JP4380650B2 - Electric drive control device and electric drive control method - Google Patents
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Description
本発明は、電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法に関するものである。 The present invention relates to an electric drive control device and an electric drive control method.
従来、電動車両、例えば、電気自動車においては、電動機械として駆動モータが配設され、ハイブリッド型車両においては、第1、第2の電動機械として駆動モータ及び発電機が配設されるようになっている。そして、該駆動モータ及び発電機は、いずれも、回転自在に配設され、N極及びS極の永久磁石から成る磁極対を備えたロータ、該ロータより径方向外方に配設され、U相、V相及びW相のステータコイルを備えたステータ等を備える。 Conventionally, in an electric vehicle, for example, an electric vehicle, a drive motor is provided as an electric machine, and in a hybrid vehicle, a drive motor and a generator are provided as first and second electric machines. ing. The drive motor and the generator are both rotatably arranged, a rotor having a magnetic pole pair composed of N-pole and S-pole permanent magnets, and arranged radially outward from the rotor, U A stator having phase, V-phase, and W-phase stator coils is provided.
そして、駆動モータ又は発電機を駆動し、駆動モータのトルクである駆動モータトルク、又は発電機のトルクである発電機トルクを発生させるために、電動駆動装置が配設される。駆動モータを駆動するために駆動モータ制御装置が、発電機を駆動するために発電機制御装置が、電動機械制御装置として配設され、前記駆動モータ制御装置及び発電機制御装置において発生させられたU相、V相及びW相のパルス幅変調信号をインバータに送り、該インバータにおいて発生させられた相電流、すなわち、U相、V相及びW相の電流を前記各ステータコイルに供給することによって、前記駆動モータトルクを発生させたり、発電機トルクを発生させたりするようになっている。 An electric drive device is disposed to drive the drive motor or the generator and generate a drive motor torque that is the torque of the drive motor or a generator torque that is the torque of the generator. A drive motor control device for driving the drive motor and a generator control device for driving the generator are arranged as an electric machine control device, and are generated in the drive motor control device and the generator control device. By sending U-phase, V-phase and W-phase pulse width modulation signals to the inverter, and supplying phase currents generated in the inverter, ie, U-phase, V-phase and W-phase currents, to the respective stator coils The drive motor torque is generated or the generator torque is generated.
前記駆動モータ制御装置においては、ロータにおける磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の方向にq軸をそれぞれ採ったd−q軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われる。そのために、前記駆動モータ制御装置は、各ステータコイルに供給される電流、ロータの磁極位置、インバータの入口の直流電圧等を検出し、検出された電流、すなわち、検出電流を磁極位置に基づいてd軸電流及びq軸電流に変換し、続いて、電流指令値マップを参照してd軸電流及びq軸電流の目標値を表す電流指令値、すなわち、d軸電流指令値及びq軸電流指令値を算出し、前記d軸電流とd軸電流指令値との偏差、q軸電流とq軸電流指令値との偏差、及び駆動モータのパラメータに基づいてd軸電圧及びq軸電圧の目標値を表すd軸電圧指令値及びq軸電圧指令値を算出するようにしている。 In the drive motor control device, feedback control is performed by vector control calculation on a dq axis model in which the d axis is taken in the direction of the magnetic pole pair in the rotor and the q axis is taken in a direction perpendicular to the d axis. For this purpose, the drive motor control device detects the current supplied to each stator coil, the magnetic pole position of the rotor, the DC voltage at the inlet of the inverter, etc., and the detected current, that is, the detected current is based on the magnetic pole position. Conversion to d-axis current and q-axis current, and then referring to a current command value map, current command values representing target values of d-axis current and q-axis current, that is, d-axis current command value and q-axis current command And a target value of the d-axis voltage and the q-axis voltage based on a deviation between the d-axis current and the d-axis current command value, a deviation between the q-axis current and the q-axis current command value, and a parameter of the drive motor. The d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value representing the above are calculated.
そして、前記電流指令値マップには、駆動モータトルクの目標値を表す駆動モータ目標トルク、前記直流電圧及び角速度に対応させてd軸電流指令値及びq軸電流指令値が記録される。なお、前記パラメータは、逆起電圧定数MIf、各ステータコイルの巻線抵抗Ra、インダクタンスLd、Lq等から成り、d軸とq軸との間の干渉を抑制するために、干渉項の演算を行うのに使用される(例えば、特許文献1参照。)。 In the current command value map, a d-axis current command value and a q-axis current command value are recorded in association with the drive motor target torque representing the target value of the drive motor torque, the DC voltage, and the angular velocity. The parameter is composed of a counter electromotive voltage constant MIf, a winding resistance Ra of each stator coil, inductances Ld, Lq, and the like, and an interference term is calculated in order to suppress interference between the d axis and the q axis. It is used for performing (for example, refer patent document 1).
ところで、例えば、前記駆動モータ、特に、リラクタンストルクを発生させるようにした駆動モータにおいては、電圧飽和が生じたときに、弱め界磁制御が行われ、d軸電流指令値及びq軸電流指令値を変化させて制御領域を確保するようにしている。 By the way, for example, in the drive motor, in particular, the drive motor that generates reluctance torque, when voltage saturation occurs, field weakening control is performed, and the d-axis current command value and the q-axis current command value are changed. To secure a control area.
ところが、d軸電流指令値及びq軸電流指令値が変化するのに伴って、パラメータとしてのインダクタンスLd、Lqが変化するので、電流制御系の特性も変化してしまう。そこで、インダクタンスLd、Lqを、d軸電流及びq軸電流の関数で表すことによって、電流制御系の特性を一定として扱うことができるようにしている。
しかしながら、前記従来の駆動モータ制御装置においては、駆動モータの運転状態が変動し、外的要因が加わると、検出電流が変動することがあり、それに伴ってd軸電流及びq軸電流が変動するので、インダクタンスLd、Lqがふらつき、駆動モータを安定させて駆動することができなくなってしまう。 However, in the conventional drive motor control device, when the operating state of the drive motor fluctuates and an external factor is applied, the detected current may fluctuate, and the d-axis current and the q-axis current fluctuate accordingly. As a result, the inductances Ld and Lq fluctuate, and the drive motor cannot be driven stably.
本発明は、前記従来の駆動モータ制御装置の問題点を解決して、電流指令値が変化したり、電動機械の運転状態が変動したりした場合でも電動機械を安定させて駆動することができる電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法を提供することを目的とする。 The present invention solves the problems of the conventional drive motor control device, and can stably drive the electric machine even when the current command value changes or the operating state of the electric machine changes. An object is to provide an electric drive control device and an electric drive control method.
そのために、本発明の電動駆動制御装置においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて電流指令値を算出する電流指令値算出処理手段と、直流電圧を角速度で除算することによって算出された電圧速度比及び電動機械目標トルクに基づいてインダクタンスを算出するパラメータ算出処理手段と、前記電流指令値及びインダクタンスに基づいて電圧指令値を算出する電圧指令値算出処理手段とを有する。 Therefore, in the electric drive control device of the present invention, the current command value calculation processing means for calculating the current command value based on the electric machine target torque that represents the target value of the torque of the electric machine, and the DC voltage is divided by the angular velocity. Parameter calculation processing means for calculating the inductance based on the voltage speed ratio and the electric machine target torque, and voltage command value calculation processing means for calculating the voltage command value based on the current command value and the inductance. .
本発明の電動駆動制御方法においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて電流指令値を算出し、直流電圧を角速度で除算することによって算出された電圧速度比及び電動機械目標トルクに基づいてインダクタンスを算出し、前記電流指令値及びインダクタンスに基づいて電圧指令値を算出する。 In the electric drive control method of the present invention, the current command value is calculated based on the electric machine target torque that represents the target value of the electric machine torque, and the voltage speed ratio calculated by dividing the DC voltage by the angular velocity and the electric motor are calculated. An inductance is calculated based on the machine target torque, and a voltage command value is calculated based on the current command value and the inductance.
