JP4415043B2

JP4415043B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4415043B2
Application number: JP2007314428A
Authority: JP
Inventors: 泰文小川; 史郎米澤; 健岡部; 智久正田; 望上岡; 雅樹堀井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-12-05
Filing date: 2007-12-05
Publication date: 2010-02-17
Anticipated expiration: 2027-12-05
Also published as: JP2009142022A; DE102008018284A1

Description

この発明は、インバータを用いたモータ制御装置に係り、特に１２０度通電制御ＰＷＭ方式のインバータを用いた場合のモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device using an inverter, and more particularly to a motor control device using a 120-degree conduction control PWM type inverter.

従来、モータ制御装置では、インバータ（直流電力を交流電力に変換する電力変換器）に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、検出した電流を用いてインバータの過電流保護やモータのトルク制御を行っている。
例えば、特許第３６５７８１８号公報（特許文献１）では、「直流変換器と電力変換器（インバータ）を接続する経路にシャント抵抗を備え、該シャント抵抗に現れる電圧から電力変換器のスイッチング素子によるオン期間の中央部の電流値を検出するようにしたモータ制御装置において、電力変換器に供給されている直流電圧値と電力変換器に供給されている出力電圧指令値からスイッチング素子のデューティを演算する手段を設け、シャント抵抗に現れる電圧の平均値を前記デューティで除算し、この演算した値をオン期間中の中央部の電流値として検出するように構成する」ことが提案されている。 Conventionally, a motor control device has current detection means for detecting a current flowing through an inverter (a power converter that converts DC power into AC power), and uses the detected current to perform overcurrent protection of the inverter and torque control of the motor. Is going.
For example, in Japanese Patent No. 3657818 (Patent Document 1), “a shunt resistor is provided in a path connecting a DC converter and a power converter (inverter), and a voltage appearing on the shunt resistor is turned on by a switching element of the power converter. In the motor control device that detects the current value at the center of the period, the duty of the switching element is calculated from the DC voltage value supplied to the power converter and the output voltage command value supplied to the power converter. It is proposed that a means is provided to divide the average value of the voltage appearing in the shunt resistor by the duty and detect the calculated value as a current value at the center during the ON period.

図７は、このような従来技術によるモータ制御装置の一例を示すブロック図である。
図７を用いて、上記特許文献１で提案されている「インバータに流れる電流を検出する方法」について説明する。
図７に示すように、従来のモータ制御装置２００は、モータを駆動するインバータ１０、直流変換器６１、シャント抵抗１３、平滑手段１５、除算手段６２、制御演算部６３、電流値演算部６４、ＰＷＭ発生器６５などで構成されている。
インバータ１０は、PWM（パルス幅変調）方式のインバータであり、このインバータ１０によりモータ１１２を駆動する。
なお、図７に示したモータ制御装置２００の構成と動作は、上記特許第３６５７８１８号公報（特許文献１）の図１に示されたモータ制御装置と基本的には同じである。 FIG. 7 is a block diagram showing an example of such a conventional motor control apparatus.
With reference to FIG. 7, the “method of detecting the current flowing through the inverter” proposed in Patent Document 1 will be described.
As shown in FIG. 7, the conventional motor control apparatus 200 includes an inverter 10 that drives a motor, a DC converter 61, a shunt resistor 13, a smoothing means 15, a dividing means 62, a control calculating section 63, a current value calculating section 64, The PWM generator 65 is used.
The inverter 10 is a PWM (pulse width modulation) type inverter, and the motor 112 is driven by the inverter 10.
The configuration and operation of the motor control device 200 shown in FIG. 7 are basically the same as those of the motor control device shown in FIG. 1 of Japanese Patent No. 3657818 (Patent Document 1).

図８は、シャント抵抗１３の電圧から算出される電流を示したものである。
シャント抵抗１３に流れる電流は、ＰＷＭ制御によるインバータ１０のスイッチング素子のオンとオフに応じて鋸歯状に現れる。
特許第３６５７８１８号公報（特許文献１）で提案された電流検出方法は、インバータ１０のスイッチング素子がオン期間の中央部の電流（●印部）を検出電流Ｉ_Ｄとして検出するものである。
制御演算部６３で演算される出力電圧Ｖ_２は、インバータ１０の出力である交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧を決定する信号であり、運転指令により演算される。
従って、この交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧をＶ_ｏｕｔとすると、
Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_２・・・（１）
となる。
つまり、交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧Ｖ_ｏｕｔは、出力電圧Ｖ_２に応じて決まる電圧であり、まず、運転指令により運転指令を実現するために必要な出力電圧Ｖ_２が決定される。
その後、「交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧Ｖ_ｏｕｔ＝出力電圧Ｖ_２」となるようにインバータ１０のスイッチング素子ＰＷＭ制御する。このため、前掲の式（１）の関係が成り立つ。 FIG. 8 shows the current calculated from the voltage of the shunt resistor 13.
The current flowing through the shunt resistor 13 appears in a sawtooth shape according to the ON / OFF state of the switching element of the inverter 10 by PWM control.
In the current detection method proposed in Japanese Patent No. 3657818 (Patent Document 1), the switching element of the inverter 10 detects the current (marked with a black circle) in the center of the ON period as the detection current _ID .
Output voltage V ₂ calculated by the control calculation unit 63 is a signal for determining the voltage of the AC power AC _out is the output of the inverter 10 is calculated by the operation command.
Therefore, when the voltage of the AC power AC _out is V _out ,
V _out = V ₂ (1)
It becomes.
That is, the voltage V _out of the AC power AC _out is a voltage determined in accordance with the output voltage V _2, firstly, the output voltage V ₂ required to achieve the operation command by the operation command is determined.
Thereafter, the switching element PWM control of the inverter 10 is performed so that “the voltage V _{out of the} AC power AC _out = the output voltage V ₂ ”. For this reason, the relationship of the above formula (1) is established.

ＰＷＭ方式のインバータの場合、前記Ｖ_ｏｕｔは、インバータ１０に入力されている直流電圧Eと、インバータ１０を構成するスイッチング素子のオン時間とオフ時間のデューティ（ｄｕｔｙ）Dから、
Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_２＝Ｅ・Ｄ・・・（２）
となる。
従って、デューティDは、
Ｄ＝Ｖ_２／Ｅ・・・（３）
の関係がある。 In the case of a PWM type inverter, the V _out is calculated from the DC voltage E input to the inverter 10 and the duty D of the on-time and off-time of the switching elements constituting the inverter 10.
V _out = V ₂ = E · D (2)
It becomes.
Therefore, the duty D is
D = V ₂ / E (3)
There is a relationship.

