JP4468772B2

JP4468772B2 - Receiver circuit

Info

Publication number: JP4468772B2
Application number: JP2004259949A
Authority: JP
Inventors: 優佐藤
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2004-09-07
Filing date: 2004-09-07
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2024-09-07
Also published as: JP2006080647A

Description

本発明は、受信回路に関し、特に、ミリ波パッシブイメージセンサ（物体が放射するごく微小なミリ波信号を検波する働きをするもの）又は電波望遠鏡などに用いられる高感度受信回路に関する。 The present invention relates to a receiving circuit, and more particularly, to a highly sensitive receiving circuit used for a millimeter wave passive image sensor (which functions to detect a very small millimeter wave signal emitted from an object) or a radio telescope.

近年、微小なミリ波信号を検波するためには高感度な受信回路が必要である。高感度化を図るためには低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）の低雑音化を図るだけでなく、システム全体の低雑音化を図る必要がある。
最もシンプルな受信回路として、図８のシステムブロック図に示すような全電力型受信回路がある（例えば非特許文献１参照）。 In recent years, a highly sensitive receiving circuit is required to detect a minute millimeter wave signal. In order to achieve high sensitivity, it is necessary not only to reduce the noise of a low noise amplifier (LNA), but also to reduce the noise of the entire system.
As the simplest receiving circuit, there is a full power type receiving circuit as shown in the system block diagram of FIG. 8 (see, for example, Non-Patent Document 1).

全電力型受信回路は、図８に示すように、アンテナ１１１，ＲＦアンプ１１２，帯域通過濾過器１１３（ＢＰＦ：Band Pass Filter）,ミキサ１１４（ＭＩＸ），ＩＦアンプ１１５，２乗検波器１１６，積分器１１７，信号処理回路１１８，ローカルオシレータ（ＬＯ；局部発振器）１１９を備えて構成される。このうち、ＲＦアンプ１１２からＩＦアンプ１１５までが信号増幅部分である。そして、この信号増幅部分で増幅された信号を２乗検波器１１６で直流付近に変換し、変換された信号成分を積分器１１７で加算して信号処理回路１１８へ送るようになっている。 As shown in FIG. 8, the all power receiving circuit includes an antenna 111, an RF amplifier 112, a band pass filter 113 (BPF: Band Pass Filter), a mixer 114 (MIX), an IF amplifier 115, a square wave detector 116, An integrator 117, a signal processing circuit 118, and a local oscillator (LO; local oscillator) 119 are provided. Among these, the RF amplifier 112 to the IF amplifier 115 are signal amplification parts. Then, the signal amplified in the signal amplification part is converted to the vicinity of DC by the square detector 116, and the converted signal component is added by the integrator 117 and sent to the signal processing circuit 118.

なお、図８では、全電力型受信回路における課題を明確化するために、システムブロック図に、符号Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩで示す各段階における電力と周波数との関係を示す図を付け加えている。そして、信号成分及び受信機のもつ入力換算雑音成分のそれぞれに異なる模様を付して示している。
しかしながら、全電力型受信回路では、図８の出力側の部分（図８中、符号ＩＩＩで示す）の電力と周波数との関係を示す図からわかるように、受信機のもつ雑音成分を除去することができないため、ごく微小な信号電力が入力した場合には、雑音と信号を区別することができない。 In FIG. 8, in order to clarify the problem in the all-power receiving circuit, a diagram showing the relationship between power and frequency at each stage indicated by reference numerals I, II, and III is added to the system block diagram. The signal component and the input equivalent noise component of the receiver are shown with different patterns.
However, in the all-power receiving circuit, as can be seen from the diagram showing the relationship between the power and frequency of the output side portion (indicated by reference numeral III in FIG. 8) in FIG. 8, the noise component of the receiver is removed. Therefore, when a very small signal power is input, it is impossible to distinguish between noise and signal.

また、受信特性（雑音指数や利得を指す；主にＲＦアンプの性能によって決まる）が時間変動した場合、出力レベルもそれに応じて変動してしまい、この結果、入力信号レベルが変わったとして誤動作してしまうおそれがある。
そこで、受信機のもつ雑音成分を低減できるように考案されたのが、図９のシステムブロック図に示すようなディッケ型（Dicke型）受信回路である。 In addition, when the reception characteristics (refers to noise figure and gain; mainly determined by the RF amplifier performance) fluctuate over time, the output level also fluctuates accordingly. As a result, malfunction occurs when the input signal level changes. There is a risk that.
Therefore, a Dicke type receiving circuit as shown in the system block diagram of FIG. 9 has been devised so as to reduce the noise component of the receiver.

ディッケ型受信回路は、図９に示すように、アンテナ１２１，参照雑音源１２２，スイッチ１２３，ＲＦアンプ１２４，ＲＦフィルタ１２５，２乗検波器１２６，スイッチ１２７，加算器１２８，スイッチドライバ１２９，積分器１３０を備えて構成される。特に、ＲＦアンプ１２４の前段と２乗検波器１２６の後段とにそれぞれスイッチ１２３，１２７が入れられており、これらのスイッチ１２３，１２７をスイッチドライバ１２９により同時に切り換えることができるようになっている。そして、加算器１２８で、スイッチ１２３，１２７を参照雑音源１２２側に切り換えている場合に参照雑音源１２２から入力される受信機の雑音成分が、スイッチ１２３，１２７をアンテナ１２１側に切り換えている場合に受信される信号（雑音成分を含む）に足し合わされた後、積分器１２０を通すことで雑音成分のみが除去されるようになっている。 As shown in FIG. 9, the Dicke type receiving circuit includes an antenna 121, a reference noise source 122, a switch 123, an RF amplifier 124, an RF filter 125, a square detector 126, a switch 127, an adder 128, a switch driver 129, an integration unit. The apparatus 130 is comprised. In particular, switches 123 and 127 are inserted in the preceding stage of the RF amplifier 124 and the succeeding stage of the square wave detector 126, respectively. These switches 123 and 127 can be switched simultaneously by the switch driver 129. When the adder 128 switches the switches 123 and 127 to the reference noise source 122 side, the receiver noise component input from the reference noise source 122 switches the switches 123 and 127 to the antenna 121 side. After being added to the signal (including the noise component) received in this case, only the noise component is removed by passing through the integrator 120.

なお、図９では、システムブロック図に、符号Ｉ，ＩＩで示す各段階における電力と周波数との関係を示す図を付け加えている。そして、信号成分及び雑音成分のそれぞれに異なる模様を付して示している。
また、図１０のシステムブロック図に示すようなグラハム型受信回路も提案されている。 In addition, in FIG. 9, the figure which shows the relationship between the electric power and frequency in each step shown by code | symbol I and II is added to the system block diagram. The signal component and the noise component are shown with different patterns.
A Graham type receiving circuit as shown in the system block diagram of FIG. 10 has also been proposed.

グラハム型受信回路では、ディッケ型受信回路を構成する参照雑音源，スイッチ，ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器からなる受信回路を２系統用意し、これらをスイッチで切り換えることにより最小分解温度を下げるようにしている。このグラハム型受信回路は、図１０に示すように、アンテナ１３１，２つの参照雑音源１３２Ａ，１３２Ｂ，２つのスイッチ１３３Ａ，１３３Ｂ，２つのＲＦアンプ１３４Ａ，１３４Ｂ，２つのＲＦフィルタ１３５Ａ，１３５Ｂ，２つの２乗検波器１３６Ａ、１３６Ｂ，加算器１３７，スイッチ１３８，加算器１３９，スイッチドライバ１４０，積分器１４１を備えて構成される。 In the Graham-type receiver circuit, two systems of receiver circuits consisting of a reference noise source, a switch, an RF amplifier, an RF filter, and a square wave detector that make up the Dicke-type receiver circuit are prepared. I try to lower it. As shown in FIG. 10, the Graham-type receiving circuit includes an antenna 131, two reference noise sources 132A and 132B, two switches 133A and 133B, two RF amplifiers 134A and 134B, and two RF filters 135A, 135B, and 2. Two square wave detectors 136A, 136B, an adder 137, a switch 138, an adder 139, a switch driver 140, and an integrator 141 are provided.

