JP4420699B2

JP4420699B2 - Complex bandpass filter

Info

Publication number: JP4420699B2
Application number: JP2004064976A
Authority: JP
Inventors: 英二西守
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2004-03-09
Filing date: 2004-03-09
Publication date: 2010-02-24
Anticipated expiration: 2024-03-09
Also published as: JP2005260292A

Description

本発明は複素バンドパスフィルタ、特にＬｏｗ−ＩＦ方式の受信機等に使用され、イメージ信号を抑圧すると共にチャネル選択（通過周波数選択）を行う複素バンドパスフィルタに関する。 The present invention relates to a complex band-pass filter, and more particularly to a complex band-pass filter that is used in a Low-IF receiver or the like and suppresses an image signal and performs channel selection (pass frequency selection).

近年では、携帯無線端末の普及に伴い、従来の受信方式であるスーパーヘテロダイン方式の代わりに、中間周波数（ＩＦ）を数ＭＨｚ以下に設定するＬｏｗ−ＩＦ方式が注目されている。このＬｏｗ−ＩＦ方式を採用すれば、前記スーパーヘテロダイン方式で必要となっていた、外形寸法が大きな外付けＩＦフィルタを取り除くことができ、受信部をワンチップ化、低価格化できるという利点が得られる。 In recent years, with the widespread use of portable radio terminals, the Low-IF scheme that sets the intermediate frequency (IF) to several MHz or less has been attracting attention instead of the superheterodyne scheme that is a conventional reception scheme. By adopting this Low-IF method, it is possible to remove the external IF filter having a large outer dimension, which is necessary for the superheterodyne method, and to obtain an advantage that the receiving unit can be reduced to one chip and the cost can be reduced. It is done.

しかし、このＬｏｗ−ＩＦ方式では、受信周波数（ＲＦ）と局所発振器の周波数（ＬＯ）が近いためにイメージ信号の抑圧が必須となる。このイメージ信号を抑圧する手段として、オペレーショナル・トランスコンダクタンス・アンプ（以下「ＯＴＡ」と称する）を用いた複素バンドパスフィルタが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。 However, in this Low-IF system, since the reception frequency (RF) and the local oscillator frequency (LO) are close, suppression of the image signal is essential. As means for suppressing this image signal, a complex bandpass filter using an operational transconductance amplifier (hereinafter referred to as “OTA”) has been proposed (for example, see Non-Patent Document 1).

図９には、本願出願人の出願にかかる１次の複素バンドパスフィルタ（特許文献１）の構成が示されており、このフィルタでは、直交変調された同相成分の入力信号ＸＩが入力され、ｇｍ３ａのトランスコンダクタンスを持つ第１ＯＴＡ１０１、この第１ＯＴＡ１０１の出力側が接続され、ｇｍ１ａのトランスコンダクタンスを持つ第２ＯＴＡ１０２が設けられており、この第２ＯＴＡ１０２から同相成分の出力信号ＹＩが出力されると同時に出力信号ＹＩは第２ＯＴＡ１０２の入力にフィードバックされている。 FIG. 9 shows the configuration of a first-order complex bandpass filter (Patent Document 1) according to the application of the present applicant. In this filter, an input signal XI of a quadrature-modulated in-phase component is input, A first OTA 101 having a gm3a transconductance and an output side of the first OTA101 are connected to each other, and a second OTA102 having a gm1a transconductance is provided. At the same time when the output signal YI of the in-phase component is output from the second OTA102, the output signal YI is fed back to the input of the second OTA 102.

一方、直交変調の直交成分の入力信号ＸＱが入力され、ｇｍ３ｂのトランスコンダクタンスを持つ第３ＯＴＡ１０３、この第３ＯＴＡ１０３の出力側が接続され、ｇｍ１ｂのトランスコンダクタンスを持つ第４ＯＴＡ１０４が設けられ、この第４ＯＴＡ１０４から直交成分の出力信号ＹＱが出力されると同時に出力信号ＹＱは第４ＯＴＡ１０４の入力にフィードバックされている。 On the other hand, a quadrature-modulated quadrature component input signal XQ is input, a third OTA 103 having a gm3b transconductance is connected to an output side of the third OTA103, and a fourth OTA104 having a gm1b transconductance is provided. At the same time when the component output signal YQ is output, the output signal YQ is fed back to the input of the fourth OTA 104.

また、前記第２ＯＴＡ１０２の出力と前記第４ＯＴＡ１０４の出力の間に、通過帯域の中心周波数シフト機能を果たすための第５ＯＴＡ１０５及び第６ＯＴＡ１０６が設けられ、この第５ＯＴＡ１０５はｇｍ２ｂのトランスコンダクタンスを持ち、第６ＯＴＡ１０６はｇｍ２ａのトランスコンダクタンスを持つ。 Further, a fifth OTA 105 and a sixth OTA 106 for performing a center frequency shift function of a pass band are provided between the output of the second OTA 102 and the output of the fourth OTA 104. The fifth OTA 105 has a gm2b transconductance. Has a transconductance of gm2a.

前記同相成分の出力信号ＹＩは前記第６ＯＴＡ１０６の入力と接続され、前記直交成分の出力信号ＹＱは前記第５ＯＴＡ１０５の入力に接続される。また、前記第５ＯＴＡ１０５の出力は前記第２ＯＴＡ１０２の出力と接続され、前記第６ＯＴＡ１０６の出力は前記第４ＯＴＡ１０４の出力に接続される。 The in-phase component output signal YI is connected to the input of the sixth OTA 106, and the quadrature component output signal YQ is connected to the input of the fifth OTA 105. The output of the fifth OTA 105 is connected to the output of the second OTA 102, and the output of the sixth OTA 106 is connected to the output of the fourth OTA 104.

更に、前記第１ＯＴＡ１０１と第２ＯＴＡ１０２の接続点Ｇとアースとの間に、容量Ｃａの第１キャパシタ１０７と抵抗値Ｒａの第１抵抗素子１０８が接続され、前記第３ＯＴＡ１０３と第４ＯＴＡ１０４の接続点Ｈとアースとの間に、容量Ｃｂの第２キャパシタ１０９と抵抗値Ｒｂの第２抵抗素子１１０が接続されており、この第１及び第２の抵抗素子１０８、１１０はフィルタの周波数特性（通過帯域特性）の歪を改善する目的で配置される。 Further, a first capacitor 107 having a capacitance Ca and a first resistance element 108 having a resistance value Ra are connected between a connection point G between the first OTA 101 and the second OTA 102 and the ground, and a connection point H between the third OTA 103 and the fourth OTA 104. A second capacitor 109 having a capacitance Cb and a second resistance element 110 having a resistance value Rb are connected between the first and second resistance elements 108 and 110, and a frequency characteristic of the filter (pass band). It is arranged for the purpose of improving the distortion of the characteristic.

そして、通常、複素バンドパスフィルタを構成する場合、前記トランスコンダクタンスにおいて、ｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３で、またＣａ＝Ｃｂ＝Ｃ、Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒとして用いられ、このとき１次の複素バンドパスフィルタの伝達関数Ｈ(s)［ｓ：複素変数]は、ｇｍ１・Ｒ＜＜１及びｇｍ２・Ｒ＜＜１のとき、次式(1)によって与えられる。なお、ｊは虚数単位で、ｊ²＝−１である。

Usually, when a complex bandpass filter is configured, in the transconductance, gm1a = gm1b = gm1, gm2a = gm2b = gm2, gm3a = gm3b = gm3, and Ca = Cb = C and Ra = Rb = R. At this time, the transfer function H (s) [s: complex variable] of the first-order complex bandpass filter is given by the following equation (1) when gm1 · R << 1 and gm2 · R << 1. It is done. Note that j is an imaginary unit, and j ² = −1.

このような複素バンドパスフィルタによれば、入力信号ＸＩ、ＸＱについては、トランスコンダクタンスｇｍ３で決定されるゲインで、かつ容量Ｃとトランスコンダクタンスｇｍ１で決定される通過帯域幅の出力信号ＹＩ、ＹＱが得られる。そして、前記容量Ｃとトランスコンダクタンスｇｍ２で決定される量だけ通過帯域の中心周波数が正方向ヘシフトされ、中心周波数が決定される。そして、前記第１抵抗素子Ｒａと第２抵抗素子Ｒｂを設けることにより、ＯＴＡの有限の周波数特性により発生する通過帯域の歪みを低減することができる。 According to such a complex bandpass filter, the input signals XI and XQ have the gains determined by the transconductance gm3 and the passband output signals YI and YQ determined by the capacitance C and the transconductance gm1. can get. Then, the center frequency of the pass band is shifted to the positive direction by the amount determined by the capacitance C and transconductance gm2, and the center frequency is determined. By providing the first resistance element Ra and the second resistance element Rb, it is possible to reduce distortion in the passband caused by the finite frequency characteristics of OTA.

前記１次の複素バンドパスフィルタをブロック構成図で示すと図１０のようになる。直交変調された同相成分の入力信号ＸＩは第１損失積分器１１１に入力され、直交成分の入力信号ＸＱは第２損失積分器１１２に入力され、第１損失積分器１１１の出力信号は周波数シフト素子１１３からの信号と第１加算器１１４により加算され、第２損失積分器１１２の出力信号は周波数シフト素子１１３からの信号と第２加算器１１５により加算され、第１加算器１１４の出力信号は同相成分の出力信号ＹＩになると同時に前記周波数シフト素子１１３へフィードバックされる。また、第２加算器１１５からの出力信号は直交成分の出力信号ＹＱになると同時に前記周波数シフト素子１１３へとフィードバックされる。 FIG. 10 is a block diagram showing the first-order complex bandpass filter. The quadrature modulated in-phase component input signal XI is input to the first loss integrator 111, the quadrature component input signal XQ is input to the second loss integrator 112, and the output signal of the first loss integrator 111 is frequency shifted. The signal from the element 113 is added by the first adder 114, and the output signal of the second loss integrator 112 is added by the signal from the frequency shift element 113 and the second adder 115, and the output signal of the first adder 114 is added. Is fed back to the frequency shift element 113 at the same time as the output signal YI of the in-phase component. The output signal from the second adder 115 is fed back to the frequency shift element 113 at the same time as an orthogonal component output signal YQ.

