JP4488605B2 - OFDM signal transmission method, transmitter, and receiver - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下、ＯＦＤＭと称す）伝送方式に関し、より特定的には、有線または無線の伝送路を介し、ＯＦＤＭ信号を用いてデータを伝送する方法及びその送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ伝送方式においては、伝送路中の歪、時間同期ずれ、送信側と受信側との間の周波数ずれや、受信機の局部発振器における位相ノイズなどに起因する振幅誤差および位相誤差が、復調特性の劣化を招くことが知られている。このように復調特性の劣化を招く、受信信号が受けた誤差要因を以下では周波数応答変動と呼ぶ。
【０００３】
ここで、一般的に、ＯＦＤＭ信号の伝送において、送信機は、受信機との同期をとるために、１シンボル長よりも長い時間長を有するプリアンブル部を送信する信号に挿入することが多い。このプリアンブル部を利用することによって、伝送路の周波数応答を正確に推定することができる。もっとも、プリアンブル部が頻繁に挿入されれば、精度よく伝送路の周波数応答を推定できる反面、伝送速度が著しく低下する。
【０００４】
そこで、従来においては、例えば、特開平８−２６５２９３号公報に示されるように、データシンボルにおけるデータキャリアの間に、一つないし複数のパイロットキャリアを挿入する方法がとられる。
【０００５】
ところで、ＯＦＤＭ信号は、いくつかのサブキャリアを含んだ、一定の時間長を有する複数のシンボルによって構成される。上述のデータキャリアもパイロットキャリアも、サブキャリアの一つである。上述の従来例においては、１つのデータシンボルごとに、当該データシンボルに含まれるパイロットキャリアの位相誤差を検出して、その誤差を補償する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述のような従来例によれば、伝送路中に大きな雑音が生じている環境下や、マルチパスフェージング環境下において、１シンボルあたりのパイロットキャリアの数が少ない場合には、位相誤差の検出精度が劣化するという問題が生じる。また、パイロットキャリアの数を多くすれば、位相誤差の検出精度を上げることはできるが、反面、占有周波数帯域幅が広がり、また、伝送速度が低下するという問題が生じる。また、伝送路歪によって生じる振幅誤差まで補償することは困難である。
【０００７】
そこで、本発明は、伝送路中に大きな雑音が生じている環境下やマルチパスフェージング環境下においても、伝送速度を低下させないで、精度よく、伝送路歪、時間同期ずれ、送受信間の周波数ずれや、残留位相誤差のいずれか１つ以上によって生じる伝送路の周波数応答の変動を、シンボルに含まれる全てのサブキャリアに対して補償し、低い誤り率でＯＦＤＭ信号を伝送する方法と、そのための送受信装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段および効果】
第１の発明は、送信側から受信側へ向けてＯＦＤＭ信号を伝送する方法であって、
ＯＦＤＭ信号は、データによって構成されるデータシンボルと、所定の周波数成分と振幅と位相を有するパイロットシンボルとを含み、
送信側において、パイロットシンボルは、一つまたは複数のデータシンボルの前または後に挿入されて、データシンボルとともに送信され、
受信側において、受信されたパイロットシンボルは、受信されたデータシンボルの伝送路歪、時間同期ずれ、周波数ずれ、及び残留位相誤差のいずれか１つ以上によって生じる伝送路の周波数応答の変動補償に用いられることを特徴とする。
【０００９】
このように、第１の発明においては、送信側で所定の周波数成分を有し、サブキャリアの振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入する。受信側では、パイロットシンボルを用いて精度良く伝送路の周波数応答を推定する。この推定結果と、所定数のデータシンボルの時間長だけ離れた２つのパイロットシンボル相互間の周波数応答差から、パイロットシンボル間のデータシンボルの周波数応答変動を補償する。そうすれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも、正確にデータシンボルを復調することができる。
【００１０】
第２の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
パイロットシンボルを構成するサブキャリアは、全てが所定の振幅と位相を有するパイロットキャリアであることを特徴とする。
【００１１】
このように、第２の発明において、１シンボルあたりのサブキャリアの数は、シンボル長に影響を与えない。したがって、サブキャリア全てを含んでいても、伝送速度は低下せず、さらに精度よく位相誤差を修正できるような、ＯＦＤＭ信号の伝送方法を実現することができる。
【００１２】
第３の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
パイロットシンボルは、一つまたは複数のデータシンボルの前または後に複数個が連続して挿入されることを特徴とする。
【００１３】
このように、第３の発明において、パイロットシンボルが複数個連続で挿入されれば、受信側での伝送路の周波数応答の推定精度が向上し、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも、より正確にデータシンボルを復調することができる。
【００１４】
第４の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
パイロットシンボルは、一つまたは複数のデータシンボルの前または後に周期的に挿入されることを特徴とする。
【００１５】
このように、第４の発明において、パイロットシンボルが周期的に挿入される場合には、受信する際にパイロットシンボルの時間的位置を見出すのが容易になる。
【００１６】
第５の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
パイロットシンボルは、一つまたは複数のデータシンボルの前または後に非周期的に挿入されることを特徴とする。
【００１７】
このように、第５の発明において、パイロットシンボルが非周期的ないし不等間隔に挿入される場合には、伝送路の変化の速さに応じた挿入間隔を選ぶことができる。
【００１８】
第６の発明は、第５の発明に従属する発明であって、
送信側においてパイロットシンボルをデータシンボルに挿入する際の挿入間隔および挿入個数が、伝送路の状況に応じて適応的に変化するように調整されることを特徴とする。
【００１９】
このように、第６の発明において、伝送路の状況に応じてパイロットシンボルの挿入個数および挿入間隔を適応的に変えることによって、伝送効率を向上させることができる。
【００２０】
第７の発明は、第５の発明に従属する発明であって、
送信側においてパイロットシンボルをデータシンボルに挿入する際の挿入間隔および挿入個数が、制御情報としてＯＦＤＭ信号に含まれることを特徴とする。
【００２１】
このように、第７の発明において、送信信号に制御情報として、パイロットシンボルがデータシンボルに挿入される間隔及び１箇所あたりに挿入する個数を含ませることによって、受信側では制御情報をもとにパイロットシンボルとデータシンボルを区別して復調することができる。
【００２２】
第８の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
伝送路の周波数応答の変動補償には、最も近いパイロットシンボル相互間の周波数応答の差から、時系列直線近似値として算出された補償ベクトルが用いられることを特徴とする。
【００２３】
このように、第８の発明において、直線近似値を用いてパイロットシンボル間のデータシンボルの周波数応答変動を補償する。そうすれば、パイロットシンボル間の周波数ずれによる位相変動は時系列において線形性を有するため、線形的に正確な補償をすることができる。さらに、パイロットシンボルの挿入間隔を適切に選べば、伝送路周波数応答は線形性を持つので、同様に線形的に正確に補償することができる。
【００２４】
第９の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
周波数ずれ及び残留位相誤差の一方または双方の変動補償には、最も近いパイロットシンボル相互間の位相差値から、時系列直線近似値として算出された値が用いられることを特徴とする。
【００２５】
このように、第９の発明においては、直線近似値を用いてパイロットシンボル間のデータシンボルの位相誤差を補償する。そうすれば、周波数ずれによる位相変動は時系列において線形性を有するため、線形的に正確な補償をすることができる。
【００２６】
第１０の発明は、第１の発明に従属する発明であって、
伝送路の周波数応答の変動補償には、パイロットシンボルを構成するパイロットキャリアの位相差の平均値が用いられることを特徴とする。
【００２７】
このように、第１０の発明においては、受信されたパイロットキャリアの位相を平均化することで、さらに精度よく位相誤差を修正できるような、ＯＦＤＭ信号の伝送方法を実現することができる。
【００２８】
第１１の発明は、第１０の発明に従属する発明であって、
平均値は、各パイロットキャリアの振幅値によって重み付けされて算出されることを特徴とする。
【００２９】
このように、第１１の発明において、受信信号は、伝送路及び雑音により歪を受ける。そのため、受信パイロットシンボルの各キャリアの振幅値に応じた重み付けを行って、平均値を求める。このようにすれば、より正確に位相誤差を修正できるような、ＯＦＤＭ信号の伝送方法を実現することができる。
【００３０】
第１２の発明は、受信側へ向けてＯＦＤＭ信号を送信する送信装置であって、送信データが入力されて、ＯＦＤＭデータシンボルを生成するデータシンボル生成部と、
ＯＦＤＭパイロットシンボルを生成するパイロットシンボル生成部と、
一つまたは複数のデータシンボルの前または後に、パイロットシンボルが挿入されるように、データシンボル生成部およびパイロットシンボル生成部から入力される信号を切り替えて出力するシンボル選択部とを備える。
【００３１】
このように、第１２の発明において、送信装置が、所定の周波数成分を有し、振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを、所定数のデータシンボル毎に挿入する。次に、受信側でパイロットシンボルを用いて精度良くデータシンボルの周波数応答の変動を補償する。そうすれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを伝送することができる。
【００３２】
第１３の発明は、第１２の発明に従属する発明であって、
データシンボル生成部は、
送信データが入力されて、周波数軸上のデータシンボルを生成する周波数軸上データシンボル生成部と、
周波数軸上データシンボル生成部からの信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを含み、
パイロットシンボル生成部は、
周波数軸上のパイロットシンボルを生成する周波数軸上パイロットシンボル生成部と、
周波数軸上パイロットシンボル生成部からの信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを含む。
【００３３】
このように、第１３の発明において、送信装置が、所定の周波数成分を有し、サブキャリアの振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルと、データシンボルとを、まず周波数軸上の信号として生成し、逆フーリエ変換する。そうすれば、簡易な構成でＯＦＤＭ信号を生成することができ、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも簡易な構成で正確にデータシンボルを伝送することができる。
【００３４】
第１４の発明は、送信側から送信され、データによって構成されるデータシンボルと、所定の周波数成分と振幅と位相を有し、一つまたは複数のデータシンボルの前または後に挿入されるパイロットシンボルとを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
フーリエ変換部から出力された信号からパイロットシンボルを検出し、フーリエ変換部から出力された信号に対して伝送路の周波数応答の変動を補償する伝送路周波数応答補償部と、
伝送路の周波数応答の変動を補償された信号が入力されて、復調データを出力する復調部とを備える。
【００３５】
このように、第１４の発明において、送信側で所定の周波数成分を有し、サブキャリアの振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入し、受信側で、パイロットシンボルを用いて精度良く周波数応答変動量を検出する。そうすれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを復調することができる。
【００３６】
第１５の発明は、第１４の発明に従属する発明であって、
伝送路周波数応答補償部は、或るパイロットシンボルの周波数応答と、当該パイロットシンボルに最も近いパイロットシンボルの周波数応答と、受信側において用意される参照パイロットシンボルの周波数応答とを用い、受信されたデータシンボルの周波数応答が参照パイロットシンボルの周波数応答に一致するような補償ベクトルを算出して補償することを特徴とする。
【００３７】
このように、第１５の発明において、送信側で所定の周波数成分を有し、サブキャリアの振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入し、受信側で、パイロットシンボルを用いて精度良く伝送路周波数応答を推定する。この結果と、所定数のデータシンボルの時間長だけ離れた２つのパイロットシンボル相互間の周波数応答差から、パイロットシンボル間のデータシンボルの周波数応答変動を補償すれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを復調することができる。
【００３８】
第１６の発明は、第１５の発明に従属する発明であって、
補償ベクトルは、各パイロットシンボルに含まれる全てのパイロットキャリアを用い、受信されたデータシンボルに含まれる全てのサブキャリアに対してそれぞれ算出されることを特徴とする。
【００３９】
このように、第１６の発明において、補償ベクトルは、各サブキャリア毎に個別に算出されるので、伝送路歪や時間同期ずれが生じる場合、例えば移動通信において用いられる場合であっても、周波数応答変動を補償して正確にデータシンボルを復調することができる。
【００４０】
第１７の発明は、第１５の発明に従属する発明であって、
補償ベクトルは、最も近いパイロットシンボル相互間の周波数応答変動量から、時系列直線近似値として算出されることを特徴とする。
【００４１】
このように、第１７の発明において、直線近似値を用いてパイロットシンボル間のデータシンボルの周波数応答変動を補償する。そうすれば、伝送路変動が挿入されるパイロットシンボル間で直線的な変動とみなせる場合、線形的に正確な補償をすることができる。また、周波数ずれによる位相変動は時系列において線形性を有するため、線形的な補償の効果が発揮される。