本発明によれば、電動駆動制御装置においては、電動機械のトルクの目標値を表す電動機械目標トルクに基づいて電流指令値を算出する電流指令値算出処理手段と、直流電圧を角速度で除算することによって算出された電圧速度比及び電動機械目標トルクに基づいてインダクタンスを算出するパラメータ算出処理手段と、前記電流指令値及びインダクタンスに基づいて電圧指令値を算出する電圧指令値算出処理手段とを有する。 According to the present invention, in the electric drive control device, the current command value calculation processing means for calculating the current command value based on the electric machine target torque representing the target value of the torque of the electric machine, and the DC voltage is divided by the angular velocity. Parameter calculation processing means for calculating the inductance based on the voltage speed ratio and the electric machine target torque, and voltage command value calculation processing means for calculating the voltage command value based on the current command value and the inductance. .
この場合、インダクタンスが運転状態変数及び電動機械目標トルクの2次元の関数で表されるので、電流指令値が変化しても、前記インダクタンスを適正に設定することができる。 In this case, since the inductance is represented by a two-dimensional function of the operating state variable and the electric machine target torque, the inductance can be set appropriately even if the current command value changes.
また、インダクタンスを表すのに実電流が使用されないので、電動機械の運転条件が変動して、外的要因が加わった場合でも、電動機械を安定させて駆動することができる。 In addition, since the actual current is not used to represent the inductance, the electric machine can be driven stably even when the operating conditions of the electric machine fluctuate and external factors are added.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。この場合、電動車両としての電気自動車、ハイブリッド型車両等に搭載され、電動機械として駆動モータを駆動するようにした電動駆動装置、及び該電動駆動装置を作動させるための電動駆動制御装置について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In this case, an electric drive device that is mounted on an electric vehicle as an electric vehicle, a hybrid type vehicle, or the like and that drives a drive motor as an electric machine, and an electric drive control device for operating the electric drive device will be described. .
図1は本発明の実施の形態における電流制御部のブロック図、図2は本発明の実施の形態における電動駆動装置の概念図、図3は本発明の実施の形態における駆動モータ制御装置の要部を示すブロック図、図4は本発明の実施の形態における最大駆動モータ目標トルクマップを示す図、図5は本発明の実施の形態における第1の電流指令値マップを示す図、図6は本発明の実施の形態における第2の電流指令値マップを示す図、図7は本発明の実施の形態における駆動モータの特性図、図8は本発明の実施の形態におけるスタティックインダクタンスの特性図、図9は本発明の実施の形態におけるダイナミックインダクタンスの特性図、図10は本発明の実施の形態におけるパラメータの使用範囲を示す図、図11は本発明の実施の形態における第1のインダクタンスマップを示す図、図12は本発明の実施の形態における第2のインダクタンスマップを示す図である。なお、図4において、横軸に角速度ωを、縦軸に最大駆動モータ目標トルクTMmax* を、図5において、横軸に駆動モータ31のトルクである駆動モータトルクの目標値を表す駆動モータ目標トルクTM* を、縦軸にd軸電流指令値id* を、図6において、横軸にd軸電流指令値id* を、縦軸にq軸電流指令値iq* を、図7において、横軸にd(q)軸電流id(iq)を、縦軸に磁束φd(φq)を、図8において、横軸にd(q)軸電流id(iq)を、縦軸にスタティックインダクタンスLds(Lqs)を、図9において、横軸にd(q)軸電流id(iq)を、縦軸にダイナミックインダクタンスLdd(Lqd)を、図10において、横軸にd軸電流指令値id* を、縦軸にq軸電流指令値iq* を、図11において、横軸に駆動モータ目標トルクTM* を、縦軸にスタティックインダクタンスLds(Lqs)を、図12において、横軸に駆動モータ目標トルクTM* を、縦軸にダイナミックインダクタンスLdd(Lqd)を採ってある。 1 is a block diagram of a current control unit according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a conceptual diagram of an electric drive device according to an embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a schematic diagram of a drive motor control device according to an embodiment of the present invention. FIG. 4 is a diagram showing a maximum drive motor target torque map in the embodiment of the present invention, FIG. 5 is a diagram showing a first current command value map in the embodiment of the present invention, and FIG. The figure which shows the 2nd electric current command value map in embodiment of this invention, FIG. 7 is the characteristic view of the drive motor in embodiment of this invention, FIG. 8 is the characteristic figure of the static inductance in embodiment of this invention, FIG. 9 is a characteristic diagram of dynamic inductance in the embodiment of the present invention, FIG. 10 is a diagram showing a use range of parameters in the embodiment of the present invention, and FIG. 11 is a diagram in the embodiment of the present invention. That first diagram showing an inductance map, FIG. 12 is a diagram showing a second inductance map according to the embodiment of the present invention. In FIG. 4, the horizontal axis represents the angular velocity ω, the vertical axis represents the maximum drive motor target torque TMmax * , and in FIG. 5, the horizontal axis represents the drive motor target representing the target value of the drive motor torque, which is the torque of the drive motor 31. the torque TM *, the vertical axis of the d-axis current command value id *, 6, the d-axis current command value id * on the horizontal axis, the q-axis current command value iq * on the vertical axis, in FIG. 7, the horizontal In FIG. 8, the vertical axis represents d (q) -axis current id (iq), the vertical axis represents magnetic flux φd (φq), the horizontal axis represents d (q) -axis current id (iq), and the vertical axis represents static inductance Lds ( Lqs) in FIG. 9, the horizontal axis represents d (q) -axis current id (iq), the vertical axis represents dynamic inductance Ldd (Lqd), and in FIG. 10, the horizontal axis represents d-axis current command value id * . the q-axis current command value iq * on the vertical axis, in FIG. 11, the horizontal axis The drive motor target torque TM *, the static inductance Lds (Lqs) on the vertical axis, in FIG. 12, the horizontal axis drive motor target torque TM *, are taking the dynamic inductance Ldd (Lqd) on the vertical axis.
図において、31は電動機械としての駆動モータであり、該駆動モータ31は、例えば、電気自動車の駆動軸等に取り付けられ、回転自在に配設された図示されないロータ、及び該ロータより径方向外方に配設されたステータを備える。前記ロータは、ロータコア、及びロータコアの円周方向における複数箇所に等ピッチで配設された永久磁石を備え、該永久磁石のS極及びN極によって磁極対が構成される。また、前記ステータは、円周方向における複数箇所に、径方向内方に向けて突出させてティースが形成されたステータコア、並びに前記ティースに巻装されたU相、V相及びW相のコイルとしてのステータコイル11〜13を備える。 In the figure, reference numeral 31 denotes a drive motor as an electric machine. The drive motor 31 is attached to, for example, a drive shaft of an electric vehicle and is rotatably arranged, and is radially outside the rotor. And a stator disposed on the side. The rotor includes a rotor core and permanent magnets arranged at equal pitches at a plurality of locations in the circumferential direction of the rotor core, and a magnetic pole pair is configured by the S pole and the N pole of the permanent magnet. In addition, the stator includes a stator core in which teeth are formed by projecting radially inward at a plurality of locations in the circumferential direction, and U-phase, V-phase, and W-phase coils wound around the teeth. Stator coils 11-13.
