JP4487416B2

JP4487416B2 - Physical quantity detection device

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Publication number: JP4487416B2
Application number: JP2000371928A
Authority: JP
Inventors: 幸彦谷澤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-12-06
Filing date: 2000-12-06
Publication date: 2010-06-23
Anticipated expiration: 2020-12-06
Also published as: JP2002174651A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、物理量に応じた出力を発生させる物理量検出装置に関するもので、特に、車両搭載用のピエゾ抵抗式の半導体圧力センサや半導体加速度センサ等に用いて好適である。
【０００２】
【従来の技術】
従来使用されている車載用の圧力センサ及び圧力センサの出力（製品出力）の信号解析を行う電子制御装置（以下、ＥＣＵという）の回路構成例を図７、図８に示す。これらの図に示すように、圧力センサ１００は、電源電圧Ｖｃｃ、出力電圧Ｖｏｕｔ、ＧＮＤ（接地）の３端子１００ａ〜１００ｃを有しており、これら３端子１００ａ〜１００ｃがコネクタ１０１、１０２及びワイヤハーネス１０３ａ〜１０３ｃを介して車載用のＥＣＵ１０４に接続された構成となっている。
【０００３】
このようなセンサ１００は、図９に示すように物理量と出力電圧とが直線的な関係となるように定義されている。圧力センサ１００が車載用に使用される場合、電源電圧Ｖｃｃとして５Ｖが使用されるのが一般的で、圧力信号を０．５〜４．５Ｖに対応させ、０〜０．３Ｖ程度と４．７〜５Ｖ程度は異常検出に使用されるダイアグ領域とされる。
【０００４】
例えば、図７に示す回路構成においては、ＥＣＵ１０４のうち製品出力Ｖｏｕｔが入力されるラインとＧＮＤに接続されるラインとの間にプルダウン抵抗１０５が配置され、電源電圧Ｖｃｃや製品出力Ｖｏｕｔが入力される各端子もしくはワイヤハーネス１０３ｂが断線した時には製品出力Ｖｏｕｔがゼロとなり、ＧＮＤに接続される各端子もしくはワイヤハーネス１０３ｃが断線したときには圧力センサ１００の内部抵抗とプルダウン抵抗１０５との抵抗比の設定によって製品出力Ｖｏｕｔが４．７Ｖ以上となるように構成されている。そして、これらの電圧がダイアグ信号（異常検出信号）となって、Ａ／Ｄ変換器１０６を介してＣＰＵ１０７などに送られ、断線検出が成されるようになっている。なお、図８に示す回路構成については詳述しないが、この回路構成に備えられたプルアップ抵抗１０８を用いて、図７に示す回路構成と同様の手法により、断線検出が成される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
車載用の圧力センサを例に挙げると、従来は電子式燃料噴射装置等の排気ガス洗浄のためのシステムやカーエアコン等に圧力センサが使用されてきたが、近年ではブレーキ液圧制御など安全性に関わるシステムへの応用も検討されるようになってきた。そうした動向の中、センサの故障をどのように検出するのかが最も重要な課題となってきている。
【０００６】
上記した従来の圧力センサの回路構成においては、圧力センサとＥＣＵとを接続する端子もしくはワイヤハーネスの断線検出を行うことが可能である。しかしながら、圧力センサの故障には様々なモードが存在し、例えばセンサの信号、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔが規定された圧力に対する出力をしなくなったときや、誤差が既定値を超えたときなどの故障もあり、これらの故障検出を従来のものによって行うことができない。
【０００７】
本発明は上記点に鑑みて、様々なモードの故障検出を行うことができる物理量検出装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決する方法として、圧力センサ２個を同一箇所に取り付けて使用する方法が考えられる。この場合、１つのパッケージ（アッセンブリ）内に入れてしまう方が、省スペース化でき、取付けも一度に済み、低コスト化できる。このような形態では、同じ出力が２系統出力されるため、ＥＣＵ側では２つの出力の差を計算してＥＣＵにて故障判定する必要がある。
【０００９】
そこで、本発明者は図１０に示されるような請求項１記載の故障判定回路２００′を考えた。これは故障判定をセンサ内で行おうとするものである。この圧力センサ２００の回路構成について説明する。
【００１０】
この圧力センサ２００には、従来と同様の構成となるセンシング部が含まれた第１のセンサ回路２１０が備えられているだけでなく、判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２を形成する第２のセンサ回路２３０と、判定上限値Ｖ１及び判定下限値Ｖ２と第１のセンサ回路２１０が発生する製品出力Ｖｏｕｔとを比較するウィンドウコンパレータ２４０とが備えられている。
【００１１】
そして、ウィンドウコンパレータ２４０での比較結果がダイアグ信号として出力される。すなわち、物理量に基づく上限及び下限の判定値を用意し、これらの判定値に従って判定を行い、ダイアグ信号を出力するものである。
【００１２】
これに対し、図１１では、ウィンドウコンパレータ２４０の比較結果がダイアグ制御信号として出力回路２２０に入力され、圧力センサ２００が故障した際には出力回路２２０からダイアグ領域の電位が出力されるように構成されている。これによって、ダイアグ制御信号用端子を製品外部に出す必要がなくなる。
【００１３】
このように構成される圧力センサ２００の具体的な回路構成例を図１２に示す。第１のセンサ回路２１０は、歪ゲージＲａ〜Ｒｄで構成されたホイートストンブリッジ回路を有するセンシング部２１１、及びホイートストンブリッジ回路の出力信号に対して零点調整及び感度や零点の温度補償機能を有するアンプ２１２を含んで構成されている。出力回路２２０は、第１のセンサ回路２１０の出力を受けて製品出力Ｖｏｕｔを発生させるように構成されている。
【００１４】
また、第２のセンサ回路２３０は、第１のセンサ回路２１０と同様にセンシング部２３１とアンプ２３２とを有すると共に、アンプ２３２の出力に基づいて判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２とを形成する抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４が含まれて構成されている。
【００１５】
これら第１、第２のセンサ回路２１０、２３０のセンシング部２１１、２３１とアンプ２１２、２３２は同等のもので構成しても別の方式で構成してもよい。
【００１６】
判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２は、直列接続された抵抗Ｒ１〜Ｒ４の分圧によって得られ、判定上限値Ｖ１が製品出力よりもΔＶだけ高くなり、判定下限値Ｖ２が製品出力よりもΔＶだけ低くなるように各抵抗値が設定されている。
【００１７】
また、ウィンドウコンパレータ２４０は、出力回路２２０が発生する製品出力Ｖｏｕｔと判定上限値Ｖ１及び判定下限値Ｖ２とを比較し、この比較結果に基づいてダイアグ制御信号を発生させるようになっている。
【００１８】
このウィンドウコンパレータ２４０は製品出力Ｖｏｕｔが判定下限値Ｖ２から判定上限値Ｖ１の範囲内の電圧となるときには低電位レベルＬを出力し、この範囲外の電圧となるときには高電位レベルＨを出力する。このウィンドウコンパレータ２４０の出力がダイアグ制御信号となって出力回路２２０に送られるようになっている。
【００１９】
出力回路２２０は、例えば図１２中に示したように反転増幅回路で構成される。この反転増幅回路に使われるオペアンプの回路構成例を図１３に示す。この図に示されるオペアンプは、一般的なオペアンプの回路構成に対して、トランジスタ２２０ａを備えている。
【００２０】
