JP4451203B2 - Pulse radar equipment - Google Patents
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Description
この発明は、合成帯域処理を行うパルスレーダ装置に関し、特に、強度の大きい反射信号を抑圧することによって強度の小さい反射信号を強度の大きい反射信号のサイドロープに埋もれることなく検出するためのパルスレーダ装置に関する。 More particularly, the present invention relates to a pulse radar for detecting a reflected signal having a low intensity without being buried in a side rope of the reflected signal having a high intensity by suppressing the reflected signal having a high intensity. Relates to the device.
従来、合成帯域処理を行うレーダ装置では、帯域の合成を行う合成帯域器の前に窓関数器を設け、合成帯域器の入力信号に対して窓関数による重みをかけ合成帯域器の出力信号を包絡線検波した信号に生じるレンジサイドローブの抑圧を行っていた。ここで、窓関数に関しては、例えば非特許文献1に開示されている。また、合成帯域処理に関しては、例えば非特許文献2に開示されている。
Conventionally, in a radar device that performs synthetic band processing, a window function unit is provided in front of a synthetic band unit that performs band synthesis, and the input signal of the synthetic band unit is weighted by the window function to output the output signal of the synthetic band unit. The range side lobe generated in the envelope detection signal was suppressed. Here, the window function is disclosed in
例えば、目標Aが150m,目標Bが200mの距離にあり、目標Bの受信信号強度が目標Aの受信信号強度よりも30dB小さい場合に、窓関数を用いずに合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度と、同様の条件で、窓関数として、Hamming窓を用いて合成帯域処理を行った時の包絡線検波後の信号の相対強度とを比較した場合、窓関数を用いてない場合は、目標Bは目標Aのレンジサイドローブに埋もれて検出ができなくなっているのに対し、窓関数を用いることによって目標Aのレンシサイドローブが小さくなり、目標Bの検出が可能になる。 For example, when the target A is at a distance of 150 m and the target B is 200 m, and the received signal strength of the target B is 30 dB smaller than the received signal strength of the target A, the composite band processing is performed without using the window function. When the relative intensity of the signal after envelope detection is compared with the relative intensity of the signal after envelope detection when the synthetic band processing is performed using the Hamming window as a window function under the same conditions, the window function is When not used, target B is buried in the range side lobe of target A and cannot be detected. However, by using a window function, the target side B has a smaller side lobe, and target B can be detected. become.
合成帯域処理については、上記文献に記載されているが、ここでは発明が解決しようとする課題を明確にするために、合成帯域処理によって、高分解能距離が得られる原理を簡単に説明する。 The synthetic band processing is described in the above-mentioned document. Here, in order to clarify the problem to be solved by the invention, the principle of obtaining a high resolution distance by the synthetic band processing will be briefly described.
合成帯域処理を用いて高分解能距離を得るパルスレーダ装置では、送信時に、N個の送信パルスStに対して、パルス毎に送信周波数をf0からfN−1までステップ周波数間隔Δf毎に変化させる。その時の送信信号Sn(t)は式(1)で表される。ただし、ここでは、数式による表現を簡略化するために、各信号を複素信号で表現している。 In a pulse radar device that obtains a high-resolution distance using synthetic band processing, the transmission frequency changes from f 0 to f N−1 for each step frequency interval Δf for each of N transmission pulses St during transmission. Let The transmission signal S n (t) at that time is expressed by Expression (1). However, here, each signal is expressed as a complex signal in order to simplify the expression by the mathematical expression.
式(1)で表される送信信号Sn(t)がパルスレーダ装置から相対距離R離れたところにある目標に反射して、パルスレーダ装置に受信された場合、受信信号Un(t)は式(2)で表される。 When the transmission signal S n (t) represented by the expression (1) is reflected by the target at a relative distance R away from the pulse radar device and received by the pulse radar device, the received signal U n (t) Is represented by equation (2).
式(2)で表される受信信号Un(t)に対して、振幅が1で、送信信号Sn(t)と同じ周波数同じ初期位相をもつ式(3)で示す局部発信信号Wn(t)を用いて周波数をダウンコンバートすることによって生成した複素ビデオ信号Vn(t)は式(4)で表される。 For the received signal U n (t) represented by the equation (2), the local transmission signal W n represented by the equation (3) having an amplitude of 1 and the same initial phase as the transmission signal S n (t). The complex video signal V n (t) generated by down-converting the frequency using (t) is expressed by Equation (4).
式(4)より、同じレンジビン番号でサンプリングされたn(n=0,1,・・・,N−1)番目の送信パルスに対する複素ディジタルビデオ信号V(n)は式(5)で表される。 From equation (4), the complex digital video signal V (n) for the n (n = 0, 1,..., N−1) th transmission pulse sampled with the same range bin number is expressed by equation (5). The
式(5)で表される複素ディジタルビデオに対して、逆フーリエ変換による帯域の合成を行った場合、逆フーリエ変換後の信号P(k)は式(6)で表される。 When band synthesis is performed on the complex digital video represented by Expression (5) by inverse Fourier transform, the signal P (k) after inverse Fourier transform is represented by Expression (6).
式(6)の第2項 Second term of equation (6)
よって、各kに対する逆フーリエ変換後の信号P(k)の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、式(8)で表される相対距離Rの目標からの反射信号強度を示すこととなる。 Therefore, the absolute value of the signal P (k) after inverse Fourier transform for each k, that is, the signal after envelope detection, indicates the intensity of the reflected signal from the target of the relative distance R expressed by the equation (8). .
また、距離分解能ΔRは式(9)で表され、NあるいはΔfを大きくすることによって、距離分解能ΔRは小さくなり、高分解能距離が得られることが分かる。 In addition, the distance resolution ΔR is expressed by the equation (9), and it can be seen that by increasing N or Δf, the distance resolution ΔR decreases and a high resolution distance can be obtained.
また、距離の折り返しなく表現できる最大の距離Rmaxは次式で表される。 Further, the maximum distance R max that can be expressed without turning back the distance is expressed by the following equation.
しかしながら、式(6)にも示したように、逆フーリエ変換を用いているために、逆フーリエ変換後の信号P(k)の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、sinc関数(sin(x)/x)の形状となり、目標以外の距離のピーク、いわゆるレンジサードローブが生じる。よって、大きな信号強度の受信信号と、小さい信号強度の受信信号が混在しているような状況では、大きな信号強度の受信信号のレンジサイドローブに小さい信号強度の受信信号が埋もれてしまい。検出が困難になる課題があった。 However, since the inverse Fourier transform is used as shown in the equation (6), the absolute value of the signal P (k) after the inverse Fourier transform, that is, the signal after the envelope detection is the sinc function (sin ( x) / x), and a peak at a distance other than the target, a so-called range third lobe, occurs. Therefore, a received signal of large signal intensity, in a situation such as the received signal of small signal strength are mixed, will have received signals of a small signal strength range side lobe of the received signal of large signal intensity is buried. There was a problem that it was difficult to detect.
従来の合成帯域処理を行うレーダ装置では、この課題を解決するために、式(5)で示される複素ディジタルビデオ信号V(n)に対して、窓関数による重みをつけた後に、逆フーリエ変換による帯域の合成を行っていた。しかし、窓関数を用いた場合は、距離分解能が劣化するという問題が生じる。 In a conventional radar apparatus that performs synthetic band processing, in order to solve this problem, the complex digital video signal V (n) represented by Expression (5) is weighted by a window function and then subjected to inverse Fourier transform. The band was synthesized by. However, when the window function is used, there arises a problem that the distance resolution deteriorates.
今、目標距離を150mとし、窓関数を用いない場合の式(6)で表される逆フーリエ変換後の信号P(k)の絶対値、すなわち包絡線検波後信号の相対強度と、窓関数としてHamming窓を用いた場合の式(6)で表される逆フーリエ変換後の信号P(k)の絶対値、すなわち包絡線検波後信号の相対強度とを比較した場合、距離分解能をピークから3dB強度が小さくなった幅で定義すると、窓関数としてHamming窓を用いた場合、窓関数を用いない場合に比べ、距離分解能は約1.3倍となる。 Now, assuming that the target distance is 150 m and the window function is not used, the absolute value of the signal P (k) after the inverse Fourier transform represented by Expression (6), that is, the relative intensity of the signal after envelope detection, and the window function When the Hamming window is used, the absolute value of the signal P (k) after the inverse Fourier transform represented by the equation (6), that is, the relative intensity of the signal after envelope detection is compared, and the distance resolution from the peak When the width of the 3 dB intensity is defined, the distance resolution is about 1.3 times when the Hamming window is used as the window function compared to the case where the window function is not used.
