JP4459469B2

JP4459469B2 - Automatic frequency controller

Info

Publication number: JP4459469B2
Application number: JP2001104801A
Authority: JP
Inventors: 学中村; 和男赤池
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2001-04-03
Filing date: 2001-04-03
Publication date: 2010-04-28
Anticipated expiration: 2021-04-03
Also published as: JP2002305431A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線受信機や無線送受信機などの少なくとも受信を行なう無線機などに用いて好適な自動周波数制御装置に係り、特に、被変調情報信号の搬送波周波数のずれを補償するようにした自動周波数制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は無線機の概略構成を示すブロック図であって、１０〜１２はミキサ、１３は局部周波数発生回路、１４は復調器、１５は基準発振器、１６〜１８は増幅器、１９は変調器、２０〜２２は増幅器、２３〜２５はミキサ、２６はサーキュレータ、２７はアンテナである。ここでは、無線機として、無線送受信機を示している。
【０００３】
同図において、送信時には、局部周波数発生回路１３は、基準発振器１５の出力信号をもとに、ミキサ２３〜２５に供給する所定周波数の局部周波数信号を発生する。変調器１９から出力される被変調情報信号は、増幅器２０で増幅された後、ミキサ２３で局部周波数発生回路１３からの局部周波数信号と混合されて第１の中間周波数の被変調情報信号に変換され、次いで、増幅器２１で増幅されてミキサ２４に供給されることにより、同様にして第１の中間周波数よりも高い周波数の第２の中間周波数の被変調情報信号に変換され、最後に、増幅器２２で増幅されてミキサ２５に供給されることにより、同様にして第２の中間周波数よりも高い規定の無線周波数の被変調情報信号に変換される。この無線周波数の被変調情報信号は、サーキュレータ２６を介し、アンテナ２７から送信される。
【０００４】
また、受信時には、局部周波数発生回路１３は、基準発振器１５の出力信号をもとに、ミキサ１０〜１２に供給する所定周波数の局部周波数信号を発生する。アンテナ２７から受信された無線周波の被変調情報信号は、サーキュレータ２６によって受信系のミキサ１０に供給される。このミキサ１０では、局部周波数発生回路１３から供給される局部周波数信号と混合されて無線周波数よりも低い第３の中間周波数の被変調情報信号に変換される。この第３の中間周波数の被変調情報信号は増幅器１６で増幅されてミキサ１１に供給され、同様にして第３の中間周波数よりも低い周波数の第４の中間周波数の被変調情報信号に変換され、最後に、増幅器１７で増幅されてミキサ１２に供給されることにより、同様にして第４の中間周波数よりも低い第５の中間周波数の被変調情報信号に変換される。この第５の中間周波数の被変調情報信号が、増幅器１８で増幅された後、復調器１４に供給されることにより、情報信号が復調される。
【０００５】
なお、図４において、各ミキサ１０〜１２，２３〜２４の後段にバンドパスフィルタなどのフィルタを設け、これらミキサ１０〜１２，２３〜２４の出力信号から不要信号成分を除去するようにするが、ここでは、かかるフィルタの図示を省略している。
【０００６】
ところで、かかる構成の送受信機の受信信号においては、送信側や受信側での局部周波数発生回路での周波数誤差などにより、その搬送周波数にずれが生ずることがある。この搬送周波数のずれは増幅器１８から出力される中間周波数の被変調情報信号に現われ、復調器１４はこのように搬送周波数ずれがある被変調情報信号を復調することになる。
【０００７】
ところで、ＱＰＳＫ(Quarternary Phase Shift Keying)変調方式などの位相変調方式では、周波数のずれが位相のずれとなって現われるため、周波数がずれると、復調器の復調出力のビットエラーレートが劣化し、さらにこのずれ量が大きくなると、復調不能となる。そこで、このような受信信号の搬送周波数のずれを補正するために、無線機の受信系には、自動周波数制御装置が設けられている。
【０００８】
図５はその一従来例を示すブロック図であって、１３ａ，１３ｂは局部周波数発生回路、２８は自動周波数制御装置、２９は周波数ディスクリメータ、３０はシンセサイザであり、図４に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。
【０００９】
同図において、ミキサ１０，１１，１２の後段に設けられている増幅器１６，１７，１８（図４）や上記のフィルタは図示を省略している。また、局部周波数発生回路１３ａ，１３ｂは図４での局部周波数発生回路１３に含まれるミキサ１０，１１に夫々関連するものである。また、ミキサ１２には、自動周波数制御回路２８の出力が局部周波数信号として供給される。
【００１０】
自動周波数制御装置２８は、復調器１４に入力される被変調情報信号を取り込み、周波数ディスクリメータ２９によってその搬送周波数のずれ量ΔＦを検出し、シンセサイザ３０の出力周波数をそのずれ量ΔＦだけ変化させるものである。
【００１１】
具体的な一数値例を示すと、いま、復調器１４で復調する被変調情報信号の正規の搬送周波数（周波数ずれのない搬送周波数）を１０．７ＭＨｚとし、３６ＧＨｚの無線搬送周波数の信号を受信するものとする。また、ミキサ１０の出力搬送周波数を２ＧＨｚとすると、ミキサ１１，１２により、復調器１４の入力信号の搬送周波数が上記の１０．７ＭＨｚになるものとする。
【００１２】
そこで、３６ＧＨｚの無線搬送周波数の信号を受信するために、局部周波数発生回路１３ａから３４ＧＨｚの局部周波数信号がミキサ１０に供給され、また、局部周波数発生回路１３ｂからミキサ１１に１５５０ＭＨｚの局部周波数信号が、自動周波数制御装置２８からミキサ１２に４３９．３ＭＨｚの局部周波数信号が夫々供給されることにより、復調器１４に１０．７ＭＨｚの搬送周波数の被変調情報信号が供給されることになる。復調器１４では、かかる１０．７ＭＨｚの中間周波信号をさらに周波数変換し、例えば、搬送周波数が２４２ｋＨｚの低周波信号にして復調を行なう。
【００１３】
いま、局部周波数発生回路１３ａからミキサ１０に供給される局部周波数信号に周波数ずれΔＦがあると、ミキサ１０から出力される中間周波の被変調情報信号にこの周波数ずれ量ΔＦが混入し、その搬送周波数は２ＧＨｚ＋ΔＦとなる。この周波数ずれ量ΔＦはミキサ１１，１２の出力信号にそのまま残り（局部周波数発生回路１３ｂや自動周波数制御装置２８から出力される局部周波数信号に周波数ずれがあれば、それがさらに加算される）、従って、復調器１４の入力信号の搬送周波数は１０．７ＭＨｚ＋ΔＦとなる。