ここで、第１損失積分器１１１は図９における第１ＯＴＡ１０１と第２ＯＴＡ１０２と第１キャパシタ１０７と第１抵抗素子１０８によって、第２損失積分器１１２は第３ＯＴＡ１０３と第４ＯＴＡ１０４と第２キャパシタ１０９と第２抵抗素子１１０によって、周波数シフト素子１１３は第５ＯＴＡ１０５と第６ＯＴＡ１０６によって、それぞれ実現される。また、第１及び第２加算器１１４及び１１５は結線によって実現できる。 Here, the first loss integrator 111 includes the first OTA 101, the second OTA 102, the first capacitor 107, and the first resistance element 108 in FIG. 9, and the second loss integrator 112 includes the third OTA 103, the fourth OTA 104, the second capacitor 109, and the first capacitor 109. The frequency shift element 113 is realized by the fifth OTA 105 and the sixth OTA 106 by the two-resistance element 110, respectively. Further, the first and second adders 114 and 115 can be realized by connection.

図１１には、角周波数ωを横軸に取った周波数特性が示されており、前記の複素バンドパスフィルタによれば、例えば−ω₀から＋ω₀の帯域幅の周波数特性２００から周波数特性２０１のように中心周波数をωｃだけシフトさせることができ、これによって正の周波数（希望の信号）は通すが負の周波数（イメージ信号）は通さないフィルタが得られる。そして、図１２に示すように、前記１次の複素バンドパスフィルタを２個縦続接続することにより、２次の複素バンドパスフィルタが形成される。１１６は第１損失積分器、１１７は第２損失積分器、１１８は第１周波数シフト素子、１１９は第１加算器、１２０は第２加算器、１２１は第３損失積分器、１２２は第４損失積分器、１２３は第２周波数シフト素子、１２４は第３加算器、１２５は第４加算器である。 FIG. 11 shows frequency characteristics with the angular frequency ω on the horizontal axis. According to the complex bandpass filter, for example, the frequency characteristics 200 to 201 having a bandwidth of −ω ₀ to + ω ₀ are shown. Thus, the center frequency can be shifted by ωc, thereby obtaining a filter that passes the positive frequency (desired signal) but does not pass the negative frequency (image signal). Then, as shown in FIG. 12, a second-order complex bandpass filter is formed by cascading the two first-order complex bandpass filters. 116 is a first loss integrator, 117 is a second loss integrator, 118 is a first frequency shift element, 119 is a first adder, 120 is a second adder, 121 is a third loss integrator, and 122 is a fourth loss integrator. The loss integrator, 123 is a second frequency shift element, 124 is a third adder, and 125 is a fourth adder.

図１３には、図１２の２次複素バンドパスフィルタの回路構成が示されており、これは、例えば中心周波数を４ＭＨｚ、通過帯域幅を２ＭＨｚとしたものである。即ち、図示において、初段の第１フィルタ１５０のＯＴＡ１２６〜１３１は、ｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝６．６６μＳ（ジーメンス）、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝３１．０μＳ、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝９．５μＳの値に設定され、またキャパシタ１３８、１４０と抵抗素子１３９、１４１は、Ｃ１ａ＝Ｃ１ｂ＝１．５ｐＦ、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝１０６０Ωの値に設定され、次段の第２フィルタ１５１のＯＴＡ１３２〜１３７は、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝６．６６μＳ、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝４４．４μＳ、ｇｍ６ａ＝ｇｍ６ｂ＝９．５μＳの値に設定され、またキャパシタ１４２、１４４と抵抗素子１４３、１４５は、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝１．５ｐＦ、Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂ＝１０６０Ωの値に設定される。 FIG. 13 shows a circuit configuration of the second-order complex bandpass filter of FIG. 12, which has, for example, a center frequency of 4 MHz and a pass bandwidth of 2 MHz. That is, in the drawing, OTAs 126 to 131 of the first-stage first filter 150 are set to values of gm1a = gm1b = 6.66 μS (Siemens), gm2a = gm2b = 31.0 μS, and gm3a = gm3b = 9.5 μS. The capacitors 138 and 140 and the resistance elements 139 and 141 are set to values of C1a = C1b = 1.5 pF and R1a = R1b = 1060Ω, and the OTAs 132 to 137 of the second filter 151 in the next stage have gm4a = gm4b = 6. 66 μS, gm5a = gm5b = 44.4 μS, gm6a = gm6b = 9.5 μS, and the capacitors 142 and 144 and the resistance elements 143 and 145 have C2a = C2b = 1.5 pF, R2a = R2b = 1060Ω Set to a value.

図１４には、図１３の２次複素バンドパスフィルタの周波数特性が示されており、図示されるように、このフィルタでは、周波数４ＭＨｚを中心とし、正の周波数のみを通す帯域幅２ＭＨｚの特性が得られている。この構成の２次複素バンドパスフィルタは、極の配置を１個ずつ設定できるため様々な形のフィルタを作製できる利点がある。 FIG. 14 shows the frequency characteristics of the second-order complex bandpass filter of FIG. 13. As shown in the figure, this filter has a bandwidth of 2 MHz centered on a frequency of 4 MHz and passes only a positive frequency. Is obtained. The second-order complex bandpass filter having this configuration has an advantage that various types of filters can be produced because the arrangement of poles can be set one by one.

Xiaoxing ZHANGIEICE "Implementation of Active Complex Filter with Variable Parameter Using OTAs" TRANS.FUNDAMENTALS,p.1721-1724,Vo1.E80-A,No.9,1997,Sept.Xiaoxing ZHANGIEICE "Implementation of Active Complex Filter with Variable Parameter Using OTAs" TRANS.FUNDAMENTALS, p.1721-1724, Vo1.E80-A, No. 9, 1997, Sept. 特開２００３−７８３９１号公報JP 2003-78391 A

しかしながら、通常、バンドパスフィルタを作製する場合、中心周波数を中心として対称な形に作製することが多く、前記図１３の２次複素バンドパスフィルタの構成では、ｇｍ値の数が実際には最低でも４個（前記の例では、６．６６μＳ、９．５μＳ、３１．０μＳ、４４．４μＳ）必要となり、高次になるほど異なるｇｍ値の数が増え、例えば４次の複素バンドパスフィルタの場合には、ｇｍ値の数は最低でも７個必要となり、周波数を調整する場合、各ＯＴＡのｇｍ値の調整が困難になるという問題があった。 However, in general, when a bandpass filter is manufactured, the bandpass filter is often manufactured symmetrically with the center frequency as the center. In the configuration of the second-order complex bandpass filter of FIG. 13, the number of gm values is actually the lowest. However, four (in the above example, 6.66 μS, 9.5 μS, 31.0 μS, 44.4 μS) are required, and the higher the order, the greater the number of different gm values. For example, in the case of a fourth-order complex bandpass filter In this case, the number of gm values is required to be at least seven, and when adjusting the frequency, it is difficult to adjust the gm value of each OTA.

本発明は前記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、異なるｇｍ値のトランスコンダクタンス素子の数を減らし、周波数の調整を容易にすることができるようにした複素バンドパスフィルタを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a complex band-pass filter that can easily adjust the frequency by reducing the number of transconductance elements having different gm values. There is to do.

請求項１にかかる発明の複素バンドパスフィルタは、直交変調の同相成分信号が入力される第１無損失積分器と、前記直交変調の直交成分信号が入力される第２無損失積分器と、通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第１周波数シフト素子と、前記第１無損失積分器の出力と前記第１周波数シフト素子の出力とを加算する第１加算器と、前記第２無損失積分器の出力と第１周波数シフト素子の出力とを加算する第２加算器と、前記第１加算器の出力が入力される第１損失積分器と、前記第２加算器の出力が入力される第２損失積分器と、通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第２周波数シフト素子と、前記第１損失積分器の出力と前記第２周波数シフト素子の出力とを加算する第３加算器と、前記第２損失積分器の出力と前記第２周波数シフト素子の出力とを加算する第４加算器とを備え、前記第１加算器及び第２加算器の出力が前記第１周波数シフト素子にフィードバックされ、前記第３加算器の出力が同相成分信号出力となると同時に前記第２周波数シフト素子及び前記第１無損失積分器にフィードバックされ、前記第４加算器の出力が直交成分信号出力となると同時に前記第２周波数シフト素子及び第２無損失積分器にフィードバックされるようにした複素バンドパスフィルタであって、前記第１及び第２無損失積分器は、第１トランスコンダクタンス素子と該第１トランスコンダクタンス素子の出力信号を積分する第１キャパシタで構成し、前記第１及び第２損失積分器は、第２トランスコンダクタンス素子と該第２トランスコンダクタンス素子の出力信号を積分する第２キャパシタと該第２キャパシタに接続され出力が反転入力にフィードバックされることにより抵抗素子として作用する第３トランスコンダクタンス素子とで構成し、前記第１及び第２周波数シフト素子は、第４トランスコンダクタンス素子の出力端子を第５トランスコンダクタンス素子の入力端子に、該第５トランスコンダクタンス素子の出力端子を前記第４トランスコンダクタンス素子の入力端子に接続して構成し、前記第１乃至４加算器は結線により構成した、ことを特徴とする。 Complex band-pass filter of the invention according to claim 1, and a second lossless integrator with first lossless integrator phase component signal straight交変tone is input, quadrature component signal of the quadrature modulator is input A first frequency shift element for shifting the center frequency of the pass band; a first adder for adding the output of the first lossless integrator and the output of the first frequency shift element; A second adder for adding the output of the loss integrator and the output of the first frequency shift element; a first loss integrator for receiving the output of the first adder; and an output for the second adder. A second loss integrator, a second frequency shift element for shifting the center frequency of the pass band, and a third addition for adding the output of the first loss integrator and the output of the second frequency shift element And the output of the second loss integrator and the first A fourth adder for adding the output of the frequency shift element, the outputs of the first adder and the second adder are fed back to the first frequency shift element, and the output of the third adder is an in-phase component At the same time as a signal output, it is fed back to the second frequency shift element and the first lossless integrator, and at the same time the output of the fourth adder becomes a quadrature component signal output, the second frequency shift element and the second lossless integration. The first and second lossless integrators are a first capacitor that integrates a first transconductance element and an output signal of the first transconductance element. The first and second loss integrators include a second transconductance element and an output signal of the second transconductance element. And a third transconductance element connected to the second capacitor and acting as a resistance element when an output is fed back to an inverting input. The first and second frequency shift elements are: The output terminal of the 4 transconductance element is connected to the input terminal of the fifth transconductance element, the output terminal of the fifth transconductance element is connected to the input terminal of the fourth transconductance element, and the first to fourth additions are configured. The vessel is constituted by connection .

