JP4279167B2 - Oscillator circuit of piezoelectric vibrator - Google Patents

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Description

本発明は、機械的エネルギを得て液体の霧化や物体の振動に利用する圧電振動子に関し、詳しくはその発振回路に関する。   The present invention relates to a piezoelectric vibrator that obtains mechanical energy and uses it for atomizing a liquid or vibrating an object, and more particularly to an oscillation circuit thereof.

従来、圧電振動子の発振回路として、コルピッツ型やその変形であるピアース型等が用いられている（例えば特許文献１）。図５［１］は、圧電振動子の発振回路の第一従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。   Conventionally, a Colpitts type or a Pierce type which is a modification thereof is used as an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator (for example, Patent Document 1). FIG. 5 [1] is a circuit diagram showing a first conventional example of an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator. Hereinafter, description will be given based on this drawing.

発振回路８０は、インダクタＬ１１、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３、抵抗器Ｒ１１〜Ｒ１３、トランジスタＱ１１、圧電振動子８１、直流電源８２等からなり、コルピッツ型発振回路のインダクタを圧電振動子８１で置き換えたピアースＢＣ発振回路である。この発振回路８０は、主に一定の周波数信号を得るために用いられる。なお、発振回路８０の動作原理は、周知であるので、その説明を省略する。   The oscillation circuit 80 includes an inductor L11, capacitors C11 to C13, resistors R11 to R13, a transistor Q11, a piezoelectric vibrator 81, a direct current power supply 82, and the like, and a Pierce BC in which the inductor of the Colpitts type oscillation circuit is replaced with the piezoelectric vibrator 81. It is an oscillation circuit. The oscillation circuit 80 is mainly used for obtaining a constant frequency signal. Since the operating principle of the oscillation circuit 80 is well known, the description thereof is omitted.

図５［２］は、圧電振動子の発振回路の第二従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図５［１］と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。   FIG. 5 [2] is a circuit diagram showing a second conventional example of an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator. Hereinafter, description will be given based on this drawing. However, the same portions as those in FIG. 5 [1] are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.

圧電振動子８１から機械的エネルギを得て液体の霧化や物体の振動に利用する場合は、圧電振動子８１に高電圧を印加する必要がある。しかし、第一従来例の発振回路８０では、圧電振動子８１に電源電圧を超える電圧を印加できない。そこで、第二従来例の発振回路９０では、圧電振動子８１の印加電圧を変圧器９１を介して昇圧している。   When mechanical energy is obtained from the piezoelectric vibrator 81 and used for atomizing a liquid or vibrating an object, it is necessary to apply a high voltage to the piezoelectric vibrator 81. However, in the oscillation circuit 80 of the first conventional example, a voltage exceeding the power supply voltage cannot be applied to the piezoelectric vibrator 81. Therefore, in the oscillation circuit 90 of the second conventional example, the voltage applied to the piezoelectric vibrator 81 is boosted via the transformer 91.

特開２００３−３７４３９号JP 2003-37439 A

しかしながら、従来の発振回路９０では、次のような問題があった。   However, the conventional oscillation circuit 90 has the following problems.

（１）．変圧器９１の入出力間では、主インダクタンスＬによって、位相の回転が生ずる。また、その位相回転量θは、主インダクタンスＬと変圧器２の負荷インピーダンスＺとの関数となって、発振回路９０の正帰還ループの特性を下げるので、発振の不安定を招く。   (1). Between the input and output of the transformer 91, the main inductance L causes phase rotation. Further, the phase rotation amount θ becomes a function of the main inductance L and the load impedance Z of the transformer 2 and lowers the characteristic of the positive feedback loop of the oscillation circuit 90, thereby causing unstable oscillation.

（２）．圧電振動子８１は、目的の共振周波数ｆｒ以外に、幾つかのスプリアス周波数と呼ばれる共振周波数を持つ。これらのスプリアス周波数における圧電振動子８１の位相特性を含むインピーダンス特性は、目的の共振周波数ｆｒにおけるインピーダンス特性と類似している。そのため、発振回路９０は、目的の共振周波数ｆｒで発振することなく、スプリアス周波数で発振を継続することがある。目的外の周波数で発振すると、最終目的である特性（例えば液体の霧化や物体の効率よい振動等）を得ることができないか、又はその効果が薄れる。ときには、発熱を生じて部品の破壊の原因となる。   (2). The piezoelectric vibrator 81 has several resonance frequencies called spurious frequencies in addition to the target resonance frequency fr. The impedance characteristics including the phase characteristics of the piezoelectric vibrator 81 at these spurious frequencies are similar to the impedance characteristics at the target resonance frequency fr. Therefore, the oscillation circuit 90 may continue to oscillate at the spurious frequency without oscillating at the target resonance frequency fr. When the oscillation occurs at a frequency other than the intended purpose, the final intended characteristics (for example, liquid atomization, efficient vibration of the object, etc.) cannot be obtained, or the effect is diminished. Sometimes, heat is generated and the components are destroyed.

そこで、本発明の目的は、位相回転に起因する発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振を防止できる、圧電振動子の発振回路を提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator that can prevent instability of oscillation due to phase rotation and can prevent oscillation at a spurious frequency.

本発明に係る発振回路は、圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力電圧を変圧して圧電振動子に印加する変圧器とを備えたものである。そして、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。   An oscillation circuit according to the present invention includes an amplifier that amplifies and outputs an output signal of a piezoelectric vibrator, and a transformer that transforms an output voltage of the amplifier and applies it to the piezoelectric vibrator. The frequency characteristics of the phase rotation and gain between the input and output of the amplifier are the frequency characteristics of the phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. Is set to match.

圧電振動子は、位相及び利得（負の利得すなわち損失）に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器も、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数ｆｒの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。   Piezoelectric vibrators have unique frequency characteristics with respect to phase and gain (negative gain or loss). Amplifiers also have unique frequency characteristics with respect to phase and gain. Therefore, the frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. . At this time, you may consider the frequency characteristic of the other component in a loop. As a result, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency fr, and conversely, the oscillation condition is not satisfied at the spurious frequency. Therefore, the oscillation does not become unstable due to the phase rotation, and the oscillation at the spurious frequency does not occur.

これに加え、本発明に係る発振回路は、増幅器が、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。また、共振周波数ｆｒの近傍では圧電振動子、変圧器及び増幅器を含むループの位相回転が３６０度になりかつループの利得が１以上になり、共振周波数ｆｒ以下の圧電振動子のスプリアス周波数ではループの位相回転が３６０度にならず、共振周波数ｆｒ以上の圧電振動子のスプリアス周波数ではループの利得が１未満になる。 Additionally, the oscillator circuit according to the present invention, the amplifier has a parallel resonant circuit of the low resonance frequency F1 than the resonance frequency fr, and the maximum gain at the resonant frequency F1. Further, in the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop including the piezoelectric vibrator, the transformer and the amplifier becomes 360 degrees and the gain of the loop becomes 1 or more, and at the spurious frequency of the piezoelectric vibrator below the resonance frequency fr, the loop The phase rotation does not become 360 degrees, and the loop gain is less than 1 at the spurious frequency of the piezoelectric vibrator having the resonance frequency fr or higher.

圧電振動子は、位相及び利得（負の利得すなわち損失）に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器も、並列共振回路を有しているので、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、前述した本発明の発振回路の特性が得られるように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数ｆｒの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。   Piezoelectric vibrators have unique frequency characteristics with respect to phase and gain (negative gain or loss). Since the amplifier also has a parallel resonance circuit, it has a characteristic frequency characteristic with respect to phase and gain. Therefore, frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator so that the characteristics of the oscillation circuit of the present invention described above can be obtained. At this time, you may consider the frequency characteristic of the other component in a loop. As a result, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency fr, and conversely, the oscillation condition is not satisfied at the spurious frequency. Therefore, the oscillation does not become unstable due to the phase rotation, and the oscillation at the spurious frequency does not occur.

