JP4313869B2

JP4313869B2 - Ultrasonic diagnostic equipment

Info

Publication number: JP4313869B2
Application number: JP32225698A
Authority: JP
Inventors: 康彦阿部; 良一神田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-11-12
Filing date: 1998-11-12
Publication date: 2009-08-12
Anticipated expiration: 2018-11-12
Also published as: JP2000139909A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被検体の断面を超音波で走査し、それにより得られる受信信号を検波し、その検波信号を対数圧縮にかけて超音波画像を生成する超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は従来の超音波診断装置の構成を示している。超音波プローブ３１には送信系３２から高周波の電圧パルスが印加される。これにより超音波プローブ３１から超音波が被検体に送信される。この超音波は被検体内の音響インピーダンスの境界で反射して、超音波プローブ３１に返ってきて、電気信号に変換される。この電気信号は、受信系３３において、増幅され、ディジタル信号に変換され、整相加算される。
【０００３】
この整相加算により得られる受信信号ｆｉには、時間的に変動の少ないノイズ、いわゆる固定ノイズが含まれており、この固定ノイズを高域通過型の固定ノイズ除去フィルタ３４で除去するようになっている。
【０００４】
この固定ノイズ除去フィルタ３４で固定ノイズが除去された受信信号ｆｉには、位相情報と振幅情報とが保存されており、このうち振幅情報だけを検波器３５で取り出すようになっている。この検波信号Ａｉのダイナミックレンジは、非常に広く、そのまま表現するには表示ユニット３７のダイナミックレンジは不足であるので、対数圧縮器３６で検波信号Ａｉを適度なダイナミックレンジに変換することが一般的に行われている。この対数圧縮後のビデオ信号Ｖｉは、表示ユニット３７に送られ組織断層構造を表すいわゆるＢモード像として表示される。
【０００５】
ところで、上記固定ノイズ除去フィルタ３４において、固定ノイズと一緒に、例えば静止心筋が消えてしまうことがないように、そのカットオフ周波数を心拍時相に応じて微妙に制御することが必要とされる。例えば、拡張後期のような心臓壁の運動が静止してる心拍時相では、カットオフ周波数を低くして、心筋エコーの減衰を抑えて、一方、収縮初期のような心臓壁の運動が激しい心拍時相では、カットオフ周波数を高くして、固定ノイズを十分に減衰させる。
【０００６】
しかしながら、心臓の動きは非常に複雑、つまり心筋といってもその全体が同じ速度で規則正しく動くわけではなく、激しく動いている部分と殆ど動かない部分とが混在しているものである。従って、カットオフ周波数を心拍時相に応じて制御しても、全ての心拍時相で固定ノイズを確実に除去し心筋エコーを確実に残すことは不可能に近く、従って固定ノイズが部分的に残ってしまったり、心筋エコーが部分的に消えてしまうという事態は避けられないものであった。
【０００７】
従って、心筋成分の表示を例にすると、殆ど動かない部分では、固定ノイズ除去フィルタ３４によってそのエコーが減衰されてしまうので、画像表示上の輝度（エコー信号のパワーに相当するもの）が低下してしまうが、一方、動いている部分ではそのエコーは減衰を受けないので、このような輝度低下は見られない。
【０００８】
その結果、心筋といっても同程度の輝度で表示されるのではなく、部分的に輝度が低くなってしまう。更に、この輝度が低下してしまう部分は、心臓の複雑な動き応じて刻々と変化するので、心筋像がちらついて非常に見難くなってしまうという問題があった。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、超音波診断装置において、固定ノイズ除去に伴って発生する画像のチラツキを効果的に軽減することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、被検体の断面を超音波で走査する走査手段と、前記走査手段の出力信号に基づいて受信信号を得る受信手段と、前記受信信号を濾過する高域通過型の第１のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段を通った受信信号に基づいて超音波画像を生成するものであって、前記第１のフィルタ手段を通った受信信号に含まれる振幅情報を抽出する振幅抽出手段と、前記振幅抽出手段の出力信号を濾過してフレーム間の時間的変動に関する特定の周波数成分を減衰するものであって、加算フレーム数が可変である低域通過型の第２のフィルタ手段と、前記第２のフィルタ手段の出力信号のダイナミックレンジを圧縮する圧縮手段とを有する第２のフィルタ手段と、前記第２のフィルタ手段の加算フレーム数を操作者が選択するための操作部と、前記操作部を介して選択された加算フレーム数に設定するために前記第２のフィルタ手段を制御する制御部と、前記超音波画像を表示する表示手段とを具備する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明による超音波診断装置を好ましい実施形態により説明する。
