JP4292851B2 - DC power supply - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カメラ一体型ビデオ機器等の電気機器に直流電力を供給する直流電源装置に関し、特に２次電池の充電電流を定電流に制御するととともに、機器に必要なピーク電流を一定電流以下に制限するようにした直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気機器、例えばカメラ一体型のビデオ機器に安定した直流電力を供給する直流電源装置としては、直流電源装置を過電流による加熱から保護するために、その出力電流を所定の値に制限する電流制限回路を備えた装置が知られている。そして、この種の直流電源装置における出力電流制限回路の制限電流値は、ビデオ機器の起動などに流れるピーク電流に対して十分に対応できるように、必要とするピーク電流値より高い値に設定する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
図１２に、特許文献１に記載されている電流制限回路を備えた直流電源装置を示す。この図１２に示す直流電源装置においては、電源入力端子２０１からの商用交流電源電圧は、ノイズ除去のための入力フィルタ２０２を通過した後、全波整流回路２０３により全波整流されかつ内臓の平滑回路によって平滑されて、出力トランス２０５の１次巻線２０５ａに供給される。
【０００４】
この状態で、スイッチング制御回路２０６から発振されるパルス幅変調されたパルス信号がスイッチング回路２０４に加えられると、スイッチング回路２０４はパルス信号の周波数及びそのデューティ比に応じた速度でスイッチングされるため、出力トランス２０５の１次巻線２０５ａに供給される直流出力はチョッピングされた交流出力となる。そして、これに伴って、出力トランス２０５の２次巻線２０５ｂには、チョッピング周波数及び１次と２次の巻線比に応じた交流電圧、例えばビデオ機器等の負荷の駆動に必要な電圧８．４Ｖが誘起され、この誘起された交流電圧が整流・平滑回路２０７で整流かつ平滑されて、８．４Ｖの直流定電圧として出力端子２０８に出力される。なお、スイッチング制御回路２０６にはその駆動電源として変換トランス２０５の３次巻線２０５ｃに誘起された交流電圧が整流回路２１９を経て供給されている。
【０００５】
ここで、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電圧は出力電圧検出回路２０９により検出され、定電圧制御回路２１０を構成する演算増幅器２１１の反転端子（−端子）に加えられる。そして、演算増幅器２１１において、出力電圧検出回路２０９で検出された出力電圧と基準電圧Ｖref２が比較され、誤差がある場合は負電圧出力をホトカプラ２１２のホトダイオード２１２ａのカソードに供給しこれをオン状態とする。これにより、ホトダイオード２１２ａを発光させてホトカプラ２１２のホトトランジスタ２１２ｂを導通させ、そのオン信号によりスイッチング制御回路２０６から発振されるパルス信号のパルス幅（デューティ比）を演算増幅器２１１の差電圧がゼロとなるように変化させる。これにより、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電圧は、負荷の変動または交流電源電圧の変動に関係なく一定に制御される。
【０００６】
また、負荷の変動等により直流電源装置の出力電流が変化した場合には、演算増幅器２１７から構成される定電流制御回路２１６により定電流制御が行われる。すなわち、抵抗器２１３の両端電圧と基準電圧Ｖref２の合成電圧を抵抗器２１４と２１５で抵抗分割した電圧が演算増幅器２１７の反転端子（−端子）に供給され、これが同非反転端子（＋端子）に供給されるゼロ電位と比較される。そして、この２つの入力電圧に差が生じた場合には演算増幅器２１７が出力を発し、制御用トランジスタ２１８を導通させる。このトランジスタ２１８が導通すると、ホトカプラ２１２のホトダイオード２１２ａが発光し、同時にホトトランジスタ２１２ｂをオン状態とする。これにより、スイッチング制御回路２０６から発振されるパルス信号のパルス幅（デューティ比）が変わるため、スイッチング回路２０４は入力されたパルス信号のデューティ比でスイッチング動作を行う。このため、変換トランス２０５の２次巻線２０５ｂに得られる電力は電流検出用抵抗器２１３の両端電圧も演算増幅器２１７に入力される電圧差がゼロとなるように変化する。そして、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電流は一定の電流（例えば、１．５Ａ）に制御される。
【０００７】
この従来の直流電源装置は、負荷となるカメラ一体型ビデオ機器等への電力供給がオフになっている時は、ビデオ機器に内蔵されたリチウムイオン電池を充電するために直流電源装置を一定電流（１．５Ａ）の定電流モードで動作させ、また、ビデオ機器が録画／再生動作する時は一定電圧（ＤＣ８．４Ｖ）及び定格電流（１．５Ａ）の定電圧モードで動作させることができるようにしたものである。
【０００８】
この従来の直流電源装置において、定電圧モード動作時に、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作などにより定格電流値（１．５Ａ）以上のピーク電流を必要とする場合が考えられる。この場合、まず、演算増幅器２１７の帰還系に接続したコンデンサ２２１が入力される電圧によりＣＲ時定数に応じて充電される。この充電期間（例えば４０ｍｓ）では演算増幅器２１７は非能動状態にあるため、定電流制御回路２１６はピーク電流に応答せず非動作状態におかれる。従って、上記充電期間において、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作させるのに必要な定格電流値（１．５Ａ）以上のピーク電流（例えば、２．２Ａ）が整流・平滑回路２０７から直流出力端子２０８に瞬時的に流れても、定電流制御回路２１６はピーク電流に応答せず、定電流制御がされない。その結果、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作に必要なピーク電流をビデオ機器に供給することができる。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１１−２６２２５７号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の直流電源回路では、ピーク電流値を制限する第２の定電流制御回路または電流制限回路を設けていないため、定電流制御回路２１６が不能動状態となる所定時間、機器にピーク電流が流れると、２次電池への充電を開始するときにもピーク電流が流れ、その結果、１次側のスイッチング回路２０４や変換トランス２０５にも過大な電流が流れ、これら部品の劣化を起こすという不都合があった。
更には、２次電池に対しても過大な電流が流れ込むので、過大な電流が長期間流れ続けると、２次電池内部に組み込まれている電子部品、例えば電池の過放電や過充電を検出したときに出力をオン状態からオフ状態にする、ＦＥＴスイッチ等の部品が劣化するという問題があった。
【００１１】
そこで、本願第１の発明では、出力電流を２次電池の充電に必要な第１の充電電流（例えば１．６Ａ）に定電流制御するとともに、早送りや早戻しに必要なビデオ機器のピーク電流を、例えば２．５Ａに制限する第２の定電流制御回路を設け、２次電池の過放電または過充電を防ぎ、電子機器部品の劣化の問題を解決した直流電源装置を提供することを目的としている。
【００１２】
また、本願第２の発明は、２次電池の充電に必要な定電流制御と機器動作に必要なピーク電流を制限する動作を共通の演算増幅器で行うとともに、電力変換トランスの２次側に設けられる電流／電圧安定化回路を集積化した直流電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本願第１の発明は、交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、該第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、該電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、該スイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、前記電力変換トランスの前記１次巻線に供給される電力に応じた電力を誘起する２次巻線を有し、前記２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、前記第２の整流回路に得られる出力電圧を検出する第１の演算増幅器と、前記第２の整流回路から得られた電力を負荷回路に与えたときの出力電流を検出する第２及び第３の演算増幅器と、前記第１〜第３の演算増幅器の出力に得られる誤差信号を、前記電力変換トランスの１次側に伝達する第１の光結合手段と、前記出力電圧が所定値以下に低減したことを検出する第４の演算増幅器と、前記スイッチング制御手段に接続され、かつ前記第４の演算増幅器の出力が供給される第２の光結合手段と、前記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを前記第３の演算増幅器の出力より検出する検出手段と、を備えている。
【００１４】
そして、本願第１発明では、第１の光結合手段の出力に基づいてスイッチング制御手段によりスイッチング手段を制御して電力変換トランスの２次側電圧及び電流を制御するとともに、第２の演算増幅器は、２次側の出力電流を２次電池の充電用電流設定値として所定値に定電流制御する。また、第３の演算増幅器は、第２の演算増幅器が不作動の時間に前記充電用定電流設定値よりも大きい機器動作に必要なピーク電流設定値として定電流制御する。そして、出力電圧が所定値以下になったとき、第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング手段を制御するスイッチング制御手段の制御動作を停止させ、検出手段により、機器のピーク電流が所定時間以上流れ続けたことが検出された場合に、第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング手段を制御するスイッチング制御手段の制御動作を停止させるようにしている。
【００１６】
本願第１の発明によれば、２次電池への充電電流の定電流制御（例えば、１．６Ａ）が行われない所定期間の間、早送りや早戻しに必要なビデオ機器のピーク電流を、例えば２．５Ａに制限する第２の定電流制御回路を設けたので、負荷回路に必要以上に過大な電流が流れるのを防ぐことができる。
【００１７】
また、本願第２の発明は、交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、該第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、該電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、該スイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、電力変換トランスの１次巻線に供給される電力に応じた電力を誘起する２次巻線を有し、２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、この第２の整流回路より得られる出力電圧及び出力電流を定電圧及び定電流に安定させるための電流／電圧安定化集積回路と、を備えており、電流／電圧安定化集積回路に接続され、スイッチング制御手段に前記電流／電圧安定化集積回路の出力を伝達する第１の光結合手段と、第１の光結合手段を介して電流／電圧安定化集積回路からの誤差信号をスイッチング制御手段に供給してスイッチング手段のデューティ比を制御するようにした直流電源装置である。
【００１８】
また、本願第２発明の主要な構成要素である、電流／電圧安定化集積回路は、第２の整流回路から得られる出力電圧を検出し、定電圧制御する第１の演算増幅器と、第２の整流回路から得られる電力を負荷回路に供給したときの出力電流を、２次電池の充電用電流と、該２次電池の充電電流より大きい機器動作に必要なピーク電流の２段階に分けて検出して定電流制御する第２の演算増幅器と、第２の演算増幅器の入力電圧を前記定電流制御する２段階に対応して切り換える切換手段と、切換手段の切り換えタイミングを制御する切換制御手段と、を備えている。また、出力電圧が第１の所定値以下の低電圧に低減したことを検出する第３の演算増幅器と、出力電圧が第２の所定値以上の過電圧に増大したことを検出する第４の演算増幅器と、第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを検出する検出手段と、を備えている。
そして、第３及び第４の演算増幅器から得られる誤差信号を第２の光結合手段を介してスイッチング制御手段に供給し、出力電圧の異常を検出したときに、前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させるとともに、検出手段により前記ピーク電流が所定時間以上検出された場合に、第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング制御手段の制御動作を停止させるようにしている。
【００１９】
本願第２の発明によれば、機器のピーク電流２．５Ａの定電流制御と２次電池への充電電流１．６Ａの定電流制御を一つの演算増幅器を用いて行うことができるとともに、２次側の電流／電圧安定化回路を集積化することを可能とした。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本願第１の発明に係る直流電源装置の実施の形態を図１に基づいて説明する。図１は本願第１の発明の実施の形態を示すブロック構成図である。図１に示すように、本願第１の発明の直流電源装置は、主として電源回路１と、電流／電圧安定化回路２によって構成され、電源回路２の出力は安定化された定電圧及び定電流電源として負荷回路３に供給される。負荷回路３は、例えばカメラ一体型ビデオ機器のような電子機器であり、充電用の２次電池５１を内蔵している。
【００２１】
まず、電源回路１においては、プラグ２よりの商用電源が、ノイズを除去する入力フィルタ３を介して整流回路４に供給され、この整流回路４の出力側に得られる直流信号が電力変換トランス５の１次巻線５ａの一端に供給される。
【００２２】
この電力変換トランス５の１次巻線５ａの他端はスイッチング用のＮＰＮ形トランジスタ６のコレクタに接続され、このトランジスタ６のエミッタは接地される。そして、このトランジスタ６のベースにＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御回路７からのパルス幅変調信号を供給し、このトランジスタ６のオン期間（オンデューティ）を制御することにより、この直流電源回路の出力信号の電圧及び電流を制御する。
【００２３】
電力変換トランス５の２次巻線５ｂの一端は、整流用のダイオード８及び平滑用コンデンサ９の直列回路を介して、２次巻線５ｂの他端に接続され、この２次巻線５ｂの他端は、電流検出用の抵抗器１０の一端に接続される。抵抗器１０の他端は接地される。
また、電力変換トランス５の３次巻線５ｃは、整流用のダイオード１１と平滑用コンデンサ１２よりなる整流・平滑回路を介して、ＰＷＭ制御回路７に接続され、これによりＰＷＭ制御回路７の直流電源が構成される。ＰＷＭ制御回路７は起動用の抵抗器１３を介して整流回路４の出力に接続されている。
【００２４】
第２の整流回路を構成するダイオード８とコンデンサ９の接続点は出力端子１４に接続され、出力端子１４は、負荷回路３に接続されるとともに、出力電圧検出用の抵抗器１５及び１６の直列回路を介して接地される。この抵抗器１５及び１６の接続中点は、電流／電圧安定化回路２の演算増幅器１７の反転端子（−端子）に接続され、この演算増幅器１７の非反転端子（＋端子）は、基準電圧源１８を介して接地される。この基準電圧源１８は電力変換トランス５の２次側出力電圧を、例えば８．４Ｖの定電圧とするための基準電圧（Ｖref１）を与えるものである。演算増幅器１７の反転端子（−端子）は、抵抗とコンデンサの時定数回路１９を介して出力側に接続され、逆流防止用のダイオード２０のカソードに接続される。この演算増幅器１７は定電圧制御回路を構成する。
【００２５】
また、第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の反転端子（−端子）は、抵抗器２２及び基準電圧（Ｖref２）を得る基準電圧源２３の直列回路を介して、電流検出用抵抗器１０と電力変換トランス５の２次巻線５ｂの他端との接続点に接続される。演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）は、電流検出用抵抗器１０の他端、すなわち接地電位に接続される。また、演算増幅器２１の反転端子（−端子）は、抵抗器２４とコンデンサ２５の直列回路からなる時定数回路２６を介して演算増幅器２１の出力側に接続される。そして、第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の出力電圧は、抵抗器２７と２８で抵抗分割され、分割された電圧が電界効果トランジスタ２９のゲート電極に加えられる。
【００２６】
第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器３１を介して接地され、同非反転端子（＋端子）は、基準電圧（Ｖref３）を与える基準電圧源３２を経て電流検出用抵抗器１０と電力変換トランス５の２次巻線５ｂの他端の接続点に接続される。
【００２７】
そして、この演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器とコンデンサの並列回路よりなる時定数回路３３を介して出力側に接続され、その出力は逆流防止用ダイオード３４のカソードに接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ３６のベースに接続される。ここで逆流防止用のダイオード３４のアノードはもう一つの逆流防止用ダイオード３５のカソードに直列接続されている。
【００２８】
ＰＮＰトランジスタ３６のエミッタは、電力変換トランス５の２次側端子（Vcc）に接続され、コレクタは抵抗器３７を介して、コンデンサ３８と抵抗器３９の並列回路よりなる充放電回路に接続される。この並列回路の一端は電界効果トランジスタ４０のゲート電極に接続され、他端は接地される。
【００２９】
演算増幅器４１は比較器として機能するものであり、出力電圧を抵抗器１５と抵抗器１６で抵抗分割した電圧が演算増幅器４１の非反転端子（＋端子）に供給され、基準電圧（Ｖref４）を与える基準電圧源４２が反転端子（−端子）と接地間に接続されている。
【００３０】