ところで、雑音除去装置についての公知文献として特許文献１がある。特許文献１では、一の系統から信号及び雑音を入力し、他の系統から雑音を入力して、それぞれアナログ−デジタル変換（ＡＤＣ）する。そして、帯域内における雑音のエネルギを計算し、それらを演算処理することにより雑音を除去するようにしている。
M. E. Tiuri, "Radio Astronomy Receivers", IEEE Trans. On Antenna and Propagation, vol. AP, pp.930-938, Dec.1964. 特開平５−２２４６９５号公報 By the way, there is Patent Document 1 as a publicly known document regarding a noise removing device. In Patent Document 1, a signal and noise are input from one system and noise is input from another system, and analog-digital conversion (ADC) is performed. Then, the noise energy in the band is calculated, and the noise is removed by calculating them.
ME Tiuri, "Radio Astronomy Receivers", IEEE Trans. On Antenna and Propagation, vol. AP, pp.930-938, Dec.1964. JP-A-5-224695

ところで、上述のディッケ型受信回路には、以下のような課題がある。
ディッケ型受信回路では、スイッチを使用して参照雑音源側に切り換える必要があるため、物体が放射するミリ波成分（信号）を受信する時間が全電力型受信回路と比較して半分になってしまう。このため、検波する信号レベルも全電力型受信回路の半分になってしまう。 By the way, the above-mentioned Dicke type receiving circuit has the following problems.
In the Dicke type receiving circuit, since it is necessary to switch to the reference noise source side using a switch, the time for receiving the millimeter wave component (signal) radiated from the object is halved compared to the full power type receiving circuit. End up. For this reason, the signal level to be detected is also half that of the full power receiving circuit.

ここで、電力と温度との関係を次式（１）で定義し、信号成分や雑音成分を電力ではなく温度で表すこととし、Ｔ_SNを受信機のもつ入力換算雑音温度とし、Ｂ_HFをＢＰＦの帯域とし、τを積分器の時定数として、全電力型受信回路及びディッケ型受信回路のそれぞれの最小分解温度を表すと、ディッケ型受信回路の最小分解温度（温度分解能）は、全電力型受信回路の最小分解温度の２倍になる。
Ｐ＝ｋＴＢ・・・（１）
［Ｐ：雑音電力，ｋ：ボルツマン定数（１．３８×１０^-23Ｊ／Ｋ），Ｔ：雑音温度，Ｂ：帯域］
つまり、全電力型受信回路の最小分解温度は、次式（２）により表すことができる。 Here, the relationship between power and temperature is defined by the following equation (1), the signal component and noise component are expressed not by power but by temperature, T _SN is the input conversion noise temperature of the receiver, and B _HF is When the minimum decomposition temperature of each of the full power type receiver circuit and the Dicke type receiver circuit is expressed by using the BPF band and τ as the time constant of the integrator, the minimum decomposition temperature (temperature resolution) of the Dicke type receiver circuit is the total power. This is twice the minimum decomposition temperature of the type receiving circuit.
P = kTB (1)
[P: noise power, k: Boltzmann constant (1.38 × 10 ⁻²³ J / K), T: noise temperature, B: band]
That is, the minimum decomposition temperature of the all-power receiving circuit can be expressed by the following equation (2).

この式（２）は、以下のようにして導出される。
まず、図１の検波器の出力は、次式（３）で表される。 This expression (2) is derived as follows.
First, the output of the detector of FIG. 1 is expressed by the following equation (3).

ここで、Ｂ_HFはＢＰＦの帯域（ＢＰＦが設けられていない場合には、ＲＦアンプの周波数帯域とアンテナの周波数帯域）で、Ｆ_H，Ｆ_Lはそれぞれその上限、下限周波数である。Ｇ（ｆ）は増幅器とアンテナの周波数特性を表している。ｋはボルツマン定数、ΔＴは信号成分、Ｔ_SNはシステム雑音で外来雑音Ｔ_Nと受信機の内部雑音Ｔ_Rの和である。
上記式（３）を解いていくと、その直流成分を求めることができ、次の（４），（５）のように表される。
Ｃ′（ｋΔＴＢ_HF）²：信号・・・（４）
Ｃ′（ｋＴ_SNＢ_HF）²：雑音・・・（５）
ここで、Ｃ′は定数である。 Here, B _HF is a band of the BPF (if no BPF is provided, the frequency band of the RF amplifier and the frequency band of the antenna), and F _H and F _L are the upper and lower frequency limits, respectively. G (f) represents the frequency characteristics of the amplifier and the antenna. k is a Boltzmann constant, ΔT is a signal component, _TSN is a system noise, and is the sum of the external noise T _N and the internal noise T _R of the receiver.
When the above equation (3) is solved, the DC component can be obtained and is expressed as the following (4) and (5).
C ′ (kΔTB _HF ) ² : Signal (4)
C ′ (kTS _SN B _HF ) ² : Noise (5)
Here, C ′ is a constant.

なお、雑音の直流成分は後ほど、信号処理回路でＣ′（ｋＴ_SNＢ_HF）²を差し引く処理を行なうことで消されるため、考慮しなくても良い。
このように表される出力が積分器（ＬＰＦ）を通った後の値は、次の（６）のように表される。
Ｃ（ｋΔＴＢ_HF）²・・・（６）
一方、ＬＰＦ通過後の交流成分は、次の（７），（８）のように表される。
２Ｃ（ｋΔＴ）²Ｂ_HF・Ｂ_IF：信号成分・・・（７）
２Ｃ（ｋＴ_SN）²Ｂ_HF・Ｂ_IF：雑音成分・・・（８）
なお、ΔＴとＴ_SNとを比較すると、Ｔ_SNは十分に大きいので交流成分はほとんど雑音となる。 Note that the direct current component of noise is eliminated by performing a process of subtracting C ′ (kTS _SN B _HF ) ² later in the signal processing circuit, and therefore need not be considered.
The value after the output expressed in this way passes through the integrator (LPF) is expressed as the following (6).
C (kΔTB _HF ) ² (6)
On the other hand, the AC component after passing through the LPF is expressed as the following (7) and (8).
2C (kΔT) ² B _HF · B _IF : Signal component (7)
2C (kT _SN ) ² B _HF · B _IF : Noise component (8)
Note that when ΔT and T _SN are compared, T _SN is sufficiently large, so that the AC component is almost noisy.

ここで、最小分解温度は受信できる最小の温度と定義されるため、これは、上記（６）と（８）とが等しい場合に求まることになる。このため、次式（９）が導出される。 Here, since the minimum decomposition temperature is defined as the minimum temperature that can be received, this is obtained when (6) and (8) are equal. Therefore, the following equation (9) is derived.

ＬＰＦの時定数が理想積分器と等しいと仮定する［τ＝１／（２Ｂ_IF）］ことで、上記式（２）が導出される。
これに対し、ディッケ型受信回路の最小分解温度は、次式（１０）により表すことができる。 By assuming that the time constant of the LPF is equal to that of the ideal integrator [τ = 1 / (2B _IF )], the above equation (2) is derived.
On the other hand, the minimum decomposition temperature of the Dicke type receiving circuit can be expressed by the following equation (10).

この式（１０）は、以下のようにして導出される。
つまり、ディッケ型受信回路では信号を受信する時間が半分なので、上記式（６）は、次式（１１）のようになる。 This expression (10) is derived as follows.
That is, since the Dicke-type receiving circuit takes half of the time to receive a signal, the above equation (6) becomes the following equation (11).

