JP4407540B2 - レベルシフタ回路、アクティブマトリクス基板、電気光学装置及び電子機器 - Google Patents

レベルシフタ回路、アクティブマトリクス基板、電気光学装置及び電子機器 Download PDF

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Description

本発明は半導体回路に関するものであり、特に多結晶シリコン膜を能動層に用いたトランジスタにより構成されたレベルシフタ回路に関するものである。
近年、ノートPCやモニター用を筆頭に薄膜トランジスタ(TFT:Thin Film Transistor)などのアクティブ素子を用いた液晶表示装置は急速に普及している。特に多結晶シリコン(以下、ポリシリコンと称す)をTFTのアクティブ層に用いたポリシリコンTFTはその高い移動度を活用して駆動回路をガラス基板に内蔵できる点で注目を集めている。
通常のネマティック相液晶材料を用いた液晶表示装置においては、信頼性を確保するために液晶に印加する電圧を一定時間で極性反転させる交流駆動が必要であり、白表示時と黒表示時で液晶にかける電圧差は通常3〜5Vである。従って、交流駆動を行うためにはアクティブマトリクス上の画素電極には通常6〜10Vの電圧振幅の信号を入力しなくてはならない。画素のスイッチングTFTのゲート電極に繋がる走査線に関しては十分なスイッチング特性を得るために、画素電極に入力される信号のさらに2〜5V程度、高い電圧を入力する必要があり、液晶表示装置の走査線駆動回路は結局、8〜15V程度の信号電圧を出力する必要がある。この電圧は液晶装置が大型・高精細であるほど高くなる傾向にある。
また、同じくポリシリコンTFTを用いて有機EL素子を駆動する表示装置も近年、実用化されつつあり、その高い応答速度と広い視野角で携帯機器などへの採用が始まっているが、この場合も有機EL素子を駆動するために必要な電圧が比較的高いため、駆動回路からアクティブマトリクス基板上の有機EL素子に与える信号電圧はLCDの場合と同様に高くなる傾向がある。
しかし、一般的にICで5V以上の電圧振幅を持つ信号を出力するためには高耐圧性に優れた特殊なプロセスで製造される必要があるためコストが高くなる。これを回避するために、ガラス基板上に内蔵された駆動回路にレベルシフタ(昇圧)回路を組み込み、ICから3〜5V程度の電位振幅の入力信号を受けて8〜15V程度の電位振幅に昇圧するという回路構成を取ることが多い。
レベルシフタ回路には、フィードバック型レベルシフタ回路がある。このようなフィードバック型レベルシフタ回路構成では、まず入力信号が反転することで回路が第1の動作を行い、出力信号端子の電位が中間状態に遷移する。ここで出力信号端子がフォードバック信号端子に接続されている場合、フィードバック信号端子より入力される電位も変動するため、これを受けて回路が第2の動作(回路によってはさらに第3の動作)を行って、出力信号端子の電位が最終的な出力状態へと遷移する。
具体的には、例えば図22に示すフィードバック型レベルシフタ回路がある。最初、入力信号INがLOW、反転入力信号INXがHIGHであったとする。この時、トランジスタ502、503、505はOFF、トランジスタ501、504、506はONとなり、出力信号OUTはLOW、反転出力信号OUTXはHIGHとなる。ここで入力信号INがHIGH、反転入力信号INXがLOWに反転するとトランジスタ502、503はターンオンし、501はターンオフする。トランジスタ504はIN信号の電位がVHより低いために中間状態となる。この時点ではトランジスタ501、505はオフしているので出力信号OUTはフロート、反転出力信号OUTXはトランジスタ502とトランジスタ504と506の抵抗分割で中間電位をとる。ここまでが第1の動作である。次に反転出力信号OUTXの電位は反転フィードバック信号FBXとして再び回路へ入力され(フィードバック入力)、トランジスタ505はターンオンし、出力信号OUTをHIGHにする(第2の動作)。これは三度回路へ入力され、トランジスタ506をターンオフし、反転出力信号OUTXをLOWに固定する(第3の動作)。従って第1の動作完了から第3の動作が完了するまで反転出力信号OUTXは中間状態であり、この状態が長いほど出力遅延が大きく、出力波形も矩形波から崩れていく。このように反転タイミングはほぼ同一であるが回路の動作遅延で出力信号OUTが入力信号INより若干遅れることになり、出力波形が崩れてしまう。このようなフィードバック型レベルシフタ回路として特許文献1や特許文献2が挙げられる。
一方、このようなフィードバック端子を有さない非フィードバック型レベルシフタ回路も存在する。例えば特許文献3には図23のような回路が提案されている。入力信号端子INから出力信号端子OUTへ一方向に電位が変化していき、フィードバックされるような個所は無い。レベルシフタ回路は、数ある回路の中から動作電圧条件において出力比が高く出力遅延が小さく回路面積が小さい回路構成を選択して使用することになる。
一般的にフィードバック型レベルシフタ回路は非フィードバック型レベルシフタ回路に比べると消費電流が少なく出力比がとりやすい。このため、入力信号電圧と出力信号電圧の差異が大きい、すなわち出力比が大きい場合はフィードバック型レベルシフタ回路を用いるケースが多い。また、製造上のばらつきによってトランジスタの閾値電圧(Vth)が設計時点の想定値からずれてくるといずれのタイプのレベルシフタ回路でも出力波形が乱れ、やがて動作しなくなる。フィードバック型レベルシフタ回路では前記第1の動作後のフィードバック信号端子の電位変動がVth変動によって小さくなる。すなわちフィードバックが弱くなるために第2・第3の動作が出来なくなってより急速に動作しなくなる傾向がある。これらの特徴について図24を用いて説明する。
図24のグラフOUT1A、1B及び1Cはフィードバック型レベルシフタ回路である図22の回路構成の時にレベルシフタ回路の電源電圧及び各トランジスタのVthによって出力信号端子OUTへ出力される信号にどのような違いが出るかをシミュレーションしたものである。また、グラフOUT2A、2B及び2Cは図23に示す回路構成時の同様のグラフである。いずれの場合も入力波形はグラフINで示されるような振幅電圧3Vの矩形波とする。
OUT1AとOUT2Aのグラフはレベルシフタ電源電圧(VH−VL)が6V、すなわち出力比2倍かつトランジスタ特性が設計時想定どおりの時の結果であり、どちらも動作に問題は無い。
次にOUT1BとOUT2Bは同じくトランジスタ特性は設計時想定どおりのままで、レベルシフタ電源電圧(VH−VL)が9V、すなわち出力比3倍時の結果である。フィードバック型レベルシフタ回路である図22の回路構成では、図24のOUT1Bに示すように動作しているが、非フィードバック型レベルシフタ回路である図23の回路構成では図24のOUT2Bで示すように動作不良を起こしている。すなわち、フィードバック型レベルシフタ回路の方が出力比を高くできることがわかる。
次にOUT1CとOUT2Cはレベルシフタ電源電圧(VH−VL)は6V、すなわち出力比2倍の時のままで、トランジスタ特性は設計時想定特性からVthが+0.7Vずれた時の挙動である。このように、フィードバック型のレベルシフタ回路である図22では図24のOUT1Cに示すように、特に出力信号の波形の乱れが著しく、使用に耐えない。一方、非フィードバック型のレベルシフタ回路である図23では図24のOUT2Cに示すように、多少波形が乱れるが実用的な範囲内であり、出力比が低い場合にはVthのシフトに対してマージンは比較的広いことがわかる。
特許第3374492号公報 特開2003−110419号公報 特許第3179350号公報
出力比を得やすいフィードバック型のレベルシフタ回路において、トランジスタのVth変動によって特性が変動するとフィードバックが十分効かなくなり、動作不良を起こしやすい。
特にポリシリコン膜を用いたTFTでは能動層内に欠陥が多いため、単結晶シリコンウェハー上に形成したMOSトランジスタに比べてトランジスタの閾値電圧|Vth|が高くなり、またばらつきも大きくなる。このため、フィードバック型のレベルシフタ回路での問題点が顕在化しやすく、歩留まりが低下する。
本発明は、このような問題を解決するものであり、その目的とするところは、出力比がとれ、トランジスタの閾値のシフト(Vthシフト)に対する動作マージンを増大できるレベルシフタ回路を実現するものである。
本発明は上記の問題を解決するため、本発明に係わるレベルシフト回路は、入力信号が入力される入力信号端子と、前記入力信号より相対的に大きな振幅を有する出力信号を出力する出力信号端子と、フィードバック信号が入力されるフィードバック信号端子を有する第1のレベルシフタ回路と、入力信号が入力される入力信号端子と、前記入力信号より相対的に大きな振幅を有する出力信号を出力する出力信号端子とを有する第2のレベルシフタ回路とからなり、 前記第1のレベルシフタ回路の前記出力信号端子は前記第2のレベルシフタ回路の前記入力信号端子に接続され、前記第1のレベルシフタ回路の前記フィードバック信号端子は前記第2のレベルシフタ回路の前記出力信号端子に接続され、前記第2のレベルシフタ回路は前記第1のレベルシフタ回路に比べ、入力信号の反転時に出力信号が反転する遅延時間が短いことを特徴とする。これにより第1のレベルシフタに入力されるフィードバック信号の振幅が第2のレベルシフタの作用によって従来例より大きくなり、安定したフィードバック動作が得られ、Vthシフトに対する動作マージンが増大する。
