JP4445248B2 - Digital frequency converter - Google Patents
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Description
本発明は、ディジタル信号処理を用いて信号の周波数を変換するディジタル周波数コンバータに関する。 The present invention relates to a digital frequency converter that converts the frequency of a signal using digital signal processing.
従来、例えばSSB(Single Side Band)変調信号などの線形変調信号の送信処理の効率化と低消費電力化を目的として、EER(Envelope Elimination and Restoration)方式と呼ばれる処理方式がある(例えば、特許文献1参照。)。この方式は、線形変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換して独立に処理するため、方式上は低歪みで効率の良い効果的な送信方式として扱われてはいるものの、アナログ信号処理では、線形変調信号を極座標信号に変換する際の処理誤差が大きい、あるいは位相情報と振幅情報とを合成する際に電力効率の良い合成ができない等の問題から、実用化は困難とされてきた。 Conventionally, there is a processing method called an EER (Envelope Elimination and Restoration) method for the purpose of improving the efficiency of transmission processing of a linear modulation signal such as an SSB (Single Side Band) modulation signal and reducing the power consumption (for example, Patent Documents). 1). This method converts the linear modulation signal into polar coordinate phase information and amplitude information and processes them independently. Therefore, although this method is treated as an effective transmission method with low distortion and efficiency, it is analog. In signal processing, practical processing is considered difficult due to problems such as large processing errors when converting linear modulation signals to polar coordinate signals, or inability to combine power information efficiently when combining phase information and amplitude information. I came.
しかし、近年ディジタル信号処理の発展に伴い高速なディジタル信号処理を実行することが可能になったことから、誤差の小さい正確な処理で線形変調信号を極座標信号に変換できるようになり、更にD級、E級、F級の電力効率の良い増幅器が開発されたことにより、低歪特性と高電力効率特性とを実現させたEER方式を実用化することが可能になった(例えば、特許文献2参照。)。
また、EER方式の一部をディジタル信号処理で実行するために、A/D変換により量子化された直交座標信号を極座標信号に変換する場合、帯域制限された直交座標信号に対して変換後の極座標信号は帯域が広がるため、変換後の極座標信号においてエイリアシングが発生しないように高いサンプリング周波数が必要となることから、極座標信号に変換する前に、直交座標信号をインタポレーションしてサンプリング周波数を高いサンプリング周波数へ変換するものもある(例えば、特許文献3参照。)。
However, in recent years, with the development of digital signal processing, it has become possible to execute high-speed digital signal processing, so that linear modulation signals can be converted into polar coordinate signals with accurate processing with small errors, and further, class D. With the development of class E and class F power efficient amplifiers, it has become possible to put to practical use an EER system that realizes low distortion characteristics and high power efficiency characteristics (for example, Patent Document 2). reference.).
In addition, when a rectangular coordinate signal quantized by A / D conversion is converted into a polar coordinate signal in order to execute a part of the EER method by digital signal processing, the band-limited orthogonal coordinate signal is converted to Since the polar coordinate signal has a wider band, a high sampling frequency is required so that aliasing does not occur in the converted polar coordinate signal.Therefore, before converting to a polar coordinate signal, the orthogonal coordinate signal is interpolated to obtain the sampling frequency. Some convert to a high sampling frequency (see, for example, Patent Document 3).
更に、特許文献3に記載された技術では位相変調器(PHASE MODULATOR63)においてアナログ信号処理により周波数変換を実行するのに対し、例えば図9に示すように、ディジタル信号処理による複素処理を用いて周波数変換を実行するものもある。具体的には、図9はディジタル信号処理による複素処理を用いて周波数変換を実行するディジタル周波数コンバータであって、フィルタ51を介して入力された変調信号(MOD_I、MOD_Q)から、位相検波器52により位相情報を抽出し、抽出された位相情報を利用してNCO(数値制御発振器)53を制御することにより直交座標形式の位相変調信号を生成する。
Furthermore, in the technique described in Patent Document 3, frequency conversion is performed by analog signal processing in a phase modulator (PHASE MODULATOR 63), whereas, for example, as shown in FIG. 9, frequency conversion is performed using complex processing by digital signal processing. Some perform the conversion. Specifically, FIG. 9 shows a digital frequency converter that performs frequency conversion using complex processing based on digital signal processing. From a modulated signal (MOD_I, MOD_Q) input through a
そして、インタポレータ54によりNp倍のアップサンプリングを施した後に、希望の周波数データに基づいてNCO(数値制御発振器)55が出力する信号により、複素ミキサ56において周波数変換を実行し、希望の周波数による直交座標形式の位相変調信号(Phase_I、Phase_Q)を出力する。なお、振幅情報Ampは、フィルタ51を介して入力された変調信号(MOD_I、MOD_Q)から、振幅検波器57により振幅情報を抽出して出力する。
ところで、特許文献3に記載された技術のように、インタポレーションにより、D/A変換器(DAC)のサンプリング周波数まで信号のサンプリング周波数を上げてしまうと、極座標信号への変換に伴う消費電力が増大するという問題が発生する。具体的には、たとえ特許文献3に記載された技術のように、ROM(Read Only Memory)を利用して振幅情報や位相情報の変換処理を実行したとしても、高速なサンプリング周波数で処理を実行することに伴う消費電力の増大は無視できないという問題がある。更に、位相情報を高いIF周波数あるいはRF周波数で出力する場合、更に高いサンプリング周波数が要求されるため、大きく消費電力が増大するという問題がある。 By the way, if the sampling frequency of the signal is increased to the sampling frequency of the D / A converter (DAC) by interpolation as in the technique described in Patent Document 3, the power consumption associated with the conversion to the polar coordinate signal The problem arises that increases. Specifically, even if the conversion process of amplitude information and phase information is executed using ROM (Read Only Memory) as in the technique described in Patent Document 3, the process is executed at a high sampling frequency. However, there is a problem that the increase in power consumption accompanying this cannot be ignored. Furthermore, when phase information is output at a high IF frequency or RF frequency, a higher sampling frequency is required, and there is a problem that power consumption is greatly increased.
また、図9に示すように、ディジタル信号処理による複素処理を用いて周波数変換を実行する場合、実数軸信号同士、虚枢軸信号同士、及び実数軸信号と虚枢軸信号とを乗算するための乗算器が合計4個と、乗算器の出力を合成するための加算器や減算器が必要であるため、回路規模や消費電力の増大を招くという問題がある。そして、回路規模や消費電力の増大は、EERの高い電力効率を低下させ、相殺するという問題がある。 As shown in FIG. 9, when performing frequency conversion using complex processing by digital signal processing, multiplication for multiplying real axis signals, imaginary axis signals, and real axis signals and imaginary axis signals. Since a total of four units and an adder or subtracter for synthesizing the output of the multiplier are necessary, there is a problem that the circuit scale and power consumption increase. And the increase in circuit scale and power consumption has a problem that the power efficiency with high EER is lowered and offset.
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、EER方式の処理の一部にディジタル信号処理を用いても小型化、及び低消費電力化が可能なディジタル周波数コンバータを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a digital frequency converter that can be reduced in size and power consumption even if digital signal processing is used as part of EER processing. To do.