図９は、シャント抵抗１３に現れるシャント電圧Ｖ_０とシャント電圧Ｖ_０が平滑手段１５によって平滑化された平滑後電圧Ｖ_１の関係を表したものである。
シャント電圧Ｖ_０は、インバータ１０のスイッチング素子のオンとオフに応じて鋸歯状となる。
スイッチング素子のオン時間をＴ_ｏｎ、オフ時間をＴ_ｏｆｆとすると、デューティDは、
Ｄ＝Ｔ_ｏｎ／（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）・・・（４）
となる。
また、シャント電圧Ｖ_０を平滑手段１５で平滑化した平滑後電圧Ｖ_１は、シャント電圧Ｖ_０のオン期間の中央値（●印）をＶ_Ｄとすると、
Ｖ_１＝（Ｖ_Ｄ×Ｔ_ｏｎ＋０×Ｔ_ｏｆｆ）／（Ｔ_ｏｎ＋Ｔ_ｏｆｆ）・・・（５）
となり、式（４）から、
Ｖ_１＝Ｖ_Ｄ・Ｄ・・・（６）
となる。 FIG. 9 shows the relationship between the shunt voltage V ₀ appearing at the shunt resistor 13 and the smoothed voltage V ₁ obtained by smoothing the shunt voltage V ₀ by the smoothing means 15.
The shunt voltage V ₀ has a sawtooth shape according to the switching elements of the inverter 10 being turned on and off.
When the on time of the switching element is T _on and the off time is T _off , the duty D is
D = _Ton / ( _Ton + _Toff ) (4)
It becomes.
Further, after smoothing voltages V ₁ was smoothed by the smoothing means 15 to the shunt voltage V ₀ is the central value of the on period of the shunt voltage V ₀ of the (● mark) and V _D,
V ₁ = (V _D × T _on + 0 × T _off ) / (T _on + T _off ) (5)
From equation (4),
V ₁ = V _D · D (6)
It becomes.

シャント抵抗１３のオン期間の中央値Ｖ_Ｄと平滑手段１５で平滑化された電圧Ｖ_１は、除算器（除算手段）６２によってシャント抵抗１３の抵抗値Ｒで除算されることで、下記の式（７）、式（８）に示されるように、検出電流Ｉ_Ｄと平滑後電流Ｉ_１が演算される。
Ｉ_Ｄ＝Ｖ_Ｄ／Ｒ・・・（７）
Ｉ_１＝Ｖ_１／Ｒ・・・（８）
式（６）、式（７）、式（８）より、
Ｉ_１＝Ｉ_Ｄ・Ｄ・・・（９）
となる。
故に検出電流Ｉ_Ｄは、式（９）より、
Ｉ_Ｄ＝Ｉ_１／Ｄ・・・（１０）
となり、電流値演算部６４において平滑後電流Ｉ_１をデューティDで除算することで検出電流Ｉ_Ｄを算出する。 The median value V _D of the on period of the shunt resistor 13 and the voltage V ₁ smoothed by the smoothing means 15 are divided by the resistance value R of the shunt resistor 13 by the divider (dividing means) 62, whereby (7), as shown in equation (8), the detected current _{I D} and after smoothing current _{I 1} is calculated.
I _D = V _D / R (7)
I ₁ = V ₁ / R (8)
From Equation (6), Equation (7), and Equation (8),
I ₁ = I _D · D (9)
It becomes.
Therefore, the detection current _ID is calculated from the equation (9).
I _D = I ₁ / D (10)
Next, it calculates the detection current I _D by the smoothing after current I ₁ at a current value calculation unit 64 divides a duty D.

しかし、これらの電流検出方法では、式（１０）から明らかな通り、デューティDが小さい状態でノイズ等の影響により平滑後電流Ｉ_１がわずかでも変動すると、検出電流Ｉ_Ｄが大きく変動し、誤差が発生するため正確な電流が検出できない。
図１０は、図７に示した従来のモータ制御装置において、Ａ／Ｄ変換器を追加、平滑手段１５の出力電圧である平滑後電圧Ｖ_１をＡ／Ｄ変換器でデジタル化して信号処理をする場合のモータ制御装置３００の構成を示した図である。 However, in these current detection methods, as is clear from the equation (10), if the smoothed current I ₁ varies even slightly due to the influence of noise or the like in a state where the duty D is small, the detection current _ID greatly varies, resulting in an error. Therefore, accurate current cannot be detected.
FIG. 10 shows an example in which an A / D converter is added to the conventional motor control apparatus shown in FIG. 7, and the smoothed voltage V ₁ that is the output voltage of the smoothing means 15 is digitized by the A / D converter for signal processing. It is the figure which showed the structure of the motor control apparatus 300 in the case of doing.

図において、７０はマイクロコンピュータであり、マイクロコンピュータ７０は、平滑手段１５の出力である平滑後電圧Ｖ_１をデジタル化するＡ／Ｄ変換手段７１、Ａ／Ｄ変換手段７１によりデジタル化された変換後電圧Ｖ_１ＡＤをシャント抵抗１３の抵抗値Ｒで除算して平滑後電流値Ｉ_１を求める除算手段７２、運転指令によりンバータ１０の出力である交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧を決定する信号である出力電圧Ｖ２を演算する制御演算部７３、除算手段７２の出力である平滑後電流値Ｉ_１と制御演算部７３の出力である出力電圧Ｖ２が入力されており、検出電流Ｉ_Ｄ（シャント抵抗のオン期間中の中央値／シャント抵抗）を演算して出力する電流値演算器（電流値演算部）７４、制御演算部７３の出力である出力電圧Ｖ２に基づいてインバータ１０を駆動制御するＰＷＭ発生器７５で構成されているものである。
なお、図１０では、Ａ／Ｄ変換手段７１、除算手段７２、制御演算部７３、電流値演算部７４およびＰＷＭ発生器７５で構成したものをマイクロコンピュータ７０としているが、これらはマイクロコンピュータとして一体的に構成される必要は特にない。 In the figure, 70 is a microcomputer, the microcomputer 70 is converted to digitized by the A / D converter 71, A / D converter 71 for digitizing after smoothing voltages V ₁ is the output of the smoothing means 15 the rear voltage V _1AD is divided by the resistance value R of the shunt resistor 13 determine the smoothed after current value I ₁ division means 72, a signal for determining the voltage of the AC power AC _out is the output of the converter 10 by the operation command output control calculation unit 73 for calculating the voltage V2, the output voltage V2 which is the output of which is an output after smoothing a current value I ₁ and the control arithmetic unit 73 of the dividing means 72 is input, the detected current I _{D (shunt} resistance oN Based on the output value V2 that is the output of the current value calculator (current value calculator) 74 and the control calculator 73 that calculates and outputs the median value / shunt resistance during the period. The PWM generator 75 is configured to drive and control the inverter 10.
In FIG. 10, the microcomputer 70 is composed of the A / D conversion means 71, the division means 72, the control calculation section 73, the current value calculation section 74, and the PWM generator 75, but these are integrated as a microcomputer. There is no particular need to be configured.