さらに、窓関数を用いた場合は、レンジサイドローブレベルは小さくできるが、まったくなくすことはできない。例えば、窓関数を用いてない場合の第一レンジサイドローブレベルが、例えば約−12.7dBであるのに対し、Hamming窓を用いた場合の第一レンジサイドローブレベルは、例えば約−43.0dBとなることが分かる。このことは、2つの目標からの反射受信信号強度の差が43dB以上ある場合には、やはり、大きな信号強度の受信信号のレンジサイドローブに信号強度の小さな受信信号が埋れてしまい信号強度の小さな受信信号の検出が困難になることを示している。すなわち、窓関数を用いる方法では、用いる窓関数によって検出できる小さい信号強度の受信信号の限界値が存在することになる。 Furthermore, when the window function is used, the range side lobe level can be reduced, but cannot be eliminated at all. For example, the first range side lobe level when the window function is not used is, for example, about −12.7 dB, whereas the first range side lobe level when the Hamming window is used is, for example, about −43. It turns out that it becomes 0 dB. This is because, when the difference in reflected received signal strength from the two targets is 43 dB or more, the received signal having a small signal strength is buried in the range side lobe of the received signal having a large signal strength, and the signal strength is small. This shows that it is difficult to detect the received signal. That is, in the method using the window function, there is a limit value of the received signal having a small signal strength that can be detected by the window function to be used.
この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、合成帯域処理による高分解能距離を得るレーダにおいて、距離分解能を劣化させずに、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出能力を向上させることができるパルスレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve such a problem, and in a radar that obtains a high resolution distance by synthetic band processing, it is buried in the range side lobe of a received signal having a large signal strength without degrading the distance resolution. An object of the present invention is to obtain a pulse radar device that can improve the detection capability of a received signal having a low signal strength.
この発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器とを備えたものである。 The pulse radar device according to the present invention comprises a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and pulse width, and for each pulse repetition period. A receiving means for generating a video signal from a received signal for each transmission pulse obtained by using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, and a received signal for N (an integer of 2 or more) different transmission pulses. A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting the distance using a shift distance obtained from information on the distance to be suppressed with respect to the video signal having the same range bin number, and a distance-shifted video signal from the distance shifter. On the other hand, from the distance-shift video signal in which the transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than a predetermined N, A signal suppressor that generates a post-suppression video signal by subtracting a distance shift video signal from the distance shifter, and a shift distance that is the same value as the shift distance used in the distance shifter for the post-suppression video signal from the signal suppressor. A distance reverse shifter that generates a distance reverse shift video signal by shifting a distance in a direction opposite to a distance shift direction of the distance shifter using a shift distance, and a distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter. And a synthesis bander for synthesizing the band.
また、他の発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器とを備えたものである。 According to another aspect of the present invention, there is provided a pulse radar device according to another aspect of the present invention, comprising: a transmission unit that transmits a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and pulse width; Receiving means for generating a video signal by using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency from the reception signal for each transmission pulse obtained at each repetition period, and reception for transmission pulses having N (integer of 2 or more) different frequencies A distance shifter that generates a distance-shifted video signal by shifting a distance using a shift distance obtained from information on a distance to be suppressed with respect to a video signal having the same range bin number obtained from the signal, and a distance shift from the distance shifter A distance-shifted video signal in which the transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than a predetermined N with respect to the video signal A signal suppressor that generates a post-suppression video signal by subtracting a distance-shifted video signal from the distance shifter, a synthesis bander that performs band synthesis on the post-suppression video signal from the signal suppressor, and A distance corrector that corrects a distance using a shift distance having the same value as the shift distance used in the distance shifter for a signal after the band is combined by the combiner.
また、さらに他の発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器とを備えたものである。 Further, a pulse radar device according to still another invention includes a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width, Receiving means for generating a video signal from the received signal for each transmission pulse obtained at each pulse repetition period using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, a memory for storing the video signal from the receiving means, and N ( An integer greater than or equal to 2) A combined bander for combining bands of video signals having the same range bin number obtained from received signals for transmission pulses having different frequencies, and an amplitude of the signal after band combining by the combined bander obtains distance information to be suppressed based on the values, the amplitude determination unit for outputting the distance information calculated, taken out from said memory video A distance shifter for generating a distance shift video signal obtained by shifting the distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner, and a distance shift video signal from the distance shifter. A signal suppressor for generating a post-suppression video signal by subtracting a distance shift video signal from the distance shifter from a distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than N, and the signal suppressor The distance reverse shift video signal is obtained by shifting the distance in the direction opposite to the distance shift direction of the distance shifter using a shift distance having the same value as the shift distance used in the distance shifter with respect to the video signal after suppression. A distance reverse shifter to be generated, and a combining band shifter for performing band combining on the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter. It is.
さらに、さらに他の発明に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段と、前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器とを備えたものである。 Furthermore, a pulse radar device according to still another invention includes a transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width, Receiving means for generating a video signal from the received signal for each transmission pulse obtained at each pulse repetition period using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, a memory for storing the video signal from the receiving means, and N ( An integer greater than or equal to 2) A combined bander for combining bands of video signals having the same range bin number obtained from received signals for transmission pulses having different frequencies, and an amplitude of the signal after band combining by the combined bander obtains distance information to be suppressed based on the values, the amplitude determination unit for outputting the distance information calculated, bidet taken out from said memory A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner, and a distance-shifted video signal from the distance shifter. A signal suppressor for generating a post-suppression video signal by subtracting a distance shift video signal from the distance shifter from a distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a positive integer value less than N, and the signal suppressor A band-combiner that combines bands with the video signal after suppression from the signal, and a distance that uses the same shift distance as the shift distance used by the distance shifter for the band-combined signal by the combiner bander. And a distance corrector for correcting.
この発明によれば、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。 According to the present invention, a high-resolution distance can be obtained by the combined band processing, and the received signal having a high signal strength can be suppressed by processing the distance of the received signal having a high signal strength as a distance to be suppressed. Accordingly, the range side lobe of the reception signal having a high signal strength is also suppressed, and the reception signal having a low signal strength can be detected without being buried in the range side lobe of the reception signal having a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate.