前記ロータの出力軸に、ロータの磁極位置を検出するための磁極位置検出部として磁極位置センサ21が配設され、該磁極位置センサ21は、センサ出力として磁極位置信号SGθを発生させ、電動機械制御装置としての駆動モータ制御装置45に送る。なお、磁極位置検出部として前記磁極位置センサ21に代えてレゾルバを配設し、該レゾルバによって磁極位置信号を発生させることができる。
A magnetic
そして、前記駆動モータ31を駆動して電気自動車を走行させるために、バッテリ14からの直流電流が、電流発生装置としてのインバータ40によって相電流、すなわち、U相、V相及びW相の電流Iu、Iv、Iwに変換され、各相の電流Iu、Iv、Iwはそれぞれ各ステータコイル11〜13に供給される。
In order to drive the drive motor 31 and drive the electric vehicle, a direct current from the battery 14 is converted into a phase current, that is, a U-phase, V-phase, and W-phase current Iu by an
そのために、前記インバータ40は、6個のスイッチング素子としてのトランジスタTr1〜Tr6を備え、ドライブ回路51において発生させられた駆動信号を各トランジスタTr1〜Tr6に送り、各トランジスタTr1〜Tr6を選択的にオン・オフさせることによって、前記各相の電流Iu、Iv、Iwを発生させることができるようになっている。前記インバータ40として、2〜6個のスイッチング素子を一つのパッケージに組み込むことによって形成されたIGBT等のパワーモジュールを使用したり、IGBTにドライブ回路等を組み込むことによって形成されたIPMを使用したりすることができる。
For this purpose, the
前記バッテリ14からインバータ40に電流を供給する際の入口側に電圧検出部としての電圧センサ15が配設され、該電圧センサ15は、インバータ40の入口側の直流電圧Vdcを検出し、駆動モータ制御装置45に送る。なお、直流電圧Vdcとしてバッテリ電圧を使用することもでき、その場合、前記バッテリ14に電圧検出部としてバッテリ電圧センサが配設される。
A
そして、前記駆動モータ31、インバータ40、ドライブ回路51、図示されない駆動輪等によって電動駆動装置が構成され、該電動駆動装置及び駆動モータ制御装置45によって電動駆動制御装置が構成される。また、17はコンデンサである。
The drive motor 31, the
ところで、前記ステータコイル11〜13はスター結線されているので、各相のうちの二つの相の電流の値が決まると、残りの一つの相の電流の値も決まる。したがって、各相の電流Iu、Iv、Iwを制御するために、例えば、U相及びV相のステータコイル11、12のリード線に、U相及びV相の電流Iu、Ivを検出する電流検出部としての電流センサ33、34が配設され、該電流センサ33、34は、検出された電流を検出電流iu、ivとして駆動モータ制御装置45に送る。
By the way, since the stator coils 11 to 13 are star-connected, when the current values of two phases of each phase are determined, the current values of the remaining one phase are also determined. Therefore, in order to control the currents Iu, Iv, Iw of each phase, for example, current detection for detecting the U-phase and V-phase currents Iu, Iv on the lead wires of the U-phase and V-
該駆動モータ制御装置45には、コンピュータとして機能する図示されないCPUのほかに、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのRAM、ROM等の図示されない記録装置が配設され、該記録装置に第1、第2の電流指令値マップが設定される。なお、CPUに代えてMPUを使用することができる。
In addition to a CPU (not shown) that functions as a computer, the drive
そして、前記ROMには、各種のプログラム、データ等が記録されるようになっているが、プログラム、データ等を、外部記憶装置として配設されたハードディスク等の他の記録媒体に記録することもできる。その場合、例えば、前記駆動モータ制御装置45にフラッシュメモリを配設し、前記記録媒体から前記プログラム、データ等を読み出してフラッシュメモリに記録する。したがって、外部の記録媒体を交換することによって、前記プログラム、データ等を更新することができる。
Various programs, data, and the like are recorded in the ROM, but the programs, data, and the like may be recorded on other recording media such as a hard disk provided as an external storage device. it can. In this case, for example, a flash memory is provided in the drive
次に、前記駆動モータ制御装置45の動作について説明する。
Next, the operation of the drive
まず、前記駆動モータ制御装置45の図示されない位置検出処理手段は、位置検出処理を行い、前記磁極位置センサ21から送られた磁極位置信号SGθを読み込み、該磁極位置信号SGθに基づいて磁極位置θを検出する。また、前記位置検出処理手段の回転速度算出処理手段は、回転速度算出処理を行い、前記磁極位置信号SGθに基づいて駆動モータ31の角速度ωを算出する。なお、前記回転速度算出処理手段は、磁極数をpとしたとき、前記角速度ωに基づいて駆動モータ31の回転速度である駆動モータ回転速度NM
NM=60・(2/p)・ω/2π
も算出する。該駆動モータ回転速度NMによって電動機械回転速度が構成される。
First, a position detection processing unit (not shown) of the drive
NM = 60 · (2 / p) · ω / 2π
Is also calculated. The electric motor rotation speed is constituted by the drive motor rotation speed NM.
また、前記駆動モータ制御装置45の図示されない検出電流取得処理手段は、検出電流取得処理を行い、前記検出電流iu、ivを読み込んで取得するとともに、検出電流iu、ivに基づいて検出電流iw
iw=−iu−iv
を算出することによって取得する。
A detection current acquisition processing unit (not shown) of the drive
iw = -iu-iv
Is obtained by calculating.
次に、前記駆動モータ制御装置45の図示されない駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ制御処理を行い、駆動モータ目標トルクTM* 、検出電流iu、iv、iw、磁極位置θ、直流電圧Vdc等に基づいて駆動モータ31を駆動する。なお、本実施の形態においては、前記駆動モータ制御装置45において、ロータにおける磁極対の方向にd軸を、該d軸と直角の方向にq軸をそれぞれ採ったd−q軸モデル上でベクトル制御演算によるフィードバック制御が行われるようになっている。
Next, a drive motor control processing unit (not shown) of the drive
そのために、前記駆動モータ制御装置45の図示されない車速検出処理手段は、車速検出処理を行い、前記駆動モータ回転速度NMに基づいて、駆動モータ回転速度NMに対応する車速Vを検出し、検出された車速Vを、電気自動車の全体の制御を行う図示されない車両制御装置に送る。そして、該車両制御装置の車両用指令値算出処理手段は、車両用指令値算出処理を行い、前記車速V及びアクセル開度αを読み込み、車速V及びアクセル開度αに基づいて車両要求トルクTO* を算出し、該車両要求トルクTO* に対応させて駆動モータ目標トルクTM* を発生させ、電動駆動装置の全体の制御を行う変速機制御装置のトルク指令値制限処理手段に送る。
For this purpose, vehicle speed detection processing means (not shown) of the drive
そして、前記車両用指令値算出処理手段から駆動モータ目標トルクTM* が送られると、前記トルク指令値制限処理手段は、トルク指令値制限処理を行い、前記直流電圧Vdc、角速度ω及び駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、前記記録装置に設定された図4の最大駆動モータ目標トルクマップを参照し、前記直流電圧Vdc及び角速度ωに対応する最大駆動モータ目標トルクTMmax* を読み込み、駆動モータ目標トルクTM* が最大駆動モータ目標トルクTMmax* を超えないように制限し、前記駆動モータ目標トルクTM* を駆動モータ制御装置45に送る。
When the drive motor target torque TM * is sent from the vehicle command value calculation processing means, the torque command value restriction processing means performs torque command value restriction processing, and the DC voltage Vdc, angular velocity ω, and drive motor target. The torque TM * is read, the maximum drive motor target torque map of FIG. 4 set in the recording device is referred to, the maximum drive motor target torque TMmax * corresponding to the DC voltage Vdc and the angular velocity ω is read, and the drive motor target torque is read. TM * is limited so as not to exceed the maximum drive motor target torque TMmax *, and the drive motor target torque TM * is sent to the
前記最大駆動モータ目標トルクマップにおいて、角速度ωが所定の値ω1以下である場合、最大駆動モータ目標トルクTMmax* は一定の値を採り、角速度ωが値ω1を超えると、最大駆動モータ目標トルクTMmax* は曲線状に小さくされる。角速度ωが値ω1を超える領域において、最大駆動モータ目標トルクTMmax* は、直流電圧Vdcが高いほど大きく、直流電圧Vdcが低いほど小さく設定される。なお、前記最大駆動モータ目標トルクマップによって最大電動機械目標トルクマップが、前記最大駆動モータ目標トルクTMmax* によって最大電動機械目標トルクが構成される。 In the maximum drive motor target torque map, when the angular velocity ω is equal to or less than a predetermined value ω1, the maximum drive motor target torque TMmax * takes a constant value, and when the angular velocity ω exceeds the value ω1, the maximum drive motor target torque TMmax. * Is reduced to a curved line. In the region where the angular velocity ω exceeds the value ω1, the maximum drive motor target torque TMmax * is set larger as the DC voltage Vdc is higher and smaller as the DC voltage Vdc is lower. The maximum electric motor target torque map is constituted by the maximum driving motor target torque map, and the maximum electric machine target torque is constituted by the maximum driving motor target torque TMmax * .