逆流防止用ダイオード２０と３５のアノード、及び電界効果トランジスタ２９のドレイン電極は、ホトダイオード４３とホトトランジスタ４４から構成されるホトカプラ（第１の光結合手段）４５のホトダイオード４３のカソードに接続され、ホトダイオード４３のアノードは抵抗器４６を介して電力変換トランス５の２次側端子（Vcc）に接続されている。ホトトランジスタ４４のアノードはＰＷＭ制御回路７に接続され、カソードは接地される。
【００３１】
比較器を構成する演算増幅器４１の出力は電界効果トランジスタ４０のドレイン電極に接続され、抵抗器４７を介してホトダイオード４８とホトトランジスタ４９より構成されるホトカプラ（第２の光結合手段）５０のホトダイオード４８のカソードに接続される。ホトダイオード４８のアノードには、電力変換トランス５の２次側出力電圧Ｖccが供給されている。ホトトランジスタ４９のアノードはＰＷＭ制御回路７に接続され、カソードは接地される。
【００３２】
次に、上記本願第１の発明に係る直流電源装置の実施の形態の動作を説明する。
プラグ２から入力される商用の交流電源は、入力フィルタ３、整流回路４を経由して直流電源変換され（Vin）、電力変換トランス５の１次巻線５ａに供給される。また、直流電源(Vin)は起動用の抵抗器１３を介してＰＷＭ制御回路７に供給され、以後ＰＷＭ制御回路７からのパルス幅変調信号により、１次巻線５ａと直列接続されたスイッチング素子６がオン−オフ制御される。このスイッチングの周波数は、例えば100kHzとされる。また、電力変換トランス５には３次巻線５ｃが設けられているが、この３次巻線５ｃに誘起された電力は、ダイオード１１及びコンデンサ１２で整流・平滑されて、その後のＰＷＭ制御回路７の電源とされる。
【００３３】
電力変換トランス５の２次巻線５ｂに誘起された電圧は、ダイオード８及びコンデンサ９よりなる整流回路で整流され、この出力電圧（Vcc）は出力端子１４に供給されるとともに、抵抗器１５及び１６で分割されて定電圧制御回路を構成する演算増幅器１７の反転端子（−端子）に入力される。一方、演算増幅器１７の非反転端子（＋端子）には、基準電圧（Ｖref１）を与える基準電圧源１８が接続されており、この基準電圧（Ｖref１）が上記出力電圧Vccを分割した電圧と比較される。そして、演算増幅器１７の反転端子（−端子）に供給される電圧と基準電圧（Ｖref１）との差電圧が演算増幅器１７の出力側に誤差信号として出力され、これが逆流防止用ダイオード２０を経由してホトカプラ４５を構成するホトダイオード４３のカソードに供給される。
【００３４】
そして、演算増幅器１７からの誤差信号出力が得られると、この誤差信号はホトカプラ４５のホトダイオード４３からホトトランジスタ４４に伝達され、ＰＷＭ制御回路７に供給される。ＰＷＭ制御回路７は、電力変換トランス５の１次巻線５ａに直列に接続されているスイッチング素子６のオン期間を制御して、２次巻線５ｂに誘起される電力を制御する。この結果、ダイオード８及びコンデンサ９の整流・平滑回路の出力は、予め設定された基準電圧、例えば８．４Ｖに制御される。
【００３５】
一方、電流検出用の抵抗器１０は、負荷回路３に流れ込んだ出力電流Ioを検出するものであり、抵抗器１０に流れる電流量は抵抗器１０の両端電圧に電圧変換されて、定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の反転端子（−端子）に基準電圧（Ｖref２）を与える基準電圧源２３と直列に接続されて入力される。また、演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）は接地されており、上記基準電圧（Ｖref２）と抵抗器１０における電圧降下が等しくなるように演算増幅器２１から誤差信号が出力される。
【００３６】
なお、カメラ一体型ビデオ機器等の負荷回路３の内部に２次電池５１が使われている場合、その２次電池を充電する必要がある。一般的に２次電池内部には電池を保護する保護回路等が内蔵されており、また２次電池の材料から 連続状態で２次電池に流せる最大電流が規定されている。すなわち、瞬間的に必要な機器動作時のピーク電流を流すと共に２次電池への充電も行えるように工夫する必要がある。
【００３７】
そのため、所定の時間内のピーク電流に対しては、出力電流（充電電流）Ioを制御する演算増幅器２１の定電流制御、例えば１．６Ａの制御動作が働かないようにする必要がある。この所定時間内に演算増幅器２１の制御動作を行わせないために、演算増幅器２１の帰還抵抗器２４とコンデンサ２５からなる時定数回路２６の時定数を大きくするように設定している。すなわち、時定数回路２６の時定数は、一般的な帰還抵抗とコンデンサからなる時定数回路の時定数よりも大きな時定数、例えば４０ｍｓに設定するようにしている。
【００３８】
演算増幅器２１の出力は、抵抗器２７と２８で分割され、電界効果トランジスタ２９のゲート電極に供給される。誤差信号があってゲート電極に所定の電圧が与えられると、電界効果トランジスタ２９がオン状態となり、ホトカプラ４５を経由して、ＰＷＭ制御回路７に送られ、定電圧制御動作時と同様にスイッチング素子６のオン、オフ時間の制御が行われる。その結果、出力電流Ioによる電流検出用抵抗器１０の両端電圧の電圧降下が基準電圧（Ｖref２）と等しくなるように制御される。この基準電圧（Ｖref２）で設定される出力電流Ioは、電源の負荷回路３に２次電池５１が接続された場合の充電電流に相当するものである。
【００３９】
更に、電流検出用抵抗器１０で検出される出力電流Ioは 第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０においても検出制御される。この演算増幅器３０において検出される電流量は、前記演算増幅器２１で検出される電流量よりも大きく設定されており、例えば、電源負荷としてカメラ一体型ビデオ機器等が接続された場合の機器動作時のピーク電流、例えば２．５Ａに制限するように出力電流Ioを制御する。
【００４０】
すなわち、演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器３１を介して接地電位に接続され、同非反転端子（＋端子）には電流検出用抵抗器１０の電圧降下（電流の方向から負電圧）と基準電圧（Ｖref３）の合成電圧が加えられている。そして、演算増幅器３０は、この非反転端子（＋端子）に加えられる合成電圧が反転端子（−端子）に加えられる接地電位と等しくなるように誤差信号を出力し、ホトカプラ４５、ＰＷＭ制御回路７、スイッチング素子６を介して出力電流Ioを制御する。
【００４１】
ここで、基準電圧（Ｖref３）を基準電圧（Ｖref２）より大きく設定することにより、演算増幅器３０で定電流制御されたときの電流検出用抵抗器１０を流れる出力電流Ioは、負荷回路３に２次電池５１を接続した充電時の出力電流Ioよりも大きな電流となる。つまり、演算増幅器２１による制御電流量を、例えば１．６Ａとし、演算増幅器３０による制御電流量を例えば２．５Ａに設定することが可能となる。
【００４２】
また、何らかの原因で機器動作に異常が起こり、出力電圧が例えば５Ｖ以下の低電圧状態になると、この電圧は比較器として機能する演算増幅器４１により検出される。すなわち、上記低電圧となった出力電圧は、抵抗器１５と１６で分割されて演算増幅器４１の非反転端子（＋端子）に供給される。演算増幅器４１の反転端子（−端子）には、基準電圧（Ｖref４）を与える基準電圧源４２が接続されており、上記抵抗器１５と１６で分割された出力電圧がこの基準電圧（Ｖref４）と比較される。その結果、例えば出力電圧が５Ｖ以下になると、演算増幅器４１の出力はＨｉｇｈからＬｏｗ状態となって、抵抗器４７を介して、ホトカプラ５０を構成するホトダイオード４８をオン状態とする。ホトカプラ５０のホトトランジスタ４９は、ＰＷＭ制御回路７に接続されており、ホトトランジスタ４９がオンになることで、ＰＷＭ制御回路７の制御動作は停止される。
【００４３】
また、第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０は、出力電流Ioの異常を検出する過電流保護機能を有しているので、以下この機能について説明する。すなわち、何らかの異常により、演算増幅器２１の時定数回路２６の時定数で定まる所定期間、例えば４０ｍｓ（演算増幅器２１が不作動の期間）以上が経過しても、第１の演算増幅器２１による定電流制御モードに切り替わらない場合について説明する。このような場合は、演算増幅器３０が動作してその出力がＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる。この結果、ＰＮＰトランジスタ３６がオンとなり、そのエミッタに接続されている電源Vccから電流が流れ込み、抵抗器３７を経由して、コンデンサ３８に充電される。この状態が一定時間以上続くとコンデンサ３８の充電電圧が上昇し、電界効果トランジスタ４０をオン状態にさせる。
【００４４】
電界効果トランジスタ４０のオン電圧を、例えば２．５Ｖに設定し、ゲート電圧がこの設定電圧にまで上昇する時間を、例えば８００ｍｓになるように抵抗器３９とコンデンサ３８の値を定める。すなわち、演算増幅器３０の出力がＬｏｗ状態に変わってから８００ｍｓ以上の時間が経過すると、電界効果トランジスタ４０がオン状態となり、上述した演算増幅器４１の説明と同様に、ホトカプラ５０のホトダイオード４８をオン状態とし、以下同様にしてＰＷＭ制御回路７の動作を停止状態とする。すなわち、電圧／電流安定化回路２は過電流保護回路としての機能も有している。
【００４５】
一般に、カメラ一体型ビデオ機器等の機器に流れるピーク電流は、モータドライブや機器内部のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において大きな電流を瞬間的に必要とするが、演算増幅器３０は、この時の大きな電流値を所定の値、例えば、２．５Ａ以下に制限する働きを有する。
【００４６】
図２は、図１に示す電圧／電流安定化回路２における演算増幅器１７、２１、３０で制御される電源の出力特性を示したものである。図２において、出力電流が０Ａ時に、定電圧制御用の演算増幅器１７により、例えば８．４Ｖに制御された一定の電圧が出力される。負荷回路３に加えられる出力電流Ioが増加すると、定電流制御回路を構成する演算増幅器２１により１．６Ａの定電流制御が為される。演算増幅器２１の制御範囲外（時定数回路２６が作動する４０ｍｓの期間）に、出力電流Ioが更に増加すると、演算増幅器３０により、２．５Ａの定電流制御が行われる。つまり、演算増幅器２１は、時定数回路２６の時定数で定まる期間、１．６Ａの定電流制御を不作動とするので、その間に、出力電流Ioが１．６Ａを越えて上昇するのであるが、その所定時間内は演算増幅器３０が作動して、出力電流Ioを２．５Ａに定電流制御するようにしている。
【００４７】
図３は、電源動作を開始してカメラ一体型ビデオ機器等の電子機器が動作を開始した後のタイミング例を示したものであり、瞬間的なピーク電流が流れるタイミングと２次電池への充電が開始するタイミングが示されている。
【００４８】
図３から明らかなように、電源動作により出力電圧が上昇すると出力電流も上昇し始める。起動時は機器側にあるコンデンサ等の充電電流が流れ、その後、機器内部のＤＣ／ＤＣコンバータ等が起動して、モータ等のドライブを開始する。この場合は、図３に示すように、充電電流を１．６Ａとすれば、その電流値以上の電流が負荷回路３に流れ込むことになる。この瞬間的ピーク電流の流れる時間はある所定時間、例えば４０ｍｓ以内になるように、演算増幅器２１の時定数回路２６の抵抗器２４とコンデンサ２５の値を変えて時定数を調整するようにしている。
【００４９】
その後、電子機器の本体内充電に切替わっても、上記時定数回路２６の時定数で定まる期間は、演算増幅器２１が定電流制御回路として動作しないため、ピーク電流値を制限する、第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０がその所定時間内の出力電流Ioをピーク電流以下に制御する。そして、この時定数で定まる所定時間経過後に、演算増幅器２１により再び１．６Ａの充電電流に定電流制御される。
【００５０】
図４は、図１に示した、制御電流１．６Ａの第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１と、制御電流２．５Ａの第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０の電流検出のための接続関係の概略を示したものである。演算増幅器２１では、その反転端子（−端子）に基準電圧（Ｖref２）を与える基準電圧源２３が接続されているのに対し、演算増幅器３０では、非反転端子（＋端子）に基準電圧（Ｖref３）を与える基準電圧源３２が接続されている。演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）及び演算増幅器３０の反転端子（−端子）は電流検出用抵抗器１０の他端、すなわち接地側に接続されている。
【００５１】
以上、本願第1の発明の実施の形態を説明したが、本願第１の発明にも、以下のような問題があった。それは、本願第１の発明では、２次電池５１への充電を１．６Ａに定電流制御する第１の定電流制御回路（演算増幅器２１）と、電子機器のピーク電流を２．５Ａ以下に制限する第２の定電流制御回路（演算増幅器３０）の２つの定電流制御回路を必要とし、かつ上記第１の定電流制御回路には、ある所定の時間、定電流制御動作をさせないために帰還抵抗器２４とコンデンサ２５からなる時定数回路２６の時定数を大きくする必要があった。
【００５２】
また、更には、本願第１の発明の実施の形態である図１に示す電流／電圧安定化回路２の部分をＩＣ化する場合、２つの定電流制御用の演算増幅器２１及び３０とその帰還回路を構成する為のＩＣのピン数が多くなるという問題もあった。
【００５３】
本願第２の発明は、本願第１の発明の上記問題点を更に改良したものである。本願第２の発明の第１の実施の形態を図５、図６のブロック図に基づいて説明する。
図５は、本願第１の発明の実施の形態である図１の電流／電圧安定化回路２の部分に相当する回路を電流／電圧安定化ＩＣ１００として示したブロック図である。ＩＣ１００の内部構成は図６に示すが、図５ではＩＣ１００以外の部分は図１の構成と同じであるので、同一の構成部分には同一の符号を付している。
【００５４】
図５に示す本願第２の発明の第１の実施の形態において、ＩＣ化された電流／電圧安定化ＩＣ１００は、通常の８ピンＩＣパッケージに収納できる８ピン構造のＩＣである。このＩＣ１００の内部構成を図６に示す。
【００５５】
図５に示すように、出力電圧Vccは、抵抗器１５及び抵抗器１６により分割されて電流／電圧安定化ＩＣ１００のVC端子１０１に供給される。このVC端子１０１は図６の定電圧制御用の演算増幅器１０９の反転端子（−端子）に接続される。出力電流検出用抵抗器１０の一端は電流／電圧安定化ＩＣ１００のIS端子１０３に接続され、抵抗器１０の他端はＩＣ１００のGND端子１０２に接続される。このGND端子１０２が電流／電圧安定化ＩＣ１００の接地端子となる。
【００５６】
図５の出力端子１４は、電流／電圧安定化ＩＣ１００のVcc端子１０４に接続され、ホトカプラ４５のホトダイオード４３のカソードが同ＩＣ１００のCont端子１０５に接続される。そして、ホトカプラ５０のホトダイオード４８のカソードが抵抗器４７を介して同ＩＣ１００のER端子１０７に接続される。ＩＣ１００のCt端子１０８はコンデンサ３８の一端に接続され、コンデンサ３８の他端は接地される。また、VC端子１０１は時定数回路１９を介してCont端子１０５に接続され、CC端子１０６も時定数回路５２を介してCont端子１０５に接続されている。この時定数回路５２は図１の時定数回路２６と異なり、時定数を、例えば４０ｍｓのように大きくとる必要がないものである。
【００５７】
図６に示すように、IS端子１０３は、抵抗器１１０、１１１、１１２の直列回路を経て、基準電圧(Ｖref１)を与える基準電圧源１１３に接続され、抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点は切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐを経て、定電流制御用の演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される。また、抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点は、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｃを経て、同じく演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される。切換スイッチ１１４の切り換えは、後述するＲＳフリップフロップから構成される遅延回路１２０のＱ出力により行われる。演算増幅器１１５の反転端子（−端子）は抵抗器１３４を介してGND端子１０５に接続されている。
【００５８】
切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐの電圧は、可動接点Ｉｃの電圧より大きく設定されており、演算増幅器１１５は、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｐ側にあるときは、機器動作時のピーク電流を制限する電流値２．５Ａに定電流制御し、また、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｃ側にあるときは、機器の２次電池の充電時の定電流値１．６Ａに定電流制御するようにする。
【００５９】
定電圧制御用の演算増幅器１０９と定電流制御用の演算増幅器１１５の出力側端子はそれぞれ逆流防止用のダイオード１１６、１１７を介してCont端子１０５に接続されるとともに、比較器を構成する演算増幅器１１８の反転端子（−端子）及び非反転端子（＋端子）に接続される。演算増幅器１１８の出力は反転増幅器１１９を介して４０ｍｓ遅延回路１２０のリセット端子に接続されるとともに、ＯＲ回路１２１を介してワンショットマルチバイブレータで構成される８００ｍｓの遅延回路１２２のセット端子に供給される。また、演算増幅器１１８の出力は、ＰＮＰトランジスタ１２３のベースにも供給されている。
【００６０】
抵抗器１１１及び抵抗器１１２の接続点は、電流検出用の比較器として機能する演算増幅器１２４の非反転端子（＋端子）に供給され、同演算増幅器１２４の反転端子（−端子）は接地される。演算増幅器１２４の出力はスイッチ１２５を介して遅延回路１２０のセット端子に供給されている。
【００６１】
また、図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態においては、出力の低電圧保護用の演算増幅器１２６と、出力の過電圧保護用の演算増幅器１２７が設けられている。そして、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のVC端子１０１が接続され、同反転端子（−端子）には、基準電圧源１１３が与える基準電圧(Ｖref１)を抵抗器１２８と抵抗器１２９で分割した電圧が供給されている。そして、過電圧保護用の演算増幅器１２７の非反転入力端子（＋端子）には、基準電圧(Ｖref１)を与える基準電圧源１１３が接続され、同反転端子（−端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のVC端子１０１にＩＣの外部から供給される電圧を抵抗器１３０と抵抗器１３１で分割された電圧が供給される。なお、VC端子１０１にＩＣの外部から供給される電圧は、図５に示されるように出力端子１４の出力電圧を抵抗器１５と抵抗器１６で分割した電圧である。
