JP4361188B2

JP4361188B2 - Frequency and phase error correction apparatus for OFDM receiver

Info

Publication number: JP4361188B2
Application number: JP2000070186A
Authority: JP
Inventors: 宏正高田; 良雄国澤; 利幸前山
Original assignee: Kyocera Corp; KDDI Corp; KDDI R&D Laboratories Inc
Current assignee: Kyocera Corp; KDDI Corp; KDDI R&D Laboratories Inc
Priority date: 2000-03-14
Filing date: 2000-03-14
Publication date: 2009-11-11
Anticipated expiration: 2020-03-14
Also published as: JP2001257656A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing 直交周波数分割多重）受信装置、特にマルチメディア移動アクセス通信システム（Multimedia Mobile Access Communication System：以下ＭＭＡＣ）におけるＯＦＤＭ受信装置に好適な周波数及び位相誤差補正装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
マルチパス、フェージングなど電波伝搬の問題の影響を強く受ける移動体通信に対し高速ディジタルデータを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex 直交周波数多重変調）伝送方式が知られており放送への利用が進められている。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）と記す。）である。或いは、マルチメディア移動アクセス通信システム（Multimedia Mobile Access Communication System以降ＭＭＡＣ）への適用も行われようとしている。
【０００３】
ここで、ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送帯域を分割した所定の伝送帯域幅毎に複数の直交するキャリア信号（搬送波信号）を発生させ、離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）という数学的演算を用いることにより、それぞれのキャリア信号を伝送すべきディジタル情報によって一括して位相変調等の変調を施して多重化し伝送する方式である。すなわち、伝送すべきディジタル情報によって位相変調等により変調された各キャリア信号を加算して合成することにより、ＯＦＤＭ変調信号が得られる。このようにして得られたＯＦＤＭ変調信号の所定時間内の情報（シンボル）の波形は、伝送すべきディジタル情報によって変化することになる。このようなＯＦＤＭ変調信号波形は、周波数領域データを時間領域データに変換する操作、すなわち離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により得られる。そして、このようにして得られたＯＦＤＭ変調信号は、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）により復調することが可能である。
【０００４】
さて、上記のディジタル音声放送方式（ＤＡＢ）におけるように、ＯＦＤＭにおける各キャリア信号は、例えば差動４相位相変調（差動ＱＰＳＫ。ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）により変調される。すなわち、１つ前のシンボルと現在のシンボルとの差をとり、それに応じて例えばπ／４、３・π／４、５・π／４、７・π／４という４つの位相をとるように変調される。そして、差動ＱＰＳＫ変調がなされた変調データは、Ｉ（同相）成分及びＱ（直交）成分に変換された後、それぞれＯＦＤＭ変調がなされベースバンドのＯＦＤＭ変調信号となる。Ｉ成分及びＱ成分のベースバンドＯＦＤＭ変調信号は、それぞれ局部発振器の出力信号及びそれを９０°移相した信号と乗算することにより直交変調が行われ、所定の帯域にアップコンバートされて伝送される。
【０００５】
さて、ＯＦＤＭ信号の復調のためにはフーリエ変換（ＦＦＴ）の演算を行わなければならないが、この時、図２に示すようにＦＦＴウインドウの位置に、ＯＦＤＭ信号のデータ部（ＤＡＴＡ）からガードインターバル（ＧＩ）の方へのずれを生じることにより、ＦＦＴ演算の出力に位相誤差を発生する。
【０００６】
かかる位相誤差を補正するため、従来は、各キャリア（ＭＭＡＣでは５２サブキャリア）に対応するコンスタレーション上の情報点を複数回乗算して２πに対する剰余をとる方法がとられていた。
【０００７】
ＱＰＳＫ方式を例に挙げると位相誤差がない場合、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーション上の位相は、π／４、３π／４、５π／４、７π／４、のいずれかを取る。このため各データを４回乗算して２πに対する剰余をとると、誤差の無い場合は全てのキャリアにおいて情報点がπとなる。
【０００８】
従って、各データを４乗して２πに対する剰余をとった時の情報点のπからのずれの量を算出し、その値を４分の１した結果が位相誤差量となる。
この位相誤差量をもとに各キャリアにおいて位相誤差補正信号を作成し、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーションに乗算することにより位相誤差補正を行っている。
【０００９】
またＯＦＤＭ受信装置の従来の周波数補正（同調）方法としては、アナログ処理方式と、ディジタル処理方式がある。
アナログ処理方式による周波数補正方法は、周波数補正部により受信ＯＦＤＭ信号のプリアンブル部に含まれる周波数誤差を、該プリアンブル部のＩ成分、Ｑ成分のArctan（Ｑ成分／Ｉ成分）から検出し、その検出出力をＤ／Ａ変換して周波数誤差量に応じた電圧を得て、この電圧により電圧制御発振器（ＶＣＯ）を制御し得られた周波数△ｆにより周波数を補正（同調）する。
【００１０】
またディジタル処理方式による周波数補正方法は、計算桁が数十桁に及び理想的システム及び三角関数を高次にわたる級数展開式を用いて算出するシステムを用いるものが提案されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
而して上述した従来の位相誤差補正方法を実際の通信システム上で実現しようとすると、サブキャリア毎に多くの乗除算を行わなければならず、演算回数が莫大なものとなり、所要の演算精度を得るには回路規模が大きくなる。同時に回路規模の増大と演算回数の増加は処理を非常に複雑としてしまい、上記方法を高速な通信システムに適用するには、回路の動作速度が通信の伝送速度を大きく上回るようにしなければならず、このことは必要となる部品点数を増やし、体積、消費電流、装置価格を増大させてしまう。
【００１２】
また、従来のアナログ処理方式による周波数補正方法では、ＯＦＤＭ変復復調方式がマルチキャリア構成であるため、キャリア間隔が狭く、特定のキャリアに同調することが実際には困難である。加えてオープンループの構成となるためＶＣＯなどの設定電圧に対する周波数誤差が加わってしまい構成が困難になる。
【００１３】
また、既存のディジタル方式による周波数誤差補正方法では、三角関数を高次にわたる級数展開式を用いて算出するため、演算部分が多く、回路規模が大きくなってしまい、更には、演算回数が多くなるため、回路の動作速度が、通信の転送速度を大きく上回らなければならなくなってしまう。これらは必要となる部品点数を増大させ、装置の体積、消費電流、価格を増加させる。
【００１４】
そこで三角関数を折れ線で近似する方法が１９９９年電子情報通信学会総合大会にて「ＯＦＤＭ復調器のＡＦＣ回路構成法に関する一提案」（ＮＴＴワイヤレスシステム研究所Ｂ−５−２１８、第５６９頁）として発表されたが、具体的な回路実現構成については全く触れられていない。
【００１５】
本発明の目的は上述した従来のＯＦＤＭ受信装置の各周波数及び位相誤差補正方法の問題点を解決し、しかもＯＦＤＭ受信装置の全体的な周波数及び位相誤差をほぼ完全に補正できる装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の周波数及び位相誤差補正装置は、プリアンブル部とデータ部から成るＯＦＤＭ信号を受信し、該ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調するＯＦＤＭ受信装置において、前記受信信号のプリアンブル部から周波数誤差を検出し、該周波数誤差を基にして周波数誤差補正信号を作成し、該周波数誤差補正信号を用いて前記受信信号の周波数誤差を補正する周波数誤差補正手段と、前記受信信号のプリアンブル部からＦＦＴ演算のタイミングを検出してＦＦＴタイミング信号を生成するＦＦＴタイミング生成手段と、前記周波数誤差補正手段によって周波数誤差が補正された受信信号に対し、前記ＦＦＴタイミング信号に基づいて、プリアンブル部のＦＦＴ演算とデータ部のＦＦＴ演算をするＦＦＴ演算手段と、前記プリアンブル部のＦＦＴ演算出力信号と該プリアンブル部に関する位相誤差がないときの既知の位相情報とから位相誤差補正信号を作成し、該位相誤差補正信号を用いて前記データ部のＦＦＴ演算出力信号の位相誤差を補正する第１次の位相誤差補正手段と、前記第１次の位相誤差補正手段による補正後の出力信号のシンボル毎のパイロット信号と既知のパイロット信号からシンボル毎の位相誤差補正信号を作成し、該位相誤差補正信号を用いて該第１次の位相誤差補正手段による補正後の出力信号のシンボル毎の位相誤差を補正する第２次の位相誤差補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１７】