【００４２】
第１８の発明は、第１４の発明に従属する発明であって、
伝送路周波数応答補償部は、
任意のパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルと、当該第１のパイロットシンボルの後に伝送される第２のパイロットシンボルとを検出するパイロットシンボル検出部と、
第１のパイロットシンボルの周波数応答を受信側において用意される参照パイロットシンボルの周波数応答で除して、第１のパイロットシンボル伝送路周波数応答を算出する第１のパイロットシンボル伝送路周波数応答算出部と、
第２のパイロットシンボルの周波数応答を参照パイロットシンボルの周波数応答で除して、第２のパイロットシンボル伝送路周波数応答を算出する第２のパイロットシンボル伝送路周波数応答算出部と、
第１のおよび第２のパイロットシンボル伝送路周波数応答が入力されて、伝送路の周波数応答の変動を補償するための補償ベクトルを求める補償ベクトル算出部と、
補償ベクトルが入力されて、データシンボルの周波数応答を補償する周波数応答補償部とを含む。
【００４３】
このように、第１８の発明において、送信側において、所定の周波数成分を有し、振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入する。受信側において、受信信号からはじめに検出される第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルを、受信側で用意される所定の参照パイロットシンボルで除算し、第１と第２のパイロットシンボルの伝送路の周波数応答を求める。次に、第１パイロットシンボルの伝送路周波数応答と第２パイロットシンボルの伝送路周波数応答との差を求める。このパイロットシンボル間の伝送路周波数応答差から、データシンボルに対する補償ベクトルを求めることができる。したがって、正確にデータシンボルの伝送路歪、時間同期ずれ、周波数ずれ及び残留位相誤差を補償することができる。
【００４４】
第１９の発明は、送信側から送信され、データによって構成されるデータシンボルと、所定の周波数成分と振幅と位相とを有し、一つまたは複数のデータシンボルの前または後に挿入されるパイロットシンボルとを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
受信されたＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
フーリエ変換部から出力された信号からパイロットシンボルを検出し、フーリエ変換部から出力された信号の周波数ずれ及び残留位相誤差の一方または双方を補償する位相補償部と、
周波数ずれ及び残留位相誤差の一方または双方を補償された信号が入力されて、復調データを出力する復調部とを備える。
【００４５】
このように、第１９の発明においては、送信側で所定の周波数成分を有し、振幅及び位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入し、受信側で、パイロットシンボルを用いて精度良く位相誤差検出を行う。そうすれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを復調することができる。
【００４６】
第２０の発明は、第１９の発明に従属する発明であって、
位相補償部は、或るパイロットシンボルの位相と所定の位相との位相差値と、最も近いパイロットシンボル相互間の位相差値とを用い、受信されたデータシンボルの位相が所定の位相に一致するような位相補償値を算出して補償することを特徴とする。
【００４７】
このように、第２０の発明においては、送信側で所定の周波数成分を有し、振幅及び位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入し、受信側で、パイロットシンボルを用いて精度良く位相誤差検出を行う。この検出結果と、所定数のデータシンボルの時間長だけ離れた２つのパイロットシンボル相互間の位相差から、パイロットシンボル間のデータシンボルの位相誤差を補償すれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを復調することができる。
【００４８】
第２１の発明は、第２０の発明に従属する発明であって、
位相差値は、各パイロットシンボルに含まれる全てのパイロットキャリアの位相の平均値を用いて算出されることを特徴とする。
【００４９】
このように、第２１の発明においては、受信されたパイロットキャリアの位相を平均化することで、さらに精度よく位相誤差を修正できるような、ＯＦＤＭ信号の受信装置を実現することができる。
【００５０】
第２２の発明は、第２１の発明に従属する発明であって、
平均値は、各パイロットキャリアの振幅値によって重み付けされて算出されることを特徴とする。
【００５１】
このように、第２２の発明において、受信信号は、伝送路及び雑音により歪を受ける。そのため、受信パイロットシンボルの各キャリアの振幅値に応じた重み付けを行って、平均値を求める。このようにすれば、より正確に位相誤差を修正できるような、ＯＦＤＭ信号の受信装置を実現することができる。
【００５２】
第２３の発明は、第２０の発明に従属する発明であって、
補償値は、最も近いパイロットシンボル相互間の位相差値から、時系列直線近似値として算出されることを特徴とする。
【００５３】
このように、第２３の発明においては、直線近似値を用いてパイロットシンボル間のデータシンボルの位相誤差を補償する。そうすれば、周波数ずれによる位相変動は時系列において線形性を有するため、線形的に正確な補償をすることができる。
【００５４】
第２４の発明は、第１９の発明に従属する発明であって、
位相補償部は、
任意のパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルと、当該第１のパイロットシンボルの後に伝送される第２のパイロットシンボルとを検出するパイロットシンボル検出部と、
第１のパイロットシンボルの位相と所定の位相との差を算出する第１パイロットシンボル位相差算出部と、
第１のパイロットシンボルの位相と第２のパイロットシンボルの位相との差を算出するパイロットシンボル間位相差算出部と、
第１パイロットシンボル位相差算出部が算出した位相差値と、パイロットシンボル間位相差算出部が算出した位相差値とが入力されて、周波数ずれ及び残留位相誤差を修正するための補償値を算出する位相補償値算出部と、
補償値が入力されて、データシンボルの位相を回転させる位相回転部とを含む。
【００５５】
このように、第２４の発明によれば、送信側において、所定の周波数成分を有し、振幅及び位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを所定数のデータシンボル毎に挿入する。受信側において、受信信号からはじめに検出される第１のパイロットシンボルと受信側で用意される所定の参照パイロットシンボルとの位相差を求める。次に、第１のパイロットシンボルと、後に検出される第２のパイロットシンボルとの位相差を求める。これらにより、２つのパイロットシンボルの位相誤差が求まり、データシンボルに対する位相補償値を求めることができる。したがって、正確にデータシンボルの周波数ずれ及び残留位相誤差を補償することができる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態に係る伝送方法を説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る伝送方法において、伝送されるＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。図１に示されるように、所定の周波数成分を有し、その振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルの後には、データシンボルが複数個続く。そして、データシンボルの後には、パイロットシンボルが続く。このように、本発明の第１の実施形態に係る伝送方法におけるＯＦＤＭ信号は、１つないし複数のデータシンボルの前後に、パイロットシンボルが挿入された構成である。なお、挿入されるパイロットシンボルは１つでもよいし、連続した複数個でもよい。
【００５７】
ここで、ＯＦＤＭ信号はいくつかのサブキャリアを含むが、１シンボルあたりのサブキャリアの数は、シンボル長に影響を与えない。したがって、全てのサブキャリアに所定の振幅と位相を持たせてもよいし、そのいくつかのサブキャリアに所定の振幅と位相を持たせてもよい。もっとも、精度よく周波数応答変動を補償するためには、サブキャリア全てに所定の振幅と位相を持たせることが好ましい。
【００５８】
また、前述のように、ＯＦＤＭ信号の伝送において、送信機は、受信機との同期をとるために、１シンボル長よりも長い時間長を有するプリアンブル部を、送信する信号に挿入することが多い。図１において、プリアンブル部は、伝送開始時に挿入されてもよいし、適宜の間隔で挿入されてもよい。もっとも、プリアンブル部を頻繁に挿入すれば、精度よく周波数応答変動を修正できる反面、伝送速度が著しく低下する。したがって、本発明の第１の実施形態に係る伝送方法によれば、プリアンブル部は、伝送開始時に挿入されるか、少ない頻度で挿入されるのが好ましい。
【００５９】
また、プリアンブル部は、パイロットシンボルのデータシンボルへの挿入間隔や個数を制御情報として含んでいてもよい。そうすれば、受信側において制御情報を解析し、パイロットシンボルとデータシンボルとを区別することができる。
【００６０】
さらに、制御情報は、第１のパイロットシンボルの後に、データシンボルまたは制御情報シンボルとして挿入されてもよい。そうすれば、通常のＯＦＤＭ信号として、当該制御情報を誤りなく復調することができる。
【００６１】
こうして、送信側において、パイロットシンボルは、一つまたは複数のデータシンボルの前後に挿入されて、データシンボルとともに送信され、上述のようなＯＦＤＭ信号が伝送される。その後、受信側において、パイロットシンボルを用いて、精度良く伝送路の周波数応答を推定する。
【００６２】
この推定結果と、所定数のデータシンボルの時間長だけ離れた２つのパイロットシンボル相互間の伝送路周波数応答の差から、パイロットシンボル間のデータシンボルの周波数応答変動を補償する。そうすれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下においても、正確にデータシンボルを復調することができる伝送方法を実現できる。
【００６３】
ここで、図１（ａ）において、データシンボルの前のパイロットシンボルを第１のパイロットシンボルとし、データシンボルの後に続くパイロットシンボルを第２のパイロットシンボルとする。また、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルとの時間的な間隔は、伝送路の変動が小さい場合は、パイロットシンボルを挿入する間隔を長くし、伝送路の変動が大きい場合は、パイロットシンボル間での伝送路の変動が直線的な変動になる程度に、挿入する間隔を短くする。このように、パイロットシンボルを挿入する間隔を伝送路の状況に応じて適応的に変えることによって伝送効率を高めることができる。
【００６４】
なお、伝送路の状況は、送信側において測定および判断されてもよいし、まず受信側によって測定された伝送路の状況が送信側へフィードバックされ、送信側において判断されてもよい。
【００６５】
また、パイロットシンボルは周期的に挿入されてもよいし、非周期的に挿入されてもよい。パイロットシンボルが周期的に挿入される場合には、受信する際にパイロットシンボルの時間的位置を検出するのが容易になる。非周期的ないし不等間隔に挿入される場合には、伝送路の変化の速さに応じた挿入間隔を選ぶことができる。なお、パイロットシンボルが非周期的ないし不等間隔に挿入される場合とは、信号伝送の全期間に渡ってパイロットシンボルが周期的に挿入されている場合ではないことを表すのであって、信号伝送における一部の期間においてパイロットシンボルが周期的に挿入される場合を排除するものではない。
【００６６】
ここで、非周期的に挿入される場合には、図１（ｂ）に示すように第１パイロットシンボルの直後に、パイロットシンボルを挿入する間隔及び個数を示す制御情報を含んだ制御情報シンボルを挿入する。このように制御情報を配置することによって、制御情報は、第１パイロットシンボルで推定した伝送路周波数応答をもとに復調することができる。したがって、プリアンブル部に含まれる場合よりも、正確に復調することができる。
【００６７】
なお、第１パイロットシンボルは、パイロットシンボル部分における伝送路周波数応答の推定精度を向上させるために、図１（ｃ）に示すように、２つのパイロットシンボルによって構成されてもよい。また、図１（ｄ）に示すように、挿入されるパイロットシンボルは、それぞれ２つでもよいし、さらに３つ以上が連続的に挿入されてもよい。このような場合には、各パイロットシンボルの伝送路周波数応答を平均化することにより、正確にパイロットシンボルの伝送路周波数応答を推定することができる。
【００６８】
以上のような構成のＯＦＤＭ信号は、例えば、次のような送信装置によって生成することができる。図２は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示した模式図である。なお、以下において、データシンボルの数をＭ個とし、１シンボルあたりのサブキャリアの数をＮ個とする。
【００６９】
図２において、本送信装置は、入力された送信データからデータシンボルを生成するＯＦＤＭデータシンボル生成部１と、前述のような所定の周波数成分を有し、その振幅と位相とが所定のパターンを有するパイロットシンボルを生成するＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２と、ＯＦＤＭデータシンボル生成部１およびＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２からの２つの信号が入力され、それらのいずれかの信号を選択して出力するシンボル選択部３と、シンボル選択部３から出力されたデジタルデータをアナログデータに変換して、送信信号を出力するＤ／Ａ変換部４とを備える。
【００７０】
また、図３は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置における、ＯＦＤＭデータシンボル生成部１およびＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２の詳細な構成を示したブロック図である。図３（ａ）において、ＯＦＤＭデータシンボル生成部１は、周波数軸上データシンボル生成部１１と、逆フーリエ変換部１２とを備える。また、図３（ｂ）において、ＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２は、周波数軸上パイロットシンボル生成部２１と、逆フーリエ変換部２２とを備える。
【００７１】
ここで、図２において、送信したいデータは、ＯＦＤＭデータシンボル生成部１に入力される。入力されたデータは、データシンボルへ変換されて、シンボル選択部３に入力される。
【００７２】
より詳細には、図３（ａ）において、送信したいデータは、まず、周波数軸上データシンボル生成部１１に入力される。周波数軸上データシンボル生成部１１は、周波数軸上において所定の間隔で配列された多くのデータキャリアにより構成される、周波数軸上データシンボルを出力する。この周波数軸上データシンボルは、逆フーリエ変換部１２によって、逆フーリエ変換され、時間軸上に配列されたＯＦＤＭデータシンボルへ変換される。変換されたＯＦＤＭデータシンボルは、シンボル選択部３に入力される。