そして、前記駆動モータ制御装置45において、前記駆動モータ制御処理手段は、駆動モータ目標トルクTM* に基づいて駆動モータ31を駆動するために、電流指令値設定処理手段としての電流指令値設定部46、弱め界磁制御処理手段としての弱め界磁制御部47、電圧指令値設定処理手段としての電圧指令値設定部48、第1の相変換処理手段としての三相二相変換部49、及び出力信号発生処理手段としてのPWM発生器50を備える。
In the drive
前記電流指令値設定部46は、電流指令値設定処理を行うために、第1の軸電流指令値設定処理手段として、d軸電流指令値算出部(最大トルク制御部)53及び減算器55を、第2の軸電流指令値設定処理手段としてq軸電流指令値算出部(等トルク制御部)54を備え、d軸電流指令値算出部53及び減算器55は、第1の軸電流指令値設定処理を行い、d軸電流idの目標値を表す第1の電流指令値としてのd軸電流指令値id* を算出し、前記q軸電流指令値算出部54は、第2の軸電流指令値設定処理を行い、q軸電流iqの目標値を表す第2の電流指令値としてのq軸電流指令値iq* を算出する。なお、前記d軸電流指令値算出部53によって第1の電流指令値算出処理手段及び最大トルク制御処理手段が、q軸電流指令値算出部54によって第2の電流指令値算出処理手段及び等トルク制御部処理手段が、前記減算器55によって電流指令値調整処理手段が構成される。
The current command
また、前記弱め界磁制御部47は、弱め界磁制御処理を行うために、電圧飽和指標算出処理手段としての減算器58、及び電圧飽和判定処理手段としての、かつ、弱め界磁電流算出処理手段としてのd軸電流調整制御部59を備え、弱め界磁制御処理を行い、直流電圧Vdc(又はバッテリ電圧)が低くなったり、角速度ω(又は駆動モータ回転速度NM)が高くなったりすると、調整値としての弱め界磁電流Δidを発生させ、自動的に弱め界磁制御を行う。なお、前記d軸電流調整制御部59は積分器によって構成される。
Further, the field
そして、前記三相二相変換部49は、第1の相変換処理において、三相二相変換を行い、磁極位置θを読み込み、検出電流iu、iv、iwをd軸電流id及びq軸電流iqに変換し、d軸電流id及びq軸電流iqを実電流として算出し、電圧指令値設定部48に送る。
The three-phase to two-
該電圧指令値設定部48は、電圧指令値設定処理を行うために、電流制御処理手段としての、かつ、軸電圧指令値設定処理手段としての電流制御部61、及び電圧制御処理手段としての、かつ、第2の相変換処理手段としての電圧制御部62を備える。
The voltage command
また、前記PWM発生器50は、出力信号発生処理を行い、パルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを出力信号として発生させ、前記ドライブ回路51に送る。
The
該ドライブ回路51は、前記各相のパルス幅変調信号Mu、Mv、Mwを受けて6個の駆動信号を発生させ、該各駆動信号をインバータ40に送る。該インバータ40は、前記パルス幅変調信号Mu、Mv、Mwに基づいて、トランジスタTr1〜Tr6をスイッチングして各相の電流Iu、Iv、Iwを発生させ、該各相の電流Iu、Iv、Iwを前記駆動モータ31の各ステータコイル11〜13に供給する。
The
このように、駆動モータ目標トルクTM* に基づいてトルク制御が行われ、駆動モータ31が駆動されて電気自動車が走行させられる。 In this manner, torque control is performed based on the drive motor target torque TM * , and the drive motor 31 is driven to run the electric vehicle.
次に、前記電流指令値設定部46の動作について説明する。
Next, the operation of the current command
この場合、電流指令値設定部46は、駆動モータ目標トルクTM* 、角速度ω及び直流電圧Vdcを読み込み、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* を算出する。
In this case, the current command
そのために、前記d軸電流指令値算出部53は、第1の電流指令値算出処理及び最大トルク制御処理を行い、駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、前記記録装置に設定された図5の第1の電流指令値マップを参照し、前記駆動モータ目標トルクTM* に対応するd軸電流指令値id* を読み出すことによって算出し、該d軸電流指令値id* を減算器55に送る。
For this purpose, the d-axis current command
この場合、前記第1の電流指令値マップにおいて、d軸電流指令値id* は、駆動モータ目標トルクTM* を達成するために電流振幅指令値の絶対値が最も小さくなるように設定される。そして、前記第1の電流指令値マップにおいて、駆動モータ目標トルクTM* が正又は負の値を採るのに対して、d軸電流指令値id* は負の値を採り、駆動モータ目標トルクTM* が零(0)である場合、d軸電流指令値id* は零にされ、駆動モータ目標トルクTM* が正又は負の方向に大きくなるにつれてd軸電流指令値id* は負の方向に大きくなるように設定される。 In this case, in the first current command value map, the d-axis current command value id * is set so that the absolute value of the current amplitude command value is minimized in order to achieve the drive motor target torque TM * . In the first current command value map, the drive motor target torque TM * takes a positive or negative value, whereas the d-axis current command value id * takes a negative value, and the drive motor target torque TM If * is zero (0), d-axis current command value id * is zero, the d-axis current command value id * is the negative direction as the driving motor target torque TM * is increased in the positive or negative direction Set to be larger.
このようにして、d軸電流指令値id* が算出されると、前記q軸電流指令値算出部54は、第2の電流指令値算出処理及び等トルク制御部処理を行い、駆動モータ目標トルクTM* 及び弱め界磁電流Δidを読み込み、図6の第2の電流指令値マップを参照し、駆動モータ目標トルクTM* 及びd軸電流指令値id* に対応するq軸電流指令値iq* を読み出すことによって算出し、該q軸電流指令値iq* を前記電流制御部61に送る。
When the d-axis current command value id * is calculated in this way, the q-axis current command
なお、前記第2の電流指令値マップにおいて、駆動モータ目標トルクTM* が大きくなるほどd軸電流指令値id* が負の方向に、q軸電流指令値iq* が正又は負の方向に大きくなり、駆動モータ目標トルクTM* が小さくなるほどd軸電流指令値id* が負の方向に小さくなり、q軸電流指令値iq* が正又は負の方向に小さくなるように設定される。また、駆動モータ目標トルクTM* が一定の場合、d軸電流指令値id* が負の方向に大きくなると、q軸電流指令値iq* が正又は負の方向に小さくなる。 In the second current command value map, the d-axis current command value id * increases in the negative direction and the q-axis current command value iq * increases in the positive or negative direction as the drive motor target torque TM * increases. The d-axis current command value id * decreases in the negative direction as the drive motor target torque TM * decreases, and the q-axis current command value iq * decreases in the positive or negative direction. When the drive motor target torque TM * is constant, when the d-axis current command value id * increases in the negative direction, the q-axis current command value iq * decreases in the positive or negative direction.
