JP4488400B2 - Impedance detection circuit - Google Patents

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JP4488400B2 JP2001161135A JP2001161135A JP4488400B2 JP 4488400 B2 JP4488400 B2 JP 4488400B2 JP 2001161135 A JP2001161135 A JP 2001161135A JP 2001161135 A JP2001161135 A JP 2001161135A JP 4488400 B2 JP4488400 B2 JP 4488400B2
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浩一 中野
龍夫 廣島
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北斗電子工業株式会社
東京エレクトロン株式会社
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【0001】 [0001]
【発明の属する技術分野】 BACKGROUND OF THE INVENTION
この発明は、静電容量を演算増幅器に接続するための信号線に生じる浮遊容量による影響を除去して、該静電容量を電圧へ高精度に変換することができるインピーダンス検出回路に関する。 The present invention is to eliminate the influence due to the stray capacitance generated in the signal line for connecting the capacitance to the operational amplifier, to the impedance detection circuit capable of converting the electrostatic capacitance into a voltage with high accuracy.
【0002】 [0002]
【従来の技術】 BACKGROUND OF THE INVENTION
図2は、特開昭61−14578号公報に記載された静電容量−電圧変換装置の構成を概略的に示す図である。 Figure 2 is described in JP-A-61-14578 capacitance - schematically shows a structure of a voltage converter. この静電容量変換装置は、未知の静電容量に該静電容量の接続に用いるケーブルの浮遊容量が重畳されること、及び、こうした静電容量がケーブルの移動や折り曲げ等により変化すること等によって正確な電圧変換ができないという課題を解決するために提案されたものである。 The capacitance conversion device, the stray capacitance of the cable used for connection of the electrostatic capacity to the unknown capacitance is superimposed, and that such these capacitance changes due to the movement or bending or the like of the cable by was proposed in order to solve the problem can not be accurate voltage conversion. 図2に示すように、交流(AC)信号発生器OSと演算増幅器OPとの間に、未知の容量Cxを接続し、接続ケーブルをシールド線sで覆って、浮遊容量Cs1、Cs2、Cs3の影響を低減するものである。 As shown in FIG. 2, between the exchange and (AC) signal generator OS and an operational amplifier OP, connect the unknown capacitance Cx, covering the connection cable shielded line s, the stray capacitance Cs1, Cs2, Cs3 of influence is intended to reduce. 具体的には、演算増幅器OPの出力と反転入力との間を抵抗RfとコンデンサCfとの並列回路からなる帰還回路により接続し、反転入力にシールド線sを介して、未知の容量Cxの一端を接続し、その他端をシールド線sを介して交流信号発生器OSに接続する。 Specifically, connecting a feedback circuit comprising between the output and the inverting input of the operational amplifier OP of a parallel circuit of a resistor Rf and a capacitor Cf, via a shielded cable s to the inverting input, one end of the unknown capacitance Cx connect the other end via the shielded wires s connected to the AC signal generator OS. 両方のシールド線及び演算増幅器OPの非反転入力は接地される。 The non-inverting input of both the shield line and the operational amplifier OP are grounded.
【0003】 [0003]
上記の構成により、演算増幅器OPの二つの入力端子間にはほとんど電位差がないため、浮遊容量Cs2は充電されない。 According to the above structure, since there is little potential difference between the two input terminals of the operational amplifier OP, the stray capacitance Cs2 is not charged. また、浮遊容量Cs3は両シールド線の結合容量と考えられるので、シールド線を接地することでゼロとすることができる。 Further, the stray capacitance Cs3 is so considered binding capacity of both the shield wire can be zero by grounding the shield wire. こうして、未知の静電容量Cxを接続するケーブルの浮遊容量による影響は、シールド線sを用いることによって低減されるので、未知の静電容量Cxに誘導されるのと等しい電荷が帰還回路のコンデンサCfに誘導され、未知の静電容量Cxに比例する出力が演算増幅器OPから求まる。 Thus, the influence of the stray capacitance of the cable connecting the unknown capacitance Cx, because they are reduced by using the shielding lines s, the equal charge is induced to the unknown capacitance Cx is the feedback circuit capacitor is induced cf, output proportional to the unknown static capacitance Cx is obtained from the operational amplifier OP. すなわち、交流信号発生器OSの出力電圧をViとすると、演算増幅器OPの出力電圧Voは−(Cx/Cf)Viとして表されるので、図2の変換装置を用いることにより、未知の静電容量Cxは電圧Voに変換され、この電圧Voと既知の値Cf及びViから、未知の静電容量Cxを求めることができる。 That is, when the output voltage of the AC signal generator OS and Vi, the output voltage Vo of the operational amplifier OP - so expressed as (Cx / Cf) Vi, by using a conversion device of FIG. 2, the unknown electrostatic capacitance Cx is converted to a voltage Vo, from the voltage Vo and the known values ​​Cf and Vi, it is possible to determine the unknown capacitance Cx.
【0004】 [0004]
しかしながら、図2に示す静電容量−電圧変換装置においては、未知の静電容量Cxが小さくなると、浮遊容量の影響が顕在化し、静電容量Cxを電圧へ正確に変換することができないという問題がある。 However, the capacitance shown in FIG. 2 - in the voltage conversion device, a problem that when the unknown capacitance Cx is reduced, the influence of the stray capacitance is manifested, it is impossible to accurately convert an electrostatic capacitance Cx into a voltage there is. また、演算増幅器OPの帰還回路を抵抗RfとコンデンサCfの並列回路で構成しているため、所要のコンポーネントを実際に集積化して1チップの変換装置とするため、抵抗とコンデンサを形成する個別のプロセスが必要であり、製造プロセスが複雑化するうえ、チップ・サイズが増大するという欠点がある。 The calculation for the feedback circuit of the amplifier OP is constituted by a parallel circuit of a resistor Rf and a capacitor Cf, for the converter of one chip actually integrated the required components, separate to form a resistor and a capacitor process it is necessary, after the manufacturing process is complicated, there is a drawback that the chip size increases. 更に、静電容量Cxの一方の電極が或る電位にバイアスされているときには、該コンデンサに交流信号を印加することができないため、静電容量の電圧への変換が不可能であるという課題もある。 Furthermore, when one of the electrodes of the electrostatic capacitance Cx is biased to a certain potential, it is not possible to apply an alternating signal to the capacitor, a problem in that it is not possible to convert into voltage the capacitance is there.