さらに本発明では、複数の基準電位配線が前記第1のレベルシフタ回路および前記第2のレベルシフタ回路に接続されてなり、前記第1のレベルシフタに接続された前記複数の基準電位配線に与えられる基準電位のうち、最大の値をV1H、最小の値をV1Lとし、前記第2のレベルシフタに接続された前記複数の基準電位配線に与えられる基準電位のうち、最大の値をV2H、最小の値をV2Lとしたとき、前記V1Hと前記V2Hは略等しく、かつ前記V1LとV2Lも略等しくするとよい。このような構成をとると、第1のレベルシフタ回路と第2のレベルシフタ回路の電源配線が共用できるため回路面積を縮小できる。
さらに本発明では、前記第2のレベルシフタ回路は前記第1のレベルシフタ回路に比べその入力信号の反転時に出力信号が反転する遅延時間を短くするとよい。第1のレベルシフタの前記第1の動作と前記第2の動作の間の遅延を抑えるため、第2のレベルシフタの回路構成は第1のレベルシフタの回路構成に比べ、動作速度が速いものを選択することが好ましく、このような構成をとることでレベルシフト動作時の中間状態(第1の動作終了から第2の動作終了までの間の状態)にある時間を短縮し、品質の良い出力信号を得ることができる。
さらに本発明ではNチャネル電界効果型トランジスタであってチャネル幅がW1であって、チャネル長がL1である第1のトランジスタとPチャネル電界効果型トランジスタであってチャネル幅がW2であってチャネル長がL2である第2のトランジスタを有する。前記第2のレベルシフタ回路の前記出力信号端子は前記第1のトランジスタのドレイン電極と前記第2のトランジスタのドレイン電極とにそれぞれ電気的に接続されている。前記第1のトランジスタのゲート電極と前記の第2のトランジスタのゲート電極は同一のノードに電気的に接続されている。そして、前記第1のトランジスタのソース電極は前記第2のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位配線の一つに電気的に接続されてなり、前記第2のトランジスタのソース電極は前記第2のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位配線の一つに電気的に接続されているとよい。
また、前記第2のレベルシフタ回路は、Nチャネル電界効果型トランジスタであって、チャネル幅がW3であって、チャネル長がL3である第3のトランジスタとPチャネル電界効果型トランジスタであって、チャネル幅がW4であって、チャネル長がL4である第4のトランジスタを有する。前記第2のレベルシフタ回路の前記入力信号端子は前記第3のトランジスタのゲート電極と前記第4のトランジスタのゲート電極にそれぞれ電気的に接続されている。前記第3のトランジスタのドレイン電極と前記第4のトランジスタのドレイン電極は同一のノードに電気的に接続され、前記第3のトランジスタのソース電極は前記第4のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位配線の一つに電気的に接続される。そして、前記第3のトランジスタのソース電極は前記第4のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位の一つに電気的に接続されているとよい。これらは所謂CMOS(相補型)型インバータ回路を出力信号端子または入力信号端子に接続した構成のレベルシフタ回路であり、CMOS型インバータ回路は出力比は大きくないが構成が簡易で応答が早く駆動能力を容易に高くでき、段数によって極性を反転可能であるためこのように第2のレベルシフタ回路の入力・出力部を構成すると応答速度が速く、回路面積の小さい回路が可能である。
さらに本発明では、前記第1のレベルシフタ回路の前記出力信号がHIGH状態である時の電位をVA、LOW状態である時の電位をVBとし、前記第2のレベルシフタ回路に供給される複数の基準電位のうち最低電位の値をVL、最高電位の値をVHとしたときにVH−VA>VB−VLを満たし、W1÷L1>W2÷L2またはW3÷L3>W4÷L4の少なくとも一方を満たすとよい。
又は前記第1のレベルシフタ回路の出力信号端子に出力される信号のHIGH状態電位をVA、LOW状態電位をVBとし、前記第2のレベルシフタ回路に供給される複数の基準電位のうち最低電位の値をVL、最高電位の値をVHとしたときにVH−VA<VB−VLを満たし、W1÷L1<W2÷L2またはW3÷L3<W4÷L4の少なくとも一方を満たすとよい。レベルシフタ回路は一般に回路構成及び入力・出力振幅電位差の設定により、出力HIGH時電圧(VA)と入力LOW時電圧(VB)の基準電位(VH,VL)との差がVH−VAとVB−VLで等しくならず、非対称な波形になる。この傾向はレベルシフタ回路から出力される電位振幅|Vth|が大きいほど顕著になる。この時、非対称性があまりにひどくなると第2のレベルシフタ回路を構成するインバータ回路が動作しなくなるなど著しく能力が低くなる。しかし、このようにインバータ回路を構成するとインバータ回路のVin−Vout特性をシフトすることで第1のレベルシフタ回路の出力信号波形が非対称であっても第2のレベルシフタ回路からの出力がよりVH−VLに近いように動作するようにできる。
さらに本発明では、W1>W3、L1<L3、W2>W3、L2>L3の少なくともいずれか一つを満たすとよい。前述のように第1のレベルシフタ回路から出力される電位振幅は|Vth|が大きくなるにつれて小さくなっていくため、特に初段のインバータ回路では貫通電流が流れやすい。このため、初段のインバータ回路はチャネル長が長く、チャンネル幅が小さい方が良い。しかし、後段のインバータ回路、特に最終段のインバータ回路は駆動能力が必要となるため、ある程度チャネル長は短く、チャネル幅は大きい方が良い。したがって、このような構成をとると貫通電流が少なく、かつ駆動能力の高い回路となる。
さらに本発明では、(W3÷L3)÷(W4÷L4)より(W1÷L1)÷(W2÷L2)の方がより1に近いとよい。第2のレベルシフタ回路を構成するインバータ回路は出力段に近いほど電位の振幅がVH〜VLに近づくので、Nチャネル型トランジスタとPチャネル型トランジスタの比を1に近づけた方がより効率がよい。
さらに本発明では、前記第1のレベルシフタ回路の前記出力信号の振幅を前記第1のレベルシフタ回路の前記入力信号の振幅で割った前記第1のレベルシフタ回路の出力比は、前記第2のレベルシフタ回路の前記出力信号の振幅を前記第2のレベルシフタ回路の前記入力信号の振幅で割った前記第2のレベルシフタ回路の出力比より大きいとよい。一般にレベルシフタ回路の動作速度は入力信号の電位振幅が大きいほど早くなる傾向があるため、このような構成をとると第2のレベルシフタ回路の動作が早くなり、第1のレベルシフタ回路が中間状態にある時間を短くできる。
さらに本発明では、前記第2のレベルシフタ回路はフィードバック信号端子を有し、前記第2のレベルシフタ回路の前記フィードバック信号端子は前記第2のレベルシフタ回路の出力信号端子に接続されるとよい。第2のレベルシフタ回路もフィードバック信号端子を有した構成をとる場合、フィードバック信号端子を第1のレベルシフタ回路の出力信号端子に接続すると第1のレベルシフタ回路が中間状態にある時に第2のレベルシフタ回路へのフィードバックが不安定になり好ましくないので、第2のレベルシフタ回路の出力信号端子に接続することが好ましい。
さらに本発明では、レベルシフタ回路は多結晶シリコンを能動層とするトランジスタ素子によって構成されるとよい。多結晶シリコンは結晶中に欠陥順位を多く含み、トランジスタの|Vth|が大きく、かつ製造ばらつき等により変動しやすい。このため、本発明で提案してきたレベルシフタ回路構成の効果が顕著となる。
さらに本発明のアクティブマトリクス基板では、絶縁基板上にアクティブマトリクス回路に本発明のレベルシフタ回路を備えるとよい。このような構成により、アクティブマトリクス回路を駆動する駆動回路中にレベルシフト機能を持たせても歩留まりの低下を最小限度に抑えることができ、かつ外部駆動回路に安価な低耐圧ICを用いることができるので製造コストを安くすることができる。
さらに本発明では、本発明の電気光学装置は、上述したアクティブマトリクス基板を備えるとよい。このような構成により、信頼性が高く外形寸法の小さい駆動回路内蔵型の電気光学装置をより安価に製造できる。ここでいう電気光学装置とは液晶表示装置、EL表示装置、フィールドエミッション・表示装置などである。
