JP4238546B2

JP4238546B2 - Power supply

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Publication number: JP4238546B2
Application number: JP2002254730A
Authority: JP
Inventors: 均三上
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd; Fujifilm Business Innovation Corp
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 2002-08-30
Filing date: 2002-08-30
Publication date: 2009-03-18
Anticipated expiration: 2022-08-30
Also published as: JP2004096891A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電源装置に関し、特にトランジスタなどのスイッチング素子を用いた電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、この種の電源装置はスイッチング電源として知られている。スイッチング電源には、リニア方式とスイッチング方式が知られている。リニア方式にはシャントレギュレータやシリーズレギュレータなどがある。スイッチング方式の電源装置は回路動作により、フライバック方式、フォワード方式ダブルフォワード方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式などのタイプが知られている。いずれのタイプも、スイッチングトランジスタを繰り返しオン・オフすることで発生したエネルギーを、トランスなどの伝達手段を用いて出力する。
【０００３】
通常、これらのスイッチング電源は出力電圧を一定に制御する制御回路や、出力電圧を可変する制御回路を備えている。このうち、出力電圧を可変する制御回路は、スイッチングトランジスタに印加するベース電圧を外部制御信号に従って変化させることで、出力電圧をダイナミックに変化させる。この種の電源装置は例えば、特許文献１及び特許文献２に記載がある。
【０００４】
【特許文献１】
特開平０６−２７６７２８号公報
【特許文献２】
特開平０７−１２３７０５号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スイッチングトランジスタはベース・エミッタ電圧以上のベース電圧が印加されて始めて動作可能状態になるので、外部制御信号を０Ｖから変化させても、ベース・エミッタ電圧に達するまではトランスの二次側で得られる出力電圧は変化しない。従って、外部制御信号を０Ｖから変化させても、出力電圧を０Ｖから線形に立ち上げることができないという問題点があった。
【０００６】
従って、本発明は上記従来技術の問題点を解決し、出力電圧を立ち上がりから線形に変化させることができる電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は請求項１に記載のように、第１スイッチング手段と、外部制御信号に基づく信号と、前記第１スイッチング手段をオンする電圧以上の電圧であるアイドリングバイアス電圧に対応する信号と、を加算した信号を、前記第１スイッチング手段に印加して、前記第１スイッチング手段をオンオフする制御手段と、前記制御手段の出力に基づいてオンオフされる前記第１スイッチング手段と、前記第１スイッチング手段がオンされるとき入力電圧を出力電圧に変換し、前記第１スイッチング手段がオフされるとき入力電圧を出力電圧に変換しない伝達手段と、を含むことを特徴とする電源装置である。外部制御信号に基づく信号と、第１スイッチング手段をオンする電圧以上の電圧であるアイドリングバイアス電圧に対応する信号と、を加算した信号を、第１スイッチング手段に印加して、第１スイッチング手段をオンオフする制御手段を設けたため、外部制御信号の立ち上がりから直ちに線形に増大する出力電圧を得ることができる。
【００１１】
上記構成の電源装置において、請求項２に記載のように、前記外部制御信号を平均化して前記外部制御信号に基づく信号を前記制御手段に出力する可変手段を含み、前記第１スイッチング手段は、スイッチングトランジスタを含み、前記制御手段は、前記アイドリングバイアス電圧を発生する基準電圧発生回路と、前記外部制御信号に基づく信号と、前記アイドリングバイアス電圧に基づく信号と、を加算する加算回路と、を含み、前記加算回路が加算した信号を前記スイッチングトランジスタの制御端子に印加する構成とすることができる。これは制御手段の一構成例であって、基準電圧発生回路と加算回路を用いた簡単な構成を用いることにより、外部制御信号に基づく信号と、アイドリングバイアス電圧に基づく信号と、を加算した信号を、スイッチングトランジスタの制御端子に印加して、スイッチングトランジスタを常にオンにすることができる。
【００１２】
請求項２に記載の前記基準電圧発生回路は、請求項３に記載のように、入力電圧を抵抗とダイオードで分圧する回路とすることができる。
【００１３】
上記構成の電源装置において、請求項４に記載のように、前記外部制御信号に基づいてオンされるとき、前記外部制御信号に基づく信号を前記制御手段に出力して、前記外部制御信号に基づいてオフされるとき、前記外部制御信号に基づく信号を前記制御手段に出力しない第２スイッチング手段を含み、前記第１スイッチング手段は、スイッチングトランジスタを含み、前記制御手段は、前記入力電圧を分圧して前記アイドリングバイアス電圧を発生する基準電圧発生回路を含み、前記外部制御信号に基づく信号と、前記アイドリングバイアス電圧に基づく信号と、を加算した信号を前記スイッチングトランジスタの制御端子に印加する構成とすることができる。第１スイッチング手段が含むスイッチングトランジスタを常にオンにしておくための別の構成を特定したものである。第２スイッチング手段が、外部制御信号に基づいてオフされて、外部制御信号に基づく信号を制御手段に出力しない場合、基準電圧発生回路により第１スイッチング手段が含むスイッチングトランジスタの制御端子にアイドリングバイアス電圧が印加されている。第２スイッチング手段が、外部制御信号に基づいてオンされて、外部制御信号に基づく信号を制御手段に出力する場合、外部制御信号に応答して、第１スイッチング手段が含むスイッチングトランジスタは直ちに動作を開始する。よって、外部制御信号の立ち上がりから直ちに線形に増大する出力電圧を得ることができる。
【００１４】
上記電源装置は請求項５記載のようにフライバック方式、フォワード方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式及び非絶縁型コンバータ方式のいずれかである。制御回路はスイッチング素子を用いた電源装置に広く適用できるもので、請求項５はいくつかを例示したものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態及び実施例を、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００１６】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源装置を示す図である。図示する電源装置は、外部制御信号に従い出力電圧を可変するための可変手段として機能するＤ−Ａ変換器１０と、入力電力をスイッチングするスイッチング手段として機能するスイッチング素子（以下、ＳＷ素子という）と、前記入力電力のスイッチングにより発生した電力エネルギーを伝達する伝達手段として機能するトランス３０と、前記スイッチング手段を常にスイッチング動作可能状態にバイアスする制御手段４０とを有する。また、電源装置は抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１とからなる時定数回路を有する。