次に、弱め界磁制御部47の動作について説明する。
Next, the operation of the field
ところで、前記駆動モータ31においては、ロータが回転するのに伴って逆起電力が発生するが、駆動モータ回転速度NMが高くなるほど駆動モータ31の端子電圧が高くなり、該端子電圧が閾(しきい)値を超えると、電圧飽和が発生し、駆動モータ31による出力が不可能になってしまう。 By the way, in the drive motor 31, a counter electromotive force is generated as the rotor rotates. However, as the drive motor rotational speed NM increases, the terminal voltage of the drive motor 31 increases, and the terminal voltage becomes a threshold value. If the threshold value is exceeded, voltage saturation occurs and output by the drive motor 31 becomes impossible.
そこで、前記電圧制御部62の図示されない変調率算出処理手段は、変調率算出処理を行い、前記d軸電圧指令値vd* 、q軸電圧指令値vq* 及び直流電圧Vdcを読み込み、電圧振幅|v|
Therefore, a modulation factor calculation processing means (not shown) of the
を、理論上の最大の電圧Vmax
Vmax=0.78×Vdc
によって除算することにより、変調率m
Is the theoretical maximum voltage Vmax.
Vmax = 0.78 × Vdc
By dividing by the modulation factor m
を算出して減算器58に送る。なお、前記変調率mは、電圧飽和の程度を表す値である。
Is sent to the
そして、前記減算器58は、電圧飽和指標算出処理を行い、前記変調率mを読み込むとともに、図示されない変調率指令値算出部においてあらかじめ算出された変調率mの指令値、すなわち、変調率指令値kを読み込み、電圧飽和の程度を表す指標である電圧飽和指標Δm
Δm=m−k
を算出し、電圧飽和指標Δmをd軸電流調整制御部59に送る。
The
Δm = m−k
And the voltage saturation index Δm is sent to the d-axis current
続いて、該d軸電流調整制御部59は、電圧飽和判定処理及び弱め界磁電流算出処理を行い、制御タイミングごとに前記電圧飽和指標Δmを積算し、積算値ΣΔmを算出し、該積算値ΣΔmが正の値を採るかどうかによって電圧飽和が生じているかどうかを判断し、積算値ΣΔmが正の値を採り、電圧飽和が生じている場合、積算値ΣΔmに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うための前記弱め界磁電流Δidを算出して設定し、積算値ΣΔmが零以下の値を採り、電圧飽和が生じていない場合、前記弱め界磁電流Δidを零にする。
Subsequently, the d-axis current
そして、弱め界磁電流Δidはq軸電流指令値算出部54及び減算器55に送られ、該減算器55は、電流指令値調整処理を行い、弱め界磁電流Δidを受けると、前記d軸電流指令値id* から弱め界磁電流Δidを減算することによってd軸電流指令値id* を調整し、調整されたd軸電流指令値id* を電流制御部61に送る。
The field weakening current Δid is sent to the q-axis current command
この場合、弱め界磁電流Δidが零の値を採るとき、実質的にd軸電流指令値id* の調整は行われず、弱め界磁制御も行われない。一方、弱め界磁電流Δidが正の値を採るとき、d軸電流指令値id* は調整されて値が負の方向に大きくされ、弱め界磁制御が行われる。 In this case, when the field weakening current Δid takes a zero value, the d-axis current command value id * is not substantially adjusted, and field weakening control is not performed. On the other hand, when the field weakening current Δid takes a positive value, the d-axis current command value id * is adjusted to increase the value in the negative direction, and field weakening control is performed.
したがって、図6に示されるように、減算器55に送られたd軸電流指令値id* の値がida* であるときに、弱め界磁電流Δidが零であって弱め界磁制御が行われない場合は、q軸電流指令値算出部54において、値ida* に対応するq軸電流指令値iq* の値iqa* が読み出される。これに対して、弱め界磁電流Δidが正の値を採り、弱め界磁制御が行われる場合、例えば、減算器55及びq軸電流指令値算出部54において、d軸電流指令値id* は、負の方向に弱め界磁電流Δidだけ大きい値idb* にされる。したがって、q軸電流指令値算出部54においてq軸電流指令値iq* は値iqa* より正の方向に小さくされて、値iqb* になる。
Therefore, as shown in FIG. 6, when the value of the d-axis current command value id * sent to the
続いて、前記電圧指令値設定部48の動作について説明する。
Next, the operation of the voltage command
前記電流制御部61は、電流制御処理及び軸電圧指令値設定処理を行い、減算器55を介してd軸電流指令値算出部53から送られたd軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値算出部54から送られたq軸電流指令値iq* を受け、三相二相変換部49から前記d軸電流id及びq軸電流iqを受けるとともに、駆動モータ目標トルクTM* 及び電圧速度比Vdc/ωを読み込んでフィードバック制御を行う。なお、前記駆動モータ制御装置45の図示されない運転状態変数算出処理手段は、運転状態変数算出処理を行い、直流電圧Vdcを角速度ωで除算することによって、駆動モータ31の運転状態を表す運転状態変数として、前記電圧速度比Vdc/ωを算出する。
The
そして、前記フィードバック制御において、前記電流制御部61は、前記d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* に基づいて、第1、第2の軸電圧指令値としてのd軸電圧指令値vd* 及びq軸電圧指令値vq* を算出し、設定する。
In the feedback control, the
そのために、電流制御部61は、前記d軸電流指令値id* とd軸電流idとの電流偏差δid、及びq軸電流指令値iq* とq軸電流iqとの電流偏差δiqを算出し、各電流偏差δid、Δiq及び駆動モータ31のパラメータに基づいて、比例制御及び積分制御から成る比例積分項演算を行う。
Therefore, the
そして、前記電圧制御部62は、電圧制御処理及び相電圧指令値設定処理を行い、d軸電圧指令値vd* 、q軸電圧指令値vq* 、直流電圧Vdc及び磁極位置θを読み込み、二相三相変換によって、第1〜第3の相電圧指令値としての電圧指令値vu* 、vv* 、vw* を算出し、PWM発生器50に送る。
The
なお、前記d軸電圧指令値vd* 、q軸電圧指令値vq* 及び電圧指令値vu* 、vv* 、vw* によって電圧指令値が構成される。 The d-axis voltage command value vd * , the q-axis voltage command value vq *, and the voltage command values vu * , vv * , vw * constitute a voltage command value.
前記パラメータは、逆起電圧定数MIf、各ステータコイルの巻線抵抗Ra、インダクタンスLd、Lq等から成り、d軸とq軸との間の干渉を抑制するために、干渉項の演算を行うのに使用される。 The parameter includes a back electromotive force constant MIf, a winding resistance Ra of each stator coil, inductances Ld and Lq, and the like, and an interference term is calculated in order to suppress interference between the d axis and the q axis. Used for.
ところで、駆動モータ31を駆動する際の運転状態によって前記インダクタンスLd、Lqが変化するが、それに伴って、制御系の特性が変化すると、駆動モータ31を安定させて駆動することができない。 By the way, the inductances Ld and Lq change depending on the operation state when driving the drive motor 31, but if the characteristics of the control system change accordingly, the drive motor 31 cannot be driven stably.
また、例えば、前記駆動モータ31、特に、リラクタンストルクを発生させるようにした駆動モータにおいて、前述されたように、弱め界磁制御が行われるのに伴って、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* が変化したときにもインダクタンスLd、Lqが変化してしまう。 In addition, for example, in the drive motor 31, in particular, in the drive motor that generates reluctance torque, the d-axis current command value id * and the q-axis current are accompanied by the field weakening control as described above. The inductances Ld and Lq also change when the command value iq * changes.
したがって、インダクタンスLd、Lqを固定値として使用すると、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* によって変化するインダクタンスにより、電流制御部61の特性が変化してしまう。
Therefore, when the inductances Ld and Lq are used as fixed values, the characteristics of the
そこで、本実施の形態においては、前記インダクタンスLd、Lqとして、第1のインダクタンスとしてのスタティックインダクタンスLds、Lqsを使用し、第2のインダクタンスとしてのダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを使用し、駆動モータ31を駆動する際の運転状態及び駆動モータ目標トルクTM* によって、各スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを変化させて使用するようにしている。 Therefore, in the present embodiment, as the inductances Ld and Lq, static inductances Lds and Lqs as first inductances are used, dynamic inductances Ldd and Lqd as second inductances are used, and the drive motor 31 is used. The static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd are changed and used in accordance with the driving state at the time of driving and the drive motor target torque TM * .
