JP4389446B2

JP4389446B2 - Power converter

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Publication number: JP4389446B2
Application number: JP2003007348A
Authority: JP
Inventors: 次郎豊崎; 淳一伊東; 征輝五十嵐
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-01-15
Filing date: 2003-01-15
Publication date: 2009-12-24
Anticipated expiration: 2023-01-15
Also published as: JP2004222421A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータ装置等のスイッチング素子を含む電力変換装置のノイズ低減技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２４に３相誘導電動機を３相インバータにより制御する誘導電動機駆動システムの従来例（例えば、特許文献１参照）を示す。
【０００３】
図２４では、交流電源１にダイオード整流器２の入力が、整流器２の出力にコンデンサＣ₀が、コンデンサＣ₀には半導体スイッチＱ₁〜Ｑ₆で構成された３相インバータ回路３が、３相インバータ回路３の出力にはモータ４がそれぞれ接続されている。
３相インバータ回路３のスイッチＱ₁〜Ｑ₆は、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたＰＷＭパルスによりオン・オフ制御される。モータ４は、３相インバータ回路３の出力電圧で駆動される。ここで、３相インバータ回路３の各相の出力電位をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、モータ中性点電位をＶ_mcとすると、モータ中性点電位Ｖ_mcは次の（１）式のように表わされる。
Ｖ_mc＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３ …（１）
【０００４】
図２５に正弦波−三角波比較方式でＰＷＭ（パルス幅変調）制御した場合の、モータ中性点電位Ｖ_mcの波形例を示す。
図示のように、モータ中性点電位Ｖ_mcは、３相インバータ回路３のスイッチＱ₁〜Ｑ₆のスイッチング動作に伴って、直流中間電圧Ｅｄの１／３ずつ変化することが分かる。例えば、スイッチＱ₁，Ｑ₃，Ｑ₅がオンするモードではＶ_mc＝Ｖ_Pとなり、スイッチＱ₂，Ｑ₄，Ｑ₆がオンするモードではＶ_mc＝Ｖ_Nとなる。このモータ中性点電位変動によって、図２４に示すモータ４と接地Ｇとの間に浮遊する静電容量Ｃが充放電し、その充放電電流が漏れ電流（ｉ_G）となって流れる。この漏れ電流はノイズとして、ブレーカの誤動作を引き起こしたり、周辺機器の誤動作を引き起こす原因となる。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２４７８３６号公報（第３頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ノイズを低減するためには、例えば図２６に示すような、リアクトルとコンデンサからなるフィルタを用いることになるが、ノイズ発生量が増加すればその分フィルタの性能を向上させる必要があり、その結果、装置が大型化し高価となる。
したがって、この発明の課題は、中性点電位変動を抑制することにより、ノイズを抑制し装置の小形化，低コスト化を図ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源に接続された少なくとも１つのスイッチ素子を有するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力側に、平滑回路と、インバータ回路と、を接続して構成される電力変換装置において、
前記コンバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和と、前記インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和とを加えて零になるように、同期して運転することを特徴とする。
請求項２の発明では、交流電源に接続された少なくとも１つのスイッチ素子を有するコンバータ回路と、このコンバータ回路の直流出力側に、平滑回路と、昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路と、インバータ回路と、を接続して構成される電力変換装置において、
前記コンバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和と、前記インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作による電位変動の総和とを加えて零になるように、同期して運転することを特徴とする。
【０００８】
請求項３の発明では、交流電源に接続されたスイッチ素子によるフルブリッジ構成のＰＷＭ整流回路と、このＰＷＭ整流回路の直流出力側に、平滑回路と、スイッチ素子によるフルブリッジ構成のインバータ回路と、を接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するか、またはインバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転することを特徴とする。
【０００９】
請求項４の発明では、交流電源に接続されたスイッチ素子によるフルブリッジ構成のＰＷＭ整流回路と、このＰＷＭ整流回路の直流出力側に、平滑回路と、昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路と、スイッチ素子によるフルブリッジ構成のインバータ回路と、を接続して構成される電力変換装置において、
前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するか、またはインバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンして運転するときは、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンして運転することを特徴とする。
【００１０】
請求項３または４の発明においては、前記インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうことができる（請求項５の発明）。
【００１１】
請求項６の発明では、交流電源に接続された整流回路と、この整流回路の直流出力側にコンデンサを直列接続してなる平滑回路と、スイッチ素子によって平滑回路の正極電位と負極電位とコンデンサ接続点の中間電位とを任意に出力可能な３レベルインバータ回路または３レベル以上のマルチレベルインバータ回路とから構成される電力変換装置において、
低出力電圧範囲では、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンで優先して制御し、
出力端子の電位変動の総和が零となるスイッチングパターンのみでは出力できない高出力電圧範囲では、出力指令値に応じて、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンのみ、または、出力端子の電位変動の総和が前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンのみ、もしくは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がプラスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、或いは、出力端子の電位変動の総和が零、または前記整流回路の出力部である直流中間電圧の半分で極性がマイナスとなるスイッチングパターンとの組み合わせ、のいずれかのスイッチングパターンで制御することを特徴とする。
上記請求項６の発明においては、前記整流回路に、前記平滑回路を構成するコンデンサの電圧値を調整する機能を持たせることができ（請求項７の発明）、または、前記整流回路の出力電圧を、入力線間電圧のピーク値以上に出力し得る構成にすることができる（請求項８の発明）。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明に到る過程を説明する構成図である。
図示のように、図２４に示したシステムに対し、３相一括短絡回路６とこの回路６の電位を固定する電位固定回路７を付加して構成される。
その回路の動作について説明する。図２４で正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ制御を行なった場合のモータ中性点電位は図２５に示すように、１回のスイッチング毎に直流中間電圧Ｅｄの１／３ずつ変化することになる。漏れ電流は、この中性点電位変動によるモータ浮遊容量の充放電電流であり、モータ中性点の電位変動をＥ［Ｖ］、漏れ電流経路のインダクタンスをＬ［Ｈ］、抵抗分をＲ［Ω］、モータの浮遊容量をＣ［Ｆ］とおくと、図２の簡易等価回路より求められる。漏れ電流ｉ（ｔ）は、次の数１の（２）式のように表わせる。
【００１３】
【数１】

【００１４】
ここで、ζ²≪１とおくと、上式（２）は次の数２の（３）式のようになる。
【数２】

【００１５】
よって、漏れ電流波形のピーク値は、Ｅ／Ｚ₀で近似できる。これより、漏れ電流を低減するためには、モータ中性点の電位変動Ｅ［Ｖ］を低減すればよいことが分かる。
ここで、モータ中性点の電位変動Ｅ［Ｖ］を低減するために、図１に示す３相インバータ回路３のスイッチＱ₁，Ｑ₃，Ｑ₅をオンするモード、すなわち出力線間電圧がゼロとなる期間において、スイッチＱ₁，Ｑ₃，Ｑ₅をオンする代わりに３相一括短絡回路６により、インバータ出力の３相を短絡する。そして、短絡点の電位を固定するために、電位固定回路７の固定点と短絡点を接続する。例えば、電位固定点を直流中間電圧の中点とすると、インバータの出力は直流中間電圧の中点に固定される。
【００１６】
同様に、出力線間電圧がゼロとなる期間である、図１に示す３相インバータ回路３のスイッチＱ₂，Ｑ₄，Ｑ₆をオンするモードにおいて、スイッチＱ₂，Ｑ₄，Ｑ₆をオンする代わりに３相一括短絡回路６により、インバータ出力の３相を短絡し、その短絡点を電位固定回路７の固定点と接続すれば、インバータの出力は電位固定回路７の固定電位となる。
【００１７】
以上のように動作させた場合、電位固定点を直流中間電圧の中点とすると、モータ中性点電位は図３のようになり、中性点電位変動が直流中間電圧Ｅｄの１／６となる部分が存在し、図２５の半分となる。また、任意に３相一括短絡回路６を動作させることにより、モータ中性点電位変動を図４のように、すべて直流中間電圧Ｅｄの１／６にすることができる。
【００１８】
図５に３相一括短絡回路と電位固定回路の具体例を示す。
すなわち、３相一括短絡回路６としてダイオード６個と１個のスイッチング素子Ｓ１とを組み合わせ、スイッチング素子Ｓ１をオンすることにより、インバータ出力を３相一括で短絡し得るようにしている。また、電位固定回路７としては、抵抗分圧回路を用いている。この場合、電位を固定するのが目的であるので、抵抗としては高抵抗のものが適している。
【００１９】
図６は図５の第１変形例で、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に３相一括短絡回路６を接続して対称形としているが、機能的には図５と同じである。
図７は図５の第２変形例で、電位固定回路７を抵抗Ｒ１，Ｒ２に加え、電位固定点の電位を変更可能とするために、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と抵抗Ｒ３，Ｒ４を追加して構成される。これにより、電位固定点の電位はスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の状態により、表１のような値を選択できることになる。
【００２０】
【表１】