本発明において、前記周波数誤差補正手段は、sinΘ＝Θ、cosΘ＝１と近似可能な微少ベクトルを所定回数繰り返し乗算して前記周波数誤差補正信号を作成する補正信号作成回路を有し、前記周波数誤差補正信号の作成の度に前記補正信号作成回路をリセットし、前記微少ベクトルの乗算回数は１シンボル長に相当する回数に設定されていることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明による周波数誤差補正、位相誤差補正が可能となるＯＦＤＭ受信信号は、図１の示す通りプリアンブル部とペイロード部（データ部）より構成される。プリアンブル部は、送信側で付加する既知信号であり、このプリアンブル部を実際に受信することにより、周波数等の誤差を算出し、誤差を補正するための信号を作成する。
ペイロード部は送信データであり、複数のシンボルより成り立っている。各シンボルを周波数スペクトルで見た場合、数キャリアの、パイロットキャリアを有する。
【００１９】
ＯＦＤＭ受信信号には周波数誤差が存在する。周波数誤差量をΔＦとした場合、受信信号は、送信信号に、周波数ΔＦ、位相Θ、の誤差信号をかけた（複素乗算）ものと考えられる。ＯＦＤＭシステムにおいては、復調処理にＦＦＴ演算を行うので、周波数ΔＦによる周波数誤差は、位相誤差となって表れ、誤差信号自身の持つ位相Θと合成された誤差となる。この誤差を検出し補正するために、送信側で既知信号となっているプリアンブル部が必要となる。
従って、プリアンブル部には周波数誤差、位相誤差補正、ＦＦＴタイミングが検出可能な信号であることが条件である。
【００２０】
図２に本発明による周波数誤差補正、位相誤差補正装置を構成するＯＦＤＭ受信システムの実施形態であるブロック図を示し、概要を説明する。
同図において、１はＲＦ回路、２はセレクタ、３は周波数補正演算回路、４はＦＦＴ演算回路、５はデータベース、６は周波数誤差検出回路、７は補正信号作成回路で、回路３，５，６及び７で、自動周波数制御部（ＡＦＣ部）２１を構成する。
【００２１】
８はＦＦＴタイミング検出回路、９はＦＦＴタイミング信号作成回路で、これら回路によりＦＦＴタイミング制御部２２を構成する。
１０はセレクタ、１１は１次位相補正演算回路、１５はＦＦＴタイミング位相誤差検出回路、１６はデータベース、１７は位相誤差補正信号作成回路で、これら回路により１次位相誤差補正部２３を構成する。
１２はセレクタ、１３は２次位相補正演算回路、１８はシンボル間位相誤差検出回路、１９はデータベース、２０は位相誤差補正信号作成回路で、これら回路により２次位相誤差補正部２４を構成する。
１４は復調回路である。
【００２２】
受信信号Ａ１の周波数誤差量をΔＦとした場合、受信信号Ａ１は、送信信号に、ある位相をもつ周波数ΔＦの誤差信号をかけたものと考えられる。つまり受信波形に生じる誤差は、ΔＦによる位相誤差と、誤差信号自身の位相の合計となる。ここで実際に受信した信号に−ΔＦだけ周波数誤差が生じるような信号Ａ５（以下、補正信号）をかけると、理論的に周波数誤差ΔＦ分の周波数を補正した信号ができる。
【００２３】
ＡＦＣ部２１ではセレクタ２により受信信号Ａ１から得たプリアンブル部Ａ６から誤差検出回路６で周波数誤差Ａ７を検出し、それを基にして補正信号作成回路７で補正信号Ａ５を作成し、そのデータをデータベース５に格納し、補正演算回路３で以降の受信信号のペイロード部Ａ３に乗算することにより周波数誤差を補正する。但し、ＡＦＣ部２１では誤差信号の位相は算出できないため、誤差信号Ａ７と補正信号Ａ５との位相差は誤差として残留する。
【００２４】
この後、プリアンブル部Ａ６からタイミング検出回路８で求めたＦＦＴタイミング信号Ａ２１を基にして、ＦＦＴ演算回路４は補正演算回路３からの時間波形Ａ４をシンボル毎に周波数スペクトルＡ１０に変換する。ここでＦＦＴのタイミング信号がずれると、位相誤差はＡＦＣ部２１で残留した誤差信号と補正信号Ａ５の位相差の他に、ＦＦＴのタイミングのずれから生じる位相誤差が加わる。
【００２５】
次にＡＦＣ部２１について詳細を説明する。
ＡＦＣ部２１では図１におけるプリアンブル部から誤差検出回路６で周波数誤差△ｆを検出し、そのデータＡ７を基にして補正信号作成回路７で補正信号Ａ５を作成する。本発明では、求めたデータＡ７の値を基にして図３のように補正信号Ａ５をディジタル的に生成することを特長とする。
【００２６】
上述した補正信号Ａ５をディジタル的に作成して周波数誤差を補正する方法の原理的説明は以下の通りである。
周波数補正（同調）方法は、例えば、ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ信号のデータ部の先頭に付加される同期信号（プリアンブル部：遅延量１６サンプル）を利用して周波数誤差補正をディジタル処理方式により実行するものである。
ＭＭＡＣにおいて、タイミング検出、周波数同期はＢＣＨ下り送信バースト、上り送信バーストの２種類に対して行っている。下り送信バースト構成を図５、上り送信バースト構成を図６に示す。この２種類の各送信バーストはプリアンブル部とペイロード部（データ部）から構成される。
ＢＣＨ下り送信バーストは、プリアンブルがＡフィールド、Ｂフィールド、Ｃフィールドの順序になり、上り送信バーストはＢフィールド、Ａフィールド、Ｃフィールドの順序になる。プリアンブル部において、Ａの符号を反転させたものがＩＡ、ＲＡであり（ＩＡとＲＡは同じ）、Ｂの符号を反転させたものがＩＢである。
ＯＦＤＭ時間信号と１６Ｔ（以降、Ｔは１サンプルクロックを表す）遅延させて共役した信号を図７のように複素乗算を行いＩＱ平面に展開すると、原点を中心とした円周上の、Ｉ軸正側を基準とした角度△θ’の位置に現れる（図１２参照）。
但し上述の場合プリアンブルの特性上、現時点の受信信号と１６Ｔ遅延信号（共役前）のベクトルの位相差は、図７のブロック内（１６Ｔ）で見ると、どのサンプル点でも一定であること（但し、原信号と遅延信号が違うフィールドの場合は例外）、
上記位相差と周波数誤差量の関係は一対一対応しており、複素乗算結果をＩＱ平面展開したときの角度Δθ’により周波数誤差量がわかること、
上記Δθ’を求めるにはΔＩ’とΔＱ’の値とArctan関数を用いること、が必要である。
【００２７】
１サンプル当りの周波数誤差量△θ’と△θとの関係は、受信ＯＦＤＭ信号と、該信号を１６Ｔ遅延させて共役した信号との複素乗算出力の角度△θ’（＝Arctan（△Ｑ’／△Ｉ’））が周波数誤差量△θに応じてＩＱ平面で推移する状態から知ることができる。
【００２８】
表１は受信ＯＦＤＭ信号と、該信号の１６Ｔ遅延信号のＡフィールド（符号が相反する関係）の時の△θに応じたＩＱ平面に展開したときの位相の推移、表２はＢフィールド（符号が同じ関係）の△θに応じたＩＱ平面に展開したときの位相の推移を示す。
【００２９】
【表１】

【００３０】
【表２】

【００３１】
なお、表１，２は、「１６Ｔ遅延データ」の位相角をΘと置くことで、「現時点での受信信号」、複素共役、演算結果がＡ，Ｂフィールドでどう推移するかを示している。
【００３２】
|△ｆ|＜１とすると、上記△θ’は表１では図１２において第２、第３象限に展開し（Ｉ成分の符号はマイナス）、表２では図１２において第１、第４象限に展開する（Ｉ成分の符号はプラス）ことがわかる。
△ｆと△θ’及び△θの値は一対一対応しており、この関係式はＩ成分の符号がマイナス（表１より）のときは式１、プラス（表２より）のときは式２となる。
【００３３】
式１ △ｆ＝(△θ’／０.５π)−２ (０.５π＜△θ’＜１.５π）（１）
式２ △ｆ＝(△θ’／０.５π) (−０.５π＜△θ’＜０.５π）（２）
なお、△ｆ＝△θ’／１６（１６＝遅延量）
図１３の例では、Ｉ成分の符号がプラスなので式２を用いて△ｆを求める。
なお、以上の処理をＣフィールドまで行うことで補正周波数の精度を増すことができる。
【００３４】
図１１は上述した原理に基づくＡＦＣ部２１における周波数補正方法の信号処理のフローを示す。同図において、受信ＯＦＤＭ信号３１は、１６Ｔ遅延後にＱ成分を符号反転３３して複素共役３４を生成し、これによる複素共役信号と複素乗算３５する。複素乗算３５の出力信号の△Ｉ’，△Ｑ’成分より△θ’＝Arctan（△Ｑ’／△Ｉ’）３６を求め、更に△θ’を求めるとき用いたサンプル遅延量１６で割ることにより１サンプル当りの誤差△θを求めて、この△θから周波数補正量△Ｉ、△Ｑを演算３７する。△Ｉ，△Ｑと上記Ｉ成分を判定４０し、その符号に応じて、前記受信ＯＦＤＭ信号のサンプル回数に応じて複素乗算３８し、その乗算出力Ｉ_n＋ｊＱ_n＝（Ｉ_n-1＋ｊＱ_n-1）・（△Ｉ＋ｊ△Ｑ）を、受信ＯＦＤＭ信号の各サンプル信号に複素乗算３９して周波数補正（同調）された受信ＯＦＤＭ信号を得る。
【００３５】
次に△θより周波数補正量△Ｉ、△Ｑを求める簡易な方法について説明する。