トランジスタ２２０ｃ、２２０ｄによってカレントミラー回路が構成され、トランジスタ２２０ｃ及び抵抗２２０ｅによって基準電流値が決定されると、抵抗２２０ｆの抵抗値に応じた電流がトランジスタ２２０ｄにも流れるようになっている。
【００２１】
そして、非反転入力端子２２０ｂ及び反転入力端子２２０ｇからトランジスタ２２０ｈ、２２０ｉに対して差動入力が成されると、各端子２２０ｂ、２２０ｇ間の電位差に基づいてトランジスタ２２０ｊとトランジスタ２２０ｋのコレクタ電流値が若干変動する。これにより、トランジスタ２２０ｍのコレクタ電流値が変動すると共に、トランジスタ２２０ｎのコレクタ電流値も変動し、トランジスタ２２０ｐに流れるコレクタ電流値が調整され、電源電圧Ｖｃｃから抵抗２２０ｑによる電位降下分を差し引いた電位が製品出力Ｖｏｕｔから出力されるという通常のオペアンプ動作を行うようになっている。
【００２２】
このように構成されたオペアンプ回路に対し、上述したようにウィンドウコンパレータ２４０からダイアグ制御信号が入力される。そして、製品出力Ｖｏｕｔが上記範囲外であったときには、ウィンドウコンパレータ２４０からダイアグ制御信号として高電位レベルＨが上述のオペアンプ回路に入力される。
【００２３】
このような信号が入力されると、上述のオペアンプ回路に備えられたトランジスタ２２０ａがオンし、トランジスタ２２０ｐがオフ状態とされるため、製品出力Ｖｏｕｔが電源電圧Ｖｃｃと同等、つまりダイアグ領域の電位となり、ダイアグ信号として出力される。このようにして、圧力センサの故障検出が行えるようになっている。
【００２４】
しかしながら、このような方式による故障検出においては、突発のノイズや第１、第２のセンサ回路２１０、２２０間での過渡信号の時間差等に基づく誤作動により、一旦故障検出が成されて製品出力としてダイアグ信号が出力されると、ウィンドウコンパレータ２４０が正常状態となる製品出力Ｖｏｕｔの範囲外となるために、ノイズや過渡状態が解消されたのちにもダイアグ信号を出力し続けてしまうという不具合が発生しうる。
【００２５】
これを解決する方法として、ウィンドウコンパレータ入力を出力回路入力側とする図１４も考えられるが、その場合には出力回路２２０の故障検出ができないという問題がある。
【００２６】
そこで、請求項４に記載の発明では、第１のセンシング部（１１）を有し、物理量に応じた出力を発生させる第１のセンサ回路（１０）と、物理量に応じた比較値（Ｖ１、Ｖ２）を形成する比較値形成手段（２０）と、第１のセンサ回路の出力と比較値とを比較する比較手段（３０）と、比較手段による比較結果をセンサ回路に供給される電源を介して出力することを特徴としている。
【００２７】
上記構成により、電源を介して比較結果を出力できるため、第１のセンサ回路では故障検出結果に関係なく物理量に応じた出力を発生させることができる。従って、比較手段では、故障検出結果とは関係なく、第１のセンサ回路が発生させる出力と比較値との比較が行われ、一旦、突発のノイズ等に基づく誤作動が発生した後においても、確実に第１のセンサ回路の出力を発生させることができ、故障検出を正確に行うことができる。
【００２８】
また、請求項１に記載の発明では、比較値形成手段は、第２のセンシング部（２１）が含まれ、物理量に基づいて判定上限値（Ｖ１）と判定下限値（Ｖ２）を形成する第２のセンサ回路（２０）で構成され、比較手段は、第１のセンサ回路の出力が判定上限値と判定下限値との範囲内にあるか否かを判定することを特徴としている。このように、第１のセンサ回路の出力が判定上限値と判定下限値との範囲内にあるか否かに基づいて故障検出信号の通知を行うことができる。
【００２９】
また、請求項１又は請求項４に記載の発明では、比較値形成手段は、物理量に基づいた第２のセンサ回路の出力に対して、電源電圧を印加する電源端子（１ａ）との間の複数の直列抵抗によって分圧されてなる判定上限値（Ｖ１）と、ＧＮＤに接続されるグランド端子（１ｃ）との間に複数の直列抵抗によって分圧されてなる判定下限値（Ｖ２）とを出力するようになっている。
【００３０】
このような構成により、判定上限値、判定下限値を別々の回路構成として設ける必要はなく、容易に比較値を形成できる。
【００３１】
さらに、請求項１に記載の発明においては、第１のセンサ回路に電源電圧（Ｖｃｃ）を印加する第１端子（１ａ）を備え、比較手段による比較結果に基づいて電流量を変化させる電流制御手段（４０）が第１端子に接続され、第１端子に流れる電流の変化に基づいて故障検出信号の通知を行うようになっていることを特徴としている。
【００３２】
このように、電源電圧が印加される第１端子を備え、この第１端子に流れる電流の変化に基づいて故障検出を行うようにすれば、端子数や端子接続用のワイヤハーネスを増加させることなく、故障検出を行うことができる。
【００３３】
このようにした場合、請求項２に示すように、第１端子（１ａ）と、第１のセンサ回路の出力用の第２端子（１ｂ）と、ＧＮＤに接続される第３端子（１ｃ）の３端子のみで構成することが可能である。
【００３４】
請求項３に記載の発明においては、電流制御手段は、比較手段の比較結果に基づいてオン／オフ駆動される第１素子（４２）と第２素子（４３、４４）とを有しており、第１のセンサ回路の出力が判定上限値と判定下限値との範囲内であるとき、第１素子には電流が流れ、第２素子には電流が流れないように構成されていると共に、第１のセンサ回路の出力が判定上限値と判定下限値との範囲外であるとき、第１素子には電流が流れず、第２素子には電流が流れるように構成されており、第１素子に流れる電流と第２素子に流れる電流の変化に基づいて故障検出信号の通知を行うようになっていることを特徴としている。
【００３５】
このように、比較手段による比較結果に応じて電流が流れる素子を決めておくことで、第１素子と第２素子に流れる電流の変化に基づいて故障検出を行うことが可能である。なお、第１、第２素子としては例えばトランジスタが挙げられ、第２素子をカレントミラー接続されたトランジスタとしておけば、第１、第２素子に流れる電流の増加分に基づいて故障検出信号の通知を行うことが可能である。
【００３６】
また、請求項５に記載の発明では、請求項１ないし４に記載の比較値形成手段において、第２のセンサ回路の感度の方が第１のセンサ回路の感度よりも高いものとしている。この感度は、圧力などの物理量の変化に対する出力電圧の変化の割合である。つまり、圧力に対する出力電圧の傾きが、第１のセンサ回路の出力よりも第２のセンサ回路の出力の方が大きいということである。
【００３７】
このようにすると、第１のセンサ回路の出力特性に対して、判定上限値の特性と判定下限値の特性とをほぼ平行な値とすることができる。つまり、第１のセンサ回路の感度と判定上限値、判定下限値との感度がほぼ同じとすることができ、第１のセンサ回路の出力と判定上限値と判定下限値との差を物理量の変化範囲においてほぼ一定とすることができ、正確な判定を行うことができる。
【００４０】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００４１】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明の一実施形態を適用した圧力センサ１のブロック図を示す。この図に示すように、本実施形態に示す圧力センサ１には、従来と同様の構成となるセンシング部が含まれた第１のセンサ回路１０が備えられており、この第１のセンサ回路１０の出力が製品出力Ｖｏｕｔとされている。さらに、本実施形態に示す圧力センサ１には、比較値となる判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２を形成する比較値形成手段としての第２のセンサ回路２０と、判定上限値Ｖ１及び判定下限値Ｖ２と製品出力Ｖｏｕｔとを比較する比較手段としてのウィンドウコンパレータ３０とが備えられていると共に、ウィンドウコンパレータ３０の比較結果をダイアグ制御信号とし、このダイアグ制御信号に応じた量の電流を流す電流制御手段としての電流制御回路４０が備えられている。
【００４２】
このように構成される圧力センサ１の具体的な回路構成例を図２に示す。この図に示されるように、第１のセンサ回路１０には、歪ゲージＲａ〜Ｒｄで構成されたホイートストンブリッジ回路を有するセンシング部（第１のセンシング部）１１、及びホイートストンブリッジ回路の出力信号に対して零点調整及び感度や零点の温度補償機能を有するアンプ１２が備えられている。