さらに本発明では、本発明の電子機器は、上述した電気光学装置を備えるとよい。このような構成により、駆動回路内蔵型の電気光学装置を用いることで信頼性の向上・外形の縮小を進めつつ、安価に製造できる。電子機器とは具体的にはモニター、TV、ノートパソコン、PDA、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話、携帯フォトビューワー、携帯ビデオプレイヤー、携帯DVDプレイヤー、携帯オーディオプレイヤーなどである。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
[実施形態1]
図1は本発明の半導体装置、すなわち、レベルシフタ回路101実現する実施形態1の模式図であり、図2はその具体的な回路図である。
レベルシフタ回路101は、図1に示すように、第1のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路11と第2のレベルシフタ回路を構成する非フィードバック型レベルシフタ回路21で構成される。フィードバック型レベルシフタ回路11の反転出力信号端子OUTXに非フィードバック型レベルシフタ回路21の入力信号端子INが接続され、フィードバック型レベルシフタ回路11のフィードバック信号端子FBXに非フィードバック型レベルシフタ回路21の出力信号端子OUTが接続される。
図2を用いて第1のレベルシフタ回路と第2のレベルシフタ回路の構成を説明する。
第1のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路11は以下を構成する。低振幅の信号を入力する入力信号端子INにコンデンサC11、C12が接続され、コンデンサC11の他端にPチャネル型トランジスタP21が接続され、コンデンサC12の他端にNチャネル型トランジスタN21が接続される。トランジスタP21のソースに高位側電位VHの供給線が接続され、トランジスタN21のソースに低位側電位VLの供給線が接続される。そして、トランジスタP21とトランジスタN21のドレインは共通接続され反転出力信号端子OUTXに接続される。反転出力信号端子OUTXは後述する駆動回路301,302に接続される。
コンデンサC11の他端には、第1のオフセット回路が接続される。第1のオフセット回路は、Pチャネル型トランジスタP23とNチャネル型トランジスタN23、Nチャネル型トランジスタN22から構成される。トランジスタP23とトランジスタN23は直列接続され、各々のゲートがコンデンサC11の他端に接続される。トランジスタP23のソースに高位側電位VHの供給線が接続され、トランジスタN23のソースに低位側電位VLの供給線が接続される。そして、トランジスタP23とトランジスタN23のドレインは共通接続され、トランジスタP23とトランジスタN23のゲートにも共通接続される。さらに、トランジスタN22のドレインに接続される。トランジスタN22のソースに低位側電位VLの供給線が接続される。
また、コンデンサC12の他端には、第2のオフセット回路が接続される。第2のオフセット回路は、Pチャネル型トランジスタP24とNチャネル型トランジスタN24、Pチャネル型トランジスタP22から構成される。トランジスタP24とトランジスタN24は直列接続され、各々のゲートがコンデンサC12の他端に接続される。トランジスタP24のソースに高位側電位VHの供給線が接続され、トランジスタN24のソースに低位側電位VLの供給線が接続される。そして、トランジスタP24とトランジスタN24のドレインは共通接続され、トランジスタP24とトランジスタN24のゲートにも共通接続される。さらに、トランジスタP22のドレインに接続される。トランジスタP22のソースに高位側電位VHの供給線が接続される。
そして、トランジスタN22とトランジスタP22の各々のゲートは共通接続され、フィードバック信号端子FBXに接続される。
第2のレベルシフタ回路を構成する非フィードバック型レベルシフタ回路21は以下を構成する。フィードバック型レベルシフタ回路11の出力信号端子OUTからの信号を入力する入力信号端子INに2段のインバータ回路が接続される。すなわち入力信号端子INに直接接続される第1のインバータ回路は、Pチャネル型トランジスタP31とNチャネル型トランジスタN31で構成される相補型トランジスタで構成され、トランジスタP31のソースに高位側電位VHの供給線が接続され、トランジスタN31のソースに低位側電位VLの供給線が接続される。
第2のインバータ回路は、Pチャネル型トランジスタP32とNチャネル型トランジスタN32で構成される相補型トランジスタで構成され、トランジスタP32のソースに高位側電位VHの供給線が接続され、トランジスタN32のソースに低位側電位VLの供給線が接続される。
そして、第1のインバータ回路を構成する相補型トランジスタのドレインと第2のインバータ回路を構成する相補型トランジスタのゲートが接続される。第2のインバータ回路を構成する相補型トランジスタのドレインには出力信号端子OUTが接続され、この出力信号端子OUTはフィードバック型レベルシフタ回路11eのフィードバック端子信号FBXに接続される。
次に、レベルシフタ回路101の動作を、図3で示す本実施形態1の第2レベルシフタ回路のないフィードバック型レベルシフタ回路を対比例として対比しながら説明する。
まず図2のフィードバック型レベルシフタ回路11において入力信号端子INをLOW(電位VLとする)、出力信号端子OUTX及び反転フィードバック信号端子FBXをHIGH(電位VHとする)の状態を初期状態として想定する。するとトランジスタN22はON、トランジスタP22はOFFであり、従ってノードAの電位は中間電位より下がり、ノードBの電位は中間電位にほぼ等しい。ここで中間電位とはトランジスタN22(あるいはトランジスタP22)が完全にOFFした状態でのトランジスタN23とトランジスタP23(あるいはトランジスタN24とトランジスタP24)によってノードA(あるいはノードB)に与えられる電位であり、トランジスタN23とトランジスタP23(あるいはN24とP24)が完全に対称な特性である場合は(VH+VL)÷2で与えられる。
このため、トランジスタN21はおよそ(VH+VL)÷2をVgsとして与えられたONとOFFの中間の状態(以下、ON−OFF中間状態と称す)となり、トランジスタP21はほぼONとなる。従って抵抗分割により反転出力信号端子OUTXの電位は(VH+VL)÷2で与えられる電位とVHの中間の値になる(VH’とする)。ここで第2のレベルシフタ回路である非フィードバック型レベルシフタ21によってVH’電位は昇圧され反転フィードバック信号端子FBXにはほぼVHの電位が与えられてこの状態で固定される。
一方、図3に示す対比例のレベルシフタ回路102では、反転フィードバック信号端子FBXにVH’の値が入力されて反転出力信号端子OUTXの電位はさらに少し低下するということを繰り返し、やがてある値(VH’’)に落ち着くが完全にVHに等しくはならない(VH’’<VH’<VH)。
次に本実施形態1のレベルシフタ回路101の入力信号端子INの電位がLOW→HIGHに変化した時の挙動を考える。この時、ノードA及びノードBはどちらも容量結合により電位が上がる。入力電位の変動幅(=VC)に対応するようにトランジスタN22、N23、N24、P22、P23、P24のW(チャネル幅)/L(チャネル長)を適当に設定することで、この時のノードAの電位はほぼ中間電位前後、ノードBは中間電位+VC程度になるようにしておくと、トランジスタP21はON−OFF中間状態、トランジスタN21はほぼONとなって、反転出力信号端子OUTXの電位は(VH+VL)÷2とVLの中間の値になる(VL’とする)。以下、前述と逆の流れで図2の構成では反転出力信号端子OUTXはVL’、反転フィードバック信号端子FBXはほぼVLの電位で固定される。
一方、図3の対比例のレベルシフタ回路102では反転出力信号端子OUTX及び反転フィードバック信号端子FBXはVL’’(VL<VL’<VL’’)となる。
次に、具体例として説明する。入力信号が0−3.0Vの1MHzの矩形波であり、VH=9V,VL=0Vの出力比3倍、実施形態1の図2および図3の対比例の各パラメータとしてC11及びC12の容量が1pF、トランジスタN22、N23、N24、P22、P23、P24がチャネル幅5μm、チャネル長8μmであり、トランジスタN21、P21がチャネル幅10μm、チャネル長8μmとした。さらに、実施形態1の図2のトランジスタN31、P31がチャネル幅5μm、チャネル長8μm、トランジスタN32、P32がチャネル幅20μm、チャネル長6μmとした。この具体例の回路シミュレーションした結果を図4および図5を用いて説明する。