ディジタル処理による周波数補正をする際の計算において、直線で近似された三角関数Arctanを用い誤差角を算出した後、角度の範囲に制限があることを利用し直接虚数軸に値を反映させることにより下記のようにして△Ｉ，△Ｑを求める。
【００３６】
図１１の処理により得られた補正角△θを複素数△Ｉ，△Ｑ（補正量）に変換するために以下の式を用いる。
△Ｉ＝COS（△θ），△Ｑ＝SIN（△θ）（３）
ここでもし△θが十分狭ければsinΘ≒Θ［ラジアン］であることにより、以下の線形式で算出することができる。
【００３７】
△Ｉ＝１（∵COSθ＝１−２・SIN²（△θ／２））（４）
△Ｑ＝△θ （５）
これにより正弦、余弦の計算を無くし三角関数の演算を大幅に簡易化できる。
【００３８】
ここで△θの最大の角度について見る。ＯＦＤＭ信号のサブキャリアが直流から整数倍の周波数で並んでいる場合、位相誤差が３６０°を超えた時点で隣接するサブキャリア領域に達するため、正しい識別が不可能となる。逆にいえば受信可能な最大位相誤差は３６０°である。よって補正可能な最大位相誤差は１サブキャリア間あたり３６０°／（サブキャリア数）となる。
【００３９】
さて、上述したように、数学的には、補正信号はsin，cos関数を用いて作成するが、回路規模を考えると高精度では実現困難なので、直線近似が必要となる。三角関数は角度により傾きが大きく変化するので、０〜２πの範囲で近似しようとすると、近似式の場合分けは膨大な量になり回路規模を増大させてしまう。そこで本発明ではこの問題を解決するため、前述したように図３のように計算により求めた１サンプル分に相当する微少ベクトルを算出し、この微少ベクトルの複素乗算を繰り返すことで補正信号Ａ５を作成することにした。微少ベクトルにすると角度が微少となる為、三角関数近似の際には、前述のようにsinΘ≒Θ、cosΘ≒１と近似できる。これにより近似式は場合分けの必要はなくなり、回路規模を大幅に減少させる。
【００４０】
この方法における補正信号Ａ５の理想的な作成方法としては、最初に求めた微少ベクトルを半永久的に乗算し続けていくことである。このようにすれば理論的には誤差信号と補正信号Ａ５の位相差は全てのシンボルで一定である。そのため、この後の位相誤差補正では、送信側と受信側のプリアンブルの同一キャリアにおけるスペクトルの位相を比較するだけで、位相誤差の補正信号Ａ２２が作成できる。この場合、補正信号Ａ５と誤差信号の位相差とＦＦＴタイミング信号Ａ２１のずれによる位相誤差とを、同時に補正できるため、図２の２次位相誤差補正部２４が不要になるメリットがある。
【００４１】
しかし、乗算を多数繰り返した場合、有効ビット数の制限によりこの乗算演算途中でおこるビットの切り捨てによって誤差が蓄積していくため、ベクトルの振幅、位相共に誤差が拡大してしまうという問題が新たに起こる。例として振幅が小さくなる方向に誤差が生じる場合、乗算し続けていくと補正信号Ａ５は０に収束する。
【００４２】
本発明ではこのような誤差の蓄積を避けるために微少ベクトルを一定数乗算すると、補正信号を生成する回路７をリセットし、新しく補正信号Ａ５を作成するようにする。このようにすれば補正信号Ａ５の振幅誤差、位相誤差を最小限に抑えることができる。
【００４３】
但し、ここで注意しなければならない点は、補正信号Ａ５を生成する回路７をリセットした時点で補正信号Ａ５の位相が変化してしまうことである。とくにペイロードの同一シンボル内で位相が変化すると、誤差信号と補正信号Ａ５の位相差をＦＦＴ演算後に算出することができなくなる。
【００４４】
そこで本発明においては、同一シンボル内では誤差信号と補正信号Ａ５の位相差が一定になるように微少ベクトル乗算回数は１シンボル長と同じに設定し、同一シンボル内の誤差信号と補正信号Ａ５の位相差状態を保つ。
このようにすれば当然補正信号Ａ５の位相はシンボル毎に異なるため、誤差信号と補正信号Ａ５の位相差もシンボル毎に異なっている。その位相差を補正する手段が新たに必要となり、後述の２次位相誤差補正部２４で位相誤差補正を行う。微少ベクトルを半永久的に乗算し続けていく場合ａと、シンボル毎にリセットする場合ｂとの比較を図４に示す。
【００４５】
ＡＦＣ部２１による処理の結果、周波数誤差を補正する信号Ａ５ができる。本発明においては補正信号Ａ５の作成方法を工夫することにより、補正信号Ａ５の振幅誤差を最小限に抑制できる。この時点で今後補正を要するのは誤差信号と補正信号Ａ５の位相差である。但し、最初に求めた微少ベクトルを半永久的に乗算し続けていくわけではないので誤差信号と補正信号Ａ５の位相差が各シンボルで異なるという問題が新たに起きる。この問題は、２次位相誤差補正部２４で解決できる。また、振幅誤差を最小限に抑えることにより、振幅補正は不要となる。
この後、ＦＦＴ演算回路４で時間波形Ａ４を周波数スペクトルＡ１０に変換する。ここでＦＦＴのタイミング信号Ａ２１のずれによる位相誤差が新たに加わる。この部分は１次位相補正演算回路１１で補正する。
【００４６】
ＦＦＴ後の周波数スペクトルＡ１０で生じる位相誤差は、ここでＦＦＴのタイミングのずれによる位相誤差と誤差信号と補正信号Ａ５の位相誤差に大別される。誤差信号と補正信号Ａ５の位相誤差はシンボル毎に異なるため、最初にＦＦＴをかけたウインドウ（以下、基準ウインドウ）を基準として考えると、さらに誤差信号と基準ウインドウの補正信号Ａ５との位相誤差と、基準ウインドウにおける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号Ａ５との位相誤差の２つに分けられる。
【００４７】
１次位相誤差補正部２３ではプリアンブルを用いて、ＦＦＴ演算回路４で生じたＦＦＴタイミングのずれによる誤差と、誤差信号と基準ウインドウ（実際にはプリアンブル内に存在する）における補正信号Ａ５との位相誤差を補正している。２次位相誤差補正部２４で、基準ウインドウにおける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号との位相誤差を各シンボルのパイロットキャリアを用いて検出し位相補正を行う。
【００４８】
１次位相誤差補正部２３ではＦＦＴポイントのずれによる誤差と、誤差信号と基準ウインドウにおける補正信号Ａ５との位相誤差と併せて補正する。送信側で既知となっているプリアンブル部分をセレクタ１０により選別する。位相誤差検出回路１５で実際受信したプリアンブル信号Ａ１５の基準ウインドウと、送信側で既知であるスペクトルの基準ウインドウ部分とを比較し、位相差データＡ１７を各キャリアで求める。これを基にして１次位相誤差補正の補正信号Ａ１６を作成する。この信号をデータベース１６に格納し、１次位相補正演算回路１１において各キャリア毎に補正信号Ａ２２を基準ウインドウ以降のＦＦＴ演算処理されたデータＡ１１（セレクタ１０で選別される）に乗算することにより１次位相誤差補正は終了する。
【００４９】
次に上述したＦＦＴポイントのずれによる位相誤差補正方法について詳細を説明する。
前述したようにＦＦＴウインドウの位置にずれ（図１３）が生じることにより位相誤差が発生する現象をＩＱ平面に展開したコンスタレーション上で説明すると、図１４のようになる。位相誤差が存在するときは、誤差がないときと比べて反時計回りに回転した形で情報点が現れる。この回転量はキャリア番号をＮ、ＦＦＴポイントずれ量をＭとすると、ＩＱ平面上での位相回転量α＝（Ｍ・Ｎ・２π）／６４と表せる。ＦＦＴポイントずれ量を固定値とした場合、位相回転量とキャリア番号は一対一対応することになる。この位相回転量は、キャリア番号によって係数が異なるが、位相誤差量に比例することになる。
【００５０】
そこで、位相誤差を補正するためには、各キャリアにおける位相誤差量である位相回転量を求め、位相誤差により回転した角度分だけ逆方向に回転するような信号を補正信号として実際の信号に複素乗算すれば良い。
【００５１】
本発明の位相誤差補正方法は上述した原理に基づくものである。
位相誤差のない時のＩＱ平面に展開したＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算処理出力信号の情報点がＩ軸上にあり、かつその符号が正であると分かっている場合、上記信号が位相誤差を受けると、ＩＱ平面上で上記情報点は回転するので、その情報点の複素共役をとった信号を、上記信号に複素乗算すれば、位相誤差を補正することができるから、上記複素共役信号は位相誤差補正信号となる。
【００５２】
同様に、位相誤差のない時のＩＱ平面に展開した上記情報点がＩ軸上にあり、かつその符号が負であると分かっている場合、上記信号が位相誤差を受け回転したらその情報点のＩ，Ｑ両成分の符号を反転した後で、複素共役をとった信号を、上記信号に複素乗算すれば、位相誤差を補正することができるから、上記複素共役信号は位相誤差補正信号となる。
【００５３】
このような位相誤差補正を行うには、ＯＦＤＭ信号のデータ部に先立って設けられたプリアンブル部を利用すればよい。即ち、プリアンブル部としてＩ軸上に存在する正又は負符号であることを示す既知信号成分を含むＯＦＤＭ信号を送信すれば、受信側では、各信号成分の送出順に上述した手順に従って処理することにより受信されたＯＦＤＭ信号のデータ部のＦＦＴ演算出力の位相誤差補正信号を得ることができる。これによる補正はＯＦＤＭ信号の各キャリア毎に行う。
【００５４】