図１は本実施形態に係る超音波診断装置の構成を示している。超音波プローブ１の先端には、電気的な振動を機械的な振動に、又その逆に変換する圧電セラミックス等の複数の振動子が配列されている。一般的には、１個の振動子が１チャンネルを構成するようになっている。この超音波プローブ１は、送信時には送信系２に接続され、受信時には受信系３に接続される。送信系２は、図示しないが、クロック発生器、分周器、送信遅延回路、パルサから構成され、クロック発生器で発生されたクロックパルスを分周器で例えば６ＫＨｚ程度のレートパルスに落とし、このレートパルスを送信遅延回路を通してパルサに与えて高周波の電圧パルスを発生し、振動子を駆動する、つまり機械的に振動させるようになっている。こうして発生された超音波は、被検体内の音響インピーダンスの境界で反射して、超音波プローブ１に戻ってきて、振動子を機械的に振動する。これにより振動子に電気信号が発生する。この電気信号は、受信系３に取り込まれる。受信系３は、図示しないが、プリアンプ、アナログディジタル変換器、受信遅延回路、加算器から構成され、電気信号をプリアンプで増幅してから、アナログディジタル変換器でディジタル信号に変換する。アナログディジタル変換器では、増幅された電気信号を、１本の超音波走査線上で例えば０．５ｍｍ間隔に相当するサンプリング周波数でサンプリングして、この０．５ｍｍ間隔のサンプル点毎にディジタル信号を離散的に発生する。このディジタル信号は、受信遅延回路と加算器とにより、いわゆる整相加算される。これにより組織間の音響インピーダンスの差、つまり組織構造を表す振幅情報と、血流等の移動体の速度を表している位相情報とを含む受信信号ｆｉが得られる。
【００１５】
この整相加算により得られる受信信号ｆｉには、時間的に変動の比較的少ないノイズ、いわゆる固定ノイズが含まれており、この固定ノイズを、高域通過型に設計された固定ノイズ除去フィルタ４でサンプル点毎に除去するようになっている。なお、この固定ノイズ除去フィルタ４において、固定ノイズと一緒に、例えば静止心筋が消えてしまうことがないように、そのカットオフ周波数はシステムコントローラ９によって心拍時相に応じて微妙に制御されるようになっている。例えば、拡張後期のような心臓壁の運動が静止してる心拍時相では、カットオフ周波数を低くして、心筋エコーの減衰を抑えて、一方、収縮初期のような心臓壁の運動が激しい心拍時相では、カットオフ周波数を高くして、固定ノイズを十分に減衰させる。
【００１６】
この固定ノイズ除去フィルタ４で固定ノイズが除去された受信信号ｆｉには、位相情報と振幅情報とが保存されており、このうち振幅情報だけが検波器５で取り出される。
【００１７】
ところで、心臓の動きは非常に複雑、つまり心筋といってもその全体が同じ速度で規則正しく動くわけではなく、激しく動いている部分と殆ど動かない部分とが混在しているものである。従って、固定ノイズ除去フィルタ４のカットオフ周波数を心拍時相に応じて制御しても、全ての心拍時相で固定ノイズを確実に除去し心筋エコーを確実に残すことは不可能に近く、従って固定ノイズが部分的に残ってしまったり、心筋エコーが部分的に消えてしまうという事態は避けられないものである。従って、心筋成分の表示を例にすると、殆ど動かない部分では、固定ノイズ除去フィルタ４によってそのエコーが減衰されてしまうので、画像表示上の輝度が時間的に大きく変動してチラツキが発生してしまう。
【００１８】
このチラツキを軽減するために、検波器５と対数圧縮器７との間に、低高域通過型に設計されたスムージングフィルタ６を設けて、検波後であって対数圧縮前の検波信号Ａｉを濾過して、時間的変動の比較的大きい成分をサンプル点毎に減衰する、換言すると近隣フレーム間で平均化処理、つまり同じサンプル点であって時間的に連続する複数の検波信号Ａｉを平均化処理するようになっている。
【００１９】
このスムージングフィルタ６で平均化された検波信号￣Ａｉのダイナミックレンジは、非常に広く、そのまま表現するには表示ユニット８のダイナミックレンジは不足であるので、対数圧縮器７で適度なダイナミックレンジまで狭め、そしてこの対数圧縮後のビデオ信号Ｖｉを表示ユニット８に供給するようになっている。尚、本実施形態では、対数圧縮によりダイナミックレンジの圧縮を行っているが、対数以外の非線形変換を用いて、ダイナミックレンジの圧縮を行うようにしてもよい。表示ユニット８では、ビデオ信号Ｖｉに従って組織断層構造を表すいわゆるＢモード像が表示される。
【００２０】
また、システムコントローラ９には、コンソール１０が接続されており、そのコンソール１０内のフィルタ特性選択スイッチ１１を操作して固定ノイズ除去フィルタ４のカットオフ周波数の基準値をオペレータが被検体に合わせて微調整したり、スムージングフィルタ６の加算数を選択できるようになっている。その他、コンソール１０には、表示されたＢモード像上に関心領域ＲＯＩをオペレータが設定するためのＲＯＩ設定器１２等の様々なスイッチ類、マウス、キーボード等が装備されている。
【００２１】
図２には、スムージングフィルタ６の構成例として、Ｎ次のＦＩＲ型フィルタを示している。スムージングフィルタ６は、図２に示すようなＦＩＲ型（非再帰型）のディジタルフィルタでも、ＩＩＲ型（再帰型）のディジタルフィルタでもいずれを採用してもよい。スムージングフィルタ６は、ディジタルフィルタの一般的な構成であり、フィルタコントローラ２１を制御中枢として、入力端子ＩＮに対して複数のフレームメモリ２３が縦続接続されている。このフレームメモリ２３は、フィルタコントローラ２１による入力出力制御によって、入出力の間にフレームレートＺの逆数の時間差を与える遅延回路として機能する。これにより人工端子ＩＮ及び複数のフレームメモリ２３の縦続接続からは同じサンプル点に関するＮ個前までの（Ｎ＋１）個の検波信号（Ａｉ、Ａi-1 、・・・、Ａi-N）が同期して一斉に出力される。この（Ｎ＋１）個の検波信号（Ａｉ、Ａi-1 、・・・、Ａi-N）は、（Ｎ＋１）個の乗算器２６にそれぞれ供給される。フィルタコントローラ２１にはフィルタ特性選択スイッチ１１を介して選択されたフィルタ特性を識別する識別情報がシステムコントローラ１０から供給されており、フィルタコントローラ２１はこのフィルタ特性の識別情報係数に応じてアドレスＦＣＡを発生し、乗算係数ＲＯＭ２２に供給する。この係数アドレスＦＣＡに応じた場所に記憶されている複数の乗算係数（ｋ0 、ｋ1 、・・・、kN ）が乗算係数ＲＯＭ２２から読み出され各々の乗算器２６に供給される。乗算器２６は、検波信号（Ａi 、Ａi-1 、・・・、Ａi-N ）にこの乗算係数（ｋ0 、ｋ1 、・・・、kN ）をそれぞれ乗算して加算器３０に送る。
【００２２】
加算器３０は、各乗算器２６の出力を加算し、時間的にフィルタリングされた検波信号￣Ａi として出力する。
【００２３】
【数１】