図１０のように、マイクロコンピュータ７０において、平滑化後の電圧値Ｖ_１をＡ／Ｄ変換してインバータ１０に流れる電流を検出する場合、検出電流Ｉ_Ｄの分解能はデューティDによって決定する。
つまり、検出電流Ｉ_Ｄの分解能は、
検出電流Ｉ_Ｄの分解能=（Ａ／Ｄ変換分解能）／D ・・・（１１）
となり、図１１のような特性となる。
故に、デューティDが小さくなるにつれて、検出電流Ｉ_Ｄの分解能が粗くなり、正確な電流が検出できない。
このような問題に対し、特許第３６５７８１８号公報では、出力電圧V₂と、平滑化後電圧Ｖ_１が所定値よりも小さい場合は、検出電流Ｉ_Ｄを０［Ａ（アンペア）］とし、検出した電流を使用しないことにより、誤差を含んだ電流を使用することを防止している。
特許第３６５７８１８号公報（図１、段落００１２、００３６） As shown in FIG. 10, the microcomputer 70, the voltage value V ₁ of the smoothed A / D converts the case of detecting the current flowing in the inverter 10, the resolution of the detected current I _D is determined by the duty D.
That is, the resolution of the detection current _ID is
Detection current _ID resolution = (A / D conversion resolution) / D (11)
Thus, the characteristics shown in FIG. 11 are obtained.
Therefore, as the duty D becomes smaller, the resolution of the detection current _ID becomes coarser and an accurate current cannot be detected.
With respect to such a problem, in Japanese Patent No. 3657818, when the output voltage V ₂ and the smoothed voltage V ₁ are smaller than a predetermined value, the detection current _{ID is set} to 0 [A (ampere)], and detection is performed. By not using the measured current, it is possible to prevent the use of a current including an error.
Japanese Patent No. 3657818 (FIG. 1, paragraphs 0012 and 0036)

特許文献１に示された電流検出方法では、出力電圧Ｖ_２や平滑後電圧Ｖ_１が小さい場合は、電流値を０［Ａ］と出力するため、負荷が軽い、電流が小さい等の理由で出力電圧Ｖ_２や平滑後電圧Ｖ_１が小さい場合は、インバータに流れる電流を検出できない。
検出したインバータ電流を用いてモータのトルクを制御し、モータの発生したトルクで四輪駆動車両のクラッチの拘束力を制御するシステムの場合、目標とするモータトルクが小さい場合にはインバータに流れる電流が検出できない。
従って、微小なモータトルク制御ができず、微小なクラッチ拘束力の制御ができない。そのため、ドライバに違和感を与えるといった課題がある。
また、検出したインバータ電流を用いて、地絡、天絡、断線などのモータ制御装置の故障を検出するシステムにおいては、負荷が軽い等の理由で出力電圧Ｖ_２や平滑後電圧Ｖ_１が小さい場合、インバータ電流が検出できず、結果的に故障を検出することができない。
従って、ユーザーに故障の発生原因や故障発生場所を知らせることができず、故障原因や場所の特定に労力がかかるといった課題がある。 In the current detection method disclosed in Patent Document 1, when the output voltage V ₂ or the smoothed voltage V ₁ is small, the current value is output as 0 [A], so that the load is light and the current is small. when the output voltage V ₂ and is smaller after smoothing voltages V ₁ it can not detect the current flowing to the inverter.
In the case of a system that controls the torque of the motor using the detected inverter current and controls the binding force of the clutch of the four-wheel drive vehicle using the torque generated by the motor, the current that flows to the inverter when the target motor torque is small Cannot be detected.
Therefore, minute motor torque control cannot be performed, and minute clutch restraint force cannot be controlled. Therefore, there is a problem that the driver feels uncomfortable.
Further, in a system that detects a failure of the motor control device such as a ground fault, a power fault, or a disconnection using the detected inverter current, the output voltage V ₂ and the smoothed voltage V ₁ are small because the load is light. In this case, the inverter current cannot be detected, and as a result, the failure cannot be detected.
Therefore, there is a problem that it is impossible to inform the user of the cause of the failure and the place where the failure occurs, and it takes effort to identify the cause and location of the failure.

この発明は、上述のように問題点を解決するためになされたもので、インバータの出力電圧やインバータ電流が小さい場合でも、精度よくインバータ電流値を検出することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the problem as described above, and provides a motor control device capable of accurately detecting an inverter current value even when the output voltage or inverter current of the inverter is small. For the purpose.

本発明に係るモータ制御装置は、モータを駆動するインバータと、前記インバータに直流電圧を供給するための直流電圧供給手段と、前記インバータの直流母線に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗と、前記シャント抵抗に現れる電圧の平均値を演算する平滑手段と、前記平滑手段によって演算された電圧の平均値をデジタル信号の平滑化後電圧に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段により変換された平滑化後電圧を平滑後電流に変換する電流変換手段と、前記インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算手段と、前記直流電圧供給手段から前記インバータに印加される直流電圧と前記出力電圧演算手段で演算される前記出力電圧から前記インバータを構成するスイッチング素子のデューティを演算するデューティ演算手段と、前記電流変換手段から出力する平滑後電流値を前記デューティ演算手段が演算するデューティで除算して前記インバータのスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流を演算する電流値演算手段を備えたモータ制御装置において、
前記電流値演算手段から出力する前記検出電流の目標分解能を決定する目標分解能決定手段と、前記直流電圧供給手段から前記インバータに供給される直流電圧を変更する直流電圧調整手段を備え、
前記直流電圧調整手段は、前記目標分解能決定手段で決定された目標分解能となるように前記インバータに供給される直流電圧を変更するものである。 A motor control device according to the present invention includes an inverter for driving a motor, DC voltage supply means for supplying a DC voltage to the inverter, a shunt resistor for detecting an inverter current disposed on a DC bus of the inverter, Smoothing means for calculating the average value of the voltage appearing on the shunt resistor, A / D conversion means for converting the average value of the voltage calculated by the smoothing means into a smoothed voltage of the digital signal, and the A / D conversion means Current converting means for converting the smoothed voltage converted by the above into a smoothed current, output voltage calculating means for calculating the output voltage of the inverter, a DC voltage applied to the inverter from the DC voltage supply means, and the Duty for calculating the duty of the switching element constituting the inverter from the output voltage calculated by the output voltage calculation means A current for calculating a detected current that is a current value at a central portion of the ON period of the inverter switching element by dividing the smoothed current value output from the current calculating means and the duty calculated by the duty calculating means; In the motor control device provided with the value calculation means,
Target resolution determining means for determining a target resolution of the detected current output from the current value calculating means, and DC voltage adjusting means for changing the DC voltage supplied from the DC voltage supplying means to the inverter,
The DC voltage adjusting means changes the DC voltage supplied to the inverter so that the target resolution determined by the target resolution determining means is obtained.

本発明によれば、目標分解能決定手段で決定された分解能となるように直流電圧調整手段でインバータに印加する直流電圧Eを変更することにより、出力電圧値Ｖ_２および平滑化後電圧Ｖ_１が小さい場合でも精度よく電流を検出することが可能となる。
その結果、微小なモータトルクの制御が可能となって、ドライバが違和感なく運転することが可能なモータ制御装置を提供できる。
また、出力電圧値Ｖ_２および平滑化後電圧Ｖ_１が小さい場合でも故障検出が可能となり、ユーザーに故障の発生原因と発生場所を知らせることが可能で、ユーザーに無用な労力をかけることがないモータ制御装置を提供できる。 According to the present invention, the output voltage value V ₂ and the smoothed voltage V ₁ are obtained by changing the DC voltage E applied to the inverter by the DC voltage adjusting means so that the resolution determined by the target resolution determining means is obtained. Even if it is small, it is possible to detect the current accurately.
As a result, it is possible to provide a motor control device that enables control of minute motor torque and allows the driver to operate without a sense of incongruity.
Further, even when the output voltage value V ₂ and the smoothed voltage V ₁ are small, it is possible to detect a failure, and it is possible to inform the user of the cause and location of the failure, so that no unnecessary labor is applied to the user. A motor control device can be provided.