図１５は上述した位相誤差補正のための信号処理のフローを示す。同図において、受信されたＯＦＤＭ信号のプリアンブル部の時間波形４１のＩ軸成分Ｉ１及びＱ軸成分Ｑ１をＦＦＴ演算４２とする。この時、送信時点のプリアンブル部のＩ軸上の符号を示す前記既知信号を、各キャリア番号のデータ毎にデータベース４３に蓄積しておいて、データベース４３からＦＦＴ演算出力Ｉ２，Ｑ２の符号を判定４４し、その判定結果に応じてＩ２又はＱ２の符号を変える４５。即ち、上記符号が正の時はＱ２の符号を変え、また上記符号が負の時はＩ２の符号を変える。符号変換４５後の複素共役信号Ｉ３，Ｑ３は、各キャリア番号毎に位相誤差補正信号のデータベース４６に蓄積する。
【００５５】
次にＯＦＤＭ信号のデータ部の時間波形４７のＩ軸成分Ｉ４、Ｑ軸成分Ｑ４をＦＦＴ演算４８する。
そのＦＦＴ演算出力のＩ５、Ｑ５に、各キャリア毎に、前記データベース４６からの位相誤差補正信号Ｉ３，Ｑ３を複素乗算４９し、位相誤差の補正されたＩ６，Ｑ６成分の信号を得る。
【００５６】
２次位相誤差補正部２４では、プリアンブル内の基準ウインドウにおける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号Ａ５との間に生じた位相誤差を補正する。まずセレクタ１２においてシンボルのパイロットにあたるキャリアデータＡ１８を抽出する。パイロットは送信側では既知信号であるため、シンボル間位相誤差検出回路１８により受信信号とＡ１８との位相差Ａ２０を求めて、位相誤差補正信号作成回路２０によりそこから補正信号Ａ１９を作成する。パイロットは１シンボルあたり複数キャリア存在する場合は、各位相差データを補正データ作成回路２０で平均することにより補正データＡ１９を作成し、データベース１９に格納する。セレクタ１２で選別されたパイロット以外のキャリアデータＡ１３と当該キャリアの補正データＡ２３を、２次位相補正演算回路１３で、位相補正演算（複素乗算）することで２次位相誤差補正は終了する。
【００５７】
次に本発明の周波数補正、位相補正方法をＭＭＡＣ通信システムに適用した場合の例を示す。
ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ受信信号は、下りＢＣＨ送信バースト、上り送信バーストの2種類である。下りＢＣＨ送信バーストを図５に、上り送信バーストを図６に示す。
【００５８】
本発明をＭＭＡＣに適用した場合図２のＡＦＣ部２１について説明する。
周波数誤差検出は下りＢＣＨ送信バースト（図５）、上り送信バースト（図６）の２種類より行う。この2種類の各送信バーストはプリアンブル部とペイロード部から構成される。
【００５９】
下りＢＣＨ送信バーストは、プリアンブルがＡフィールド、Ｂフィールド、Ｃフィールドの順序になり、上り送信バーストはＢフィールド、Ａフィールド、Ｃフィールドの順序になる。プリアンブルにおいて、Ａの符号を反転させたものがＩＡ、ＲＡであり（ＩＡとＲＡは同じ）、Ｂの符号を反転させたものがＩＢである。
【００６０】
図７はＭＭＡＣにおけるＡＦＣ部２１の実施形態の動作説明図を示す。ＯＦＤＭ時間信号と１６clk遅延させて共役した信号を図７のように複素乗算を行う。乗算後の信号の位相と周波数誤差量は一対一対応している。これより周波数誤差を検出できる。なお、図中の各長方形１ブロックで示す領域は１６サンプルのデータが存在することを示している。
【００６１】
このようにして求めた周波数誤差の値を元にして補正信号Ａ５を図３のようにディジタル的に生成する。ＭＭＡＣのケースでは１シンボル長（ガードインターバルを含む）が８０clkの為、微少ベクトルの乗算回数は図８のように８０回となる。これによりペイロードにおける同一シンボル内の誤差信号と補正信号の位相差を保つ。
【００６２】
このようにすれば、図４の通り当然補正信号の位相はシンボル毎に異なるため、誤差信号と補正信号の位相差もシンボル毎に異なっている。その位相差を補正する手段が新たに必要となり、後述の２次位相誤差補正部２４で行う。
【００６３】
ＡＦＣ部２１での補正の結果、周波数誤差Δｆ分の位相を補正するための信号Ａ５が出力される。受信信号Ａ３と補正信号Ａ５を乗算することにより補正後の信号Ａ４を作成する。
【００６４】
補正信号Ａ５は一定回数微少信号を乗算するとリセットされるが、この後に行うＦＦＴ演算において、ＦＦＴウィンドウ内部でリセットするようなタイミング信号Ａ２１を送ると位相誤差補正ができなくなる。そのため補正信号Ａ５の乗算開始位置は非常に重要となる。
【００６５】
ＭＭＡＣに適応した場合、補正信号Ａ５の乗算開始位置についてはＣフィールドの後半からとする。図４の方法をＭＭＡＣに適用した場合を図９に示す。
この後周波数補正した時間波形Ａ４をＦＦＴ演算回路４を通すことで周波数スペクトルＡ１０に変換する。ＦＦＴタイミング信号Ａ２１の位置を示したものを図１０に示す。Ｃフィールドは同一データが２回繰り返して受信される形式となる。図１０のように、Ｃフィールドの前半では、図９に示したように８０clkの周期の区切りが生じてしまい、ＦＦＴ窓の途中で補正信号の位相の不連続点が挿入されてしまう事になる。それを回避するには、Ｃフィールドの後半を使えば以降のデータフィールドと同様に８０clkの周期の中にＦＦＴ窓が扱えることが分かる。よって、Ｃフィールドから検出されるＦＦＴウインドウ位置のずれによる位相誤差の検出はＣフィールドの後半で行えば良い。
この後、ＦＦＴ演算回路４で時間波形Ａ４を周波数スペクトルＡ１０に変換する際、ＦＦＴのタイミングのずれによる位相誤差が新たに加わる。この部分は１次位相誤差補正部２３で補正する。
【００６６】
周波数スペクトルで生じる誤差は、ここでＦＦＴのタイミングのずれによる位相誤差と誤差信号と補正信号Ａ５の位相誤差に大別される。誤差信号と補正信号Ａ５の位相誤差はシンボル毎に異なるため、Ｃフィールドを基準とした場合、さらに誤差信号と最初のＣフィールドにおける補正信号Ａ５との位相誤差とＣフィールドにおける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号Ａ５との位相誤差の２つに分けられる。
【００６７】
１次位相補正演算回路１１ではＣフィールドを用いて、ＦＦＴ演算回路４で生じたタイミング信号Ａ２１のずれによる誤差と、誤差信号と最初のＣフィールドにおける補正信号Ａ５との位相誤差を補正している。２次位相補正演算回路１３では、Ｃフィールドにおける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号Ａ５との位相誤差を各シンボルのパイロットキャリアを用いて検出し位相補正を行う。パイロットは１シンボルあたり４キャリア存在するので、４つの位相差データを補正信号作成回路２０で平均することにより補正信号Ａ１９を作成し、２次位相補正演算回路１３で、位相補正演算（複素乗算）する。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ＯＦＤＭ受信装置における周波数及び位相誤差を全体的かつ完全にディジタル的に補正でき、しかも補正演算は大幅に簡易化して演算回数を減少させたので、極めて実用性の高いものとすることができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ受信信号の構成図である。
【図２】本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
【図３】微少ベクトルを用いた補正信号の作成方法を示す図である。
【図４】誤差信号に対する補正信号の補正方法の説明図である。
【図５】ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ受信信号の下りＢＣＨ送信バーストの構成図である。
【図６】上記信号の上り送信バーストの構成図である。
【図７】下りＢＣＨ送信バースト構成での複素乗算の計算方法の説明図である。
【図８】ＭＭＡＣにおいて微少ベクトルを用いた補正信号の作成方法を示す図である。
【図９】ＭＭＡＣに本発明を適用したときの補正信号による補正方法の説明図である。
【図１０】ＯＦＤＭ受信信号に対するＦＦＴタイミング位置を示す図である。
【図１１】周波数補正方法の信号処理のフローを示す図である。
【図１２】複素乗算の結果であるＩＱ平面展開例を示す図である。
【図１３】ＦＦＴウインドウの位置ずれを示す図である。
【図１４】位相誤差量とＩＱ平面に展開した情報点との関係を示す図である。
【図１５】位相誤差補正のための信号処理のフローを示す図である。
【符号の説明】
１ＲＦ回路
２セレクタ
４ＦＦＴ演算回路
５データベース
６周波数誤差検出回路
７補正信号作成回路
８ＦＦＴタイミング検出回路
９ＦＦＴタイミング信号作成回路
１０セレクタ
１１１次位相補正演算回路
１２セレクタ
１３２次位相補正演算回路
１４復調回路
１５ＦＦＴタイミング位相誤差検出回路
１６データベース
１７位相誤差補正信号作成回路
１８シンボル間位相誤差検出回路
１９データベース
２０位相誤差補正信号作成回路
２１ＡＦＣ部
２２ＦＦＴタイミング制御部
２３１次位相誤差補正部
２４２次位相誤差補正部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention provides an improved frequency and phase error correction apparatus suitable for an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) receiver, particularly an OFDM receiver in a Multimedia Mobile Access Communication System (hereinafter referred to as MMAC). About.