【００１７】
直流の入力電圧Ｖｉｎがトランス３０の一次側巻線Ｎｐの一端に与えられる。この一次側巻線Ｎｐの他端に接続されているＳＷ素子をスイッチングすることで、トランスの二次側巻線Ｎｓに出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。パルス信号ＰＷＭは出力電圧Ｖｏｕｔを変化させるために用いられる外部制御信号である。パルス信号ＰＷＭは端子５１と５２の間に印加される。端子５１はＤ−Ａ変換器１０に接続されている。端子５２はグランド端子である。パルス信号ＰＷＭはデューティー比を変化させることでＳＷ素子２０のオン・オフのタイミングを変化させ、トランス３０の二次側で得られる出力電圧Ｖｏｕｔを変化させる。パルス信号ＰＷＭは０Ｖと電圧Ｖｓ１との間で変化する。Ｄ−Ａ変換器１０が出力するアナログ信号は、パルス信号ＰＷＭの電圧を平均したもので、デューティー比に応じた電圧Ｓ１である。電圧Ｓ１は、加算器４４の一方の入力に印加される。
【００１８】
加算器４４の他方の入力には、電圧Ｓ２が印加される。電圧Ｓ２は、ＳＷ素子２０に含まれるバイポーラ型のスイッチングトランジスタＱを常に動作可能状態に設定しておくためのアイドリングバイアス電圧である。従って、アイドリングバイアス電圧は、スイッチングトランジスタＱのベース・エミッタ電圧（例えば、０．６Ｖ）以上の電圧である。アイドリングバイアス電圧Ｓ２は、バイアス回路４０で生成される。バイアス回路４０は加算器４４の他、抵抗４１、４２、可変電圧Ｖｓ２を生成する可変電圧源４３を有する。抵抗４１と可変電圧源４３とは、入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に直列に接続されている。抵抗４１と可変電圧源４３との接続点は、抵抗Ｒ２を介して加算器４４の他方の入力に接続されている。
【００１９】
加算器４４が出力するバイアス電圧は、時定数回路を通り、ＳＷ素子２０に与えられる。この時定数回路の時定数により、スイッチングトランジスタＱの最大ピーク電流が決定する。スイッチングトランジスタＱのベースに印加されるバイアス電圧は、トランス３０のベース巻線Ｎｂを介して与えられる。スイッチングトランジスタＱのコレクタは、トランス３０の一次側巻線Ｎｐに接続され、エミッタは接地されている。バイアス電圧は、アイドリングバイアス電圧Ｓ２を含んでいる。従って、たとえ外部制御信号であるパルス信号ＰＷＭが印加されていない状態でも、入力電圧Ｖｉｎが与えられている限り、スイッチングトランジスタＱのベースにはそのベース・エミッタ電圧以上のアイドリングバイアス電圧が印加されている。よって、スイッチングトランジスタＱは、常に動作可能状態である。パルス信号ＰＷＭが印加されると直ちにトランジスタはスイッチング動作を開始することができ、トランス３０の二次側巻線Ｎｓに接続されたダイオードＤ及びキャパシタを介して得られる出力電圧Ｖｏｕｔは直ちに立ち上がる。つまり、パルス信号ＰＷＭの波高値（０Ｖ〜Ｖｓ１）の全領域に応じて出力電圧を線形に変化させることができる。
【００２０】
なお、図１の（ａ）は、スイッチングトランジスタＱのベースに０．６Ｖのアイドリングバイアスを印加した時のコレクタ・エミッタ間の波形を示す。また、（ｂ）は、スイッチングトランジスタＱのベースに０．６Ｖ以上のアイドリングバイアスを印加した時のコレクタ・エミッタ間の波形を示す。更に、（ｃ）は、スイッチングトランジスタＱがスイッチング動作するぎりぎり（活性領域で動作する限界時）のコレクタ・エミッタ間の波形を示す。アイドリングバイアスを印加することで、スイッチングトランジスタＱのコレクタ飽和電圧Ｖｃｅ以下の状態において出力できなかった領域（入力電圧０Ｖ〜Ｖｃｅ）の出力がほぼ線形に得られるようになった。
【００２１】
図２（Ａ）は本実施形態おける入力電圧Ｖｉｎ（Ｖ）と出力電圧Ｖｏｕｔ（ｋＶ）との関係を示すグラフ、図２（Ｂ）は本実施形態におけるパルス信号（外部制御信号）ＰＷＭのデューティー比と出力電圧Ｖｏｕｔ（ｋＶ）との関係を示すグラフである。これらの図から分かるように、本実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎに応じて出力電圧Ｖｏｕｔは立ち上がりから（０Ｖから）線形に変化しており、またパルス信号のデューティー比に応じて０％から１００％まで線形に出力電圧Ｖｏｕｔを増大させることができる。
【００２２】
（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態に係る電源装置の回路図である。図中、図１に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００２３】
本実施形態は、第１実施形態の可変電圧源４３をダイオードＤ１で構成したことを特徴とする。ダイオードＤ１の順方向電圧は０．６Ｖ程度であり、スイッチングトランジスタＱのベース・エミッタ電圧Ｖｂｅに相当する。よって、Ｖｓ２＝Ｖｂｅ＝０．６Ｖとなり、第１実施形態と同様の作用・効果が得られる。
【００２４】
（第３実施形態）
図４は、本発明の第３実施形態に係る電源装置の回路図である。図示する電源装置は、オペアンプ６０、６１、スイッチングトランジスタＱ１、スイッチトランジスタＱ２、トランス３０、キャパシタＣ１、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４、Ｒｆを有する。本実施形態は、スイッチトランジスタＱ２を設けたことを特徴の一つとする。スイッチトランジスタＱ２は、スイッチングトランジスタＱ１のベース（制御端子）と前記伝達手段との接続を、外部制御信号Ｖｓｇに従い制御する回路である。
【００２５】
アナログ形式の外部制御信号Ｖｓｇは端子５１と５２の間に与えられ、オペアンプ６０と抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒｆで構成されるバッファアンプを介してトランス３０のベース巻線Ｎｂの一端に与えられる。ベース巻線Ｎｂの他端は、スイッチトランジスタＱ２のエミッタ及びスイッチングトランジスタＱ１のベースに接続されている。スイッチトランジスタＱ２のベースには、オペアンプ６１を含むバッファアンプを介して外部制御信号Ｖｓｇが与えられる。スイッチングトランジスタＱ１のベースには、直列に接続された抵抗Ｒ１とＲ２で得られる分圧がバイアス電圧として印加されている。抵抗Ｒ１とＲ２の直列回路の一端は入力電圧Ｖｉｎに接続され、他端は抵抗Ｒ３を介してオペアンプ６０の出力に接続されている。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタは一次側巻線Ｎｐの一端に接続され、エミッタは接地されている。また、入力電圧Ｖｉｎとグランド（端子５２）間には、キャパシタＣが接続されている。キャパシタＣ１と抵抗Ｒ３とが時定数回路を形成し、スイッチングトランジスタＱ１の最大ピーク電流を決める。
【００２６】
次に、動作を説明する。外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖの時、つまり外部制御信号Ｖｓｇが印加されていない状態ではスイッチトランジスタＱ２がオフしている。オンしている状態では、電源回路はＲＣＣ（Ringing Choke Converter）として機能する。このとき、外部制御信号Ｖｓｇの電圧値に応じたバイアス電圧がベース巻線ＮｂとスイッチトランジスタＱ２を介して、スイッチングトランジスタＱ１のベースに印加される。スイッチングトランジスタＱ１のベースには抵抗Ｒ１とＲ２で分圧された直流バイアス電圧が印加され、コレクタ電流がスイッチングトランジスタＱ１に流れる。つまり、外部制御信号Ｖｓｇが印加されていない状態で、スイッチングトランジスタＱ１のベースにはアイドリングバイアスが印加されている。
【００２７】
