JP4376390B2

JP4376390B2 - Method and apparatus for measuring frequency modulation characteristics of FM-CW radar

Info

Publication number: JP4376390B2
Application number: JP35719799A
Authority: JP
Inventors: 照尚二宮
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-12-16
Filing date: 1999-12-16
Publication date: 2009-12-02
Anticipated expiration: 2019-12-16
Also published as: JP2001174548A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭ−ＣＷレーダは、例えば自動車の安全装置の一つとして、目標物として前方又は後方に存在する他車との間の相対距離及び相対速度を測定する装置として採用され始めている。
【０００３】
かかるＦＭ−ＣＷレーダの動作原理の詳細については、例えば、特開平７−１４６３５９号公報に記載されている。ここで、ＦＭ−ＣＷレーダの原理を示す図１４によりＦＭ−ＣＷレーダの動作原理を簡単に説明する。
【０００４】
ＦＭ−ＣＷレーダから一定の周波数のベースバンド信号に三角波やチャープ波等で周波数（FM）変調を施して送信信号を送出する。この送信信号は、反射物で反射され、ＦＭ−ＣＷレーダ側で受波される。この時、受信信号は、送信信号に対し、ＦＭ−ＣＷレーダと反射物間の距離Ｒを一往復する遅れ時間τ（＝２Ｒ／ｃ，ｃ：電磁波の伝播速度）を生じる。
【０００５】
このために、これら送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂを同一時間軸上に置くと、上記遅れ時間τに比例した距離周波数差ｆrを生じる。さらに、この遅れ時間τは、ＦＭ−ＣＷレーダと反射物間の相対距離Ｒに比例する。よって、上記距離周波数差ｆrから、相対距離Ｒが求められる。
【０００６】
一方、ＦＭ−ＣＷレーダと反射物の相対速度Ｖに比例する速度周波数ｆvが、図１４Ａに示す様に生じる。
【０００７】
したがって、送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂを混合して、ビート周波数を求めると図１４Ｂに示すごとくなる。送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂが共に増加に向かう期間は、上記距離周波数差ｆrに対し、速度周波数が加算され（ｆr＋ｆv）、送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂが共に減少に向かう期間は、距離周波数差ｆrに対し、速度周波数ｆvが減算される（ｆr−ｆv）。
【０００８】
これにより、送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂを混合して得られるビート周波数から相対距離Ｒ及び相対速度Ｖを求めることが出来る。
【０００９】
ビート周波数は送受遅延時間と送信周波数の時間変化率に基づく距離周波数と、送信周波数と相対速度に基づく速度周波数（ドップラー周波数）の和または差となっている。速度周波数のとりうる範囲が距離周波数のとりうる範囲に比べて小さい場合は、距離周波数がビート周波数にほぼ等しいとみなし、相対速度は変化する距離の微分から求めることができる。速度周波数のとりうる範囲が距離周波数のとりうる範囲に比べて無視できない場合には、三角波変調の上り下りに相当する各ビート周波数の和と差から距離及び速度を求める。
【００１０】
ここで、上記三角波やチャープ波等でFM変調するための周波数変調器として電圧制御発振器が多く用いられる。したがって、上記の相対距離及び相対速度の測定を正確なものとするために電圧制御発振器の電圧−周波数特性（Ｖ−Ｆ特性）は、安定且つ線形な特性を有することが望まれる。
【００１１】
しかしながら、電圧制御発振器の電圧−周波数特性（Ｖ−Ｆ特性）において線形な特性を得ることは難しく又、温度により変化する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
かかる周波数変調器の線形特性の歪みを補うために、一つの方策として電圧制御発振器の制御電圧入力部に調整機構付きの補償回路を設け、製造時に個々の電圧制御発振器について、手作業での調整を行う。しかし、この方法では、大量生産の際には多くの工数を要することになる。加えて、手作業での調整では、感熱装置を用いるとしても、温度変化に対しての対応は困難である。
【００１３】
したがって、本発明の目的は、上記問題を解決するために、周波数変調器の非線形歪みを自動的に、またレーダ動作中も継続的に測定可能とする測定方法及び、これを用いる測定装置並びに、ＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を達成するための手段】
上記の本発明の目的を達成する為のＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法及び装置における基本原理は、送信信号と受信信号とのビート信号の観測区間（三角波変調の場合、通常は三角波の繰り返し周期の１／２）からある部分区間を切り出して、その部分区間でのビート周波数を観測すると、ビート周波数の内、距離周波数が支配的な場合は、ビート周波数はその部分区間における三角波の平均の傾きに凡そ比例することに基づく。
【００１５】
もし、ＦＭ−ＣＷレーダの変調特性が線形な場合は、目標物との相対距離及び相対速度が同じならば、線形区間をどのように選んでも同じビート周波数が観測される。
【００１６】
一方、ＦＭ−ＣＷレーダの変調特性が非線形な場合は、部分区間を時間軸方向に少しずつずらしていった時観測されるビート周波数は変化していくが、これは変調特性の微分特性を示している。この部分区間におけるビート周波数を連続的に求めて得られた曲線を正規化し、適当な初期値で積分すると近似的に変調特性を求めることができる。
【００１７】
かかる求められる変調特性を補正する逆特性を変調器に予め与えることにより非線形な特性を直線に補正することが可能である。
【００１８】
上記の原理に基く本発明のＦＷ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法及び装置において、好ましくは、ビート信号のサンプリングデータを得て、このサンプリングデータに対し、複数の部分区間でＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を行なう。そして、この複数の部分区間に対するビート周波数を抽出し、抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行うことを特徴とする。
【００１９】
前記抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行う処理は、前記各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数を正規化し、各部分区間の代表点における微分値を求め、さらに、前記微分値を積分して電圧―周波数特性を得ることを特徴とする。
【００２０】
さらに好ましくは、前記ビート信号処理部における抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行う処理は、前記各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数を正規化し、各部分区間の代表点における微分値を求め、電圧―周波数特性を多項式でモデル化し、さらに、前記測定により求められた微分値を２次回帰分析して得られる近似式の係数から前記モデル化された多項式の係数を求めることを特徴とする。
【００２１】
また、好ましくは、さらに前記求められる電圧―周波数特性により、前記周波数変調特性を補正することを特徴とする。
【００２２】
さらにまた好ましくは、前記目標物との距離及び相対速度における誤差が規定値以上の時、前記周波数変調特性の補正を実行することを特徴とする。
【００２３】
本発明の更なる特徴は、以下の図面を参照して説明される発明の実施の形態から明らかになる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。尚、図において、同一又は類似のものには同一の参照番号或いは、参照記号を付して説明する。
【００２５】
ここで、本発明の正しい理解のために、上記した従来の装置における周波数変調器の非線形歪の詳細を図面を参照して説明しておく。
【００２６】
ここでは説明を簡単にするために相対速度を０とする。相対速度が無視できない場合には、例えば三角波変調として上り下りのビート周波数から速度周波数を計算上相殺すればよい。
【００２７】
図１は、理想的に線形な周波数変調器による場合の送信信号と反射波である受信信号との関係を説明する図である。
【００２８】
周波数変調幅ΔΩの範囲で変化する送信信号ａに対する受信信号ｂの遅延時間τは対象物の相対距離Ｒに比例し、次の関係式が成り立つ。
【００２９】
【数１】