まず、トランジスタ特性カーブとしてエキシマレーザーアニール法を用いて低温プロセスで形成した多結晶シリコン薄膜を能動層とする電界効果型トランジスタの実測値である図4のグラフAn(Nチャネル、W(チャネル幅)/L(チャネル長)=10/5)及びグラフAp(Pチャネル、W/L=10/5)をW/Lサイズで規格化して回路中各々のトランジスタの特性カーブと仮定し、回路シミュレーションを行った結果が図5のグラフA1およびA2である。ここで図5のグラフA1は実施形態1の図2の構成でのフィードバック型レベルシフタ回路11eの反転出力信号端子OUTXからの出力値であり、グラフA2は対比例である図3の構成での反転出力信号端子OUTXからの出力値である。このように特性が想定したカーブであればどちらの回路でも当然動作に問題はない。ただし、本実施形態1(図5のグラフA1)のほうが出力信号波形としては矩形波に近く好ましい。
一方、図4のグラフAnとグラフApをともに1.5Vシフトさせた特性であるグラフBnおよびグラフBpをW/Lサイズで規格化して回路中各々のトランジスタの特性カーブと仮定した時のシミュレーション結果が図5のグラフB1(図2の本実施形態1を構成回路図とした時)、B2(図3の対比例を構成回路図とした時)である。このように閾値電位Vthがシフトすると対比例(図5のグラフB2)では正常にレベルシフタ回路として正常に動作していない一方、本実施形態1(図5のグラフB1)では正常に動作している。
このように、実施形態1の構成をとることでトランジスタの閾値電圧Vthのシフトが発生した時に回路が動作するマージンを広く取ることができるのである。単結晶シリコンウェハー上のMOSトランジスタではこのような閾値電圧Vthのシフトは小さいが、多結晶シリコンを用いた薄膜トランジスタ、特にガラス基板上に比較的低温(≦600℃)で形成する低温プロセスで製造した低温ポリシリコンTFTの場合には製品間の閾値電圧Vthのばらつきは1〜2V程度発生するのでこのようなマージンの広さは歩留まりに大きく寄与する。また、低温ポリシリコンTFTでは一般にホットキャリア等による信頼性劣化も単結晶シリコンMOSトランジスタより激しく、製品使用中の閾値電圧Vthの変化も大きいため、信頼性の面でも寄与する。
図6は電気光学装置に一例としてアクティブマトリクス基板200を用いた透過型液晶表示装置(LCD)の構成例である。画素部に画素電極や薄膜トランジスタでなる画素用のスイッチング素子を含む透明基板でなるアクティブマトリクス基板200と、コモン電極(対向電極)401を有する透明基板でなる対向基板402との間に電気光学物質としての液晶層403、例えばTN液晶層が挟持されている。そして、一対のアクティブマトリクス基板200と対向基板402の外側表面には液晶層403に対してクロスニコル状に配置された偏光板404、405がそれぞれ配置され、液晶パネルを構成している。液晶パネルの下側に面光源としての照明装置、すなわちバックライト406が配置されている。アクティブマトリクス基板200は対向基板402から張り出す張り出し部407が設けられ、その張り出し部407には複数の実装端子(図示しない)が設けられている。複数の実装端子は、FPC(可撓性基板)408を介して外部駆動回路用IC409を実装した回路基板410に電気的に接続される。図8では外部駆動回路用IC409は、2個のICで構成されているが、1個もしくは3個以上でもよい。外部駆動回路用IC409は低耐圧プロセスで製造されたCMOS−ICであり、3.0Vの振幅の駆動タイミング信号を複数出力する。液晶表示装置は透過型の他に、反射型、透過と反射を兼用した半透過型の液晶表示装置がある。
図7は本実施形態1のレベルシフタ回路を用いたVGA解像度の透過型駆動回路内蔵式液晶表示装置(LCD)用アクティブマトリクス基板200である。無アルカリガラスよりなる絶縁基板200上に走査線駆動回路301及びデータ線駆動回路302が形成される。表示領域204には、走査線駆動回路301から延設された480本の走査線201とデータ線駆動回路302から延設された1920本のデータ線202が互いに交差して配設される。アクティブマトリクス基板200の張り出し部には複数の実装端子303が設けられ、実装端子303は配線304を介して走査線駆動回路301またはデータ線駆動回路302に接続される。走査線駆動回路301及びデータ線駆動回路302と実装端子601との間にはそれぞれレベルシフタ回路101が設けられている。また、コモン電位入力信号端子305から配設されたコモン電位配線306は表示領域204、走査線駆動回路301、データ線駆動回路302を囲むように配設されている。コモン電位配線306は対向基板の4つの角部に対応する位置に上下導通部307が設けられ、コモン電位入力信号端子305から対向基板のコモン電極(対向電極)にコモン電位を供給している。
図8は図7の204で示される表示領域のアクティブマトリクス回路部分を拡大した図であって、走査線201及びデータ線202の各交点に対応して画素スイッチとして薄膜トランジスタ205が配置され、薄膜トランジスタ205のドレイン電極に画素電極206が電気的に接続される。データ線202と各画素電極206間のインピーダンスを走査線201の駆動電位に従って変化させることで各画素電極206の電位を書き込み・保持する。また、コモン電位配線305に接続された容量線203が配設され、画素電位との間に蓄積容量を形成している。
ここで図7の走査線駆動回路301およびデータ線駆動回路302、図8の画素スイッチ205はいずれもエキシマレーザーアニール法にて低温形成された厚さ50ないし100nm程度の多結晶シリコン薄膜を能動層としたコプレーナー型薄膜トランジスタで構成される。また、多結晶シリコン薄膜形成後にボロンおよびリンイオンを適当なマスクパターン上から打ち込むことによってnチャネル型トランジスタとpチャネル型トランジスタを形成し、走査線駆動回路301およびデータ線駆動回路302は相補型トランジスタの回路構成をとっている。一方、画素スイッチ205は全てnチャネル型トランジスタによって構成される。
この構成により、外部駆動回路用IC409から出力された複数の3.0Vの振幅の駆動タイミング信号はFPC408を介して複数の実装端子303に入力され、複数の配線304を通じて複数のレベルシフタ回路101に入力される。ここで入力信号はレベルシフタ回路101にて3.0Vの振幅信号から9.0Vの振幅信号に昇圧され、走査線駆動回路301及びデータ線駆動回路302に入力される。また、コモン電極電位入力信号端子305も同様に外部駆動回路用IC409よりDC(直流)又はAC(交流)の電位を与えられ、コモン電位配線306及び上下導通部307を通じて対向基板402上に形成されたコモン電極401に電位が供給される。各画素電極206及びコモン電極401間に印加された電位差に応じてTN液晶層403の配向が変化し、その状態によってクロスニコル状に配置された偏光板404と405を通じたバックライト406の光を遮断あるいは透過することでディスプレイとして機能する。
本実施形態1では図7のレベルシフタ回路101に図2の回路構成を使用する。これによって回路の閾値電位Vthのシフトに対するマージンが1つのレベルシフタ回路で構成する従来技術より広く、動作不良を起こしにくくなる。
次に、実施形態1の変形例としてレベルシフタ回路103を図9に示す。
図2ではレベルシフタ回路101の出力を第1のレベルシフタ回路11の反転出力信号端子OUTXからとっているのに対し、図9の変形例では第2のレベルシフタ回路21の出力信号端子OUTに接続している。その他、実施形態1と同じ構成である。これによりレベルシフタ回路102からの出力比はより大きくなるが、出力遅延を大きくすることができる。なお、図2に示す実施形態1のレベルシフタ回路101と図9に示す変形例のレベルシフタ回路103のどちらを採用するかは他回路とのマッチングで決めればよい。
[実施形態2]
図10は、レベルシフタ回路を走査線駆動回路301に適用した具体的な構成例である。走査線駆動回路301は、複数段の転送回路からなるシフトレジスタ310を有し、クロック信号線312、スタートパルス信号線313、反転クロック信号線314が、実施形態1やその変形例で示したレベルシフタ回路101(102)を介して接続される。シフトレジスタ310の出力信号端子311にはNAND回路315が接続され、順次レベルシフタ回路316、3段のインバータ回路で構成されるバッファ回路317が接続され、走査線201に接続される。
この構成により、レベルシフタ回路101によって増幅されたクロック信号、反転クロック信号、スタートパルス信号がシフトレジスタ310を駆動し、クロックが切り替わるたびにシフトレジスタ310の出力信号端子311を順にパルスが転送されていく。シフトレジスタ310の出力信号端子311のn番目とn+1番目に転送されたパルスはNAND回路315入力され、特定の走査線201のみが特定のタイミングで選択される。ここで走査線201を駆動する電圧は12Vであり、NAND回路315からの出力信号は9Vであるのでレベルシフタ回路316で12V信号にさらに昇圧する。この走査線駆動回路301に用いられるレベルシフタ回路316は、図11及び図12に示す回路構成を採用する。