この状態で外部制御信号Ｖｓｇを印加すると、バッファアンプ６１を介してバイアス電圧がスイッチトランジスタＱ２のベースに与えられるので、スイッチトランジスタＱ２はオンする。そして、外部制御信号Ｖｓｇの電圧値に応じたＲＣＣ動作が開始される。このとき、スイッチングトランジスタＱ１は既に直流バイアスされているので、外部制御信号Ｖｓｇが印加されると直ちに動作を開始する。よって、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると同時に出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。
【００２８】
（第４実施形態）
図５は、本発明の第４実施形態に係る電源装置の回路図である。図示する電源回路はフォワード方式の電源装置である。電源装置はトランス１３０、電界効果型トランジスタで構成されたスイッチングトランジスタＱ２０、第１制御回路７０及び第２制御回路８０を有する。第１制御回路７０は、第２制御回路８０の出力に応じてスイッチングトランジスタＱ２０のオン・オフを制御する回路である。第２制御回路８０は、外部制御信号Ｖｓｇの電圧値に応じて出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御する機能と、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると同時に出力電圧が得られるように制御する機能とを備える。
【００２９】
第２制御回路８０はオペアンプＩＣ１〜ＩＣ３とフォトトランジスタＰＣ１の発光部を有している。オペアンプＩＣ１の周囲には、抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１０１、Ｒ１０２、キャパシタＣ６が図示のように接続されている。オペアンプＩＣ２の周囲には抵抗Ｒ１１、Ｒ１６〜Ｒ１８、キャパシタＣ９、ダイオードＤ６が図示のように接続されている。オペアンプＩＣ３の周囲には抵抗Ｒ１２〜Ｒ１５、キャパシタＣ７が図示のように接続されている。
【００３０】
外部制御信号Ｖｓｇはバッファアンプとして機能するオペアンプＩＣ３で増幅され、抵抗Ｒ１３及びダイオードＤ６を介して、オペアンプＩＣ２の非反転入力端子（＋）に与えられる。このオペアンプＩＣ２は、前述のアイドリングバイアスを外部制御信号Ｖｓｇに加算するための加算回路として機能を有する。アイドリングバイアスに相当する電圧Ｖｘが、抵抗Ｒ１１を介してオペアンプＩＣ２の非反転入力端子に与えられる。オペアンプＩＣ２はオペアンプＩＣ３を介して入力された外部制御信号Ｖｓｇにアイドリングバイアス電圧Ｖｘを加算する。オペアンプＩＣ２の出力電圧は、抵抗Ｒ１８を介してオペアンプＩＣ１の非反転入力端子に印加される。この入力電圧はオペアンプＩＣ１の基準電圧Ｖｒｅｆとなる。つまり、Ｖｒｅｆ＝Ｖｓｇ＋Ｖｘである。オペアンプＩＣ１はこの基準電圧Ｖｒｅｆと電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔとを比較し、比較結果に応じた電圧を出力する。フォトトランジスタＰＣ１の発光部のカソードは、オペアンプＩＣ１の出力電圧となる。よって、発光部はオペアンプＩＣ１の出力電圧に応じた電流を出力電圧Ｖｏｕｔから流し、この電流に応じた量の光を発する。この光は、第１制御回路７０内に設けられたフォトトランジスタＰＣ１の受光部（ベース）に与えられる。
【００３１】
ここで、図６に外部制御信号Ｖｓｇと基準電圧Ｖｒｅｆとの関係を示す。本実施形態ではＶｒｅｆ＝Ｖｓｇ＋Ｖｘである。よって、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖの時も、Ｖｒｅｆ＝Ｖｘとなっている。このアイドリングバイアスＶｘは、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると直ちに基準電圧Ｖｒｅｆが線形に増大することを保証する。これに対し、アイドリングバイアスＶｘがない状態ではＶｒｅｆ＝０Ｖである。アイドリングバイアスＶｘを加算することで、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がると直ちに基準電圧Ｖｒｅｆは線形に増大し始める。
【００３２】
第１制御回路７０は、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、ＩＣ４、三角波発生器７１、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３、キャパシタＣ２１を有する。ＩＣ４には、抵抗Ｒ２１とＲ２２で決まるバイアス電圧が与えられている。フォトトランジスタＰＣ１と抵抗Ｒ２３からなる直列回路は、電源Ｖｃｃとグランドとの間に接続されている。フォトトランジスタＰＣ１のエミッタはオペアンプＩＣ４の入力端子（比較入力端子）に与えられている。三角波発生器７１が発生する三角波は、オペアンプＩＣ４の別の入力端子（比較入力端子）に与えられている。オペアンプＩＣ４は比較器として動作し、三角波とフォトトランジスタＰＣ１のエミッタ電圧とを比較して、直列に接続されたトランジスタＱ１１、Ｑ１２をオン・オフ制御する。第１制御回路７０の出力端子は、抵抗Ｒ２５を介してスイッチングトランジスタＱ２０のゲートに接続されている。スイッチングトランジスタＱ２０のドレインは、トランス１３０の一次側巻線Ｎｐの一端及びダイオードＤ７のアノードに接続されている。ダイオードのカソードは抵抗Ｒ２４とキャパシタＣ２２とを介して、一次側巻線Ｎｐの他端に接続されている。スイッチングトランジスタＱ２０のソースは接地されている。
【００３３】
図６を参照して上述したように、外部制御電圧Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると、直ちに基準電圧ＶｒｅｆはアイドリングバイアスＶｘから線形に増大し始める。よって、オペアンプＩＣ４も直ちに比較結果を出力する。よって、トランジスタＱ１１とＱ１２は外部制御電圧Ｖｓｇの立ち上がり直後から動作を開始するので、スイッチングトランジスタＱ２０には動作に必要なゲート電圧（スレッショルド電圧）が直ちに印加される。よって、トランス１３０の二次側巻線ＮｓからダイオードＤ４、Ｄ５、チョークコイルＬ１及びキャパシタＣ５を介して得られる出力電圧Ｖｏｕｔは外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後から線形に得られる。
【００３４】
（第５実施形態）
図７は、本発明の第５実施形態に係る電源装置の回路図である。図中、図５に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００３５】
図７に示す電源回路はハーフブリッジ方式の電源装置である。電源装置はトランス１３０、電界効果型トランジスタで構成されたスイッチングトランジスタＱ２１、Ｑ２２、第１制御回路７０及び第２制御回路８０を有する。これらの構成要素は、第４実施形態のものと同じである。第１制御回路７０は、第２制御回路８０の出力に応じて、２つのスイッチングトランジスタＱ２１とＱ２２のオン・オフを制御する回路である。第２制御回路８０は、外部制御信号Ｖｓｇの電圧値に応じて出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御する機能と、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると同時に出力電圧が得られるように制御する機能とを備える。
【００３６】
第１制御回路７０のトランジスタＱ１１のエミッタは、抵抗Ｒ２６を介してスイッチングトランジスタＱ２１のゲートに接続され、トランジスタＱ１２のエミッタは、抵抗Ｒ２７を介してスイッチングトランジスタＱ２２のゲートに接続されている。スイッチングトランジスタＱ２１とＱ２２は入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に直列に接続されており、接続点はトランス１３０の一次側巻線Ｎｐに接続されている。