上記式で、ｆ_Bは送信信号ａに対する受信信号ｂの周波数差であるビート信号であり，図１Ｂに示されるように変化する。Ｃは光速、ΔΩは最大周波数偏位、Ｔは変調周期である。
【００３０】
図１Ｂにおいて、サンプリング期間で複数の部分区間を取ると、それぞれの部分区間におけるビート信号の周波数は等しく、したがって、各部分区間の三角波の平均の傾きは一定であり図１Ａに示されるように線形であることが理解できる。
【００３１】
これに対し、図２は、非線形な周波数変調器による場合の送信信号ａと反射波である受信信号ｂとの関係を示す図である。図２Ａに示すように、送信信号ａの変調信号は非線形である。したがって、受信信号ｂも非線形となり、それらの差周波数であるビート信号の周波数は図２Ｂに示すように、一定ではない。
【００３２】
本発明はかかる周波数変調器の非線形変調特性を正確に且つ容易に測定し、測定により求められた非線形変調特性に対する逆特性を周波数変調器に与えて、周波数変調器の出力変調特性を等価的に線形にするものである。
【００３３】
図３は、本発明による周波数変調特性測定方法を用いたＦＭ−ＣＷレーダを構成するブロック図である。図において、電圧制御発振器１により周波数変調器が構成され、三角波発生器２の出力電圧に対応して電圧制御発振器１の出力信号周波数が制御される。
【００３４】
このように周波数変調された電圧制御発振器１の出力は、図示しない電力増幅器等を通してアンテナから送出される。
【００３５】
一方、電圧制御発振器１の送信信号の一部が分岐され周波数変換器３に入力される。周波数変換器３は、目標物から反射され受信される受信信号と、電圧制御発振器１から分岐された送信信号との差分周波数をもつビート信号を生成し出力する。
【００３６】
周波数変換器３のビート信号出力は、Ａ／Ｄ変換器４に入力されデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器４からのデジタル化された出力信号は、ビート信号処理部５に入力し、距離及び相対速度が計算され出力される。
【００３７】
さらに、ビート信号処理部５において、後に説明するように本発明の特徴に従い補正用データが求められる。この補正用データに基づき電圧制御発振器１の非線型歪を補正する補正信号を非線形歪補正部６で生成出力する。
【００３８】
非線形歪補正部６において、電圧制御発振器１の非線型歪特性を求め、三角波発生器２がこれに対する逆特性歪をもった三角波信号を発生する様にする。
【００３９】
ここで、図４により本発明による非線形歪を求める原理を説明する。図４Ａは、図１Ａ，図２Ａに示した線形変調特性ａ及び非線形変調特性ｂを重ねて示したものである。
【００４０】
複数の部分区間ｉ，ｉ＋１，ｉ＋２……を考えると、それぞれの部分区間におけるビート周波数スペクトラムは、図４Ｂ、図４Ｃの様に示される。図４Ｂ、図４Ｃは、非線形変調特性ｂに対応する場合であり、複数の部分区間ｉ，ｉ＋１，ｉ＋２…に対し、ビート信号のスペクトラムが広がっている。
【００４１】
図４Ｂは図４Ｃよりも非線形性が大きい場合を示しており、各部分区間におけるビート周波数の真のビート周波数からの偏差が図４Ｃに比べて大きくなる。
【００４２】
ここで、図４Ａに示す変調特性におけるそれぞれの部分区間ｉ，ｉ＋１，ｉ＋２……におけるビート周波数は、先に説明した様に、対応する部分区間の電圧―周波数特性の微分値を示している。
【００４３】
したがって、部分区間におけるビート周波数を正規化し時系列化したものを積分すると、電圧−周波数特性の近似曲線が得られる。
【００４４】
図５は、これを説明する図である。図５Ａにおいて、ビート周波数の観測区間をＴ₂とし、この観察区間のＫ個（図５Ａでは、Ｋ＝７）の部分区間をＳ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，…Ｓ_Kとする。
【００４５】
観測区間Ｔ₂において、Ａ／Ｄ変換器４を用いて送受信信号のビート信号をサンプリングする。さらに、サンプリングしたｎ個のデータをＫ個の部分区間毎に、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を行なう。
【００４６】
ここで、部分区間の長さを均等にＳｉ＝Ｔ₂／Ｍ（図５Ａの例では、Ｍ＝４）とし、部分区間の間隔も均等にＴ₂／Ｌとすると、
Ｋ＝（Ｍ−１）Ｌ／Ｍ＋１となる。ただし、Ｌ＝ｈＭ（ｈは自然数：図５Ａではｈ＝２）とする。
【００４７】
各部分区間でサンプリングデータをＦＦＴ処理し、算出されたスペクトルのピーク周波数を求める。各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数をｆ₁，ｆ₂，ｆ₃，…ｆ_Kとする。これらのピーク周波数は各部分区間における電圧―周波数特性の微分に比例する。これを正規化する。
【００４８】
Ｍ，Ｌの間には、上記の様にＬ＝ｈＭの関係があるので、観測区間Ｔ₂はＭ個の部分区間Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃，…Ｓ_Kで覆いつくされ、これらの部分区間に対応する周波数の和
ｆ₁＋ｆ₂＋ｆ₃＋…＋ｆ_Kは、区間Ｔ₂に対する周波数変化即ち、周波数変調幅ΔΩ（図１、図２参照）に対応している。
【００４９】
したがって、次の式１のように定義される正規化された部分区間ビート周波数ｆ⁰ _iは目標物との相対距離・相対速度によらず略一定となる。
【００５０】
ｆ⁰ _i= fｉ／（ｆ₁＋ｆ₂＋ｆ₃＋…＋ｆ_K）
＝｛Δfｉ／（Ｔ₂／Ｍ）｝／｛ΔΩ／（Ｔ₂／Ｍ）｝＝Δｆｉ／ΔΩ
…式１
ここでΔｆｉは部分区間Ｓｉにおける周波数変調幅である。周波数変調幅ΔΩに対応する電圧偏差をΔＶとし、電圧軸を時間軸に合わせて
ΔＶ＝ＭΔｖとなるように分割すると、時間軸上の部分区間Ｓｉに対応する電圧軸上の部分区間ｖ_iの代表点（例えば中点）における電圧−周波数特性の微分値は次の式２により近似的に求められる。
【００５１】
【数２】