【００２４】
表１は、本実施形態における係数アドレスＦＣＡと乗算係数（ｋ0 、ｋ1 、・・・、kN ）の対応を表したものである。表１の乗算係数ｋj は、フィルタの次数Ｎが４の場合を表しており、単純な移動平均特性となるように係数ｋj ＝１／Ｍに設定されている。Ｍは加算するフレーム枚数を表しており、この場合のカットオフ周波数は、加算フレーム枚数Ｍのみで決定される。表１では、係数アドレスＦＣＡが加算フレーム枚数Ｍと等しくなっており、係数アドレスＦＣＡを１〜５の中から選択することにより、加算フレーム枚数Ｍを１〜５の間で切り替えることができる。尚、加算フレーム枚数Ｍが１の時は、フィルタＯＦＦに相当する。
【００２５】
【表１】

【００２６】
ここで、上述したように検波器５と対数圧縮器７との間に、低域通過型のスムージングフィルタ６を設けたことで、格別顕著な効果を奏することができるものである。この格別顕著な効果を説明する上で、比較のために、図３に示す検波器５と対数圧縮器７との後に、低域通過型のスムージングフィルタ６を設ける例を考える。ここで、図４に示すように、フレーム上のある点における信号をフレームＮｏ．ｉの関数として考えると、周知の通り、検波前の受信信号ｆｉ、検波信号Ａｉ、ビデオ信号Ｖｉは、それぞれ次式で与えられる。
【００２７】
【数２】

【００２８】
図３の比較例では、検波及び対数圧縮後のビデオ信号Ｖｉを対象としてスムージングフィルタ６で平均化処理を行っている。この平均化されたビデオ信号￣Ｖｉは、次の式で与えられる。尚、加算フレーム枚数Ｍ（移動平均数）は、３とする。
【００２９】
【数３】

【００３０】
この式から分かるように、図３の比較例では、スムージングフィルタ６における平均化処理は、実質的に検波信号Ａｉの相乗平均をとっていることに相当している。
【００３１】
一方、本実施形態では、検波後であって、対数圧縮前の検波信号Ａｉを対象としてスムージングフィルタ６で平均化処理を行っている。この平均化された検波信号￣Ａｉと、その検波信号￣Ａｉを対数圧縮して得られるビデオ信号Ｖｉは、次の式で与えられる。
【００３２】
【数４】