最小分解温度は、式（１１）と式（８）とが等しい場合に求まる。このため、式（１１）＝式（８）とすることで、上記式（１０）が導出される。
上記式（２），（１１）から明らかなように、ディッケ型受信回路の最小分解温度は、全電力型受信回路の最小分解温度の２倍になる。このように最小分解温度が２倍になるということは、分解能が半分になってしまうことを意味する。 The minimum decomposition temperature is obtained when Equation (11) and Equation (8) are equal. Therefore, the equation (10) is derived by setting the equation (11) = the equation (8).
As is clear from the above equations (2) and (11), the minimum decomposition temperature of the Dicke type reception circuit is twice the minimum decomposition temperature of the full power type reception circuit. The fact that the minimum decomposition temperature is doubled in this way means that the resolution is halved.

このほか、ディッケ型受信回路の課題としては、スイッチ及びスイッチドライバが必要であること、スイッチの切換時にスイッチングノイズが出力に混入してしまうこと、スイッチ処理をしているため処理に時間がかかることなどを挙げることができる。
このようなディッケ型受信回路の課題の一つを解決すべく、即ち、最小分解温度を下げるために、上述のグラハム型受信回路が提案されている。 In addition, the problems of the Dicke type receiving circuit are that a switch and a switch driver are necessary, that switching noise is mixed into the output when the switch is switched, and that processing takes time because of the switching process. And so on.
In order to solve one of the problems of such a Dicke type receiving circuit, that is, to lower the minimum decomposition temperature, the above-mentioned Graham type receiving circuit has been proposed.

このグラハム型受信回路の最小分解温度は、次式（１２）により表すことができる。 The minimum decomposition temperature of this Graham type receiving circuit can be expressed by the following equation (12).

この式（１２）は、以下のようにして導出される。
つまり、グラハム型受信回路の場合、信号成分は、次式（１３）のようになる。 This expression (12) is derived as follows.
That is, in the case of a Graham-type receiving circuit, the signal component is represented by the following equation (13).

最小分解温度は、式（１３）と式（８）とが等しい場合に求まる。このため、式（１３）＝式（８）とすることで、上記式（１２）が導出される。
上記式（１２）から明らかなように、グラハム型受信回路の最小分解温度は、全電力型受信回路の最小分解温度の√２倍になる。つまり、グラハム型受信回路では、ディッケ型受信回路よりも最小分解温度を下げることができるものの、全電力型受信回路に対しては√２倍であり、さらに最小分解温度を下げることが望まれる。 The minimum decomposition temperature is obtained when Equations (13) and (8) are equal. Therefore, the equation (12) is derived by setting the equation (13) = the equation (8).
As is clear from the above equation (12), the minimum decomposition temperature of the Graham-type receiving circuit is √2 times the minimum decomposition temperature of the full power receiving circuit. That is, in the Graham type receiving circuit, although the minimum decomposition temperature can be lowered as compared with the Dicke type receiving circuit, it is √2 times that of the full power type receiving circuit, and it is desired to further reduce the minimum decomposition temperature.

また、グラハム型受信回路においてもディッケ型受信回路と同様にスイッチを設けるため、上述のディッケ型受信回路のその他の課題も克服されていない。
また、従来の受信回路では、参照雑音源から出力される雑音レベルは固定のものしか見当たらない。このため、外来雑音（外部雑音）のレベルが違う場合や変化してしまう場合などに対応することができず、この結果、確実に雑音を除去するのが難しい。 In addition, since the Graham type receiving circuit is provided with a switch in the same manner as the Dicke type receiving circuit, other problems of the Dicke type receiving circuit described above are not overcome.
In the conventional receiving circuit, only a fixed noise level is output from the reference noise source. For this reason, it cannot cope with the case where the level of external noise (external noise) is different or changes, and as a result, it is difficult to reliably remove the noise.

さらに、２系統の受信回路を設ける構成であっても、これを構成する素子（具体的には、ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器などを構成する素子）の特性にバラツキがある場合には、外部雑音や内部雑音がバラツキによる影響を受けてしまうため、雑音が除去されずに出力されてしまうことになる。
また、上述の特許文献１に記載された発明では、ミリ波パッシブイメージセンサや電波望遠鏡などに用いられる高感度受信回路における課題を解決することはできない。 Furthermore, even in a configuration in which two systems of receiving circuits are provided, there are variations in the characteristics of elements (specifically, elements constituting an RF amplifier, an RF filter, a square detector, etc.) constituting the receiver circuit. Since external noise and internal noise are affected by variations, the noise is output without being removed.
Further, the invention described in the above-mentioned Patent Document 1 cannot solve the problem in the high-sensitivity receiving circuit used for a millimeter wave passive image sensor, a radio telescope, or the like.

なぜなら、特許文献１ではＡＤＣを用いているが、高感度受信回路では、ＡＤＣではとても識別できないごく微小な信号及び雑音を取り扱う必要があるからである。つまり、通常のＡＤＣは、数１００ｍＶ程度の差がないと識別できないのに対し、高感度受信機に入力される信号は数μＶ程度の非常に小さな信号で、しかもその中に雑音成分も混入されているからである。 This is because, although ADC is used in Patent Document 1, it is necessary to handle a very small signal and noise that cannot be distinguished very much by an ADC in a high sensitivity receiving circuit. In other words, a normal ADC cannot be identified unless there is a difference of about several hundred mV, whereas a signal input to a high-sensitivity receiver is a very small signal of about several μV, and noise components are also mixed therein. Because.

この場合、ＡＤＣの前段にアンプを配置することも考えられるが、単にＡＤＣの前段にアンプを配置しただけでは、ＡＤＣで雑音成分と信号成分とを識別できないため、雑音を除去することはできない。
また、このようなシステムは非常に大規模な集積回路を必要とする。つまり、フーリエ変換や逆フーリエ変換などを行なう必要（特許文献１では演算コスト数５２，６００とされている）があるため、応答時間がかかるし、必要な素子数も多くなってしまうなどの課題もある。 In this case, it is conceivable to arrange an amplifier in front of the ADC. However, if the amplifier is simply arranged in front of the ADC, noise cannot be removed from the ADC because the noise component cannot be distinguished from the signal component by the ADC.
Such systems also require very large scale integrated circuits. That is, since it is necessary to perform Fourier transform, inverse Fourier transform, or the like (the calculation cost number is 52,600 in Patent Document 1), the response time is increased and the number of necessary elements increases. There is also.

本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できるようにした（即ち、最小分解温度を小さくできるようにした）受信回路を提供することを目的とする。 The present invention has been devised in view of such problems. For example, when the level of external noise is different or changes, or when, for example, two receiving circuit units are provided, each circuit unit is provided. It is an object of the present invention to provide a receiver circuit that can reliably remove noise (that is, the minimum decomposition temperature can be reduced) even when the characteristics of the elements constituting the device vary. .

このため、本発明の受信回路は、アンテナに接続され、増幅器，検波器を備える第１受信回路部と、参照雑音源に接続され、増幅器，検波器を備える第２受信回路部と、第１受信回路部からの出力と第２受信回路部からの出力とを用いて演算する演算器（例えば、双方の出力の和をとる加算器又は双方の出力の差をとる減算器）とを備え、第１受信回路部又は第２受信回路部が、可変利得増幅器を備えることを特徴としている。 Therefore, the receiving circuit of the present invention includes a first receiving circuit unit connected to an antenna and including an amplifier and a detector, a second receiving circuit unit connected to a reference noise source and including an amplifier and a detector, An arithmetic unit (for example, an adder that takes the sum of both outputs or a subtracter that takes the difference between both outputs) that calculates using the output from the receiving circuit unit and the output from the second receiving circuit unit, The first receiving circuit unit or the second receiving circuit unit includes a variable gain amplifier.

好ましくは、第１受信回路部及び第２受信回路部のそれぞれに可変利得増幅器を設ける。
特に、可変利得増幅器は、検波器の後段に設けるのが好ましい。
また、参照雑音源を、抵抗と、前記抵抗に流す電流を可変にしうる可変電流電源とを備えるものとして構成するのが好ましい。 Preferably, a variable gain amplifier is provided in each of the first receiving circuit unit and the second receiving circuit unit.
In particular, the variable gain amplifier is preferably provided after the detector.
The reference noise source is preferably configured to include a resistor and a variable current power source that can vary a current flowing through the resistor.