請求項３記載の発振回路は、請求項１又は２記載の発振回路において、増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器が増幅器と変圧器との間に設けられたものである。 The oscillation circuit according to claim 3 is the oscillation circuit according to claim 1 or 2 , wherein an impedance converter for reducing the output impedance of the amplifier is provided between the amplifier and the transformer.

増幅器は、出力側から見ると、理想的な電圧源と出力インピーダンスとの直列回路となる。この出力インピーダンスは、不要な位相回転を発生させる。そのため、増幅器の出力インピーダンスは極力低いことが望ましいので、増幅器と変圧器との間にインピーダンス変換器を接続する。   When viewed from the output side, the amplifier is a series circuit of an ideal voltage source and output impedance. This output impedance causes unnecessary phase rotation. For this reason, it is desirable that the output impedance of the amplifier be as low as possible. Therefore, an impedance converter is connected between the amplifier and the transformer.

請求項４記載の発振回路は、請求項１〜３記載の発振回路において、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックがループ中に設けられたものである。   According to a fourth aspect of the present invention, in the oscillation circuit according to the first to third aspects, a circuit block for adjusting the phase rotation or gain of the loop is provided in the loop.

圧電振動子、変圧器及び増幅器だけでは、前述したループの周波数特性を得ることが難しい場合もある。そのような場合に、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックを、ループ中に接続する。この回路ブロックは、例えばインピーダンス素子や増幅器などからなり、ループに所望の位相回転や利得を付与する。   In some cases, it is difficult to obtain the frequency characteristics of the loop described above using only a piezoelectric vibrator, a transformer, and an amplifier. In such a case, a circuit block that adjusts the phase rotation or gain of the loop is connected in the loop. This circuit block includes, for example, an impedance element and an amplifier, and gives a desired phase rotation and gain to the loop.

請求項２記載の発振回路は、圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力電圧を変圧して圧電振動子に印加する変圧器と、を備えている。そして、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。増幅器は、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。このように構成された発振回路において、次のような特徴を有する。増幅器は、圧電振動子の出力信号を増幅かつ反転して出力する。変圧器は、増幅器の出力電圧を変圧かつ反転して圧電振動子に印加する。少なくとも共振周波数ｆｒ及びスプリアス周波数を含む周波数範囲において、圧電振動子、増幅器及び変圧器の入出力間の位相回転は次のようになる。圧電振動子の入出力間の位相回転θｐは、９０度以下の正であり、かつ共振周波数ｆｒの近傍で０度に近づく。増幅器の入出力間の反転分を除く位相回転θａは、共振周波数Ｆ１近傍で９０度以下の正になり、共振周波数Ｆ１で０度になり、共振周波数Ｆ１を越えると９０度以下の負になる。変圧器の入出力間の反転分を除く位相回転は、０度である。 An oscillation circuit according to a second aspect includes an amplifier that amplifies and outputs an output signal of the piezoelectric vibrator, and a transformer that transforms an output voltage of the amplifier and applies the voltage to the piezoelectric vibrator. The frequency characteristics of the phase rotation and the gain between the input and output of the amplifier are the frequency characteristics of the phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. Is set to match. The amplifier has a parallel resonance circuit having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr, and has a maximum gain at the resonance frequency F1. The oscillation circuit configured as described above has the following characteristics. The amplifier amplifies and inverts the output signal of the piezoelectric vibrator and outputs the amplified signal. The transformer transforms and reverses the output voltage of the amplifier and applies it to the piezoelectric vibrator. In the frequency range including at least the resonance frequency fr and the spurious frequency, the phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator, the amplifier and the transformer is as follows. The phase rotation θp between the input and output of the piezoelectric vibrator is positive of 90 degrees or less and approaches 0 degrees in the vicinity of the resonance frequency fr. The phase rotation θa excluding the inversion between the input and output of the amplifier is positive at 90 degrees or less near the resonance frequency F1, becomes 0 degrees at the resonance frequency F1, and becomes negative at 90 degrees or less when the resonance frequency F1 is exceeded. . The phase rotation excluding the inversion between the input and output of the transformer is 0 degrees.

前述したように、（共振周波数Ｆ１）＜（共振周波数ｆｒ）であり、共振周波数Ｆ１で増幅器の最大利得が得られる。ここで、共振周波数ｆｒ近傍以下では、圧電振動子と増幅器との位相回転の和θｐ＋θａ＞０になることにより、ループの位相回転が３６０度にならないので、発振の条件が成立しない。共振周波数ｆｒ近傍では、圧電振動子及び増幅器の位相回転の和θｐ＋θａ＝０になることによりループの位相回転が３６０度になり、かつ最大利得が得られる共振周波数Ｆ１に近いことからループの利得が１以上になるので、発振の条件が成立する。共振周波数ｆｒ近傍以上では、最大利得が得られる共振周波数Ｆ１から遠ざかることにより、ループの利得が１未満になるので、発振の条件が成立しない。   As described above, (resonance frequency F1) <(resonance frequency fr), and the maximum gain of the amplifier is obtained at the resonance frequency F1. Here, below the resonance frequency fr, since the phase rotation sum of the piezoelectric vibrator and the amplifier is θp + θa> 0, the phase rotation of the loop does not become 360 degrees, so the oscillation condition is not satisfied. In the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop becomes 360 degrees by the sum of the phase rotation of the piezoelectric vibrator and the amplifier θp + θa = 0, and the gain of the loop is close to the resonance frequency F1 at which the maximum gain is obtained. Since it becomes 1 or more, the oscillation condition is satisfied. Above the resonance frequency fr, since the loop gain becomes less than 1 by moving away from the resonance frequency F1 at which the maximum gain is obtained, the oscillation condition is not satisfied.

請求項５記載の発振回路は、請求項３記載の発振回路において、インピーダンス変換器は、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器である、というものである。 The oscillation circuit according to claim 5 is the oscillation circuit according to claim 3, wherein the impedance converter is an emitter follower amplifier, a source follower amplifier, a voltage follower amplifier, a differential amplifier, or an operational amplifier.

インピーダンス変換器の具体例を列挙したものである。   Specific examples of the impedance converter are listed.

請求項６記載の発振回路は、請求項１又は２記載の発振回路において、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列に、又は、コンデンサ及びインダクタの少なくとも一方に直列に、並列共振回路の共振特性を調整するインピーダンス素子が接続された、というものである。 The oscillation circuit according to claim 6 is the oscillation circuit according to claim 1 or 2, wherein the resonance of the parallel resonance circuit is in parallel with the capacitor and the inductor constituting the parallel resonance circuit, or in series with at least one of the capacitor and the inductor. The impedance element for adjusting the characteristics is connected.

前述した本発明の発振回路の特性が得られるように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタだけでは、所望の周波数特性が得られない場合がある。そのような場合に、これらにインピーダンス素子を接続する。インピーダンス素子は、抵抗器、コンデンサ若しくはインダクタ、又はこれらの直列回路、並列回路若しくは並直列回路である。   In order to obtain the characteristics of the oscillation circuit of the present invention described above, frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator. At this time, a desired frequency characteristic may not be obtained only with the capacitor and the inductor constituting the parallel resonant circuit. In such a case, an impedance element is connected to these. The impedance element is a resistor, a capacitor or an inductor, or a series circuit, a parallel circuit or a parallel series circuit thereof.