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図1に示す実施の形態1に係るパルスレーダ装置は、予め定めたパルス繰り返し周期とパルス幅で、パルス毎に送信周波数を予め定めたステップ周波数間隔毎に変化させてパルスを送信する送信手段として、タイミング発生器1、周波数シンセサイザ2、分配器3a、基準中間周波数信号発生器4、周波数変換機5a、パルス変調器6、電力増幅器7を備えており、送受切替器8を介してアンテナ9により送信信号が空間へ放射される。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to
また、パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段として、送信手段と共通のタイミング発生器1、周波数シンセサイザ2、分配器3a、基準中間周波数信号発生器4に加え、周波数変換機5b、中間周波数増幅器11、90度ハイブリッド器12、分配器3b、位相検波器13a及び13b、A/D変換器14a及び14bを備えており、目標10及び背景で反射された反射信号が受信される。
In addition, as a receiving means for generating a video signal from a reception signal for each transmission pulse obtained at each pulse repetition period using a local transmission signal corresponding to the transmission frequency, a
さらに、N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し所定のシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器15、距離シフト器15からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器16、信号抑圧器16からの抑圧後ビデオ信号に対し距離シフト器15で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離シフト器15の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器17、距離逆シフト器17からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器18を備えており、合成帯域器18による出力は包絡線検波器19により包絡線検波され、表示器20に表示される。
Further, a distance-shifted video signal is generated by shifting the distance by using a predetermined shift distance with respect to the video signal having the same range bin number obtained from the received signal with respect to N (an integer of 2 or more) transmission pulses having different frequencies. After suppression, the
次に、上記構成を備える実施の形態1に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。タイミング発生器1では、パルス繰り返し周期Tpriの間隔で、周波数切換信号を周波数シンセサイザ2へ、パルス変調信号をパルス変調器6へ、送受切換信号を送受切替器8へそれぞれ出力する。周波数シンセサイザ2では、タイミング発生器1からの周波数切換信号によって、予め周波数、初期位相及びステップ周波数を定めたN種類の信号の中の一種類を、最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順に、あるいはランダムにパルス繰り返し周期Tpri毎に生成し、分配器3aに出力する。分配器3aでは、周波数シンセサイザ2からの入力信号を2分し、一方を送信信号生成用の周波数変換機5aの局部発振信号として周波数変換機5aに、もう一方を中間周波数信号生成用の周波数変換機5bの局部発振信号として、周波数変換機5bにそれぞれ出力する。
Next, the operation of the pulse radar device according to the first embodiment having the above configuration will be described. The
周波数変換機5aでは、分配器3aからの局部発振信号の周波数と、基準中間周波数信号発生器4で生成される基準中間周波数信号の周波数との和の周波数の送信キャリア信号を生成し、パルス変調器6に出力する。パルス変調器6では、周波数変換機5aからの入力信号に対して、タイミング発生器1からのパルス変調信号によって、パルス繰り返し周期Tpri毎に予め定めたパルス幅Tpのパルス変調を行う。パルス変調器6の出力信号は、電力増幅器7に入力され、電力の増幅が行われ、送受切替器8に出力される。送受切替器8では、タイミング発生器1からの送受切換信号によって、パルス繰り返し周期Tpri毎に予め定めた時間間隔の電力増幅器7からの入力信号をアンテナ9に出力する。アンテナ9では、送受切替器8からの入力信号を、送信信号として空間へ放射する。送信信号は目標10、および背景に反射し、反射信号となってアンテナ9で受信され、送受切替器8に出力される。
The frequency converter 5a generates a transmission carrier signal having a frequency that is the sum of the frequency of the local oscillation signal from the distributor 3a and the frequency of the reference intermediate frequency signal generated by the reference intermediate
送受切替器8では、タイミング発生器1からの送受切換信号によって、パルス繰り返し周期Tpri毎に予め定めた時間間隔のアンテナ9からの入力信号を周波数変換機5bに出力する。また、周波数変換機5bには、分配器3aから局部発振信号も入力される。周波数変換機5bでは、受信信号の周波数と局部発振信号の差の周波数の中間周波数信号を生成し、中間周波数増幅器11へ出力する。中間周波数増幅器11では、中間周波数信号の電力の増幅を行い、その結果を分配器3bに出力する。分配器3bでは、中間周波数増幅器11から入力信号を2分し、それぞれを位相検波器13a、13bに出力する。
The transmission /
一方、基準中間周波数信号発生器4で発生した基準中間周波数信号は、90度ハイブリッド器12で90度の位相差を持った2つの信号に分離され、位相検波器13a、13bに出力される。位相検波器13a及び13bでは、分配器3bからの入力信号と90度ハイブリッド器12からの入力信号から、中間周波数信号の周波数と基準中間周波数信号の周波数の差の周波数を持ち、互いに90度の位相差を持つI成分、Q成分のビデオ信号を生成する。生成されたI、Qビデオ信号は、サンプリング周波数が1/TpのA/D変換器14a、14bに入力され、パルス幅Tpと同じ間隔のレンジビン毎のディジタルI、Qビデオ信号に変換され、距離シフト器15に出力される。
On the other hand, the reference intermediate frequency signal generated by the reference intermediate
距離シフト器15では、N個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のディジタルIビデオ信号を実部、ディジタルQビデオ信号を虚部とした、式(5)で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から予め求めた、あるいは他のレーダシステムより得られた抑圧したい距離の情報より求まるシフト距離Rs1を用いて式(11)で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を生成し、信号抑圧器16に出力する。
In the
ただし、周波数シンセサイザ2において、パルス繰り返し周期Tpri毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。
However, in the
信号抑圧器16では、式(12)に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)に対して、予め定めた送信パルス数N未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n+α)から距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を生成し、距離逆シフト器17に出力する。
In the
距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2を用いて式(13)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
In the
式(13)おいて、今、シフト距離Rs1とシフト距離Rs2が等しいために、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)は次式で表される。 In Expression (13), since the shift distance R s1 and the shift distance R s2 are equal to each other, the distance inversely shifted complex digital video signal H α ′ (n) is expressed by the following expression.
合成帯域器18では、距離逆シフト器17から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を式(15)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。
In the
式(15)の第4項 The fourth term of equation (15)
よって、各kに対する逆フーリエ変換後の信号Pα’(k)の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、式(17)で表される相対距離Rの目標からの反射信号強度を示すこととなる。 Therefore, the absolute value of the signal P α ′ (k) after inverse Fourier transform for each k, that is, the signal after envelope detection, indicates the reflected signal intensity from the target of the relative distance R expressed by the equation (17). It becomes.
さらに、フーリエ変換後の出力信号には、式(15)の第1項 Further, the output signal after the Fourier transform includes the first term of Equation (15).
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、包絡線検波器19からの入力信号を表示する。
The
また、上述した説明では、抑圧したい距離が1つの場合について動作の説明をしたが、抑圧したい距離が複数の場合は、図2及び図3に示す処理を行う。すなわち、図2に示すように、距離逆シフト器17の出力信号である距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を距離シフト器15に戻し、距離シフト器15において、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を新たな複素ディジタルビデオ信号V(n)とし、別の抑圧したい距離の情報より求めた新たなシフト距離Rs1を用いて、式(11)の演算を行い、その結果を信号抑圧器16に出力する。そして、この距離シフト器15から距離逆シフト器17までの処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)として合成帯域器18に出力する。
In the above description, the operation has been described for the case where there is one distance to be suppressed. However, when there are a plurality of distances to be suppressed, the processing illustrated in FIGS. 2 and 3 is performed. That is, as shown in FIG. 2, the distance inverse shift complex digital video signal H α ′ (n) that is the output signal of the
または、図3に示すように、信号抑圧器16の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を距離シフト器15に戻し、距離シフト器15において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を新たな複素ディジタルビデオ信号V(n)とし、前回抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Rs1を用いて、式(11)の演算を行い、その結果を信号抑圧器16に出力する。そして、この距離シフト器15と信号抑圧器16の処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)として、距離逆シフト器17に出力する。距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)に対して、これまで、距離シフト器15で用いたシフト距離の総和をシフト距離Rs2として式(13)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
Alternatively, as shown in FIG. 3, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n), which is the output signal of the
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Rs1の信号の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate.
図4に、目標Aが150m,目標Bが200mの距離にあり、目標Bの受信信号強度が目標Aの受信信号強度よりも50dB小さい場合に、窓関数を用いずに合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を、図5に、同様の条件で、窓関数としてHamming窓を用いて合成帯域処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度を、図6に、同様の条件で、上記処理を行った時の包絡線検波後信号の相対強度をそれぞれ示す。図4〜図6より、窓関数を用いる方法では、目標Aのサイドローブに目標Bが埋もれてしまい、目標Bの検出が困難になるのに対し、上記処理を行うことによって、目標Aを抑圧することができ、それに伴い目標Aのレンジサイドローブも抑圧され、目標Bが検出可能であることが分かる。また、距離分解能も劣化することもないことも分かる。 In FIG. 4, when the target A is at a distance of 150 m and the target B is 200 m and the received signal strength of the target B is 50 dB smaller than the received signal strength of the target A, the synthesis band processing is performed without using the window function. FIG. 5 shows the relative strength of the signal after envelope detection in FIG. 5, and FIG. 6 shows the relative strength of the signal after envelope detection when synthetic band processing is performed using a Hamming window as a window function under the same conditions. The relative intensities of signals after envelope detection when the above processing is performed under the same conditions are respectively shown. 4 to 6, in the method using the window function, the target B is buried in the side lobe of the target A and it becomes difficult to detect the target B, but the target A is suppressed by performing the above processing. Accordingly, the range side lobe of the target A is also suppressed, and it can be seen that the target B can be detected. It can also be seen that the distance resolution does not deteriorate.