【００７３】
一方、前述のような所定の周波数成分を有し、その振幅と位相とが所定のパターンを有するパイロットシンボルは、ＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２によって生成され、シンボル選択部３に入力される。
【００７４】
より詳細には、図３（ｂ）において、周波数軸上パイロットシンボル生成部２１によって、周波数軸上において所定の間隔で配列された多くのパイロットキャリアにより構成される、周波数軸上パイロットシンボルが出力される。この周波数軸上パイロットシンボルは、逆フーリエ変換部２２によって、逆フーリエ変換され、時間軸上に配列されたＯＦＤＭパイロットシンボルへ変換される。変換されたＯＦＤＭパイロットシンボルは、シンボル選択部３に入力される。
【００７５】
シンボル選択部３は、上記のように入力された２つの信号のうち、一方の信号を選択して出力する。例えば、シンボル選択部３は、３つのデータシンボル毎に１つのパイロットシンボルが挿入された図１（ａ）に示されるような信号を出力するものとする。
【００７６】
このような場合、シンボル選択部３は、まず、ＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２からの信号を選択する。シンボル選択部３は、パイロットシンボルが１つ分出力され終わるタイミングで、ＯＦＤＭデータシンボル生成部１からの信号を選択する。その後、シンボル選択部３は、データシンボルが３つ分出力され終わるタイミングで、ＯＦＤＭパイロットシンボル生成部２からの信号を選択する。さらに、シンボル選択部３は、パイロットシンボルが１つ分出力され終わるタイミングで、再び、ＯＦＤＭデータシンボル生成部１からの信号を選択する。そして、シンボル選択部３は、次々と、上記と同様に選択する信号を切り替えていけば、図１（ａ）に示されるようなＯＦＤＭ信号を連続的に出力することができる。
【００７７】
以上のようにして、シンボル選択部３から出力された信号は、Ｄ／Ａ変換部４に入力される。Ｄ／Ａ変換部４は、入力された信号を、デジタルデータからアナログデータへ変換し、送信信号として出力する。
【００７８】
このように、本発明の第１の実施形態に係る送信装置は、所定の周波数成分を有し、振幅と位相が所定のパターンを有するパイロットシンボルを、所定数のデータシンボル毎に挿入する。このような送信装置を用いることによって、受信側で、パイロットシンボルを用いて精度良くデータシンボルの周波数応答の変動を補償すれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを伝送することができる。
【００７９】
次に、図４は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示した模式図である。図４において、本受信装置は、入力された受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部５と、フーリエ変換部５から出力された信号の周波数応答の変動を補償する伝送路周波数応答補償部６と、伝送路周波数応答補償部６から出力された信号を復調する復調部７とを備える。
【００８０】
図４において、フーリエ変換部５は、各シンボルをフーリエ変換し、周波数領域のデータを出力する。出力されたデータは、伝送路周波数応答補償部６によって、伝送路の周波数応答の変動が除去される。さらに、周波数応答変動が除去されたデータは、復調部７によって、データシンボルとして復調される。
【００８１】
次に、図５は、本発明の第１の実施形態に係る受信装置における伝送路周波数応答補償部の構成を詳細に示した模式図である。図５において、本受信装置における伝送路周波数応答補償部６は、フーリエ変換部５から出力された信号からパイロットシンボルを検出するパイロットシンボル検出部６１と、パイロットシンボル検出部６１から出力された第１パイロットシンボルを参照パイロットシンボルで除した値を算出する第１パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６２と、パイロットシンボル検出部６１から出力された第２パイロットシンボルを参照パイロットシンボルで除した値を算出する第２パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６３と、第１パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６２および第２パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６３からの出力が入力されて補償ベクトルを算出する補償ベクトル算出部６４と、補償ベクトル算出部６４からの出力に基づいてパイロットシンボル検出部６１から出力された信号の周波数応答を補償させる周波数応答補償部６５とを備える。
【００８２】
図５において、パイロットシンボル検出部６１は、フーリエ変換された周波数領域のデータから、パイロットシンボルを検出する。第１パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６２は、第１パイロットシンボルに含まれるサブキャリアを、受信装置内に設けられたメモリ等（図示されていない）に格納されている参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアで除算し、伝送路の周波数応答を推定する。
【００８３】
このメモリに格納されている参照パイロットシンボルは、受信時において全く周波数応答変動誤差がない状態と同様の、理想的なパイロットシンボルである。したがって、第１パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの周波数応答を、参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアで除算すれば、伝送路の周波数応答を求めることができる。
【００８４】
図６は、Ｐ１の複素振幅を有する第１パイロットシンボルに含まれるサブキャリアと、Ｐｒの複素振幅を有する参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアとを表した模式図である。第１パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６２は、図６（ａ）に示されるような、第１パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの複素振幅Ｐ１を、図６（ｂ）に示されるような、受信側のメモリに格納されている参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの複素振幅Ｐｒで除算し、伝送路の周波数応答Ｐａを算出する。その算出式は、次式（１）のようになる。
【００８５】
Ｐａ（ｉ）＝Ｐ１（ｉ）÷Ｐｒ（ｉ） …（１）
ただし、ｉは、１からＮまでの任意の整数である。
【００８６】
なお、前述したように、挿入されるパイロットシンボルが連続した複数個である場合には、各パイロットシンボルの伝送路周波数応答を平均化して用いる。そうすれば、より正確にパイロットシンボルの伝送路周波数応答を推定することができる。
【００８７】
図５において、第２パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６３は、第２パイロットシンボルに含まれるサブキャリアを、受信装置内に設けられたメモリ等に格納されている参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアで除算し、第２パイロットシンボルにおける伝送路の周波数応答を推定する。
【００８８】
図７は、Ｐ２の複素振幅を有する第２パイロットシンボルに含まれるサブキャリアと、Ｐｒの複素振幅を有する参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアとを表した模式図である。第２パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部６３は、図７（ａ）に示されるような、第２パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの複素振幅Ｐ２を、図７（ｂ）に示されるような、受信側のメモリに格納されている参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの複素振幅Ｐｒで除算し、伝送路の周波数応答Ｐｂを算出する。その算出式は、次式（２）のようになる。
【００８９】
Ｐｂ（ｉ）＝Ｐ２（ｉ）÷Ｐｒ（ｉ） …（２）
ただし、ｉは、１からＮまでの任意の整数である。
【００９０】
なお、挿入される第２のパイロットシンボルが連続した複数個である場合には、各パイロットシンボルの伝送路周波数応答を平均化することにより、より正確に第２のパイロットシンボルの伝送路周波数応答を推定することができることは前述したとおりである。
【００９１】
補償ベクトル算出部６４は、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在する各データシンボルに対する補償ベクトルＶｋを、第１パイロットシンボル伝送路周波数応答Ｐａおよび第２パイロットシンボル伝送路周波数応答Ｐｂから得られる直線近似によって求める。ここで、直線近似によって求めるのは、伝送路の変動が直線的になるように、短い間隔でパイロットシンボルを挿入されており、また、周波数ずれによる位相変動が時系列において線形性を有するからである。したがって、直線近似によれば、線形的に正確な補償をすることができる。
【００９２】
図８は、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在する各データシンボルに対する補償ベクトルＶｋを縦軸に、各シンボルの番号すなわち時間を横軸にとって、その関係を表したグラフである。図８に示されるように、各データシンボルに対する補償ベクトルＶｋは、パイロットシンボル間の伝送路周波数応答の差から、直線近似により求めうることがわかる。
【００９３】
ここで、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在するデータシンボル数は、Ｍ個とし、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在する或るデータシンボルをｋとする。但し、ｋは、１からＭまでの任意の整数とする。以上を前提として、上述の直線近似により、各データシンボルに対する補償ベクトルＶｋを算出する数式は、次式（３）のように表すことができる。
【数１】
【００９４】
次に、周波数応答補償部６５は、以上のようにして求めた補償ベクトルによって、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在する各データシンボルに含まれるサブキャリアの周波数応答変動を補償する。
【００９５】
図９は、第ｋデータシンボルにおける周波数応答変動の補償の様子を表した模式図である。各データシンボルに含まれるサブキャリアの周波数応答変動は、求めた補償ベクトルから、次式（４）のように補償される。
Ｃ’ｋ（ｉ）＝Ｃｋ（ｉ）／Ｖｋ（ｉ） …（４）
【００９６】
以上のデータシンボルの周波数応答変動の補償は、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在するｋ個のデータシンボルに対して行われる。従って、実際には、これらのデータシンボルは一旦、例えば、受信装置に設けられた、図示されていないデータシンボル記憶部に保存される。補償ベクトルが算出された後、当該データシンボル記憶部に保存されていたデータシンボルが読み出され、これに対して、周波数応答変動の補償が行われることになる。
【００９７】
典型的には、図示されていないデータシンボル記憶部は、周波数応答補償部６５の前段ないし内部に設けられる。そして、データシンボル記憶部によって保存された各データシンボルは、補償ベクトル算出部６４によって各データシンボルに対する補償ベクトルＶｋが算出された後、周波数応答補償部６５によって周波数応答変動を補償される。
【００９８】
したがって、第１の実施形態に係る本受信装置に用いられる方式では、第１のパイロットシンボルを受信してから、第２のパイロットシンボルを受信するまで復調できないので、一定の処理時間がかかる。よって、本方式は、すぐに再送を要求されないような映像伝送や、放送型の伝送において用いられる受信方式により適している。
【００９９】
以上のように、パイロットシンボルに含まれるサブキャリア各々の伝送路変動によってうけた周波数応答の変動を補償する補償ベクトルを算出することができる。この点で、各データシンボルにパイロットキャリアを挿入する従来例の方式よりも正確に、全サブキャリアに対して補償ベクトルを算出することができる。なぜなら、従来の方式によって挿入されるパイロットキャリアの数は、全サブキャリアの数と比較して極めて少ないことから、従来の方式によれば、全周波数帯にわたって正確に伝送路の周波数応答変動を算出することが困難だからである。
【０１００】
このようにして、周波数応答補償部６５は、入力されたデータの伝送路における周波数応答の変動を除去することができる。特に、伝送路の変動がパイロットシンボル間において直線的な変動であるとみなせる場合には、直線近似値を用いてパイロットシンボル間のデータシンボルの周波数応答を補償することによって、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを復調することができる。また、周波数ずれによる位相変動は時系列において線形性を有するため、線形的に正確な補償をすることができる。
【０１０１】
なお、伝送路の変動が少ない場合には、２つのパイロットシンボル間のデータシンボルにおける伝送路周波数応答変動の補償は、２つのパイロットシンボルのうち、時間的に前にあるパイロットシンボルのみで行ってもよい。そうすれば、後にあるパイロットシンボルを受信しなくてもデータシンボルの伝送路周波数応答変動を補償することができる。
【０１０２】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る伝送方法は、前述の第１の実施形態とほぼ同様である。そして、本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成は、前述の第１の実施形態に係る送信装置の構成と同じであるので、その説明は省略する。しかし、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成は、前述の第１の実施形態に係る受信装置の構成とは部分的に異なるので、以下、相違点を中心にして説明する。
【０１０３】
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示した模式図である。図１０において、本受信装置は、フーリエ変換部５と、フーリエ変換部５から出力された信号の位相を補償する位相補償部２６と、位相補償部２６から出力された信号を復調する復調部７とを備える。したがって、本受信装置は、図４の受信装置に対して、伝送路周波数応答補償部６に替えて、位相補償部２６を備える。