【００２１】
したがって、スイッチＱ₁，Ｑ₃，Ｑ₅をオンする代わりに３相一括短絡回路６と電位固定回路７のスイッチＳ１，Ｓ２をオンすることにより、インバータ出力を直流中間電圧Ｅｄの２／３に固定することができる。また、スイッチＱ₂，Ｑ₄，Ｑ₆をオンする代わりに３相一括短絡回路６と電位固定回路７のスイッチＳ１，Ｓ３をオンすることにより、インバータ出力を直流中間電圧Ｅｄの１／３に固定できる。その結果、モータ中性点電位は図８のようになって電位変動回数が低減でき、漏れ電流の実効値を低減できる。
【００２２】
図９は図５の第３変形例で、電位固定回路８を電力の授受ができるようにコンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₁，Ｄ₂で構成したもので、これによりインバータ出力部と直流中間部との間で電力の授受が可能となる。なお、コンデンサＣ₀の代わりにコンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列接続回路とすることで、分圧抵抗を減らすようにしている。これは、図５の例にも適用可能である。
【００２３】
ところで、図２４のようなシステムでは、インバータの中性点電位変動がコモンモード電流（ノイズ電流）を流すことになり、その電位Ｖ_mcは（１）式に示すように３相インバータの各出力電圧の和を１／３倍した値として与えられることを示した。したがって、３相インバータ回路の上アーム素子２個下アーム素子１個、または上アーム素子１個下アーム素子２個をオンするスイッチングパターンのみで運転すれば、中性点電位変動をＥｄ／６，−Ｅｄ／６（Ｅｄ：直流中間電圧）に固定でき、コモンモードのノイズ電流が流れなくなる。
図１０はこのような観点に基づくこの発明の実施の形態を説明するための説明図で、上記の如きスイッチングパターンのみで運転した場合の空間ベクトル図を示す。
【００２４】
図２４に示すフルブリッジインバータ回路の上アームスイッチ素子が２個、下アームスイッチ素子が１個オンするモードとしては、（Ｑ₁，Ｑ₃，Ｑ₆）がオンのベクトルＡと、（Ｑ₁，Ｑ₄，Ｑ₅）がオンのベクトルＢと、（Ｑ₂，Ｑ₃，Ｑ₅）がオンのベクトルＣを選ぶことができる。このときインバータ回路が出力できる空間ベクトルＶｉｎｖは、次の（４）〜（１１）式より図１０（ａ）に示す三角形の範囲となる（網掛け部参照）。なお、例えば、ベクトルＡ（＋，＋，−）はＶｕ＝Ｖ_P（＋１），Ｖｖ＝Ｖ_P（＋１），Ｖｗ＝Ｖ_N（−１）であることを示す。
【００２５】
Ｖｉｎｖ・Ｔ＝Ｖａ・Ｔ１１＋Ｖｂ・Ｔ１２＋Ｖｃ・Ｔ１３ …（４）
Ｖｉｎｖ＝（Ｘｉｎｖ，Ｙｉｎｖ） …（５）
Ｖａ＝（１，０） …（６）
Ｖｂ＝（−１／２，√３／２） …（７）
Ｖｃ＝（−１／２，−√３／２） …（８）
Ｘｉｎｖ＝Ｔ１１−１／２・Ｔ１２−１／２・Ｔ１３ …（９）
Ｙｉｎｖ＝√３／２・Ｔ１２−√３／２・Ｔ１３ …（１０）
Ｔ＝Ｔ１１＋Ｔ１２＋Ｔ１３ …（１１）
Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ：図１０の点Ａ，点Ｂ，点Ｃのベクトル
Ｔ：スイッチング周期
Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３：スイッチング周期の中の時間
【００２６】
以上のように運転することで、下記（１２）〜（１４）式に示すように、中性点電位変動はＥｄ／６に固定される。図１１にこのときの動作波形を示す。図中の期間Ａ〜ＣがベクトルＡ〜Ｃを出力している期間を示す。このように運転することで、コモンモード電圧変動によるノイズ電流は発生しない。
ベクトルＡ出力時：Ｖ_mc＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（Ｅｄ／２＋Ｅｄ／２−Ｅｄ／２）／３＝Ｅｄ／６ …（１２）
ベクトルＢ出力時：Ｖ_mc＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（Ｅｄ／２−Ｅｄ／２＋Ｅｄ／２）／３＝Ｅｄ／６ …（１３）
ベクトルＣ出力時：Ｖ_mc＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−Ｅｄ／２＋Ｅｄ／２＋Ｅｄ／２）／３＝Ｅｄ／６ …（１４）
ただし、ここではモータ中性点電位をＶ_mcとして示している。
【００２７】
同様に、図２４に示すフルブリッジインバータ回路の上アームスイッチ素子が１個、下アームスイッチ素子が２個オンするモードとしては、（Ｑ₂，Ｑ₄，Ｑ₅）がオンのベクトルＤと、（Ｑ₂，Ｑ₃，Ｑ₆）がオンのベクトルＥと、（Ｑ₁，Ｑ₄，Ｑ₆）がオンのベクトルＦを選ぶことができる。このときインバータ回路が出力できる空間ベクトルＶｉｎｖは、図１０（ｂ）に示す三角形の範囲となる（網掛け部参照）。ベクトルＤ〜Ｆは次の（１５）〜（１７）式より、−Ｅｄ／６に固定され、コモンモード電圧変動によるノイズ電流は発生しない。
【００２８】
ベクトルＤ出力時：Ｖ_mc＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−Ｅｄ／２−Ｅｄ／２＋Ｅｄ／２）／３＝−Ｅｄ／６ …（１５）
ベクトルＥ出力時：Ｖ_mc＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（−Ｅｄ／２＋Ｅｄ／２−Ｅｄ／２）／３＝−Ｅｄ／６ …（１６）
ベクトルＦ出力時：Ｖ_mc＝（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）／３＝（Ｅｄ／２−Ｅｄ／２−Ｅｄ／２）／３＝−Ｅｄ／６ …（１７）
【００２９】
以上のようにすれば、図１１に示す如くコモンモード電圧を発生しないように運転できるが、図１０に示すように出力できる電圧ピーク値がＥｄ／２に低下する。そこで、ダイオード整流器をスイッチング素子からなるＰＷＭ整流器とし、これをインバータの場合と同様に運転する。すると、ＰＷＭ整流器の出力できる電圧範囲は、図１０の場合と同様に図１２に示す円の電圧ピーク値がＥｄ／２となる。このとき、直流中間電圧は昇圧チョッパの原理から、次の（１８）式で示すように、入力電圧ピークＶｉｐの２倍の電圧となる。
Ｅｄ＝Ｖｉｐ×１／（１−１／２）＝２・Ｖｉｐ …（１８）
したがって、図１０のようにインバータ電圧のピーク値が直流電圧の１／２になっても、ＰＷＭ整流器の出力電圧を入力電圧ピーク値の２倍にできるため、出力電圧を入力電圧と同等にすることができる。
【００３０】
なお、上記の各方法で動作させると、漏れ電流は発生しないようになるが、モータの制御性能が低下することになる。そこで、上記の各方法を組み合わせ、インバータ回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンしての運転と、インバータ回路の上アーム素子の１個と下アーム素子の２個をオンし、前記ＰＷＭ整流回路の上アーム素子の２個と下アーム素子の１個をオンしての運転とを、出力電圧１周期の間に切り換えて行なうと、ノイズを低減しつつ、モータの制御性能の低下を防ぐことができる。
【００３１】
ところで、図２４に示すシステムにおけるダイオード整流器２の入力電圧，相電流波形は、例えば図２７のように特に電流波形には多くの高調波が含まれるため、入力電流高調波を低減する目的で、ダイオード整流器の代わりにリアクトル，コンデンサ，ダイオードとスイッチ素子を用いたさまざまなコンバータ回路が用いられることがある。その例としてＰＷＭ整流器があり、その例を図２８に示す（かかる構成は、例えば特開平０５−３４４７３６号公報の図１に開示されている）。
図２８に示すものは、ダイオード整流器の代わりにリアクトル５とスイッチ素子Ｑ₇〜Ｑ₁₂からなるコンバータ回路２ａを用い、スイッチ素子Ｑ₇〜Ｑ₁₂を適宜にオン・オフ制御することで、入力電流波形を正弦波に近づけながら、所望の出力電圧を得るものである。
【００３２】
図２９に図２８におけるコモンモードの等価回路を示す。図２９は、コンバータ回路２ａのスイッチ素子による電位変動を基とするノイズ源１と、インバータ回路３のスイッチ素子による電位変動を基とするノイズ源２とが存在し、これらのノイズ源により配線およびモータの浮遊容量が充放電され、この充放電電流がノイズ電流となることを示している。
図３０にコンバータ回路での電位変動、インバータ回路での電位変動、および電位変動に伴うノイズ電流波形等の例を示す。この図は、スイッチ素子からなるコンバータ回路を用いたことで、スイッチ素子が増加するだけでなく、スイッチ素子のスイッチング動作に伴う電位変動により発生するノイズが増加することを示している。
【００３３】
よって、ＰＷＭ整流器とすることで、入力電流高調波を低減させ、出力電圧範囲を拡大させることができるが、漏れ電流は一般的には増加することになる。そこで、ＰＷＭ整流器側の出力電圧変動の総和とインバータ側の出力電圧変動の総和とを加えて零になるように、同期して運転することを考える。
例えば、インバータ出力電圧変動の総和をＥｄ／２とするときには、ＰＷＭ整流器出力電圧変動の総和を−Ｅｄ／２になるように同期して運転すれば、図２９に示すコモンモード等価回路のノイズ源１とノイズ源２が相殺されて、ノイズ電流を全く流さないようにすることができる。
【００３４】
図１３に、ＰＷＭ整流器を用いた場合に漏れ電流が増加する問題に対処し得る別の実施の形態を示す。
これは、コンバータ回路２ａの出力には平滑用のコンデンサＣ₁を、平滑用コンデンサＣ₁の出力には昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路８を、回路８の出力には平滑用のコンデンサＣ₂を、平滑用コンデンサＣ₂の出力にはインバータ回路３をそれぞれ接続して構成したものである。つまり、コンバータ回路２ａとインバータ回路３との間に、平滑用コンデンサＣ₁，Ｃ₂を挟んで昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路８を接続した点が特徴である。
【００３５】
図１３のように構成し、インバータ回路３の入力部の電圧値を回路８により変更することで、インバータ回路３のスイッチング動作を任意に変更させたとしても、コンバータ回路２ａのスイッチング動作に同期，連動させることが可能となる。その結果、コンバータ回路２ａでのスイッチング動作による電位変動と、インバータ回路３でのスイッチング動作による電位変動とを極力相殺するように、スイッチングパターンを形成することができるので、スイッチング動作による電位変動に伴って発生する漏れ電流による高周波ノイズを低減することが可能となる。
【００３６】
図１４に図１３の具体例を示す。
これは、コンバータ回路２ａとして、リアクトル５とスイッチ素子Ｑ₇〜Ｑ₁₂からなるものを用い、コンバータ回路２ａとインバータ回路３との間には、平滑用コンデンサＣ₁，Ｃ₂を挟んでスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１，Ｄ２からなる昇降圧回路８ａを接続した例である。
このような構成では、スイッチ素子Ｓ１のオン・オフ制御により、平滑用コンデンサＣ₂の電圧値を、平滑用コンデンサＣ₁の電圧値よりも低い値の範囲で任意に調整できるだけでなく、スイッチ素子Ｓ２のオン・オフ制御により、平滑用コンデンサＣ₂の電圧値を、平滑用コンデンサＣ₁の電圧値よりも高い値の範囲で任意に調整することができる。
【００３７】
上記のようにすることで、インバータ回路３のスイッチ素子のスイッチングパターンを、コンバータ回路２ａのスイッチ素子による電位変動を打ち消すように形成することができる。例えば、インバータの出力周波数が電源周波数と一致している場合には、昇降圧回路８ａで平滑用コンデンサＣ２の電圧値を調整することにより、例えば図１５に示すように、Ｒ相のスイッチングパターンとＵ相のスイッチングパターン、Ｓ相のスイッチングパターンとＶ相のスイッチングパターン、Ｔ相のスイッチングパターンとＷ相のスイッチングパターンをそれぞれ一致させることによって、コンバータ回路での電位変動とインバータ回路での電位変動が一致し、相殺される形となるので、コンバータ回路とインバータ回路の電位変動は、平滑用コンデンサＣ₁，Ｃ₂の電圧差分の変動となり、ノイズ電流は大幅に低減できることになる。
【００３８】
また、インバータの出力周波数が電源周波数と一致しない場合は、図１６のようにインバータ回路における出力値が一番大きい相のスイッチングパターンのみを、コンバータ回路のスイッチングパターンと一致させることによって、電位変動の一部が相殺される形となり、ノイズ電流が低減される。
いずれにしても、インバータ回路の入力部の電圧値を調整することによって、コンバータ回路のスイッチングパターンとインバータ回路のスイッチングパターンの一部、または全てを一致させることができるので、スイッチ素子の電位変動に伴う漏れ電流による高周波ノイズを低減することが可能となる。
【００３９】
これまでは２レベルインバータを用いたが、上述のような中性点電位変動は３レベルインバータにより低減できることが知られている。図３１に３レベルインバータを用いた例を示す。
図３１の３レベルインバータ回路３ａのスイッチＱ１〜Ｑ４において、スイッチＱ１，Ｑ２をオンするとＶｕ＝Ｖ_Pとなり、スイッチＱ₂，Ｑ₃をオンするとＶｕ＝Ｖ₀となり、スイッチＱ₃，Ｑ₄をオンするとＶｕ＝Ｖ_Nとなる。Ｖｖ，Ｖｗについても同様で、各スイッチの動作状態と出力電圧との関係を表２に、また、中性点電位Ｖ_mcの波形例を図３２に示す。なお、詳細が必要ならば、例えば特開平０５−２２７７９６号公報を参照されたい。
【００４０】
【表２】