さらに、各スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* の2次元の関数で表すようにしている。 Further, the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd are expressed as a two-dimensional function of the voltage / speed ratio Vdc / ω and the drive motor target torque TM * .
次に、スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdについて説明する。 Next, the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd will be described.
ところで、電圧速度比Vdc/ωを一定にして、d軸電流id(q軸電流iq)を零から大きくしていくときに、コイルによって発生させられる磁束φd(φq)を測定すると、図7に示されるように、d軸電流id(q軸電流iq)が大きくなるのに伴って磁束φd(φq)が大きくなることが分かる。したがって、d軸電流id(q軸電流iq)が小さい領域においては、d軸電流id(q軸電流iq)がわずかに変化するだけで、磁束φd(φq)を大きく変化させることができる。これに対して、d軸電流id(q軸電流iq)が大きい領域においては、d軸電流id(q軸電流iq)を変化させても、磁束φd(φq)はほとんど変化させることができない。 By the way, when the voltage speed ratio Vdc / ω is kept constant and the d-axis current id (q-axis current iq) is increased from zero, the magnetic flux φd (φq) generated by the coil is measured. As shown, the magnetic flux φd (φq) increases as the d-axis current id (q-axis current iq) increases. Therefore, in a region where the d-axis current id (q-axis current iq) is small, the magnetic flux φd (φq) can be greatly changed by only a slight change in the d-axis current id (q-axis current iq). On the other hand, in the region where the d-axis current id (q-axis current iq) is large, the magnetic flux φd (φq) can hardly be changed even if the d-axis current id (q-axis current iq) is changed.
そこで、磁束φd(φq)をd軸電流id(q軸電流iq)で除算したものをスタティックインダクタンスLds、Lqsとすると、
Lds=φd/id
Lqs=φq/iq
になり、図8に示されるような、d軸電流id(q軸電流iq)とスタティックインダクタンスLds、Lqsとの関係を得ることができる。この場合、d軸電流id(q軸電流iq)を零から大きくしたときのスタティックインダクタンスLds、Lqsは、わずかずつ小さくなる。
Therefore, when static flux Lds, Lqs is obtained by dividing magnetic flux φd (φq) by d-axis current id (q-axis current iq),
Lds = φd / id
Lqs = φq / iq
Thus, the relationship between the d-axis current id (q-axis current iq) and the static inductances Lds and Lqs as shown in FIG. 8 can be obtained. In this case, the static inductances Lds and Lqs when the d-axis current id (q-axis current iq) is increased from zero are gradually decreased.
また、磁束φd(φq)をd軸電流id(q軸電流iq)で微分したものをダイナミックインダクタンスLdd、Lqdとすると、 Also, when the magnetic flux φd (φq) is differentiated by the d-axis current id (q-axis current iq), the dynamic inductances Ldd and Lqd are obtained.
になり、図9に示されるような、d軸電流id(q軸電流iq)とダイナミックインダクタンスLdd、Lqdとの関係を得ることができる。この場合、d軸電流id(q軸電流iq)が小さい領域においては、ダイナミックインダクタンスLdd、Lqdが大きくなり、d軸電流id(q軸電流iq)が大きい領域においては、ダイナミックインダクタンスLdd、Lqdが小さくなり、また、d軸電流id(q軸電流iq)が小さい領域で、d軸電流id(q軸電流iq)の変化量に対するd軸電圧指令値vd* (q軸電圧指令値vq* )の変化量を大きくし、d軸電流id(q軸電流iq)が大きい領域で、d軸電流id(q軸電流iq)の変化量に対するd軸電圧指令値vd* (q軸電圧指令値vq* )の変化量を小さくすることができる。 Thus, the relationship between the d-axis current id (q-axis current iq) and the dynamic inductances Ldd and Lqd as shown in FIG. 9 can be obtained. In this case, the dynamic inductances Ldd and Lqd are large in the region where the d-axis current id (q-axis current iq) is small, and the dynamic inductances Ldd and Lqd are large in the region where the d-axis current id (q-axis current iq) is large. In a region where the d-axis current id (q-axis current iq) is small, the d-axis voltage command value vd * (q-axis voltage command value vq * ) with respect to the change amount of the d-axis current id (q-axis current iq). In the region where the d-axis current id (q-axis current iq) is large, the d-axis voltage command value vd * (q-axis voltage command value vq) with respect to the change amount of the d-axis current id (q-axis current iq). * ) The amount of change can be reduced.
なお、前記スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdは、d軸電流id(q軸電流iq)が変化したときの変化量が互いに異なる。また、前記スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを算出するに当たり、前記磁束φd(φq)としては計算値又は推定値が使用される。 The static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd have different amounts of change when the d-axis current id (q-axis current iq) changes. In calculating the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd, a calculated value or an estimated value is used as the magnetic flux φd (φq).
ところで、本実施の形態において、前記スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdは、前述されたように、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* の2次元の関数で表され、インダクタンスマップとして記録装置に記録される。 Incidentally, in the present embodiment, the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd are expressed as a two-dimensional function of the voltage / speed ratio Vdc / ω and the drive motor target torque TM * as described above. It is recorded in the recording device as an inductance map.
したがって、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* に応じて適正なスタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを使用することができる。 Therefore, appropriate static inductances Lds and Lqs and dynamic inductances Ldd and Lqd can be used according to the voltage speed ratio Vdc / ω and the drive motor target torque TM * .
すなわち、図10において、Li(i=1、2、…)は、楕(だ)円形状で表され、電圧速度比Vdc/ωを一定にしたときの出力制限曲線であり、電圧速度比Vdc/ωが大きくなるほど楕円が大きくなり、電圧速度比Vdc/ωが小さくなるほど楕円が小さくなる。また、Lmは、駆動モータ目標トルクTM* を最大にすることができる最大トルク指令曲線である。図6に示される等トルク指令曲線を、図10に重ねると、等トルク指令曲線と最大トルク指令曲線Lmとが交差し、その交差点が、駆動モータ31の運転ポイントになり、該運転ポイントにおける座標をd軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* として取得することができる。 That is, in FIG. 10, Li (i = 1, 2,...) Is represented by an elliptical shape, and is an output limiting curve when the voltage speed ratio Vdc / ω is constant, and the voltage speed ratio Vdc. The ellipse becomes larger as / ω becomes larger, and the ellipse becomes smaller as the voltage speed ratio Vdc / ω becomes smaller. Lm is a maximum torque command curve that can maximize the drive motor target torque TM * . When the equal torque command curve shown in FIG. 6 is superimposed on FIG. 10, the equal torque command curve and the maximum torque command curve Lm intersect, and the intersection becomes an operation point of the drive motor 31. Can be acquired as the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * .
そして、駆動モータ目標トルクTM* が大きくなると、矢印で示されるように、最大トルク指令曲線Lmに沿って、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* が変化し、駆動モータ31の端子電圧が閾値を超えると、弱め界磁制御が行われ、矢印で示されるように、そのときの電圧速度比Vdc/ωで決まる出力制限曲線Liに沿って変化する。 When the drive motor target torque TM * increases, the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * change along the maximum torque command curve Lm as indicated by the arrows, and the drive motor 31 When the terminal voltage exceeds the threshold value, field weakening control is performed, and as indicated by the arrow, it changes along the output limit curve Li determined by the voltage speed ratio Vdc / ω at that time.
このように、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* が変化したとき、前述されたように、前記スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdは、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* の2次元の関数で表されるので、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* が変化しても、前記スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを適正に設定することができる。 Thus, when the voltage / speed ratio Vdc / ω and the drive motor target torque TM * change, as described above, the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd have the voltage / speed ratio Vdc / ω and the drive. Since the motor target torque TM * is expressed by a two-dimensional function, the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd are changed even if the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * change. It can be set appropriately.