図11は模式図を示す図である。その構成は、第1のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路12と一対の第2のレベルシフタ回路を構成する非フィードバック型レベルシフタ回路22a、22bで構成される。この構成により、フィードバック型レベルシフタ回路12の出力信号は非フィードバック型レベルシフタ回路22aを介して、フィードバック型レベルシフタ回路12のフィードバック信号端子FBに入力され、フィードバック型レベルシフタ回路12の反転出力信号は非フィードバック型レベルシフタ回路22bを介して、フィードバック型レベルシフタ回路12の反転フィードバック信号端子FBXに入力される。この構成は、図2の構成および図1の模式図と本質的に同じ構造をしていることが見てとれる。
図12は具体的な回路構成を示す。第1のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路12は、直列接続された一つのNチャネル型トランジスタと2つのPチャネル型トランジスタ(N41、P42、P43)(N44、P45、P46)が一対に形成され、一対のNチャネル型トランジスタN41、N44のソースに低位側電位VLの供給線が接続され、一対のPチャネル型トランジスタP43、P46のソースに高位側電位VHの供給線が接続される。入力信号端子INは、Nチャネル型トランジスタN41とPチャネル型トランジスタN42のゲートに接続され、反転入力信号端子INXは、Nチャネル型トランジスタN44とPチャネル型トランジスタP45のゲートに接続される。Nチャネル型トランジスタN41とPチャネル型トランジスタP42のドレインはフィードバック型レベルシフタ回路12の反転出力信号端子OUTXに接続され、Nチャネル型トランジスタN44とPチャネル型トランジスタP45のドレインは出力信号端子OUTに接続される。Pチャネル型トランジスタP43のゲートにはフィードバック信号端子FBが接続され、Pチャネル型トランジスタP46のゲートには反転フィードバック信号端子FBXが接続される。
反転出力信号端子OUTXは、バッファ回路317を介して走査線201に接続されると共に、非フィードバック型レベルシフタ回路22bの入力信号端子に接続される。この非フィードバック型レベルシフタ回路22bは実施形態1と同様の2段のインバータ回路で構成されてなり、非フィードバック型レベルシフタ回路22bの出力信号端子はフィードバック型レベルシフタ回路12の反転フィードバック信号端子FBXに接続される。
出力信号端子OUTは、非フィードバック型レベルシフタ回路22aの入力信号端子に接続される。この非フィードバック型レベルシフタ回路22aは2段のインバータ回路で構成されてなり、非フィードバック型レベルシフタ回路22aの出力信号端子はフィードバック型レベルシフタ回路12のフィードバック信号端子FBに接続される。
このような構成により閾値電位Vthのマージンは大きくなる。
[実施形態3]
図13(a)〜(f)は本発明のレベルシフタ回路の他の例である。以下のレベルシフタ回路は、実施形態1の実装端子303と走査線駆動回路301との間のレベルシフタ回路や、実施形態2のシフトレジスタ310と走査線201との間のレベルシフタ回路に適用できる。
回路14〜17はフィードバック型レベルシフタ回路であり、回路23a、23b、24、25a、25b、26は非フィードバック型レベルシフタ回路である。
図13(a)に示すレベルシフタ回路104は、図11で示すレベルシフタ回路312と類似し、相違点を説明する。フィードバック型レベルシフタ回路14の出力信号OUTは非フィードバック型レベルシフタ回路23bを介して反転フィードバック信号端子FBXに入力され、フィードバック型レベルシフタ回路14の反転出力信号OUXは非フィードバック型レベルシフタ回路23aを介してフィードバック信号端子FBに入力される。この場合、図11で示すレベルシフタ回路316では非フィードバック型レベルシフタ回路22a、非フィードバック型レベルシフタ回路22bが入力波形と同位相で信号を出力する回路なのに対し、図13(a)のレベルシフタ回路104では非フィードバック型レベルシフタ回路23a、非フィードバック型レベルシフタ回路23bが入力波形と逆位相で信号を出力する回路であるため、接続をかえている。
図13(b)に示すレベルシフタ回路105は、図11で示すレベルシフタ回路312と類似し、相違点を説明する。この例は、図11の一対の非フィードバック型レベルシフタ回路を1つの非フィードバック型レベルシフタ24として構成したものである。
図13(c)に示すレベルシフタ回路106は、図11で示すレベルシフタ回路312と類似し、相違点を説明する。フィードバック型レベルシフタ回路15は、反転入力信号端子を設けておらず、入力信号端子INに入力される入力信号をフィードバック型レベルシフタ15で出力信号OUTと反転出力信号OUTXを出力する。
図13(d)に示すレベルシフタ回路107は、図13(c)で示すレベルシフタ回路106と類似し、相違点を説明する。フィードバック型レベルシフタ回路15の出力信号OUTは非フィードバック型レベルシフタ回路25bを介して反転フィードバック信号端子FBXに入力され、フィードバック型レベルシフタ回路15の反転出力信号OUTXは非フィードバック型レベルシフタ回路23aを介してフィードバック信号端子FBに入力される。
図13(e)に示すレベルシフタ回路108は、図1で示すレベルシフタ回路101と類似し、相違点を説明する。フィードバック型レベルシフタ回路16の出力は、図1では反転出力信号を出力していたが、出力信号OUTを出力する。
図13(f)に示すレベルシフタ回路109は、図13(e)で示すレベルシフタ回路108と類似し、相違点を説明する。フィードバック型レベルシフタ回路17の入力端子は、入力信号端子INと反転入力信号端子INXが設けられている。
このように入力信号端子と出力信号端子の極性が適合するような組合せであれば、従来提案されてきたどのようなレベルシフタ回路同士をつなぎ合わせても良い。
図14は、図13に示す各レベルシフタ回路における非フィードバック型レベルシフタ回路に適用できる他の例を示すものである。
図14(a)に示す非フィードバック型レベルシフタ回路31は、2レベル出力インバータ回路32とインバータ回路33から構成される。2レベル出力インバータ回路32は、入力信号端子INの入力信号により低位側電位VLと高位側電位VHの2レベルを発生し、その出力信号によりPチャネル型トランジスタ及びNチャネル型トランジスタを駆動し、インバータ回路33の低位側電位VLと高位側電位VHの一方が出力される。
図14(b)に示す非フィードバック型レベルシフタ回路41は、図2と同じ構成であり、2段のインバータ回路42、43で構成される。
図14(c)に示す非フィードバック型レベルシフタ回路51は、図14(b)の変形例であり、1段目及び2段目のNチャネル型トランジスタN51、N52のゲートに高位側電位VHに接続され、2段目のNチャネル型トランジスタN52のソースに入力信号端子INが接続される。
図14(d)に示す非フィードバック型レベルシフタ回路61は、第1段として直列接続されたNチャネル型トランジスタN61とPチャネル型トランジスタP61が設けられ、Pチャネル型トランジスタP61のゲートに入力信号端子INが接続され、ソースに高位側電位VHが接続される。Nチャネル型トランジスタN61のソースには反転入力信号端子INXが接続され、ゲートはNチャネル型及びPチャネル型トランジスタN61、P61のドレインに接続される。
また、第2段として直列接続されたNチャネル型トランジスタN62とPチャネル型トランジスP62が設けられ、反転入力信号端子INXはNチャネル型トランジスタN62のソースに接続される。Nチャネル型及びPチャネル型トランジスタN62、P62のゲートは共通接続され、かつNチャネル型及びPチャネル型トランジスタN62、P62のドレインに共通接続される。Pチャネル型トランジスタP62のソースには高位側電位VHが接続される。
また、第3段として直列接続されたNチャネル型トランジスタN63とPチャネル型トランジスタP63が設けられている。Nチャネル型トランジスタN63のゲートは第1段のNチャネル型トランジスタN61とPチャネル型トランジスタP61のドレインに接続され、ソースは入力信号端子INに接続される。Pチャネル型トランジスタP63のゲートは第2段のNチャネル型トランジスタN62とPチャネル型トランジスタP62のドレインに接続され、ソースには高位側電位VHが接続される。
図14(e)に示す非フィードバック型レベルシフタ回路71は、3段のインバータ回路72、73、74を接続し、反転出力信号OUTXを出力するものである。
[実施形態4]
図15のレベルシフタ回路110は、図2のフィードバック型レベルシフタ回路11に図14(a)の非フィードバック型レベルシフタ回路31を組み合わせた例である。このレベルシフタ回路110は、実施形態1の実装端子303と走査線駆動回路301との間のレベルシフタ回路や、実施形態2のシフトレジスタ310と走査線201との間のレベルシフタ回路に適用できることもちろんである。