上記課題を解決するために、請求項1の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段(例えば後述する実施例の位相検波器22及び振幅検波器23)と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段(例えば後述する実施例のインタポレータ28)と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段(例えば後述する実施例のラップ回路31、及びCOS_ROM32、SIN_ROM33)とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problems, a digital frequency converter according to the invention of
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、サンプリング周波数変換手段により極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換し、サンプリング周波数を変換した後に、該極座標形式の位相情報を位相信号変換手段により位相変調信号に変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。 The digital frequency converter having the above configuration converts the input modulation signal into phase information and amplitude information in polar coordinate format by the modulation signal converting means, and also sampling frequency of phase information in polar coordinate format by the sampling frequency converting means. After converting the sampling frequency, the phase information in the polar coordinate format is converted into a phase modulation signal by the phase signal conversion means, so that when the sampling frequency conversion is performed on the phase information of the input modulation signal, Compared with the case where the sampling frequency of the phase modulation signal in the coordinate format is converted, the sampling frequency can be easily converted by at least half the processing.
請求項2の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段(例えば後述する実施例の位相検波器22及び振幅検波器23)と、希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する位相算出手段(例えば後述する実施例の累算器27)と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報に前記位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に周波数変換を施した時の位相情報を生成する位相変換手段(例えば後述する実施例の加算器24)と、前記位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段(例えば後述する実施例のインタポレータ28)と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段(例えば後述する実施例のラップ回路31、及びCOS_ROM32、SIN_ROM33)とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
A digital frequency converter according to a second aspect of the present invention is a modulation signal converting means for converting an input modulation signal into phase information and amplitude information in a polar coordinate format (for example, a
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、変換された位相情報に、位相算出手段の出力する希望の変換周波数に応じた位相データの累加算値を、位相変換手段を用いて加減算することで、入力された変調信号の位相情報に周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合に必要な乗算器を利用せずに、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。 The digital frequency converter having the above configuration converts the input modulation signal into phase information and amplitude information in polar coordinate format by the modulation signal conversion means, and outputs the phase information to the converted phase information. When performing phase conversion on the phase information of the input modulation signal by adding / subtracting the cumulative addition value of phase data corresponding to the desired conversion frequency using the phase conversion means, the phase modulation signal of the orthogonal coordinate format is used. Frequency conversion can be easily performed only by using a simple adder / subtracter without using a multiplier necessary for frequency conversion.
更に、サンプリング周波数変換手段により極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換し、サンプリング周波数を変換した後に、該極座標形式の位相情報を位相変調信号生成手段により位相変調信号に変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。更に、サンプリング周波数を変換する前に位相変換手段により位相情報の周波数変換を実行するので、エイリアシングが発生しないような周波数関係であれば、位相変換手段の動作周波数を必要以上に高くすることなく位相情報の周波数変換を実行できる。 Furthermore, the sampling frequency conversion means converts the sampling frequency of the phase information in polar coordinate format, converts the sampling frequency, and then converts the polar coordinate format phase information into a phase modulation signal by the phase modulation signal generation means. When the sampling frequency conversion is performed on the phase information of the modulated signal, the sampling frequency conversion can be easily performed with at least half the processing compared to the case where the sampling frequency of the phase modulation signal in the orthogonal coordinate format is converted. Further, since the frequency conversion of the phase information is executed by the phase conversion unit before the sampling frequency is converted, the phase conversion unit does not increase the operating frequency more than necessary if the frequency relationship is such that aliasing does not occur. Can perform frequency conversion of information.
請求項3の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段(例えば後述する実施例の位相検波器22及び振幅検波器23)と、希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する位相算出手段(例えば後述する実施例の累算器30)と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段(例えば後述する実施例のインタポレータ28)と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に前記位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に周波数変換を施した時の位相情報を生成する位相変換手段(例えば後述する実施例の加算器29)と、前記位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段(例えば後述する実施例のラップ回路31、及びCOS_ROM32、SIN_ROM33)とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
A digital frequency converter according to a third aspect of the present invention is a modulation signal converting means for converting an inputted modulation signal into phase information and amplitude information in a polar coordinate format (for example, a
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、サンプリング周波数変換手段により極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。また、サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に、位相算出手段の出力する希望の変換周波数に応じた位相データの累加算値を、位相変換手段を用いて加減算することで、入力された変調信号の位相情報に周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合に必要な乗算器を利用せずに、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。 The digital frequency converter having the above configuration converts the input modulation signal into phase information and amplitude information in polar coordinate format by the modulation signal converting means, and also sampling frequency of phase information in polar coordinate format by the sampling frequency converting means. Therefore, when sampling frequency conversion is performed on the phase information of the input modulation signal, sampling is easily performed with at least half the processing compared to the case of converting the sampling frequency of the phase modulation signal in the orthogonal coordinate format. Frequency conversion can be performed. Further, the phase modulation information output from the sampling frequency conversion means is added to or subtracted from the phase data by the cumulative addition value of the phase data corresponding to the desired conversion frequency output from the phase calculation means, thereby inputting the modulated signal. When frequency conversion is performed on the phase information, the frequency conversion is easily performed by using a simple adder / subtracter without using a multiplier necessary for converting the frequency of the phase modulation signal in the orthogonal coordinate format. be able to.
請求項4の発明に係るディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段(例えば後述する実施例の位相検波器22及び振幅検波器23)と、希望の変換周波数に応じたP桁(但しPは正の整数)の位相データの内の下位Q桁(但しQは正の整数)の位相データを累加算する第1の位相算出手段(例えば後述する実施例の累算器27)と、希望の変換周波数に応じた前記P桁の位相データの内の上位(P−Q)桁の位相データを累加算する第2の位相算出手段(例えば後述する実施例の累算器30)と、前記変調信号変換手段が出力する位相情報に、前記第1の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記下位Q桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第1の位相変換手段(例えば後述する実施例の加算器24)と、前記第1の位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段(例えば後述する実施例のインタポレータ28)と、前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に、前記第2の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記P桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第2の位相変換手段(例えば後述する実施例の加算器29)と、前記第2の位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段(例えば後述する実施例のラップ回路31、及びCOS_ROM32、SIN_ROM33)とを備え、前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力することを特徴とする。
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a digital frequency converter for modulating signal conversion means for converting an input modulation signal into phase information and amplitude information in polar coordinate format (for example, a
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、変調信号変換手段により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換すると共に、希望の変換周波数に応じたP桁の位相データの内の下位Q桁の位相データを第1の位相算出手段により累加算することで得られる信号を、第1の位相変換手段を用いて位相情報に加減算することで、希望の変換周波数より低い、P桁の位相データの内の下位Q桁の位相データに対応した周波数変換を実行する。一方、第1の位相変換手段の出力信号のサンプリング周波数をサンプリング周波数変換手段によりアップサンプリングすると共に、希望の変換周波数に応じたP桁の位相データの内の上位(P−Q)桁の位相データを第2の位相算出手段により累加算することで得られる信号を、第2の位相変換手段を用いて該アップサンプリングされた信号に加減算することで、第1の位相変換手段で変換しきれない、P桁の位相データの内の上位(P−Q)桁の位相データに対応した、希望の変換周波数に対する残りの周波数変換を実行し、変調信号にP桁の位相データに基づく周波数変換を実行する。 The digital frequency converter having the above configuration converts the input modulation signal into phase information and amplitude information in a polar coordinate format by the modulation signal converting means, and also converts P digit phase data corresponding to a desired conversion frequency. By adding / subtracting the signal obtained by accumulating the lower Q digits of the phase data by the first phase calculation means to the phase information using the first phase conversion means, the signal is lower than the desired conversion frequency. Frequency conversion corresponding to the lower Q digit phase data of the P digit phase data is executed. On the other hand, the sampling frequency of the output signal of the first phase conversion means is up-sampled by the sampling frequency conversion means, and the upper (PQ) digit phase data of the P digit phase data corresponding to the desired conversion frequency Can be completely converted by the first phase conversion means by adding / subtracting the signal obtained by cumulative addition to the upsampled signal using the second phase conversion means. The remaining frequency conversion for the desired conversion frequency corresponding to the upper (PQ) digit phase data of the P digit phase data is executed, and the frequency conversion based on the P digit phase data is executed for the modulation signal. To do.