以下、図面に基づいて、本発明の一実施の形態例を説明する。
なお、各図間において、同一符号は、同一あるいは相当のものであることを表す。
実施の形態１．
図１は、本実施の形態によるモータ制御装置１００を四輪駆動車両の制御に適用した場合を示したものである。
エンジン１０１で発生したトルクをトランスミッション１０２へ伝達し、トランスミッション１０２で減速または増速する。
トランスミッション１０２の出力はセンタディファレンシャルギア１０３に伝えられ、センタディファレンシャルギア１０３ではフロントディファレンシャルギア１０４、リアディファレンシャルギア１０５に駆動力を伝達する。
車両では、コーナリング時における４つの車輪の旋回半径の違いから、４つの車輪の回転速度に違いが発生する。
この車輪の回転速度の違いにより旋回を妨げる力が働き、旋回能力が低下するタイトコーナーブレーキ現象が発生する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
In the drawings, the same reference numerals indicate the same or equivalent ones.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 shows a case where a motor control device 100 according to the present embodiment is applied to control of a four-wheel drive vehicle.
Torque generated in the engine 101 is transmitted to the transmission 102, and the transmission 102 decelerates or increases the speed.
The output of the transmission 102 is transmitted to the center differential gear 103, and the center differential gear 103 transmits driving force to the front differential gear 104 and the rear differential gear 105.
In the vehicle, a difference occurs in the rotational speed of the four wheels due to the difference in the turning radii of the four wheels during cornering.
Due to the difference in the rotational speed of the wheels, a force that hinders turning acts, and a tight corner braking phenomenon occurs in which the turning ability is reduced.

車両では、車輪速の違いを吸収し、上記タイトコーナーブレーキ現象を解消するためにディファレンシャルギアが装着されている。
前輪の左右輪の速度差を吸収するためにフロントディファレンシャルギア１０４が装着されており、後輪の左右輪の速度差を吸収するためにリアディファレンシャルギア１０５が装着されている。
さらに、四輪駆動車両では、前後輪の車輪速差を吸収するためにセンタディファレンシャルギア１０３が設けられる。
車輪速差を吸収するために用いられるディファレンシャルギア（例えば、フロントディファレンシャルギア１０４）は、センタディファレンシャルギア１０３から配分された回転を前左車輪１０６と前右車輪１０７に伝達する。
同様に、リアディファレンシャルギア１０５は、センタディファレンシャルギア１０３から配分された回転を後左車輪１０８と後右車輪１０９に伝達する。 A vehicle is equipped with a differential gear to absorb the difference in wheel speed and eliminate the tight corner braking phenomenon.
A front differential gear 104 is mounted to absorb the speed difference between the left and right wheels of the front wheel, and a rear differential gear 105 is mounted to absorb the speed difference between the left and right wheels of the rear wheel.
Further, in the four-wheel drive vehicle, a center differential gear 103 is provided to absorb the wheel speed difference between the front and rear wheels.
A differential gear (for example, front differential gear 104) used to absorb the wheel speed difference transmits the rotation distributed from the center differential gear 103 to the front left wheel 106 and the front right wheel 107.
Similarly, the rear differential gear 105 transmits the rotation distributed from the center differential gear 103 to the rear left wheel 108 and the rear right wheel 109.

車両が直進時は前左車輪１０６と前右車輪１０７にかかる負荷が同じであるため、フロントディファレンシャルギア１０４はセンタディファレンシャルギア１０３から伝達された回転を前左車輪１０６と前右車輪１０７に均等に配分する。
車両が左旋回時は、前左車輪１０６の旋回半径は前右車輪１０７の旋回半径よりも小さくなるため、前左車輪１０６にかかる負荷が前右車輪１０７にかかる負荷よりも大きくなる。
この場合、フロントディファレンシャルギア１０４は、センタディファレンシャルギア１０３から伝達された回転を前右車輪１０７に多く伝達する。
このように、ディファレンシャルギアは、負荷の少ない側へ多く回転を配分する性質を持つ。 Since the load applied to the front left wheel 106 and the front right wheel 107 is the same when the vehicle is traveling straight, the front differential gear 104 causes the rotation transmitted from the center differential gear 103 to be evenly distributed to the front left wheel 106 and the front right wheel 107. To distribute.
When the vehicle is turning left, the turning radius of the front left wheel 106 is smaller than the turning radius of the front right wheel 107, so the load applied to the front left wheel 106 is greater than the load applied to the front right wheel 107.
In this case, the front differential gear 104 transmits a large amount of the rotation transmitted from the center differential gear 103 to the front right wheel 107.
As described above, the differential gear has a property of distributing a large amount of rotation to a side with a small load.

四輪駆動車両が急加速する場合、車体荷重が後輪側に多くかかり、後輪の負荷が大きくなる。センタディファレンシャルギア１０３は、負荷の少ないほうへ回転を伝達する性質から、トランスミッション１０２からの回転を前輪へ多く伝え、前輪は空転しやすくなる。前輪が空転すると、後輪へ駆動力が伝わりにくくなる。
一方、車両の急加速時には、タイヤにかかる荷重が大きい方、即ち後輪に駆動力を多く配分することで車両の加速性能が向上するが、センタディファレンシャルギア１０３を設けることでその性能が悪化する。
そこで、センタディファレンシャルギア１０３を設けることによる加速性能の悪化を防ぐため、センタディファレンシャルギア１０３の差動を制限する装置を設ける。
本実施の形態では、差動制限装置として、クラッチ１１０を設けている。 When a four-wheel drive vehicle accelerates rapidly, a large vehicle body load is applied to the rear wheel side, and the load on the rear wheel increases. Since the center differential gear 103 transmits rotation to the side with less load, the center differential gear 103 transmits a large amount of rotation from the transmission 102 to the front wheels, and the front wheels are easy to idle. When the front wheels are idle, the driving force is not easily transmitted to the rear wheels.
On the other hand, at the time of sudden acceleration of the vehicle, the acceleration performance of the vehicle is improved by allocating a large amount of driving force to the tire with the larger load on the tire, that is, the rear wheel, but the performance is deteriorated by providing the center differential gear 103. .
Therefore, in order to prevent deterioration of the acceleration performance due to the provision of the center differential gear 103, a device for limiting the differential of the center differential gear 103 is provided.
In the present embodiment, a clutch 110 is provided as a differential limiting device.