【００３７】
前述したように、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後からしきい値電圧以上のゲート電圧をスイッチングトランジスタＱ２１とＱ２２に供給することができるため、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後から線形に増大する出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
【００３８】
（第６実施形態）
図８は、本発明の第６実施形態に係る電源装置の回路図である。図中、図５、図７に示す構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００３９】
図８に示す電源回路はフルブリッジ方式の電源装置である。電源装置はトランス１３０、電界効果型トランジスタで構成されたスイッチングトランジスタＱ２１〜Ｑ２４、第１制御回路７０及び第２制御回路８０を有する。これらの構成要素は、第４実施形態のものと同じである。第１制御回路７０は、第２制御回路８０の出力に応じて、４つのスイッチングトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４のオン・オフを制御する回路である。第２制御回路８０は、外部制御信号Ｖｓｇの電圧値に応じて出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御する機能と、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると同時に出力電圧が得られるように制御する機能とを備える。
【００４０】
第１制御回路７０のトランジスタＱ１１のエミッタは、抵抗Ｒ２８を介してスイッチングトランジスタＱ２３のゲートに接続され、また、抵抗Ｒ３１を介してスイッチングトランジスタＱ２２のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ１２のエミッタは、抵抗Ｒ２９を介してスイッチングトランジスタＱ２４のゲートに接続され、また、抵抗Ｒ３０を介してスイッチングトランジスタＱ２１のゲートに接続されている。スイッチングトランジスタＱ２１とＱ２２は入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に直列に接続されており、接続点はトランス１３０の一次側巻線Ｎｐの一端に接続されている。同様に、スイッチングトランジスタＱ２３とＱ２４は入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に直列に接続されており、接続点はトランス１３０の一次側巻線Ｎｐの他端に接続されている。
【００４１】
前述したように、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後からしきい値電圧以上のゲート電圧をスイッチングトランジスタＱ２１〜Ｑ２４に供給することができるため、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後から線形に増大する出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
【００４２】
（第７実施形態）
図９は、本発明の第７実施形態に係る電源装置の回路図である。図中、前述した構成要素と同一のものには同一の参照番号を付してある。
【００４３】
図９に示す電源回路は、非絶縁型コンバータ方式の一つであるチョッパ式の電源装置である。電源装置はスイッチングトランジスタＱ２５、第１制御回路７０及び第２制御回路８０を有する。これらの構成要素は、第４実施形態のものと同じである。第１制御回路７０は、第２制御回路８０の出力に応じて、スイッチングトランジスタＱ２５のオン・オフを制御する回路である。第２制御回路８０は、外部制御信号Ｖｓｇの電圧値に応じて出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御する機能と、外部制御信号Ｖｓｇが０Ｖから立ち上がると同時に出力電圧が得られるように制御する機能とを備える。
【００４４】
トランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレクタは、抵抗Ｒ３５を介してスイッチングトランジスタＱ２５のベースに接続されるとともに、抵抗Ｒ３６を介してエミッタに接続されている。
【００４５】
前述したように、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後からしきい値電圧以上のゲート電圧をスイッチングトランジスタＱ２５に供給することができるため、外部制御信号Ｖｓｇの立ち上がり直後から線形に増大する出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。
【００４６】
以上、本発明の実施形態を説明した。本発明によるアイドリングバイアスを用いた制御は上記タイプの電源装置に限定されるものではなく、スイッチングトランジスタを用いた他の様々なタイプの電源装置に適用できるものである。
【００４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、出力電圧を立ち上がりから線形に変化させることができる電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態の特性を示すグラフである。
【図３】本発明の第２実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図５】本発明の第４実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図６】本発明の第４実施形態の特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第５実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図８】本発明の第６実施形態に係る電源装置の回路図である。
【図９】本発明の第７実施形態に係る電源装置の回路図である。
【符号の説明】
１０Ｄ−Ａ変換器２０スイッチング素子
３０、１３０トランス４０バイアス回路
７０第１制御回路８０第２制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device using a switching element such as a transistor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, this type of power supply is known as a switching power supply. As the switching power supply, a linear method and a switching method are known. Linear methods include shunt regulators and series regulators. Switching type power supply devices are known in types such as flyback, forward double forward, half bridge, and full bridge depending on circuit operation. In either type, energy generated by repeatedly turning on and off the switching transistor is output using a transmission means such as a transformer.