これにより、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、2段階に分けて行う周波数変換において、第1の位相変換手段を用いた位相情報に対する変換周波数が希望の変換周波数より低い周波数であるので、第1の位相変換手段の出力信号のサンプリング周波数を、第1の位相変換手段による変換周波数に基づいて低く設定することで、変調信号変換手段や第1の位相算出手段、更には第1の位相変換手段における動作周波数を第1の位相変換手段の出力信号のサンプリング周波数に基づいて低い周波数にすることができる。 As a result, when performing frequency conversion and sampling frequency conversion on the phase information of the input modulation signal, in the frequency conversion performed in two stages, the conversion frequency for the phase information using the first phase conversion means is desired. Since the frequency is lower than the conversion frequency, by setting the sampling frequency of the output signal of the first phase conversion means to be low based on the conversion frequency by the first phase conversion means, the modulation signal conversion means and the first phase are set. The operating frequency in the calculating means and further in the first phase converting means can be set to a low frequency based on the sampling frequency of the output signal of the first phase converting means.
請求項5の発明に係るディジタル周波数コンバータは、請求項4に記載のディジタル周波数コンバータにおいて、前記第2の位相変換手段が、前記サンプリング周波数変換手段の出力信号の上位(P−Q)桁の信号に、前記第2の位相算出手段の出力信号を加減算することを特徴とする。 A digital frequency converter according to a fifth aspect of the present invention is the digital frequency converter according to the fourth aspect, wherein the second phase converting means is a signal of higher order (PQ) digit of the output signal of the sampling frequency converting means. Further, the output signal of the second phase calculating means is added or subtracted.
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、第2の位相変換手段において、サンプリング周波数変換手段の出力信号の上位(P−Q)桁の信号に、第2の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、サンプリング周波数が高くならざるを得ないサンプリング周波数変換後の信号に対する演算器の演算語長を少なくすることができる。 The digital frequency converter having the above configuration adds or subtracts the output signal of the second phase calculating means to the higher order (PQ) digit signal of the output signal of the sampling frequency converting means in the second phase converting means. Thus, when performing frequency conversion and sampling frequency conversion on the phase information of the input modulation signal, the arithmetic word length of the arithmetic unit for the signal after the sampling frequency conversion for which the sampling frequency must be increased can be reduced. it can.
請求項6の発明に係るディジタル周波数コンバータは、請求項1から請求項5のいずれかに記載のディジタル周波数コンバータにおいて、入力された前記変調信号のサンプリング周波数を変換する入力サンプリング周波数変換手段(例えば後述する実施例のインタポレータ21)を備え、前記変調信号のサンプリング周波数を変換してから、前記変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換することを特徴とする。 A digital frequency converter according to a sixth aspect of the present invention is the digital frequency converter according to any one of the first to fifth aspects, wherein the input sampling frequency converting means (for example, described later) converts the sampling frequency of the input modulation signal. And an interpolator 21) according to an embodiment for converting the sampling frequency of the modulation signal, and then converting the modulation signal into phase information and amplitude information in a polar coordinate format.
以上の構成を備えたディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号を、入力サンプリング周波数変換手段によりアップサンプリングしてから、変調信号変換手段によって極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換することで、変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する際に、変調信号変換手段の出力において、変換された極座標形式の位相情報と振幅情報の周波数帯域幅が入力された変調信号の周波数帯域幅より広がっても、極座標形式の位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生するのを防止することができる。 The digital frequency converter having the above configuration is obtained by up-sampling the input modulation signal by the input sampling frequency conversion means and then converting the phase information and the amplitude information in the polar coordinate format by the modulation signal conversion means. When converting the modulation signal into phase information and amplitude information in the polar coordinate format, the frequency band of the modulation signal into which the converted phase information in the polar coordinate format and the frequency bandwidth of the amplitude information are input at the output of the modulation signal conversion means Even if it is wider than the width, it is possible to prevent aliasing from occurring in the phase information and amplitude information in the polar coordinate format.
請求項1に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。
従って、サンプリング周波数変換の処理を削減することができた結果、入力された変調信号に対するサンプリング周波数変換に必要な演算量が軽減されることにより、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
According to the digital frequency converter of
Therefore, as a result of reducing the sampling frequency conversion processing, the amount of calculation necessary for sampling frequency conversion for the input modulation signal is reduced, thereby reducing the circuit scale of the digital frequency converter and reducing power consumption. The effect that can be reduced is obtained.
請求項2及び請求項3に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報に周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合に必要な乗算器を利用せずに、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。また、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。特に、請求項2に記載のディジタル周波数コンバータによれば、サンプリング周波数を変換する前に位相変換手段により位相情報の周波数変換を実行するので、エイリアシングが発生しないような周波数関係であれば、位相変換手段の動作周波数を必要以上に高くすることなく位相情報の周波数変換を実行できる。
According to the digital frequency converter of
従って、乗算器を必要としない処理で位相情報に対する周波数変換を実行する構成とした結果、周波数変換に必要な演算量が軽減されることにより、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。また、位相情報を周波数変換する処理の動作周波数を落とすことができれば、更にディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。また、サンプリング周波数変換の処理を削減することができた結果、入力された変調信号に対するサンプリング周波数変換に必要な演算量が軽減されることによっても、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。 Therefore, as a result of performing the frequency conversion on the phase information in a process that does not require a multiplier, the amount of calculation required for the frequency conversion is reduced, thereby reducing the circuit scale of the digital frequency converter and reducing the power consumption. The effect that can be reduced is obtained. In addition, if the operating frequency of the process of converting the phase information frequency can be reduced, it is possible to further reduce the circuit scale of the digital frequency converter and reduce the power consumption. In addition, as a result of reducing the sampling frequency conversion processing, the amount of calculation necessary for sampling frequency conversion for the input modulation signal is reduced, thereby reducing the circuit scale and consumption of the digital frequency converter. The effect that electric power can be reduced is obtained.