クラッチ１１０の拘束力を制御することによって、センタディファレンシャルギア１０３の２つの出力軸がディファレンシャルギアフリーの状態から、直結に近い状態まで制御可能となり、センタディファレンシャルギア１０３の差動を制限できる。
本実施の形態では、車両の加速性能を向上させるため、加速時にクラッチ１１０の拘束力を増加し、センタディファレンシャルギア１０３の差動を制限する。
車両は、アクセルペダル（図示なし）が踏まれ、エンジン１０１に空気を吸入するスロットル弁（図示なし）が開かれることで加速を行う。
本実施の形態では、スロットル弁の開度を検出するスロットルポジションセンサ１１１の出力をモータ制御装置１００で計測し、その値と車体速度の関係からクラッチ拘束力を算出し、モータ１１２を駆動させる。
モータ１１２で発生したトルクは、減速器１１３で増幅され、クラッチを押し付ける力となる。
モータ制御装置１００では、モータ１１２のトルクを制御することでクラッチの拘束力が制御可能となる。 By controlling the restraining force of the clutch 110, the two output shafts of the center differential gear 103 can be controlled from a differential gear free state to a state close to direct coupling, and the differential of the center differential gear 103 can be limited.
In the present embodiment, in order to improve the acceleration performance of the vehicle, the binding force of the clutch 110 is increased during acceleration and the differential of the center differential gear 103 is limited.
The vehicle accelerates when an accelerator pedal (not shown) is stepped on and a throttle valve (not shown) for drawing air into the engine 101 is opened.
In the present embodiment, the motor control device 100 measures the output of the throttle position sensor 111 that detects the opening of the throttle valve, calculates the clutch restraint force from the relationship between the value and the vehicle body speed, and drives the motor 112.
The torque generated by the motor 112 is amplified by the speed reducer 113 and becomes a force for pressing the clutch.
In the motor control device 100, the clutch restraining force can be controlled by controlling the torque of the motor 112.

図２は、本実施の形態によるモータ制御装置１００の詳細構成を示す図である。
図において、１０はモータ１１２を駆動制御するインバータ、１１はインバータ１０に直流電圧を供給する直流電圧供給手段（例えばバッテリ）、１２は直流電圧供給手段１１からインバータ１０に供給する直流電圧値を調整（変更）する直流電圧調整手段、１３はインバータ１０の直流母線１６に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗、１４はシャント抵抗１３で発生する電圧（シャント電圧Ｖ_０）を増幅する増幅器、１５は増幅器１４で増幅された電圧（即ち、シャント電圧Ｖ_０が増幅された電圧）の平均値を演算する平滑手段である。
なお、平滑手段１５は、例えば、抵抗とコンデンサなどで構成されており、前掲の図９に示したような鋸歯状になっている増幅器１４の出力電圧を平滑化する。
また、２１は平滑手段１５の出力電圧（即ち、シャント抵抗に現れる電圧）をデジタル信号に変換してデジタル化された平滑後電圧Ｖ_１を出力するＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換器）、２２はＡ／Ｄ変換手段２１から出力される平滑後電圧Ｖ_１を平滑後電流Ｉ_１に変換する電流変換手段、２３は電流変換手段２２で変換された平滑後電流Ｉ_１の電流値を演算（検出）する電流値演算手段である。 FIG. 2 is a diagram showing a detailed configuration of the motor control device 100 according to the present embodiment.
In the figure, 10 is an inverter for driving and controlling the motor 112, 11 is a DC voltage supply means (for example, a battery) for supplying a DC voltage to the inverter 10, and 12 is a DC voltage value supplied from the DC voltage supply means 11 to the inverter 10. DC voltage adjusting means to be changed (changed), 13 is a shunt resistor for detecting the inverter current arranged on the DC bus 16 of the inverter 10, 14 is an amplifier for amplifying the voltage (shunt voltage V ₀ ) generated in the shunt resistor 13, 15 voltage amplified by the amplifier 14 (i.e., shunt voltage V ₀ is amplified voltage) is smooth means for calculating an average value of.
The smoothing means 15 is composed of, for example, a resistor and a capacitor, and smoothes the output voltage of the amplifier 14 having a sawtooth shape as shown in FIG.
Also, 21 is the output voltage of the smoothing means 15 (i.e., the voltage appearing at the shunt resistor) A / D converting means for outputting a smoothed after voltages V ₁ digitized by converting into a digital signal (A / D converter) , 22 is a current converting means for converting the smoothed voltage V ₁ output from the A / D converting means 21 into a smoothed current I ₁ , and 23 is a current value of the smoothed current I ₁ converted by the current converting means 22. Current value calculation means for calculating (detecting).

また、２４はインバータ１０に印加される直流電圧値を計測する電圧計測手段、２５はモータ１１２の回転数を検出する回転数検出手段、２６はスロットルポジションセンサ１１１のセンサ値を計測するセンサ値計測手段である。
また、３０は制御演算手段であって、車体速度、電流値演算手段２３の出力信号、電圧計測手段２４の出力信号、回転数検出手段２５の出力信号、センサ値計測手段２６の出力信号が入力されており、電圧計測手段２４が計測する直流電圧値Ｅと演算によって求めたインバータ１０の出力電圧値Ｖ_２からインバータ１０を構成するスイッチング素子のデューティを演算と共に、直流電圧調整手段１２に対して電圧変更要求を行う。 Reference numeral 24 denotes voltage measuring means for measuring the DC voltage value applied to the inverter 10, reference numeral 25 denotes rotational speed detection means for detecting the rotational speed of the motor 112, and reference numeral 26 denotes sensor value measurement for measuring the sensor value of the throttle position sensor 111. Means.
Reference numeral 30 denotes control calculation means for inputting the vehicle body speed, the output signal of the current value calculation means 23, the output signal of the voltage measurement means 24, the output signal of the rotation speed detection means 25, and the output signal of the sensor value measurement means 26. It is, together with the operation of the duty of the switching elements constituting the inverter 10 from the output voltage value V ₂ of the inverter 10 obtained by the calculation and the DC voltage value E a voltage measuring means 24 for measuring, with respect to the DC voltage regulator 12 Make a voltage change request.

また、４０は演算されたデューティDに基づいてＰＷＭ信号を発生してインバータ１０を駆動させるＰＷＭ発生器である。
なお、５０はマイクロコンピュータであり、Ａ／Ｄ変換手段２１、電流変換手段、電流値演算手段２３、電圧計測手段２４、回転数検出手段２５、センサ値計測手段２６、制御演算手段３０、ＰＷＭ発生器４０などで構成されている。
なお、マイクロコンピュータ５０では、平滑後電圧Ｖ_１をＡ／Ｄ変換手段２１によりデジタル値として取り込み、取り込まれた電圧値は、電流変換手段２２において、シャント抵抗１３の抵抗値Rで除算され、平滑後電流Ｉ_１となる。 A PWM generator 40 generates a PWM signal based on the calculated duty D and drives the inverter 10.
Reference numeral 50 denotes a microcomputer, which is an A / D conversion means 21, a current conversion means, a current value calculation means 23, a voltage measurement means 24, a rotation speed detection means 25, a sensor value measurement means 26, a control calculation means 30, and a PWM generation. It is composed of a container 40 and the like.
In the microcomputer 50, the smoothed after voltages V ₁ uptake as a digital value by the A / D converter 21, is captured voltage value, the current conversion unit 22, is divided by the resistance value R of the shunt resistor 13, a smoothing the rear current _{I 1.}