[0003]
Usually, these switching power supplies are provided with a control circuit for controlling the output voltage to be constant and a control circuit for varying the output voltage. Among these, the control circuit that varies the output voltage dynamically changes the output voltage by changing the base voltage applied to the switching transistor according to the external control signal. This type of power supply device is described in Patent Document 1 and Patent Document 2, for example.
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 06-276728
[Patent Document 2]
Japanese Patent Laid-Open No. 07-123705
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the switching transistor is operable only when a base voltage equal to or higher than the base-emitter voltage is applied, even if the external control signal is changed from 0 V, the secondary side of the transformer does not reach the base-emitter voltage. The resulting output voltage does not change. Therefore, even if the external control signal is changed from 0V, the output voltage cannot be raised linearly from 0V.
[0006]
Accordingly, an object of the present invention is to solve the above-described problems of the prior art and to provide a power supply device capable of changing the output voltage linearly from the rising edge.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention as described in claim 1, A signal obtained by adding a first switching means, a signal based on an external control signal, and a signal corresponding to an idling bias voltage that is equal to or higher than a voltage for turning on the first switching means is applied to the first switching means. And a control means for turning on and off the first switching means, a first switching means that is turned on and off based on an output of the control means, and an input voltage that is converted into an output voltage when the first switching means is turned on. Transmitting means that does not convert an input voltage into an output voltage when the first switching means is turned off; It is a power supply device characterized by including. A signal obtained by adding a signal based on an external control signal and a signal corresponding to an idling bias voltage that is equal to or higher than a voltage for turning on the first switching means is applied to the first switching means, and the first switching means is Turn on and off Since the control means is provided, an output voltage that increases linearly immediately after the rising edge of the external control signal can be obtained.
[0011]
In the power supply device configured as described above, 2 As described in Variable means for averaging the external control signal and outputting a signal based on the external control signal to the control means; Above First Switching means is a switching transistor Including The control means is The idling bias voltage A reference voltage generating circuit for generating Adding a signal based on the external control signal and a signal based on the idling bias voltage Adder circuit and The signal added by the adder circuit is applied to the control terminal of the switching transistor. It can be configured. This is an example of the configuration of the control means. By using a simple configuration using a reference voltage generation circuit and an addition circuit, the external control signal can be Based signal and idling bias Voltage A signal based on And add Signal , Apply to the control terminal of the switching transistor, Switching transistor Always on can do.
[0012]
Claim 2 The reference voltage generation circuit according to claim 1, 3 As described in the above, a circuit that divides the input voltage by a resistor and a diode can be provided.
[0013]
In the power supply device configured as described above, 4 As described in When turned on based on the external control signal, a signal based on the external control signal is output to the control means, and when turned off based on the external control signal, the signal based on the external control signal is controlled. Second switching means not outputting to the means, Above First Switching means is a switching transistor Including The control means includes Above Divide the input voltage A reference voltage generation circuit for generating the idling bias voltage is applied, and a signal obtained by adding a signal based on the external control signal and a signal based on the idling bias voltage is applied to the control terminal of the switching transistor. It can be configured. The first switching means includes Always switch transistors on Another configuration is specified to keep it. When the second switching means is turned off based on the external control signal and does not output a signal based on the external control signal to the control means, the first switching means is included by the reference voltage generating circuit. To the control terminal of the switching transistor Idling A bias voltage is applied. When the second switching means is turned on based on the external control signal and outputs a signal based on the external control signal to the control means, In response to an external control signal The first switching means includes The switching transistor starts to operate immediately. Therefore, an output voltage that increases linearly immediately after the rising edge of the external control signal can be obtained.
[0014]
Said power supply is claimed 5 As described, it is one of a flyback method, a forward method, a half bridge method, a full bridge method, and a non-insulated converter method. The control circuit can be widely applied to a power supply device using a switching element. 5 Are some examples.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments and examples of the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.
[0016]
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a power supply device according to the first embodiment of the present invention. The power supply apparatus shown in the figure includes a DA converter 10 that functions as a variable means for varying the output voltage in accordance with an external control signal, and a switching element (hereinafter referred to as SW element) that functions as a switching means for switching input power. And a transformer 30 functioning as a transmission means for transmitting power energy generated by the switching of the input power, and a control means 40 for always biasing the switching means to a switching operation enabled state. The power supply device has a time constant circuit composed of a resistor R1 and a capacitor C1.