[0002]
[Prior art]
The OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) transmission system is known as a system that enables high-speed digital data transmission for mobile communications that are strongly affected by radio propagation problems such as multipath and fading. Is being used. A typical example is ITU-R recommendation BS. 774 (hereinafter referred to as DAB (Digital Audio Broadcasting)). Alternatively, application to a multimedia mobile access communication system (Multimedia Mobile Access Communication System or later MMAC) is also being attempted.
[0003]
Here, the OFDM transmission method generates a plurality of orthogonal carrier signals (carrier signals) for each predetermined transmission bandwidth obtained by dividing the transmission band, and uses a mathematical operation called discrete inverse Fourier transform (IDFT). In this system, each carrier signal is multiplexed and transmitted by performing modulation such as phase modulation in a batch with digital information to be transmitted. That is, an OFDM modulated signal is obtained by adding and synthesizing each carrier signal modulated by phase modulation or the like with digital information to be transmitted. The waveform of information (symbols) within a predetermined time of the OFDM modulated signal obtained in this way varies depending on the digital information to be transmitted. Such an OFDM modulated signal waveform is obtained by an operation for converting frequency domain data to time domain data, that is, a discrete inverse Fourier transform (IDFT). The OFDM modulated signal thus obtained can be demodulated by discrete Fourier transform (DFT).
[0004]
As in the above digital audio broadcasting system (DAB), each carrier signal in OFDM is modulated by, for example, differential four-phase modulation (differential QPSK, QPSK: Quadrature Phase Shift Keying). That is, the difference between the previous symbol and the current symbol is taken, and accordingly, for example, π / 4, 3 · π / 4, 5 · π / 4, and 7 · π / 4 are taken. Modulated. The modulated data subjected to the differential QPSK modulation is converted into an I (in-phase) component and a Q (quadrature) component, and then subjected to OFDM modulation to become a baseband OFDM modulated signal. The I component and Q component baseband OFDM modulated signals are each quadrature modulated by multiplying the output signal of the local oscillator and the signal shifted by 90 °, and up-converted to a predetermined band and transmitted. .
[0005]
Now, in order to demodulate the OFDM signal, it is necessary to perform a Fourier transform (FFT) operation. At this time, as shown in FIG. 2, the guard interval from the data part (DATA) of the OFDM signal is set at the position of the FFT window. By causing a shift toward (GI), a phase error is generated in the output of the FFT operation.
[0006]
In order to correct such a phase error, conventionally, a method has been used in which information points on the constellation corresponding to each carrier (52 subcarriers in MMAC) are multiplied a plurality of times to obtain a remainder for 2π.
[0007]
Taking the QPSK method as an example, when there is no phase error, the phase on the constellation of each carrier after the FFT calculation is one of π / 4, 3π / 4, 5π / 4, or 7π / 4. For this reason, when each data is multiplied four times and a remainder with respect to 2π is obtained, the information point becomes π in all carriers if there is no error.
[0008]
Accordingly, the amount of deviation from π of the information point when each data is raised to the fourth power and the remainder for 2π is calculated, and the result obtained by dividing the value by ¼ is the phase error amount.
Based on this phase error amount, a phase error correction signal is generated in each carrier, and the phase error correction is performed by multiplying the constellation of each carrier after the FFT calculation.
[0009]
As a conventional frequency correction (tuning) method for the OFDM receiver, there are an analog processing method and a digital processing method.
In the frequency correction method using the analog processing method, the frequency correction unit detects the frequency error included in the preamble portion of the received OFDM signal from the Arc component (Q component / I component) of the I component and Q component of the preamble portion, and the detection thereof. The output is D / A converted to obtain a voltage corresponding to the frequency error amount, and the voltage is corrected (tuned) by the frequency Δf obtained by controlling the voltage controlled oscillator (VCO) with this voltage.
[0010]
A frequency correction method using a digital processing method has been proposed in which a calculation digit has several tens of digits, and an ideal system and a system that calculates a trigonometric function using a series expansion formula over a higher order are proposed.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
Thus, if the conventional phase error correction method described above is to be realized on an actual communication system, a large number of multiplications / divisions must be performed for each subcarrier, resulting in an enormous number of calculations and a required calculation accuracy. The circuit scale becomes large in order to obtain At the same time, an increase in circuit scale and an increase in the number of operations complicate the processing. In order to apply the above method to a high-speed communication system, the operation speed of the circuit must greatly exceed the transmission speed of communication. This increases the number of parts required and increases the volume, current consumption, and device price.
[0012]
Also, in the frequency correction method using the conventional analog processing method, since the OFDM modulation / demodulation method has a multi-carrier configuration, the carrier interval is narrow and it is actually difficult to tune to a specific carrier. In addition, since the configuration is an open loop, a frequency error with respect to a set voltage such as a VCO is added, which makes the configuration difficult.
[0013]
In addition, in the frequency error correction method using the existing digital method, since the trigonometric function is calculated using a series expansion equation over a higher order, there are many calculation parts, the circuit scale becomes large, and the number of calculations increases. Therefore, the operation speed of the circuit must greatly exceed the communication transfer speed. These increase the number of parts required and increase the volume, current consumption and price of the device.
[0014]
Therefore, a method of approximating trigonometric functions with a polygonal line is "Proposal on AFC circuit configuration method of OFDM demodulator" at the 1999 IEICE General Conference (NTT Wireless Systems Laboratories B-5-218, page 569). Although announced, no specific circuit implementation configuration is mentioned at all.
[0015]
An object of the present invention is to solve the above-described problems of the frequency and phase error correction methods of the conventional OFDM receiver, and to provide an apparatus capable of almost completely correcting the overall frequency and phase error of the OFDM receiver. It is in.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the frequency and phase error correction apparatus of the present invention is an OFDM receiver that receives an OFDM signal composed of a preamble part and a data part, and performs an FFT operation on the OFDM signal to demodulate the OFDM signal. Of the received signal Detect frequency error from preamble part, A frequency error correction signal is created based on the frequency error, and the frequency error of the received signal is calculated using the frequency error correction signal. Frequency error correction means for correcting; Of the received signal Detect the timing of FFT operation from the preamble part FFT timing signal FFT timing generation means for generating For the received signal whose frequency error has been corrected by the frequency error correcting means, based on the FFT timing signal, the FFT calculation of the preamble part and the data part FFT calculation means for performing FFT calculation; A phase error correction signal is created from the FFT calculation output signal of the preamble part and known phase information when there is no phase error related to the preamble part, and the FFT calculation output signal of the data part is generated using the phase error correction signal. Correct phase error First phase error correction means; A phase error correction signal for each symbol is created from a pilot signal for each symbol of the output signal corrected by the first phase error correction means and a known pilot signal, and the first order error correction signal is used to generate the phase error correction signal. The phase error for each symbol of the output signal after correction by the phase error correction means is corrected. And a second-order phase error correction means.
[0017]
In the present invention, the frequency error correction means may calculate a minute vector that can be approximated as sin Θ = Θ and cos Θ = 1 a predetermined number of times. A correction signal generating circuit for repeatedly generating the frequency error correction signal by multiplying, the correction signal generating circuit being reset each time the frequency error correction signal is generated, and the number of multiplications of the minute vector being 1 symbol length It is set to the corresponding number of times It is characterized by that.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An OFDM reception signal that enables frequency error correction and phase error correction according to the present invention includes a preamble portion and a payload portion (data portion) as shown in FIG. The preamble part is a known signal added on the transmission side, and by actually receiving this preamble part, an error such as a frequency is calculated and a signal for correcting the error is created.