【００６２】
演算増幅器１２６及び１２７の出力は、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに接続され、このトランジスタ１３２のコレクタはＮＰＮトランジスタ１３３のベースに接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタは電流／電圧安定化ＩＣ１００のER端子１０７を経て、抵抗器４７（図５）を経由してホトカプラ５０のホトダイオード４８のカソードに接続される。
【００６３】
次に、図５と図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態の動作について、図７に示される電流／電圧安定化ＩＣ１００の動作タイミング波形図に基づいて説明する。
図７Ａは電源制御モードの時間的変化を示したものであり、Ｔ１期間及びＴ４期間は定電圧制御モード（ＣＶモード）、Ｔ２期間は２．５Ａの定電流制御モード（ＣＣ２．５モード）、そして、Ｔ３期間は電流１．６Ａの定電流制御モード（ＣＣ１．６モード）を示している。
【００６４】
まず、期間Ｔ１とＴ４の定電圧制御モード（ＣＶモード）においては、定電圧制御用の演算増幅器１０９において、図５の出力端子１４の出力電圧を抵抗器１５と１６で分割した電圧がVC端子１０１に加えられ、これが、例えば１．２５Ｖの基準電圧（Ｖref1）と比較される。この結果、VC端子１０１に加えられる電圧が上記基準電圧（Ｖref１）より小さい場合は、演算増幅器１０９からＬｏｗ出力が発せられ（図７Ｂ参照。）、逆流防止ダイオード１１６及びＩＣ１００のCont端子１０５を経由して、図５のホトカプラ４５に加えられる。そして、図１で説明したのと同様にホトカプラ４５の出力に基づいて、ＰＷＭ制御回路７が制御され、スイッチング素子６のオン−オフ時間（デューティ比）が制御されて、その結果２時側の出力電圧は、基準電圧(Ｖref１)で設定された、例えば８．４Ｖの一定電圧に維持される。このとき、出力電流Ioはゼロとなっている（図７Ｃ）。
【００６５】
次に、期間Ｔ２及び期間Ｔ３の定電流制御モード（ＣＣモード）においては、定電流制御用の演算増幅器１１５が機能する。この演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）には、ＩＣ１００のIS端子１０３に加えられる電圧、すなわち図５の抵抗器１０の電圧降下（負電圧）と基準電圧源１１３の基準電圧(Ｖref１)の合成電圧を、抵抗器１１０〜１１２の３つの抵抗器で分割した電圧が供給される。この演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される電圧は切換スイッチ１１４で大小２種類の電圧に切り換えできるようにされ、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｐに接続されているときは、機器の動作時のピーク電流を例えば２．５Ａに制限する定電流制御回路として働き、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｃに接続されているときは、機器の充電回路に充電するときの電流、例えば１．６Ａに定電流制御するように機能する。この演算増幅器１１５もその出力がＬｏｗのとき、逆流防止用ダイオード１１７を介してＩＣ１００のCont端子１０５に送られ、以後定電圧制御動作と同様に、ホトカプラ４５経由でスイッチング素子６のオン−オフ時間幅(デューティ比)の制御を行う。図７Ｃは出力電流Ioの時間的変化を示したものであり、ＣＣ２．５モードのＴ２期間においては、出力電流Ioは２．５Ａに制限され、ＣＣ１．６モードのＴ３期間では、出力電流Ioは１．６Ａに制御されている。
【００６６】
図７Ｄは切換スイッチ１１４の状態を示したもので、期間Ｔ３のＣＣ１．６モードのときだけ、可動接点Ｉｃ側に切り換えられている。
図５において、電流検出用の抵抗器１０で検出する電流量が増加すると、電流／電圧安定化ＩＣ１００のIS端子１０３に加えられる電圧、すなわち、抵抗器１０のコンデンサ９側の電圧は、ゼロ電位を基準にマイナス方向に電圧降下したものとなる。Ｔ１期間の定電圧制御時には、出力電流Ioがゼロとなり、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ端子、Ｉｃ端子は、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Vref1）と抵抗器１１０、１１１、１１２で設定された電圧が生じている。ここで出力電流Ioが増加すると、上記IS端子はマイナス方向にバイアスされ、その結果、演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）には、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｐ端子側であれば、抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点の電圧が供給され、これが演算増幅器１１５の反転端子（−端子）に加えられる接地電位と比較される。また、同様に、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｃ端子側であれば、抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点の電圧が演算増幅器１１５の非反転端子（−端子）に供給され、同じく演算増幅器１１５の反転端子（−端子）に加えられる接地電位と比較される。
【００６７】
この比較の結果、図５の電流検出用の抵抗器１０で検出された出力電流Ioによる電圧降下と基準電圧源１１３の与える基準電圧（Ｖref１）との合成電圧を抵抗分割した値、すなわち、可動接点Ｉｐ端子またはＩｃ端子の電圧が、演算増幅器１１５の反転端子（−端子）の接地電位まで降下すると、演算増幅器１１５の出力はＨｉｇｈからＬｏｗになる信号を出力する（図７Ｂ参照。）。図７Ｂからわかるように、演算増幅器１１５の出力は、ＣＣ２．５モードとＣＣ１．６モードでは、そのＬｏｗのレベルが異なっている。この２つの電流制御モードにおいては、演算増幅器１１５の出力信号は、逆流防止ダイオード１１７を経由してCont端子１０５に送られ、図５に示すホトカプラ４５を導通させて、ＰＷＭ制御回路７に送られる。ＰＷＭ制御回路７は、ホトカプラ４５からの信号を受けて、スイッチング素子６を制御し、切換スイッチ１１４で選定された可動接点ＩｐまたはＩｃに与えられる設定電圧値がゼロ電位となるように、抵抗器１０を流れる出力電流Ioを一定に制御する。
【００６８】
すなわち、上記切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐの電圧は、可動接点Ｉｃの電圧より大きく設定されるので、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｐを選択しているときは、機器動作時のピーク電流を制限する電流値、すなわち、本例では２．５Ａの定電流に制御し、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｃを選択しているときは、機器の２次電池への充電電流、本例では１．６Ａの定電流制御がなされる。
【００６９】
上述したように、演算増幅器１０９は定電圧制御（ＣＶモード）、演算増幅器１１５は１．６Ａまたは２．５Ａの定電流制御（ＣＣモード）を行い、これにより、図２に示したと同じ出力特性を得ることができる。
【００７０】
この定電圧制御（ＣＶモード）と定電流制御（ＣＣモード）は、比較器として機能する演算増幅器１１８により選別される。すなわち、演算増幅器１１８の（−端子）には 演算増幅器１０９の出力電圧が入力され、同非反転端子（＋端子）には演算増幅器１１５の出力電圧が入力されている。そして、電圧制御（ＣＶモード）時は、演算増幅器１０９の出力はＬｏｗ状態となっているので、演算増幅器１１８の出力は、Ｈｉｇｈ状態となる。一方、出力電流Ioが増加し、定電流制御モード（ＣＣモード）となると、演算増幅器１０９出力はＬｏｗからＨｉｇｈとなり、逆に、演算増幅器１１５の出力はＨｉｇｈからＬｏｗへと切り替るので、比較器である演算増幅器１１８の出力は、電圧制御から電流制御の切換と同期してＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わることになる。演算増幅器１１８の出力変化は図７Ｅに示されている。
【００７１】
ここで、切換スイッチ１１４の可動接点ＩｐとＩｃの切替えについて説明する。
ＲＳフリップフロップで構成される遅延回路１２０は、リセット端子ＲにＬｏｗ入力があるときリセット状態となる。電流制御モード（ＣＣモード）になると、演算増幅器１１８の出力がＬｏｗとなり、その結果、遅延回路１２０のリセット端子Ｒ端子がＨｉｇｈとなるため、リセット状態が解除される。そして、このとき、遅延回路１２０のＱ出力はＬｏｗなのでスイッチ１２５はオン状態である。この状態で、演算増幅器１２４から遅延回路１２０のセット端子ＳにＬｏｗ入力が供給されると、遅延回路１２０のＱは４０ｍｓ後にＨｉｇｈ出力を発し（図７Ｈ）、このＨｉｇｈ出力が切換スイッチ１１４に加えられて、切換スイッチ１１４の固定接点は可動接点Ｉｐから可動接点Ｉｃに切り替わる。したがって、遅延回路１２０は４０ｍｓの遅延回路として動作することになる。この遅延回路１２０のＱ出力がＨｉｇｈになると、スイッチ１２５はオフとなる。
【００７２】
これにより、２次電池への充電電流を定電流化する定電流制御（ＣＣ１．６モード）は、電流制御モード（ＣＣモード）に変更後４０ｍｓ経過してから開始されることになる。つまり、この４０ｍｓの間は機器の動作に必要なピーク電流を出力電流Io として出力することができ、この間は、演算増幅器１１５による定電流制御は、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ側の電流制御、本例では２．５Ａの定電流制御となる。
【００７３】
演算増幅器１２４は、電流検出用の比較器であり、この非反転端子（＋端子）には、抵抗器１１１及び抵抗器１１２の接続点、すなわち切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｃが接続され、同反転端子（−端子）はGND端子に接続されている。これは、可動接点Ｉｃの電圧がゼロ電位になったときの充電電流値１．６Ａを検出するものであり、可動接点Ｉｃにおける電圧が、ゼロ電位以下となる（１．６Ａを超えて出力電流Ioが流れた場合に相当する）と、演算増幅器１２４の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。この演算増幅器１２４の出力はスイッチ１２５を介して（この時、遅延回路１２０のＱ出力はＬｏｗなので、スイッチ１２５はオン状態となっている。）、遅延回路１２０のセット端子Ｓに供給され、そのタイミングが遅延時間４０ｍｓのカウント開示時点となる。図７Ｆは、演算増幅器１２４の出力が供給される遅延回路１２０のＳ端子の入力波形を示したものであるが、点線は遅延回路１２０のＱ端子がＨｉｇｈになってスイッチ１２５がオフになった状態を示している。
【００７４】
また、図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態は、出力の低電圧検出保護を行う比較器として機能する演算増幅器１２６と、過電圧検出保護を行う演算増幅器１２７が設けられている。
【００７５】
まず、低電圧検出保護機能について説明する。演算増幅器１２６の反転端子（−端子）には、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖref１＝１．２５Ｖ）を抵抗器１２８と１２９で分割した電圧が供給される。また、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のVC端子１０１から出力電圧を抵抗器１５と１６で分割した電圧が加えられ、この電圧が上記反転端子（−端子）に加えられる基準電圧と比較される。また、演算増幅器１２６の反転端子（−端子）には、演算増幅器１１８の出力がＨｉｇｈのとき、オンとなるＮＰＮトランジスタ１２３が接続されているので、演算増幅器１１８の出力がＨｉｇｈである定電圧制御モードのときは、このトランジスタ１２３がオンとなり、したがって、この間は、演算増幅器１２６は不作動状態となる。
【００７６】
この様な回路構成において、定電流制御モードのときに、例えば、図３に示すような電圧ドロップが生じて出力電圧が５Ｖ以下となり、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）の入力電圧が、同反転端子（−端子）への入力電圧（基準電圧）より小さくなったとすると、演算増幅器１２６の出力はＬｏｗとなる。この結果、演算増幅器１２６の出力が接続されるＰＮＰトランジスタ１３２がオンとなり、ＮＰＮトランジスタ１３３もオンとなる。ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタは電流／電圧安定化ＩＣ１００のER端子１０７に接続され、ER端子１０７は、図５のホトカプラ５０に接続されている。そのため、演算増幅器１２６のＬｏｗ出力は、ホトカプラ５０のホトトランジスタ４９をオンにして、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。すなわち、出力電圧が、例えば５Ｖの設定値以下に低下した場合には、ＰＷＭ制御回路７はその制御動作を停止する。
【００７７】
次に、過電圧検出保護機能について説明する。過電圧検出用の演算増幅器１２７の非反転端子（＋端子）には基準電圧（Ｖref１＝１．２５Ｖ）が入力されている。そして、同反転端子（−端子）には、電流電圧安定化ＩＣのVC端子１０１に供給される電圧を抵抗器１３０と１３１で分割された電圧が供給される。何らかの理由で出力電圧が過大になり、演算増幅器１２７の反転端子（−端子）に供給される電圧が、非反転端子（＋端子）に供給される基準電圧(Ｖref１)を超えると、演算増幅器１２７の出力はＬｏｗ出力となり、ＰＮＰトランジスタ１３２をオンとする。この場合にも、低電圧検出保護機能を説明したのと同様に、図５のホトカプラ５０からＰＷＭ制御回路７へ制御信号が与えられ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００７８】
また、電流制御モード（ＣＣモード）では、演算増幅器１１８の出力はＬｏｗとなり、これがＯＲ回路１２１経由でワンショットマルチバイブレータで構成される遅延回路１２２のセット端子Ｓに供給されて遅延回路１２２をセットする（図７Ｉ参照。）。遅延回路１２２がセットされると、そのＴ端子からＣｔ端子１０８経由でコンデンサ３８への充電が開始される。この充電が開始してから８００ｍｓ経過すると、コンデンサ３８が所定電圧に達し、遅延回路１２２のＱ出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。すなわち、遅延回路１２２は８００ｍｓの遅延回路として機能することになる。その結果、ＰＮＰトランジスタ１３２がオンとなり、以下、上述の説明と同様に、図５のＰＷＭ制御回路７の制御動作が停止される。
しかし、遅延回路１２２のＱ出力がＬｏｗになる以前に、遅延回路１２０のＱ出力がＨｉｇｈになって、ＯＲ回路１２１を経て遅延回路１２２のセット端子Ｓに加えられると、遅延回路１２２はリセットされてコンデンサ３８への充電を停止するとともに、コンデンサ３８に蓄積された電荷は不図示の抵抗を通して放電される。
【００７９】
通常は、２．５Ａ定電流制御モードが、遅延回路１２０で定まる４０ｍｓの遅延時間以上続くことはないが、何等かの不具合（回路の故障等）で切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ側の２．５Ａ定電流制御が続いた場合には、遅延回路１２２のセット端子ＳのＬｏｗ状態が継続し、８００ｍｓ以上経過すると遅延回路１２２からＬｏｗ出力が得られ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させるようにしている。
【００８０】
上述のように、低電圧検出保護用の演算増幅器１２６による低電圧が検出された場合、過電圧検出保護用の演算増幅器１２７による過電圧が検出された場合、遅延回路１２２により２．５Ａ定電流制御モードの長期間の継続を検出した場合等、いずれの場合も、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに加えられる電圧はＬｏｗとなるので、トランジスタ１３２、１３３がオンとなる。その結果、ＩＣ１００のER端子１０７はＬｏｗ状態となって、図５において、ホトカプラ５０がオン状態となり、１次側ＰＷＭ制御回路７のON/OFF端子にＬｏｗ入力が加えられるため、ＰＷＭ制御動作を停止する保護動作が行われる。
【００８１】
図７Ｊは、遅延回路１２２のＴ端子の電圧、すなわち、コンデンサ３８に充電された電圧を示したものである。コンデンサ３８の容量を小さくすると、遅延回路１２２のＱ出力の設定電圧に早く到達するため、点線で示すように、遅延時間は短くなり、遅延回路１２２のＱ出力はＬｏｗとなる(７図Ｋ)。そして、遅延回路１２２のセット端子ＳにＨｉｇｈの信号が加わると（７図Ｉ）、Ｑ出力は再びＨｉｇｈとなる（７図Ｊ点線参照。）７図Ｌは、電流／電圧安定化ＩＣ１００のER端子１０７に供給される信号であり、その傾向は７図Ｊと同じものである。
【００８２】
図８は、図６内の遅延回路１２０と遅延回路１２２を一つのワンショットマルチバイブレータ１４０で構成するようにした変形例であり、図９はその動作タイミング図である。
図８の回路では、図６の遅延回路１２０によって作成する４０ｍｓの遅延時間と、遅延回路１２２で作成する８００ｍｓの遅延時間を、Ｔ端子に接続されたコンデンサ３８の充電電圧で制御するようにしている。すなわち、図９Ｃに示すように、ワンショットマルチバイブレータで構成される遅延回路１４０のＴ端子の電圧検出部を、４０ｍｓを検出する設定電圧と８００ｍｓを検出する設定電圧の２つを設けている。
【００８３】
図１０及び図１１は、本願第２発明の第２の実施の形態を表すブロック図である。図１０は直流電源装置全体を示すブロック構成図であり、図５に示す第１の実施の形態と異なるところは、電流／電圧安定化集積回路（ＩＣ）１５０の部分とその周辺の回路素子であり、第１の実施の形態では８ピンの集積回路を用いているのに対し、本例では１４ピンの集積回路を用いている。図５の構成と同一の部分は、同一符号で示す。また、図１１は電流／電圧安定化ＩＣ１５０の内部構成を示したブロック図であり、これも図６の電流／電圧安定化ＩＣ１００と同一部分は同一符号を付してある。なお、図１１に示す電流／電圧安定化ＩＣ１５０においては、すべての抵抗器が外付けになっているため、抵抗値の設定を自由に選択することが可能である。