図３は、制御演算手段３０の詳細構成を示したものである。
目標電流演算手段３１は、スロットルポジションセンサ１１１のセンサ値および車体速度等からクラッチ拘束力を演算する。
また、目標電流演算手段３１は、減速器１１３の減速比をもとに、モータ１１２の目標トルクを演算する。
演算された目標トルクは、モータのトルク定数で除算されることで目標電流Ｉ_ｒとして算出される。
目標電流演算手段３１で演算された目標電流Ｉ_ｒをもとに、出力電圧演算手段３２ではモータ１１２の電流制御を行い、目標電流に検出電流Ｉ_Ｄの電流値が一致するように出力電圧Ｖ_２（即ち、インバータ１０の出力である交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧を決定する信号）を算出する。 FIG. 3 shows a detailed configuration of the control calculation means 30.
The target current calculation means 31 calculates the clutch restraining force from the sensor value of the throttle position sensor 111 and the vehicle body speed.
Further, the target current calculation means 31 calculates the target torque of the motor 112 based on the reduction ratio of the speed reducer 113.
Calculated target torque is calculated as the target current I _r by being divided by the torque constant of the motor.
Based on the calculated target current I _r by the target current calculation unit 31 performs current control of the output voltage computing means 32 in the motor 112, the output voltage so that the current value of the detected current I _D to the target current matches V ₂ (that is, a signal that determines the voltage of the AC power AC _out that is the output of the inverter 10).

デューティ演算手段３３では、算出された出力電圧Ｖ_２をインバータ１０に入力される直流電圧Eで除算することで、インバータ１０のデューティDを算出する。
このように、算出された出力電圧Ｖ_２を直流電圧Eで除算してデューティDを算出することで、直流電圧Eの変動の影響を除去することができる。
目標分解能決定手段３４では、モータ１１２の回転数と算出された出力電圧Ｖ_２とからシャント抵抗１３に流れる電流の推定電流を算出し、算出した推定電流を所定値で除算した値を目標分解能として決定する。
電源電圧指示手段３５では、標分解能決定手段３４で決定した分解能となる直流電圧Eを式（１２）より算出し、直流電圧Eの変更を直流電圧調整手段１２へ指示する。 The duty calculator 33 calculates the duty D of the inverter 10 by dividing the calculated output voltage V ₂ by the DC voltage E input to the inverter 10.
Thus, the calculated output voltage V ₂ is divided by the DC voltage E by calculating the duty D, it is possible to eliminate the influence of the fluctuation of the DC voltage E.
The target resolution determination unit 34 calculates the estimated current of the current flowing from the output voltage V ₂ Metropolitan and the calculated rotational speed of the motor 112 to the shunt resistor 13, a value obtained by dividing the calculated estimated current at a predetermined value as the target resolution decide.
The power supply voltage instruction means 35 calculates the DC voltage E having the resolution determined by the standard resolution determination means 34 from the equation (12), and instructs the DC voltage adjustment means 12 to change the DC voltage E.

また、演算されたデューティDに基づいて、ＰＷＭ発生器４０ではＰＷＭ信号を発生してインバータ１０を駆動させ、モータ１１２に電力を供給する。
インバータ１０に電流が流れることで、シャント抵抗１３に電圧が現れる。
この電圧値を増幅器１４でマイクロコンピュータ５０が検出できる電圧値（即ち、マイクロコンピュータ５０のＡ／Ｄ変換手段２１が取り込める電圧値）まで増幅する。
なお、シャント電圧Ｖ_０の値がＡ／Ｄ変換手段２１の取り込める範囲であれば、増幅器１４は不要である。 Further, based on the calculated duty D, the PWM generator 40 generates a PWM signal to drive the inverter 10 and supplies power to the motor 112.
When a current flows through the inverter 10, a voltage appears at the shunt resistor 13.
This voltage value is amplified by the amplifier 14 to a voltage value that can be detected by the microcomputer 50 (that is, a voltage value that can be taken in by the A / D conversion means 21 of the microcomputer 50).
If the value of the shunt voltage V ₀ is within the range that can be captured by the A / D conversion means 21, the amplifier 14 is not necessary.

図４は、電流値演算（検出）手段２３の具体例を示したものである。
電流値演算段２３では、平滑後電流Ｉ_１をデューティDで除算することによって検出電流Ｉ_Ｄを算出する。
例えば、直流電圧Ｅが一定値で、出力電圧Ｖ_２が小さくなった場合、インバータ１０のデューティDが小さくなる。デューティDが小さい場合、前掲の式（１１）より検出電流Ｉ_Ｄの分解能が粗くなる。
このとき、検出電流Ｉ_Ｄの分解能が、目標電流値Ｉ_ｒに対して粗くなると、電流制御性能が悪化し、クラッチ１１０の拘束力の制御性能も悪化する。
クラッチ１１０の拘束力の制御性能が悪化することで、車両がドライバの意図しない挙動となる可能性がある。 FIG. 4 shows a specific example of the current value calculation (detection) means 23.
In current value calculation stage 23 calculates the detection current I _D by dividing the smoothed after current I ₁ at a duty D.
For example, a DC voltage E is a constant value, when the output voltage V ₂ becomes small, the duty D of the inverter 10 is reduced. When the duty D is small, the resolution of the detection current _ID is coarser than the above equation (11).
At this time, the resolution of the detected current I _D is the rougher the target current value I _r, the current control performance is deteriorated, the control performance of the restraining force of the clutch 110 is also deteriorated.
If the control performance of the restraining force of the clutch 110 deteriorates, the vehicle may behave unintentionally by the driver.

検出電流Ｉ_Ｄの分解能は、前掲の式（３）および（１１）より、
検出電流Ｉ_Ｄの分解能＝Ａ／Ｄ変換分解能×Ｅ／Ｖ_２・・・（１２）
となる。
即ち、検出電流Ｉ_Ｄの分解能は、直流電圧Ｅを変更することで調整（調節）することが可能である。
式（１２）に示す性質を利用して車両がドライバの意図しない挙動となることを避けるため、シャント抵抗１３に流れる電流に応じて検出電流Ｉ_Ｄの分解能を決定し、決定された分解能となるように直流電圧Ｅを変更する。
このことで、出力電圧値Ｖ_２および平滑化後電圧Ｖ_１が小さい場合でも精度よく電流検出することが可能となる。
また、電流検出精度が向上することで、電流制御性能も向上する。
さらに、電流制御性能が向上することでクラッチ１１０の拘束力の制御性能も向上し、ドライバの意図通りの運転が可能となる。 The resolution of the detection current _{ID can be} calculated from the above equations (3) and (11).
Detection current _ID resolution = A / D conversion resolution × E / V ₂ (12)
It becomes.
That is, the resolution of the detection current _ID can be adjusted (adjusted) by changing the DC voltage E.
In order to avoid the behavior of the vehicle unintended by the driver by using the property shown in Expression (12), the resolution of the detection current _ID is determined according to the current flowing through the shunt resistor 13, and the determined resolution is obtained. The DC voltage E is changed as follows.
This is, it is possible to accurately current detection even when the output voltage value V ₂ and smoothing after voltage V ₁ is small.
Further, the current detection performance is improved by improving the current detection accuracy.
Furthermore, the current control performance is improved, so that the control performance of the binding force of the clutch 110 is also improved, and the driver can operate as intended.