さらに、増幅器を中間周波数帯域増幅器とし、中間周波数帯域増幅器の前段に、ミキサを備える構成にしても良い。 Further, the amplifier may be an intermediate frequency band amplifier, and a mixer may be provided in front of the intermediate frequency band amplifier.

したがって、本発明の受信回路によれば、例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できる、即ち、最小分解温度を小さくすることができるという利点がある。 Therefore, according to the receiving circuit of the present invention, for example, when the level of external noise is different or changes, or when two receiving circuit units are provided, for example, the elements constituting each circuit unit Even when the characteristics vary, there is an advantage that noise can be reliably removed, that is, the minimum decomposition temperature can be reduced.

以下、図面により、本発明の実施の形態にかかる受信回路について説明する。
（第１実施形態）
まず、本発明の第１実施形態にかかる受信回路の構成について、図１〜図４を参照しながら説明する。
本実施形態にかかる受信回路は、ミリ波パッシブイメージセンサや電波望遠鏡などに用いられる高感度受信回路である。 A receiving circuit according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(First embodiment)
First, the configuration of the receiving circuit according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The receiving circuit according to the present embodiment is a high-sensitivity receiving circuit used for a millimeter wave passive image sensor, a radio telescope, or the like.

本受信回路は、図１に示すように、アンテナ１１に接続され、アンテナ１１によって受信された信号が入力される第１受信回路部１０（図１中、上側の系統）と、参照雑音源２１に接続され、参照雑音源２１からの雑音が入力される第２受信回路部２０（図１中、下側の系統）とを備え、これらの第１受信回路部１０及び第２受信回路部２０はいずれも減算器（演算器）３０に接続されている。そして、減算器３０の後段には積分器（又はローパスフィルタ：ＬＰＦ；低域通過濾過器）４０，図示しない信号処理回路が設けられている。ここでは、第１受信回路部１０及び第２受信回路部２０は並列に設けられており、２系統の受信回路部を構成している。 As shown in FIG. 1, the receiving circuit is connected to an antenna 11, and receives a signal received by the antenna 11. The receiving circuit 10 (upper system in FIG. 1), and a reference noise source 21. And a second receiving circuit unit 20 (a lower system in FIG. 1) to which noise from the reference noise source 21 is input. These first receiving circuit unit 10 and second receiving circuit unit 20 Are connected to a subtractor (calculator) 30. An integrator (or low-pass filter: LPF; low-pass filter) 40 and a signal processing circuit (not shown) are provided after the subtractor 30. Here, the first receiving circuit unit 10 and the second receiving circuit unit 20 are provided in parallel to form two systems of receiving circuit units.

なお、図１では、符号Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩ，ＩＶで示す各段階における出力と周波数との関係を示す図を付け加えている。そして、信号成分及び受信機のもつ入力換算雑音成分のそれぞれに異なる模様を付して示している。
ここで、参照雑音源２１としては、例えば図２に示すように、可変電流電源（可変直流電源）２１Ａ，抵抗２１Ｂ，インダクタ２１Ｃ，コンデンサ２１Ｄを備えるものを用いれば良い。この参照雑音源２１では、可変電流電源２１Ａがインダクタ２１Ｃを介して抵抗２１Ｂに接続されており、可変電流電源２１Ａから供給される電流を抵抗２１Ｂに流すことで、抵抗２１Ｂが発熱し、雑音が発生することになる。なお、コンデンサ２１Ｄは直流を阻止するために用いている。このような構成の参照雑音源２１を用いることで、回路素子の数を減らすことができる。 In addition, in FIG. 1, the figure which shows the relationship between the output in each step shown by code | symbol I, II, III, and IV and a frequency is added. The signal component and the input equivalent noise component of the receiver are shown with different patterns.
Here, as the reference noise source 21, for example, as shown in FIG. 2, a device including a variable current power source (variable DC power source) 21A, a resistor 21B, an inductor 21C, and a capacitor 21D may be used. In the reference noise source 21, the variable current power source 21A is connected to the resistor 21B via the inductor 21C. By flowing the current supplied from the variable current power source 21A to the resistor 21B, the resistor 21B generates heat and noise is generated. Will occur. The capacitor 21D is used to block direct current. By using the reference noise source 21 having such a configuration, the number of circuit elements can be reduced.

ここでは、可変電流電源２１Ａを用いることで、抵抗２１Ｂに流す電流を可変にできるようにして、参照雑音源２１から出力される雑音レベルを変えることができるようになっている。このように構成することで、例えば外来雑音（外部雑音）のレベルが違う場合や変化してしまうような場合であっても、第１受信回路部１０側に入る外来雑音のレベルに応じて参照雑音源２１から出力される雑音のレベルを調整できるようになる。このため、外来雑音を確実に除去できるようになり、最小分解温度を下げることができることになる。これにより、回路に求められる性能が低くても良くなり、非常に有効である。 Here, by using the variable current power supply 21A, the current flowing through the resistor 21B can be varied, and the noise level output from the reference noise source 21 can be changed. With this configuration, for example, even when the level of external noise (external noise) is different or changes, the reference is made according to the level of external noise entering the first receiving circuit unit 10 side. The level of noise output from the noise source 21 can be adjusted. For this reason, external noise can be reliably removed, and the minimum decomposition temperature can be lowered. As a result, the performance required for the circuit may be low, which is very effective.

ここで、第１受信回路部１０は、図１に示すように、ＲＦアンプ（低雑音増幅器，高周波数帯域増幅器）１２，ＲＦフィルタ（高周波数帯域通過濾過器，ＢＰＦ）１３,２乗検波器１４、可変利得増幅器１５を備える。また、第２受信回路部２０は、ＲＦアンプ（低雑音増幅器，高周波数帯域増幅器）２２，ＲＦフィルタ（ＢＰＦ）２３，２乗検波器２４，可変利得増幅器２５を備える。これらの２系統の受信回路部１０，２０は特性が等しくなるように構成するのが望ましい。 Here, as shown in FIG. 1, the first receiving circuit unit 10 includes an RF amplifier (low noise amplifier, high frequency band amplifier) 12, an RF filter (high frequency band pass filter, BPF) 13, and a square detector. 14. A variable gain amplifier 15 is provided. The second receiving circuit unit 20 includes an RF amplifier (low noise amplifier, high frequency band amplifier) 22, an RF filter (BPF) 23, a square detector 24, and a variable gain amplifier 25. These two systems of receiving circuit units 10 and 20 are preferably configured to have the same characteristics.

ここでは、２系統の受信回路部１０，２０を構成するＲＦアンプ１２，２２，ＲＦフィルタ１３，２３，２乗検波器１４，２４は、同一基板上に集積化して集積回路としている。このように、２系統の受信回路部１０，２０を集積回路として構成することにより、電源変動，温度変動が２系統の受信回路部１０，２０に等しく加わることになるため、このような影響を考慮しなくて良くなる。 Here, the RF amplifiers 12 and 22, the RF filters 13 and 23, and the square detectors 14 and 24 configuring the two systems of the receiving circuit units 10 and 20 are integrated on the same substrate to form an integrated circuit. In this manner, by configuring the two systems of the receiving circuit units 10 and 20 as an integrated circuit, power supply fluctuation and temperature variation are equally applied to the two systems of the receiving circuit units 10 and 20, so that such an influence is exerted. There is no need to consider it.

なお、ここでは、ＲＦフィルタ１３，２３を設けているが、これは、受信機の帯域を規定するものである。このため、例えばＲＦアンプ１２，２２の帯域が狭く、ＲＦアンプ１２，２２によって帯域が決定してしまうような場合にはＲＦフィルタを設ける必要はない。
このように構成される受信回路部１０，２０では、以下のようにして雑音が取り除かれることになる。 Here, the RF filters 13 and 23 are provided, but this prescribes the band of the receiver. For this reason, for example, when the bands of the RF amplifiers 12 and 22 are narrow and the bands are determined by the RF amplifiers 12 and 22, it is not necessary to provide an RF filter.
In the receiving circuit units 10 and 20 configured as described above, noise is removed as follows.