このような実施形態1乃至4のレベルシフタ回路を用いた液晶表示装置によれば、レベルシフタ回路を構成するトランジスタのVth変動に対する動作マージンが従来例より広いため、歩留まりが良好で信頼性が高いというメリットを有する。このため、携帯電話、PDA、カーナビ、液晶テレビ、液晶モニター、デジタルカメラ、ビデオカメラなどの電子機器に搭載して使用すると周辺回路内蔵のため信頼性が高く外形が小さくできる上によりコストが安く製造できる。
[実施形態5]
図16は実施形態1の図7のレベルシフタ回路101に代わるレベルシフタ回路111の構成例を示し、アクティブマトリクス基板や液晶表示装置に適用できるものである。
第1のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路18は、直列接続されたPチャネル型トランジスタとNチャネル型トランジスタ(P81、N81)(N82、P82)が一対に形成される。一対のPチャネル型トランジスタP81、P82のソースは高位側電位VHの供給線に接続され、一対のNチャネル型トランジスタN81、N82のソースは低側電位VLの供給線に接続される。入力信号端子INは、Pチャネル型トランジスタP82のゲートに接続され、反転入力信号端子INXは、Pチャネル型トランジスタP81のゲートに接続される。Pチャネル型トランジスタP82とNチャネル型トランジスタN82のドレインはフィードバック型レベルシフタ回路18の反転出力信号端子OUTXに接続され、Pチャネル型トランジスタP81とNチャネル型トランジスタN81のドレインは出力信号端子OUTに接続される。Nチャネル型トランジスタN82のゲートにはフィードバック信号端子FBが接続され、Nチャネル型トランジスタN81のゲートには反転フィードバック信号端子FBXが接続される。
反転出力信号端子OUTXは、駆動回路301または302に接続される一方、非フィードバック型レベルシフタ回路81bの入力信号端子に接続される。この非フィードバック型レベルシフタ回路81bは2段のインバータ回路82b、83bで構成され、非フィードバック型レベルシフタ回路81bの出力信号端子はフィードバック型レベルシフタ回路18の反転フィードバック信号端子FBXに接続される。
フィードバック型レベルシフタ回路18の出力信号端子OUTは、駆動回路301または302に接続される一方、非フィードバック型レベルシフタ回路81aの入力信号端子に接続される。この非フィードバック型レベルシフタ回路81aは2段のインバータ回路81a,82bで構成され、非フィードバック型レベルシフタ回路81aの出力信号端子はフィードバック型レベルシフタ回路18のフィードバック信号端子FBに接続される。
この構成により、非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bを挿入することで回路動作の安定化を図ることができる。
ここで本実施形態5のレベルシフタ回路111を具体例として説明する。フィードバック型レベルシフタ回路18及び非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bの全てのトランジスタのチャネル長は6μmとした。フィードバック型レベルシフタ回路18のNチャネル型トランジスタN81、N82のチャネル幅は30μm、フィードバック型レベルシフタ回路18のPチャネル型トランジスタP81、P82のチャネル幅は50μmとした。また、非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bの1段目のインバータ回路82a、82bのNチャネル型トランジスタN91、N93のチャネル幅は5μm、Pチャネル型トランジスタP91、P93のチャネル幅は10μmとした。2段目のインバータ回路83a、83bのNチャネル型トランジスタN92、N94のチャネル幅は10μm、Pチャネル型トランジスタのP92、P94のチャネル幅は15μmとした。
図17は実施形態5のレベルシフタ回路111のシミュレーション結果を示すグラフである。前提とするトランジスタ特性は図4のグラフAn(Nチャネル、W(チャネル幅)/L(チャネル長)=10/5)及びグラフAp(Pチャネル、W/L=10/5)をW/Lサイズで規格化したものである。図17のグラフINは図18で示すフィードバック型レベルシフタ回路11aの入力信号端子INに印加される0〜3Vの矩形波であり、反転入力信号端子INXにはその逆相信号が入力される(図示しない)。図17のグラフOUT3がフィードバック型レベルシフタ回路18の出力信号端子OUTに出力される波形である。ここでフィードバック型レベルシフタ回路18に供給される基準電位はVL=0V、VH=9Vであるが、出力信号はLOW状態が2.8V(=VB)、HIGH状態が8.9V(=VA)の矩形波となっている。これはフィードバック型レベルシフタ回路18で示されるような定常状態でも電流が流れ続けるタイプの回路では一般的な現象であって、パラメータの設定を変えてもVH=VA,VL=VBに完全に一致することはない。このVA〜VBレベルのOUT3信号を非フィードバック型レベルシフタ回路81aで示す第2のレベルシフタ回路で変換した後の信号が図17のグラフOUT4で示す波形であり、ほぼLOW状態が0V(=VL)、HIGH状態が9.0V(=VH)のVH〜VLレベルの矩形波に変換されていることがわかる。このVH〜VLレベルに変換された信号がフィードバック型レベルシフタ回路18のフィードバックFB端子に入力されるため、トランジスタのVthシフトに対する動作マージンは増大する。非フィードバック型レベルシフタ回路81aで示すようなCMOS(相補型)インバータ回路を使った構成の場合、トランジスタのVthシフトに対する動作マージンをより増大させるには、インバータ回路を構成するPチャネル型トランジスタのチャネル幅(以下、WP)をNチャネル型トランジスタのチャネル幅(以下、WN)に比べて大きくとる事が好ましい。
図18は、インバータ回路のWNとWPの比による動作の違いを示すグラフである。図18はCMOS型インバータ回路の入力電圧を横軸、出力電圧を縦軸にとったグラフであって、いずれもインバータ回路に繋ぐ電源はVH=9V,VL=0Vである。ここでWP=WNで示したグラフはWNとWPが同じ値(例えばWN=WP=10μm)のときの値である。一方、WP>WNはWNがWPより小さい場合(例えばWN=5μm、WP=10μm)、WN>WPはWPがWNより小さい場合(例えばWN=5μm、WP=10μm)のそれぞれのグラフである。一見してわかるようにWP÷WNの比が大きいほど右、すなわちインバータ回路の動作電圧が上がる方向へと出力グラフはシフトしていく。
図18のVL(IN)、VH(IN)で示した縦の点線が第1のレベルシフタ回路からの入力電位(それぞれ、HIGH電位時とLOW電位時に対応)である。各グラフとの交点が実施形態6の第2のレベルシフタ回路である非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bのトランジスタN91とトランジスタP91あるいはトランジスタN93とトランジスタP93で構成される入力段のインバータ回路82a、82bからの出力(図16のA、Bで示されるノードの電位)となる。ここからA点、B点のノードの電位振幅をVH−VLに近づけるためにはWPを大きくとることが必要であることが理解できよう。ただし、実際にはWP:WNはデザイン最小ルール、回路面積、駆動能力バランスなどの観点からあまり大きな比にすることはできず、1.5〜4程度が好ましい。ここではWN=5μm(トランジスタN91、トランジスタN93のチャネル幅)、WP=10μm(トランジスタP91、トランジスタP93のチャネル幅)と設定した。なお、チャネル長はいずれも6μmである。
以上が実施形態5のトランジスタN91、P91あるいはトランジスタN93、P93で構成される入力段のインバータ回路82a、82bのNチャネル型トランジスタとPチャネル型トランジスタ比の最適化に関する説明である。しかしながら、WP:WNの比が前述のとおり有限であるため、実際には図16のA、Bで示されるノードの電位振幅は完全にVL〜VHレベルにならず、VA〜VBレベルとの中間を示す。従って、後段のインバータ回路83a、83b(トランジスタN92とトランジスタP92、トランジスタN94とトランジスタP94で構成されるインバータ回路)も同様にWP>WNとする方が良い。インバータ回路が2段以上ある場合はその他のインバータ回路についても同様である。また、後段のインバータ回路ほど入力電位はVH,VLに近づいていくのでWP÷WNの比を後段ほど1に近づけることが好ましい。図16のフィードバック型レベルシフタ回路18のフィードバック信号端子FBを変動する際のRISE/FALLの駆動能力のバランスから考えても合理的である。また、フィードバック型レベルシフタ回路18のフィードバック信号端子FBを十分な能力で駆動するためにはトランジスタN92とトランジスタP92あるいはトランジスタN94とトランジスタP94のW/L比はある程度大きくとる必要もある。これらの観点から、本実施形態5では図16のトランジスタN92とトランジスタN94のチャネル幅を10μm、トランジスタP92とトランジスタP94のチャネル幅を15μmと設定した。そして、チャネル長はいずれも6μmである。