図５は、本実施の形態によるモータ制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。
ＳＴＥＰ１では、目標電流演算手段３１および出力電圧演算手段３２においてスロットルポジションセンサ１１１および車体速度より出力電圧Ｖ_２を算出する。
ＳＴＥＰ２では、目標分解能決定手段３４において、モータの回転数と出力電圧Ｖ_２（インバータ１０の出力である交流電力ＡＣ_ｏｕｔの電圧を決定する信号）から図６に示す電流値推定用マップを用いてシャント抵抗１３に流れる電流の推定電流を算出する。
図６に示す電流値推定用マップは、事前にモータの回転数、出力電圧Ｖ_２、シャント抵抗２４に流れる電流値の関係を計測して作成する。
なお、推定電流の算出には、前記マップではなくモータの特性をあらわした数式を用いてもよい。 FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation of the motor control apparatus according to the present embodiment.
In STEP 1, the target current calculation means 31 and the output voltage calculation means 32 calculate the output voltage V ₂ from the throttle position sensor 111 and the vehicle body speed.
In STEP 2, the target resolution determination means 34 uses the current value estimation map shown in FIG. 6 from the motor rotation speed and the output voltage V ₂ (a signal for determining the voltage of the AC power AC _out that is the output of the inverter 10). An estimated current flowing through the shunt resistor 13 is calculated.
The current value estimation map shown in FIG. 6 is created by measuring in advance the relationship between the rotational speed of the motor, the output voltage V ₂ , and the current value flowing through the shunt resistor 24.
For calculating the estimated current, a mathematical expression representing the characteristics of the motor may be used instead of the map.

ＳＴＥＰ３では、目標分解能決定手段３４において、ＳＴＥＰ２で算出した推定電流を所定値で除算した値を目標分解能として決定する。
なお、クラッチ１１０を用いて前後輪の駆動力を配分する四輪駆動の制御装置の場合、拘束力制御の分解能は指令拘束力の１／１００以下としなければドライバのフィーリングに影響することが経験上知られている。
また、クラッチ１１０の発生する拘束力は、モータ１１２の発生するトルクによって制御されている。
さらにモータ１１２の発生するトルクは、モータ１１２のトルク定数を用いて電流に変換される。即ち、電流制御の分解能は、目標電流Ｉ_ｒの１／１００以下にする必要がある。
このことから、本実施の形態では前記所定値を１００と設定する。 In STEP 3, the target resolution determination means 34 determines a value obtained by dividing the estimated current calculated in STEP 2 by a predetermined value as the target resolution.
In the case of a four-wheel drive control device that distributes the driving force of the front and rear wheels using the clutch 110, the driver's feeling may be affected unless the resolution of the constraint force control is 1/100 or less of the command constraint force. Known from experience.
Further, the binding force generated by the clutch 110 is controlled by the torque generated by the motor 112.
Further, the torque generated by the motor 112 is converted into current using the torque constant of the motor 112. That is, the resolution of the current control, it is necessary to 1/100 or less of the target current _{I r.}
Therefore, in this embodiment, the predetermined value is set to 100.

ＳＴＥＰ４では、電源電圧指示手段３５において、ＳＴＥＰ３で決定した分解能となる直流電圧Eを式（１２）より算出し、直流電圧Eの変更を直流電圧調整手段１２へ指示する。
直流電圧調整手段１２では、例えば、降圧チョッパ回路や昇圧チョッパ回路等が用いられる。
ＳＴＥＰ５では、電流値検出手段２３において、デューティDと平滑後電流Ｉ_１からインバータ１０のスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流Ｉ_Ｄを算出する。 In STEP 4, the power supply voltage instruction means 35 calculates the DC voltage E having the resolution determined in STEP 3 from the equation (12), and instructs the DC voltage adjustment means 12 to change the DC voltage E.
In the DC voltage adjusting means 12, for example, a step-down chopper circuit or a step-up chopper circuit is used.
In STEP 5, the current value detection means 23 calculates a detection current _ID that is a current value at the center of the ON period of the switching element of the inverter 10 from the duty D and the smoothed current I ₁ .

以上説明したように、本実施の形態によるモータ制御装置は、モータ１１２を駆動するインバータ１０と、インバータ１０に直流電圧を供給するための直流電圧供給手段１１と、インバータ１０の直流母線１６に配置したインバータ電流検出用のシャント抵抗１３と、シャント抵抗１３に現れる電圧の平均値を演算する平滑手段１５と、平滑手段１５によって演算された電圧の平均値をデジタル信号の平滑化後電圧に変換するＡ／Ｄ変換手段２１と、Ａ／Ｄ変換手段２１により変換された平滑化後電圧を平滑後電流に変換する電流変換手段２２と、インバータ１０の出力電圧を演算する出力電圧演算手段３２と、直流電圧供給手段１１からインバータ１０に印加される直流電圧と出力電圧演算手段３２で演算される出力電圧からインバータ１０を構成するスイッチング素子のデューティＤを演算するデューティ演算手段３３と、電流変換手段２２から出力する平滑後電流値をデューティ演算手段３３が演算するデューティＤで除算してインバータ１０のスイッチング素子がオン期間の中央部の電流値である検出電流を演算する電流値演算手段２３を備えたモータ制御装置において、
電流値演算手段２３から出力する検出電流の目標分解能を決定する目標分解能決定手段３４と、直流電圧供給手段１１からインバータ１０に供給される直流電圧を変更する直流電圧調整手段１２を備え、直流電圧調整手段１２は、目標分解能決定手段３４で決定された目標分解能となるようにインバータ１０に供給される直流電圧を変更する。 As described above, the motor control device according to the present embodiment is arranged on the inverter 10 that drives the motor 112, the DC voltage supply means 11 for supplying a DC voltage to the inverter 10, and the DC bus 16 of the inverter 10. The inverter current detection shunt resistor 13, the smoothing means 15 for calculating the average value of the voltage appearing at the shunt resistor 13, and the average value of the voltage calculated by the smoothing means 15 is converted into a smoothed voltage of the digital signal. An A / D conversion means 21, a current conversion means 22 for converting the smoothed voltage converted by the A / D conversion means 21 into a smoothed current, an output voltage calculation means 32 for calculating the output voltage of the inverter 10, From the DC voltage applied to the inverter 10 from the DC voltage supply means 11 and the output voltage calculated by the output voltage calculation means 32, the inverter 1 And the duty factor calculating means 33 for calculating the duty D of the switching element that constitutes the switching element, and the smoothed current value output from the current converting means 22 is divided by the duty D calculated by the duty calculating means 33 so that the switching element of the inverter 10 is turned on. In the motor control device provided with the current value calculating means 23 for calculating the detected current which is the current value of the central portion of
A target resolution determining means 34 for determining the target resolution of the detected current output from the current value calculating means 23; and a DC voltage adjusting means 12 for changing the DC voltage supplied from the DC voltage supplying means 11 to the inverter 10. The adjustment unit 12 changes the DC voltage supplied to the inverter 10 so that the target resolution determined by the target resolution determination unit 34 is obtained.