請求項２にかかる発明の複素バンドパスフィルタは、直交変調の同相成分信号が入力される第１損失積分器と、前記直交変調の直交成分信号が入力される第２損失積分器と、通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第１周波数シフト素子と、前記第１損失積分器の出力と前記第１周波数シフト素子の出力とを加算する第１加算器と、前記第２損失積分器の出力と前記第１周波数シフト素子の出力とを加算する第２加算器と、前記第１加算器の出力が入力される第１無損失積分器と、前記第２加算器の出力が入力される第２無損失積分器と、通過帯域の中心周波数をシフトさせるための第２周波数シフト素子と、前記第１無損失積分器の出力と前記第２周波数シフト素子の出力とを加算する第３加算器と、前記第２無損失積分器の出力と前記第２周波数シフト素子の出力とを加算する第４加算器とを備え、前記第１加算器及び第２加算器の出力が前記第１周波数シフト素子にフィードバックされ、前記第３加算器の出力が同相成分信号出力となると同時に前記第２周波数シフト素子及び前記第１損失積分器にフィードバックされ、前記第４加算器の出力が直交成分信号出力となると同時に前記第２周波数シフト素子及び前記第２損失積分器にフィードバックされるようにした複素バンドパスフィルタであって、前記第１及び第２無損失積分器は、第１トランスコンダクタンス素子と該第１トランスコンダクタンス素子の出力信号を積分する第１キャパシタで構成し、前記第１及び第２損失積分器は、第２トランスコンダクタンス素子と該第２トランスコンダクタンス素子の出力信号を積分する第２キャパシタと該第２キャパシタに接続され出力が反転入力にフィードバックされることにより抵抗素子として作用する第３トランスコンダクタンス素子とで構成し、前記第１及び第２周波数シフト素子は、第４トランスコンダクタンス素子の出力端子を第５トランスコンダクタンス素子の入力端子に、該第５トランスコンダクタンス素子の出力端子を前記第４トランスコンダクタンス素子の入力端子に接続して構成し、前記第１乃至４加算器は結線により構成した、ことを特徴とする。 Complex band-pass filter of the invention according to claim 2, the second loss integrator and first loss integrator phase component signal straight交変tone is input, quadrature component signal of the quadrature modulator is input, passes A first frequency shift element for shifting the center frequency of the band, a first adder for adding the output of the first loss integrator and the output of the first frequency shift element, and the second loss integrator. A second adder for adding the output and the output of the first frequency shift element; a first lossless integrator to which the output of the first adder is input; and an output of the second adder. A third addition for adding the second lossless integrator, the second frequency shift element for shifting the center frequency of the passband, and the output of the first lossless integrator and the output of the second frequency shift element And the output of the second lossless integrator A fourth adder for adding the output of the second frequency shift element, the outputs of the first adder and the second adder are fed back to the first frequency shift element, and the output of the third adder is Simultaneously with the output of the in-phase component signal, the feedback is fed back to the second frequency shift element and the first loss integrator, and the output of the fourth adder becomes the output of the quadrature component signal and simultaneously with the second frequency shift element and the second loss. A complex bandpass filter fed back to an integrator , wherein the first and second lossless integrators integrate a first transconductance element and an output signal of the first transconductance element. The first and second loss integrators include a second transconductance element and an output signal of the second transconductance element. And a third transconductance element connected to the second capacitor and having an output fed back to an inverting input to act as a resistance element. The first and second frequency shift elements are: The output terminal of the fourth transconductance element is connected to the input terminal of the fifth transconductance element, the output terminal of the fifth transconductance element is connected to the input terminal of the fourth transconductance element, and the first to fourth The adder is constituted by connection .

請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載の複素バンドパスフィルタにおいて、前記第１及び第２キャパシタにそれぞれ抵抗発生素子を直列接続したことを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the complex bandpass filter according to the first or second aspect, a resistance generating element is connected in series to each of the first and second capacitors .

請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載の複素バンドパスフィルタにおいて、前記第４及び第５トランスコンダクタンス素子は、それぞれ前記第１トランスコンダクタンス素子を並列に２ｎ個（ｎは正の整数）接続したトランスコンダクタンス素子を用いて構成したことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the complex bandpass filter according to the first, second, or third aspect , each of the fourth and fifth transconductance elements includes 2n pieces of the first transconductance elements in parallel (n is A positive integer) is formed using connected transconductance elements .

請求項１乃至５にかかる発明によれば、ｇｍ値の数を３個に減らすことができ、つまり使用するトランスコンダクタンス素子は３種類で済み、周波数の調整を容易にすることが可能になる。また、請求項４にかかる発明によれば、キャパシタと直列に抵抗発生素子を設けたので、使用するトランスコンダクタンス素子の有限の周波数特性により発生する通過帯域の歪みを大幅に解消することが可能になる。また、請求項５にかかる発明によれば、ＩＦ中心周波数を帯域幅のｎ倍に設定すれば、さらにｇｍ値の数を２個に減らすことができ周波数の調整をさらに容易にすることが可能になる。 According to the first to fifth aspects of the invention, the number of gm values can be reduced to three, that is, only three types of transconductance elements are used, and the frequency can be easily adjusted. According to the invention of claim 4, since the resistance generating element is provided in series with the capacitor, it is possible to greatly eliminate the distortion of the pass band caused by the finite frequency characteristics of the transconductance element to be used. Become. According to the fifth aspect of the present invention, if the IF center frequency is set to n times the bandwidth, the number of gm values can be further reduced to two, and the frequency adjustment can be further facilitated. become.

本発明の２次の複素バンドパスフィルタでは、第１及び第２無損失積分器、第１及び第２損失積分器、第１及び第２周波数シフト素子を使用し、第１及び第２無損失積分器の出力の間に第１周波数シフト素子を接続し、第１及び第２損失積分器の出力の間に第２周波数シフト素子を接続し、フィードバック（負帰還）をかける。以下詳しく説明する。 In the second-order complex bandpass filter of the present invention, the first and second lossless integrators, the first and second loss integrators, the first and second frequency shift elements are used, and the first and second lossless filters are used. A first frequency shift element is connected between the outputs of the integrator, a second frequency shift element is connected between the outputs of the first and second loss integrators, and feedback (negative feedback) is applied. This will be described in detail below.

図１には、本発明の実施例１にかかる２次の複素バンドパスフィルタのブロック構成図が示されており、このフィルタでは、直交変調された同相成分の入力信号ＸＩおよび直交成分の入力信号ＸＱがそれぞれ第１無損失積分器１及び第２無損失積分器２に入力され、それぞれの出力信号は通過帯域の中心周波数シフト機能を果たす第１周波数シフト素子３からの信号と第１加算器４及び第２加算器５により加算され、第１加算器４の出力信号は次段の第１損失積分器６の入力信号となると同時に第１周波数シフト素子３にフィードバックされる。同様に、第２加算器５の出力信号は次段の第２損失積分器７の入力信号となると同時に第１周波数シフト素子３にフィードバックされる。 FIG. 1 is a block diagram of a second-order complex bandpass filter according to a first embodiment of the present invention. In this filter, a quadrature-modulated in-phase component input signal XI and a quadrature component input signal are shown. XQ is input to the first lossless integrator 1 and the second lossless integrator 2, respectively, and the respective output signals are the signal from the first frequency shift element 3 that performs the center frequency shift function of the passband and the first adder. 4 and the second adder 5, and the output signal of the first adder 4 becomes the input signal of the first loss integrator 6 at the next stage and is fed back to the first frequency shift element 3. Similarly, the output signal of the second adder 5 becomes an input signal of the second loss integrator 7 at the next stage and is simultaneously fed back to the first frequency shift element 3.