【００３３】
この式から分かるように、本実施形態のように、検波後であって、対数圧縮前の検波信号Ａｉを対象としてスムージングフィルタ６で平均化処理を行う場合、その処理は、実質的に検波信号Ａｉの相加平均をとっていることに相当している。
【００３４】
このように比較例のように相乗平均をとるよりも、本実施形態のように相加平均をとる方が、チラツキを効果的に軽減することができる。この理由を以下に説明する。以下、加算フレーム枚数ＦＣＡ＝Ｍ＝３を例として図示する。
【００３５】
まず、図５（ａ）には検波信号Ａｉの時間変動の一例を示しており、これを平均化処理しないでそのまま対数圧縮すると、ビデオ信号Ｖｉは、図５（ｂ）のような時間波形を示す。図３の比較例のようにこのビデオ信号Ｖｉを対象として平均化処理を行うと、その平均化されたビデオ信号￣Ｖｉの時間変動は、図６に示すように、比較的激しくなる。つまり、画像中に消えている信号、つまり値がゼロないしゼロに近い信号が含まれていると、その相乗平均結果としては、ゼロ又はゼロに近くなってしまうので、スムージングによるチラツキ軽減の効果はあまり発揮されない。
【００３６】
一方、本実施形態のように、対数圧縮前の検波信号Ａｉを対象として平均化処理を行うと、図７（ａ）、図７（ｂ）に示すように、検波信号Ａｉの比較的激しい時間変動は、著しく軽減される。これは、本実施形態のような相加平均では、その相加平均結果としては、ゼロ又はゼロに近くならず、底上げされるからである。つまり、ある時相の検波信号Ａｉがゼロ又はゼロに近くであっても、その近隣のフレームの検波信号が比較的高値であれば、その近隣の値に引き上げられるのである。そして、この平均化された検波信号￣Ａｉを、対数圧縮器７で対数的に圧縮すれば、上記ある時相のゼロ又はゼロに近い検波信号Ａｉは、平均化処理により十分に大きな値になる。
【００３７】
この作用は、一般的には、以下の相加平均と相乗平均の不等式として知られている。
【００３８】
【数５】