請求項７記載の発振回路は、請求項１〜６記載の発振回路において、圧電振動子の安定動作用又は保護用のダミー素子が変圧器の入力側に接続された、というものである。 Oscillator circuit according to claim 7, wherein, in the oscillating circuit according to claim 1 to 6, wherein, the dummy elements for a stable operation or protection of the piezoelectric vibrator is connected to the input side of the transformer, is that.

変圧器の入力側（一次側）に過電圧が印加されると、変圧器の出力側（二次側）に極めて高い過電圧が発生するので、圧電振動子の動作が不安定になったり破損したりするおそれがある。そこで、変圧器と増幅器又はインピーダンス変換器との間に、ダミー素子を接続する。ダミー素子は、例えば抵抗器などのインピーダンス素子であり、過電流によって発生する電圧降下によって、変圧器の入力電圧の増加を抑える。   If an overvoltage is applied to the input side (primary side) of the transformer, an extremely high overvoltage will be generated on the output side (secondary side) of the transformer, causing the operation of the piezoelectric vibrator to become unstable or damaged. There is a risk. Therefore, a dummy element is connected between the transformer and the amplifier or impedance converter. The dummy element is an impedance element such as a resistor, for example, and suppresses an increase in the input voltage of the transformer due to a voltage drop caused by an overcurrent.

また、本発明は、次のように言い換えることができる。   The present invention can be rephrased as follows.

１．圧電振動子を駆動する自励方式の発振回路において、その正帰還ループの中に、出力インピーダンスの低いインピーダンス変換器と、圧電振動子に適切な電圧を印加する変圧器と、圧電振動子と、特定の周波数で共振特性を示す増幅器とを含むものである。この特定の周波数は、圧電振動子の共振周波数よりも低周波である。 1. In a self-excited oscillation circuit that drives a piezoelectric vibrator, in its positive feedback loop, an impedance converter with a low output impedance, a transformer that applies an appropriate voltage to the piezoelectric vibrator, a piezoelectric vibrator, And an amplifier exhibiting resonance characteristics at a specific frequency. This specific frequency is lower than the resonance frequency of the piezoelectric vibrator.

２．１．の発振回路の正帰還ループに、位相の微調整又はループ利得の調整を行う回路ブロックを挿入した発振回路。   2.1. An oscillation circuit in which a circuit block for finely adjusting the phase or adjusting the loop gain is inserted in the positive feedback loop of the oscillation circuit.

３．エミッタホロワアンプの出力側に変圧器を接続することにより、エミッタホロワアンプの出力電圧を昇圧又は降圧し、変圧器の出力側に圧電振動子と電流検出用インピーダンス素子とを直列に接続し、この電流検出用インピーダンス素子の両端電圧を増幅器に入力する。増幅器は、共振周波数Ｆ１で最大利得が得られるエミッタ接地の増幅器である。また、増幅器の共振周波数Ｆ１は、トランジスタのコレクタに接続したインダクタＬ１とコンデンサＣ１とによって決まり、圧電振動子の共振周波数より低周波側に設定する。増幅器の出力信号は、エミッタホロワアンプに帰還する。   3. By connecting a transformer to the output side of the emitter follower amplifier, the output voltage of the emitter follower amplifier is stepped up or down, and a piezoelectric vibrator and an impedance element for current detection are connected in series to the output side of the transformer. The voltage across the current detection impedance element is input to the amplifier. The amplifier is a grounded-emitter amplifier that provides the maximum gain at the resonance frequency F1. The resonance frequency F1 of the amplifier is determined by the inductor L1 and the capacitor C1 connected to the collector of the transistor, and is set on the lower frequency side than the resonance frequency of the piezoelectric vibrator. The output signal of the amplifier is fed back to the emitter follower amplifier.

４．２．のエミッタホロワアンプは、出力インピーダンスの低い増幅器又はインピーダンス変換器の機能を持つ回路ユニットであり、演算増幅器、又はインピーダンス変換機能を持ち出力インピーダンスの低い回路素子若しくは回路ブロックに置き換えても、同様の発振回路を実現できる。 4.2. Emitter follower amplifier of a circuit unit having a function of low amplifier or impedance converter output impedance, operational amplifier, or be replaced by a lower circuit element or circuit block output impedance has an impedance conversion function, similar oscillation A circuit can be realized.

５．２．の発振回路において、トランジスタのコレクタに接続したインダクタＬ１とコンデンサＣ１とによる共振特性のＱを適宜調整するため、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１に並列に、又はこれらに直列に、インピーダンス素子を追加した発振回路。   5.2. In order to appropriately adjust the Q of the resonance characteristics of the inductor L1 and the capacitor C1 connected to the collector of the transistor, an oscillation circuit in which an impedance element is added in parallel to or in series with the inductor L1 and the capacitor C1. .

６．インピーダンス変換器の出力側に、回路ブロックの安定性の向上又は保護又はインピーダンス変換器の特性を阻害しない程度のダミー素子を挿入した１．の発振回路。 6). The output side of the impedance converter, by inserting the dummy elements so as not to inhibit the stability characteristics of improving or protecting or impedance converter circuit block 1. Oscillation circuit.

本発明に係る発振回路によれば、圧電振動子、増幅器及び変圧器を含むループにおいて、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定することにより、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。 According to the oscillation circuit of the present invention, in the loop including the piezoelectric vibrator, the amplifier, and the transformer, the phase between the input and output of the amplifier is established so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. By setting the frequency characteristics of rotation and gain according to the frequency characteristics of phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator, it is possible to prevent oscillation instability due to phase rotation and also to prevent oscillation at spurious frequencies. .

これに加え、本発明に係る発振回路によれば、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し共振周波数Ｆ１で最大の利得となる増幅器を備え、共振周波数ｆｒの近傍ではループの位相回転が３６０度になりかつループの利得が１以上になり、共振周波数ｆｒ以下のスプリアス周波数ではループの位相回転が３６０度にならず、共振周波数ｆｒ以上のスプリアス周波数ではループの利得が１未満になるように、増幅器の周波数特性を設定したことにより、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。また、本発明は、請求項ごとに次の効果も奏する。 In addition, the oscillation circuit according to the present invention includes an amplifier having a parallel resonance circuit having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr and having a maximum gain at the resonance frequency F1, and in the vicinity of the resonance frequency fr. The phase rotation of the loop becomes 360 degrees and the loop gain becomes 1 or more. At the spurious frequency below the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop does not become 360 degrees. At the spurious frequency above the resonance frequency fr, the loop gain becomes 1. By setting the frequency characteristics of the amplifier so as to be less than, since the oscillation condition can be established only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator, it is possible to prevent instability of oscillation due to phase rotation, In addition, oscillation at a spurious frequency can be prevented. Moreover, this invention also has the following effect for every claim.

請求項３記載の発振回路によれば、増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器を増幅器と変圧器との間に設けたことにより、出力インピーダンスに起因する不要な位相回転の発生を抑制できる。   According to the oscillation circuit of the third aspect, since the impedance converter for reducing the output impedance of the amplifier is provided between the amplifier and the transformer, it is possible to suppress the occurrence of unnecessary phase rotation due to the output impedance.

請求項４記載の発振回路によれば、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックをループ中に設けたことにより、圧電振動子、変圧器及び増幅器だけでは実現できない所望の周波数特性を得ることができる。   According to the oscillation circuit of the fourth aspect, by providing a circuit block for adjusting the phase rotation or gain of the loop in the loop, a desired frequency characteristic that cannot be realized only by the piezoelectric vibrator, the transformer, and the amplifier is obtained. Can do.