更に、第１損失積分器６からの出力信号は通過帯域の中心周波数シフト機能を果たす第２周波数シフト素子８からの信号と第３加算器９により加算され、第３加算器９からの出力信号は同相成分の出力信号ＹＩになると同時に第２周波数シフト素子８と第１無損失積分器１へとフィードバックされる。また、第２損失積分器７からの出力信号は第２周波数シフト素子８からの信号と第４加算器１０により加算され、第４加算器１０からの出力信号は直交成分の出力信号ＹＱになると同時に第２周波数シフト素子８と第２無損失積分器２へとフィードバックされる。 Further, the output signal from the first loss integrator 6 is added by the third adder 9 with the signal from the second frequency shift element 8 that performs the center frequency shift function of the passband, and the output signal from the third adder 9 is added. Is fed back to the second frequency shift element 8 and the first lossless integrator 1 at the same time as the output signal YI of the in-phase component. Further, the output signal from the second loss integrator 7 is added to the signal from the second frequency shift element 8 by the fourth adder 10, and the output signal from the fourth adder 10 becomes the output signal YQ of the quadrature component. At the same time, it is fed back to the second frequency shift element 8 and the second lossless integrator 2.

このような２次複素バンドパスフィルタをシングルエンド型ＯＴＡを用いて構成した具体的な回路を図２に示す。直交変調された同相成分の入力信号Ｘ１が入力され、ｇｍ１ａのトランスコンダクタンスを持つ第１ＯＴＡ１１、この第１ＯＴＡ１１の出力側が接続され、ｇｍ２ａのトランスコンダクタンスを持つ第２ＯＴＡ１２、この第２ＯＴＡ１２の出力側が接続され、ｇｍ３ａのトランスコンダクタンスを持つ第３ＯＴＡ１３が設けられており、この第３ＯＴＡ１３から同相成分の出力信号ＹＩが出力されると同時に出力信号ＹＩは第３ＯＴＡ１３の入力及び第１ＯＴＡ１１の入力にフイードバックされる。 A specific circuit in which such a second-order complex bandpass filter is configured using a single-ended OTA is shown in FIG. A quadrature-modulated in-phase component input signal X1 is input, the first OTA11 having a transconductance of gm1a, the output side of the first OTA11 is connected, the second OTA12 having a transconductance of gm2a, and the output side of the second OTA12 are connected, A third OTA 13 having a gm3a transconductance is provided, and an output signal YI having an in-phase component is output from the third OTA 13 and simultaneously, the output signal YI is fed back to the input of the third OTA 13 and the input of the first OTA 11.

一方、直交変調の直交成分の入力信号ＸＱが入力され、ｇｍ１ｂのトランスコンダクタンスを持つ第４ＯＴＡ１４、この第４ＯＴＡ１４の出力側が接続され、ｇｍ２ｂのトランスコンダクタンスを持つ第５ＯＴＡ１５、この第５ＯＴＡ１５の出力側が接続され、ｇｍ３ｂのトランスコンダクタンスを持つ第６ＯＴＡ１６が設けられ、この第６ＯＴＡ１６から直交成分の出力信号ＹＱが出力されると同時に出力信号ＹＱは第６ＯＴＡ１６の入力及び第４ＯＴＡ１４の入力にフィードバックされる。 On the other hand, the quadrature modulation quadrature component input signal XQ is input, the fourth OTA 14 having gm1b transconductance and the output side of the fourth OTA 14 are connected, and the fifth OTA 15 having gm2b transconductance and the output side of the fifth OTA 15 are connected. , Gm3b and a sixth OTA 16 having transconductance are provided, and an output signal YQ of a quadrature component is output from the sixth OTA 16 and simultaneously, the output signal YQ is fed back to the input of the sixth OTA 16 and the input of the fourth OTA 14.

また、前記第１ＯＴＡ１１と第２ＯＴＡ１２の接続点Ａと、前記第４ＯＴＡ１４と第５ＯＴＡ１５の接続点Ｂとの間に、通過帯域の中心周波数シフト機能を果たすための第７ＯＴＡ１７及び第８ＯＴＡ１８が設けられ、この第７ＯＴＡ１７はｇｍ４ａのトランスコンダクタンスを持ち、第８ＯＴＡ１８はｇｍ４ｂのトランスコンダクタンスを持つ。前記第１ＯＴＡ１１の出力は前記第８ＯＴＡ１８の入力に接続され、前記第４ＯＴＡ１４の出力は前記第７ＯＴＡ１７の入力に接続される。また、前記第７ＯＴＡ１７の出力は前記接続点Ａと接続され、前記第８ＯＴＡ１８の出力は前記接続点Ｂに接続される。更に、前記接続点Ａとアースとの間に、容量Ｃ１ａの第１キャパシタ２１と抵抗値Ｒ１ａの第１抵抗素子２２が接続され、前記接続点Ｂとアースとの間に、容量Ｃ１ｂの第２キャパシタ２５と抵抗値Ｒ１ｂの第２抵抗素子２６が接続されている。 Also, a seventh OTA 17 and an eighth OTA 18 for performing a center frequency shift function of a pass band are provided between the connection point A of the first OTA 11 and the second OTA 12 and the connection point B of the fourth OTA 14 and the fifth OTA 15, The seventh OTA 17 has a transconductance of gm4a, and the eighth OTA 18 has a transconductance of gm4b. The output of the first OTA 11 is connected to the input of the eighth OTA 18, and the output of the fourth OTA 14 is connected to the input of the seventh OTA 17. The output of the seventh OTA 17 is connected to the connection point A, and the output of the eighth OTA 18 is connected to the connection point B. Further, a first capacitor 21 having a capacitance C1a and a first resistance element 22 having a resistance value R1a are connected between the connection point A and the ground, and a second capacitor C1b is connected between the connection point B and the ground. The capacitor 25 and the second resistance element 26 having a resistance value R1b are connected.

更に、前記第３ＯＴＡ１３の出力と前記第６ＯＴＡ１６の出力との間に、通過帯域の中心周波数シフト機能を果たすための第９ＯＴＡ１９及び第１０ＯＴＡ２０が設けられ、この第９ＯＴＡ１９はｇｍ５ａのトランスコンダクタンスを持ち、第１０ＯＴＡ２０はｇｍ５ｂのトランスコンダクタンスを持つ。前記同相成分の出力信号ＹＩは前記第１０ＯＴＡ２０の入力と接続され、前記直交成分の出力信号ＹＱは前記第９ＯＴＡ１９の入力に接続される。更に、前記第２ＯＴＡ１２と第３ＯＴＡ１３の接続点Ｃとアースとの間に、容量Ｃ２ａの第３キャパシタ２３と抵抗値Ｒ２ａの第３抵抗素子２４が接続され、前記第５ＯＴＡ１５と第６ＯＴＡ１６の接続点Ｄとアースとの間に、容量Ｃ２ｂの第４キャパシタ２７と抵抗値Ｒ２ｂの第４抵抗素子２８が接続されている。以上の第１、第２、第３、第４の抵抗素子２２、２６、２４、２８はフィルタ通過帯域の歪を改善する目的で配置されている。 Further, a ninth OTA 19 and a tenth OTA 20 are provided between the output of the third OTA 13 and the output of the sixth OTA 16, and the ninth OTA 19 has a gm5a transconductance. 10OTA20 has a transconductance of gm5b. The in-phase component output signal YI is connected to the input of the tenth OTA 20, and the quadrature component output signal YQ is connected to the input of the ninth OTA 19. Further, a third capacitor 23 having a capacitance C2a and a third resistance element 24 having a resistance value R2a are connected between a connection point C of the second OTA 12 and the third OTA 13 and the ground, and a connection point D of the fifth OTA 15 and the sixth OTA 16 The fourth capacitor 27 having a capacitance C2b and the fourth resistance element 28 having a resistance value R2b are connected between the capacitor and the ground. The first, second, third, and fourth resistance elements 22, 26, 24, and 28 are arranged for the purpose of improving distortion in the filter passband.

ここで、図１の第１無損失積分器１は第１ＯＴＡ１１と第１キャパシタ２１と第１抵抗素子２２によって、第２無損失積分器２は第４ＯＴＡ１４と第２キャパシタ２５と第２抵抗素子２６によって、第１周波数シフト素子３は第７ＯＴＡ１７と第８ＯＴＡ１８によって、それぞれ実現される。また、第１及び第２加算器４及び５は結線によって実現できる。更に、第１損失積分器６は第２ＯＴＡ１２と第３ＯＴＡ１３と第３キャパシタ２３と第３抵抗素子２４によって、第２損失積分器７は第５ＯＴＡ１５と第６ＯＴＡ１６と第４キャパシタ２７と第４抵抗素子２８によって、第２周波数シフト素子８は第９ＯＴＡ１９と第１０ＯＴＡ２０によって、それぞれ実現される。また、第３及び第４加算器９及び１０は結線によって実現できる。 Here, the first lossless integrator 1 shown in FIG. 1 includes the first OTA 11, the first capacitor 21, and the first resistance element 22, and the second lossless integrator 2 includes the fourth OTA 14, the second capacitor 25, and the second resistance element 26. Thus, the first frequency shift element 3 is realized by the seventh OTA 17 and the eighth OTA 18, respectively. The first and second adders 4 and 5 can be realized by connection. Further, the first loss integrator 6 includes the second OTA 12, the third OTA 13, the third capacitor 23, and the third resistance element 24, and the second loss integrator 7 includes the fifth OTA 15, the sixth OTA 16, the fourth capacitor 27, and the fourth resistance element 28. Thus, the second frequency shift element 8 is realized by the ninth OTA 19 and the tenth OTA 20, respectively. The third and fourth adders 9 and 10 can be realized by connection.