[0017]
A DC input voltage Vin is applied to one end of the primary winding Np of the transformer 30. By switching the SW element connected to the other end of the primary side winding Np, the output voltage Vout is obtained at the secondary side winding Ns of the transformer. The pulse signal PWM is an external control signal used for changing the output voltage Vout. The pulse signal PWM is applied between terminals 51 and 52. The terminal 51 is connected to the DA converter 10. The terminal 52 is a ground terminal. The pulse signal PWM changes the ON / OFF timing of the SW element 20 by changing the duty ratio, and changes the output voltage Vout obtained on the secondary side of the transformer 30. The pulse signal PWM changes between 0V and the voltage Vs1. The analog signal output from the DA converter 10 is an average of the voltages of the pulse signal PWM, and is a voltage S1 corresponding to the duty ratio. The voltage S1 is applied to one input of the adder 44.
[0018]
The voltage S <b> 2 is applied to the other input of the adder 44. The voltage S2 is an idling bias voltage for always setting the bipolar switching transistor Q included in the SW element 20 to an operable state. Accordingly, the idling bias voltage is a voltage equal to or higher than the base-emitter voltage (eg, 0.6 V) of the switching transistor Q. The idling bias voltage S2 is generated by the bias circuit 40. In addition to the adder 44, the bias circuit 40 includes resistors 41 and 42 and a variable voltage source 43 that generates a variable voltage Vs2. The resistor 41 and the variable voltage source 43 are connected in series between the input voltage Vin and the ground. A connection point between the resistor 41 and the variable voltage source 43 is connected to the other input of the adder 44 through the resistor R2.
[0019]
The bias voltage output from the adder 44 is given to the SW element 20 through the time constant circuit. The maximum peak current of the switching transistor Q is determined by the time constant of the time constant circuit. A bias voltage applied to the base of the switching transistor Q is applied via the base winding Nb of the transformer 30. The collector of the switching transistor Q is connected to the primary winding Np of the transformer 30 and the emitter is grounded. The bias voltage includes an idling bias voltage S2. Therefore, even when the pulse signal PWM which is an external control signal is not applied, as long as the input voltage Vin is applied, an idling bias voltage higher than the base-emitter voltage is applied to the base of the switching transistor Q. Yes. Therefore, the switching transistor Q is always operable. As soon as the pulse signal PWM is applied, the transistor can start a switching operation, and the output voltage Vout obtained via the diode D and the capacitor connected to the secondary winding Ns of the transformer 30 immediately rises. That is, the output voltage can be changed linearly according to the entire region of the peak value (0 V to Vs1) of the pulse signal PWM.
[0020]
FIG. 1A shows a waveform between the collector and the emitter when an idling bias of 0.6 V is applied to the base of the switching transistor Q. (B) shows a collector-emitter waveform when an idling bias of 0.6 V or more is applied to the base of the switching transistor Q. Furthermore, (c) shows the waveform between the collector and the emitter at the limit of the switching operation of the switching transistor Q (at the limit when the switching transistor Q operates in the active region). By applying an idling bias, an output in a region (input voltage 0 V to Vce) that could not be output in a state below the collector saturation voltage Vce of the switching transistor Q can be obtained almost linearly.
[0021]
FIG. 2A is a graph showing the relationship between the input voltage Vin (V) and the output voltage Vout (kV) in this embodiment, and FIG. 2B is a pulse signal (external control signal) PWM in this embodiment. De It is a graph which shows the relationship between a duty ratio and output voltage Vout (kV). As can be seen from these figures, according to this embodiment, the output voltage Vout changes linearly from the rising edge (from 0 V) according to the input voltage Vin, and from 0% according to the duty ratio of the pulse signal. The output voltage Vout can be increased linearly up to 100%.
[0022]
(Second Embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram of a power supply device according to the second embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0023]
The present embodiment is characterized in that the variable voltage source 43 of the first embodiment is configured by a diode D1. The forward voltage of the diode D1 is about 0.6V, which corresponds to the base-emitter voltage Vbe of the switching transistor Q. Therefore, Vs2 = Vbe = 0.6V, and the same operation and effect as in the first embodiment can be obtained.
[0024]
(Third embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram of a power supply device according to the third embodiment of the present invention. The illustrated power supply apparatus includes operational amplifiers 60 and 61, a switching transistor Q1, a switching transistor Q2, a transformer 30, a capacitor C1, a diode D2, and resistors R1 to R4 and Rf. This embodiment is characterized in that a switch transistor Q2 is provided. The switch transistor Q2 is a circuit that controls the connection between the base (control terminal) of the switching transistor Q1 and the transmission means in accordance with the external control signal Vsg.
[0025]
The analog external control signal Vsg is applied between terminals 51 and 52, and is applied to one end of the base winding Nb of the transformer 30 through a buffer amplifier including an operational amplifier 60 and resistors R3, R4, and Rf. The other end of the base winding Nb is connected to the emitter of the switch transistor Q2 and the base of the switching transistor Q1. An external control signal Vsg is applied to the base of the switch transistor Q2 through a buffer amplifier including the operational amplifier 61. A divided voltage obtained by resistors R1 and R2 connected in series is applied as a bias voltage to the base of the switching transistor Q1. One end of the series circuit of the resistors R1 and R2 is connected to the input voltage Vin, and the other end is connected to the output of the operational amplifier 60 via the resistor R3. The collector of the switching transistor Q1 is connected to one end of the primary side winding Np, and the emitter is grounded. A capacitor C is connected between the input voltage Vin and the ground (terminal 52). Capacitor C1 and resistor R3 form a time constant circuit, which determines the maximum peak current of switching transistor Q1.
[0026]
Next, the operation will be described. When the external control signal Vsg is 0V, that is, when the external control signal Vsg is not applied, the switch transistor Q2 is off. In the on state, the power supply circuit functions as an RCC (Ringing Choke Converter). At this time, a bias voltage corresponding to the voltage value of the external control signal Vsg is applied to the base of the switching transistor Q1 via the base winding Nb and the switch transistor Q2. A DC bias voltage divided by the resistors R1 and R2 is applied to the base of the switching transistor Q1, and a collector current flows through the switching transistor Q1. That is, an idling bias is applied to the base of the switching transistor Q1 in a state where the external control signal Vsg is not applied.