つまり、第１受信回路部１０では、まず、アンテナ１１で受信した信号（外部雑音を含む）はＲＦアンプ１２で増幅される。この際、ＲＦアンプ１２で発生する雑音（内部雑音）が入ってしまうことになる。次に、ＲＦアンプ１２で増幅された信号（雑音成分を含む）はＲＦフィルタ１３を介して２乗検波器１４で直流付近に変換され、可変利得増幅器（極性は正）１５で増幅される。この可変利得増幅器１５で増幅された信号（雑音成分を含む）が第１受信回路部１０の出力となる（図１中、符号ＩＩ参照）。この第１受信回路部１０の出力は正の符号（＋）を付して減算器３０に入力される。つまり、減算器３０には、可変利得増幅器１５からの出力が符号をそのままにして入力されることになる。 That is, in the first receiving circuit unit 10, first, a signal (including external noise) received by the antenna 11 is amplified by the RF amplifier 12. At this time, noise (internal noise) generated by the RF amplifier 12 enters. Next, the signal (including the noise component) amplified by the RF amplifier 12 is converted to the vicinity of the direct current by the square detector 14 through the RF filter 13 and amplified by the variable gain amplifier (polarity is positive) 15. The signal (including the noise component) amplified by the variable gain amplifier 15 becomes the output of the first receiving circuit unit 10 (see symbol II in FIG. 1). The output of the first receiving circuit unit 10 is given a positive sign (+) and input to the subtracter 30. That is, the output from the variable gain amplifier 15 is input to the subtracter 30 without changing the sign.

一方、第２受信回路部２０では、信号が入力されず、参照雑音源２１からの雑音（外部雑音に相当）だけが入力され、これがＲＦアンプ２２で増幅される。この際、ＲＦアンプ２２で発生する雑音（内部雑音）も入ってしまうことになる。次に、ＲＦアンプ２２で増幅された雑音はＲＦフィルタ２３を介して２乗検波器２４で直流付近に変換され（図１中、符号Ｉ参照）、可変利得増幅器（極性は正）２５で増幅される。この可変利得増幅器２５で増幅された雑音が第２受信回路部２０の出力となる（図１中、符号ＩＩＩ参照）。この第２受信回路部２０の出力は負の符号（−）を付して減算器３０に入力される。つまり、減算器３０には、可変利得増幅器２５からの出力に逆の符号を付したものが入力されることになる。 On the other hand, in the second receiving circuit unit 20, no signal is input, only the noise from the reference noise source 21 (corresponding to external noise) is input, and this is amplified by the RF amplifier 22. At this time, noise (internal noise) generated by the RF amplifier 22 also enters. Next, the noise amplified by the RF amplifier 22 is converted to near DC by the square detector 24 through the RF filter 23 (see symbol I in FIG. 1), and amplified by the variable gain amplifier (polarity is positive) 25. Is done. The noise amplified by the variable gain amplifier 25 becomes the output of the second receiving circuit unit 20 (see symbol III in FIG. 1). The output of the second receiving circuit unit 20 is given a negative sign (−) and input to the subtractor 30. That is, the subtracter 30 is inputted with the output from the variable gain amplifier 25 with the reverse sign.

そして、減算器３０で、これらの２系統の受信回路部１０，２０からの出力の差をとり（即ち、それぞれの出力に逆符号を付したものを足し合わせて）、第１受信回路部１０の出力である信号（雑音成分を含む）から雑音成分が除去されて、積分器４０から信号（信号成分）のみが出力されることになる（図１中、符号ＩＶ参照）。
このように特性の（ほぼ）等しい２系統の受信回路部１０，２０からの出力の差をとることにより、リアルタイムに雑音成分を除去できるようになる。 Then, the subtracter 30 takes the difference between the outputs from the two receiving circuit units 10 and 20 (that is, adds the outputs of each of the receiving circuit units 10 and 20 added together) to obtain the first receiving circuit unit 10. The noise component is removed from the output signal (including the noise component), and only the signal (signal component) is output from the integrator 40 (see symbol IV in FIG. 1).
Thus, by taking the difference between the outputs from the two receiving circuit units 10 and 20 having (substantially) the same characteristics, the noise component can be removed in real time.

ここで、本受信回路における最小分解温度は、次式により表すことができる。 Here, the minimum decomposition temperature in the receiving circuit can be expressed by the following equation.

このように、本実施形態にかかる受信回路は、全電力型受信回路と同等の分解能がある。つまり、ディッケ型受信回路やグラハム型受信回路と比較して、最小分解温度を下げることができる。このため、低いレベルの信号も検出できるようになり、広いダイナミックレンジを確保できるようになる。
なお、ここでは、減算器３０で第１受信回路部１０の出力と第２受信回路部２０の出力との差をとって積分器４０に出力するようにしているが、これに限られるものではなく、例えば図３に示すように、いずれか一方の可変利得増幅器（ここでは、第２受信回路部２０の可変利得増幅器２５′）からの出力の極性を負にし（即ち、各可変利得増幅器１５，２５′からの出力が逆の極性を持つように構成し）、加算器（演算器）３０′で第１受信回路部１０の出力と第２受信回路部２０の出力との和をとって［即ち、それぞれの出力の符号をそのままにして足し合わせて］積分器に出力するようにしても良い。このような構成は、加算器しか使えないような場合に特に有効である。なお、図３では、図１と同一のものには同一の符号を付している。 Thus, the receiving circuit according to the present embodiment has a resolution equivalent to that of the full power receiving circuit. That is, the minimum decomposition temperature can be lowered as compared with the Dicke type receiving circuit and the Graham type receiving circuit. For this reason, it becomes possible to detect a low level signal and to secure a wide dynamic range.
Here, the subtracter 30 takes the difference between the output of the first receiving circuit unit 10 and the output of the second receiving circuit unit 20 and outputs the difference to the integrator 40. However, the present invention is not limited to this. For example, as shown in FIG. 3, the polarity of the output from one of the variable gain amplifiers (here, the variable gain amplifier 25 ′ of the second receiving circuit unit 20) is made negative (that is, each variable gain amplifier 15 , 25 'and the output of the first receiving circuit unit 20 and the output of the second receiving circuit unit 20 are summed by an adder (arithmetic unit) 30'. [In other words, the outputs may be output to the integrator] while adding the signs of the respective outputs as they are. Such a configuration is particularly effective when only an adder can be used. In FIG. 3, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.

ところで、２系統の受信回路部１０，２０を設ける構成であっても、これを構成する素子（具体的には、ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器などを構成する素子）の特性にバラツキがある場合には、雑音成分が除去されずに出力されてしまう場合がある。
そこで、本実施形態では、上述のように、２系統の受信回路部１０，２０のそれぞれに（具体的には２乗検波器の後段に）可変利得増幅器１５，２５を設けることで、２系統の受信回路部１０，２０（具体的には、ＲＦアンプ，ＲＦフィルタ，２乗検波器）の特性のバラツキを吸収できるようにしている。つまり、２系統の受信回路部１０，２０としては同等な特性のものを用いるが、仮に２系統の受信回路部１０，２０の間に特性のバラツキがある場合であっても、それぞれの可変利得増幅器１５，２５を用いて、２系統の受信回路部１０，２０間で利得を変えることにより、それぞれの受信回路部１０，２０における雑音レベルが等しくなるように調整できるようにして、２系統の受信回路部１０，２０間での特性のバラツキを補償できるようにしている。また、それぞれの可変利得増幅器１５，２５を用いることで、外部雑音のレベルの違いや変化も補償できることになる。例えば、参照雑音源２１から出力される雑音レベルを第１受信回路部１０に入る外部雑音のレベルに合わせるように調整したとしても、外部雑音のレベルが変化してしまう場合もあり、このような場合には、可変利得増幅器１５，２５を用いることで、それぞれの受信回路部１０，２０における雑音レベルが等しくなるように調整できることになる。 By the way, even in a configuration in which two systems of receiving circuit units 10 and 20 are provided, the characteristics of elements (specifically, elements constituting an RF amplifier, an RF filter, a square detector, etc.) vary. In some cases, noise components are output without being removed.
Therefore, in the present embodiment, as described above, the variable gain amplifiers 15 and 25 are provided in each of the two receiving circuit units 10 and 20 (specifically, at the subsequent stage of the square detector), thereby providing two systems. The receiving circuit units 10 and 20 (specifically, RF amplifiers, RF filters, square detectors) can be absorbed in variations in characteristics. That is, the two systems of receiving circuit units 10 and 20 have equivalent characteristics, but even if there is a variation in characteristics between the two systems of receiving circuit units 10 and 20, each variable gain By changing the gain between the two receiving circuit units 10 and 20 using the amplifiers 15 and 25, the noise levels in the receiving circuit units 10 and 20 can be adjusted to be equal to each other. Variations in characteristics between the receiving circuit units 10 and 20 can be compensated. Further, by using the variable gain amplifiers 15 and 25, it is possible to compensate for the difference or change in the level of external noise. For example, even if the noise level output from the reference noise source 21 is adjusted to match the level of the external noise entering the first receiving circuit unit 10, the level of the external noise may change. In this case, by using the variable gain amplifiers 15 and 25, the noise levels in the receiving circuit units 10 and 20 can be adjusted to be equal.