【0005】 [0005]
上記の課題を解決するために、本願の出願人は図3に示す構成の静電容量−電圧変換装置を提案した。 In order to solve the above problems, the applicant of the present application is the capacitance of the structure shown in FIG. 3 - proposed a voltage conversion device. 以下、図3を参照しながら、この静電容量変換器について詳述する。 Hereinafter, with reference to FIG. 3, described in detail the electrostatic capacitance transducer. 演算増幅器21は閉ループ利得よりも極めて大きい電圧利得を有しており、利得はほぼ無限大である。 The operational amplifier 21 has a very large voltage gain than the closed loop gain, the gain is almost infinite. 演算増幅器21の出力端子22と反転入力端子(−)との間に帰還抵抗23が接続されていて演算増幅器21に負帰還がかかっている。 An output terminal 22 of the operational amplifier 21 inverting input terminal (-) feedback resistor 23 is applied with negative feedback to the operational amplifier 21 is connected between the. 演算増幅器21の非反転入力端子(+)には交流(AC)信号発生器24が接続され、演算増幅器21の反転入力端子(−)には、信号線25の一端が接続される。 The non-inverting input terminal of the operational amplifier 21 (+) is connected to alternating current (AC) signal generator 24, an inverting input terminal of the operational amplifier 21 (-), the one end of the signal line 25 is connected. 信号線25の他端には、未知又は既知の静電容量を持つコンデンサ26の一方の電極26 1が接続される。 The other end of the signal line 25, one electrode 26 1 of a capacitor 26 having an unknown or known static capacitance is connected. コンデンサ26の他方の電極26 2は接地されるか、直流(DC)の一定のバイアス電位に固定されるか、あるいは非接地である。 The other electrode 26 2 of the capacitor 26 is either grounded or are fixed to a constant bias potential of the DC (DC), or a non-grounded. なお、他方の電極26 2に交流バイアスを加えることもできる。 It is also possible to add an AC bias to the other electrode 26 2. この場合、交流バイアスの周波数は交流信号発生器24から出力される交流信号の周波数とは同じでも、異なってもよい。 In this case, the frequency of the AC bias is also the same as the frequency of the AC signal output from the AC signal generator 24 may be different.
【0006】 [0006]
外部からのノイズ等の不要信号が信号線25に誘導されるのを防止するために、信号線25はシールド線27によって包囲される。 To prevent the unwanted signals such as noise from the outside is induced in the signal line 25, signal line 25 is surrounded by a shield line 27. このシールド線27はアースされず、演算増幅器21の非反転入力端子(+)と接続される。 The shield line 27 is not grounded, it is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 21 (+).
【0007】 [0007]
演算増幅器21には帰還抵抗23を介して負帰還がかかっており、しかも、演算増幅器21は閉ループ利得よりも極めて大きい電圧利得を有するので、演算増幅器21はイマジナリ・ショートの状態にあり、利得はほぼ無限大である。 The operational amplifier 21 is applied with negative feedback through the feedback resistor 23, moreover, since the operational amplifier 21 has a very large voltage gain than the closed loop gain, the operational amplifier 21 is in a state of imaginary short, the gain it is almost infinite. すなわち、演算増幅器21の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)との間の電圧差は実質的にゼロである。 That is, the inverting input terminal of the operational amplifier 21 (-) voltage difference between the non-inverting input terminal (+) is substantially zero. したがって、信号線25とシールド線27とは同電位にあるので、信号線25とシールド線27との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。 Therefore, since the signal line 25 and the shield line 27 is at the same potential, it is possible to cancel the stray capacitance generated between the signal line 25 and the shield line 27. このことは、信号線25の長さに無関係に成立するし、信号線25の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。 This to be independently established the length of the signal line 25, the movement or bending of the signal line 25, is established regardless of the wrapping or the like.
【0008】 [0008]
いま、交流信号発生器24の交流出力電圧をViとし、その角周波数をωとする。 Now, an AC output voltage of the AC signal generator 24 and Vi, to the angular frequency and omega. また、コンデンサ26の静電容量をCx、コンデンサ26を流れる電流をi 1 、帰還抵抗23の抵抗値をRf、帰還抵抗23を流れる電流をi 2とし、演算増幅器21の反転入力端子における電圧をVm、演算増幅器21の出力電圧をVとすると、演算増幅器21は前述のとおりイマジナリ・ショートの状態にあるので、反転入力端子(−)における電圧Vmは交流信号発生器24の交流信号出力電圧Viと同電圧である。 Further, the capacitance of the capacitor 26 Cx, i 1 the current through the capacitor 26, the resistance value Rf of the feedback resistor 23, the current flowing through the feedback resistor 23 and i 2, a voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier 21 Vm, the output voltage of the operational amplifier 21 is V, since the operational amplifier 21 is in a state of the above as imaginary short, the inverting input terminal (-) voltage Vm in the AC signal output voltage Vi of the AC signal generator 24 to be the same voltage. すなわち、下記の式が満足される。 That is, the following equation is satisfied.
【0009】 [0009]
【数1】 [Number 1]
Vi=Vm Vi = Vm
しかも、下記の式も満足される。 In addition, the following equation is also satisfied.
【0010】 [0010]
【数2】 [Number 2]
1 =−Vm/(1/jωCx)=−Vi/(1/jωCx) i 1 = -Vm / (1 / jωCx) = - Vi / (1 / jωCx)
2 =(Vm−V)/Rf=(Vi−V)/Rf i 2 = (Vm-V) / Rf = (Vi-V) / Rf
ここで、i 1 =i 2であるから、演算増幅器21の出力電圧Vは【0011】 Here, since it is i 1 = i 2, the output voltage V of the operational amplifier 21 is [0011]
【数3】 [Number 3]
V=Vi(1+jωRf・Cx) V = Vi (1 + jωRf · Cx)
で表される。 In represented. この式は、容量26が定電圧駆動されており、演算増幅器21の出力電圧Vが静電容量Cxに比例する交流成分を含むことを示している。 This equation, capacitance 26 is constant voltage drive, the output voltage V of the operational amplifier 21 is shown to contain an AC component proportional to the electrostatic capacitance Cx. そこで、出力電圧Vを適宜処理することにより、静電容量Cxに比例した直流電圧を得ることができる。 Therefore, by appropriately processing the output voltage V, it is possible to obtain a DC voltage proportional to the electrostatic capacitance Cx.
【0012】 [0012]
上記のように、演算増幅器21はイマジナリ・ショートの状態にあり、信号線25とシールド線27の間に生じる浮遊容量が演算増幅器21の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)の間に現れることはないので、演算増幅器21の出力電圧Vを表す式には、信号線25とシールド線27との間に生じる浮遊容量に関係する項が含まれない。 As described above, the operational amplifier 21 is in a state of imaginary short, the inverting input terminal of the stray capacitance generated between the signal line 25 and the shield line 27 is an operational amplifier 21 (-) and the non-inverting input terminal (+) because never appear between, the expression for the output voltage V of the operational amplifier 21 does not include a term relating to the stray capacitance generated between the signal line 25 and the shield line 27. このため、微小な静電容量Cxの電圧への変換が可能になる。 Therefore, it is possible to convert into voltage the micro capacitance Cx. また、交流出力電圧Viの角周波数ωが低くても、静電容量Cxに正確に対応した電圧Vを出力することができる。 Moreover, even at low angular frequency ω of the AC output voltage Vi, it is possible to output a voltage V accurately corresponding to the electrostatic capacitance Cx.