上記式２から数値積分により電圧―周波数特性を求めることが出来る。この時、周波数変調範囲の任意の一点のみは予め別の方法で求めておき、その点を通るように積分の初期値を決定する。
【００５２】
例えば、スペクトルアナライザなどで周波数範囲の両端の点の電圧、周波数を計測しておく。
【００５３】
さらに別の方法として、微分値から電圧―周波数特性を求めるのに、モデル関数を使っても良い。例えば、電圧―周波数特性を３次元モデル関数とすると、その微分は２次関数となる。したがって、測定から求めた微分値を２次回帰分析すれば、近似２次式が求められる。
【００５４】
この近似２次式と、適当な初期値から３次のモデル関数のパラメータが決定される。すなわち、電圧―周波数特性が次の３次関数に従うと仮定すると、
ｆ＝ａｖ³＋ｂｖ²＋ｃｖ＋ｄであり、
これを微分すると
ｆ’＝３ａｖ²＋２ｂｖ＋ｃ
３ａ，２ｂ，ｃは部分区間のビート周波数から求めた微分値から２次回帰分析により近似的に求めることができ、ｄは任意の１点の測定値から求めることができる。
【００５５】
図５Ｂは、上記の様にして図５Ａに示す各部分区間のビート周波数から求められた電圧−送信周波数特性曲線ｃを示している。この様に求められた周波数変調器特性に対応する非線形な電圧−周波数特性曲線に対応して、非線形歪補正部６により三角波発生器２からの三角波信号に予め逆特性の歪を与えることにより変調器の出力周波数特性を等価的に直線特性とすることが出来る。
【００５６】
図６は、これを説明する図である。図６Ａは、理想的な時間−送信周波数直線である。これに対し、図６Ｂの特性は、非線形歪特性を持った電圧周波数特性を示す。図６Ｃは、図６Ｂの電圧周波数特性と逆特性の補正変調電圧特性である。この補正変調電圧特性を三角波発生器２の出力信号とすることにより図６Ａに示すように理想的な送信周波数特性と等価な特性を得ることが出来る。図６Ｄは図６Ｃと図６Ｂが対角線折り返しであることを示すための図である。
【００５７】
図７は、ビート信号処理部５の構成例ブロック図である。図８は、かかる構成に対応する基本的な補正アルゴリズムフローである。ビート信号処理部５の部分区間ＦＦＴブロック部５０でビート信号のサンプリングデータを取りこみ（ステップＳｔ１）、部分区間１〜Ｎにおいて、ＦＦＴ処理を行う（ステップＳｔ２）。次いで、周波数検出ブロック部５１で、部分区間１〜Ｎに対応するビート周波数の抽出を行なう（ステップＳｔ３）。
【００５８】
抽出されたビート周波数に基づき、先に実施例として説明した数値積分による方法あるいは、モデル関数を用いる方法により、補正用データ算出ブロック部５２において、非線形歪の数値化、補正用データの算出を行なう（ステップＳｔ４）。
【００５９】
そして、この様に得られた補正用データに基づき、非線型歪補正部６において、逆特性の補正信号を生成し、非線形歪の補正が行なわれる（ステップＳｔ５）。
【００６０】
図７において、更に区間ＦＦＴブロック部５３において、区間のサンプリングデータを求め、周波数検出ブロック部５１により、同様にビート周波数の抽出を行なう。このビート周波数に基づき先に説明したような従来方法により、目標物との距離及び、速度が距離速度算出ブロック部５４で求められる。
【００６１】
図９は図８の基本的補正アルゴリズムに対し、継続的に補正をする場合のフローである。すなわち、図８におけるステップＳｔ５での非線形歪の補正の実行を歪の大きさが規定値以下であるか否かを判断し（ステップＳｔ５０）、規定値を超えた時に補正を実行する。
【００６２】
図１０は、別の実施例における補正制御のフローである。すなわち、補正された状態を固定目標物を用いて適宜校正する実施例である。図１０においてステップＳ１〜Ｓ４、Ｓ５は、図８におけるステップＳ１〜Ｓ５までの処理と同様である。図１０においては、再度のビート信号のサンプリングデータの取り込み（ステップＳｔ１１）を行ない、距離速度算出ブロック部５４（図７参照）で三角波の半区間における区間ＦＦＴ処理によって距離・速度を算出する（ステップＳｔ１２）。
【００６３】
この算出された距離・速度と固定目標物に対する実際の距離・速度との誤差が規定値以下であるか否かを判断する（ステップＳｔ１３）。そして、距離・速度が規定値以下でなければ、校正を非線形歪補正ブロック部６に対し実行する（ステップＳｔ１４）。
【００６４】
図１１は、かかる非線形歪補正ブロック部６に対する校正の一例であり、温度変動に対する非線形歪補正ブロック部６の特性変動を校正する例である。図３の構成に対し、温度センサ７と温度校正部８を備える。温度校正部８において、ビート信号処理ブロック部５からの補正データに対し、温度センサ７により検知される温度に基づき温度変動分を考慮した校正値を与える。
【００６５】
したがって、非線形歪補正ブロック部６は、温度補正値を含んだ補正データを入力し、温度変動による影響なしに三角波発生器２に対する逆特性の歪補正を与えることが出来る。
【００６６】
図１２は、装置の初期出荷時に校正処理を行なう実施例である。初期校正ブロック部９を設け、これに初期出荷時に出力される距離・速度データを初期校正ブロック部９に入力する。
【００６７】
初期校正ブロック部９において、入力される距離・速度データから実際の目標物との距離・速度との誤差分を求める。そして求められた誤差分に対応して変調歪補正データを校正する。校正された変調歪補正データを非線型歪補正ブロック部６に入力する。
【００６８】
ここで、先に校正時の処理として固定目標物を置き、測定される距離・速度データと実際の固定目標物との間の実際の距離・速度との誤差を求める様に説明した。かかる、方法によらず遅延線路を非測定対象のＦＷ―ＣＷレーダの入出力端に接続し、送信信号が遅延線路を往復する際の遅延時間から距離・速度データを得ることも可能である。
【００６９】
図１３は、これを説明する図である。図１３Ａに示す構成では、本発明に従う測定方法を実行する機能ブロック図を内蔵するＦＭ−ＣＷレーダ１０を目標物１１との所定距離を隔てて配置する。したがって、ＦＭ−ＣＷレーダ１０から三角波信号で変調された送信信号ａを送出し、目標物１１から反射される受信信号ｂを受ける。
【００７０】
これに対し、図１３Ｂに示す構成では、目標物１１を置く代わりに、所定の既知遅延量を有する遅延線１２をＦＭ−ＣＷレーダ１０の送受信端に繋ぐ。したがって、擬似反射波である受信信号を受けることが出来る。
【００７１】
なお、図１３において、ＦＭ―ＣＷレーダ１０に本発明の測定方法を実行する機能部を内蔵する様に説明したが、かかる機能部は、ＦＭ―ＣＷレーダ１０と別個に設けても良い。
【００７２】
【発明の効果】
上記に実施の形態を説明した様に、本発明によりＦＭ―ＣＷレーダ１０に用いる周波数変調器の非線形特性を正確に測定することが可能である。したがって、測定された非線型特性を用いて予め逆特性歪を与え、等価的に直線特性を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】理想的に線形な周波数変調器による場合の送信信号と反射波である受信信号とビート周波数との関係を説明する図である。
【図２】非線形な周波数変調器による場合の送信信号ａと反射波である受信信号ｂとビート周波数との関係を示す図である。
【図３】ＦＭ−ＣＷレーダの送信部及び受信部の構成と、本発明による周波数変調特性測定方法を用いた周波数変調器を構成するブロック図である。
【図４】本発明による非線形歪を求める原理を説明する。
【図５】電圧―周波数特性における部分区間毎の微分値を積分すると、変調特性に近似した特性曲線が得られることを説明する図である。
【図６】三角波信号に予め逆特性の歪を与えることにより変調器の出力特性を等価的に直線特性とすることを説明する図である。
【図７】ビート信号処理部５の構成例ブロック図である。
【図８】図７に示す構成に対応する基本的な補正アルゴリズムフローである。
【図９】図８の基本的補正アルゴリズムに対し、継続的に補正をする場合のフローである。
【図１０】別の実施例における補正制御のフローである。
【図１１】非線形歪補正ブロック部６に対する校正の一例であり、温度変動に対する非線形歪補正ブロック部６の特性変動を校正する例である。
【図１２】装置の初期出荷時に校正処理を行なう実施例である。
【図１３】距離・速度データから装置の校正を行う系である。
【図１４】ＦＭ−ＣＷレーダの動作原理を説明するための図である。
【符号の説明】
１電圧制御発振器
２三角波発生器
３周波数変換器
４Ａ／Ｄ変換器
５ビート信号処理部
６非線形歪補正部
５０部分区間ＦＦＴブロック部
５１周波数検出ブロック部
５２補正用データ算出ブロック部
５３区間ＦＦＴブロック部
５４距離速度算出ブロック部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency modulation characteristic measuring method and apparatus for FM-CW radar.
[0002]
[Prior art]
The FM-CW radar has begun to be adopted as a device for measuring a relative distance and a relative speed with another vehicle existing in front or rear as a target, for example, as one of safety devices of an automobile.
[0003]
Details of the operation principle of such FM-CW radar are described in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 7-146359. Here, the operation principle of the FM-CW radar will be briefly described with reference to FIG. 14 showing the principle of the FM-CW radar.
[0004]