The payload portion is transmission data and is composed of a plurality of symbols. When each symbol is viewed in the frequency spectrum, it has several pilot carriers.
[0019]
There is a frequency error in the OFDM received signal. When the frequency error amount is ΔF, it is considered that the received signal is obtained by multiplying the transmission signal by an error signal of frequency ΔF and phase Θ (complex multiplication). In the OFDM system, since the FFT operation is performed for the demodulation process, the frequency error due to the frequency ΔF appears as a phase error and becomes an error combined with the phase Θ of the error signal itself. In order to detect and correct this error, a preamble portion that is a known signal on the transmission side is required.
Therefore, it is a condition that the preamble portion is a signal that can detect frequency error, phase error correction, and FFT timing.
[0020]
FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM receiving system constituting a frequency error correction and phase error correction apparatus according to the present invention, and an outline thereof will be described.
In the figure, 1 is an RF circuit, 2 is a selector, 3 is a frequency correction operation circuit, 4 is an FFT operation circuit, 5 is a database, 6 is a frequency error detection circuit, and 7 is a correction signal generation circuit. 6 and 7 constitute an automatic frequency control unit (AFC unit) 21.
[0021]
Reference numeral 8 denotes an FFT timing detection circuit, and reference numeral 9 denotes an FFT timing signal generation circuit. These circuits constitute an FFT timing control unit 22.
Reference numeral 10 denotes a selector, 11 denotes a primary phase correction arithmetic circuit, 15 denotes an FFT timing phase error detection circuit, 16 denotes a database, and 17 denotes a phase error correction signal generation circuit. These circuits constitute a primary phase error correction unit 23.
Reference numeral 12 is a selector, 13 is a secondary phase correction calculation circuit, 18 is an intersymbol phase error detection circuit, 19 is a database, and 20 is a phase error correction signal generation circuit. These circuits constitute a secondary phase error correction unit 24.
Reference numeral 14 denotes a demodulation circuit.
[0022]
When the frequency error amount of the reception signal A1 is ΔF, it is considered that the reception signal A1 is obtained by multiplying the transmission signal by an error signal of a frequency ΔF having a certain phase. That is, the error generated in the received waveform is the sum of the phase error due to ΔF and the phase of the error signal itself. Here, when a signal A5 (hereinafter referred to as a correction signal) that causes a frequency error by −ΔF is applied to the actually received signal, a signal in which the frequency of the frequency error ΔF is theoretically corrected can be obtained.
[0023]
In the AFC unit 21, the frequency error A7 is detected by the error detection circuit 6 from the preamble unit A6 obtained from the received signal A1 by the selector 2, and the correction signal A5 is generated by the correction signal generation circuit 7 based on the detected error. The frequency error is corrected by storing in the database 5 and multiplying the payload portion A3 of the subsequent received signal by the correction arithmetic circuit 3. However, since the phase of the error signal cannot be calculated by the AFC unit 21, the phase difference between the error signal A7 and the correction signal A5 remains as an error.
[0024]
Thereafter, based on the FFT timing signal A21 obtained by the timing detection circuit 8 from the preamble part A6, the FFT operation circuit 4 converts the time waveform A4 from the correction operation circuit 3 into a frequency spectrum A10 for each symbol. When the FFT timing signal is shifted, the phase error is caused by a phase error caused by the FFT timing shift in addition to the phase difference between the error signal remaining in the AFC unit 21 and the correction signal A5.
[0025]
Next, details of the AFC unit 21 will be described.
In the AFC unit 21, the error detection circuit 6 detects the frequency error Δf from the preamble part in FIG. 1, and the correction signal generation circuit 7 generates the correction signal A5 based on the data A7. The present invention is characterized in that the correction signal A5 is digitally generated as shown in FIG. 3 based on the obtained value of the data A7.
[0026]
The principle description of the method of correcting the frequency error by digitally generating the correction signal A5 described above is as follows.
In the frequency correction (tuning) method, for example, frequency error correction is performed by a digital processing method using a synchronization signal (preamble part: delay amount 16 samples) added to the head of the data part of the OFDM signal in MMAC. is there.
In MMAC, timing detection and frequency synchronization are performed for two types of BCH downlink transmission burst and uplink transmission burst. The downlink transmission burst configuration is shown in FIG. 5, and the uplink transmission burst configuration is shown in FIG. Each of these two types of transmission bursts includes a preamble part and a payload part (data part).
In the BCH downlink transmission burst, the preamble is in the order of A field, B field, and C field, and the uplink transmission burst is in the order of B field, A field, and C field. In the preamble part, IA and RA are obtained by inverting the sign of A (IA and RA are the same), and IB is obtained by inverting the sign of B.
When a signal obtained by conjugating an OFDM time signal and a signal delayed by 16T (hereinafter, T represents one sample clock) and performing complex multiplication as shown in FIG. 7 is developed on the IQ plane, the I axis on the circumference centered on the origin It appears at a position of an angle Δθ ′ with reference to the positive side (see FIG. 12).
However, in the above case, due to the characteristics of the preamble, the phase difference between the current received signal and the 16T delayed signal (before conjugation) is constant at any sample point in the block (16T) in FIG. , Unless the original and delayed signals are different fields)
The relationship between the phase difference and the frequency error amount has a one-to-one correspondence, and the frequency error amount can be determined from the angle Δθ ′ when the complex multiplication result is expanded on the IQ plane.
In order to obtain the above Δθ ′, it is necessary to use the values of ΔI ′ and ΔQ ′ and the Arctan function.
[0027]
The relationship between the frequency error amounts Δθ ′ and Δθ per sample is that the angle Δθ ′ (= Arctan (ΔQ ′) of the complex multiplication output between the received OFDM signal and a signal obtained by conjugating the signal with a delay of 16T. / ΔI ′)) can be known from the state of transitioning on the IQ plane in accordance with the frequency error amount Δθ.
[0028]
Table 1 shows the transition of the phase when the received OFDM signal and the 16T delay signal of the signal are expanded on the IQ plane according to Δθ in the A field (reciprocal relationship of signs), and Table 2 shows the B field (sign Shows the transition of the phase when developed on the IQ plane according to Δθ of the same relationship.
[0029]
[Table 1]

[0030]
[Table 2]

[0031]
Tables 1 and 2 show how “the received signal at the present time”, the complex conjugate, and the operation result change in the A and B fields by setting the phase angle of “16T delay data” to Θ. .
[0032]
If | Δf | <1, the above Δθ ′ is expanded to the second and third quadrants in FIG. 12 in Table 1 (the sign of the I component is minus), and in Table 2, the first and fourth quadrants in FIG. (The sign of the I component is positive).
There is a one-to-one correspondence between Δf and Δθ ′ and Δθ, and this relational expression is an expression 1 when the sign of the I component is minus (from Table 1), and an expression when the sign of the I component is plus (from Table 2). 2
[0033]
Formula 1 Δf = (Δθ ′ / 0.5π) −2 (0.5π <Δθ ′ <1.5π) (1)
Formula 2 Δf = (Δθ ′ / 0.5π) (−0.5π <Δθ ′ <0.5π) (2)
Δf = Δθ ′ / 16 (16 = delay amount)
In the example of FIG. 13, since the sign of the I component is positive, Δf is obtained using Equation 2.
The accuracy of the correction frequency can be increased by performing the above processing up to the C field.
[0034]
FIG. 11 shows a signal processing flow of the frequency correction method in the AFC unit 21 based on the principle described above. In the figure, a received OFDM signal 31 generates a complex conjugate 34 by sign-inverting 33 the Q component after 16T delay, and complex multiplying 35 by this complex conjugate signal. Δθ ′ = Arctan (ΔQ ′ / ΔI ′) 36 is obtained from the ΔI ′ and ΔQ ′ components of the output signal of the complex multiplication 35, and further divided by the sample delay amount 16 used for obtaining Δθ ′. Thus, an error Δθ per sample is obtained, and frequency correction amounts ΔI and ΔQ are calculated 37 from this Δθ. ΔI, ΔQ and the above I component are determined 40, and according to the sign, complex multiplication 38 is performed according to the number of samples of the received OFDM signal, and the multiplication output I _n + JQ _n = (I _n-1 + JQ _n-1 ) · (ΔI + jΔQ) is complex-multiplied 39 to each sample signal of the received OFDM signal to obtain a frequency-corrected (tuned) received OFDM signal.
[0035]
Next, a simple method for obtaining the frequency correction amounts ΔI and ΔQ from Δθ will be described.
In the calculation for frequency correction by digital processing, after calculating the error angle using the trigonometric function Arctan approximated by a straight line, the value is directly reflected on the imaginary axis using the limited range of angles. ΔI and ΔQ are obtained as follows.
[0036]
In order to convert the correction angle Δθ obtained by the processing of FIG. 11 into complex numbers ΔI, ΔQ (correction amounts), the following equation is used.
ΔI = COS (Δθ), ΔQ = SIN (Δθ) (3)
Here, if Δθ is sufficiently narrow, it can be calculated in the following linear form by sin Θ≈Θ [radian].