請求項２記載の発振回路によれば、増幅器及び変圧器に反転機能を付与し、共振周波数ｆｒ近傍以下では圧電振動子と増幅器との位相回転（反転分を除く）の和を正にし、共振周波数ｆｒ近傍では圧電振動子及び増幅器の位相回転（反転分を除く）の和を零にし利得を１以上とし、共振周波数ｆｒ近傍以上ではループの利得を１未満とすることにより、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。 According to the oscillation circuit of the second aspect , the inversion function is given to the amplifier and the transformer, and the sum of the phase rotations (excluding the inversion) between the piezoelectric vibrator and the amplifier is made positive below the resonance frequency fr. In the vicinity of the frequency fr, the sum of the phase rotations (excluding the inversion) of the piezoelectric vibrator and the amplifier is set to zero and the gain is set to 1 or more, and the loop gain is set to less than 1 near the resonance frequency fr. Since the oscillation condition can be established only in the vicinity of the resonance frequency fr, it is possible to prevent the oscillation from becoming unstable due to the phase rotation and also to prevent the oscillation at the spurious frequency.

請求項５記載の発振回路によれば、インピーダンス変換器として、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器を用いることにより、出力インピーダンスに起因する不要な位相回転の発生を抑制できる。 According to the oscillation circuit of claim 5 , by using an emitter follower amplifier, a source follower amplifier, a voltage follower amplifier, a differential amplifier or an operational amplifier as an impedance converter, generation of unnecessary phase rotation due to the output impedance is prevented. Can be suppressed.

請求項６記載の発振回路によれば、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列又は直列にインピーダンス素子を接続することにより、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタだけでは実現できない所望の周波数特性を得ることができる。 According to the oscillation circuit of the sixth aspect, by connecting an impedance element in parallel or in series to the capacitor and the inductor constituting the parallel resonance circuit, desired frequency characteristics that cannot be realized only by the capacitor and the inductor constituting the parallel resonance circuit. Can be obtained.

請求項７記載の発振回路によれば、ダミー素子を変圧器の入力側に接続したことにより、変圧器の入力電圧の増加を抑えることができるので、圧電振動子の動作の不安定化や破損等を防止できる。 According to the oscillation circuit of the seventh aspect, since the increase of the input voltage of the transformer can be suppressed by connecting the dummy element to the input side of the transformer, the operation of the piezoelectric vibrator is unstable or damaged. Etc. can be prevented.

図１［１］は、本発明に係る発振回路の第一実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。   FIG. 1 [1] is a block diagram showing a first embodiment of an oscillation circuit according to the present invention. Hereinafter, description will be given based on this drawing.

第一実施形態の発振回路１０は、圧電振動子１３の出力信号を増幅して出力する増幅器１４と、増幅器１４の出力電圧を変圧して圧電振動子１３に印加する変圧器１２と、増幅器１４と変圧器１２との間に設けられ増幅器１４の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器１１とを備えたものである。そして、圧電振動子１３の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器１４の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子１３の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。   The oscillation circuit 10 of the first embodiment includes an amplifier 14 that amplifies and outputs an output signal of the piezoelectric vibrator 13, a transformer 12 that transforms an output voltage of the amplifier 14 and applies the voltage to the piezoelectric vibrator 13, and an amplifier 14. And an impedance converter 11 which is provided between the transformer 12 and reduces the output impedance of the amplifier 14. The phase rotation between the input and output of the amplifier 14 and the frequency characteristic of the gain are the phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator 13 so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator 13. It is set according to the frequency characteristics of.

インピーダンス変換器１１は、例えば、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器、演算増幅器などである。増幅器１４は、出力側から見ると、理想的な電圧源と出力インピーダンスとの直列回路となる。この出力インピーダンスは、不要な位相回転を発生させる。そのため、増幅器１４の出力インピーダンスは極力低いことが望ましいので、増幅器１４と変圧器１２との間にインピーダンス変換器１１を接続している。なお、増幅器１４の出力インピーダンスが十分に低ければ、インピーダンス変換器１１を省略してもよい。   The impedance converter 11 is, for example, an emitter follower amplifier, a source follower amplifier, a voltage follower amplifier, a differential amplifier, an operational amplifier, or the like. When viewed from the output side, the amplifier 14 is a series circuit of an ideal voltage source and output impedance. This output impedance causes unnecessary phase rotation. For this reason, it is desirable that the output impedance of the amplifier 14 be as low as possible. Therefore, the impedance converter 11 is connected between the amplifier 14 and the transformer 12. If the output impedance of the amplifier 14 is sufficiently low, the impedance converter 11 may be omitted.

変圧器１２は、入力側（一次側）と出力側（二次側）とを有する一般的なものであり、増幅器１４の出力電圧をインピーダンス変換器１１を介して入力し、これを昇圧して圧電振動子１３に印加する。   The transformer 12 is a general one having an input side (primary side) and an output side (secondary side). The output voltage of the amplifier 14 is input via the impedance converter 11 and boosted. Applied to the piezoelectric vibrator 13.

圧電振動子１３は、例えばＰＺＴ、チタン酸バリウム等の圧電セラミックスからなる一般的なものであり、電圧が印加されると逆圧電効果によって強い機械的振動を起こし、その機械的振動に見合った電圧を圧電効果によって出力する。この機械的振動が、液体の霧化や物体の振動に利用される。   The piezoelectric vibrator 13 is a general one made of piezoelectric ceramics such as PZT and barium titanate, for example. When a voltage is applied, a strong mechanical vibration is caused by an inverse piezoelectric effect, and a voltage corresponding to the mechanical vibration. Is output by the piezoelectric effect. This mechanical vibration is used for atomizing a liquid or vibrating an object.

例えば、増幅器１４は、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路（図示せず）を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。また、共振周波数ｆｒの近傍では、インピーダンス変換器１１、変圧器１２、圧電振動子１３及び増幅器１４を含むループ１５の位相回転が３６０度になり、かつループ１５の利得が１以上になる。共振周波数ｆｒ以下の圧電振動子１３のスプリアス周波数では、ループ１５の位相回転が３６０度にならない。共振周波数ｆｒ以上の圧電振動子１３のスプリアス周波数では、ループ１５の利得が１未満になる。   For example, the amplifier 14 has a parallel resonance circuit (not shown) having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr, and has a maximum gain at the resonance frequency F1. Further, in the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop 15 including the impedance converter 11, the transformer 12, the piezoelectric vibrator 13, and the amplifier 14 becomes 360 degrees, and the gain of the loop 15 becomes 1 or more. At the spurious frequency of the piezoelectric vibrator 13 below the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop 15 does not become 360 degrees. At the spurious frequency of the piezoelectric vibrator 13 that is equal to or higher than the resonance frequency fr, the gain of the loop 15 is less than 1.

次に、発振回路１０の作用について説明する。   Next, the operation of the oscillation circuit 10 will be described.

圧電振動子１３は、位相及び利得（負の利得すなわち損失）に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器１４も、並列共振回路を有しているので、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、前述した発振回路１０の特性が得られるように、圧電振動子１３の周波数特性に合わせて、増幅器１４の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ１５中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数ｆｒの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。   The piezoelectric vibrator 13 has a specific frequency characteristic with respect to phase and gain (negative gain or loss). Since the amplifier 14 also has a parallel resonant circuit, it has a characteristic frequency characteristic with respect to phase and gain. Therefore, frequency characteristics such as the resonance frequency F1, Q value, and maximum gain of the amplifier 14 are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator 13 so that the characteristics of the oscillation circuit 10 described above can be obtained. At this time, you may consider the frequency characteristic of the other component in the loop 15. FIG. As a result, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency fr, and conversely, the oscillation condition is not satisfied at the spurious frequency. Therefore, the oscillation does not become unstable due to the phase rotation, and the oscillation at the spurious frequency does not occur.