【０１０４】
図１０において、フーリエ変換部５から出力されたデータは、位相補償部２６によって、周波数のずれ及び残留位相誤差が除去される。位相補償部２６の詳細な構成については、後述する。さらに、誤差が除去されたデータは、復調部７によって復調される。
【０１０５】
次に、図１１は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置における位相補償部２６の構成を詳細に示した模式図である。図１１において、本受信装置における位相補償部２６は、フーリエ変換部５から出力された信号からパイロットシンボルを検出するパイロットシンボル検出部２６１と、パイロットシンボル検出部２６１から出力された第１のパイロットシンボルと所定の参照パイロットシンボルとの位相差を算出する第１のパイロットシンボル位相差算出部２６２と、パイロットシンボル検出部２６１から出力されたパイロットシンボル間の位相差を算出するパイロットシンボル間位相差算出部２６３と、第１のパイロットシンボル位相差算出部２６２とパイロットシンボル間位相差算出部２６３からの出力とが入力されて位相補償値を算出する位相補償値算出部２６４と、位相補償値算出部２６４からの出力に基づいてパイロットシンボル検出部２６１から出力された信号の位相を回転させる位相回転部２６５とを備える。
【０１０６】
図１１において、パイロットシンボル検出部２６１は、図５のパイロットシンボル検出部６１と同様に、フーリエ変換された周波数領域のデータから、パイロットシンボルを検出する。第１パイロットシンボル位相差算出部２６２は、第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相と、受信装置内に設けられたメモリ等（図示されていない）に格納されている参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相との差を求める。
【０１０７】
このメモリに格納されている参照パイロットシンボルは、第１の実施形態に係る受信装置と同様の理想的なパイロットシンボルである。したがって、第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相と参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相との差を求めれば、伝送によって生じた位相誤差を求めることができる。
【０１０８】
図１２は、φ１の位相を有する第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアと、φｒの位相を有する参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアとを表した模式図である。第１のパイロットシンボル位相差算出部２６２は、図１２（ａ）に示されるような、第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相φ１と、図１２（ｂ）に示されるような、受信側のメモリに格納されている参照パイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相φｒとの差φｐｓを算出する。その算出式は、次式（５）のようになる。
φｐｓ（ｉ）＝φ１（ｉ）−φｒ（ｉ） …（５）
ただし、ｉは、１からＮまでの任意の整数である。
【０１０９】
第１のパイロットシンボル位相差算出部２６２は、位相差をサブキャリアの数の分だけ、平均化する。平均化された値をφｐとするとき、その算出式は、次式（６）のようになる。
【数２】
もっとも、受信信号は、伝送路及び雑音により歪を受ける。そのため、φｐを求める際には、受信パイロットシンボルの各キャリアの振幅値に応じた重み付けを行って、平均値を求めた方がより正確になる。そこで、以下、その算出方法について述べる。
【０１１１】
まず、受信された第１のパイロットシンボルに含まれる第ｉサブキャリアの複素信号をＡ１（ｉ）とし、受信された第２のパイロットシンボルに含まれる第ｉサブキャリアの複素信号をＡ２（ｉ）とし、参照パイロットシンボルの第ｉサブキャリアの振幅をＲ（ｉ）とする。以上を前提にして、φｐは、次式（７）によって算出される。
【数３】
【０１１２】
以上のように平均値を算出すれば、各成分は、Ａ１（ｉ）の電力値で重み付けされていることになる。したがって、振幅値の大きいキャリアの位相は平均値への寄与が大きく、振幅値の小さいキャリアの位相は平均値への寄与が小さくなる。以上のことから、受信信号が伝送路及び雑音によって歪を受けたとしても、より正確な平均値を算出することができる。
【０１１３】
次に、パイロットシンボル間位相差算出部２６３は、第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相と第２のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相との位相差を求める。
【０１１４】
図１３は、φ１の位相を有する第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアと、φ２の位相を有する第２のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアとを表した模式図である。パイロットシンボル間位相差算出部２６３は、図１３（ａ）に示されるような、第１のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相φ１と、図１３（ｂ）に示されるような、第２のパイロットシンボルに含まれるサブキャリアの位相φ２との位相差φを算出する。その算出式は、次式（８）のようになる。
φ（ｉ）＝φ１（ｉ）−φ２（ｉ） …（８）
ただし、ｉは、１からＮまでの任意の整数であるものとする。
【０１１５】
パイロットシンボル間位相差算出部２６３は、位相差をサブキャリアの数の分だけ平均化する。平均化された値をφａとするとき、その算出式は、次式（９）のようになる。
【数４】
以上のように、パイロットシンボルに含まれる全サブキャリアの数の分だけ平均化することによって、全サブキャリアの周波数にわたって正確に位相差を算出することができる。この点で、各データシンボルにパイロットキャリアを挿入する従来例の方式よりも、より正確に位相差を算出することができる。なぜなら、従来の方式によって挿入されるパイロットキャリアの数は、全サブキャリアの数と比較して、極めて少ないので、従来の方式では、全周波数帯にわたって正確に位相差を算出することができないからである。
【０１１７】
もっとも、以上の平均値算出方法については、前述と同様、受信パイロットシンボルの各キャリアの振幅値に応じて重み付けを行い、その後に平均値を求める方が、より正確である。そこで、前述と同様に、平均化された値をφａとするとき、その算出式は、次式（１０）のようになる。
【数５】
以上のように平均値を算出すれば、各成分はＡ１（ｉ）の電力値で重み付けされていることから、振幅値の大きいキャリアの位相は平均値への寄与が大きく、振幅値の小さいキャリアの位相は平均値への寄与が小さくなる。したがって、受信信号が、伝送路及び雑音によって歪を受けたとしても、より正確な平均値を算出することができる。
【０１１９】
もっとも、このように平均値を算出すると、第１の実施形態に係る受信装置のように、各サブキャリア毎に個別に補償値を算出することができなくなる。しかし、反面では、パイロットシンボルの受信時において、当該パイロットシンボルに含まれるいくつかのサブキャリアが抑圧され、あるいは消失しているような場合に、第１の実施形態に係る受信装置のように個別に補償値を算出すれば、逆に補償精度が下がることになる。したがって、本受信装置は、全キャリアがほぼ一様の歪みを受けるような、周波数ずれや位相ノイズに対して特に有効である。具体的には、本受信装置は、伝送路歪が小さい静止状態の通信に好適である。これに対して、第１の実施形態に係る受信装置は、伝送路歪が時系列上で変動したり時間同期ずれが生じる移動通信に好適である。
【０１２０】
次に、位相補償値算出部２６４は、第１のパイロットシンボルから第２のパイロットシンボルの間に存在する各データシンボルに対する位相補償値φｄを、パイロットシンボル間位相差φａから得られる直線近似によって求める。ここで、直線近似によって求めるのは、周波数ずれによる位相変動が時系列において線形性を有するからである。したがって、直線近似によれば、線形的に正確な補償をすることができる。
【０１２１】
図１４は、第１のパイロットシンボルから第２のパイロットシンボルの間に存在する各データシンボルに対する位相補償値φｄを縦軸に、各シンボルの番号すなわち時間を横軸にとって、その関係を表したグラフである。図１４に示されるように、各データシンボルに対する位相補償値φｄは、パイロットシンボル間位相差φａから、直線近似により求めうることがわかる。
【０１２２】
ここで、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在するデータシンボル数は、Ｍ個とし、第１パイロットシンボルから第２パイロットシンボルの間に存在する或るデータシンボルをｋとする。但し、ｋは、１からＭまでの任意の整数とする。以上を前提として、上述の直線近似により、各データシンボルに対する位相補償値φｄを算出する数式は、次式（１１）のように表すことができる。
【数６】
次に、位相回転部２６５は、以上のようにして求めた位相補償値によって、第１のパイロットシンボルから第２のパイロットシンボルの間に存在する各データシンボルに含まれるサブキャリアの位相を補償する。図１５は、第ｋデータシンボルにおける位相補償の様子を表した模式図である。各データシンボルに含まれるサブキャリアの位相は、求めた位相補償値から、次式（１２）のように補償される。
【０１２４】
Ｃ’ｋ（ｉ）＝Ｃｋ（ｉ）×ｅｘｐ（ｊ・φｄ（ｋ）） …（１２）
ただし、ｉおよびｋは、１からＮまでの任意の整数である。
【０１２５】
以上の位相補償は、第１のパイロットシンボルから第２のパイロットシンボルの間に存在するＭ個のデータシンボルに対して行われる。従って、第１の実施形態に係る受信装置と同様に、実際には、これらのデータシンボルは一旦図示されていないデータシンボル記憶部に保存される。位相補償値が算出された後、当該データシンボル記憶部に保存されていたデータシンボルが読み出され、これに対して、位相補償が行われることになる。したがって、本受信装置は、第１の実施形態に係る受信装置と同様にすぐに再送を要求されないような映像伝送や、放送型の伝送において用いられる受信方式により適している。
【０１２６】
このようにして、位相補償部２６は、入力されたデータの周波数ずれ及び残留位相誤差を除去する。そして、直線近似値を用いてパイロットシンボル間のデータシンボルの位相誤差を補償すれば、マルチパスフェージング環境や大きな雑音が生じている環境下でも正確にデータシンボルを復調することができる。また、周波数ずれによる位相変動は時系列において線形性を有するため、線形的に正確な補償をすることができる。したがって、本受信装置ないし受信方式によれば、周波数ずれなどの直線的な位相誤差に対して特に効果が高くなる。
【０１２７】
また、上式（１２）にも示されるように、本受信装置において、１つのデータシンボルに含まれる全てのサブキャリアは、１つの位相補償値によって位相補償される。したがって、各サブキャリア毎に個別に補償値を算出して周波数応答変動の補償を行う第１の実施形態に係る受信装置の伝送路周波数応答補償部６と比較して、本受信装置の位相補償部２６は、より簡易な装置構成にすることができる。
【０１２８】
具体的には、伝送路周波数応答補償部６に含まれる周波数応答補償部６５は、全てのサブキャリアに対応する補償値を記憶する内蔵メモリーを有して、それぞれの補償値を用いて個別に制御ないし演算する構成である。これに対して、位相補償部２６に含まれる位相回転部２６５は、１つの補償値を記憶するだけの内蔵メモリーを有して、１つの補償値を用いて制御ないし演算する構成であるので、より簡易な装置構成にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る伝送方法における、ＯＦＤＭシンボルの構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る送信装置におけるＯＦＤＭデータシンボル生成部およびＯＦＤＭパイロットシンボル生成部の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る受信装置における伝送路周波数応答補償部６の構成を示すブロック図である。
【図６】第１のパイロットシンボルおよび参照シンボルにおけるサブキャリアについて説明する模式図である。
【図７】第２パイロットシンボルおよび参照シンボルにおけるサブキャリアについて説明する模式図である。
【図８】第１と第２のパイロットシンボル間伝送路周波数応答の差から、直線近似によって補償ベクトルを算出することができることを示す図である。
【図９】データシンボルに含まれるサブキャリアに対する周波数応答変動補償について説明する模式図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る受信装置における位相補償部２６の構成を示すブロック図である。
【図１２】第１のパイロットシンボルおよび参照シンボルにおけるサブキャリアについて説明する模式図である。
【図１３】第１および第２のパイロットシンボルにおけるサブキャリアについて説明する模式図である。
【図１４】パイロットシンボル間位相差から、直線近似によって位相補償値を算出することができることを示す図である。
【図１５】データシンボルに含まれるサブキャリアに対する位相補償について説明する模図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭデータシンボル生成部
２ ＯＦＤＭパイロットシンボル生成部
３ シンボル選択部
４ Ｄ／Ａ変換部
５ フーリエ変換部
６ 伝送路周波数応答補償部
７ 復調部
１１ 周波数軸上データシンボル生成部
１２ 逆フーリエ変換部
２１ 周波数軸上パイロットシンボル生成部
２２ 逆フーリエ変換部
２６ 位相補償部
６１ パイロットシンボル検出部
６２ 第１パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部
６３ 第２パイロットシンボル伝送路周波数応答算出部
６４ 補償ベクトル算出部
６５ 周波数応答補償部
２６１ パイロットシンボル検出部
２６２ 第１のパイロットシンボル位相差算出部
２６３ パイロットシンボル間位相差算出部
２６４ 位相補償値算出部
２６５ 位相回転部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (hereinafter referred to as OFDM) transmission method, and more specifically, a method for transmitting data using an OFDM signal via a wired or wireless transmission path, and the method thereof The present invention relates to a transmission / reception device.
[0002]
[Prior art]
