 can be easily adjusted without changing the value.

以上、本発明をその好ましい実施形態に基づき説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を加えることが可能であり、それらも本発明の範囲に包含されるものであることは言うまでもない。   Although the present invention has been described based on the preferred embodiments, the present invention is not limited to these embodiments, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. Needless to say, these are also included in the scope of the present invention.

例えば、上記実施形態においては、第１のフィルタ１２としてインターディジタル型λ／４共振器を用いているが、本発明はインターディジタル型λ／４共振器に限定されるものではなく、種々のフィルタ構造を用いることができる。この場合のフィルタは、できるだけ多くのグランドビアを備えていることが好ましい。   For example, in the above embodiment, an interdigital type λ / 4 resonator is used as the first filter 12, but the present invention is not limited to the interdigital type λ / 4 resonator, and various filters can be used. A structure can be used. The filter in this case preferably has as many ground vias as possible.

インターディジタル型λ／４共振器は、図２及び図３に示した回路構成に限定されるものではなく、例えばキャパシタンスＣ１〜Ｃ１６のいくつか又はすべてが省略された構成であってもかまわない。   The interdigital λ / 4 resonator is not limited to the circuit configuration shown in FIGS. 2 and 3, and may have a configuration in which some or all of the capacitances C1 to C16 are omitted, for example.

また、上記実施形態においては、パワーアンプＩＣ１１の略直下に第１及び第２のフィルタ１２，１３が設けられているが、本発明はこれに限定されるものではなく、どのような素子を設けてもかなわない。   In the above embodiment, the first and second filters 12 and 13 are provided almost immediately below the power amplifier IC 11. However, the present invention is not limited to this, and any element is provided. I don't know.

上記実施形態においては、前後段のフィルタ１２，１３とパワーアンプＩＣ１１との間にキャパシタＣ１７，Ｃ１８が設けられているが、本発明においてこれらのキャパシタを設けることは必須ではない。また、第１のフィルタ１２の前段や第２のフィルタ１３の後段にキャパシタや他の回路素子を設けてもよい。   In the above embodiment, the capacitors C17 and C18 are provided between the front and rear filters 12 and 13 and the power amplifier IC 11, but it is not essential to provide these capacitors in the present invention. Further, a capacitor or other circuit element may be provided before the first filter 12 or after the second filter 13.

さらに、本発明による高周波モジュールは、第１のフィルタ１２、パワーアンプＩＣ１１及び第２のフィルタ１３からなる回路構成に限定されるものではなく、例えば特許文献８に記載されているようなＲＦアンテナスイッチ回路部と一体化された大規模な高周波モジュールの一部としても用いることができる。   Furthermore, the high-frequency module according to the present invention is not limited to the circuit configuration including the first filter 12, the power amplifier IC 11, and the second filter 13. For example, an RF antenna switch as described in Patent Document 8 is used. It can also be used as part of a large-scale high-frequency module integrated with a circuit unit.

図１は、本発明の好ましい実施形態による高周波モジュールの構造を示す略断面図である。FIG. 1 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a high-frequency module according to a preferred embodiment of the present invention. 図２（ａ）及び（ｂ）は、本発明の好ましい実施形態による高周波モジュール１の構成を示す平面図であって、（ａ）は上面、（ｂ）は底面をそれぞれ示している。2A and 2B are plan views showing the configuration of the high-frequency module 1 according to a preferred embodiment of the present invention, in which FIG. 2A shows the top surface and FIG. 2B shows the bottom surface. 図３は、高周波モジュール１の等価回路図である。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency module 1. 図４は、高周波モジュール１の各層のパターンレイアウトを示す略平面図である。FIG. 4 is a schematic plan view showing a pattern layout of each layer of the high-frequency module 1. 図５は、高周波モジュール２の構成を示す略ブロック図である。FIG. 5 is a schematic block diagram showing the configuration of the high-frequency module 2. 図６は、高周波モジュール２の従来の構造を示す略断面図である。FIG. 6 is a schematic cross-sectional view showing a conventional structure of the high-frequency module 2.