A FM-CW radar performs frequency (FM) modulation on a baseband signal having a constant frequency with a triangular wave or a chirp wave, and transmits a transmission signal. This transmission signal is reflected by the reflecting object and received by the FM-CW radar side. At this time, the received signal has a delay time τ (= 2R / c, c: propagation speed of the electromagnetic wave) that makes one round trip of the distance R between the FM-CW radar and the reflector with respect to the transmitted signal.
[0005]
For this reason, when the transmission signal frequency a and the reception signal frequency b are placed on the same time axis, a distance frequency difference fr proportional to the delay time τ is generated. Furthermore, this delay time τ is proportional to the relative distance R between the FM-CW radar and the reflector. Therefore, the relative distance R is obtained from the distance frequency difference fr.
[0006]
On the other hand, a velocity frequency fv proportional to the relative velocity V between the FM-CW radar and the reflecting object is generated as shown in FIG. 14A.
[0007]
Therefore, when the transmission signal frequency a and the reception signal frequency b are mixed to obtain the beat frequency, the result is as shown in FIG. 14B. During the period when both the transmission signal frequency a and the reception signal frequency b are increasing, the velocity frequency is added to the distance frequency difference fr (fr + fv), and the period when both the transmission signal frequency a and the reception signal frequency b are decreasing is the period. The speed frequency fv is subtracted from the distance frequency difference fr (fr−fv).
[0008]
Thereby, the relative distance R and the relative velocity V can be obtained from the beat frequency obtained by mixing the transmission signal frequency a and the reception signal frequency b.
[0009]
The beat frequency is the sum or difference of the distance frequency based on the transmission / reception delay time and the time change rate of the transmission frequency and the speed frequency (Doppler frequency) based on the transmission frequency and the relative speed. When the range that the speed frequency can take is smaller than the range that the distance frequency can take, it is considered that the distance frequency is almost equal to the beat frequency, and the relative speed can be obtained from the differential of the changing distance. If the range that the speed frequency can take is not negligible compared to the range that the distance frequency can take, the distance and speed are obtained from the sum and difference of the beat frequencies corresponding to the up and down of the triangular wave modulation.
[0010]
Here, a voltage-controlled oscillator is often used as a frequency modulator for FM modulation with the triangular wave or chirp wave. Therefore, in order to make the measurement of the relative distance and the relative speed accurate, it is desired that the voltage-frequency characteristic (VF characteristic) of the voltage controlled oscillator has a stable and linear characteristic.
[0011]
However, it is difficult to obtain a linear characteristic in the voltage-frequency characteristic (VF characteristic) of the voltage controlled oscillator, and changes depending on the temperature.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In order to compensate for the distortion of the linear characteristic of such a frequency modulator, as one measure, a compensation circuit with an adjustment mechanism is provided in the control voltage input section of the voltage controlled oscillator, and the individual voltage controlled oscillators are manually adjusted at the time of manufacture. I do. However, this method requires a lot of man-hours for mass production. In addition, in manual adjustment, it is difficult to cope with temperature changes even if a thermal device is used.
[0013]
Accordingly, an object of the present invention is to solve the above-described problem, by measuring the nonlinear distortion of the frequency modulator automatically and continuously during radar operation, a measuring apparatus using the same, and The object is to provide an FM-CW radar apparatus.
[0014]
[Means for achieving the object]