請求項4に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、第1の位相算出手段、及び第1の位相変換手段における動作周波数を、出力する信号のサンプリング周波数に合わせて可能な限り低い周波数にすることができる。
従って、一部の処理でも動作周波数を落として処理を実行する構成とした結果、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
According to the digital frequency converter of
Therefore, as a result of executing the processing by reducing the operating frequency even in a part of the processing, it is possible to reduce the circuit scale of the digital frequency converter and reduce the power consumption.
請求項5に記載のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、サンプリング周波数が高くならざるを得ないサンプリング周波数変換後の信号に対する演算器の演算語長を少なくすることができる。
従って、一部でも演算器の演算語長を削減して周波数変換及びサンプリング周波数変換の処理を実行する構成とした結果、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
According to the digital frequency converter of claim 5, when performing frequency conversion and sampling frequency conversion on the phase information of the input modulation signal, an operation is performed on the signal after the sampling frequency conversion in which the sampling frequency must be increased. The operation word length of the device can be reduced.
Therefore, as a result of reducing the arithmetic word length of the arithmetic unit and executing the frequency conversion and sampling frequency conversion processing at least in part, the circuit scale of the digital frequency converter can be reduced and the power consumption can be reduced. The effect is obtained.
請求項6に記載のディジタル周波数コンバータによれば、変換された極座標形式の位相情報と振幅情報の周波数帯域幅が入力された変調信号の周波数帯域幅より広がっても、極座標形式の位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生するのを防止することができる。
従って、回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減したディジタル周波数コンバータであっても、変換誤差や雑音等の特性劣化の少ない出力を得ることができるという効果が得られる。
According to the digital frequency converter of
Therefore, even if the digital frequency converter has a reduced circuit scale and reduced power consumption, it is possible to obtain an output with less characteristic deterioration such as conversion error and noise.
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(送信機の構成)
図1は、本発明の一実施例のディジタル周波数コンバータを備えたEER(Envelope Elimination and Restoration)方式の送信機の構成を示すブロック図である。
図1において、例えば図2に示すようなπ/4シフトQPSK信号等の信号を生成する変調器1から出力される量子化された状態の変調信号「MOD_I(t)、MOD_Q(t)」は、本実施例のディジタル周波数コンバータ2へ入力されて希望のIF周波数信号への周波数変換が施されると共に、振幅情報「Amp(t)」と直交座標形式の位相変調信号「Phase_I(t)、Phase_Q(t)」とに分離される。なお、図2は、8倍サンプリングで表された変調信号「MOD_I(t)、MOD_Q(t)」(π/4シフトQPSK信号)のスペクトルを、横軸:周波数[MHz]、縦軸:大きさ[dB]として示した図である。
(Configuration of transmitter)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an EER (Envelope Elimination and Restoration) type transmitter including a digital frequency converter according to an embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the quantized modulation signals “MOD_I (t), MOD_Q (t)” output from the
また、分離された振幅情報「Amp(t)」は、D/A変換器(DAC)3によりアナログ信号化された後、コイルやコンデンサ等で構成される簡単なLCローパスフィルタ4により周波数帯域制限が施される。そして、入出力特性が線形の線形パワーアンプ5により増幅されて送信機の出力信号における振幅情報が生成される。
The separated amplitude information “Amp (t)” is converted into an analog signal by a D / A converter (DAC) 3 and then frequency band limited by a simple LC low-
一方、位相変調信号「Phase_I(t)、Phase_Q(t)」は、それぞれD/A変換器(DAC)6、7によりアナログ信号化された後、コイルやコンデンサ等で構成される簡単なLCバンドパスフィルタ8、9により周波数帯域制限が施される。そして、ミキサ10a、10b及び加算器10cを備えた直交変調器10により、PLL発振器11が出力する「COS波」、及び「COS波」より90[度]位相の進んだ「−SIN波」による直交変調が施されることにより、実数軸信号で表された送信周波数(RF周波数)の位相変調信号に変換され、入出力特性が非線形の非線形パワーアンプ12に入力される。
また、非線形パワーアンプ12では、線形パワーアンプ5が出力する送信機の出力信号における振幅情報に基づいて、直交変調器10が出力する実数軸信号で表された送信周波数の位相変調信号に振幅情報を与える振幅変調を行い、これにより送信信号を生成してアンテナ13から送信する。
On the other hand, the phase modulation signals “Phase_I (t) and Phase_Q (t)” are converted into analog signals by D / A converters (DACs) 6 and 7, respectively, and then a simple LC band composed of coils, capacitors, and the like. Frequency bands are limited by the pass filters 8 and 9. Then, by the
Further, in the
(ディジタル周波数コンバータの構成)
次に、図面を参照して、本実施例のディジタル周波数コンバータ2の構成について説明する。図3は、本実施例のディジタル周波数コンバータ2の詳細を示すブロック図であって、一例としてディジタル周波数コンバータ2の入出力間において、入力された変調信号の位相情報に、希望の変換周波数f1の周波数変換とサンプリング周波数のアップサンプリングを施す場合の例について説明する。
図3において、変調器1から出力されたシンボルレートFs1でMC1=2倍サンプリングされた、サンプリング周波数Fs2(但しFs2=Fs1×MC1)の変調信号「MOD_I(t)、MOD_Q(t)」は、信号のサンプリング周波数をMC2倍にアップサンプリングするインタポレータ21により、サンプリング周波数Fs3(但しFs3=Fs2×MC2)の変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」に変換され、位相検波器22と振幅検波器23とにそれぞれ入力される。
(Configuration of digital frequency converter)
Next, the configuration of the
In FIG. 3, modulation signals “MOD_I (t) and MOD_Q (t)” of sampling frequency Fs2 (where Fs2 = Fs1 × MC1) sampled twice at the symbol rate Fs1 output from the
ここで、ディジタル周波数コンバータ2の入力信号に対して信号のサンプリング周波数をMC2倍にアップサンプリングするのは、後段の位相検波器22と振幅検波器23とにおいてそれぞれ位相情報と振幅情報が検波された際、検波された位相情報と振幅情報の帯域幅が、入力された信号より広がるため、そのままだと位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生してしまう可能性があるためである。
Here, the sampling frequency of the signal is upsampled to MC2 times the input signal of the