【００１４】
そこで、自動周波数制御装置２８では、この復調器１４の入力信号が取り込まれ、周波数ディスクリメータ２９によってその搬送周波数のずれ量ΔＦが検出される。そこで、シンセサイザ３０では、正規の周波数（＝４３９．３ＭＨｚ）からこのずれ量ΔＦだけ周波数がずれた周波数４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦの局部周波数信号が生成され、ミキサ１２に供給される。これにより、ミキサ１２では、その入力信号の搬送周波数のずれ量ΔＦが局部周波数信号の周波数ずれ量ΔＦによってキャンセルされ、復調器１４には、正規の搬送周波数（＝１０．７ＭＨｚ）の被変調情報信号が供給されることになる。
【００１５】
シンセサイザ３０は、ミキサ１２に供給する局部周波数信号の周波数を４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦに保持しており、その後、ミキサ１２の入力信号の搬送周波数のずれ量がΔＦと異なって復調器１４に入力される被変調情報信号の搬送周波数が１０．７ＭＨｚからずれると、自動周波数制御装置２８では、周波数ディスクリメータ２９がこれを検出し、その検出結果により、ミキサ１２から出力されて復調器１４に供給される被変調情報信号の搬送周波数が１０．７ＭＨｚとなるように、シンセサイザ３０から出力される局部周波数信号の周波数が変化する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、復調器１４には、追尾可能な（復調可能な）周波数範囲（以下、復調搬送周波数許容範囲という）があり、例えば、ＱＰＳＫ方式の同期検波回路の場合、変調周波数の約±１％である。従って、例えば、上記のように、この変調器１４が搬送周波数２４２ｋＨｚの低周波信号を復調する場合には、
２４２ｋＨｚ×（±０．０１）≒±２．４ｋＨｚ
の範囲を越えると、もはや復調ができなくなる。
【００１７】
一方、局部周波数発生回路で生ずる周波数ずれは、その基準発振器の周波数精度とその出力周波数で決まるが、周波数が高い信号を周波数変換するための局部周波数発生回路、図５では、周波数が高い無線周波信号を周波数変換するための局部周波数発生回路１３ａや送信系での最終段のミキサ２５（図４）に局部周波数信号を供給する局部周波数発生回路に発生する周波数ずれが大勢を占めることになる。
【００１８】
そこで、局部周波数発生回路１３ａの基準発振器の周波数精度を±３．０×１０^-7（％）とすると、３６ＧＨｚの無線周波信号を２ＧＨｚの中間周波信号に変換する場合、この局部周波数発生回路１３ａが発生する局部周波数信号の周波数は３４ＧＨｚであるから、最大、
３４ＧＨｚ×（±３．０×１０^-7）＝±１０．２ｋＨｚ
の周波数ずれが生ずることになる。また、同様の周波数ずれが送信機側でも発生しているものとすると、図５でのミキサ１２から出力される中間周波信号では、最大、
ΔＦ＝±１０．２ｋＨｚ×２＝±２０．４ｋＨｚ
の周波数ずれを含んでいることになる。
【００１９】
このため、図５において、自動周波数制御装置２８は、ミキサ１２の入力信号に±２０．４ｋＨｚという大きな周波数ずれ量ΔＦも、復調器１４の復調搬送周波数許容範囲である±２．４ｋＨｚ内に納めるように動作しなければならない。
【００２０】
ところで、図５に示すような従来の自動周波数制御装置２８は、アナログ処理によって周波数のずれを補正するものであり、周波数ディスクリメータ２９は共振回路によって構成されている。このような共振回路は温度変化の影響を受け易く、このため、上記の自動周波数制御装置２８では、周波数制御精度を上記のような±２ｋＨｚ程度までに抑えることは困難であった。
【００２１】
また、無線周波信号をミリ波帯の信号とする移動無線機などでは、電波の指向性が高いため、障害物などによって信号が遮断されてしまうことがある。このようなことが生ずると、周波数ディスクリメータ２９への入力が中断し、再入力されるようになっても、その出力が不安定となって安定化するまでの復帰時間が長くなり、この間復調器１４の復調が影響されることになる。
【００２２】
本発明の目的は、かかる問題を解消し、被変調情報信号の搬送周波数の大きな周波数ずれに対しても、これを精度良く補正することができ、なおかつ、該被変調情報信号の中断後の復帰時間を短縮することができるようにした自動周波数制御装置を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、ミキサで入力される被変調情報信号と混合するための局部周波数信号を発生し、ミキサの出力信号を復調器の入力信号とする自動周波数制御装置であって、ミキサの出力信号の搬送波を抽出する搬送波抽出回路と、搬送波抽出回路で抽出された搬送波の周波数をカウントし、搬送波の周波数に応じたカウント値を出力する周波数カウンタと、周波数カウンタから出力されたカウント値から搬送波の周波数ずれ量を検出し、復調器が復調可能な復調搬送周波数許容範囲に応じて予め決められた周波数を越える周波数ずれ量を破棄して、予め決められた周波数を越えない周波数ずれ量に応じた設定値を生成する処理手段と、処理手段で生成された設定値を保持し、処理手段で新たな設定値が生成される毎に、保持する設定値を新たに生成された設定値に更新し、保持した設定値に基づいて、周波数ずれ量だけ規定の周波数からずれた周波数信号を生成し、周波数信号を局部周波数信号としてミキサに供給するシンセサイザとを備えた構成とするものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は無線機に用いた場合の本発明による自動周波数制御装置の一実施形態の要部を示すブロック図であって、１はこの実施形態の自動周波数制御装置、２は搬送波抽出回路、３は周波数カウンタ、４はＣＰＵ（中央処理ユニット）、５はシンセサイザであり、図５に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。
【００２５】
同図において、自動周波数制御装置１は搬送波抽出回路２と周波数カウンタ３とＣＰＵ４とシンセサイザ５とから構成されており、復調器１４の入力信号（中間周波帯の被変調情報信号）を取り込んで、この入力信号の搬送周波数のずれ量ΔＦを含む局部周波数信号をミキサ１２に供給する。これにより、ミキサ１２から復調器１４に供給される中間周波の被変調情報信号の搬送周波数が、復調器１４の復調搬送周波数許容範囲内に入るようになる。
【００２６】