The basic principle of the frequency modulation characteristic measuring method and apparatus for FM-CW radar to achieve the above object of the present invention is that the beat signal observation interval between the transmission signal and the reception signal (in the case of triangular wave modulation, usually the triangular wave When a partial section is cut out from 1/2 of the repetition period and the beat frequency in the partial section is observed, if the distance frequency is dominant among the beat frequencies, the beat frequency is the average of the triangular wave in the partial section Based on being roughly proportional to the slope of.
[0015]
If the modulation characteristics of the FM-CW radar are linear, the same beat frequency can be observed regardless of how the linear section is selected as long as the relative distance and relative velocity with the target are the same.
[0016]
On the other hand, when the modulation characteristic of the FM-CW radar is nonlinear, the beat frequency observed when the partial section is gradually shifted in the time axis direction changes, but this indicates the differential characteristic of the modulation characteristic. ing. When the curve obtained by continuously obtaining the beat frequency in this partial section is normalized and integrated with an appropriate initial value, the modulation characteristic can be obtained approximately.
[0017]
It is possible to correct the nonlinear characteristic to a straight line by providing the modulator with an inverse characteristic for correcting the required modulation characteristic.
[0018]
In the method and apparatus for measuring the frequency modulation characteristics of the FW-CW radar of the present invention based on the above principle, preferably, beat signal sampling data is obtained, and FFT (Fast Fourier Transform) is performed on the sampling data in a plurality of partial sections. ) Perform processing. Then, beat frequencies for the plurality of partial sections are extracted, and nonlinear distortion is digitized from the extracted beat frequencies.
[0019]
The process of digitizing nonlinear distortion from the extracted beat frequency normalizes the peak frequency of the beat signal corresponding to each partial section, obtains a differential value at a representative point of each partial section, and further, the differential value To obtain voltage-frequency characteristics.
[0020]
More preferably, the process of digitizing nonlinear distortion from the extracted beat frequency in the beat signal processing unit normalizes the peak frequency of the beat signal corresponding to each partial section, and differentiates the representative point at each partial section. Obtaining a value, modeling a voltage-frequency characteristic with a polynomial, and further obtaining a coefficient of the modeled polynomial from a coefficient of an approximate expression obtained by second-order regression analysis of the differential value obtained by the measurement. Features.
[0021]
Preferably, the frequency modulation characteristic is further corrected by the obtained voltage-frequency characteristic.
[0022]
More preferably, the correction of the frequency modulation characteristic is executed when an error in the distance to the target and the relative speed is a predetermined value or more.
[0023]
Further features of the present invention will become apparent from the embodiments of the invention described with reference to the following drawings.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the drawings, the same or similar components are described with the same reference numerals or reference symbols.
[0025]
Here, in order to correctly understand the present invention, details of the nonlinear distortion of the frequency modulator in the above-described conventional apparatus will be described with reference to the drawings.
[0026]
Here, in order to simplify the explanation, the relative speed is set to zero. If the relative speed cannot be ignored, for example, the speed frequency may be canceled by calculation from the up / down beat frequency as triangular wave modulation.
[0027]
FIG. 1 is a diagram for explaining the relationship between a transmission signal and a reception signal that is a reflected wave when an ideally linear frequency modulator is used.
[0028]
The delay time τ of the reception signal b with respect to the transmission signal a changing in the range of the frequency modulation width ΔΩ is proportional to the relative distance R of the object, and the following relational expression is established.
[0029]
[Expression 1]