そして、通常、複素バンドパスフィルタを構成する場合、前記トランスコンダクタンスにおいて、ｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝ｇｍ４、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝ｇｍ５で、またＣ１ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ１、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ１、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ２、Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂ＝Ｒ２として用いられ、このとき２次の複素バンドパスフィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）[ｓ：複素変数］は、次式によって与えられる。ここでは、各ＯＴＡの周波数特性は無視しているためＲ１＝Ｒ２＝０である。

In general, when a complex bandpass filter is configured, in the transconductance, gm1a = gm1b = gm1, gm2a = gm2b = gm2, gm3a = gm3b = gm3, gm4a = gm4b = gm4, gm5a = gm5b = gm5 C1a = C1b = C1, R1a = R1b = R1, C2a = C2b = C2, and R2a = R2b = R2, where the transfer function H (s) [s: complex variable] of the second-order complex bandpass filter is Is given by: Here, since the frequency characteristic of each OTA is ignored, R1 = R2 = 0.

当該実施例１の２次複素バンドパスフィルタの中心周波数は、ｇｍ４、ｇｍ５及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍ４＝ｇｍ５＝ｇｍｃ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすることにより、中心周波数ｆｃはｆｃ＝ｇｍｃ／２πＣとなる。また、帯域幅はｇｍ１、ｇｍ２及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍｂ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすると帯域幅ＢＷはＢＷ＝ｇｍｂ／πＣとなり、Ｑ値はｇｍｂ／ｇｍ３となる。 The center frequency of the second-order complex bandpass filter of the first embodiment is determined by gm4, gm5, C1, and C2, but by setting gm4 = gm5 = gmc and C1 = C2 = C, the center frequency fc is fc. = Gmc / 2πC. The bandwidth is determined by gm1, gm2, and C1, C2. If gm1 = gm2 = gmb and C1 = C2 = C, the bandwidth BW is BW = gmb / πC, and the Q value is gmb / gm3. .

図３には、図２においてｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１＝９．４μＳ、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２＝９．４μＳ、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３＝１３．５μＳ、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝ｇｍ４＝３７．７μＳ、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝ｇｍ５＝３７．７μＳ、Ｃ１ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ１＝１．５ｐＦ、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ２＝１．５ｐＦ、Ｒ１＝Ｒ２＝０Ωの値に設定されたときの２次複素バンドパスフィルタの周波数特性が示されており、図示されるように、このフィルタでは、周波数４ＭＨｚを中心とし、正の周波数のみを通す帯域幅２ＭＨｚの特性が得られ、しかもｇｍ値の数はｇｍｂ、ｇｍｃ、ｇｍ３の３個でよい。更に、４次の複素バンドパスフィルタを構成する場合でも当該実施例１の図２の２次複素バンドパスフィルタを２個縦続接続することにより実現でき、しかも次段の２次複素バンドパスフィルタの各ｇｍ値は初段の２次複素バンドパスフィルタの各ｇｍ値と基本的に同じでよく、最低３個でよい。 In FIG. 3, gm1a = gm1b = gm1 = 9.4 μS, gm2a = gm2b = gm2 = 9.4 μS, gm3a = gm3b = gm3 = 13.5 μS, gm4a = gm4b = gm4 = 37.7 μS, gm5a = Frequency characteristics of second-order complex bandpass filter when gm5b = gm5 = 37.7 μS, C1a = C1b = C1 = 1.5 pF, C2a = C2b = C2 = 1.5 pF, R1 = R2 = 0Ω As shown in the figure, in this filter, a characteristic with a bandwidth of 2 MHz that passes only a positive frequency centered on a frequency of 4 MHz is obtained, and the number of gm values is 3 of gmb, gmc, and gm3. Individual is enough. Further, even when a fourth-order complex bandpass filter is configured, it can be realized by cascading two second-order complex bandpass filters of FIG. Each gm value may be basically the same as each gm value of the first-order second-order complex bandpass filter, and may be at least three.

図４には、当該実施例１の２次複素バンドパスフィルタを完全差動型ＯＴＡを用いて構成した具体的な回路が示されている。ここで、図１の第１無損失積分器１は第１ＯＴＡ３１と第２ＯＴＡ３２と第１キャパシタ４３と第１抵抗素子４４によって、第２無損失積分器２は第３ＯＴＡ３５と第４ＯＴＡ３６と第２キャパシタ４７と第２抵抗素子４８によって、第１周波数シフト素子３は第５ＯＴＡ３９と第６ＯＴＡ４０によって、それぞれ実現される。また、第１及び第２加算器４及び５は結線によって実現できる。更に、第１損失積分器６は第７ＯＴＡ３３と第８ＯＴＡ３４と第３キャパシタ４５と第３抵抗素子４６によって、第２損失積分器７は第９ＯＴＡ３７と第１０ＯＴＡ３８と第４キャパシタ４９と第４抵抗素子５０によって、第２周波数シフト素子８は第１１ＯＴＡ４１と第１２ＯＴＡ４２によって、それぞれ実現される。また、第３及び第４加算器９及び１０は結線によって実現できる。 FIG. 4 shows a specific circuit in which the second-order complex bandpass filter of the first embodiment is configured using a fully differential OTA. Here, the first lossless integrator 1 of FIG. 1 includes a first OTA 31, a second OTA 32, a first capacitor 43, and a first resistance element 44, and the second lossless integrator 2 includes a third OTA 35, a fourth OTA 36, and a second capacitor 47. The first frequency shift element 3 is realized by the fifth OTA 39 and the sixth OTA 40 by the second resistance element 48 and the second resistance element 48, respectively. The first and second adders 4 and 5 can be realized by connection. Further, the first loss integrator 6 includes a seventh OTA 33, an eighth OTA 34, a third capacitor 45, and a third resistance element 46, and the second loss integrator 7 includes a ninth OTA 37, a tenth OTA 38, a fourth capacitor 49, and a fourth resistance element 50. Thus, the second frequency shift element 8 is realized by the 11th OTA 41 and the 12th OTA 42, respectively. The third and fourth adders 9 and 10 can be realized by connection.

図４の各ＯＴＡのトランスコンダクタンスにおいて、ｇｉｎａ＝ｇｉｎｂ＝ｇｍｉｎ、ｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝ｇｍ４、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝ｇｍ５で、またＣ１ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ１、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ１、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ２、Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂ＝Ｒ２としたとき回路の伝達関数Ｈ（ｓ）[ｓ：複素変数]は、次式によって与えられる。ここでは、各ＯＴＡの周波数特性は無視しているためＲ１＝Ｒ２＝０である。

In the transconductance of each OTA of FIG. 4, gina = ginb = gmin, gm1a = gm1b = gm1, gm2a = gm2b = gm2, gm3a = gm3b = gm3, gm4a = gm4b = gm4, gm5a = gm5b = gm5, and C1 When C1b = C1, R1a = R1b = R1, C2a = C2b = C2, and R2a = R2b = R2, the transfer function H (s) [s: complex variable] of the circuit is given by the following equation. Here, since the frequency characteristic of each OTA is ignored, R1 = R2 = 0.

当該実施例１の完全差動型の２次複素バンドパスフィルタの中心周波数は、ｇｍ４、ｇｍ５及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍ４＝ｇｍ５＝ｇｍｃ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすることにより中心周波数ｆｃはｆｃ＝ｇｍｃ／２πＣとなる。また、帯域幅はｇｍｉｎ、ｇｍ１、ｇｍ２及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍｉｎ＝ｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍｂ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすると帯域幅ＢＷはＢＷ＝ｇｍｂ／πＣとなり、Ｑ値はｇｍｂ／ｇｍ３となる。すなわち、完全差動型の場合でもｇｍ値の数はｇｍｂ、ｇｍｃ、ｇｍ３の３個でよい。 The center frequency of the fully differential second-order complex bandpass filter of the first embodiment is determined by gm4, gm5, C1, and C2, but is centered by setting gm4 = gm5 = gmc and C1 = C2 = C. The frequency fc is fc = gmc / 2πC. The bandwidth is determined by gmin, gm1, gm2, and C1, C2. If gmin = gm1 = gm2 = gmb and C1 = C2 = C, the bandwidth BW is BW = gmb / πC, and the Q value is gmb. / Gm3. That is, even in the case of the fully differential type, the number of gm values may be three, gmb, gmc, and gm3.

更に、２ｍ次（ｍは２以上の整数）の複素バンドパスフィルタを構成する場合でも、当該実施例１の図４の２次複素バンドパスフィルタをｍ個縦続接続することにより実現でき、しかも次段以降の２次複素バンドパスフィルタの各ｇｍ値は初段の２次複素バンドパスフィルタの各ｇｍ値と基本的に同じでよく、最低３個でよい。 Further, even when a complex band-pass filter of 2m order (m is an integer of 2 or more) is configured, it can be realized by cascading m second-order complex bandpass filters of FIG. Each gm value of the second-order complex bandpass filter after the first stage may be basically the same as each gm value of the second-order complex bandpass filter of the first stage, and may be at least three.

図５には、当該実施例１の図４の２次複素バンドパスフィルタを２個縦続接続することにより実現した４次複素バンドパスフィルタの周波数特性を示しており、２０２は初段の２次複素バンドパスフィルタ出力の周波数特性、２０３が同じ２次複素バンドパスフィルタを２個縦続接続した４次複素バンドパスフィルタの周波数特性である。ここで、ｇｍ値はｇｍｂ＝９．４μＳ、ｇｍｃ＝３７．７μＳ、ｇｍ３＝１３．５μＳの３個のみで構成されている。また、Ｃ１＝１．５ｐＦ、Ｃ２＝１．５ｐＦ、Ｒ１＝Ｒ２＝０Ωである。 FIG. 5 shows the frequency characteristics of the fourth-order complex bandpass filter realized by cascading two second-order complex bandpass filters of FIG. 4 of the first embodiment, and 202 is the first-order second-order complex. The frequency characteristic of the bandpass filter output, 203 is the frequency characteristic of the fourth-order complex bandpass filter in which two same-order complex bandpass filters are cascade-connected. Here, the gm value is composed of only three gmb = 9.4 μS, gmc = 37.7 μS, and gm3 = 13.5 μS. Further, C1 = 1.5 pF, C2 = 1.5 pF, and R1 = R2 = 0Ω.