なお、仮に２系統の受信回路部１０，２０間で特性にバラツキがない場合には、それぞれの可変利得増幅器１５，２５の利得が等しくなるように設定すれば良い。
このように、２系統の受信回路部１０，２０のそれぞれに可変利得増幅器１５，２５を設ければ、２系統の受信回路部１０，２０の間に特性のバラツキがある場合であっても雑音を確実に除去できるという利点があるだけでなく、それぞれの受信回路部１０，２０からの出力レベルを調整できることになる。このため、たとえ第１受信回路部１０に入力される信号レベルが微弱なものであっても、双方の受信回路部１０，２０からの出力レベルが高くなるように調整することで、微弱な信号を確実に検出できるようになるという利点もある。 If there is no variation in characteristics between the two systems of receiving circuit sections 10 and 20, the gains of the variable gain amplifiers 15 and 25 may be set to be equal.
As described above, if the variable gain amplifiers 15 and 25 are provided in the two receiving circuit units 10 and 20, respectively, even if there is a variation in characteristics between the two receiving circuit units 10 and 20, noise is generated. Not only has the advantage of being able to be removed reliably, but also allows the output levels from the respective receiving circuit sections 10 and 20 to be adjusted. For this reason, even if the signal level input to the first receiving circuit unit 10 is weak, the weak signal can be obtained by adjusting the output levels from both the receiving circuit units 10 and 20 to be high. There is also an advantage that can be detected reliably.

なお、微弱な信号であっても確実に検出できるようにすべく、可変利得増幅器１５，２５の後段、又は、積分器４０の後段に、さらに別の利得固定の増幅器を設けても良い。
ここで、可変利得増幅器１５，２５における利得の可変範囲は、以下のように設定すれば良い。
つまり、可変範囲は、受信回路部１０，２０を構成する各素子の特性のバラツキを吸収できれば良いため、それぞれの素子の特性のバラツキ範囲の上限の合計を求め、多少の余裕を持たせて可変範囲を設定すれば良いことになる。 It should be noted that another gain-fixed amplifier may be provided after the variable gain amplifiers 15 and 25 or after the integrator 40 so that even a weak signal can be reliably detected.
Here, the variable range of the gain in the variable gain amplifiers 15 and 25 may be set as follows.
That is, the variable range only needs to be able to absorb the variation in the characteristics of the elements constituting the receiving circuit units 10 and 20, and therefore the total upper limit of the variation range of the characteristics of the respective elements is obtained and can be varied with some margin. A range should be set.

一般に、ＲＦアンプ１２，２２の雑音指数のバラツキは３−５ｄＢ程度である。また、ＲＦアンプ１２，２２の利得のバラツキは１０ｄＢ程度である。さらに、２乗検波器１４，２４の変換特性のバラツキは３ｄＢ程度である。
したがって、可変利得増幅器１５，２５の可変範囲は２０ｄＢ程度あれば十分である。そこで、可変利得増幅器１５，２５はｍ利得を０ｄＢから２０ｄＢまで可変できる増幅器として構成している。 Generally, the variation of the noise figure of the RF amplifiers 12 and 22 is about 3-5 dB. Further, the gain variation of the RF amplifiers 12 and 22 is about 10 dB. Further, the variation in the conversion characteristics of the square detectors 14 and 24 is about 3 dB.
Therefore, it is sufficient that the variable range of the variable gain amplifiers 15 and 25 is about 20 dB. Therefore, the variable gain amplifiers 15 and 25 are configured as amplifiers that can vary the m gain from 0 dB to 20 dB.

なお、ここでは、２系統の受信回路部１０，２０のそれぞれに可変利得増幅器１５，２５を設けているが、これに限られるものではなく、いずれか一方の受信回路部だけに設けるようにしても良い。これにより、少なくとも素子の特性のバラツキによる影響を受ける場合であっても確実に雑音を除去できるようになる。例えばアンテナ１１に接続される第１受信回路部１０には可変利得増幅器を設けずに、参照雑音源２１に接続される第２受信回路部２０だけに可変利得増幅器を設けるようにするのが好ましい。 Here, the variable gain amplifiers 15 and 25 are provided in the two systems of the receiving circuit units 10 and 20, respectively, but the present invention is not limited to this, and only one of the receiving circuit units is provided. Also good. As a result, noise can be surely removed even when it is affected at least by variations in element characteristics. For example, it is preferable not to provide the variable gain amplifier in the first receiving circuit unit 10 connected to the antenna 11 but to provide the variable gain amplifier only in the second receiving circuit unit 20 connected to the reference noise source 21. .

したがって、本実施形態にかかる受信回路によれば、例えば外来雑音のレベルが違う場合や変化してしまうような場合、又は、例えば２系統の受信回路部を設ける場合にそれぞれの回路部を構成する素子の特性にバラツキがあるような場合であっても、雑音を確実に除去できる、即ち、最小分解温度を小さくすることができるという利点がある。
特に、雑音を除去することによって低雑音性を保ちながら、広いダイナミックレンジをとることができるようになる。また、雑音を除去するために複雑な演算処理を行なう必要がないため、信号処理に時間がかからず、リアルタイム処理を実現することができる。このため、パッシブイメージセンサの高性能化を実現できることになる。 Therefore, according to the receiving circuit according to the present embodiment, each circuit unit is configured when, for example, the level of the external noise is different or changes, or when two receiving circuit units are provided, for example. Even when the characteristics of the elements vary, there is an advantage that noise can be reliably removed, that is, the minimum decomposition temperature can be reduced.
In particular, by removing noise, a wide dynamic range can be obtained while maintaining low noise. In addition, since it is not necessary to perform complicated arithmetic processing to remove noise, signal processing does not take time and real-time processing can be realized. Therefore, high performance of the passive image sensor can be realized.

以下、本発明を適用した一実施例にかかる受信回路におけるシミュレーション結果により、その効果を検証する。ここでは、従来の全電力型受信回路による効果と比較する。
ここで、図４は本発明の一実施例にかかる受信回路の構成を示す図である。図４中、Ｔａはアンテナが受信した信号電力（温度換算）を表しており、Ｔ_-273は雑音（ノイズ）を発生しない抵抗（参照雑音源）を表している。また、ＲＦアンプの発生する雑音（システム雑音）は入力換算雑音電力（温度換算）Ｔｒとして表している。ＢＰＦの帯域は１０ＧＨｚ（９０−１００ＧＨｚ）とした。｜Ｖ₂｜はアンテナに接続される第１受信回路部の出力（２乗検波器を通した後の出力）を検波したものを示しており、｜Ｖ₆｜は参照雑音源に接続される第２受信回路部の出力（２乗検波器を通した後の出力）を検波したものを示している。 Hereinafter, the effect is verified by the simulation result in the receiving circuit according to the embodiment to which the present invention is applied. Here, it compares with the effect by the conventional all power type | mold receiving circuit.
FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the receiving circuit according to the embodiment of the present invention. In FIG. 4, Ta represents the signal power (temperature conversion) received by the antenna, and T- ₂₇₃ represents a resistor (reference noise source) that does not generate noise. Further, noise (system noise) generated by the RF amplifier is represented as input equivalent noise power (temperature equivalent) Tr. The band of BPF was 10 GHz (90-100 GHz). | V ₂ | represents the output of the first receiving circuit connected to the antenna (output after passing through the square detector), and | V ₆ | is connected to the reference noise source. The output of the second receiving circuit unit (the output after passing through the square detector) is detected.