実施の形態2.
図7は、この発明の実施の形態2に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図7に示す実施の形態2において、図1に示す実施の形態1と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図7に示す実施の形態2においては、図1に示す実施の形態1の距離逆シフト器17がなく、包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号に対し距離シフト器15で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器21をさらに備えている。
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the pulse radar apparatus according to
この実施の形態2に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図7に示す実施の形態2において、信号抑圧器16までの動作は実施の形態1と同様の動作である。信号抑圧器16で生成された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)は、合成帯域器18に出力される。合成帯域器18では、信号抑圧器16から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を式(18)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。
The operation of the pulse radar device according to the second embodiment will be described. In the second embodiment shown in FIG. 7, the operations up to the
式(18)の第4項 The fourth term of equation (18)
よって、逆フーリエ変換後の信号P″(k)の絶対値、すなわち包絡線検波後信号は、式(20)で表されるように、相対距離Rの目標からの反射信号強度を相対距離Rからシフト距離Rs1だけ引いた距離を示すこととなる。 Therefore, the absolute value of the signal P ″ (k) after the inverse Fourier transform, that is, the signal after the envelope detection is expressed by the relative distance R as expressed by the equation (20). This indicates a distance obtained by subtracting the shift distance R s1 from the distance.
さらに、フーリエ変換後の出力信号には、式(18)の第1項 Further, the output signal after the Fourier transform includes the first term of Equation (18).
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器21に出力する。式(20)からも分かるように、距離シフト器15の作用によって包絡線検波後の出力信号は、相対距離Rの目標からの反射信号強度を相対距離Rからシフト距離Rs1だけ引いた距離を示している。距離補正器21では、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2と式(10)で表される合成帯域処理において距離の折り返しなく表現できる最大の距離Rmaxを用いて、包絡線検波後の出力信号に対し、図8に示すように、0からRmax−Rs2の距離を、Rs2からRmaxの距離とし、Rmax−Rs2からRmaxの距離を、0からRs2の距離とする距離補正を行い、真の相対距離Rを求め、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、距離補正器21からの入力信号を表示する。
The
また、上述した説明では、抑圧したい距離が1つの場合について動作の説明をしたが、抑圧したい距離が複数の場合は、図9に示す処理を行う。すなわち、図9に示すように、信号抑圧器16の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を距離シフト器15に戻し、距離シフト器15において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を新たな複素ディジタルビデオ信号V(n)とし、前回抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Rs1を用いて、式(11)の演算を行い、その結果を信号抑圧器16に出力する。この距離シフト器15と信号抑圧器16の処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)として、合成帯域器18に出力する。
In the above description, the operation has been described for the case where there is one distance to be suppressed. However, when there are a plurality of distances to be suppressed, the processing shown in FIG. 9 is performed. That is, as shown in FIG. 9, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n) that is the output signal of the
合成帯域器18では、信号抑圧器16から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を式(18)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器21に出力する。
距離補正器21では、距離シフト器15で用いたシフト距離の総和をシフト距離Rs2として包絡線検波後の出力信号に対し、図8に示す距離補正を行い、真の相対距離Rを求め、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、距離補正器21からの入力信号を表示する。
In the combining
The
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Rs1の信号の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、実施の形態1中の式(13)で示した複素乗算が必要でないため、実施の形態1に比べ高速な処理が可能となる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, since the complex multiplication shown by the equation (13) in the first embodiment is not necessary, the processing can be performed at a higher speed than in the first embodiment.
実施の形態3.
図10は、この発明の実施の形態3に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図10に示す実施の形態3において、図1に示す実施の形態1と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図10に示す実施の形態3においては、図1に示す実施の形態1に対し、受信手段からのビデオ信号を保存するメモリー27aと、包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号から強度の大きい信号の距離を計測しその距離情報を出力する振幅判定器22とをさらに備えている。
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to
この実施の形態3に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図10に示す実施の形態3において、A/D変換器14a、14bまでの動作は実施の形態1と同様の動作である。A/D変換器14a、14bで生成されたディジタルI、Qビデオ信号は、合成帯域器18に出力されると共に、メモリー27aに出力される。メモリー27aでは、N個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から生成されたディジタルI、Qビデオ信号の中で、合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルI、Qビデオ信号を保存する。
The operation of the pulse radar device according to the third embodiment will be described. In the third embodiment shown in FIG. 10, the operations up to the A / D converters 14a and 14b are the same as those in the first embodiment. The digital I and Q video signals generated by the A / D converters 14a and 14b are output to the
一方、合成帯域器18では、メモリー27aに保存したディジタルIビデオ信号と同じディジタルIビデオ信号を実部、メモリー27aに保存したディジタルQビデオ信号と同じディジタルQビデオ信号を虚部とした、式(5)で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、周波数シンセサイザ2において、パルス繰り返し周期Tpri毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。
On the other hand, in the
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を振幅判定器22に出力する。振幅判定器22では、強度の大きい信号の距離を計測し、その距離情報を距離シフト器15、および距離逆シフト器17に出力する。距離シフト器15では、メモリー27aより、保存した合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルI、Qビデオ信号を取り出し、取り出したディジタルIビデオ信号を実部、ディジタルQビデオ信号を虚部とする式(5)で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、振幅判定器22より入力された距離情報より求まるシフト距離Rs1を用いて式(11)で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を生成し、信号抑圧器16に出力する。ただし、周波数シンセサイザ2において、パルス繰り返し周期Tpri毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。
The
信号抑圧器16では、式(12)に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)に対して、予め定めた送信パルス数N未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n+α)から距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を生成し、距離逆シフト器17に出力する。距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)に対して、振幅判定器22より入力された距離情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2を用いて式(13)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
In the
合成帯域器18では、距離逆シフト器17から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を式(15)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、包絡線検波器19からの入力信号を表示する。
In the
また、上述した説明では、振幅判定器22において検出された、強度の大きい信号の距離が一つの場合について動作の説明をしたが、検出された強度の大きい信号の距離が複数ある場合は、図11または図12に示す処理を行う。すなわち、図11に示すように、距離逆シフト器17の出力信号である距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を距離シフト器15に戻し、距離シフト器15において、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を新たな複素ディジタルビデオ信号V(n)とし、今回抑圧したい距離の情報より求めた新たなシフト距離Rs1を用いて、式(11)の演算を行い、その結果を信号抑圧器16に出力する。そして、この距離シフト器15から距離逆シフト器17までの処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)として合成帯域器18に出力する。
In the above description, the operation has been described in the case where the distance of the high-intensity signal detected by the
あるいは、図12に示すように、信号抑圧器16の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を距離シフト器15に戻し、距離シフト器15において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を新たな複素ディジタルビデオ信号V(n)とし、前回抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Rs1を用いて、式(11)の演算を行い、その結果を信号抑圧器16に出力する。この距離シフト器15と信号抑圧器16の処理を振幅判定器22で検出された強度の大きい信号の距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)として、距離逆シフト器17に出力する。距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)に対して、これまで、距離シフト器15で用いたシフト距離の総和をシフト距離Rs2として式(13)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
Alternatively, as shown in FIG. 12, the post-suppression complex digital video signal G α ′ (n), which is the output signal of the
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、信号強度の大きな受信信号の存在する距離の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、実施の形態1、2のように、抑圧したい距離の情報を、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から求めたり、他のレーダシステムよりもらう必要がなくなる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the distance where the received signal having a large signal strength exists can be reduced to 0, that is, suppressed. Accordingly, the range side lobe of the reception signal having a high signal strength is also suppressed, and the reception signal having a low signal strength can be detected without being buried in the range side lobe of the reception signal having a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Further, as in the first and second embodiments, it is not necessary to obtain information on the distance to be suppressed from the altitude of the radar device and the antenna pointing direction, or obtain from other radar systems.
実施の形態4.