【００４３】
また、第２のセンサ回路２０には、第１のセンサ回路１０と同様に歪ゲージＲａ’〜Ｒｄ’で構成されたセンシング部（第２のセンシング部）２１とアンプ２２とが備えられていると共に、アンプ２２の出力に基づいて判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２とを形成する抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４が備えられている。
【００４４】
これら第１、第２のセンサ回路１０、２０のセンシング部１１、２１とアンプ１２、２２は同等のもので構成しても別の方式で構成してもよい。
【００４５】
判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２は、直列接続された抵抗Ｒ１〜Ｒ４の分圧によって得られ、判定上限値Ｖ１が製品出力ＶｏｕｔよりもΔＶだけ高くなり、判定下限値Ｖ２が製品出力ＶｏｕｔよりもΔＶだけ低くなるように各抵抗値が設定されている。なお、ΔＶの設定としては、例えば圧力信号の出力幅４Ｖ（＝４．５Ｖ−０．５Ｖ）に対して５％を見込んだ０．２Ｖにする等が考えられる。
【００４６】
このΔＶを得るための条件は次式となる。
【００４７】
【数１】
Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）＝２・ΔＶ／Ｖｃｃ
また、このときの第２のセンサ回路２０の出力Ｖｏｕｔ’と製品出力Ｖｏｕｔとの関係は、次式で表される。
【００４８】
【数２】
Ｖｏｕｔ’＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）・Ｖｏｕｔ−（Ｖｃｃ／２）／（Ｒ２／Ｒ１）
このため、Ｖｏｕｔ≠Ｖｏｕｔ’となる。
【００４９】
なお、このようなＶｏｕｔ’とした理由を図３を用いて説明する。このＶｏｕｔ’は判定上限値Ｖ１と判定下限値Ｖ２とを生成するための基準電圧となる。上限値Ｖ１＝（Ｖｃｃ−Ｖｏｕｔ’）・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）、下限値Ｖ２＝Ｖｏｕｔ’・Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）となり、Ｖｏｕｔ’は圧力の増加に伴って増加する値であるため、図３に示すように、圧力が低いときはＶｏｕｔ’と上限値Ｖ１とは差が大きく、またＶｏｕｔ’と下限値Ｖ２とは差が小さい。また、圧力が大きいときはその逆の状態となる。つまり、製品出力ＶｏｕｔがＶｏｕｔ’と同じである場合、判定するための上限値、下限値が印加圧力によって変動してしまうことになる。
【００５０】
従って、Ｖｏｕｔ’の出力特性を製品出力Ｖｏｕｔの出力特性とは異なるようにし、判定上限値Ｖ１の特性と判定下限値Ｖ２の特性とが製品出力Ｖｏｕｔとほぼ同じ感度になるようにしたものである。また、図３に示すように、上限判定値Ｖ１の特性線と下限判定値Ｖ２の特性線とは、製品出力Ｖｏｕｔの特性線に対して平行となる。実際に上記関係を満たすためには、第２のセンサ回路２０の出力Ｖｏｕｔ’の感度を製品出力Ｖｏｕｔの感度よりも高いものとする必要がある。
【００５１】
また、ウィンドウコンパレータ３０は、判定上限値Ｖ１と製品出力Ｖｏｕｔとの大小比較を行う第１のコンパレータ３１、判定下限値Ｖ２と製品出力Ｖｏｕｔとの大小比較を行う第２のコンパレータ３２、第１、第２のコンパレータ３１、３２の比較結果が入力される第１のＡＮＤ回路３３、第１、第２のコンパレータ３１、３２の比較結果を反転させた信号が入力される第２のＡＮＤ回路３４、第１、第２のＡＮＤ回路３３、３４の出力が入力されるＯＲ回路３５とを有して構成されている。これらのうちのＯＲ回路３５の出力がダイアグ制御信号とされる。
【００５２】
このウィンドウコンパレータ３０は製品出力Ｖｏｕｔが判定下限値Ｖ２から判定上限値Ｖ１の範囲内の電圧となるときには低電位レベルＬを出力し、この範囲外の電圧となるときには高電位レベルＨを出力するようになっている。なお、ウィンドウコンパレータ３０の入力についている抵抗３６とコンデンサ３７はフィルタを形成している。
【００５３】
また、電流制御回路４０は、電源電圧Ｖｃｃが印加される端子とＧＮＤに接続される端子との間に備えられている。この電流制御回路４０は、ダイアグ制御信号を反転させるＮＯＴ回路４１、ＮＯＴ回路４１の出力電流を電圧に変換する分割抵抗Ｒ５、Ｒ６、分割抵抗Ｒ５、Ｒ６の中間電圧に基づいて駆動される第１のトランジスタ４２、第２のトランジスタ４３及びｎ個のトランジスタで構成された第３のトランジスタ４４とからなるカレントミラー回路４５、第１、第２のトランジスタ４２、４３のコレクタに接続された抵抗Ｒ７とを有して構成されている。これらのうち第１のトランジスタ４１が第１素子に相当し、第２のトランジスタ４３及び第３のトランジスタ４４が第２素子に相当する。
【００５４】
このように構成された圧力センサ１の故障検出は以下のように行われる。
【００５５】
まず、製品出力Ｖｏｕｔが正常に得られている時（以下、正常時という）には、製品出力Ｖｏｕｔが判定下限値Ｖ２から判定上限値Ｖ１の範囲内の電圧となるため、ウィンドウコンパレータ３０から低電位レベルＬが出力される。このため、ダイアグ制御信号として低電位レベルＬが電流制御回路４０に入力される。
【００５６】
このとき、電流制御回路４０に備えられたＮＯＴ回路４１によってダイアグ制御信号が反転されるため、第１のトランジスタ４２がオン状態となる。このため、第２、第３のトランジスタ４３、４４がオフ状態とされ、電流制御回路４０内での消費電流はほぼ抵抗Ｒ７に流れる電流Ｉ１によるものと言える。このときの電流Ｉ１をＩ１’と定義すると、Ｉ１’は以下のように表される。
【００５７】
【数３】
Ｉ１’＝（Ｖｃｃ−Ｖ_CE（ｓａｔ））／Ｒ７≒Ｖｃｃ／Ｒ７
これに対し、製品出力Ｖｏｕｔが正常に得られていない時（以下、異常時という）には、製品出力Ｖｏｕｔが判定下限値Ｖ２から判定上限値Ｖ１の範囲外の電圧となるため、ウィンドウコンパレータ３０から高電位レベルＨが出力され、ダイアグ制御信号として高電位レベルＨが電流制御回路４０に入力される。
【００５８】
そして、ＮＯＴ回路４１によってダイアグ制御信号が反転され、第１のトランジスタ４２がオフ状態になり、逆に、第２、第３のトランジスタ４３、４４がオン状態になる。このとき、電流Ｉ１は以下のように表される。
【００５９】
【数４】
Ｉ１＝（Ｖｃｃ−ＶＢＥ）／Ｒ７≒（Ｖｃｃ−０．７）／Ｒ７
また、第３のトランジスタ４４に流れる電流Ｉ２がカレントミラー回路４５のカレントミラー比によって決定され、電流Ｉ２＝ｎＩ１となることから、電流制御回路４０内での消費電流はＩ１＋Ｉ２＝（ｎ＋１）Ｉ１となる。
【００６０】
従って、正常時と異常時における消費電流の大きさを比較すると、異常時にはＩ１＋Ｉ２−Ｉ１’（＝（ｎ＋１）Ｉ１−Ｉ１’）分、消費電流が増えることになる。この様子を図４に示す。なお、この場合、他の回路部分での消費電流の変化も発生し得るが、無視できる程度である。
【００６１】
このため、電流制御回路４０内における消費電流の変化を検出することで、圧力センサ１の故障検出を行うことが可能となる。図５に、圧力センサ１が接続されるＥＣＵ５０の回路構成例を示す。
【００６２】
圧力センサ１は、電源電圧Ｖｃｃが印加される端子１ａ、製品出力Ｖｏｕｔを出力する端子１ｂ、ＧＮＤに接続される端子１ｃの３端子が備えられており、これら３つの端子１ａ〜１ｃがコネクタ５１、５２及びワイヤハーネス５３を介してＥＣＵ５０に接続される。
【００６３】
ＥＣＵ５０には、電源電圧Ｖｃｃを供給している電源回路５４が備えられている。この電源回路５４には、所定電圧を発生させる定電圧回路５５と、電源回路５４の出力（すなわち電源電圧Ｖｃｃとなる部位）と定電圧回路５５が発生させる所定電圧とがそれぞれ反転入力端子と非反転入力端子とに入力されるオペアンプ５６、オペアンプ５６の出力に接続された第４のトランジスタ５７とｎ個のトランジスタからなる第５のトランジスタ５８とからなるカレントミラー回路５９、第４のトランジスタ５７に直列接続された電流モニタ用抵抗６０が備えられている。この電流モニタ用抵抗６０には、抵抗温度係数（ＴＣＲ）がほぼ零のものを用いることで、広い温度範囲で正確な電流モニタが可能となる。また、抵抗６９とコンデンサ７０はＶｃｃラインからのノイズ除去フィルタを形成している。抵抗７１とコンデンサ７２も同様である。