【００８４】
図１０において、電流／電圧安定化ＩＣ１５０は１４個の端子を備えており、これらの端子１５１〜１６４は図１０及び図１１に図示されるように接続されている。図１０、図１１に示されるように、まず、基準電圧（Ｖref１）を与える基準電圧源１１３がREF端子１５６に接続され、抵抗器１１０、１１１、１１２の直列回路を経て、出力電流検出用の抵抗器１０の一端に接続されている。切換スイッチ１１４の可動接点ＩｐはそのままＩＣ１５０のIP端子として抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点に接続され、同様に可動接点ＩｃはIP端子として抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点に接続される。
【００８５】
ＩＣ１５０のVC端子１５５は、図１０では出力電圧を分割する抵抗器１５と１６の接続点に接続されるが、図１１では抵抗器１８１と１８２の接続点に接続されている。図１１から明らかなように、抵抗器１８０〜１８３は、出力端子１４と接地端子(GND)との間に直列回路を形成している。すなわち、図１０の抵抗器１５は図１１の抵抗器１８０と１８１の合成抵抗であり、図１０の抵抗器１６は図１１の抵抗器１８２と１８３の合成抵抗である。低電圧保護用の演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）は、ＩＣ１５０のLVP/in端子１５７から、抵抗器１８０（図１０では抵抗器１６８）と抵抗器１８１の接続点に接続され、過電圧保護用の演算増幅器１２７の反転端子（−端子）は、ＩＣ１５０のOVP/in端子１５８経由で抵抗器１８２と抵抗器１８３（図１０では抵抗器１７０）の接続点に接続されている。図１０と図１１から明らかなように、図１０の抵抗器１６９は図１１の抵抗器１８１と１８２の合成抵抗である。
【００８６】
図１１において、定電圧制御用の演算増幅器１０９は、逆流防止用のダイオード１１６に接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ１７１のエミッタに接続される。そして、このＰＮＰトランジスタ１７１のコレクタはＮＡＮＤ回路１７２に接続される。ＮＡＮＤ回路１７２の出力は、例えば４０ｍｓと４００ｍｓの２つの遅延出力を発生する遅延回路１７４のリセット端子に接続される。この遅延回路１７４は、Ｑ１出力として４０ｍｓの遅延出力を得て、この出力により、切換スイッチ１１４の固定接点を可動接点Ｉｐ側から可動接点Ｉｃ側に切り替える。
【００８７】
また、遅延回路１７４のＴ出力はＩＣ１５０のCt端子１６２を経由して外部のコンデンサ３８に接続され、Ｑ２出力は４００ｍｓの遅延出力をＩＣ１５０のOCP/out端子１６１に出力する。同様に低電圧検出用の演算増幅器１２６の出力はＩＣ１５０のLVP/out端子１６０に、また、過電圧検出用の演算増幅器１２７はOVP/out端子１５９に接続される。図１０に示されるように、OCP/out端子１６１、LVP/out端子１６０、及びOVP/out端子１５９は結線され、共通のＰＮＰトランジスタ１３２に接続され、各出力がＬｏｗのとき、トランジスタ１３２をオンにさせて、更にＮＰＮトランジスタ１３３を経由して、電源回路１のホトカプラ５０をオンにする。これにより、図５及び図６で説明したのと同様に、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００８８】
次に、本願第２の発明の第２の実施の形態の動作を説明する。演算増幅器１０９に基づく定電圧制御、及び演算増幅器１１５に基づく定電流制御は図６の第１の実施の形態と同じなのでその説明を省略する。電源装置が、充電電流制御用の１．６Ａ定電流モード（ＣＣ１．６モード）から定電圧モード（ＣＶモード）に変わると、演算増幅器１０９の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、トランジスタ１７１はオンとなるので、２次側出力電圧VccがＮＡＮＤ回路１７２の一方の入力に供給される。すなわち、ＮＡＮＤ回路１７２はＨｉｇｈ入力が加わる。このとき、充電制御用の１．６Ａの定電流モード（ＣＣ１．６モード）になっているので、遅延回路１７４のＱ１出力はＨｉｇｈであり、このＨｉｇｈ出力が１ｍｓ遅延回路１７３で１ｍｓ遅延されてＮＡＮＤ回路１７２の他方の入力に供給されている。したがって、ＮＡＮＤ回路１７２の２つの入力がＨｉｇｈになるので、ＮＡＮＤ回路１７２の出力はＬｏｗとなり、遅延回路１７４がリセットされる。
【００８９】
遅延回路１７４がリセットされると、Ｑ１出力はＬｏｗに転じ、切換スイッチ１１４も可動接点Ｉｐ側に切換えられる。上記Ｑ１出力Ｌｏｗにより１ｍＳ遅延回路１７３を経由しＮＡＮＤ回路１７２入力はＬｏｗとなりＮＡＮＤ１７２出力はＨｉｇｈとなって遅延回路１７４のＲ端子はリセット解除状態となる。
次に、上記定電圧モードから 出力電流が例えば１．６Ａ以上流れると、出力電流１．６Ａ検出の演算増幅器１２４の出力がＨｉｇｈからＬｏｗとなり遅延回路１７４のＳ端子に入力される。この遅延回路１７４はＳ端子にＬｏｗが入力されるとＴ端子からＩＣ１５０のCｔ端子１６２を経由してコンデンサ３８に充電電流が流れ、コンデンサ３８の電圧が上昇する。このコンデンサ３８の電圧が上昇して、４０ｍＳの時間を設定する為の第１の所定の電圧を検出する回路が遅延回路１７４に内蔵されている。
以上より、４０ｍｓが経過するとＱ１端子がＬｏｗからＨｉｇｈになる。そして、このＨｉｇｈ出力が切換スイッチ１１４に供給されるので、切換スイッチ１１４の固定接点は再び可動接点Ｉｐから可動接点Ｉｃに切り替わり、充電電流制御モード（ＣＣ１．６モード）となる。
なお、遅延回路１７４のＱ１出力がＨｉｇｈとなると、上記Ｔ端子からの充電電流は停止され、コンデンサ３８に蓄えられた電荷も放電するようになっている。
【００９０】
一方、上記遅延回路１７４のＱ１出力が何等かの不具合でＨｉｇｈにならなかった場合（すなわち、何らかの理由で２．５Ａ定電流モードとなり続けた場合）には、遅延回路１７４のＴ端子から、ＩＣ１５０のCt端子１６２を経由した、コンデンサ３８への充電電流が流れ続け、コンデンサ３８の電圧が更に上昇する。このコンデンサ３８の電圧が更に上昇して、第２の所定の設定値電圧に達すると（この時間が４００ｍｓである。）、遅延回路のＱ２端子からＬｏｗ出力が得られ、これがＩＣ１５０のOCP/out端子１６１を経由して、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに供給される。以下、この信号は、既述したように、低電圧保護用の演算増幅器１２６及び過電圧保護用の演算増幅器１２７の出力とともに、図１０のＮＰＮトランジスタ１３３、ホトカプラ５０を経由して、ＰＷＭ制御回路７に送られ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００９１】
以上、定電圧制御及び２段階の定電流制御を行う直流電源装置について、そのＩＣ回路の構成を含めて説明したが、本発明は、明細書に開示した第1の発明及び第２の発明の実施の形態のみならず、特許請求の範囲に記載した要旨を逸脱しない範囲でさまざまな変形例を含むものである。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本願第１の発明においては、その定電流制御回路を、カメラ一体型ビデオ機器等のピーク電流を制限する２．５Ａ定電流制御する第１の定電流制御回路と、２次電池への充電を定電流で行う１．６Ａ定電流制御回路の２種類を設けるようにし、早送りや早戻しを行う場合に必要なピーク電流を２．５Ａ以下に制限することができるので、機器内に過大な電流が流れ、部品の破損を生じることがない。
【００９３】
また、本願第２の発明においては、本願第１の発明の２つの定電流回路動作を１つの演算増幅器とワンショットマルチバイブレータを用いて行うことにしたので、本願第１の発明のように第１の定電流回路を所定時間動作させないための帰還抵抗及びコンデンサ値大きくした時定数回路を設ける必要がなくなり、ＩＣ化が容易にできるようになった。
また、本願第２の発明によれば、マルチバイブレータで構成される遅延回路の遅延時間を適宜設定することにより、本来の電源の定電流制御動作に必要な遅延時間を任意に設定することができるので、帰還定数選定が容易となり安定な定数を設定することが可能となる。
更に、本願第２の発明では、２次側の電流／電圧安定化回路部分をＩＣ化する場合、汎用性のある８ピンあるいは１４ピンＩＣパッケージに収めることが可能であり、ＩＣのパッケージコストを低価格化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願第１の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の直流電源装置の出力特性を示す図である。
【図３】本発明の直流電源装置の電源動作開始後の電圧・電流のタイミングを示す図である。
【図４】本願第１の発明の２つの電流検出を行う演算増幅器を示す概略図である。
【図５】本願第２の発明の第１の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図６】図５における電流／電圧安定化ＩＣ１００の内部構成を示すブロック図である。
【図７】本願第２の発明の第１の実施の形態の動作を説明するためのタイミング図である。
【図８】図７に示すマルチバイブレータ１２０及び１２２を１つのマルチバイブレータで構成した変形例である。
【図９】図８の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１０】本願第２の発明の第２の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図１１】図１０における電流／電圧安定化ＩＣ１５０の内部構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の直流電源装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
１・・・電源回路、２・・・電流／電圧安定化回路、３・・・負荷回路、５・・・電力変換トランス、６・・・スイッチング素子、７・・・ＰＷＭ制御回路、１０・・・電流検出用抵抗器、１７、１０９・・・定電圧制御用演算増幅器、２１、３０、１１５・・・定電流制御用演算増幅器、２６・・・時定数回路、４５、５０・・・ホトカプラ、４１、１００、１５０・・・電流／電圧安定化ＩＣ、１２６・・・低電圧保護用演算増幅器、１２７・・・過電圧保護用演算増幅器、１２０・・・ＲＳフリップフロップ、１２２、１４０・・・ワンショットマルチバイブレータ、５１・・・２次電池、１７４・・・遅延回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC power supply device that supplies DC power to an electrical apparatus such as a camera-integrated video apparatus, and more particularly to controlling a charging current of a secondary battery to a constant current and reducing a peak current required for the apparatus to a constant current or less. The present invention relates to a DC power supply device that is restricted.
[0002]
[Prior art]
As a DC power supply that supplies stable DC power to electrical equipment, for example, a camera-integrated video equipment, a current limiter that limits the output current to a predetermined value in order to protect the DC power supply from heating due to overcurrent. Devices with a circuit are known. Then, the limit current value of the output current limiting circuit in this type of DC power supply device is set to a value higher than the required peak current value so that it can sufficiently cope with the peak current that flows when the video equipment is started. A method has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
FIG. 12 shows a DC power supply device including a current limiting circuit described in Patent Document 1. In the DC power supply device shown in FIG. 12, the commercial AC power supply voltage from the power supply input terminal 201 passes through the input filter 202 for noise removal, and is then full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 203 and has a built-in smoothness. The signal is smoothed by the circuit and supplied to the primary winding 205a of the output transformer 205.
[0004]
In this state, when the pulse width modulated pulse signal oscillated from the switching control circuit 206 is applied to the switching circuit 204, the switching circuit 204 is switched at a speed corresponding to the frequency of the pulse signal and its duty ratio. The direct current output supplied to the primary winding 205a of the output transformer 205 becomes a chopped alternating current output. Along with this, the secondary winding 205b of the output transformer 205 has an AC voltage corresponding to the chopping frequency and the primary / secondary winding ratio, for example, a voltage 8 necessary for driving a load such as a video device. .4V is induced, and the induced AC voltage is rectified and smoothed by the rectifying / smoothing circuit 207 and output to the output terminal 208 as a DC constant voltage of 8.4V. The switching control circuit 206 is supplied with an AC voltage induced in the tertiary winding 205c of the conversion transformer 205 via the rectifier circuit 219 as a driving power source.
[0005]
Here, the DC output voltage output from the rectification / smoothing circuit 207 is detected by the output voltage detection circuit 209 and applied to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 211 constituting the constant voltage control circuit 210. Then, in the operational amplifier 211, the output voltage detected by the output voltage detection circuit 209 is compared with the reference voltage Vref2, and if there is an error, a negative voltage output is supplied to the cathode of the photodiode 212a of the photocoupler 212 to turn it on. To do. As a result, the photodiode 212a emits light and the phototransistor 212b of the photocoupler 212 is turned on, and the pulse width (duty ratio) of the pulse signal oscillated from the switching control circuit 206 by the ON signal is zero. Change to be. As a result, the DC output voltage output from the rectifying / smoothing circuit 207 is controlled to be constant regardless of load fluctuations or AC power supply voltage fluctuations.