【００４１】
これらのことから、３レベルインバータでは図２４に示す２レベルインバータでは出力できなかった中間電位Ｖ₀が出力できることとなり、モータ中性点電位変動が２レベルインバータの１／３から１／６となる。その結果、漏れ電流によるノイズが低減され、ブレーカや周辺機器の誤動作も低減できる。
しかし、図３２からも明らかなように、モータ中性点電位が搬送波の１周期当たり１２回変動し、これに基づきノイズが発生することになる。
【００４２】
図１７はこの発明の他の実施の形態を説明するための説明図で、３レベルインバータのスイッチングパターンを工夫することで、モータ中性点の電位変動を抑制するものである。
図１７のベクトル図は、図３１に示す３レベルインバータの、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₁₂のスイッチング動作によって取り得る電圧ベクトルの範囲を示している。太枠で示した最大の六角形の内側のベクトルであれば、スイッチングパターンの組み合わせによって任意に出力できる。また、六角形内部を２４領域に均等に分割している正三角形の各頂点は、３相出力の１つのスイッチングパターンで出力することができる電圧ベクトルを示す。
【００４３】
表３に、３レベルインバータの３相出力電圧とモータ中性点電位との関係を示す。３相出力電位とスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₁₂のスイッチング状態との関係は先の表２を参照されたい。表３より、３相出力電圧の出力パターンは２７個あり、それぞれのパターンにおいて、モータ中性点電位は０，±Ｅｄ／６，±Ｅｄ／３，±Ｅｄ／２のいずれかの値となる。
【００４４】
【表３】

【００４５】
ここで、表３でモータ中性点電位が０となる７つのパターンに着目する。この７つのパターンは、図１７の「●」印の電圧ベクトルに相当し、これらの７つのパターンを組み合わせることによって、「●」印を頂点とする点線で示した六角形内部の電圧ベクトルは全て出すことができる。よって、「●」印を頂点とする六角形内部の出力指令値に対しては、モータ中性点電位を変動させずに出力できることになる。
【００４６】
しかし、上記の六角形内部のベクトルだけでは、出力できる電圧値が限定されてしまうので、上記の六角形の外部で出力可能な範囲についても同様にモータ中性点電位変動を極力抑えることを考えると、図１７のI〜Vの５つの領域に分けることができる。
Iの領域は上述のモータ中性点電位が零で、変動も零となる領域であり、IIの領域はモータ中性点電位が＋Ｅｄ／６で、変動が零となる領域であり、IIIの領域はモータ中性点電位が−Ｅｄ／６で、変動が零となる領域である。IVの領域はモータ中性点電位が零と＋Ｅｄ／６とを組み合わせる。よって、電位変動は制御周期内に±Ｅｄ／６で最低１回ずつ変化させる必要がある。また、Vの領域はモータ中性点電位が零と−Ｅｄ／６とを組み合わせる。よって、電位変動は制御周期内に±Ｅｄ／６で最低１回ずつ変化させる必要がある。
【００４７】
表４に、図１７に示す各領域でのモータ中性点電位と電位変動との関係を示す。
以上のように、任意の出力指令値に対して、各領域ごとに使用するスイッチングパターンを限定することで、モータ中性点電位変動を極力抑えることができる。この考え方を基に、モータ制御性能との兼ね合いも考慮し最終的にスイッチングパターンを決定することで、従来よりもモータ中性点電位変動が大幅に抑えられ、その結果漏れ電流を低減できるだけでなく、モータ中性点電位変動に起因するモータの劣化も改善できる。
【００４８】
【表４】

【００４９】
図１８は図１７の変形例を説明するための説明図で、３レベルインバータで出力可能な電圧ベクトルの領域をＡ，Ｂ，Ｃの３つに分け、その領域ごとにスイッチングパターンを限定したものである。すなわち、図１７の領域Iを領域Ａ、領域II，IVを合わせて領域Ｂ、領域III，Vを合わせて領域Ｃとしている。これによれば、図１７場合と比べて中性点電位変動回数は増加するが、その分、トータルのスイッチング回数を低減できるので、損失を低減できる利点がある。中性点電位変動回数が増加する分漏れ電流も増加するが、従来のものに比べれば大幅な低減が可能である。図１８の場合の、各領域でのモータ中性点電位と電位変動との関係を表５に示す。
【００５０】
【表５】