この周波数制御装置１では、復調器１４の入力信号が搬送波抽出回路２に供給され、その搬送波が抽出されて波形整形され、その搬送周波数に等しい周波数のパルス信号が生成される。このパルス信号は周波数カウンタ３に供給され、予め決められた単位時間毎にパルスをカウントする。各単位時間では、パルスのカウントを終わると、そのカウント値Ｆ_Nを保持するとともに、ＣＰＵ４に割込指令ＩＲを送る。ＣＰＵ４は、この割込指令ＩＲを受けると、そのとき周波数カウンタ３に保持されているカウント値Ｆ_Nを取り込み、所定の処理を行なうことによって搬送波抽出回路２で抽出された搬送波の周波数のずれ量ΔＦを検出し、このずれ量ΔＦに応じた設定値Ｎ_Sを生成してシンセサイザ５にセットする。シンセサイザ５は、この設定値Ｎ_Sに基づいて、搬送波抽出回路２で抽出された搬送波の周波数のずれ量ΔＦを含む局部周波数信号を生成し、ミキサ１２に供給する。
【００２７】
このようにして、搬送周波数のずれ量ΔＦが周波数カウンタ３とＣＰＵ４といったデジタル処理の回路構成でもって検出されるものであるから、その検出精度が周囲温度の変化によって影響されることがなく、このずれ量ΔＦが大きなものであっても、搬送周波数を復調器１４の復調周波数許容範囲内に精度良く補正することができるようになる。
【００２８】
また、受信信号が障害物などによって中断することがあっても、その中断期間、シンセサイザ５では、セットされた設定値Ｎ_Sがそのまま保持され、このため、シンセサイザ５からミキサ１２に供給される局部周波数信号は、その周波数がこの設定値Ｎ_Sに応じた値にそのまま維持されることになる。従って、この中断期間が終わったときの周波数制御が速やかに復帰することになる。
【００２９】
以下では、各ミキサ１０，１１，１２の出力信号の搬送周波数は図５に示したものと同様とし、また、復調器１４の復調搬送周波数許容範囲を±１ｋＨｚとして説明する。
【００３０】
図２は図１におけるシンセサイザ５の一具体例を示すブロック図であって、４０は基準発振器、４１は位相比較器、４２はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、４３，４４はＶＣＯ（電圧制御発振器）、４５は増幅器、４６はミキサ、４７はＬＰＦ、４８は増幅器、４９は位相比較器、５０はＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）、５１はＬＰＦ、５２は増幅器である。
【００３１】
同図において、ＶＣＯ４３と位相比較器４１とＬＰＦ４２とはＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成しており、安定した発信周波数の基準発振器４０の出力をもとに、ＶＣＯ４３から４３９．５ＭＨｚの安定した周波数の周波数信号を発生している。なお、ＶＣＯ４３の出力信号は適宜分周されて位相比較器４１に供給されるが、この分周器は図示していない。
【００３２】
また、ＶＣＯ４４は中心周波数が４３９．３ＭＨｚであって、このＶＣＯ４４の出力信号が、増幅器４５で増幅された後、ミキサ４６でＶＣＯ４３からの周波数が４３９．５ＭＨｚの周波数信号と混合される。このミキサ４６の出力信号はＬＰＦ４７を通され、不要成分が除去される。このＬＰＦ４７の出力信号の周波数ｆ₀は、ＶＣＯ４４の出力周波数の上記中心周波数からのずれ量をΔＦ’とすると、
ｆ₀＝４３９．５ＭＨｚ±ｎ×（４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’）
但し、ｎは正整数であって、符号は、ｆ₀＞４３９．５ＭＨｚとするときには、＋とし、ｆ₀＜４３９．５ＭＨｚとするときには、−とする従って、ｆ₀＜４３９．５ＭＨｚとして、ｎ＝１とすると、ＶＣＯ４３，４４の出力信号の周波数差の周波数ｆ₀の信号、即ち、
ｆ₀＝４３９．５ＭＨｚ−（４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’）
＝２００ｋＨｚ−ΔＦ’
なる信号が得られる。かかるＬＰＦ４７の出力信号は、増幅器４８で増幅された後、位相比較器４９に供給される。
【００３３】
一方、搬送波抽出回路２(図１)で抽出される搬送波の周波数ずれ量をΔＦとすると、ＣＰＵ４(図１)は、このずれ量ΔＦを検出することにより、設定値Ｎ_Sを２００ｋＨｚ−ΔＦとしてＤＤＳ５０にセットする。これにより、ＤＤＳ５０は２００ｋＨｚ−ΔＦの周波数の信号を出力する。なお、ＤＤＳ５０は正弦波形をデジタルデータとして格納しており、この波形をセットされる設定値Ｎ_Sに応じた速度で繰り返し読み出すことにより、この設定値Ｎ_Sに応じた周波数の信号を発生するものであり、この信号はデジタル／アナログ変換器でアナログ波形に変換されて出力される。
【００３４】
増幅器４８の出力信号とＤＤＳ５０の出力信号とは位相比較器４９で比較され、これら信号の周波数差（ΔＦ−ΔＦ’）に応じたレベルの電圧が出力される。この出力電圧は、ＬＰＦ５１で不要成分が除去された後、周波数制御電圧としてＶＣＯ４４に供給される。これにより、ＶＣＯ４４では、発信周波数が上記の周波数差（ΔＦ−ΔＦ’）だけ変化するように制御され、従って、ＶＣＯ４４からは、４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ’＋（ΔＦ−ΔＦ’）＝４３９．３ＭＨｚ＋ΔＦ
の周波数の信号が出力されるようになる。ＶＣＯ４４のこの出力信号が、増幅器５２で増幅された後、局部周波数信号としてミキサ１２（図１）に供給される。
【００３５】
次に、図３により、ＣＰＵ４（図１）の動作の一具体例について説明する。
【００３６】
同図において、受信動作の開始指令とともに、ＤＤＳ５０（図２）に２００ｋＨｚ＋ΔＦ_BFRを設定値Ｎ_Sとしてセットするのであるが、この動作開始時での初期値として、この設定ずれ量ΔＦ_BFRを予め決められた値（ここでは、０ｋＨｚとする）とする（ステップ１００）。この設定ずれ量ΔＦ_BFRは、このときの搬送波抽出回路２で抽出される搬送周波数に存在する周波数ずれ量と推定したものであって、ここでは、動作開始時であるので、周波数ずれはないものと仮定して、ΔＦ_BFR＝０とするものである。また、この設定ずれ量ΔＦ_BFRはＣＰＵ４に保持される。そして、ずれ量の検出回数を示す変数ＮをＮ＝０として、周波数カウンタ３からの割込指令ＩＲを待つ（ステップ１０１）。
【００３７】
受信が開始して周波数カウンタ３がカウントを開始し（なお、受信開始直後では、受信信号が安定していない場合もあるので、受信開始してから所定時間経過後に周波数カウンタ３がカウントを開始するようにしてもよい）、上記単位時間（例えば、１００ミリ秒）のカウント値Ｆ_Nを保持して割込指令ＩＲを出力するが、この割込指令ＩＲがあると（ステップ１０２）、このカウント値Ｆ_Nを取り込み（ステップ１０３）、これと復調器１４に入力される中間周波の被変調情報信号の正規の搬送周波数（即ち、周波数ずれΔＦが０のときの周波数）である１０．７ＭＨｚとの周波数差、即ち、ずれ量を、
ΔＦ_N＝Ｆ_N−１０．７ＭＨｚ