[0006]
In addition, when the output current of the DC power supply device changes due to load fluctuation or the like, constant current control is performed by a constant current control circuit 216 configured by an operational amplifier 217. That is, a voltage obtained by resistance-dividing the combined voltage of the both-end voltage of the resistor 213 and the reference voltage Vref2 by the resistors 214 and 215 is supplied to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 217, which is the non-inverting terminal (+ terminal). Is compared with the zero potential supplied to. When a difference occurs between the two input voltages, the operational amplifier 217 generates an output, and the control transistor 218 is turned on. When the transistor 218 becomes conductive, the photodiode 212a of the photocoupler 212 emits light, and at the same time, the phototransistor 212b is turned on. As a result, the pulse width (duty ratio) of the pulse signal oscillated from the switching control circuit 206 changes, so that the switching circuit 204 performs a switching operation with the duty ratio of the input pulse signal. For this reason, the electric power obtained in the secondary winding 205b of the conversion transformer 205 changes so that the voltage across the current detection resistor 213 is zero so that the voltage difference input to the operational amplifier 217 is zero. The DC output current output from the rectifying / smoothing circuit 207 is controlled to a constant current (for example, 1.5 A).
[0007]
This conventional DC power supply device uses a constant current to charge a lithium-ion battery built in the video equipment when the power supply to the camera-integrated video equipment and the like serving as a load is turned off. It can be operated in a constant current mode of (1.5 A), and can be operated in a constant voltage mode of a constant voltage (DC 8.4 V) and a rated current (1.5 A) when a video device performs recording / playback operation. It is what I did.
[0008]
In this conventional DC power supply device, during constant voltage mode operation, there may be a case where a peak current of a rated current value (1.5 A) or more is required due to fast reverse or fast forward operation during recording / reproduction of the video equipment. In this case, first, the capacitor 221 connected to the feedback system of the operational amplifier 217 is charged according to the CR time constant by the input voltage. Since the operational amplifier 217 is in an inactive state during this charging period (for example, 40 ms), the constant current control circuit 216 does not respond to the peak current and is in an inoperative state. Accordingly, during the charging period, a peak current (for example, 2.2 A) equal to or higher than the rated current value (1.5 A) necessary for fast rewinding and fast-forwarding during recording / playback of the video equipment is generated by the rectifying / smoothing circuit 207. Even if it flows instantaneously from the DC output terminal 208 to the DC output terminal 208, the constant current control circuit 216 does not respond to the peak current, and constant current control is not performed. As a result, it is possible to supply the video equipment with a peak current required for fast reverse and fast forward operations during recording / playback of the video equipment.
[0009]
[Patent Document 1]
JP-A-11-262257
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the conventional DC power supply circuit does not include the second constant current control circuit or the current limiting circuit that limits the peak current value, the device has a peak for a predetermined time during which the constant current control circuit 216 is disabled. When a current flows, a peak current also flows when charging of the secondary battery is started. As a result, an excessive current also flows through the switching circuit 204 and the conversion transformer 205 on the primary side, causing deterioration of these components. There was an inconvenience.
Furthermore, since an excessive current flows into the secondary battery, if the excessive current continues to flow for a long period of time, an electronic component incorporated in the secondary battery, for example, an overdischarge or overcharge of the battery is detected. At times, there is a problem in that components such as an FET switch that deteriorate the output from the on state to the off state deteriorate.
[0011]
Therefore, in the first invention of the present application, the output current is constant-current controlled to the first charging current (for example, 1.6 A) necessary for charging the secondary battery, and the peak current of the video equipment necessary for fast-forwarding and fast-returning is used. For example, to provide a DC power supply device that is provided with a second constant current control circuit that limits the current to 2.5 A, for example, and prevents overdischarge or overcharge of a secondary battery and solves the problem of deterioration of electronic equipment components It is said.
[0012]
The second invention of the present application performs a constant current control necessary for charging the secondary battery and an operation for limiting a peak current necessary for the device operation by a common operational amplifier, and is provided on the secondary side of the power conversion transformer. An object of the present invention is to provide a DC power supply device in which a current / voltage stabilizing circuit to be integrated is integrated.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, a first invention of the present application includes a first rectifier circuit that converts alternating current obtained from an alternating current power source into direct current, a power conversion transformer connected to the first rectifier circuit, and the power conversion Switching means connected in series to the primary winding of the transformer and switching the direct current obtained from the rectifier circuit to convert it into alternating current; switching control means connected to the switching means and controlling the switching duty ratio; A secondary winding for inducing power corresponding to the power supplied to the primary winding of the power conversion transformer, and rectifying and smoothing the power obtained from the secondary winding to generate a secondary side DC When a second rectifier circuit that outputs power, a first operational amplifier that detects an output voltage obtained from the second rectifier circuit, and power obtained from the second rectifier circuit are applied to a load circuit Output A second and third operational amplifier which detects the flow, the error signal obtained at the output of the first through third operational amplifiers is transmitted to the primary side of the power conversion transformerFirstOptical coupling means;A fourth operational amplifier for detecting that the output voltage has decreased below a predetermined value; a second optical coupling means connected to the switching control means and supplied with the output of the fourth operational amplifier; Detecting means connected to the second optical coupling means and detecting from the output of the third operational amplifier that the peak current of the device has continued to flow for a predetermined time or more.
[0014]
  And in this application 1st invention,FirstBased on the output of the optical coupling means, the switching control means controls the switching means toSecondary sideIn addition to controlling the voltage and current, the second operational amplifier performs constant current control of the secondary output current to a predetermined value as a charging current setting value for the secondary battery. Further, the third operational amplifier performs constant current control as a peak current set value required for device operation that is larger than the charging constant current set value when the second operational amplifier is inoperative. AndWhen the output voltage falls below a predetermined value, the control operation of the switching control means for controlling the switching means is stopped based on the output of the second optical coupling means, and the peak current of the device exceeds the predetermined time by the detection means. When it is detected that the flow has continued, the control operation of the switching control means for controlling the switching means is stopped based on the output of the second optical coupling means..
[0016]
According to the first invention of the present application, the peak current of the video equipment necessary for fast-forwarding and fast-returning is obtained during a predetermined period when the constant current control (for example, 1.6 A) of the charging current to the secondary battery is not performed. For example, since the second constant current control circuit limited to 2.5 A is provided, it is possible to prevent an excessively large current from flowing in the load circuit.
[0017]
  Further, the second invention of the present application is a first rectifier circuit that converts alternating current obtained from an alternating current power source into direct current, a power conversion transformer connected to the first rectifier circuit, and a primary winding of the power conversion transformer. A switching means connected in series to the line and switching the direct current obtained from the rectifier circuit to convert it into alternating current; a switching control means connected to the switching means for controlling the duty ratio of switching; and a power conversion transformer 1 A second rectifier having a secondary winding for inducing power corresponding to the power supplied to the secondary winding, and rectifying and smoothing the power obtained from the secondary winding and outputting it as secondary side DC power Circuit, and a current / voltage stabilization integrated circuit for stabilizing the output voltage and output current obtained from the second rectifier circuit at a constant voltage and a constant current. Connection The first optical coupling means for transmitting the output of the current / voltage stabilization integrated circuit to the switching control means, and the switching control of the error signal from the current / voltage stabilization integrated circuit via the first optical coupling means. A DC power supply device that is supplied to the control means to control the duty ratio of the switching means.
[0018]
  In addition, the current / voltage stabilization integrated circuit, which is a main component of the second invention of the present application, detects the output voltage obtained from the second rectifier circuit and controls the constant voltage, and the second operational amplifier. The output current when the power obtained from the rectifier circuit is supplied to the load circuit is divided into two stages: a charging current for the secondary battery and a peak current required for device operation larger than the charging current for the secondary battery. A second operational amplifier for detecting and controlling the constant current; a switching means for switching the input voltage of the second operational amplifier corresponding to the two stages for controlling the constant current; and a switching control means for controlling the switching timing of the switching means. And. Also,A third operational amplifier that detects that the output voltage has decreased to a low voltage that is less than or equal to the first predetermined value; and a fourth operational amplifier that detects that the output voltage has increased to an overvoltage that is greater than or equal to the second predetermined value; And detecting means connected to the second optical coupling means for detecting that the peak current of the device has continued to flow for a predetermined time or more.
  Then, the error signal obtained from the third and fourth operational amplifiers is supplied to the switching control means via the second optical coupling means, and when the output voltage abnormality is detected, the control operation of the switching control means is performed. As well as stop,When the detection unit detects the peak current for a predetermined time or longer, the control operation of the switching control unit is stopped based on the output of the second optical coupling unit.
[0019]
According to the second invention of the present application, the constant current control of the peak current 2.5A of the device and the constant current control of the charging current 1.6A to the secondary battery can be performed by using one operational amplifier. It was possible to integrate the current / voltage stabilizing circuit on the secondary side.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, an embodiment of the DC power supply device according to the first invention of the present application will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the DC power supply device of the first invention of the present application is mainly composed of a power supply circuit 1 and a current / voltage stabilization circuit 2, and the output of the power supply circuit 2 is a stabilized constant voltage and constant current. The power is supplied to the load circuit 3 as a power source. The load circuit 3 is an electronic device such as a camera-integrated video device, and includes a secondary battery 51 for charging.
[0021]
First, in the power supply circuit 1, commercial power from the plug 2 is supplied to the rectifier circuit 4 via the input filter 3 that removes noise, and a DC signal obtained on the output side of the rectifier circuit 4 is converted into the power conversion transformer 5. Is supplied to one end of the primary winding 5a.
[0022]
The other end of the primary winding 5a of the power conversion transformer 5 is connected to the collector of an NPN transistor 6 for switching, and the emitter of the transistor 6 is grounded. Then, a pulse width modulation signal from a PWM (Pulse Width Modulation) control circuit 7 is supplied to the base of the transistor 6, and the DC power supply is controlled by controlling the on period (on duty) of the transistor 6. Control the voltage and current of the output signal of the circuit.
[0023]
One end of the secondary winding 5b of the power conversion transformer 5 is connected to the other end of the secondary winding 5b through a series circuit of a rectifying diode 8 and a smoothing capacitor 9, and the secondary winding 5b The other end is connected to one end of the resistor 10 for current detection. The other end of the resistor 10 is grounded.
The tertiary winding 5 c of the power conversion transformer 5 is connected to the PWM control circuit 7 through a rectification / smoothing circuit including a rectification diode 11 and a smoothing capacitor 12. A power supply is configured. The PWM control circuit 7 is connected to the output of the rectifier circuit 4 via a starting resistor 13.
[0024]
The connection point between the diode 8 and the capacitor 9 constituting the second rectifier circuit is connected to the output terminal 14, and the output terminal 14 is connected to the load circuit 3 and is connected in series with resistors 15 and 16 for detecting the output voltage. Grounded through the circuit. The connection midpoint of the resistors 15 and 16 is connected to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 17 of the current / voltage stabilizing circuit 2, and the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 17 is connected to the reference voltage. Grounded via source 18. The reference voltage source 18 provides a reference voltage (Vref1) for making the secondary output voltage of the power conversion transformer 5 a constant voltage of 8.4V, for example. The inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 17 is connected to the output side via a time constant circuit 19 of a resistor and a capacitor, and is connected to the cathode of a diode 20 for backflow prevention. The operational amplifier 17 constitutes a constant voltage control circuit.
[0025]
The inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 21 constituting the first constant current control circuit is connected to a resistor 22 and a current detection resistor via a series circuit of a reference voltage source 23 for obtaining a reference voltage (Vref2). It is connected to a connection point between the device 10 and the other end of the secondary winding 5 b of the power conversion transformer 5. The non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 21 is connected to the other end of the current detection resistor 10, that is, to the ground potential. The inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 21 is connected to the output side of the operational amplifier 21 via a time constant circuit 26 composed of a series circuit of a resistor 24 and a capacitor 25. The output voltage of the operational amplifier 21 constituting the first constant current control circuit is resistance-divided by resistors 27 and 28, and the divided voltage is applied to the gate electrode of the field effect transistor 29.
[0026]
The inverting terminal (-terminal) of the operational amplifier 30 constituting the second constant current control circuit is grounded via the resistor 31, and the non-inverting terminal (+ terminal) is a reference voltage that provides a reference voltage (Vref3). The current detection resistor 10 is connected to the connection point of the other end of the secondary winding 5 b of the power conversion transformer 5 via the source 32.
[0027]
The inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 30 is connected to the output side via a time constant circuit 33 composed of a parallel circuit of a resistor and a capacitor, and its output is connected to the cathode of the backflow prevention diode 34. And connected to the base of the PNP transistor 36. Here, the anode of the backflow prevention diode 34 is connected in series with the cathode of another backflow prevention diode 35.
[0028]
The emitter of the PNP transistor 36 is connected to the secondary terminal (Vcc) of the power conversion transformer 5, and the collector is connected via a resistor 37 to a charge / discharge circuit comprising a parallel circuit of a capacitor 38 and a resistor 39. . One end of this parallel circuit is connected to the gate electrode of the field effect transistor 40, and the other end is grounded.
[0029]
The operational amplifier 41 functions as a comparator. A voltage obtained by dividing the output voltage by the resistor 15 and the resistor 16 is supplied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 41, and the reference voltage (Vref4) is supplied. A reference voltage source 42 to be applied is connected between the inverting terminal (− terminal) and the ground.
[0030]
The anodes of the backflow prevention diodes 20 and 35 and the drain electrode of the field effect transistor 29 are connected to the cathode of the photodiode 43 of the photocoupler (first optical coupling means) 45 composed of the photodiode 43 and the phototransistor 44. The anode 43 is connected to the secondary terminal (Vcc) of the power conversion transformer 5 through a resistor 46. The anode of the phototransistor 44 is connected to the PWM control circuit 7 and the cathode is grounded.
[0031]
The output of the operational amplifier 41 constituting the comparator is connected to the drain electrode of the field effect transistor 40, and the photodiode of the photocoupler (second optical coupling means) 50 comprising the photodiode 48 and the phototransistor 49 through the resistor 47. Connected to 48 cathodes. The secondary output voltage Vcc of the power conversion transformer 5 is supplied to the anode of the photodiode 48. The anode of the phototransistor 49 is connected to the PWM control circuit 7 and the cathode is grounded.
[0032]
Next, the operation of the embodiment of the DC power supply device according to the first invention of the present application will be described.
The commercial AC power input from the plug 2 is converted to DC power via the input filter 3 and the rectifier circuit 4 (Vin) and supplied to the primary winding 5 a of the power conversion transformer 5. Further, a DC power source (Vin) is supplied to the PWM control circuit 7 via the starting resistor 13, and thereafter a switching element connected in series with the primary winding 5a by a pulse width modulation signal from the PWM control circuit 7. 6 is on-off controlled. The switching frequency is, for example, 100 kHz. The power conversion transformer 5 is provided with the tertiary winding 5c. The power induced in the tertiary winding 5c is rectified and smoothed by the diode 11 and the capacitor 12, and then the PWM control circuit. 7 power source.
[0033]
The voltage induced in the secondary winding 5b of the power conversion transformer 5 is rectified by a rectifier circuit including a diode 8 and a capacitor 9, and this output voltage (Vcc) is supplied to the output terminal 14, and the resistor 15 and 16 is input to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 17 that forms the constant voltage control circuit. On the other hand, a reference voltage source 18 for supplying a reference voltage (Vref1) is connected to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 17, and this reference voltage (Vref1) is compared with a voltage obtained by dividing the output voltage Vcc. Is done. Then, the difference voltage between the voltage supplied to the inverting terminal (−terminal) of the operational amplifier 17 and the reference voltage (Vref1) is output as an error signal to the output side of the operational amplifier 17, which passes through the backflow prevention diode 20. To the cathode of the photodiode 43 constituting the photocoupler 45.
[0034]
When an error signal output from the operational amplifier 17 is obtained, this error signal is transmitted from the photodiode 43 of the photocoupler 45 to the phototransistor 44 and supplied to the PWM control circuit 7. The PWM control circuit 7 controls the ON period of the switching element 6 connected in series to the primary winding 5a of the power conversion transformer 5 to control the power induced in the secondary winding 5b. As a result, the output of the rectifying / smoothing circuit of the diode 8 and the capacitor 9 is controlled to a preset reference voltage, for example, 8.4V.