In the above equation, f _B is a beat signal that is a frequency difference between the transmission signal a and the reception signal b, and changes as shown in FIG. 1B. C is the speed of light, ΔΩ is the maximum frequency deviation, and T is the modulation period.
[0030]
In FIG. 1B, when a plurality of partial sections are taken in the sampling period, the frequency of the beat signal in each partial section is equal, and therefore the average slope of the triangular wave in each partial section is constant and linear as shown in FIG. 1A. It can be understood that.
[0031]
On the other hand, FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the transmission signal a and the reception signal b which is a reflected wave in the case of using a non-linear frequency modulator. As shown in FIG. 2A, the modulation signal of the transmission signal a is non-linear. Therefore, the received signal b is also nonlinear, and the frequency of the beat signal, which is the difference frequency between them, is not constant as shown in FIG. 2B.
[0032]
The present invention accurately and easily measures the non-linear modulation characteristic of such a frequency modulator, gives the frequency modulator an inverse characteristic to the non-linear modulation characteristic obtained by the measurement, and makes the output modulation characteristic of the frequency modulator equivalent. It will be linear.
[0033]
FIG. 3 is a block diagram of an FM-CW radar using the frequency modulation characteristic measuring method according to the present invention. In the figure, a frequency modulator is constituted by the voltage controlled oscillator 1, and the output signal frequency of the voltage controlled oscillator 1 is controlled corresponding to the output voltage of the triangular wave generator 2.
[0034]
The output of the voltage-controlled oscillator 1 thus frequency-modulated is transmitted from the antenna through a power amplifier (not shown).
[0035]
On the other hand, a part of the transmission signal of the voltage controlled oscillator 1 is branched and input to the frequency converter 3. The frequency converter 3 generates and outputs a beat signal having a differential frequency between the reception signal reflected and received from the target and the transmission signal branched from the voltage controlled oscillator 1.
[0036]
The beat signal output of the frequency converter 3 is input to the A / D converter 4 and converted into a digital signal. The digitized output signal from the A / D converter 4 is input to the beat signal processing unit 5, and the distance and relative speed are calculated and output.
[0037]
Further, the beat signal processing unit 5 obtains correction data in accordance with the features of the present invention as will be described later. Based on the correction data, the nonlinear distortion correction unit 6 generates and outputs a correction signal for correcting the nonlinear distortion of the voltage controlled oscillator 1.
[0038]
The nonlinear distortion correction unit 6 obtains the nonlinear distortion characteristic of the voltage controlled oscillator 1 so that the triangular wave generator 2 generates a triangular wave signal having an inverse characteristic distortion with respect to the nonlinear distortion characteristic.
[0039]
Here, the principle of obtaining the nonlinear distortion according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4A shows the linear modulation characteristic a and the non-linear modulation characteristic b shown in FIGS. 1A and 2A in an overlapping manner.
[0040]
Considering a plurality of partial sections i, i + 1, i + 2,..., The beat frequency spectrum in each partial section is shown as in FIGS. 4B and 4C. 4B and 4C are cases corresponding to the nonlinear modulation characteristic b, and the spectrum of the beat signal is spread over a plurality of partial sections i, i + 1, i + 2,.
[0041]
FIG. 4B shows a case where the non-linearity is larger than that in FIG. 4C, and the deviation of the beat frequency in each partial section from the true beat frequency is larger than that in FIG. 4C.
[0042]
Here, the beat frequency in each of the partial sections i, i + 1, i + 2... In the modulation characteristic shown in FIG. 4A indicates the differential value of the voltage-frequency characteristic of the corresponding partial section as described above.
[0043]
Therefore, when the beat frequency in the partial section is normalized and integrated in time series, an approximate curve of voltage-frequency characteristics can be obtained.
[0044]
FIG. 5 is a diagram for explaining this. In Figure 5A, the observation interval of the beat frequency is T _2, (in Fig. 5A, K = 7) K pieces of the observation interval S ₁ a subinterval of, S _2, S _3, ... and S _K.
[0045]
In the observation section T ₂ , the beat signal of the transmission / reception signal is sampled using the A / D converter 4. Further, FFT (Fast Fourier Transform) processing is performed on the sampled n pieces of data for every K partial sections.
[0046]
Here, assuming that the length of the partial section is equal to Si = T ₂ / M (M = 4 in the example of FIG. 5A) and the interval between the partial sections is also equal to T ₂ / L,
K = (M−1) L / M + 1. However, L = hM (h is a natural number: h = 2 in FIG. 5A).
[0047]
The sampling data is subjected to FFT processing in each partial section, and the peak frequency of the calculated spectrum is obtained. The peak frequency of the beat signal for each subinterval _{_{_{f 1, f 2, f 3}}} , and ... f _K. These peak frequencies are proportional to the derivative of the voltage-frequency characteristic in each partial section. Normalize this.
[0048]
M, between the L, because as described above have the relationship L = hM, observation interval T ₂ are S ₁ M subintervals, S _2, S _3, ... are exhausted covered with S _K, these The sum of frequencies f ₁ + f ₂ + f ₃ +... + F _K corresponding to the partial section corresponds to the frequency change with respect to the section T _2, that is, the frequency modulation width ΔΩ (see FIGS. 1 and 2).
[0049]
Therefore, the normalized partial section beat frequency f ⁰ _i defined as in the following expression 1 is substantially constant regardless of the relative distance / relative speed with respect to the target.
[0050]
f ⁰ _i = fi / (f ₁ + f ₂ + f ₃ +... + f _K )
= {Δfi / (T ₂ / M)} / {ΔΩ / (T ₂ / M)} = Δfi / ΔΩ
... Formula 1
Here, Δfi is a frequency modulation width in the partial section Si. When the voltage deviation corresponding to the frequency modulation width ΔΩ is ΔV and the voltage axis is divided so that ΔV = MΔv along the time axis, the partial interval v _i on the voltage axis corresponding to the partial interval Si on the time axis The differential value of the voltage-frequency characteristic at the representative point (for example, the middle point) is approximately obtained by the following equation 2.
[0051]
[Expression 2]