【００５１】
図１９は整流回路にコンデンサ電圧調整機能を持たせた例である。
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２ｂに、直流中間のコンデンサ直列接続回路の各コンデンサ電圧を調整する機能を持たせたものである。
すなわち、３レベルインバータでは、パルスパターンにより、直流中間部のコンデンサ直列接続回路のコンデンサ電圧が変動してしまう。コンデンサ電圧が変動すると、各スイッチング素子にかかる電圧が変化し、最悪の場合、各スイッチング素子に２倍の電圧が定常的に印加されることとなり、素子が破壊する可能性がある。
【００５２】
素子の破壊を回避するためには、スイッチング素子に耐圧が大きいものを使用する必要が生じたりする。また、コンデンサ電圧の変動で出力電圧の精度が悪くなり、モータ制御性能に悪影響を与える。このことから、３レベルインバータでは、コンデンサ電圧の変動を抑制するようなスイッチングパターンを選定する必要が生じたりしている。
そこで、図１９のように、直流中間のコンデンサ直列接続回路の各コンデンサ電圧の制御を整流回路２ｂで実施することにより、インバータのパルスパターンの選定によるコンデンサ電圧の変動抑制制御が不要となり、余分の中性点電位変動をなくすことができ、漏れ電流を低減することが可能となる。
【００５３】
図２０に図１９の整流回路の具体例を示す。
この整流回路２ｂは、ダイオードＤ５１〜Ｄ５８およびスイッチング素子Ｑ₁₃，Ｑ₁₄より構成される。
ここで、入力部のＲ端子の方がＳ端子よりも電位が高い場合には、スイッチング素子Ｑ₁₃をオンすることにより、ダイオードＤ５１→スイッチング素子Ｑ₁₃→ダイオードＤ５６→リアクトルＬ１→コンデンサＣ₁の経路で、コンデンサＣ₁の電圧を調整することが可能である。
【００５４】
逆に、Ｒ端子の方がＳ端子よりも電位が低い場合には、スイッチング素子Ｑ₁₃をオンすることにより、コンデンサＣ₂→リアクトルＬ２→ダイオードＤ５５→スイッチング素子Ｑ₁₃→ダイオードＤ５２の経路で、コンデンサＣ₂の電圧を調整することが可能である。また、Ｓ端子とＴ端子においても同様にＳ端子の方がＴ端子よりも電位が高い場合には、コンデンサＣ₂の電圧を調整することが可能であり、Ｓ端子の方がＴ端子よりも電位が低い場合には、コンデンサＣ₁の電圧を調整することが可能である。
なお、図１９，図２０の回路を用いて図１７または図１８に示すスイッチングパターンを選択すれば、コンデンサ電圧変動を抑制するためのスイッチングパターンを使用せずに済み、モータの中性点電位変動がより少なくなるスイッチングパターンを選択でき、結果的に漏れ電流を大幅に低減することが可能となる。
【００５５】
図２１に整流回路の別の例を示す。
これは、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路２ｃに、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げられる機能を持たせたものである。
図２２にベクトルＡとして示すように、モータ駆動に必要な出力電圧ベクトルが描く軌跡である円１に対して、モータ中性点電位が零となるスイッチングパターンのみを使用した場合、出力可能な電圧ベクトルはベクトル図ＡのIの領域となり、モータ駆動に必要な電圧ベクトルのすべては出力できない。そこで、直流中間電圧値を上げることで、図２２のベクトル図Ｂのように出力可能な電圧ベクトルの範囲を拡大し、モータ駆動に必要な電圧ベクトルのすべてを、モータの中性点電位変動が零となるスイッチングパターンのみで出力できるようにするものである。
【００５６】
図２３に図２１の具体例を示す。
この整流回路２ｃは、ダイオード整流器の出力に昇圧チョッパ回路を接続して構成される。したがって、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑをオン，オフさせることにより、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げることができる。
なお、図２０に示すものは倍電圧整流回路構成となっているので、図２０でも直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げることが可能である。よって、図２０の回路は直流中間コンデンサ電圧の調整機能と、直流中間電圧を入力線間電圧のピーク値以上に上げる機能との両方の機能を備えていることになり、モータの中性点電位変動が低減するスイッチングパターンの選定が容易になる。
【００５７】
【発明の効果】
この発明によれば、簡単な回路構成でモータ中性点電位変動を低減でき、漏れ電流が低減できるため、低価格化，小形化が可能となる。
特に、請求項１，２の発明によれば、コンバータ回路を構成するスイッチ素子と、インバータ回路を構成するスイッチ素子のスイッチング動作を、高周波ノイズ低減のために同期または連動できるためフィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項３〜５の発明によれば、インバータの出力電圧の低下をＰＷＭ整流器の昇圧動作で補償できるため、入力電圧を同じ値まで出力できる。インバータとＰＷＭ整流器の出力電圧の中性点電位変動をなくすことができるため、コモンモードのノイズ電流が流れず、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
請求項６〜８の発明によれば、スイッチ素子のパルスパターンを工夫することでモータ中性点電位変動を低減でき、漏れ電流が低減できるため、信頼性の高いシステムが構築できる。また、フィルタを小形または不要にでき、システム全体として低価格化，小形化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に到る過程を説明する構成図
【図２】図１の漏れ電流経路の簡易等価回路図
【図３】モータの中性点電位波形図（その１）
【図４】モータの中性点電位波形図（その２）
【図５】図１の第１の具体例を示す構成図
【図６】図１の第２の具体例を示す構成図
【図７】図１の第３の具体例を示す構成図
【図８】モータの中性点電位波形図（その３）
【図９】図１の第４の具体例を示す構成図
【図１０】この発明の実施の形態を説明する説明図
【図１１】電位変動波形図
【図１２】ＰＷＭ整流器の出力電圧ベクトル図
【図１３】この発明の別の実施の形態を示す構成図
【図１４】図１３の具体例を示す構成図
【図１５】図１４における電位変動波形，ノイズ波形例図（その１）
【図１６】図１４における電位変動波形，ノイズ波形例図（その２）
【図１７】この発明の他の実施の形態を説明する説明図
【図１８】図１７の第１変形例の説明図
【図１９】整流回路にコンデンサ電圧調整機能を持たせた場合の構成図
【図２０】図１９の整流回路例を示す回路図
【図２１】整流回路に直流中間電圧の昇圧機能を持たせた場合の構成図
【図２２】図２１の動作説明図
【図２３】図２１の整流回路の具体的回路図
【図２４】従来の誘導電動機駆動システム構成図
【図２５】図２４でのモータ中性点電位波形例図
【図２６】フィルタ回路図
【図２７】図２４のダイオード整流器の入力相電圧，相電流波形図
【図２８】コンバータ回路を用いた誘導電動機駆動システム構成図
【図２９】図２８のコモンモード時の等価回路図
【図３０】図２８における電位変動波形，ノイズ波形例図
【図３１】３レベルインバータの従来例を示す構成図
【図３２】図３１でのモータ中性点電位波形例図
【符号の説明】
１…交流電源、２…ダイオード整流器、２ａ，２ｂ，２ｃ…整流回路、３…インバータ回路、３ａ…３レベルインバータ回路、４…モータ、５…リアクトル、６…３相一括短絡回路、７…電位固定回路、７ａ…電力授受機能付き電位固定回路、８…昇圧回路または降圧回路もしくは昇降圧回路、８ａ…昇降圧回路、Ｑ１〜Ｑ１４，Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ素子、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ５１〜Ｄ５８…ダイオード、Ｃ₀〜Ｃ₂…コンデンサ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a noise reduction technique for a power conversion device including a switching element such as an inverter device.
[0002]
[Prior art]
FIG. 24 shows a conventional example of an induction motor drive system that controls a three-phase induction motor by a three-phase inverter (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
In FIG. 24, the input of the diode rectifier 2 to the AC power source 1 is connected to the output of the rectifier 2 by the capacitor C. ₀ Is capacitor C ₀ In the semiconductor switch Q ₁ ~ Q ₆ The motor 4 is connected to the output of the three-phase inverter circuit 3.
Switch Q of three-phase inverter circuit 3 ₁ ~ Q ₆ Is controlled to be turned on / off by a PWM pulse subjected to pulse width modulation (PWM). The motor 4 is driven by the output voltage of the three-phase inverter circuit 3. Here, the output potential of each phase of the three-phase inverter circuit 3 is Vu, Vv, Vw, and the motor neutral point potential is V _mc Then, the motor neutral point potential V _mc Is expressed by the following equation (1).
V _mc = (Vu + Vv + Vw) / 3 (1)
[0004]
FIG. 25 shows a motor neutral point potential V when PWM (pulse width modulation) control is performed using a sine wave-triangular wave comparison method. _mc An example waveform is shown.
As shown, the motor neutral point potential V _mc Is the switch Q of the three-phase inverter circuit 3 ₁ ~ Q ₆ It can be seen that with the switching operation, the DC intermediate voltage Ed changes by 1/3. For example, switch Q ₁ , Q _Three , Q _Five In the mode that turns on, V _mc = V _P And switch Q ₂ , Q _Four , Q ₆ In the mode that turns on, V _mc = V _N It becomes. Due to the motor neutral point potential fluctuation, the electrostatic capacitance C floating between the motor 4 and the ground G shown in FIG. _G ) And flow. This leakage current causes noise as a noise and causes a malfunction of the breaker or a peripheral device.
[0005]
[Patent Document 1]
JP 2002-247836 A (page 3, FIG. 1)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In order to reduce noise, for example, a filter composed of a reactor and a capacitor as shown in FIG. 26 is used. However, if the amount of noise generated increases, it is necessary to improve the filter performance accordingly. The apparatus becomes large and expensive.
Accordingly, an object of the present invention is to suppress the noise by suppressing the neutral point potential fluctuation, thereby reducing the size and cost of the apparatus.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, a converter circuit having at least one switch element connected to an AC power source, a smoothing circuit, an inverter circuit on the DC output side of the converter circuit, In the power conversion device configured by connecting
Operate synchronously so that the sum of potential fluctuations due to the switching operation of the switch elements constituting the converter circuit and the sum of potential fluctuations due to the switching operations of the switch elements constituting the inverter circuit are added to zero. It is characterized by.
In the invention of claim 2, a converter circuit having at least one switch element connected to an AC power source, a smoothing circuit, a booster circuit or a step-down circuit or a step-up / step-down circuit, and an inverter circuit on the DC output side of the converter circuit In a power conversion device configured by connecting
Operate synchronously so that the sum of potential fluctuations due to the switching operation of the switch elements constituting the converter circuit and the sum of potential fluctuations due to the switching operations of the switch elements constituting the inverter circuit are added to zero. It is characterized by.
[0008]