【0013】 [0013]
しかし、図3の静電容量−電圧変換装置においては、演算増幅器21の反転入力端子(−)に信号線25及び帰還抵抗23の一端が接続されるので、信号線25は反転入力端子に接続される端部近くに、シールド線27で包囲されずに露出されてしまう部分を有する。 However, the capacitance of the FIG. 3 - in the voltage conversion device, an inverting input terminal of the operational amplifier 21 (-) in so one end of the signal line 25 and the feedback resistor 23 is connected, the signal line 25 is connected to an inverting input terminal near end that is has a portion would be exposed without being surrounded by the shielding line 27. 信号線25のこの露出された部分と周囲の環境との間に浮遊容量が形成されるため、この浮遊容量の影響が、静電容量Cxが微小になるにつれて顕在化し、静電容量Cxの正確な検出を不可能にするという課題があった。 Since the stray capacitance between the exposed portion and the surrounding environment of the signal line 25 is formed, the influence of this stray capacitance, manifested as the capacitance Cx is very small, precisely the capacitance Cx there is a problem that the Do not impossible to detect.
【0014】 [0014]
こうした図3の静電容量−電圧変換装置における課題を解決するために、本願の出願人は更に、イマジナリ・ショートの状態にある演算増幅器を利用して演算増幅器の非反転入力端子に接続された信号線と該信号線を取り巻くシールド線との間の浮遊容量の影響を除去すると共に、信号線のシールドされない部分により形成される浮遊容量の影響を除去することにより、測定対象の静電容量を対応の電圧へ高精度に変換することができる静電容量−電圧変換装置を提案した。 Such capacitance in Figure 3 - in order to solve the problems in the voltage converter, the applicant of the present application further connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier using an operational amplifier in a state of imaginary short to remove the influence of the stray capacitance between the shield line surrounding the signal line and the signal line, by removing the influence of the stray capacitance formed by the unshielded portion of the signal line, the capacitance to be measured capacitance can be converted into a corresponding voltage with high precision - proposed a voltage conversion device. 以下、これについて、図4を用いて説明する。 Hereinafter, this will be described with reference to FIG.
【0015】 [0015]
図4は、提案された静電容量−電圧変換装置の第1の例を概略的に示すブロック図である。 Figure 4 is proposed capacitance - is a block diagram schematically showing a first example of the voltage converter. 図4において、この静電容量−電圧変換装置は、容量−電圧変換部1と、容量−電圧変換部1の出力電圧の位相を調整するための位相調整器2と、位相調整された電圧の振幅を調整するための第1の振幅調整器3と、可変周波数発生器を有する交流(AC)信号発生器4と、交流信号発生器4からの交流信号の振幅を調整するための第2の振幅調整器5と、第1の振幅調整器3及び第2の振幅調整器4から出力される電圧を加算するための加算器6とを備えている。 4, the capacitance - voltage conversion device, the capacity - voltage conversion unit 1, the capacity - and the phase adjuster 2 for adjusting the phase of the output voltage of the voltage converter 1, the phase adjusted voltage a first amplitude adjuster 3 for adjusting the amplitude, variable frequency generator AC having an (AC) signal generator 4, the AC signal generator 4 from the AC signal second for adjusting the amplitude of the an amplitude adjuster 5, and an adder 6 for adding voltages output from the first amplitude adjuster 3 and the second amplitude adjuster 4.
【0016】 [0016]
容量−電圧変換部1は演算増幅器11を含み、演算算増幅器11はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きい演算増幅器であって、利得はほぼ無限大であるように見える。 Capacity - voltage converting unit 1 includes an operational amplifier 11, operational calculation amplifier 11 is a very large operational amplifier than the closed-loop gain towards its voltage gain appears to gain is almost infinite. 演算増幅器11の出力端子と反転入力端子(−)との間に帰還抵抗12が接続されていて演算増幅器11に負帰還がかかっている。 Output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 11 (-) feedback resistor 12 is applied with negative feedback to the operational amplifier 11 is connected between the. 演算増幅器11の非反転入力端子(+)には交流信号発生器4からの交流信号が印加され、演算増幅器11の反転入力端子(−)には、信号線13の一端が接続される。 The non-inverting input terminal of the operational amplifier 11 (+) is applied an AC signal from the AC signal generator 4, the inverting input terminal of the operational amplifier 11 (-), the one end of the signal line 13 is connected. 信号線13の他端には、静電容量Cxを有するコンデンサ等の静電容量素子14を接続することができる。 The other end of the signal line 13, it is possible to connect the electrostatic capacitance element 14 such as a capacitor having a capacitance Cx. 静電容量素子14は一方の電極14 1と他方の電極14 2とからなり、他方の電極14 2は接地されるか、直流の一定のDCバイアス電圧に固定されるか、あるいは非接地である。 Capacitive element 14 consists of one electrode 14 1 and the other electrode 14 2 which, the other electrode 14 2 either grounded or are fixed to a constant DC bias voltage of the DC, or are ungrounded . 代わりに、他方の電極14 2に、交流信号発生器4からの交流信号と同一の周波数又は異なる周波数の交流バイアスを加えることもできる。 Alternatively, the other electrode 14 2 may be added an AC bias of the AC signal and the same frequency or different frequencies from the AC signal generator 4. 更に、浮遊容量Cpを介して周囲の交流信号が反転入力端子(−)に印加されるが、この交流信号の周波数は交流信号発生器4からの交流信号の周波数及び電極14 2に印加される交流バイアスの周波数とは異なるのが普通である。 Furthermore, the AC signal of the ambient through the stray capacitance Cp inverting input terminal (-) is applied, the frequency of the AC signal is applied to the frequency and the electrode 14 2 of the AC signal from the AC signal generator 4 it is different from the ordinary to the frequency of the AC bias.
【0017】 [0017]
外部からのノイズ等の不要信号が信号線13に誘導されるのを防止するために、信号線13の周囲はシールド線15によって包囲される。 To prevent the unwanted signals such as noise from the outside is induced in the signal line 13, the periphery of the signal line 13 is surrounded by a shield line 15. このシールド線15は接地されず、演算増幅器11の非反転入力端子(+)と接続される。 The shield line 15 is not grounded, it is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 11 (+).