図６には、本発明の実施例２にかかる２次の複素バンドパスフィルタのブロック構成図が示されており、このフィルタでは、直交変調された同相成分の入力信号ＸＩおよび直交成分の入力信号ＸＱがそれぞれ第１損失積分器５１及び第２損失積分器５２に入力され、それぞれの出力信号は通過帯域の中心周波数シフト機能を果たす第１周波数シフト素子５３からの信号と第１加算器５４及び第２加算器５５により加算され、第１加算器５４の出力信号は次段の第１無損失積分器５６の入力信号となると同時に第１周波数シフト素子５３にフィードバックされる。同様に、第２加算器５５の出力信号は次段の第２無損失積分器５７の入力信号となると同時に第１周波数シフト素子５３にフイードバックされる。更に、第１無損失積分器５６からの出力信号は通過帯域の中心周波数シフト機能を果たす第２周波数シフト素子５８からの信号と第３加算器５９により加算され、第３加算器５９からの出力信号は同相成分の出力信号ＹＩになると同時に第２周波数シフト素子５８と第１損失積分器５１へとフィードバックされる。また、第２無損失積分器５７からの出力信号は第２周波数シフト素子５８からの信号と第４加算器６０により加算され、第４加算器６０からの出力信号は直交成分の出力信号ＹＱになると同時に第２周波数シフト素子５８と第２損失積分器５２へとフィードバックされる。 FIG. 6 is a block diagram of a second-order complex bandpass filter according to the second embodiment of the present invention. In this filter, a quadrature-modulated in-phase component input signal XI and a quadrature component input signal are shown. XQ is input to the first loss integrator 51 and the second loss integrator 52, respectively, and the respective output signals are the signal from the first frequency shift element 53 that performs the center frequency shift function of the passband, the first adder 54, The signals are added by the second adder 55, and the output signal of the first adder 54 becomes an input signal of the first lossless integrator 56 in the next stage and is fed back to the first frequency shift element 53. Similarly, the output signal of the second adder 55 becomes the input signal of the second lossless integrator 57 in the next stage and is fed back to the first frequency shift element 53 at the same time. Further, the output signal from the first lossless integrator 56 is added by the third adder 59 with the signal from the second frequency shift element 58 that performs the center frequency shift function of the passband, and the output from the third adder 59 is output. The signal is fed back to the second frequency shift element 58 and the first loss integrator 51 at the same time as the in-phase component output signal YI. The output signal from the second lossless integrator 57 is added to the signal from the second frequency shift element 58 by the fourth adder 60, and the output signal from the fourth adder 60 is added to the orthogonal component output signal YQ. At the same time, it is fed back to the second frequency shift element 58 and the second loss integrator 52.

このような２次複素バンドパスフィルタをシングルエンド型ＯＴＡを用いて構成した具体的な回路を図７に示す。直交変調された同相成分の入力信号ＸＩが入力され、ｇｍ１ａのトランスコンダクタンスを持つ第１ＯＴＡ６１、この第１ＯＴＡ６１の出力側が接続され、ｇｍ２ａのトランスコンダクタンスを持つ第２ＯＴＡ６２、この第２ＯＴＡ６２の出力側が接続され、ｇｍ３ａのトランスコンダクタンスを持つ第３ＯＴＡ６３が設けられており、この第３ＯＴＡ６３から同相成分の出力信号ＹＩが出力されると同時に出力信号ＹＩは第１ＯＴＡ６１の入力にフィードバックされる。また、前記第２ＯＴＡ６２の出力は第２ＯＴＡ６２の入力にフィードバックされる。 A specific circuit in which such a second-order complex bandpass filter is configured using a single-ended OTA is shown in FIG. A quadrature-modulated in-phase component input signal XI is input, the first OTA 61 having a gm1a transconductance, the output side of the first OTA61 is connected, the second OTA62 having a gm2a transconductance, and the output side of the second OTA62 are connected, A third OTA 63 having a transconductance of gm3a is provided, and an output signal YI having an in-phase component is output from the third OTA 63, and at the same time, the output signal YI is fed back to the input of the first OTA 61. The output of the second OTA 62 is fed back to the input of the second OTA 62.

一方、直交変調の直交成分の入力信号ＸＱが入力され、ｇｍ１ｂのトランスコンダクタンスを持つ第４ＯＴＡ６４、この第４ＯＴＡ６４の出力側が接続され、ｇｍ２ｂのトランスコンダクタンスを持つ第５ＯＴＡ６５、この第５ＯＴＡ６５の出力側が接続され、ｇｍ３ｂのトランスコンダクタンスを持つ第６ＯＴＡ６６が設けられ、この第６ＯＴＡ６６から直交成分の出力信号ＹＱが出力されると同時に出力信号ＹＱは第４ＯＴＡ６４の入力にフィードバックされる。また、前記第５ＯＴＡ６５の出力は第５ＯＴＡ６５の入力にフィードバックされる。 On the other hand, the quadrature modulation quadrature component input signal XQ is input, the fourth OTA 64 having gm1b transconductance and the output side of the fourth OTA 64 are connected, and the fifth OTA 65 having gm2b transconductance and the output side of the fifth OTA 65 are connected. , Gm3b having a transconductance is provided, and an output signal YQ of a quadrature component is output from the sixth OTA 66, and at the same time, the output signal YQ is fed back to the input of the fourth OTA 64. The output of the fifth OTA 65 is fed back to the input of the fifth OTA 65.

また、前記第２ＯＴＡ６２と第３ＯＴＡ６３の接続点Ｅと、前記第５ＯＴＡ６５と第６ＯＴＡ６６の接続点Ｆとの間に、通過帯域の中心周波数シフト機能を果たすための第７ＯＴＡ６７及び第８ＯＴＡ６８が設けられ、この第７ＯＴＡ６７はｇｍ４ａのトランスコンダクタンスを持ち、第８ＯＴＡ６８はｇｍ４ｂのトランスコンダクタンスを持つ。前記接続点Ｅと前記第８ＯＴＡ６８の入力が接続され、前記接続点Ｆと前記第７ＯＴＡ６７の入力が接続される。また、前記第７ＯＴＡ６７の出力は前記第２ＯＴＡ６２の出力と接続され、前記第８ＯＴＡ６８の出力は前記第５ＯＴＡ６５の出力に接続される。更に、前記第１ＯＴＡ６１の出力とアースとの間に、容量Ｃ１ａの第１キャパシタ７１と抵抗値Ｒ１ａの第１抵抗素子７２が接続され、前記第４ＯＴＡ６４の出力とアースとの間に、容量Ｃ１ｂの第２キャパシタ７５と抵抗値Ｒ１ｂの第２抵抗素子７６が接続されている。 A seventh OTA 67 and an eighth OTA 68 are provided between the connection point E of the second OTA 62 and the third OTA 63 and the connection point F of the fifth OTA 65 and the sixth OTA 66. The seventh OTA 67 has a gm4a transconductance, and the eighth OTA68 has a gm4b transconductance. The connection point E and the input of the eighth OTA 68 are connected, and the connection point F and the input of the seventh OTA 67 are connected. The output of the seventh OTA 67 is connected to the output of the second OTA 62, and the output of the eighth OTA 68 is connected to the output of the fifth OTA 65. Further, a first capacitor 71 having a capacitance C1a and a first resistance element 72 having a resistance value R1a are connected between the output of the first OTA 61 and the ground, and the capacitance C1b is connected between the output of the fourth OTA 64 and the ground. A second capacitor 75 and a second resistance element 76 having a resistance value R1b are connected.

更に、前記第３ＯＴＡ６３の出力と前記第６ＯＴＡ６６の出力との間に、通過帯域の中心周波数シフト機能を果たすための第９ＯＴＡ６９及び第１０ＯＴＡ７０が設けられ、この第９ＯＴＡ６９はｇｍ５ａのトランスコンダクタンスを持ち、第１０ＯＴＡ７０はｇｍ５ｂのトランスコンダクタンスを持つ。前記同相成分の出力信号ＹＩは前記第１０ＯＴＡ７０の入力と接続され、前記直交成分の出力信号ＹＱは前記第９ＯＴＡ６９の入力に接続される。更に、前記第３ＯＴＡ６３の出力とアースとの間に、容量Ｃ２ａの第３キャパシタ７３と抵抗値Ｒ２ａの第３抵抗素子７４が接続され、前記第６ＯＴＡ６６の出力とアースとの間に、容量Ｃ２ｂの第４キャパシタ７７と抵抗値Ｒ２ｂの第４抵抗素子７８が接続されている。以上の第１、第２、第３、第４の抵抗素子７２、７６、７４、７８はフィルタ通過帯域の歪を改善する目的で配置されている。 Further, a ninth OTA 69 and a tenth OTA 70 are provided between the output of the third OTA 63 and the output of the sixth OTA 66, and the ninth OTA 69 has a gm5a transconductance. 10OTA70 has a transconductance of gm5b. The in-phase component output signal YI is connected to the input of the tenth OTA 70, and the quadrature component output signal YQ is connected to the input of the ninth OTA 69. Further, a third capacitor 73 having a capacitance C2a and a third resistance element 74 having a resistance value R2a are connected between the output of the third OTA 63 and the ground, and between the output of the sixth OTA 66 and the ground, A fourth capacitor 77 and a fourth resistance element 78 having a resistance value R2b are connected. The first, second, third, and fourth resistance elements 72, 76, 74, and 78 are arranged for the purpose of improving the distortion of the filter passband.