The voltage-frequency characteristic can be obtained from the above equation 2 by numerical integration. At this time, only one arbitrary point in the frequency modulation range is obtained in advance by another method, and an initial value of integration is determined so as to pass through that point.
[0052]
For example, the voltage and frequency at both ends of the frequency range are measured with a spectrum analyzer or the like.
[0053]
As another method, a model function may be used to obtain a voltage-frequency characteristic from a differential value. For example, when the voltage-frequency characteristic is a three-dimensional model function, the derivative is a quadratic function. Therefore, an approximate quadratic equation can be obtained by performing a quadratic regression analysis on the differential value obtained from the measurement.
[0054]
The parameter of the cubic model function is determined from this approximate quadratic expression and an appropriate initial value. That is, assuming that the voltage-frequency characteristics follow the cubic function
f = av ³ + bv ² + cv + d,
When this is differentiated, f ′ = 3av ² + 2bv + c
3a, 2b, and c can be obtained approximately from the differential value obtained from the beat frequency of the partial section by quadratic regression analysis, and d can be obtained from the measured value at any one point.
[0055]
FIG. 5B shows a voltage-transmission frequency characteristic curve c obtained from the beat frequency of each partial section shown in FIG. 5A as described above. Corresponding to the non-linear voltage-frequency characteristic curve corresponding to the thus obtained frequency modulator characteristic, the non-linear distortion correction unit 6 modulates the triangular wave signal from the triangular wave generator 2 by applying a distortion having an inverse characteristic in advance. The output frequency characteristics of the device can be equivalently linear.
[0056]
FIG. 6 is a diagram for explaining this. FIG. 6A is an ideal time-transmission frequency line. On the other hand, the characteristic of FIG. 6B shows a voltage frequency characteristic having a nonlinear distortion characteristic. FIG. 6C shows a corrected modulation voltage characteristic that is opposite to the voltage frequency characteristic of FIG. 6B. By using this corrected modulation voltage characteristic as an output signal of the triangular wave generator 2, a characteristic equivalent to an ideal transmission frequency characteristic can be obtained as shown in FIG. 6A. FIG. 6D is a diagram for illustrating that FIGS. 6C and 6B are diagonally folded.
[0057]
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the beat signal processing unit 5. FIG. 8 is a basic correction algorithm flow corresponding to such a configuration. Sampling data of the beat signal is taken in by the partial section FFT block section 50 of the beat signal processing section 5 (step St1), and FFT processing is performed in the partial sections 1 to N (step St2). Next, the frequency detection block unit 51 extracts beat frequencies corresponding to the partial sections 1 to N (step St3).
[0058]
Based on the extracted beat frequency, the correction data calculation block unit 52 digitizes the nonlinear distortion and calculates the correction data by the numerical integration method described above as an example or the method using the model function. (Step St4).
[0059]
Then, based on the correction data thus obtained, the nonlinear distortion correction unit 6 generates a correction signal having an inverse characteristic and corrects the nonlinear distortion (step St5).
[0060]
In FIG. 7, the section FFT block 53 further obtains sampling data of the section, and the frequency detection block 51 extracts the beat frequency in the same manner. Based on this beat frequency, the distance to the target and the speed are obtained by the distance speed calculation block unit 54 by the conventional method as described above.
[0061]
FIG. 9 is a flowchart for continuously correcting the basic correction algorithm of FIG. That is, it is determined whether or not the magnitude of the distortion is equal to or less than a specified value in step St5 in FIG. 8 (step St50), and the correction is executed when the specified value exceeds the specified value.
[0062]
FIG. 10 is a flow of correction control in another embodiment. That is, the corrected state is appropriately calibrated using a fixed target. In FIG. 10, steps S1 to S4 and S5 are the same as the processes from steps S1 to S5 in FIG. In FIG. 10, sampling data of the beat signal is again taken in (step St11), and the distance / speed is calculated by the section FFT processing in the half section of the triangular wave in the distance / speed calculation block unit 54 (see FIG. 7) (step). St12).
[0063]
It is determined whether or not an error between the calculated distance / speed and the actual distance / speed with respect to the fixed target is equal to or less than a specified value (step St13). If the distance / velocity is not less than the specified value, calibration is performed on the nonlinear distortion correction block unit 6 (step St14).
[0064]
FIG. 11 is an example of calibration for such a nonlinear distortion correction block unit 6, and is an example of calibrating a characteristic variation of the nonlinear distortion correction block unit 6 with respect to a temperature variation. 3 is provided with a temperature sensor 7 and a temperature calibration unit 8. In the temperature calibration unit 8, a calibration value in consideration of the temperature variation is given to the correction data from the beat signal processing block unit 5 based on the temperature detected by the temperature sensor 7.
[0065]
Therefore, the non-linear distortion correction block unit 6 can input correction data including a temperature correction value, and can give distortion correction with reverse characteristics to the triangular wave generator 2 without being affected by temperature fluctuations.
[0066]
FIG. 12 shows an embodiment in which calibration processing is performed at the time of initial shipment of the apparatus. An initial calibration block unit 9 is provided, and distance / speed data output at the time of initial shipment is input to the initial calibration block unit 9.
[0067]
In the initial calibration block unit 9, an error from the distance / speed with the actual target is obtained from the input distance / speed data. Then, the modulation distortion correction data is calibrated corresponding to the obtained error. The calibrated modulation distortion correction data is input to the nonlinear distortion correction block unit 6.
[0068]
Here, a description has been given so that a fixed target is first placed as a process at the time of calibration, and an error between the measured distance / velocity data and the actual distance / velocity between the actual fixed target is obtained. Regardless of the method, it is possible to connect the delay line to the input / output end of the FW-CW radar to be measured and obtain distance / speed data from the delay time when the transmission signal reciprocates through the delay line.
[0069]
FIG. 13 is a diagram for explaining this. In the configuration shown in FIG. 13A, the FM-CW radar 10 incorporating a functional block diagram for executing the measurement method according to the present invention is arranged at a predetermined distance from the target 11. Therefore, the FM-CW radar 10 transmits the transmission signal a modulated with the triangular wave signal, and receives the reception signal b reflected from the target 11.
[0070]
On the other hand, in the configuration shown in FIG. 13B, instead of placing the target 11, a delay line 12 having a predetermined known delay amount is connected to the transmission / reception end of the FM-CW radar 10. Therefore, it is possible to receive a reception signal that is a pseudo reflection wave.
[0071]
In FIG. 13, the FM-CW radar 10 has been described as including a function unit that executes the measurement method of the present invention. However, such a function unit may be provided separately from the FM-CW radar 10.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, the nonlinear characteristics of the frequency modulator used in the FM-CW radar 10 can be accurately measured according to the present invention. Therefore, it is possible to give a reverse characteristic distortion in advance using the measured non-linear characteristic and obtain a linear characteristic equivalently.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a relationship between a transmission signal, a reception signal that is a reflected wave, and a beat frequency when an ideal linear frequency modulator is used.
FIG. 2 is a diagram showing a relationship between a transmission signal a, a reception signal b that is a reflected wave, and a beat frequency in the case of using a non-linear frequency modulator.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a transmitter and a receiver of an FM-CW radar and a frequency modulator using a frequency modulation characteristic measuring method according to the present invention.
FIG. 4 illustrates the principle of obtaining nonlinear distortion according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining that a characteristic curve approximated to a modulation characteristic can be obtained by integrating a differential value for each partial section in a voltage-frequency characteristic.
FIG. 6 is a diagram for explaining that the output characteristic of a modulator is equivalently made to be a linear characteristic by applying a distortion having an inverse characteristic to a triangular wave signal in advance.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a beat signal processing unit 5;
FIG. 8 is a basic correction algorithm flow corresponding to the configuration shown in FIG. 7;
FIG. 9 is a flowchart for continuously correcting the basic correction algorithm of FIG. 8;
FIG. 10 is a flow of correction control in another embodiment.
FIG. 11 is an example of calibration for the non-linear distortion correction block unit 6 and an example of calibrating characteristic fluctuations of the non-linear distortion correction block unit 6 with respect to temperature fluctuations.
FIG. 12 shows an embodiment in which calibration processing is performed at the time of initial shipment of the apparatus.
FIG. 13 is a system for calibrating an apparatus from distance / speed data.
FIG. 14 is a diagram for explaining the operation principle of FM-CW radar.
[Explanation of symbols]
1 Voltage Control Oscillator 2 Triangular Wave Generator 3 Frequency Converter 4 A / D Converter 5 Beat Signal Processing Unit 6 Nonlinear Distortion Correction Unit 50 Partial Section FFT Block Section 51 Frequency Detection Block Section 52 Correction Data Calculation Block Section 53 Section FFT Block 54 Distance speed calculation block