【００６４】
この電源回路５４は、圧力センサ１での消費電流の変化によって第５のトランジスタ５８に流れる電流量が変化すると、この変化量に応じて第４のトランジスタ５７及び電流モニタ用抵抗６０に流れる電流量も変化し、第４のトランジスタ５７と電流モニタ用抵抗６０との間の電位Ｖｓが変化するようになっている。
【００６５】
また、ＥＣＵ５０にはＡ／Ｄ変換器６１が備えられていると共に、Ａ／Ｄ変換器６１からの情報を受け取るＣＰＵ６２が備えられている。Ａ／Ｄ変換器６１には複数のチャンネル（ＣＨ０〜ＣＨｎ）が備えられており、そのうちの１つのチャンネルＣＨｍには抵抗６３及びコンデンサ６４からなるフィルタ回路を介して製品出力Ｖｏｕｔが入力され、もう１つのチャンネルＣＨｍ＋１には抵抗６５及びコンデンサ６６からなるフィルタ回路を介して電位Ｖｓが入力されるようになっている。つまり、圧力センサ１の故障は、Ａ／Ｄ変換器６１のうち圧力センサ１が発生させた製品出力Ｖｏｕｔと対応するチャンネルとは異なるチャンネルでの電圧変化としてＣＰＵ６２側に通知されるようになっている。
【００６６】
なお、ＥＣＵ５０には、製品出力Ｖｏｕｔが入力されるラインとＧＮＤに接続されるラインとの間を連結するようにプルダウン抵抗６７が備えられているが、このプルダウン抵抗６７は従来と同様の役割を果たすものである。
【００６７】
このような構成においては、圧力センサ１内の電流制御回路４０での消費電流がＡ／Ｄ変換器６１を介してＣＰＵ６２に送られるため、ＣＰＵ６２では消費電流の変化が大きく変化するとき、すなわちＡ／Ｄ変換器６１から送られてくる電圧が大きく変化するときを例えば所定のしきい値電圧との比較によって検出することで、圧力センサ１の故障検出を行うことができる。
【００６８】
なお、消費電流は通常、圧力に応じた回路動作状態や温度によっても変化するし、個々の製品ごとにもばらつくので、それらを考慮して正常時と異常時の消費電流差を設定しておく必要がある。
【００６９】
以上説明したように、本実施形態では、圧力に応じた製品出力Ｖｏｕｔを発生させる第１のセンサ回路１０に加えて、第１のセンサ回路１０の出力の比較電圧（判定上限値Ｖ１、判定下限値Ｖ２）を形成する第２のセンサ回路２０や第１のセンサ回路１０の出力が正常であるか否かを判定するウィンドウコンパレータ３０を備え、さらに、ウィンドウコンパレータ３０の判定結果を電流制御回路４０の消費電流の変化によって故障検出を行うようにしている。
【００７０】
そして、電流制御回路４０の消費電流の変化を、電源電圧Ｖｃｃに接続される端子１ａに流れる電流に基づいて検出している。このため、製品出力Ｖｏｕｔに用いられる端子１ｂとは異なる端子を用いて故障検出を行うことが可能となり、故障検出が成された時にも製品出力Ｖｏｕｔを出力することができる。
【００７１】
従って、ウィンドウコンパレータ３０では、故障検出結果とは関係なく、第１のセンサ回路１０が発生させる製品出力Ｖｏｕｔと第２のセンサ回路２０が形成する比較電圧との比較が行われ、一旦、突発のノイズや第１、第２のセンサ回路１０、２０間での過渡信号の時間差等に基づく誤作動が発生した後においても、確実に正常状態に復帰することができる。これにより、圧力センサ１の故障検出を正確に行うことができる。
【００７２】
さらに、本実施形態では、電流制御回路４０における消費電流の変化を、圧力センサ１に電源電圧Ｖｃｃを印加する端子１ａに流れる電流に基づいて検出していることから、消費電流変化検出用に新たな端子を設ける必要がない。このため、従来と同様に圧力センサ１とＥＣＵ５０との接続を３端子によって行うことができる。
【００７３】
車載用の圧力センサ１の場合、車両重量増や配線スペース等の問題、さらには接続箇所増加に伴う信頼性低下等の問題があり、ワイヤハーネスの数は今後減らされるべき方向にある。このため、上記のように圧力センサ１とＥＣＵ５０との接続箇所を増加させずに圧力センサ１の故障検出を行えれば、これらの問題に対しても有効である。
【００７４】
（他の実施形態）
上記実施形態では圧力センサ１を例に回路構成を示したが、その他の物理量検出装置、例えば加速度センサに適用することもできる。また、第１のセンサ回路と第２のセンサ回路で同一のセンシング素子を共用する図６のような構成も考えられる。この場合、センシング素子２１１の故障検出はできず、ＡＭＰ２１２の故障検出のみ可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態における圧力センサ１の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す圧力センサ１の具体的な回路構成例を示す図である。
【図３】判定上限値Ｖ１、判定下限値Ｖ２、製品出力ＶｏｕｔおよびＶｏｕｔ’の関係を説明するための図である。
【図４】正常時と異常時における消費電流の関係を示す図である。
【図５】圧力センサ１に接続されるＥＣＵ５０の構成例を示す図である。
【図６】第１のセンサ回路と第２のセンサ回路で同一のセンシング素子を共用する場合を示した図である。
【図７】従来の圧力センサ及びＥＣＵの回路構成を示す図である。
【図８】従来の圧力センサ及びＥＣＵの回路構成を示す図である。
【図９】圧力センサに要求される物理量と出力電圧との関係を示した図である。
【図１０】本発明者が検討を行った圧力センサの構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明者が検討を行った圧力センサの構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示す圧力センサの具体的な回路構成例を示す図である。
【図１３】出力回路を構成するオペアンプ回路の具体的な回路構成を示す図である。
【図１４】ウィンドウコンパレータ入力を出力回路入力側とする場合を示した図である。
【符号の説明】
１…圧力センサ、１０…第１のセンサ回路、２０…第２のセンサ回路、
３０…ウィンドウコンパレータ、４０…電流制御回路、５０…ＥＣＵ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a physical quantity detection device that generates an output corresponding to a physical quantity, and is particularly suitable for use in a piezoresistive semiconductor pressure sensor or a semiconductor acceleration sensor mounted on a vehicle.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7 and FIG. 8 show circuit configuration examples of a conventionally used vehicle-mounted pressure sensor and an electronic control device (hereinafter referred to as ECU) that performs signal analysis of the output (product output) of the pressure sensor. As shown in these drawings, the pressure sensor 100 has three terminals 100a to 100c of a power supply voltage Vcc, an output voltage Vout, and GND (ground), and these three terminals 100a to 100c are connectors 101 and 102 and wires. It has the structure connected to vehicle-mounted ECU104 via harness 103a-103c.