として抽出する（ステップ１０４）。そして、このずれ量の絶対値│ΔＦ_N と予め決められた周波数２２．５ｋＨｚと比較し（ステップ１０５）、
│ΔＦ_N ＞２２．５ｋＨｚ
であるときには、このとき得られたずれ量ΔＦ_Nを破棄し、再びステップ１０２からの動作を繰り返す。従って、受信が中断した場合のように、ずれ量の絶対値
ΔＦ_N が大きく変化したときには、かかるずれ量は破棄されることになる。また、
│ΔＦ_N ≦２２．５ｋＨｚ
のときには、このずれ量ΔＦ_Nを採用し、変数ＮをＮ＋１としてずれ量の検出回数が１回増えたことを示すようにする（ステップ１０６）。そして、この変数Ｎと予め決められた値、例えば、１１とを比較し（ステップ１０７）、Ｎ＜１１のときには、ステップ１０２からの動作を繰り返すが、Ｎ＝１１となると（即ち、採用するずれ量ΔＦ_Nが１０個になると）、ステップ１０８に進む。
【００３８】
なお、ステップ１０５で用いられる周波数２２．５ｋＨｚは、先に説明した受信信号に生ずるものと考えられる搬送周波数の最大ずれ量よりも若干大きい値であって、これ以上のずれ量は意味がないものとして破棄する。また、図１におけるミキサ１０，１１，１２の後段に設けられるバンドパスフィルタや搬送波抽出回路２は、このような最大ずれ量まで周波数ずれした中間周波の被変調情報信号を通過させる通過帯域が設定されており、このため、この最大ずれ量を越える周波数ずれの信号までも通過させることになり、このような信号をステップ１０５で除くようにしている。
【００３９】
以上のようにして、１０個のずれ量ΔＦ_Nが得られると、これらを平均化し、その平均値を搬送波抽出回路２で抽出した搬送波の搬送周波数のずれ量ΔＦとする（ステップ１０８）。そして、このずれ量ΔＦが復調器１４に供給する被変調情報信号の搬送周波数に対し、上記の復調周波数許容範囲（復調器が追尾可能な搬送周波数の約１％の範囲）よりも狭い目標周波数範囲(ここでは、１ｋＨｚとする）を設定し、この範囲内にあるかどうか（即ち、│ΔＦ│≦１ｋＨｚかどうか）を判定し（ステップ１０９）、その範囲内にあれば、ステップ１０１に戻り、周波数カウンタ３からの割込指令ＩＲを待って新たな単位期間の上記の動作を始めるようにし、この場合、シンセサイザ５のＤＤＳ５０にセットされている設定値Ｎ_Sをそのままとする。即ち、このときには、復調器１４は良好な復調動作を行なっているから、シンセサイザ５から出力される局部周波数信号の周波数を変化させない。
【００４０】
また、│ΔＦ│＞１ｋＨｚである場合には（ステップ１０９）、シンセサイザ５からの局部周波数信号の周波数を上記のずれ量ΔＦだけずらすようにするために、ＤＤＳ５０での設定ずれ量ΔＦ_BFRを（ΔＦ_BFR＋ΔＦ）とするのであるが、その前に、│ΔＦ_BFR＋ΔＦ＞２２．５ｋＨｚであるかどうか判定する（ステップ１１０）。この２２．５ｋＨｚはステップ１０５でのものと同様であるが、
│ΔＦ_BFR＋ΔＦ＞２２．５ｋＨｚ
の場合には、設定ずれ量（ΔＦ_BFR＋ΔＦ）が復調器１４に入力される中間周波の被変調情報信号の搬送周波数のずれ量を±２２．５ｋＨｚの範囲からはずすようにするものであるから、このようなずれ量ΔＦは破棄する。このようなことはΔＦ_BFR≠０であって、外乱などにより、ステップ１０５の条件は満たさないような搬送周波数の乱れが発生したときに生ずる。
【００４１】
│ΔＦ_BFR＋ΔＦ ≦２２．５ｋＨｚのときには、設定ずれ量ΔＦ_BFRを新たに（ΔＦ_BFR＋ΔＦ）とし（ステップ１１１）、新たな設定値Ｎ_S、
２００ｋＨｚ−（ΔＦ_BFR＋ΔＦ）
をシンセサイザ５のＤＤＳ５０にセットする。そして、ステップ１０１に戻り、次のずれ量ΔＦの検出動作に移る。
【００４２】
このようにして、受信信号が中断しても、その中断期間、その直前にＤＤＳ５０にセットされた設定値Ｎ_Sがそのまま保持されているので、シンセサイザ５から出力される局部周波数信号の周波数が乱れることがなく、この中断期間が終わると、そのまま安定した周波数の局部周波数信号がミキサ１２に供給されることになる。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、被変調情報信号の搬送周波数の大きな周波数ずれに対しても、温度変化などの環境の変化によって影響されることなく、これを精度良く補正することができ、また、被変調情報信号が中断しても、その間もミキサでの局部周波数信号の周波数を安定に保持することができるから、かかる中断の終了後の復帰時間を大幅に短縮することができる
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による無線機の一実施形態の要部を示すブロック図である。
【図２】図１におけるシンセサイザの一具体例を示すブロック図である。
【図３】図１におけるＣＰＵの動作の一具体例を示すフローチャートである。
【図４】無線機の概略構成を示すブロック図である。
【図５】無線機での自動周波数制御装置の一従来例の要部を示すブロック図である。
【符号の説明】
１自動周波数制御装置
２搬送波抽出回路
３周波数カウンタ
４ＣＰＵ
５シンセサイザ
１０〜１２ミキサ
１５復調器
１７ａ，１７ｂ局部周波数発生回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an automatic frequency control apparatus suitable for use in at least a radio device such as a radio receiver and a radio transceiver, and more particularly to an automatic frequency controller that compensates for a deviation in the carrier frequency of a modulated information signal. The present invention relates to a frequency control device.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of the radio, wherein 10 to 12 are mixers, 13 is a local frequency generation circuit, 14 is a demodulator, 15 is a reference oscillator, 16 to 18 is an amplifier, 19 is a modulator, 20 to 22 are amplifiers, 23 to 25 are mixers, 26 is a circulator, and 27 is an antenna. Here, a wireless transceiver is shown as the wireless device.