図１［２］は、本発明に係る発振回路の第二実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図１［１］と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。   FIG. 1 [2] is a block diagram showing a second embodiment of the oscillation circuit according to the present invention. Hereinafter, description will be given based on this drawing. However, the same parts as those in FIG.

第二実施形態の発振回路２０は、第一実施形態の発振回路１０において、ループ１５の位相回転又は利得を調整する回路ブロック２１がループ１５中に設けられたものである。   In the oscillation circuit 20 of the second embodiment, a circuit block 21 for adjusting the phase rotation or gain of the loop 15 is provided in the loop 15 in the oscillation circuit 10 of the first embodiment.

圧電振動子１３や増幅器１４だけでは、前述したループ１５の周波数特性を得ることが難しい場合もある。そのような場合に、ループ１５の位相回転又は利得を調整する回路ブロック２１を、ループ１５中に接続する。回路ブロック２１は、例えばインピーダンス素子や増幅器などからなる。   It may be difficult to obtain the frequency characteristics of the loop 15 described above using only the piezoelectric vibrator 13 and the amplifier 14. In such a case, a circuit block 21 that adjusts the phase rotation or gain of the loop 15 is connected in the loop 15. The circuit block 21 includes, for example, an impedance element and an amplifier.

次に、第一実施形態を更に具体化した実施例１について説明する。図２は、図１の発振回路を更に具体化した回路図である。図３は図２における圧電振動子の周波数特性を示し、図３［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフであり、図３［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図、図３［３］は圧電振動子の等価回路を示す回路図である。図４は図２における増幅器の周波数特性を示し、図４［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフであり、図４［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。   Next, Example 1 that further embodies the first embodiment will be described. FIG. 2 is a circuit diagram further embodying the oscillation circuit of FIG. 3 shows the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator in FIG. 2, FIG. 3 [1] is a graph showing the frequency characteristics of phase rotation and gain between input and output, and FIG. 3 [2] shows a method of measuring the frequency characteristics. FIG. 3 [3] is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the piezoelectric vibrator. 4 shows frequency characteristics of the amplifier in FIG. 2, FIG. 4 [1] is a graph showing frequency characteristics of phase rotation and gain between input and output, and FIG. 4 [2] is a circuit showing a method for measuring frequency characteristics. FIG. Hereinafter, description will be given based on these drawings. However, the same parts as those in FIG.

インピーダンス変換器１１は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３、ダイオードＤ１〜Ｄ３、トランジスタＱ１等からなる。トランジスタＱ１のベースには、ダイオードＤ１〜Ｄ３によって一定の直流電圧が印加されるとともに、増幅器１４からの出力電圧がコンデンサＣ３を介して交流電圧となって印加される。トランジスタＱ１のエミッタには、抵抗器Ｒ３を介して変圧器１２の一次巻線１２１が接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは交流的に接地されているので、コレクタ接地すなわちエミッタホロワとなっている。したがって、インピーダンス変換器１１は、エミッタホロワ増幅器であるから、周知のように、高入力インピーダンス、低出力インピーダンス、かつ入出力の位相が同じになる。   The impedance converter 11 includes resistors R1 and R2, a capacitor C3, diodes D1 to D3, a transistor Q1, and the like. A constant DC voltage is applied to the base of the transistor Q1 by the diodes D1 to D3, and an output voltage from the amplifier 14 is applied as an AC voltage via the capacitor C3. The primary winding 121 of the transformer 12 is connected to the emitter of the transistor Q1 through the resistor R3. Since the collector of the transistor Q1 is grounded in an alternating manner, it is a collector ground, that is, an emitter follower. Therefore, since the impedance converter 11 is an emitter follower amplifier, as is well known, the high input impedance, the low output impedance, and the input / output phases are the same.

変圧器１２は、互いに逆極性の一次巻線１２１と二次巻線１２２とを有するので、入出力の位相が反転する。すなわち、変圧器１２は、インピーダンス変換器１１を介して増幅器１４の出力電圧を入力し、これを変圧かつ反転して圧電振動子１３に印加する。また、変圧器１２は、巻線直流抵抗や主インダクタンス等を適切に設計することにより、反転分を除く位相回転を少なく抑えることができる。したがって、少なくとも圧電振動子１３の共振周波数ｆｒ及び主なスプリアス周波数を含む周波数範囲において、変圧器１２の入出力間の反転分を除く位相回転は０度になっている。   Since the transformer 12 includes the primary winding 121 and the secondary winding 122 having opposite polarities, the input / output phases are inverted. That is, the transformer 12 inputs the output voltage of the amplifier 14 via the impedance converter 11, transforms and inverts this, and applies it to the piezoelectric vibrator 13. In addition, the transformer 12 can suppress the phase rotation except for the inversion by appropriately designing the winding DC resistance, the main inductance, and the like. Therefore, in the frequency range including at least the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator 13 and the main spurious frequency, the phase rotation excluding the inversion between the input and output of the transformer 12 is 0 degree.

図３［１］は、圧電振動子１３の周波数特性のシミュレーション結果である。このシミュレーションでは、図３［３］に示す圧電振動子１３の一般的な等価回路を用いた。すなわち、圧電振動子１３はインダクタＬ０、コンデンサＣ０及び抵抗器Ｒ０の直列回路とコンデンサＣとが並列接続されたものとして計算した。図３［１］に示すように、圧電振動子１３の入出力間の位相回転θｐは、９０度以下の正であり、かつ共振周波数ｆｒの近傍で０度に近づく。ただし、実際には圧電振動子１３の等価回路は図３［３］よりもかなり複雑になるので、図示しないスプリアス周波数と呼ばれる共振周波数が複数存在することになる。   FIG. 3 [1] is a simulation result of the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator 13. In this simulation, a general equivalent circuit of the piezoelectric vibrator 13 shown in FIG. 3 [3] was used. That is, the piezoelectric vibrator 13 was calculated on the assumption that the series circuit of the inductor L0, the capacitor C0, and the resistor R0 and the capacitor C were connected in parallel. As shown in FIG. 3 [1], the phase rotation θp between the input and output of the piezoelectric vibrator 13 is a positive value of 90 degrees or less and approaches 0 degrees in the vicinity of the resonance frequency fr. However, since the equivalent circuit of the piezoelectric vibrator 13 is actually much more complicated than that in FIG. 3 [3], there are a plurality of resonance frequencies called spurious frequencies (not shown).

増幅器１４は、抵抗器Ｒ４〜Ｒ７、コンデンサＣ６、トランジスタＱ２、並列共振回路１４１等からなる。並列共振回路１４１は、並列接続されたコンデンサＣ１及びインダクタＬ１からなる。トランジスタＱ２のベースには、圧電振動子１３の出力電流に対応する抵抗器Ｒ５の電圧降下分が印加される。トランジスタＱ２のコレクタには、並列共振回路１４１が接続され、かつコンデンサＣ３を介してトランジスタＱ１のベースが接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは、抵抗器Ｒ７を介して交流的に接地されている。したがって、増幅器１４は、エミッタ接地回路であるから、周知のように入出力の位相が反転する。すなわち、増幅器１４は、圧電振動子１３の出力信号を増幅かつ反転して出力する。また、並列共振回路１４１の共振周波数Ｆ１において、並列共振回路１４１は最大のインピーダンスを呈するので、増幅器１４の利得が最大となる。   The amplifier 14 includes resistors R4 to R7, a capacitor C6, a transistor Q2, a parallel resonance circuit 141, and the like. The parallel resonance circuit 141 includes a capacitor C1 and an inductor L1 connected in parallel. The voltage drop of the resistor R5 corresponding to the output current of the piezoelectric vibrator 13 is applied to the base of the transistor Q2. A parallel resonant circuit 141 is connected to the collector of the transistor Q2, and the base of the transistor Q1 is connected via a capacitor C3. The emitter of the transistor Q2 is AC-grounded through a resistor R7. Therefore, since the amplifier 14 is a grounded emitter circuit, the input / output phase is inverted as is well known. That is, the amplifier 14 amplifies and inverts the output signal of the piezoelectric vibrator 13 and outputs the amplified signal. Further, since the parallel resonant circuit 141 exhibits the maximum impedance at the resonance frequency F1 of the parallel resonant circuit 141, the gain of the amplifier 14 is maximized.