一方、位相検波器22では、下記(1)式に基づいて、複素平面上で変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の実数軸信号と虚数軸信号とが形成するベクトルのアークタンジェントを求めることで位相情報θ1(t)が算出される。なお、図4は、16倍サンプリングで表された位相情報θ1(t)のスペクトルを、横軸:位相[π]、縦軸:大きさ[dB]として示した図である。位相情報θ1(t)のスペクトルは、サンプリング周波数の1/4、すなわち位相の0.5[π]付近では、スペクトルは減衰はしているものの、信号成分を持っており、サンプリング周波数が低いとエイリアシングによる信号の歪みやフィルタによる不要周波数帯域信号の抑圧不足が生じる可能性がある。
On the other hand, in the
また、位相検波器22では、下記(1)式に基づいて算出された位相情報θ1(t)が0〜2πまでの角度で表された不連続の位相情報であるため、これを一度アンラップ処理することにより、位相情報θ1(t)を連続した位相情報θ2(t)へ変換する。なお、位相検波器22における量子化ビット数により、位相情報θ2(t)が不連続の位相情報とならないように、位相検波器22における量子化ビット数は、入力される変調信号の種類や内容に基づいて決定するものとする。
Further, in the
また、振幅検波器23では、下記(2)式に基づいて、変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の実数軸信号と虚数軸信号とをそれぞれ2乗して加算すると共に、加算結果の平方根を求めることで振幅情報Amp(t)が算出され、算出された振幅情報Amp(t)は、ディジタル周波数コンバータ2の振幅情報出力として、前述の送信機のD/A変換器3へ入力される。なお、振幅情報Amp(t)は、サンプリング周波数を変更してから振幅情報出力としても良い。また、図5は、16倍サンプリングで表された振幅情報Amp(t)のスペクトルを、横軸:周波数[MHz]、縦軸:大きさ[dB]として示した図である。振幅情報Amp(t)も位相情報θ1(t)と同様で、サンプリング周波数が低いとエイリアシングによる信号の歪みやフィルタによる不要周波数帯域信号の抑圧不足が生じる可能性がある。
The
一方、位相検波器22において算出された位相情報θ2(t)は、加算器24に入力されて、希望の変換周波数f1に応じた周波数変換用位相データPDに基づく位相変化が付与されることで、サンプリング周波数Fs2の変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」に対する希望の変換周波数f1による周波数変換が、位相情報θ2(t)に対する位相変化の付与(加減算)という形で実行される。
On the other hand, the phase information θ2 (t) calculated in the
具体的には、周波数変換用位相データPDは、希望の変換周波数f1に応じた信号の位相変化を、ディジタル周波数コンバータ2が出力する信号の1サンプリングデータ毎の位相変化幅として数値化したものであって、希望の変換周波数f1に応じた角周波数2πf1をディジタル周波数コンバータ2が出力する信号のサンプリング周波数Fs3pでサンプリングすることで得られる。なお、周波数変換用位相データPDは、2のべき乗で表される数字とする。
Specifically, the phase data PD for frequency conversion is obtained by quantifying the phase change of the signal corresponding to the desired conversion frequency f1 as the phase change width for each sampling data of the signal output from the
但し、希望の変換周波数f1による周波数変換は、細かい周波数ステップで周波数設定が可能な変換周波数f2(但し、変換周波数f2<変換周波数f1)による周波数変換と、残りの変換周波数f3(但し、変換周波数f3=変換周波数f1−変換周波数f2)による周波数変換との2段階の周波数変換により実現する。
すなわち、希望の変換周波数f1による周波数変換後の信号は、変換周波数f1に対応する高いサンプリング周波数が必要であるが、変換周波数f2による周波数変換後の信号は、変換周波数f1による周波数変換後の信号より周波数が低いので、2段階に周波数変換を分割して実行することで、扱う信号の周波数が低い部分では、サンプリング周波数を低くすることができる。従って、サンプリング周波数を低くした部分では回路規模や消費電力を削減することができる。
However, the frequency conversion by the desired conversion frequency f1 is performed by the frequency conversion by the conversion frequency f2 (however, the conversion frequency f2 <the conversion frequency f1) and the remaining conversion frequency f3 (however, the conversion frequency). f3 = conversion frequency f1−conversion frequency f2) and two-step frequency conversion with frequency conversion.
That is, the signal after frequency conversion with the desired conversion frequency f1 needs a high sampling frequency corresponding to the conversion frequency f1, but the signal after frequency conversion with the conversion frequency f2 is the signal after frequency conversion with the conversion frequency f1. Since the frequency is lower, by dividing and executing the frequency conversion in two stages, the sampling frequency can be lowered in the portion where the frequency of the signal to be handled is low. Therefore, the circuit scale and power consumption can be reduced at the portion where the sampling frequency is lowered.
従って、加算器24においては、まず細かい周波数ステップで周波数設定が可能な変換周波数f2による周波数変換を実現するための位相変化が付与される。なお、ここでは加算器24の出力する信号のサンプリング周波数Fs2は、ディジタル周波数コンバータ2の出力する信号のサンプリング周波数Fs3pの(1/MP1)倍であるとする。
そこで、希望の変換周波数f1に応じたP桁(ビット)(但しPは正の整数)の周波数変換用位相データPDが、ディジタル周波数コンバータ2の出力する信号のサンプリング周波数Fs3pに基づいて算出されている場合、この周波数変換用位相データPDの内の下位Q桁(ビット)(但しQは正の整数)の位相データをMP1倍したものを、位相検波器22が出力する信号の1サンプリング毎の位相変化幅とする。
Therefore, in the
Therefore, P digit (bit) (P is a positive integer) frequency conversion phase data PD corresponding to the desired conversion frequency f1 is calculated based on the sampling frequency Fs3p of the signal output from the
具体的には、この周波数変換用位相データPDから、データ分離部25において下位Q桁(ビット)の位相データを分離すると共に、下位Q桁(ビット)の位相データを、データ増幅部26においてMP1倍する。そして、これをレジスタ27aと加算器27bとを備えてサンプリング周波数Fs2で動作する累算器27において累加算することで、「変換周波数f1/(2のP乗)」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データPDの下位Q桁(ビット)に対応する変換周波数f2の周波数変換における位相変化を算出することができる。
Specifically, from the frequency conversion phase data PD, the
そして、サンプリング周波数Fs2で動作する加算器24において、算出された変換周波数f2の周波数変換における位相変化を、位相検波器22から出力される位相情報θ2(t)に1サンプルデータ毎に加算することで位相情報θ3(t)を生成する。
これにより、変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の周波数を変換周波数f2だけ上げた場合の信号の位相情報を、加算器24が出力する位相情報θ3(t)として得ることができる。なお、変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の周波数を下げた場合の信号の位相情報は、加算器24を減算器に変更し、位相検波器22において算出された位相情報θ2(t)から累算器27の出力する位相変化データを減算することで得ることができる。
Then, in the
Thereby, the phase information of the signal when the frequency of the modulation signals “MOD_I2 (t), MOD_Q2 (t)” is increased by the conversion frequency f2 can be obtained as the phase information θ3 (t) output from the
また、加算器24が出力する位相情報θ3(t)は、次に、信号のサンプリング周波数をMP1倍にアップサンプリングするインタポレータ28により、サンプリング周波数Fs3p(但しFs3p=Fs2×MP1)の位相情報θ4(t)に変換され、加算器29へ入力される。
加算器29では、加算器24において実行された変換周波数f2の周波数変換に対し、残りの変換周波数f3による周波数変換を実現するための位相変化が付与される。
The phase information θ3 (t) output from the
In the