In the OFDM transmission method, the amplitude characteristics and phase errors caused by distortion in the transmission path, time synchronization deviation, frequency deviation between the transmission side and the reception side, and phase noise in the local oscillator of the receiver are demodulated. It is known to cause deterioration. The error factor received by the received signal that causes the deterioration of the demodulation characteristic in this way is hereinafter referred to as frequency response fluctuation.
[0003]
Here, in general, in transmission of an OFDM signal, a transmitter often inserts a preamble portion having a time length longer than one symbol length into a signal to be synchronized with the receiver. By using this preamble part, the frequency response of the transmission path can be accurately estimated. However, if the preamble part is frequently inserted, the frequency response of the transmission path can be accurately estimated, but the transmission speed is significantly reduced.
[0004]
Therefore, conventionally, a method of inserting one or a plurality of pilot carriers between data carriers in a data symbol is employed as disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 8-265293.
[0005]
By the way, the OFDM signal is composed of a plurality of symbols having a certain time length including several subcarriers. The above-described data carrier and pilot carrier are both subcarriers. In the conventional example described above, for each data symbol, the phase error of the pilot carrier included in the data symbol is detected and the error is compensated.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, according to the conventional example as described above, when there is a small amount of pilot carriers per symbol in an environment where a large amount of noise is generated in the transmission path or in a multipath fading environment, the phase error is reduced. The problem that detection accuracy deteriorates arises. If the number of pilot carriers is increased, the accuracy of phase error detection can be increased. However, on the other hand, there are problems that the occupied frequency bandwidth is widened and the transmission speed is reduced. Also, it is difficult to compensate for an amplitude error caused by transmission path distortion.
[0007]
Therefore, the present invention provides accurate transmission path distortion, time synchronization deviation, and frequency deviation between transmission and reception without reducing the transmission speed even in an environment where large noise is generated in the transmission path or in a multipath fading environment. And a method of compensating for a frequency response variation of a transmission path caused by any one or more of residual phase errors for all subcarriers included in a symbol and transmitting an OFDM signal with a low error rate, and a method therefor An object of the present invention is to provide a transmission / reception device.
[0008]
[Means for solving the problems and effects]
A first invention is a method of transmitting an OFDM signal from a transmission side to a reception side,
The OFDM signal includes data symbols composed of data, and pilot symbols having a predetermined frequency component, amplitude, and phase,
On the transmitting side, pilot symbols are inserted before or after one or more data symbols and transmitted with the data symbols,
On the receiving side, the received pilot symbols are used to compensate for fluctuations in the frequency response of the transmission path caused by any one or more of transmission path distortion, time synchronization shift, frequency shift, and residual phase error of the received data symbol. It is characterized by being able to.
[0009]
As described above, in the first invention, a pilot symbol having a predetermined frequency component on the transmission side and having a predetermined pattern of subcarrier amplitude and phase is inserted for each predetermined number of data symbols. On the receiving side, the frequency response of the transmission path is accurately estimated using pilot symbols. From this estimation result and the frequency response difference between two pilot symbols separated by a time length of a predetermined number of data symbols, the frequency response fluctuation of the data symbols between the pilot symbols is compensated. By doing so, it is possible to accurately demodulate the data symbols even in a multipath fading environment or an environment where a large amount of noise is generated.
[0010]
The second invention is an invention subordinate to the first invention,
All subcarriers constituting the pilot symbol are pilot carriers having a predetermined amplitude and phase.
[0011]
Thus, in the second invention, the number of subcarriers per symbol does not affect the symbol length. Therefore, even if all the subcarriers are included, it is possible to realize an OFDM signal transmission method in which the transmission rate does not decrease and the phase error can be corrected with higher accuracy.
[0012]
The third invention is an invention subordinate to the first invention,
A plurality of pilot symbols are continuously inserted before or after one or more data symbols.
[0013]
Thus, in the third invention, if a plurality of pilot symbols are continuously inserted, the estimation accuracy of the frequency response of the transmission path on the receiving side is improved, and a multipath fading environment or an environment in which a large noise is generated Even underneath, the data symbols can be demodulated more accurately.
[0014]
The fourth invention is an invention subordinate to the first invention,
The pilot symbols are periodically inserted before or after one or more data symbols.
[0015]
Thus, in the fourth aspect, when pilot symbols are periodically inserted, it is easy to find the temporal position of the pilot symbols when receiving.
[0016]
The fifth invention is an invention subordinate to the first invention,
The pilot symbols are inserted aperiodically before or after one or more data symbols.
[0017]
Thus, in the fifth aspect, when the pilot symbols are inserted at non-periodic or unequal intervals, the insertion interval can be selected according to the speed of change of the transmission path.
[0018]
The sixth invention is an invention subordinate to the fifth invention,
The insertion interval and the number of insertions when pilot symbols are inserted into data symbols on the transmission side are adjusted so as to adaptively change according to the condition of the transmission path.
[0019]
Thus, in the sixth aspect of the invention, the transmission efficiency can be improved by adaptively changing the number of pilot symbols inserted and the insertion interval in accordance with the condition of the transmission path.