【００３９】
検波信号Ａｉは振幅信号であり、従って正数であり、また心筋は拍動していてその信号群は全ては等しくなることはないので、本実施形態のように検波後であって対数圧縮前の検波信号を対象として平均化処理、つまり相加平均をとると、、比較例のような対数圧縮後のビデオ信号を対象として平均化処理、つまり相乗平均をとるよりも、高いスムージング効果を実現でき、これによりチラツキを効果的に軽減することができる。
【００４０】
なお、本発明は、上述した実施形態だけにとどまらず、その要旨を逸脱しない範囲において、様々な変形例が得られることは言うまでもない。例えば、図３のような従来から用いられているビデオ信号ベースのスムージングフィルタを有する超音波診断装置においても、図８に示すように、対数圧縮器７の後にアンチログ変換器１３を設けてビデオ信号から対数圧縮前の検波信号Ａｉ（振幅情報）を再現し、その再現した検波信号Ａｉに対してスムージングフィルタ６を適用する。その後、再度、ビデオ信号に戻すために、スムージングフィルタ６の後に対数圧縮器１４を設けることで、上述した実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、平均化処理演算に要するビット数は、振幅の有するダイナミックレンジを確保するために、ビデオ信号ベースの場合よりも、拡張されるべきである。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によれば、時間的変動の比較的小さい成分を高域通過型のフィルタ手段で減衰するのに伴って発生するチラツキを、低域通過型のフィルタ手段において軽減することができる。しかも、この低域通過フィルタ処理を、検波後でしかも対数圧縮後のビデオ信号を対象として行うのではなくて、検波後であって対数圧縮前の検波信号を対象として行うことで、より効果的にチラツキを軽減することができる。なぜなら、ビデオ信号を対象とする低域通過フィルタ処理は実質的に相乗平均として機能するが、検波信号を対象とする低域通過フィルタ処理は実質的に相加平均として機能するものであり、正数領域においては、シュバルツの式としてよく知られている通り、相乗平均≦相加平均が成立するので、相加平均の方が低振幅の底上げ効果が大きくなって、振幅の時間的な変動、つまり輝度の時間的な変動が少なくなるからである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施形態に係る超音波診断装置の構成を示すブロック図。
【図２】図１のスムージングフィルタ６の構成を示すブロック図。
【図３】本実施形態に係る超音波診断装置に対する比較例を示すブロック図。
【図４】本実施形態の効果を説明するための補足図であり、フレーム番号の定義を示す図。
【図５】本実施形態の効果を説明するための補足図であり、（ａ）は検波後であって対数圧縮前の検波信号Ａｉの時間波形を示す図、（ｂ）は検波及び対数圧縮後のビデオ信号Ｖｉの時間波形を示す図。
【図６】本実施形態の効果を説明するための補足図であり、図３の比較例のスムージングフィルタで平均化されたビデオ信号￣Ｖｉの時間波形を示す図。
【図７】本実施形態の効果を説明するための補足図であり、（ａ）は本実施形態のスムージングフィルタで平均化された検波信号￣Ａｉの時間波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の平均化された検波信号￣Ａｉを対数圧縮した後のビデオ信号Ｖｉの時間波形を示す図。
【図８】本実施形態の超音波診断装置の変形例の構成を示すブロック図。
【図９】従来の超音波診断装置の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１…超音波プローブ、
２…送信系、
３…受信系、
４…固定ノイズ除去フィルタ、
５…検波器、
６…スムージングフィルタ、
７…対数圧縮器、
８…表示ユニット、
９…システムコントローラ、
１０…コンソール、
１１…フィルタ特性選択スイッチ、
１２…ＲＯＩ設定器、
１３…アンチログ変換器、
１４…対数圧縮器、
２１…フィルタコントローラ、
２２…乗算係数ＲＯＭ、
２３、２４、２５…フレームメモリ、
２６、２７、２８、２９…乗算器、
３０…加算器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus that scans a cross section of a subject with ultrasonic waves, detects a reception signal obtained thereby, and subjects the detection signal to logarithmic compression to generate an ultrasonic image.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 shows a configuration of a conventional ultrasonic diagnostic apparatus. A high-frequency voltage pulse is applied to the ultrasonic probe 31 from the transmission system 32. Thereby, ultrasonic waves are transmitted from the ultrasonic probe 31 to the subject. This ultrasonic wave is reflected at the boundary of the acoustic impedance in the subject, returns to the ultrasonic probe 31, and is converted into an electric signal. This electric signal is amplified in the receiving system 33, converted into a digital signal, and phased and added.
[0003]
The received signal fi obtained by the phasing addition includes noise with little temporal variation, so-called fixed noise, and this fixed noise is removed by the high-pass type fixed noise removal filter 34. ing.
[0004]
The received signal fi from which fixed noise has been removed by the fixed noise removing filter 34 stores phase information and amplitude information, and only the amplitude information is extracted by the detector 35. Since the dynamic range of the detection signal Ai is very wide and the dynamic range of the display unit 37 is insufficient to be expressed as it is, it is general that the detection signal Ai is converted into an appropriate dynamic range by the logarithmic compressor 36. Has been done. The logarithmically compressed video signal Vi is sent to the display unit 37 and displayed as a so-called B-mode image representing the tissue tomographic structure.
[0005]
By the way, in the fixed noise removal filter 34, it is necessary to delicately control the cutoff frequency according to the heartbeat time phase so that, for example, the stationary myocardium does not disappear together with the fixed noise. . For example, in a heartbeat time phase in which the heart wall motion is stationary, such as in late diastole, the cut-off frequency is lowered to suppress myocardial echo attenuation, while the heart wall motion in the early contraction is intense. In the time phase, the cut-off frequency is increased to sufficiently attenuate the fixed noise.
[0006]
However, the movement of the heart is very complicated, that is, the whole heart muscle does not move regularly at the same speed, and a part that moves violently and a part that hardly moves are mixed. Therefore, even if the cut-off frequency is controlled according to the heartbeat time phase, it is almost impossible to reliably remove fixed noise and reliably leave myocardial echoes in all heartbeat time phases. It was inevitable that it would remain or the myocardial echo would disappear partially.
[0007]
Therefore, in the case of displaying myocardial components as an example, in a portion that hardly moves, the echo is attenuated by the fixed noise removal filter 34, so that the luminance on the image display (corresponding to the power of the echo signal) is reduced. On the other hand, since the echo is not attenuated in the moving part, such a decrease in luminance is not seen.
[0008]
As a result, the myocardium is not displayed with the same level of brightness, but the brightness is partially reduced. Further, the portion where the brightness is lowered changes every moment in accordance with the complicated movement of the heart, so that there is a problem that the myocardial image flickers and becomes very difficult to see.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to effectively reduce flickering of an image that occurs with the removal of fixed noise in an ultrasonic diagnostic apparatus.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes a scanning unit that scans a cross section of a subject with ultrasonic waves, a receiving unit that obtains a reception signal based on an output signal of the scanning unit, and a first high-pass filter that filters the reception signal means and said first on the basis of the received signal passing through the filter means be one which generates an ultrasonic image, amplitude extraction means for extracting the amplitude information included in the received signal through the first filter means And filtering the output signal of the amplitude extraction means to attenuate a specific frequency component related to temporal variation between frames, and a low-pass second filter means having a variable number of frames to be added ; the second and second filter means having a compression means for compressing the dynamic range of the output signal of the filter unit, the operation unit for the operator the number of added frames to select the second filter means Comprises a control unit for controlling the second filter means in order to set the addition number frame selected via the operation unit, and a display means for displaying the ultrasound image.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an ultrasonic diagnostic apparatus according to the present invention will be described with reference to the drawings according to preferred embodiments.