なお、本実施形態5では信頼性を考慮して各トランジスタN91、N93、P91、P93のチャネル長を変えずにチャネル幅を変えたが、チャネル幅でなくチャネル長を変更しても良い。この場合、Pチャネル型トランジスタのチャネル長=LP、Nチャネル型トランジスタのチャネル長=LNとするとLP<LNにする必要がある。また、チャネル幅とチャネル長を同時に変えても良い。この場合、WP÷LP>WN÷LNとする必要がある。
このように、第1のレベルシフタ回路であるフィードバック型レベルシフタ回路からの出力信号の振幅中心が(VH+VL)÷2より高い位置にあることが好ましい。すなわち第1のレベルシフタ回路からの出力信号のLOWレベルをVA、HIGHレベルをVB、第2のレベルシフタ回路である非フィードバック型レベルシフタ回路の基準電位最大値をVH、最小値をVLとしたとき、VH−VA<VL−VBであった場合は第2のレベルシフタを構成する各インバータはPチャネル型トランジスタのW/L比がNチャネル型にトランジスタのW/Lに比べて大きくなるように構成することが好ましいのである。
一方、本実施形態5とは逆にVH−VA>VL−VBの場合はPチャネル型トランジスタのW/L比がNチャネル型にトランジスタのW/Lに比べて小さくなるようにするべきであることは図18等から容易に導き出せる。
このように、第2のレベルシフタ回路の入力部にCMOS型インバータ回路を用いると波形の非対称性の修正が容易であるという利点を持つ。また、出力部にCMOS型インバータ回路を用いるとフィードバック信号端子FBに入力する信号の駆動能力を容易に大きくでき、かつレベルシフタ回路内の他の回路から出力された波形の電位が基準電位に対し非対称的であっても容易に修正できる。本実施形態5では入力部と出力部のインバータ回路のみで第2のインバータ回路を構成しているが、間にさらにインバータ回路をはさんでもよいし、別の形式のレベルシフタ回路をはさんでもよい。
この実施形態5では第1のレベルシフタ回路は0〜3V信号を2.8〜8.9V信号に昇圧しているので出力比は約2.0倍である。第2のレベルシフタ回路は2.8〜8.9V信号を最大で0〜9.0V信号に昇圧するので出力比は1.5未満である。このように第2のレベルシフタ回路の出力比は第1のレベルシフタ回路に比べて小さくすることが好ましい。一般的に出力比が小さいほどレベルシフタ回路の動作は速く、本実施形態5のシミュレーション結果によると第1のレベルシフタ回路である図16のフィードバック型レベルシフタ回路18の動作遅延は40〜100ナノ秒程度なのに対し、第2のレベルシフタ回路である非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bの動作遅延は20ナノ秒未満である。
従って、第1のレベルシフタ回路の入力信号が変動して、出力信号が変動するまでの第1の動作と、第2のレベルシフタ回路から出力されるフィードバック信号端子FBへの電位が変動し、第1のレベルシフタ回路の動作が安定するまでの第2の動作までの中間状態にあるタイムラグが短くなり、波形が崩れない。具体的には、第1動作は、図16のフィードバック型レベルシフタ回路18の入力信号端子INの入力信号が変動して、フィードバック型レベルシフタ回路18の出力信号端子OUTの出力信号、反転出力信号端子OUTXの出力信号が変動するまでの動作である。第2の動作は、非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bの出力信号端子の電位が変動し、フィードバック型レベルシフタ回路18の動作が安定するまで動作である。
また、第2のレベルシフタ回路の動作遅延を短縮するためにはフィードバック端子FBを駆動するに十分なだけの駆動能力以上に第2のレベルシフタ回路の駆動能力を高めない方がよい。具体的には図16の各トランジスタN92、P92、N94、P94のチャネル幅を大きくとりすぎると非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bも動作遅延が大きくなりすぎてしまう。そのため、フィードバック型レベルシフタ回路18の駆動能力、及び非フィードバック型レベルシフタ回路81a、81bの各トランジスタN91、P91、N93、P93のチャネル幅・チャネル長、フィードバック型レベルシフタ回路18のフィードバック信号端子FB、反転フィードバック信号端子FBXの容量、すなわちトランジスタN81、トランジスタN82のチャネル幅・チャネル長とのバランスをとることが重要である。特に、容量はトランジスタN81のゲート容量が占める。
[実施形態6]
図19及び図20は実施形態1における図7のレベルシフタ回路101に代わるレベルシフタ回路112の回路構成図を示し、アクティブマトリクス基板や液晶表示装置に適用できるものである。
本実施形態6では前述した実施形態1乃至6と異なり第2のレベルシフタ回路にもフィードバック型のレベルシフタ回路を用いる点で相違する。
図19にレベルシフタ回路112の模式図を示す。第2のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路12bは、当該フィードバック型レベルシフタ回路12bの出力信号端子OUTを第1及び第2のレベルシフタ回路のフィードバック型レベルシフタ回路12a、12bのフィードバック信号端子FBに接続している。また、第2のレベルシフタ回路を構成するフィードバック型レベルシフタ回路12bの反転出力信号端子OUTXを第1及び第2のレベルシフタ回路のフィードバック型レベルシフタ回路12a、12bの反転フィードバック信号端子FBXに接続している。
図20にその具体的な回路構成図を示す。第1レベルシフタ回路12aは図12の第1レベルシフタ回路12と同じ構成である。第2レベルシフタ回路12bは、図16で示す第1レベルシフタ回路18の構成と同じであるので、詳細な説明は省略する。この実施形態6では第2のレベルシフタ回路もフィードバック型レベルシフタ回路であるため、非常に大きな出力比を得やすいという特徴がある。本実施形態6のような構成でも第2のレベルシフタ回路の動作が十分速いことが必要となるので、第1のレベルシフタ回路に比べて高速動作するような回路構成としている。このような構成により、入力振幅≦3V、VH−VL≧10Vのように3〜4倍以上の出力比を得ることができる。
[電子機器の実施形態]
以下、本発明に係る電子機器を実施形態を挙げて説明する。なお、この実施形態は本発明の一例を示すものであり、本発明はこの実施形態に限定されるものではない。
図21は、本発明に係る電子機器の一実施形態を示している。ここに示す電子機器は、液晶表示装置781と、これを制御する制御回路780とを有する。制御回路780は、表示情報処理回路785、電源回路786、タイミングジェネレータ787及び表示情報出力源788によって構成される。そして、液晶表示装置781は液晶パネル782、照明装置784及び駆動回路783を有する。
表示情報出力源788は、RAM(Random Access Memory)等といったメモリや、各種ディスク等といったストレージユニットや、デジタル画像信号を同調出力する同調回路等を備え、タイミングジェネレータ787により生成される各種のクロック信号に基づいて、所定フォーマットの画像信号等といった表示情報を表示情報処理回路785に供給する。
次に、表示情報処理回路785は、増幅・反転回路や、ローテーション回路や、ガンマ補正回路や、クランプ回路等といった周知の回路を多数備え、入力した表示情報の処理を実行して、画像信号をクロック信号CLKと共に駆動回路783へ供給する。ここで、駆動回路783は、走査線駆動回路やデータ線駆動回路と共に、検査回路等を総称したものである。また、電源回路786は、上記の各構成要素に所定の電源電圧を供給する。液晶表示装置781は、例えば、図6に示した液晶表示装置を用いて構成できる。
本発明は前述の実施の形態に限定されるものではなく、第1のレベルシフタ回路として種々のフィードバック型のレベルシフタ回路からどのような回路構成を採用してもよく、第2のレベルシフタ回路として種々のレベルシフタからどのような回路構成を採用してもよく、両者のあらゆる組合せで回路を構成して差し支えない。
また、応用製品としてはLCDのみならず周辺駆動回路を内蔵したELなど他のディスプレイに用いてもよい。また、ディスプレイのみならず絶縁基板上のTFTを集積した各種IC等に応用可能であるし、TFTでなくともVthシフトが生じるプロセスで製造したあらゆる半導体装置のレベルシフタに応用可能であって、絶縁基板上に形成したトランジスタでなく単結晶Siウェハー上に形成したトランジスタ回路などに応用しても良い。
また、液晶表示装置として実施例のような透過型で無く反射型や半透過型としてもよいし、直視型で無く投影用のライトバルブとしてもよい。液晶モードもTNモードのみならず、IPSモード、VA(垂直配向)モード、OCBモード、その他の各モードであっても一向に差し支えない。