【0018】 [0018]
容量−電圧変換部1は、図2に示す静電容量−電圧変換装置と実質的に同じ構成である。 Capacity - voltage converting unit 1, an electrostatic capacitance is shown in FIG. 2 - is a voltage conversion device substantially the same configuration. 特に、演算増幅器11には帰還抵抗12を介して負帰還がかかっており、しかも、演算増幅器11はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器11の両入力端子間はイマジナリ・ショートの状態にある。 In particular, the operational amplifier 11 and negative feedback is suffering through a feedback resistor 12, moreover, the operational amplifier 11 is extremely larger than the closed loop gain towards its voltage gain seems voltage gain is almost infinite since, between the input terminal of the operational amplifier 11 is in a state of imaginary short. すなわち、演算増幅器11の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)との間の電圧差は実質的にゼロである。 That is, the inverting input terminal of the operational amplifier 11 (-) voltage difference between the non-inverting input terminal (+) is substantially zero. したがって、信号線13とシールド線15とは同じ電位(いわゆる電圧)にあるので、信号線13とシールド線15との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。 Therefore, since the signal line 13 and the shield line 15 at the same potential (so-called voltage), it is possible to cancel the stray capacitance generated between the signal line 13 and the shield line 15. このことは、信号線13の長さに無関係に成立するし、信号線13の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。 This to be independently established the length of the signal line 13, the movement or bending of the signal line 13, is established regardless of the wrapping or the like.
【0019】 [0019]
しかしながら、信号線13が演算増幅器11の反転入力端子(−)に接続される端部に近い部分は、シールド線15によってシールドされずに露出しているので、信号線13の露出された部分と周囲との間に浮遊容量Cpが形成される。 However, the inverting input terminal of the signal line 13 is an operational amplifier 11 (-) portion near the end connected to, so are exposed without being shielded by the shield line 15, and the exposed portion of the signal line 13 stray capacitance Cp is formed between the periphery. この浮遊容量Cpによって演算増幅器11の出力電圧、したがって容量−電圧変換部1の出力電圧V′が影響されてしまい、出力電圧V′は静電容量素子14の静電容量を正確に表すものではなくなってしまう。 The output voltage of the operational amplifier 11 by the stray capacitance Cp, therefore capacity - 'would have is affected, the output voltage V' of the output voltage V voltage conversion unit 1 represent accurately the capacitance of the capacitive element 14 It disappears.
【0020】 [0020]
浮遊容量Cpの影響を除去するために、図4に示す静電容量−電圧変換装置においては、静電容量素子14が信号線13の他端に接続されていない状態において加算器6の出力電圧Voutがゼロになるように、交流信号発生器4から出力される交流信号の周波数を調整すると共に、出力電圧V′の位相を位相調整器2で、振幅を第1の振幅調整器3によって調整し、交流信号発生器4からの交流信号の振幅を第2の振幅調整器5によって調整して、第1の振幅調整器3の出力と第2の振幅調整器5の出力とが同振幅で逆相となるようにする。 In order to remove the influence of the stray capacitance Cp, the capacitance shown in FIG. 4 - in the voltage converter, the output voltage of the adder 6 in the state in which the electrostatic capacitance element 14 is not connected to the other end of the signal line 13 as Vout is zero adjustment, thereby adjusting the frequency of the AC signal output from the AC signal generator 4, the phase adjuster 2 the phase of the output voltage V ', by the amplitude first amplitude adjuster 3 and, the amplitude of the AC signal from the AC signal generator 4 is adjusted by the second amplitude adjuster 5, the output of the first amplitude adjuster 3 and the output of the second amplitude adjuster 5 is at the same amplitude to be a reverse phase. 次いで、二つの出力を加算器6で加算する。 Then adds the two outputs at the adder 6. これによって第1の振幅調整器3と第2の振幅調整器5との出力は相殺される。 Thus the output of the first amplitude adjuster 3 and the second amplitude adjuster 5 are canceled.
【0021】 [0021]
換言すれば、交流信号発生器4の可変周波数発生器、位相調整器2、第1の振幅調整器3、第2の振幅調整器5及び加算器6は、電位差を最小にする又は電位差を調整する調整器を構成する。 In other words, the variable frequency generator of the AC signal generator 4, the phase adjuster 2, the first amplitude adjuster 3, the second amplitude adjuster 5 and the adder 6, adjusted to or potentiometric minimize potential configuring the regulator to be. 最小化又はゼロ調整の後に信号線13の他端に静電容量素子14を接続すると、加算器6からは、浮遊容量Cp及び信号線13とシールド線15との間の浮遊容量に影響されることなく、静電容量素子14の静電容量に正確に対応した電圧Voutが出力される。 Connecting the capacitance element 14 to the other end of the minimization or the signal line 13 after the zero adjustment, the adder 6 is affected by the stray capacitance between the floating capacitance Cp and the signal line 13 and the shield line 15 it not, the voltage Vout corresponding exactly to the capacitance of the capacitance element 14 is output.
【0022】 [0022]
図4により説明した静電容量−電圧変換装置の例は、信号線のシールドされていない部分により形成される浮遊容量の影響を除去することにより、測定対象の静電容量を対応の電圧へ高精度に変換することができるものである。 Capacitance described with reference to FIG. 4 - Example of the voltage conversion device, by removing the influence of the stray capacitance formed by the unshielded portion of the signal line, a high capacitance to be measured into a corresponding voltage those that can be converted to accuracy. しかしながら、こうした静電容量−電圧変換装置においては、測定対象である静電容量が接続されていないときであっても、容量−電圧変換部1の出力が若干シフトしてしまうことがあり、その原因は、演算増幅器14の入力端子近辺のシールドされていない部分に発生する微少な寄生容量であることが判明した。 However, these capacitance - in the voltage conversion device, even when the capacitance to be measured is not connected, the capacity - may cause the output of the voltage converting unit 1 is shifted slightly, the cause, proved to be very small parasitic capacitance generated unshielded portion near the input terminal of the operational amplifier 14.
【0023】 [0023]
【発明が解決しようとする課題】 [Problems that the Invention is to Solve
この発明は上記の課題を解決するために提案されたものであり、この発明の目的は、寄生容量の影響を除去して一層正確に被測定容量の静電容量を対応の電圧に変換して取り出すことができるインピーダンス検出回路を提供することにある。 This invention has been proposed in order to solve the above problems, an object of the present invention, the capacitance of more accurately measured capacitance to eliminate the influence of the parasitic capacitance is converted into a corresponding voltage and to provide an impedance detection circuit that can be taken out.