FIG. 1 shows the configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus according to this embodiment. A plurality of vibrators such as piezoelectric ceramics that convert electrical vibration into mechanical vibration and vice versa are arranged at the tip of the ultrasonic probe 1. In general, one vibrator constitutes one channel. The ultrasonic probe 1 is connected to the transmission system 2 at the time of transmission, and is connected to the reception system 3 at the time of reception. Although not shown, the transmission system 2 includes a clock generator, a frequency divider, a transmission delay circuit, and a pulsar. The clock pulse generated by the clock generator is reduced to a rate pulse of about 6 KHz by the frequency divider. A rate pulse is applied to the pulser through a transmission delay circuit to generate a high-frequency voltage pulse to drive the vibrator, that is, mechanically vibrate. The ultrasonic wave thus generated is reflected at the boundary of the acoustic impedance in the subject, returns to the ultrasonic probe 1, and mechanically vibrates the vibrator. As a result, an electrical signal is generated in the vibrator. This electric signal is taken into the receiving system 3. Although not shown, the receiving system 3 is composed of a preamplifier, an analog / digital converter, a reception delay circuit, and an adder. The electric signal is amplified by the preamplifier and then converted into a digital signal by the analog / digital converter. In the analog-digital converter, the amplified electrical signal is sampled on a single ultrasonic scanning line at a sampling frequency corresponding to, for example, 0.5 mm intervals, and the digital signal is discrete at each sampling point of 0.5 mm intervals. Will occur. This digital signal is subjected to so-called phasing addition by a reception delay circuit and an adder. As a result, a received signal fi including a difference in acoustic impedance between tissues, that is, amplitude information indicating a tissue structure and phase information indicating a velocity of a moving body such as a blood flow is obtained.
[0015]
The received signal fi obtained by the phasing addition includes noise with relatively little temporal variation, that is, so-called fixed noise, and this fixed noise is fixed noise removal filter 4 designed to be a high-pass type. In this case, each sample point is removed. In the fixed noise removal filter 4, the cutoff frequency is delicately controlled by the system controller 9 according to the heartbeat time phase so that, for example, the stationary myocardium does not disappear together with the fixed noise. It has become. For example, in a heartbeat time phase in which the heart wall motion is stationary, such as in late diastole, the cut-off frequency is lowered to suppress myocardial echo attenuation, while the heart wall motion in the early contraction is intense. In the time phase, the cut-off frequency is increased to sufficiently attenuate the fixed noise.
[0016]
In the reception signal fi from which the fixed noise is removed by the fixed noise removal filter 4, phase information and amplitude information are stored, and only the amplitude information is extracted by the detector 5.
[0017]
By the way, the movement of the heart is very complicated, that is, the heart muscle does not move regularly at the same speed, and a portion that moves violently and a portion that hardly moves are mixed. Therefore, even if the cutoff frequency of the fixed noise removal filter 4 is controlled according to the heartbeat time phase, it is almost impossible to reliably remove the fixed noise and leave the myocardial echo reliably in all heartbeat time phases. It is inevitable that fixed noise remains partially or myocardial echoes partially disappear. Therefore, in the case of displaying myocardial components as an example, the echo is attenuated by the fixed noise removal filter 4 in a portion that hardly moves, so that the luminance on the image display greatly fluctuates with time and flicker occurs. End up.
[0018]
In order to reduce this flickering, a smoothing filter 6 designed to be a low and high pass type is provided between the detector 5 and the logarithmic compressor 7 so that the detection signal Ai after detection and before logarithmic compression can be obtained. Filters and attenuates components with relatively large temporal fluctuations at each sample point, in other words, averaging processing between adjacent frames, that is, averaging a plurality of detection signals Ai that are the same sample point and are continuous in time It comes to handle.
[0019]
The dynamic range of the detection signal ￣Ai averaged by the smoothing filter 6 is very wide, and the dynamic range of the display unit 8 is insufficient to express it as it is. Therefore, the logarithmic compressor 7 narrows the dynamic range to an appropriate dynamic range. The video signal Vi after logarithmic compression is supplied to the display unit 8. In this embodiment, the dynamic range is compressed by logarithmic compression. However, the dynamic range may be compressed by using non-logarithmic transformation other than logarithmic compression. In the display unit 8, a so-called B-mode image representing a tissue tomographic structure is displayed according to the video signal Vi.
[0020]
A console 10 is connected to the system controller 9, and the operator adjusts the reference value of the cutoff frequency of the fixed noise removal filter 4 to the subject by operating the filter characteristic selection switch 11 in the console 10. Fine adjustment and the addition number of the smoothing filter 6 can be selected. In addition, the console 10 is equipped with various switches such as an ROI setting unit 12 for setting an area of interest ROI on the displayed B-mode image, a mouse, a keyboard, and the like.
[0021]
FIG. 2 shows an Nth-order FIR filter as a configuration example of the smoothing filter 6. The smoothing filter 6 may employ either an FIR (non-recursive) digital filter as shown in FIG. 2 or an IIR (recursive) digital filter. The smoothing filter 6 has a general configuration of a digital filter, and a plurality of frame memories 23 are connected in cascade to the input terminal IN with the filter controller 21 as a control center. The frame memory 23 functions as a delay circuit that gives a time difference of the reciprocal of the frame rate Z between input and output by input / output control by the filter controller 21. As a result, (N + 1) detection signals (Ai, Ai-1,..., Ai-N) up to N before the same sample point are synchronized from the cascade connection of the artificial terminal IN and the plurality of frame memories 23. Are output all at once. The (N + 1) detection signals (Ai, Ai-1,..., Ai-N) are supplied to (N + 1) multipliers 26, respectively. Identification information for identifying the filter characteristic selected via the filter characteristic selection switch 11 is supplied from the system controller 10 to the filter controller 21, and the filter controller 21 sets the address FCA according to the identification information coefficient of the filter characteristic. Generated and supplied to the multiplication coefficient ROM 22. A plurality of multiplication coefficients (k0, k1,..., KN) stored at a location corresponding to the coefficient address FCA are read from the multiplication coefficient ROM 22 and supplied to each multiplier 26. The multiplier 26 multiplies the detection signals (Ai, Ai-1,..., Ai-N) by the multiplication coefficients (k0, k1,..., KN) and sends them to the adder 30.
[0022]
The adder 30 adds the outputs of the multipliers 26 and outputs the result as a time-filtered detection signal 時間 Ai.
[0023]
[Expression 1]