[0003]
Such a sensor 100 is defined such that the physical quantity and the output voltage have a linear relationship as shown in FIG. When the pressure sensor 100 is used for in-vehicle use, 5V is generally used as the power supply voltage Vcc, and the pressure signal is set to correspond to 0.5 to 4.5V, about 0 to 0.3V. About 7 to 5 V is a diagnostic region used for abnormality detection.
[0004]
For example, in the circuit configuration shown in FIG. 7, a pull-down resistor 105 is arranged between a line to which the product output Vout is input in the ECU 104 and a line connected to GND, and the power supply voltage Vcc and the product output Vout are input. When each terminal or wire harness 103b is disconnected, the product output Vout becomes zero. When each terminal or wire harness 103c connected to GND is disconnected, the resistance ratio between the internal resistance of the pressure sensor 100 and the pull-down resistor 105 is set. The product output Vout is configured to be 4.7 V or more. These voltages become diagnostic signals (abnormality detection signals) and are sent to the CPU 107 and the like via the A / D converter 106 to detect disconnection. Although the circuit configuration shown in FIG. 8 is not described in detail, the disconnection detection is performed by the same method as the circuit configuration shown in FIG. 7 using the pull-up resistor 108 provided in this circuit configuration.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
Taking an on-vehicle pressure sensor as an example, pressure sensors have been used in exhaust gas cleaning systems such as electronic fuel injectors and car air conditioners, but in recent years safety such as brake fluid pressure control has been used. Application to systems related to the system has also been studied. In such a trend, how to detect a sensor failure has become the most important issue.
[0006]
In the circuit configuration of the conventional pressure sensor described above, it is possible to detect disconnection of a terminal or a wire harness connecting the pressure sensor and the ECU. However, there are various modes of failure of the pressure sensor, such as failure when the sensor signal, that is, the output voltage Vout does not output for a specified pressure, or when the error exceeds a predetermined value. Yes, these fault detections cannot be performed by conventional ones.
[0007]
An object of this invention is to provide the physical quantity detection apparatus which can perform failure detection of various modes in view of the said point.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
As a method for solving the above problem, a method in which two pressure sensors are attached and used at the same location can be considered. In this case, it is possible to save space and to reduce the cost by putting it in one package (assembly), and it can be attached at once. In such a form, since the same output is output in two systems, it is necessary for the ECU to calculate a difference between the two outputs and determine the failure in the ECU.
[0009]
Accordingly, the present inventor has considered a failure determination circuit 200 'according to claim 1 as shown in FIG. This is to make a failure determination in the sensor. A circuit configuration of the pressure sensor 200 will be described.
[0010]
The pressure sensor 200 includes not only a first sensor circuit 210 including a sensing unit having a configuration similar to that of the conventional sensor, but also a second upper limit value V1 and a second determination lower limit value V2. A sensor circuit 230 and a window comparator 240 that compares the determination upper limit value V1 and the determination lower limit value V2 with the product output Vout generated by the first sensor circuit 210 are provided.
[0011]
Then, the comparison result in the window comparator 240 is output as a diagnosis signal. That is, upper and lower determination values based on physical quantities are prepared, determination is performed according to these determination values, and a diagnosis signal is output.
[0012]
On the other hand, in FIG. 11, the comparison result of the window comparator 240 is input to the output circuit 220 as a diagnostic control signal, and the potential of the diagnostic region is output from the output circuit 220 when the pressure sensor 200 fails. Has been. This eliminates the need to provide a diagnostic control signal terminal outside the product.
[0013]
A specific circuit configuration example of the pressure sensor 200 configured as described above is shown in FIG. The first sensor circuit 210 includes a sensing unit 211 having a Wheatstone bridge circuit composed of strain gauges Ra to Rd, and an amplifier 212 having zero point adjustment, sensitivity, and zero point temperature compensation function for the output signal of the Wheatstone bridge circuit. It is comprised including. The output circuit 220 is configured to receive the output of the first sensor circuit 210 and generate a product output Vout.
[0014]
Similarly to the first sensor circuit 210, the second sensor circuit 230 includes a sensing unit 231 and an amplifier 232, and forms a determination upper limit value V1 and a determination lower limit value V2 based on the output of the amplifier 232. Resistors R1, R2, R3, and R4 are included.
[0015]
The sensing units 211 and 231 and the amplifiers 212 and 232 of the first and second sensor circuits 210 and 230 may be configured in the same manner or in a different manner.
[0016]
The determination upper limit value V1 and the determination lower limit value V2 are obtained by dividing the voltages of the resistors R1 to R4 connected in series. The determination upper limit value V1 is higher by ΔV than the product output, and the determination lower limit value V2 is ΔV higher than the product output. Each resistance value is set to be as low as possible.
[0017]
In addition, the window comparator 240 compares the product output Vout generated by the output circuit 220 with the determination upper limit value V1 and the determination lower limit value V2, and generates a diagnosis control signal based on the comparison result.
[0018]
The window comparator 240 outputs a low potential level L when the product output Vout becomes a voltage within the range of the determination lower limit value V2 to the determination upper limit value V1, and outputs a high potential level H when the product output Vout becomes a voltage outside this range. The output of the window comparator 240 is sent to the output circuit 220 as a diagnosis control signal.
[0019]
The output circuit 220 is configured by an inverting amplifier circuit, for example, as shown in FIG. An example of the circuit configuration of an operational amplifier used in this inverting amplifier circuit is shown in FIG. The operational amplifier shown in this figure includes a transistor 220a with respect to a general operational amplifier circuit configuration.
[0020]
A current mirror circuit is configured by the transistors 220c and 220d, and when a reference current value is determined by the transistor 220c and the resistor 220e, a current corresponding to the resistance value of the resistor 220f also flows to the transistor 220d.
[0021]
When a differential input is made from the non-inverting input terminal 220b and the inverting input terminal 220g to the transistors 220h and 220i, the collector current values of the transistors 220j and 220k are based on the potential difference between the terminals 220b and 220g. Fluctuates slightly. As a result, the collector current value of the transistor 220m fluctuates, the collector current value of the transistor 220n also fluctuates, the collector current value flowing through the transistor 220p is adjusted, and the potential obtained by subtracting the potential drop due to the resistor 220q from the power supply voltage Vcc is obtained. A normal operational amplifier operation of outputting from the product output Vout is performed.