【0024】 [0024]
【課題を解決するための手段】 In order to solve the problems]
上記の目的を達成するため、 In order to achieve the above object,
請求項1の発明は、 The invention according to claim 1,
被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力することができるインピーダンス検出回路であって、 A impedance detection circuit that can output a signal proportional to the electrostatic capacitance of the capacitance to be measured,
交流信号を発生する交流信号発生器と、 An AC signal generator for generating an AC signal,
反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有し、前記出力端子と前記反転入力端子との間が帰還抵抗によって接続され、前記交流信号が前記非反転入力端子に印加される演算増幅器と、 Inverting input terminal has a non-inverting input terminal and an output terminal, between the inverting input terminal and the output terminal is connected by a feedback resistor, an operational amplifier wherein the AC signal is applied to the non-inverting input terminal,
前記反転入力端子に一端が接続され、前記被測定容量を他端に接続することができる信号線と、 The inverting input terminal to one end are connected, a signal line can be connected to the measured capacitor to the other end,
前記信号線を覆い且つ前記非反転入力端子に接続されたシールド線と、 A shield line connected to and the non-inverting input terminal covers the signal line,
前記交流信号を受け取って、 前記信号線が露出した部分により形成される寄生容量が前記演算増幅器の出力に与える変化を補償するように前記交流信号の位相及び振幅を調整するための補償回路であって、該補償回路の出力を前記演算増幅器の前記反転入力端子に接続してなる補償回路と、 Receiving said AC signal, there by the compensation circuit of the parasitic capacitance formed by the portion where the signal line is exposed to adjust the phase and amplitude of the AC signal to compensate for changes on the output of the operational amplifier Te, a compensation circuit formed by connecting the output of said compensating circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier,
を具備することを特徴とするインピーダンス検出回路、 Impedance detection circuit, characterized by comprising,
を提供する。 I will provide a.
【0025】 [0025]
請求項2の発明は、前記補償回路を、前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、前記位相補償回路から位相補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路とから構成したことを特徴とする。 According to a second aspect of the invention, the compensation circuit, receiving said AC signal, a phase compensation circuit for compensating the phase of the AC signal, receiving said AC signal, the amplitude compensating circuit for compensating an amplitude of the AC signal If, receiving said AC signal phase-compensated by the phase compensating circuit, characterized by being constituted by an amplitude compensating circuit for compensating an amplitude of the AC signal.
【0026】 [0026]
請求項3の発明は、前記演算増幅器の出力と前記交流信号との差を求め、前記被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力する減算回路を更に備えたことを特徴とする。 The invention of claim 3, obtains the difference between the AC signal and the output of the operational amplifier, wherein the further comprising a subtracting circuit for outputting a signal proportional to the electrostatic capacitance of the capacitance to be measured.
【0027】 [0027]
請求項4の発明は、前記静電容量が容量型センサであることを特徴とする。 The invention of claim 4, wherein said capacitance is a capacitive sensor.
【0028】 [0028]
【発明の実施の形態】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
以下、図1により、この発明に係るインピーダンス検出回路の一つの実施の形態を説明する。 Hereinafter, with reference to FIG. 1, one embodiment of the impedance detection circuit according to the present invention. このインピーダンス検出回路は被測定容量30の未知の静電容量C を対応の(すなわち、C に比例する)電圧に変換するよう動作する。 The impedance detection circuit operates to convert the unknown static capacitance C s of the measured capacitor 30 of the corresponding (i.e., proportional to C s) to a voltage. 同図において、インピーダンス検出回路は、検出回路31と位相補償回路32と振幅補償回路33と減算回路34と交流信号発生器35とから構成される。 In the figure, the impedance detection circuit comprises a detection circuit 31 the phase compensation circuit 32 and an amplitude compensation circuit 33 and subtraction circuit 34 the AC signal generator 35..
【0029】 [0029]
検出回路31は被測定容量30の容量C を検出するためのもので、電圧利得が閉ループ利得よりも極めて大きく、ほぼ無限大であるように見える演算増幅器41を有する。 Detection circuit 31 for detecting the capacitance C s of the measured capacitor 30, having an operational amplifier 41 to which a voltage gain extremely larger than a closed loop gain appears to be substantially infinite. 演算増幅器41の出力端子と反転入力端子(−)との間には帰還抵抗42が接続され、演算増幅器41に負帰還がかけられる。 Output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 41 (-) and the feedback resistor 42 is connected between the negative feedback is applied to the operational amplifier 41. 演算増幅器41の非反転入力端子(+)には交流信号発生器35から出力される駆動信号が印加され、反転入力端子(−)には、被測定容量30を形成する一対の電極のうちの一方の電極に一端が接続された信号線43の他端が接続される。 The non-inverting input terminal of the operational amplifier 41 (+) is applied a drive signal output from the AC signal generator 35, an inverting input terminal (-), the one of the pair of electrodes forming the measured capacitor 30 one end one electrode and the other end of the signal line 43 connected is connected. 被測定容量30を形成する電極の他方は、接地されるか、一定の直流バイアスV が印加されるか、または非接地である。 The other electrode forming the measured capacitor 30 is either grounded or constant DC bias V h is applied, or ungrounded.
【0030】 [0030]
外部からのノイズ等の不要信号が信号線43に誘導されるのを防止するために、信号線43の周囲はシールド線44によって包囲される。 To prevent the unwanted signals such as noise from the outside is induced in the signal line 43, the periphery of the signal line 43 is surrounded by a shield line 44. シールド線44は接地されず、演算増幅器41の非反転入力端子(+)と接続される。 The shield line 44 is not grounded, it is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 41 (+).
【0031】 [0031]
なお、図1の符号C は信号線43のシールドされていない部分、すなわち信号線が仕方なく露出している部分に生じる寄生容量であり、これを介して周囲の交流信号が反転入力端子(−)に印加される可能性がある。 Reference numeral C p is the portion that is not shielded signal line 43 in FIG. 1, that is, parasitic capacitance generated in the portion where the signal lines are exposed reluctantly, AC signal around through which the inverting input terminal ( -) which may be applied to.