[0027]
When the external control signal Vsg is applied in this state, a bias voltage is applied to the base of the switch transistor Q2 via the buffer amplifier 61, so that the switch transistor Q2 is turned on. Then, the RCC operation corresponding to the voltage value of the external control signal Vsg is started. At this time, since the switching transistor Q1 is already DC-biased, the operation starts immediately when the external control signal Vsg is applied. Therefore, the output voltage Vout is generated at the same time as the external control signal Vsg rises from 0V.
[0028]
(4th implementation Form )
FIG. 5 shows the first aspect of the present invention. 4 It is a circuit diagram of the power supply device concerning an embodiment. The power supply circuit shown is a forward power supply device. The power supply apparatus includes a transformer 130, a switching transistor Q20 formed of a field effect transistor, a first control circuit 70, and a second control circuit 80. The first control circuit 70 is a second control circuit 80 This is a circuit for controlling on / off of the switching transistor Q20 in accordance with the output of. The second control circuit 80 has a function of controlling the output voltage Vout to be constant according to the voltage value of the external control signal Vsg and a function of controlling the output voltage to be obtained at the same time that the external control signal Vsg rises from 0V. Prepare.
[0029]
The second control circuit 80 includes light emitting units of operational amplifiers IC1 to IC3 and a phototransistor PC1. Around the operational amplifier IC1, resistors R9, R10, R101, R102 and a capacitor C6 are connected as shown. Around the operational amplifier IC2, resistors R11, R16 to R18, a capacitor C9, and a diode D6 are connected as shown. Resistors R12 to R15 and a capacitor C7 are connected around the operational amplifier IC3 as shown in the figure.
[0030]
The external control signal Vsg is amplified by the operational amplifier IC3 functioning as a buffer amplifier, and is given to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier IC2 through the resistor R13 and the diode D6. The operational amplifier IC2 functions as an adding circuit for adding the idling bias described above to the external control signal Vsg. A voltage Vx corresponding to the idling bias is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier IC2 through the resistor R11. The operational amplifier IC2 adds the idling bias voltage Vx to the external control signal Vsg input through the operational amplifier IC3. The output voltage of the operational amplifier IC2 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier IC1 through the resistor R18. This input voltage becomes the reference voltage Vref of the operational amplifier IC1. That is, Vref = Vsg + Vx. The operational amplifier IC1 compares the reference voltage Vref with the output voltage Vout of the power supply device, and outputs a voltage corresponding to the comparison result. The cathode of the light emitting part of the phototransistor PC1 becomes the output voltage of the operational amplifier IC1. Therefore, the light emitting unit causes a current corresponding to the output voltage of the operational amplifier IC1 to flow from the output voltage Vout, and emits an amount of light corresponding to the current. This light is given to the light receiving portion (base) of the phototransistor PC1 provided in the first control circuit 70.
[0031]
FIG. 6 shows the relationship between the external control signal Vsg and the reference voltage Vref. In the present embodiment, Vref = Vsg + Vx. Therefore, Vref = Vx even when the external control signal Vsg is 0V. The idling bias Vx ensures that the reference voltage Vref increases linearly as soon as the external control signal Vsg rises from 0V. On the other hand, Vref = 0V when there is no idling bias Vx. By adding the idling bias Vx, the reference voltage Vref starts to increase linearly as soon as the external control signal Vsg rises.
[0032]
The first control circuit 70 includes transistors Q11 and Q12, IC4, a triangular wave generator 71, resistors R21 to R23, and a capacitor C21. A bias voltage determined by resistors R21 and R22 is applied to IC4. A series circuit composed of the phototransistor PC1 and the resistor R23 is connected between the power supply Vcc and the ground. The emitter of the phototransistor PC1 is given to the input terminal (comparison input terminal) of the operational amplifier IC4. The triangular wave generated by the triangular wave generator 71 is given to another input terminal (comparison input terminal) of the operational amplifier IC4. The operational amplifier IC4 operates as a comparator, compares the triangular wave with the emitter voltage of the phototransistor PC1, and controls on / off of the transistors Q11 and Q12 connected in series. The output terminal of the first control circuit 70 is connected to the gate of the switching transistor Q20 via the resistor R25. The drain of the switching transistor Q20 is connected to one end of the primary winding Np of the transformer 130 and the anode of the diode D7. The cathode of the diode is connected to the other end of the primary winding Np via a resistor R24 and a capacitor C22. The source of the switching transistor Q20 is grounded.
[0033]
As described above with reference to FIG. 6, as soon as the external control voltage Vsg rises from 0V, the reference voltage Vref starts to increase linearly from the idling bias Vx. Therefore, the operational amplifier IC4 also immediately outputs the comparison result. Therefore, since the transistors Q11 and Q12 start operating immediately after the external control voltage Vsg rises, the gate voltage (threshold voltage) necessary for the operation is immediately applied to the switching transistor Q20. Therefore, the secondary winding Ns of the transformer 130 Et The output voltage Vout obtained via the diodes D4 and D5, the choke coil L1 and the capacitor C5 is obtained linearly immediately after the rising of the external control signal Vsg.
[0034]
(Fifth embodiment)
FIG. 7 is a circuit diagram of a power supply device according to the fifth embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
[0035]
The power supply circuit shown in FIG. 7 is a half-bridge power supply device. The power supply apparatus includes a transformer 130, switching transistors Q21 and Q22 each including a field effect transistor, a first control circuit 70, and a second control circuit 80. These components are the same as those in the fourth embodiment. The first control circuit 70 is a second control circuit 80 This is a circuit for controlling on / off of the two switching transistors Q21 and Q22 in accordance with the output of. The second control circuit 80 has a function of controlling the output voltage Vout to be constant according to the voltage value of the external control signal Vsg and a function of controlling the output voltage to be obtained at the same time that the external control signal Vsg rises from 0V. Prepare.