[0003]
In the figure, at the time of transmission, the local frequency generation circuit 13 generates a local frequency signal having a predetermined frequency to be supplied to the mixers 23 to 25 based on the output signal of the reference oscillator 15. The modulated information signal output from the modulator 19 is amplified by the amplifier 20 and then mixed with the local frequency signal from the local frequency generation circuit 13 by the mixer 23 to be converted into a modulated information signal having the first intermediate frequency. Then, it is amplified by the amplifier 21 and supplied to the mixer 24, so that it is similarly converted into a modulated information signal having a second intermediate frequency higher than the first intermediate frequency, and finally the amplifier. By being amplified by 22 and supplied to the mixer 25, similarly, it is converted into a modulated information signal having a specified radio frequency higher than the second intermediate frequency. The radio frequency modulated information signal is transmitted from the antenna 27 via the circulator 26.
[0004]
At the time of reception, the local frequency generation circuit 13 generates a local frequency signal having a predetermined frequency to be supplied to the mixers 10 to 12 based on the output signal of the reference oscillator 15. The radio frequency modulated information signal received from the antenna 27 is supplied to the mixer 10 of the reception system by the circulator 26. In the mixer 10, the signal is mixed with the local frequency signal supplied from the local frequency generation circuit 13 and converted into a modulated information signal having a third intermediate frequency lower than the radio frequency. The third intermediate frequency modulated information signal is amplified by the amplifier 16 and supplied to the mixer 11, and is similarly converted to a fourth intermediate frequency modulated information signal having a frequency lower than the third intermediate frequency. Finally, the signal is amplified by the amplifier 17 and supplied to the mixer 12, so that it is similarly converted into a modulated information signal having a fifth intermediate frequency lower than the fourth intermediate frequency. The modulated information signal having the fifth intermediate frequency is amplified by the amplifier 18 and then supplied to the demodulator 14, whereby the information signal is demodulated.
[0005]
In FIG. 4, a filter such as a band-pass filter is provided at the subsequent stage of each mixer 10-12, 23-24, and unnecessary signal components are removed from the output signals of these mixers 10-12, 23-24. Here, illustration of such a filter is omitted.
[0006]
By the way, in the reception signal of the transceiver having such a configuration, the carrier frequency may be shifted due to a frequency error in a local frequency generation circuit on the transmission side or the reception side. This shift in the carrier frequency appears in the intermediate frequency modulated information signal output from the amplifier 18, and the demodulator 14 demodulates the modulated information signal having such a carrier frequency shift.
[0007]
By the way, in a phase modulation method such as a QPSK (Quarternary Phase Shift Keying) modulation method, a frequency shift appears as a phase shift. Therefore, if the frequency shifts, the bit error rate of the demodulated output of the demodulator deteriorates. When this deviation amount increases, demodulation becomes impossible. Therefore, in order to correct such a shift in the carrier frequency of the received signal, an automatic frequency control device is provided in the receiving system of the wireless device.
[0008]
FIG. 5 is a block diagram showing a conventional example, in which 13a and 13b are local frequency generation circuits, 28 is an automatic frequency control device, 29 is a frequency discriminator, and 30 is a synthesizer. Are given the same reference numerals and redundant description is omitted.
[0009]
In the figure, the amplifiers 16, 17, 18 (FIG. 4) and the above-described filters provided in the subsequent stages of the mixers 10, 11, 12 are not shown. The local frequency generation circuits 13a and 13b are respectively related to the mixers 10 and 11 included in the local frequency generation circuit 13 in FIG. Further, the output of the automatic frequency control circuit 28 is supplied to the mixer 12 as a local frequency signal.
[0010]
The automatic frequency control device 28 takes in the modulated information signal input to the demodulator 14, detects the carrier frequency deviation amount ΔF by the frequency discriminator 29, and changes the output frequency of the synthesizer 30 by the deviation amount ΔF. Is.
[0011]
As a specific numerical example, it is assumed that the normal carrier frequency (carrier frequency without frequency deviation) of the modulated information signal demodulated by the demodulator 14 is 10.7 MHz, and a signal with a radio carrier frequency of 36 GHz is received. It shall be. Further, when the output carrier frequency of the mixer 10 is 2 GHz, the carrier frequency of the input signal of the demodulator 14 is assumed to be 10.7 MHz by the mixers 11 and 12.
[0012]
Therefore, in order to receive a signal with a radio carrier frequency of 36 GHz, a local frequency signal of 34 GHz is supplied from the local frequency generation circuit 13 a to the mixer 10, and a local frequency signal of 1550 MHz is supplied from the local frequency generation circuit 13 b to the mixer 11. When the local frequency signal of 439.3 MHz is supplied from the automatic frequency control device 28 to the mixer 12, the modulated information signal having the carrier frequency of 10.7 MHz is supplied to the demodulator 14. In the demodulator 14, the intermediate frequency signal of 10.7 MHz is further frequency-converted, and demodulated into, for example, a low-frequency signal having a carrier frequency of 242 kHz.