また、図５（Ａ），（Ｂ）はシミュレーション結果を示す図である。本受信回路の出力レベルとしては、これらの差をとったもの（｜Ｖ₂−Ｖ₆｜）を用い、全電力型受信回路の出力レベルとしては、第１受信回路部の出力（｜Ｖ₂｜）を用いている。ここでは、ＲＦアンプは利得を１として計算を行なっている。
ここでは、図５（Ａ），（Ｂ）の横軸に示すＲＦアンプの雑音（システム雑音）Ｔｒが上昇していった場合に検波できるかを調べている。また、アンテナが受信する信号電力（温度換算）Ｔａとして０度と３０度を使い、アンテナで受信する信号レベルが変化したとき（０度と３０度）に、その差を検波できるかをシミュレーションで確かめている。 5A and 5B are diagrams showing simulation results. The output level of this receiving circuit is obtained by taking these differences (| V ₂ −V ₆ |), and the output level of the full power receiving circuit is the output (| V ₂ of the first receiving circuit unit). |) Is used. Here, the RF amplifier performs the calculation with a gain of 1.
Here, it is examined whether or not detection is possible when the noise (system noise) Tr of the RF amplifier shown on the horizontal axis of FIGS. 5 (A) and 5 (B) increases. In addition, simulation is performed to determine whether the difference can be detected when the signal level received by the antenna changes (0 degrees and 30 degrees) using 0 degrees and 30 degrees as the signal power (temperature conversion) Ta received by the antenna. I'm sure.

図５（Ａ），（Ｂ）に示すように、本受信回路によれば、システム雑音（横軸）Ｔｒの大きさ（量）にかかわらず、アンテナ温度が０度と３０度で変化したときに検波された出力レベルに差があることがわかる。つまり、全電力型受信回路と比較しても検波された出力レベル（検波レベル）の差が大きく、これは、全電力型受信回路ではアンテナで受信する信号レベルが変化したとき（ここでは０度と３０度）にその差を検波することができないような場合であっても、本受信回路によれば確実に検波できることを意味する。なお、ディッケ型受信回路やグラハム型受信回路では、検波できる出力レベルが全体的に下がってしまうことになる。
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態にかかる受信回路の構成について、図６，図７を参照しながら説明する。 As shown in FIGS. 5A and 5B, according to this receiving circuit, when the antenna temperature changes between 0 degrees and 30 degrees regardless of the size (amount) of system noise (horizontal axis) Tr. It can be seen that there is a difference in the detected output level. In other words, the difference in the detected output level (detection level) is large even when compared with the full power type receiver circuit. This is because the signal level received by the antenna in the full power type receiver circuit changes (here, 0 degrees). This means that even if the difference cannot be detected at 30 degrees, the receiving circuit can reliably detect the difference. In the Dicke type receiving circuit and the Graham type receiving circuit, the output level that can be detected is lowered as a whole.
(Second Embodiment)
Next, the configuration of the receiving circuit according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

本実施形態にかかる受信回路は、上述の第１実施形態のものに対し、ＲＦフィルタの後段に、ミキサ，ＩＦアンプを設けている点が異なる。
つまり、本実施形態では、図６に示すように、第１受信回路部１０′は、ＲＦアンプ（低雑音増幅器，高周波数帯域増幅器）１２，ＲＦフィルタ（高周波数帯域通過濾過器，ＢＰＦ）１３，ミキサ１６，ＩＦアンプ（低雑音増幅器，中間周波数帯域増幅器）１７，２乗検波器１４、可変利得増幅器１５（極性は正）を備える。また、第２受信回路部２０′は、ＲＦアンプ２２，ＲＦフィルタ（ＢＰＦ）２３，ミキサ２６，ＩＦアンプ２７，２乗検波器２４，可変利得増幅器２５（極性は正）を備える。そして、それぞれの受信回路部１０′，２０′に備えられるミキサ１６，２６には発振器５０が接続されている。なお、図６では、図１と同一のものには同一の符号を付している。 The receiving circuit according to this embodiment is different from that of the first embodiment described above in that a mixer and an IF amplifier are provided after the RF filter.
That is, in this embodiment, as shown in FIG. 6, the first receiving circuit unit 10 ′ includes an RF amplifier (low noise amplifier, high frequency band amplifier) 12, an RF filter (high frequency band pass filter, BPF) 13. , A mixer 16, an IF amplifier (low noise amplifier, intermediate frequency band amplifier) 17, a square detector 14, and a variable gain amplifier 15 (positive polarity). The second receiving circuit unit 20 ′ includes an RF amplifier 22, an RF filter (BPF) 23, a mixer 26, an IF amplifier 27, a square detector 24, and a variable gain amplifier 25 (polarity is positive). An oscillator 50 is connected to the mixers 16 and 26 provided in the receiving circuit units 10 'and 20'. In FIG. 6, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.

このような構成は、ミリ波帯の増幅器（高周波数帯域増幅器）の特性が十分でない場合やミリ波増幅器がない場合に特に有効である。つまり、ミリ波帯の増幅器の特性が十分でない場合やミリ波増幅器がない場合には、ミキサ１６，２６を使って低い周波数に信号周波数を下げるのが有効である。
なお、ここでは、ＲＦアンプ１２，２２，ＲＦフィルタ１３，２３を備えるものとして構成しているが、例えばＲＦアンプ１２，２２のみを備えるものとして構成しても良いし、ＲＦアンプ１２，２２，ＲＦフィルタ１３，２３のいずれも備えないものとして構成しても良い。また、第１受信回路部１０′及び第２受信回路部２０′のそれぞれに設けられるＩＦアンプ１７，２７の後段に、ＩＦフィルタ（中間周波数帯域通過濾過器，ＢＰＦ）を設けても良い。 Such a configuration is particularly effective when the characteristics of the millimeter wave band amplifier (high frequency band amplifier) are not sufficient or when there is no millimeter wave amplifier. That is, when the characteristics of the millimeter wave band amplifier are not sufficient or when there is no millimeter wave amplifier, it is effective to lower the signal frequency to a lower frequency using the mixers 16 and 26.
In this example, the RF amplifiers 12 and 22 and the RF filters 13 and 23 are provided. However, for example, the RF amplifiers 12 and 22 may be provided. The RF filters 13 and 23 may not be provided. Further, an IF filter (intermediate frequency band pass filter, BPF) may be provided after the IF amplifiers 17 and 27 provided in the first receiving circuit unit 10 ′ and the second receiving circuit unit 20 ′, respectively.

また、上述の第１実施形態において図３を参照しながら説明したように、例えば図７に示すように、いずれか一方の可変利得増幅器（ここでは第２受信回路部２０′の可変利得増幅器２５′）の極性を負にし、加算器（演算器）３０′で第１受信回路部１０′の出力と第２受信回路部２０′の出力との和をとって［即ち、それぞれの出力の符号をそのままにして足し合わせて］積分器４０に出力するようにしても良い。このような構成は、加算器しか使えないような場合に特に有効である。なお、図７では、図６と同一のものには同一の符号を付している。 Further, as described with reference to FIG. 3 in the first embodiment described above, for example, as shown in FIG. 7, one of the variable gain amplifiers (here, the variable gain amplifier 25 of the second receiving circuit unit 20 ′). The polarity of ′) is made negative and the sum of the output of the first receiving circuit unit 10 ′ and the output of the second receiving circuit unit 20 ′ is obtained by the adder (calculator) 30 ′ [that is, the sign of each output] May be output to the integrator 40. Such a configuration is particularly effective when only an adder can be used. In FIG. 7, the same components as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals.