[0022]
As described above, the diagnosis control signal is input from the window comparator 240 to the operational amplifier circuit configured as described above. When the product output Vout is out of the above range, the high potential level H is input from the window comparator 240 as a diagnosis control signal to the above-described operational amplifier circuit.
[0023]
When such a signal is input, the transistor 220a provided in the above-described operational amplifier circuit is turned on and the transistor 220p is turned off, so that the product output Vout is equal to the power supply voltage Vcc, that is, the potential in the diagnosis region. Is output as a diagnostic signal. In this way, failure detection of the pressure sensor can be performed.
[0024]
However, in the failure detection by such a method, the failure detection is once performed due to malfunction based on the sudden noise or the time difference of the transient signal between the first and second sensor circuits 210 and 220, and the product output. When the diagnostic signal is output, the window comparator 240 is outside the range of the product output Vout in which the window comparator 240 is in a normal state, so that the diagnostic signal continues to be output after the noise and the transient state are resolved. Can occur.
[0025]
As a method for solving this, FIG. 14 in which the window comparator input is set to the output circuit input side is also conceivable.
[0026]
Therefore, the claim 4 The first sensor circuit (10) having the first sensing unit (11) and generating an output corresponding to the physical quantity and the comparison values (V1, V2) corresponding to the physical quantity are formed. The comparison value forming means (20), the comparison means (30) for comparing the output of the first sensor circuit and the comparison value, and outputting the comparison result by the comparison means via the power supply supplied to the sensor circuit. It is a feature.
[0027]
With the above configuration, since the comparison result can be output via the power supply, the first sensor circuit can generate an output corresponding to the physical quantity regardless of the failure detection result. Therefore, in the comparison means, regardless of the failure detection result, the output generated by the first sensor circuit is compared with the comparison value, and even after a malfunction based on sudden noise or the like occurs once, The output of the first sensor circuit can be reliably generated, and the failure detection can be performed accurately.
[0028]
Also, Claim 1 In the invention described in the above, the comparison value forming means includes a second sensing circuit (21) that includes a second sensing circuit (21) that forms a determination upper limit value (V1) and a determination lower limit value (V2) based on a physical quantity. 20), and the comparison means determines whether or not the output of the first sensor circuit is within a range between a determination upper limit value and a determination lower limit value. Thus, the failure detection signal can be notified based on whether or not the output of the first sensor circuit is within the range between the determination upper limit value and the determination lower limit value.
[0029]
Claims 1 Or claims 4 In the invention described in the above, the comparison value forming means is divided by a plurality of series resistances between the output of the second sensor circuit based on the physical quantity and the power supply terminal (1a) for applying the power supply voltage. And a determination lower limit value (V2) divided by a plurality of series resistances between the determination upper limit value (V1) and the ground terminal (1c) connected to GND.
[0030]
With such a configuration, it is not necessary to provide the determination upper limit value and the determination lower limit value as separate circuit configurations, and a comparison value can be easily formed.
[0031]
further, Claim 1 In the invention described in the item 1, the current control means (40) which includes the first terminal (1a) for applying the power supply voltage (Vcc) to the first sensor circuit and changes the amount of current based on the comparison result by the comparison means. A failure detection signal is notified based on a change in current flowing through the first terminal connected to the first terminal.
[0032]
As described above, when the first terminal to which the power supply voltage is applied is provided and the failure detection is performed based on the change in the current flowing through the first terminal, the number of terminals and the wire harness for connecting the terminals are increased. Failure detection can be performed.
[0033]
If you do this, the claims 2 As shown in FIG. 4, the first terminal (1a), the second terminal (1b) for output of the first sensor circuit, and the third terminal (1c) connected to GND may be used for the configuration. Is possible.
[0034]
Claim 3 In the present invention, the current control means includes the first element (42) and the second element (43, 44) that are turned on / off based on the comparison result of the comparison means. When the output of the sensor circuit is within the range between the determination upper limit value and the determination lower limit value, a current flows through the first element and a current does not flow through the second element. When the output of the sensor circuit is outside the range between the determination upper limit value and the determination lower limit value, no current flows through the first element, and current flows through the second element, and the current flows through the first element. It is characterized in that a failure detection signal is notified based on the current and the change in the current flowing through the second element.
[0035]
As described above, by determining the element through which the current flows according to the comparison result by the comparison unit, it is possible to detect the failure based on the change in the current flowing through the first element and the second element. The first and second elements are, for example, transistors. If the second element is a current mirror-connected transistor, the failure detection signal is notified based on the increase in the current flowing through the first and second elements. Can be done.
[0036]
Claims 5 In the invention described in claim 1 to 4 In the comparison value forming means described in (1), the sensitivity of the second sensor circuit is higher than the sensitivity of the first sensor circuit. This sensitivity is the ratio of the change in output voltage to the change in physical quantity such as pressure. In other words, the output voltage of the second sensor circuit is larger than the output of the first sensor circuit with respect to the pressure.
[0037]
In this way, the determination upper limit value characteristic and the determination lower limit value characteristic can be made substantially parallel to the output characteristic of the first sensor circuit. In other words, the sensitivity of the first sensor circuit and the sensitivity of the determination upper limit value and the determination lower limit value can be made substantially the same, and the difference between the output of the first sensor circuit and the determination upper limit value and the determination lower limit value is expressed as a physical quantity. It can be made almost constant in the change range, and an accurate determination can be made.
[0040]
In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.
[0041]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 1 shows a block diagram of a pressure sensor 1 to which an embodiment of the present invention is applied. As shown in this figure, the pressure sensor 1 shown in the present embodiment is provided with a first sensor circuit 10 including a sensing unit having the same configuration as the conventional one. The first sensor circuit 10 Is the product output Vout. Furthermore, the pressure sensor 1 shown in the present embodiment includes a second sensor circuit 20 as a comparison value forming unit that forms a determination upper limit value V1 and a determination lower limit value V2 that are comparison values, a determination upper limit value V1, and a determination lower limit. A window comparator 30 as a comparison means for comparing the value V2 and the product output Vout is provided, and a comparison result of the window comparator 30 is used as a diagnosis control signal, and a current that flows an amount of current corresponding to the diagnosis control signal. A current control circuit 40 is provided as control means.
[0042]
A specific circuit configuration example of the pressure sensor 1 configured as described above is shown in FIG. As shown in this figure, the first sensor circuit 10 includes a sensing unit (first sensing unit) 11 having a Wheatstone bridge circuit composed of strain gauges Ra to Rd, and an output signal of the Wheatstone bridge circuit. On the other hand, an amplifier 12 having a zero adjustment, sensitivity, and zero temperature compensation function is provided.
[0043]
In addition, the second sensor circuit 20 includes a sensing unit (second sensing unit) 21 configured by strain gauges Ra ′ to Rd ′ and an amplifier 22, as in the first sensor circuit 10. In addition, resistors R1, R2, R3, and R4 that form a determination upper limit value V1 and a determination lower limit value V2 based on the output of the amplifier 22 are provided.
[0044]
The sensing units 11 and 21 and the amplifiers 12 and 22 of the first and second sensor circuits 10 and 20 may be configured with the same or different systems.
[0045]
The determination upper limit value V1 and the determination lower limit value V2 are obtained by dividing the voltages of the resistors R1 to R4 connected in series. The determination upper limit value V1 is higher than the product output Vout by ΔV, and the determination lower limit value V2 is higher than the product output Vout. Also, each resistance value is set to be lower by ΔV. As a setting of ΔV, for example, it is conceivable to set it to 0.2 V with an expectation of 5% for an output width 4 V (= 4.5 V−0.5 V) of the pressure signal.
[0046]
The condition for obtaining this ΔV is as follows.