[0020]
The seventh invention is an invention subordinate to the fifth invention,
An insertion interval and the number of insertions when pilot symbols are inserted into data symbols on the transmission side are included in the OFDM signal as control information.
[0021]
In this way, in the seventh aspect of the invention, by including the interval at which pilot symbols are inserted into data symbols and the number of pilot symbols to be inserted per location as control information in the transmission signal, the receiving side is based on the control information. The pilot symbol and the data symbol can be distinguished and demodulated.
[0022]
The eighth invention is an invention subordinate to the first invention,
A compensation vector calculated as a time-series linear approximation value from the difference in frequency response between the nearest pilot symbols is used for compensation of fluctuations in the frequency response of the transmission path.
[0023]
As described above, in the eighth invention, the frequency response fluctuation of the data symbol between pilot symbols is compensated using the linear approximation value. By doing so, the phase variation due to the frequency shift between the pilot symbols has linearity in the time series, so that linearly accurate compensation can be performed. Furthermore, if the pilot symbol insertion interval is appropriately selected, the transmission line frequency response has linearity, and thus can be compensated linearly and accurately.
[0024]
The ninth invention is an invention subordinate to the first invention,
For fluctuation compensation of one or both of the frequency shift and the residual phase error, a value calculated as a time series linear approximation value from the phase difference value between the nearest pilot symbols is used.
[0025]
Thus, in the ninth aspect of the invention, the phase error of the data symbols between the pilot symbols is compensated using the linear approximation value. By doing so, the phase variation due to the frequency shift has linearity in the time series, so that linearly accurate compensation can be performed.
[0026]
A tenth invention is an invention subordinate to the first invention,
An average value of the phase difference of pilot carriers constituting a pilot symbol is used for compensation for fluctuations in the frequency response of the transmission path.
[0027]
Thus, in the tenth aspect, by averaging the phase of the received pilot carrier, it is possible to realize an OFDM signal transmission method that can correct the phase error more accurately.
[0028]
The eleventh invention is an invention subordinate to the tenth invention,
The average value is calculated by weighting with the amplitude value of each pilot carrier.
[0029]
Thus, in the eleventh aspect, the received signal is distorted by the transmission path and noise. Therefore, weighting is performed according to the amplitude value of each carrier of the received pilot symbol, and an average value is obtained. In this way, it is possible to realize an OFDM signal transmission method that can correct the phase error more accurately.
[0030]
A twelfth aspect of the present invention is a transmitting apparatus that transmits an OFDM signal toward the receiving side, and a data symbol generating unit that receives the transmission data and generates an OFDM data symbol;
A pilot symbol generator for generating OFDM pilot symbols;
A symbol selection unit that switches and outputs signals input from the data symbol generation unit and the pilot symbol generation unit so that pilot symbols are inserted before or after one or more data symbols.
[0031]
Thus, in the twelfth aspect, the transmitting apparatus inserts a pilot symbol having a predetermined frequency component and having a predetermined pattern in amplitude and phase for each predetermined number of data symbols. Next, fluctuations in the frequency response of the data symbol are accurately compensated using pilot symbols on the receiving side. By doing so, it is possible to accurately transmit data symbols even in a multipath fading environment or an environment where a large amount of noise is generated.
[0032]
A thirteenth invention is an invention subordinate to the twelfth invention,
The data symbol generator
A data symbol generator on the frequency axis that receives transmission data and generates a data symbol on the frequency axis;
An inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the signal from the data symbol generator on the frequency axis,
The pilot symbol generator
A pilot symbol generator on the frequency axis for generating pilot symbols on the frequency axis;
An inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the signal from the pilot symbol generator on the frequency axis.
[0033]
As described above, in the thirteenth aspect, the transmitting apparatus first converts pilot symbols having predetermined frequency components and subcarrier amplitude and phase having predetermined patterns, and data symbols as signals on the frequency axis. Generate and inverse Fourier transform. By doing so, an OFDM signal can be generated with a simple configuration, and data symbols can be accurately transmitted with a simple configuration even in a multipath fading environment or an environment where a large amount of noise is generated.
[0034]
A fourteenth aspect of the present invention is a data symbol transmitted from the transmission side and composed of data, a pilot symbol having a predetermined frequency component, amplitude and phase, and inserted before or after one or more data symbols; A receiving apparatus for receiving an OFDM signal including:
A Fourier transform unit for Fourier transforming the received OFDM signal;
A transmission line frequency response compensation unit that detects a pilot symbol from the signal output from the Fourier transform unit, and compensates for fluctuations in the frequency response of the transmission line with respect to the signal output from the Fourier transform unit;
And a demodulator that receives a signal compensated for fluctuations in the frequency response of the transmission path and outputs demodulated data.
[0035]
Thus, in the fourteenth aspect, pilot symbols having a predetermined frequency component on the transmission side and subcarrier amplitude and phase having a predetermined pattern are inserted for each predetermined number of data symbols, and on the reception side, The frequency response fluctuation amount is detected with high accuracy using pilot symbols. By doing so, it is possible to accurately demodulate data symbols even in a multipath fading environment or an environment in which a large amount of noise occurs.
[0036]
The fifteenth invention is an invention subordinate to the fourteenth invention,
The transmission channel frequency response compensator uses a frequency response of a certain pilot symbol, a frequency response of a pilot symbol closest to the pilot symbol, and a frequency response of a reference pilot symbol prepared on the reception side to receive received data Compensation is performed by calculating a compensation vector such that the frequency response of the symbol matches the frequency response of the reference pilot symbol.
[0037]
Thus, in the fifteenth aspect, pilot symbols having a predetermined frequency component on the transmitting side and having a predetermined pattern in subcarrier amplitude and phase are inserted for each predetermined number of data symbols, and on the receiving side, A channel frequency response is accurately estimated using pilot symbols. From this result and the frequency response difference between two pilot symbols separated by the time length of a predetermined number of data symbols, if the frequency response variation of the data symbols between pilot symbols is compensated, the multipath fading environment and large noise will be generated. The data symbols can be accurately demodulated even in the environment in which they occur.
[0038]
A sixteenth invention is an invention subordinate to the fifteenth invention,
The compensation vector is calculated using all pilot carriers included in each pilot symbol and all subcarriers included in the received data symbol.
[0039]
Thus, in the sixteenth aspect, since the compensation vector is calculated individually for each subcarrier, even when transmission path distortion or time synchronization shift occurs, for example, when used in mobile communications, the frequency Data symbols can be accurately demodulated by compensating for response variations.
[0040]
The seventeenth invention is an invention subordinate to the fifteenth invention,
The compensation vector is calculated as a time series linear approximation value from the frequency response fluctuation amount between the nearest pilot symbols.
[0041]
Thus, in the seventeenth aspect, the frequency response fluctuation of the data symbol between pilot symbols is compensated using the linear approximation value. In this way, when the transmission path variation can be regarded as a linear variation between the inserted pilot symbols, linearly accurate compensation can be performed. In addition, since the phase fluctuation due to the frequency shift has linearity in time series, the effect of linear compensation is exhibited.
[0042]
An eighteenth invention is an invention subordinate to the fourteenth invention,
The transmission line frequency response compensation unit
A pilot symbol detector that detects a first pilot symbol, which is an arbitrary pilot symbol, and a second pilot symbol transmitted after the first pilot symbol;
A first pilot symbol transmission path frequency response calculating unit that calculates the first pilot symbol transmission path frequency response by dividing the frequency response of the first pilot symbol by the frequency response of the reference pilot symbol prepared on the receiving side; ,
A second pilot symbol transmission line frequency response calculating unit that calculates a second pilot symbol transmission line frequency response by dividing the frequency response of the second pilot symbol by the frequency response of the reference pilot symbol;
A compensation vector calculation unit that receives the first and second pilot symbol transmission line frequency responses and obtains a compensation vector for compensating for fluctuations in the frequency response of the transmission line;
And a frequency response compensation unit that receives the compensation vector and compensates the frequency response of the data symbol.
[0043]
Thus, in the eighteenth aspect, on the transmitting side, pilot symbols having a predetermined frequency component and having a predetermined pattern in amplitude and phase are inserted for each predetermined number of data symbols. On the receiving side, the first pilot symbol and the second pilot symbol detected first from the received signal are divided by a predetermined reference pilot symbol prepared on the receiving side, and transmission paths for the first and second pilot symbols Find the frequency response of. Next, the difference between the channel frequency response of the first pilot symbol and the channel frequency response of the second pilot symbol is obtained. A compensation vector for the data symbol can be obtained from the transmission channel frequency response difference between the pilot symbols. Therefore, it is possible to accurately compensate the transmission path distortion, time synchronization shift, frequency shift and residual phase error of the data symbol.
[0044]
According to a nineteenth aspect of the present invention, there is provided a data symbol transmitted from the transmission side and composed of data, a pilot symbol having a predetermined frequency component, amplitude and phase, and inserted before or after one or more data symbols. A receiving device for receiving an OFDM signal including:
A Fourier transform unit for Fourier transforming the received OFDM signal;
A phase compensation unit that detects a pilot symbol from the signal output from the Fourier transform unit and compensates for one or both of the frequency shift and the residual phase error of the signal output from the Fourier transform unit;
And a demodulator that receives a signal compensated for one or both of the frequency shift and the residual phase error and outputs demodulated data.
[0045]
Thus, in the nineteenth aspect of the invention, a pilot symbol having a predetermined frequency component on the transmitting side and having a predetermined pattern in amplitude and phase is inserted for each predetermined number of data symbols. Is used to accurately detect the phase error. By doing so, it is possible to accurately demodulate data symbols even in a multipath fading environment or an environment in which a large amount of noise occurs.
[0046]
The twentieth invention is an invention subordinate to the nineteenth invention,
The phase compensation unit uses a phase difference value between a phase of a certain pilot symbol and a predetermined phase and a phase difference value between the nearest pilot symbols, and the phase of the received data symbol matches the predetermined phase. Such a phase compensation value is calculated and compensated.
[0047]
Thus, in the twentieth invention, a pilot symbol having a predetermined frequency component on the transmitting side and having a predetermined pattern in amplitude and phase is inserted for each predetermined number of data symbols, and on the receiving side, the pilot symbol Is used to accurately detect the phase error. If the phase error of the data symbols between the pilot symbols is compensated from the detection result and the phase difference between two pilot symbols separated by the time length of the predetermined number of data symbols, a multipath fading environment and a large noise are generated. Data symbols can be accurately demodulated even in an environment.
[0048]
The twenty-first invention is an invention subordinate to the twentieth invention,
The phase difference value is calculated using an average value of phases of all pilot carriers included in each pilot symbol.
[0049]
Thus, in the twenty-first aspect, by averaging the phase of the received pilot carrier, it is possible to realize an OFDM signal receiving apparatus that can correct the phase error more accurately.
[0050]
The twenty-second invention is an invention subordinate to the twenty-first invention,
The average value is calculated by weighting with the amplitude value of each pilot carrier.