Claim

3 In the present invention, a full-bridge PWM rectifier circuit using a switch element connected to an AC power supply, and a smoothing circuit and a full-bridge inverter circuit using a switch element are connected to the DC output side of the PWM rectifier circuit. In the power converter configured as follows:
When the inverter circuit is operated with two upper arm elements and one lower arm element turned on, the PWM rectifier circuit is operated with one upper arm element and two lower arm elements turned on. Or when turning on one of the upper arm elements and two lower arm elements of the inverter circuit, turn on two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit. It is characterized by driving.
[0009]

Claim

4 In the present invention, a full-bridge PWM rectifier circuit using a switch element connected to an AC power supply, a smoothing circuit, a booster circuit or a step-down circuit or a step-up / down circuit on the DC output side of the PWM rectifier circuit, and a switch element In a power converter configured by connecting an inverter circuit with a full bridge configuration,
When the inverter circuit is operated with two upper arm elements and one lower arm element turned on, the PWM rectifier circuit is operated with one upper arm element and two lower arm elements turned on. Or when turning on one of the upper arm elements and two lower arm elements of the inverter circuit, turn on two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit. It is characterized by driving.
[0010]

Claim

3 Or 4 In the present invention, two upper arm elements and one lower arm element of the inverter circuit are turned on, and one upper arm element and two lower arm elements of the PWM rectifier circuit are turned on. And an operation in which one of the upper arm element and two of the lower arm elements of the inverter circuit is turned on and two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit are turned on. The voltage can be switched during one cycle. 5 Invention).
[0011]
In the invention of claim 6, A rectifier circuit connected to an AC power supply, a smoothing circuit in which a capacitor is connected in series to the DC output side of this rectifier circuit, and the positive and negative potentials of the smoothing circuit and an intermediate potential at the capacitor connection point can be arbitrarily set by a switch element. In a power conversion device composed of a three-level inverter circuit or a multi-level inverter circuit of three or more levels,
In the low output voltage range, control is given priority by the switching pattern in which the sum of the potential fluctuations of the output terminal accompanying the switching operation of the switch element is zero
In a high output voltage range that cannot be output only with a switching pattern in which the sum of the potential fluctuations at the output terminals is zero, the sum of the potential fluctuations at the output terminals is the DC intermediate voltage that is the output part of the rectifier circuit according to the output command value. Only the switching pattern with a positive polarity at half, or only the switching pattern with a negative polarity at the half of the DC intermediate voltage that is the output part of the rectifier circuit, or the potential at the output terminal. The sum of fluctuations is zero, a combination with a switching pattern in which the polarity is positive at half the DC intermediate voltage that is the output part of the rectifier circuit, or the sum of potential fluctuations at the output terminal is zero, or the output of the rectifier circuit Switch with any switching pattern that has a negative polarity at half the DC intermediate voltage. And controlling at ring pattern.
Claims above 6 In the invention, the rectifier circuit can have a function of adjusting a voltage value of a capacitor constituting the smoothing circuit. (Invention of Claim 7) or The output voltage of the rectifier circuit can be configured to output more than the peak value of the input line voltage. 8 Invention).
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram illustrating the process leading to the present invention.
As shown in the figure, the system shown in FIG. 24 is configured by adding a three-phase collective short circuit 6 and a potential fixing circuit 7 for fixing the potential of the circuit 6.
The operation of the circuit will be described. As shown in FIG. 25, the motor neutral point potential when PWM control of the sine wave-triangular wave comparison method is performed in FIG. 24 changes by 1/3 of the DC intermediate voltage Ed for each switching. . The leakage current is a charging / discharging current of the motor stray capacitance due to the neutral point potential fluctuation. The potential fluctuation at the motor neutral point is E [V], the inductance of the leakage current path is L [H], and the resistance is R [ [Omega]] and the stray capacitance of the motor as C [F], it can be obtained from the simplified equivalent circuit of FIG. The leakage current i (t) can be expressed as the following equation (2).
[0013]
[Expression 1]

[0014]
Where ζ ² When «1 is set, the above equation (2) becomes the following equation (3).
[Expression 2]

[0015]
Therefore, the peak value of the leakage current waveform is E / Z ₀ Can be approximated by From this, it can be seen that the potential fluctuation E [V] at the neutral point of the motor may be reduced in order to reduce the leakage current.
Here, in order to reduce the potential fluctuation E [V] at the motor neutral point, the switch Q of the three-phase inverter circuit 3 shown in FIG. ₁ , Q _Three , Q _Five In the mode in which the output line voltage is zero, that is, the switch Q ₁ , Q _Three , Q _Five Instead of turning on, the three-phase batch short circuit 6 shorts the three phases of the inverter output. Then, in order to fix the potential of the short circuit point, the fixed point of the potential fixing circuit 7 and the short circuit point are connected. For example, if the potential fixing point is the midpoint of the DC intermediate voltage, the output of the inverter is fixed at the midpoint of the DC intermediate voltage.
[0016]
Similarly, the switch Q of the three-phase inverter circuit 3 shown in FIG. 1 is a period in which the output line voltage is zero. ₂ , Q _Four , Q ₆ In the mode to turn on the switch Q ₂ , Q _Four , Q ₆ If the three phases of the inverter output are short-circuited by the three-phase collective short circuit 6 instead of turning on, and the short-circuit point is connected to the fixed point of the potential fixing circuit 7, the output of the inverter becomes the fixed potential of the potential fixing circuit 7. Become.
[0017]
When the operation is performed as described above, if the potential fixing point is the midpoint of the DC intermediate voltage, the motor neutral point potential is as shown in FIG. 3, and the neutral point potential fluctuation is 1/6 of the DC intermediate voltage Ed. That is, it becomes half of FIG. Further, by arbitrarily operating the three-phase collective short circuit 6, all the motor neutral point potential fluctuations can be made 1/6 of the DC intermediate voltage Ed as shown in FIG. 4.
[0018]
FIG. 5 shows specific examples of a three-phase collective short circuit and a potential fixing circuit.
That is, by combining six diodes and one switching element S1 as the three-phase collective short circuit 6 and turning on the switching element S1, the inverter output can be short-circuited in three phases. Further, as the potential fixing circuit 7, a resistance voltage dividing circuit is used. In this case, since the purpose is to fix the potential, a high resistance is suitable as the resistance.
[0019]
FIG. 6 shows a first modification of FIG. 5 in which a three-phase collective short circuit 6 is connected between the voltage dividing resistors R1 and R2 to form a symmetrical shape, but is functionally the same as FIG.
FIG. 7 shows a second modification of FIG. 5 in which a potential fixing circuit 7 is added to the resistors R1 and R2, and switching elements S2 and S3 and resistors R3 and R4 are added in order to change the potential at the potential fixing point. Configured. As a result, the potential at the potential fixing point can be selected as shown in Table 1 depending on the state of the switching elements S2 and S3.
[0020]
[Table 1]