[0024]
Table 1 shows the correspondence between the coefficient address FCA and the multiplication coefficients (k0, k1,..., KN) in the present embodiment. The multiplication coefficient kj in Table 1 represents the case where the filter order N is 4, and the coefficient kj is set to 1 / M so as to have a simple moving average characteristic. M represents the number of frames to be added, and the cutoff frequency in this case is determined only by the number M of added frames. In Table 1, the coefficient address FCA is equal to the added frame number M. By selecting the coefficient address FCA from 1 to 5, the added frame number M can be switched between 1 and 5. When the added frame number M is 1, it corresponds to the filter OFF.
[0025]
[Table 1]

[0026]
Here, as described above, by providing the low-pass type smoothing filter 6 between the detector 5 and the logarithmic compressor 7, a particularly remarkable effect can be obtained. In order to explain this particularly remarkable effect, an example in which a low-pass type smoothing filter 6 is provided after the detector 5 and the logarithmic compressor 7 shown in FIG. 3 will be considered for comparison. In this case, as shown in FIG. Considering it as a function of i, as is well known, the reception signal fi, the detection signal Ai, and the video signal Vi before detection are respectively given by the following equations.
[0027]
[Expression 2]

[0028]
In the comparative example of FIG. 3, the smoothing filter 6 performs the averaging process on the video signal Vi after detection and logarithmic compression. This averaged video signal ￣Vi is given by the following equation. Note that the added frame number M (moving average number) is 3.
[0029]
[Equation 3]

[0030]
As can be seen from this equation, in the comparative example of FIG. 3, the averaging process in the smoothing filter 6 substantially corresponds to taking the geometric mean of the detection signal Ai.
[0031]
On the other hand, in this embodiment, the smoothing filter 6 performs the averaging process on the detection signal Ai after detection and before logarithmic compression. The averaged detection signal ￣Ai and the video signal Vi obtained by logarithmically compressing the detection signal ￣Ai are given by the following equations.
[0032]
[Expression 4]

[0033]
As can be seen from this equation, when the smoothing filter 6 performs the averaging process on the detection signal Ai after detection and before logarithmic compression as in the present embodiment, the process is substantially the same as the detection signal. This corresponds to taking an arithmetic average of Ai.
[0034]
Thus, the flicker can be effectively reduced by taking the arithmetic mean as in the present embodiment rather than taking the geometric mean as in the comparative example. The reason for this will be described below. Hereinafter, the number of added frames FCA = M = 3 is illustrated as an example.
[0035]
First, FIG. 5A shows an example of the time variation of the detection signal Ai. When this is logarithmically compressed without averaging, the video signal Vi has a time waveform as shown in FIG. Show. When the averaging process is performed on the video signal Vi as in the comparative example of FIG. 3, the time variation of the averaged video signal ￣Vi becomes relatively intense as shown in FIG. In other words, if the image contains a signal that disappears, that is, a signal whose value is zero or close to zero, the geometric average result is zero or close to zero. Not very well demonstrated.
[0036]
On the other hand, when the averaging process is performed on the detection signal Ai before logarithmic compression as in this embodiment, a relatively intense time of the detection signal Ai is obtained as shown in FIGS. 7 (a) and 7 (b). Variation is significantly reduced. This is because in the arithmetic mean as in the present embodiment, the arithmetic mean result is not zero or close to zero, but is raised. That is, even if the detection signal Ai at a certain time phase is zero or close to zero, if the detection signal of the neighboring frame is relatively high, it is raised to the neighboring value. Then, if this averaged detection signal ￣Ai is logarithmically compressed by the logarithmic compressor 7, the detection signal Ai of the certain time phase zero or close to zero becomes a sufficiently large value by the averaging process. .
[0037]
This action is generally known as the following arithmetic mean and geometric mean inequality.
[0038]
[Equation 5]