[0037]
△ I = 1 (∵COSθ = 1−2 · SIN ² (△ θ / 2)) (4)
ΔQ = Δθ (5)
This eliminates the calculation of sine and cosine and greatly simplifies the calculation of trigonometric functions.
[0038]
Here, let us look at the maximum angle of Δθ. When subcarriers of the OFDM signal are arranged at a frequency that is an integral multiple of the direct current, the adjacent subcarrier region is reached when the phase error exceeds 360 °, and correct identification becomes impossible. Conversely, the maximum receivable phase error is 360 °. Therefore, the maximum phase error that can be corrected is 360 ° / (number of subcarriers) per subcarrier.
[0039]
As described above, mathematically, the correction signal is created using the sin and cos functions. However, considering the circuit scale, it is difficult to realize the correction signal with high accuracy, and thus linear approximation is required. Since the inclination of the trigonometric function changes greatly depending on the angle, if an approximation is made in the range of 0 to 2π, the case classification of the approximate expression becomes enormous and increases the circuit scale. In order to solve this problem, the present invention calculates a minute vector corresponding to one sample obtained by calculation as shown in FIG. 3 as described above, and repeats complex multiplication of the minute vector to obtain the correction signal A5. Decided to create. Since the angle becomes very small when the vector is small, sin Θ≈Θ and cos Θ≈1 can be approximated as described above in the trigonometric function approximation. As a result, the approximate expression is not required to be divided into cases, and the circuit scale is greatly reduced.
[0040]
An ideal method for generating the correction signal A5 in this method is to continue multiplying the micro vector first obtained semipermanently. In this way, the phase difference between the error signal and the correction signal A5 is theoretically constant for all symbols. Therefore, in the subsequent phase error correction, the phase error correction signal A22 can be created simply by comparing the phase of the spectrum in the same carrier of the preamble on the transmission side and the reception side. In this case, the phase difference between the correction signal A5 and the error signal and the phase error due to the shift of the FFT timing signal A21 can be corrected at the same time, so there is an advantage that the secondary phase error correction unit 24 of FIG.
[0041]
However, when multiple multiplications are repeated, errors accumulate due to truncation of bits that occur during the multiplication operation due to the limitation on the number of effective bits, which newly increases the error in both the vector amplitude and phase. Occur. As an example, when an error occurs in the direction in which the amplitude decreases, the correction signal A5 converges to 0 as the multiplication continues.
[0042]
In the present invention, in order to avoid such error accumulation, when a certain number of minute vectors are multiplied, the circuit 7 for generating the correction signal is reset, and a new correction signal A5 is generated. In this way, the amplitude error and phase error of the correction signal A5 can be minimized.
[0043]
However, it should be noted that the phase of the correction signal A5 changes when the circuit 7 that generates the correction signal A5 is reset. In particular, if the phase changes within the same symbol of the payload, the phase difference between the error signal and the correction signal A5 cannot be calculated after the FFT calculation.
[0044]
Therefore, in the present invention, the number of small vector multiplications is set equal to one symbol length so that the phase difference between the error signal and the correction signal A5 is constant within the same symbol, and the error signal and correction signal A5 within the same symbol are set. Keep the phase difference state.
In this way, the phase of the correction signal A5 naturally varies from symbol to symbol, so the phase difference between the error signal and the correction signal A5 also varies from symbol to symbol. A means for correcting the phase difference is newly required, and a phase error correction is performed by a secondary phase error correction unit 24 described later. FIG. 4 shows a comparison between a case where the micro vector is continuously multiplied semipermanently and a case where the symbol b is reset for each symbol.
[0045]
As a result of the processing by the AFC unit 21, a signal A5 for correcting the frequency error is generated. In the present invention, the amplitude error of the correction signal A5 can be suppressed to a minimum by devising a method for generating the correction signal A5. At this time, it is the phase difference between the error signal and the correction signal A5 that needs to be corrected in the future. However, since the micro vector obtained first is not continuously multiplied semipermanently, a new problem arises that the phase difference between the error signal and the correction signal A5 is different for each symbol. This problem can be solved by the secondary phase error correction unit 24. Also, amplitude correction is not required by minimizing the amplitude error.
Thereafter, the FFT operation circuit 4 converts the time waveform A4 into the frequency spectrum A10. Here, a phase error due to the shift of the FFT timing signal A21 is newly added. This portion is corrected by the primary phase correction arithmetic circuit 11.
[0046]
The phase error generated in the frequency spectrum A10 after the FFT is roughly classified into a phase error due to a shift in FFT timing, an error signal, and a phase error of the correction signal A5. Since the phase error between the error signal and the correction signal A5 differs from symbol to symbol, the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the reference window is further considered when the first FFTed window (hereinafter referred to as the reference window) is considered as a reference. The phase error between the correction signal A5 in the reference window and the correction signal A5 of the corresponding symbol is divided into two.
[0047]
The primary phase error correction unit 23 uses a preamble, and an error due to the FFT timing shift generated in the FFT arithmetic circuit 4 and the phase of the error signal and the correction signal A5 in the reference window (which actually exists in the preamble). The error is corrected. The secondary phase error correction unit 24 detects the phase error between the correction signal A5 in the reference window and the correction signal of the corresponding symbol using the pilot carrier of each symbol and performs phase correction.
[0048]
The primary phase error correction unit 23 corrects the error due to the FFT point shift and the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the reference window. A preamble portion that is known on the transmission side is selected by the selector 10. The reference window of the preamble signal A15 actually received by the phase error detection circuit 15 is compared with the reference window portion of the spectrum known on the transmission side, and the phase difference data A17 is obtained for each carrier. Based on this, a correction signal A16 for primary phase error correction is created. This signal is stored in the database 16, and the primary phase correction arithmetic circuit 11 multiplies the correction signal A22 for each carrier by the data A11 (selected by the selector 10) subjected to the FFT arithmetic processing after the reference window. The next phase error correction ends.
[0049]
Next, the phase error correction method based on the FFT point shift described above will be described in detail.
As described above, a phenomenon in which a phase error occurs due to a shift in the position of the FFT window (FIG. 13) will be described on a constellation developed on the IQ plane as shown in FIG. When there is a phase error, the information point appears in a form rotated counterclockwise compared to when there is no error. This rotation amount can be expressed as phase rotation amount α = (M · N · 2π) / 64 on the IQ plane, where N is the carrier number and M is the FFT point deviation. When the FFT point shift amount is a fixed value, the phase rotation amount and the carrier number have a one-to-one correspondence. This phase rotation amount has a different coefficient depending on the carrier number, but is proportional to the phase error amount.
[0050]
Therefore, in order to correct the phase error, the phase rotation amount that is the phase error amount in each carrier is obtained, and a signal that rotates in the opposite direction by the angle rotated by the phase error is complexed into the actual signal as a correction signal. Multiply it.
[0051]
The phase error correction method of the present invention is based on the principle described above.
When the information point of the FFT calculation processing output signal of the OFDM signal developed on the IQ plane when there is no phase error is on the I axis and its sign is known to be positive, Since the information point rotates on the IQ plane, the complex error signal can be corrected by multiplying the signal obtained by complex conjugate of the information point with the signal, so that the phase error can be corrected. This is a correction signal.
[0052]
Similarly, if the information point developed on the IQ plane when there is no phase error is on the I axis and the sign is known to be negative, the information point of the information point is rotated when the signal receives a phase error and rotates. After the signs of both I and Q components are inverted, the phase error can be corrected by complex multiplication of the signal having the complex conjugate with the signal. Therefore, the complex conjugate signal becomes a phase error correction signal. .
[0053]
In order to perform such phase error correction, a preamble portion provided prior to the data portion of the OFDM signal may be used. That is, if an OFDM signal including a known signal component indicating a positive or negative sign existing on the I-axis as a preamble portion is transmitted, the receiving side performs processing according to the above-described procedure in the order of transmission of each signal component. It is possible to obtain a phase error correction signal of the FFT operation output of the data part of the received OFDM signal. This correction is performed for each carrier of the OFDM signal.
[0054]
FIG. 15 shows the flow of signal processing for the above-described phase error correction. In the figure, the I-axis component I1 and the Q-axis component Q1 of the time waveform 41 of the preamble portion of the received OFDM signal are defined as an FFT operation. At this time, the known signal indicating the code on the I axis of the preamble portion at the time of transmission is stored in the database 43 for each carrier number data, and the sign of the FFT operation outputs I2 and Q2 is determined from the database 43. 44, and the sign of I2 or Q2 is changed 45 in accordance with the determination result 45. That is, the sign of Q2 is changed when the sign is positive, and the sign of I2 is changed when the sign is negative. The complex conjugate signals I3 and Q3 after the code conversion 45 are stored in the phase error correction signal database 46 for each carrier number.
[0055]
Next, an FFT operation 48 is performed on the I-axis component I4 and the Q-axis component Q4 of the time waveform 47 of the data portion of the OFDM signal.
The I5 and Q5 of the FFT calculation output are subjected to complex multiplication 49 for each carrier by the phase error correction signals I3 and Q3 from the database 46 to obtain I6 and Q6 component signals with the phase error corrected.