[0021]
Therefore, switch Q ₁ , Q _Three , Q _Five By turning on the switches S1 and S2 of the three-phase collective short circuit 6 and the potential fixing circuit 7 instead of turning on, the inverter output can be fixed to 2/3 of the DC intermediate voltage Ed. Switch Q ₂ , Q _Four , Q ₆ By turning on the switches S1 and S3 of the three-phase collective short circuit 6 and the potential fixing circuit 7 instead of turning on, the inverter output can be fixed to 1/3 of the DC intermediate voltage Ed. As a result, the motor neutral point potential is as shown in FIG. 8 and the number of potential fluctuations can be reduced, and the effective value of the leakage current can be reduced.
[0022]
FIG. 9 shows a third modification of FIG. 5, in which a capacitor C is provided so that the potential fixing circuit 8 can transmit and receive power. ₁ , C ₂ And diode D ₁ , D ₂ Thus, power can be exchanged between the inverter output unit and the DC intermediate unit. Capacitor C ₀ Capacitor C instead of ₁ , C ₂ By using this series connection circuit, the voltage dividing resistance is reduced. This is also applicable to the example of FIG.
[0023]
By the way, in the system as shown in FIG. 24, the neutral point potential fluctuation of the inverter causes a common mode current (noise current) to flow, and the potential V _mc Indicates that the sum of the output voltages of the three-phase inverter is given as 1/3 times as shown in the equation (1). Therefore, if only the switching pattern that turns on two upper arm elements, one lower arm element, or one upper arm element and two lower arm elements in a three-phase inverter circuit is operated, the neutral point potential fluctuation is reduced. Ed / 6,- Ed / 6 (Ed: DC intermediate voltage), and no common mode noise current flows.
FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining an embodiment of the present invention based on such a viewpoint, and shows a space vector diagram in the case of operating with only the switching pattern as described above.
[0024]
As a mode in which two upper arm switch elements and one lower arm switch element are turned on in the full bridge inverter circuit shown in FIG. ₁ , Q _Three , Q ₆ ) Is vector A, and (Q ₁ , Q _Four , Q _Five ) Is on vector B, and (Q ₂ , Q _Three , Q _Five ) Can be selected. At this time, the space vector Vinv that can be output by the inverter circuit is in a triangular range shown in FIG. For example, the vector A (+, +, −) is Vu = V _P (+1), Vv = V _P (+1), Vw = V _N Indicates (-1).
[0025]
Vinv · T = Va · T11 + Vb · T12 + Vc · T13 (4)
Vinv = (Xinv, Yinv) (5)
Va = (1, 0) (6)
Vb = (− 1/2, √3 / 2) (7)
Vc = (− 1/2, −√3 / 2) (8)
Xinv = T11−1 / 2 · T12−1 / 2 · T13 (9)
Yinv = √3 / 2 · T12−√3 / 2 · T13 (10)
T = T11 + T12 + T13 (11)
Va, Vb, Vc: vectors of point A, point B, point C in FIG.
T: Switching cycle
T11, T12, T13: Time in the switching cycle
[0026]
By operating as described above, the neutral point potential fluctuation is as shown in the following equations (12) to (14). Ed Fixed at / 6. FIG. 11 shows operation waveforms at this time. Periods A to C in the figure indicate periods during which vectors A to C are output. By operating in this way, noise current due to common mode voltage fluctuations does not occur.
Vector A output: V _mc = (Vu, Vv, Vw) / 3 = ( Ed / 2 + Ed / 2- Ed / 2) / 3 = Ed / 6 (12)
Vector B output: V _mc = (Vu, Vv, Vw) / 3 = ( Ed / 2- Ed / 2 + Ed / 2) / 3 = Ed / 6 (13)
Vector C output: V _mc = (Vu, Vv, Vw) / 3 = (- Ed / 2 + Ed / 2 + Ed / 2) / 3 = Ed / 6 (14)
However, here the motor neutral point potential is V _mc As shown.
[0027]
Similarly, a mode in which one upper arm switch element and two lower arm switch elements are turned on in the full bridge inverter circuit shown in FIG. ₂ , Q _Four , Q _Five ) Is on vector D, and (Q ₂ , Q _Three , Q ₆ ) Is on vector E, and (Q ₁ , Q _Four , Q ₆ ) Can be selected. At this time, the space vector Vinv that can be output by the inverter circuit is in a triangular range shown in FIG. 10B (see the shaded portion). The vectors D to F are expressed by the following equations (15) to (17): Ed Fixed at / 6, no noise current is generated due to common mode voltage fluctuations.
[0028]
Vector D output: V _mc = (Vu, Vv, Vw) / 3 = (- Ed / 2- Ed / 2 + Ed / 2) / 3 =- Ed / 6 (15)
Vector E output: V _mc = (Vu, Vv, Vw) / 3 = (- Ed / 2 + Ed / 2- Ed / 2) / 3 =- Ed / 6 (16)
Vector F output: V _mc = (Vu, Vv, Vw) / 3 = ( Ed / 2- Ed / 2- Ed / 2) / 3 =- Ed / 6 (17)
[0029]
As described above, the operation can be performed without generating the common mode voltage as shown in FIG. 11, but the output voltage peak value as shown in FIG. Ed Reduced to / 2. Therefore, the diode rectifier is a PWM rectifier composed of switching elements, and this is operated in the same manner as the inverter. Then, the voltage range that can be output from the PWM rectifier is the same as the case of FIG. 10, and the voltage peak value of the circle shown in FIG. Ed / 2. At this time, the DC intermediate voltage becomes a voltage twice the input voltage peak Vip as shown in the following equation (18) from the principle of the step-up chopper.
Ed = Vip × 1 / (1-1 / 2) = 2 · Vip (18)
Therefore, even if the peak value of the inverter voltage is ½ of the DC voltage as shown in FIG. be able to.
[0030]
In addition, if it operates by each of the above methods, a leakage current will not be generated, but the control performance of the motor will be reduced. Therefore, by combining the above methods, two upper arm elements and one lower arm element of the inverter circuit are turned on, and one upper arm element and two lower arm elements of the PWM rectifier circuit are turned on. All the operations, one of the upper arm element and two lower arm elements of the inverter circuit are turned on, and two of the PWM rectifier circuit upper arm element and one of the lower arm elements are turned on. If the switching is performed during one cycle of the output voltage, it is possible to prevent a reduction in motor control performance while reducing noise.
[0031]
By the way, since the input voltage and phase current waveform of the diode rectifier 2 in the system shown in FIG. 24 include many harmonics in the current waveform, for example, as shown in FIG. Various converter circuits using reactors, capacitors, diodes, and switching elements may be used instead of diode rectifiers. An example is a PWM rectifier, and an example thereof is shown in FIG. 28 (this configuration is disclosed in FIG. 1 of Japanese Patent Laid-Open No. 05-344736, for example).
FIG. 28 shows a reactor 5 and a switching element Q instead of a diode rectifier. ₇ ~ Q ₁₂ A switching element Q using a converter circuit 2a comprising ₇ ~ Q ₁₂ By appropriately controlling the on / off state, a desired output voltage is obtained while making the input current waveform close to a sine wave.
[0032]
FIG. 29 shows an equivalent circuit of the common mode in FIG. In FIG. 29, there are a noise source 1 based on potential fluctuations due to the switching elements of the converter circuit 2a and a noise source 2 based on potential fluctuations due to the switching elements of the inverter circuit 3. It shows that the stray capacitance of the motor is charged and discharged, and this charging and discharging current becomes a noise current.
FIG. 30 shows examples of potential fluctuations in the converter circuit, potential fluctuations in the inverter circuit, and noise current waveforms associated with the potential fluctuations. This figure shows that not only the number of switching elements increases but also the noise generated by the potential fluctuation accompanying the switching operation of the switching elements increases by using the converter circuit composed of the switching elements.
[0033]
Therefore, by using a PWM rectifier, the input current harmonics can be reduced and the output voltage range can be expanded, but the leakage current generally increases. Therefore, it is considered to operate synchronously so that the sum of the output voltage fluctuations on the PWM rectifier side and the sum of the output voltage fluctuations on the inverter side are added to become zero.
For example, the sum of inverter output voltage fluctuations Ed / 2 is the sum of the PWM rectifier output voltage fluctuations- Ed If the operation is performed so as to be equal to / 2, the noise source 1 and the noise source 2 of the common mode equivalent circuit shown in FIG. 29 are canceled out, so that no noise current can flow.
[0034]
FIG. 13 shows another embodiment that can address the problem of increased leakage current when using a PWM rectifier.
This is because the output of the converter circuit 2a has a smoothing capacitor C. ₁ , Smoothing capacitor C ₁ Is output from the booster circuit or step-down circuit or the step-up / down circuit 8, and the output of the circuit 8 is the smoothing capacitor C ₂ , Smoothing capacitor C ₂ Inverter circuit 3 is connected to each output. of It is. That is, between the converter circuit 2a and the inverter circuit 3, the smoothing capacitor C ₁ , C ₂ It is characterized in that a step-up circuit, a step-down circuit or a step-up / step-down circuit 8 is connected across the circuit.
[0035]
Even if the switching operation of the inverter circuit 3 is arbitrarily changed by changing the voltage value of the input part of the inverter circuit 3 by the circuit 8 as shown in FIG. 13, it is synchronized with the switching operation of the converter circuit 2a. It can be linked. As a result, the switching pattern can be formed so as to cancel out the potential fluctuation caused by the switching operation in the converter circuit 2a and the potential fluctuation caused by the switching operation in the inverter circuit 3 as much as possible. It is possible to reduce high-frequency noise due to leakage current generated by
[0036]
FIG. 14 shows a specific example of FIG.
The converter circuit 2a includes a reactor 5 and a switch element Q. ₇ ~ Q ₁₂ Between the converter circuit 2a and the inverter circuit 3, and a smoothing capacitor C ₁ , C ₂ Is an example in which a step-up / step-down circuit 8a composed of switching elements S1, S2, a reactor L1, and diodes D1, D2 is connected.
In such a configuration, the smoothing capacitor C is controlled by the on / off control of the switch element S1. ₂ The smoothing capacitor C ₁ In addition to being able to arbitrarily adjust the voltage value in a range lower than the voltage value, the smoothing capacitor C is controlled by the on / off control of the switch element S2. ₂ The smoothing capacitor C ₁ It can be arbitrarily adjusted within a range of values higher than the voltage value.
[0037]
As described above, the switching pattern of the switch element of the inverter circuit 3 can be formed so as to cancel the potential fluctuation caused by the switch element of the converter circuit 2a. For example, when the output frequency of the inverter matches the power supply frequency, the voltage value of the smoothing capacitor C2 is adjusted by the step-up / step-down circuit 8a, for example, as shown in FIG. By making the U-phase switching pattern, the S-phase switching pattern and the V-phase switching pattern, and the T-phase switching pattern and the W-phase switching pattern coincide with each other, the potential fluctuation in the converter circuit and the potential fluctuation in the inverter circuit are reduced. Since they coincide with each other and cancel each other, fluctuations in the potentials of the converter circuit and the inverter circuit are caused by the smoothing capacitor C ₁ , C ₂ Thus, the noise current can be greatly reduced.
[0038]
If the output frequency of the inverter does not match the power supply frequency, only the switching pattern of the phase with the largest output value in the inverter circuit as shown in FIG. A part of the noise cancels out, and the noise current is reduced.
In any case, by adjusting the voltage value of the input part of the inverter circuit, the switching pattern of the converter circuit and a part or all of the switching pattern of the inverter circuit can be matched. It is possible to reduce high frequency noise due to the accompanying leakage current.
[0039]
So far, a two-level inverter has been used, but it is known that the neutral point potential fluctuation as described above can be reduced by a three-level inverter. FIG. 31 shows an example using a three-level inverter.
When the switches Q1 and Q2 are turned on in the switches Q1 to Q4 of the three-level inverter circuit 3a in FIG. 31, Vu = V _P And switch Q ₂ , Q _Three When you turn on, Vu = V ₀ And switch Q _Three , Q _Four When you turn on, Vu = V _N It becomes. The same applies to Vv and Vw. The relationship between the operating state of each switch and the output voltage is shown in Table 2, and the neutral point potential V _mc An example of the waveform is shown in FIG. If details are necessary, refer to, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 05-227796.
[0040]
[Table 2]