[0035]
On the other hand, the resistor 10 for current detection detects the output current Io flowing into the load circuit 3, and the amount of current flowing through the resistor 10 is converted into a voltage across the resistor 10 for constant current control. A reference voltage source 23 that supplies a reference voltage (Vref2) to the inverting terminal (-terminal) of the operational amplifier 21 constituting the circuit is connected in series and input. The non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 21 is grounded, and an error signal is output from the operational amplifier 21 so that the reference voltage (Vref2) and the voltage drop across the resistor 10 are equal.
[0036]
In addition, when the secondary battery 51 is used inside the load circuit 3 such as a camera-integrated video apparatus, it is necessary to charge the secondary battery. Generally, a secondary battery has a built-in protection circuit that protects the battery, and the maximum current that can flow from the secondary battery material to the secondary battery in a continuous state is specified. In other words, it is necessary to devise so that a peak current during instantaneously required device operation flows and the secondary battery can be charged.
[0037]
Therefore, it is necessary to prevent the constant current control of the operational amplifier 21 that controls the output current (charging current) Io, for example, the control operation of 1.6 A, from acting on the peak current within a predetermined time. In order not to perform the control operation of the operational amplifier 21 within the predetermined time, the time constant of the time constant circuit 26 including the feedback resistor 24 and the capacitor 25 of the operational amplifier 21 is set to be large. That is, the time constant of the time constant circuit 26 is set to a time constant larger than the time constant of a general time constant circuit composed of a feedback resistor and a capacitor, for example, 40 ms.
[0038]
The output of the operational amplifier 21 is divided by resistors 27 and 28 and supplied to the gate electrode of the field effect transistor 29. When there is an error signal and a predetermined voltage is applied to the gate electrode, the field effect transistor 29 is turned on, sent to the PWM control circuit 7 via the photocoupler 45, and the switching element as in the constant voltage control operation. 6 is controlled. As a result, the voltage drop of the voltage across the current detection resistor 10 due to the output current Io is controlled to be equal to the reference voltage (Vref2). The output current Io set by this reference voltage (Vref2) corresponds to the charging current when the secondary battery 51 is connected to the load circuit 3 of the power source.
[0039]
Further, the output current Io detected by the current detection resistor 10 is also detected and controlled by the operational amplifier 30 constituting the second constant current control circuit. The amount of current detected by the operational amplifier 30 is set to be larger than the amount of current detected by the operational amplifier 21. For example, when a camera-integrated video device or the like is connected as a power load, the device is operating. The output current Io is controlled to be limited to a peak current of 2.5 A, for example.
[0040]
That is, the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 30 is connected to the ground potential via the resistor 31, and the voltage drop (from the direction of current) of the current detecting resistor 10 is connected to the non-inverting terminal (+ terminal). A composite voltage of a negative voltage) and a reference voltage (Vref3) is added. The operational amplifier 30 outputs an error signal so that the combined voltage applied to the non-inverting terminal (+ terminal) becomes equal to the ground potential applied to the inverting terminal (− terminal), and the photocoupler 45 and the PWM control circuit 7. The output current Io is controlled via the switching element 6.
[0041]
Here, by setting the reference voltage (Vref3) to be larger than the reference voltage (Vref2), the output current Io flowing through the current detection resistor 10 when the constant current control is performed by the operational amplifier 30 is 2 to the load circuit 3. The current is larger than the output current Io during charging with the secondary battery 51 connected. That is, the control current amount by the operational amplifier 21 can be set to 1.6 A, for example, and the control current amount by the operational amplifier 30 can be set to 2.5 A, for example.
[0042]
Further, when an abnormality occurs in the operation of the device for some reason and the output voltage becomes a low voltage state of, for example, 5 V or less, this voltage is detected by the operational amplifier 41 functioning as a comparator. That is, the low output voltage is divided by the resistors 15 and 16 and supplied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 41. A reference voltage source 42 for supplying a reference voltage (Vref4) is connected to the inverting terminal (−terminal) of the operational amplifier 41. The output voltage divided by the resistors 15 and 16 is the reference voltage (Vref4). To be compared. As a result, for example, when the output voltage becomes 5 V or less, the output of the operational amplifier 41 changes from High to Low, and the photodiode 48 constituting the photocoupler 50 is turned on via the resistor 47. The phototransistor 49 of the photocoupler 50 is connected to the PWM control circuit 7, and the control operation of the PWM control circuit 7 is stopped when the phototransistor 49 is turned on.
[0043]
Since the operational amplifier 30 constituting the second constant current control circuit has an overcurrent protection function for detecting an abnormality in the output current Io, this function will be described below. That is, even if a predetermined period determined by the time constant of the time constant circuit 26 of the operational amplifier 21 due to some abnormality, for example, 40 ms (period in which the operational amplifier 21 is inoperative) or more has elapsed, the constant current generated by the first operational amplifier 21 A case where the mode is not switched to the control mode will be described. In such a case, the operational amplifier 30 operates and its output is switched from High to Low. As a result, the PNP transistor 36 is turned on, a current flows from the power supply Vcc connected to the emitter thereof, and the capacitor 38 is charged via the resistor 37. When this state continues for a certain time or longer, the charging voltage of the capacitor 38 increases, and the field effect transistor 40 is turned on.
[0044]
The on-voltage of the field effect transistor 40 is set to 2.5 V, for example, and the values of the resistor 39 and the capacitor 38 are determined so that the time for the gate voltage to rise to this set voltage is, for example, 800 ms. That is, when a time of 800 ms or more has elapsed after the output of the operational amplifier 30 changes to the low state, the field effect transistor 40 is turned on, and the photodiode 48 of the photocoupler 50 is turned on as described above for the operational amplifier 41. In the same manner, the operation of the PWM control circuit 7 is stopped. That is, the voltage / current stabilization circuit 2 also has a function as an overcurrent protection circuit.
[0045]
Generally, the peak current flowing in a device such as a camera-integrated video device instantaneously requires a large current when the motor drive or the DC / DC converter in the device is started up, but the operational amplifier 30 is large at this time. It has a function of limiting the current value to a predetermined value, for example, 2.5 A or less.
[0046]
FIG. 2 shows the output characteristics of the power source controlled by the operational amplifiers 17, 21, and 30 in the voltage / current stabilization circuit 2 shown in FIG. In FIG. 2, when the output current is 0 A, a constant voltage controlled to 8.4 V, for example, is output by the constant voltage control operational amplifier 17. When the output current Io applied to the load circuit 3 increases, 1.6 A constant current control is performed by the operational amplifier 21 constituting the constant current control circuit. When the output current Io further increases outside the control range of the operational amplifier 21 (a period of 40 ms during which the time constant circuit 26 operates), the operational amplifier 30 performs constant current control of 2.5 A. That is, since the operational amplifier 21 does not operate the constant current control of 1.6 A during the period determined by the time constant of the time constant circuit 26, the output current Io increases beyond 1.6 A during that period. During the predetermined time, the operational amplifier 30 operates to control the output current Io to 2.5 A at a constant current.
[0047]
FIG. 3 shows an example of timing after an electronic device such as a camera-integrated video device starts operating after the power supply operation is started. The timing when the instantaneous peak current flows and the charging of the secondary battery The timing for starting is shown.
[0048]
As is apparent from FIG. 3, when the output voltage rises due to the power supply operation, the output current starts to rise. When starting up, a charging current of a capacitor or the like on the device side flows, and then a DC / DC converter or the like inside the device is started to start driving of a motor or the like. In this case, as shown in FIG. 3, if the charging current is 1.6 A, a current greater than the current value flows into the load circuit 3. The time constant is adjusted by changing the values of the resistor 24 and the capacitor 25 of the time constant circuit 26 of the operational amplifier 21 so that the instantaneous peak current flows for a predetermined time, for example, within 40 ms. .
[0049]
Thereafter, even when switching to charging in the main body of the electronic device, the operational amplifier 21 does not operate as a constant current control circuit for a period determined by the time constant of the time constant circuit 26, so that the peak current value is limited. The operational amplifier 30 constituting the constant current control circuit controls the output current Io within the predetermined time to a peak current or less. After a predetermined time determined by this time constant, the operational amplifier 21 performs constant current control again to a charging current of 1.6 A.
[0050]
FIG. 4 shows the operational amplifier 21 constituting the first constant current control circuit with the control current 1.6A and the operational amplifier 30 constituting the second constant current control circuit with the control current 2.5A shown in FIG. The outline of the connection relation for current detection is shown. In the operational amplifier 21, a reference voltage source 23 for supplying a reference voltage (Vref2) is connected to the inverting terminal (−terminal), whereas in the operational amplifier 30, a reference voltage (Vref3) is connected to the non-inverting terminal (+ terminal). Is connected to a reference voltage source 32. The non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 21 and the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 30 are connected to the other end of the current detection resistor 10, that is, the ground side.
[0051]
Although the first embodiment of the present invention has been described above, the first invention of the present application also has the following problems. In the first invention of the present application, the first constant current control circuit (operational amplifier 21) that controls the charging of the secondary battery 51 to 1.6 A at a constant current, and the peak current of the electronic device is set to 2.5 A or less. In order to require two constant current control circuits of the second constant current control circuit (operational amplifier 30) to be limited and to prevent the first constant current control circuit from performing a constant current control operation for a predetermined time. It was necessary to increase the time constant of the time constant circuit 26 including the feedback resistor 24 and the capacitor 25.
[0052]
Furthermore, when the part of the current / voltage stabilization circuit 2 shown in FIG. 1 which is the embodiment of the first invention of the present application is made into an IC, two operational amplifiers 21 and 30 for constant current control and their feedback There is also a problem that the number of pins of the IC for constituting the circuit is increased.
[0053]
The second invention of the present application is a further improvement of the above problem of the first invention of the present application. A first embodiment of the second invention of the present application will be described with reference to the block diagrams of FIGS.
FIG. 5 is a block diagram showing a circuit corresponding to the current / voltage stabilization circuit 2 of FIG. 1 according to the first embodiment of the present invention as a current / voltage stabilization IC 100. The internal configuration of the IC 100 is shown in FIG. 6, but in FIG. 5, the parts other than the IC 100 are the same as those in FIG. 1, and therefore the same components are denoted by the same reference numerals.
[0054]
In the first embodiment of the second invention of the present application shown in FIG. 5, the current / voltage stabilization IC 100 that is made into an IC is an IC having an 8-pin structure that can be housed in a normal 8-pin IC package. The internal configuration of the IC 100 is shown in FIG.
[0055]
As shown in FIG. 5, the output voltage Vcc is divided by the resistors 15 and 16 and supplied to the VC terminal 101 of the current / voltage stabilization IC 100. The VC terminal 101 is connected to the inverting terminal (− terminal) of the constant voltage control operational amplifier 109 shown in FIG. One end of the output current detection resistor 10 is connected to the IS terminal 103 of the current / voltage stabilization IC 100, and the other end of the resistor 10 is connected to the GND terminal 102 of the IC 100. This GND terminal 102 becomes the ground terminal of the current / voltage stabilization IC 100.
[0056]
The output terminal 14 of FIG. 5 is connected to the Vcc terminal 104 of the current / voltage stabilization IC 100, and the cathode of the photodiode 43 of the photocoupler 45 is connected to the Cont terminal 105 of the IC 100. The cathode of the photodiode 48 of the photocoupler 50 is connected to the ER terminal 107 of the IC 100 via the resistor 47. The Ct terminal 108 of the IC 100 is connected to one end of the capacitor 38, and the other end of the capacitor 38 is grounded. The VC terminal 101 is connected to the Cont terminal 105 via the time constant circuit 19, and the CC terminal 106 is also connected to the Cont terminal 105 via the time constant circuit 52. Unlike the time constant circuit 26 of FIG. 1, the time constant circuit 52 does not require a time constant as large as 40 ms, for example.
[0057]
As shown in FIG. 6, the IS terminal 103 is connected to a reference voltage source 113 that supplies a reference voltage (Vref1) through a series circuit of resistors 110, 111, and 112, and a connection point between the resistor 110 and the resistor 111. Is supplied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 115 for constant current control through the movable contact Ip of the changeover switch 114. Further, the connection point between the resistor 111 and the resistor 112 is supplied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 115 through the movable contact Ic of the changeover switch 114. The changeover switch 114 is switched by the Q output of the delay circuit 120 constituted by an RS flip-flop described later. The inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 115 is connected to the GND terminal 105 via the resistor 134.
[0058]
The voltage of the movable contact Ip of the changeover switch 114 is set to be larger than the voltage of the movable contact Ic. When the fixed contact of the changeover switch 114 is on the movable contact Ip side, the operational amplifier 115 has a peak current during device operation. Is controlled to a constant current value of 2.5 A, and when the fixed contact of the changeover switch 114 is on the movable contact Ic side, the constant current value is 1.6 A when the secondary battery of the device is charged. Try to control.
[0059]
The output side terminals of the constant voltage control operational amplifier 109 and the constant current control operational amplifier 115 are connected to the Cont terminal 105 via the backflow prevention diodes 116 and 117, respectively, and constitute the comparator. It is connected to 118 inversion terminals (− terminal) and non-inversion terminals (+ terminal). The output of the operational amplifier 118 is connected to the reset terminal of the 40 ms delay circuit 120 through the inverting amplifier 119, and is supplied to the set terminal of the 800 ms delay circuit 122 formed of a one-shot multivibrator through the OR circuit 121. The The output of the operational amplifier 118 is also supplied to the base of the PNP transistor 123.
[0060]
The connection point between the resistors 111 and 112 is supplied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 124 that functions as a comparator for detecting current, and the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 124 is grounded. The The output of the operational amplifier 124 is supplied to the set terminal of the delay circuit 120 via the switch 125.
[0061]
Further, in the first embodiment of the second invention of the present application shown in FIG. 6, an operational amplifier 126 for output low voltage protection and an operational amplifier 127 for output overvoltage protection are provided. The VC terminal 101 of the current / voltage stabilization IC 100 is connected to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 126, and the reference voltage (Vref1) provided by the reference voltage source 113 is connected to the inverting terminal (− terminal). ) Is divided by a resistor 128 and a resistor 129. A reference voltage source 113 for supplying a reference voltage (Vref1) is connected to the non-inverting input terminal (+ terminal) of the operational amplifier 127 for overvoltage protection, and current / voltage stability is connected to the inverting terminal (−terminal). A voltage obtained by dividing the voltage supplied from the outside of the IC by the resistor 130 and the resistor 131 is supplied to the VC terminal 101 of the integrated IC 100. Note that the voltage supplied to the VC terminal 101 from the outside of the IC is a voltage obtained by dividing the output voltage of the output terminal 14 by the resistor 15 and the resistor 16 as shown in FIG.
[0062]
The outputs of the operational amplifiers 126 and 127 are connected to the base of the PNP transistor 132, and the collector of the transistor 132 is connected to the base of the NPN transistor 133. The collector of the NPN transistor 133 is connected to the cathode of the photodiode 48 of the photocoupler 50 via the resistor 47 (FIG. 5) via the ER terminal 107 of the current / voltage stabilization IC 100.
[0063]
Next, the operation of the first embodiment of the second invention of this application shown in FIGS. 5 and 6 will be described based on the operation timing waveform diagram of the current / voltage stabilization IC 100 shown in FIG.
FIG. 7A shows a temporal change in the power supply control mode. The T1 period and the T4 period are constant voltage control modes (CV mode), the T2 period is 2.5 A constant current control mode (CC2.5 mode), The T3 period indicates a constant current control mode (CC1.6 mode) with a current of 1.6 A.