符号の説明Explanation of symbols

１ 高周波モジュール
２ 高周波モジュール
１０ 多層基板
１１ パワーアンプＩＣ
１２ 第１のフィルタ（ＢＰＦ）
１３ 第２のフィルタ（ＬＰＦ）
１４ チップインダクタ
１５ａ〜１５ｄ チップキャパシタ
１６ パワーアンプ用入力端子
１７ パワーアンプ用出力端子
１８ 高周波モジュール用入力端子
１９ 高周波モジュール用出力端子
２０ グランド端子
２１ 結合低減用グランドビア
２２ パワーアンプ用サーマルビア
２２ａ サーマルビア
２２ｂ サーマルビア
２３ グランドパターン（上層）
２４ グランドパターン（下層）
２５ トリプレートストリップ線路用グランドパターン
２６ グランドビア
２７ ビアホール
２８ 配線（トリプレートストリップ線路）
２９ ビアホール
３０ ボンディングワイヤ
３１ グランドビア
３２ ビアホール
３３ ビアホール
５１ アンテナスイッチ
５２ アンテナ
１０１〜１２１ 多層基板の各配線層 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 High frequency module 2 High frequency module 10 Multilayer board 11 Power amplifier IC
12 First filter (BPF)
13 Second filter (LPF)
14 Chip inductors 15a to 15d Chip capacitor 16 Power amplifier input terminal 17 Power amplifier output terminal 18 High frequency module input terminal 19 High frequency module output terminal 20 Ground terminal 21 Coupling reduction ground via 22 Power amplifier thermal via 22a Thermal via 22b Thermal via 23 Ground pattern (upper layer)
24 Ground pattern (lower layer)
25 Ground pattern for triplate strip line 26 Ground via 27 Via hole 28 Wiring (triplate strip line)
29 via hole 30 bonding wire 31 ground via 32 via hole 33 via hole 51 antenna switch 52 antennas 101 to 121 each wiring layer of the multilayer substrate

Claims (5)

多層基板と、前記多層基板の主面に実装されたパワーアンプＩＣと、前記多層基板の内層において前記パワーアンプＩＣの略直下に設けられた第１のフィルタと、前記多層基板の内層に設けられ、前記第１のフィルタの出力端と前記パワーアンプＩＣの入力端とを接続する配線パターンとを備え、前記第１のフィルタは平衡入力端及び不平衡出力端を有するバランスフィルタであり、当該第１のフィルタの前記不平衡出力端は前記平衡入力端よりも前記多層基板の平面方向の内側に位置しており、前記配線パターンは前記パワーアンプＩＣの略直下に設けられていることを特徴とする高周波モジュール。 A multilayer substrate; a power amplifier IC mounted on a main surface of the multilayer substrate; a first filter provided in an inner layer of the multilayer substrate immediately below the power amplifier IC; and an inner layer of the multilayer substrate. A wiring pattern connecting the output end of the first filter and the input end of the power amplifier IC, and the first filter is a balance filter having a balanced input end and an unbalanced output end. The unbalanced output end of one filter is located on the inner side in the plane direction of the multilayer substrate with respect to the balanced input end, and the wiring pattern is provided substantially immediately below the power amplifier IC. High-frequency module. 前記配線パターンはトリプレートストリップ線路として構成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波モジュール。   The high-frequency module according to claim 1, wherein the wiring pattern is configured as a triplate strip line. 前記第１のフィルタはインターディジタル型λ／４共振器からなることを特徴とする請求項１又は２に記載の高周波モジュール。   3. The high-frequency module according to claim 1, wherein the first filter includes an interdigital type λ / 4 resonator. 前記多層基板の内層において前記パワーアンプＩＣの略直下に設けられた第２のフィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の高周波モジュール。   4. The high-frequency module according to claim 1, further comprising a second filter provided substantially directly below the power amplifier IC in an inner layer of the multilayer substrate. 5. 前記第２のフィルタの入力端は前記パワーアンプＩＣの出力端に接続されていることを特徴とする請求項４に記載の高周波モジュール。 The high frequency module according to claim 4, wherein an input end of the second filter is connected to an output end of the power amplifier IC.
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