[0041]
Therefore, the intermediate potential V that cannot be output by the two-level inverter shown in FIG. ₀ Thus, the motor neutral point potential fluctuation is reduced from 1/3 to 1/6 of the two-level inverter. As a result, noise due to leakage current is reduced, and malfunction of breakers and peripheral devices can be reduced.
However, as is apparent from FIG. 32, the motor neutral point potential fluctuates 12 times per cycle of the carrier wave, and noise is generated based on this.
[0042]
FIG. 17 is an explanatory diagram for explaining another embodiment of the present invention, in which the potential fluctuation at the neutral point of the motor is suppressed by devising the switching pattern of the three-level inverter.
The vector diagram of FIG. 17 shows the switching element Q of the three-level inverter shown in FIG. ₁ ~ Q ₁₂ The range of the voltage vector that can be taken by the switching operation is shown. Any vector inside the largest hexagon indicated by a thick frame can be arbitrarily output by a combination of switching patterns. Moreover, each vertex of the equilateral triangle which equally divides | segments the inside of a hexagon into 24 area | region shows the voltage vector which can be output with one switching pattern of a three-phase output.
[0043]
Table 3 shows the relationship between the three-phase output voltage of the three-level inverter and the motor neutral point potential. Three-phase output potential and switching element Q ₁ ~ Q ₁₂ See Table 2 above for the relationship with the switching state. According to Table 3, there are 27 output patterns of the three-phase output voltage, and in each pattern, the motor neutral point potential is one of 0, ± Ed / 6, ± Ed / 3, and ± Ed / 2. .
[0044]
[Table 3]

[0045]
Here, in Table 3, attention is paid to seven patterns in which the motor neutral point potential is zero. These seven patterns correspond to the voltage vectors marked with “●” in FIG. 17, and by combining these seven patterns, all the voltage vectors inside the hexagon indicated by the dotted line with the “●” mark as the vertex are obtained. Can be put out. Therefore, the output command value in the hexagon having the “●” mark as the apex can be output without changing the motor neutral point potential.
[0046]
However, since the voltage value that can be output is limited only by the vector inside the hexagon, the motor neutral point potential fluctuation is similarly suppressed as much as possible in the range that can be output outside the hexagon. And can be divided into five regions I to V in FIG.
The region I is the region where the motor neutral point potential is zero and the variation is zero, and the region II is the region where the motor neutral point potential is + Ed / 6 and the variation is zero. The region is a region where the motor neutral point potential is -Ed / 6 and the fluctuation is zero. In the region IV, the motor neutral point potential is combined with + Ed / 6. Therefore, the potential fluctuation needs to be changed at least once at ± Ed / 6 within the control cycle. In the region V, the motor neutral point potential is combined with zero and -Ed / 6. Therefore, the potential fluctuation needs to be changed at least once at ± Ed / 6 within the control cycle.
[0047]
Table 4 shows the relationship between the motor neutral point potential and the potential fluctuation in each region shown in FIG.
As described above, the motor neutral point potential fluctuation can be suppressed as much as possible by limiting the switching pattern used for each region with respect to an arbitrary output command value. Based on this concept, by considering the balance with the motor control performance and finally determining the switching pattern, the motor neutral point potential fluctuation can be greatly suppressed compared to the conventional one, and as a result, the leakage current can be reduced. Further, it is possible to improve the deterioration of the motor due to the motor neutral point potential fluctuation.
[0048]
[Table 4]

[0049]
FIG. 18 is an explanatory diagram for explaining a modified example of FIG. 17, in which the voltage vector region that can be output by the three-level inverter is divided into three regions A, B, and C, and the switching pattern is limited for each region. It is. That is, region I in FIG. 17 is region A, regions II and IV are combined into region B, and regions III and V are combined into region C. According to this, the number of neutral point potential fluctuations increases compared to the case of FIG. 17, but since the total number of switching times can be reduced accordingly, there is an advantage that loss can be reduced. The leakage current increases as the number of neutral point potential fluctuations increases, but it can be significantly reduced compared to the conventional one. Table 5 shows the relationship between the motor neutral point potential and the potential fluctuation in each region in the case of FIG.
[0050]
[Table 5]

[0051]
FIG. 19 shows an example in which the rectifier circuit has a capacitor voltage adjustment function.
A rectifying circuit 2b that converts an AC voltage into a DC voltage is provided with a function of adjusting each capacitor voltage of a DC intermediate capacitor series connection circuit.
That is, in the three-level inverter, the capacitor voltage of the capacitor series connection circuit in the direct current intermediate portion varies depending on the pulse pattern. When the capacitor voltage fluctuates, the voltage applied to each switching element changes. In the worst case, twice the voltage is constantly applied to each switching element, and the element may be destroyed.
[0052]
In order to avoid the destruction of the element, it may be necessary to use a switching element having a high breakdown voltage. Moreover, the fluctuation of the capacitor voltage deteriorates the accuracy of the output voltage, which adversely affects the motor control performance. For this reason, in the three-level inverter, it is necessary to select a switching pattern that suppresses fluctuations in the capacitor voltage.
Therefore, as shown in FIG. 19, the control of each capacitor voltage of the DC intermediate capacitor series connection circuit is performed by the rectifier circuit 2b, so that the capacitor voltage fluctuation suppression control by selecting the pulse pattern of the inverter becomes unnecessary, and an extra Neutral point potential fluctuation can be eliminated, and leakage current can be reduced.
[0053]
FIG. 20 shows a specific example of the rectifier circuit of FIG.
The rectifier circuit 2b includes diodes D51 to D58 and a switching element Q. ₁₃ , Q ₁₄ Consists of.
Here, when the potential of the R terminal of the input unit is higher than that of the S terminal, the switching element Q ₁₃ By turning on the diode D51 → the switching element Q ₁₃ → Diode D56 → Reactor L1 → Capacitor C ₁ The capacitor C ₁ Can be adjusted.
[0054]
Conversely, when the potential of the R terminal is lower than that of the S terminal, the switching element Q ₁₃ By turning on the capacitor C ₂ → Reactor L2 → Diode D55 → Switching element Q ₁₃ → In the path of diode D52, capacitor C ₂ Can be adjusted. Similarly, in the S terminal and the T terminal, when the potential of the S terminal is higher than that of the T terminal, the capacitor C ₂ If the potential of the S terminal is lower than that of the T terminal, the capacitor C ₁ Can be adjusted.
If the switching pattern shown in FIG. 17 or FIG. 18 is selected using the circuits of FIG. 19 and FIG. As a result, it is possible to select a switching pattern that reduces the leakage current, and to significantly reduce the leakage current.
[0055]
FIG. 21 shows another example of the rectifier circuit.
In this configuration, the rectifier circuit 2c that converts an AC voltage into a DC voltage has a function of raising the DC intermediate voltage to a peak value of the input line voltage or higher.
As shown as vector A in FIG. 22, when only a switching pattern in which the motor neutral point potential is zero is used for circle 1 which is a locus drawn by an output voltage vector necessary for driving the motor, a voltage that can be output The vector is an area I in vector diagram A, and all the voltage vectors necessary for driving the motor cannot be output. Therefore, by increasing the DC intermediate voltage value, the range of voltage vectors that can be output as shown in the vector diagram B of FIG. 22 is expanded, and all of the voltage vectors necessary for motor driving are reduced by the neutral point potential fluctuation of the motor. The output can be made only with a switching pattern that becomes zero.
[0056]
FIG. 23 shows a specific example of FIG.
The rectifier circuit 2c is configured by connecting a boost chopper circuit to the output of a diode rectifier. Therefore, the DC intermediate voltage can be raised to the peak value of the input line voltage or higher by turning on and off the switching element Q of the boost chopper circuit.
Since the circuit shown in FIG. 20 has a voltage doubler rectifier circuit configuration, the DC intermediate voltage can be raised to the peak value of the input line voltage or higher in FIG. Therefore, the circuit of FIG. 20 has both the function of adjusting the DC intermediate capacitor voltage and the function of raising the DC intermediate voltage to the peak value of the input line voltage or more. Selection of a switching pattern in which fluctuations are reduced is facilitated.
[0057]
【The invention's effect】
According to the present invention, the motor neutral point potential fluctuation can be reduced with a simple circuit configuration, and the leakage current can be reduced, so that the price and size can be reduced.
In particular, according to the first and second aspects of the present invention, the switching operation of the switching element constituting the converter circuit and the switching element constituting the inverter circuit can be synchronized or interlocked to reduce high frequency noise, so that the filter is small or unnecessary. This makes it possible to reduce the price and size of the entire system.