【0032】 [0032]
検出回路31は図4における容量−電圧変換回路1と実質的に同じ構成であり、既述のとおり、演算増幅器41には帰還抵抗42を介して負帰還がかかっており、演算増幅器41はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器41の両入力端子間はイマジナリ・ショートの状態にある。 Detection circuit 31 is capacitance in FIG. 4 - is a voltage conversion circuit 1 substantially the same configuration, as described above, the operational amplifier 41 and negative feedback is suffering through a feedback resistor 42, operational amplifier 41 is the extremely larger than the closed-loop gain towards the voltage gain, since the voltage gain appears to be substantially infinite, between the input terminal of the operational amplifier 41 is in a state of imaginary short. すなわち、演算増幅器41の反転入力端子(−)と非反転入力端子(+)との間の電圧差は実質的にゼロである。 That is, the inverting input terminal of the operational amplifier 41 (-) voltage difference between the non-inverting input terminal (+) is substantially zero. したがって、信号線43とシールド線44とは同じ電位(いわゆる電圧)にあるので、信号線43とシールド線44との間に生じる浮遊容量をキャンセルすることができる。 Therefore, since the signal line 43 and the shield line 44 at the same potential (so-called voltage), it is possible to cancel the stray capacitance generated between the signal line 43 and the shield line 44. このことは信号線43の長さに無関係に成立するし、信号線43の移動や折り曲げ、折り返し等に関係なく成立する。 This is to be independently established the length of the signal line 43, the movement or bending of the signal line 43, is established regardless of the wrapping or the like.
【0033】 [0033]
位相補償回路32は、交流信号発生器35から出力される駆動信号の位相を補償するための回路で、演算増幅器51を含み、演算増幅器51の出力端子と反転入力端子(−)との間には、抵抗値がR の帰還抵抗52が接続される。 Phase compensation circuit 32 is a circuit for compensating the phase of the drive signal output from the AC signal generator 35 includes an operational amplifier 51, the output terminal of the operational amplifier 51 and the inverting input terminal - between the () the resistance value feedback resistor 52 R 1 is connected. 演算増幅器51の反転入力端子(−)には、交流信号発生器35から出力される駆動信号が抵抗値R の抵抗53を介して加えられ、この駆動信号は抵抗値R i2の可変抵抗54を介して演算増幅器51の非反転入力端子(+)にも印加される。 Inverting input terminal of the operational amplifier 51 (-), the drive signal output from the AC signal generator 35 is applied through a resistor 53 of resistance R 1, the variable resistor 54 of the driving signal is the resistance value R i2 also applied to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 51 via a. この非反転入力端子(+)は容量C のコンデンサ55を介して接地される。 The non-inverting input terminal (+) is grounded through a capacitor 55 of capacitance C 2.
【0034】 [0034]
振幅補償回路33は、交流信号発生器35からの駆動信号の振幅を補償するための回路で、演算増幅器61を含み、演算増幅器61の出力端子と反転入力端子(−)との間には、抵抗値R f3の帰還抵抗62が接続される。 Amplitude compensation circuit 33 is a circuit for compensating the amplitude of the drive signal from the AC signal generator 35 includes an operational amplifier 61, the output terminal of the operational amplifier 61 and the inverting input terminal - is between, () feedback resistor 62 of resistance R f3 is connected. 演算増幅器61の反転入力端子(−)には、抵抗値R i3の抵抗63を介して位相補償回路の出力電圧、すなわち演算増幅器51の出力電圧V が印加され、非反転入力端子(+)は接地される。 Inverting input terminal of the operational amplifier 61 (-), the output voltage of the phase compensation circuit via a resistor 63 of resistance R i3, that is, the output voltage V 2 of the operational amplifier 51 is applied, the non-inverting input terminal (+) It is grounded. さらに、演算増幅器61の出力V は、抵抗値R i1の抵抗45を介して演算増幅器41の反転入力端子(−)に接続される。 Further, the output V 3 of the operational amplifier 61, the inverting input terminal of the operational amplifier 41 via a resistor 45 of resistance R i1 (-) is the connection. 更に付け加えると、静電容量Csと寄生容量Cpとによって発生する電流は、帰還抵抗42に向かって流れるが、このとき、付加されているCpの分の電流を打ち消すように、振幅補償回路33の出力から抵抗45を介して、調整された電流が帰還抵抗42に流れ込んでいる。 Further adding, current generated by the electrostatic capacitance Cs and the parasitic capacitance Cp is flows toward the feedback resistor 42, this time, to cancel the partial current of the added and is Cp, the amplitude compensation circuit 33 through the resistor 45 from the output, the adjusted current is flowing into the feedback resistor 42.
【0035】 [0035]
減算回路34は、検出回路31の出力から交流信号発生器35の出力を引き去るための回路で、演算増幅器71を含み、演算増幅器71の出力端子と反転入力端子(−)との間には、抵抗値がR1の帰還抵抗72が接続される。 Subtraction circuit 34 is a circuit for subtracting the output of the AC signal generator 35 from the output of the detection circuit 31 includes an operational amplifier 71, the output terminal of the operational amplifier 71 and the inverting input terminal (-) between the , the resistance value is connected a feedback resistor 72 of R1. 演算増幅器71の反転入力端子(−)には、抵抗値R の抵抗73を介して検出回路31の出力、すなわち演算増幅器41の出力V が印加され、非反転入力端子(+)には、抵抗値R の抵抗74を介して交流信号発生器35の出力が印加される。 Inverting input terminal of the operational amplifier 71 (-), the output of the detection circuit 31 via a resistor 73 of resistance R 1, namely the output V 1 of the operational amplifier 41 is applied to the non-inverting input terminal (+) of , the output of the AC signal generator 35 is applied via a resistor 74 of resistance R 1. この非反転入力端子(+)には、抵抗値R の抵抗75を介して直流バイアスV が印加される。 This non-inverting input terminal (+), the DC bias V h is applied through a resistor 75 of resistance R 1.
【0036】 [0036]
交流信号発生器35から出力される駆動信号は、交流信号V dvと直流バイアスV との和であるが、直流バイアスV はゼロであってもよい。 Drive signal output from the AC signal generator 35 is the sum of the AC signal V dv and dc bias V h, the DC bias V h may be zero.
以下、図1に示すインピーダンス検出回路の動作を説明する。 Hereinafter, the operation of the impedance detection circuit shown in FIG. 検出回路31の演算増幅器41の反転入力端子と被測定容量30を形成する電極の一方とを結ぶ信号線43はシールド線44によって包囲されてシールドされてはいるが、被測定容量30が接続されていないときであっても、このインピーダンス検出回路の出力、すなわち演算増幅器71の出力V outの位相は、交流信号V dvの位相から僅かではあるがシフトする。 Signal line 43 connecting one electrode forming the inverting input terminal and the measured capacitor 30 of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31 has the been is surrounded shielded by a shield wire 44, the measured capacitor 30 is connected even when not, the output of the impedance detection circuit, that is, the phase of the output V out of the operational amplifier 71, albeit slightly from the phase of the AC signal V dv shifts. これは、信号線43のシールドされていない、信号線が接続などのために仕方なく露出している部分に生じる寄生容量C が残留するためである。 This has not been shielded signal line 43, a parasitic capacitance C p that occurs in the portion where the signal lines are exposed reluctantly for such connection is to remain.