[0013]
Now, if there is a frequency shift ΔF in the local frequency signal supplied from the local frequency generation circuit 13a to the mixer 10, the frequency shift amount ΔF is mixed in the intermediate frequency modulated information signal output from the mixer 10, and its carrier The frequency is 2 GHz + ΔF. This frequency deviation amount ΔF remains as it is in the output signals of the mixers 11 and 12 (if there is a frequency deviation in the local frequency signal output from the local frequency generation circuit 13b or the automatic frequency control device 28, it is further added). Therefore, the carrier frequency of the input signal of the demodulator 14 is 10.7 MHz + ΔF.
[0014]
Therefore, in the automatic frequency control device 28, the input signal of the demodulator 14 is taken in, and the deviation amount ΔF of the carrier frequency is detected by the frequency discriminator 29. Therefore, the synthesizer 30 generates a local frequency signal of frequency 439.3 MHz + ΔF, which is shifted in frequency by the shift amount ΔF from the normal frequency (= 439.3 MHz), and is supplied to the mixer 12. As a result, the mixer 12 cancels the carrier frequency shift amount ΔF of the input signal by the frequency shift amount ΔF of the local frequency signal, and the demodulator 14 receives the modulated information of the normal carrier frequency (= 10.7 MHz). A signal will be supplied.
[0015]
The synthesizer 30 holds the frequency of the local frequency signal supplied to the mixer 12 at 439.3 MHz + ΔF, and thereafter, the amount of deviation of the carrier frequency of the input signal of the mixer 12 differs from ΔF and is input to the demodulator 14. When the carrier frequency of the modulation information signal deviates from 10.7 MHz, in the automatic frequency control device 28, the frequency discriminator 29 detects this, and the detected result is output from the mixer 12 and supplied to the demodulator 14. The frequency of the local frequency signal output from the synthesizer 30 changes so that the carrier frequency of the modulation information signal is 10.7 MHz.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the demodulator 14 has a frequency range that can be tracked (demodulated) (hereinafter referred to as a demodulated carrier frequency allowable range). For example, in the case of a synchronous detection circuit of the QPSK system, it is about ± 1% of the modulation frequency. is there. Thus, for example, as described above, when the modulator 14 demodulates a low frequency signal having a carrier frequency of 242 kHz,
242 kHz × (± 0.01) ≈ ± 2.4 kHz
If the range is exceeded, demodulation is no longer possible.
[0017]
On the other hand, the frequency deviation generated in the local frequency generation circuit is determined by the frequency accuracy of the reference oscillator and the output frequency. The local frequency generation circuit for frequency conversion of a high frequency signal, in FIG. The frequency shift generated in the local frequency generation circuit 13a for converting the frequency of the signal and the local frequency generation circuit for supplying the local frequency signal to the final stage mixer 25 (FIG. 4) in the transmission system dominates.
[0018]
Therefore, assuming that the frequency accuracy of the reference oscillator of the local frequency generation circuit 13a is ± 3.0 × 10 ⁻⁷ (%), when converting a 36 GHz radio frequency signal to an intermediate frequency signal of 2 GHz, the local frequency generation circuit 13a Since the frequency of the local frequency signal that occurs is 34 GHz,
34 GHz × (± 3.0 × 10 ⁻⁷ ) = ± 10.2 kHz
This will cause a frequency shift of. Assuming that the same frequency deviation occurs on the transmitter side, the intermediate frequency signal output from the mixer 12 in FIG.
ΔF = ± 10.2kHz × 2 = ± 20.4kHz
That is, the frequency deviation is included.
[0019]
For this reason, in FIG. 5, the automatic frequency control device 28 places the large frequency deviation ΔF of ± 20.4 kHz in the input signal of the mixer 12 within ± 2.4 kHz which is the demodulation carrier frequency allowable range of the demodulator 14. Should work like that.
[0020]
Incidentally, a conventional automatic frequency control device 28 as shown in FIG. 5 corrects a frequency shift by analog processing, and the frequency discriminator 29 is constituted by a resonance circuit. Such a resonance circuit is easily affected by temperature changes. Therefore, it is difficult for the automatic frequency control device 28 to suppress the frequency control accuracy to about ± 2 kHz as described above.
[0021]
Also, in mobile radios that use radio frequency signals as millimeter wave band signals, the radio waves are highly directional, and the signals may be blocked by obstacles or the like. If this happens, even if the input to the frequency discriminator 29 is interrupted and re-input, the recovery time becomes long until the output becomes unstable and stabilizes. The demodulator 14 will be affected.
[0022]
An object of the present invention is to solve such a problem, and can accurately correct even a large frequency shift of the carrier frequency of the modulated information signal, and return the modulated information signal after the interruption. An object of the present invention is to provide an automatic frequency control device capable of shortening the time.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is an automatic frequency control device that generates a local frequency signal to be mixed with a modulated information signal input by a mixer and uses the output signal of the mixer as an input signal of a demodulator. A carrier extraction circuit for extracting the carrier wave of the output signal of the mixer, a frequency counter for counting the frequency of the carrier wave extracted by the carrier wave extraction circuit, and outputting a count value corresponding to the frequency of the carrier wave, and outputting from the frequency counter The frequency deviation amount of the carrier wave is detected from the counted value, and the frequency deviation amount exceeding the predetermined frequency is discarded according to the demodulation carrier frequency allowable range that can be demodulated by the demodulator, and the predetermined frequency is exceeded. processing means for generating a set value corresponding to no frequency shift amount, holds the set value generated by the processing means, every time a new set value in the processing means is generated The setting value holding updated to the newly generated set values, based on the held setting value, to generate a frequency shifted signal from the frequency defined by the frequency shift amount supplied to a mixer a frequency signal as the local frequency signal It is set as the structure provided with the synthesizer which performs.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a main part of an embodiment of an automatic frequency control device according to the present invention when used in a radio. 1 is an automatic frequency control device of this embodiment, 2 is a carrier wave extraction circuit, 3 Is a frequency counter, 4 is a CPU (central processing unit), and 5 is a synthesizer, and the same reference numerals are given to portions corresponding to those in FIG.
[0025]
In the figure, an automatic frequency control device 1 is composed of a carrier wave extraction circuit 2, a frequency counter 3 , a CPU 4, and a synthesizer 5, and takes in an input signal (a modulated information signal in an intermediate frequency band) of a demodulator 14, A local frequency signal including a carrier frequency shift amount ΔF of the input signal is supplied to the mixer 12. As a result, the carrier frequency of the intermediate frequency modulated information signal supplied from the mixer 12 to the demodulator 14 falls within the demodulation carrier frequency allowable range of the demodulator 14.