図13は、この発明の実施の形態4に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図13における構成要素は、すでに実施の形態1、2及び3で示した通りである。
13 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to
この実施の形態4に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図13に示す実施の形態4において、A/D変換器14a、14bまでの動作は実施の形態1と同様の動作である。A/D変換器14a、14bで生成されたディジタルI、Qビデオ信号は、合成帯域器18に出力されると共に、メモリー27aに出力される。メモリー27aでは、N個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から生成されたディジタルI、Qビデオ信号の中で、合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルI、Qビデオ信号を保存する。
The operation of the pulse radar device according to the fourth embodiment will be described. In the fourth embodiment shown in FIG. 13, the operations up to the A / D converters 14a and 14b are the same as those in the first embodiment. The digital I and Q video signals generated by the A / D converters 14a and 14b are output to the
一方、合成帯域器18では、メモリー27aに保存したディジタルIビデオ信号と同じディジタルIビデオ信号を実部、メモリー27aに保存したディジタルQビデオ信号と同じディジタルQビデオ信号を虚部とした、式(5)で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、周波数シンセサイザ2において、パルス繰り返し周期Tpri毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。
On the other hand, in the
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を振幅判定器22に出力する。振幅判定器22では、強度の大きい信号の距離を計測し、その距離情報を距離シフト器15、および距離逆シフト器17に出力する。距離シフト器15では、メモリー27aより、保存した合成帯域処理を実施するレンジビンのディジタルI、Qビデオ信号を取り出し、取り出したディジタルIビデオ信号を実部、ディジタルQビデオ信号を虚部とする式(5)で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、振幅判定器22より入力された距離情報より求まるシフト距離Rs1を用いて式(12)で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を生成し、信号抑圧器16に出力する。ただし、周波数シンセサイザ2において、パルス繰り返し周期Tpri毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。
The
信号抑圧器16では、式(12)に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)に対して、予め定めた送信パルス数N未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n+α)から距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。合成帯域器18では、信号抑圧器16から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を式(18)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。
In the
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器21に出力する。式(20)からも分かるように、距離シフト器15の作用によって包絡線検波後の出力信号は、相対距離Rの目標からの反射信号強度を相対距離Rからシフト距離Rs1だけ引いた距離を示している。距離補正器21では、振幅判定器22より入力された距離情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2を用いて包絡線検波後の出力信号に対し、図8に示す距離補正を行い、真の相対距離Rを求め、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、距離補正器21からの入力信号を表示する。
The
また、上述した説明では、振幅判定器22において検出された、強度の大きい信号の距離が一つの場合について動作の説明をしたが、検出された強度の大きい信号の距離が複数ある場合は、図14に示す処理を行う。すなわち、図14に示すように、信号抑圧器16の出力信号である抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を距離シフト器15に戻し、距離シフト器15において、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を新たな複素ディジタルビデオ信号V(n)とし、前回の抑圧した距離と、今回抑圧したい距離の差の情報より求めた新たなシフト距離Rs1を用いて、式(11)の演算を行い、その結果を信号抑圧器16に出力する。この距離シフト器15と信号抑圧器16の処理を抑圧したい距離の数だけ繰り返した後に、最終出力を抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)として、合成帯域器18に出力する。
In the above description, the operation has been described in the case where the distance of the high-intensity signal detected by the
合成帯域器18では、信号抑圧器16から入力された、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を式(18)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を距離補正器21に出力する。距離補正器21では、距離シフト器15で用いたシフト距離の総和をシフト距離Rs2として包絡線検波後の出力信号に対し、図8に示す距離補正を行い、真の相対距離Rを求め、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、距離補正器21からの入力信号を表示する。
In the combining
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、信号強度の大きな受信信号の存在する距離の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、実施の形態1、2のように、抑圧したい距離の情報を、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から求めたり、他のレーダシステムよりもらう必要がなくなる。加えて、実施の形態2と同様に式(13)で示した複素乗算が必要でないため、実施の形態3に比べ高速な処理が可能となる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the distance where the received signal having a large signal strength exists can be reduced to 0, that is, suppressed. Accordingly, the range side lobe of the reception signal having a high signal strength is also suppressed, and the reception signal having a low signal strength can be detected without being buried in the range side lobe of the reception signal having a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Further, as in the first and second embodiments, it is not necessary to obtain information on the distance to be suppressed from the altitude of the radar device and the antenna pointing direction, or obtain from other radar systems. In addition, similar to the second embodiment, the complex multiplication represented by the equation (13) is not necessary, and therefore, higher-speed processing is possible as compared with the third embodiment.
実施の形態5.
図15は、この発明の実施の形態5に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図15に示す実施の形態5において、図1に示す実施の形態1と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図15に示す実施の形態5においては、信号抑圧器16で生成された抑圧後ビデオ信号を保存するメモリー27bと、包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号に対し、抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいかどうかの判断を行い、大きい場合にその判断情報を信号抑圧器16に出力する抑圧判断器23とをさらに備え、信号抑圧器16は、抑圧判断器23から抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいという判断情報が入力された場合に、メモリー27bから取り出した抑圧後ビデオ信号を新たな距離シフトビデオ信号として予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から距離シフトビデオ信号を引くことによって新たに抑圧後ビデオ信号を生成するようになされている。
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to
この実施の形態5に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図15に示す実施の形態5において、A/D変換器14a、14bまでの動作は実施の形態1と同様の動作である。A/D変換器14a、14bで生成されたディジタルI、Qビデオ信号は、距離シフト器15に出力される。距離シフト器15では、N個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のディジタルIビデオ信号を実部、ディジタルQビデオ信号を虚部とした、式(5)で表される複素ディジタルビデオ信号に対して、予め、レーダ装置の高度とアンテナ指向方向から求めた、あるいは他のレーダシステムより得られた抑圧したい距離の情報より求まるシフト距離Rs1を用いて式(11)で表される処理を行い、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を生成し、信号抑圧器16に出力する。ただし、周波数シンセサイザ2において、パルス繰り返し周期Tpri毎に周波数をランダムに生成した場合は、複素ディジタルビデオ信号を、送信パルスの周波数が最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順になるように並べ替えた後に上記処理を行う。
The operation of the pulse radar device according to the fifth embodiment will be described. In the fifth embodiment shown in FIG. 15, the operations up to A / D converters 14a and 14b are the same as those in the first embodiment. The digital I and Q video signals generated by the A / D converters 14 a and 14 b are output to the
信号抑圧器16では、式(12)に示すように、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)に対して、予め定めた送信パルス数N未満の正の整数値αだけずらした距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n+α)から距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を生成し、距離逆シフト器17に出力すると共にメモリー27bに出力する。メモリー27bでは、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を保存する。
一方、距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2を用いて式(13)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
In the
On the other hand, in the
合成帯域器18では、距離逆シフト器17から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を式(15)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果を抑圧判断器23に出力する。
In the
抑圧判断器23では、包絡線検波器からの入力信号に対して、抑圧したい距離の信号強度が、要求される強度よりも大きいかどうかの判断を行い、大きい場合は、大きいという情報を信号抑圧器16にもどす。また、小さい場合は、包絡線検波器からの入力信号をそのまま表示器20に出力する。表示器20では、包絡線検波器19からの入力信号を表示する。
The
信号抑圧器16では、抑圧判断器23より、抑圧したい距離の信号強度が、要求される強度よりも大きいという情報がきた場合は、メモリー27bより、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を取り出し、取り出した抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を新たな距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)とし式(12)で表される処理を行い、新たな抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を生成し、距離逆シフト器17に出力すると共にメモリー27bに出力する。メモリー27bでは、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を保存する。以降、信号抑圧器16から抑圧判断器23までの処理を、抑圧判断器23において、抑圧したい距離の信号強度が、要求される強度よりも小さくなるまで繰り返す。
In the
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Rs1の信号の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、抑圧したい距離と信号強度の大きな受信信号の距離とに誤差があった場合にでも、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, even if there is an error between the distance to be suppressed and the distance of the received signal having a high signal strength, it is possible to suppress the received signal having a high signal strength, and accordingly, the range side lobe of the received signal having a high signal strength. Therefore, it is possible to detect a received signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the received signal having a high signal strength.