すなわち、希望の変換周波数f1に応じたP桁(ビット)(但しPは正の整数)の周波数変換用位相データPDの内の上位(P−Q)桁(ビット)の位相データを、インタポレータ28が出力する信号の1サンプリング毎の位相変化幅とする。そこで、この周波数変換用位相データPDから、データ分離部25において上位(P−Q)桁(ビット)の位相データを分離する。
そして、これをレジスタ30aと加算器30bとを備えてサンプリング周波数Fs3pで動作する累算器30において累加算することで、「変換周波数f1/{2の(P−Q)乗}」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データPDの上位(P−Q)桁(ビット)に対応する変換周波数f3の周波数変換における位相変化を算出することができる。
That is, the phase data of the upper (PQ) digits (bits) of the P digit (bit) (where P is a positive integer) frequency conversion phase data PD corresponding to the desired conversion frequency f1 is converted into the
Then, this is cumulatively added in an
そして、サンプリング周波数Fs3pで動作する加算器29において、算出された変換周波数f3の周波数変換における位相変化を、インタポレータ28から出力される位相情報θ4(t)に1サンプルデータ毎に加算することで位相情報θ5(t)を生成する。なお、累算器30が出力する変換周波数f3の周波数変換における位相変化が、インタポレータ28から出力される位相情報θ4(t)の上位(P−Q)桁(ビット)の信号に対応する信号であるので、加算器29における加算は、インタポレータ28から出力される位相情報θ4(t)の上位(P−Q)桁(ビット)の信号に、累算器30が出力する(P−Q)桁(ビット)の位相変化を加算する処理とする。
Then, in the
これにより、変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の周波数を変換周波数f1(=f2+f3)だけ上げた場合の、周波数変換後の信号の位相情報を、加算器29が出力する位相情報θ5(t)として得ることができる。なお、変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の周波数を下げた場合の信号の位相情報は、前述のように加算器29を減算器に変更し、インタポレータ28において算出された位相情報θ4(t)から累算器30の出力する位相変化データを減算することで得ることができる。
Thus, the phase information output from the
そして、変調信号「MOD_I2(t)、MOD_Q2(t)」の周波数を変換周波数f1(=f2+f3)だけ上げた場合の信号の位相情報θ5(t)を、ラップ回路31によりラップ処理を施し、0〜2πまでの角度で表された不連続の位相情報θ6(t)へ変換すると共に、0〜2πまでの角度で表された位相情報θ(t)に対するCOS{θ(t)}とSIN{θ(t)}をそれぞれ記憶したCOS_ROM32、及びSIN_ROM33へ位相情報θ6(t)を入力することで、直交座標形式の位相変調信号Phase_I(t)=COS{θ6(t)}、及びPhase_Q(t)=SIN{θ6(t)}とを生成する。
Then, the phase information θ5 (t) of the signal when the frequency of the modulation signals “MOD_I2 (t), MOD_Q2 (t)” is increased by the conversion frequency f1 (= f2 + f3) is subjected to wrap processing by the
なお、生成された位相変調信号「Phase_I(t)、Phase_Q(t)」は、ディジタル周波数コンバータ2の位相情報出力として、前述の送信機のD/A変換器6、7へそれぞれ入力される。また、もし前述の送信機以外の複素信号を用いない送信機を利用する場合は、直交座標形式の位相変調信号の内、Phase_I(t)=COS{θ6(t)}のみを出力すれば良い。
The generated phase modulation signals “Phase_I (t), Phase_Q (t)” are input to the D /
また、累算器27のように固定値を累加算していくと、位相スペクトル上では位相0付近に大きなピークを持つスペクトルとなる。このピークは、累加算する固定値、すなわち周波数変換用位相データの大きさに比例して大きくなる。例えば、図6は、図4に示す位相情報θ1(t)に対して、サンプリング周波数を1として、正規化周波数0.402662489の周波数変換を行った後の位相情報θ3(t)のスペクトルを、横軸:位相[π]、縦軸:大きさ[dB]として示した図である。図6に示すスペクトルは、図4に示すスペクトルと異なり、位相0付近において大きなピークを持っている。
Further, when a fixed value is accumulated as in the
このようにスペクトルに大きなピークを持つと、インタポレータ28において位相情報θ3(t)のサンプリング周波数変換を行う際に必要となる演算語長が長くなり、インタポレータ28の消費電力が増大する。また、インタポレータ28においてアップサンプリング後の不要周波数帯域を抑圧するためのフィルタに非常に大きな阻止帯域減衰量が要求されるので、高い次数のフィルタが必要となり、更に消費電力が増大する。
従って、変換周波数f2は、スペクトルのピークが、加算器24と累算器27とで行う変換周波数f2の周波数変換のための位相の処理によって大きくならず、インタポレータ28における演算語長やフィルタ次数が、位相の処理をする場合としない場合とで大きく変わらない程度の数値としなければならない。
When the spectrum has such a large peak, the operation word length required when the
Therefore, the conversion frequency f2 is not increased by the phase processing for the frequency conversion of the conversion frequency f2 performed by the
なお、上述の実施例において、ディジタル周波数コンバータ2へ、変調器1からロールオフフィルタリングされていない変調信号が入力されるような場合は、インタポレータ21の後段にロールオフフィルタを設け、入力された変調信号の波形整形をロールオフフィルタにより行ってから、位相検波器22と振幅検波器23とにおいてそれぞれ位相情報と振幅情報を検波するようにしても良い。
In the above-described embodiment, when a modulated signal not subjected to roll-off filtering is input from the
また、上述の実施例において、ディジタル周波数コンバータ2へ、変調器1からQPSK信号が入力されるような場合、QPSK信号の位相情報は、図7に示すように減衰は早いが大きく減衰はせず、QPSK信号の振幅情報は、図8に示すようにサンプリング周波数の半分になっても信号が減衰しないので、π/4シフトQPSK信号が入力される時よりもインタポレータ21によるサンプリング周波数の変換比を大きくするか、変調特性の劣化を承知でサンプリング周波数の半分付近のスプリアスを抑圧するフィルタを、ディジタル周波数コンバータ2の入力段に設ける必要がある。なお、図7は、16倍サンプリングで表されたQPSK信号の位相情報のスペクトルを、横軸:位相[π]、縦軸:大きさ[dB]として示した図である。また、図8は、16倍サンプリングで表されたQPSK信号の振幅情報のスペクトルを、横軸:周波数[MHz]、縦軸:大きさ[dB]として示した図である。
In the above-described embodiment, when the QPSK signal is input from the
更に、上述の実施例においては、インタポレータ28の前後において、加算器24において実行される変換周波数f2の周波数変換に対応した位相変換と、加算器29において実行される変換周波数f3の周波数変換に対応した位相変換との2回に分けて、希望の変換周波数f1による周波数変換に対応した位相変換を実行したが、どちらか一方の処理によって希望の変換周波数f1による周波数変換に対応した位相変換を実現しても良い。
Further, in the above-described embodiment, before and after the
以上説明したように、本実施例のディジタル周波数コンバータによれば、入力された変調信号のサンプリング周波数を、インタポレータ21によりアップサンプリングすると共に、位相検波器22及び振幅検波器23により極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換し、振幅情報はディジタル周波数コンバータの振幅情報出力とする。一方、累算器27の出力する位相変化を、位相検波器22が出力する位相情報に加算器24を用いて加算することにより、「変換周波数f1/(2のP乗)」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データPDの下位Q桁(ビット)に対応する変換周波数f2の周波数変換における位相変化を、位相検波器22が出力する位相情報に加算する。
As described above, according to the digital frequency converter of the present embodiment, the sampling frequency of the input modulation signal is upsampled by the
また、加算器24が出力する位相情報のサンプリング周波数を、インタポレータ28によりアップサンプリングすると共に、累算器30の出力する位相変化を、インタポレータ28が出力する位相情報に加算器29を用いて加算することにより、「変換周波数f1/{2の(P−Q)乗}」の周波数ステップで周波数設定が可能な周波数変換、すなわち周波数変換用位相データPDの上位(P−Q)桁(ビット)に対応する変換周波数f3の周波数変換における位相変化を、インタポレータ28が出力する位相情報に加算する。そして、加算器29が出力する位相情報を、ラップ回路31により0〜2πまでの角度で表された不連続の位相情報へ変換すると共に、COS_ROM32、及びSIN_ROM33を用いて、直交座標形式の位相変調信号Phase_I(t)、及びPhase_Q(t)とを生成し、ディジタル周波数コンバータの位相情報出力とする。
Further, the sampling frequency of the phase information output from the