[0026]
In this frequency control device 1, the input signal of the demodulator 14 is supplied to the carrier wave extraction circuit 2, the carrier wave is extracted and waveform-shaped, and a pulse signal having a frequency equal to the carrier frequency is generated. This pulse signal is supplied to the frequency counter 3 and counts pulses every predetermined unit time. In each unit time, when the pulse count ends, the count value F _N is held and an interrupt command IR is sent to the CPU 4. When the CPU 4 receives the interrupt command IR, the CPU 4 fetches the count value F _N held in the frequency counter 3 at that time, and performs a predetermined process to thereby shift the carrier frequency extracted by the carrier extraction circuit 2. detecting a [Delta] F, to set the synthesizer 5 generates a setting value N _S corresponding to the shift amount [Delta] F. Synthesizer 5, based on the set value N _S, generates a local frequency signal containing the deviation amount ΔF of the frequency of the carrier extracted by the carrier wave extraction circuit 2 is supplied to the mixer 12.
[0027]
In this way, since the carrier frequency deviation amount ΔF is detected by the digital processing circuit configuration such as the frequency counter 3 and the CPU 4, the detection accuracy is not affected by the change in the ambient temperature. Even if the shift amount ΔF is large, the carrier frequency can be accurately corrected within the allowable demodulation frequency range of the demodulator 14.
[0028]
Further, even if the received signal is interrupted by an obstacle, the interruption period, the synthesizer 5, the set set value N _S is held as it is, thus, supplied from the synthesizer 5 to the mixer 12 local frequency signal, so that its frequency is maintained to a value corresponding to the setting value N _S. Therefore, the frequency control at the end of this interruption period is quickly restored.
[0029]
In the following description, it is assumed that the carrier frequencies of the output signals of the mixers 10, 11, and 12 are the same as those shown in FIG. 5, and that the allowable demodulation carrier frequency range of the demodulator 14 is ± 1 kHz.
[0030]
FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the synthesizer 5 in FIG. 1, wherein 40 is a reference oscillator, 41 is a phase comparator, 42 is an LPF (low-pass filter), 43 and 44 are VCOs (voltage controlled oscillators), 45 is an amplifier, 46 is a mixer, 47 is an LPF, 48 is an amplifier, 49 is a phase comparator, 50 is a DDS (Direct Digital Synthesizer), 51 is an LPF, and 52 is an amplifier.
[0031]
In the figure, a VCO 43, a phase comparator 41, and an LPF 42 constitute a PLL (Phase Locked Loop), and a stable frequency of 439.5 MHz from the VCO 43 based on the output of a reference oscillator 40 having a stable oscillation frequency. The frequency signal is generated. The output signal of the VCO 43 is appropriately divided and supplied to the phase comparator 41, but this divider is not shown.
[0032]
The VCO 44 has a center frequency of 439.3 MHz. The output signal of the VCO 44 is amplified by the amplifier 45 and then mixed by the mixer 46 with a frequency signal having a frequency of 439.5 MHz from the VCO 43. The output signal of the mixer 46 is passed through the LPF 47, and unnecessary components are removed. The frequency f ₀ of the output signal of the LPF 47 is expressed as follows: ΔF ′ is the amount of deviation of the output frequency of the VCO 44 from the center frequency.
f ₀ = 439.5 MHz ± n × (439.3 MHz + ΔF ′)
However, n is a positive integer, and the sign is + when f ₀ > 439.5 MHz, and is negative when f ₀ <439.5 MHz, so that f ₀ <439.5 MHz, n = 1, the signal of the frequency f ₀ of the frequency difference between the output signals of the VCOs 43 and 44, that is,
f ₀ = 439.5 MHz− (439.3 MHz + ΔF ′)
= 200kHz-ΔF '
Is obtained. The output signal of the LPF 47 is amplified by the amplifier 48 and then supplied to the phase comparator 49.
[0033]
On the other hand, when the frequency shift amount of the carrier extracted by the carrier wave extraction circuit 2 (FIG. 1) and [Delta] F, CPU 4 (FIG. 1) is, by detecting the shift amount [Delta] F, the set value N _S as 200kHz-[Delta] F Set to DDS50. As a result, the DDS 50 outputs a signal having a frequency of 200 kHz-ΔF. Incidentally, DDS 50 is stores a sine waveform as digital data, by repeatedly reading at a speed corresponding to the set value N _S is set to the waveform, which generates a signal having a frequency corresponding to the set value N _S This signal is converted into an analog waveform by a digital / analog converter and output.
[0034]
The output signal of the amplifier 48 and the output signal of the DDS 50 are compared by a phase comparator 49, and a voltage having a level corresponding to the frequency difference (ΔF−ΔF ′) between these signals is output. This output voltage is supplied to the VCO 44 as a frequency control voltage after unnecessary components are removed by the LPF 51. Thereby, in the VCO 44, the transmission frequency is controlled to change by the above-described frequency difference (ΔF−ΔF ′). Therefore, from the VCO 44, 439.3 MHz + ΔF ′ + (ΔF−ΔF ′) = 439.3 MHz + ΔF.
The signal of the frequency of will come out. This output signal of the VCO 44 is amplified by the amplifier 52 and then supplied to the mixer 12 (FIG. 1) as a local frequency signal.
[0035]
Next, a specific example of the operation of the CPU 4 (FIG. 1) will be described with reference to FIG.
[0036]
In the figure, together with the start instruction reception operation, DDS 50 although to set the 200kHz + [Delta] F _BFR as a setting value N _S (FIG. 2), as an initial value at the time of this operation start, decide the setting deviation amount [Delta] F _BFR advance The obtained value (here, 0 kHz) is set (step 100). This set deviation amount ΔF _BFR is estimated as a frequency deviation amount existing in the carrier frequency extracted by the carrier wave extraction circuit 2 at this time, and here, since it is at the start of operation, there is no frequency deviation. Assuming that ΔF _BFR = 0. The set deviation amount ΔF _BFR is held in the CPU 4. Then, a variable N indicating the number of deviations detected is set to N = 0, and an interrupt command IR from the frequency counter 3 is awaited (step 101).