[0064]
First, in the constant voltage control mode (CV mode) in the periods T1 and T4, the voltage obtained by dividing the output voltage of the output terminal 14 of FIG. 5 by the resistors 15 and 16 in the operational amplifier 109 for constant voltage control is the VC terminal. This is compared to a reference voltage (Vref1) of, for example, 1.25V. As a result, when the voltage applied to the VC terminal 101 is smaller than the reference voltage (Vref1), a low output is generated from the operational amplifier 109 (see FIG. 7B), and the backflow prevention diode 116 and the Cont terminal 105 of the IC 100 are passed through. Then, it is added to the photocoupler 45 of FIG. In the same manner as described with reference to FIG. 1, the PWM control circuit 7 is controlled based on the output of the photocoupler 45, and the on-off time (duty ratio) of the switching element 6 is controlled. The output voltage is maintained at a constant voltage of, for example, 8.4 V set by the reference voltage (Vref1). At this time, the output current Io is zero (FIG. 7C).
[0065]
Next, in the constant current control mode (CC mode) of the period T2 and the period T3, the constant current control operational amplifier 115 functions. The voltage applied to the IS terminal 103 of the IC 100, that is, the voltage drop (negative voltage) of the resistor 10 in FIG. 5 and the reference voltage (Vref1) of the reference voltage source 113 are connected to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 115. A voltage obtained by dividing the combined voltage by the three resistors 110 to 112 is supplied. When the voltage supplied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 115 can be switched between two kinds of voltages, large and small, by the changeover switch 114, and the fixed contact of the changeover switch 114 is connected to the movable contact Ip. Works as a constant current control circuit that limits the peak current during operation of the device to 2.5 A, for example, and when the fixed contact of the changeover switch 114 is connected to the movable contact Ic, when charging the device charging circuit It functions to control the constant current to a current of, for example, 1.6 A. When the output of the operational amplifier 115 is also low, the operational amplifier 115 is sent to the Cont terminal 105 of the IC 100 via the backflow prevention diode 117, and thereafter, the on-off time of the switching element 6 via the photocoupler 45, as in the constant voltage control operation. Controls the width (duty ratio). FIG. 7C shows the temporal change of the output current Io. The output current Io is limited to 2.5 A in the T2 period of the CC2.5 mode, and the output current Io in the T3 period of the CC1.6 mode. Is controlled to 1.6A.
[0066]
FIG. 7D shows the state of the changeover switch 114, which is switched to the movable contact Ic side only in the CC1.6 mode of the period T3.
In FIG. 5, when the amount of current detected by the resistor 10 for current detection increases, the voltage applied to the IS terminal 103 of the current / voltage stabilization IC 100, that is, the voltage on the capacitor 9 side of the resistor 10 is zero potential. The voltage drops in the negative direction with reference to. During constant voltage control during the T1 period, the output current Io becomes zero, and the movable contact Ip terminal and Ic terminal of the changeover switch 114 are set by the reference voltage (Vref1) provided by the reference voltage source 113 and the resistors 110, 111, 112. Voltage is generated. Here, when the output current Io increases, the IS terminal is biased in the negative direction. As a result, the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 115 has a resistance if the changeover switch 114 is on the movable contact Ip terminal side. The voltage at the connection point between the resistor 110 and the resistor 111 is supplied, and this is compared with the ground potential applied to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 115. Similarly, if the changeover switch 114 is on the movable contact Ic terminal side, the voltage at the connection point between the resistor 111 and the resistor 112 is supplied to the non-inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 115, and similarly the operational amplifier 115. To the ground potential applied to the inverting terminal (-terminal).
[0067]
As a result of this comparison, a value obtained by dividing the combined voltage of the voltage drop caused by the output current Io detected by the current detection resistor 10 of FIG. 5 and the reference voltage (Vref1) provided by the reference voltage source 113, that is, movable When the voltage at the contact Ip terminal or the Ic terminal drops to the ground potential of the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 115, the output of the operational amplifier 115 outputs a signal that goes from High to Low (see FIG. 7B). As can be seen from FIG. 7B, the output level of the operational amplifier 115 is different in the low level between the CC2.5 mode and the CC1.6 mode. In these two current control modes, the output signal of the operational amplifier 115 is sent to the Cont terminal 105 via the backflow prevention diode 117, and is sent to the PWM control circuit 7 by making the photocoupler 45 shown in FIG. . The PWM control circuit 7 receives the signal from the photocoupler 45 and controls the switching element 6 so that the set voltage value applied to the movable contact Ip or Ic selected by the changeover switch 114 becomes zero potential. The output current Io flowing through 10 is controlled to be constant.
[0068]
That is, since the voltage of the movable contact Ip of the changeover switch 114 is set larger than the voltage of the movable contact Ic, when the changeover switch 114 selects the movable contact Ip, the peak current during operation of the device is limited. When the current value is controlled to a constant current of 2.5 A in this example and the changeover switch 114 selects the movable contact Ic, the charging current to the secondary battery of the device, 1.6 A in this example Constant current control is performed.
[0069]
As described above, the operational amplifier 109 performs constant voltage control (CV mode), and the operational amplifier 115 performs constant current control (CC mode) of 1.6 A or 2.5 A, whereby the same output characteristics as shown in FIG. Can be obtained.
[0070]
The constant voltage control (CV mode) and the constant current control (CC mode) are selected by an operational amplifier 118 that functions as a comparator. That is, the output voltage of the operational amplifier 109 is input to the (− terminal) of the operational amplifier 118, and the output voltage of the operational amplifier 115 is input to the non-inverting terminal (+ terminal). During voltage control (CV mode), since the output of the operational amplifier 109 is in the low state, the output of the operational amplifier 118 is in the high state. On the other hand, when the output current Io increases and the constant current control mode (CC mode) is entered, the output of the operational amplifier 109 changes from low to high, and conversely, the output of the operational amplifier 115 switches from high to low. The output of the operational amplifier 118 is switched from High to Low in synchronization with switching from voltage control to current control. The output change of the operational amplifier 118 is shown in FIG. 7E.
[0071]
Here, switching of the movable contacts Ip and Ic of the changeover switch 114 will be described.
The delay circuit 120 composed of an RS flip-flop is in a reset state when the reset terminal R has a Low input. When the current control mode (CC mode) is entered, the output of the operational amplifier 118 becomes Low, and as a result, the reset terminal R terminal of the delay circuit 120 becomes High, so the reset state is released. At this time, since the Q output of the delay circuit 120 is Low, the switch 125 is in the ON state. In this state, when a Low input is supplied from the operational amplifier 124 to the set terminal S of the delay circuit 120, the Q of the delay circuit 120 emits a High output after 40 ms (FIG. 7H), and this High output is applied to the changeover switch 114. Thus, the fixed contact of the changeover switch 114 is switched from the movable contact Ip to the movable contact Ic. Therefore, the delay circuit 120 operates as a 40 ms delay circuit. When the Q output of the delay circuit 120 becomes High, the switch 125 is turned off.
[0072]
Thereby, the constant current control (CC1.6 mode) for making the charging current to the secondary battery constant is started after 40 ms has elapsed after the change to the current control mode (CC mode). That is, during this 40 ms, the peak current required for the operation of the device can be output as the output current Io. During this time, the constant current control by the operational amplifier 115 is the current control on the movable contact Ip side of the changeover switch 114, In this example, the constant current control is 2.5 A.
[0073]
The operational amplifier 124 is a comparator for current detection, and the non-inverting terminal (+ terminal) is connected to the connection point of the resistor 111 and the resistor 112, that is, the movable contact Ic of the changeover switch 114. The terminal (− terminal) is connected to the GND terminal. This is to detect a charging current value 1.6A when the voltage of the movable contact Ic becomes zero potential, and the voltage at the movable contact Ic becomes equal to or less than zero potential (over 1.6 A output current). This corresponds to the case where Io flows), and the output of the operational amplifier 124 changes from High to Low. The output of the operational amplifier 124 is supplied to the set terminal S of the delay circuit 120 via the switch 125 (at this time, since the Q output of the delay circuit 120 is Low, the switch 125 is in the on state). The timing is the count disclosure time point when the delay time is 40 ms. FIG. 7F shows the input waveform of the S terminal of the delay circuit 120 to which the output of the operational amplifier 124 is supplied. The dotted line indicates that the Q terminal of the delay circuit 120 is High and the switch 125 is turned off. Indicates the state.
[0074]
Further, the first embodiment of the second invention of the present application shown in FIG. 6 is provided with an operational amplifier 126 that functions as a comparator that performs output undervoltage detection protection and an operational amplifier 127 that performs overvoltage detection protection. Yes.
[0075]
First, the low voltage detection protection function will be described. A voltage obtained by dividing the reference voltage (Vref1 = 1.25 V) provided by the reference voltage source 113 by the resistors 128 and 129 is supplied to the inverting terminal (−terminal) of the operational amplifier 126. Further, a voltage obtained by dividing the output voltage by the resistors 15 and 16 from the VC terminal 101 of the current / voltage stabilization IC 100 is applied to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 126, and this voltage is applied to the inverting terminal ( Compared to the reference voltage applied to the terminal. In addition, since the NPN transistor 123 that is turned on when the output of the operational amplifier 118 is High is connected to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 126, constant voltage control in which the output of the operational amplifier 118 is High. In the mode, the transistor 123 is turned on, and thus the operational amplifier 126 is inoperative during this time.
[0076]
In such a circuit configuration, in the constant current control mode, for example, a voltage drop as shown in FIG. 3 occurs, the output voltage becomes 5 V or less, and the input voltage of the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 126 is If the voltage becomes lower than the input voltage (reference voltage) to the inverting terminal (− terminal), the output of the operational amplifier 126 becomes Low. As a result, the PNP transistor 132 to which the output of the operational amplifier 126 is connected is turned on, and the NPN transistor 133 is also turned on. The collector of the NPN transistor 133 is connected to the ER terminal 107 of the current / voltage stabilization IC 100, and the ER terminal 107 is connected to the photocoupler 50 of FIG. Therefore, the Low output of the operational amplifier 126 turns on the phototransistor 49 of the photocoupler 50 and stops the control operation of the PWM control circuit 7. That is, when the output voltage drops below a set value of 5V, for example, the PWM control circuit 7 stops its control operation.
[0077]
Next, the overvoltage detection protection function will be described. A reference voltage (Vref1 = 1.25 V) is input to the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 127 for detecting overvoltage. A voltage obtained by dividing the voltage supplied to the VC terminal 101 of the current-voltage stabilization IC by the resistors 130 and 131 is supplied to the inverting terminal (− terminal). If the output voltage becomes excessive for some reason and the voltage supplied to the inverting terminal (− terminal) of the operational amplifier 127 exceeds the reference voltage (Vref1) supplied to the non-inverting terminal (+ terminal), the operational amplifier 127 Becomes a low output, and the PNP transistor 132 is turned on. In this case as well, a control signal is given from the photocoupler 50 of FIG. 5 to the PWM control circuit 7 to stop the control operation of the PWM control circuit 7 in the same manner as described for the low voltage detection protection function.
[0078]
Further, in the current control mode (CC mode), the output of the operational amplifier 118 is Low, and this is supplied to the set terminal S of the delay circuit 122 constituted by the one-shot multivibrator via the OR circuit 121 to set the delay circuit 122. (See FIG. 7I.) When the delay circuit 122 is set, charging of the capacitor 38 from the T terminal via the Ct terminal 108 is started. When 800 ms elapses from the start of charging, the capacitor 38 reaches a predetermined voltage, and the Q output of the delay circuit 122 changes from High to Low. That is, the delay circuit 122 functions as an 800 ms delay circuit. As a result, the PNP transistor 132 is turned on, and the control operation of the PWM control circuit 7 in FIG. 5 is stopped in the same manner as described above.
However, if the Q output of the delay circuit 120 becomes High before being applied to the set terminal S of the delay circuit 122 via the OR circuit 121 before the Q output of the delay circuit 122 becomes Low, the delay circuit 122 is reset. Then, the charging of the capacitor 38 is stopped, and the charge accumulated in the capacitor 38 is discharged through a resistor (not shown).
[0079]
Normally, the 2.5 A constant current control mode does not last longer than the 40 ms delay time determined by the delay circuit 120. However, due to some malfunction (circuit failure, etc.), 2. When the 5A constant current control continues, the low state of the set terminal S of the delay circuit 122 continues, and when 800 ms or more elapses, a low output is obtained from the delay circuit 122 and the control operation of the PWM control circuit 7 is stopped. I have to.
[0080]
As described above, when a low voltage is detected by the operational amplifier 126 for low voltage detection protection, or when an overvoltage is detected by the operational amplifier 127 for overvoltage detection protection, the delay circuit 122 causes the 2.5 A constant current control mode. In any case, such as when a long-term continuation is detected, the voltage applied to the base of the PNP transistor 132 is Low, so that the transistors 132 and 133 are turned on. As a result, the ER terminal 107 of the IC 100 is in a low state, and in FIG. 5, the photocoupler 50 is in an on state, and a low input is applied to the ON / OFF terminal of the primary side PWM control circuit 7, so that the PWM control operation is performed. The protection operation to stop is performed.
[0081]
FIG. 7J shows the voltage at the T terminal of the delay circuit 122, that is, the voltage charged in the capacitor 38. When the capacitance of the capacitor 38 is reduced, the set voltage of the Q output of the delay circuit 122 is reached quickly, so that the delay time is shortened and the Q output of the delay circuit 122 is Low as shown by the dotted line (FIG. 7K). . When a High signal is applied to the set terminal S of the delay circuit 122 (FIG. 7I), the Q output becomes High again (see the dotted line J in FIG. 7). FIG. 7L shows the ER of the current / voltage stabilization IC 100. This signal is supplied to the terminal 107, and its tendency is the same as in FIG.
[0082]
FIG. 8 is a modification in which the delay circuit 120 and the delay circuit 122 in FIG. 6 are configured by one single-shot multivibrator 140, and FIG. 9 is an operation timing chart thereof.
In the circuit of FIG. 8, the delay time of 40 ms created by the delay circuit 120 of FIG. 6 and the delay time of 800 ms created by the delay circuit 122 are controlled by the charging voltage of the capacitor 38 connected to the T terminal. Yes. That is, as shown in FIG. 9C, the voltage detection unit at the T terminal of the delay circuit 140 formed of a one-shot multivibrator is provided with a set voltage for detecting 40 ms and a set voltage for detecting 800 ms.
[0083]
10 and 11 are block diagrams showing a second embodiment of the second invention of the present application. FIG. 10 is a block diagram showing the entire DC power supply device. The difference from the first embodiment shown in FIG. 5 is the current / voltage stabilization integrated circuit (IC) 150 part and its peripheral circuit elements. There is an 8-pin integrated circuit in the first embodiment, whereas a 14-pin integrated circuit is used in this example. The same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. FIG. 11 is a block diagram showing the internal configuration of the current / voltage stabilization IC 150. The same parts as those of the current / voltage stabilization IC 100 of FIG. In addition, in the current / voltage stabilization IC 150 shown in FIG. 11, since all the resistors are externally attached, it is possible to freely select the resistance value setting.
[0084]
In FIG. 10, the current / voltage stabilization IC 150 includes 14 terminals, and these terminals 151 to 164 are connected as shown in FIGS. As shown in FIGS. 10 and 11, first, a reference voltage source 113 for supplying a reference voltage (Vref1) is connected to the REF terminal 156, passed through a series circuit of resistors 110, 111, and 112, and used for output current detection. It is connected to one end of the resistor 10. The movable contact Ip of the changeover switch 114 is directly connected to the connection point of the resistor 110 and the resistor 111 as the IP terminal of the IC 150, and similarly, the movable contact Ic is connected to the connection point of the resistor 111 and the resistor 112 as the IP terminal. The
[0085]
The VC terminal 155 of the IC 150 is connected to the connection point between the resistors 15 and 16 that divide the output voltage in FIG. 10, but is connected to the connection point between the resistors 181 and 182 in FIG. As is apparent from FIG. 11, the resistors 180 to 183 form a series circuit between the output terminal 14 and the ground terminal (GND). That is, the resistor 15 in FIG. 10 is a combined resistance of the resistors 180 and 181 in FIG. 11, and the resistor 16 in FIG. 10 is a combined resistance of the resistors 182 and 183 in FIG. The non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 126 for protecting the low voltage is connected from the LVP / in terminal 157 of the IC 150 to the connection point of the resistor 180 (resistor 168 in FIG. 10) and the resistor 181, The inverting terminal (− terminal) of the protective operational amplifier 127 is connected to the connection point between the resistor 182 and the resistor 183 (resistor 170 in FIG. 10) via the OVP / in terminal 158 of the IC 150. As is apparent from FIGS. 10 and 11, the resistor 169 in FIG. 10 is a combined resistance of the resistors 181 and 182 in FIG.