また、スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを、実電流であるd軸電流id及びq軸電流iqの関数ではなく、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* の2次元の関数によって表すようになっている。この場合、駆動モータ31の運転条件が変動して、電圧速度比Vdc/ωに外的要因が加わった場合に、d軸電流id及びq軸電流iqが変動しても、電圧速度比Vdc/ωの変動量によるインダクタンスの変化はd軸電流id及びq軸電流iqの変化によるものに比べて少ない。また、駆動モータ目標トルクTM* は、車両制御装置から送られてくるものであり、駆動モータ31の運転条件が変動しても、基本的には変動しない。 In addition, the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd are not functions of the d-axis current id and the q-axis current iq which are actual currents, but two-dimensional of the voltage speed ratio Vdc / ω and the drive motor target torque TM * . It is expressed by function. In this case, even if the d-axis current id and the q-axis current iq fluctuate when the operating condition of the drive motor 31 fluctuates and an external factor is added to the voltage / velocity ratio Vdc / ω, the voltage / velocity ratio Vdc / The change in inductance due to the fluctuation amount of ω is less than that due to the change in d-axis current id and q-axis current iq. Further, the drive motor target torque TM * is sent from the vehicle control device, and basically does not vary even if the operation condition of the drive motor 31 varies.
したがって、スタティックインダクタンスLds、Lqs及びダイナミックインダクタンスLdd、Lqdを安定させることができるので、駆動モータ31を安定させて駆動することができる。 Accordingly, since the static inductances Lds and Lqs and the dynamic inductances Ldd and Lqd can be stabilized, the drive motor 31 can be driven stably.
次に、前記電流制御部61の詳細について説明する。
Next, details of the
図1に示されるように、電流制御部61は、第1、第2の電圧指令値算出処理手段としての電圧指令値算出部78、79を備える。
As shown in FIG. 1, the
該電圧指令値算出部78は、第1の偏差算出処理手段としての減算器81、第1の比例積分項演算処理手段としてのPI項演算部82、第1の干渉項演算処理手段としての干渉項演算部83、第1のパラメータ算出処理手段としてのインダクタンス算出部(Ld(Vdc/ω,TM* ))84、及び第1の電圧指令値調整処理手段としての加算器85を備え、d軸電流idとd軸電流指令値id* との偏差を表す電流偏差δidに基づいて、d軸電流idがd軸電流指令値id* になるようにフィードバック制御を行う。
The voltage command
また、電圧指令値算出部79は、第2の偏差算出処理手段としての減算器86、第2の比例積分項演算処理手段としてのPI項演算部87、第2の干渉項演算処理手段としての干渉項演算部88、第2のパラメータ算出処理手段としてのインダクタンス算出部(Lq(Vdc/ω,TM* ))89、及び第2の電圧指令値調整処理手段としての加算器90を備え、q軸電流iqとq軸電流指令値iq* との偏差を表す電流偏差δiqに基づいて、q軸電流iqがq軸電流指令値iq* になるようにフィードバック制御を行う。
The voltage command
そのために、前記電圧指令値算出部78において、前記減算器81は、第1の偏差算出処理を行い、d軸電流id及びd軸電流指令値id* を読み込み、電流偏差δidを算出し、PI項演算部82に送る。
Therefore, in the voltage command
ところで、電圧指令値算出部78においてフィードバック制御を行うに当たり、d軸電流idが小さい領域においては、d軸電流idの変化量に対するd軸電圧指令値vd* の変化量を大きくするのが好ましく、d軸電流idが大きい領域においては、d軸電流idの変化量に対するd軸電圧指令値vd* の変化量を小さくするのが好ましい。
By the way, when performing feedback control in the voltage command
そのために、インダクタンス算出部84は、第1のパラメータ算出処理を行い、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、図11及び12の第1、第2のインダクタンスマップを参照し、d軸上のスタティックインダクタンスLds、及びd軸上のダイナミックインダクタンスLddを算出し、スタティックインダクタンスLdsを干渉項演算部83に、ダイナミックインダクタンスLddをPI項演算部82に送るようにしている。
For this purpose, the
そして、PI項演算部82は、第1の比例積分項演算処理を行い、電流偏差δid及びダイナミックインダクタンスLddを読み込み、電流偏差δid及びダイナミックインダクタンスLddに基づいて電圧降下Vzdを算出し、加算器85に送る。そのために、前記PI項演算部82は、比例項演算処理手段としての比例項演算部、積分項演算処理手段としての積分項演算部、及び電圧降下算出処理手段としての電圧降下算出用の加算器を備える。
Then, the PI
そして、前記比例項演算部は、比例項演算処理を行い、ダイナミックインダクタンスLddに従って、ダイナミックインダクタンスLddの関数で表される比例項演算用のゲインGpd(Ldd)を算出し、電流偏差δid及びゲインGpd(Ldd)に基づいて比例項の電圧指令値を表す電圧降下Vzdp
Vzdp=Gpd(Ldd)・Δid
を比例項演算値として算出する。また、前記積分項演算部は、積分項演算処理を行い、電流偏差δid及び積分項演算用のゲインGidに基づいて積分項の電圧指令値を表す電圧降下Vzdi
Vzdi=Gid・ΣΔid
を積分項演算値として算出する。さらに、電圧降下算出用の加算器は、電圧降下算出処理を行い、電圧降下Vzdp、Vzdiを加算して、電圧降下Vzd
Vzd=Vzdp+Vzdi
=Gpd(Ldd)・Δid+Gid・ΣΔid
を算出する。
The proportional term calculation unit performs a proportional term calculation process, calculates a proportional term calculation gain Gpd (Ldd) represented by a function of the dynamic inductance Ldd according to the dynamic inductance Ldd, a current deviation δid, and a gain Gpd. Voltage drop Vzdp representing the voltage command value of the proportional term based on (Ldd)
Vzdp = Gpd (Ldd) · Δid
Is calculated as a proportional term operation value. The integral term calculation unit performs integral term calculation processing, and a voltage drop Vzdi representing a voltage command value of the integral term based on the current deviation δid and the gain Gid for integral term calculation.
Vzdi = Gid · ΣΔid
Is calculated as an integral term operation value. Further, the voltage drop calculation adder performs a voltage drop calculation process, adds the voltage drops Vzdp and Vzdi, and then adds the voltage drop Vzd.
Vzd = Vzdp + Vzdi
= Gpd (Ldd) · Δid + Gid · ΣΔid
Is calculated.
また、干渉項演算部83は、第1の干渉項演算処理を行い、角速度ω、逆起電圧定数MIf、d軸電流指令値id* 及びスタティックインダクタンスLdsを読み込み、角速度ω、逆起電圧定数MIf、d軸電流指令値id* 及びスタティックインダクタンスLdsに基づいて、干渉項のd軸電流idによって誘起される誘起電圧eq
eq=−ω(MIf+Lds・id* )
を算出し、加算器90に送る。
The interference
eq = −ω (Mif + Lds · id * )
Is sent to the
一方、電圧指令値算出部79において、減算器86は、第2の偏差算出処理を行い、q軸電流iq及びq軸電流指令値iq* を読み込み、電流偏差δiqを算出し、PI項演算部87に送る。
On the other hand, in the voltage command
ところで、電圧指令値算出部79においてフィードバック制御を行うに当たり、q軸電流iqが小さい領域においては、q軸電流iqの変化量に対するq軸電圧指令値vq* の変化量を大きくするのが好ましく、q軸電流iqが大きい領域においては、q軸電流iqの変化量に対するq軸電圧指令値vq* の変化量を小さくするのが好ましい。
By the way, when performing feedback control in the voltage command
そのために、インダクタンス算出部89は、第2のパラメータ算出処理を行い、電圧速度比Vdc/ω及び駆動モータ目標トルクTM* を読み込み、図11及び12の第1、第2のインダクタンスマップを参照し、q軸上のスタティックインダクタンスLqs、及びq軸上のダイナミックインダクタンスLqdを算出し、スタティックインダクタンスLqsを干渉項演算部88に、ダイナミックインダクタンスLqdをPI項演算部87に送るようにしている。
For this purpose, the
なお、前記電圧速度比Vdc/ωを算出するための直流電圧Vdc及び角速度ωに、制御系より大きい時定数のフィルタがかけられる。したがって、制御系に振動が発生するのを抑制することができる。 The DC voltage Vdc and angular velocity ω for calculating the voltage / speed ratio Vdc / ω are filtered by a time constant larger than that of the control system. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of vibration in the control system.