図16に、図4ないし図6と同様に、目標Aが150m,目標Bが200mの距離にあり、目標Bの受信信号強度が目標Aの受信信号強度よりも50dB小さい場合において、抑圧したい距離を149mとして、信号抑圧器16から抑圧判断器23までの処理を1回行った時の包絡線検波後信号の相対強度を、図17に、同じ条件で、信号抑圧器16から抑圧判断器23までの処理を2回行った時の包絡線検波後信号の相対強度を示す。図16及び図17より、信号抑圧器16から抑圧判断器23までの処理を1回行った時は、目標Bは目標Aのサイドローブと区別がつかず検出が困難であるのに対し、信号抑圧器16から抑圧判断器23までの処理を2回行った時は、目標Aを抑圧することができ、それに伴い目標Aのレンジサイドローブも抑圧され、目標Bが検出可能になることが分かる。
In FIG. 16, as in FIGS. 4 to 6, when the target A is 150 m and the target B is 200 m, and the received signal strength of the target B is 50 dB smaller than the received signal strength of the target A, the distance to be suppressed 149m, and the relative intensity of the signal after envelope detection when the processing from the
また、上述した説明では、実施の形態1で示したパルスレーダ装置の適用例を示したが、実施の形態2、3、4にも適用可能である。 In the above description, the application example of the pulse radar device shown in the first embodiment has been described. However, the present invention can also be applied to the second, third, and fourth embodiments.
実施の形態6.
図18は、この発明の実施の形態6に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図18に示す実施の形態6において、図1に示す実施の形態1と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図18に示す実施の形態6においては、図1に示す実施の形態1に係る周波数シンセサイザ2の代わりにステップ周波数可変周波数シンセサイザ24を設けて、送信手段を、可変なステップ周波数で予め定めたパルス繰り返し周期毎にパルスを生成する送信手段に置き換えると共に、包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号を保存するメモリー27cと、メモリー27cに保存された帯域の合成後の信号と包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器25とをさらに備えている。
FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a pulse radar apparatus according to
この実施の形態6に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図18に示す実施の形態6において、タイミング発生器1では、パルス繰り返し周期Tpriの間隔で、周波数切換信号をステップ周波数可変周波数シンセサイザ24へ、パルス変調信号をパルス変調器6へ、送受切換信号を送受切替器8へそれぞれ出力する。ステップ周波数可変周波数シンセサイ24では、タイミング発生器1からの周波数切換信号によって、予め周波数、初期位相及びステップ周波数を定めたN種類の信号の中の一種類を、最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順に、あるいはランダムにパルス繰り返し周期Tpri毎に生成し、分配器3aに出力する。以降、分配器3aから包絡線検波器19までの処理は、上記実施の形態1と同様である。
The operation of the pulse radar device according to the sixth embodiment will be described. In the sixth embodiment shown in FIG. 18, in the
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべての複素信号の振幅値を求め、その結果をメモリー27cに出力する。メモリー27cでは、包絡線検波器19から入力された複素信号の振幅値を保存する。次に、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ24では、タイミング発生器1からの周波数切換信号によって、予め周波数、初期位相を定めたN種類の信号の中の一種類を、最も低い周波数から昇順に、あるいは最も高い周波数から降順に、あるいはランダムに、1回目とは異なるステップ周波数でパルス繰り返し周期Tpri毎に生成し、以降、分配器3aから包絡線検波器19までの処理は、上記実施の形態1と同様である。
The
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果をレンジ合成器25に出力する。レンジ合成器25では、メモリー27cに保存された信号と包絡線検波器19から入力された信号を、同じ距離どうしで、和、或いは2値化した後の論理和をとり、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、包絡線検波器19からの入力信号を表示する。
The
また、ここでは、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ24から包絡線検波器19までの繰り返しが2回の場合について説明したが、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ24において、毎回異なるステップ周波数を用い、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ24から包絡線検波器19までの処理を2回以上繰り返し、その度に、包絡線検波器19の出力結果をすべてメモリー27cに保存し、レンジ合成器25で、メモリー27cに保存された全データに対し、同じ距離どうしで、和、或いは2値化した後の論理和をとってもかまわない。
Here, the case where the repetition from the step frequency variable frequency synthesizer 24 to the
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Rs1の信号の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、抑圧したい距離以外の距離の信号を抑圧することを抑制することができる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, it is possible to suppress suppression of signals at distances other than the distance to be suppressed.
図19に、抑圧したい距離を150mとして、ステップ周波数可変周波数シンセサイザ24において、ステップ周波数を749.482kHzとした場合の抑圧器23での抑圧度30、ステップ周波数を1123.223kHzとした場合の抑圧器23での抑圧度31、およびそれらの和の抑圧度32を示す。ステップ周波数を749.482kHzとした場合の抑圧器23での抑圧度30では、抑圧したい距離150の他に350mの抑圧度が大きくなり、また、ステップ周波数を1123.223kHzとした場合の抑圧器23での抑圧度31では、抑圧したい距離150の他に16.5m、283.5mの抑圧度が大きくなるのに対し、それらの和の抑圧度32では、抑圧したい距離である150mのみの抑圧度が大きくなっていることが分かる。
FIG. 19 shows that the distance to be suppressed is 150 m, and in the step frequency variable frequency synthesizer 24, the
また、上述した説明では、実施の形態1で示したパルスレーダ装置の適用例を示したが、実施の形態2、3、4、5にも適用可能である。 In the above description, the application example of the pulse radar device shown in the first embodiment has been described. However, the present invention can also be applied to the second, third, fourth, and fifth embodiments.
実施の形態7.
図20は、この発明の実施の形態7に係るパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。図20に示す実施の形態7において、図1に示す実施の形態1と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図20に示す実施の形態7においては、図1に示す実施の形態1の信号抑圧器16を、距離シフトビデオ信号をずらすN未満の正の整数の送信周波数番号が可変な可変信号抑圧器26に置き換えると共に、距離シフト器15からの距離シフトビデオ信号を保存するメモリー27eと、包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号を保存するメモリー27cと、メモリー27cに保存された帯域の合成後の信号と包絡線検波器19を介した合成帯域器18による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器25とをさらに備え、可変信号抑圧器26により、メモリー27eから取り出した距離シフトビデオ信号に対して送信周波数番号を異なる値ずらして抑圧後ビデオ信号を生成するようになされている。
FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the pulse radar apparatus according to
この実施の形態7に係るパルスレーダ装置の動作について説明する。図20に示す実施の形態7において、距離シフト器15までの動作は実施の形態1と同様の動作である。距離シフト器15で生成された距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)は、可変信号抑圧器26に出力されると共に、メモリー27eに出力される。メモリー27eでは、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を保存する。
The operation of the pulse radar device according to the seventh embodiment will be described. In the seventh embodiment shown in FIG. 20, the operations up to the
一方、可変信号抑圧器26では、距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)から、ステップ数N未満の予め定めた整数値αだけ送信周波数番号をずらした信号V’(n+α)を生成し、式(12)に示すように、V’(n+α)からV’(n)を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)を生成し、距離逆シフト器17に出力する。距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gα’(n)に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2を用いて式(13)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
On the other hand, the
合成帯域器18では、距離逆シフト器17から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)を式(15)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。包絡線検波器19は、包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果をメモリー27cに出力する。
In the
メモリー27cでは、包絡線検波器19から入力された複素信号の振幅値を保存する。また、可変信号抑圧器26では、メモリー27eより保存した距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)を取り出し、取り出した距離シフト複素ディジタルビデオ信号V’(n)に対して、ステップ数N未満の予め定めた整数値であるかつ1回目の値と異なる整数値βだけ送信周波数番号をずらした信号V’(n+β)を生成し、式(21)に示すように、V’(n+β)からV’(n)を引くことによって、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gβ’(n)を生成し、距離逆シフト器17に出力する。
In the memory 27c, the amplitude value of the complex signal input from the
距離逆シフト器17では、抑圧後複素ディジタルビデオ信号Gβ’(n)に対して、抑圧したい距離の情報より求まる距離シフト器15で用いたシフト距離Rs1と同じ値のシフト距離Rs2を用いて式(22)で表される処理を行い、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hβ’(n)を生成し、合成帯域器18に出力する。
In the
式(22)おいて、今、シフト距離Rs1とシフト距離Rs2が等しいために、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hβ’(n)は次式で表される。 In Expression (22), since the shift distance R s1 and the shift distance R s2 are equal, the distance inversely shifted complex digital video signal H β ′ (n) is expressed by the following expression.