ここで、図６の第１損失積分器５１は第１ＯＴＡ６１と第２ＯＴＡ６２と第１キャパシタ７１と第１抵抗素子７２によって、第２損失積分器５２は第４ＯＴＡ６４と第５ＯＴＡ６５と第２キャパシタ７５と第２抵抗素子７６によって、第１周波数シフト素子５３は第７ＯＴＡ６７と第８ＯＴＡ６８によって、それぞれ実現される。また、第１及び第２加算器５４及び５５は結線によって実現できる。更に、第１無損失積分器５６は第３ＯＴＡ６３と第３キャパシタ７３と第３抵抗素子７４によって、第２無損失積分器５７は第６ＯＴＡ６６と第４キャパシタ７７と第４抵抗素子７８によって、第２周波数シフト素子５８は第９ＯＴＡ６９と第１０ＯＴＡ７０によって、それぞれ実現される。また、第３及び第４加算器５９及び６０は結線によって実現できる。 6 includes a first OTA 61, a second OTA 62, a first capacitor 71, and a first resistance element 72, and a second loss integrator 52 includes a fourth OTA 64, a fifth OTA 65, a second capacitor 75, and a second capacitor 75. The first frequency shift element 53 is realized by the seventh OTA 67 and the eighth OTA 68 by the two-resistance element 76, respectively. The first and second adders 54 and 55 can be realized by connection. Further, the first lossless integrator 56 includes a third OTA 63, a third capacitor 73, and a third resistance element 74, and the second lossless integrator 57 includes a sixth OTA 66, a fourth capacitor 77, and a fourth resistance element 78. The frequency shift element 58 is realized by the ninth OTA 69 and the tenth OTA 70, respectively. The third and fourth adders 59 and 60 can be realized by connection.

そして、通常、複素バンドパスフィルタを構成する場合、図７のトランスコンダクタンスにおいて、ｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝ｇｍ４、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝ｇｍ５で、またＣ１ａ＝Ｃ１ｂ＝Ｃ１、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ１、Ｃ２ａ＝Ｃ２ｂ＝Ｃ２、Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂ＝Ｒ２として用いられ、このとき２次の複素バンドパスフィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）[ｓ：複素変数]は、次式によって与えられる。ここでは、各ＯＴＡの周波数特性は無視しているためＲ１＝Ｒ２＝０である。

Normally, when a complex bandpass filter is configured, in the transconductance of FIG. 7, gm1a = gm1b = gm1, gm2a = gm2b = gm2, gm3a = gm3b = gm3, gm4a = gm4b = gm4, gm5a = gm5b = gm5 C1a = C1b = C1, R1a = R1b = R1, C2a = C2b = C2, and R2a = R2b = R2. At this time, the transfer function H (s) of the second-order complex bandpass filter [s: complex variable ] Is given by: Here, since the frequency characteristic of each OTA is ignored, R1 = R2 = 0.

当該実施例２の２次複素バンドパスフィルタの中心周波数は、ｇｍ４、ｇｍ５及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍ４＝ｇｍ５＝ｇｍｃ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすることにより、中心周波数ｆｃはｆｃ＝ｇｍｃ／２πＣとなる。また、帯域幅はｇｍ１、ｇｍ３及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍ１＝ｇｍ３＝ｇｍｂ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすると帯域幅ＢＷはＢＷ＝ｇｍｂ／πＣとなり、Ｑ値はｇｍｂ／ｇｍ２となり、ｇｍ値の数はｇｍｂ、ｇｍｃ、ｇｍ２の３個でよい。また、４次の複素バンドパスフィルタを構成する場合でも当該実施例２の２次複素バンドパスフィルタを２個縦続接続することにより実現でき、しかも次段の２次複素バンドパスフィルタの各ｇｍ値は初段の２次複素バンドパスフィルタの各ｇｍ値と基本的に同じでよく、最低３個でよい。 The center frequency of the second-order complex bandpass filter of the second embodiment is determined by gm4, gm5, C1, and C2, but by setting gm4 = gm5 = gmc and C1 = C2 = C, the center frequency fc is fc. = Gmc / 2πC. The bandwidth is determined by gm1, gm3 and C1, C2. If gm1 = gm3 = gmb and C1 = C2 = C, the bandwidth BW is BW = gmb / πC, and the Q value is gmb / gm2. The number of gm values may be three, gmb, gmc, and gm2. Further, even when a fourth-order complex bandpass filter is configured, it can be realized by cascading two second-order complex bandpass filters of the second embodiment, and each gm value of the second-order complex bandpass filter of the next stage May be basically the same as each gm value of the first-order second-order complex bandpass filter, and may be at least three.

なお、当該実施例２においてｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１＝９．４μＳ、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２＝１３．５μＳ、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３＝９．４μＳ、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝ｇｍ４＝３７．７μＳ、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝ｇｍ５＝３７．７μＳ、Ｃａ１＝Ｃｂ１＝Ｃ１＝１．５ｐＦ、Ｃａ２＝Ｃｂ２＝Ｃ２＝１．５ｐＦ、Ｒ１＝Ｒ２＝０Ωの値に設定されれば実施例１と同じ周波数特性を得ることが出来る。 In Example 2, gm1a = gm1b = gm1 = 9.4 μS, gm2a = gm2b = gm2 = 13.5 μS, gm3a = gm3b = gm3 = 9.4 μS, gm4a = gm4b = gm4 = 37.7 μS, gm5a = gm5b = Gm5 = 37.7 μS, Ca1 = Cb1 = C1 = 1.5 pF, Ca2 = Cb2 = C2 = 1.5 pF, and R1 = R2 = 0Ω, the same frequency characteristics as in Example 1 can be obtained. I can do it.

図８には、当該実施例２の２次複素バンドパスフィルタを完全差動型ＯＴＡを用いて構成した具体的な回路が示されている。ここで、図６の第１損失積分器５１は第１ＯＴＡ８１と第２ＯＴＡ８２と第３ＯＴＡ８３と第１キャパシタ９３と第１抵抗素子９４によって、第２損失積分器５２は第４ＯＴＡ８５と第５ＯＴＡ８６と第６ＯＴＡ８７と第２キャパシタ９７と第２抵抗素子９８によって、第１周波数シフト素子５３は第７ＯＴＡ８９と第８ＯＴＡ９０によって、それぞれ実現される。また、第１及び第２加算器５４及び５５は結線によって実現できる。更に、第１無損失積分器５６は第９ＯＴＡ８４と第３キャパシタ９５と第３抵抗素子９６によって、第２無損失積分器５７は第１０ＯＴＡ８８と第４キャパシタ９９と第４抵抗素子１００によって、第２周波数シフト素子５８は第１１ＯＴＡ９１と第１２ＯＴＡ９２によって、それぞれ実現される。また、第３及び第４加算器５９及び６０は結線によって実現できる。 FIG. 8 shows a specific circuit in which the second-order complex bandpass filter of the second embodiment is configured using a fully differential OTA. 6 includes a first OTA 81, a second OTA 82, a third OTA 83, a first capacitor 93, and a first resistance element 94, and a second loss integrator 52 includes a fourth OTA 85, a fifth OTA 86, and a sixth OTA 87, The first frequency shift element 53 is realized by the seventh OTA 89 and the eighth OTA 90 by the second capacitor 97 and the second resistance element 98, respectively. The first and second adders 54 and 55 can be realized by connection. Further, the first lossless integrator 56 includes a ninth OTA 84, a third capacitor 95, and a third resistance element 96, and the second lossless integrator 57 includes a tenth OTA 88, a fourth capacitor 99, and a fourth resistance element 100. The frequency shift element 58 is realized by the 11th OTA 91 and the 12th OTA 92, respectively. The third and fourth adders 59 and 60 can be realized by connection.

図８のトランスコンダクタンスにおいて、ｇｉｎａ＝ｇｉｎｂ＝ｇｍｉｎ、ｇｍ１ａ＝ｇｍ１ｂ＝ｇｍ１、ｇｍ２ａ＝ｇｍ２ｂ＝ｇｍ２、ｇｍ３ａ＝ｇｍ３ｂ＝ｇｍ３、ｇｍ４ａ＝ｇｍ４ｂ＝ｇｍ４、ｇｍ５ａ＝ｇｍ５ｂ＝ｇｍ５で、またＣａ１＝Ｃｂ１＝Ｃ１、Ｒａ１＝Ｒｂ１＝Ｒ１、Ｃａ２＝Ｃｂ２＝Ｃ２、Ｒａ２＝Ｒｂ２＝Ｒ２としたとき回路の伝達関数Ｈ（ｓ）［ｓ：複素変数］は、次式によって与えられる。ここでは、各ＯＴＡの周波数特性は無視しているためＲ１＝Ｒ２＝０である。

In the transconductance of FIG. 8, gina = ginb = gmin, gm1a = gm1b = gm1, gm2a = gm2b = gm2, gm3a = gm3b = gm3, gm4a = gm4b = gm4, gm5a = gm5b = gm5, and Ca1 = Cb1 When Ra1 = Rb1 = R1, Ca2 = Cb2 = C2, and Ra2 = Rb2 = R2, the transfer function H (s) [s: complex variable] of the circuit is given by the following equation. Here, since the frequency characteristic of each OTA is ignored, R1 = R2 = 0.