【0037】 [0037]
したがって、こうした位相シフトをキャンセルするために、交流信号V dvの位相及び振幅を位相補償回路32及び振幅補償回路33でそれぞれ調整してから、調整後の信号すなわち演算増幅器61の出力V を、抵抗45を介して検出回路31の演算増幅器41の反転入力端子に帰還させる。 Therefore, in order to cancel such a phase shift, the phase and amplitude of the AC signal V dv after adjusting respectively the phase compensation circuit 32 and the amplitude compensation circuit 33, the output V 3 of the signal after the adjustment namely operational amplifier 61, through the resistor 45 is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31.
【0038】 [0038]
この場合、交流信号Vdvの角周波数をωとすると、位相補償回路32の出力V は下記のように表される。 In this case, when the angular frequency of the AC signal Vdv and omega, the output V 2 of the phase compensation circuit 32 is expressed as follows.
【0039】 [0039]
【数4】 [Number 4]
【0040】 [0040]
振幅補償回路33の出力V は下記のように表される。 The output V 3 of the amplitude compensation circuit 33 is expressed as follows.
【0041】 [0041]
【数5】 [Number 5]
【0042】 [0042]
検出回路31の出力V は下記のように表される。 Output V 1 of the detection circuit 31 is expressed as follows.
【0043】 [0043]
【数6】 [6]
【0044】 [0044]
減算回路34の出力V outは下記のように表される。 The output V out of the subtraction circuit 34 is expressed as follows.
【0045】 [0045]
【数7】 [Equation 7]
【0046】 [0046]
ここで、P及びQは下記のとおりである。 Here, P and Q are as follows.
【0047】 [0047]
【数8】 [Equation 8]
【0048】 [0048]
したがって、抵抗54の抵抗値R i2及び抵抗63のR i3を寄生容量C に依存して調整することにより、P=0及びQ=0の条件を実現することができる。 Thus, the R i3 in resistance R i2 and resistor 63 of the resistor 54 by adjusting in dependence on the parasitic capacitance C p, it is possible to realize the conditions of P = 0 and Q = 0. 被測定容量30の静電容量C を測定する際には、被測定容量30を接続する前に、これらの抵抗値R i2及びR i3の調整を行う。 In measuring the capacitance C s of the measured capacitor 30, before connecting the measured capacitor 30, using the controls of the resistance value R i2 and R i3. この条件においては、抵抗54の抵抗値R i2及び抵抗63のR i3は【0049】 In this condition, R i3 in resistance R i2 and resistor 63 of the resistor 54 [0049]
【数9】 [Equation 9]
【0050】 [0050]
を満たすよう調整される。 It is adjusted to meet the. その結果、減算回路34の出力V outは【0051】 As a result, the output V out of the subtraction circuit 34 [0051]
【数10】 [Number 10]
【0052】 [0052]
となる。 To become. この式(9)は、減算回路34の出力V outの振幅が、寄生容量C に影響されることなく、被測定容量30の静電容量C に比例することを示している。 The equation (9), the amplitude of the output V out of the subtraction circuit 34, without being affected by the parasitic capacitance C p, shows that proportional to the capacitance C s of the measured capacitor 30.
【0053】 [0053]
以上説明したように、図1に示すインピーダンス検出回路においては、2つの可変抵抗の値を調整することにより、寄生容量C に影響されず且つ被測定容量30の静電容量C に比例する値を持つ出力信号を得ることができる。 As described above, in the impedance detection circuit shown in FIG. 1, by adjusting the values of the two variable resistors is proportional to the capacitance C s of the parasitic capacitance C p and the measured capacitor 30 without being affected by it is possible to obtain an output signal having a value.
【0054】 [0054]
なお、電圧へ変換されるべき静電容量C を持つ被測定容量30の一例は容量型センサであり、容量型センサの一方の電極は信号線43を介して検出回路31の演算増幅器41の反転入力端子(−)に接続され、他方の電極(又はそれに相当するもの)は接地されるか、適宜なバイアス電位(電圧)に固定されるか、あるいは、非接地で空間に解放される。 Incidentally, an example of the measured capacitor 30 having a capacitance C s to be converted to a voltage is the capacitance type sensor, one electrode of the capacitive sensor of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31 via the signal line 43 inverting input terminal (-) is connected to the other electrode (or its equivalent) is either grounded or are fixed to an appropriate bias potential (voltage), or is released into the space in ungrounded. このような容量型センサには、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の公知の容量型センサばかりでなく、静電容量を検出する全てのデバイスが含まれる。 Such capacitive sensor, an acceleration sensor, seismometer, pressure sensor, displacement sensor, displacement meter, proximity sensor, touch sensor, ion sensor, humidity sensor, raindrop sensor, snow sensor, thunder sensor, positioning sensor, contact defective sensor, shape sensor, end point detecting sensor, vibration sensor, ultrasonic sensor, angular velocity sensor, liquid amount sensor, gas sensor, infrared sensor, radiation sensor, level meter, freezing sensor, moisture meter, vibration meter, charge sensor, printed substrate inspection known not only capacitive sensor such as a machine, includes all devices for detecting an electrostatic capacitance. また、本発明は、クランプ形電圧計など非接触に電圧を測定することにも応用が可能である。 Further, the present invention can be applied also to measure the voltage on the non-contact such as clamp-type voltage meter.
【0055】 [0055]
また、被測定容量30の他の例は、信号線43に接続された電極との間に形成される静電容量C の大きさに基づいて良否が判定される被検査対象である。 Another example of the measured capacitance 30 is to be inspected for quality based on the magnitude of the capacitance C s formed between the electrode connected to the signal line 43 is determined.
以上、この発明に係るインピーダンス検出回路の一つの実施の形態について説明したが、この発明はこの実施の形態に限定されるものではない。 Having described one embodiment of the impedance detection circuit according to the present invention, the invention is not limited to this embodiment. 例えば、図1においては交流信号の位相を先ず補償してから振幅を補償するようにしているが、検出回路31の演算増幅器41の反転入力端子には、位相と振幅とが補償された交流信号が印加されればよいのであるから、交流信号の振幅を先ず補償してから位相を補償するようにしてもよい。 For example, although so as to compensate for the amplitude from the first compensating the phase of the AC signal in FIG. 1, the inverting input terminal of the operational amplifier 41 of the detection circuit 31, an AC signal whose phase and amplitude are compensated since There is of sufficient if applied, it may be after first compensating the amplitude of the AC signal to compensate the phase.