[0047]
[Expression 1]
R2 / (R1 + R2) = R3 / (R3 + R4) = 2 · ΔV / Vcc
Further, the relationship between the output Vout ′ of the second sensor circuit 20 and the product output Vout at this time is expressed by the following equation.
[0048]
[Expression 2]
Vout ′ = (1 + R2 / R1) · Vout− (Vcc / 2) / (R2 / R1)
For this reason, Vout ≠ Vout ′.
[0049]
The reason why such Vout ′ is used will be described with reference to FIG. This Vout ′ is a reference voltage for generating the determination upper limit value V1 and the determination lower limit value V2. The upper limit value V1 = (Vcc−Vout ′) · R1 / (R1 + R2), the lower limit value V2 = Vout ′ · R3 / (R3 + R4), and Vout ′ is a value that increases as the pressure increases. As shown, when the pressure is low, the difference between Vout ′ and the upper limit value V1 is large, and the difference between Vout ′ and the lower limit value V2 is small. Further, when the pressure is large, the opposite state is obtained. That is, when the product output Vout is the same as Vout ′, the upper limit value and the lower limit value for determination vary depending on the applied pressure.
[0050]
Therefore, the output characteristic of Vout ′ is different from the output characteristic of the product output Vout, and the characteristic of the determination upper limit value V1 and the characteristic of the determination lower limit value V2 are set to have the same sensitivity as the product output Vout. . As shown in FIG. 3, the characteristic line of the upper limit determination value V1 and the characteristic line of the lower limit determination value V2 are parallel to the characteristic line of the product output Vout. In order to actually satisfy the above relationship, the sensitivity of the output Vout ′ of the second sensor circuit 20 needs to be higher than the sensitivity of the product output Vout.
[0051]
The window comparator 30 includes a first comparator 31 that compares the determination upper limit value V1 with the product output Vout, a second comparator 32 that compares the determination lower limit value V2 with the product output Vout, first, A first AND circuit 33 to which the comparison results of the second comparators 31 and 32 are input; a second AND circuit 34 to which a signal obtained by inverting the comparison results of the first and second comparators 31 and 32 is input; And an OR circuit 35 to which the outputs of the first and second AND circuits 33 and 34 are input. Of these, the output of the OR circuit 35 is used as a diagnosis control signal.
[0052]
The window comparator 30 outputs a low potential level L when the product output Vout becomes a voltage within the range of the determination lower limit value V2 to the determination upper limit value V1, and outputs a high potential level H when the product output Vout becomes a voltage outside this range. It has become. Note that the resistor 36 and the capacitor 37 connected to the input of the window comparator 30 form a filter.
[0053]
The current control circuit 40 is provided between a terminal to which the power supply voltage Vcc is applied and a terminal connected to GND. The current control circuit 40 is driven based on a NOT circuit 41 that inverts a diagnosis control signal, a division resistor R5, R6 that converts an output current of the NOT circuit 41 into a voltage, and an intermediate voltage between the division resistors R5, R6. A current mirror circuit 45 comprising a transistor 42, a second transistor 43 and a third transistor 44 comprising n transistors, a resistor R7 connected to the collectors of the first and second transistors 42, 43, and It is comprised. Among these, the first transistor 41 corresponds to the first element, and the second transistor 43 and the third transistor 44 correspond to the second element.
[0054]
The failure detection of the pressure sensor 1 configured as described above is performed as follows.
[0055]
First, when the product output Vout is obtained normally (hereinafter referred to as normal), the product output Vout becomes a voltage within the range of the determination lower limit value V2 to the determination upper limit value V1, and therefore, the output from the window comparator 30 is low. A potential level L is output. For this reason, the low potential level L is input to the current control circuit 40 as a diagnosis control signal.
[0056]
At this time, since the diagnosis control signal is inverted by the NOT circuit 41 provided in the current control circuit 40, the first transistor 42 is turned on. Therefore, it can be said that the second and third transistors 43 and 44 are turned off, and the current consumption in the current control circuit 40 is substantially due to the current I1 flowing through the resistor R7. If the current I1 at this time is defined as I1 ′, I1 ′ is expressed as follows.
[0057]
[Equation 3]
I1 ′ = (Vcc−V _CE (Sat)) / R7≈Vcc / R7
On the other hand, when the product output Vout is not normally obtained (hereinafter referred to as an abnormality), the product output Vout becomes a voltage outside the range between the determination lower limit value V2 and the determination upper limit value V1, so that the window comparator 30 The high potential level H is output from the high potential level H, and the high potential level H is input to the current control circuit 40 as a diagnostic control signal.
[0058]
Then, the diagnosis control signal is inverted by the NOT circuit 41, the first transistor 42 is turned off, and conversely, the second and third transistors 43, 44 are turned on. At this time, the current I1 is expressed as follows.
[0059]
[Expression 4]
I1 = (Vcc−VBE) / R7≈ (Vcc−0.7) / R7
Further, since the current I2 flowing through the third transistor 44 is determined by the current mirror ratio of the current mirror circuit 45 and becomes current I2 = nI1, the current consumption in the current control circuit 40 is I1 + I2 = (n + 1) I1. Become.
[0060]
Therefore, when comparing the magnitudes of the current consumption during normal and abnormal times, the current consumption increases by I1 + I2-I1 ′ (= (n + 1) I1-I1 ′) in the abnormal time. This is shown in FIG. In this case, a change in current consumption in other circuit portions may occur, but is negligible.
[0061]
For this reason, it is possible to detect a failure of the pressure sensor 1 by detecting a change in current consumption in the current control circuit 40. FIG. 5 shows a circuit configuration example of the ECU 50 to which the pressure sensor 1 is connected.
[0062]
The pressure sensor 1 includes three terminals: a terminal 1a to which a power supply voltage Vcc is applied, a terminal 1b for outputting a product output Vout, and a terminal 1c connected to GND. These three terminals 1a to 1c are connected to a connector 51. , 52 and the wire harness 53 are connected to the ECU 50.
[0063]
The ECU 50 is provided with a power supply circuit 54 that supplies a power supply voltage Vcc. In the power supply circuit 54, a constant voltage circuit 55 for generating a predetermined voltage, an output of the power supply circuit 54 (that is, a portion that becomes the power supply voltage Vcc), and a predetermined voltage generated by the constant voltage circuit 55 are respectively connected to an inverting input terminal and a non-inverting input terminal. An operational amplifier 56 input to the inverting input terminal, a current mirror circuit 59 including a fourth transistor 57 connected to the output of the operational amplifier 56 and a fifth transistor 58 including n transistors, and a fourth transistor 57 A current monitoring resistor 60 connected in series is provided. The current monitor resistor 60 having a resistance temperature coefficient (TCR) of almost zero enables accurate current monitoring over a wide temperature range. The resistor 69 and the capacitor 70 form a noise removing filter from the Vcc line. The same applies to the resistor 71 and the capacitor 72.
[0064]
When the amount of current flowing through the fifth transistor 58 changes due to a change in current consumption in the pressure sensor 1, the power supply circuit 54 has an amount of current flowing through the fourth transistor 57 and the current monitoring resistor 60 according to the amount of change. And the potential Vs between the fourth transistor 57 and the current monitoring resistor 60 changes.
[0065]
The ECU 50 includes an A / D converter 61 and a CPU 62 that receives information from the A / D converter 61. The A / D converter 61 is provided with a plurality of channels (CH0 to CHn). One of the channels CHm is supplied with the product output Vout through a filter circuit including a resistor 63 and a capacitor 64, and A potential Vs is input to one channel CHm + 1 through a filter circuit including a resistor 65 and a capacitor 66. That is, the failure of the pressure sensor 1 is notified to the CPU 62 as a voltage change in a channel different from the channel corresponding to the product output Vout generated by the pressure sensor 1 in the A / D converter 61. Yes.