[0036]
The emitter of the transistor Q11 of the first control circuit 70 is connected to the gate of the switching transistor Q21 via a resistor R26, and the emitter of the transistor Q12 is connected to the gate of the switching transistor Q22 via a resistor R27. The switching transistors Q21 and Q22 are connected in series between the input voltage Vin and the ground, and the connection point is connected to the primary winding Np of the transformer 130.
[0037]
As described above, since the gate voltage equal to or higher than the threshold voltage can be supplied to the switching transistors Q21 and Q22 immediately after the rise of the external control signal Vsg, the output voltage Vout that increases linearly immediately after the rise of the external control signal Vsg. Can be obtained.
[0038]
(Sixth embodiment)
FIG. 8 is a circuit diagram of a power supply device according to the sixth embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those shown in FIGS. 5 and 7 are denoted by the same reference numerals.
[0039]
The power supply circuit shown in FIG. 8 is a full-bridge power supply device. The power supply apparatus includes a transformer 130, switching transistors Q21 to Q24 formed of field effect transistors, a first control circuit 70, and a second control circuit 80. These components are the same as those in the fourth embodiment. The first control circuit 70 is a second control circuit 80 This is a circuit for controlling on / off of the four switching transistors Q21, Q22, Q23 and Q24 in accordance with the output of. The second control circuit 80 has a function of controlling the output voltage Vout to be constant according to the voltage value of the external control signal Vsg and a function of controlling the output voltage to be obtained at the same time that the external control signal Vsg rises from 0V. Prepare.
[0040]
The emitter of the transistor Q11 of the first control circuit 70 is connected to the gate of the switching transistor Q23 via the resistor R28, and is connected to the gate of the switching transistor Q22 via the resistor R31. The emitter of the transistor Q12 is connected to the gate of the switching transistor Q24 through a resistor R29, and is connected to the gate of the switching transistor Q21 through a resistor R30. The switching transistors Q21 and Q22 are connected in series between the input voltage Vin and the ground, and the connection point is connected to one end of the primary winding Np of the transformer 130. Similarly, the switching transistors Q23 and Q24 are connected in series between the input voltage Vin and the ground, and the connection point is connected to the other end of the primary side winding Np of the transformer 130.
[0041]
As described above, since the gate voltage equal to or higher than the threshold voltage can be supplied to the switching transistors Q21 to Q24 immediately after the rising of the external control signal Vsg, the output voltage Vout that increases linearly immediately after the rising of the external control signal Vsg. Can be obtained.
[0042]
(Seventh embodiment)
FIG. 9 is a circuit diagram of a power supply device according to the seventh embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those described above are denoted by the same reference numerals.
[0043]
The power supply circuit shown in FIG. 9 is a chopper type power supply device which is one of non-insulated converter systems. The power supply device includes a switching transistor Q25, a first control circuit 70, and a second control circuit 80. These components are the same as those in the fourth embodiment. The first control circuit 70 is a second control circuit 80 This is a circuit for controlling on / off of the switching transistor Q25 in accordance with the output of. The second control circuit 80 has a function of controlling the output voltage Vout to be constant according to the voltage value of the external control signal Vsg and a function of controlling the output voltage to be obtained at the same time that the external control signal Vsg rises from 0V. Prepare.
[0044]
The collectors of the transistors Q11 and Q12 are connected to the base of the switching transistor Q25 via a resistor R35 and to the emitter via a resistor R36.
[0045]
As described above, since the gate voltage equal to or higher than the threshold voltage can be supplied to the switching transistor Q25 immediately after the rise of the external control signal Vsg, the output voltage Vout that increases linearly immediately after the rise of the external control signal Vsg is obtained. be able to.
[0046]
The embodiments of the present invention have been described above. The control using the idling bias according to the present invention is not limited to the above-mentioned type of power supply device, but can be applied to various other types of power supply devices using switching transistors.
[0047]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a power supply device capable of changing the output voltage linearly from the rising edge.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a graph showing characteristics of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a power supply device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a power supply device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a graph showing characteristics of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of a power supply device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a power supply device according to a seventh embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
10 DA converter 20 Switching element
30, 130 Transformer 40 Bias circuit
70 First control circuit 80 Second control circuit

Claims

First switching means;
A signal obtained by adding a signal based on an external control signal and a signal corresponding to an idling bias voltage that is equal to or higher than a voltage for turning on the first switching means is applied to the first switching means, and the first switching means is applied. Control means for turning on and off the switching means;
The first switching means which is turned on and off based on the output of the control means;
Transmission means for converting an input voltage to an output voltage when the first switching means is turned on, and not converting an input voltage to an output voltage when the first switching means is turned off;
A power supply device comprising:

Variable means for averaging the external control signal and outputting a signal based on the external control signal to the control means;
The first switching means includes a switching transistor ,
Wherein said control means includes a reference voltage generating circuit for generating the idling bias voltage, the includes a signal based on an external control signal, and a signal based on the idling bias voltage, and a summing circuit for adding, to said summing circuit The power supply apparatus according to claim 1 , wherein the added signal is applied to a control terminal of the switching transistor .

The reference voltage generating circuit, the power source apparatus according to claim 2, characterized in that the circuit for dividing the input voltage by the resistor and the diode.

When turned on based on the external control signal, a signal based on the external control signal is output to the control means, and when turned off based on the external control signal, the signal based on the external control signal is controlled. Second switching means not outputting to the means,
The first switching means includes a switching transistor ,
The controller includes a reference voltage generating circuit for generating the idling bias voltage the input voltage divides the signal based on the external control signal, signals and based on the idling bias voltage, the sum signal a The power supply device according to claim 1 , wherein the power supply device is applied to a control terminal of the switching transistor .

The power supply is a flyback type, forward type, half-bridge, full-bridge and a non-isolated converter power supply apparatus according to any one claim from claim 1, wherein 4 of the either of the methods.