Claims

Obtaining beat data sampling data of a frequency-modulated transmission signal and a reception signal reflected from a target;
Performing FFT (Fast Fourier Transform) processing on the sampling data in a plurality of partial sections;
Extracting a beat frequency for each of the plurality of partial sections;
Quantifying nonlinear distortion from the extracted beat frequency,
The step of digitizing non-linear distortion from the extracted beat frequency comprises:
Normalize the peak frequency of the beat signal corresponding to each partial section,
Find the differential value at the representative point of each partial section,
Furthermore, the differential value is integrated to obtain a voltage-frequency characteristic.
An FM-CW radar frequency modulation characteristic measuring method characterized by the above.

In claim 1,
The step of digitizing non-linear distortion from the extracted beat frequency comprises:
Model voltage-frequency characteristics with a polynomial
Further, the voltage-frequency characteristic is obtained by a process of obtaining a coefficient of the modeled polynomial from a coefficient of an approximate expression obtained by performing a secondary regression analysis on the differential value.
An FM-CW radar frequency modulation characteristic measuring method characterized by the above.

In claim 1 or 2,
Furthermore, the frequency modulation characteristic measurement method for FM-CW radar, wherein the frequency modulation characteristic is corrected based on the obtained voltage-frequency characteristic.

In claim 3,
The frequency modulation characteristic measurement method for FM-CW radar, wherein the correction of the frequency modulation characteristic is performed by generating an inverse characteristic triangular wave based on the voltage-frequency characteristic.

In claim 3 or 4,
A frequency modulation characteristic measurement method for an FM-CW radar, wherein the frequency modulation characteristic is corrected when an error in distance and relative speed with respect to the target is a predetermined value or more.

In claim 3 or 4,
A frequency modulation characteristic measurement method for an FM-CW radar, wherein the frequency modulation characteristic is corrected when a nonlinear distortion amount obtained from the obtained voltage-frequency characteristic is equal to or greater than a specified value.

A frequency modulator;
A transmission signal modulated by the frequency modulator;
A frequency converter that outputs a beat signal of a reflected wave from a target of the transmission signal;
Obtaining sampled data of the beat signal output of the frequency converter, to the sampling data, have rows FFT (Fast Fourier Transform) processing a plurality of subintervals, extracts the beat frequency for each subinterval of the plurality of, A beat signal processing unit that digitizes nonlinear distortion from the extracted beat frequency,
The process of quantifying nonlinear distortion from the extracted beat frequency in the beat signal processing unit,
The normalized peak frequency of the beat signal corresponding to each subinterval,
Find the differential value at the representative point of each partial interval,
Furthermore, the differential value is integrated to obtain a voltage-frequency characteristic.
FM-CW radar characterized by the above.

In claim 7,
The process of quantifying nonlinear distortion from the extracted beat frequency in the beat signal processing unit,
Model voltage-frequency characteristics with a polynomial
Further, the voltage-frequency characteristic is obtained by a process for obtaining a coefficient of the modeled polynomial from a coefficient of an approximate expression obtained by performing a secondary regression analysis on the differential value.
FM-CW radar characterized by the above.

In claim 7 or 8,
Furthermore, it has a nonlinear distortion correction unit,
The FM-CW radar, wherein the frequency modulation characteristic of the frequency modulator is corrected based on the obtained voltage-frequency characteristic.

In claim 9,
The FM-CW radar according to claim 1, wherein the correction of the frequency modulation characteristic is performed by generating a reverse characteristic triangular wave based on the voltage-frequency characteristic.

In claim 9 or 10,
The FM-CW radar, wherein when the error in distance and relative speed with respect to the target is equal to or greater than a predetermined value, the non-linear distortion correction unit corrects the frequency modulation characteristic.

In claim 9 or 10,
The FM-CW radar, wherein when the amount of nonlinear distortion obtained from the obtained voltage-frequency characteristic is equal to or greater than a predetermined value, the nonlinear distortion correction unit corrects the frequency modulation characteristic.