このように、本実施の形態では、目標分解能を決定し、目標とする分解能になるように直流電圧Eを変更することで電流検出性能を向上させることができる。
従って、出力電圧値Ｖ_２および平滑化後電圧Ｖ_１が小さい場合でも精度よく電流を検出することが可能となる。
その結果、微小なモータトルクの制御を行うことができ、ドライバは違和感なく運転することが可能になる。
また、検出電流が小さい領域で検出電流Ｉ_Ｄを利用したクラッチの拘束力の制御が可能となり、ドライバの意図通りに車両を操作することができる。 Thus, in the present embodiment, the current detection performance can be improved by determining the target resolution and changing the DC voltage E so as to achieve the target resolution.
Therefore, it becomes possible to accurately detect the current even if the output voltage value V ₂ and smoothing after voltage V ₁ is small.
As a result, minute motor torque can be controlled, and the driver can drive without a sense of incongruity.
Further, the clutch restraint force can be controlled using the detected current _{ID in a} region where the detected current is small, and the vehicle can be operated as intended by the driver.

また、本実施の形態によるモータ制御装置は、モータ１１２の回転数を検出する回転数検出手段２５を備え、目標分解能決定手段３４は、インバータ１０の出力電圧とモータ１１２の回転数から目標分解能を決定する。即ち、モータ回転数と出力電圧Ｖ_２から推定電流を算出し、この推定電流をもとに目標分解能を決定する。
従って、さらなる電流検出性能の向上が可能となる。 Further, the motor control device according to the present embodiment includes a rotation speed detection means 25 for detecting the rotation speed of the motor 112, and the target resolution determination means 34 determines the target resolution from the output voltage of the inverter 10 and the rotation speed of the motor 112. decide. That is, to calculate the estimated current motor speed and the output voltage V _2, to determine the target resolution the estimated current based.
Therefore, the current detection performance can be further improved.

また、本実施の形態によるモータ制御装置の目標分解能決定手段３４は、目標分解能をインバータ１０に流れる電流値を所定値で除算した値以下とする。
従って、ドライバに違和感のあるフィーリングを与えることのない制御をすることが可能となる。 Further, the target resolution determination means 34 of the motor control device according to the present embodiment sets the target resolution to a value equal to or less than the value obtained by dividing the current value flowing through the inverter 10 by a predetermined value.
Therefore, it is possible to perform control without giving the driver a feeling of strangeness.

本発明は、インバータの出力電圧やインバータ電流が小さい場合でも、精度よくインバータ電流値を検出することが可能なモータ制御装置の実現に有用である。 The present invention is useful for realizing a motor control device that can accurately detect an inverter current value even when the output voltage or inverter current of the inverter is small.

本発明によるモータ制御装置を四輪駆動車両の制御に適用した場合を示した図である。It is the figure which showed the case where the motor control apparatus by this invention is applied to control of a four-wheel drive vehicle. 本発明によるモータ制御装置の詳細構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of the motor control apparatus by this invention. 本発明における制御演算手段の詳細構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of the control calculating means in this invention. 本発明における電流値検出手段の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the electric current value detection means in this invention. 本発明のモータ制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating operation | movement of the motor control apparatus of this invention. シャント抵抗に流れる電流の推定電流を算出するためのマップである。6 is a map for calculating an estimated current flowing through a shunt resistor. 従来のモータ制御装置の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of the conventional motor control apparatus. 従来例による電流検出方法を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the current detection method by a prior art example. シャント電圧Ｖ_０と平滑後電圧Ｖ_１の関係を表した図である。It is a diagram showing a relation of the shunt voltage V ₀ and after smoothing voltage V _1. 従来のモータ制御装置の他の例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other example of the conventional motor control apparatus. デューティと検出電流の分解能の関係を表した図である。It is a figure showing the relationship between the resolution of a duty and detection current.

Explanation of symbols

１０インバータ１１直流電圧供給手段
１２直流電圧調整手段１３シャント抵抗
１４増幅器１５平滑手段
１６直流母線
２１Ａ／Ｄ変換手段２２電流変換手段
２３電流値演算手段２４電圧計測手段
２５回転数検出手段２６センサ値検出手段
３０制御演算手段３１目標電流演算手段
３２出力電圧演算手段３３デューティ演算手段
３４目標分解能決定手段３５電源電圧指示手段
４０ＰＷＭ発生器５０マイクロコンピュータ
１００モータ制御装置１１２モータ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Inverter 11 DC voltage supply means 12 DC voltage adjustment means 13 Shunt resistance 14 Amplifier 15 Smoothing means 16 DC bus 21 A / D conversion means 22 Current conversion means 23 Current value calculation means 24 Voltage measurement means 25 Rotation speed detection means 26 Sensor value Detection means 30 Control calculation means 31 Target current calculation means 32 Output voltage calculation means 33 Duty calculation means 34 Target resolution determination means 35 Power supply voltage instruction means 40 PWM generator 50 Microcomputer 100 Motor controller 112 Motor

Claims

An inverter for driving a motor, DC voltage supply means for supplying a DC voltage to the inverter, a shunt resistor for detecting an inverter current arranged on a DC bus of the inverter, and an average value of the voltage appearing in the shunt resistor A smoothing means for calculating, an A / D conversion means for converting an average value of voltages calculated by the smoothing means into a smoothed voltage of a digital signal, and a smoothed voltage converted by the A / D converting means. Current conversion means for converting the current into a smoothed current, output voltage calculation means for calculating the output voltage of the inverter, DC voltage applied to the inverter from the DC voltage supply means and the output voltage calculation means Duty calculation means for calculating the duty of the switching element constituting the inverter from the output voltage, and the current conversion means A motor control device comprising current value calculation means for calculating a detected current, which is a current value at the center of the ON period of the switching element of the inverter, by dividing the output current value after smoothing by the duty calculated by the duty calculation means In
Target resolution determining means for determining a target resolution of the detected current output from the current value calculating means, and DC voltage adjusting means for changing the DC voltage supplied from the DC voltage supplying means to the inverter,
The motor controller according to claim 1, wherein the DC voltage adjusting means changes the DC voltage supplied to the inverter so as to achieve the target resolution determined by the target resolution determining means.

A rotation speed detecting means for detecting the rotation speed of the motor;
2. The motor control according to claim 1, wherein the target resolution determination unit determines a target resolution of the detected current from an output voltage of the inverter and a rotation number of the motor detected by the rotation number detection unit. apparatus.

3. The motor control device according to claim 2, wherein the target resolution determining means sets the target resolution to a value equal to or less than a value obtained by dividing a current value flowing through the inverter by a predetermined value.