そして、PI項演算部87は、第2の比例積分項演算処理を行い、電流偏差δiq及びダイナミックインダクタンスLqdを読み込み、電流偏差δiq及びダイナミックインダクタンスLqdに基づいて電圧降下Vzqを算出し、加算器90に送る。そのために、前記PI項演算部87は、比例項演算処理手段としての比例項演算部、積分項演算処理手段としての積分項演算部、及び電圧降下算出処理手段としての電圧降下算出用の加算器を備える。
Then, the PI term calculation unit 87 performs the second proportional integral term calculation process, reads the current deviation δiq and the dynamic inductance Lqd, calculates the voltage drop Vzq based on the current deviation δiq and the dynamic inductance Lqd, and adds the
そして、前記比例項演算部は、比例項演算処理を行い、ダイナミックインダクタンスLqdに従って、ダイナミックインダクタンスLqdの関数で表される比例項演算用のゲインGpq(Lqd)を算出し、電流偏差δiq及びゲインGpd(Lqd)に基づいて比例項の電圧指令値を表す電圧降下Vzqp
Vzqp=Gpq(Lqd)・Δiq
を比例項演算値として算出する。また、前記積分項演算部は、積分項演算処理を行い、電流偏差δiq及び積分項演算用のゲインGiqに基づいて積分項の電圧指令値を表す電圧降下Vzqi
Vzqi=Giq・ΣΔiq
を積分項演算値として算出する。さらに、電圧降下算出用の加算器は、電圧降下算出処理を行い、電圧降下Vzqp、Vzqiを加算して、電圧降下Vzq
Vzq=Vzqp+Vzqi
=Gpq(Lqd)・Δiq+Giq・ΣΔiq
を算出する。
Then, the proportional term calculation unit performs proportional term calculation processing, calculates a proportional term calculation gain Gpq (Lqd) represented by a function of the dynamic inductance Lqd according to the dynamic inductance Lqd, and obtains the current deviation δiq and the gain Gpd. Voltage drop Vzqp representing the voltage command value of the proportional term based on (Lqd)
Vzqp = Gpq (Lqd) · Δiq
Is calculated as a proportional term operation value. The integral term calculation unit performs integral term calculation processing, and a voltage drop Vzqi representing a voltage command value of the integral term based on the current deviation δiq and the integral term calculation gain Giq.
Vzqi = Giq · ΣΔiq
Is calculated as an integral term operation value. Further, the voltage drop calculation adder performs a voltage drop calculation process, adds the voltage drops Vzqp and Vzqi, and then adds the voltage drop Vzq.
Vzq = Vzqp + Vzqi
= Gpq (Lqd) · Δiq + Giq · ΣΔiq
Is calculated.
また、干渉項演算部88は、第2の干渉項演算処理を行い、角速度ω、q軸電流指令値iq* 及びスタティックインダクタンスLqsを読み込み、角速度ω、q軸電流指令値iq* 及びスタティックインダクタンスLqsに基づいて、干渉項のd軸電流idによって誘起される誘起電圧ed
ed=−ω・Lqs・iq*
を算出し、加算器85に送る。
The interference
ed = −ω · Lqs · iq *
Is sent to the
続いて、前記加算器85は、PI項演算部82から送られた電圧降下Vzdと干渉項演算部88から送られた誘起電圧edとを加算し、出力電圧としてのd軸電圧指令値vd*
vd* =Vzd+ed
=Vzd−ω・Lqs・iq*
を算出する。また、加算器90は、PI項演算部87から送られた電圧降下Vzqと干渉項演算部83から送られた誘起電圧eqとを加算し、出力電圧としてのq軸電圧指令値vq*
vq* =Vzq+eq
=Vzq+ω(MIf+Lds・id* )
を算出する。
Subsequently, the
vd * = Vzd + ed
= Vzd-ω · Lqs · iq *
Is calculated. Further, the
vq * = Vzq + eq
= Vzq + ω (Mif + Lds · id * )
Is calculated.
このようにして、電流偏差δidが零になるように、d軸電圧指令値vd* が発生させられ、電流偏差δiqが零になるように、q軸電圧指令値vq* が発生させられ、d軸電圧指令値vd* 及びq軸電圧指令値vq* が電圧制御部62に送られる。
In this way, the d-axis voltage command value vd * is generated so that the current deviation δid becomes zero, the q-axis voltage command value vq * is generated so that the current deviation δiq becomes zero, and d The shaft voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are sent to the
なお、本実施の形態においては、第1の干渉項演算処理において、誘起電圧eqを算出するに当たり、d軸電流指令値id* が使用され、第2の干渉項演算処理において、誘起電圧edを算出するに当たり、q軸電流指令値iq* が使用されるようになっているが、それぞれ、d軸電流指令値id* に代えてd軸電流idを、q軸電流指令値iq* に代えてq軸電流iqを使用することができる。 In the present embodiment, the d-axis current command value id * is used in calculating the induced voltage eq in the first interference term calculation process, and the induced voltage ed is calculated in the second interference term calculation process. In the calculation, the q-axis current command value iq * is used. In place of the d-axis current command value id * , the d-axis current command value id * is replaced by the q-axis current command value iq *. A q-axis current iq can be used.
ところで、干渉項には、干渉項に必要なそのときの磁束を求めるために必要なスタティックインダクタンスが使用され、PI項には、比例項ゲインに必要なそのときの磁束の変化量を求めるために必要なダイナミックインダクタンスが使用されるので、駆動モータ31の駆動状態によって、制御系の特性が変化することがなくなる。したがって、d軸電流指令値id* 及びq軸電流指令値iq* が変化したり、駆動モータ31の運転状態が変動したりした場合で駆動モータ31を安定させて駆動することができる。 By the way, a static inductance necessary for obtaining the magnetic flux required for the interference term is used for the interference term, and a change in the magnetic flux required for the proportional term gain is used for the PI term. Since the necessary dynamic inductance is used, the characteristics of the control system do not change depending on the drive state of the drive motor 31. Therefore, the drive motor 31 can be driven stably when the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * change or the operation state of the drive motor 31 changes.
本実施の形態においては、電動機械としての駆動モータについて説明しているが、本発明を電動機械としての発電機に適用することができる。また、電動車両としての電気自動車について説明しているが、本発明をハイブリッド型車両に適用することができる。この場合、ハイブリッド型車両には、第1の電動機械としての駆動モータ、及び第2の電動機械としての発電機が配設される。 In the present embodiment, a drive motor as an electric machine has been described. However, the present invention can be applied to a generator as an electric machine. Further, although an electric vehicle as an electric vehicle has been described, the present invention can be applied to a hybrid vehicle. In this case, the hybrid vehicle is provided with a drive motor as a first electric machine and a generator as a second electric machine.
なお、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形させることが可能であり、それらを本発明の範囲から排除するものではない。 In addition, this invention is not limited to the said embodiment, It can change variously based on the meaning of this invention, and does not exclude them from the scope of the present invention.
31 駆動モータ
45 駆動モータ制御装置
53 d軸電流指令値算出部
54 q軸電流指令値算出部
78、79 電圧指令値算出部
84、89 インダクタンス算出部
31
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