合成帯域器18では、距離逆シフト器17から入力された、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hβ’(n)を式(24)に示すように、逆フーリエ変換することによってパルス幅Tp以下の距離分解能ΔRを得る帯域の合成を行い、その結果を包絡線検波器19に出力する。ただし、距離逆シフト複素ディジタルビデオ信号Hα’(n)の逆フーリエ変換への入力点数がNより小さい場合は、0詰めを行う。
In the
包絡線検波器19では、合成帯域器18から入力されるすべて複素信号の振幅値を求め、その結果をレンジ合成器25に出力する。レンジ合成器25では、メモリー27cに保存された信号と包絡線検波器19から入力された信号を、同じ距離どうしで、和、或いは2値化した後の論理和をとり、その結果を表示器20に出力する。表示器20では、包絡線検波器19からの入力信号を表示する。
The
また、ここでは、可変信号抑圧器26から包絡線検波器19までの繰り返しが2回の場合について説明したが、可変信号抑圧器26において、送信周波数番号を毎回異なる整数値ずらして、可変信号抑圧器26からから包絡線検波器19までの処理を2回以上繰り返し、その度に、包絡線検波器19の出力結果をすべてメモリー27cに保存し、レンジ合成器25で、メモリー27cに保存された全データに対し、同じ距離どうしで、和、或いは2値化した後の論理和をとってもかまわない。
In addition, here, the case where the repetition from the
このような処理を行うことによって、合成帯域処理による高分解能距離が得られ、且つシフト距離Rs1の信号の振幅を0にする、すなわち、抑圧することができる。よって、信号強度の大きな受信信号の距離を抑圧したい距離として、上記処理を行うことにより、信号強度の大きな受信信号を抑圧することができ、それに伴い、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブも抑圧され、信号強度の大きな受信信号のレンジサイドローブに埋もれることなく、信号強度の小さな受信信号の検出が可能となる。また、窓関数を用いていないため、距離分解能が劣化することはない。さらに、抑圧したい距離以外の距離の信号を抑圧することを抑制することができる。 By performing such processing, a high resolution distance can be obtained by the synthesis band processing, and the amplitude of the signal of the shift distance R s1 can be set to 0, that is, suppressed. Therefore, by performing the above processing as a distance to suppress the distance of a received signal having a high signal strength, a received signal having a high signal strength can be suppressed. It is possible to detect a reception signal having a low signal strength without being buried in the range side lobe of the reception signal that is suppressed and has a high signal strength. In addition, since the window function is not used, the distance resolution does not deteriorate. Furthermore, it is possible to suppress suppression of signals at distances other than the distance to be suppressed.
図21に、抑圧したい距離を150mとして、可変信号抑圧器26において、送信周波数番号を2ずらした場合の抑圧器23での抑圧度33、送信周波数番号を3ずらした場合の抑圧器23での抑圧度34、およびそれらの和の抑圧度35を示す。送信周波数番号を2ずらした場合の抑圧器23での抑圧度33では、抑圧したい距離150の他に350mの抑圧度が大きくなり、また、送信周波数番号を3ずらした場合の抑圧器23での抑圧度34では、抑圧したい距離150の他に16.5m、283.5mの抑圧度が大きくなるのに対し、それらの和の抑圧度35では、抑圧したい距離である150mのみの抑圧度が大きくなっていることが分かる。
In FIG. 21, assuming that the distance to be suppressed is 150 m, in the
また、上述した説明では、実施の形態1で示したパルスレーダ装置の適用例を示したが、実施の形態2、3、4、5にも適用可能である。 In the above description, the application example of the pulse radar device shown in the first embodiment has been described. However, the present invention can also be applied to the second, third, fourth, and fifth embodiments.
1 タイミング発生器、2 周波数シンセサイザ、3a,3b 分配器、4 基準中間周波数信号発生器、5a,5b 周波数変換機、6 パルス変調器、7 電力増幅器、8 送受切替器、9 アンテナ、10 目標、11 中間周波数増幅器、12 90度ハイブリッド器、13a,13b 位相検波器、14a,14b A/D変換器、15 距離シフト器、16 信号抑圧器、17 距離逆シフト器、18 合成帯域器、19 包絡線検波器、20 表示器、21 距離補正器、22 振幅判定器、23 抑圧判断器、25 レンジ合成器、26 可変信号抑圧器、27a,27b,27c,27e メモリー。 1 timing generator, 2 frequency synthesizer, 3a, 3b distributor, 4 reference intermediate frequency signal generator, 5a, 5b frequency converter, 6 pulse modulator, 7 power amplifier, 8 duplexer, 9 antenna, 10 target, 11 Intermediate Frequency Amplifier, 12 90 Degree Hybridizer, 13a, 13b Phase Detector, 14a, 14b A / D Converter, 15 Distance Shifter, 16 Signal Suppressor, 17 Distance Inverse Shifter, 18 Synthetic Bandpasser, 19 Envelope Line detector, 20 display, 21 distance corrector, 22 amplitude determiner, 23 suppression determiner, 25 range synthesizer, 26 variable signal suppressor, 27a, 27b, 27c, 27e memory.
Claims (10)
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、
前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from information on a distance to be suppressed with respect to a video signal having the same range bin number obtained from received signals with respect to N (an integer of 2 or more) transmission pulses having different frequencies. A distance shifter that generates
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
For the video signal after suppression from the signal suppressor, the distance is inverted by shifting the distance in the direction opposite to the distance shift direction of the distance shifter using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter. A distance inverse shifter for generating a shifted video signal;
A pulse radar apparatus comprising: a synthesis bander for synthesizing a band with respect to the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter.
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し抑制したい距離の情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from information on a distance to be suppressed with respect to a video signal having the same range bin number obtained from received signals with respect to N (an integer of 2 or more) transmission pulses having different frequencies. A distance shifter that generates
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
A combining bander that combines bands with the video signal after suppression from the signal suppressor;
A pulse radar apparatus comprising: a distance corrector that corrects a distance using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter with respect to the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander.
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、
N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、
前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する距離逆シフト器と、
前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A memory for storing a video signal from the receiving means;
A synthesis bander for synthesizing a band of video signals having the same range bin number obtained from received signals with respect to transmission pulses of N (integers of 2 or more) different frequencies;
Obtaining distance information to be suppressed based on the amplitude value of the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander, and an amplitude determination unit that outputs the obtained distance information;
A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner with respect to the video signal extracted from the memory;
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
For the video signal after suppression from the signal suppressor, the distance is inverted by shifting the distance in the direction opposite to the distance shift direction of the distance shifter using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter. A distance inverse shifter for generating a shifted video signal;
A pulse radar apparatus comprising: a synthesis bander for synthesizing a band with respect to the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter.
前記パルス繰り返し周期毎に得られる各送信パルスに対する受信信号からそれぞれ送信周波数に応じた局部発信信号を用いてビデオ信号を生成する受信手段と、
前記受信手段からのビデオ信号を保存するメモリーと、
N(2以上の整数)個の周波数の異なる送信パルスに対する受信信号から得られた同じレンジビン番号のビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号の振幅値に基づいて抑制したい距離情報を求め、求めた距離情報を出力する振幅判定器と、
前記メモリーより取り出したビデオ信号に対し前記振幅判定器からの距離情報より求まるシフト距離を用いて距離をシフトさせた距離シフトビデオ信号を生成する距離シフト器と、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号に対して予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって抑圧後ビデオ信号を生成する信号抑圧器と、
前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行う合成帯域器と、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する距離補正器と
を備えたパルスレーダ装置。 A transmission means for transmitting a pulse by changing a transmission frequency for each pulse at a predetermined step frequency interval with a predetermined pulse repetition period and a pulse width;
Receiving means for generating a video signal using a local transmission signal corresponding to a transmission frequency from a reception signal for each transmission pulse obtained for each pulse repetition period;
A memory for storing a video signal from the receiving means;
A synthesis bander for synthesizing a band of video signals having the same range bin number obtained from received signals with respect to transmission pulses of N (integers of 2 or more) different frequencies;
Obtaining distance information to be suppressed based on the amplitude value of the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander, and an amplitude determination unit that outputs the obtained distance information;
A distance shifter that generates a distance-shifted video signal obtained by shifting a distance using a shift distance obtained from distance information from the amplitude determiner with respect to the video signal extracted from the memory;
The distance shift video signal from the distance shifter is suppressed by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal whose transmission frequency number is shifted by a predetermined positive integer value less than N. A signal suppressor for generating a post-video signal;
A combining bander that combines bands with the video signal after suppression from the signal suppressor;
A pulse radar apparatus comprising: a distance corrector that corrects a distance using a shift distance having the same value as the shift distance used by the distance shifter with respect to the signal after the synthesis of the band by the synthesis bander.