[0066]
The ECU 50 is provided with a pull-down resistor 67 so as to connect a line to which the product output Vout is input and a line connected to the GND. To fulfill.
[0067]
In such a configuration, since the consumption current in the current control circuit 40 in the pressure sensor 1 is sent to the CPU 62 via the A / D converter 61, the CPU 62 changes when the change in the consumption current changes greatly, that is, A The failure of the pressure sensor 1 can be detected by detecting when the voltage sent from the / D converter 61 changes greatly, for example, by comparison with a predetermined threshold voltage.
[0068]
Note that the current consumption usually changes depending on the circuit operating state and temperature depending on the pressure, and also varies from product to product. Therefore, taking into account these factors, set the current consumption difference between normal and abnormal conditions. There is a need.
[0069]
As described above, in the present embodiment, in addition to the first sensor circuit 10 that generates the product output Vout according to the pressure, the comparison voltage (the determination upper limit value V1, the determination lower limit) of the output of the first sensor circuit 10 is used. A window comparator 30 for determining whether or not the output of the second sensor circuit 20 or the first sensor circuit 10 forming the value V2) is normal, and the current control circuit 40 displays the determination result of the window comparator 30. Fault detection is performed by changing the current consumption.
[0070]
A change in current consumption of the current control circuit 40 is detected based on the current flowing through the terminal 1a connected to the power supply voltage Vcc. Therefore, failure detection can be performed using a terminal different from the terminal 1b used for the product output Vout, and the product output Vout can be output even when failure detection is performed.
[0071]
Therefore, the window comparator 30 compares the product output Vout generated by the first sensor circuit 10 with the comparison voltage formed by the second sensor circuit 20 regardless of the failure detection result. Even after malfunction due to noise or a time difference between transient signals between the first and second sensor circuits 10 and 20 occurs, the normal state can be reliably restored. Thereby, the failure detection of the pressure sensor 1 can be accurately performed.
[0072]
Furthermore, in this embodiment, since the change of the consumption current in the current control circuit 40 is detected based on the current flowing through the terminal 1a that applies the power supply voltage Vcc to the pressure sensor 1, it is newly used for detecting the consumption current change. It is not necessary to provide a new terminal. For this reason, the connection between the pressure sensor 1 and the ECU 50 can be performed by three terminals as in the conventional case.
[0073]
In the case of the in-vehicle pressure sensor 1, there are problems such as an increase in vehicle weight and wiring space, and a problem such as a decrease in reliability due to an increase in the number of connection points, and the number of wire harnesses is in a direction to be reduced in the future. Therefore, if it is possible to detect a failure of the pressure sensor 1 without increasing the number of connection points between the pressure sensor 1 and the ECU 50 as described above, it is also effective for these problems.
[0074]
(Other embodiments)
In the above embodiment, the circuit configuration is shown by taking the pressure sensor 1 as an example, but the present invention can also be applied to other physical quantity detection devices such as an acceleration sensor. A configuration as shown in FIG. 6 is also conceivable in which the first sensor circuit and the second sensor circuit share the same sensing element. In this case, the failure of the sensing element 211 cannot be detected, and only the failure of the AMP 212 can be detected.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pressure sensor 1 according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a specific circuit configuration example of the pressure sensor 1 shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram for explaining a relationship among a determination upper limit value V1, a determination lower limit value V2, product outputs Vout and Vout ′.
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between current consumption during normal time and abnormal time.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of an ECU 50 connected to the pressure sensor 1;
FIG. 6 is a diagram illustrating a case where the same sensing element is shared by a first sensor circuit and a second sensor circuit.
FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional pressure sensor and ECU.
FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional pressure sensor and ECU.
FIG. 9 is a diagram showing a relationship between a physical quantity required for a pressure sensor and an output voltage.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a pressure sensor examined by the present inventor.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a pressure sensor studied by the present inventor.
12 is a diagram showing a specific circuit configuration example of the pressure sensor shown in FIG. 11. FIG.
FIG. 13 is a diagram showing a specific circuit configuration of an operational amplifier circuit that constitutes an output circuit.
FIG. 14 is a diagram showing a case where the window comparator input is on the output circuit input side.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Pressure sensor, 10 ... 1st sensor circuit, 20 ... 2nd sensor circuit,
30 ... Window comparator, 40 ... Current control circuit, 50 ... ECU.

Claims

A first sensor circuit (10) having a first sensing unit (11) and generating an output corresponding to a physical quantity;
Comparison value forming means (20) for forming comparison values (V1, V2) according to the physical quantity;
Comparison means (30) for comparing the output of the first sensor circuit with the comparison value;
A first terminal (1a) for applying a power supply voltage (Vcc) to the first sensor circuit;
Based on the comparison result by the comparison means, notification of a failure detection signal is performed ,
The comparison value forming means is a second sensor circuit (20) that includes a second sensing unit (21) and forms a determination upper limit value (V1) and a determination lower limit value (V2) based on the physical quantity. ,
The comparing means determines whether an output of the first sensor circuit is within a range between the determination upper limit value and the determination lower limit value;
The comparison value forming means is a determination upper limit value obtained by dividing the output of the second sensor circuit based on the physical quantity by a plurality of series resistors between the power supply terminal (1a) for applying a power supply voltage. (V1) and a determination lower limit value (V2) divided by a plurality of series resistors between the ground terminal (1c) connected to GND is output,
A current control means (40) for changing a current amount based on a comparison result by the comparison means is connected to the first terminal, and notifies the failure detection signal based on a change in the current flowing through the first terminal. A physical quantity detection device characterized by.

Only three terminals, the first terminal (1a), the second terminal (1b) for output of the first sensor circuit, and the third terminal (1c) connected to GND are provided. The physical quantity detection device according to claim 1 .

The current control means includes a first element (42) and a second element (43, 44) that are turned on / off based on a comparison result of the comparison means,
When the output of the first sensor circuit is within the range between the determination upper limit value and the determination lower limit value, a current flows through the first element and a current does not flow through the second element. And
When the output of the first sensor circuit is outside the range between the determination upper limit value and the determination lower limit value, no current flows through the first element, and current flows through the second element. And
Physical quantity detecting apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that is adapted to perform notification of the failure detection signal based on a change of the current flowing to the current flowing in the first element to the second element.

A first sensor circuit (10) having a first sensing unit (11) and generating an output corresponding to a physical quantity;
Comparison value forming means (20) for forming comparison values (V1, V2) according to the physical quantity;
Comparison means (30) for comparing the output of the first sensor circuit with the comparison value;
A first terminal (1a) for applying a power supply voltage (Vcc) to the first sensor circuit;
The comparison result by the comparison means is output via a power source supplied to the sensor circuit ,
A current control means (40) for changing a current amount based on a comparison result by the comparison means is connected to the first terminal, and notifies the failure detection signal based on a change in current flowing through the first terminal,
The comparison value forming means is a second sensor circuit (20) that includes a second sensing unit (21) and forms a determination upper limit value (V1) and a determination lower limit value (V2) based on the physical quantity. ,
The comparison value forming means is a determination upper limit value obtained by dividing the output of the second sensor circuit based on the physical quantity by a plurality of series resistors between the power supply terminal (1a) for applying a power supply voltage. A physical quantity detection device that outputs a determination lower limit (V2) divided by a plurality of series resistors between (V1) and a ground terminal (1c) connected to GND .

Physical quantity detecting apparatus according to any one of claims 1 to 4, wherein the direction of sensitivity of the second sensor circuit is higher than the sensitivity of the first sensor circuit.