図４［１］の周波数特性に示すように、増幅器１４は、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路１４１を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。そして、増幅器の入出力間の反転分を除く位相回転θａは、共振周波数Ｆ１未満で９０度以下の正になり、共振周波数Ｆ１で０度になり、共振周波数Ｆ１を越えると９０度以下の負になる。   As shown in the frequency characteristic of FIG. 4 [1], the amplifier 14 has a parallel resonance circuit 141 having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr, and has a maximum gain at the resonance frequency F1. Then, the phase rotation θa excluding the inversion between the input and output of the amplifier becomes a positive value of 90 degrees or less below the resonance frequency F1, becomes 0 degrees at the resonance frequency F1, and becomes a negative value of 90 degrees or less when the resonance frequency F1 is exceeded. become.

前述した発振回路１０の特性が得られるように、圧電振動子１３の周波数特性に合わせて、増幅器１４の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。コンデンサＣ１のキャパシタンスをｃ１、インダクタＬ１のインダクタンスをｌ１とすると、共振周波数Ｆ１は、Ｆ１＝１／｛２π√（ｃ１・ｌ１）｝で与えられる。このとき、コンデンサＣ１及びインダクタＬ１に並列接続された寄生抵抗をｒとすると、共振の鋭さＱ値は、Ｑ＝ｒ｛√（ｃ１／ｌ１）｝で与えられる。つまり、ｒが大きいほど共振が鋭くなる。したがって、コンデンサＣ１のキャパシタンスｃ１、インダクタＬ１のインダクタンスｌ１及び寄生抵抗ｒを適宜選択することにより、所望の周波数特性が得られる。また、コンデンサＣ１及びインダクタＬ１だけでは所望の周波数特性が得られない場合は、これらに抵抗器、コンデンサ、インダクタ等の調整用インピーダンス素子を接続する。   The frequency characteristics such as the resonance frequency F1, the Q value, and the maximum gain of the amplifier 14 are set in accordance with the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator 13 so that the characteristics of the oscillation circuit 10 described above can be obtained. When the capacitance of the capacitor C1 is c1 and the inductance of the inductor L1 is l1, the resonance frequency F1 is given by F1 = 1 / {2π√ (c1 · l1)}. At this time, assuming that the parasitic resistance connected in parallel to the capacitor C1 and the inductor L1 is r, the sharpness Q value of the resonance is given by Q = r {√ (c1 / l1)}. That is, the resonance becomes sharper as r is larger. Therefore, a desired frequency characteristic can be obtained by appropriately selecting the capacitance c1 of the capacitor C1, the inductance l1 of the inductor L1, and the parasitic resistance r. Further, when a desired frequency characteristic cannot be obtained with only the capacitor C1 and the inductor L1, an adjustment impedance element such as a resistor, a capacitor, or an inductor is connected thereto.

増幅器１４の利得は、トランジスタＱ２の増幅率ｈfeや、トランジスタＱ２周囲の抵抗器の抵抗値などを適宜選択することによって、所望の値が得られる。   The gain of the amplifier 14 can be obtained by appropriately selecting the amplification factor hfe of the transistor Q2, the resistance value of the resistor around the transistor Q2, and the like.

なお、コンデンサＣ２は直流電源電圧Ｖｃｃの変動防止用であり、コンデンサＣ４，Ｃ５はサージ吸収用である。   Capacitor C2 is for preventing fluctuations in DC power supply voltage Vcc, and capacitors C4 and C5 are for absorbing surges.

また、抵抗器Ｒ３は、圧電振動子１３の安定動作用又は保護用のダミー素子として機能する。変圧器１２の一次巻線１２１に過電圧が印加されると、変圧器１２の二次巻線１２２に極めて高い過電圧が発生するので、圧電振動子１３の動作が不安定になったり破損したりするおそれがある。そこで、変圧器１２とインピーダンス変換器１１との間に、ダミー素子として抵抗器Ｒ３を接続している。抵抗器Ｒ３は、過電流によって発生する電圧降下によって、変圧器１２の入力電圧の増加を抑える。   The resistor R3 functions as a dummy element for stable operation or protection of the piezoelectric vibrator 13. When an overvoltage is applied to the primary winding 121 of the transformer 12, an extremely high overvoltage is generated in the secondary winding 122 of the transformer 12, so that the operation of the piezoelectric vibrator 13 becomes unstable or damaged. There is a fear. Therefore, a resistor R3 is connected as a dummy element between the transformer 12 and the impedance converter 11. The resistor R3 suppresses an increase in the input voltage of the transformer 12 due to a voltage drop generated by an overcurrent.

次に、発振回路１０の全体の動作を説明する。   Next, the overall operation of the oscillation circuit 10 will be described.

前述したように、（共振周波数Ｆ１）＜（共振周波数ｆｒ）であり、共振周波数Ｆ１で増幅器１４の最大利得が得られる。ここで、図３及び図４に示すように、共振周波数ｆｒ近傍以下では、圧電振動子１３と増幅器１４との位相回転の和θｐ＋θａ＞０になることにより、ループの位相回転が３６０度にならないので、発振の条件が成立しない。共振周波数ｆｒ近傍では、圧電振動子１３及び増幅器１４の位相回転の和θｐ＋θａ＝０になることによりループの位相回転が３６０度になり、かつ最大利得が得られる共振周波数Ｆ１に近いことからループの利得が１以上になるので、発振の条件が成立する。共振周波数ｆｒ近傍以上では、最大利得が得られる共振周波数Ｆ１から遠ざかることにより、ループの利得が１未満になるので、発振の条件が成立しない。このように、圧電振動子１３の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。   As described above, (resonance frequency F1) <(resonance frequency fr), and the maximum gain of the amplifier 14 is obtained at the resonance frequency F1. Here, as shown in FIGS. 3 and 4, the phase rotation of the loop does not become 360 degrees because the sum of the phase rotations of the piezoelectric vibrator 13 and the amplifier is θp + θa> 0 below the vicinity of the resonance frequency fr. Therefore, the oscillation condition is not satisfied. In the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop becomes 360 ° by the sum of the phase rotations of the piezoelectric vibrator 13 and the amplifier 14 being θp + θa = 0, and is close to the resonance frequency F1 at which the maximum gain is obtained. Since the gain is 1 or more, the oscillation condition is satisfied. Above the resonance frequency fr, since the loop gain becomes less than 1 by moving away from the resonance frequency F1 at which the maximum gain is obtained, the oscillation condition is not satisfied. As described above, since the oscillation condition can be established only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator 13, it is possible to prevent the oscillation from becoming unstable due to the phase rotation and to prevent the oscillation at the spurious frequency.

次に、言葉を換えて、発振回路１０についてもう一度説明する。   Next, in other words, the oscillation circuit 10 will be described again.