なお、その他の構成や作用，効果は、上述の第１実施形態のものと同じであるため、ここでは、説明を省略する。
（付記１）
アンテナに接続され、増幅器，検波器を備える第１受信回路部と、
参照雑音源に接続され、増幅器，検波器を備える第２受信回路部と、
前記第１受信回路部からの出力と前記第２受信回路部からの出力とを用いて演算する演算器とを備え、
前記第１受信回路部又は前記第２受信回路部が、可変利得増幅器を備えることを特徴とする、受信回路。 Other configurations, functions, and effects are the same as those of the first embodiment described above, and thus description thereof is omitted here.
(Appendix 1)
A first receiving circuit unit connected to the antenna and including an amplifier and a detector;
A second receiving circuit connected to a reference noise source and comprising an amplifier and a detector;
An arithmetic unit that calculates using the output from the first receiving circuit unit and the output from the second receiving circuit unit;
The receiving circuit, wherein the first receiving circuit unit or the second receiving circuit unit includes a variable gain amplifier.

（付記２）
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部のそれぞれに可変利得増幅器を備えることを特徴とする、付記１記載の受信回路。
（付記３）
前記各可変利得増幅器からの出力が逆の極性を持つように構成されることを特徴とする、付記２記載の受信回路。 (Appendix 2)
The receiving circuit according to appendix 1, wherein each of the first receiving circuit unit and the second receiving circuit unit includes a variable gain amplifier.
(Appendix 3)
The receiver circuit according to appendix 2, wherein outputs from the variable gain amplifiers are configured to have opposite polarities.

（付記４）
前記可変利得増幅器が、前記検波器の後段に設けられることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の受信回路。
（付記５）
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部が、それぞれ前記増幅器と前記検波器との間に帯域通過濾過器を備えることを特徴とする、付記１〜４のいずれか１項に記載の受信回路。 (Appendix 4)
The receiving circuit according to any one of appendices 1 to 3, wherein the variable gain amplifier is provided at a subsequent stage of the detector.
(Appendix 5)
The first reception circuit unit and the second reception circuit unit each include a band-pass filter between the amplifier and the detector, according to any one of appendixes 1 to 4, Receiver circuit.

（付記６）
前記第１受信回路部及び前記第２受信回路部が同一の基板上に形成された集積回路として構成されることを特徴とする、付記１〜５のいずれか１項に記載の受信回路。
（付記７）
前記参照雑音源が、抵抗と、前記抵抗に流す電流を可変にしうる可変電流電源とを備えることを特徴とする、付記１〜６のいずれか１項に記載の受信回路。 (Appendix 6)
The receiving circuit according to any one of appendices 1 to 5, wherein the first receiving circuit unit and the second receiving circuit unit are configured as an integrated circuit formed on the same substrate.
(Appendix 7)
The receiving circuit according to any one of appendices 1 to 6, wherein the reference noise source includes a resistor and a variable current power source capable of changing a current flowing through the resistor.

（付記８）
前記増幅器が、高周波数帯域増幅器であることを特徴とする、付記１〜７のいずれか１項に記載の受信回路。
（付記９）
前記増幅器が、中間周波数帯域増幅器であり、
前記中間周波数帯域増幅器の前段に、ミキサを備えることを特徴とする、付記１〜７のいずれか１項に記載の受信回路。 (Appendix 8)
8. The receiver circuit according to any one of appendices 1 to 7, wherein the amplifier is a high frequency band amplifier.
(Appendix 9)
The amplifier is an intermediate frequency band amplifier;
The receiving circuit according to any one of appendices 1 to 7, wherein a mixer is provided in front of the intermediate frequency band amplifier.

（付記１０）
前記中間周波数帯域増幅器が低雑音増幅器であることを特徴とする、付記９記載の受信回路。
（付記１１）
前記ミキサの前段に、高周波数帯域増幅器を備えることを特徴とする、付記９記載の受信回路。 (Appendix 10)
The receiver circuit according to appendix 9, wherein the intermediate frequency band amplifier is a low noise amplifier.
(Appendix 11)
The receiver circuit according to appendix 9, wherein a high frequency band amplifier is provided in front of the mixer.

（付記１２）
前記高周波数帯域増幅器が低雑音増幅器であることを特徴とする、付記８又は１１記載の受信回路。 (Appendix 12)
The receiving circuit according to appendix 8 or 11, wherein the high frequency band amplifier is a low noise amplifier.

本発明の第１実施形態にかかる受信回路の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the receiver circuit concerning 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態にかかる受信回路の参照雑音源の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the reference noise source of the receiver circuit concerning 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態にかかる受信回路の変形例の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the modification of the receiving circuit concerning 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態にかかる受信回路の一実施例の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of one Example of the receiving circuit concerning 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態にかかる受信回路の一実施例によるシミュレーション結果を示す図であって、（Ａ）は本受信回路のシミュレーション結果であり、（Ｂ）は全電力型受信回路のシミュレーション結果である。It is a figure which shows the simulation result by one Example of the receiver circuit concerning 1st Embodiment of this invention, Comprising: (A) is a simulation result of this receiver circuit, (B) is the simulation result of a full power type receiver circuit. It is. 本発明の第２実施形態にかかる受信回路の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the receiver circuit concerning 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態にかかる受信回路の変形例の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the modification of the receiving circuit concerning 2nd Embodiment of this invention. 従来の全電力型受信回路の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the conventional all power type | mold receiving circuit. 従来のディッケ型受信回路の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the conventional Dicke type | mold receiving circuit. 従来のグラハム型受信回路の全体構成を示す図である。It is a figure which shows the whole structure of the conventional Graham type | mold receiving circuit.

Explanation of symbols

１０，１０′ 第１受信回路部
１１アンテナ
１２ＲＦアンプ
１３ＲＦフィルタ
１４２乗検波器
１５可変利得増幅器
１６ミキサ
１７ＩＦアンプ
２０，２０′ 第２受信回路部
２１参照雑音源
２１Ａ可変電流電源
２１Ｂ抵抗
２１Ｃインダクタ
２１Ｄコンデンサ
２２ＲＦアンプ
２３ＲＦフィルタ
２４２乗検波器
２５，２５′ 可変利得増幅器
２６ミキサ
２７ＩＦアンプ
３０減算器（演算器）
３０′ 加算器（演算器）
４０積分器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10, 10 '1st receiving circuit part 11 Antenna 12 RF amplifier 13 RF filter 14 Square detector 15 Variable gain amplifier 16 Mixer 17 IF amplifier 20, 20' 2nd receiving circuit part 21 Reference noise source 21A Variable current power supply 21B Resistance 21C Inductor 21D Capacitor 22 RF amplifier 23 RF filter 24 Square detector 25, 25 'Variable gain amplifier 26 Mixer 27 IF amplifier 30 Subtractor (calculator)
30 'adder (calculator)
40 integrator

Claims

A first receiving circuit unit connected to the antenna and including an amplifier and a detector;
A second receiving circuit connected to a reference noise source and comprising an amplifier and a detector;
An arithmetic unit that calculates using the output from the first receiving circuit unit and the output from the second receiving circuit unit;
The receiving circuit, wherein the first receiving circuit unit or the second receiving circuit unit includes a variable gain amplifier.

The receiving circuit according to claim 1, wherein each of the first receiving circuit unit and the second receiving circuit unit includes a variable gain amplifier.

The receiving circuit according to claim 1, wherein the variable gain amplifier is provided at a subsequent stage of the detector.

The receiving circuit according to claim 1, wherein the reference noise source includes a resistor and a variable current power source capable of changing a current flowing through the resistor.

The amplifier is an intermediate frequency band amplifier;
The receiving circuit according to any one of claims 1 to 4, further comprising a mixer in front of the intermediate frequency band amplifier.