前記距離シフト器は、前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号を新たなビデオ信号とし、当該新たなビデオ信号に対し新たなシフト距離を用いて距離シフトさせた距離シフトビデオ信号を生成し、
前記合成帯域器は、前記距離シフト器から前記距離逆シフト器までの処理を距離情報の数だけ繰り返した後の前記距離逆シフト器からの距離逆シフトビデオ信号に対し帯域の合成を行う
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 1 or 3,
The distance shifter generates a distance shift video signal obtained by shifting the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter to a new video signal and shifting the new video signal using a new shift distance. ,
The combining bander performs band combining on the distance reverse shift video signal from the distance reverse shifter after repeating the processing from the distance shifter to the distance reverse shifter by the number of distance information. A characteristic pulse radar device.
前記距離シフト器は、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号を新たなビデオ信号とし、当該新たなビデオ信号に対し新たなシフト距離を用いて距離シフトさせた距離シフトビデオ信号を生成し、
距離逆シフト器は、前記距離シフト器と前記信号抑圧器との処理を距離情報の数だけ繰り返した後の抑圧後ビデオ信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離の総和と同じ値のシフト距離を用いて前記距離シフト器の距離シフト方向とは逆方向に距離をシフトさせて距離逆シフトビデオ信号を生成する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 1 or 3,
The distance shifter generates a distance-shifted video signal obtained by shifting the new video signal using the new shift distance to the new video signal after the suppressed video signal from the signal suppressor,
The distance inverse shifter shifts the same value as the sum of the shift distances used by the distance shifter for the post-suppression video signal after the processing of the distance shifter and the signal suppressor is repeated by the number of distance information. A pulse radar apparatus, wherein a distance reverse shift video signal is generated by shifting a distance in a direction opposite to a distance shift direction of the distance shifter using a distance.
前記距離シフト器は、前記信号抑圧器からの抑圧後ビデオ信号を新たな距離シフトビデオ信号とし、当該新たな距離シフトビデオ信号に対し新たなシフト距離を用いて距離シフトさせた距離シフトビデオ信号を生成し、
前記合成処理器は、前記距離シフト器と前記信号抑圧器との処理を距離情報の数だけ繰り返した後の抑圧後ビデオ信号に対し帯域の合成を行い、
前記距離補正器は、前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し前記距離シフト器で用いたシフト距離の総和と同じ値のシフト距離を用いて距離を補正する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to claim 2 or 4,
The distance shifter uses the post-suppression video signal from the signal suppressor as a new distance shift video signal, and a distance shift video signal obtained by performing a distance shift on the new distance shift video signal using a new shift distance. Generate
The synthesis processor performs band synthesis on the post-suppression video signal after repeating the processing of the distance shifter and the signal suppressor by the number of distance information,
The distance correction device corrects the distance using a shift distance having the same value as the sum of the shift distances used in the distance shifter with respect to the signal after the combination of the bands by the combination bander. apparatus.
前記信号抑圧器で生成された抑圧後ビデオ信号を保存するメモリーと、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号に対し、抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいかどうかの判断を行い、大きい場合にその判断情報を前記信号抑圧器に出力する抑圧判断器と
をさらに備え、
前記信号抑圧器は、前記抑圧判断器から抑圧したい距離の信号強度が要求される強度よりも大きいという判断情報が入力された場合に、前記メモリーから取り出した抑圧後ビデオ信号を新たな距離シフトビデオ信号として予め定めたN未満の正の整数値だけ送信周波数番号をずらした距離シフトビデオ信号から前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を引くことによって新たな抑圧後ビデオ信号を生成する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7,
A memory for storing the post-suppression video signal generated by the signal suppressor;
Suppression that determines whether the signal strength of the distance to be suppressed is greater than the required strength with respect to the signal after band synthesis by the synthesis bander, and outputs the judgment information to the signal suppressor if it is larger A judgment device and
The signal suppressor receives the determination information that the signal strength of the distance to be suppressed is larger than the required strength from the suppression determiner, and converts the suppressed video signal extracted from the memory into a new distance shift video. A new post-suppression video signal is generated by subtracting the distance shift video signal from the distance shifter from the distance shift video signal with the transmission frequency number shifted by a positive integer value less than a predetermined N as a signal. A pulse radar device.
前記送信手段を、可変なステップ周波数で予め定めたパルス繰り返し周期毎にパルスを生成する送信手段に置き換えると共に、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号を保存するメモリーと、
前記メモリーに保存された帯域の合成後の信号と前記合成帯域器による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器と
をさらに備えた
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7,
Replacing the transmission means with a transmission means for generating a pulse every predetermined pulse repetition period at a variable step frequency;
A memory for storing a signal after the synthesis of the band by the synthesis bander;
A pulse radar apparatus, further comprising: a range synthesizer that adds the band-combined signal stored in the memory and the band-combined signal by the synthesis bander at the same distance.
前記信号抑圧器を、距離シフトビデオ信号をずらすN未満の正の整数の送信周波数番号が可変な可変信号抑圧器に置き換えると共に、
前記距離シフト器からの距離シフトビデオ信号を保存するメモリーと、
前記合成帯域器による帯域の合成後の信号を保存するメモリーと、
前記メモリーに保存された帯域の合成後の信号と前記合成帯域器による帯域の合成後の信号とを同じ距離どうしで加算するレンジ合成器と
をさらに備え、
前記可変信号抑圧器は、前記メモリーから取り出した距離シフトビデオ信号に対して送信周波数番号を異なる値ずらして抑圧後ビデオ信号を生成する
ことを特徴とするパルスレーダ装置。 In the pulse radar device according to any one of claims 1 to 7,
Replacing the signal suppressor with a variable signal suppressor having a variable transmission frequency number of a positive integer less than N for shifting the distance-shifted video signal;
A memory for storing a distance shift video signal from the distance shifter;
A memory for storing a signal after the synthesis of the band by the synthesis bander;
A range synthesizer that adds the band-combined signal stored in the memory and the band-combined signal by the synthesis bander at the same distance; and
The pulse radar apparatus, wherein the variable signal suppressor generates a post-suppression video signal by shifting a transmission frequency number by a different value with respect to the distance-shifted video signal extracted from the memory.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004134194A JP4451203B2 (en) | 2004-04-28 | 2004-04-28 | Pulse radar equipment |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004134194A JP4451203B2 (en) | 2004-04-28 | 2004-04-28 | Pulse radar equipment |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005315738A JP2005315738A (en) | 2005-11-10 |
JP4451203B2 true JP4451203B2 (en) | 2010-04-14 |
Family
ID=35443325
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004134194A Expired - Fee Related JP4451203B2 (en) | 2004-04-28 | 2004-04-28 | Pulse radar equipment |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4451203B2 (en) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4630767B2 (en) * | 2005-08-29 | 2011-02-09 | 株式会社東芝 | Radar equipment |
JP5605983B2 (en) * | 2008-09-01 | 2014-10-15 | 三菱電機株式会社 | Radar equipment |
JP5586217B2 (en) * | 2009-12-16 | 2014-09-10 | 三菱電機株式会社 | Radar equipment |
EP3693758B1 (en) * | 2017-12-28 | 2023-03-01 | Furukawa Electric Co., Ltd. | Radar device and object detecting method for radar device |
CN114391812B (en) * | 2022-01-13 | 2024-06-18 | 武汉资联虹康科技股份有限公司 | Double-track time division signal acquisition system and method for near infrared brain function imaging |
-
2004
- 2004-04-28 JP JP2004134194A patent/JP4451203B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2005315738A (en) | 2005-11-10 |
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Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
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|
A977 | Report on retrieval |
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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A521 | Written amendment |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140205 Year of fee payment: 4 |
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