[0037]
Reception starts and the frequency counter 3 starts counting (Note that the reception signal may not be stable immediately after the reception starts, so the frequency counter 3 starts counting after a predetermined time has elapsed since the reception started. The interrupt command IR is output while holding the count value F _N of the unit time (for example, 100 milliseconds). If there is this interrupt command IR (step 102), The count value F _N is taken in (step 103), and 10.7 MHz which is the normal carrier frequency of the intermediate frequency modulated information signal input to the demodulator 14 (that is, the frequency when the frequency deviation ΔF is 0). The frequency difference from
ΔF _N = F _N -10.7MHz
(Step 104). Then, compared with the amount of deviation of the absolute value ￨DerutaF _N with a predetermined frequency 22.5 kHz (step 105),
│ΔF _N > 22.5 kHz
When it discards the time obtained shift amount [Delta] F _N, repeats the operation from step 102. Therefore, when the absolute value ΔF _N of the deviation amount changes greatly as in the case where reception is interrupted, the deviation amount is discarded. Also,
│ΔF _N ≦ 22.5kHz
When adopts the shift amount [Delta] F _N, the number of times of detection of the shift amount of the variable N as N + 1 is to indicate that the increased once (step 106). Then, the variable N is compared with a predetermined value, for example, 11 (step 107). When N <11, the operation from step 102 is repeated, but when N = 11 (that is, the deviation to be adopted). When the amount ΔF _N becomes 10), the process proceeds to step 108.
[0038]
The frequency 22.5kHz used in step 105 is a slightly larger than the maximum displacement amount of the carrier frequency to be considered as occurring in the received signal described above, no further shift amount as meaningless Discard as. Further, the band-pass filter and the carrier wave extraction circuit 2 provided in the subsequent stage of the mixers 10, 11, and 12 in FIG. 1 have a pass band through which the modulated information signal having an intermediate frequency shifted to such a maximum shift amount is passed. For this reason, even a signal having a frequency shift exceeding the maximum shift amount is allowed to pass, and such a signal is removed in step 105.
[0039]
As described above, the ten shift amount [Delta] F _N is obtained, they were averaged, and the deviation amount [Delta] F of the carrier frequency of the carrier wave to extract the average value with a carrier wave extraction circuit 2 (step 108). Then, a target frequency in which the deviation amount ΔF is narrower than the allowable demodulation frequency range (about 1% of the carrier frequency that can be tracked by the demodulator) with respect to the carrier frequency of the modulated information signal supplied to the demodulator 14. A range (here, 1 kHz) is set, and it is determined whether or not it is within this range (that is, whether or not | ΔF | ≦ 1 kHz) (step 109). waits for an interrupt command IR from the frequency counter 3 so as to start the operation of the new unit period, in this case, the set value N _S set in the DDS50 synthesizer 5 as it is. That is, at this time, the demodulator 14 performs a good demodulating operation, so that the frequency of the local frequency signal output from the synthesizer 5 is not changed.
[0040]
If | ΔF |> 1 kHz (step 109), in order to shift the frequency of the local frequency signal from the synthesizer 5 by the shift amount ΔF, the set shift amount ΔF _BFR in the DDS 50 is set to ( ΔF _BFR + ΔF), but before that, it is determined whether or not | ΔF _BFR + ΔF> 22.5 kHz (step 110). This 22.5 kHz is the same as that in step 105,
│ΔF _BFR + ΔF> 22.5 kHz
In this case, the set deviation amount (ΔF _BFR + ΔF) is to remove the deviation amount of the carrier frequency of the intermediate frequency modulated information signal input to the demodulator 14 from the range of ± 22.5 kHz. The deviation amount ΔF is discarded. This occurs when ΔF _BFR ≠ 0 and a disturbance of the carrier frequency that does not satisfy the condition of step 105 occurs due to a disturbance or the like.
[0041]
When │ΔF _BFR + ΔF ≦ 22.5 kHz, the set deviation amount ΔF _BFR is newly set to (ΔF _BFR + ΔF) (step 111), and the new set value N _S ,
200kHz- (ΔF _BFR + ΔF)
Is set in the DDS 50 of the synthesizer 5. Then, the process returns to step 101, and the next shift amount detection operation is started.
[0042]
In this way, even if the received signal is interrupted, the interruption period, because the set value N _S set in DDS50 immediately before is held as it is, disturbed frequency of the local frequency signal outputted from the synthesizer 5 When this interruption period ends, a local frequency signal having a stable frequency is supplied to the mixer 12 as it is.
[0043]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, even a large frequency shift of the carrier frequency of the modulated information signal can be accurately corrected without being affected by environmental changes such as temperature changes. In addition, even if the modulated information signal is interrupted, the frequency of the local frequency signal in the mixer can be kept stable during that time, so that the recovery time after the end of the interruption can be greatly shortened. [Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a main part of an embodiment of a radio according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the synthesizer in FIG.
FIG. 3 is a flowchart showing a specific example of the operation of the CPU in FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a wireless device.
FIG. 5 is a block diagram showing a main part of a conventional example of an automatic frequency control device in a radio.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Automatic frequency controller 2 Carrier wave extraction circuit 3 Frequency counter 4 CPU
5 synthesizer 10-12 mixer 15 demodulator 17a, 17b local frequency generation circuit

Claims

An automatic frequency control device for generating a local frequency signal to be mixed with a modulated information signal input by a mixer, and using an output signal of the mixer as an input signal of a demodulator,
A carrier extraction circuit for extracting the carrier of the output signal of the mixer;
A frequency counter that counts the frequency of the carrier extracted by the carrier extraction circuit and outputs a count value corresponding to the frequency of the carrier;
A plurality of frequency deviations that detect a frequency deviation amount of the carrier wave from the count value output from the frequency counter and exclude the frequency deviation amount that exceeds a predetermined frequency according to a demodulation carrier frequency allowable range that can be demodulated by the demodulator Processing means for generating a set value according to the averaged frequency deviation amount when the averaged frequency deviation amount exceeds the target frequency range ,
The setting value generated by the processing unit is held, and each time a new setting value is generated by the processing unit, the setting value to be held is updated to the newly generated setting value, and the held setting value is updated. based on the set value, to generate a frequency shifted signal from the frequency defined by the frequency shift amount, an automatic frequency control, characterized in that a synthesizer is supplied to the mixer the frequency signal as該局unit frequency signals apparatus.