[0051]
Thus, in the twenty-second aspect, the received signal is distorted by the transmission path and noise. Therefore, weighting is performed according to the amplitude value of each carrier of the received pilot symbol, and an average value is obtained. In this way, it is possible to realize an OFDM signal receiving apparatus that can correct the phase error more accurately.
[0052]
A twenty-third invention is an invention subordinate to the twentieth invention,
The compensation value is calculated as a time-series linear approximation value from the phase difference value between the nearest pilot symbols.
[0053]
Thus, in the twenty-third aspect, a phase error of data symbols between pilot symbols is compensated using a linear approximation value. By doing so, the phase variation due to the frequency shift has linearity in the time series, so that linearly accurate compensation can be performed.
[0054]
A twenty-fourth invention is an invention dependent on the nineteenth invention,
The phase compensation unit
A pilot symbol detector that detects a first pilot symbol, which is an arbitrary pilot symbol, and a second pilot symbol transmitted after the first pilot symbol;
A first pilot symbol phase difference calculator that calculates a difference between the phase of the first pilot symbol and a predetermined phase;
A phase difference calculation unit between pilot symbols for calculating a difference between the phase of the first pilot symbol and the phase of the second pilot symbol;
The phase difference value calculated by the first pilot symbol phase difference calculation unit and the phase difference value calculated by the pilot symbol phase difference calculation unit are input to calculate a compensation value for correcting the frequency shift and the residual phase error. A phase compensation value calculation unit for
And a phase rotation unit that receives the compensation value and rotates the phase of the data symbol.
[0055]
Thus, according to the twenty-fourth invention, on the transmission side, pilot symbols having a predetermined frequency component and having a predetermined pattern in amplitude and phase are inserted for each predetermined number of data symbols. On the receiving side, a phase difference between the first pilot symbol detected first from the received signal and a predetermined reference pilot symbol prepared on the receiving side is obtained. Next, the phase difference between the first pilot symbol and the second pilot symbol detected later is obtained. As a result, the phase error between the two pilot symbols is obtained, and the phase compensation value for the data symbol can be obtained. Therefore, it is possible to accurately compensate for the data symbol frequency shift and residual phase error.
[0056]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
First, the transmission method according to the first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of an OFDM signal to be transmitted in the transmission method according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, a plurality of data symbols follow a pilot symbol having a predetermined frequency component and having a predetermined pattern in amplitude and phase. A pilot symbol follows the data symbol. Thus, the OFDM signal in the transmission method according to the first embodiment of the present invention has a configuration in which pilot symbols are inserted before and after one or more data symbols. One pilot symbol or a plurality of consecutive pilot symbols may be inserted.
[0057]
Here, although the OFDM signal includes several subcarriers, the number of subcarriers per symbol does not affect the symbol length. Accordingly, all subcarriers may have a predetermined amplitude and phase, or some of the subcarriers may have a predetermined amplitude and phase. However, in order to compensate the frequency response fluctuation with high accuracy, it is preferable that all subcarriers have a predetermined amplitude and phase.
[0058]
Further, as described above, in the transmission of the OFDM signal, the transmitter often inserts a preamble part having a time length longer than one symbol length into the signal to be transmitted in order to synchronize with the receiver. . In FIG. 1, the preamble part may be inserted at the start of transmission or may be inserted at an appropriate interval. However, if the preamble portion is frequently inserted, the frequency response fluctuation can be corrected with high accuracy, but the transmission speed is significantly reduced. Therefore, according to the transmission method according to the first embodiment of the present invention, it is preferable that the preamble part is inserted at the start of transmission or inserted at a low frequency.
[0059]
Further, the preamble part may include the insertion interval and the number of pilot symbols in the data symbol as control information. Then, the control information can be analyzed on the receiving side, and the pilot symbol and the data symbol can be distinguished.
[0060]
Further, the control information may be inserted as a data symbol or a control information symbol after the first pilot symbol. Then, the control information can be demodulated without error as a normal OFDM signal.
[0061]
Thus, on the transmission side, pilot symbols are inserted before and after one or more data symbols, transmitted together with the data symbols, and the OFDM signal as described above is transmitted. Thereafter, on the receiving side, the frequency response of the transmission path is accurately estimated using pilot symbols.
[0062]
The frequency response fluctuation of the data symbol between the pilot symbols is compensated from the difference between the transmission path frequency responses between two pilot symbols separated by a time length of the predetermined number of data symbols. By doing so, it is possible to realize a transmission method capable of accurately demodulating data symbols even in a multipath fading environment or an environment in which a large amount of noise is generated.
[0063]
Here, in FIG. 1A, a pilot symbol before the data symbol is a first pilot symbol, and a pilot symbol following the data symbol is a second pilot symbol. Further, the time interval between the first pilot symbol and the second pilot symbol is such that when the transmission path fluctuation is small, the pilot symbol insertion interval is lengthened, and when the transmission path fluctuation is large, the pilot interval is long. The insertion interval is shortened so that the fluctuation of the transmission path between symbols becomes a linear fluctuation. Thus, transmission efficiency can be improved by adaptively changing the interval at which pilot symbols are inserted in accordance with the state of the transmission path.
[0064]
The state of the transmission path may be measured and determined on the transmission side, or first, the state of the transmission path measured by the reception side may be fed back to the transmission side and determined on the transmission side.
[0065]
Pilot symbols may be inserted periodically or aperiodically. When pilot symbols are periodically inserted, it is easy to detect the temporal positions of pilot symbols when receiving them. When inserted at non-periodic or unequal intervals, the insertion interval can be selected according to the speed of change in the transmission path. Note that the case where pilot symbols are inserted aperiodically or at unequal intervals does not mean that pilot symbols are inserted periodically over the entire period of signal transmission. This does not exclude the case where pilot symbols are periodically inserted in a part of the period.
[0066]
Here, when aperiodically inserted, a control information symbol including control information indicating the interval and number of pilot symbols to be inserted immediately after the first pilot symbol as shown in FIG. insert. By arranging the control information in this way, the control information can be demodulated based on the channel frequency response estimated by the first pilot symbol. Therefore, demodulation can be performed more accurately than when included in the preamble portion.
[0067]
The first pilot symbol may be composed of two pilot symbols as shown in FIG. 1 (c) in order to improve the estimation accuracy of the channel frequency response in the pilot symbol portion. Further, as shown in FIG. 1 (d), two pilot symbols may be inserted, or three or more may be continuously inserted. In such a case, the channel frequency response of the pilot symbol can be accurately estimated by averaging the channel frequency response of each pilot symbol.
[0068]
An OFDM signal having the above configuration can be generated by, for example, the following transmission apparatus. FIG. 2 is a schematic diagram showing the configuration of the transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention. In the following, the number of data symbols is M, and the number of subcarriers per symbol is N.
[0069]
In FIG. 2, this transmission apparatus has an OFDM data
[0070]
FIG. 3 is a block diagram showing detailed configurations of the OFDM
[0071]
Here, in FIG. 2, the data to be transmitted is input to the OFDM data
[0072]
More specifically, in FIG. 3A, data to be transmitted is first input to the
[0073]
On the other hand, a pilot symbol having a predetermined frequency component as described above and having a predetermined pattern in amplitude and phase is generated by the OFDM pilot
[0074]
More specifically, in FIG. 3B, the pilot symbol on the frequency axis, which is composed of many pilot carriers arranged at a predetermined interval on the frequency axis, is output by the
[0075]
The
[0076]
In such a case, the
[0077]
As described above, the signal output from the
[0078]
Thus, the transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention inserts pilot symbols having a predetermined frequency component and having a predetermined pattern in amplitude and phase for each predetermined number of data symbols. By using such a transmission apparatus, if the receiver side accurately compensates for fluctuations in the frequency response of the data symbols using the pilot symbols, the data can be accurately obtained even in a multipath fading environment or an environment where a large amount of noise occurs. Symbols can be transmitted.
[0079]
Next, FIG. 4 is a schematic diagram showing the configuration of the receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 4, the receiving apparatus includes a
[0080]
In FIG. 4, a
[0081]
Next, FIG. 5 is a schematic diagram showing in detail the configuration of the transmission path frequency response compensation unit in the receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 5, the transmission channel frequency response compensation unit 6 in this receiving apparatus includes a pilot
[0082]
In FIG. 5, a
[0083]
The reference pilot symbol stored in this memory is an ideal pilot symbol similar to a state where there is no frequency response fluctuation error at the time of reception. Therefore, the frequency response of the transmission path can be obtained by dividing the frequency response of the subcarrier included in the first pilot symbol by the subcarrier included in the reference pilot symbol.
[0084]
FIG. 6 is a schematic diagram illustrating subcarriers included in a first pilot symbol having a complex amplitude of P1 and subcarriers included in a reference pilot symbol having a complex amplitude of Pr. The first pilot symbol transmission path frequency
[0085]
Pa (i) = P1 (i) ÷ Pr (i) (1)
However, i is an arbitrary integer from 1 to N.
[0086]
As described above, when there are a plurality of consecutive pilot symbols to be inserted, the transmission path frequency response of each pilot symbol is averaged and used. Then, it is possible to estimate the transmission line frequency response of the pilot symbol more accurately.
[0087]
In FIG. 5, second pilot symbol transmission path frequency
[0088]
FIG. 7 is a schematic diagram illustrating subcarriers included in a second pilot symbol having a complex amplitude of P2 and subcarriers included in a reference pilot symbol having a complex amplitude of Pr. The second pilot symbol transmission path frequency
[0089]
Pb (i) = P2 (i) / Pr (i) (2)
However, i is an arbitrary integer from 1 to N.
[0090]
When there are a plurality of consecutive second pilot symbols, the channel frequency response of each pilot symbol is averaged to obtain a more accurate channel frequency response of the second pilot symbol. As described above, it can be estimated.
[0091]
The compensation
[0092]
FIG. 8 is a graph showing the relationship between the compensation vector Vk for each data symbol existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol on the vertical axis and the number of each symbol, that is, the time on the horizontal axis. As shown in FIG. 8, it can be seen that the compensation vector Vk for each data symbol can be obtained by linear approximation from the difference in the channel frequency response between pilot symbols.
[0093]
Here, the number of data symbols existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol is M, and a certain data symbol existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol is k. However, k is an arbitrary integer from 1 to M. Based on the above, the mathematical formula for calculating the compensation vector Vk for each data symbol by the above-described linear approximation can be expressed as the following formula (3).
[Expression 1]
[0094]
Next, the frequency
[0095]
FIG. 9 is a schematic diagram showing how frequency response fluctuations are compensated in the kth data symbol. The subcarrier frequency response variation included in each data symbol is compensated as shown in the following equation (4) from the obtained compensation vector.
C′k (i) = Ck (i) / Vk (i) (4)
[0096]
Compensation for the frequency response fluctuation of the above data symbols is performed for k data symbols existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol. Therefore, in practice, these data symbols are temporarily stored in, for example, a data symbol storage unit (not shown) provided in the receiving apparatus. After the compensation vector is calculated, the data symbol stored in the data symbol storage unit is read out, and frequency response variation is compensated for this.