【0056】 [0056]
【発明の効果】 【Effect of the invention】
以上、図示の実施の形態を参照しながら説明したところから明らかなとおり、この発明は、 Above, as is apparent from the description with reference to the illustrated embodiment, the present invention,
(1)信号線とそれを包囲するシールド線との間に形成される浮遊容量や信号線の露出した部分に形成される寄生容量に影響されることなく、信号線に接続された非測定容量の静電容量を電圧へ変換することができ、該静電容量に正確に対応した電圧を求めることができ、被測定容量の静電容量が例えばフェムトファラッド(ピコファラッドの1000分の1)のオーダーの微小なものであっても、該静電容量を電圧へ高精度に変換し、検出することが可能になる、 (1) signal line and without being affected by the parasitic capacitance formed on the exposed portion of the stray capacitance and the signal line formed between the shield line surrounding it, unmeasured capacitor connected to the signal line the capacitance to be converted into voltage, it is possible to obtain the voltage corresponding exactly to the electrostatic capacitance of the electrostatic capacitance, for example femtofarads of the measured capacitance (1/1000 of picofarad) even those orders minute of converting the electrostatic capacitance into a voltage with high accuracy, it is possible to detect,
(2)被測定容量の信号線に接続されていない方の電極が或る電位(電圧)にバイアスされていても、該被測定容量の静電容量に正確に対応した電圧を求めることができる、 (2) even if the electrode of which is not connected to the signal line of the measured capacitance is biased to a certain potential (voltage), it is possible to obtain a voltage corresponding exactly to the capacitance of 該被 measured capacitance ,
(3)被測定容量の静電容量を、該静電容量と交流信号の周波数とを含む信号へ変換することができるので、交流信号の周波数が約10MHzよりも低くても、静電容量の電圧への変換や検出が可能である、 (3) the capacitance of the capacitance to be measured, it is possible to convert into a signal including a frequency of the electrostatic capacitance and the AC signal, the frequency of the AC signal be lower than about 10 MHz, the capacitance it is possible to transform and detection of the voltage,
という格別の効果を奏する。 It exhibits the special effect that.
【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
【図1】 この発明に係る静電容量−電圧変換装置の一つの実施の形態の構成を概略的に示す図である。 [1] capacitance according to the present invention - is a diagram schematically showing the configuration of one embodiment of a voltage converter.
【図2】 従来の静電容量−電圧変換装置の一例を示す概略回路図である。 [2] Conventional capacitance - is a schematic circuit diagram showing an example of a voltage conversion device.
【図3】 図2の静電容量−電圧変換装置の欠点を解決するために本願の出願人が提案した静電容量−電圧変換装置の概略回路図である。 [3] The electrostatic capacity of 2 - capacitance applicant of the present application have proposed in order to overcome the drawbacks of the voltage converting device - is a schematic circuit diagram of a voltage converter.
【図4】 図3の静電容量−電圧変換装置の欠点を解決するために本願の出願人が提案した静電容量−電圧変換装置の第1の例の構成を概略的に示すブロック図である。 The capacitance of the FIG. 3; FIG - voltage conversion capacitance applicant of the present application has been proposed to solve the drawbacks of the device - the configuration of a first example of a voltage converter in block diagram schematically illustrating is there.
【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS
30:被測定容量、 31:検出回路、 32:位相補償回路、 33:振幅補償回路、 34:減算回路、 35:交流信号発生器 30: the measured capacitance, 31: detection circuit 32: a phase compensation circuit, 33: amplitude compensation circuit, 34: subtraction circuit, 35: AC signal generator

Claims (4)

  1. 被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力することができるインピーダンス検出回路であって、 A impedance detection circuit that can output a signal proportional to the electrostatic capacitance of the capacitance to be measured,
    交流信号を発生する交流信号発生器と、 An AC signal generator for generating an AC signal,
    反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有し、前記出力端子と前記反転入力端子との間が帰還抵抗によって接続され、前記交流信号が前記非反転入力端子に印加される演算増幅器と、 Inverting input terminal has a non-inverting input terminal and an output terminal, between the inverting input terminal and the output terminal is connected by a feedback resistor, an operational amplifier wherein the AC signal is applied to the non-inverting input terminal,
    前記反転入力端子に一端が接続され、前記被測定容量を他端に接続することができる信号線と、 The inverting input terminal to one end are connected, a signal line can be connected to the measured capacitor to the other end,
    前記信号線を覆い且つ前記非反転入力端子に接続されたシールド線と、 A shield line connected to and the non-inverting input terminal covers the signal line,
    前記交流信号を受け取って、 前記信号線が露出した部分により形成される寄生容量が前記演算増幅器の出力に与える変化を補償するように前記交流信号の位相及び振幅を調整するための補償回路であって、該補償回路の出力を前記演算増幅器の前記反転入力端子に接続してなる補償回路と、 Receiving said AC signal, there by the compensation circuit of the parasitic capacitance formed by the portion where the signal line is exposed to adjust the phase and amplitude of the AC signal to compensate for changes on the output of the operational amplifier Te, a compensation circuit formed by connecting the output of said compensating circuit to the inverting input terminal of the operational amplifier,
    を具備することを特徴とするインピーダンス検出回路。 Impedance detection circuit, characterized by comprising.
  2. 前記補償回路が、 The compensation circuit,
    前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、 Receiving said AC signal, a phase compensation circuit for compensating the phase of the AC signal,
    前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、 Receiving said AC signal, an amplitude compensating circuit for compensating an amplitude of the AC signal,
    前記位相補償回路から位相補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の振幅を補償する振幅補償回路と、 Receiving said AC signal phase-compensated by the phase compensating circuit, an amplitude compensating circuit for compensating an amplitude of the AC signal,
    前記振幅補償回路から振幅補償された前記交流信号を受け取って、該交流信号の位相を補償する位相補償回路と、 Receiving said AC signal amplitude compensation from the amplitude compensation circuit, a phase compensation circuit for compensating the phase of the AC signal,
    を備えることを特徴とする、請求項1記載のインピーダンス検出回路。 Characterized in that it comprises the impedance detection circuit according to claim 1, wherein.
  3. 更に、 In addition,
    前記演算増幅器の出力と前記交流信号との差を求め、前記被測定容量の持つ静電容量に比例した信号を出力する減算回路を備えたことを特徴とする、請求項1又は2に記載のインピーダンス検出回路。 Obtains the difference between the output and the AC signal of the operational amplifier, wherein characterized by comprising a subtraction circuit which outputs a signal proportional to the electrostatic capacitance of the capacitance to be measured, according to claim 1 or 2 impedance detection circuit.
  4. 前記静電容量が容量型センサであることを特徴とする、請求項1〜3のいずれか1つに記載のインピーダンス検出回路。 Wherein said capacitance is a capacitive sensor, an impedance detection circuit according to any one of claims 1 to 3.
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