[0056]
The secondary phase error correction unit 24 corrects a phase error generated between the correction signal A5 and the correction signal A5 of the corresponding symbol in the reference window in the preamble. First, the selector 12 extracts carrier data A18 corresponding to a symbol pilot. Since the pilot is a known signal on the transmission side, the inter-symbol phase error detection circuit 18 obtains the phase difference A20 between the received signal and A18, and the phase error correction signal creation circuit 20 creates the correction signal A19 therefrom. When there are a plurality of pilots per symbol, the correction data A 19 is created by averaging each phase difference data by the correction data creation circuit 20 and stored in the database 19. The secondary phase error correction is completed by performing the phase correction calculation (complex multiplication) on the carrier data A13 other than the pilot selected by the selector 12 and the correction data A23 of the carrier by the secondary phase correction calculation circuit 13.
[0057]
Next, an example in which the frequency correction and phase correction method of the present invention is applied to an MMAC communication system is shown.
There are two types of OFDM reception signals in MMAC: a downlink BCH transmission burst and an uplink transmission burst. The downlink BCH transmission burst is shown in FIG. 5, and the uplink transmission burst is shown in FIG.
[0058]
When the present invention is applied to MMAC, the AFC unit 21 in FIG. 2 will be described.
Frequency error detection is performed from two types of downlink BCH transmission burst (FIG. 5) and uplink transmission burst (FIG. 6). Each of these two types of transmission bursts is composed of a preamble part and a payload part.
[0059]
The downlink BCH transmission burst has the preamble in the order of A field, B field, and C field, and the uplink transmission burst has the order of B field, A field, and C field. In the preamble, those obtained by inverting the sign of A are IA and RA (IA and RA are the same), and those obtained by inverting the sign of B are IB.
[0060]
FIG. 7 shows an operation explanatory diagram of the embodiment of the AFC unit 21 in the MMAC. A signal obtained by conjugating the OFDM time signal with a delay of 16 clk is subjected to complex multiplication as shown in FIG. There is a one-to-one correspondence between the phase of the signal after multiplication and the amount of frequency error. Thus, the frequency error can be detected. In addition, the area | region shown with each rectangle 1 block in a figure has shown that the data of 16 samples exist.
[0061]
The correction signal A5 is digitally generated as shown in FIG. 3 based on the frequency error value thus obtained. In the MMAC case, since the length of one symbol (including the guard interval) is 80 clk, the number of multiplications of the minute vector is 80 as shown in FIG. This maintains the phase difference between the error signal and the correction signal in the same symbol in the payload.
[0062]
If this is done, the phase of the correction signal naturally differs from symbol to symbol as shown in FIG. A means for correcting the phase difference is newly required and is performed by a secondary phase error correction unit 24 described later.
[0063]
As a result of the correction in the AFC unit 21, a signal A5 for correcting the phase corresponding to the frequency error Δf is output. The corrected signal A4 is created by multiplying the reception signal A3 and the correction signal A5.
[0064]
The correction signal A5 is reset when it is multiplied by a small signal a predetermined number of times. However, if a timing signal A21 that is reset inside the FFT window is sent in the FFT calculation performed thereafter, the phase error cannot be corrected. Therefore, the multiplication start position of the correction signal A5 is very important.
[0065]
When adapting to MMAC, the multiplication start position of the correction signal A5 is from the second half of the C field. FIG. 9 shows a case where the method of FIG. 4 is applied to MMAC.
Thereafter, the time waveform A4 subjected to frequency correction is converted into a frequency spectrum A10 by passing through the FFT operation circuit 4. FIG. 10 shows the position of the FFT timing signal A21. The C field has a format in which the same data is received twice. As shown in FIG. 10, in the first half of the C field, a period break of 80 clk occurs as shown in FIG. 9, and a phase discontinuity of the correction signal is inserted in the middle of the FFT window. . In order to avoid this, it can be seen that if the second half of the C field is used, the FFT window can be handled in the period of 80 clk as in the subsequent data field. Therefore, the phase error due to the shift of the FFT window position detected from the C field may be detected in the latter half of the C field.
Thereafter, when the FFT arithmetic circuit 4 converts the time waveform A4 into the frequency spectrum A10, a phase error due to FFT timing shift is newly added. This portion is corrected by the primary phase error correction unit 23.
[0066]
Here, errors generated in the frequency spectrum are roughly classified into phase errors due to FFT timing shifts, error signals, and phase errors of the correction signal A5. Since the phase error of the error signal and the correction signal A5 differs for each symbol, when the C field is used as a reference, the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the first C field, the correction signal A5 in the C field, and the corresponding symbol The phase error from the correction signal A5 is divided into two.
[0067]
The primary phase correction arithmetic circuit 11 uses the C field to correct the error due to the deviation of the timing signal A21 generated in the FFT arithmetic circuit 4 and the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the first C field. . The secondary phase correction arithmetic circuit 13 detects the phase error between the correction signal A5 in the C field and the correction signal A5 of the corresponding symbol using the pilot carrier of each symbol and performs phase correction. Since there are four pilots per symbol, the correction signal A19 is generated by averaging the four phase difference data by the correction signal generation circuit 20, and the phase correction calculation (complex multiplication) is performed by the secondary phase correction calculation circuit 13. To do.
[0068]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the frequency and phase errors in the OFDM receiver can be corrected entirely and completely digitally, and the correction calculation is greatly simplified to reduce the number of calculations. It was possible to make it high.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an OFDM received signal.
FIG. 2 is a block diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a method of creating a correction signal using a minute vector.
FIG. 4 is an explanatory diagram of a correction signal correction method for an error signal.
FIG. 5 is a configuration diagram of a downlink BCH transmission burst of an OFDM reception signal in MMAC.
FIG. 6 is a configuration diagram of an uplink transmission burst of the signal.
FIG. 7 is an explanatory diagram of a calculation method of complex multiplication in a downlink BCH transmission burst configuration.
FIG. 8 is a diagram illustrating a method of creating a correction signal using a minute vector in MMAC.
FIG. 9 is an explanatory diagram of a correction method using a correction signal when the present invention is applied to an MMAC.
FIG. 10 is a diagram showing FFT timing positions for OFDM received signals.
FIG. 11 is a diagram illustrating a signal processing flow of a frequency correction method.
FIG. 12 is a diagram illustrating an IQ plane development example that is a result of complex multiplication;
FIG. 13 is a diagram illustrating a positional shift of an FFT window.
FIG. 14 is a diagram illustrating a relationship between a phase error amount and information points developed on an IQ plane.
FIG. 15 is a diagram illustrating a flow of signal processing for phase error correction.
[Explanation of symbols]
1 RF circuit
2 selector
4 FFT operation circuit
5 Database
6 Frequency error detection circuit
7 Correction signal generation circuit
8 FFT timing detection circuit
9 FFT timing signal generation circuit
10 Selector
11 Primary phase correction arithmetic circuit
12 Selector
13 Secondary phase correction arithmetic circuit
14 Demodulator circuit
15 FFT timing phase error detection circuit
16 database
17 Phase error correction signal generation circuit
18 Inter-symbol phase error detection circuit
19 Database
20 Phase error correction signal generation circuit
21 AFC Department
22 FFT timing controller
23 Primary phase error correction unit
24 Secondary phase error correction unit

Claims

In an OFDM receiving apparatus that receives an OFDM signal composed of a preamble part and a data part, demodulates the OFDM signal by performing an FFT operation,
A frequency error correction means for detecting a frequency error from the preamble portion of the received signal, creating a frequency error correction signal based on the frequency error, and correcting the frequency error of the received signal using the frequency error correction signal ; ,
FFT timing generation means for generating an FFT timing signal by detecting the timing of the FFT operation from the preamble portion of the received signal ;
FFT operation means for performing an FFT operation of a preamble part and an FFT operation of a data part on the basis of the FFT timing signal for a reception signal whose frequency error is corrected by the frequency error correction means ;
A phase error correction signal is created from the FFT calculation output signal of the preamble part and known phase information when there is no phase error related to the preamble part, and the FFT calculation output signal of the data part is generated using the phase error correction signal. a first-order phase error correcting means for correcting the phase error,
A phase error correction signal for each symbol is created from a pilot signal for each symbol of the output signal corrected by the first phase error correction means and a known pilot signal, and the first order error correction signal is used to generate the phase error correction signal. Secondary phase error correction means for correcting the phase error for each symbol of the output signal after correction by the phase error correction means,
A frequency and phase error correction device for an OFDM receiver characterized by comprising:

The frequency error correction means has a correction signal generation circuit that generates the frequency error correction signal by repeatedly multiplying a minute vector that can be approximated as sin Θ = Θ and cos Θ = 1, and generating the frequency error correction signal. Each time the correction signal generation circuit is reset,
2. The frequency and phase error correction apparatus for an OFDM receiving apparatus according to claim 1, wherein the number of multiplications of the minute vector is set to a number corresponding to one symbol length .