[0097]
Typically, a data symbol storage unit (not shown) is provided before or inside the frequency
[0098]
Therefore, in the method used in the receiving apparatus according to the first embodiment, since it cannot be demodulated until the second pilot symbol is received after the first pilot symbol is received, a certain processing time is required. Therefore, this method is more suitable for video transmissions that do not require immediate retransmission and reception methods used in broadcast-type transmissions.
[0099]
As described above, it is possible to calculate a compensation vector that compensates for a change in frequency response caused by a change in transmission path of each subcarrier included in a pilot symbol. In this respect, it is possible to calculate the compensation vectors for all subcarriers more accurately than the conventional method of inserting pilot carriers in each data symbol. This is because the number of pilot carriers inserted by the conventional method is extremely small compared to the number of all subcarriers, and according to the conventional method, the frequency response fluctuation of the transmission path is accurately calculated over the entire frequency band. Because it is difficult to do.
[0100]
In this way, the
[0101]
When the fluctuation of the transmission path is small, the compensation of the transmission path frequency response fluctuation in the data symbol between the two pilot symbols may be performed only with the pilot symbol that is temporally ahead of the two pilot symbols. Good. By doing so, it is possible to compensate for fluctuations in the channel frequency response of the data symbols without receiving the pilot symbols that follow.
[0102]
(Second Embodiment)
The transmission method according to the second embodiment of the present invention is substantially the same as that of the first embodiment. Since the configuration of the transmission apparatus according to the second embodiment of the present invention is the same as the configuration of the transmission apparatus according to the first embodiment, the description thereof is omitted. However, the configuration of the receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention is partially different from the configuration of the receiving apparatus according to the first embodiment described above.
[0103]
FIG. 10 is a schematic diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 10, the receiving apparatus includes a
[0104]
In FIG. 10, the data output from the
[0105]
Next, FIG. 11 is a schematic diagram showing in detail the configuration of the
[0106]
In FIG. 11, a pilot
[0107]
The reference pilot symbols stored in this memory are ideal pilot symbols similar to those of the receiving apparatus according to the first embodiment. Therefore, if the difference between the phase of the subcarrier included in the first pilot symbol and the phase of the subcarrier included in the reference pilot symbol is obtained, the phase error caused by transmission can be obtained.
[0108]
FIG. 12 is a schematic diagram showing subcarriers included in a first pilot symbol having a phase of φ1 and subcarriers included in a reference pilot symbol having a phase of φr. The first pilot symbol phase
φps (i) = φ1 (i) −φr (i) (5)
However, i is an arbitrary integer from 1 to N.
[0109]
First pilot symbol phase
[Expression 2]
However, the received signal is distorted by the transmission path and noise. Therefore, when obtaining φp, it is more accurate to obtain the average value by weighting according to the amplitude value of each carrier of the received pilot symbol. Therefore, the calculation method will be described below.
[0111]
First, the complex signal of the i-th subcarrier included in the received first pilot symbol is A1 (i), and the complex signal of the i-th subcarrier included in the received second pilot symbol is A2 (i). And the amplitude of the i-th subcarrier of the reference pilot symbol is R (i). Based on the above, φp is calculated by the following equation (7).
[Equation 3]
[0112]
If the average value is calculated as described above, each component is weighted by the power value of A1 (i). Therefore, the phase of a carrier having a large amplitude value has a large contribution to the average value, and the phase of a carrier having a small amplitude value has a small contribution to the average value. From the above, even if the received signal is distorted by the transmission path and noise, a more accurate average value can be calculated.
[0113]
Next, pilot symbol phase
[0114]
FIG. 13 is a schematic diagram showing subcarriers included in a first pilot symbol having a phase of φ1 and subcarriers included in a second pilot symbol having a phase of φ2. The inter-pilot symbol phase
φ (i) = φ1 (i) −φ2 (i) (8)
However, i is an arbitrary integer from 1 to N.
[0115]
Pilot symbol phase
[Expression 4]
As described above, the phase difference can be accurately calculated over the frequencies of all the subcarriers by averaging the number of all the subcarriers included in the pilot symbol. In this regard, the phase difference can be calculated more accurately than in the conventional method in which a pilot carrier is inserted into each data symbol. This is because the number of pilot carriers inserted by the conventional method is extremely small compared to the number of all subcarriers, and the conventional method cannot accurately calculate the phase difference over the entire frequency band. is there.
[0117]
However, the above average value calculation method is more accurate as described above, in which weighting is performed according to the amplitude value of each carrier of the received pilot symbol, and then the average value is obtained. Therefore, as described above, when the averaged value is φa, the calculation formula is as shown in the following formula (10).
[Equation 5]
If the average value is calculated as described above, since each component is weighted by the power value of A1 (i), the phase of the carrier having a large amplitude value has a large contribution to the average value, and the carrier having a small amplitude value. This phase has a small contribution to the average value. Therefore, even if the received signal is distorted by the transmission path and noise, a more accurate average value can be calculated.
[0119]
However, if the average value is calculated in this way, the compensation value cannot be calculated individually for each subcarrier as in the receiving apparatus according to the first embodiment. However, on the other hand, when some subcarriers included in the pilot symbol are suppressed or lost during reception of the pilot symbol, as in the receiving apparatus according to the first embodiment, If the compensation value is calculated at the same time, the compensation accuracy decreases. Therefore, this receiving apparatus is particularly effective for frequency shift and phase noise in which all carriers are subjected to substantially uniform distortion. Specifically, this receiving apparatus is suitable for stationary communication with small transmission path distortion. On the other hand, the receiving apparatus according to the first embodiment is suitable for mobile communication in which transmission path distortion fluctuates in time series or time synchronization shift occurs.
[0120]
Next, the phase compensation
[0121]
FIG. 14 is a graph showing the relationship between the phase compensation value φd for each data symbol existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol on the vertical axis and the number of each symbol, that is, the time on the horizontal axis. It is. As shown in FIG. 14, it can be seen that the phase compensation value φd for each data symbol can be obtained by linear approximation from the phase difference φa between pilot symbols.
[0122]
Here, the number of data symbols existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol is M, and a certain data symbol existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol is k. However, k is an arbitrary integer from 1 to M. Based on the above, the mathematical formula for calculating the phase compensation value φd for each data symbol by the above-described linear approximation can be expressed as the following formula (11).
[Formula 6]
Next,
[0124]
C′k (i) = Ck (i) × exp (j · φd (k)) (12)
However, i and k are arbitrary integers from 1 to N.
[0125]
The above phase compensation is performed on M data symbols existing between the first pilot symbol and the second pilot symbol. Therefore, like the receiving apparatus according to the first embodiment, actually, these data symbols are temporarily stored in a data symbol storage unit (not shown). After the phase compensation value is calculated, the data symbol stored in the data symbol storage unit is read out, and phase compensation is performed on the data symbol. Therefore, the present receiving apparatus is more suitable for a video transmission that does not require immediate retransmission as in the case of the receiving apparatus according to the first embodiment, or a receiving method used in broadcast-type transmission.
[0126]
In this way, the
[0127]
Also, as shown in the above equation (12), in this receiving apparatus, all subcarriers included in one data symbol are phase-compensated by one phase compensation value. Therefore, the phase compensation of the present receiving device is compared with the transmission channel frequency response compensating unit 6 of the receiving device according to the first embodiment that individually calculates a compensation value for each subcarrier and compensates for frequency response fluctuations. The
[0128]
Specifically, the frequency
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of OFDM symbols in a transmission method according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an OFDM data symbol generation unit and an OFDM pilot symbol generation unit in the transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a transmission path frequency response compensation unit 6 in the receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a schematic diagram illustrating subcarriers in first pilot symbols and reference symbols.
FIG. 7 is a schematic diagram illustrating subcarriers in a second pilot symbol and a reference symbol.
FIG. 8 is a diagram showing that a compensation vector can be calculated by linear approximation from a difference in transmission line frequency response between first and second pilot symbols.
FIG. 9 is a schematic diagram illustrating frequency response variation compensation for subcarriers included in a data symbol.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a phase compensation unit in a receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a schematic diagram illustrating subcarriers in the first pilot symbol and the reference symbol.
FIG. 13 is a schematic diagram illustrating subcarriers in first and second pilot symbols.
FIG. 14 is a diagram showing that a phase compensation value can be calculated by linear approximation from a phase difference between pilot symbols.
FIG. 15 is a schematic diagram illustrating phase compensation for subcarriers included in a data symbol.
[Explanation of symbols]
1 OFDM data symbol generator
2 OFDM pilot symbol generator
3 Symbol selection part
4 D / A converter
5 Fourier transform
6 Transmission path frequency response compensator
7 Demodulator
11 Data symbol generator on frequency axis
12 Inverse Fourier transform
21 Pilot symbol generator on frequency axis
22 Inverse Fourier transform unit
26 Phase compensator
61 Pilot symbol detector
62 First pilot symbol transmission line frequency response calculation unit
63 Second pilot symbol transmission line frequency response calculation unit
64 Compensation vector calculation unit
65 Frequency response compensator
261 Pilot symbol detector
262 First pilot symbol phase difference calculation unit
263 Phase difference calculation section between pilot symbols
H.264 phase compensation value calculator
265 Phase rotation unit
Claims (1)
前記ＯＦＤＭ信号は、データによって構成されるデータシンボルと、所定の周波数成分と振幅と位相を有するパイロットシンボルとを含み、
前記送信側において、前記パイロットシンボルは、一つまたは複数の前記データシンボルの前または後に挿入されて、前記データシンボルとともに送信され、
前記受信側において、受信されたパイロットシンボルは、受信されたデータシンボルの伝送路歪、時間同期ずれ、周波数ずれ、及び残留位相誤差のいずれか１つ以上によって生じる伝送路の周波数応答の変動補償に用いられ、
前記伝送路の周波数応答の変動補償には、前記パイロットシンボルを構成するパイロットキャリアの位相差の平均値が用いられ、
前記平均値は、各パイロットキャリアの振幅値によって重み付けされて算出されることを特徴とする、ＯＦＤＭ信号の伝送方法。A method of transmitting an OFDM signal from a transmission side to a reception side,
The OFDM signal includes data symbols composed of data, and pilot symbols having a predetermined frequency component, amplitude, and phase,
On the transmitting side, the pilot symbols are inserted before or after one or more of the data symbols and transmitted with the data symbols;
On the receiving side, the received pilot symbol is used to compensate for fluctuations in the frequency response of the transmission path caused by any one or more of transmission path distortion, time synchronization shift, frequency shift, and residual phase error of the received data symbol. Used,
For the fluctuation compensation of the frequency response of the transmission path, an average value of phase differences of pilot carriers constituting the pilot symbol is used,
It said average value is characterized Rukoto calculated is weighted by the amplitude value of each pilot carrier, transmission method of the OFDM signal.
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