当該実施例２の完全差動型の２次複素バンドパスフィルタの中心周波数は、ｇｍ４、ｇｍ５及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍ４＝ｇｍ５＝ｇｍｃ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすることにより、中心周波数ｆｃはｆｃ＝ｇｍｃ／２πＣとなる。また、帯域幅はｇｍｉｎ、ｇｍ１、ｇｍ３及びＣ１、Ｃ２によって決定されるが、ｇｍｉｎ＝ｇｍ１＝ｇｍ３＝ｇｍｂ及びＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすると帯域幅ＢＷはＢＷ＝ｇｍｂ／πＣとなり、Ｑ値はｇｍｂ／ｇｍ２となる。すなわち、完全差動型の場合でもｇｍ値の数はｇｍｂ、ｇｍｃ、ｇｍ２の３個でよい。 The center frequency of the fully differential second-order complex bandpass filter of the second embodiment is determined by gm4, gm5, C1, and C2, but by setting gm4 = gm5 = gmc and C1 = C2 = C, The center frequency fc is fc = gmc / 2πC. The bandwidth is determined by gmin, gm1, gm3 and C1, C2. If gmin = gm1 = gm3 = gmb and C1 = C2 = C, the bandwidth BW is BW = gmb / πC, and the Q value is gmb. / Gm2. That is, even in the case of the fully differential type, the number of gm values may be three, gmb, gmc, and gm2.

これまではＯＴＡの周波数特性を無視してＲ１＝Ｒ２＝０のとしてきたが、ＯＴＡの有限の周波数特性を考慮した場合でも、例えばＯＴＡのカットオフ周波数が１００ＭＨｚの場合、前記実施例１の構成での２次複素バンドパスフィルタの周波数特性は図１５の２０４のようになり、通過帯域に歪が生じるが、キャパシタと直列に抵抗発生素子を接続しているため、例えばその抵抗値を１０６０Ωに設定することにより２０５のように歪みを改善することができる。 Up to now, the frequency characteristics of OTA have been ignored and R1 = R2 = 0. However, even when the OTA's finite frequency characteristics are taken into account, for example, when the OTA cutoff frequency is 100 MHz, the configuration of the first embodiment is described. The frequency characteristic of the second-order complex bandpass filter in FIG. 15 is as shown by 204 in FIG. 15, and distortion occurs in the passband. However, since a resistance generating element is connected in series with the capacitor, its resistance value is set to 1060Ω, for example. By setting, distortion can be improved as in 205.

また、Ｌｏｗ−ＩＦ方式においてはＩＦの中心周波数は自由に設定することができ、例えばＩＦ中心周波数ｆｃを帯域幅ＢＷのｎ倍（ｎは正の整数）に設定すれば、図１６のように、ｇｍｂのＯＴＡを２ｎ個（１４６〜１４８）並列に接続することによりｇｍｃのＯＴＡ１４９を実現できるためｇｍ値の数をさらに減らすことが出来る。 In the Low-IF scheme, the IF center frequency can be set freely. For example, if the IF center frequency fc is set to n times the bandwidth BW (n is a positive integer), as shown in FIG. By connecting 2n (146 to 148) gmb OTAs in parallel, the gmc OTA 149 can be realized, so that the number of gm values can be further reduced.

本発明の実施例１にかかる２次複素バンドパスフィルタの構成を示すブロック構成図である。It is a block block diagram which shows the structure of the 2nd order complex band pass filter concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例１にかかる２次複素バンドパスフィルタの構成を示すシングルエンド型ＯＴＡを用いた回路図である。1 is a circuit diagram using a single-ended OTA showing a configuration of a second-order complex bandpass filter according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 本発明の実施例１にかかる２次複素バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the secondary complex band pass filter concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例１にかかる２次複素バンドパスフィルタの構成を示す完全差動型ＯＴＡを用いた回路図である。1 is a circuit diagram using a fully differential OTA showing a configuration of a second-order complex bandpass filter according to Embodiment 1 of the present invention; FIG. 本発明の実施例１にかかる２次及び４次複素バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the 2nd order and 4th order complex band pass filter concerning Example 1 of this invention. 本発明の実施例２にかかる２次複素バンドパスフィルタの構成を示すブロック構成図である。It is a block block diagram which shows the structure of the 2nd order complex band pass filter concerning Example 2 of this invention. 本発明の実施例２にかかる２次複素バンドパスフィルタの構成を示すシングルエンド型ＯＴＡを用いた回路図である。It is a circuit diagram using the single end type OTA which shows the structure of the secondary complex band pass filter concerning Example 2 of this invention. 本発明の実施例２にかかる２次複素バンドパスフィルタの構成を示す完全差動型ＯＴＡを用いた回路図である。It is a circuit diagram using the fully differential OTA which shows the structure of the secondary complex band pass filter concerning Example 2 of this invention. 従来の１次複素バンドパスフィルタの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional 1st-order complex band pass filter. 従来の１次複素バンドパスフィルタの構成を示すブロック構成図である。It is a block block diagram which shows the structure of the conventional 1st order complex band pass filter. 複素バンドパスフィルタにおける周波数シフトの説明図である。It is explanatory drawing of the frequency shift in a complex band pass filter. 従来の１次複素バンドパスフィルタの構成を縦続接続した２次複素バンドパスフィルタ示すブロック構成図である。It is a block block diagram which shows the secondary complex band pass filter which cascade-connected the structure of the conventional primary complex band pass filter. 従来の１次複素バンドパスフィルタの構成を縦続接続した２次複素バンドパスフィルタ示すシングルエンド型ＯＴＡを用いた回路図である。It is a circuit diagram using the single end type OTA which shows the secondary complex band pass filter which cascade-connected the structure of the conventional primary complex band pass filter. 図１３の複素バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the complex band pass filter of FIG. 本発明の実施例１にかかる２次複素バンドパスフィルタで生じる周波数特性の歪の改善を示す図である。It is a figure which shows the improvement of the distortion of the frequency characteristic which arises in the 2nd order complex band pass filter concerning Example 1 of this invention. ｇｍｃのＯＴＡを２ｎ個のｇｍｂのＯＴＡで構成する説明図である。It is explanatory drawing which comprises OTA of gmc by 2n pieces of OTA of gmb.

Claims

A first lossless integrator to which a quadrature modulation in-phase component signal is input; a second lossless integrator to which the quadrature modulation quadrature component signal is input; and a first frequency for shifting the center frequency of the passband. A shift element, a first adder that adds the output of the first lossless integrator and the output of the first frequency shift element, an output of the second lossless integrator, and an output of the first frequency shift element; , A first loss integrator to which the output of the first adder is input, a second loss integrator to which the output of the second adder is input, and the center frequency of the passband A second frequency shift element for shifting the output, a third adder for adding the output of the first loss integrator and the output of the second frequency shift element, the output of the second loss integrator, and the second A fourth adder for adding the outputs of the two frequency shift elements; The outputs of the first adder and the second adder are fed back to the first frequency shift element, and the output of the third adder becomes an in-phase component signal output, and at the same time, the second frequency shift element and the first A complex bandpass filter that is fed back to a lossless integrator and the output of the fourth adder becomes a quadrature component signal output and is fed back to the second frequency shift element and the second lossless integrator. ,
The first and second lossless integrators include a first transconductance element and a first capacitor that integrates an output signal of the first transconductance element,
The first and second loss integrators are connected to the second transconductance element, the second capacitor integrating the output signal of the second transconductance element, and the second capacitor, and the output is fed back to the inverting input. A third transconductance element acting as a resistance element;
The first and second frequency shift elements have an output terminal of the fourth transconductance element as an input terminal of the fifth transconductance element, and an output terminal of the fifth transconductance element as an input terminal of the fourth transconductance element. Connect and configure,
The first to fourth adders are configured by connection.
A complex bandpass filter characterized by that.

A first loss integrator to which a quadrature modulation in-phase component signal is input; a second loss integrator to which the quadrature modulation quadrature component signal is input; and a first frequency shift element for shifting the center frequency of the passband. A first adder that adds the output of the first loss integrator and the output of the first frequency shift element, and the output of the second loss integrator and the output of the first frequency shift element. The second adder, the first lossless integrator to which the output of the first adder is input, the second lossless integrator to which the output of the second adder is input, and the center frequency of the passband A second frequency shift element for shifting, a third adder for adding the output of the first lossless integrator and the output of the second frequency shift element, the output of the second lossless integrator, and the Fourth addition for adding the output of the second frequency shift element The outputs of the first adder and the second adder are fed back to the first frequency shift element, and the output of the third adder becomes an in-phase component signal output, and at the same time, the second frequency shift element and the A complex band-pass filter that is fed back to the first loss integrator and the output of the fourth adder becomes a quadrature component signal output and simultaneously fed back to the second frequency shift element and the second loss integrator. And
The first and second lossless integrators include a first transconductance element and a first capacitor that integrates an output signal of the first transconductance element,
The first and second loss integrators are connected to the second transconductance element, the second capacitor integrating the output signal of the second transconductance element, and the second capacitor, and the output is fed back to the inverting input. A third transconductance element acting as a resistance element;
The first and second frequency shift elements have an output terminal of the fourth transconductance element as an input terminal of the fifth transconductance element, and an output terminal of the fifth transconductance element as an input terminal of the fourth transconductance element. Connect and configure,
The first to fourth adders are configured by connection.
A complex bandpass filter characterized by that.

The complex bandpass filter according to claim 1 or 2,
A complex band-pass filter, wherein a resistance generating element is connected in series to each of the first and second capacitors .

The complex bandpass filter according to claim 1, 2 or 3,
The fourth and fifth transconductance elements are each composed of a transconductance element in which 2n pieces (n is a positive integer) of the first transconductance elements are connected in parallel .