Claim

3 ~ 5 According to the invention, since the decrease in the output voltage of the inverter can be compensated by the step-up operation of the PWM rectifier, the input voltage can be output up to the same value. Since the neutral point potential fluctuation of the output voltage of the inverter and PWM rectifier can be eliminated, the common mode noise current does not flow, the filter can be made smaller or unnecessary, and the entire system can be reduced in price and size. .
Claim 6 ~ 8 According to the invention, by devising the pulse pattern of the switch element, the motor neutral point potential fluctuation can be reduced and the leakage current can be reduced, so that a highly reliable system can be constructed. Further, the filter can be made small or unnecessary, and the entire system can be reduced in price and size.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a process leading to the present invention
FIG. 2 is a simplified equivalent circuit diagram of the leakage current path of FIG.
[Fig.3] Neutral point potential waveform diagram of motor (Part 1)
[Fig.4] Neutral point potential waveform diagram of motor (Part 2)
FIG. 5 is a configuration diagram showing a first specific example of FIG. 1;
FIG. 6 is a configuration diagram showing a second specific example of FIG. 1;
FIG. 7 is a block diagram showing a third specific example of FIG.
Fig. 8 Motor neutral point potential waveform (part 3)
FIG. 9 is a configuration diagram showing a fourth specific example of FIG. 1;
FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining an embodiment of the present invention.
FIG. 11 Potential fluctuation waveform diagram
FIG. 12 is an output voltage vector diagram of a PWM rectifier.
FIG. 13 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
14 is a block diagram showing a specific example of FIG.
15 is a potential fluctuation waveform and noise waveform example diagram in FIG. 14 (part 1).
FIG. 16 is a potential fluctuation waveform and noise waveform example diagram in FIG. 14 (part 2).
FIG. 17 is an explanatory diagram for explaining another embodiment of the present invention.
FIG. 18 is an explanatory diagram of a first modification of FIG.
FIG. 19 is a block diagram when a rectifier circuit has a capacitor voltage adjustment function.
20 is a circuit diagram showing an example of the rectifier circuit of FIG.
FIG. 21 is a configuration diagram when a rectifier circuit has a DC intermediate voltage boosting function.
22 is an operation explanatory diagram of FIG. 21.
FIG. 23 is a specific circuit diagram of the rectifier circuit of FIG.
FIG. 24 is a configuration diagram of a conventional induction motor drive system.
FIG. 25 is a motor neutral point potential waveform diagram in FIG. 24;
FIG. 26 is a filter circuit diagram.
27 is a waveform diagram of input phase voltage and phase current of the diode rectifier of FIG. 24.
FIG. 28 is a configuration diagram of an induction motor drive system using a converter circuit.
29 is an equivalent circuit diagram in the common mode of FIG. 28.
30 is an example of potential fluctuation waveform and noise waveform in FIG.
FIG. 31 is a configuration diagram showing a conventional example of a three-level inverter.
FIG. 32 is a motor neutral point potential waveform example diagram in FIG. 31;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power supply, 2 ... Diode rectifier, 2a, 2b, 2c ... Rectifier circuit, 3 ... Inverter circuit, 3a ... Three-level inverter circuit, 4 ... Motor, 5 ... Reactor, 6 ... Three-phase collective short circuit, 7 ... Potential Fixed circuit, 7a ... Potential fixing circuit with power transfer function, 8 ... Booster circuit or step-down circuit or step-up / down circuit, 8a ... Buck-boost circuit, Q1-Q14, S1-S3 ... Switch elements, D1-D6, D51-D58 ... Diode, C ₀ ~ C ₂ ... capacitor.

Claims

In a power converter configured by connecting a converter circuit having at least one switch element connected to an AC power source, and a smoothing circuit and an inverter circuit on a DC output side of the converter circuit,
Operate synchronously so that the sum of potential fluctuations due to the switching operation of the switch elements constituting the converter circuit and the sum of potential fluctuations due to the switching operations of the switch elements constituting the inverter circuit are added to zero. The power converter characterized by this.

A converter circuit having at least one switch element connected to an AC power source, and a smoothing circuit, a step-up circuit, a step-down circuit or a step-up / step-down circuit, and an inverter circuit are connected to the DC output side of the converter circuit. In the power converter to be
Operate synchronously so that the sum of potential fluctuations due to the switching operation of the switch elements constituting the converter circuit and the sum of potential fluctuations due to the switching operations of the switch elements constituting the inverter circuit are added to zero. The power converter characterized by this.

A PWM rectifier circuit with a full bridge configuration using a switch element connected to an AC power source, and a smoothing circuit and an inverter circuit with a full bridge configuration using a switch element are connected to the DC output side of the PWM rectifier circuit. In the power converter,
When the inverter circuit is operated with two upper arm elements and one lower arm element turned on, the PWM rectifier circuit is operated with one upper arm element and two lower arm elements turned on. Or when turning on one of the upper arm elements and two lower arm elements of the inverter circuit, turn on two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit. An electric power converter characterized by operating.

A full-bridge PWM rectifier circuit with a switch element connected to an AC power supply, a smoothing circuit, a booster circuit or a step-down circuit or a step-up / down circuit on the DC output side of the PWM rectifier circuit, and a full-bridge structure with a switch element In a power converter configured by connecting an inverter circuit,
When the inverter circuit is operated with two upper arm elements and one lower arm element turned on, the PWM rectifier circuit is operated with one upper arm element and two lower arm elements turned on. Or when turning on one of the upper arm elements and two lower arm elements of the inverter circuit, turn on two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit. An electric power converter characterized by operating.

The operation of turning on two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the inverter circuit, turning on one of the upper arm elements and two of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit, The operation of turning on one of the upper arm element and two of the lower arm elements and turning on two of the upper arm elements and one of the lower arm elements of the PWM rectifier circuit is performed during one cycle of the output voltage. The power conversion device according to claim 3 or 4 , wherein the power conversion device is switched to the above.

A rectifier circuit connected to an AC power supply, a smoothing circuit in which a capacitor is connected in series to the DC output side of this rectifier circuit, and the positive and negative potentials of the smoothing circuit and an intermediate potential at the capacitor connection point can be arbitrarily set by a switch element. In a power conversion device composed of a three-level inverter circuit or a multi-level inverter circuit of three or more levels,
In the low output voltage range, control is given priority by the switching pattern in which the sum of the potential fluctuations of the output terminal accompanying the switching operation of the switch element is zero
In a high output voltage range that cannot be output only with a switching pattern in which the sum of the potential fluctuations at the output terminals is zero, the sum of the potential fluctuations at the output terminals is the DC intermediate voltage that is the output part of the rectifier circuit according to the output command value. Only the switching pattern with a positive polarity at half, or only the switching pattern with a negative polarity at the half of the DC intermediate voltage that is the output part of the rectifier circuit, or the potential at the output terminal. The sum of fluctuations is zero, a combination with a switching pattern in which the polarity is positive at half the DC intermediate voltage that is the output part of the rectifier circuit, or the sum of potential fluctuations at the output terminal is zero, or the output of the rectifier circuit Switch with any switching pattern that has a negative polarity at half the DC intermediate voltage. Power conversion device and controls by ring pattern.

The power converter according to claim 6 , wherein the rectifier circuit is provided with a function of adjusting a voltage value of a capacitor constituting the smoothing circuit.

The power converter according to claim 6 , wherein the output voltage of the rectifier circuit is configured to be able to output the peak value of the input line voltage or higher.