これにより、本実施例のディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号の周波数を変換周波数f1(=f2+f3)だけ上げた場合の、周波数変換後の信号の位相情報を、加算器29が出力する位相情報として得ると共に、これを、直交座標形式の位相変調信号Phase_I(t)、及びPhase_Q(t)として、ディジタル周波数コンバータから出力することができる。なお、入力された変調信号の周波数を下げた場合の、周波数変換後の信号の位相情報を得るには、加算器24と加算器29を減算器とし、変換周波数f2の周波数変換における位相変化あるいは変換周波数f3の周波数変換における位相変化を、位相情報から減算するようにすれば良い。
Thereby, in the digital frequency converter of the present embodiment, the phase information output from the
このように、本実施例のディジタル周波数コンバータは、乗算器を利用せずに簡単な加減算器を利用するのみで、入力された変調信号の位相情報に容易に周波数変換を施すことができる。具体的には、直交座標形式の位相変調信号の周波数を変換する場合には合計4個の乗算器と加算器及び減算器が必要なのに対し、簡単な加減算器を利用するのみで容易に周波数変換を施すことができる。従って、乗算器を削減することができた結果、入力された変調信号の位相情報に対する周波数変換に必要な演算量が軽減されることにより、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。 As described above, the digital frequency converter according to the present embodiment can easily perform frequency conversion on the phase information of the input modulation signal only by using a simple adder / subtracter without using a multiplier. Specifically, when converting the frequency of a phase modulation signal in the rectangular coordinate format, a total of four multipliers, an adder and a subtractor are required, but frequency conversion can be easily performed only by using a simple adder / subtractor. Can be applied. Therefore, as a result of reducing the number of multipliers, the calculation amount necessary for frequency conversion for the phase information of the input modulation signal is reduced, thereby reducing the circuit scale of the digital frequency converter and reducing the power consumption. The effect that it can reduce is acquired.
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、サンプリング周波数をMP1倍にアップサンプリングするインタポレータ28の前後において2回に分けて周波数変換を施すことで、インタポレータ28より前段の回路の動作周波数を、サンプリング周波数に合わせて低くすることができる。具体的には、周波数を上げる周波数変換を1度に実行する場合には、周波数変換後の信号に合わせてサンプリング周波数を決定しなければならないため、自ずと信号のサンプリング周波数は高くなり、周波数変換器の動作周波数もサンプリング周波数に合わせて高くなるが、インタポレータ28の前後において2回に分けて周波数変換を施す場合は、加算器24及び累算器27の動作周波数を1/MP1にすることができる。
Further, the digital frequency converter of this embodiment performs frequency conversion in two steps before and after the
また、希望の変換周波数f1に応じたP桁(ビット)(但しPは正の整数)の周波数変換用位相データPDがディジタル周波数コンバータの出力する信号のサンプリング周波数Fs3pに基づいて算出されている場合、この周波数変換用位相データPDからデータ分離部25において下位Q桁(ビット)の位相データを分離すると共に、下位Q桁(ビット)の位相データを、データ増幅部26においてMP1倍するので、累算器27において2倍あたり1桁(ビット)の割合で演算語長を少なくすることができる。
従って、動作周波数と演算語長の低減により、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
Also, when the P-digit (bit) (P is a positive integer) frequency conversion phase data PD corresponding to the desired conversion frequency f1 is calculated based on the sampling frequency Fs3p of the signal output from the digital frequency converter Since the lower Q digit (bit) phase data is separated from the frequency conversion phase data PD by the
Therefore, by reducing the operating frequency and operation word length, it is possible to reduce the circuit scale of the digital frequency converter and reduce the power consumption.
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、インタポレータ28により、極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換した後に、該極座標形式の位相情報を直交座標形式の位相変調信号に変換することで、入力された変調信号の位相情報にサンプリング周波数変換を施す際に、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合と比較して、少なくとも半分の処理で容易にサンプリング周波数変換を施すことができる。具体的には、直交座標形式の位相変調信号のサンプリング周波数を変換する場合には、サンプリング周波数を変換する際に必要な不要周波数帯域を抑圧するためのフィルタが、ベースバンドの信号を処理する場合でも実数軸信号と虚枢軸信号の処理のために2個必要であるし、更にIF周波数の信号を処理する場合ではフィルタが4個必要になる。
Further, the digital frequency converter of this embodiment is inputted by converting the phase information in the polar coordinate format into the phase modulation signal in the orthogonal coordinate format after converting the sampling frequency of the phase information in the polar coordinate format by the
これに対して、極座標形式の位相情報のサンプリング周波数を変換する場合には、ベースバンドの信号を処理する場合でも、IF周波数の信号を処理する場合でも、処理するのは実数軸信号の位相情報のみであるので、サンプリング周波数を変換する場合に必要な不要周波数帯域を抑圧するためのフィルタは1個で良い。
従って、IF周波数の信号を処理する場合ではフィルタの演算量が直交座標形式で処理された場合の1/4、ベースバンドの信号を処理する場合でもフィルタの演算量が直交座標形式で処理された場合の1/2で済むことになり、演算量の低減により、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
On the other hand, when converting the sampling frequency of the phase information in the polar coordinate format, the phase information of the real axis signal is processed regardless of whether the baseband signal is processed or the IF frequency signal is processed. Therefore, only one filter is required to suppress the unnecessary frequency band that is necessary when converting the sampling frequency.
Therefore, when processing an IF frequency signal, the computation amount of the filter is 1/4 when the processing is performed in the orthogonal coordinate format, and even when processing the baseband signal, the computation amount of the filter is processed in the orthogonal coordinate format. As a result, the circuit size of the digital frequency converter can be reduced and the power consumption can be reduced by reducing the amount of calculation.