[0086]
In FIG. 11, an operational amplifier 109 for constant voltage control is connected to a backflow prevention diode 116 and to the emitter of a PNP transistor 171. The collector of the PNP transistor 171 is connected to the NAND circuit 172. The output of the NAND circuit 172 is connected to a reset terminal of a delay circuit 174 that generates two delayed outputs of 40 ms and 400 ms, for example. The delay circuit 174 obtains a 40 ms delay output as the Q1 output, and switches the fixed contact of the changeover switch 114 from the movable contact Ip side to the movable contact Ic side by this output.
[0087]
Further, the T output of the delay circuit 174 is connected to the external capacitor 38 via the Ct terminal 162 of the IC 150, and the Q2 output outputs a delay output of 400 ms to the OCP / out terminal 161 of the IC 150. Similarly, the output of the operational amplifier 126 for detecting low voltage is connected to the LVP / out terminal 160 of the IC 150, and the operational amplifier 127 for detecting overvoltage is connected to the OVP / out terminal 159. As shown in FIG. 10, the OCP / out terminal 161, the LVP / out terminal 160, and the OVP / out terminal 159 are connected and connected to a common PNP transistor 132. When each output is Low, the transistor 132 is turned on. In addition, the photocoupler 50 of the power supply circuit 1 is turned on via the NPN transistor 133. As a result, the control operation of the PWM control circuit 7 is stopped as described with reference to FIGS.
[0088]
Next, the operation of the second embodiment of the second invention of the present application will be described. The constant voltage control based on the operational amplifier 109 and the constant current control based on the operational amplifier 115 are the same as those in the first embodiment shown in FIG. When the power supply device changes from the 1.6 A constant current mode (CC1.6 mode) for charge current control to the constant voltage mode (CV mode), the output of the operational amplifier 109 changes from High to Low, and the transistor 171 is turned on. Therefore, the secondary output voltage Vcc is supplied to one input of the NAND circuit 172. That is, the NAND circuit 172 receives a high input. At this time, since it is in the constant current mode (CC1.6 mode) for charging control, the Q1 output of the delay circuit 174 is High, and this High output is delayed by 1 ms by the 1 ms delay circuit 173. The other input of the NAND circuit 172 is supplied. Therefore, since the two inputs of the NAND circuit 172 become High, the output of the NAND circuit 172 becomes Low, and the delay circuit 174 is reset.
[0089]
When the delay circuit 174 is reset, the Q1 output turns to Low, and the changeover switch 114 is also switched to the movable contact Ip side. With the Q1 output Low, the NAND circuit 172 input becomes Low through the 1 mS delay circuit 173, the NAND 172 output becomes High, and the R terminal of the delay circuit 174 is in the reset release state.
Next, when the output current flows from the constant voltage mode, for example, 1.6 A or more, the output of the operational amplifier 124 that detects the output current 1.6 A changes from High to Low and is input to the S terminal of the delay circuit 174. In the delay circuit 174, when Low is input to the S terminal, a charging current flows from the T terminal to the capacitor 38 via the Ct terminal 162 of the IC 150, and the voltage of the capacitor 38 increases. A circuit for detecting a first predetermined voltage for setting a time of 40 ms is built in the delay circuit 174 when the voltage of the capacitor 38 increases.
From the above, when 40 ms elapses, the Q1 terminal changes from Low to High. Since this High output is supplied to the changeover switch 114, the fixed contact of the changeover switch 114 is again switched from the movable contact Ip to the movable contact Ic, and the charging current control mode (CC1.6 mode) is set.
When the output Q1 of the delay circuit 174 becomes High, the charging current from the T terminal is stopped, and the charge stored in the capacitor 38 is also discharged.
[0090]
On the other hand, when the Q1 output of the delay circuit 174 does not become High due to some trouble (that is, when the 2.5A constant current mode continues for some reason), the IC 150 is connected to the IC 150 from the T terminal of the delay circuit 174. The charging current to the capacitor 38 continues to flow through the Ct terminal 162, and the voltage of the capacitor 38 further increases. When the voltage of the capacitor 38 further rises and reaches the second predetermined set value voltage (this time is 400 ms), a Low output is obtained from the Q2 terminal of the delay circuit, which is the OCP / out of the IC 150. The voltage is supplied to the base of the PNP transistor 132 via the terminal 161. Hereinafter, as described above, this signal is output to the PWM control circuit 7 via the NPN transistor 133 and the photocoupler 50 of FIG. 10 together with the outputs of the operational amplifier 126 for low voltage protection and the operational amplifier 127 for overvoltage protection. The control operation of the PWM control circuit 7 is stopped.
[0091]
The DC power supply apparatus that performs constant voltage control and two-stage constant current control has been described above including the configuration of the IC circuit. The present invention is not limited to the first invention and the second invention disclosed in the specification. Various modifications are included within the scope of not only the embodiments but also the gist described in the claims.
[0092]
【The invention's effect】
As described above, in the first invention of the present application, the constant current control circuit includes a first constant current control circuit that performs 2.5 A constant current control for limiting the peak current of a camera-integrated video device or the like, and 2 Two types of 1.6A constant current control circuit that charges the secondary battery at a constant current are provided, and the peak current required for fast forward and fast reverse can be limited to 2.5A or less. Excessive current will flow through the equipment, and parts will not be damaged.
[0093]
In the second invention of the present application, the two constant current circuit operations of the first invention of the present application are performed by using one operational amplifier and a one-shot multivibrator. It is no longer necessary to provide a feedback resistor and a time constant circuit for increasing the capacitor value so that the constant current circuit of 1 is not operated for a predetermined time, so that the IC can be easily formed.
Further, according to the second invention of the present application, the delay time required for the constant current control operation of the original power supply can be arbitrarily set by appropriately setting the delay time of the delay circuit constituted by the multivibrator. Therefore, the feedback constant can be easily selected and a stable constant can be set.
Further, in the second invention of the present application, when the current / voltage stabilizing circuit portion on the secondary side is made into an IC, it can be accommodated in a general-purpose 8-pin or 14-pin IC package, and the package cost of the IC can be reduced. The price can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a first invention of the present application.
FIG. 2 is a diagram showing output characteristics of the DC power supply device of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing voltage / current timings after the start of power supply operation of the DC power supply device of the present invention.
FIG. 4 is a schematic diagram showing an operational amplifier that performs two current detections according to the first aspect of the present invention;
FIG. 5 is a block configuration diagram showing a first embodiment of the second invention of the present application;
6 is a block diagram showing an internal configuration of the current / voltage stabilization IC 100 in FIG. 5. FIG.
FIG. 7 is a timing diagram for explaining the operation of the first embodiment of the second invention of the present application;
FIG. 8 is a modification in which the multivibrators 120 and 122 shown in FIG. 7 are configured by one multivibrator.
FIG. 9 is a timing chart for explaining the operation of FIG. 8;
FIG. 10 is a block diagram showing a second embodiment of the second invention of the present application.
11 is a block diagram showing an internal configuration of a current / voltage stabilization IC 150 in FIG.
FIG. 12 is a block diagram showing a conventional DC power supply device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Power supply circuit, 2 ... Current / voltage stabilization circuit, 3 ... Load circuit, 5 ... Power conversion transformer, 6 ... Switching element, 7 ... PWM control circuit, 10 ..Current detection resistor, 17, 109... Constant voltage control operational amplifier, 21, 30, 115... Constant current control operational amplifier, 26... Time constant circuit, 45, 50. Photocoupler, 41, 100, 150 ... current / voltage stabilization IC, 126 ... low voltage protection operational amplifier, 127 ... overvoltage protection operational amplifier, 120 ... RS flip-flop, 122, 140 ..One-shot multivibrators, 51 ... secondary batteries, 174 ... delay circuits

Claims (2)

交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、
該第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、
該電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、
該スイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、
前記電力変換トランスの前記１次巻線に供給される電力に応じた電力を誘起する２次巻線を有し、前記２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、
前記第２の整流回路に得られる出力電圧を検出する第１の演算増幅器と、
前記第２の整流回路から得られた電力を負荷回路に与えたときの出力電流を検出する第２及び第３の演算増幅器と、
前記第１〜第３の演算増幅器の出力に得られる誤差信号を、前記電力変換トランスの１次側に伝達する第１の光結合手段と、
前記出力電圧が所定値以下に低減したことを検出する第４の演算増幅器と、
前記スイッチング制御手段に接続され、かつ前記第４の演算増幅器の出力が供給される第２の光結合手段と、
前記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを前記第３の演算増幅器の出力より検出する検出手段と、を備え、
前記第１の光結合手段の出力に基づいて前記スイッチング制御手段により前記スイッチング手段を制御して前記電力変換トランスの２次側電圧及び電流を制御するとともに、
前記第２の演算増幅器は、２次側の出力電流を２次電池の充電用電流設定値として所定値に定電流制御し、前記第３の演算増幅器は、前記第２の演算増幅器が不作動の時間に前記充電用定電流設定値よりも大きい機器動作に必要なピーク電流設定値として定電流制御するものであり、
前記出力電圧が所定値以下になったとき、前記第２の光結合手段の出力に基づいて、前記スイッチング手段を制御する前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させ、
前記検出手段により、前記機器のピーク電流が所定時間以上流れ続けたことが検出された場合に、前記第２の光結合手段の出力に基づいて、前記スイッチング手段を制御する前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴とする直流電源装置。A first rectifier circuit that converts alternating current obtained from an alternating current power source into direct current;
A power conversion transformer connected to the first rectifier circuit;
Switching means connected in series to the primary winding of the power conversion transformer and switching the direct current obtained from the rectifier circuit into alternating current;
Switching control means connected to the switching means for controlling a switching duty ratio;
A secondary winding for inducing power corresponding to the power supplied to the primary winding of the power conversion transformer, and rectifying and smoothing the power obtained from the secondary winding to provide a secondary side DC A second rectifier circuit that outputs power,
A first operational amplifier for detecting an output voltage obtained in the second rectifier circuit;
Second and third operational amplifiers for detecting an output current when power obtained from the second rectifier circuit is applied to a load circuit;
The error signal obtained at the output of the first through third operational amplifier, a first optical coupling means for transmitting to the primary side of the power conversion transformer,
A fourth operational amplifier for detecting that the output voltage has decreased below a predetermined value;
Second optical coupling means connected to the switching control means and supplied with the output of the fourth operational amplifier;
Detecting means connected to the second optical coupling means and detecting from the output of the third operational amplifier that the peak current of the device has continued to flow for a predetermined time or more;
While controlling the switching means by the switching control means based on the output of the first optical coupling means to control the secondary voltage and current of the power conversion transformer,
The second operational amplifier performs constant current control on the secondary side output current to a predetermined value as a charging current setting value for the secondary battery, and the third operational amplifier is inoperative. Constant current control as a peak current set value required for device operation larger than the constant current set value for charging at the time of,
When the output voltage becomes a predetermined value or less, based on the output of the second optical coupling means, to stop the control operation of the switching control means for controlling the switching means,
Control of the switching control means for controlling the switching means based on the output of the second optical coupling means when the detection means detects that the peak current of the device has continued to flow for a predetermined time or more. A DC power supply device characterized in that the operation is stopped . 交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、
該第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、
該電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、
該スイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、
前記電力変換トランスの前記１次巻線に供給される電力に応じた電力を誘起する２次巻線を有し、前記２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、
前記第２の整流回路より得られる出力電圧及び出力電流を定電圧及び定電流に安定させるための電流／電圧安定化集積回路と、
前記電流／電圧安定化集積回路に接続され、前記スイッチング制御手段に前記電流／電圧安定化集積回路の出力を伝達する第１の光結合手段と、
前記第１の光結合手段を介して前記電流／電圧安定化集積回路からの誤差信号を前記スイッチング制御手段に供給して前記スイッチング手段のデューティ比を制御するようにした直流電源装置であって、
前記電流／電圧安定化集積回路は、
前記第２の整流回路から得られる出力電圧を検出し、定電圧制御する第１の演算増幅器と、
前記第２の整流回路から得られる電力を負荷回路に供給したときの出力電流を、２次電池の充電用電流と、該２次電池の充電電流より大きい機器動作に必要なピーク電流の２段階に分けて検出して定電流制御する第２の演算増幅器と、
前記第２の演算増幅器の入力電圧を前記定電流制御する２段階に対応して切り換える切換手段と、
前記切換手段の切り換えタイミングを制御する切換制御手段と、
前記出力電圧が第１の所定値以下の低電圧に低減したことを検出する第３の演算増幅器と、
前記出力電圧が第２の所定値以上の過電圧に増大したことを検出する第４の演算増幅器と、
前記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを検出する検出手段と、を備え、
前記第３及び第４の演算増幅器から得られる誤差信号を第２の光結合手段を介して前記スイッチング制御手段に供給し、前記出力電圧の異常を検出したときに、前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させるとともに、
前記検出手段により前記ピーク電流が所定時間以上検出された場合に、前記第２の光結合手段の出力に基づいて、前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴とする直流電源装置。A first rectifier circuit that converts alternating current obtained from an alternating current power source into direct current;
A power conversion transformer connected to the first rectifier circuit;
Switching means connected in series to the primary winding of the power conversion transformer and switching the direct current obtained from the rectifier circuit into alternating current;
Switching control means connected to the switching means for controlling a switching duty ratio;
A secondary winding for inducing power corresponding to the power supplied to the primary winding of the power conversion transformer, and rectifying and smoothing the power obtained from the secondary winding to provide a secondary side DC A second rectifier circuit that outputs power,
A current / voltage stabilization integrated circuit for stabilizing the output voltage and output current obtained from the second rectifier circuit at a constant voltage and a constant current;
First optical coupling means connected to the current / voltage stabilization integrated circuit and transmitting the output of the current / voltage stabilization integrated circuit to the switching control means;
A DC power supply apparatus configured to supply an error signal from the current / voltage stabilization integrated circuit to the switching control unit via the first optical coupling unit to control a duty ratio of the switching unit;
The current / voltage stabilization integrated circuit comprises:
A first operational amplifier that detects an output voltage obtained from the second rectifier circuit and performs constant voltage control;
The output current when the electric power obtained from the second rectifier circuit is supplied to the load circuit is divided into two stages: a charging current for the secondary battery and a peak current required for device operation larger than the charging current for the secondary battery. A second operational amplifier for detecting and controlling constant current separately.
Switching means for switching the input voltage of the second operational amplifier in accordance with the two steps of controlling the constant current;
Switching control means for controlling the switching timing of the switching means;
A third operational amplifier for detecting that the output voltage has been reduced to a low voltage below a first predetermined value;
A fourth operational amplifier for detecting that the output voltage has increased to an overvoltage greater than or equal to a second predetermined value;
Detecting means connected to the second optical coupling means and detecting that the peak current of the device has continued to flow for a predetermined time or more;
When the error signal obtained from the third and fourth operational amplifiers is supplied to the switching control means via the second optical coupling means, and the abnormality of the output voltage is detected, the control operation of the switching control means And stop
A DC power supply apparatus , wherein when the peak current is detected by the detection means for a predetermined time or longer, the control operation of the switching control means is stopped based on the output of the second optical coupling means .
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