図２に示すように、圧電振動子１３に適切な電圧を印加するため変圧器１２を、圧電振動子１３の前段に配置する。変圧器１２の主インダクタンスＬ又は変圧器１２の負荷インピーダンスＺにより、変圧器１２の一次側と二次側との間に不要な位相回転が発生しないように、出力インピーダンスの低いインピーダンス変換器１１を変圧器１２の一次側に配置して変圧器１２を駆動する。変圧器１２の反転分を除く位相回転は、無視できる程度に少なく抑えられている。 As shown in FIG. 2, the transformer 12 is arranged in front of the piezoelectric vibrator 13 in order to apply an appropriate voltage to the piezoelectric vibrator 13. The main inductance L or load impedance Z of the transformer 12 of the transformer 12, so unnecessary phase rotation between the primary side and the secondary side of the transformer 12 does not occur, a low output impedance the impedance converter 11 The transformer 12 is driven by being arranged on the primary side of the transformer 12. The phase rotation except for the inversion of the transformer 12 is suppressed to a negligible level.

したがって、直流電源電圧Ｖｃｃとは無関係に圧電振動子１３に適切な電圧を印加し、かつ正帰還ループの位相推移を変動させることなく、発振回路１０の発振条件を確保できる。   Therefore, the oscillation condition of the oscillation circuit 10 can be secured without applying an appropriate voltage to the piezoelectric vibrator 13 regardless of the DC power supply voltage Vcc and without changing the phase transition of the positive feedback loop.

続いて、インピーダンス変換器１１及び変圧器１２の位相回転（反転分を除く、以下同じ。）の総和が、０度又はその近傍であるとして、スプリアス周波数における問題の解決方法を説明する。   Subsequently, a method for solving the problem at the spurious frequency will be described on the assumption that the sum of the phase rotations of the impedance converter 11 and the transformer 12 (excluding the reversal, the same applies hereinafter) is 0 degrees or the vicinity thereof.

図４に示すように、増幅器１４は、その共振周波数Ｆ１の低周波側で＋９０度未満の正の位相回転（反転分を除く、以下同じ。）を示し、共振周波数Ｆ１より高周波側で−９０度未満（絶対値が９０度未満）の負の位相回転を示し、共振周波数Ｆ１で位相回転が０度となる。増幅器１４の利得は、共振周波数Ｆ１で最大となり、この両側で低下する。   As shown in FIG. 4, the amplifier 14 exhibits a positive phase rotation of less than +90 degrees on the low frequency side of the resonance frequency F1 (excluding inversion, the same applies hereinafter), and is −90 on the high frequency side of the resonance frequency F1. A negative phase rotation of less than 60 degrees (absolute value of less than 90 degrees) is exhibited, and the phase rotation is 0 degrees at the resonance frequency F1. The gain of the amplifier 14 becomes maximum at the resonance frequency F1 and decreases on both sides.

一方、図３に示すように、圧電振動子１３は、共振周波数ｆｒより低周波側及び高周波側でほぼ＋９０度の位相回転を示し、共振周波数ｆｒ近傍で位相回転が０度に近づく（ただし０度には到達しない。）。圧電振動子１３の入出力比は、共振周波数ｆｒの近傍で極大値及び極小値をとる。   On the other hand, as shown in FIG. 3, the piezoelectric vibrator 13 exhibits a phase rotation of approximately +90 degrees on the lower frequency side and the higher frequency side than the resonance frequency fr, and the phase rotation approaches 0 degrees in the vicinity of the resonance frequency fr (however, 0 Not reach the degree.) The input / output ratio of the piezoelectric vibrator 13 takes a maximum value and a minimum value in the vicinity of the resonance frequency fr.

圧電振動子１３の共振周波数ｆｒでは、増幅器１４の位相回転が負側にある。そのため、共振周波数ｆｒ近傍にて圧電振動子１３の位相回転が正から０度に近づくと、圧電振動子１３の位相回転と増幅器１４の位相回転との総和が０度となる周波数が存在し得る。すなわち、帰還ループの位相回転の総和が０度となる周波数が共振周波数ｆｒの近傍で存在し得る。このとき、増幅器１４の利得を適当な利得Ａｖに設定することにより、ループ利得が１を越える条件を実現すれば、圧電振動子１３の共振点の極近傍の発振条件を満たすので、安定した発振が継続する。 At the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator 13, the phase rotation of the amplifier 14 is on the negative side. Therefore, when the phase rotation of the piezoelectric vibrator 13 approaches 0 degrees from the positive in the vicinity of the resonance frequency fr, there may be a frequency at which the sum of the phase rotation of the piezoelectric vibrator 13 and the phase rotation of the amplifier 14 becomes 0 degrees. . Chi words, the frequency of the sum of the phase rotation of the feedback loop is 0 degrees may be present in the vicinity of the resonance frequency fr. At this time, if the condition where the loop gain exceeds 1 is realized by setting the gain of the amplifier 14 to an appropriate gain Av, the oscillation condition in the vicinity of the resonance point of the piezoelectric vibrator 13 is satisfied. Will continue.

ここで、スプリアス周波数が共振周波数Ｆ１より低周波側にある場合を考える。このとき、スプリアス周波数によって圧電振動子１３の位相回転が０度近傍まで低下しても、増幅器１４の位相回転がほぼ９０度であるため、インピーダンス変換器１１及び変圧器１２の位相回転がほぼ０度であることから、帰還ループの位相回転の総和は０度（正帰還）とはなり得ず、スプリアス周波数での発振は生じない。   Here, consider a case where the spurious frequency is on the lower frequency side than the resonance frequency F1. At this time, even if the phase rotation of the piezoelectric vibrator 13 decreases to near 0 degrees due to the spurious frequency, the phase rotation of the amplifier 14 and the transformer 12 is almost 0 because the phase rotation of the amplifier 14 is almost 90 degrees. Therefore, the sum of the phase rotation of the feedback loop cannot be 0 degree (positive feedback), and oscillation at the spurious frequency does not occur.

続いて、スプリアス周波数が共振周波数Ｆ１より高周波側にある場合を考える。このとき、増幅器１４の位相回転が負となるため、位相回転の総和が０度（正帰還）となるスプリアス周波数が存在し得る。しかし、スプリアス周波数における増幅器１４の利得Ａｓが共振周波数ｆｒにおける利得Ａｖよりも高くならない条件で、増幅器１４の利得Ａｖを適切に設定することにより、スプリアス周波数での発振を防止できる。   Next, consider a case where the spurious frequency is higher than the resonance frequency F1. At this time, since the phase rotation of the amplifier 14 becomes negative, there may exist a spurious frequency at which the sum of the phase rotation is 0 degree (positive feedback). However, it is possible to prevent oscillation at the spurious frequency by appropriately setting the gain Av of the amplifier 14 under the condition that the gain As of the amplifier 14 at the spurious frequency is not higher than the gain Av at the resonance frequency fr.

増幅器１４の各周波数における利得からΔＡ＝Ａｖ−Ａｓとし、正規の発振周波数ｆｒで発振するための利得余裕をΔ１とし、スプリアス周波数で発振しないための安定性の利得余裕をΔ２とすると、Δ１＋Δ２=ΔＡとすることにより適切な利得余裕をとり得る。   Assuming that ΔA = Av−As from the gain at each frequency of the amplifier 14, Δ1 as a gain margin for oscillation at the normal oscillation frequency fr, and Δ2 as a gain margin for stability not to oscillate at the spurious frequency, Δ1 + Δ2 = By setting ΔA, an appropriate gain margin can be obtained.