本発明の実施形態1を示すレベルシフタ回路の模式図である。 本発明の実施形態1を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態1の対比例を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態1のシミュレーションに用いたTFT特性を示すグラフである。 本発明の実施形態1のレベルシフタ回路と対比例のレベルシフタ回路の出力信号波形を示すグラフである。 本発明の実施形態1における液晶表示装置の構成図である。 本発明のアクティブマトリクス基板のブロック図である。 本発明のアクティブマトリクス回路を示す図である。 本発明の実施形態1の変形例を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態2の走査線駆動回路を示す図である。 本発明の実施形態2を示すレベルシフタ回路の模式図である。 本発明の実施形態2を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態3を示すレベルシフタ回路の模式図である。 本発明の実施形態4を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態5を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態6を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の実施形態6におけるレベルシフタ回路の出力信号波形を示すグラフである。 本発明の実施形態6におけるインバータ特性を示すグラフである。 本発明の実施形態7を示すレベルシフタ回路の模式図である。 本発明の実施形態7を示すレベルシフタ回路の構成図である。 本発明の電子機器の実施形態を示すブロック図である。 従来のレベルシフタ回路を示す構成図である。 従来のレベルシフタ回路を示す構成図である。 従来のレベルシフタ回路の出力信号波形を示すグラフである。
符号の説明
11、12、14〜18:フィードバック型レベルシフタ回路
21〜26、31、41、51、61、71、81:非フィードバック型レベルシフタ回路
101〜112、312:レベルシフタ回路
200:アクティブマトリクス基板
201:走査線
202:データ線
301:走査線駆動回路
302:データ線駆動回路
303:実装端子
305:コモン電極電位入力信号端子
310:シフトレジスタ回路

Claims (14)

  1. 入力信号が入力される入力信号端子と、前記入力信号より相対的に大きな振幅を有する出力信号を出力する出力信号端子と、フィードバック信号が入力されるフィードバック信号端子を有する第1のレベルシフタ回路と、
    入力信号が入力される入力信号端子と、前記入力信号より相対的に大きな振幅を有する出力信号を出力する出力信号端子とを有する第2のレベルシフタ回路とからなり、
    前記第1のレベルシフタ回路の前記出力信号端子は前記第2のレベルシフタ回路の前記入力信号端子に接続され、
    前記第1のレベルシフタ回路の前記フィードバック信号端子は前記第2のレベルシフタ回路の前記出力信号端子に接続され
    前記第2のレベルシフタ回路は前記第1のレベルシフタ回路に比べ、入力信号の反転時に出力信号が反転する遅延時間が短いことを特徴とするレベルシフタ回路。
  2. 複数の基準電位配線が前記第1のレベルシフタ回路および前記第2のレベルシフタ回路に接続されてなり、
    前記第1のレベルシフタに接続された前記複数の基準電位配線に与えられる基準電位のうち、最大の値をV1H、最小の値をV1Lとし、
    前記第2のレベルシフタに接続された前記複数の基準電位配線に与えられる基準電位のうち、最大の値をV2H、最小の値をV2Lとしたとき、
    前記V1Hと前記V2Hは略等しく、かつ前記V1Lと前記V2Lも略等しいことを特徴とする請求項1に記載のレベルシフタ回路。
  3. 前記第2のレベルシフタ回路は、チャネル幅がW1、チャネル長がL1を有するNチャネル電界効果型トランジスタでなる第1のトランジスタと、チャネル幅がW2、チャネル長がL2を有するPチャネル電界効果型トランジスタでなる第2のトランジスタとを有し、
    前記第2のレベルシフタ回路の前記出力信号端子は前記第1のトランジスタのドレイン電極と前記第2のトランジスタのドレイン電極とにそれぞれ電気的に接続されてなり、
    前記第1のトランジスタのゲート電極と前記の第2のトランジスタのゲート電極は同一のノードに電気的に接続されてなり、
    前記第1のトランジスタのソース電極は前記第2のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位配線の一つに電気的に接続されてなり、
    前記第2のトランジスタのソース電極は前記第2のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位配線の一つに電気的に接続されてなることを特徴とする請求項1または2に記載のレベルシフタ回路。
  4. 前記第2のレベルシフタ回路は、Nチャネル電界効果型トランジスタであってチャネル幅がW3であってチャネル長がL3である第3のトランジスタと、Pチャネル電界効果型トランジスタであってチャネル幅がW4であって、チャネル長がL4である第4のトランジスタを有してなり、
    前記第2のレベルシフタ回路の前記入力信号端子は前記第3のトランジスタのゲート電極と前記第4のトランジスタのゲート電極にそれぞれ電気的に接続されてなり、
    前記第3のトランジスタのドレイン電極と前記第4のトランジスタのドレイン電極は同一のノードに電気的に接続されてなり、
    前記第3のトランジスタのソース電極は前記第4のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位配線の一つに電気的に接続されてなり、
    前記第3のトランジスタのソース電極は前記第4のレベルシフタに供給される前記複数の基準電位の一つに電気的に接続されてなることを特徴とする請求項1からのいずれか一項に記載のレベルシフタ回路。
  5. 前記第1のレベルシフタ回路の前記出力信号がHIGH状態である時の電位をVA、LOW状態である時の電位をVBとし、前記第2のレベルシフタ回路に供給される複数の基準電位のうち最低電位の値をVL、最高電位の値をVHとしたときに、
    VH−VA>VB−VLを満たし、
    W1÷L1>W2÷L2またはW3÷L3>W4÷L4の少なくとも一方を満たすことを特徴とする請求項またはに記載のレベルシフタ回路。
  6. 前記第1のレベルシフタ回路の出力信号端子に出力される信号のHIGH状態電位をVA、LOW状態電位をVBとし、前記第2のレベルシフタ回路に供給される複数の基準電位のうち最低電位の値をVL、最高電位の値をVHとしたときに、
    VH−VA<VB−VLを満たし、
    W1÷L1<W2÷L2またはW3÷L3<W4÷L4の少なくとも一方を満たすことを特徴とする請求項またはに記載のレベルシフタ回路。
  7. W1>W3、L1<L3、W2>W3、L2>L3の少なくともいずれか一つを満たすことを特徴とする請求項からのいずれか一項に記載のレベルシフタ回路。
  8. (W3÷L3)÷(W4÷L4)より(W1÷L1)÷(W2÷L2)の方がより1に近いことを特徴とする請求項からのいずれか一項に記載のレベルシフタ回路。
  9. 前記第1のレベルシフタ回路の前記出力信号の振幅を前記第1のレベルシフタ回路の前記入力信号の振幅で割った値で定義される前記第1のレベルシフタ回路の出力比は、前記第2のレベルシフタ回路の前記出力信号の振幅を前記第2のレベルシフタ回路の前記入力信号の振幅で割った値で定義される前記第2のレベルシフタ回路の出力比より大きいことを特徴とする請求項1からのいずれか一項に記載のレベルシフタ回路。
  10. 前記第2のレベルシフタ回路はフィードバック信号端子を有し、前記第2のレベルシフタ回路の前記フィードバック信号端子は前記第2のレベルシフタ回路の出力信号端子に接続されてなることを特徴とする請求項1からのいずれか一項に記載のレベルシフタ回路。
  11. 前記第1レベルシフタ回路及び前記第2レベルシフタ回路は、多結晶シリコンを能動層とするトランジスタ素子によって構成される請求項1から請求項10のいずれか一項に記載のレベルシフタ回路。
  12. 絶縁基板上にアクティブマトリクス回路に請求項1から11に記載のレベルシフタ回路を備えることを特徴とするアクティブマトリクス基板。
  13. 請求項12に記載のアクティブマトリクス基板を備えたことを特徴とする電気光学装置。
  14. 請求項13に記載の電気光学装置を備えたことを特徴とする電子機器。
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