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、加算器29において、インタポレータ28の出力信号の上位(P−Q)桁(ビット)の信号に、累算器30の出力信号を加算することにより、入力された変調信号の位相情報に周波数変換及びサンプリング周波数変換を施す際に、サンプリング周波数が高くならざるを得ないサンプリング周波数変換後の信号に対する加算器29の演算語長を少なくすることができる。
従って、演算語長の低減により、ディジタル周波数コンバータの回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減することができるという効果が得られる。
In the digital frequency converter according to the present embodiment, the
Therefore, by reducing the operation word length, it is possible to reduce the circuit scale of the digital frequency converter and reduce the power consumption.
また、本実施例のディジタル周波数コンバータは、入力された変調信号のサンプリング周波数を、インタポレータ21によりアップサンプリングすることで、位相検波器22及び振幅検波器23により変換された極座標形式の位相情報と振幅情報の周波数帯域幅が入力された変調信号の周波数帯域幅より広がっても、極座標形式の位相情報と振幅情報にエイリアシングが発生するのを防止することができる。
従って、回路規模を縮小すると共に、消費電力を削減したディジタル周波数コンバータであっても、変換誤差や雑音等の特性劣化の少ない出力を得ることができるという効果が得られる。
Further, the digital frequency converter of the present embodiment up-samples the sampling frequency of the input modulation signal by the
Therefore, even if the digital frequency converter has a reduced circuit scale and reduced power consumption, it is possible to obtain an output with less characteristic deterioration such as conversion error and noise.
本実施例のディジタル周波数コンバータは、アナログ方式を含むどのような変調方式に対しても利用することができる。 The digital frequency converter of this embodiment can be used for any modulation system including an analog system.
1 変調器
2 ディジタル周波数コンバータ
3、6、7 D/A変換器
4 LCローパスフィルタ
8、9 LCバンドパスフィルタ
5 線形パワーアンプ
10 直交変調器
10a、10b ミキサ
10c 加算器
11 PLL発振器
12 非線形パワーアンプ
13 アンテナ
21 インタポレータ(入力サンプリング周波数変換手段)
22 位相検波器(変調信号変換手段)
23 振幅検波器(変調信号変換手段)
24 加算器(位相変換手段、第1の位相変換手段)
25 データ分離部
26 データ増幅部
27 累算器(位相算出手段、第1の位相算出手段)
27a レジスタ
27b 加算器
28 インタポレータ(サンプリング周波数変換手段)
29 加算器(位相変換手段、第2の位相変換手段)
30 累算器(位相算出手段、第2の位相算出手段)
30a レジスタ
30b 加算器
31 ラップ回路(位相信号変換手段)
32 COS_ROM(位相信号変換手段)
33 SIN_ROM(位相信号変換手段)
DESCRIPTION OF
22 Phase detector (modulation signal conversion means)
23 Amplitude detector (modulation signal conversion means)
24 Adder (phase conversion means, first phase conversion means)
25
29 Adder (phase conversion means, second phase conversion means)
30 accumulator (phase calculation means, second phase calculation means)
32 COS_ROM (phase signal conversion means)
33 SIN_ROM (phase signal conversion means)
Claims (4)
前記第1のサンプリング周波数変換手段が出力する信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する変調信号変換手段と、
それぞれ希望の変換周波数に応じた位相データを累加算する第1及び第2の位相算出手段と、
前記変調信号変換手段の出力信号に前記第1の位相算出手段の出力信号を加減算して出力する第1の位相変換手段と、
前記第1の位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換する第2のサンプリング周波数変換手段と、
前記第2のサンプリング周波数変換手段の出力信号に前記第2の位相算出手段の出力信号を加減算して出力する第2の位相変換手段と、
前記第2の位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段とを備え、
前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力する
ことを特徴とするディジタル周波数コンバータ。 First sampling frequency conversion means for converting the sampling frequency of the input modulation signal;
Modulation signal conversion means for converting the signal output from the first sampling frequency conversion means into phase information and amplitude information in a polar coordinate format;
The phase data corresponding to the conversion frequency of the desired respective first and second phase calculation means for cumulative addition,
First phase conversion means for adding and subtracting the output signal of the first phase calculation means to the output signal of the modulation signal conversion means;
Second sampling frequency conversion means for converting the sampling frequency of the phase information output by the first phase conversion means ;
A second phase converting means for outputting signals with subtraction output of the second phase calculation means to an output signal of said second sampling frequency converting means,
Phase modulation signal generation means for generating a phase modulation signal based on the phase information output by the second phase conversion means,
A digital frequency converter that outputs the amplitude information and the phase modulation signal.
希望の変換周波数に応じたP桁(但しPは正の整数)の位相データの内の下位Q桁(但しQは正の整数)の位相データを累加算する第1の位相算出手段と、
希望の変換周波数に応じた前記P桁の位相データの内の上位(P−Q)桁の位相データを累加算する第2の位相算出手段と、
前記変調信号変換手段が出力する位相情報に、前記第1の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記下位Q桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第1の位相変換手段と、
前記第1の位相変換手段が出力する位相情報のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換手段と、
前記サンプリング周波数変換手段が出力する位相情報に、前記第2の位相算出手段の出力信号を加減算することにより、前記変調信号に前記P桁の位相データに基づく周波数変換を施した時の位相情報を生成する第2の位相変換手段と、
前記第2の位相変換手段が出力する位相情報に基づいて位相変調信号を生成する位相変調信号生成手段とを備え、
前記振幅情報と前記位相変調信号とを出力する
ことを特徴とするディジタル周波数コンバータ。 Modulation signal conversion means for converting the input modulation signal into phase information and amplitude information in a polar coordinate format;
First phase calculation means for accumulating the lower Q digits (where Q is a positive integer) of phase data of P digits (where P is a positive integer) according to a desired conversion frequency;
Second phase calculation means for accumulating upper (PQ) digit phase data of the P digit phase data corresponding to a desired conversion frequency;
Phase information when the modulation signal is subjected to frequency conversion based on the lower-order Q-digit phase data by adding / subtracting the output signal of the first phase calculation unit to / from the phase information output by the modulation signal conversion unit First phase conversion means for generating
Sampling frequency conversion means for converting the sampling frequency of the phase information output by the first phase conversion means;
The phase information when the modulation signal is subjected to frequency conversion based on the P-digit phase data by adding / subtracting the output signal of the second phase calculation means to the phase information output by the sampling frequency conversion means. Second phase conversion means to generate;
Phase modulation signal generation means for generating a phase modulation signal based on the phase information output by the second phase conversion means,
A digital frequency converter that outputs the amplitude information and the phase modulation signal.
ことを特徴とする請求項2に記載のディジタル周波数コンバータ。 Claim 2 wherein the second phase conversion means, the upper (P-Q) digit signal of the output signal of the sampling frequency converting means, characterized by subtracting the output signal of the second phase calculation means A digital frequency converter as described in 1.
前記変調信号のサンプリング周波数を変換してから、前記変調信号を極座標形式の位相情報と振幅情報とに変換する
ことを特徴とする請求項2又は3に記載のディジタル周波数コンバータ。 Input sampling frequency conversion means for converting the sampling frequency of the input modulation signal;
4. The digital frequency converter according to claim 2 , wherein the modulation signal is converted into phase information and amplitude information in a polar coordinate format after converting the sampling frequency of the modulation signal. 5.
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