本発明に係る発振回路の実施形態を示すブロック図であり、図１［１］は第一実施形態、図１［２］は第二実施形態である。1 is a block diagram illustrating an embodiment of an oscillation circuit according to the present invention, in which FIG. 1 [1] is a first embodiment and FIG. 1 [2] is a second embodiment. 図１の発振回路を更に具体化した回路図（実施例１）である。FIG. 2 is a circuit diagram (Example 1) in which the oscillation circuit of FIG. 1 is further embodied. 図２における圧電振動子の周波数特性を示し、図３［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフ、図３［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図、図３［３］は圧電振動子の等価回路を示す回路図である。2 shows the frequency characteristics of the piezoelectric vibrator, FIG. 3 [1] is a graph showing the frequency characteristics of phase rotation and gain between input and output, and FIG. 3 [2] is a circuit diagram showing a method of measuring the frequency characteristics. 3 [3] is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the piezoelectric vibrator. 図２における増幅器の周波数特性を示し、図４［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフ、図４［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図である。2 shows frequency characteristics of the amplifier, FIG. 4 [1] is a graph showing frequency characteristics of phase rotation and gain between input and output, and FIG. 4 [2] is a circuit diagram showing a method of measuring frequency characteristics. 図５［１］は圧電振動子の発振回路の第一従来例を示す回路図、図５［２］は圧電振動子の発振回路の第二従来例を示す回路図である。FIG. 5 [1] is a circuit diagram showing a first conventional example of an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator, and FIG. 5 [2] is a circuit diagram showing a second conventional example of an oscillation circuit of a piezoelectric vibrator.

符号の説明Explanation of symbols

１０，２０ 発振回路
１１ インピーダンス変換器
１２ 変圧器
１３ 圧電振動子
１４ 増幅器
１４１ 並列共振回路
２１ 回路ブロック
ｆｒ 圧電振動子の共振周波数
Ｆ１ 増幅器の共振周波数
Ｒ３ 抵抗器（ダミー素子） 10, 20 Oscillation circuit 11 Impedance converter 12 Transformer 13 Piezoelectric vibrator 14 Amplifier 141 Parallel resonance circuit 21 Circuit block fr Resonance frequency of piezoelectric vibrator F1 Resonance frequency of amplifier R3 Resistor (dummy element)

Claims (7)

圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、この増幅器の出力電圧を変圧して前記圧電振動子に印加する変圧器とを備え、
前記圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、前記増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、前記圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定された、圧電振動子の発振回路であって、
前記増幅器が、前記共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ当該共振周波数Ｆ１で最大の利得となり、
前記共振周波数ｆｒの近傍では前記圧電振動子、前記変圧器及び前記増幅器を含むループの位相回転が３６０度になりかつ当該ループの利得が１以上になり、前記共振周波数ｆｒ以下の前記圧電振動子のスプリアス周波数では前記ループの位相回転が３６０度にならず、前記共振周波数ｆｒ以上の前記圧電振動子のスプリアス周波数では前記ループの利得が１未満になる、
ことを特徴とする圧電振動子の発振回路。 An amplifier that amplifies and outputs an output signal of the piezoelectric vibrator; and a transformer that transforms an output voltage of the amplifier and applies the voltage to the piezoelectric vibrator.
The frequency characteristics of phase rotation and gain between the input and output of the amplifier are the frequency of phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. An oscillation circuit of a piezoelectric vibrator set in accordance with characteristics,
The amplifier has a parallel resonance circuit having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr, and has a maximum gain at the resonance frequency F1,
In the vicinity of the resonance frequency fr, the phase rotation of the loop including the piezoelectric vibrator, the transformer, and the amplifier is 360 degrees and the gain of the loop is 1 or more, and the piezoelectric vibrator having the resonance frequency fr or less. The phase rotation of the loop does not become 360 degrees at the spurious frequency, and the gain of the loop becomes less than 1 at the spurious frequency of the piezoelectric vibrator above the resonance frequency fr.
An oscillation circuit of a piezoelectric vibrator characterized by that . 圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、この増幅器の出力電圧を変圧して前記圧電振動子に印加する変圧器とを備え、
前記圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、前記増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、前記圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定された、圧電振動子の発振回路であって、
前記増幅器は、前記共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ当該共振周波数Ｆ１で最大の利得となるとともに、前記圧電振動子の出力信号を増幅かつ反転して出力し、
前記変圧器は前記増幅器の出力電圧を変圧かつ反転して前記圧電振動子に印加し、
少なくとも前記共振周波数ｆｒ及び前記スプリアス周波数を含む周波数範囲において、
前記圧電振動子の入出力間の位相回転は、９０度以下の正であり、かつ前記共振周波数ｆｒの近傍で０に近づき、
前記増幅器の入出力間の前記反転分を除く位相回転は、前記共振周波数Ｆ１未満で９０度以下の正になり、前記共振周波数Ｆ１で０度になり、前記共振周波数Ｆ１を越えると９０度以下の負になり、
前記変圧器の入出力間の前記反転分を除く位相回転は０度である、
ことを特徴とする圧電振動子の発振回路。 An amplifier that amplifies and outputs an output signal of the piezoelectric vibrator; and a transformer that transforms an output voltage of the amplifier and applies the voltage to the piezoelectric vibrator.
The frequency characteristics of phase rotation and gain between the input and output of the amplifier are the frequency of phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator so that the oscillation condition is satisfied only in the vicinity of the resonance frequency fr of the piezoelectric vibrator. An oscillation circuit of a piezoelectric vibrator set in accordance with characteristics,
The amplifier has a parallel resonance circuit having a resonance frequency F1 lower than the resonance frequency fr, and has a maximum gain at the resonance frequency F1, and amplifies and inverts an output signal of the piezoelectric vibrator and outputs the amplified signal. ,
The transformer transforms and inverts the output voltage of the amplifier and applies it to the piezoelectric vibrator,
In a frequency range including at least the resonance frequency fr and the spurious frequency,
The phase rotation between the input and output of the piezoelectric vibrator is positive of 90 degrees or less, and approaches 0 near the resonance frequency fr.
The phase rotation excluding the inversion between the input and output of the amplifier becomes less than 90 degrees positive at less than the resonance frequency F1, 0 degrees at the resonance frequency F1, and less than 90 degrees above the resonance frequency F1. Becomes negative,
The phase rotation excluding the inversion between the input and output of the transformer is 0 degree.
An oscillation circuit of a piezoelectric vibrator characterized by that . 前記増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器が当該増幅器と前記変圧器との間に設けられた、
請求項１又は２記載の圧電振動子の発振回路。 An impedance converter for reducing the output impedance of the amplifier is provided between the amplifier and the transformer.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 1 or 2. 前記ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックが当該ループ中に設けられた、
請求項１乃至３のいずれかに記載の圧電振動子の発振回路。 A circuit block for adjusting the phase rotation or gain of the loop is provided in the loop.
Oscillation circuit of the piezoelectric vibrator mounting serial to any one of claims 1 to 3. 前記インピーダンス変換器は、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器である、
請求項３記載の圧電振動子の発振回路。 The impedance converter is an emitter follower amplifier, a source follower amplifier, a voltage follower amplifier, a differential amplifier, or an operational amplifier.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 3. 前記並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列に、又は、前記コンデンサ及び前記インダクタの少なくとも一方に直列に、当該並列共振回路の共振特性を調整するインピーダンス素子が接続された、
請求項１又は２記載の圧電振動子の発振回路。 An impedance element for adjusting resonance characteristics of the parallel resonant circuit is connected in parallel with the capacitor and the inductor constituting the parallel resonant circuit, or in series with at least one of the capacitor and the inductor.
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to claim 1 or 2 . 前記圧電振動子の安定動作用又は保護用のダミー素子が前記変圧器の入力側に接続された、
請求項１乃至６のいずれかに記載の圧電振動子の発振回路。 A dummy element for stable operation or protection of the piezoelectric vibrator is connected to the input side of the transformer,
The oscillation circuit of the piezoelectric vibrator according to any one of claims 1 to 6 .
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