[0039]
The detection signal Ai is an amplitude signal, and is therefore a positive number, and since the myocardium is beating and the signal groups are not all equal, after detection and before logarithmic compression as in this embodiment. If the averaging process, that is, the arithmetic average, is performed on the detected signal of the video signal, the smoothing effect is higher than the averaging process, that is, taking the geometrical average on the video signal after logarithmic compression as in the comparative example. Thus, flicker can be effectively reduced.
[0040]
Needless to say, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be obtained without departing from the scope of the invention. For example, in an ultrasonic diagnostic apparatus having a conventional video signal-based smoothing filter as shown in FIG. 3, an antilog converter 13 is provided after the logarithmic compressor 7 as shown in FIG. The detection signal Ai (amplitude information) before logarithmic compression is reproduced from the signal, and the smoothing filter 6 is applied to the reproduced detection signal Ai. Thereafter, in order to return to the video signal again, by providing the logarithmic compressor 14 after the smoothing filter 6, the same effects as those of the above-described embodiment can be obtained. It should be noted that the number of bits required for the averaging processing calculation should be expanded as compared with the video signal base in order to ensure a dynamic range having an amplitude.
[0041]
【The invention's effect】
According to the present invention, flicker that occurs when a component having a relatively small temporal variation is attenuated by the high-pass filter unit can be reduced by the low-pass filter unit. In addition, this low-pass filter processing is more effective by performing the detection after detection and before logarithmic compression on the detection signal, not on the video signal after detection and logarithmic compression. The flicker can be reduced. This is because the low-pass filter processing for the video signal substantially functions as a geometric average, but the low-pass filter processing for the detection signal substantially functions as an arithmetic average. In a few regions, as well known as the Schwarz equation, the geometric mean ≦ the arithmetic mean is established, so the arithmetic mean is more effective in raising the bottom of the low amplitude, the temporal variation of the amplitude, That is, the luminance variation with time is reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus according to a preferred embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the smoothing filter 6 of FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a comparative example for the ultrasonic diagnostic apparatus according to the present embodiment.
FIG. 4 is a supplementary diagram for explaining the effect of this embodiment, and is a diagram showing the definition of frame numbers.
5A and 5B are supplementary diagrams for explaining the effects of the present embodiment, in which FIG. 5A is a diagram showing a time waveform of a detection signal Ai after detection and before logarithmic compression, and FIG. 5B is a diagram showing detection and logarithmic compression; The figure which shows the time waveform of the video signal Vi after.
6 is a supplementary diagram for explaining the effect of the present embodiment, and is a diagram showing a time waveform of a video signal ￣Vi averaged by the smoothing filter of the comparative example of FIG. 3;
7A and 7B are supplementary diagrams for explaining the effect of the present embodiment. FIG. 7A is a diagram showing a time waveform of the detection signal ￣Ai averaged by the smoothing filter of the present embodiment, and FIG. The figure which shows the time waveform of the video signal Vi after logarithmically compressing the averaged detection signal ￣Ai of a).
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a modification of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the present embodiment.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional ultrasonic diagnostic apparatus.
[Explanation of symbols]
1 ... ultrasonic probe,
2 ... Transmission system,
3 ... Receiving system,
4 ... Fixed noise elimination filter,
5 ... Detector,
6 ... smoothing filter,
7: Logarithmic compressor,
8 ... Display unit,
9 ... System controller,
10 ... Console,
11: Filter characteristic selection switch,
12 ... ROI setter,
13 ... Anti-log converter,
14: Logarithmic compressor,
21 ... Filter controller,
22: Multiplication coefficient ROM,
23, 24, 25 ... frame memory,
26, 27, 28, 29 ... multipliers,
30: Adder.

Claims

Scanning means for scanning the cross section of the subject with ultrasound;
Receiving means for obtaining a received signal based on an output signal of the scanning means;
High-pass first filter means for filtering the received signal;
Be one that generates an ultrasonic image based on the received signal through the first filter means, and the amplitude extraction means for extracting the amplitude information included in the received signal through the first filter means, said Filtering the output signal of the amplitude extraction means to attenuate a specific frequency component related to temporal variation between frames , the second low-pass filter means having a variable number of addition frames, and the first Second filter means having compression means for compressing the dynamic range of the output signal of the second filter means;
An operation unit for an operator to select the number of added frames of the second filter means;
A control unit for controlling the second filter means to set the number of added frames selected via the operation unit;
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: display means for displaying the ultrasonic image.

2. The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein the output signal of the amplitude extracting means is substantially arithmetically averaged by the second filter means.

Means for scanning a cross section of a subject with ultrasonic waves to obtain a received signal;
High-pass filter means for filtering the received signal and attenuating components with relatively small temporal variations;
Detection means for detecting an output signal of the high-pass filter means;
Filtering the output signal of the detection means to attenuate a specific frequency component related to temporal variation between frames, and a low-pass filter means in which the number of addition frames is variable ;
Compression means for compressing the dynamic range of the output signal of the low-pass filter means;
Display means for displaying an image relating to the cross section based on an output signal of the compression means;
An operation unit for an operator to select the number of added frames of the second filter means;
An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: a control unit that controls the second filter unit to set the number of added frames selected through the operation unit .